JP7322636B2

JP7322636B2 - motor controller

Info

Publication number: JP7322636B2
Application number: JP2019177767A
Authority: JP
Inventors: 幹太朗鈴木; 星矢酒井
Original assignee: Fujitsu General Ltd
Current assignee: Fujitsu General Ltd
Priority date: 2019-09-27
Filing date: 2019-09-27
Publication date: 2023-08-08
Anticipated expiration: 2039-09-27
Also published as: JP2021057958A

Description

本開示は、モータ制御装置に関する。 The present disclosure relates to motor control devices.

モータの駆動を制御するモータ制御装置は、複数のスイッチング素子をからなるインバータを有する。このモータ制御装置に対してベクトル制御を用いる場合、モ－タ制御装置は、モータの回転速度が速度指令値（目標速度）になるようにｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を生成し、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値からｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を生成する。さらに、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を三相の電圧指令値（Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊）へ変換する。この電圧指令値からインバータを制御する方法としてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）がある。ここでＰＷＭは、スイッチング素子のオン／オフ時間の長さを調整してインバータの出力電圧を変化させる方法である。このスイッチング素子をオン／オフさせる信号をＰＷＭ信号とすると、ＰＷＭ信号は、ＰＷＭ生成部によってＰＷＭの搬送波であるキャリア信号と三相の電圧指令値との比較結果に基づいて生成される。ＰＷＭ信号は、ＰＷＭ生成部からインバータとインバータを駆動する回路を含むＩＰＭ（Intelligent Power Module）へ出力される。ＩＰＭは、入力されたＰＷＭ信号に応じてＩＰＭが有するインバータのスイッチング素子の制御を行うことにより、モータに三相電圧（Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗ）を印可してモータを駆動制御する。 A motor control device that controls driving of a motor has an inverter composed of a plurality of switching elements. When vector control is used for this motor control device, the motor control device generates a d-axis current command value and a q-axis current command value so that the rotation speed of the motor becomes the speed command value (target speed). , a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value are generated from the d-axis current command value and the q-axis current command value. Further, the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value are converted into three-phase voltage command values (Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* ). There is PWM (Pulse Width Modulation) as a method of controlling the inverter from this voltage command value. Here, PWM is a method of adjusting the length of ON/OFF time of a switching element to change the output voltage of the inverter. Assuming that the signal for turning on/off the switching element is a PWM signal, the PWM signal is generated by the PWM generator based on the result of comparison between the carrier signal, which is the carrier wave of PWM, and the three-phase voltage command values. The PWM signal is output from the PWM generator to an IPM (Intelligent Power Module) including an inverter and a circuit for driving the inverter. The IPM applies three-phase voltages (U-phase voltage Vu, V-phase voltage Vv, and W-phase voltage Vw) to the motor by controlling the switching elements of the inverter of the IPM according to the input PWM signal. Drive and control the motor.

上記インバータのスイッチング素子としてＭＯＳ電界効果トランジスタやＩＧＢＴを用いる場合は、インバータの下アームのスイッチング素子の出力端子の電位は固定である一方で、インバータの上アームをスイッチング素子の出力端子の電位は、下アームのスイッチング素子のオン・オフによって変動する。このため、上アームのスイッチング素子をオン・オフするために上アームの駆動する回路の電源として、コンデンサを有するブートストラップ回路が用いられる。このブートストラップ回路が有するコンデンサ（以下、「ブートストラップコンデンサ」と呼ぶ）は、インバータの下アームのスイッチング素子がオンのときに充電され、充電されたブートストラップコンデンサの電圧を用いて、インバータの上アームのスイッチング素子をオンすることができる。よって、ブートストラップコンデンサの電圧（以下、「ＢＳＣ電圧」と呼ぶ）が上アームのスイッチング素子を駆動できる電圧より低下すると上アームのスイッチング素子をオンにすることが困難になる。 When a MOS field effect transistor or an IGBT is used as the switching element of the inverter, the potential of the output terminal of the switching element in the lower arm of the inverter is fixed, while the potential of the output terminal of the switching element in the upper arm of the inverter is It fluctuates depending on whether the switching element of the lower arm is turned on or off. For this reason, a bootstrap circuit having a capacitor is used as the power supply for the circuit driven by the upper arm to turn on/off the switching element of the upper arm. A capacitor in this bootstrap circuit (hereinafter referred to as a "bootstrap capacitor") is charged when the switching element in the lower arm of the inverter is on, and the voltage of the charged bootstrap capacitor is used to A switching element in the arm can be turned on. Therefore, when the voltage of the bootstrap capacitor (hereinafter referred to as "BSC voltage") drops below the voltage capable of driving the upper arm switching element, it becomes difficult to turn on the upper arm switching element.

そこで、ＢＳＣ電圧が所定値未満に低下したことを検知したときに、ブートストラップコンデンサを強制的に充電するために、下アームのスイッチング素子をオンにするスイッチングを一時的に行う技術がある。 Therefore, there is a technique of temporarily switching on the switching element of the lower arm in order to forcibly charge the bootstrap capacitor when it is detected that the BSC voltage has dropped below a predetermined value.

特開２０１２－２４４７９６号公報JP 2012-244796 A

しかしながら、上記のようなイレギュラーなスイッチングパターンを一時的に挿入すると、本来出力すべきスイッチングパターンと異なるスイッチングパターンにより意図する波形と異なる例えば歪んだ正弦波形状の三相電圧が生成される。これにより、モータの相電流に高調波が発生してしまう虞がある。この高調波の発生は、モータ運転時の騒音の増加要因となる。また、ＢＳＣ電圧が低下し続けるとイレギュラーなスイッチングパターンを挿入し続けなければならない。これにより本来出力すべきスイッチングパターンが保てなくなり、モータを正常に駆動し続けることが困難となる可能性がある。 However, if such an irregular switching pattern as described above is temporarily inserted, a switching pattern different from that which should be output generates a three-phase voltage having, for example, a distorted sinusoidal waveform different from the intended waveform. As a result, harmonics may occur in the phase current of the motor. The generation of these harmonics causes an increase in noise during motor operation. Also, if the BSC voltage continues to drop, the irregular switching pattern must continue to be inserted. As a result, the switching pattern that should be output cannot be maintained, and it may become difficult to continue to drive the motor normally.

開示の技術は、モータに印可される三相電圧に高調波が発生してしまうことを防止し、モータを安定して駆動し続けながらＢＳＣ電圧の低下を抑制することを目的とする。 An object of the technology disclosed herein is to prevent harmonics from occurring in the three-phase voltage applied to the motor, and to suppress a decrease in the BSC voltage while continuing to drive the motor stably.

開示の態様のモータ制御装置は、インバータと、ＰＷＭ生成部と、駆動回路と、ブートストラップ回路と、第一上限変調率算出部と、変調率制限制御部とを有する。前記インバータは、複数のスイッチング素子を備え、直流電力を交流電力に変換してモータを駆動する電圧を前記モータに印加する。前記ＰＷＭ生成部は、電圧指令値に基づいて前記インバータのスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。前記駆動回路は、前記インバータのスイッチング素子を駆動する。前記ブートストラップ回路は、前記駆動回路に備えられ、コンデンサを有する。前記第一上限変調率算出部は、前記スイッチング素子を駆動できる最低電圧に基づいて、前記最低電圧に対する前記コンデンサの電圧の低下量の許容値を算出し、前記許容値に基づいて第一上限変調率を算出する。前記変調率制限制御部は、前記第一上限変調率を前記ＰＷＭの変調率の上限値として用いる。 A motor control device according to an aspect of the disclosure includes an inverter, a PWM generation section, a drive circuit, a bootstrap circuit, a first upper limit modulation rate calculation section, and a modulation rate limit control section. The inverter includes a plurality of switching elements, converts DC power into AC power, and applies a voltage for driving the motor to the motor. The PWM generator generates a PWM signal for controlling switching elements of the inverter based on the voltage command value. The drive circuit drives the switching elements of the inverter. The bootstrap circuit is provided in the drive circuit and has a capacitor. The first upper limit modulation factor calculation unit calculates an allowable value for the amount of voltage drop of the capacitor with respect to the lowest voltage based on the lowest voltage that can drive the switching element, and performs first upper limit modulation based on the allowable value. Calculate the rate. The modulation rate limit control section uses the first upper limit modulation rate as an upper limit value of the PWM modulation rate.

開示の態様によれば、モータに印可される三相電圧に高調波が発生してしまうことを防止、モータを安定して駆動し続けながらＢＳＣ電圧の低下を抑制することができる。 According to the disclosed aspect, it is possible to prevent harmonics from occurring in the three-phase voltage applied to the motor, and to suppress a decrease in the BSC voltage while continuing to drive the motor stably.

図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。1 is a diagram illustrating a configuration example of a motor control device according to a first embodiment of the present disclosure; FIG. 図２は、本開示の実施例１のインバータの回路構成例を示す図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit configuration example of an inverter according to Example 1 of the present disclosure. 図３は、本開示のインバータの駆動用回路の構成例を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of an inverter drive circuit of the present disclosure. 図４は、本開示のブートストラップコンデンサの充電の説明に供する図である。FIG. 4 is a diagram for explaining the charging of the bootstrap capacitor of the present disclosure. 図５は、本開示の実施例２のモータ制御装置の構成例を示す図である。FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of a motor control device according to a second embodiment of the present disclosure; 図６は、本開示のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。FIG. 6 is a diagram for explaining an operation example of the motor control device of the present disclosure. 図７は、本開示のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。FIG. 7 is a diagram for explaining an operation example of the motor control device of the present disclosure. 図８は、本開示の実施例２の変調制御部の処理の一例を示すフローチャートである。FIG. 8 is a flowchart illustrating an example of processing of a modulation control unit according to the second embodiment of the present disclosure; 図９は、本開示の充放電算出割合の説明に供する図である。FIG. 9 is a diagram for explaining the charge/discharge calculation ratio of the present disclosure.

以下に、本開示の実施例を図面に基づいて説明する。なお、以下の実施例により本開示のモータ制御装置が限定されるものではない。 Embodiments of the present disclosure will be described below based on the drawings. It should be noted that the motor control device of the present disclosure is not limited to the following embodiments.

［実施例１］
＜モータ制御装置の構成＞
図１は、本開示の実施例１のモータ制御装置の構成例を示す図である。図１において、モータ制御装置１００は、減算部１１，１４，１５，１９と、速度制御部１２と、励磁電流制御部１３と、ｄ軸電流制御部１６と、ｑ軸電流制御部１７と、非干渉化制御部１８と、加算部２０と、ｄｑ／３φ変換部２１と、ＰＷＭ生成部２２と、ＩＰＭ２３と、３φ電流算出部２４と、３φ／ｄｑ変換部２５と、軸誤差算出部２６と、ＰＬＬ制御部２９と、位置推定部３０と、１／Ｐｎ処理部３１と、変調率制限制御部７１と、第一上限変調率算出部８１とを有する。モータ制御装置１００は、モータＭに接続される。 [Example 1]
<Configuration of motor control device>
1 is a diagram illustrating a configuration example of a motor control device according to a first embodiment of the present disclosure; FIG. In FIG. 1, the motor control device 100 includes subtraction units 11, 14, 15, 19, a speed control unit 12, an excitation current control unit 13, a d-axis current control unit 16, a q-axis current control unit 17, Non-interacting control unit 18, addition unit 20, dq/3φ conversion unit 21, PWM generation unit 22, IPM 23, 3φ current calculation unit 24, 3φ/dq conversion unit 25, and axis error calculation unit 26 , a PLL control unit 29 , a position estimation unit 30 , a 1/Pn processing unit 31 , a modulation rate limit control unit 71 , and a first upper limit modulation rate calculation unit 81 . A motor control device 100 is connected to the motor M. As shown in FIG.

減算部１１，１４，１５，１９、速度制御部１２、励磁電流制御部１３、ｄ軸電流制御部１６、ｑ軸電流制御部１７、非干渉化制御部１８、加算部２０、ｄｑ／３φ変換部２１、ＰＷＭ生成部２２、３φ電流算出部２４、３φ／ｄｑ変換部２５、軸誤差算出部２６、ＰＬＬ制御部２９、位置推定部３０、１／Ｐｎ処理部３１、変調率制限制御部７１及び第一上限変調率算出部８１は、ハードウェアとして、例えばマイクロコンピュータまたはプロセッサにより実現される。プロセッサの一例として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等が挙げられる。 Subtraction units 11, 14, 15, 19, speed control unit 12, excitation current control unit 13, d-axis current control unit 16, q-axis current control unit 17, decoupling control unit 18, addition unit 20, dq/3φ conversion 21, PWM generation unit 22, 3φ current calculation unit 24, 3φ/dq conversion unit 25, axis error calculation unit 26, PLL control unit 29, position estimation unit 30, 1/Pn processing unit 31, modulation factor limit control unit 71 And the first upper limit modulation factor calculator 81 is implemented as hardware by, for example, a microcomputer or a processor. Examples of processors include CPUs (Central Processing Units), DSPs (Digital Signal Processors), and FPGAs (Field Programmable Gate Arrays).

減算部１１は、機械角速度指令値ωｍ^＊から機械角速度ωｍを減算することにより機械角速度偏差Δωを算出し、算出した機械角速度偏差Δωを速度制御部１２へ出力する。機械角速度指令値ωｍ^＊は、モータ制御装置１００の外部から減算部１１に入力される。また、機械角速度ωｍは、１／Ｐｎ処理部３１から減算部１１に入力される。 Subtraction unit 11 calculates mechanical angular speed deviation Δω by subtracting mechanical angular speed ωm from mechanical angular speed command value ωm ^* , and outputs calculated mechanical angular speed deviation Δω to speed control unit 12 . The mechanical angular velocity command value ωm ^* is input to the subtractor 11 from outside the motor control device 100 . Also, the mechanical angular velocity ωm is input from the 1/Pn processing section 31 to the subtraction section 11 .

速度制御部１２は、機械角速度偏差Δωが小さくなるようなｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を生成し、生成したｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を励磁電流制御部１３及び減算部１５へ出力する。 The speed control unit 12 generates a q-axis current command value Iq ^* that reduces the mechanical angular speed deviation Δω, and outputs the generated q-axis current command value Iq ^* to the excitation current control unit 13 and subtraction unit 15 .

励磁電流制御部１３は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊からｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を生成し、生成したｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を減算部１４へ出力する。 The excitation current control unit 13 generates a d-axis current command value Id ^* from the q-axis current command value Iq ^* and outputs the generated d-axis current command value Id ^* to the subtraction unit 14 .

なお、ｄ軸及びｑ軸は二相の回転座標系の座標軸を表し、Ｉｄ、Ｉｑ及び後述するＶｄ、Ｖｑはこの座標軸上の電流及び電圧である。 The d-axis and the q-axis represent coordinate axes of a two-phase rotating coordinate system, and Id, Iq and Vd, Vq, which will be described later, are current and voltage on these coordinate axes.

減算部１４は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊からｄ軸電流Ｉｄを減算することによりｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出し、算出したｄ軸電流偏差ΔＩｄをｄ軸電流制御部１６へ出力する。 Subtraction unit 14 calculates d-axis current deviation ΔId by subtracting d-axis current Id from d-axis current command value Id ^* , and outputs calculated d-axis current deviation ΔId to d-axis current control unit 16 .

減算部１５は、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊からｑ軸電流Ｉｑを減算することによりｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出し、算出したｑ軸電流偏差ΔＩｑをｑ軸電流制御部１７へ出力する。 Subtraction unit 15 calculates q-axis current deviation ΔIq by subtracting q-axis current Iq from q-axis current command value Iq ^* , and outputs calculated q-axis current deviation ΔIq to q-axis current control unit 17 .

ｄ軸電流制御部１６は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄから非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊＊を生成し、生成した非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊＊を減算部１９へ出力する。 The d-axis current control unit 16 generates a d-axis voltage command value Vd ^*** before decoupling from the d-axis current deviation ΔId, and subtracts the generated d-axis voltage command value Vd ^*** before decoupling. Output to

ｑ軸電流制御部１７は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑから非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊＊を生成し、生成した非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊＊を加算部２０へ出力する。 The q-axis current control unit 17 generates a q-axis voltage command value before decoupling ^{Vq ***} from the q-axis current deviation ΔIq, and adds the generated q-axis voltage command value before decoupling Vq ^*** to the adding unit 20 Output to

非干渉化制御部１８は、ｄ軸とｑ軸との間に発生する干渉をキャンセルしてｄ軸とｑ軸とをそれぞれ独立に制御するための非干渉化補正値を生成する。例えば、非干渉化制御部１８は、３φ／ｄｑ変換部２５から入力されるｄ軸電流Ｉｄと、ＰＬＬ制御部２９から入力される電気角速度ωｅとから、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊＊を非干渉化するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを生成し、生成したｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算部１９へ出力する。また例えば、非干渉化制御部１８は、３φ／ｄｑ変換部２５から入力されるｑ軸電流Ｉｑと、ＰＬＬ制御部２９から入力される電気角速度ωｅとから、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊＊を非干渉化するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを生成し、生成したｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算部２０へ出力する。 The non-interfering control unit 18 generates a non-interfering correction value for canceling interference that occurs between the d-axis and the q-axis and independently controlling the d-axis and the q-axis. For example, the decoupling control unit 18 calculates the d-axis voltage command value Vd before decoupling from the d-axis current Id input from the 3φ/dq conversion unit 25 and the electrical angular velocity ωe input from the PLL control unit 29. A d-axis non-interfering correction value Vda for making ^*** non-interfering is generated, and the generated d-axis non-interfering correction value Vda is output to the subtraction unit 19 . Further, for example, the decoupling control unit 18 calculates the q-axis voltage command value before decoupling from the q-axis current Iq input from the 3φ/dq conversion unit 25 and the electrical angular velocity ωe input from the PLL control unit 29. A q-axis decoupling correction value Vqa for decoupling Vq ^*** is generated, and the generated q-axis decoupling correction value Vqa is output to the addition unit 20 .

減算部１９は、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊＊からｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を非干渉化し、非干渉化した非干渉化後ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を変調率制限制御部７１へ出力する。 The subtracting unit 19 deinteracts the d-axis voltage command value Vd ^** by subtracting the d-axis decoupling correction value Vda from the d-axis voltage command value before decoupling Vd ^*** , thereby decoupling the non-interacting non-interacting value. The post-interference d-axis voltage command value Vd ^** is output to the modulation rate limit control section 71 .

加算部２０は、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊＊にｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算することにより非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊＊を非干渉化し、非干渉化した非干渉化後ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を変調率制限制御部７１へ出力する。 The addition unit 20 adds the q-axis decoupling correction value Vqa to the q-axis voltage command value Vq ^*** before decoupling to decoupling the q-axis voltage command value Vq ^*** before decoupling, The non-interfering post-non-interfering q-axis voltage command value Vq ^** is output to the modulation factor limit control unit 71 .

変調率制限制御部７１は、入力された２相の非干渉化後ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊及び非干渉化後ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を基にしたＰＷＭの変調率が、後述の第一上限変調率算出部８１から出力された第一上限変調率Ｍ１より大きい場合、ＰＷＭの変調率が第一上限変調率Ｍ１に制限されるように非干渉化後ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊及び非干渉化後ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊をｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊に補正して、ｄｑ／３φ変換部２１及び軸誤差算出部２６へ出力する。なお、第一上限変調率Ｍ１より小さい場合、非干渉化後ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊及び非干渉化後ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊をｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊にそのまま置き換えて出力する。詳細の説明は後述する。 The modulation rate limit control unit 71 adjusts the modulation rate of PWM based on the input two-phase decoupling d-axis voltage command value Vd ^** and the decoupling q-axis voltage command value Vq ^** , which will be described later. is greater than the first upper limit modulation factor M1 output from the first upper limit modulation factor calculation unit 81, the non-interfering d-axis voltage command value Vd is set so that the PWM modulation factor is limited to the first upper limit modulation factor M1 ^** and the decoupling q-axis voltage command value Vq ^** are corrected to the d-axis voltage command value Vd ^* and the q-axis voltage command value Vq ^* , and output to the dq/3φ conversion unit 21 and the axis error calculation unit 26. do. When the first upper limit modulation factor M1 is smaller than the first upper limit modulation factor M1, the d-axis voltage command value Vd ^** after decoupling and the q-axis voltage command value ^Vq after decoupling are changed to the d-axis voltage command value Vd ^* and the q-axis voltage command value. It is replaced with the value Vq ^* as it is and output. A detailed description will be given later.

ｄｑ／３φ変換部２１は、電気角位相（ｄｑ軸位相）θｄｑを用いて、二相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、三相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊へ変換し、変換後のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊をＰＷＭ生成部２２へ出力する。なお、Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊、及び、後述のＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、三相の固定座標系の電圧及び電流である。 The dq/3φ converter 21 converts the two-phase d-axis voltage command value Vd ^* and the q-axis voltage command value Vq ^* into the three-phase U-phase output voltage command value using the electrical angle phase (dq-axis phase) θdq. Vu ^* , the V-phase output voltage command value Vv ^* , and the W-phase output voltage command value Vw ^* , and the converted U-phase output voltage command value Vu ^* , the V-phase output voltage command value Vv ^* , and the W-phase output voltage command It outputs the value Vw ^* to the PWM generator 22 . Note that Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* , and Iu, Iv, Iw, which will be described later, are voltages and currents in a three-phase fixed coordinate system.

ＰＷＭ生成部２２は、ｄｑ／３φ変換部２１から出力されたＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊とキャリア信号との比較結果に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相の６相のＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をＩＰＭ２３へ出力する。 The PWM generation unit 22 compares the U-phase output voltage command value Vu ^* , the V-phase output voltage command value Vv ^* , and the W-phase output voltage command value Vw ^* output from the dq/3φ conversion unit 21 with the carrier signal. Based on this, it generates six-phase PWM signals of U-phase, V-phase, W-phase, X-phase, Y-phase and Z-phase, and outputs the generated PWM signals to the IPM 23 .

ＩＰＭ２３は、ＰＷＭ信号に基づくスイッチング制御により、モータ制御装置１００の外部から印加される直流電圧Ｖｄｃから、モータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれへ印可する交流電圧（三相交流電圧）を生成し、生成したそれぞれの交流電圧をモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。 The IPM 23 performs switching control based on a PWM signal to convert a DC voltage Vdc applied from the outside of the motor control device 100 to an AC voltage (three-phase AC voltage) applied to each of the U-phase, V-phase, and W-phase of the motor M. are generated, and the generated AC voltages are applied to the U-phase, V-phase, and W-phase of the motor M, respectively.

３φ電流算出部２４は、３φ電流算出部２４が有するシャント抵抗Ｒｓ（図示せず）を用いてＩＰＭ２３の母線電流を検出し、検出した母線電流と、ＰＷＭ生成部２２から出力されるＰＷＭ信号とから、モータＭのＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを算出する。ＰＷＭ信号は、ＩＰＭ２３におけるスイッチングパターンを示す。３φ電流算出部２４は、算出したＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを３φ／ｄｑ変換部２５及び、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗのいずれか１相の相電流を第一上限変調率算出部８１へ出力する。 The 3φ current calculation unit 24 detects the bus line current of the IPM 23 using a shunt resistor Rs (not shown) of the 3φ current calculation unit 24, and compares the detected bus line current and the PWM signal output from the PWM generation unit 22. , the U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw of the motor M are calculated. The PWM signal indicates the switching pattern in IPM 23 . A 3φ current calculator 24 converts the calculated U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw to a 3φ/dq converter 25 and any one of U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw. The phase current of the phase is output to the first upper limit modulation factor calculator 81 .

３φ／ｄｑ変換部２５は、電気角位相θｄｑを用いて、三相のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗを、二相のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑへ変換し、ｄ軸電流Ｉｄを減算部１４、非干渉化制御部１８及び軸誤差算出部２６へ出力し、ｑ軸電流Ｉｑを減算部１５、非干渉化制御部１８及び軸誤差算出部２６へ出力する。 The 3φ/dq converter 25 converts the three-phase U-phase current Iu, V-phase current Iv and W-phase current Iw into two-phase d-axis current Id and q-axis current Iq using the electrical angle phase θdq. , outputs the d-axis current Id to the subtraction unit 14, the decoupling control unit 18, and the axis error calculation unit 26, and outputs the q-axis current Iq to the subtraction unit 15, the decoupling control unit 18, and the axis error calculation unit 26. .

軸誤差算出部２６は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊と、ｄ軸電流Ｉｄと、ｑ軸電流Ｉｑとから、実際のｄｑ軸と制御上のｄｑ軸との間のずれを示す軸誤差変動Δθを算出し、算出した軸誤差変動ΔθをＰＬＬ制御部２９へ出力する。 The axis error calculator 26 calculates the difference between the actual dq-axis and the control dq-axis from the d-axis voltage command value Vd ^* , the q-axis voltage command value Vq ^* , the d-axis current Id, and the q-axis current Iq. It calculates an axis error variation Δθ indicating the deviation between the two, and outputs the calculated axis error variation Δθ to the PLL control section 29 .

ＰＬＬ制御部２９は、軸誤差変動Δθから、モータＭの現在の回転の角速度である電気角速度ωｅを算出し、算出した電気角速度ωｅを非干渉化制御部１８、位置推定部３０、１／Ｐｎ処理部３１、変調率制限制御部７１及び第一上限変調率算出部８１へ出力する。 The PLL control unit 29 calculates an electrical angular velocity ωe, which is the angular velocity of the current rotation of the motor M, from the axis error variation Δθ, and applies the calculated electrical angular velocity ωe to the decoupling control unit 18, the position estimation unit 30, and 1/Pn It is output to the processing section 31 , the modulation rate limit control section 71 and the first upper limit modulation rate calculation section 81 .

１／Ｐｎ処理部３１は、電気角速度ωｅをモータＭの極対数Ｐｎで除算することより機械角速度ωｍを算出し、算出した機械角速度ωｍを減算部１１へ出力する。 The 1/Pn processor 31 divides the electrical angular velocity ωe by the pole logarithm Pn of the motor M to calculate the mechanical angular velocity ωm, and outputs the calculated mechanical angular velocity ωm to the subtractor 11 .

位置推定部３０は、電気角速度ωｅから、モータＭの現在のロータの位置を示す電気角位相θｄｑを算出し、算出した電気角位相θｄｑをｄｑ／３φ変換部２１及び３φ／ｄｑ変換部２５へ出力する。 The position estimator 30 calculates an electrical angular phase θdq indicating the current position of the rotor of the motor M from the electrical angular velocity ωe, and transfers the calculated electrical angle phase θdq to the dq/3φ converter 21 and the 3φ/dq converter 25. Output.

第一上限変調率算出部８１は、モータＭの電気角速度ωｅの周期（以下、「電気角速度周期」と呼ぶ）で、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗのうちの何れか一つの相電流に基づいて、第一上限変調率Ｍ１を算出し、算出した第一上限変調率Ｍ１を変調率制限制御部７１へ出力する。第一上限変調率Ｍ１の算出についての詳細は後述する。 The first upper limit modulation factor calculator 81 calculates any one of the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw in the period of the electrical angular velocity ωe of the motor M (hereinafter referred to as the "electrical angular velocity period"). A first upper limit modulation factor M1 is calculated based on one phase current, and the calculated first upper limit modulation factor M1 is output to the modulation factor limit control section 71 . The details of the calculation of the first upper limit modulation factor M1 will be described later.

変調率制限制御部７１は、電気角速度周期で、非干渉化後ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊と、非干渉化後ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊と、直流電圧Ｖｄｃの電圧値とに基づいて、ＰＷＭの変調率（以下、「ＰＷＭ変調率」と呼ぶ）を算出する。例えば、変調率制限制御部７１は、まず式（１）に従って、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊と、直流電圧Ｖｄｃの電圧値とから電圧利用率を算出する。そして、変調率制限制御部７１は、式（１）に従って算出した電圧利用率と、電圧利用率を変調率に変換する係数とから、式（２）に従って、変調率Ｍ０を算出する。式（２）に従って算出される変調率Ｍ０は現在のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊と、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊における変調率を表す。以下では、変調率Ｍ０を「制限前変調率」と呼ぶ。なお、最大変調率は、ＰＷＭ生成部２２で行われるＰＷＭの変調方式に応じて予め定められており、例えば、ＰＷＭ生成部２２における最大変調率は「１.１５４」である。

The modulation rate limit control unit 71 controls the d-axis voltage command value after decoupling Vd ^** , the q-axis voltage command value after decoupling Vq ^** , and the voltage value of the DC voltage Vdc in the electrical angular velocity period. Then, the PWM modulation rate (hereinafter referred to as "PWM modulation rate") is calculated. For example, the modulation rate limit control unit 71 first calculates the voltage utilization factor from the d-axis voltage command value Vd ^* , the q-axis voltage command value Vq ^* , and the voltage value of the DC voltage Vdc according to Equation (1). Then, the modulation rate limit control unit 71 calculates the modulation rate M0 according to the formula (2) from the voltage utilization rate calculated according to the formula (1) and the coefficient for converting the voltage utilization rate into the modulation rate. The modulation factor M0 calculated according to equation (2) represents the modulation factor at the current d-axis voltage command value Vd ^* and q-axis voltage command value Vq ^* . The modulation rate M0 is hereinafter referred to as a "pre-limit modulation rate". Note that the maximum modulation rate is predetermined according to the PWM modulation method performed by the PWM generator 22. For example, the maximum modulation rate in the PWM generator 22 is "1.154".

また、変調率制限制御部７１は、電気角速度周期で、制限前変調率Ｍ０と第一上限変調率Ｍ１とを比較し、比較結果に従ってＰＷＭ変調率を制御する。 In addition, the modulation rate limit control unit 71 compares the pre-restriction modulation rate M0 with the first upper limit modulation rate M1 at the electrical angular velocity cycle, and controls the PWM modulation rate according to the comparison result.

すなわち、変調率制限制御部７１は、制限前変調率Ｍ０が第一上限変調率Ｍ１以下のときは、ＰＷＭ変調率として制限前変調率Ｍ０を制限せず出力する。ＰＷＭ生成部２２は、出力された制限前変調率Ｍ０に基づくＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊でＰＷＭ信号を生成する。 That is, when the pre-limitation modulation factor M0 is equal to or less than the first upper limit modulation factor M1, the modulation factor limit control unit 71 outputs the pre-limitation modulation factor M0 as the PWM modulation factor without limiting it. The PWM generator 22 generates a PWM signal with the U-phase output voltage command value Vu ^* , the V-phase output voltage command value Vv ^* , and the W-phase output voltage command value Vw ^* based on the output pre-limiting modulation factor M0.

一方で、変調率制限制御部７１は、制限前変調率Ｍ０が第一上限変調率Ｍ１より大きいときは、ＰＷＭ変調率として、制限前変調率Ｍ０を第一上限変調率Ｍ１に制限して出力する。ＰＷＭ生成部２２は、出力された第一上限変調率Ｍ１に基づくＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊でＰＷＭ信号を生成する。 On the other hand, when the pre-limiting modulation rate M0 is greater than the first upper limit modulation rate M1, the modulation rate limit control unit 71 limits the pre-limiting modulation rate M0 to the first upper limit modulation rate M1 as the PWM modulation rate and outputs it. do. The PWM generator 22 generates a PWM signal with the U-phase output voltage command value Vu ^* , the V-phase output voltage command value Vv ^* , and the W-phase output voltage command value Vw ^* based on the output first upper limit modulation rate M1.

このように、変調率制限制御部７１は、第一上限変調率Ｍ１をＰＷＭ変調率の上限値（以下、「上限変調率」と呼ぶ）として用いる。これにより、ＰＷＭ部２２では、第一上限変調率Ｍ１を上限変調率としてＰＷＭ信号を生成する。 In this manner, the modulation rate limit control section 71 uses the first upper limit modulation rate M1 as the upper limit value of the PWM modulation rate (hereinafter referred to as "upper limit modulation rate"). As a result, the PWM section 22 generates a PWM signal with the first upper limit modulation rate M1 as the upper limit modulation rate.

＜ＩＰＭの構成＞
図２は、本開示の実施例１のインバータの回路構成例を示す図である。図２において、ＩＰＭ２３はインバータ９０を有する。 <Configuration of IPM>
FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit configuration example of an inverter according to Example 1 of the present disclosure. In FIG. 2, IPM 23 has inverter 90 .

インバータ９０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相の６相のＰＷＭ信号Ｕｐ，Ｖｐ，Ｗｐ，Ｘｄ，Ｙｄ，Ｚｄに基づくスイッチング制御により、直流電圧Ｖｄｃから、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相交流電圧を生成する。インバータ９０は、Ｕ相の交流電圧に対応する構成要素としてスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２及びダイオードＤ４１，Ｄ４２を有し、Ｖ相の交流電圧に対応する構成要素としてスイッチング素子Ｓ５１，Ｓ５２及びダイオードＤ５１，Ｄ５２を有し、Ｗ相の交流電圧に対応する構成要素としてスイッチング素子Ｓ６１，Ｓ６２及びダイオードＤ６１，Ｄ６２を有する。スイッチング素子Ｓ４１～Ｓ６２の一例として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等が挙げられる。スイッチング素子Ｓ４２，Ｓ５２，Ｓ６２のソースには、３φ電流算出部２４が有するシャント抵抗Ｒｓ（図示せず）が接続される。 The inverter 90 converts the DC voltage Vdc into U A three-phase AC voltage of phase, V-phase, and W-phase is generated. The inverter 90 has switching elements S41, S42 and diodes D41, D42 as components corresponding to the U-phase AC voltage, and switching elements S51, S52 and diodes D51, D52 as components corresponding to the V-phase AC voltage. , and has switching elements S61 and S62 and diodes D61 and D62 as components corresponding to the W-phase AC voltage. Examples of the switching elements S41 to S62 include IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors). A shunt resistor Rs (not shown) of the 3φ current calculator 24 is connected to the sources of the switching elements S42, S52, and S62.

つまり、インバータ９０では、６つのスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２，Ｓ５１，Ｓ５２，Ｓ６１，Ｓ６２がブリッジ接続され、スイッチング素子Ｓ４１がＵ相の上アームに、スイッチング素子Ｓ４２がＵ相の下アームに、スイッチング素子Ｓ５１がＶ相の上アームに、スイッチング素子Ｓ５２がＶ相の下アームに、スイッチング素子Ｓ６１がＷ相の上アームに、スイッチング素子Ｓ６２がＷ相の下アームにそれぞれ配置される。Ｕ相の上アームのスイッチング素子Ｓ４１がオンにされると、モータＭのＵ相端子が直流電圧Ｖｄｃに接続され、Ｕ相の下アームのスイッチング素子Ｓ４２がオンにされると、モータＭのＵ相端子がグランド（ＧＮＤ）に接続される。また、Ｖ相の上アームのスイッチング素子Ｓ５１がオンにされると、モータＭのＶ相端子が直流電圧Ｖｄｃに接続され、Ｖ相の下アームのスイッチング素子Ｓ５２がオンにされると、モータＭのＶ相端子がグランドに接続される。また、Ｗ相の上アームのスイッチング素子Ｓ６１がオンにされると、モータＭのＷ相端子が直流電圧Ｖｄｃに接続され、Ｗ相の下アームのスイッチング素子Ｓ６２がオンにされると、モータＭのＷ相端子がグランドに接続される。そして、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相の６相のＰＷＭ信号に従って６つのスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２，Ｓ５１，Ｓ５２，Ｓ６１，Ｓ６２の各々のオンとオフとが制御され、６つのスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２，Ｓ５１，Ｓ５２，Ｓ６１，Ｓ６２のオン及びオフの組合せによってモータＭに印加されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相の電圧が制御される。 That is, in the inverter 90, the six switching elements S41, S42, S51, S52, S61, and S62 are bridge-connected, the switching element S41 is connected to the upper arm of the U phase, the switching element S42 is connected to the lower arm of the U phase, and the switching element S51 is arranged in the upper arm of the V phase, switching element S52 is arranged in the lower arm of the V phase, switching element S61 is arranged in the upper arm of the W phase, and switching element S62 is arranged in the lower arm of the W phase. When the U-phase upper arm switching element S41 is turned on, the U-phase terminal of the motor M is connected to the DC voltage Vdc, and when the U-phase lower arm switching element S42 is turned on, the U The phase terminal is connected to ground (GND). When the switching element S51 of the V-phase upper arm is turned on, the V-phase terminal of the motor M is connected to the DC voltage Vdc, and when the switching element S52 of the V-phase lower arm is turned on, the motor M is connected to the ground. When the switching element S61 of the W-phase upper arm is turned on, the W-phase terminal of the motor M is connected to the DC voltage Vdc, and when the switching element S62 of the W-phase lower arm is turned on, the motor M is connected to the ground. Each of the six switching elements S41, S42, S51, S52, S61, S62 is turned on and off in accordance with six-phase PWM signals of U-phase, V-phase, W-phase, X-phase, Y-phase, and Z-phase. The U-phase, V-phase, and W-phase voltages applied to the motor M are controlled by combinations of ON and OFF states of the six switching elements S41, S42, S51, S52, S61, and S62.

実際にスイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２，Ｓ５１，Ｓ５２，Ｓ６１，Ｓ６２をオン及びオフさせるために、スイッチング素子Ｓ４１，Ｓ４２，Ｓ５１，Ｓ５２，Ｓ６１，Ｓ６２の各ゲートＵ，Ｘ，Ｖ，Ｙ，Ｗ，Ｚには、インバータ９０の駆動用回路として、ゲートドライバと、ブートストラップ回路が接続されている。図３は、本開示の実施例１のブートストラップ回路の構成例を示す図である。図３において、ＩＰＭ２３は、ブートストラップ回路３０Ｕを有する。図３には、Ｕ相に対応するブートストラップ回路３０Ｕを一例として示す。Ｖ相に対応するブートストラップ回路３０Ｖは、ブートストラップ回路３０Ｕと同様の構成を採り、図３に示す符号に含まれる“Ｕ”を“Ｖ”に、“Ｘ”を“Ｙ”に読み替えたものとなる。また、Ｗ相に対応するブートストラップ回路３０Ｗは、ブートストラップ回路３０Ｕと同様の構成を採り、図３に示す符号に含まれる“Ｕ”を“Ｗ”に、“Ｘ”を“Ｚ”に読み替えたものとなる。以下、ブートストラップ回路３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗを代表して、ブートストラップ回路３０Ｕについて説明する。 In order to actually turn on and off the switching elements S41, S42, S51, S52, S61, S62, each gate U, X, V, Y, W, Z of the switching elements S41, S42, S51, S52, S61, S62 , a gate driver and a bootstrap circuit are connected as circuits for driving the inverter 90 . FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of a bootstrap circuit according to the first embodiment of the present disclosure; In FIG. 3, the IPM 23 has a bootstrap circuit 30U. FIG. 3 shows a bootstrap circuit 30U corresponding to the U phase as an example. The bootstrap circuit 30V corresponding to the V phase has a configuration similar to that of the bootstrap circuit 30U, except that "U" and "X" included in the symbols shown in FIG. becomes. Further, the bootstrap circuit 30W corresponding to the W phase has the same configuration as the bootstrap circuit 30U, and "U" included in the reference numerals shown in FIG. It becomes a thing. The bootstrap circuit 30U will be described below as a representative of the bootstrap circuits 30U, 30V, and 30W.

図３において、ブートストラップ回路３０Ｕは、ゲートＵドライバＤｒ３１Ｕと、ゲートＸドライバＤｒ３２Ｕと、ブートストラップコンデンサであるコンデンサＣ２１Ｕと、ダイオードＤ２１Ｕと、制限抵抗Ｒ２１Ｕと、Ｕ端子とを有し、Ｕ端子は、モータＭのＵ相へ印加される交流電圧の出力端子となる。ゲートドライバの電源電圧Ｖｃｃは、ゲートＵドライバＤｒ３２ＵとゲートＸドライバＤｒ３２Ｕに接続されるとともに、制限抵抗Ｒ２１Ｕを介してダイオードＤ２１Ｕのアノード側に接続される。ダイオードＤ２１Ｕのカソード側は、ゲートＵドライバＤｒ３１Ｕに接続されるとともに、コンデンサＣ２１Ｕの正極側に接続される。コンデンサＣ２１Ｕの負極側は、ゲートＵドライバＤｒ３１Ｕの負極側に接続される。また、ゲートＵドライバＤｒ３１Ｕからの制御線が、インバータ９０のスイッチング素子Ｓ４１のゲートへ接続され、ゲートＸドライバＤｒ３２Ｕからの制御線が、インバータ９０のスイッチング素子Ｓ４２のゲートへ接続される。ブートストラップ回路３０Ｕでは、以下のようにして充電されるコンデンサＣ２１Ｕの充電電圧（つまり、ＢＳＣ電圧）を用いて、ゲートＵドライバＤｒ３１Ｕが駆動される。 In FIG. 3, the bootstrap circuit 30U has a gate U driver Dr31U, a gate X driver Dr32U, a capacitor C21U that is a bootstrap capacitor, a diode D21U, a limiting resistor R21U, and a U terminal. , and the output terminal of the AC voltage applied to the U phase of the motor M. The gate driver power supply voltage Vcc is connected to the gate U driver Dr32U and the gate X driver Dr32U, and is also connected to the anode side of the diode D21U via the limiting resistor R21U. The cathode side of diode D21U is connected to gate U driver Dr31U and to the positive electrode side of capacitor C21U. The negative side of capacitor C21U is connected to the negative side of gate U driver Dr31U. A control line from the gate U driver Dr31U is connected to the gate of the switching element S41 of the inverter 90, and a control line from the gate X driver Dr32U is connected to the gate of the switching element S42 of the inverter 90. In the bootstrap circuit 30U, the gate U driver Dr31U is driven using the charging voltage (that is, the BSC voltage) of the capacitor C21U charged as follows.

＜第一上限変調率Ｍ１の算出＞
図４は、ブートストラップコンデンサの充電の説明に供する図である。 <Calculation of First Upper Limit Modulation Factor M1>
FIG. 4 is a diagram for explaining charging of the bootstrap capacitor.

ブートストラップコンデンサであるコンデンサＣ２１Ｕの充電モードには、スイッチング素子Ｓ４１のオフ後のダイオードＤ４２への相電流の還流時にコンデンサＣ２１Ｕが充電されるモード（以下、「モード１」と呼ぶ）と、スイッチング素子Ｓ４２のオン時にコンデンサＣ２１Ｕが充電されるモード（以下、「モード２」と呼ぶ）との２つのモードがある。モード１では、スイッチング素子Ｓ４２のオフ後の相電流の還流によりダイオードＤ４２がオンとなることでＵ端子の電位がダイオードＤ４２の順方向電圧Ｖ_ＥＣだけＧＮＤレベルより低くなる。一方で、モード２では、スイッチング素子Ｓ４２がオンになることでＵ端子の電位がシャント抵抗Ｒｓによる電圧降下Ｒｓ・ｉとスイッチング素子Ｓ４２の飽和電圧Ｖ_ＣＥだけＧＮＤレベルより高くなる。充電モードがモード１にあるときは、相電流はＵ端子からモータＭへ流れ出る。一方で、充電モードがモード２にあるときは、相電流はモータＭからＵ端子へ流れ込む。 The charging mode of the capacitor C21U, which is a bootstrap capacitor, includes a mode in which the capacitor C21U is charged when the phase current circulates to the diode D42 after the switching element S41 is turned off (hereinafter referred to as "mode 1"); There are two modes: a mode in which the capacitor C21U is charged when S42 is turned on (hereinafter referred to as "mode 2"). In mode 1, the diode D42 is turned on by the reflux of the phase current after the switching element S42 is turned off, and the potential of the U terminal becomes lower than the GND level by the forward voltage _VEC of the diode D42. On the other hand, in mode 2, the switching element S42 is turned on so that the potential of the U terminal becomes higher than the GND level by the voltage drop Rs·i due to the shunt resistor Rs and the saturation voltage _VCE of the switching element S42. When the charging mode is in mode 1, the phase current flows out to the motor M from the U terminal. On the other hand, when the charging mode is in mode 2, the phase current flows from the motor M to the U terminal.

モータの駆動時に流れる電流は、正弦波状に「正」の区間と「負」の区間を持つ。このように、相電流の向きが変化するため、図４に示すように、モード１とモード２との間でＵ端子の電位が変化する。そして、Ｕ端子の電位の変化に伴って、ブートストラップコンデンサが充電可能な電位の最大値（以下、「充電可能電位」と呼ぶ）も変化し、充電モードがモード２にあるときの充電可能電位（以下、「モード２充電可能電位」と呼ぶ）は、充電モードがモード１にあるときの充電可能電位（以下、「モード１充電可能電位」と呼ぶ）よりも小さくなる。 The current that flows when the motor is driven has a sinusoidal “positive” section and a “negative” section. Since the direction of the phase current changes in this way, the potential of the U terminal changes between mode 1 and mode 2, as shown in FIG. As the potential of the U terminal changes, the maximum chargeable potential of the bootstrap capacitor (hereinafter referred to as "chargeable potential") also changes. (hereinafter referred to as "mode 2 chargeable potential") is smaller than the chargeable potential when the charging mode is mode 1 (hereinafter referred to as "mode 1 chargeable potential").

図４に示すように、充電モードがモード１にあるときは、モード１充電可能電位は「（電圧Ｖｃｃ）＋（ダイオードＤ４２の順方向電圧Ｖ_ＥＣ）－（ダイオードＤ２１Ｕの順方向電圧Ｖｆ）」となる。一方で、充電モードがモード２にあるときは、モード２充電可能電位は「Ｖｃｃ－（スイッチング素子Ｓ４２の飽和電圧Ｖ_ＣＥ）－（シャント抵抗Ｒｓによる電圧降下Ｒｓ・ｉ）－Ｖｆ」となり、下アームに流れる相電流ｉの値が最大のときにモード２充電可能電位が最小となる。 As shown in FIG. 4, when the charging mode is mode 1, the mode 1 chargeable potential is "(voltage Vcc)+(forward voltage V _EC of diode D42)−(forward voltage Vf of diode D21U)". becomes. On the other hand, when the charge mode is in mode 2, the mode 2 chargeable potential is "Vcc-(saturation voltage V _CE of switching element S42)-(voltage drop Rs·i due to shunt resistor Rs)-Vf". The mode 2 chargeable potential is the lowest when the value of the phase current i flowing in the arm is the highest.

ここで、ブートストラップコンデンサの容量が大きい場合には、モード２におけるＢＳＣ電圧（以下、「モード２電圧」と呼ぶ）がモード２充電可能電位まで低下しないことがある。しかし、コンデンサＣ２１Ｕは、部品コストや実装面積などの条件によりできるだけ小型であることが望まれる。コンデンサが小型になるとその容量も小さくなり、ブートストラップコンデンサの容量は、例えば整流器に使用される平滑コンデンサに比べて比較的小さくなる。このため、コンデンサＣ２１Ｕでは、放電によるＢＳＣ電圧の低下量が大きくなり、モード２電圧はモード２充電可能電位と等しくなるまで低下する可能性がある。つまり、本開示では、小型で放電によりモード２電圧がモード２充電可能電位まで低下する可能性のある容量のコンデンサをブートストラップコンデンサとして用いることを可能とする。 Here, if the bootstrap capacitor has a large capacitance, the BSC voltage in mode 2 (hereinafter referred to as "mode 2 voltage") may not drop to the mode 2 chargeable potential. However, it is desired that the capacitor C21U be as small as possible in terms of parts cost, mounting area, and the like. As capacitors become smaller, their capacitance also decreases, and the capacitance of bootstrap capacitors is relatively small compared to, for example, smoothing capacitors used in rectifiers. Therefore, in the capacitor C21U, the amount of decrease in the BSC voltage due to discharge increases, and there is a possibility that the mode 2 voltage decreases until it becomes equal to the mode 2 chargeable potential. In other words, the present disclosure enables the use of a capacitor as a bootstrap capacitor that is small and has a capacitance that may cause the mode 2 voltage to drop to the mode 2 chargeable potential upon discharge.

また、モード２では、通常、スイッチング素子Ｓ４１のオン時間が短いため、放電よりも充電が支配的になる場合において、モード２電圧はモード２充電可能電位より小さくならないと想定される。 In addition, in mode 2, the on-time of the switching element S41 is usually short, so it is assumed that the mode 2 voltage does not become lower than the mode 2 chargeable potential when charging is dominant over discharging.

そこで、第一上限変調率算出部８１は、式（３）に従って、モード２電圧の最小値「モード２電圧_ｍｉｎ」を算出する。式（３）における「ｉ」は、モード２において下アームに流れる相電流の最大値であり、第一上限変調率算出部８１は、３φ電流算出部２４によって算出されるＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗの最大値を式（３）における「ｉ」として用いる。相電流の最大値は、予め想定される電流値、例えば、インバータ回路で許容できる電流値や過電流保護値などを最大電流（固定値）として設定する。

Therefore, the first upper limit modulation factor calculation unit 81 calculates the minimum value of the mode 2 voltage "mode 2 voltage _min " according to the equation (3). “i” in equation (3) is the maximum value of the phase current flowing in the lower arm in mode 2, and the first upper limit modulation factor calculator 81 calculates the U-phase currents Iu, V The maximum value of phase current Iv and W-phase current Iw is used as "i" in equation (3). As for the maximum value of the phase current, a current value assumed in advance, for example, a current value allowable in the inverter circuit, an overcurrent protection value, or the like is set as the maximum current (fixed value).

次いで、第一上限変調率算出部８１は、インバータのスイッチング素子を駆動できる最低電圧に対してＢＳＣ電圧の低下量の許容値（以下、「許容電圧低下量」と呼ぶ）を算出する。許容電圧低下量は、式（３）に従って算出されたモード２電圧の最小値と、ブートストラップコンデンサにおいて最低限確保したい電位との差として表される。例えば、第一上限変調率算出部８１は、式（４）に従って許容電圧低下量を算出する。式（４）では、一例として、ブートストラップコンデンサにおいて最低限確保したい電位として、ゲートＵドライバＤｒ３１Ｕの保護動作電圧を用いた場合を示す。ゲートＵドライバＤｒ３１Ｕの保護動作電圧は、ブートストラップ回路３０Ｕの設計時に予め定められている。

Next, the first upper limit modulation factor calculator 81 calculates an allowable value for the amount of decrease in the BSC voltage (hereinafter referred to as "allowable voltage decrease amount") with respect to the minimum voltage that can drive the switching elements of the inverter. The allowable voltage drop amount is expressed as the difference between the minimum value of the mode 2 voltage calculated according to Equation (3) and the minimum potential to be secured in the bootstrap capacitor. For example, the first upper limit modulation factor calculation unit 81 calculates the allowable voltage drop amount according to Equation (4). Equation (4) shows, as an example, the case where the protection operation voltage of the gate U-driver Dr31U is used as the minimum potential to be secured in the bootstrap capacitor. The protection operating voltage of gate U-driver Dr31U is determined in advance when bootstrap circuit 30U is designed.

次いで、第一上限変調率算出部８１は、コンデンサＣ２１Ｕの放電電荷量と、式（４）に従って算出した許容電圧低下量と、コンデンサＣ２１Ｕの容量とから、式（５）に従って、コンデンサＣ２１Ｕの充電電荷量を算出する。式（６）に従って、キャリア信号の１周期あたりの放電電流量と、放電時間とから放電電荷量を算出する。充放電時間は、相電流周期と充放電算出割合（ｘ／３６０）とから式（７）に従って算出する。充放電算出割合のｘは、図９で示す相電圧の波形において、モード１に入って最初の電圧のピーク点での位相角を表し、放電時間はこの位相角までの時間となる。なお図９は、説明が分かり易いようにピーク点が２つある三相変調の波形である。これより、放電電荷量は充放電時間あたりの量であるため、放電電荷量も充放電時間あたりの量として算出される。放電電流量は、ゲートＵドライバＤｒ３１Ｕによって予め定められている。

Next, the first upper limit modulation factor calculation unit 81 charges the capacitor C21U according to the equation (5) from the discharge charge amount of the capacitor C21U, the allowable voltage drop amount calculated according to the equation (4), and the capacitance of the capacitor C21U. Calculate the amount of charge. The amount of discharge charge is calculated from the amount of discharge current per cycle of the carrier signal and the discharge time according to equation (6). The charging/discharging time is calculated from the phase current period and the charging/discharging calculation ratio (x/360) according to the formula (7). The charge/discharge calculation ratio x represents the phase angle at the first voltage peak after entering mode 1 in the phase voltage waveform shown in FIG. 9, and the discharge time is the time up to this phase angle. Note that FIG. 9 is a three-phase modulation waveform having two peak points for easy understanding of the explanation. Accordingly, since the amount of discharged charge is the amount per charge/discharge time, the amount of discharge charge is also calculated as the amount per charge/discharge time. The discharge current amount is predetermined by the gate U driver Dr31U.

次いで、第一上限変調率算出部８１は、式（５）に従って算出した充電電荷量と、コンデンサＣ２１Ｕの充電電流とから、式（８）に従って、コンデンサＣ２１Ｕの充電時間を算出する。充電電流とは、上記の式（３）に従って算出したモード２電圧_ｍｉｎと、ブートストラップ回路３０Ｕの電源電圧Ｖｃｃと、ダイオードＤ２１Ｕの順電圧Ｖｆと、制限抵抗の抵抗値Ｒ２１Ｕとから、式（９）に従って算出されるコンデンサＣ２１Ｕの充電電流である。充電時間は、式（５）で求めた充電電荷量から算出されるため、充電時間は充放電時間あたりの時間として算出される。

Next, the first upper limit modulation factor calculator 81 calculates the charging time of the capacitor C21U according to the equation (8) from the charge amount calculated according to the equation (5) and the charging current of the capacitor C21U. The charging _current is given by the formula (9 ) is the charging current of the capacitor C21U calculated according to Since the charging time is calculated from the charge amount obtained by the formula (5), the charging time is calculated as the time per charging/discharging time.

次いで、第一上限変調率算出部８１は、式（８）に従って算出した充電時間と、式（７）に従って算出した充放電時間とから、式（１０）に従って、スイッチング素子Ｓ４１がオンになっている時間のデューティー比ｄｕｔｙ_ｏｎを算出する。

Next, the first upper limit modulation factor calculation unit 81 calculates the switching element S41 is turned on according to the equation (10) from the charging time calculated according to the equation (8) and the charging/discharging time calculated according to the equation (7). Calculate the duty ratio _{duty_on} of the time when the

そして、第一上限変調率算出部８１は、式（１０）に従って算出したデューティー比ｄｕｔｙ_ｏｎと、最大変調率とから、式（１１）に従って、第一上限変調率Ｍ１を算出する。

Then, first upper limit modulation factor calculation section 81 calculates first upper limit modulation factor M1 according to expression (11) from the duty ratio duty _on calculated according to expression (10) and the maximum modulation factor.

以上、実施例１について説明した。 The first embodiment has been described above.

［実施例２］
＜モータ制御装置の構成＞
図５は、本開示の実施例２のモータ制御装置の構成例を示す図である。以下、実施例１と異なる点について説明する。図５において、モータ制御装置２００は、変調率制限制御部７２と、第二上限変調率算出部８２と、力率算出部８３とを有する。変調率制限制御部７２、第二上限変調率算出部８２及び力率算出部８３は、ハードウェアとして、例えばマイクロコンピュータまたはプロセッサにより実現される。 [Example 2]
<Configuration of motor control device>
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration example of a motor control device according to a second embodiment of the present disclosure; Differences from the first embodiment will be described below. In FIG. 5 , the motor control device 200 has a modulation rate limit control section 72 , a second upper limit modulation rate calculation section 82 and a power factor calculation section 83 . The modulation rate limit control section 72, the second upper limit modulation rate calculation section 82, and the power factor calculation section 83 are implemented as hardware by, for example, a microcomputer or processor.

減算部１９は、非干渉化前ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊＊からｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算することによりｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を非干渉化し、非干渉化した非干渉化後ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を変調率制限制御部７２へ出力する。 The subtracting unit 19 deinteracts the d-axis voltage command value Vd ^** by subtracting the d-axis decoupling correction value Vda from the d-axis voltage command value before decoupling Vd ^*** , thereby decoupling the non-interacting non-interacting value. The post-interference d-axis voltage command value Vd ^** is output to the modulation factor limit control unit 72 .

加算部２０は、非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊＊にｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算することにより非干渉化前ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊＊を非干渉化し、非干渉化した非干渉化後ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を変調率制限制御部７２へ出力する。 The addition unit 20 adds the q-axis decoupling correction value Vqa to the q-axis voltage command value Vq ^*** before decoupling to decoupling the q-axis voltage command value Vq ^*** before decoupling, The non-interfering post-non-interfering q-axis voltage command value Vq ^** is output to the modulation rate limit control unit 72 .

変調率制限制御部７２は、入力された２相の非干渉化後ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊及び非干渉化後ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を基にしたＰＷＭの変調率が、第一上限変調率算出部８１から出力された第一上限変調率Ｍ１と後述の第二上限変調率算出部８２から出力された第二上限変調率Ｍ２に基づいて制限されるように非干渉化後ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊及び非干渉化後ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊をｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊に補正して、ｄｑ／３φ変換部２１及び軸誤差算出部２６へ出力する。なお、第一上限変調率Ｍ１より小さい場合、非干渉化後ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊及び非干渉化後ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊をｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊にそのまま置き換えて出力する。詳細な説明は後述する。 The modulation rate limit control unit 72 adjusts the modulation rate of PWM based on the input two-phase decoupling d-axis voltage command value Vd ^** and the decoupling q-axis voltage command value Vq ^** to the second After non-interfering so as to be restricted based on the first upper limit modulation rate M1 output from the one upper limit modulation rate calculation unit 81 and the second upper limit modulation rate M2 output from the second upper limit modulation rate calculation unit 82 described later The d-axis voltage command value Vd ^** and the decoupling q-axis voltage command value Vq ^** are corrected to the d-axis voltage command value Vd ^* and the q-axis voltage command value Vq ^* , and the dq/3φ converter 21 and the axis Output to the error calculator 26 . When the first upper limit modulation factor M1 is smaller than the first upper limit modulation factor M1, the d-axis voltage command value Vd ^** after decoupling and the q-axis voltage command value ^Vq after decoupling are changed to the d-axis voltage command value Vd ^* and the q-axis voltage command value. It is replaced with the value Vq ^* as it is and output. A detailed description will be given later.

３φ電流算出部２４は、算出したＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを３φ／ｄｑ変換部２５と、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗのいずれか１相の相電流を第一上限変調率算出部８１及び第二上限変調率算出部８２へ出力する。 A 3φ current calculator 24 converts the calculated U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw to a 3φ/dq converter 25 and any one of U-phase current Iu, V-phase current Iv, and W-phase current Iw. The phase currents of the phases are output to the first upper limit modulation factor calculator 81 and the second upper limit modulation factor calculator 82 .

３φ／ｄｑ変換部２５は、ｄ軸電流Ｉｄを減算部１４、非干渉化制御部１８、軸誤差算出部２６及び力率算出部８３へ出力し、ｑ軸電流Ｉｑを減算部１５、非干渉化制御部１８、軸誤差算出部２６及び力率算出部８３へ出力する。 The 3φ/dq conversion unit 25 outputs the d-axis current Id to the subtraction unit 14, the non-interference control unit 18, the axis error calculation unit 26, and the power factor calculation unit 83, and outputs the q-axis current Iq to the subtraction unit 15, the non-interference output to the conversion control unit 18 , the axis error calculation unit 26 and the power factor calculation unit 83 .

ＰＬＬ制御部２９は、算出した電気角速度ωｅを非干渉化制御部１８、位置推定部３０、１／Ｐｎ処理部３１、変調率制限制御部７２、第一上限変調率算出部８１及び第二上限変調率算出部８２へ出力する。 The PLL control unit 29 applies the calculated electrical angular velocity ωe to the decoupling control unit 18, the position estimation unit 30, the 1/Pn processing unit 31, the modulation rate limit control unit 72, the first upper limit modulation rate calculation unit 81, and the second upper limit Output to the modulation factor calculator 82 .

第二上限変調率算出部８２は、電気角速度周期で、Ｕ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗのうちの何れか一つの相電流に基づいて、ＢＳＣ電圧が一定に保たれるＰＷＭ変調率である第二上限変調率Ｍ２を算出し、算出した第二上限変調率Ｍ２を変調率制限制御部７２へ出力する。例えば、第二上限変調率算出部８２は、以下のように、式（１２）～式（１４）に従って第二変調率Ｍ２を算出する。 The second upper limit modulation factor calculator 82 keeps the BSC voltage constant based on any one of the U-phase current Iu, the V-phase current Iv, and the W-phase current Iw in the electrical angular velocity period. A second upper limit modulation rate M2, which is a PWM modulation rate, is calculated, and the calculated second upper limit modulation rate M2 is output to the modulation rate limit control section 72. For example, the second upper limit modulation factor calculation unit 82 calculates the second modulation factor M2 according to equations (12) to (14) as follows.

ＢＳＣ電圧が一定に保たれるのは、コンデンサＣ２１Ｕの充電電荷量と放電電荷量とが等しくなるときであるため、第二上限変調率算出部８２は、まず、式（１２）に従って、コンデンサＣ２１Ｕの充電電荷量を算出する。

Since the BSC voltage is kept constant when the charge amount and the discharge charge amount of the capacitor C21U are equal, the second upper limit modulation factor calculation unit 82 first calculates the capacitor C21U according to the equation (12). Calculate the charge amount of

また、第二上限変調率算出部８２は、上記の式（９）に従って、コンデンサＣ２１Ｕの充電電流を算出する。 Also, the second upper limit modulation factor calculation unit 82 calculates the charging current of the capacitor C21U according to the above equation (9).

次いで、第二上限変調率算出部８２は、式（１２）に従って算出した充電電荷量と、式（９）に従って算出した充電電流とから、上記の式（８）に従って、コンデンサＣ２１Ｕの充電時間を算出する。 Next, the second upper limit modulation factor calculation unit 82 calculates the charging time of the capacitor C21U according to the above equation (8) from the charge amount calculated according to the equation (12) and the charging current calculated according to the equation (9). calculate.

次いで、第二上限変調率算出部８２は、上記の式（８）に従って算出した充電時間と、キャリア周期とから、式（１３）に従って、スイッチング素子Ｓ４１がオフになっている時間のデューティー比ｄｕｔｙ_ｏｆｆを算出する。

Next, the second upper limit modulation factor calculation unit 82 calculates the duty ratio duty of the time when the switching element S41 is turned off according to the equation (13) from the charging time calculated according to the above equation (8) and the carrier period. _off is calculated.

そして、第二上限変調率算出部８２は、式（１３）に従って算出したデューティー比ｄｕｔｙ_ｏｆｆと、最大変調率とから、式（１４）に従って、第二上限変調率Ｍ２を算出する。

Second upper limit modulation factor calculation section 82 then calculates second upper limit modulation factor M2 according to expression (14) from the duty ratio duty _off calculated according to expression (13) and the maximum modulation factor.

一方で、力率算出部８３は、モータの力率（ｃｏｓθ；θは電圧と電流の位相差）を以下のように、式（１５）～式（１７）に従って、モータの力率（以下、「モータ力率」と呼ぶ）ＰＦを算出し、算出したモータ力率ＰＦを変調率制限制御部７２へ出力する。 On the other hand, the power factor calculator 83 calculates the motor power factor (cos θ; θ is the phase difference between the voltage and the current) according to the following equations (15) to (17). PF (referred to as “motor power factor”) is calculated, and the calculated motor power factor PF is output to the modulation factor limit control unit 72 .

力率算出部８３は、まず、式（１５）に従って、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊とから電圧位相角を算出する。

The power factor calculator 83 first calculates the voltage phase angle from the d-axis voltage command value Vd ^* and the q-axis voltage command value Vq ^* according to equation (15).

また、力率算出部８３は、式（１６）に従って、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑとから電流位相角を算出する。

Also, the power factor calculator 83 calculates a current phase angle from the d-axis current Id and the q-axis current Iq according to Equation (16).

そして、力率算出部８３は、式（１５）に従って算出した電圧位相角と、式（１６）に従って算出した電流位相角とから、式（１７）に従って、モータ力率ＰＦを算出する。

Power factor calculator 83 then calculates motor power factor PF according to equation (17) from the voltage phase angle calculated according to equation (15) and the current phase angle calculated according to equation (16).

＜モータ制御装置の動作＞
図６及び図７は、本開示のモータ制御装置の動作例の説明に供する図である。一例として、図６にはモータ力率ＰＦが「１.０」の場合の相電流とＢＳＣ電圧との関係を示し、図７にはモータ力率ＰＦが「０.６」の場合の相電流とＢＳＣ電圧との関係を示す。 <Operation of motor controller>
6 and 7 are diagrams for explaining an operation example of the motor control device of the present disclosure. As an example, FIG. 6 shows the relationship between the phase current and the BSC voltage when the motor power factor PF is "1.0", and FIG. and the BSC voltage.

実施例１で説明したように、通常、モード１充電可能電位がモード２充電可能電位より大きい値となる。しかし、ＰＷＭの変調方式と変調率とによっては、図６に示すように、モード１におけるＢＳＣ電圧（以下、「モード１電圧」と呼ぶ）がモード２電圧より小さくなってしまうことがある。 As described in the first embodiment, the mode 1 chargeable potential is normally higher than the mode 2 chargeable potential. However, depending on the PWM modulation method and modulation rate, the BSC voltage in mode 1 (hereinafter referred to as "mode 1 voltage") may become smaller than the mode 2 voltage, as shown in FIG.

また、モータ力率ＰＦが「１.０」の場合は、図６に示すように、相電流の向きが「負」から「正」に変わるゼロクロス点ＺＰ直後に、ＢＳＣ電圧が急激に上昇する状態ＳＡとなることがある。一方で、モータ力率ＰＦが「０.６」の場合は、図７に示すように、相電流の向きが「負」から「正」に変わるゼロクロス点ＺＰ付近においてＢＳＣ電圧が低下してしまう状態ＳＢとなることがある。つまり、モータ力率ＰＦが低下すると、相電圧と相電流との間の位相ずれが大きくなることに起因して、相電流の向きが「負」から「正」に変わるゼロクロス点ＺＰ付近においてＢＳＣ電圧が低下してしまうことがある。 Further, when the motor power factor PF is "1.0", as shown in FIG. 6, the BSC voltage rises sharply immediately after the zero cross point ZP where the direction of the phase current changes from "negative" to "positive". State SA may occur. On the other hand, when the motor power factor PF is "0.6", as shown in FIG. 7, the BSC voltage drops near the zero cross point ZP where the direction of the phase current changes from "negative" to "positive". State SB may occur. That is, when the motor power factor PF decreases, the phase shift between the phase voltage and the phase current increases. Voltage may drop.

これに対し、実施例１で説明したように、上記の式（４）に示す許容電圧低下量はモード２充電可能電位に基づいて算出されるため、図７に示す状態ＳＢにおける適切な許容電圧低下量を算出することは困難である。 On the other hand, as described in the first embodiment, the allowable voltage drop shown in the above equation (4) is calculated based on the mode 2 chargeable potential. Calculating the amount of reduction is difficult.

そこで、第二上限変調率算出部８２は、上記のようにして、式（１２）～式（１４）に従って第二上限変調率Ｍ２を算出する。また、変調率制限制御部７２は、以下のように、モータ力率ＰＦに応じて、第一上限変調率Ｍ１または第二上限変調率Ｍ２の何れかを上限変調率として選択する。 Therefore, the second upper limit modulation factor calculation unit 82 calculates the second upper limit modulation factor M2 according to equations (12) to (14) as described above. Further, the modulation rate limit control unit 72 selects either the first upper limit modulation rate M1 or the second upper limit modulation rate M2 as the upper limit modulation rate according to the motor power factor PF as follows.

＜変調制御部の処理＞
図８は、本開示の実施例２の変調制御部の処理の一例を示すフローチャートである。図８に示すフローチャートは、電気角速度周期で処理される。 <Processing of Modulation Control Unit>
FIG. 8 is a flowchart illustrating an example of processing of a modulation control unit according to the second embodiment of the present disclosure; The flowchart shown in FIG. 8 is processed in an electrical angular velocity cycle.

ステップＳ１０１では、変調率制限制御部７２は、モータ力率ＰＦが閾値ＴＨＰ以上であるか否かを判定する。モータ力率ＰＦが閾値ＴＨＰ以上である場合は（ステップＳ１０１：Ｙｅｓ）、処理はステップＳ１０３へ進み、モータ力率ＰＦが閾値ＴＨＰ未満である場合は（ステップＳ１０１：Ｎｏ）、処理はステップＳ１０５へ進む。 In step S101, the modulation factor limit control unit 72 determines whether or not the motor power factor PF is equal to or greater than the threshold value THP. If the motor power factor PF is greater than or equal to the threshold THP (step S101: Yes), the process proceeds to step S103, and if the motor power factor PF is less than the threshold THP (step S101: No), the process proceeds to step S105. move on.

ステップＳ１０３では、変調率制限制御部７２は、実施例１の変調率制限制御部７１と同様に、制限前変調率Ｍ０と第一上限変調率Ｍ１とを比較し、制限前変調率Ｍ０が第一上限変調率Ｍ１以下のときは、ＰＷＭ変調率として制限前変調率Ｍ０を制限せず出力する。ＰＷＭ生成部２２は、出力された制限前変調率Ｍ０に基づくＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊でＰＷＭ信号を生成する。一方で、変調率制限制御部７２は、制限前変調率Ｍ０が第一上限変調率Ｍ１より大きいときは、ＰＷＭ変調率として、制限前変調率Ｍ０を第一上限変調率Ｍ１で制限して出力する。ＰＷＭ生成部２２は、出力された第一上限変調率Ｍ１に基づくＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊でＰＷＭ信号を生成する。このように、変調率制限制御部７２は、モータ力率ＰＦが閾値ＴＨＰ以上である場合には、実施例１の変調率制限制御部７１と同様に、第一上限変調率Ｍ１を上限変調率として用いる。これにより、モータ力率ＰＦが閾値ＴＨＰ以上である場合には、ＰＷＭ生成部２２では、第一上限変調率Ｍ１を上限変調率としてＰＷＭ信号を生成する。 In step S103, similarly to the modulation rate limit control unit 71 of the first embodiment, the modulation rate limit control unit 72 compares the pre-limit modulation rate M0 with the first upper limit modulation rate M1. When the modulation rate is equal to or less than the one upper limit modulation rate M1, the pre-limit modulation rate M0 is output without limitation as the PWM modulation rate. The PWM generator 22 generates a PWM signal with the U-phase output voltage command value Vu ^* , the V-phase output voltage command value Vv ^* , and the W-phase output voltage command value Vw ^* based on the output pre-limiting modulation factor M0. On the other hand, when the pre-limiting modulation rate M0 is greater than the first upper limit modulation rate M1, the modulation rate limit control unit 72 limits the pre-limiting modulation rate M0 to the first upper limit modulation rate M1 as the PWM modulation rate and outputs it. do. The PWM generator 22 generates a PWM signal with the U-phase output voltage command value Vu ^* , the V-phase output voltage command value Vv ^* , and the W-phase output voltage command value Vw ^* based on the output first upper limit modulation rate M1. Thus, when the motor power factor PF is equal to or greater than the threshold value THP, the modulation rate limit control unit 72 sets the first upper limit modulation rate M1 to used as Accordingly, when the motor power factor PF is equal to or greater than the threshold value THP, the PWM generator 22 generates a PWM signal with the first upper limit modulation factor M1 as the upper limit modulation factor.

また、ステップＳ１０５では、変調率制限制御部７２は、制限前変調率Ｍ０と第二上限変調率Ｍ２とを比較し、制限前変調率Ｍ０が第二上限変調率Ｍ２以下のときは、ステップＳ１０３と同様に、ＰＷＭ変調率として制限前変調率Ｍ０を制限せず出力する。一方で、変調率制限制御部７２は、制限前変調率Ｍ０が第二上限変調率Ｍ２より大きいときは、ＰＷＭ変調率として、制限前変調率Ｍ０を第二上限変調率Ｍ２で制限して出力する。ＰＷＭ生成部２２は、出力された第二上限変調率Ｍ２に基づくＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊及びＷ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊でＰＷＭ信号を生成する。このように、変調制御部７２は、モータ力率ＰＦが閾値ＴＨＰ未満である場合には、第二上限変調率Ｍ２を上限変調率として用いる。これにより、モータ力率ＰＦが閾値ＴＨＰ未満である場合には、ＰＷＭ生成部２２では、第二上限変調率Ｍ２を上限変調率としてＰＷＭ信号を生成する。 Further, in step S105, the modulation rate limit control unit 72 compares the pre-limit modulation rate M0 with the second upper limit modulation rate M2. Similarly, as the PWM modulation rate, the pre-limiting modulation rate M0 is output without limitation. On the other hand, when the pre-limiting modulation rate M0 is greater than the second upper limit modulation rate M2, the modulation rate limit control unit 72 limits the pre-limiting modulation rate M0 to the second upper limit modulation rate M2 as the PWM modulation rate, and outputs it. do. The PWM generator 22 generates a PWM signal with the U-phase output voltage command value Vu ^* , the V-phase output voltage command value Vv ^* , and the W-phase output voltage command value Vw ^* based on the output second upper limit modulation rate M2. Thus, the modulation control unit 72 uses the second upper limit modulation factor M2 as the upper limit modulation factor when the motor power factor PF is less than the threshold value THP. Accordingly, when the motor power factor PF is less than the threshold value THP, the PWM generator 22 generates the PWM signal with the second upper limit modulation factor M2 as the upper limit modulation factor.

なお、閾値ＴＨＰとしては、相電流の向きが「負」から「正」に変わるゼロクロス点ＺＰにおいてコンデンサＣ２１Ｕの充電電荷量と放電電荷量とが等しくなるモータ力率を用いることが好ましい。一例として、電流と電圧の位相角６０度に値する力率「０．５」を閾値ＴＨＰに設定する。 As the threshold value THP, it is preferable to use the motor power factor at which the charge amount and the discharge charge amount of the capacitor C21U are equal at the zero crossing point ZP where the direction of the phase current changes from "negative" to "positive". As an example, the threshold value THP is set to a power factor of "0.5" corresponding to a phase angle of 60 degrees between the current and the voltage.

以上、実施例２について説明した。 The second embodiment has been described above.

以上のように、本開示のモータ制御装置（実施例１のモータ制御装置１００）は、インバータ９０と、ＰＷＭ生成部２２と、第一上限変調率算出部８１と、変調率制限制御部７１とを有する。インバータは、モータを駆動する電圧をモータに印加する。ＰＷＭ生成部２２は、電圧指令値に基づいて、インバータ９０のスイッチング素子を制御するためのＰＷＭ信号を生成する。第一上限変調率算出部は、インバータの駆動用回路として使用される各相のブートストラップ回路３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗが有するコンデンサＣ２１Ｕ、Ｃ２１Ｖ、Ｃ２１Ｗの電圧の低下量の許容値を算出し、算出した許容値に基づいて第一上限変調率を算出する。変調率制限制御部７１は、第一上限変調率をＰＷＭの変調率の上限値として用いる。 As described above, the motor control device of the present disclosure (the motor control device 100 of the first embodiment) includes the inverter 90, the PWM generator 22, the first upper limit modulation rate calculator 81, and the modulation rate limit controller 71. have The inverter applies a voltage to the motor to drive the motor. PWM generator 22 generates a PWM signal for controlling the switching elements of inverter 90 based on the voltage command value. The first upper limit modulation factor calculation unit calculates the allowable amount of voltage drop of the capacitors C21U, C21V, and C21W included in the bootstrap circuits 30U, 30V, and 30W of each phase used as the inverter drive circuit. A first upper limit modulation factor is calculated based on the allowable value. The modulation rate limit control section 71 uses the first upper limit modulation rate as the upper limit value of the PWM modulation rate.

このようにしてＰＷＭの変調率を制限することで、インバータのスイッチングパターンにイレギュラーなスイッチングパターンを挿入することなくＢＳＣ電圧の低下を抑制することができるため、モータに印可される三相電圧に高調波が発生してしまうことを防止し、モータを安定して駆動し続けながらＢＳＣ電圧の低下を抑制することができる。また、ＢＳＣ電圧の低下を検出する検出器を用いずにＢＳＣ電圧の低下を抑制することができるため、モータ制御装置の部品コストの増加を抑えることができる。 By limiting the PWM modulation rate in this way, it is possible to suppress the drop in the BSC voltage without inserting an irregular switching pattern into the switching pattern of the inverter. It is possible to prevent the generation of harmonics and suppress the decrease in the BSC voltage while continuing to drive the motor stably. In addition, since the drop in the BSC voltage can be suppressed without using a detector for detecting the drop in the BSC voltage, it is possible to suppress an increase in the component cost of the motor control device.

また、本開示のモータ制御装置（実施例２のモータ制御装置２００）は、実施例１のモータ制御装置に更に第二上限変調率算出部８２と力率算出部８３を有する。第二上限変調率算出部８２は、ブートストラップコンデンサの電圧が一定に保たれる第二上限変調率を算出する。実施例２の変調率制限制御部７２は、力率算出部８３で算出されたモータの力率が閾値以上のときは第一上限変調率をＰＷＭの変調率の上限値として用いる一方で、モータの力率が閾値未満のときは第二上限変調率をＰＷＭの変調率の上限値として用いる。 In addition, the motor control device of the present disclosure (motor control device 200 of the second embodiment) further includes a second upper limit modulation factor calculation unit 82 and a power factor calculation unit 83 in addition to the motor control device of the first embodiment. A second upper limit modulation factor calculation unit 82 calculates a second upper limit modulation factor at which the voltage of the bootstrap capacitor is kept constant. The modulation rate limit control unit 72 of the second embodiment uses the first upper limit modulation rate as the upper limit value of the PWM modulation rate when the power factor of the motor calculated by the power factor calculation unit 83 is equal to or greater than the threshold value. When the power factor of is less than the threshold value, the second upper limit modulation rate is used as the upper limit value of the PWM modulation rate.

こうすることで、モータの力率が閾値未満の場合でも、ＰＷＭの変調率が適切に制限されるため、ＢＳＣ電圧の低下を抑制することができる。 By doing so, even when the power factor of the motor is less than the threshold value, the PWM modulation rate is appropriately limited, so that a decrease in the BSC voltage can be suppressed.

また、第一上限変調算出部８１及び第二上限変調算出部８２は、モータの電気角速度の周期で第一上限変調率及び第二上限変調率を算出し、変調率制限制御部７２は、モータの電気角速度の周期で、第一上限変調率、または、第二上限変調率を用いてＰＷＭの変調率を制御する。 Further, the first upper limit modulation calculation unit 81 and the second upper limit modulation calculation unit 82 calculate the first upper limit modulation rate and the second upper limit modulation rate with the period of the electrical angular velocity of the motor, and the modulation rate limit control unit 72 calculates the motor The modulation rate of PWM is controlled using the first upper limit modulation rate or the second upper limit modulation rate at the period of the electrical angular velocity of .

こうすることで、モータの電気角速度の周期に合わせてＰＷＭの変調率の上限値を更新することができる。 By doing so, the upper limit value of the PWM modulation rate can be updated in accordance with the cycle of the electrical angular velocity of the motor.

１００，２００モータ制御装置
２２ＰＷＭ生成部
２３ＩＰＭ
７１，７２変調率制限制御部
８１第一上限変調率算出部
８２第二上限変調率算出部
８３力率算出部
９０インバータ
３０Ｕ（３０Ｖ，３０Ｗ）ブートストラップ回路 100, 200 Motor control device 22 PWM generator 23 IPM
71, 72 Modulation rate limit control section 81 First upper limit modulation rate calculation section 82 Second upper limit modulation rate calculation section 83 Power factor calculation section 90 Inverter 30U (30V, 30W) Bootstrap circuit

Claims

an inverter that includes a plurality of switching elements and that converts DC power into AC power and applies a voltage to the motor to drive the motor;
a PWM generator that generates a PWM signal for controlling the switching element of the inverter based on the voltage command value;
a drive circuit for driving the switching elements of the inverter;
a bootstrap circuit provided in the drive circuit and having a capacitor;
first upper limit modulation factor calculation for calculating an allowable value for the amount of voltage drop of the capacitor with respect to the lowest voltage based on the lowest voltage that can drive the switching element, and calculating a first upper limit modulation factor based on the allowable value Department and
a modulation rate limit control unit that uses the first upper limit modulation rate as an upper limit value of the PWM modulation rate;
A motor control device comprising:

a second upper limit modulation factor calculation unit that calculates a second upper limit modulation factor at which the voltage of the capacitor is kept constant;
The modulation rate limit control section uses the first upper limit modulation rate as the upper limit value when the power factor of the motor is equal to or greater than the threshold value, and uses the second upper limit modulation rate when the power factor is less than the threshold value. as the upper limit,
The motor control device according to claim 1.

The first upper limit modulation factor calculation unit calculates the first upper limit modulation factor with a period of the electrical angular velocity of the motor,
The modulation rate limit control unit controls the modulation rate of the PWM using the first upper limit modulation rate at the cycle of the electrical angular velocity.
The motor control device according to claim 1.

The first upper limit modulation rate calculation unit and the second upper limit modulation rate calculation unit calculate the first upper limit modulation rate and the second upper limit modulation rate with a period of the electrical angular velocity of the motor,
The modulation rate limit control unit controls the modulation rate of the PWM using the first upper limit modulation rate and the second upper limit modulation rate at the cycle of the electrical angular velocity.
3. A motor control device according to claim 2.