JP7307624B2

JP7307624B2 - 受信装置及びプログラム

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Publication number: JP7307624B2
Application number: JP2019148863A
Authority: JP
Inventors: 慎悟朝倉; 朋也井地口; 円香本田
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2019-08-14
Filing date: 2019-08-14
Publication date: 2023-07-12
Anticipated expiration: 2039-08-14
Also published as: JP2021034754A

Description

本発明は、ＳＦＮ環境下で、偏波ＭＩＭＯ伝送方式により送信された希望波及びＳＦＮ波を受信する受信装置及びプログラムに関する。

近年、地上波による４Ｋ８Ｋ放送を実現するために、地上デジタルテレビジョン放送の高度化方式の検討が進められており、伝送容量の拡大が求められている（例えば、非特許文献１参照）。伝送容量拡大の有力な技術の１つとして、水平偏波及び垂直偏波を用いることにより伝送容量を２倍とする偏波ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）伝送が知られている。また、高度化方式において、周波数の有効利用の観点から、複数の送信局で同一の周波数を使用するＳＦＮ（Single Frequency Network）技術が必須となる。

ＳＦＮを構成する放送エリアでは、希望局からの電波（希望波）のほか、ＳＦＮ局からの電波（ＳＦＮ波）も到来する。そこで、ＳＦＮ波を低減させるために、複数アンテナを用いてアダプティブアレーアンテナを形成し、各アンテナの重み係数を制御する技術が知られている（例えば、非特許文献２及び非特許文献３参照）。

土田、「次世代地上放送に向けた研究開発動向」、映像情報メディア学会誌、2018年、Vol.72、No.6、pp.836-839 武田、電子情報通信学会「知識の森」 4群（通信工学）-2編（アンテナ・伝搬） 8章アンテナの信号処理、[online]、[2019年7月29日検索]、インターネット<URL:http://ieice-hbkb.org/files/04/04gun_02hen_08.pdf> 株式会社モバイルテクノ、「アダプティブアレーアンテナ」、[online]、[2019年7月29日検索]、インターネット<URL:https://www.fujitsu.com/jp/group/mtc/technology/course/aaa/>

ＳＦＮを構成する放送エリアでは、希望局からの信号のほか、希望局以外の放送局（ＳＦＮ局）からの信号も到来する。放送エリア内のほとんどの受信点では、希望局の信号レベルが十分に高いため、ＳＦＮ局からの信号による干渉は無視できるほど小さいが、まれに希望局とＳＦＮ局の信号レベルがほぼ同等となる受信点が存在する。このようなＳＦＮ難視は、現行のＩＳＤＢ－Ｔ（Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial）方式でもあまねく放送を実現するための課題となっていた。特に、希望局とＳＦＮ局の受信電力比ＤＵＲ（Desire to Undesire Ratio）が０ｄＢとなる受信点では、信号レベルが十分大きいにも関わらず、希望局とＳＦＮ局の干渉により、劣化量が非常に大きくなったり、受信不可となったりする状態が生じていた。具体的には、誤り訂正符号の復号がエラーフリーとならなかった。

受信アンテナを回転させて、希望局及びＳＦＮ局からの水平偏波及び垂直偏波の受信電力を調整し、受信電力比ＤＵＲがなるべく高くなるように調整することも可能であるが、一般的に受信アンテナを設置した後に向きを変えることは困難である。また、従来のアダプティブアレーアンテナでは複雑な信号処理が必要となる。

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、ＳＦＮ環境において、従来のアダプティブアレーアンテナのような複雑な信号処理を行うことなく、誤り訂正符号の復号をエラーフリーとすることが可能な受信装置及びプログラムを提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、ＳＦＮ環境下で、水平偏波及び垂直偏波を用いた偏波ＭＩＭＯ伝送方式により送信された希望波及びＳＦＮ波を受信して復号する受信装置であって、受信信号をフーリエ変換して周波数領域のベースバンド信号を生成するフーリエ変換部と、前記ベースバンド信号に基づいて伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、前記伝送路応答を用いて前記ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、希望波及びＳＦＮ波の受信電力比に応じて、送信された各ビットの尤度比のクリップ値を決定するクリップ値決定部と、前記送信信号の推定値、及び前記ベースバンド信号の雑音分散を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出し、該尤度比が前記クリップ値を超える場合には前記クリップ値でクリップする尤度比算出部と、前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、を備え、前記クリップ値決定部は、希望波及びＳＦＮ波の水平偏波の受信電力比である水平偏波電力比を求める水平偏波電力比算出部と、希望波及びＳＦＮ波の垂直偏波の受信電力比である垂直偏波電力比を求める垂直偏波電力比算出部と、前記水平偏波電力比及び前記垂直偏波電力比に応じて、前記クリップ値を決定する判定部と、を備えることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記判定部は、前記水平偏波電力比及び前記垂直偏波電力比が略０ｄＢの場合には、前記クリップ値を最小値とすることを特徴とする。

さらに、本発明に係る受信装置において、前記判定部は、前記水平偏波電力比又は前記垂直偏波電力比が予め定めた閾値よりも小さい場合には、前記水平偏波電力比及び前記垂直偏波電力比が前記閾値以上である場合よりも、前記クリップ値を小さくすることを特徴とする。

また、上記課題を解決するため、本発明に係るプログラムは、コンピュータを、上記受信装置として機能させることを特徴とする。

本発明によれば、受信電力比ＤＵＲが低いＳＦＮ環境において、従来のアダプティブアレーアンテナのような複雑な信号処理を行うことなく、誤り訂正符号の復号をエラーフリーとすることが可能となる。

一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。一実施形態に係る受信装置におけるクリップ値決定部の構成例を示すブロック図である。遅延プロファイルを模式的に示す図である。クリップ値ごとのＢＥＲ特性を示す図である。クリップ値を変化させた場合のＢＥＲ特性を示す図である。クリップ値を変化させた場合のＢＥＲ特性を示す図である。図４から図６に示したシミュレーションの条件を示す図である。一実施形態に係る受信装置の動作の一例を示すフローチャートである。

以下、本発明の一実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。以下に説明する実施形態では、ＭＩＭＯ伝送方式における送信アンテナ数を２、受信アンテナ数を２とするが、アンテナ数はこれに限られるものではない。

図１は、本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図１に示す例では、受信装置１は、フーリエ変換部１１－１，１１－２と、伝送路応答算出部１２と、ＭＩＭＯ検出部１３と、雑音分散算出部１４－１，１４－２と、クリップ値決定部１５と、尤度比算出部１６と、誤り訂正復号部１７と、を備える。受信装置１は、ＳＦＮ環境下で、水平偏波及び垂直偏波を用いた偏波ＭＩＭＯ伝送方式により送信された希望波及びＳＦＮ波を受信し、受信信号を復号する。

受信アンテナ１０は、例えば偏波共用八木アンテナであり、送信局から受信装置１に送信された信号（例えば、ＯＦＤＭ信号）を受信する。第１の受信アンテナ１０－１は信号を受信して、受信信号Ｘ_１＝［ｘ_ｈ１，ｘ_ｖ１］^Ｔを受信装置１に出力する。第２の受信アンテナ１０－２は信号を受信して、受信信号Ｘ_２＝［ｘ_ｈ２，ｘ_ｖ２］^Ｔを受信装置１に出力する。ここで、ｘ_ｈ１，ｘ_ｈ２は水平偏波成分を表し、ｘ_ｖ１，ｘ_ｖ２は垂直偏波成分を表している。

フーリエ変換部１１は、受信アンテナ１０により受信した信号を離散フーリエ変換して、複数の受信アンテナに対応する周波数領域のベースバンド信号を生成する。つまり、フーリエ変換部１１－１は、受信アンテナ１０－１により受信した信号を離散フーリエ変換して周波数領域のベースバンド信号ｙ_１を生成し、伝送路応答算出部１２、ＭＩＭＯ検出部１３及び雑音分散算出部１４－１に出力する。フーリエ変換部１１－２は、受信アンテナ１０－２により受信した信号を離散フーリエ変換して周波数領域のベースバンド信号ｙ_２を生成し、伝送路応答算出部１２、ＭＩＭＯ検出部１３及び雑音分散算出部１４－２に出力する。

伝送路応答算出部１２は、フーリエ変換部１１により生成されたベースバンド信号ｙ_１，ｙ_２に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号をもとに伝送路応答Ｈを算出（推定）する。そして、算出した伝送路応答ＨをＭＩＭＯ検出部１３及びクリップ値決定部１５に出力する。２×２ＭＩＭＯ伝送の伝送路応答Ｈは、次式（１）で表すことができる。

ここで、ｈ_１１は第１の送信アンテナから第１の受信アンテナ１０－１への伝送路の伝送路応答（すなわち、水平偏波の主偏波成分の伝送路応答）を表し、ｈ_１２は第２の送信アンテナから第１の受信アンテナ１０－１への伝送路の伝送路応答を表し、ｈ_２１は第１の第１の送信アンテナから第２の受信アンテナ１０－２への伝送路の伝送路応答を表し、ｈ_２２は第２の送信アンテナから第２の受信アンテナ１０－２への伝送路の伝送路応答（すなわち、垂直偏波の主偏波成分の伝送路応答）を表す。

ＭＩＭＯ検出部１３は、ＺＦ、ＭＭＳＥ、ＭＬＤ、ＱＲＭ－ＭＬＤなどの既知の手法により、伝送路応答Ｈを用いてベースバンド信号ｙ_１，ｙ_２から送信信号の推定値ｘ＾_１，ｘ＾_２を生成し、尤度比算出部１６に出力する。例えば、ＺＦによりＭＩＭＯ検出を行う場合、受信信号ベクトルｙは、伝送路応答Ｈ、送信信号ベクトルｘ、雑音ベクトルｚを用いて、次式（２）により表される。式（２）の両辺に、次式（３）で表されるウェイト行列Ｗを乗じると、次式（４）が導かれる。式（４）の右辺第２項を０と近似すると、次式（５）が得られる。上付きのＨはエルミート転値を表す。

ＭＭＳＥによりＭＩＭＯ検出を行う場合は、式（３）のウェイト行列Ｗは次式（６）で表される。ここで、Ｉは受信アンテナ数を２とすると２×２の単位行列である。γはＳＮ比であり、Ｎｔは送信アンテナ数である。

雑音分散算出部１４－１は、ベースバンド信号ｙ_１の雑音分散σ＾_１ ^２を算出し、尤度比算出部１６に出力する。また、雑音分散算出部１４－２は、ベースバンド信号ｙ_２の雑音分散σ＾_２ ^２を算出し、尤度比算出部１６に出力する。雑音分散は、例えばＭＥＲ（Modulation Error Ratio）の値から算出することができる。変調多値数が大きいキャリアのＭＥＲの値は、低ＣＮＲ（Carrier to Noise Ratio）領域において信頼性が低下し、ＭＥＲの値から算出した雑音分散も信頼性が低下する。そのため、例えば、地上デジタル放送の場合、ＢＰＳＫ変調されるＡＣ（Auxiliary Channel）信号又はＴＭＣＣ（Transmission and Multiplexing Configuration Control）信号の雑音分散を求めることが望ましい。

クリップ値決定部１５は、伝送路（希望波及びＳＦＮ波の受信電力比）に応じて、送信局から受信装置１に送信された各ビットの尤度比のクリップ値（上限値）を決定し、尤度比算出部１６に出力する。

図２は、クリップ値決定部１５の構成例を示すブロック図である。クリップ値決定部１５は、水平偏波電力比算出部１５１と、垂直偏波電力比算出部１５２と、判定部１５３と、を備える。

水平偏波電力比算出部１５１は、水平偏波の主偏波成分の伝送路応答ｈ_１１を逆フーリエ変換することにより、遅延プロファイルを得る。図３（ａ）は、水平偏波の遅延プロファイルを模式的に示す図である。水平偏波電力比算出部１５１は、図３（ａ）に示すように水平偏波の希望波及びＳＦＮ波のピーク同士のレベル差から、希望波及びＳＦＮ波の水平偏波の受信電力比（以下、「水平偏波電力比」という。）ＤＵＲ_ｈを求め、判定部１５３に出力する。

垂直偏波電力比算出部１５２は、垂直偏波の主偏波成分の伝送路応答ｈ_２２を逆フーリエ変換することにより、遅延プロファイルを得る。図３（ｂ）は、垂直偏波の遅延プロファイルを模式的に示す図である。垂直偏波電力比算出部１５２は、図３（ｂ）に示すように垂直偏波の希望波及びＳＦＮ波のピーク同士のレベル差から、希望波及びＳＦＮ波の垂直偏波の受信電力比（以下、「垂直偏波電力比」という。）ＤＵＲ_ｖを求め、判定部１５３に出力する。

判定部１５３は、水平偏波電力比算出部１５１により求めた水平偏波電力比ＤＵＲ_ｈ、及び垂直偏波電力比算出部１５２により求めた垂直偏波電力比ＤＵＲ_ｖに基づいて、クリップ値Ｌ_Ｃを決定し、尤度比算出部１６に出力する。クリップ値Ｌ_Ｃの具体例については後述する。

尤度比算出部１６は、ＭＩＭＯ検出部１３から入力された送信信号の推定値ｘ＾_１，ｘ＾_２、及び雑音分散算出部１４－１，１４－２により算出された雑音分散σ＾_１ ^２，σ＾_２ ^２を用いて、受信装置１に送信された各ビットの尤度比Ｓ_１，Ｓ_２を算出する。本実施形態では、尤度比として対数尤度比（ＬＬＲ：Log-Likelihood Ratio）を用いるものとして説明する。対数尤度比Ｓは、ｂ＝０となる尤度関数とｂ＝１となる尤度関数の比の対数で表され、雑音分散が小さいほど対数尤度比の値は大きくなり、信頼度が高くなる。例えば、尤度比算出部１６は次式（７）により対数尤度比Ｓ_１，Ｓ_２を算出する。ここで、ｄ_１１ ^２，ｄ_０１ ^２は理想シンボル点“１０”，“００”と送信信号の推定値ｘ^_ｉ１との間の２乗ユークリッド距離であり、ｄ_１２ ^２，ｄ_０２ ^２は理想シンボル点“１０”，“００”と送信信号の推定値ｘ^_ｉ２との間の２乗ユークリッド距離である。

尤度比算出部１６は、対数尤度比Ｓの絶対値がクリップ値Ｌ_Ｃを超える場合には、クリップ値Ｌ_Ｃでクリップする。例えば、クリップ値Ｌ_Ｃ＝１０であった場合、対数尤度比Ｓが－１０以下となるときは最小値を－１０にクリップし、１０以上となるときは最大値を１０にクリップする。そして、尤度比算出部１６は、クリップした対数尤度比Ｓ_１，Ｓ_２を誤り訂正復号部１７に出力する。

誤り訂正復号部１７は、尤度比算出部１６により算出された対数尤度比Ｓ_１，Ｓ_２を用いて、誤り訂正符号の復号を行い、受信装置１に送信されたビットの推定値を復号する。例えば、誤り訂正符号がＬＤＰＣ符号の場合には、誤り訂正復号部１７はsum-product復号法などの既知の手法を用いて復号する。

尤度比算出部１６が対数尤度比Ｓのクリップ処理を行わない場合、信頼度の低いキャリアにより伝送された対数尤度比Ｓが、誤っているにも関わらず大きい絶対値になってしまうと、誤り訂正復号部１７で誤り訂正しきれない状態が発生してしまうことがある。そこで、例えば、下記の文献には、クリップ値Ｌ_Ｃを伝送路の状態に関わらず１２．２としてクリップすることが記載されている。
文献：和田山、「低密度パリティ検査符号とその復号法」、トリケップス社、ｐ.１６２

図４は、水平偏波電力比ＤＵＲ_ｈ及び垂直偏波電力比ＤＵＲ_ｖを０ｄＢとした場合の、ＣＮＲとＢＥＲ（Bit Error Rate）の関係をシミュレーションにより求めた結果を示す図である。横軸はＣＮＲであり、縦軸はＢＥＲである。従来はクリップ値Ｌ_Ｃを固定値としていたが、図４に示すように、受信電力比ＤＵＲが低い環境においてクリップ値Ｌ_Ｃを１２．２に固定すると、ＢＥＲ＜１．０×１０^－７を満たすＣＮＲを所要ＣＮＲとした場合には、エラーフロアが生じておりエラーフリーとならないことが判明した。なお、水平偏波電力比ＤＵＲ_ｈ及び垂直偏波電力比ＤＵＲ_ｖが０ｄＢというのは、希望波とＳＦＮ波の電力が同一の場合なので、最も厳しい条件といえる。

図５は、水平偏波電力比ＤＵＲ_ｈ及び垂直偏波電力比ＤＵＲ_ｖを０ｄＢとし、ＣＮＲを２７．１ｄＢとした場合の、クリップ値Ｌ_ＣとＢＥＲの関係をシミュレーションにより求めた結果を示す図である。横軸はクリップ値Ｌ_Ｃであり、縦軸はＢＥＲである。図５から分かるように、クリップ値Ｌ_Ｃに応じてＢＥＲの値は変化し、この条件ではクリップ値Ｌ_Ｃを５．０又は６．０とした場合にＢＥＲ特性が良くなり、クリップ値Ｌ_Ｃをそれ以上小さくすると、逆にＢＥＲ特性は悪化する。

また、図６は、水平偏波電力比ＤＵＲ_ｈ又は垂直偏波電力比ＤＵＲ_ｖを１ｄＢとし、ＣＮＲを２６．２ｄＢとした場合の、クリップ値Ｌ_ＣとＢＥＲの関係をシミュレーションにより求めた結果を示す図である。横軸はクリップ値Ｌ_Ｃであり、縦軸はＢＥＲである。図６から分かるように、クリップ値Ｌ_Ｃに応じてＢＥＲの値は変化し、この条件ではクリップ値Ｌ_Ｃを９．０付近とした場合にＢＥＲ特性が良くなり、クリップ値Ｌ_Ｃをそれ以上小さくすると、逆にＢＥＲ特性は悪化する。

図７は、図４から図６に示したシミュレーションの条件を示す表である。このシミュレーションでは、固定受信を想定し、Ｂ階層で受信するものとした。

受信電力比ＤＵＲが大きい場合には、クリップ値Ｌ_Ｃ＝１２．２で固定値としてもエラーフリーは発生しない。しかし、図５及び図６のシミュレーション結果から、受信電力比ＤＵＲが低くなり得るＳＦＮ環境においては、伝送路（希望波及びＳＦＮ波の受信電力比）に応じて、クリップ値Ｌ_Ｃの値を可変とすることで、ＢＥＲ特性を大きく改善できることが分かる。具体的には、判定部１５３は、水平偏波電力比ＤＵＲ_ｈ及び垂直偏波電力比ＤＵＲ_ｖが略０ｄＢの場合には、クリップ値Ｌ_Ｃを最小値とすることが望ましい。また、判定部１５３は、水平偏波電力比ＤＵＲ_ｈ又は垂直偏波電力比ＤＵＲ_ｖが予め定めた閾値よりも小さい場合には、水平偏波電力比ＤＵＲ_ｈ及び垂直偏波電力比ＤＵＲ_ｖが該閾値以上である場合よりも、クリップ値Ｌ_Ｃを小さくすることが望ましい。また、クリップ値Ｌ_Ｃは５．０から１２．２の間で可変とすることが望ましい。

例えば、判定部１５３は次式（８）に基づいてクリップ値Ｌ_Ｃを決定する。なお、クリップ値Ｌ_Ｃや、水平偏波電力比ＤＵＲ_ｈ及び垂直偏波電力比ＤＵＲ_ｖの条件は、式（８）に限られるものではなく、またクリップ値Ｌ_Ｃも３段階に限られるものではない。

次に、受信装置１の受信方法を、図８を参照して説明する。図８は、受信装置１の受信方法の一例を示すフローチャートである。

ステップＳ１０１において、フーリエ変換部１１－１，１１－２は、受信アンテナ１０－１，１０－２により受信した信号を離散フーリエ変換して、周波数領域のベースバンド信号ｙ_１，ｙ_２を生成する。

ステップＳ１０２において、伝送路応答算出部１２は、ステップＳ１０１により生成されたベースバンド信号ｙ_１，ｙ_２に含まれる既知のパイロット信号を抽出し、抽出したパイロット信号をもとに伝送路応答Ｈを算出する。

ステップＳ１０３において、ＭＩＭＯ検出部１３は、ステップＳ１０２により算出された伝送路応答Ｈを用いて、ステップＳ１０１により生成されたベースバンド信号ｙ_１，ｙ_２から送信信号の推定値ｘ＾_１，ｘ＾_２を生成する。

ステップＳ１０４において、雑音分散算出部１４－１，１４－２は、ステップＳ１０１により生成されたベースバンド信号ｙ_１，ｙ_２の雑音分散σ＾_１ ^２，σ＾_２ ^２を算出する。

ステップＳ１０５において、クリップ値決定部１５は、ステップＳ１０２により算出された伝送路応答Ｈに応じて、すなわち、希望波及びＳＦＮ波の受信電力比に応じて、対数尤度比のクリップ値Ｌ_Ｃを決定する。

ステップＳ１０６において、尤度比算出部１６は、ステップＳ１０３により生成された送信信号の推定値ｘ＾_１，ｘ＾_２、及びステップＳ１０４により算出された雑音分散σ＾_１ ^２，σ＾_２ ^２を用いて、受信装置１に送信された各ビットの対数尤度比Ｓ_１，Ｓ_２を算出する。

ステップＳ１０７において、尤度比算出部１６は、ステップＳ１０６により算出された対数尤度比Ｓ_１，Ｓ_２の絶対値が、ステップＳ１０５により決定されたクリップ値Ｌ_Ｃを超えか否かを判定する。判定結果がＹｅｓである場合には処理をステップＳ１０８に進め、判定結果がＮｏである場合には処理をステップＳ１０９に進める。

ステップＳ１０８において、尤度比算出部１６は、ステップＳ１０６により算出された対数尤度比Ｓ_１，Ｓ_２を、ステップＳ１０５により決定されたクリップ値Ｌ_Ｃでクリップする。

ステップＳ１０９において、誤り訂正復号部１７は、ステップＳ１０６により算出された対数尤度比Ｓ_１，Ｓ_２、又はステップＳ１０８によりクリップされた対数尤度比Ｓ_１，Ｓ_２を用いて、受信装置１に送信されたビットの推定値を復号する。なお、処理の順序は図８に示したものに限られるものではない。例えば、ステップＳ１０５の処理を、ステップＳ１０３の処理と並行して行ってもよいし、ステップＳ１０３の処理よりも先に行ってもよい。

以上説明したように、受信装置１は、対数尤度比のクリップ値を固定値としないで、希望波及びＳＦＮ波の受信電力比に応じて可変とすることにより、受信電力比ＤＵＲが低いＳＦＮ環境において、従来のアダプティブアレーアンテナのような複雑な信号処理を行うことなく、誤り訂正符号の復号をエラーフリーとする（エラーフロアを防止する）ことが可能となる。

また、非特許文献２に示すようにアダプティブアレーアンテナを形成して受信電力比ＤＵＲを増加させる場合、アンテナ数をＭとするとＭ－１個の方向にヌル点を形成することができるが、アンテナ数Ｍを大きい値とする必要がある。しかし、ＵＨＦ帯での地上テレビジョン放送に限れば、受信アンテナはマイクロ波やミリ波に比べ大きいものとなり、設置場所等の制約からアンテナ数Ｍを大きくすることが困難である。また、アンテナ数Ｍが２の場合には、受信電力比ＤＵＲを増加させることは困難である。その点、本発明に係る受信装置１によれば、受信アンテナの本数が２本と少ない場合であっても、誤り訂正符号の復号をエラーフリーとすることが可能となる。なお、受信装置１は、等化装置として機能させることもできる。この場合には、等化装置は、誤り訂正復号部１７で復号した後、再度変調して、受信装置に送信する。

＜プログラム＞
上記の実施形態として機能させるためにコンピュータを用いることも可能である。そのようなコンピュータは、各装置の機能を実現する処理内容を記述したプログラムを該コンピュータの記憶部に格納しておき、該コンピュータのＣＰＵ(Central Processing Unit)やＤＳＰ(Digital Signal Processor)によってこのプログラムを読み出して実行させることで実現することができる。また、これらの処理内容の少なくとも一部をハードウェア的に実現することとしてもよい。

例えば、上述した受信方法をコンピュータに実行させるためのプログラムは、図８を参照すると、受信信号をフーリエ変換して周波数領域のベースバンド信号ｙ_１，ｙ_２を生成するステップＳ１０１と、ベースバンド信号ｙ_１，ｙ_２に基づいて伝送路応答Ｈを算出するステップＳ１０２と、伝送路応答Ｈを用いてベースバンド信号ｙ_１，ｙ_２から送信信号の推定値を生成するステップＳ１０３と、ベースバンド信号ｙ_１，ｙ_２の雑音分散σ＾_１ ^２，σ＾_２ ^２を算出するステップＳ１０４と、希望波及びＳＦＮ波の受信電力比に応じてクリップ値Ｌ_Ｃを決定するステップＳ１０５と、送信信号の推定値ｘ＾_１，ｘ＾_２、及びベースバンド信号の雑音分散σ＾_１ ^２，σ＾_２ ^２を用いて、送信された各ビットの対数尤度比Ｓ_１，Ｓ_２を算出し、対数尤度比Ｓ_１，Ｓ_２がクリップ値Ｌ_Ｃを超える場合にはクリップ値Ｌ_ＣでクリップするステップＳ１０６～ステップＳ１０８と、対数尤度比Ｓ_１，Ｓ_２を用いて、受信装置１に送信されたビットの推定値を復号するステップＳ１０９と、を含む。

また、このプログラムは、コンピュータが読み取り可能な記録媒体に記録されていてもよい。このような記録媒体を用いれば、プログラムをコンピュータにインストールすることが可能である。ここで、プログラムが記録された記録媒体は、非一過性の記録媒体であってもよい。非一過性の記録媒体は、特に限定されるものではないが、例えば、ＣＤ－ＲＯＭ、ＤＶＤ－ＲＯＭなどの記録媒体であってもよい。また、このプログラムは、ネットワークを介したダウンロードによって提供することもできる。

上述の実施形態は代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、実施形態の構成図に記載の複数の構成ブロックを１つに組み合わせたり、あるいは１つの構成ブロックを分割したりすることが可能である。

１受信装置
１０－１，１０－２受信アンテナ
１１－１，１１－２フーリエ変換部
１２伝送路応答算出部
１３ＭＩＭＩＯ検出部
１４－１，１４－２雑音分散算出部
１５クリップ値決定部
１６尤度比算出部
１７誤り訂正復号部
１５１水平偏波電力比算出部
１５２垂直偏波電力比算出部
１５３判定部

Claims

ＳＦＮ環境下で、水平偏波及び垂直偏波を用いた偏波ＭＩＭＯ伝送方式により送信された希望波及びＳＦＮ波を受信して復号する受信装置であって、
受信信号をフーリエ変換して周波数領域のベースバンド信号を生成するフーリエ変換部と、
前記ベースバンド信号に基づいて伝送路応答を算出する伝送路応答算出部と、
前記伝送路応答を用いて前記ベースバンド信号から送信信号の推定値を生成するＭＩＭＯ検出部と、
希望波及びＳＦＮ波の受信電力比に応じて、送信された各ビットの尤度比のクリップ値を決定するクリップ値決定部と、
前記送信信号の推定値、及び前記ベースバンド信号の雑音分散を用いて、送信された各ビットの尤度比を算出し、該尤度比が前記クリップ値を超える場合には前記クリップ値でクリップする尤度比算出部と、
前記尤度比を用いて、送信されたビットの推定値を復号する誤り訂正復号部と、
を備え、
前記クリップ値決定部は、
希望波及びＳＦＮ波の水平偏波の受信電力比である水平偏波電力比を求める水平偏波電力比算出部と、
希望波及びＳＦＮ波の垂直偏波の受信電力比である垂直偏波電力比を求める垂直偏波電力比算出部と、
前記水平偏波電力比及び前記垂直偏波電力比に応じて、前記クリップ値を決定する判定部と、
を備えることを特徴とする受信装置。
前記判定部は、前記水平偏波電力比及び前記垂直偏波電力比が略０ｄＢの場合には、前記クリップ値を最小値とすることを特徴とする、請求項１に記載の受信装置。
前記判定部は、前記水平偏波電力比又は前記垂直偏波電力比が予め定めた閾値よりも小さい場合には、前記水平偏波電力比及び前記垂直偏波電力比が前記閾値以上である場合よりも、前記クリップ値を小さくすることを特徴とする、請求項１又は２に記載の受信装置。
コンピュータを、請求項１から３のいずれか一項に記載の受信装置として機能させるためのプログラム。