JP7283598B1 - Control device for voltage source inverter - Google Patents
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Abstract
【課題】電圧型インバータにおいて、電圧限界以上に出力電圧を拡大し、かつ、高調波の振幅と周波数帯域幅の両方を抑制する。【解決手段】6次高調波補正部100は、電圧指令Vcmdと位相指令θvを入力し、電圧指令Vcmdが飽和電圧VBを超過するときに、6次補正成分の振幅値Vx6,Vy6を求める。この6次補正成分の振幅値Vx6,Vy6に基づいて補正後電圧指令Vx、Vyを求める。この補正後電圧指令Vx、Vyに基づいて、スイッチング素子のゲート信号Gu~Gwを生成する。【選択図】図1Kind Code: A1 A voltage-fed inverter expands an output voltage beyond a voltage limit and suppresses both the amplitude and frequency bandwidth of harmonics. A sixth-order harmonic correction unit 100 receives a voltage command Vcmd and a phase command θv, and obtains amplitude values Vx6 and Vy6 of sixth-order correction components when the voltage command Vcmd exceeds a saturation voltage VB. Corrected voltage commands Vx and Vy are obtained based on the amplitude values Vx6 and Vy6 of the sixth-order correction components. Gate signals Gu to Gw for the switching elements are generated based on the corrected voltage commands Vx and Vy. [Selection drawing] Fig. 1
Description
本発明は、電動機(モータ)を駆動するインバータ装置などを対象としており、可変電圧・可変周波数の交流電圧を発生するためのPWM(Pulse Width Modulation)方式に関する内容である。 The present invention is directed to an inverter device for driving an electric motor (motor), and relates to a PWM (Pulse Width Modulation) method for generating a variable voltage/variable frequency AC voltage.
PWM方式では、直流電源のP・N電位をパルス状に出力しており、このパルス幅を変化させることにより交流電圧を出力している。しかし、電圧指令が大きくなってパルス幅が零になると変調限界に達する。出力電圧をさらに拡大させる方法として、台形波のような正弦波以外の高調波成分を許容させる方法もあり、これは「過変調(方式)」と呼ばれている。 In the PWM method, the PN potential of the DC power supply is output in a pulse form, and the AC voltage is output by changing the pulse width. However, when the voltage command increases and the pulse width becomes zero, the modulation limit is reached. As a method of further expanding the output voltage, there is also a method of allowing harmonic components other than sinusoidal waves such as trapezoidal waves, which is called "overmodulation (method)".
本願発明でも台形に近い波形になるが、高調波成分をできるだけ低減した過変調方式である。さらに、半導体スイッチング素子の最小オン時間やデッドタイムなどの制約により生じる「最小パルス幅」の制限も考慮した過変調法を説明する。 Although the present invention also produces a waveform close to a trapezoid, it is an overmodulation method that reduces harmonic components as much as possible. Furthermore, an overmodulation method that takes into account the limitation of the "minimum pulse width" caused by restrictions such as the minimum ON time and dead time of semiconductor switching elements will be described.
本願発明は、図34に示す主回路構成の電圧型インバータを対象としており、これに適用するパルス幅変調(PWM:Pulse Width Modulation)方式に関するものである。図中の逆導通型のスイッチング素子SWu~SWzを6つのゲート信号Gu~Gzにより制御すれば、図35(a)に示す8種類の電圧ベクトルを出力することができる。 The present invention is intended for a voltage-type inverter having a main circuit configuration shown in FIG. 34, and relates to a pulse width modulation (PWM) system applied thereto. By controlling the reverse-conducting switching elements SWu to SWz in the figure with six gate signals Gu to Gz, eight types of voltage vectors shown in FIG. 35(a) can be output.
図34の直流電源DCの直流電圧をVdcとすると、図35(a)に示した長さVdc×√(2/3)の6個の空間ベクトルVu,Vv,Vw,-Vu,-Vv,-Vwおよび2個の零ベクトルV0,V8が出力電圧になる。 Assuming that the DC voltage of the DC power supply DC in FIG. -Vw and the two zero vectors V0, V8 are the output voltages.
この6個の空間ベクトルの先頭を結んだ六角形内を「電圧飽和領域」と呼び、この六角形の外側の電圧領域を「電圧過変調領域」と呼ぶことにする。特に六角形の辺を指定したい場合には電圧「領域境界」とし、この内接円の半径「飽和電圧VB」は(1)式になる。電圧軌跡を円状にできれば三相出力の線間電圧は正弦波になり、電圧軌跡が六角形状になると三相の相電圧は台形波状になる。 The inside of the hexagon connecting the heads of these six space vectors is called "voltage saturation region", and the voltage region outside this hexagon is called "voltage overmodulation region". In particular, when it is desired to specify the sides of a hexagon, the voltage is set to "region boundary", and the radius of this inscribed circle "saturation voltage VB" is given by equation (1). If the voltage locus can be circular, the line voltage of the three-phase output will be a sine wave, and if the voltage locus is hexagonal, the phase voltage of the three phases will have a trapezoidal waveform.
電圧指令から6本のゲート信号を生成する方法としては、図36のような構成が一般的である。ここでは、電圧指令を回転ベクトルの振幅成分(電圧指令)Vcmdと周波数成分(周波数指令)ωcmdとして与える。積分部2は、周波数指令ωcmdを時間積分して位相指令θvとする。
As a method for generating six gate signals from a voltage command, a configuration as shown in FIG. 36 is common. Here, the voltage command is given as an amplitude component (voltage command) Vcmd and a frequency component (frequency command) ωcmd of the rotation vector. The
この位相指令θvを利用して回転座標変換部1にて振幅成分である電圧指令Vcmdを二相交流の電圧ベクトルVa,Vbに変換し、さらに二相三相変換部3で三相交流電圧指令Vu,Vv,Vwに変換している。また、除算器4において三相交流電圧指令Vu,Vv,VwをVdc/2で除算して直流電圧との比率(零相変調前のPWM指令)Ku,Kv,Kwに正規化し、零相変調補正部5で零相変調を行い最終的な(零相変調後の)PWM指令Kzu,Kzv,Kzwとしている。
Using this phase command θv, the
キャリア信号出力部7は三角波キャリア信号Cryを出力する。比較器8により、零相変調後のPWM指令Kzu,Kzv、Kzwと三角波キャリア信号Cryとを大小比較してPWMパルス信号Su,Sv,Swを生成し、さらに短絡防止期間生成部9により6個のスイッチング素子SWu,SWx,SWv,SWy,SWw,SWzのゲート信号Gu,Gx,Gv,Gy,Gw,Gzとして出力する。
A carrier
図36の構成を数式で表すと、次のようになる。 The configuration of FIG. 36 can be represented by a formula as follows.
電圧指令Vcmdを回転ベクトルの振幅成分とすれば、(2)式のように直交二軸回転座標(XY座標)の電圧ベクトルVXY(要素:Vx,Vy)が定義できる。本明細書では、数式にて「ベクトル・配列」を示す場合、先頭文字を「太字・斜体」とする(「ベクトル・配列」は「XY・ab・uvw・abc」の文字列を含む記号だけである)。 Assuming that the voltage command Vcmd is the amplitude component of the rotation vector, a voltage vector VXY (elements: Vx, Vy) of orthogonal biaxial rotation coordinates (XY coordinates) can be defined as in equation (2). In this specification, when “vectors/arrays” are indicated in mathematical formulas, the first characters are “bold/italic” (“vectors/arrays” are only symbols that include the string “XY/ab/uvw/abc”). is).
周波数指令ωcmdを積分部2で時間積分して位相指令θvに変換し、この位相指令θvを用いて回転座標変換部1で回転座標変換することにより、(3)式のような直交二軸固定座標(αβ座標)の電圧ベクトルv(要素:Va,Vb)を得る。
The frequency command ωcmd is time-integrated by the
さらに、二相三相変換部3により、(4)式のような三相交流電圧指令Vuvw(要素:Vu,Vv,Vw)に変換できる。
Further, the two-to-three-
通常は三角波キャリア信号Cryの振幅を±Vdc/2に設定するので、(5)式のように除算器4において三相交流電圧指令Vuvwを「キャリア片振幅Vdc/2」で除算して直流電圧との比率(零相変調前のPWM指令)Kuvw(Ku,Kv,Kw)に正規化する。
Since the amplitude of the triangular wave carrier signal Cry is normally set to ±Vdc/2, the three-phase AC voltage command Vuvw is divided by the "carrier half amplitude Vdc/2" in the
さらに、零相変調補正部5で後述する零相変調を適用して、出力電圧を約15%拡大できる三相交流の零相変調後のPWM指令Kzuvw(Kzu,Kzv,Kzw)を生成する。ここで、KzuvwとKuvwを区別するために、Kuvwを「零相変調前のPWM指令」、Kzuvwを「零相変調後のPWM指令」として使い分ける。
Further, the zero-phase
PWM指令を「キャリア片振幅Vdc/2」で正規化すると、最大振幅が「±1」となり飽和を表現しやすくなる。一方、二相交流の電圧ベクトル(二軸固定座標電圧)Vabの方は飽和電圧VBを基準として正規化した方が理解しやすい。異なる基準が混在するとまぎらわしいので、「三相交流成分はPWM指令の正規化表現に統一」し、「二軸交流電圧ベクトル(軌跡)の方は飽和電圧VBを基準とする正規化表現に統一」する。 If the PWM command is normalized by "carrier half amplitude Vdc/2", the maximum amplitude becomes "±1", making it easier to express saturation. On the other hand, the two-phase AC voltage vector (two-axis fixed coordinate voltage) Vab is easier to understand if normalized with the saturation voltage VB as a reference. Since it is confusing when different standards are mixed, "3-phase AC components are standardized in the normalized expression of the PWM command", and "the two-axis AC voltage vector (trajectory) is standardized in the normalized expression based on the saturation voltage VB". do.
以降の説明では、三角波キャリア波形の両振幅レベルに相当する直流電位VP,VNを多用するので、VP側を「「P電位」、「Pレベル」、KP=+1p.u.」、VN側を「「N電位」、「Nレベル」、KN=-1p.u.」と定義しておく。 In the following description, DC potentials VP and VN corresponding to both amplitude levels of the triangular wave carrier waveform are frequently used, so the VP side is referred to as "P potential", "P level", KP=+1p. u. ”, the VN side as ““N potential”, “N level”, KN=−1p. u. ” is defined as
電圧指令Vcmdが飽和電圧VBを超える場合を「電圧指令の過変調」と呼び、ΔV0=(Vcmd-VB)を「電圧指令の過変調成分」、ΔK0=(Vcmd-VB)/VBを「電圧指令の過変調率[p.u.または%]」と定義する。 The case where the voltage command Vcmd exceeds the saturation voltage VB is called "overmodulation of the voltage command", ΔV0 = (Vcmd-VB) is the "overmodulation component of the voltage command", and ΔK0 = (Vcmd-VB)/VB is the "voltage commanded overmodulation rate [p.u. or %]”.
電圧指令Vcmdが過変調(Vcmd>VB)になると、図37の電圧ベクトルVabの円軌跡が、六角形の電圧飽和領域内に納まらず、外側の電圧過変調領域も通過するようになる。この場合でも、本願発明を適用すれば、(b)図に示した程度であれば、補正電圧ベクトルVabLの軌跡を電圧飽和領域内に制限した軌道に修正できる。この対策方法が本願発明の「過変調制御」に相当する。 When the voltage command Vcmd becomes overmodulation (Vcmd>VB), the circular locus of the voltage vector Vab in FIG. 37 does not stay within the hexagonal voltage saturation region and also passes through the outer voltage overmodulation region. Even in this case, if the present invention is applied, the trajectory of the corrected voltage vector VabL can be corrected to a trajectory limited within the voltage saturation region as long as it is shown in FIG. This countermeasure method corresponds to the "overmodulation control" of the present invention.
電圧指令がVcmd=VBのときには、零相変調前のPWM指令Kuvw((5)式)の最大振幅は約±1.15p.u.になりキャリア振幅を超過するので、一般的には零相変調を適用して三相PWM指令の最大振幅を約15%だけ低減する。 When the voltage command is Vcmd=VB, the maximum amplitude of the PWM command Kuvw (equation (5)) before zero phase modulation is about ±1.15 p.s. u. exceeds the carrier amplitude, typically zero-phase modulation is applied to reduce the maximum amplitude of the three-phase PWM command by about 15%.
零相変調には多くの方式があるが、ここでは代表的な2種類の方法を示し、これらを「三相変調(方式)」と「二相変調(方式)」と呼ぶことにする。各方式では、下記のように図36の零相変調部5aで零相変調成分Kz(三相変調ではKz3、二相変調ではKz2)を計算する。
(a)三相変調方式(min-max方式)
Although there are many methods of zero-phase modulation, two representative methods are shown here, and they are called "three-phase modulation (method)" and "two-phase modulation (method)." In each method, the zero-phase modulation component Kz (Kz3 for three-phase modulation, Kz2 for two-phase modulation) is calculated by the zero-
(a) Three-phase modulation method (min-max method)
ここで、max()は三相要素の最大値を選択する関数,min()は三相要素の最小値を選択する関数である。
(b)二相変調方式(60°区間交互変調)
Here, max() is a function that selects the maximum value of the three-phase element, and min() is a function that selects the minimum value of the three-phase element.
(b) Two-phase modulation method (60° interval alternating modulation)
(6)式または(7)式により得られたKz3またはKz2を零相変調成分(Kzx)とし、(8)式のように加算器6で三相に同一成分を加算(零相補正)すれば零相変調後のPWM指令Kzuvw(Kzu,Kzv,Kzw)が得られる。
Kz3 or Kz2 obtained by equation (6) or (7) is defined as the zero-phase modulation component (Kzx), and the
この零相変調を適用すると三相の相電圧波形は歪むが、線間電圧は正弦波を維持できる。また、負荷機の零相インピーダンスが十分に大きければ零相電流も零になるので、負荷機への影響も生じない。 Applying this zero-phase modulation distorts the phase voltage waveforms of the three phases, but the line voltage can maintain a sine wave. Moreover, if the zero-phase impedance of the load machine is sufficiently large, the zero-phase current will also be zero, so that the load machine will not be affected.
後述する実施形態では、最大値max(Kuvw)と最小値min(Kuvw)に対応する相を指示するために、前者の最大値である相を「最大相」,後者の最小値である相を「最小相」、そして残りの相を「中間相」と表現する。 In the embodiment described later, in order to indicate the phases corresponding to the maximum value max (Kuvw) and the minimum value min (Kuvw), the phase that is the maximum value of the former is called "maximum phase", and the phase that is the minimum value of the latter is called "maximum phase". We describe the "minimum phase" and the remaining phases as the "intermediate phases".
二相変調では(7)式のように電圧指令の位相指令θvによって2種類の変調方式を切り替えているので、上側の式を「P側変調」、下側の式を「N側変調」とし、(7)式の各位相領域を「セクタ」、また2つの式(変調方向)を切り替えることを「セクタ切替」と表現する。 In two-phase modulation, two types of modulation methods are switched by the phase command θv of the voltage command as shown in equation (7), so the upper equation is “P side modulation” and the lower equation is “N side modulation”. , (7) is expressed as a "sector", and switching between two expressions (modulation directions) is expressed as a "sector switch".
二相変調は、最大相の振幅を直流電源のP電位に一致させるP側セクタと最小相の振幅を直流電源のN側電位に一致させるN側セクタとを、60°区間で交互に切り替える零相変調方式である。 In two-phase modulation, the P-side sector that matches the amplitude of the maximum phase with the P potential of the DC power supply and the N-side sector that matches the amplitude of the minimum phase with the N-side potential of the DC power supply are alternately switched in 60° intervals. It is a phase modulation method.
三相変調は、二相三相変換後の三相成分に対して、最大相と最小相の各振幅の絶対値を等しくさせるように零相変調する方式である。 The three-phase modulation is a method of performing zero-phase modulation so as to equalize the absolute values of the amplitudes of the maximum and minimum phases with respect to the three-phase components after the two-to-three-phase conversion.
本明細書で取り扱う変数は多数あるので、よく使う用語をピックアップしておく。
(1)αβ座標:電圧成分(正規化基準=VB)
電圧ベクトル(軌跡)=Vab
補正電圧ベクトル=VabL
飽和電圧=VB(零相変調適用時)
DB電圧余裕幅=ΔVdb
DB飽和電圧=VDB
(2)XY座標:電圧成分(正規化基準=VB)
電圧指令=Vcmd
電圧ベクトルVXY(Vx,Vy)
(3)三相交流:PWM指令成分(正規化基準=Vdc/2)
零相変調後のPWM指令=Kzuvw
零相変調前のPWM指令=Kuvw
キャリア振幅=Cry(±1p.u.)
DB余裕幅=ΔKdb
Since there are many variables to be dealt with in this specification, we will pick up frequently used terms.
(1) αβ coordinates: voltage component (normalization reference = VB)
Voltage vector (trajectory) = Vab
Correction voltage vector = VabL
Saturation voltage = VB (when applying zero-phase modulation)
DB voltage margin width = ΔVdb
DB saturation voltage = VDB
(2) XY coordinates: voltage component (normalization reference = VB)
Voltage command = Vcmd
Voltage vector VXY (Vx, Vy)
(3) Three-phase AC: PWM command component (normalization reference = Vdc/2)
PWM command after zero-phase modulation=Kzuvw
PWM command before zero phase modulation=Kuvw
Carrier amplitude = Cry (±1 p.u.)
DB allowance width = ΔKdb
(1.電圧飽和時の低次高調波の問題)
電圧指令Vcmdが飽和電圧VBより大きくなると、零相変調を適用してもPWM指令の三相波形はキャリア振幅(±1p.u.)を超える。この超過した区間では、PWMのスイッチングが休止して出力電圧はP電位とN電位に固定され、あたかもPWM指令が±1p.u.に飽和したように動作する。
(1. Problem of low-order harmonics at voltage saturation)
When the voltage command Vcmd exceeds the saturation voltage VB, the three-phase waveform of the PWM command exceeds the carrier amplitude (±1 p.u.) even if zero-phase modulation is applied. In this exceeded interval, PWM switching is suspended and the output voltage is fixed to the P potential and the N potential, as if the PWM command were ±1 p.s. u. It works like it's saturated.
また、出力PWM波形にはこの飽和によって歪が生じ、高調波成分が発生する。以降では、「飽和による歪波形」により生じる、基本波以外の周波数成分を「高調波」と表現する。 Moreover, the output PWM waveform is distorted by this saturation, and harmonic components are generated. Hereinafter, frequency components other than the fundamental wave caused by the "distorted waveform due to saturation" will be referred to as "harmonics".
この高調波成分は銅損や鉄損を増加させるので少ない方が良い。とくに渦電流損などは電圧の二乗で急増するので、電力変換器や負荷機などの冷却能力を考慮して、通常は過変調率の上限を「1.06p.u.程度」にとどめることが多い。本願発明の過変調もこの程度の範囲を対象とする。 Since this harmonic component increases copper loss and iron loss, it is better to reduce it. In particular, eddy current loss increases rapidly with the square of the voltage, so in consideration of the cooling capacity of the power converter and the load machine, the upper limit of the overmodulation rate can usually be kept at "about 1.06 p.u." many. The overmodulation of the present invention also covers this range.
次に、過変調制御の従来技術について説明する。 Next, the prior art of overmodulation control will be described.
前述の三相変調方式の零相変調を適用し、電圧指令Vcmdを「(a)0.9p.u. ,(b)1.05p.u. ,(c)1.2p.u.」の3種類に設定した場合の波形例を図37に示す。上段はαβ座標の電圧ベクトルVabの軌跡であり、下段は零相変調後のPWM指令Kzu,Kzy,Kzwの波形である。波形を拡大したいので表示位相を0~120degに限定し、参考として零相変調前のPWM指令のu相成分Kuも追記してある。 Applying the zero-phase modulation of the three-phase modulation method described above, the voltage command Vcmd is set to "(a) 0.9 p.u., (b) 1.05 p.u., (c) 1.2 p.u." FIG. 37 shows an example of waveforms when three types are set. The upper part shows the trajectory of the voltage vector Vab in the αβ coordinates, and the lower part shows the waveforms of the PWM commands Kzu, Kzy, Kzw after zero-phase modulation. Since we want to expand the waveform, the display phase is limited to 0 to 120 degrees, and for reference, the u-phase component Ku of the PWM command before zero-phase modulation is also added.
下段には三角波キャリア信号Cryの例も点線で記載してあり、三角波キャリア信号の上頂点と下頂点のタイミングを「〇,△,□」のマーカーで表示し、上図と下図の対応を示すため4番目のサンプル時刻に相当する電圧成分を「(n=4)」として示してある。 An example of the triangular wave carrier signal Cry is also shown in the lower part with a dotted line. Therefore, the voltage component corresponding to the fourth sample time is shown as "(n=4)".
各図には下記のような特徴が確認できる。 The following features can be confirmed in each figure.
図37(a):「Vcmd=0.9p.u.」では上段の電圧ベクトルVabの軌跡は円となり、キャリア頂点タイミングのマーカーも等間隔に並んでいる。 FIG. 37(a): At "Vcmd=0.9 p.u.", the trajectory of the voltage vector Vab in the upper row is a circle, and the markers of the carrier peak timing are also arranged at regular intervals.
図37(b):「Vcmd=1.05p.u.」は飽和電圧(電圧飽和限界)VBを超えるので、電圧ベクトルVabの軌跡は(小さい〇印)で示したように六角形の外側まで拡大している。また、下段の零相変調後のPWM指令Kzu、Kzv、Kzwもキャリア振幅±1p.u.を超過している。超過部分はP電位やN電位の飽和と等価なので、波形KzuL,KzvL,KzwLのように最大部が平坦になる。 Figure 37(b): Since "Vcmd = 1.05 p.u." exceeds the saturation voltage (voltage saturation limit) VB, the trajectory of the voltage vector Vab extends to the outside of the hexagon as indicated by the (small circle). expanding. In addition, the PWM commands Kzu, Kzv, and Kzw after zero-phase modulation in the lower stage also have a carrier amplitude of ±1p. u. is exceeded. Since the excess part is equivalent to the saturation of the P potential or N potential, the maximum part becomes flat like the waveforms KzuL, KzvL and KzwL.
この波形KzuL,KzwL,KzwLをαβ座標の電圧成分に逆変換すると、上段の補正電圧ベクトルVabL(□印)のように軌跡が六角形の辺上に制限(移動)されたことになる。この三相PWM波形のうち、「二相成分が同時にキャリア振幅(±1)に制限され残りの1相のみがスイッチングしている状態」を「一相変調」と定義する。言い換えると、一相変調は、三相変調に対してさらに「最大相の振幅を直流電源のP側電位」に、「最小相の振幅を直流電源のN側電位」に強制的に置き換えた零相変調方式である。 When these waveforms KzuL, KzwL, and KzwL are inversely transformed into voltage components of αβ coordinates, the trajectory is limited (moved) on the sides of the hexagon as shown in the upper correction voltage vector VabL (marked with □). Of these three-phase PWM waveforms, "a state in which two phase components are simultaneously limited to carrier amplitudes (±1) and only the remaining one phase is switching" is defined as "one-phase modulation". In other words, the one-phase modulation is further forced to replace the "maximum phase amplitude with the P-side potential of the DC power source" and the "minimum phase amplitude with the N-side potential of the DC power source" for the three-phase modulation. It is a phase modulation method.
図37(c):「Vcmd=1.2p.u.」は実際には使用しない過大な電圧指令であるが、飽和の影響を誇張するために描いている。上段の電圧ベクトルVabの軌跡を全円周にわたり六角形を超過させた例であり、下段のPWM指令はほぼ台形波となり、逆変換したαβ座標の補正電圧ベクトルVabLの軌跡は六角形の辺上のみを移動するようになる。電圧ベクトルVabから補正電圧ベクトルVabLへの制限動作は特許文献1に記載されており、三相変調の場合には六角形の辺に対して垂直方向に移動することが示されている。 FIG. 37(c): "Vcmd=1.2 p.u." is an excessive voltage command that is not actually used, but is drawn to exaggerate the effects of saturation. This is an example in which the trajectory of the voltage vector Vab in the upper row exceeds the hexagon over the entire circumference. will only move. The limiting operation from the voltage vector Vab to the correction voltage vector VabL is described in US Pat.
図37と同じ条件にて、今度は二相変調方式を適用したときの特性が図38である。図37と比較すると下記の点に差異がある。 FIG. 38 shows the characteristics when the two-phase modulation method is applied under the same conditions as in FIG. Compared with FIG. 37, there are differences in the following points.
図38(a):「Vcmd=0.9p.u.」の場合は、αβ座標の電圧ベクトルVabの軌跡は図37(a)と等しい。しかし、下段の三相PWM指令は、60deg区間ごとにP側変調とN側変調が交互に切り替わっている。 FIG. 38(a): In the case of "Vcmd=0.9 p.u.", the locus of the voltage vector Vab on the αβ coordinates is the same as in FIG. 37(a). However, the lower three-phase PWM command alternately switches between P-side modulation and N-side modulation every 60 deg interval.
図38(b):「Vcmd=1.05p.u.」では、二相変調のセクタ切り替え部に、一相変調つまり二相成分が同時にキャリア振幅(±1)に制限された区間が現れており、さらにP・Nレベルの固定状態は二相変調と連続していることが特徴である。電圧ベクトルVabから補正電圧ベクトルVabLへの移動方向も異なっており、サンプル点間も六角形の辺中央では少し疎に、逆に角部付近では密になっている。 Fig. 38(b): At "Vcmd = 1.05 p.u.", in the sector switching part of the two-phase modulation, there appears a section in which one-phase modulation, that is, the two-phase components are simultaneously limited to the carrier amplitude (±1). Furthermore, it is characterized in that the fixed state of the PN level is continuous with the two-phase modulation. The direction of movement from the voltage vector Vab to the correction voltage vector VabL is also different, and the sample points are slightly sparse at the center of the side of the hexagon and conversely dense near the corners.
図38(c):「Vcmd=1.2p.u.」では、両方ともほぼ全域が一相変調となっており、補正電圧ベクトルVabLのサンプル点間も六角形の辺中央が大幅に拡大し、角部付近に集中している。 FIG. 38(c): At “Vcmd=1.2 p.u.”, almost the entire area of both of them is one-phase modulation, and the center of the side of the hexagon is greatly expanded between the sample points of the correction voltage vector VabL. , concentrated near the corners.
図37と図38とを比較すると、上段図の「電圧ベクトルVab(〇印)から補正電圧ベクトルVabL(□印形)への移動特性」に差異がある。三相変調(図37)ではすべてが平行に移動しているのに対して、二相変調(図38)ではセクタ中間の30deg位相を境として方向が60deg異なっている。上段の六角形辺上のサンプル点(補正電圧ベクトル)VabL(n)については、図37の方はほぼ等間隔であるが、図38では六角形の辺中央では間隔が広く逆に角部付近に集中している。 Comparing FIG. 37 and FIG. 38, there is a difference in the "movement characteristics from the voltage vector Vab (marked with ◯) to the correction voltage vector VabL (marked with □)" in the upper diagram. In the three-phase modulation (FIG. 37), all move in parallel, whereas in the two-phase modulation (FIG. 38), the directions differ by 60 degrees bordering on the 30-degree phase in the middle of the sector. As for sample points (correction voltage vector) VabL(n) on the sides of the upper hexagon, the intervals in FIG. 37 are almost equal, but in FIG. are concentrating on
これは電圧ベクトルの「振幅成分の制限」だけでなく、「位相進み遅れ成分の補正」が生じたことを意味している。言い換えれば、電圧飽和時には電圧軌跡は六角形上に限定されるが、辺上の位置(位相)には補正する自由度が残っている。この位相補正を意識した過変調方式には特許文献2などがある。 This means that not only the "limitation of the amplitude component" of the voltage vector but also the "correction of the phase lead/lag component" has occurred. In other words, when the voltage is saturated, the voltage locus is limited to the hexagon, but the position (phase) on the side remains free to be corrected. Japanese Patent Laid-Open Publication No. 2002-300001 discloses an overmodulation method that is conscious of this phase correction.
これ以外にも非特許文献1のように飽和処理を工夫したり、特許文献3のように台形波形を適用した過変調方式などがあるが、どれも高調波成分の最小化までは検討されていない。
In addition to this, there are methods such as devising saturation processing as in
そこで、高調波成分の少ない過変調方式を第一の課題とする。本願では、相電圧の高調波成分を5次と7次(回転座標系では±6次)だけに抑制できる過変調方式を説明する。 Therefore, the first problem is to develop an overmodulation method with less harmonic components. In the present application, an overmodulation method capable of suppressing the harmonic components of the phase voltage to only the 5th and 7th orders (±6th orders in a rotating coordinate system) will be described.
方形波や台形波を使った過変調方式では、高調波には多数の周波数成分が含まれるが、PWMリプルを除去するフィルタの共振帯域と一致すると大きな外乱を生じさせる。そのため、高調波の実効値(各成分の二乗和)だけでなく、含まれる周波数の帯域ついても考慮する必要がある。 In the overmodulation method using a square wave or a trapezoidal wave, harmonics contain many frequency components and cause large disturbances when they match the resonance band of a filter that removes PWM ripples. Therefore, it is necessary to consider not only the effective value of harmonics (the sum of the squares of each component) but also the included frequency band.
(2.PWMの最小パルス幅制限についての課題)
電圧ベクトル軌跡が電圧飽和領域内に収まっていても、PWM指令がキャリア振幅に近づくと、幅の狭いPWMパルスが発生する問題がある。図34の上下アームのゲート信号対には短絡防止期間(デッドタイム)を挿入するが、これよりも幅の狭いパルス(「狭小パルス」)の状態では、出力電流の極性によっては出力PWM波形のパルスが欠けることがあり「電流零クロス付近における電圧誤差の急変」が生じる。
(2. Issues regarding minimum pulse width limitation of PWM)
Even if the voltage vector trajectory is within the voltage saturation region, there is a problem that a narrow PWM pulse is generated when the PWM command approaches the carrier amplitude. A short-circuit prevention period (dead time) is inserted in the gate signal pair of the upper and lower arms in FIG. A pulse may be missing, resulting in a "sudden change in voltage error near the current zero cross".
この誤差成分を正確に補償することは困難であるため、デッドタイムよりも広い「最小パルス幅」を確保する対策が行われている。この「最小パルス幅」を確保する方法が第二の課題である。 Since it is difficult to accurately compensate for this error component, measures are taken to ensure a "minimum pulse width" wider than the dead time. The second problem is how to secure this "minimum pulse width".
PWMパルスを最小パルス幅以上に制限するためには、図10(a)の右図のように、PWM指令の上下限に「DB余裕幅ΔKdb」の禁止帯域を設定することが多い。上下限を±KDB=±(1p.u.-ΔKdb)に制限すれば、位相幅Δθdbより細いパルス幅は発生しなくなる。以降ではこの位相幅Δθdbの代りにPWM振幅に換算したDB余裕幅ΔKdbを使用する。 In order to limit the PWM pulse to the minimum pulse width or more, a prohibited band of "DB margin width ΔKdb" is often set to the upper and lower limits of the PWM command as shown in the right diagram of FIG. 10(a). If the upper and lower limits are limited to ±KDB=±(1 p.u.-ΔKdb), a pulse width narrower than the phase width Δθdb will not occur. Hereinafter, instead of this phase width Δθdb, a DB margin width ΔKdb converted to PWM amplitude is used.
二相変調を適用する場合、P・Nレベル(±1p.u.)に固定するスイッチング休止区間ではパルス自体が発生しないので狭小パルスが発生しない。つまり、最小パルス幅の禁止帯域であるDB余裕幅ΔKdbをスキップし、P・Nレベルにしてもよい。 When the two-phase modulation is applied, no narrow pulse is generated in the switching quiescent interval fixed at the PN level (±1 p.u.) because the pulse itself is not generated. That is, the DB margin width ΔKdb, which is the prohibited band of the minimum pulse width, may be skipped and set to the PN level.
これらを図35(b)のαβ座標で表すと、六角形の周辺部(ハッチング部)の面が禁止帯域である。許容される領域は、「三相変調・二相変調領域」であるハッチング部の内側と、「一相変調」である六角形の辺上の一部、および三相ともスイッチングを休止した「無変調」である六角形の頂点部分になる。 When these are represented by the αβ coordinates in FIG. 35(b), the forbidden band is the peripheral portion (hatched portion) of the hexagon. The permissible area is the inside of the hatched area, which is the “three-phase modulation/two-phase modulation area,” a part of the hexagonal side, which is the “single-phase modulation,” and the “non-switching area” where all three phases are switched off. It becomes the vertex part of the hexagon which is "modulation".
以降では、「三相変調・二相変調領域」を「DB電圧飽和領域」、この内接円の半径を「DB飽和電圧VDB」、そして禁止帯域の幅をDB電圧余裕幅ΔVdb=VB-VDBとする。 Hereinafter, the “three-phase modulation/two-phase modulation region” is the “DB voltage saturation region”, the radius of this inscribed circle is the “DB saturation voltage VDB”, and the width of the forbidden band is the DB voltage margin width ΔVdb=VB−VDB and
以上のような最小パルス幅を確保するために禁止帯域に対して排他処理することを第二の課題とし、「最小パルス幅対策」と表現する。 In order to secure the minimum pulse width as described above, the second task is to perform exclusive processing on the prohibited band, which is expressed as "minimum pulse width countermeasures".
ここで、同じDB余裕幅ΔKdbを設定していても、三相変調と二相変調とではαβ座標側のDB電圧余裕幅ΔVdbの幅が異なることに注意が必要である。三相変調では最大相と最小相の両方に余裕幅を確保する必要があるが、二相変調では一方はスイッチングが休止しているので余裕幅は片側のみ考慮するだけでよい。そのため、二相変調ではDB電圧余裕幅ΔVdbを三相変調の半分にでき、最小パルス幅対策を適用する場合には二相変調の方が出力可能電圧を大きくできる。 Here, even if the same DB margin width ΔKdb is set, it should be noted that the width of the DB voltage margin width ΔVdb on the αβ coordinate side differs between three-phase modulation and two-phase modulation. In three-phase modulation, it is necessary to secure a margin width for both the maximum phase and the minimum phase, but in two-phase modulation, since switching is stopped on one side, it is sufficient to consider the margin width for only one side. Therefore, in the two-phase modulation, the DB voltage margin width ΔVdb can be half of that in the three-phase modulation, and in the case of applying the minimum pulse width countermeasure, the two-phase modulation can increase the output voltage.
(3.二相変調方式のセクタ切替時に生じる極小パルスの課題)
二相変調では電圧位相に応じて、60degのセクタごとに「P側変調とN側変調を変更するセクタ切替」が必要であり、禁止帯域を遵守していても、まだこのときに狭小パルスが発生する問題が残っている。
(3. Problems of extremely small pulses that occur when switching sectors in a two-phase modulation method)
In two-phase modulation, depending on the voltage phase, "sector switching to change P-side modulation and N-side modulation" is required for each sector of 60deg, and even if the forbidden band is observed, narrow pulses are still generated at this time. There are still issues that arise.
「最小パルス幅対策を考慮しない二相変調のセクタ切替方法」については特許文献4にて記載されており、図13(a)のように二相変調のセクタ切替時(n区間)に三相変調を挿入することが説明されている。しかし、電圧飽和付近でセクタを切り替えると、図中のΔT1やΔT2で示すような細いパルスが生じる。
"A two-phase modulation sector switching method that does not take into account minimum pulse width countermeasures" is described in
この「二相変調のセクタ切替時における最小パルス幅の確保」が第三の課題である。本願発明は、この対策として三相変調の代りに一相変調を挿入することを説明する。 The third problem is to "ensure the minimum pulse width at the time of sector switching in two-phase modulation". The present invention describes inserting one-phase modulation instead of three-phase modulation as a countermeasure.
(4.DB飽和領域の制限を維持した条件での出力電圧拡大についての課題)
最小パルス幅対策を考慮した二相変調にて第二の課題と第三の課題を解決できても、まだ出力可能電圧はDB飽和電圧VDBのままである。そこで、さらに出力電圧を拡張することを第四の課題とする。本願発明では、DB電圧飽和領域内の制限を維持しながら、過変調の原理を適用して出力電圧範囲を拡大することを説明し、以降ではこの対策方法を「DB領域の過変調」と表現する。
(4. Issues regarding expansion of output voltage under the condition that the limitation of the DB saturation region is maintained)
Even if the second and third problems can be solved by two-phase modulation considering the minimum pulse width, the voltage that can be output is still the DB saturation voltage VDB. Therefore, the fourth subject is to further extend the output voltage. In the present invention, the principle of overmodulation is applied to expand the output voltage range while maintaining the limitation within the DB voltage saturation region. do.
(5.電圧飽和領域での最小パルス幅対策の課題)
第四の課題を解決する方法であるDB領域の過変調を適用しても、VC≒(1.06×VDB)程度が限界である。そこで、これ以上の出力電圧を得る過変調方法を提供することを第五の課題とする。
(5. Problems of measures for minimum pulse width in voltage saturation region)
Even if overmodulation in the DB region, which is a method for solving the fourth problem, is applied, the limit is approximately VC≈(1.06×VDB). Therefore, the fifth object is to provide an overmodulation method for obtaining a higher output voltage.
第三の課題を解決する方法では、二相変調のセクタ切替時対策にキャリア半周期間だけ一相変調を挿入したが、この「一相変調」の区間をさらに拡大するものであり、これを以降では「OVM領域の過変調」と表現する。これは、図35(b)の「一相変調」の辺上に位置する区間を拡大するものである。 In the method for solving the third problem, one-phase modulation was inserted only during the carrier half cycle as a measure against sector switching of two-phase modulation. This is expressed as "overmodulation in the OVM region". This enlarges the section located on the side of "single-phase modulation" in FIG. 35(b).
(6.異なる過変調領域のバンプレス切替の課題)
電圧指令が拡大できても、指令の大きさに応じて「DB領域」と「OVM領域」の過変調方式を切り替える必要がある。この異なる過変調方式を切り替える際に、異常なPWMパルスが発生する可能性がある。
(6. Problem of bumpless switching of different overmodulation regions)
Even if the voltage command can be expanded, it is necessary to switch the overmodulation method between the "DB region" and the "OVM region" according to the magnitude of the command. Abnormal PWM pulses may occur when switching between the different overmodulation schemes.
そこで、異常パルスや負荷電流の波形歪などが生じない過変調方式の切り替え方法を提供することが第六の課題である。 Therefore, the sixth object is to provide an overmodulation method switching method that does not cause abnormal pulses or load current waveform distortion.
(7.非同期PWMの課題)
以上のような6つの課題以外にも、三角波キャリア信号と電圧指令には、周波数の同期・非同期という問題が有る。キャリア周波数を電圧周波数の整数倍に同期させたPWM変調方式は「同期PWM」、同期していないPWM変調方式は「非同期PWM」と呼ばれている。「同期PWM」であれば一周期のパルス数が固定され同じPWMパターンが繰り返されるので、パルス発生位相を予め計算しておいたテーブルとして設定することもできる。この条件での過変調方式は既に多くの方式が報告されている。
(7. Problems of asynchronous PWM)
In addition to the above six problems, there is a problem of frequency synchronization/asynchronization between the triangular wave carrier signal and the voltage command. A PWM modulation method in which the carrier frequency is synchronized with an integral multiple of the voltage frequency is called "synchronous PWM", and a non-synchronous PWM modulation method is called "asynchronous PWM". In the case of "synchronized PWM", the number of pulses in one cycle is fixed and the same PWM pattern is repeated. Many overmodulation schemes under this condition have already been reported.
しかし、電圧指令の周波数が低くなると、反比例してパルス数が増加して膨大なテーブル数が必要になってくる。また、キャリア周波数が電圧周波数に応じて変化するが、電流制御を適用する場合などではキャリア周波数を固定したい。そこで、非同期PWMでも実現できる過変調方式が必要になる。この「非同期PWMへの対応」は上記の6個の課題全てに共通する課題である。 However, when the frequency of the voltage command becomes low, the number of pulses increases in inverse proportion, requiring a huge number of tables. In addition, although the carrier frequency changes according to the voltage frequency, it is desirable to fix the carrier frequency when current control is applied. Therefore, an overmodulation method that can be realized even with asynchronous PWM is required. This "response to asynchronous PWM" is a problem common to all of the above six problems.
上記7つの課題の要点を以下に示す。
(1)高調波の少ない過変調方式。
(2)「DB制限領域」の最小パルス幅対策(PWM指令の禁止帯域処理)。
(3)二相変調のセクタ切替時に生じる極小パルスの抑制。
(4)DB領域の過変調方式。
(5)OVM領域の過変調方式。
(6)過渡外乱の少ない「DB領域の過変調方式」と「OVM領域の過変調方式」との切り替え方法。
(7)非同期PWMにも適用できること。
The main points of the above seven issues are shown below.
(1) Overmodulation method with less harmonics.
(2) Minimum pulse width countermeasure for "DB restricted area" (forbidden band processing of PWM command).
(3) Suppression of extremely small pulses that occur when switching sectors in two-phase modulation.
(4) DB area overmodulation scheme.
(5) OVM region overmodulation scheme.
(6) A method of switching between the "overmodulation method in the DB area" and the "overmodulation method in the OVM area" with less transient disturbance.
(7) Applicability to asynchronous PWM.
以上示したようなことから、電圧型インバータにおいて、電圧限界以上に出力電圧を拡大し、かつ、高調波の振幅と周波数帯域との両方を抑制することが課題となる。 As described above, in the voltage-fed inverter, the problem is to expand the output voltage beyond the voltage limit and to suppress both the amplitude and frequency band of harmonics.
本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子を有し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電圧型インバータの制御装置であって、電圧指令と位相指令を入力し、(26)式と(27)式(または(28)式)によって6次補正成分の振幅値を求め、(29)式によって補正後電圧指令を求め、前記補正後電圧指令を出力する6次高調波補正部を備え、前記補正後電圧指令に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする。 The present invention has been devised in view of the conventional problems described above, and one aspect thereof is a voltage-fed inverter that has switching elements connected in a three-phase full-bridge connection and converts a DC voltage into a three-phase AC voltage. A control device that inputs a voltage command and a phase command, obtains the amplitude value of the sixth-order correction component by formulas (26) and (27) (or formula (28)), and calculates the corrected voltage by formula (29). It is characterized by comprising a sixth-order harmonic correction unit that obtains a command and outputs the corrected voltage command, and generates a gate signal for the switching element based on the corrected voltage command.
VB:飽和電圧
Vdc:直流電圧
Vx6,Vy6:6次補正成分の振幅値
Vcmd:電圧指令
ΔV0:過変調成分
min:()内の要素から最小値を選択する関数
Vx,Vy:補正後電圧指令
θv:位相指令。
VB: Saturation voltage Vdc: DC voltage Vx6, Vy6: Amplitude value of sixth correction component Vcmd: Voltage command ΔV0: Overmodulation component min: Function for selecting minimum value from elements in ( ) Vx, Vy: Voltage command after correction θv: Phase command.
また、他の態様として、三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子を有し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電圧型インバータの制御装置であって、(30)式によってDB飽和電圧を定め、電圧指令と位相指令を入力し、(31)式、(32)式(または(33)式)によって6次補正成分の振幅値を求め、(29)式によって補正後電圧指令を求め、前記補正後電圧指令を出力する6次高調波補正部を備え、前記補正後電圧指令に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする。 Further, as another aspect, a control device for a voltage-fed inverter having switching elements connected in a three-phase full-bridge connection and converting a DC voltage into a three-phase AC voltage, wherein the DB saturation voltage is determined by equation (30): , the voltage command and the phase command are input, the amplitude value of the 6th-order correction component is obtained by equations (31) and (32) (or equation (33)), the corrected voltage command is obtained by equation (29), and the above-mentioned A sixth harmonic correction unit that outputs a corrected voltage command is provided, and a gate signal for the switching element is generated based on the corrected voltage command.
VB:飽和電圧
Vdc:直流電圧
Kv6:補正係数
VDB:DB飽和電圧
ΔVdb:DB電圧余裕幅
Vx6,Vy6:6次補正成分の振幅値
Vcmd:電圧指令
ΔV0:過変調成分
min:()内の要素から最小値を選択する関数
Vx,Vy:補正後電圧指令
θv:位相指令。
VB: Saturation voltage Vdc: DC voltage Kv6: Correction coefficient VDB: DB saturation voltage ΔVdb: DB voltage margin Vx6, Vy6: Amplitude value of sixth-order correction component Vcmd: Voltage command ΔV0: Overmodulation component min: Elements in () function Vx, Vy: post-correction voltage command θv: phase command.
また、その一態様として、零相変調・セクタ切替部を備え、前記零相変調・セクタ切替部は、二相変調PWM指令、および、三相変調PWM指令、および、一相変調PWM指令を生成し、位相指令に位相進み量を加算した予測位相による二相変調のセクタ切替時以外は前記二相変調PWM指令を主成分とし、前記予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できる場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記三相変調PWM指令を前記主成分とし、前記予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できない場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記一相変調PWM指令を前記主成分とし、前記主成分に前記一相変調PWM指令を適用したことにより生ずる電圧の誤差成分に基づいて、セクタ切替区間の直後の区間に適用する補正量を生成し、前記主成分と前記補正量に基づいて零相変調後のPWM指令を生成し、前記零相変調後のPWM指令と三角波キャリア信号との比較に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする。 Further, as one aspect thereof, a zero-phase modulation/sector switching unit is provided, and the zero-phase modulation/sector switching unit generates a two-phase modulation PWM command, a three-phase modulation PWM command, and a one-phase modulation PWM command. The two-phase modulation PWM command is the main component except when switching the sector of the two-phase modulation by the predicted phase obtained by adding the phase advance amount to the phase command, and when switching the sector of the two-phase modulation by the predicted phase and three-phase When the minimum pulse width can be secured by modulation, the three-phase modulation PWM command is used as the main component for at least half the cycle of the triangular wave carrier signal, and when switching sectors of two-phase modulation by the predicted phase, and in three-phase modulation If the minimum pulse width cannot be ensured, the one-phase modulation PWM command is used as the main component for at least half the cycle of the triangular wave carrier signal, and the voltage error component generated by applying the one-phase modulation PWM command to the main component. generates a correction amount to be applied to the section immediately after the sector switching section based on, generates a PWM command after zero phase modulation based on the principal component and the correction amount, and generates a PWM command after zero phase modulation and A gate signal for the switching element is generated based on comparison with the triangular wave carrier signal.
また、他の態様として、零相変調・セクタ切替部を備え、前記6次高調波補正部は、(29)式のθvに、位相指令に位相進み量を加算した予測位相を入力して補正後予測電圧指令を求め、前記零相変調・セクタ切替部は、前記補正後予測電圧指令に基づいて生成した零相変調前の予測PWM指令を入力し、前記零相変調前の予測PWM指令に基づいて、二相変調PWM指令、および、三相変調PWM指令、および、一相変調PWM指令を生成し、前記予測位相に位相進み量を加算した2サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時以外は前記二相変調PWM指令を主成分とし、前記2サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できる場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記三相変調PWM指令を前記主成分とし、前記2サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できない場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記一相変調PWM指令を前記主成分とし、前記主成分に前記一相変調PWM指令を適用したことにより生ずる電圧の誤差成分に基づいて、セクタ切替期間の直前のサンプル期間に適用する予測補正量、および、セクタ切替期間の直後のサンプル期間に適用する遅延補正量を生成し、前記主成分と前記予測補正量および前記遅延補正量に基づいて零相変調後のPWM指令を生成し、前記零相変調後のPWM指令と三角波キャリア信号との比較に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする。 Further, as another aspect, a zero phase modulation/sector switching unit is provided, and the sixth harmonic correction unit inputs a predicted phase obtained by adding a phase advance amount to a phase command to θv of the equation (29) for correction. A post-predicted voltage command is obtained, and the zero-phase modulation/sector switching unit inputs a pre-zero-phase modulation predicted PWM command generated based on the post-correction predicted voltage command, and converts it into the pre-zero-phase modulation predicted PWM command. Based on this, a two-phase modulation PWM command, a three-phase modulation PWM command, and a one-phase modulation PWM command are generated, and the sector of two-phase modulation by the predicted phase two cycles ahead by adding the phase advance amount to the predicted phase Except when switching, the main component is the two-phase modulation PWM command, and at least the triangular wave carrier signal when switching the sector of two-phase modulation based on the predicted phase two cycles ahead and when the minimum pulse width can be secured by three-phase modulation When the three-phase modulation PWM command is used as the main component for half a cycle, and when the two-phase modulation sector is switched by the predicted phase two cycles ahead, and when the minimum pulse width cannot be secured by the three-phase modulation, at least the triangular wave The one-phase modulation PWM command is used as the main component for half the period of the carrier signal, and based on the error component of the voltage generated by applying the one-phase modulation PWM command to the main component, a sample immediately before the sector switching period is obtained. A prediction correction amount to be applied to the period and a delay correction amount to be applied to the sample period immediately after the sector switching period are generated, and PWM after zero-phase modulation is performed based on the principal component, the prediction correction amount, and the delay correction amount. A command is generated, and a gate signal for the switching element is generated based on a comparison between the PWM command after the zero-phase modulation and the triangular wave carrier signal.
また、他の態様として、零相変調・セクタ切替部を備え、前記6次高調波補正部は、(29)式のθvに位相指令を入力して前記補正後電圧指令を求め、(29)式のθvに、位相指令に位相進み量を加算した予測位相を入力して補正後予測電圧指令を求め、前記零相変調・セクタ切替部は、前記補正後電圧指令に基づいて生成した零相変調前のPWM指令と前記補正後予測電圧指令に基づいて生成した零相変調前の予測PWM指令をそれぞれ入力し、前記零相変調前のPWM指令に基づいて二相変調PWM指令、および、第1三相変調PWM指令、および、第1一相変調PWM指令を生成し、前記零相変調前の予測PWM指令に基づいて第2三相変調PWM指令、および、第2一相変調PWM指令を生成し、前記予測位相に位相進み量を加算した2サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時以外は前記二相変調PWM指令を主成分とし、前記2サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できる場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記第1三相変調PWM指令を前記主成分とし、前記2サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できない場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記第1一相変調PWM指令を前記主成分とし、前記主成分に前記第1一相変調PWM指令を適用したことにより生ずる電圧の誤差成分に基づいて、前記第2三相変調PWM指令と前記第2一相変調PWM指令から算出されたセクタ切替期間の直前のサンプル期間に適用する予測補正量、および、前記第1三相変調PWM指令と前記第1一相変調PWM指令から算出されたセクタ切替期間の直後のサンプル期間に適用する遅延補正量を生成し、前記主成分と前記予測補正量および前記遅延補正量に基づいて零相変調後のPWM指令を生成し、前記零相変調後のPWM指令と三角波キャリア信号との比較に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする。 In another aspect, a zero-phase modulation/sector switching unit is provided, and the sixth harmonic correction unit obtains the corrected voltage command by inputting a phase command to θv of equation (29), and (29) The corrected predicted voltage command is obtained by inputting the predicted phase obtained by adding the phase advance amount to the phase command in θv of the equation, and the zero phase modulation/sector switching unit generates the zero phase command based on the corrected voltage command. A PWM command before modulation and a predicted PWM command before zero-phase modulation generated based on the predicted voltage command after correction are input, respectively, and based on the PWM command before zero-phase modulation, a two-phase modulation PWM command and a second 1 three-phase modulation PWM command and a first one-phase modulation PWM command are generated, and based on the predicted PWM command before zero phase modulation, a second three-phase modulation PWM command and a second one-phase modulation PWM command are generated. The two-phase modulation PWM command is the main component except when switching the sector of the two-phase modulation by the predicted phase two cycles ahead by adding the phase advance amount to the predicted phase, and the two-phase by the predicted phase two cycles ahead At the time of modulation sector switching and when the minimum pulse width can be secured by three-phase modulation, the first three-phase modulation PWM command is used as the main component for at least half the cycle of the triangular wave carrier signal, and the prediction of the two cycles ahead is performed. At the time of sector switching of two-phase modulation by phase and when the minimum pulse width cannot be secured by three-phase modulation, the first one-phase modulation PWM command is used as the main component for at least half the period of the triangular wave carrier signal, and the main component is Immediately before the sector switching period calculated from the second three-phase modulation PWM command and the second one-phase modulation PWM command based on the error component of the voltage generated by applying the first one-phase modulation PWM command to the component and a delay correction amount to be applied to the sample period immediately after the sector switching period calculated from the first three-phase modulation PWM command and the first one-phase modulation PWM command. , generating a PWM command after zero-phase modulation based on the principal component, the predicted correction amount, and the delay correction amount, and comparing the PWM command after the zero-phase modulation with the triangular wave carrier signal, generating is characterized by generating a gate signal of
また、他の態様として、前記電圧指令が飽和電圧を超過した場合に、その超過した電圧成分に基づいて判定位相幅を設定し、前記6次高調波補正部は、(24)式と(25)式と(29)式によって、前記補正後電圧指令を設定し、前記判定位相幅と位相指令と前記予測位相に基づいて、一相変調の挿入期間を設定して、その挿入期間は強制的に一相変調を選択することを特徴とする。 Further, as another aspect, when the voltage command exceeds the saturation voltage, the determination phase width is set based on the exceeding voltage component, and the sixth-order harmonic correction unit uses equations (24) and (25) ) and (29), the corrected voltage command is set, and the insertion period of one-phase modulation is set based on the determined phase width, the phase command, and the predicted phase, and the insertion period is forced is characterized by selecting one-phase modulation for
VC:DB領域上限電圧
VMAX:OVM領域上限電圧。
VC: DB region upper limit voltage VMAX: OVM region upper limit voltage.
本発明によれば、電圧型インバータにおいて、電圧限界以上に出力電圧を拡大し、かつ、高調波の振幅と周波数帯域との両方を抑制することが可能となる。 According to the present invention, in a voltage-fed inverter, it is possible to increase the output voltage beyond the voltage limit and to suppress both the amplitude and frequency band of harmonics.
以下、本願発明における電圧型インバータの制御装置の実施形態1~6を図1~図33に基づいて詳述する。
[実施形態1]
実施形態1~6は、図34に示す三相フルブリッジ接続されたスイッチング素子を有し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電圧型インバータを制御対象としている。図34に示すように、直流電源DCの正極Pと負極Nの間にはスイッチング素子SWu,SWxが直列接続される。また、直流電源DCの正極Pと負極Nの間にはスイッチング素子SWv,SWyが直列接続される。また、直流電源DCの正極Pと負極Nの間にはスイッチング素子SWw,SWzが直列接続される。スイッチング素子SWu,SWxの接続点、スイッチング素子SWv,SWyの接続点、スイッチング素子SWw,SWzの接続点はU相、V相、W相として負荷装置に接続される。ここで、直流電圧をVdcとする。制御装置では、スイッチング素子SWu,SWy,SWw,SWx,SWy,SWzのゲート信号Gu,Gv,Gw,Gx,Gy,Gzを生成して電圧型インバータを制御する。
[Embodiment 1]
(6次高調波を重畳した過変調方式)
実施形態1における電圧型インバータの制御装置の構成図を図1に示す。これは、従来例(図36)を拡張したものであり、電圧指令部に「6次高調波補正部100」を挿入している。「零相変調ブロック200」は図36の零相変調部5aと加算器6を備えた零相変調補正部5と同様のものである。
(Overmodulation method with superimposed 6th harmonic)
FIG. 1 shows a configuration diagram of a control device for a voltage-type inverter according to
6次高調波補正部100は、飽和関数部10と、減算器11と、加算器16と、「6次補正(1)部17」と、を有する。6次高調波補正部100は電圧指令Vcmdが1.0p.u.(飽和電圧VB相当)を超過するOVM領域にて動作するものである。飽和関数部10は電圧指令Vcmdを±1p.u.に制限した制限値V0を求める。減算器11は電圧指令Vcmdから制限値V0を減算して電圧指令の過変調成分ΔV0=(Vcmd-V0)を出力する。
The sixth
図1では電圧指令Vcmdは正値だけでなく負値が設定されることを考慮しており、飽和関数部10の制限値は正負対称に設定して、ΔV0も正負の値をとる。しかし説明を簡素化したいので、以降では6次高調波補正部100の動作に関連する数式やその特性を示す図(例えば図2)については正領域のみを示してある。電圧指令が負の場合は飽和レベルなどの設定値を負値に変更すればよく、図2の特性例の場合には原点に対して点対称な特性になる。この対称性を利用して、正の領域のみに限定することにした。
In FIG. 1, it is considered that the voltage command Vcmd is set not only to a positive value but also to a negative value. However, in order to simplify the explanation, only the positive region is shown in figures (for example, FIG. 2) showing mathematical formulas related to the operation of the sixth
「6次補正(1)部17」では、入力端子である過変調率ΔK0には過変調成分ΔV0を入力し、入力端子の位相θvには電圧指令の位相指令θvを入力し、出力端子からは6次補正成分としてKx6cとKy6sの2種類の成分を出力する。
In the "6th-order correction (1)
6次補正成分Kx6cは電圧指令Vcmdと同相のX軸成分、6次補正成分Ky6sは直交したY軸成分である。本実施形態1では(9)式のように、「6次補正(1)部17」の出力である6次補正成分Kx6c,Ky6sをそのまま補正電圧成分Vx6c,Vy6sとして利用するものである。(10)式のように補正電圧成分Vx6cは加算器16で電圧指令Vcmdと加算して補正後電圧指令Vxとする。もう一方の補正電圧成分Vy6sは(10)式のように、そのまま補正後電圧指令Vyとする。これら補正後電圧指令Vx、Vyを回転座標変換部1の入力信号とする。ここで、電圧指令のY軸成分は零であるので、加算器は省略して直接に補正電圧成分Vy6sを回転座標変換のY軸入力としている。以上が、「6次高調波補正部100」の入力と出力付近の主要な構成部である。
The sixth-order correction component Kx6c is an X-axis component in phase with the voltage command Vcmd, and the sixth-order correction component Ky6s is a Y-axis component orthogonal thereto. In the first embodiment, the sixth-order correction components Kx6c and Ky6s output from the "sixth-order correction (1)
「6次補正(1)部17」の内部構成は図1の下段の別枠に示してある。この中の「6次係数部12」では(11)式と(12)式にて6次補正成分の振幅値Kx6,Ky6を計算する。ここで、電圧はVBにて正規化した値を示しており、(12)式のminは最小値を選択する関数である。最小関数minの代りに、条件分けの形に変形すると(13)式と表現することもできる。
The internal configuration of the "sixth-order correction (1)
6次補正成分の振幅値Kx6,Ky6から6次高調波の正弦波成分を得るために、乗算器13で位相指令θvの6倍の位相6×θvを計算しておく。(14)式に示すように、乗算器14で位相6×θvの余弦波関数cos(6×θv)に6次補正成分の振幅値Kx6を乗算して6次補正成分Kx6cを生成する。同様に、乗算器15で位相6×θvの正弦波関数sin(6×θv)に6次補正成分の振幅値Ky6を乗算して6次補正成分Ky6sを生成する。これらが「6次補正(1)部17」の出力成分である。
In order to obtain the sine wave component of the sixth harmonic from the amplitude values Kx6 and Ky6 of the sixth correction component, the
(11)式と(12)式で示される6次係数部12の特性をグラフ化したものが図2である。図2の上段は、電圧指令Vcmdを横軸とし、飽和関数部10の出力である制限値V0を縦軸に描いてある。過変調成分ΔV0(=ΔK0)は図中の矢印で示したように、「Vcmd=VBのとき零値でありそれ以上にて(Vcmd-VB)と比例した成分」である。
FIG. 2 is a graph showing the characteristics of the sixth-
下段の横軸も電圧指令Vcmdであるが、原点をオフセットさせたΔK0(=ΔV0)も併記してある。6次補正成分の振幅値Kx6は過変調率ΔK0と比例した直線(実線)であり、もう一方の6次補正成分の振幅値Ky6は(13)式で示したような折れ点を有する2区間の関数(点線)になる。「Vcmd<VB(ΔV0<0)」のように電圧飽和していない領域では、6次高調波補正は不要なので6次補正成分の振幅値Kx6,Ky6も零にする。 The lower horizontal axis is also the voltage command Vcmd, and ΔK0 (=ΔV0) with the origin offset is also shown. The amplitude value Kx6 of the 6th-order correction component is a straight line (solid line) proportional to the overmodulation factor ΔK0, and the amplitude value Ky6 of the other 6th-order correction component has two sections having a break point as shown in equation (13). function (dotted line). In a region where the voltage is not saturated, such as "Vcmd<VB (ΔV0<0)", the amplitude values Kx6 and Ky6 of the sixth-order correction components are also set to zero because sixth-order harmonic correction is unnecessary.
本実施形態1に適用する6次補正成分の振幅値Ky6は(12)式の値以外にも設定でき、(15)式の条件を満足する範囲でもよい。この範囲の中から、最も高調波成分が少ない条件を選択したものが(12)式や(13)式に相当する。 The amplitude value Ky6 of the 6th-order correction component applied to the first embodiment can be set to a value other than the value of formula (12), and may be in a range that satisfies the condition of formula (15). From this range, the condition with the least harmonic component is selected and corresponds to the equations (12) and (13).
本実施形態1の作用を示すため、図37や図38と同じように、6次高調波を補正した電圧指令をαβ座標上のベクトル軌跡および三相のPWM指令として示したものが図3である。図3の特徴を示したものが表1であり、表1は6次高調波成分に対する飽和制限超過の有無の調査結果を示し、○は超過無し、×は超過発生を示す。図3では、電圧指令を表1の行要素のように3種類の電圧指令Vcmd=1.0p.u. ,1.03p.u ,1.06p.u.(Kx6=0p.u. ,0.03p.u. ,0.06p.u.)に設定し、これに組み合わせる要素として表1の列要素のようにKy6=(+0.09,0,-0.29)の3レベルに設定した。ここで6次補正成分の振幅値Ky6については、表1にて太枠で示した(12)式で指定される値だけでなくそれ以外についても調べたいので、3種類の値を強制的に設定して差異(〇と×の分布)を比較できるようにした。 In order to show the operation of the first embodiment, FIG. 3 shows the voltage command corrected for the sixth harmonic as a vector trajectory on the αβ coordinates and a three-phase PWM command in the same manner as in FIGS. be. Table 1 shows the characteristics of FIG. 3. Table 1 shows the results of investigation of the presence or absence of excess of the saturation limit with respect to the 6th harmonic component. In FIG. 3, voltage commands are represented by three voltage commands Vcmd=1.0 p.m. u. , 1.03 p. u , 1.06 p. u. (Kx6=0 p.u., 0.03 p.u., 0.06 p.u.), and Ky6=(+0.09, 0, -0) as the column element in Table 1 as an element to be combined with this .29) was set to 3 levels. Here, for the amplitude value Ky6 of the sixth-order correction component, we want to check not only the value specified by the formula (12) shown in the bold frame in Table 1, but also other values. I set it so that the difference (distribution of ○ and ×) can be compared.
図4の下側の図には、表1の設定条件を3種類のマーカーで示してある。Kx6を区別できるように「〇印:Vcmd=1.0p.u.、△印:Vcmd=1.03p.u.、□印:Vcmd=1.06p.u.」のようにマーカー種類を分け、さらに組み合わせるKy6を正・零・負の3レベル(+0.09,0,-0.29)にマーカーを描いた。 In the lower diagram of FIG. 4, the setting conditions of Table 1 are indicated by three types of markers. In order to distinguish Kx6, the marker types are divided like "○ mark: Vcmd = 1.0 pu., △ mark: Vcmd = 1.03 pu., □ mark: Vcmd = 1.06 pu." Furthermore, markers were drawn at three levels of positive, zero, and negative (+0.09, 0, -0.29) for combined Ky6.
表1の各条件の特性を描画したものが図3であり、各図の上段はαβ座標上の電圧軌跡(0~90deg付近)であり、軌跡が重ならないように6次補正成分の振幅値Ky6の値によって原点をずらしてある。また下段は三相のPWM指令(0~120deg区間)であり、6次補正成分の振幅値Ky6の値により線種を変えてある。 FIG. 3 shows the characteristics of each condition in Table 1. The upper part of each figure is the voltage locus (around 0 to 90 degrees) on the αβ coordinates. The origin is shifted by the value of Ky6. The lower part shows a three-phase PWM command (0 to 120 deg section), and the line type is changed according to the value of the amplitude value Ky6 of the sixth-order correction component.
図3(a)はVcmd=1.0p.u.(Kx6=0)の条件であり、上段に示すようにKy6=(+0.09,0,-0.29)の3レベルの電圧軌跡全てが六角形の電圧飽和領域を超過することはない。同様に下段の三相PWM指令も1.0p.u.つまりキャリア振幅を超過しない。 FIG. 3(a) shows Vcmd=1.0p. u. (Kx6=0), and all three-level voltage loci of Ky6=(+0.09, 0, -0.29) do not exceed the hexagonal voltage saturation region as shown in the upper part. Similarly, the lower three-phase PWM command is also 1.0p. u. That is, the carrier amplitude is not exceeded.
図3(b)のようにVcmd=1.03p.u.(Kx6=0.03)つまり3%の過変調状態になると、Ky6=+0.09の条件のみ電圧飽和領域やキャリア振幅を超過するが、残りのKy6=(0,-0.29)では超過していない。 As shown in FIG. 3(b), Vcmd=1.03p. u. (Kx6=0.03) In other words, in the 3% overmodulation state, only the condition of Ky6=+0.09 exceeds the voltage saturation region and carrier amplitude, but the remaining Ky6=(0, -0.29) exceeds not.
図3(c)のようにVcmd=1.06p.u.(Kx6=0.06)つまり6%の過変調の上限付近では、Ky6=(+0.09,0)の2つの条件で電圧飽和領域やキャリア振幅を超過してしまい、超過しないのはKy6=-0.29の条件だけになる。 As shown in FIG. 3(c), Vcmd=1.06p. u. (Kx6=0.06) That is, near the upper limit of overmodulation of 6%, the voltage saturation region and carrier amplitude are exceeded under the two conditions of Ky6=(+0.09, 0). -0.29 condition only.
図3(c)のKy6=-0.29の特性に着目すると、上段の電圧ベクトルの軌跡はほとんどの期間で飽和限界である六角形の辺上を移動している。下段のPWM指令も台形状になっており、ほとんどの期間で最大相・最小相が±1に固定されている。これにより、「適切な6次高調波補正成分を重畳するとPWM指令の飽和が防止できる」ことが確認できる。 Focusing on the characteristic of Ky6=-0.29 in FIG. 3(c), the trajectory of the voltage vector in the upper stage moves on the side of the hexagon which is the saturation limit in most of the period. The lower PWM command is also trapezoidal, and the maximum phase and minimum phase are fixed to ±1 in most of the period. As a result, it can be confirmed that "saturation of the PWM command can be prevented by superimposing an appropriate sixth-order harmonic correction component".
なぜこのような特性になるのかを調べるために、「Vcmd=1.06p.u.(Vx6=0.06p.u.),Ky6=-0.29p.u.」の条件において、αβ座標における各電圧成分の挙動を時間経過として示したものが図5である。ここでは、位相指令θvを0から60degまで10degおきに設定し、各位相における補正後電圧指令Vx,Vyおよび補正電圧成分Vx6c,Vy6sを描いてある。 In order to investigate why such characteristics are obtained, under the conditions of "Vcmd = 1.06 p.u. (Vx6 = 0.06 p.u.), Ky6 = -0.29 p.u." FIG. 5 shows the behavior of each voltage component over time. Here, the phase command θv is set every 10 degrees from 0 to 60 degrees, and corrected voltage commands Vx, Vy and corrected voltage components Vx6c, Vy6s in each phase are drawn.
電圧指令Vcmdの成分は波線で示した円上を移動し、これに重畳する補正電圧成分Vx6cとVy6sをベクトル(白抜きの矢印)で、合成した補正後電圧指令Vx,Vyの軌跡を実線で示してある。位相指令θvが0から60degまで変化すると補正電圧成分Vx6c,Vy6sは楕円軌跡上をちょうど1回転するため、この補正効果により補正後電圧指令Vx,Vyの成分は電圧飽和領域内に留まっている。 The component of the voltage command Vcmd moves on a circle indicated by a broken line, the correction voltage components Vx6c and Vy6s superimposed thereon are indicated by vectors (white arrows), and the trajectories of the combined corrected voltage commands Vx and Vy are indicated by solid lines. is shown. When the phase command θv changes from 0 to 60 degrees, the corrected voltage components Vx6c and Vy6s make exactly one rotation on the elliptical locus, so the components of the corrected voltage commands Vx and Vy remain within the voltage saturation region due to this correction effect.
図5(a)と図5(g)では補正電圧成分Vx6cが電圧振幅である補正後電圧指令Vxを増加させ、中間の図5(d)では逆に減少させており、これが振幅を制限する作用として働いている。さらに6次補正成分Ky6sは直交成分の補正後電圧指令Vyを正負に変化させており、図5(b)と図5(c)では位相が遅れ方向に、図5(e)と図5(f)では位相が進み方向に補正した効果が得られる。このように基本波に対して6次成分を加算すると、振幅と位相補正効果により、ちょうど飽和限界の辺上を移動させる凸凹補正が実現できることが判明した。 In FIGS. 5(a) and 5(g), the corrected voltage component Vx 6c, which is the voltage amplitude, increases the corrected voltage command Vx, and in the intermediate FIG. 5(d), it decreases, which limits the amplitude. working as an effect. Furthermore, the 6th-order correction component Ky6s changes the corrected voltage command Vy of the quadrature component to positive or negative. In f), the effect of correcting the phase in the advancing direction is obtained. It has been found that by adding the 6th-order component to the fundamental wave in this way, it is possible to realize unevenness correction that moves the edge just above the saturation limit due to the effects of amplitude and phase correction.
同様に「Vcmd=1.03p.u.(Vx6=0.03p.u.),Vy6=0」の条件にて描いたものが図6である。ここではVy6=Vy6s=0に固定されており、補正電圧成分Vx6cのみが変化するので、楕円軌跡が単振動に変化している。そのため位相補正効果は生じていないが、もともとの過変調成分ΔV0が小さいので、補正電圧成分Vx6cによる振幅補正だけでも電圧飽和領域内に抑制できている。 Similarly, FIG. 6 is drawn under the condition of "Vcmd=1.03 p.u. (Vx6=0.03 p.u.), Vy6=0". Here, Vy6=Vy6s=0 is fixed, and only the correction voltage component Vx6c changes, so the elliptical locus changes to a simple harmonic motion. Therefore, no phase correction effect occurs, but since the original overmodulation component ΔV0 is small, the amplitude correction alone by the correction voltage component Vx6c can be suppressed within the voltage saturation region.
表1の条件で、飽和限界超過の有無を「〇:超過無し、×:超過有り」で示すと、6次補正成分の振幅値Kx6,Ky6の組み合わせにより、表の左下側に電圧飽和が生じない領域があることが分かった。 Under the conditions in Table 1, if the presence or absence of the saturation limit being exceeded is indicated by "O: not exceeding, ×: exceeding", the combination of the amplitude values Kx6 and Ky6 of the 6th order correction component causes voltage saturation on the lower left side of the table. It was found that there are areas where
「電圧飽和しない6次補正成分の振幅値Kx6(Vx6)とKy6(Vy6)の条件」について詳細に調べるために、6次補正成分の振幅値Kx6とKy6をさらに細かい刻みで設定し、図3の下段のような「二相変調におけるPWM指令の最大値」を計算して求めた。その結果を、横軸を6次補正成分の振幅値Kx6(=ΔK0)、縦軸を6次補正成分の振幅値Ky6とする空間に等高線として表示したものが図7(a)である。横軸にてKx6>0の範囲が過変調指令(Vcmd>1)の条件であるが、最大振幅≦1.0の等高線内であればPWM指令には飽和が生じない。この最大振幅=1.0の等高線を0≦Kx6≦0.06の範囲だけ抜き出して直線近似すると図7(b)の破線で示したような直線が得られ、これは元の等高線とほぼ一致している。この近似直線を6次補正成分の振幅値Kx6とKy6の特性として描いたものが図4であり、6次補正成分の振幅値Kx6に応じて6次補正成分の振幅値Ky6が斜線部の領域に位置していればPWM指令の飽和が生じない。 In order to investigate in detail the "conditions for the amplitude values Kx6 (Vx6) and Ky6 (Vy6) of the 6th order correction components that do not cause voltage saturation", the amplitude values Kx6 and Ky6 of the 6th order correction components were set in finer increments. It was obtained by calculating the "maximum value of PWM command in two-phase modulation" as shown in the lower part of . FIG. 7A shows the results as contour lines in a space where the horizontal axis represents the amplitude value Kx6 (=ΔK0) of the sixth-order correction component and the vertical axis represents the amplitude value Ky6 of the sixth-order correction component. The range of Kx6>0 on the horizontal axis is the condition for the overmodulation command (Vcmd>1), but saturation does not occur in the PWM command within the contour line of maximum amplitude≦1.0. If the contour line with the maximum amplitude of 1.0 is extracted in the range of 0≦Kx6≦0.06 and linearly approximated, a straight line as indicated by the broken line in FIG. I am doing it. FIG. 4 shows this approximate straight line as a characteristic of the amplitude values Kx6 and Ky6 of the sixth-order correction component. , saturation of the PWM command does not occur.
図4または図7(a)において、最大振幅が1.0の等高線内(≦1.0)であればどの条件でも電圧飽和は発生しないが、できるだけ高調波成分を少なくするほうが好ましい。そこでKy6≧0の範囲では強制的にKy6=0にして、図2のような折れ点特性に修正した。これを数式したものが(12)式または(13)式である。 In FIG. 4 or FIG. 7A, if the maximum amplitude is within the contour line of 1.0 (≦1.0), voltage saturation does not occur under any conditions, but it is preferable to reduce harmonic components as much as possible. Therefore, in the range of Ky6.gtoreq.0, Ky6=0 is forcibly set to correct the breakpoint characteristics as shown in FIG. Expression (12) or (13) expresses this.
(12)式の係数は上記のように図7(b)のデータから直線近似により求めているので、離散点の粗密や最小二乗法を適用した範囲などにより微小な誤差は含んでいるはずだが、図5や図6の電圧ベクトル軌跡を見る限り実用的な精度は得られていることが分かる。 Since the coefficients of formula (12) are obtained by linear approximation from the data in FIG. As far as the voltage vector trajectories in FIGS. 5 and 6 are concerned, it can be seen that practical accuracy is obtained.
本実施形態1の効果を図8に示す。これは、電圧指令Vcmdを次の3種類に設定して、αβ座標上の電圧ベクトルの軌跡と三相のPWM指令の波形として描いたものである。
(a)Vcmd=1.00p.u.(実施形態1の過変調が不要なVcmd=VBの条件)
(b)Vcmd=1.03p.u.(実施形態1の過変調を適用した場合、3%過変調)
(c)Vcmd=1.06p.u.(実施形態1の過変調を適用した場合、6%過変調、図7の直線近似限界付近)。
FIG. 8 shows the effects of the first embodiment. The following three types of voltage command Vcmd are set, and the trajectory of the voltage vector on the αβ coordinates and the waveform of the three-phase PWM command are drawn.
(a) Vcmd=1.00p. u. (Conditions of Vcmd=VB not requiring overmodulation in Embodiment 1)
(b) Vcmd=1.03p. u. (3% overmodulation when the overmodulation of
(c) Vcmd=1.06p. u. (When the overmodulation of
各波形の左側には電圧ベクトルの軌跡(0~90deg区間)を、右側にはPWM指令の波形(0~180deg区間)と三角波キャリア信号を描いた。また、左右の関係が分かりやすいように、両図とも三角波キャリア信号の上下の頂点と同期したタイミングをマーカーで示してある。 Voltage vector trajectories (0 to 90 deg section) are drawn on the left side of each waveform, and PWM command waveforms (0 to 180 deg section) and triangular wave carrier signals are drawn on the right side. In addition, in both figures, the timings synchronized with the upper and lower vertices of the triangular wave carrier signal are indicated by markers so that the left-right relationship can be easily understood.
図8(a)では過変調の効果を比較するための基準としてVcmd=VBの条件とした。補正電圧ベクトルVabLの軌跡は電圧飽和限界に内接する円であり、零相変調後のPWM指令Kzu,Kzv,Kzwの方は二相変調のセクタ切替時の不連続量がちょうど零になるので三相とも滑らかな波形になっている。参考として、6次補正成分を重畳直後(零相変調前)のPWM指令についてU相(Ku)とW相(Kw)を波線で描いている。ここではまだ6次補正成分自体が零であるので、これらは正弦波となっている。 In FIG. 8A, the condition of Vcmd=VB is used as a reference for comparing the effects of overmodulation. The trajectory of the correction voltage vector VabL is a circle inscribed in the voltage saturation limit, and the PWM commands Kzu, Kzv, and Kzw after the zero-phase modulation have exactly zero discontinuity at the time of sector switching in the two-phase modulation. Both phases have smooth waveforms. For reference, the U-phase (Ku) and W-phase (Kw) of the PWM command immediately after superimposition of the sixth-order correction component (before zero-phase modulation) are drawn with wavy lines. Since the sixth-order correction component itself is still zero here, these are sinusoidal waves.
図8(b)の左側は3%過変調時の補正電圧ベクトルVabLの軌跡であり、電圧指令Vcmdの円軌跡を波線で示した。6次高調波を重畳した補正電圧ベクトルVabLの軌跡は、六角形の角部で凸状に膨らみ六角形の辺中央付近では凹んで、六角形の辺上を直線的に移動するようになる。右側の零相変調後のPWM指令の方は台形状の平坦部分が広がっており、±1レベルに固定される一相変調区間が広がり、また中間相の傾きが急になっている。平坦部が広い台形状になっているので基本波電圧が拡大できており、+7次/-5次(XY座標:±6次)以外の高調波成分が無いので角部が丸まっている。 The left side of FIG. 8(b) shows the trajectory of the correction voltage vector VabL at 3% overmodulation, and the circular trajectory of the voltage command Vcmd is indicated by a wavy line. The trajectory of the correction voltage vector VabL on which the sixth harmonic is superimposed swells convexly at the corners of the hexagon, becomes concave near the center of the sides of the hexagon, and moves linearly along the sides of the hexagon. In the PWM command after zero-phase modulation on the right side, the trapezoidal flat portion is widened, the one-phase modulation section fixed to the ±1 level is widened, and the slope of the intermediate phase is steep. Since the flat portion is trapezoidal, the fundamental wave voltage can be expanded, and since there are no harmonic components other than the +7th order/−5th order (XY coordinates: ±6th order), the corners are rounded.
図8(c)の6%過変調時では、補正電圧ベクトルVabLの軌跡はほぼ六角形の辺上だけを移動するようになる。また、円状のマーカーの間隔も辺中央で疎に角部で密になっており、図38で示したような位相補正効果も作用していることが分かる。右側のPWM指令も±1レベルの平坦部がほぼ120degまで拡大しており、ほとんどの区間で一相変調になっていることから、ほぼ台形変調になっている。 At the time of 6% overmodulation in FIG. 8(c), the trajectory of the correction voltage vector VabL moves almost only along the sides of the hexagon. Also, the intervals between the circular markers are sparse at the center of the sides and dense at the corners, and it can be seen that the phase correction effect as shown in FIG. 38 also works. In the PWM command on the right side, the flat portion of ±1 level is expanded to approximately 120 deg, and single-phase modulation is performed in most sections, so that it is almost trapezoidal modulation.
(効果)
三相電圧型インバータに適用するPWM方式には、直流電源電圧による出力電圧限界が存在する。三相を基準とする直交二軸固定座標(αβ座標)系において、電圧ベクトルの出力可能な領域は六角形となる。その内接円以上の電圧を出力するために、台形変調などの過変調方式が適用されている。これは、基本波成分以外の高調波成分も許容することにより出力電圧を拡大するものである。しかし、高調波成分は銅損や鉄損の要因になるし、外部のフィルタなどで共振する危険性もある。そのため、高調波成分は振幅も周波数帯域も制限したい。
(effect)
The PWM method applied to the three-phase voltage source inverter has an output voltage limit due to the DC power supply voltage. In a three-phase orthogonal two-axis fixed coordinate system (αβ coordinate system), the area in which the voltage vector can be output is a hexagon. In order to output a voltage higher than the inscribed circle, an overmodulation method such as trapezoidal modulation is applied. This expands the output voltage by allowing harmonic components other than the fundamental component. However, harmonic components cause copper loss and iron loss, and there is also the risk of resonance in external filters. Therefore, it is desirable to limit both the amplitude and the frequency band of the harmonic components.
本実施形態1では、出力限界以上の電圧指令であっても、電圧ベクトルに同期した直交二軸回転座標(XY座標)において、その同相軸と直交軸に回転位相の6次高調波の成分を重畳させる過変調方法を適用している。これにより、六角形の電圧領域を超過していた軌跡を六角形の領域内に収めるように作用し、PWM指令を飽和限界に維持したままで出力電圧を拡大できるようになる。 In the first embodiment, even if the voltage command is equal to or higher than the output limit, in the orthogonal two-axis rotating coordinates (XY coordinates) synchronized with the voltage vector, the sixth harmonic component of the rotating phase is generated on the in-phase axis and the orthogonal axis. A superimposed overmodulation method is applied. As a result, the trajectory that has exceeded the hexagonal voltage region is contained within the hexagonal region, and the output voltage can be expanded while the PWM command is maintained at the saturation limit.
本方式の特徴は次の4項目である。
(a)実施形態1の過変調方式により、出力電圧を約1.06倍まで拡大できる。
(b)含まれる高調波の周波数が2種類だけであり、それらの振幅成分も最小に設定できる。ひいては、高調波に起因する銅損や鉄損などが削減できる。
(c)含まれる高調波の周波数が回転座標の±6次(固定座標では+7/-5次)に限定でき、これより高い周波数成分を含まない。これにより、外部フィルタなどでの異常共振を避けることができ、システムの制御品質が向上できフィルタ設計なども容易になる。
(d)本方式は非同期PWMにも適用できる。同期PWMで必要だったテーブルの初期設定が不要であり、簡単な6次成分の演算だけで実装することができる。
The features of this method are the following four items.
(a) With the overmodulation method of
(b) Only two harmonic frequencies are included, and their amplitude components can be set to a minimum. As a result, copper loss and iron loss caused by harmonics can be reduced.
(c) The frequencies of harmonics to be included can be limited to ±6th order in rotating coordinates (+7th/−5th order in fixed coordinates), and higher frequency components are not included. This makes it possible to avoid abnormal resonance in an external filter or the like, improve the control quality of the system, and facilitate filter design.
(d) This method can also be applied to asynchronous PWM. Initial setting of the table required for synchronous PWM is not required, and can be implemented by simple calculation of the 6th-order component.
以上のように、本過変調方式を適用すると、高調波の振幅と周波数帯域の両方を抑制できる効果と、非同期PWMにも適用できるシステム対応性の高さ、および周辺機器の設計も容易にできる副次的な効果も得られる。 As described above, when this overmodulation method is applied, both the amplitude and frequency band of harmonics can be suppressed, the system can be applied to asynchronous PWM, and the design of peripheral devices can be simplified. A secondary effect is also obtained.
なお、本実施形態1では図1の零相変調ブロック200で二相変調、三相変調のどちらを適用してもよい。
In the first embodiment, the zero-
[実施形態2]
(DB領域内に制限する場合の6次高調波重畳による過変調方式)
本実施形態2では、第二の課題である最小パルス幅対策のために、電圧指令の上限を電圧飽和領域よりもDB電圧余裕幅ΔVdbだけ低減させたDB電圧飽和領域に制限する場合の説明である。実施形態1と同様に6次高調波成分を重畳することにより最小パルス幅を確保しながら出力可能な電圧範囲を拡大する。
[Embodiment 2]
(Overmodulation method by 6th harmonic superimposition when limiting within the DB region)
In the second embodiment, the upper limit of the voltage command is limited to the DB voltage saturation region that is reduced by the DB voltage margin width ΔVdb from the voltage saturation region in order to deal with the second problem of the minimum pulse width. be. As in the first embodiment, by superimposing the sixth harmonic component, the voltage range that can be output is expanded while ensuring the minimum pulse width.
実施形態1のOVM領域の過変調とは飽和させるレベルが異なるので、区別するために本実施形態2の方はDB領域の過変調とする。 Since the saturation level is different from that of the overmodulation of the OVM region in the first embodiment, the overmodulation of the DB region is used in the second embodiment for distinction.
本実施形態2における電圧型インバータの制御装置の構成図を図9に示す。実施形態1の図1との変更点は、6次高調波補正部110における下記の2点である。
FIG. 9 shows a configuration diagram of a control device for a voltage-type inverter according to the second embodiment. 1 of
(1)過変調の超過量を計算するために設定したリミッタ20の制限値を「VB」から「VDB=VB-ΔVdb」に変更した。減算器21は電圧指令Vcmdからリミッタ20の出力を減算し過変調成分ΔV0を算出する。これにより、過変調成分ΔV0がDB飽和電圧VDBから生じるようになる。
(1) The limit value of the
(2)実施形態1(図1)の「6次補正(1)部17」および(11)式と(12)式を流用したいので、(16)式のように除算器25で補正係数Kv6を算出する。そして、除算器22で(17)式のように電圧指令VcmdからDB飽和電圧VDBを減算した過変調成分ΔV0(ΔV0=Vcmd-VDB)を補正係数Kv6で除算して電圧指令の過変調率ΔK0に変換する。
(2) Since the sixth-order correction (1)
(16)式の補正係数Kv6の範囲は、0<Kv6<1となる。6次補正成分の振幅値Kx6,Ky6は実施形態1と同じように(11)式と(12)式により求め6次高調波の余弦波、正弦波を乗算して6次補正成分Kx6c,Ky6sとする。乗算器23,24で(18)のように6次補正成分Kx6c,Ky6sに補正係数Kv6を乗算して補正電圧成分Vx6c,Vy6sに変換する。補正電圧成分Vx6c,Vy6sは実施形態1と同様に(10)式にて電圧指令に加算補正する。
The range of the correction coefficient Kv6 in equation (16) is 0<Kv6<1. The amplitude values Kx6 and Ky6 of the 6th order correction components are obtained from the equations (11) and (12) in the same manner as in the first embodiment, and are multiplied by the cosine wave and sine wave of the 6th order harmonic to obtain the 6th order correction components Kx6c and Ky6s. and
上記の「6次補正(1)部17」の前後に除算や乗算を追加した構成は、実施形態1の(11)式と(12)式を流用した形態としているが、もちろん(11)式と(12)式の内部係数に乗除算の係数を集約した形態でもよいし、乗算をcos(6×θv)やsin(6×θv)の乗算より前に移動してもよい。
The configuration in which division and multiplication are added before and after the "sixth-order correction (1)
本実施形態2を適用すれば、電圧指令VcmdがDB飽和電圧VDBより大きくても、αβ座標における電圧ベクトルの軌跡をDB電圧飽和領域に制限できるので、最小パルス幅を維持しながらDB飽和電圧VDB以上まで出力電圧を拡大することができる。 By applying the second embodiment, even if the voltage command Vcmd is higher than the DB saturation voltage VDB, the trajectory of the voltage vector in the αβ coordinates can be limited to the DB voltage saturation region. The output voltage can be expanded up to the above.
本実施形態2に流用した過変調の原理は実施形態1と同様であり、リミッタ20の制限値を飽和電圧VBからDB飽和電圧VDBに変更し、さらに6次高調波計算の入出力部に補正係数Kv6を追加しただけである。過変調の動作は実施形態1で説明しているので省略する。 The principle of overmodulation applied to the second embodiment is the same as that of the first embodiment. It only adds the coefficient Kv6. Since the operation of overmodulation has been explained in the first embodiment, it will be omitted.
本実施形態2の効果を図10に示す。図8との変更点は、DB余裕幅として(ΔKdb=0.1p.u. ,ΔVdb=0.05p.u.)を設定したことであり、その分だけ電圧指令Vcmdも0.05p.u.だけ減少させている。 FIG. 10 shows the effect of the second embodiment. The difference from FIG. 8 is that the DB margin width (ΔKdb=0.1 p.u., ΔVdb=0.05 p.u.) is set, and the voltage command Vcmd is also 0.05 p.u. u. is reduced by
(a)Vcmd=0.95p.u.(実施形態2の過変調が不要な電圧限界Vcmd=VDB)
(b)Vcmd=0.98p.u.(実施形態2の約3%過変調を適用した場合)
(c)Vcmd=1.01p.u.(実施形態2の約6%過変調を適用した場合、図7の直線近似の限界付近)。
(a) Vcmd=0.95p. u. (Voltage limit Vcmd=VDB that does not require overmodulation in Embodiment 2)
(b) Vcmd=0.98p. u. (When about 3% overmodulation of
(c) Vcmd=1.01p. u. (near the limit of linear approximation in FIG. 7 when about 6% overmodulation of
図10(a)は過変調の効果を比較するための基準波形であり、左図の電圧ベクトルの軌跡は飽和電圧VBよりもΔVdb=0.05p.u.だけ小さい円になる。右図の三相PWM指令の波形にはセクタ切替時に0.1p.u.の零相成分変化(ステップ状の不連続)が生じているが、最大相または最小相が±1レベルに固定させるかまたはKDB以下のレベルに制限されており、最小パルス幅が確保できている。 FIG. 10(a) is a reference waveform for comparing the effects of overmodulation. u. becomes a smaller circle. The waveform of the three-phase PWM command in the right figure shows 0.1 p.s. u. zero-phase component change (step-like discontinuity) occurs, but the maximum or minimum phase is fixed at ±1 level or limited to a level below KDB, and the minimum pulse width is secured .
図10(b)はVcmd=1.03×0.95p.u.≒0.98つまり過変調率ΔK0が約3%になる過変調の条件である。左側の補正電圧ベクトルVabLの軌跡はDB電圧飽和領域内に存在しており、六角形の角部分で凸補正が、辺の中間付近で凹補正が働き、円軌跡の超過部分を六角形の辺上に修正できている。 FIG. 10(b) shows Vcmd=1.03×0.95p. u. ≈0.98, that is, the overmodulation condition where the overmodulation rate ΔK0 is about 3%. The locus of the correction voltage vector VabL on the left side exists within the DB voltage saturation region. It has been fixed above.
右の三相PWM指令の方は、最大相または最小相が±1レベルに固定させる区間は同じだが、中間相の波形は1段下がった±(1-ΔKdb)レベル付近の幅が広くなり、正弦波から台形状に変化している。この台形の肩部の膨らみが出力電圧の基本波成分を増加させる。この条件では、電圧軌跡に追加したキャリア頂点時刻のマーカーの間隔はまだほぼ一定間隔である。 In the three-phase PWM command on the right, the interval where the maximum phase or minimum phase is fixed at ±1 level is the same, but the waveform of the intermediate phase has a width around ±(1-ΔKdb) level, which is one step lower, It changes from a sine wave to a trapezoidal shape. The swelling of the trapezoidal shoulder increases the fundamental wave component of the output voltage. Under this condition, the intervals between the markers at the carrier peak times added to the voltage locus are still substantially constant.
図10(c)の過変調率ΔK0が約6%になる過変調の条件では、電圧ベクトル軌跡はほぼDB電圧飽和領域の六角形の辺上を移動するようになり、またキャリア頂点時刻のマーカーについても、角部で間隔が密に、辺中央部で疎になっており位相補正効果が確認できる。 Under the overmodulation condition where the overmodulation ratio ΔK0 of FIG. , the intervals are dense at the corners and sparse at the center of the sides, and the phase correction effect can be confirmed.
また、右のPWM指令の方も、1段下がった±(1-ΔKdb)の付近ではほぼ一定に維持されており、ほとんどの領域にて最大相と最小相は±1または±(1-ΔKdb)付近という2段レベルの台形波状になっている。これも補正成分は+7次/-5次(XY座標:±6次)だけであるので、高調波成分の実効値が少なく周波数帯域幅も狭い過変調方式になっている。 In addition, the PWM command on the right is also maintained almost constant in the vicinity of ±(1-ΔKdb), which is one step lower, and in most regions the maximum and minimum phases are ±1 or ±(1-ΔKdb ), which is a two-level trapezoidal waveform. In this case as well, correction components are only +7th order/−5th order (XY coordinates: ±6th order), so the overmodulation method has a small effective value of harmonic components and a narrow frequency bandwidth.
(効果)
本実施形態2では、第二の課題である最小パルス幅対策を適用して電圧上限を抑制した場合の過変調方式である。PWM波形の最小パルス幅(PWM指令換算のDB余裕幅ΔKdb)を確保するため、電圧指令を飽和電圧よりもDB電圧余裕幅ΔVdbだけ低減したDB飽和電圧VDBに制限する対策が適用されている。この上限に対して、実施形態1と同様に、電圧指令VcmdがDB飽和電圧VDBを超過した成分に応じて、電圧指令に6次高調波成分を重畳することにより、出力可能な電圧を拡大できる。
(effect)
The second embodiment is an overmodulation method in which the voltage upper limit is suppressed by applying the minimum pulse width countermeasure, which is the second problem. In order to ensure the minimum pulse width of the PWM waveform (DB margin width ΔKdb in PWM command conversion), a countermeasure is applied to limit the voltage command to a DB saturation voltage VDB that is lower than the saturation voltage by the DB voltage margin width ΔVdb. With respect to this upper limit, similarly to the first embodiment, by superimposing the sixth harmonic component on the voltage command according to the component of the voltage command Vcmd exceeding the DB saturation voltage VDB, the voltage that can be output can be expanded. .
適用する過変調の原理は実施形態1と同じものであり、同様に下記の効果が得られる。
(a)出力電圧をDB飽和電圧VDBの約1.06倍まで拡大できる。
(b)含まれる高調波の周波数が2種類だけであり、それらの振幅成分も最小に設定できる。ひいては、高調波に起因する銅損や鉄損などが削減できる。
(c)周波数成分が±6次(固定座標では+7/-5次)に限定でき、これ以上の高い周波数成分を含まないので、電磁騒音やPWM除去フィルタなどの共振も抑制できる。
(d)本方式は非同期PWMにも適用できる。同期PWMで必要だったテーブルの初期設定が不要であり、簡単な6次成分の演算だけで実装することができる。
The applied overmodulation principle is the same as that of the first embodiment, and the following effects are similarly obtained.
(a) The output voltage can be increased up to about 1.06 times the DB saturation voltage VDB.
(b) Only two harmonic frequencies are included, and their amplitude components can be set to a minimum. As a result, copper loss and iron loss caused by harmonics can be reduced.
(c) Frequency components can be limited to ±6th order (+7th/−5th order in fixed coordinates) and do not include higher frequency components, so electromagnetic noise and resonance of PWM removal filters can be suppressed.
(d) This method can also be applied to asynchronous PWM. Initial setting of the table required for synchronous PWM is not required, and can be implemented by simple calculation of the 6th-order component.
また、これ以外の効果として以下の効果を有している。 Moreover, it has the following effects as an effect other than this.
(e)最小パルス幅の制限が維持できており、細いPWMパルスが発生しないのでパルス欠けなどの異常を抑制できる。 (e) Since the limitation of the minimum pulse width can be maintained and a narrow PWM pulse is not generated, anomalies such as missing pulses can be suppressed.
なお、本実施形態2では、図9の零相変調部210で二相変調が適用される。
In addition, in the second embodiment, two-phase modulation is applied in the zero-
[実施形態3]
(二相変調方式の電圧飽和近傍でセクタ切替時に生じる狭小パルスの防止方式(1))
本実施形態3は、実施形態2に対して「二相変調のセクタ切替問題(第三の課題)」を対策するものであり、この実施形態3を図11および図12に示す。これは実施形態2と同様なDB領域の過変調に対して、セクタ切替時の最小パルス幅対策を追加したものである。セクタ切替時にてPWM指令のオフセット量が変化する際に最小パルス幅より細い狭小パルスが発生することがある。この場合に、強制的に一相変調の区間を挿入することにより、最小パルス幅を確保することが本実施形態3の要点である。
[Embodiment 3]
(Prevention method (1) for narrow pulses that occur during sector switching near voltage saturation of the two-phase modulation method)
11 and 12 show the third embodiment, which is a countermeasure against the "problem of sector switching in two-phase modulation (third problem)" in contrast to the second embodiment. This corresponds to overmodulation of the DB area similar to that of the second embodiment by adding measures for the minimum pulse width at the time of sector switching. When the offset amount of the PWM command changes during sector switching, a narrow pulse narrower than the minimum pulse width may be generated. In this case, the point of the third embodiment is to ensure the minimum pulse width by forcibly inserting a one-phase modulation section.
実施形態1と実施形態2では連続系として記載したが、セクタ切替を検討するためには、PWM指令を三角波キャリア信号に同期して更新するサンプル値系として取り扱う必要がある。そこで、以降の過変調補正やPWM指令の演算を「三角波キャリア信号の上下頂点時刻をサンプル時刻とするサンプル値系(離散系)の処理」として取り扱う。このPWM指令の更新を三角波キャリア信号に同期させることはPWM方式をディジタル制御で実現する場合には一般的な方法であり、ここではキャリア半周期間Tsをサンプル周期に採用する例として示す。 In the first and second embodiments, a continuous system is described, but in order to consider sector switching, it is necessary to handle the PWM command as a sampled value system that is updated in synchronization with the triangular wave carrier signal. Therefore, subsequent overmodulation correction and calculation of PWM commands are treated as "processing of a sample value system (discrete system) in which the time of the upper and lower peaks of the triangular wave carrier signal is used as the sample time". Synchronizing the update of the PWM command with the triangular wave carrier signal is a common method when the PWM method is implemented by digital control, and here an example of adopting the carrier half-cycle period Ts as the sample period is shown.
実施形態2をサンプル値系に変更するため、図11のキャリア発生部33aのように、三角波キャリア信号上下の頂点時刻でサンプル信号Intr(CPUの割込信号)を出力する機能を追加した。このサンプル信号Intrに同期して、入力指令をサンプラSivとSiwによりサンプルホールドして過変調補正やPWM指令の変換処理を行い、演算処理の時間遅れを考慮して、後段のPWM生成部(比較器8)の入力信号にも同様にサンプラSou,Sov,Sowを挿入している。
In order to change the second embodiment to a sample value system, a function of outputting a sample signal Intr (interrupt signal of the CPU) at the top and bottom times of the triangular wave carrier signal, like the
参考として図中に点線で示した「キャリア同期制御ブロック32」は、「同期PWM方式」を実現するための追加機能例である。電圧指令の位相とキャリア割込信号を同期させるPLL(Phase Locked Loop)機能をここに実装すれば、電圧位相の逓倍周期と三角波キャリア信号の周期を同期させることができる。本実施形態3は非同期PWMを想定しているが、このような機能を追加すれば同期PWMにも変更可能であることを示しておく。
A "carrier
図11では、「電圧の位相指令θv」を「周波数指令ωcmdの時間積分」により計算している。乗算器30で、周波数指令ωcmdにサンプル間隔の時間(キャリア半周期間)Tsを乗算して位相進み量Δθvに変換する。積算器31は、位相進み量Δθvをサンプル値系の「積算,z/(z-1)」により位相指令θvに変換している。6次高調波補正部120は実施形態2の6次高調波補正部110と同様である。後述するセクタ切替タイミングの判定には、変化検出時の時間遅れを考慮して、加算器34で位相指令θvに位相進み量Δθvを加算した予測位相^θvを利用する。
In FIG. 11, "voltage phase command θv" is calculated by "time integration of frequency command ωcmd". A
それ以外の実施形態1および実施形態2との差異は、「零相変調・セクタ切替部220」内に集約されている。この「零相変調・セクタ切替部220」の内部構成を図12に示す。
Other differences from
この構成の説明には要素や機能を示す用語が必要なので、その定義を兼ねて動作原理である図13を先に説明する。図13(a)は、特許文献4に示されている方式であり、二相変調のセクタ切替時にキャリア半周期間Tsだけ三相変調を挿入している。ここで問題となるのは、図中のΔT1やΔT2のように三相変調の両端のパルス幅が半減して、最小パルス幅を満足できなくなることである。実施形態2を適用しても、この問題までは対策することができない。
Since the description of this configuration requires terms indicating elements and functions, FIG. FIG. 13(a) shows a method disclosed in
そこで本実施形態3では、ΔT1やΔT2が最小パルス幅を満足できない場合には、図13(b)のように三相変調の代りに一相変調を挿入することを説明する。さらに、三角波キャリア信号の頂点と変化方向の組み合わせにも遷移制限を適用する。 Therefore, in the third embodiment, when ΔT1 or ΔT2 cannot satisfy the minimum pulse width, one-phase modulation is inserted instead of three-phase modulation as shown in FIG. 13(b). In addition, transition constraints are applied to combinations of vertices and transition directions of the triangular carrier signal.
N側変調からP側変調に切り替える場合では、区間(n)の開始時刻のように三角波キャリア信号の下頂点から一相変調を開始する。この遷移制限により、(n-1→n)の下頂点では最小相がNレベル(-1)に固定され続けるのでΔT2のパルスは発生しない。(n→n+1)の上頂点でも最大相がPレベル(+1)に固定され続けるので同様にΔT1のパルスを休止させることができる。これにより、最小パルス幅を確保したセクタ切替が実現できる。この遷移条件(二相変調と一相変調の切替タイミングの制限条件)をまとめたものが表2である。 When switching from N-side modulation to P-side modulation, one-phase modulation is started from the lower vertex of the triangular wave carrier signal like the start time of section (n). Due to this transition restriction, the minimum phase continues to be fixed at the N level (-1) at the lower vertex of (n-1→n), so no pulse of ΔT2 is generated. Since the maximum phase continues to be fixed at the P level (+1) even at the upper vertex of (n→n+1), the pulse of ΔT1 can similarly be paused. As a result, sector switching can be realized while ensuring the minimum pulse width. Table 2 summarizes the transition conditions (restrictive conditions for switching timing between two-phase modulation and one-phase modulation).
ここでセクタ切替時に狭小パルスを発生させないために、PN選択信号sel_PNの生成時に、三角波キャリア信号頂点の種類による遷移条件(表2)を付加する。この遷移条件は、「P側セクタの開始または終了」は三角波キャリア信号の上頂点に限定し、「N側セクタの開始または終了」は三角波キャリア信号の下頂点に限定する。 Here, in order not to generate a narrow pulse when switching sectors, a transition condition (Table 2) according to the type of triangular wave carrier signal peak is added when generating the PN selection signal sel_PN. This transition condition is such that "the start or end of the P-side sector" is limited to the upper vertex of the triangular wave carrier signal, and "the start or end of the N-side sector" is limited to the lower vertex of the triangular wave carrier signal.
しかし、図13(b)の区間(n)を一相変調に変更すると、三相変調(△印と点線の波形)と一相変調(〇印と実線の波形)との誤差として、P側の誤差成分ΔKa(ΔT1相当)とN側の誤差成分ΔKc(ΔT2相当)の電圧誤差が生じてしまう。この誤差成分を次の区間(n+1)で補償したいので、図示したような遅延補正を適用する。 However, if section (n) in FIG. 13(b) is changed to single-phase modulation, the error between three-phase modulation (Δ mark and dotted line waveform) and single-phase modulation (○ mark and solid line waveform) will be voltage error of the error component ΔKa (corresponding to ΔT1) on the N side and the error component ΔKc (corresponding to ΔT2) on the N side. Since we want to compensate for this error component in the next interval (n+1), we apply delay correction as shown.
N側の誤差成分ΔKcは次の区間(n+1)にて補正することは可能だが、P側の誤差成分ΔKaは既にPレベルに固定されてパルス休止状態であるため、誤差成分ΔKaを次の区間で補正することはできない。そこで、零相変調の原理を適用して誤差成分ΔKaは他の2相に対して負値を補正することで対処する。図13(b)の例では、中間相に(-ΔKa)が、最小相に(ΔKc-ΔKa)が遅延補正されている。これは、ΔT1とΔT2成分を次の区間に移動させること等価である。 Although the error component ΔKc on the N side can be corrected in the next section (n+1), the error component ΔKa on the P side is already fixed at the P level and the pulse is in a pause state. cannot be corrected with Therefore, by applying the principle of zero-phase modulation, the error component ΔKa is dealt with by correcting the negative value for the other two phases. In the example of FIG. 13(b), the intermediate phase is corrected by (-ΔKa) and the minimum phase by (ΔKc-ΔKa). This is equivalent to moving the ΔT1 and ΔT2 components to the next interval.
この遅延補正方法では「相電圧成分としての補正」はできないが、それでも「線間電圧成分としては誤差補正」ができており、負荷電流に生じる誤差も少なくできる。 In this delay correction method, "correction as a phase voltage component" cannot be performed, but "error correction as a line voltage component" can be performed, and errors occurring in the load current can be reduced.
表2に示した遷移条件の必要性を示すため、図13とは正負が反転した三角波キャリア信号を適用した場合が図14であり、この場合は次のような問題が生じる。 In order to show the necessity of the transition conditions shown in Table 2, FIG. 14 shows a case in which a triangular wave carrier signal whose sign is inverted from that in FIG. 13 is applied. In this case, the following problems arise.
図14(a)の三相変調の場合なら、セクタ切替時のパルス幅が広くなっているので問題ない。しかし、図14(b)の一相変調を適用した場合には、挿入期間をキャリア周期の1.5倍(3×Ts)まで拡大させないとパルス休止が実現できない。また、誤差成分の遅延補正についても、図のように最大3サンプルの遅延が生じる。このように誤差量が多く補正成分にも大きな遅延時間が含まれると、正確な補正効果が得られなくなる。この問題を回避するために、表2に示した遷移条件を設定した。 In the case of three-phase modulation shown in FIG. 14(a), there is no problem because the pulse width is wide at the time of sector switching. However, when the one-phase modulation shown in FIG. 14B is applied, the pulse pause cannot be realized unless the insertion period is extended to 1.5 times (3×Ts) the carrier period. In addition, as shown in the figure, a maximum delay of 3 samples occurs in the delay correction of the error component. If the amount of error is large and the correction component includes a large delay time, an accurate correction effect cannot be obtained. To avoid this problem, the transition conditions shown in Table 2 are set.
図13の「実施形態3の動作原理」を実現する構成例が、図11内の「零相変調・セクタ切替部220」の部分であり、図12にその詳細を記載している。図12内では下記のような簡略表記を使用している。
・縦長の四角形ブロックで三相成分と配列・ベクトル信号を変換する。
・配列信号は太線で引出角を45°で明示し、先頭文字を大文字、要素信号は小文字とする。
・配列同士の各要素単位での加減算を、配列信号の加減算で表現する。
・本実施形態3に必須でない要素は、点線や破線で表示する。
・遅延補償量が計算しやすいように、図12の内部では三相成分を大小順に並び替え(ソート)して取り扱っている。
A configuration example that realizes the "operating principle of the third embodiment" in FIG. 13 is the "zero phase modulation/
・Convert three-phase components and array/vector signals with vertically long rectangular blocks.
・Arrangement signals are indicated with a bold line with a lead-out angle of 45°, the first letter is capitalized, and the element signals are in lowercase.
・Addition/subtraction of each element between arrays is expressed by addition/subtraction of array signals.
- Elements that are not essential to the third embodiment are indicated by dotted lines or dashed lines.
- In order to facilitate the calculation of the delay compensation amount, the three-phase components are rearranged (sorted) in order of size in FIG.
図12の入力信号である零相変調前のPWM指令Kuvw(ku,kv,kw)は、XY座標にて過変調補正を適用した電圧成分に対して回転座標と二相三相変換を適用し、さらにキャリア片振幅で正規化した成分である。この三相成分を大小並替部230にて大小順に並び替えして、最大値ka・中間値kb・最小値kcとして出力する。また、元の三相成分に戻すために必要な「ソート前後の相互変換情報」も配列Indxとして出力する。
The PWM command Kuvw (ku, kv, kw) before zero-phase modulation, which is the input signal in FIG. , and the component normalized by the carrier half amplitude. The three-phase components are rearranged in order of magnitude by the
「二相変調部231」では最大値ka・中間値kb・最小値kcに基づいて二相変調を適用した場合の二相変調PWM指令K2abcを出力する。二相変調ではセクタごとに零相変調の方向が異なるので、PN選択信号sel_PNによりP側変調とN側変調を切り替えている。同様に「一相変調部240」と「三相変調部241」でも、それぞれPWM指令相当の一相変調PWM指令K1abcと三相変調PWM指令K3abcを出力する。
The "two-
「セクタ判定部235」では、1サンプル分だけ予測補正した予測位相^θvから60degごとの二相変調のセクタ判定信号^sectを出力する。キャリア頂点信号topbtmの方は、論理反転することにより1サンプル先の予測キャリア頂点信号^topbtmとした。
The "
「PN変調遷移制御部236」では、セクタ判定信号^sectの変化より「セクタ切替」を検出し、それに予測キャリア頂点信号^topbtmと表2の切り替え条件を適用して、通常動作の二相変調に使用するPN選択信号sel_PNを出力する。また、PN選択信号sel_PNの切替エッジからキャリア半周期(サンプル期間)のセクタ切替期間の間、二相変調から三相変調または一相変調に切り替えるセクタ切替信号sel_ALTを出力する。
The "PN modulation
1サンプル分だけ予測補正していないセクタ判定信号sectと表2の遷移条件を使用してPN選択信号sel_PNやセクタ切替信号sel_ALTを生成してもよいが、表2の遷移条件が成立しない場合には1サンプル分の遅延が生じる。またセクタ切替のために1相変調を挿入する期間の遅延も考慮するとセクタ切替対策によって「最大2サンプル」の遅延が生じる。 The PN selection signal sel_PN and the sector switching signal sel_ALT may be generated using the sector determination signal sec, which is not predicted and corrected for one sample, and the transition conditions in Table 2. However, if the transition conditions in Table 2 are not satisfied, has a delay of one sample. Considering the delay in the period during which one-phase modulation is inserted for sector switching, the countermeasure for sector switching causes a delay of "maximum 2 samples".
これを短くしたいので、予測したセクタ判定信号^sectを使用してPN選択信号sel_PNやセクタ切替信号sel_ALTを生成することにより、切り替えタイミングを1サンプル進めることにした。これにより、遷移制限とセクタ切り替え期間の合計遅延は、「最小で0サンプル」、「最大で1サンプル」に改善できる。 Since it is desired to shorten this, the switching timing is advanced by one sample by generating the PN selection signal sel_PN and the sector switching signal sel_ALT using the predicted sector determination signal ^sect. As a result, the transition limit and the total delay of the sector switching period can be improved to "minimum 0 samples" and "maximum 1 sample".
「DB判定部242」ではセクタ切替時に三相変調と一相変調のどちらを出力するかを選択する選択信号sel_X1mを出力する。選択信号の判定方法については、まず「三相変調部241」の三相変調PWM指令K3abcより「(+1)-max(K3abc)」または「min(K3abc)-(-1)」を計算し、これが「最小パルス幅判定値である(2×ΔKdb)」よりも小さければ、三相変調では最小パルス幅を確保できないと判定し、「三相変調から一相変調への切替指令」として選択信号sel_X1mを出力する。ここで、図13(a)のように、三相変調との切り替え時にはΔT1とΔT2は通常の半分の幅になるので、PWM指令幅の判定値の方を2倍(2×ΔKdb)に設定してある。
The "
以上の3種類の零相変調方式と選択信号を組み合わせて、モード切替時に三相変調または一相変調を挿入する。通常の二相変調状態ではスイッチS1が「=0(K2abc)」側に選択されているが、遷移時にはセクタ切替信号sel_ALTにより「=1(KTabc)」側に切り替え、主成分Kzabc0として出力する。また、三相変調と一相変調の選択は、選択信号sel_X1mによりスイッチS3を「=1(K1abc)」側に切り替えて一相変調の方を選択させることによりこの作用を実現している。逆ソート関数部232は配列Indexにより大小順の主成分Kzabc0を三相順(uvw)のPWM指令の主成分Kzuvw0に変換する。
By combining the above three types of zero-phase modulation methods and selection signals, three-phase modulation or one-phase modulation is inserted at the time of mode switching. In the normal two-phase modulation state, the switch S1 is selected to the "=0 (K2abc)" side, but at the time of transition, it is switched to the "=1 (KTabc)" side by the sector switching signal sel_ALT, and is output as the main component Kzabc0. Selection of the three-phase modulation and the one-phase modulation is achieved by switching the switch S3 to the "=1 (K1abc)" side by the selection signal sel_X1m to select the one-phase modulation. The reverse sorting
基本的には、PWM指令の主成分Kzuvw0は、零相変調前のPWM指令KuvwにPN選択信号sel_PNにて「P側セクタ」と「N側セクタ」を切り替えた二相変調により計算する。しかし、セクタ切替期間(sel_ALT)だけは三相変調を挿入するが、三相変調を適用してもPWM波形に最初パルス幅よりも細いパルスが生じる場合には、代わりに一相変調を挿入する。 Basically, the main component Kzuvw0 of the PWM command is calculated by two-phase modulation in which the PWM command Kuvw before zero-phase modulation is switched between the "P side sector" and the "N side sector" by the PN selection signal sel_PN. However, three-phase modulation is inserted only during the sector switching period (sel_ALT), but if a narrower pulse than the pulse width occurs in the PWM waveform at the beginning even if three-phase modulation is applied, one-phase modulation is inserted instead. .
以上が狭小パルスを防止するセクタ切替方式であり、これを適用してPWM指令成分の主成分Kzuvw0を得る。 The above is the sector switching method for preventing narrow pulses, and by applying this, the main component Kzuvw0 of the PWM command component is obtained.
上記でまだ説明していない部分では、三相変調を一相変調位相に切り替えたときに生じる電圧誤差の補正を行っている。三相変調の最大振幅k3aと最小振幅k3cを(Vdc/2)で正規化したものとすると、最大相側には(1-k3a)また最小相側には(-1-k3c)の誤差が生じるので、この誤差をセクタ切替期間の次のサンプル期間で補正する。 The part not yet discussed above corrects for the voltage error that occurs when switching from three-phase modulation to one-phase modulation phase. If the maximum amplitude k3a and minimum amplitude k3c of three-phase modulation are normalized by (Vdc/2), there is an error of (1-k3a) on the maximum phase side and (-1-k3c) on the minimum phase side. As it occurs, this error is corrected in the sample period following the sector switching period.
三相変調と一相変調の誤差を補正する成分(図13の誤差成分ΔKa、ΔKc)は減算器244により演算しているが、モード切替時以外は不要なので、「sel_ALT=0」のときはスイッチS2により零にリセットしている。減算器244は、(k3a-k1a,k3b-k1b,k3c-k1c)=(Δka,Δkb,Δkc)を算出する。
The components for correcting the error between the three-phase modulation and the one-phase modulation (error components ΔKa and ΔKc in FIG. 13) are calculated by the
誤差補正の加算先は遷移方向(N→P、P→N)により異なるので、P→N側補正量設定部250にて補正量ΔKcompPを、N→P側補正量設定部251では補正量ΔKcompNを誤差補正成分として計算しておく。
Since the error correction addition destination differs depending on the transition direction (N→P, P→N), the P→N side correction
図12に示すように、ΔKcompP=〔Δka-Δkc,-Δkc,0〕、ΔKcompN=〔0,-Δka,Δkc-Δka〕となる。 As shown in FIG. 12, ΔKcompP=[Δka-Δkc, -Δkc, 0] and ΔKcompN=[0, -Δka, Δkc-Δka].
ΔKcompP=〔Δka-Δkc,-Δkc,0〕=〔(k3a-k1a)-(k3c-k1c),-(k3c-k1c),0〕であるが、一相変調は最大値k1a=1、最小値k1c=-1であるため、図12ではΔKcompPは〔(k3a-1)-(1+k3c),-(1+k3c),0〕の構成で表した。 ΔKcompP=[Δka−Δkc,−Δkc,0]=[(k3a−k1a)−(k3c−k1c),−(k3c−k1c),0], but single-phase modulation has maximum k1a=1 and minimum Since the value k1c=-1, ΔKcompP is represented by a configuration of [(k3a-1)-(1+k3c),-(1+k3c),0] in FIG.
同様に、ΔKcompN=〔0,-Δka,Δkc-Δka〕=〔0,-(k3a-k1a),(k3c-k1c)-(k3a-k1a)〕であるが、一相変調は最大値k1a=1、最小値k1c=-1であるため、〔0,(1-k3a),(k3c+1)+(1-k3a)〕の構成で表せる。 Similarly, ΔKcompN=[0,−Δka,Δkc−Δka]=[0,−(k3a−k1a),(k3c−k1c)−(k3a−k1a)], but single-phase modulation has a maximum value of k1a= 1, since the minimum value k1c=-1, it can be represented by the configuration [0, (1-k3a), (k3c+1)+(1-k3a)].
スイッチS4にて補正量ΔKcompP,ΔKcompNからPN選択信号sel_PNに応じて遅延補正に利用する方を選択する。図13の場合はN→P側補正量設定部251の方が作用している例である。最後に、逆ソート関数部254と配列Indxにより誤差補償成分を大小順から三相順(u,v,w)の遅延補正量ΔKpostに変換する。それが次のサンプル期間で作用するように、遅延部255により遅延させてタイミングを合わせた遅延補正量ΔKpost_zを出力する。
A switch S4 selects one of the correction amounts .DELTA.KcompP and .DELTA.KcompN to be used for delay correction according to the PN selection signal sel_PN. In the case of FIG. 13, the N→P side correction
加算器256でPWM指令の主成分Kzuvw0に遅延補正量Δkpost_zを加算して補正してKzuvw1を出力する。このKzuvw1は、「計算のまるめ誤差」を配慮してDB禁止帯部234を介して零相変調後のPWM指令Kzuvwとして出力される。なおVDB設定などに余裕を持たせてあれば、DB禁止帯部234は省略して、Kzuvw1をそのまま零相変調後のPWM指令Kzuvwをしてもよい。
The
以上が図11内の「零相変調・セクタ切替部220」の構成内容である。ここでは、原理と対応させて理解しやすくなるように少し冗長な構成としているが、実際にソフトウエアなどで実装する場合には不要な演算を省略でき、論理演算子やスイッチ類も論理合成などにより簡素化できる。
The above is the configuration of the "zero phase modulation/
図12では、三相変調と一相変調の誤差補正成分の計算に減算器244を使用しているが、三相変調では「P電位と最大相の差分」と「最小相とN電位との差分」は等しくさせることを利用すれば、(19)式のように平均の誤差成分ΔKwを計算してもよい。これを利用した誤差補正の構成例を図15に示す。
In FIG. 12, the
ここで、図15ではmax(Kuvw)とmin(Kuvw)には三相変調成分を利用しているが、(19)式では最大相と最小相の差分しか利用していないので、無変調や二相変調の成分を利用してもよい。 Here, in FIG. 15, max(Kuvw) and min(Kuvw) use three-phase modulation components, but in equation (19), only the difference between the maximum phase and the minimum phase is used. Components of biphasic modulation may be utilized.
三相変調と一相変調の誤差成分の計算部243より誤差成分ΔKwを求める。スイッチS2Aは、セクタ切替信号sel_ALTに基づいて、三相変調ならクリアし、一相変調なら誤差成分ΔKwを出力する。スイッチS2Aがクリア状態ではない場合には、P→N側補正量設定部250Aで(20)式より補正量ΔKcompPを、N→P側補正量設定部251Aで(21)式より補正量ΔKcompNを計算する。スイッチS4によりPN選択信号sel_PNに応じた誤差補正量を選択し、最後に逆ソート関数部254により三相成分に変換して遅延補正量ΔKpostを生成する。このスイッチS4の入力までが図15の変更点である。
An error component ΔKw is obtained from the three-phase modulation and one-phase modulation
その他の構成は図12と図15とは等しい。これらには誤差の計算を簡素化した以外に差異はなく、それ以外は同じ動作をする。 12 and 15 are the same in other configurations. They are identical except for simplified error calculations, and otherwise behave the same.
本実施形態3の基本原理や作用については既に前項にて説明しているので省略し、ここではその効果のみを示す。 Since the basic principle and action of the third embodiment have already been explained in the previous paragraph, they are omitted here, and only the effects thereof will be shown here.
(作用)
本実施形態3を適用した場合の特性例が図16であり、実施形態2(図10)と比較できるように同じ条件とした。DB余裕幅も同じΔKdb=0.1p.u.に設定している。
(action)
FIG. 16 shows an example of characteristics when the third embodiment is applied, and the same conditions are used for comparison with the second embodiment (FIG. 10). The DB margin width is also the same ΔKdb=0.1p. u. is set to
図16(a)のVcmd=0.95p.u.では、「(1)」で示した部分が図13(b)の「区間n」に相当する一相変調を適用した部分であり、三相変調では(2×ΔKdb)=0.2p.u.の余裕幅が確保できないので一相変調に切り替わっている。「中間相と最大相の(2)」の部分が(1)で生じた誤差成分を遅延補正する区間(n+1)であり、スイッチング可能な2相に補正されている。各相の波形には凹補正が生じているが、線間電圧成分を考えると(1)と(2)の期間の平均値については誤差が抑制されている。 Vcmd=0.95 p.s. in FIG. u. Then, the part indicated by "(1)" is the part to which one-phase modulation is applied corresponding to "interval n" in FIG. u. Since the margin width of 1 cannot be secured, it is switched to single-phase modulation. The portion of "intermediate phase and maximum phase (2)" is a section (n+1) for delay correction of the error component generated in (1), and is corrected to two switchable phases. Concave correction occurs in the waveform of each phase, but considering the line voltage component, the error is suppressed for the average value of the periods (1) and (2).
この補償動作は、左側のαβ座標の電圧軌跡で表現した方が分かりやすい。二相変調であるので、DB電圧余裕幅ΔVdb=0.05p.u.となり内側の六角形が最小パルス幅を確保できるDB電圧飽和領域になる。(1)の点は一相変調であるので凸状に修正されて電圧飽和領域の辺上に移動する。次回の遅延補正区間(2)では二相変調でかつ凹状に補正されているのでDB電圧飽和領域の内側方向に移動している。(1)と(2)のどちらも禁止帯域外であるので、最小パルス幅が確保できている。 This compensating operation is easier to understand if expressed by the voltage locus of the αβ coordinates on the left side. Since it is two-phase modulation, the DB voltage margin width ΔVdb=0.05p. u. The inner hexagon becomes the DB voltage saturation region where the minimum pulse width can be secured. Since point (1) is one-phase modulation, it is corrected to be convex and moves to the side of the voltage saturation region. In the next delay correction section (2), since the two-phase modulation is performed and the correction is performed in a concave shape, it moves toward the inside of the DB voltage saturation region. Since both (1) and (2) are out of the prohibited band, the minimum pulse width is ensured.
図16(a)の(1)および(2)の凸凹量はDB電圧飽和領域の六角形から同じ距離であり、これらの平均をとれば誤差を打ち消すことができ、元の六角形の辺に修正できることが確認できる。 The amounts of unevenness in (1) and (2) in FIG. 16(a) are the same distance from the hexagon in the DB voltage saturation region. I can confirm that it can be fixed.
図16(b)のVcmd=0.98p.u.は、最小パルス幅を確保しながら過変調制御を適用して出力電圧を拡張した条件である。過変調率はΔK0=(0.98-0.95)/0.95≒0.03p.u.であり、右図のように中間相のDB余裕幅付近の波形が拡大して台形に近づいている。それでも、キャリア振幅に固定されていない相ではDB余裕幅ΔKdb=0.1p.u.を確保できているので、最小パルス幅対策として作用している。 Vcmd=0.98 p.s. in FIG. 16(b). u. is the condition in which the output voltage is expanded by applying overmodulation control while ensuring the minimum pulse width. The overmodulation factor is ΔK0=(0.98−0.95)/0.95≈0.03p. u. , and the waveform near the DB margin width of the intermediate phase expands and approaches a trapezoid as shown in the right figure. Even so, in the phase that is not fixed to the carrier amplitude, the DB margin ΔKdb=0.1p. u. can be secured, it works as a countermeasure against the minimum pulse width.
実施形態2の過変調制御では、図10(b)のようにDB電圧飽和領域の六角形の辺中央付近では辺上を移動していた。これに対して本実施形態3を適用すると、セクタ切替時に一相変調を挿入したことにより図16(b)の(1)の点に移動し、次の二相変調では誤差補正により(2)の点に移動する。やはり、二点とも図35(b)の禁止帯域を避けることができており、また元の六角形上の軌跡に対して「(1)の凸量」と「(2)の凹量」は等しいので誤差補正効果も確認できる。
In the overmodulation control of the second embodiment, as shown in FIG. 10(b), the hexagonal side center of the DB voltage saturation region moves along the side. On the other hand, when the
図16(c)のVcmd=1.03p.u.では、過変調率をΔK0=(1.03-0.95)/0.95≒0.06p.u.として過変調限界付近に設定したものである。右図のように中間相はDB余裕幅付近の肩部の波形が盛り上がってほぼ台形状になっているが、やはりDB余裕幅であるΔKdb=0.1p.u.を確保できおり、禁止帯域を避けることができている。左側の電圧ベクトルの軌跡も同様に、(1)と(2)の振幅方向の移動量が等しいので、2つの平均値成分は誤差補正として正常に動作している。 Vcmd=1.03 p.s. in FIG. 16(c). u. Then, the overmodulation rate is ΔK0=(1.03−0.95)/0.95≈0.06p. u. is set near the overmodulation limit. As shown in the right figure, the intermediate phase has a substantially trapezoidal shape with a raised shoulder portion near the DB margin width. u. can be secured, and the forbidden band can be avoided. Likewise, the locus of the voltage vector on the left side has the same amount of movement in the amplitude direction in (1) and (2), so the two average value components operate normally as error correction.
以上より、最小パルス幅対策のためにDB余裕幅の禁止帯域を設定する場合でも、実施形態2の過変調方式に対してさらに本実施形態3で追加したセクタ切替方式を追加することにより、セクタ切替時を含む全動作領域で、最小パルス幅を確保できるようになった。 From the above, even when setting the prohibited band of the DB margin width for the minimum pulse width countermeasure, by adding the sector switching method added in the third embodiment to the overmodulation method of the second embodiment, the sector The minimum pulse width can now be secured in all operating areas including switching.
このセクタ切替方式は過変調領域に限定されるものではなく、飽和電圧よりも低い電圧指令での動作にも適用でき、極小パルスが発生する場合には「一相変調を挿入した最小パルス幅対策」として作用する。 This sector switching method is not limited to the overmodulation region, and can also be applied to operation with a voltage command lower than the saturation voltage. ” acts as
(効果)
本実施形態3では、実施形態2を機能拡張したものであり、実施形態2に示した(a)~(e)の項目と同じ効果を有している。また、これ以外の効果として以下の(f)、(g)の効果を有している。
(effect)
The third embodiment extends the functions of the second embodiment, and has the same effects as the items (a) to (e) shown in the second embodiment. In addition, it has the following effects (f) and (g) as other effects.
(f)二相変調のセクタ切替時に狭小パルスが生じる可能性があったが、三相変調または一相変調を挿入し、さらに三角波キャリア信号に同期した遷移条件を追加したことにより、全動作領域で最小パルス幅の制限が実現できる。 (f) Although there was a possibility that a narrow pulse was generated when switching sectors of two-phase modulation, by inserting three-phase modulation or one-phase modulation and adding a transition condition synchronized with a triangular wave carrier signal, the entire operation area was reduced. can be used to limit the minimum pulse width.
(g)強制的に一相変調を挿入したときに生じる電圧誤差についても、次の区間で補正する機能を追加したので、電圧精度も維持できる。 (g) Since a function is added to correct voltage errors that occur when one-phase modulation is forcibly inserted in the next section, voltage accuracy can also be maintained.
[実施形態4]
(二相変調方式の電圧飽和近傍でセクタ切替時に生じる狭小パルスの防止方式(2))
実施形態3の特性例として示した図16では、電圧軌跡に(1)と(2)の凸凹の歪が生じている。この2点を平均すると誤差は抑制できるが、発生時間のズレ成分により負荷電流のPWMリプルは過渡的ではあるが増加する。そこで、電圧軌跡の凸凹の振幅をできるだけ小さくすることにより、過渡的な電流リプルを低減することが本実施形態4の目的である。
[Embodiment 4]
(Prevention method (2) of narrow pulse generated at sector switching near voltage saturation of two-phase modulation method)
In FIG. 16 shown as a characteristic example of the third embodiment, uneven distortions of (1) and (2) occur in the voltage locus. By averaging these two points, the error can be suppressed, but the PWM ripple of the load current increases, although transiently, due to the time lag component. Therefore, the object of the fourth embodiment is to reduce the transient current ripple by minimizing the amplitude of the unevenness of the voltage locus.
単純に考えると、図17(b)のように、一相変調を挿入したことによる誤差のうち誤差成分ΔKaを区間(n-1)つまり過去に遡って補正することができれば、電圧軌跡も図18(a)のように、(2)と(3)とに1/2に分割して補正したことになる。こうすると、凹側の幅や補償の時間遅れが減少するので、過渡的な電流リプルの増加量も抑制できるようになる。 Simply thinking, as shown in FIG. 17(b), if the error component ΔKa of the error due to the insertion of one-phase modulation can be corrected retroactively to the section (n−1), that is, to the past, the voltage trajectory will also be as shown in FIG. As shown in 18(a), it is divided into 1/2 of (2) and (3) and corrected. By doing so, the width of the concave side and the time delay of compensation are reduced, so that the amount of increase in transient current ripple can also be suppressed.
しかし、過去のPWM指令を修正することは不可能であるので、入力である電圧指令を1サンプルだけ予測推定することにより、「等価的な過去の補正効果」を実現させることにする。 However, since it is impossible to correct the past PWM command, an "equivalent past correction effect" is realized by predicting and estimating only one sample of the input voltage command.
予測した電圧指令より三相のPWM指令を演算するが、出力前に1サンプル遅延して時間を整合しておき、この遅延後のPWM指令に遅延を含まない現在の予測補正成分を加算すると、(3)に相当する「過去に対する予測補正」のような効果が得られる。 A three-phase PWM command is calculated from the predicted voltage command, but the time is matched by delaying one sample before output, and the current predicted correction component that does not include the delay is added to the PWM command after this delay, An effect like "prediction correction for the past" corresponding to (3) can be obtained.
実際には、予測した電圧指令から補正後PWM指令の出力までの遅延時間(ムダ時間)が増えているし、予測を適用するためには電圧指令が急変しないという近似条件も必要である。しかし、この条件が許容できれば、本実施形態4を適用することにより「セクタ切替時の過渡的な電流リプル増加量」を抑制できる。 Actually, the delay time (waste time) from the predicted voltage command to the output of the corrected PWM command is increasing, and in order to apply the prediction, an approximation condition that the voltage command does not change abruptly is also required. However, if this condition is permissible, applying the fourth embodiment can suppress the "transient current ripple increase amount at the time of sector switching".
以降では実施形態3で適用した図18の(2)側の補正(図17(b)の誤差成分ΔKc)を「遅延補正」とし、新たな図18の(3)側の補正(図17(b)の誤差成分ΔKa)を「予測補正」と呼ぶことにする。 Hereinafter, the correction on the (2) side of FIG. 18 (error component ΔKc in FIG. 17(b)) applied in the third embodiment will be referred to as “delay correction”, and the new correction on the (3) side of FIG. 18 (( The error component ΔKa) of b) will be called "prediction correction".
本実施形態4の構成例が図19と図20である。これは、実施形態3の構成例である図11や図12に対して機能拡張したものである。以降では、拡張・変更した部分のみ説明する。 Configuration examples of the fourth embodiment are shown in FIGS. 19 and 20. FIG. This is an extension of the functions of FIGS. 11 and 12, which are configuration examples of the third embodiment. In the following, only the expanded/changed parts will be explained.
図19では、1サンプルだけ予測した電圧指令を得たいので、まず6次補正(2)部17の位相指令θvの入力信号を予測位相^θvに変更する。具体的には、乗算器30で周波数指令ωcmdにサンプル時間(キャリア半周期間)Tsを乗算しておき積算器31にて位相進み量Δθvを積算することは同じだが、その位相指令θvにさらに加算器34において、位相進み量Δθvを加算して予測位相^θvを近似している。これを、「6次補正(2)部17」の位相入力や、回転座標変換部1の位相入力に置き替える。6次高調波補正部120は位相指令θvの代わりに予測位相^θvを入力している以外は実施形態3(図11)の6次高調波補正部120と同様である。
In FIG. 19, since it is desired to obtain a voltage command predicted by one sample, first, the input signal of the phase command θv of the sixth-order correction (2)
これにより、以降の補正後予測電圧指令^Vx,^Vy、^Va,^Vbや^Vu,^Vv,^Vwおよび零相変調前の予測PWM指令^Ku,^Kv,^Kwも1サンプル先の予測量となる。本来は電圧指令Vcmdも予測値を使用するべきだが、ここでは変化が少ないものとみなして現在値≒予測値(Vcmd≒^Vcmd)の近似を適用した。 As a result, the corrected predicted voltage commands ^Vx, ^Vy, ^Va, ^Vb and ^Vu, ^Vv, ^Vw and the predicted PWM commands ^Ku, ^Kv, ^Kw before zero-phase modulation are also obtained by one sample. It is the amount of future prediction. Originally, a predicted value should be used for the voltage command Vcmd as well, but here, the approximation of current value≈predicted value (Vcmd≈̂Vcmd) was applied assuming little change.
「零相変調/セクタ切替(2)部271」では、セクタ切替タイミングの遅延を抑制するためにさらに1サンプル進んだ位相情報が必要なので、加算器35により予測位相^θvにもう一度位相進み量Δθvを加算して、2サンプル先の予測位相^^θvを計算している。これが、全体構成における変更点であり、残りの変更は「零相変調/セクタ切替(2)部271」内に適用している。
In the "zero-phase modulation/sector switching (2)
図20に示した「零相変調/セクタ切替(2)部271」は、基本的には図12の「零相変調/セクタ切替部220」とほぼ同様な構成であるが、1サンプル先の信号も取り扱うので予測成分には先頭に「^」記号を、2サンプル先の予測成分には「^^」を付加している。例えば、入力信号「^ku,^kv,^kw」は1サンプル先の予測量であり、「^^θv」は2サンプル先の予測値である。
The “zero phase modulation/sector switching (2)
それ以外の変更点としては、まず、^^topbtm信号は2回予測(反転の反転)であるのでtopbtmをそのまま使用する。 As for other changes, first, since the ^^topbtm signal is twice predicted (inversion of inversion), topbtm is used as it is.
次に、三相変調と一相変調との誤差補正成分を予測補正と遅延補正とに分離したいので、図20の補正量設定部257aでは最大相の誤差成分^Δkaのみを取り出し、補正量設定部258aでは最小相の誤差成分^Δkcのみを取り出す。これをスイッチS5aとS4aにより、セクタ切替時のPN遷移方向であるPN選択信号^sel_PNに応じて、予測補正量^ΔKcomp1と遅延補正量^ΔKcomp2を交互に入れ変えて選択する。
Next, since it is desired to separate the error correction components of three-phase modulation and one-phase modulation into prediction correction and delay correction, the correction
セクタ切替後を示すPN選択信号^sel_PNがP側変調の場合には^Δka→^ΔKcomp1、^Δkc→^ΔKcomp2とし、N側変調のときには補償成分を入れ替え、^Δka→^ΔKcomp2、^Δkc→^ΔKcomp1とする。 When the PN selection signal ^sel_PN indicating after sector switching is P-side modulation, ^Δka→^ΔKcomp1, ^Δkc→^ΔKcomp2, and when N-side modulation, the compensation components are exchanged, and ^Δka→^ΔKcomp2, ^Δkc→ Let ^ΔKcomp1.
予測補正量^ΔKcomp1と遅延補正量^ΔKcomp2は、それぞれ三相成分(u,v,w)に逆変換するために逆ソート関数部252aと254aの逆ソート関数を使用して、三相の予測補正量^ΔKpreと遅延補正量^ΔKpostに変換する。この時点では、遅延補正量^ΔKpostは、実際に作用する時刻よりも2サンプル進んだ成分である。
The prediction correction amount ^ΔKcomp1 and the delay correction amount ^ΔKcomp2 are obtained by using the inverse sorting functions of the inverse
最後に、誤差補正の時間整合方法と加算方法を説明する。遅延補正量^ΔKpostは遅延部255により遅延補正量ΔKpostとする。加算器256aは、これを予測PWM指令の主成分である逆ソート関数部232aの出力(PWM指令)^Kzuvw0に対して加算する。そして、後段の遅延部233によって、次回のサンプル時刻にて遅延補正後のPWM指令として出力させる。遅延補正量^ΔKpostは2個の遅延を通るので、2サンプル遅延した遅延補正量ΔKpos_zとして作用する。
Finally, the time alignment and summation methods of error correction are described. The delay correction amount ^ΔKpost is set as the delay correction amount ΔKpost by the
加算器253は、この遅延部233の出力に、予測補正量^ΔKpreをそのまま加算することにより、あたかも過去のPWM指令を補正したように作用させる。これが図20の構成内容である。
The
すなわち、^Kzuvw0を1サンプル遅延させたものを主成分Kzuvw0とし、^ΔKpostを2サンプル遅延させたものを遅延補正量ΔKpost_zとし、^ΔKpreを予測補正量とする。そして、主成分Kzuvw0に対して予測補正量^ΔKpreと遅延補正量ΔKpost_zを加算すれば、セクタ切替前後の誤差補正を適用したPWM指令Kzuvwが得られる。 That is, the principal component Kzuvw0 is obtained by delaying ^Kzuvw0 by one sample, the delay correction amount ΔKpost_z is obtained by delaying ^ΔKpost by two samples, and the predicted correction amount is ^ΔKpre. Then, by adding the prediction correction amount ^ΔKpre and the delay correction amount ΔKpost_z to the principal component Kzuvw0, the PWM command Kzuvw to which the error correction before and after sector switching is applied is obtained.
予測補正量^ΔKpreはスイッチング休止相を考慮して設定するものであり、三相成分のPWM指令Kuvwの(最大相,中相相,最小相)の順で示すと、二相変調のセクタ変化に応じて、「P側からN側に変化するとき」は一相変調PWM指令^K1abcのうち最大相を1、最小相を-1とすると(0,0,(^k3c+1))、逆に「N側からP側に変化するとき」は((^k3a-1),0,0)とする。 The predicted correction amount ^ΔKpre is set in consideration of the switching pause phase. , "When changing from the P side to the N side", if the maximum phase of the one-phase modulation PWM command ^K1abc is 1 and the minimum phase is -1 (0, 0, (^k3c+1)), conversely "When changing from the N side to the P side" is ((^k3a-1), 0, 0).
遅延補正量ΔKpost_zについては、2サンプル進んだ成分^ΔKpostとして設定するものであり、これも三相成分のPWM指令Kuvwの(最大相,中相相,最小相)の順で示すと、二相変調のセクタ変化に応じて、「P側からN側に変化するとき」は((^k3a-1),0,0)、逆に「N側からP側に変化するとき」は(0,0,(^k3c+1))とする。 The delay correction amount ΔKpost_z is set as the component ^ΔKpost advanced by two samples. According to the modulation sector change, "when changing from the P side to the N side" is ((^k3a-1), 0, 0), and conversely, when "changing from the N side to the P side" is (0, 0, (^k3c+1)).
図20の出力部には「DB禁止帯部234」を波線のブロックで挿入しているが、これは冗長的な保護機能である。これが無くても最小パルス幅を確保できるはずであるが、有効桁数(bit長)の少ないディジタル演算での丸め誤差などを考慮して、禁止帯域を確実に回避させるために挿入する場所を示している。この「DB禁止帯部234」の特性例は図21であり、禁止帯域内の信号を強制的に帯域外にスキップ(排他処理)させている。
A "DB forbidden
図20では、三相変調と一相変調の誤差成分の計算に減算器244aを使用しているが、(19)式で示した平均の誤差成分ΔKwを計算してもよく、これを利用した誤差補正の構成例を図22に示す。三相変調と一相変調の誤差成分の計算部243より誤差成分ΔKwを求め、三相変調ならスイッチS2bによりクリアする。スイッチS2bがクリア状態ではない場合には、補正量設定値257bで(22)式より補正量^ΔKcompPを計算し、補正量設定部258bで(23)式より補正量^ΔKcompNを計算する点が変更点である。
In FIG. 20, the
その他の構成は図20と図22とは等しく、また同じ動作をするのでこれらには計算を簡素化した以外に差異はない。図12のDB判定242の入力は三相変調後の成分を利用しているが、零相変調を適用する必要性はないことを示すために、図20と図21では変調前の成分を使用する形態としてある。
Other configurations are the same as those of FIG. 20 and FIG. 22, and since they operate in the same way, there is no difference other than the simplified calculation. Although the input to
この動作原理については前項(図17)にて説明しているので省略し、ここでは作用の例として図18を示す。この電圧指令の設定は実施形態2(図10)や実施形態3(図16)と共通であり、DB余裕幅ΔKdb=0.1p.u.とDB電圧余裕幅ΔVdb=0.05p.u.も同じ設定である。 Since the principle of this operation has been explained in the previous section (FIG. 17), it is omitted here, and FIG. 18 is shown here as an example of the operation. This voltage command setting is common to the second embodiment (FIG. 10) and the third embodiment (FIG. 16), and DB margin width ΔKdb=0.1p. u. and the DB voltage margin ΔVdb=0.05p. u. is the same setting.
図18(a)の右図に示した三相PWM指令の波形では、「区間(1)」がP側変調からN側変調に遷移するためのセクタ切替区間であり、ここに一相変調が挿入されている。三相変調から一相変調に変更したことによって生じる誤差成分のうち、最小相の誤差成分ΔKcは「区間(3)」にて、最大相の誤差成分ΔKaについては「区間(2)」にて補正している。 In the waveform of the three-phase PWM command shown in the right diagram of FIG. inserted. Among the error components caused by changing from three-phase modulation to one-phase modulation, the error component ΔKc of the minimum phase is in “section (3)”, and the error component ΔKa of the maximum phase is in “section (2)”. Correcting.
図18(a)の左側に示した電圧軌跡では、誤差補正成分を(2)と(3)に分離したので、個々の凹み量は「実施形態3(図16)の区間(2)の凹み量」に比べて1/2に減少している。また、(1)の凸部が発生する前に、逆方向の(3)の凹部を追加したことにより、これらを加算した「誤差の最大振幅」も小さくできている。これにより誤差補償の時間遅れが減少するので、負荷電流に生じる過渡的なリプル成分も小さくすることができる。 In the voltage trajectory shown on the left side of FIG. 18(a), the error correction components are separated into (2) and (3), so the amount of each dent is "the dent in section (2) of Embodiment 3 (FIG. 16). It is reduced to 1/2 compared to the amount. In addition, by adding the concave portion (3) in the opposite direction before the convex portion (1) is generated, the "maximum amplitude of error" obtained by adding these together can also be reduced. As a result, the time delay of error compensation is reduced, so the transient ripple component generated in the load current can also be reduced.
(効果)
本実施形態4では、実施形態3を機能拡張したものなので、実施形態2および実施形態3の(a)~(g)の効果を全て含んでいる。
(effect)
Since the fourth embodiment extends the function of the third embodiment, it includes all the effects (a) to (g) of the second and third embodiments.
これ以外の効果としては、以下の(h1)の効果を有している。 Other effects include the following effect (h1).
(h1)(g)の電圧補正機能を拡張して、一相変調の挿入による生じる誤差成分を2種類に分離し、セクタ切替期間の直前と直後に補正区間を分配した。これにより、誤差や補正による出力電圧の変動幅や時間遅れを小さくできる。特に、セクタ切替の直前の区間に誤差とは逆方向に1/2の補正成分を挿入できるので、セクタ切替時の誤差電圧と積算した電圧ベクトルの変動量も抑制する効果が得られる。ひいては、負荷電流の歪も抑制できる。 (h1) By extending the voltage correction function of (g), the error components caused by the insertion of one-phase modulation are separated into two types, and correction intervals are distributed immediately before and after the sector switching period. As a result, the fluctuation width and time delay of the output voltage due to errors and corrections can be reduced. In particular, since a 1/2 correction component can be inserted in the opposite direction to the error in the section immediately before sector switching, it is possible to obtain the effect of suppressing the fluctuation amount of the voltage vector integrated with the error voltage at the time of sector switching. As a result, the distortion of the load current can also be suppressed.
[実施形態5]
(二相変調方式の電圧飽和近傍でセクタ切替時に生じる狭小パルスの防止方式(3))
実施形態4では「予測と遅延」を組み合わせることにより「過去のPWM指令への補正」を疑似的に実現した。しかし、1サンプル先の予測電圧指令からPWM指令や補正量などを演算しているため、予測に適用した近似による誤差成分と遅延によるムダ時間の影響が問題となってくる。
[Embodiment 5]
(Prevention method (3) of narrow pulse generated at sector switching near voltage saturation of two-phase modulation method)
In the fourth embodiment, "prediction and delay" are combined to simulate "correction to past PWM commands". However, since the PWM command, correction amount, etc. are calculated from the predicted voltage command one sample ahead, the effect of the error component due to the approximation applied to the prediction and the wasted time due to the delay becomes a problem.
セクタ切替による誤差成分である予測補正量^ΔKpreと遅延補正量ΔKpost_zのうち、予測が必須なのは予測補正量^ΔKpreだけでよい。そこで、予測した電圧指令を使用するのは「予測補正量^ΔKpre」だけに限定し、残りの「誤差補正を適用する前のPWM指令の主成分Kzuvw0」と「遅延補正量ΔKpost_z」などは、現在の電圧指令から演算するように変更する。 Of the predicted correction amount ^ΔKpre and the delay correction amount ΔKpost_z, which are error components due to sector switching, only the predicted correction amount ^ΔKpre needs to be predicted. Therefore, the predicted voltage command is used only for the "predicted correction amount ^ΔKpre", and the remaining "principal component Kzuvw0 of the PWM command before error correction is applied" and "delay correction amount ΔKpost_z" are Change to calculate from the current voltage command.
こうすると、予測による誤差やムダ時間の影響は予測補正量^ΔKpreだけとなり、近似誤差の影響も軽減できる。そこで本実施形態5では、主構成は実施形態3を採用し、これに実施形態4の予測補正量^ΔKpreの演算部だけを追加する構成を説明する。 In this way, the influence of prediction errors and wasted time is limited to the prediction correction amount ^ΔKpre, and the influence of approximation errors can also be reduced. Therefore, in the fifth embodiment, a configuration in which the third embodiment is adopted as the main configuration and only the calculation unit for the prediction correction amount ̂ΔKpre of the fourth embodiment is added will be described.
本実施形態5の全体構成を図23に、また、この中の「零相変調・セクタ切替(3)部272」の詳細構成を図24に示す。これらは、実施形態3の構成と実施形態4の構成から、必要な部分のみ抽出して組み合わせたものである。
FIG. 23 shows the overall configuration of the fifth embodiment, and FIG. 24 shows the detailed configuration of the "zero phase modulation/sector switching (3)
図23の全体構成では、遅延補正量ΔKpost_z、主成分Kzuvw0の演算に必要な位相指令θv、および、予測補正量^ΔKpreの演算に必要な予測位相^θvとそれが波及する6次高調波補正や回転座標変換を異なる演算部に分離して、2種類の補正後電圧指令Vx,Vyと補正後予測電圧指令^Vx,^Vyを計算し、それらより零相変調前のPWM指令Ku,Kv,Kwと零相変調後の予測PWM指令^Ku,^Kv,^Kwを生成して、両方とも「零相変調・セクタ切替(3)部272」に入力している。
In the overall configuration of FIG. 23, the delay correction amount ΔKpost_z, the phase command θv necessary for calculating the principal component Kzuvw0, the predicted phase ^θv necessary for calculating the predicted correction amount ^ΔKpre, and the correction of the 6th harmonic that it affects and rotational coordinate transformation are separated into different calculation units, two types of post-correction voltage commands Vx, Vy and post-correction predicted voltage commands ^Vx, ^Vy are calculated, and PWM commands Ku, Kv before zero-phase modulation are calculated from them. , Kw and predicted PWM commands ^Ku, ^Kv, ^Kw after zero-phase modulation are generated, and both of them are input to the "zero-phase modulation/sector switching (3)
6次高調波補正部120aと実施形態3の6次高調波補正部120の相違点は、6次補正(2)部17が6次補正(2)部17aに変更されており、加算器16bが追加されている点である。
The difference between the sixth
変更部分の演算量を抑制したいので、「6次補正(2)部17a」は図23の下段に示す構成にした。基本である「図9の6次高調波補正部110,図1の6次補正(1)部17」に対して、予測位相^θvによる6次高調波の生成部を追加したものである。
Since it is desired to suppress the amount of calculation for the changed portion, the "sixth-order correction (2)
変更点は、補正係数Kv6の乗算器23,24を前方向に移動して、近似すると共通になる6次補正成分の振幅値Vx6,Vy6を先に計算する。これに乗算器14,15で位相指令θvによる6次の余弦波・正弦波を乗算し、乗算器14b、15bで予測位相^θvによる6次の余弦波・正弦波を乗算し、2種類の補正電圧成分Vx6c,Vy6sと^Vx6c,^Vy6sを出力する。
The point of change is that the
そして、実施形態3と同じように、加算器16において、電圧指令(基本波成分)Vcmdと補正電圧成分Vx6cを加算して補正後電圧指令Vxとする。補正電圧成分Vy6sについてはそのまま補正後電圧指令Vyとする。
As in the third embodiment, the
そして、位相指令θvに基づく回転座標変換部1aと二相三相変換部3aにおける処理および除算器4aによる正規化などにより零相変調前のPWM指令Ku,Kv,Kwを得ている。
PWM commands Ku, Kv, and Kw before zero-phase modulation are obtained by processing in the rotating coordinate
また、実施形態4と同じように予測成分については、加算器16bにおいて、電圧指令(基本波成分)Vcmdと補正電圧成分^Vx6cを加算して補正後予測電圧指令^Vxとする。補正電圧成分^Vy6sについてはそのまま補正後予測電圧指令^Vyとする。
As in the fourth embodiment, the
そして、位相指令^θvに基づく回転座標変換部1bと二相三相変換部3bにおける処理および除算器4bによる正規化などにより零相変調前の予測PWM指令^Ku,^Kv,^Kwを得る。
Predicted PWM commands ̂Ku, ̂Kv, ̂Kw before zero-phase modulation are obtained by processing in the rotating coordinate
これらの零相変調前のPWM指令Ku,Kv,Kwと予測PWM指令^Ku,^Kv,^Kwを「零相変調・セクタ切替(3)部272」に入力する。また、「零相変調・セクタ切替(3)部272」の位相入力には加算器35の出力の2サンプル先を予測した予測位相^^θvを使用するように変更した。
These PWM commands Ku, Kv, Kw before zero phase modulation and predicted PWM commands ̂Ku, ̂Kv, ̂Kw are input to a “zero phase modulation/sector switching (3)
次に、「零相変調・セクタ切替(3)部272」の内部構成を図24に示す。図24の構成は大別すると3つに区分できる。上段部では実施形態3の構成を流用しており、現在の零相変調前のPWM指令ku,kv,kwにより主要なセクタ切替制御を構成している。
Next, FIG. 24 shows the internal configuration of the “zero-phase modulation/sector switching (3)
3種類の零相変調部(二相変調部、一相変調部、三相変調部)231,240,241と、セクタ切替制御用のスイッチS1,S3およびUVW相への相順変更により「誤差補正を適用する前のPWM指令の主成分Kzuvw0」を演算している。 "Error Principal component Kzuvw0' of the PWM command before applying the correction is calculated.
二相変調部231は、零相変調前のPWM指令Kuvwに基づいて二相変調PWM指令K2abcを出力する。一相変調部240は零相変調前のPWM指令Kuvwに基づいて第1一相変調PWM指令K1abcを出力する。三相変調部241は零相変調前のPWM指令Kuvwに基づいて第1三相変調PWM指令K3abcを出力する。
The two-
現在のPWM指令から演算する誤差補正は遅延補正だけでよいので、三相変調と一相変調の誤差補正成分の計算用の減算器244、不要時の誤差クリア用のスイッチS2、および、補正量設定部257,258、スイッチS4にて遅延補正量ΔKcomp2を計算し、逆ソート関数部254にてUVW相順の遅延補正量ΔKpostを得る。
Since the error correction calculated from the current PWM command is only the delay correction, the
図24の中段部では実施形態4(図20)の構成を流用している。補正後予測電圧指令^Vx,^Vyより求めた零相変調前の予測PWM指令^ku,^kv,^kwから、一相変調部240aは第2一相変調PWM指令^K1abcを出力し、三相変調部241aは第2三相変調PWM指令^K3abcを出力する。
In the middle part of FIG. 24, the configuration of Embodiment 4 (FIG. 20) is used. From the predicted PWM commands ^ku, ^kv, ^kw before zero-phase modulation obtained from the corrected predicted voltage commands ^Vx, ^Vy, the one-
そして、三相変調と一相変調の誤差補正成分計算用の減算器244aと、不要時の誤差クリア用のスイッチS2a、予測の補正量設定部257a,258aとスイッチS5aにて予測補正量^ΔKcomp1を計算し、逆ソート関数部254aにてUVW相順の予測補正量^ΔKpreを得る。
Then, a
図24の下段部は切替タイミングの生成部であり、ここも実施形態4の構成を流用している。2サンプル先の予測位相^^θvを使用してPN選択信号^sel_PNとセクタ切替信号^sel_ALTを生成して、予測補正量^ΔKpreを演算する。 The lower part of FIG. 24 is a switching timing generating part, which also uses the configuration of the fourth embodiment. A PN selection signal ̂sel_PN and a sector switching signal ̂sel_ALT are generated using the predicted phase ̂̂θv two samples ahead, and a predicted correction amount ̂ΔKpre is calculated.
また、上段に示したPWM指令の主成分Kzabc0や遅延補正量ΔKcomp2,ΔKpostの演算には、遅延部261でセクタ切替信号^sel_ALTを遅延させたセクタ切替信号sel_ALTと、遅延部262でPN選択信号^sel_PNを遅延させたPN選択信号sel_PNを使用する。零相変調の選択信号sel_X1mも他の信号と整合をとりたいので、中段の「DB判定部242」で生成した予測の零相変調の選択信号^sel_X1mを遅延部260で遅延させた選択信号sel_X1mを使用する。
Further, in the calculation of the main component Kzabc0 of the PWM command and the delay correction amounts ΔKcomp2 and ΔKpost shown in the upper part, the sector switching signal sel_ALT obtained by delaying the sector switching signal ^sel_ALT in the
上段部と中段部の時刻の異なる電圧指令から演算したPWM指令や誤差補正成分は、次のように時間の整合を取って合成する。まず、遅延補正量ΔKpostを遅延部255で遅延して遅延補正量ΔKpost_zに変換する。そして、加算器256で三相PWM指令の主成分Kzuvw0に対して、遅延補正量ΔKpost_zを加算することにより1サンプル遅れて作用させる。
The PWM commands and the error correction components calculated from the voltage commands at different times in the upper and middle stages are synthesized by matching the times as follows. First, the delay correction amount ΔKpost is delayed by the
一方、予測補正量^ΔKpreは遅延なしに直接に加算器253で加算する。このように補正時刻を整合させることにより、あたかもセクタ切替の直前と直後の区間に誤差成分を補正した効果が得られる。
(セクタ切替制御信号と誤差の予測補正成分)
予測セクタ切替期間(^sel_ALT)では、予測三相成分^Kuvwに対して三相変調と一相変調の2種類の零相変調を適用した予測PWM指令を得ておく。そして、三相変調を適用してもPWM波形に最小パルス幅よりも細いパルスが生じる場合には、DB判定部242より一相変調を挿入する選択信号を設定し(^sel_X1=1)、同時に誤差の予測補正量^ΔKpreを計算する。
On the other hand, the predicted correction amount ^ΔKpre is directly added by the
(Sector switching control signal and error prediction correction component)
In the predicted sector switching period (^sel_ALT), a predicted PWM command is obtained by applying two types of zero-phase modulation, three-phase modulation and one-phase modulation, to the predicted three-phase component ^Kuvw. Then, when a pulse narrower than the minimum pulse width occurs in the PWM waveform even if three-phase modulation is applied, a selection signal for inserting one-phase modulation is set by the DB determination unit 242 (̂sel_X1=1), and at the same time A predicted error correction amount ^ΔKpre is calculated.
「予測三相成分^Kuvwに対して三相変調を適用した予測PWM指令」の最大振幅(^Ka)と最小振幅(^Kc)は(Vdc/2)で正規化したものなので、一相変調を適用したときには最大相側には(1-^k3a)、最小相側には(-1-^k3c)の誤差が生じる。誤差の予測補正量^ΔKpreは(最大相,中相相,最小相)の順で示すと、二相変調のスイッチング休止相に応じて、「P側からN側に変化するとき」は(0,0,(^k3c+1))、逆に「N側からP側に変化するとき」は((^k3a-1),0,0)に設定する。 Since the maximum amplitude (^Ka) and minimum amplitude (^Kc) of the "predicted PWM command applying three-phase modulation to the predicted three-phase component ^Kuvw" are normalized by (Vdc/2), one-phase modulation is applied, an error of (1-^k3a) occurs on the maximum phase side and (-1-^k3c) on the minimum phase side. If the estimated error correction amount ^ΔKpre is shown in the order of (maximum phase, middle phase, minimum phase), "when changing from the P side to the N side" is (0 .
(PWM指令の主成分と誤差の遅延補正成分)
基本的には、PWM指令の主成分Kzuvw0は、零相変調前の三相成分Kuvwから、PN選択信号sel_PNに応じた「P側セクタ」または「N側セクタ」の二相変調により計算する。しかし、セクタ切替期間(sel_ALT=1)では、一相変調を挿入する選択信号が(sel_X1=0)のときは三相変調を挿入し、また(sel_X1=1)のときは一相変調を挿入する。
(Main component of PWM command and delay correction component of error)
Basically, the main component Kzuvw0 of the PWM command is calculated from the three-phase component Kuvw before zero-phase modulation by two-phase modulation of the "P side sector" or "N side sector" according to the PN selection signal sel_PN. However, during the sector switching period (sel_ALT=1), three-phase modulation is inserted when the selection signal for inserting one-phase modulation is (sel_X1=0), and one-phase modulation is inserted when (sel_X1=1). do.
(sel_X1=1)にて一相変調を挿入した場合には、三相変調の最大振幅(k3a)と最小振幅(k3c)を(Vdc/2)で正規化したものとすると、最大相側には(1-k3a)が、最小相側には(-1-k3c)の誤差が生じる。そこで、「前述の予測補正」では補正できていない残りの誤差成分をセクタ切替期間の次のサンプル期間で加算補正する。 When one-phase modulation is inserted at (sel_X1=1), the maximum amplitude (k3a) and minimum amplitude (k3c) of three-phase modulation are normalized by (Vdc/2). is (1-k3a), and an error of (-1-k3c) occurs on the minimum phase side. Therefore, the remaining error components that have not been corrected by the "prediction correction described above" are added and corrected in the next sample period after the sector switching period.
次のサンプル期間で作用する遅延補正量ΔKpostを(最大相,中相相,最小相)の順で示すと、二相変調のスイッチング休止相に応じて、「P側からN側に変化するとき」は((k3a-1),0,0)、逆に「N側からP側に変化するとき」は(0,0,(k3c+1))に設定する。 When the delay correction amount ΔKpost acting in the next sample period is shown in the order of (maximum phase, middle phase, minimum phase), according to the switching stop phase of the two-phase modulation, "when changing from the P side to the N side ' is set to ((k3a-1), 0, 0), and conversely, 'when changing from the N side to the P side' is set to (0, 0, (k3c+1)).
(遅延による時間の整合と誤差補正)
PWM指令の主成分Kzuvw0と、セクタ切替に一相変調を挿入した際の予測補正量^ΔKpreおよび遅延補正量ΔKpostは、次のように作用する時間を整合しながら加算する。これらの誤差補正成分は三相成分の大小順で示したが、最終的にはU相、V相、W相に対応させて加算補正する。
(Time Alignment and Error Correction by Delay)
The principal component Kzuvw0 of the PWM command, the predicted correction amount ̂ΔKpre and the delay correction amount ΔKpost when one-phase modulation is inserted in sector switching are added while matching the following acting times. These error correction components are shown in the order of magnitude of the three-phase components, but are finally added and corrected corresponding to the U-phase, V-phase, and W-phase.
まず、遅延補正量ΔKpostを1サンプル遅延させたものをΔKpost_zとする。そして、主成分Kzuvw0に対して、予測補正量^ΔKpreと遅延補正量ΔKpost_zを加算すれば、疑似的にセクタ切替前後の誤差補正を適用したPWM指令Kzuvw1が得られる。以上が、二相変調セクタ切替対策と誤差補正成分の演算方法である。 First, ΔKpost_z is obtained by delaying the delay correction amount ΔKpost by one sample. Then, by adding the prediction correction amount ^ΔKpre and the delay correction amount ΔKpost_z to the principal component Kzuvw0, the PWM command Kzuvw1 to which the error correction before and after sector switching is applied in a pseudo manner is obtained. The countermeasures for two-phase modulation sector switching and the calculation method of the error correction component have been described above.
本実施形態5(図24)の詳細な動作タイミング例が図25である。原理的には図17に示した3種類の区間(n-1,n,n+1)で作用するが、各信号には生成時刻や作用時刻に時間のずれがあるので、その関係を示してある。 FIG. 25 shows a detailed operation timing example of the fifth embodiment (FIG. 24). In principle, it works in the three types of sections (n-1, n, n+1) shown in FIG. 17, but since each signal has a time lag in generation time and action time, the relationship is shown. .
本実施形態5とは直接には関係しないが、図25の(n-2)に、「sel_ALTとsel_PNの遷移制限」の例も追記している。2サンプル先の予測位相^^θvより「2サンプル先のセクタ信号^^sect」を予測するが、この時点では「2サンプル先のキャリア頂点情報^^topbtm(=topbtm)」との組み合わせが遷移条件を満足していないため、「^sel_ALTと^sel_PN」信号の遷移は遅延して条件が成立した次の(n-1)で更新されている。以降の説明は、この遅延後の信号により動作する。 Although not directly related to the fifth embodiment, an example of "limitation of transition between sel_ALT and sel_PN" is added to (n-2) of FIG. "Sector signal ^^sect two samples ahead" is predicted from the predicted phase ^^θv two samples ahead. Since the condition is not satisfied, the transition of the ``sel_ALT and sel_PN'' signals is delayed and updated at the next (n-1) when the condition is met. The following description operates with the signal after this delay.
(a)区間(n-1)
この区間(n-1)はセクタ切替の直前であり、PWM指令の主成分Kzuvw0(n-1)はまだ切替前の二相変調の状態K2(n-1)である。そして、これに対して予測補正量^ΔKpreが作用する。
(a) Section (n-1)
This interval (n-1) is immediately before sector switching, and the main component Kzuvw0(n-1) of the PWM command is still in the two-phase modulation state K2(n-1) before switching. Then, the predicted correction amount ^ΔKpre acts on this.
予測補正量^ΔKpreの計算は、予測信号であるセクタ切替信号^sel_ALTとPN選択信号^sel_PNおよび選択信号^sel_X1mにより制御されている。選択信号^sel_X1mが一相変調を選択しているときには、セクタ切替信号^sel_ALTとスイッチS2aおよびPN選択信号^sel_PNとスイッチS5aにより誤差成分の予測補正量^ΔKcomp1を計算し、さらにUVW相順に変換した予測補正量^ΔKpre(n)に変換する。 The calculation of the prediction correction amount ̂ΔKpre is controlled by the sector switching signal ̂sel_ALT, the PN selection signal ̂sel_PN, and the selection signal ̂sel_X1m, which are prediction signals. When the selection signal ^sel_X1m selects single-phase modulation, the sector switching signal ^sel_ALT and switch S2a and the PN selection signal ^sel_PN and switch S5a calculate the predicted correction amount ^ΔKcomp1 of the error component, and further convert to UVW phase order. is converted into the predicted correction amount ^ΔKpre(n).
この時点では、スイッチS1やS2およびS3はセクタ切替前の二相変調を選択しており、遅延補正量ΔKpost(n-1)も零に固定されたままである。そして、二相変調であるPWM指令の主成分K2(n-1)に加算器253で予測補正量^ΔKpre(n)が加算されるので、「時刻(n)の予測補正成分」を「時刻(n-1)のPWM指令」に対して作用させる効果が得られる。
At this time, the switches S1, S2 and S3 have selected the two-phase modulation before sector switching, and the delay correction amount ΔKpost(n-1) remains fixed at zero. Then, the
(b)区間(n)
この区間では、区間(n-1)で生成されたセクタ切替動作の信号が遅延部260,261,262より出力され、選択信号sel_X1m,セクタ切替信号sel_ALT,PN選択信号sel_PNが有効になるので、PWM指令の主成分Kzuvw0(n)であるK1(n)は三相変調または一相変調のどちらかが選択されK3(n)として出力する。
(b) section (n)
In this section, the signals for the sector switching operation generated in section (n-1) are output from the
もし、一相変調が選択された場合には、「減算器244,スイッチS2,補正量設定部257,258およびスイッチS4」により遅延補正量ΔKcomp2を計算する。それを逆ソート関数部254でUVW相順に変換して遅延補正量ΔKpost(n)を生成し、三相変調が選択された場合には、遅延補正量ΔKpost(n)をクリアする。この時点ではまだ遅延補正は加算補正されていない。
If the one-phase modulation is selected, the delay correction amount ΔKcomp2 is calculated by the "
(c)区間(n+1)
この区間では、セクタ切替信号sel_ALTやPN選択信号sel_PNが「切替後の状態」になり、PWM指令の主成分Kzuvw0(n+1)であるK2(n+1)には「セクタ切替後の二相変調成分」が出力される。また、前回に計算した遅延補正量ΔKpost(n)が遅延部255で遅延して遅延補正量ΔKpost_z(n)として出力され、この時点で加算器256により遅延補正される。
(c) Section (n+1)
In this section, the sector switching signal sel_ALT and the PN selection signal sel_PN are in the "post-switching state", and K2(n+1), which is the main component Kzuvw0(n+1) of the PWM command, is "the two-phase modulation component after sector switching". is output. Further, the delay correction amount ΔKpost(n) calculated last time is delayed by the
以上のように、選択信号と予測補正およびPWM指令の主成分と遅延補正が異なるタイミングで演算され、各補正成分にも遅延を挿入することにより、適切な時刻に作用させている。 As described above, the selection signal, the prediction correction, the main component of the PWM command, and the delay correction are calculated at different timings, and by inserting a delay into each correction component as well, it is made to act at an appropriate time.
この構成により実施形態4とほぼ等価なセクタ切替制御が実現でき、さらに予測補正成分にしか予測電圧指令を適用していないので、ムダ時間の増加も抑制できる。本実施形態5の波形例については、電圧指令の変化が緩やかな条件では実施形態4とほぼ同じであるので省略する。 With this configuration, sector switching control substantially equivalent to that of the fourth embodiment can be realized, and since the predicted voltage command is applied only to the predicted correction component, an increase in wasted time can be suppressed. The waveform example of the fifth embodiment is almost the same as that of the fourth embodiment under the condition that the voltage command changes slowly, so the description thereof will be omitted.
実施形態5では、実施形態2および実施形態3から実施形態4に拡張する方法を変更したものであり、実施形態2および実施形態3の(a)~(g)の効果を全て含んでいる。
これ以外に以下の(h2)の効果を有する。 In addition to this, it has the following effect (h2).
(h2)(g)の電圧補正機能を拡張して、一相変調の挿入により生じる誤差成分を2種類に分離し、セクタ切替期間の直前と直後に補正区間を分配した。これにより、誤差や補正による出力電圧の変動幅を小さくできる。特に、セクタ切替の直前の区間に誤差とは逆方向に1/2の補正成分を挿入できるので、セクタ切替時の誤差電圧と積算した電圧ベクトルの変動量も抑制する効果が得られる。ひいては、負荷電流の歪も抑制できる。 (h2) By extending the voltage correction function of (g), the error components caused by the insertion of one-phase modulation are separated into two types, and correction intervals are distributed immediately before and after the sector switching period. As a result, the fluctuation width of the output voltage due to errors and corrections can be reduced. In particular, since a 1/2 correction component can be inserted in the opposite direction to the error in the section immediately before sector switching, it is possible to obtain the effect of suppressing the fluctuation amount of the voltage vector integrated with the error voltage at the time of sector switching. As a result, the distortion of the load current can also be suppressed.
さらに、一相変調による誤差成分をセクタ切替期間の直前と直後に補正区間を分配することは同じだが、セクタ切替の直前区間への補正を疑似的に実現するために、予測電圧指令を使った演算を予測補正成分のみに限定したことにより、電圧指令からPWM指令までのムダ時間を実施形態3と同じほぼ1サンプルに戻すことができる。これにより、外部のフィードバック制御を組む場合には応答特性を改善できる。 Furthermore, although the error component due to one-phase modulation is distributed to the correction section immediately before and after the sector switching period, the prediction voltage command is used to simulate the correction to the section immediately before the sector switching. By limiting the computation to only the predicted correction component, the dead time from the voltage command to the PWM command can be returned to approximately one sample, which is the same as in the third embodiment. As a result, response characteristics can be improved when external feedback control is incorporated.
[実施形態6]
(上限電圧を拡大するための過変調制御方式とモード切替)
実施形態3~実施形態5で示した「DB領域の過変調」では、キャリア頂点付近の禁止帯域(DB余裕幅ΔKdb)を設定しても、電圧指令の上限をVDBよりも拡大できるものである。6次高調波成分の重畳とセクタ切替対策により、PWM指令の飽和と禁止帯域の通過を避け、狭小パルスも防止している。しかし、出力電圧の拡大範囲(DB領域)はVC(≒1.06×VDB)が限界である。
[Embodiment 6]
(Overmodulation control method and mode switching for expanding the upper limit voltage)
In the "overmodulation of the DB region" shown in
そのため、DB領域の上限電圧であるVC以上の電圧指令に対しては、実施形態1の「OVM領域の過変調」に移行する必要があるが、DB領域からOVM領域に過変調方式を切り替える際に、次のような3つの課題が生じる。 Therefore, for a voltage command equal to or higher than VC, which is the upper limit voltage of the DB region, it is necessary to shift to the "overmodulation in the OVM region" of the first embodiment. However, the following three problems arise.
一つ目は、OVM領域ではPWM指令がDB余裕幅ΔKdbを通過するようになるため、最小パルス幅を確保するための「禁止帯処理」が必要となる。 First, since the PWM command passes through the DB margin width ΔKdb in the OVM region, "forbidden band processing" is required to secure the minimum pulse width.
二つ目は、過変調方式を切り替える際に、6次高調波成分が不連続になる問題である。図2を二種類の領域に拡張すると、図26(a)のように、DB領域上限電圧VCでOVM領域の過変調に切り替わる部分で、6次補正成分の振幅値Vx6,Vy6は不連続になる。 The second problem is that the sixth harmonic component becomes discontinuous when the overmodulation scheme is switched. If FIG. 2 is expanded to two types of regions, as shown in FIG. 26A, the amplitude values Vx6 and Vy6 of the 6th-order correction components become discontinuous at the portion where the overmodulation of the OVM region is switched to at the upper limit voltage VC of the DB region. Become.
三つ目は、図26(b)のようにDB電圧余裕幅ΔVdbが6%を超過している場合には「VC<VB」となり、DB領域にもOVM領域にも属さない空白区間VC~VBが生じることである。 Third, as shown in FIG. 26(b), when the DB voltage margin width ΔVdb exceeds 6%, “VC<VB” holds, and a blank section VC that belongs to neither the DB region nor the OVM region. VB occurs.
なお図26に示すVMAXは、OVM領域における電圧指令Vcmdの最大値(OVM領域上限電圧)である。
本実施形態6では、最初の課題である「OVM領域の禁止帯処理」と、残りの2つの課題である「DB領域とOVM領域の切り替え方法」を対策するものである。ここで示す実施形態6は、「実施形態3に対して拡張した構成例」である図27および図28を使用する。
Note that VMAX shown in FIG. 26 is the maximum value of the voltage command Vcmd in the OVM region (OVM region upper limit voltage).
In the sixth embodiment, the first problem, ``forbidden band processing in the OVM area'', and the remaining two problems, ``method of switching between the DB area and the OVM area'', are dealt with.
元となるDB領域の過変調方式としては実施形態3や実施形態4および実施形態5のどれでもよいが、最も簡単な「実施形態3」を代表の構成例とし、これに対して下記の4項目を追加した。
Any of the third, fourth, and fifth embodiments may be used as the overmodulation method for the DB region, but the simplest "
(1)領域切り替えとDB領域上限電圧VCと6次高調波成分
図26の「6次補正成分の振幅値Vx6,Vy6の不連続」を対策するために、図29のような特性に変更する。6次補正成分の振幅値Vx6の方は図26(a)と同じ不連続のままである。一方、6次補正成分の振幅値Vy6については、DB領域では図26(a)と同じにしておき、OVM領域では「DB領域上限電圧VCにおける値Vy6_Lim」に固定する。
(1) Region Switching, DB Region Upper Limit Voltage VC, and 6th Harmonic Component In order to deal with “discontinuity of amplitude values Vx6 and Vy6 of 6th order correction component” in FIG. 26, characteristics are changed as shown in FIG. . The amplitude value Vx6 of the sixth-order correction component remains discontinuous as in FIG. 26(a). On the other hand, the amplitude value Vy6 of the 6th-order correction component is set to be the same as in FIG. 26A in the DB region, and is fixed to "value Vy6_Lim at DB region upper limit voltage VC" in the OVM region.
また、図26(b)の空白区間(VC~VB)はOVM領域とみなし、図29(b)のように6次補正成分の振幅値Vx6は直線を延長した負値として取り扱う。また、6次補正成分の振幅値Vy6の方は図26(a)と同じようにVy6_Limの値に固定したままとする。これを数式表現すると(24)式と(25)式として表わせる。(25)式では、(25a)にて指令よりVy6を演算しておき、これを(26b)のVy6_Limにて上限を制限している。ここで、max()は要素から値の大きい方を選択する関数である。 A blank section (VC to VB) in FIG. 26(b) is regarded as an OVM area, and the amplitude value Vx6 of the 6th-order correction component is treated as a negative value obtained by extending a straight line as shown in FIG. 29(b). Also, the amplitude value Vy6 of the sixth-order correction component remains fixed at the value of Vy6_Lim as in FIG. 26(a). This can be expressed as formulas (24) and (25). In equation (25), Vy6 is calculated from the command in (25a), and the upper limit is limited by Vy6_Lim in (26b). Here, max() is a function that selects the larger value from the elements.
さらに、もし切替時にヒステリシス幅ΔVCのヒステリシス特性を持たせたい場合には、図29のように2つのDB領域上限電圧VCを設定する。6次補正成分の振幅値Vx6はDB領域からOVM領域に移行する場合、高い方のDB領域上限電圧VCを用いる。OVM領域からDB領域に移行する場合は、低い方のDB領域上限電圧VCを用いる。ここで、低い方のDB領域上限電圧VCは、高い方のDB領域上限電圧VCからヒステリシス幅ΔVCを減算した値となる。
また、6次補正成分の振幅値Vy6はヒステリシス幅にかかわらず、Vy6_Limを折れ点とする特性を維持する。
Furthermore, if it is desired to have a hysteresis characteristic with a hysteresis width ΔVC at the time of switching, two DB region upper limit voltages VC are set as shown in FIG. The amplitude value Vx6 of the sixth-order correction component uses the higher DB region upper limit voltage VC when shifting from the DB region to the OVM region. When shifting from the OVM region to the DB region, the lower DB region upper limit voltage VC is used. Here, the lower DB region upper limit voltage VC is a value obtained by subtracting the hysteresis width ΔVC from the higher DB region upper limit voltage VC.
Also, the amplitude value Vy6 of the sixth-order correction component maintains the characteristic of having a break point at Vy6_Lim regardless of the hysteresis width.
図29のように「OVM領域ではVy6_Limの固定化」や「Vx6(=ΔV0)の負値を許容」などを採用した理由は、図7に示した「電圧飽和が生じない高さ1.0の等高線よりも左下の許容範囲」を維持できているからである。この範囲内であれば、高調波成分は増加するものの電圧軌跡を電圧飽和領域内に制限できる。 The reason for adopting "fixing of Vy6_Lim in the OVM region" and "allowing a negative value of Vx6 (=ΔV0)" as shown in FIG. This is because it is possible to maintain the “lower left tolerance” than the contour line of . Within this range, the voltage locus can be restricted within the voltage saturation region although the harmonic components increase.
もう一つの理由は、6次補正成分の振幅値Vx6とVy6の両方を連続的にはできないことであり、6次補正成分の振幅値Vy6の特性のみ連続性をもたせておき、Vx6の方は次に示すような切替タイミング(位相)の制約を付加して対応する。 Another reason is that both the amplitude values Vx6 and Vy6 of the 6th-order correction component cannot be made continuous. This is dealt with by adding the following switching timing (phase) constraints.
(2)6次高調波成分の切替タイミング(電圧位相)の制約
上記の図29では、図中の((2)~(3))と((5)~(6))の切替部分に「Vx6の不連続」が生じているので、切替タイミング(切替位相)に対して制約を追加する。
(2) Constraints on switching timing (voltage phase) of sixth harmonic component In FIG. Vx6 discontinuity” has occurred, so a constraint is added to the switching timing (switching phase).
図29(b)にて、(5)から(6)に切り替わるときの波形例を図30に示す。最上段は6次補正成分の振幅値Vx6にcos(6×θv)を乗算した補正電圧成分Vx6c、2段目は6次補正成分の振幅値Vy6にsin(6×θv)を乗算した補正電圧成分Vy6sであり、3段目は、補正電圧成分Vx6cとVy6sを時間積分したものである。 FIG. 30 shows a waveform example when switching from (5) to (6) in FIG. 29(b). The top row is the correction voltage component Vx6c obtained by multiplying the amplitude value Vx6 of the sixth-order correction component by cos (6×θv), and the second row is the correction voltage obtained by multiplying the amplitude value Vy6 of the sixth-order correction component by sin (6×θv). The third stage is the time integration of the correction voltage components Vx6c and Vy6s.
図30のように、cos(6×θv)が最大値となるタイミングでDB領域からOVM領域に切り替えると、補正電圧成分Vy6s(t)の方は正弦波の零レベルで反転しているので連続波形になる。もう一方の補正電圧成分Vx6c(t)は正弦波の最大振幅のときに変化(反転)しているので不連続波形になる。しかし、3段目に示すように磁束成分(∫Vx6c(t)・dt)については、正弦波の零レベルで切り替わっており不連続は生じていない。詳細な原理説明は省略するが、このように磁束が零になるタイミングで切り替えると、「切替時に磁束の円軌跡にオフセット異常が発生すること」を防止でき、ひいては過渡的な電流リプルの急変も抑制できる。 As shown in FIG. 30, when the DB region is switched to the OVM region at the timing when cos(6×θv) reaches its maximum value, the correction voltage component Vy6s(t) is inverted at the 0 level of the sine wave, so it is continuous. become a waveform. The other correction voltage component Vx6c(t) changes (inverts) at the maximum amplitude of the sine wave, so it becomes a discontinuous waveform. However, as shown in the third stage, the magnetic flux component (∫Vx6c(t)·dt) is switched at the zero level of the sine wave, and no discontinuity occurs. A detailed explanation of the principle is omitted, but by switching at the timing when the magnetic flux becomes zero, it is possible to prevent "the occurrence of an offset abnormality in the circular locus of the magnetic flux at the time of switching", which in turn prevents a sudden change in the transient current ripple. can be suppressed.
(3)OVM領域の過変調における簡易最小パルス幅対策
次に、OVM領域(実施形態1)の最小パルス幅対策(禁止帯処理)の対策方法を説明する。
(3) Simple Minimum Pulse Width Countermeasures for Overmodulation in OVM Region Next, a countermeasure method for minimum pulse width countermeasures (forbidden band processing) in the OVM region (embodiment 1) will be described.
実施形態3~実施形態5のセクタ切替対策では、一相変調を挿入したキャリア半周期間だけ、電圧軌跡が電圧飽和領域の六角形の辺上に移動していた。しかし、実施形態1の動作例(図8(b)や図8(c))を参照すると、電圧軌跡はほとんど電圧飽和領域の境界である六角形の辺上を移動している。この比較より、実施形態1では一相変調の適用期間をもっと拡大しなければならない。
In the sector switching countermeasures of
しかし、表2で示した二相変調と一相変調との遷移条件も考慮しなくてはならず、一相変調の期間は「(N+0.5)キャリア周期(Nは0以上の整数)」という制限も存在する。また、一相変調以外では電圧軌跡が禁止帯域を通過するので、これを強制的に帯域外に移動させる禁止帯処理も必要になる。 However, the transition conditions between two-phase modulation and one-phase modulation shown in Table 2 must also be considered, and the period of one-phase modulation is "(N+0.5) carrier periods (N is an integer equal to or greater than 0)". There is also a limit. In addition, since the voltage trajectory passes through the forbidden band except for one-phase modulation, forbidden band processing for forcibly moving it out of the band is also required.
さらに、一相変調による誤差成分については、挿入期間が長くなるほど誤差は積算され、誤差補正までの遅延時間も大きくなるため正確な補正ができなくなる。そのため、「OVM領域の過変調の正確な電圧補正」はかなり困難であるので、本実施形態6では、電圧精度を追求せず少しの誤差は許容させて、最小パルス幅対策や一相変調の適用期間を下記のような簡単な方法で実装する。
(a)セクタ切替期間は、外部から判定位相幅Δφを設定して検出する(ΔφはΔV0に対するテーブルなどで設定)。
(b)判定位相幅Δφによる位相幅検出に対して、表2で示した遷移条件を適用して最終的な一相変調の挿入期間とする。
(c)OVM領域では、過変調時に挿入するのは一相変調のみとする(飽和電圧近傍では三相変調にはならない)。
Furthermore, with respect to the error component due to one-phase modulation, the longer the insertion period is, the more the error is accumulated, and the longer the delay time until error correction becomes, making it impossible to perform accurate correction. Therefore, "accurate voltage correction of overmodulation in the OVM region" is quite difficult. Implement the applicable period in a simple way as follows.
(a) The sector switching period is detected by externally setting the judgment phase width Δφ (Δφ is set by a table for ΔV0).
(b) The transition conditions shown in Table 2 are applied to the phase width detection by the determination phase width Δφ to determine the final one-phase modulation insertion period.
(c) In the OVM region, only one-phase modulation is inserted during overmodulation (three-phase modulation does not occur near the saturation voltage).
上記のように簡素化した構成でも、出力電圧が拡大できれば負荷機の容量や速度範囲が拡大できるという利点が得られること、また出力電流を検出したフィードバック制御などにより、電圧指令の基本波力率を制御して負荷電流を調整するシステムに拡張可能なことを考えると、本実施形態6の実用性は高いものと考える。 Even with the simplified configuration described above, if the output voltage can be expanded, the advantage of expanding the capacity and speed range of the load machine can be obtained. Considering that it can be extended to a system that adjusts the load current by controlling
(4)DB領域の過変調とOVM領域の過変調の組み合わせ構成
DB領域の実施形態3の構成例(図11)に対して、上記の3項目を適用した構成例が図27である。ここでは演算量を削減するために、DB領域とOVM領域とで共通部分はまとめてある。基本的にはDB領域の過変調の構成を採用しておき、各選択スイッチの操作信号に修正を加え、OVM領域の過変調としても機能させる構成とした。また、「零相変調・セクタ切替(2)部302」の詳細内容が図28であるが、ここでは図12に対して追加および機能拡張した部分のみを示してある。
(4) Combination Configuration of Overmodulation in DB Region and Overmodulation in OVM Region FIG. 27 shows a configuration example in which the above three items are applied to the configuration example (FIG. 11) of
まず図27においては、図11の構成例に対して下記の4機能を追加した。 First, in FIG. 27, the following four functions are added to the configuration example of FIG.
(a)過変調方式の切替制御部300
ここでは、電圧指令Vcmdに応じて、DB領域とOVM領域との過変調方式切替信号sel_OVMを生成する。Vcmd>VCでsel_ovm=1,それ以外は0とする。この機能は図29に示したように、DB領域上限電圧VCやヒステリシス幅ΔVCの設定により動作する。この領域を切り替えるタイミングは、両方とも一相変調である「DB領域のセクタ切替時」に設定すればよい。
(a)
Here, an overmodulation method switching signal sel_OVM between the DB region and the OVM region is generated according to the voltage command Vcmd. sel_ovm=1 when Vcmd>VC, and 0 otherwise. As shown in FIG. 29, this function operates by setting the DB region upper limit voltage VC and the hysteresis width .DELTA.VC. The timing for switching this area may be set to "at the time of sector switching in the DB area" where both are single-phase modulation.
(b)飽和位相幅部301
飽和関数部10、減算器11は実施形態1(図1)と同様であり、減算器11の出力を超過電圧成分ΔV0_ovm(=Vx6_0vm)とする。
(b) Saturation
The
「飽和位相幅部301」では、OVM領域の超過電圧成分ΔV0_ovm(=Vx6_ovm)を入力として、テーブル読み出しなどにより「一相変調の判定位相幅Δφ」を出力する。判定位相幅Δφは一相変調の挿入幅である。簡単な判定位相幅Δφの設定手段としては、予め連続系の三相PWM指令を計算しておき、これに「DB禁止帯(図21)」を適用したときに出力電圧全体の誤差が少なくなる位相を収束演算により求めて、それをテーブル化しておく。
(c)飽和関数部10、減算器11,スイッチSm1
6次高調波補正部130は、実施形態3(図12)の6次高調波補正部120に対応する部分である。スイッチSm1は、Sel_OVMが0の時はVx6_db(=Kx6c×VDB/VB)を出力し、Sel_OVMが1の時はVx6_ovmを出力する。スイッチSm1の出力は加算器16に出力される。
The "saturated
(c)
The sixth
(d)零相変調・セクタ切替(2)部302
「零相変調・セクタ切替(2)部302」の詳細構成例は図28であり、図11の「零相変調・セクタ切替部220」の詳細構成例である図12を基本として、これにOVM領域の過変調機能を追加したものである。図28では、図12との共通部分は省略し、本実施形態6に変更するために追加・挿入した部分のみを抽出して描いてある。
(d) Zero-phase modulation/sector switching (2)
A detailed configuration example of the "zero phase modulation/sector switching (2)
OVM領域の過変調では、図12における「スイッチS1,S2(図20、図24のS2aも含む),S3」の選択信号の機能を書き換える。スイッチS1とS3を強制的に一相変調を選択させ、またS2(S2a)も強制的に誤差補正機能を休止させる。このスイッチの強制設定に使用する信号を、図28に記載した追加機能により生成している。 In the overmodulation of the OVM area, the functions of the selection signals of "switches S1, S2 (including S2a in FIGS. 20 and 24), S3" in FIG. 12 are rewritten. Switches S1 and S3 are forced to select single-phase modulation, and S2 (S2a) is also forced to deactivate the error correction function. The signal used for forced setting of this switch is generated by the additional function described in FIG.
「一相変調の挿入期間」を修正する信号を得るために、まず位相指令θvを6倍部313で6倍してから三角波変換部314で三角波変換する。大小比較部315で6倍のサイクルで変化する三角波と判定位相幅Δφとを大小比較して、一相変調期間の信号q_OVMを生成する。
In order to obtain a signal for correcting the "insertion period of one-phase modulation", the phase command θv is first multiplied by six by the
また、図28に示すように、後段の状態遷移制限で遅延が生じる対策を行った信号を一相変調期間の信号q_OVMとしてもよい。具体的には、予測位相^θvを6倍部310で6倍してから三角波変換部311で三角波変換する。大小比較部312で6倍のサイクルで変化する三角波と判定位相幅Δφとを大小比較する。
Further, as shown in FIG. 28, a signal that has taken measures to cause a delay due to state transition restrictions in the latter stage may be used as the signal q_OVM in the one-phase modulation period. Specifically, the
大小比較部312,315の出力を論理和部316で論理和を取り、論理和部316の出力を一相変調期間の信号q_OVMとする。これにより、大小比較部315の出力に対して進み補正と期間の拡大補正も適用してある。
The logical sum of the outputs of the
この一相変調期間の信号q_OVMは、一相変調遷移制御部320において、キャリア頂点信号topbtmと表2の遷移制限に従ってキャリア頂点タイミングに同期して変化する信号selW1に整形される。さらにOVM領域でない場合には無効にしたいので、論理積部321で信号selW1と過変調方式切替信号sel_OVMと論理積(AND)をとった信号selW1mに変更している。
This one-phase modulation period signal q_OVM is shaped into a signal selW1 that changes in synchronization with the carrier top timing according to the carrier top signal topbtm and the transition limits in Table 2 in the one-phase modulation
スイッチS3を制御していた元の選択信号sel_X1mは、論理和部322で信号sel_W1mとの論理和(OR)として新たな選択信号sel_WX1に変更することにより、強制設定機能を追加する。スイッチS1を制御していた元のセクタ切替信号sel_ALTも、論理和部323で信号sel_W1mとの論理和(OR)として新たなセクタ切替信号sel_ALT-1に変更することにより、強制設定機能を追加する。また、電圧指令が一相変調と三相変調の境界レベルになることを懸念してOVM領域では三相変調が選択できないようにしたければ、論理積部324でスイッチS2(S2a)を制御していた元のセクタ切替信号sel_ALTと、過変調方式切替信号sel_OVMの反転成分との論理積(AND)として新たなセクタ切替信号sel_ALT-2に変更すればよい。
The original selection signal sel_X1m controlling the switch S3 is changed to a new selection signal sel_WX1 as a logical sum (OR) with the signal sel_W1m in the
以上が、実施形態3に対してOVM領域での過変調機能を組み込んだ本実施形態6の構成例である。 The above is the configuration example of the sixth embodiment in which the overmodulation function in the OVM region is incorporated in the third embodiment.
実施形態3に対して、本実施形態6として機能拡張した部分の動作を説明するタイミングチャートが図31である。ここでは、上側にDB領域の過変調に関する信号、下側にOVM領域の過変調に関する信号を示してある。 FIG. 31 is a timing chart for explaining the operation of the function expanded as the sixth embodiment with respect to the third embodiment. Here, the upper side shows the signal for overmodulation in the DB region, and the lower side shows the signal for overmodulation in the OVM region.
(a)DB領域の過変調の信号
1段目:電圧指令の位相情報(位相指令)θv
2,3段目:図28のセクタ判定信号sectとセクタ判定信号sectを1サンプル予測した信号^sect信号(この変化時が遷移期間)
4段目:三角波キャリア信号例(上頂点タイミング=Top,下頂点タイミング=Btm)
5段目:DB領域の過変調時における二相変調の遷移期間(セクタ切替信号sel_ALT) (図12のPN変調遷移制御部236の出力)
6段目:DB領域の過変調時における二相変調の遷移方向(PN選択信号sel_PN) (図12のPN変調遷移制御部236の出力)
(b)OVM領域の過変調の信号
7段目:位相指令θvと予測位相^θvの6倍サイクルの三角波信号(図28の三角波変換部311と314の出力であり一相変調の挿入期間生成用)
これが判定位相幅Δφ以上である期間は、強制的に一相変調に切り替える
8段目:7段目の2種類の6倍サイクルの三角波信号が判定位相幅Δφ以上である期間を検出し論理和した一相変調期間の信号q_OVM
9段目:一相変調期間の信号q_OVMにキャリア頂点種類による遷移制御(表2)を適用した信号Sel_W1m
DB領域では、上側の信号に示すように、セクタ切替信号sel_ALTにより予測位相^θvの60degごとにセクタ切替期間を生成し、二相変調のPN選択信号sel_PNにより零相変調の選択や誤差補正量の制御が行われている。
(a) DB region overmodulation signal 1st stage: voltage command phase information (phase command) θv
2nd and 3rd stages: Sector decision signal sec in FIG. 28 and a signal ^sect signal obtained by predicting the sector decision signal sec by one sample (the time of this change is the transition period)
4th row: triangular wave carrier signal example (upper vertex timing = Top, lower vertex timing = Btm)
Fifth stage: Two-phase modulation transition period (sector switching signal sel_ALT) during overmodulation of the DB region (output of PN modulation
6th stage: Two-phase modulation transition direction (PN selection signal sel_PN) during overmodulation of the DB region (output of PN modulation
(b) Overmodulation signal in OVM region 7th stage: triangular wave signal of six times cycle of phase command θv and predicted phase ^θv (output of
During the period when this is equal to or greater than the judgment phase width Δφ, the period during which the two kinds of 6-cycle triangular wave signals of the 8th stage and the 7th stage are equal to or more than the judgment phase width Δφ is detected and logically summed. signal q_OVM in the one-phase modulation period
Ninth stage: Signal Sel_W1m obtained by applying transition control (Table 2) according to carrier vertex type to signal q_OVM in one-phase modulation period
In the DB region, as shown in the upper signal, the sector switching signal sel_ALT generates a sector switching period every 60 deg of the predicted phase ^θv, and the two-phase modulation PN selection signal sel_PN selects zero-phase modulation and the amount of error correction. is being controlled.
OVM領域では、下側の信号に示すように、二種類の時間のずれた予想位相^θv,位相指令θvをTri(6×θv)により6倍サイクルの三角波に変換し、これと判定位相幅Δφと比較したのち、二個の信号の論理和により期間を拡張した一相変調期間の信号q_OVMを生成する。そして、一相変調期間の信号q_OVMに表2のキャリア頂点による遷移条件を適用すると、一相変調の挿入期間である信号sel_W1になる。 In the OVM region, as shown in the lower signal, the two types of time-shifted expected phase ^θv and phase command θv are converted into triangular waves with a 6-fold cycle by Tri (6 × θv). After comparing with Δφ, a signal q_OVM of a one-phase modulation period whose period is extended is generated by ORing the two signals. Then, by applying the transition condition according to the carrier peak in Table 2 to the signal q_OVM in the one-phase modulation period, the signal sel_W1 in the one-phase modulation insertion period is obtained.
DB領域の一相変調の挿入期間であるセクタ切替信号sel_ALTに対して、OVM領域の一相変調の挿入期間である信号sel_W1は拡大しており、これらにより図28の各スイッチに入力される信号を強制的に変更すれば、スイッチS1,S2(S2a),S3の選択機能をOVM領域の過変調に拡張できる。 The signal sel_W1, which is the insertion period of the single-phase modulation in the OVM area, is expanded with respect to the sector switching signal sel_ALT, which is the insertion period of the single-phase modulation in the DB area. is forcibly changed, the selection function of the switches S1, S2 (S2a), S3 can be extended to overmodulation in the OVM region.
本実施形態6では、電圧指令Vcmdが飽和電圧VBを超過した場合に、その超過した電圧成分ΔV0_ovmに基づいて判定位相幅Δφを設定する。6次高調波補正部130は、前記(24)式、(25)式、(29)式によって、補正後電圧指令Vx、Vyを設定する。そして、判定位相幅Δφと位相指令θvと予測位相^θvに基づいて、一相変調の挿入期間を設定して、その挿入期間は強制的に一相変調を選択する。
In the sixth embodiment, when voltage command Vcmd exceeds saturation voltage VB, determination phase width Δφ is set based on the exceeding voltage component ΔV0_ovm. The sixth-order
次に、本実施形態6を適用した場合の動作波形例を図32と図33に示す。 Next, FIGS. 32 and 33 show examples of operation waveforms when the sixth embodiment is applied.
図32は図29(a)にて6次補正成分の振幅値Vx6が不連続時になる両端((2)と(3))の特性を比較したものであり、図32(a)が(2)側のDB領域の過変調特性であり、図32(b)が(3)側のOVM領域の過変調特性である。これらは一相変調の挿入期間に差異があり、図32(a)ではキャリアの半周期(0.5周期)であるが、図32(b)ではキャリアの2.5周期まで拡大している。これは、左側のαβ座標の電圧軌跡では、電圧過変調領域の六角形の辺上に位置するサンプル点数が1個から5個に増えたことに相当している。図32(a)、(b)とも、三相PWM指令の波形はDB余裕幅(禁止帯域)ΔKdbを通過していないし、電圧軌跡も図35(b)に示した電圧のDB電圧余裕幅(禁止帯域)ΔVdbを避けているので、最小パルス幅は確保できている。 FIG. 32 compares the characteristics of both ends ((2) and (3)) where the amplitude value Vx6 of the sixth-order correction component is discontinuous in FIG. 29(a). 32(b) is the overmodulation characteristic of the OVM region on the (3) side. There is a difference in the insertion period of the one-phase modulation. In FIG. 32(a), it is a half period (0.5 period) of the carrier, but in FIG. 32(b), it is expanded to 2.5 periods of the carrier. . This corresponds to increasing the number of sample points located on the hexagonal side of the voltage overmodulation region from one to five in the voltage locus of the αβ coordinates on the left side. In both FIGS. 32(a) and 32(b), the waveform of the three-phase PWM command does not pass through the DB margin width (forbidden band) ΔKdb, and the voltage locus is also the DB voltage margin width ( Forbidden band) ΔVdb is avoided, so the minimum pulse width is ensured.
図29(b)に示した「VC<VB(V6x<0)」になる条件での効果を示すため、図33ではDB余裕幅(禁止帯域の設定幅)ΔKdbを2倍(ΔKdb=0.2)に拡大した。そのためDB電圧余裕幅ΔVdbの幅も2倍(ΔVdb=0.1)に拡大している。 In order to show the effect under the condition of "VC<VB (V6x<0)" shown in FIG. 29(b), in FIG. 2). Therefore, the width of the DB voltage margin width ΔVdb is also doubled (ΔVdb=0.1).
図29(b)にて6次補正成分の振幅値Vx6が不連続時になる両端((5)と(6))の特性を比較しており、図33(a)が(5)側のDB領域の過変調特性であり、図33(b)が(6)側のOVM領域の過変調特性である。さらに、実施形態3の波形例(図16(c))に対しても、禁止帯域の幅を拡大した影響を調べるために、図33(c)に電圧指令をVcmd=1.01p.u.に設定した特性も示している。 FIG. 29(b) compares the characteristics of both ends ((5) and (6)) when the amplitude value Vx6 of the sixth-order correction component is discontinuous. FIG. 33B is the overmodulation characteristic of the OVM area on the (6) side. Furthermore, in order to investigate the effect of expanding the width of the forbidden band also for the waveform example (FIG. 16(c)) of the third embodiment, the voltage command is set to Vcmd=1.01 p.s. u. is also shown.
図33(a)では一相変調の挿入期間が半キャリア周期であることは変わりないが、DB余裕幅ΔKdbが広いため誤差の遅延補正による凹み量も大きくなっている。しかし、禁止帯域やPWM指令の飽和は避けることができている。 In FIG. 33(a), although the one-phase modulation insertion period is half the carrier period, the DB margin width ΔKdb is wide, so the amount of depression due to error delay correction is also large. However, the forbidden band and the saturation of the PWM command can be avoided.
図33(b)の方も一相変調の切替期間が三角波キャリア信号の2.5周期まで長くなっていること、禁止帯域の幅が広くなっていることには変わりないが、やはり、禁止帯域やPWM指令の飽和は避けることができている。 In the case of FIG. 33(b) as well, the switching period of the one-phase modulation is extended to 2.5 cycles of the triangular wave carrier signal, and the width of the prohibited band is widened. and saturation of the PWM command can be avoided.
図32(b)との違いは、二相変調を適用した零相変調後のPWM指令(U相)Kzuの波形は、PN固定レベルから中間相に変化する不連続幅が設定したDB余裕幅ΔKdbよりも大きくなっていることである。これは、6次補正成分の振幅値V6xが負値(V6x<0)になっていることが要因であり、6次高調波を重畳した直後の零相変調後のPWM指令(U相)Kuの波形が影響していると考えられる。それでも、禁止帯域は回避できているので、狭小パルスは回避できている。 The difference from FIG. 32(b) is that the waveform of the PWM command (U-phase) Kzu after zero-phase modulation to which two-phase modulation is applied is the DB margin width set by the discontinuity width that changes from the PN fixed level to the intermediate phase. It is larger than ΔKdb. This is because the amplitude value V6x of the sixth-order correction component is a negative value (V6x<0). It is considered that the waveform of Nevertheless, since the forbidden band can be avoided, narrow pulses can be avoided.
図33(c)では電圧指令がVcmd=1.01p.u.つまり「V6x=0.01>0」に戻るので、二相変調を適用した零相変調後のPWM指令(U相)Kzu波形の不連続幅は図33(a)と同程度のDB余裕幅ΔKdbに戻っている。 In FIG. 33(c), the voltage command is Vcmd=1.01p. u. In other words, since it returns to "V6x=0.01>0", the discontinuous width of the PWM command (U-phase) Kzu waveform after zero-phase modulation to which two-phase modulation is applied is about the same DB margin width as in FIG. It has returned to ΔKdb.
ここには記載していないが、電圧指令をさらに約1.06×VBまで拡大すると、一相変調の挿入期間がほぼ120deg期間に拡大しほぼ台形変調のようになる。 Although not described here, if the voltage command is further expanded to about 1.06×VB, the insertion period of one-phase modulation is expanded to approximately 120 deg period, which is almost trapezoidal modulation.
図32と図33の結果より、本実施形態6を適用すれば、2種類の過変調方式とも、最小パルス幅は確保しながら電圧指令に相当するPWM波形を出力できており、さらに(VC<VB)の空白期間でも、波形歪は大きくなるが同様に最小パルス幅を確保したPWM波形を生成できる。 From the results of FIGS. 32 and 33, by applying the sixth embodiment, both of the two types of overmodulation methods can output a PWM waveform corresponding to the voltage command while ensuring the minimum pulse width. VB), the waveform distortion increases, but a PWM waveform with a minimum pulse width can be generated.
(効果)
電圧余裕を含んだDB飽和電圧VDBに対して過変調を適用する領域では、実施形態3、実施形態4および実施形態5の過変調方式を流用するので、(a)から(h)の効果が得られる。
(effect)
In the region where overmodulation is applied to the DB saturation voltage VDB including the voltage margin, the overmodulation schemes of
さらに、実施形態1の過変調方式を組み合わせたことにより、出力電圧を飽和電圧VBの約1.06倍まで拡大することができる。
Furthermore, by combining the overmodulation method of
2種類の過変調方式を切り替える場合にも、6次高調波成分の連続性を考慮した特性に変更し、さらにセクタ切替タイミングにも位相による制約を追加したことにより、切替時の負荷電流の歪を抑制でき、電圧の時間積分である磁束成分にオフセットが生じることも抑制できる。 Even when switching between two types of overmodulation, the characteristics were changed to take into consideration the continuity of the 6th-order harmonic component, and phase restrictions were added to the sector switching timing, thereby reducing load current distortion during switching. can be suppressed, and the occurrence of an offset in the magnetic flux component, which is the time integral of the voltage, can also be suppressed.
さらに、切替時にヒステリシス特性も組み込める構成となっているので、チャタリング対策も適用できる。 Furthermore, since it is configured to incorporate hysteresis characteristics at the time of switching, chattering countermeasures can also be applied.
以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。 Although the present invention has been described in detail only with respect to the specific examples described above, it is obvious to those skilled in the art that various modifications and modifications are possible within the scope of the technical idea of the present invention. Such variations and modifications are, of course, covered by the claims.
なお、図1のKx6をVx6、ΔK0をΔV0とすると、(11)式は(26)式と表すこともできる。 If Kx6 in FIG. 1 is Vx6 and ΔK0 is ΔV0, equation (11) can also be expressed as equation (26).
また、図1のKy6をVy6、ΔK0をΔV0とすると、(12)式は(27)式と表すこともできる。 If Ky6 in FIG. 1 is Vy6 and ΔK0 is ΔV0, the equation (12) can also be expressed as the equation (27).
同様に、(15)式は(28)式と表すこともできる。 Similarly, equation (15) can also be expressed as equation (28).
また、位相指令θvの時の補正後電圧指令Vx(θv)、Vy(θv)は、(9)式、(10)式、(14)式から(29)式と表すこともできる。 Further, the corrected voltage commands Vx(θv) and Vy(θv) at the time of the phase command θv can also be expressed by equations (9), (10), and (14) to (29).
また、実施形態2の図9では、ΔV0はVcmd-VDBとなるため、Vx6は以下の(31)式となる。 In addition, in FIG. 9 of the second embodiment, ΔV0 is Vcmd−VDB, so Vx6 is given by the following equation (31).
また、実施形態2のVy6は(18)式から以下の(32)式となる。 Further, Vy6 in the second embodiment is obtained from the equation (18) to the following equation (32).
また、実施形態2のVy6は以下の(33)式で算出してもよい。 Also, Vy6 in the second embodiment may be calculated by the following equation (33).
1…回転座標変換部
2…積分部
3…二相三相変換部
4…除算器
7…キャリア信号出力部
8…比較器
9…短絡防止期間生成部
10…飽和関数部
11…減算器
12…6次係数部
13…乗算器
14…乗算器
15…乗算器
16…加算器
17…6次補正(1)部
100…6次高調波補正部
200…零相変調ブロック
DESCRIPTION OF
Claims (6)
電圧指令と位相指令を入力し、(26)式と(27)式(または(28)式)によって6次補正成分の振幅値を求め、(29)式によって補正後電圧指令を求め、前記補正後電圧指令を出力する6次高調波補正部を備え、
前記補正後電圧指令に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする電圧型インバータの制御装置。
Vdc:直流電圧
Vx6,Vy6:6次補正成分の振幅値
Vcmd:電圧指令
ΔV0:過変調成分
min:()内の要素から最小値を選択する関数
Vx,Vy:補正後電圧指令
θv:位相指令 A control device for a voltage-fed inverter having switching elements connected in a three-phase full-bridge connection and converting a DC voltage into a three-phase AC voltage,
A voltage command and a phase command are input, the amplitude value of the 6th-order correction component is obtained by equations (26) and (27) (or equation (28)), the corrected voltage command is obtained by equation (29), and the correction is performed. Equipped with a sixth harmonic correction unit that outputs a post-voltage command,
A control device for a voltage-type inverter, wherein a gate signal for the switching element is generated based on the corrected voltage command.
(30)式によってDB飽和電圧を定め、
電圧指令と位相指令を入力し、(31)式、(32)式(または(33)式)によって6次補正成分の振幅値を求め、(29)式によって補正後電圧指令を求め、前記補正後電圧指令を出力する6次高調波補正部を備え、
前記補正後電圧指令に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする電圧型インバータの制御装置。
Vdc:直流電圧
Kv6:補正係数
VDB:DB飽和電圧
ΔVdb:DB電圧余裕幅
Vx6,Vy6:6次補正成分の振幅値
Vcmd:電圧指令
ΔV0:過変調成分
min:()内の要素から最小値を選択する関数
Vx,Vy:補正後電圧指令
θv:位相指令 A control device for a voltage-fed inverter having switching elements connected in a three-phase full-bridge connection and converting a DC voltage into a three-phase AC voltage,
(30) defines the DB saturation voltage by the formula,
A voltage command and a phase command are input, the amplitude value of the 6th-order correction component is obtained by equations (31) and (32) (or equation (33)), the corrected voltage command is obtained by equation (29), and the correction is performed. Equipped with a sixth harmonic correction unit that outputs a post-voltage command,
A control device for a voltage-type inverter, wherein a gate signal for the switching element is generated based on the corrected voltage command.
前記零相変調・セクタ切替部は、二相変調PWM指令、および、三相変調PWM指令、および、一相変調PWM指令を生成し、位相指令に位相進み量を加算した予測位相による二相変調のセクタ切替時以外は前記二相変調PWM指令を主成分とし、前記予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できる場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記三相変調PWM指令を前記主成分とし、前記予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できない場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記一相変調PWM指令を前記主成分とし、前記主成分に前記一相変調PWM指令を適用したことにより生ずる電圧の誤差成分に基づいて、セクタ切替区間の直後の区間に適用する補正量を生成し、前記主成分と前記補正量に基づいて零相変調後のPWM指令を生成し、
前記零相変調後のPWM指令と三角波キャリア信号との比較に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする請求項2記載の電圧型インバータの制御装置。 Equipped with a zero-phase modulation/sector switching unit,
The zero-phase modulation/sector switching unit generates a two-phase modulation PWM command, a three-phase modulation PWM command, and a one-phase modulation PWM command, and performs two-phase modulation using a predicted phase obtained by adding a phase advance amount to the phase command. Except when switching sectors, the two-phase modulation PWM command is the main component, and when switching the two-phase modulation sector by the predicted phase and when the minimum pulse width can be secured by three-phase modulation, at least half of the triangular wave carrier signal The three-phase modulation PWM command is used as the main component for the period, and when switching the sector of the two-phase modulation by the predicted phase and when the minimum pulse width cannot be secured by the three-phase modulation, at least half the period of the triangular wave carrier signal The one-phase modulation PWM command is used as the main component, and the correction amount to be applied to the section immediately after the sector switching section is determined based on the voltage error component generated by applying the one-phase modulation PWM command to the main component. generating a PWM command after zero-phase modulation based on the principal component and the correction amount;
3. A control device for a voltage-type inverter according to claim 2, wherein a gate signal for said switching element is generated based on a comparison between said PWM command after said zero phase modulation and said triangular wave carrier signal.
前記6次高調波補正部は、(29)式のθvに、位相指令に位相進み量を加算した予測位相を入力して補正後予測電圧指令を求め、
前記零相変調・セクタ切替部は、前記補正後予測電圧指令に基づいて生成した零相変調前の予測PWM指令を入力し、前記零相変調前の予測PWM指令に基づいて、二相変調PWM指令、および、三相変調PWM指令、および、一相変調PWM指令を生成し、前記予測位相に位相進み量を加算した2サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時以外は前記二相変調PWM指令を主成分とし、前記2サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できる場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記三相変調PWM指令を前記主成分とし、前記2サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できない場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記一相変調PWM指令を前記主成分とし、前記主成分に前記一相変調PWM指令を適用したことにより生ずる電圧の誤差成分に基づいて、セクタ切替期間の直前のサンプル期間に適用する予測補正量、および、セクタ切替期間の直後のサンプル期間に適用する遅延補正量を生成し、前記主成分と前記予測補正量および前記遅延補正量に基づいて零相変調後のPWM指令を生成し、
前記零相変調後のPWM指令と三角波キャリア信号との比較に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする請求項2記載の電圧型インバータの制御装置。 Equipped with a zero-phase modulation/sector switching unit,
The sixth harmonic correction unit obtains a predicted voltage command after correction by inputting a predicted phase obtained by adding a phase advance amount to the phase command to θv of equation (29),
The zero-phase modulation/sector switching unit receives a predicted PWM command before zero-phase modulation generated based on the corrected predicted voltage command, and performs two-phase modulation PWM based on the predicted PWM command before zero-phase modulation. A command, a three-phase modulation PWM command, and a one-phase modulation PWM command are generated, and the two-phase modulation is performed according to the predicted phase two cycles ahead by adding the phase advance amount to the predicted phase, except when switching the sector of the two-phase modulation. When the modulation PWM command is the main component, and when the two-phase modulation sector is switched according to the predicted phase two cycles ahead, and when the minimum pulse width can be secured in the three-phase modulation, the three-phase modulation is performed for at least half the cycle of the triangular wave carrier signal. With the phase modulation PWM command as the main component, at least half the cycle of the triangular wave carrier signal when the two-phase modulation sector is switched by the predicted phase two cycles ahead and the minimum pulse width cannot be secured in the three-phase modulation. Using the one-phase modulation PWM command as the main component, and based on a voltage error component generated by applying the one-phase modulation PWM command to the main component, a predicted correction amount to be applied to the sample period immediately before the sector switching period. and generating a delay correction amount to be applied in a sample period immediately after the sector switching period, and generating a PWM command after zero-phase modulation based on the principal component, the predicted correction amount, and the delay correction amount,
3. A control device for a voltage-type inverter according to claim 2, wherein a gate signal for said switching element is generated based on a comparison between said PWM command after said zero-phase modulation and said triangular wave carrier signal.
前記6次高調波補正部は、(29)式のθvに位相指令を入力して前記補正後電圧指令を求め、(29)式のθvに、位相指令に位相進み量を加算した予測位相を入力して補正後予測電圧指令を求め、
前記零相変調・セクタ切替部は、前記補正後電圧指令に基づいて生成した零相変調前のPWM指令と前記補正後予測電圧指令に基づいて生成した零相変調前の予測PWM指令をそれぞれ入力し、前記零相変調前のPWM指令に基づいて二相変調PWM指令、および、第1三相変調PWM指令、および、第1一相変調PWM指令を生成し、前記零相変調前の予測PWM指令に基づいて第2三相変調PWM指令、および、第2一相変調PWM指令を生成し、前記予測位相に位相進み量を加算した2サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時以外は前記二相変調PWM指令を主成分とし、前記2サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できる場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記第1三相変調PWM指令を前記主成分とし、前記2サイクル先の予測位相による二相変調のセクタ切替時、かつ、三相変調で最小パルス幅を確保できない場合は、少なくとも三角波キャリア信号の半周期分だけ前記第1一相変調PWM指令を前記主成分とし、前記主成分に前記第1一相変調PWM指令を適用したことにより生ずる電圧の誤差成分に基づいて、前記第2三相変調PWM指令と前記第2一相変調PWM指令から算出されたセクタ切替期間の直前のサンプル期間に適用する予測補正量、および、前記第1三相変調PWM指令と前記第1一相変調PWM指令から算出されたセクタ切替期間の直後のサンプル期間に適用する遅延補正量を生成し、前記主成分と前記予測補正量および前記遅延補正量に基づいて零相変調後のPWM指令を生成し、
前記零相変調後のPWM指令と三角波キャリア信号との比較に基づいて、前記スイッチング素子のゲート信号を生成することを特徴とする請求項2記載の電圧型インバータの制御装置。 Equipped with a zero-phase modulation/sector switching unit,
The sixth harmonic correction unit obtains the post-correction voltage command by inputting the phase command to θv of equation (29), and calculates the predicted phase obtained by adding the phase advance amount to the phase command to θv of equation (29). Input to find the predicted voltage command after correction,
The zero-phase modulation/sector switching unit inputs a PWM command before zero-phase modulation generated based on the corrected voltage command and a predicted PWM command before zero-phase modulation generated based on the predicted voltage command after correction. and generating a two-phase modulation PWM command, a first three-phase modulation PWM command, and a first one-phase modulation PWM command based on the PWM command before zero-phase modulation, and generating a predicted PWM command before zero-phase modulation A second three-phase modulation PWM command and a second one-phase modulation PWM command are generated based on the command, and two-phase modulation sector switching is performed according to the predicted phase two cycles ahead by adding the phase advance amount to the predicted phase. is the main component of the two-phase modulation PWM command, and when the two-phase modulation sector is switched by the predicted phase two cycles ahead, and when the minimum pulse width can be secured in three-phase modulation, at least half the cycle of the triangular wave carrier signal with the first three-phase modulation PWM command as the main component, and when the two-phase modulation sector is switched by the predicted phase two cycles ahead, and when the minimum pulse width cannot be secured in the three-phase modulation, at least the triangular wave carrier Using the first single-phase modulation PWM command as the main component for half the signal period, and applying the first single-phase modulation PWM command to the main component, based on the error component of the voltage, the second third A predicted correction amount to be applied to the sample period immediately before the sector switching period calculated from the phase modulation PWM command and the second one-phase modulation PWM command, and the first three-phase modulation PWM command and the first one-phase modulation PWM command. generating a delay correction amount to be applied in a sample period immediately after the sector switching period calculated from the command, generating a PWM command after zero-phase modulation based on the principal component, the predicted correction amount, and the delay correction amount;
3. A control device for a voltage-type inverter according to claim 2, wherein a gate signal for said switching element is generated based on a comparison between said PWM command after said zero phase modulation and said triangular wave carrier signal.
前記6次高調波補正部は、(24)式と(25)式と(29)式によって、前記補正後電圧指令を設定し、
前記判定位相幅と位相指令と前記予測位相に基づいて、一相変調の挿入期間を設定して、その挿入期間は強制的に一相変調を選択することを特徴とする請求項3~5のうち何れかに記載の電圧型インバータの制御装置。
VMAX:OVM領域上限電圧 when the voltage command exceeds the saturation voltage, setting a determination phase width based on the exceeding voltage component;
The sixth harmonic correction unit sets the post-correction voltage command according to formulas (24), (25), and (29),
An insertion period of one-phase modulation is set based on the determined phase width, the phase command, and the predicted phase, and one-phase modulation is forcibly selected during the insertion period. A control device for a voltage-type inverter according to any one of the above.
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- 2022-02-24 JP JP2022026369A patent/JP7283598B1/en active Active
-
2023
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Patent Citations (3)
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JP2021069187A (en) | 2019-10-23 | 2021-04-30 | ダイキン工業株式会社 | Power conversion device |
JP2021141629A (en) | 2020-03-02 | 2021-09-16 | 三菱電機株式会社 | Control apparatus for ac rotary electric machine |
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