JP7267162B2 - DC power supply circuit - Google Patents
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Description
本発明は、直流電源回路に関する。 The present invention relates to a DC power supply circuit.
例えば、プラズマ発生回路では、高電圧の直流電圧を発生させるため、高電圧の直流電源回路が用いられる。このような直流電源回路は、一例として、直流電圧をインバータや変圧器により所定の電圧値の交流に変換した後、更に整流回路により整流することで所望の電圧値の直流電圧に変換する構成を有している。 For example, a plasma generation circuit uses a high-voltage DC power supply circuit to generate a high-voltage DC voltage. As an example, such a DC power supply circuit has a configuration in which a DC voltage is converted into AC of a predetermined voltage value by an inverter or a transformer, and then further rectified by a rectifier circuit to be converted into a DC voltage of a desired voltage value. have.
このような直流電源回路に含まれる整流回路においては、整流回路を流れる電流を検出するための電流センサが含まれることがある。負荷短絡が起こった際に、短絡電流によって電流センサやダイオードが破損したり、更には、電流センサ破損の2次被害として1次側回路の破損が引き起こされたりする場合がある。 A rectifier circuit included in such a DC power supply circuit may include a current sensor for detecting a current flowing through the rectifier circuit. When a load short-circuit occurs, the short-circuit current may damage the current sensor or diode, and further damage the primary side circuit as secondary damage to the damage of the current sensor.
本発明は、負荷短絡が生じた場合においても、短絡電流によって電流センサやダイオードが破損することを防止することが出来る直流電源回路を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a DC power supply circuit that can prevent damage to a current sensor and diodes due to a short-circuit current even when a load short-circuit occurs.
上記の課題を解決するため、本発明に係る直流電源回路は、出力端子から直流電圧を出力する直流電源回路であって、直流の入力電圧を第1交流電圧に変換するインバータ回路と、前記第1交流電圧を第2交流電圧に変換する変圧器と、前記第2交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路の出力端子に接続される短絡電流抑制手段と、前記短絡電流抑制手段に接続される電流センサと、前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したか否かを判定する判定回路と、前記判定回路が前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したと判定した場合に、前記出力端子からの出力を停止させるか、前記出力端子からの出力を低下させるように制御する制御回路とを備えることを特徴とする。 In order to solve the above problems, a DC power supply circuit according to the present invention is a DC power supply circuit that outputs a DC voltage from an output terminal, comprising an inverter circuit that converts a DC input voltage into a first AC voltage; a transformer that converts one AC voltage into a second AC voltage; a rectifier circuit that rectifies the second AC voltage and converts it into a DC voltage; short-circuit current suppressing means connected to an output terminal of the rectifier circuit; a current sensor connected to short-circuit current suppressing means; a determination circuit for determining whether or not a detection output of the current sensor exceeds a predetermined threshold; and a control circuit that controls to stop the output from the output terminal or to reduce the output from the output terminal when it is determined that the threshold is exceeded.
本発明によれば、短絡電流によって電流センサやダイオードが破損することを防止することが出来る直流電源回路を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a DC power supply circuit that can prevent the current sensor and diode from being damaged by a short-circuit current.
以下、添付図面を参照して本実施形態について説明する。添付図面では、機能的に同じ要素は同じ番号で表示される場合もある。なお、添付図面は本開示の原理に則った実施形態と実装例を示しているが、これらは本開示の理解のためのものであり、決して本開示を限定的に解釈するために用いられるものではない。本明細書の記述は典型的な例示に過ぎず、本開示の特許請求の範囲又は適用例を如何なる意味においても限定するものではない。 Hereinafter, this embodiment will be described with reference to the accompanying drawings. In the accompanying drawings, functionally identical elements may be labeled with the same numbers. It should be noted that although the attached drawings show embodiments and implementation examples in accordance with the principles of the present disclosure, they are for the purpose of understanding the present disclosure and are in no way used to interpret the present disclosure in a restrictive manner. isn't it. The description herein is merely exemplary and is not intended to limit the scope or application of this disclosure in any way.
本実施形態では、当業者が本開示を実施するのに十分詳細にその説明がなされているが、他の実装・形態も可能で、本開示の技術的思想の範囲と精神を逸脱することなく構成・構造の変更や多様な要素の置き換えが可能であることを理解する必要がある。従って、以降の記述をこれに限定して解釈してはならない。 Although the present embodiments are described in sufficient detail to enable those skilled in the art to practice the present disclosure, other implementations and configurations are possible without departing from the scope and spirit of the present disclosure. It is necessary to understand that it is possible to change the composition/structure and replace various elements. Therefore, the following description should not be construed as being limited to this.
[第1の実施の形態]
図1を参照して、本発明の第1の実施の形態に係る直流電源回路1を説明する。この直流電源回路1は、インバータ回路10、変圧器20、整流回路30、電流センサ40、及びローパスフィルタ回路50を備えている。
[First embodiment]
A DC power supply circuit 1 according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. This DC power supply circuit 1 includes an
インバータ回路10は、2つのアーム回路11、12を並列接続した構成を有し、直流の入力電圧を交流電圧に変換する機能を有する。アーム回路11は、半導体スイッチング素子Q1、Q2を直列接続した構造を有し、アーム回路12は、半導体スイッチング素子Q3、Q4を直列接続した構造を有している。
The
半導体スイッチング素子Q1~Q4は、一例として、それぞれトランジスタとダイオードを逆並列接続してなる素子である。なお、ダイオードは、物理的に独立したダイオードでもよいし、半導体スイッチング素子Q1~Q4のボディダイオードでもよく、インバータ回路10に応じて適宜設計される。半導体スイッチング素子Q1~Q4のゲートにはゲート信号VQ1~VQ4が印加され、これにより半導体スイッチング素子Q1~Q4は導通状態と非導通状態との間で切り替えられる。ゲート信号VQ2はゲート信号VQ1の反転信号であり、これにより、半導体スイッチング素子Q1及びQ2はどちらか一方のみが交互に導通し、同時に導通状態とはならないように制御される。同様に、ゲート信号VQ4はゲート信号VQ3の反転信号であり、これにより、半導体スイッチング素子Q3及びQ4はどちらか一方のみが交互に導通し、同時に導通状態にはならないように制御される。
The semiconductor switching elements Q1 to Q4 are, for example, elements each formed by connecting a transistor and a diode in antiparallel. The diodes may be physically independent diodes or body diodes of the semiconductor switching elements Q1 to Q4, and are appropriately designed according to the
変圧器20は、インダクタL1、L2、1次コイルL3、2次コイルL4を備えている。インダクタL1は、インバータ回路10の出力ノードO1と1次コイルL3との間に接続され、インダクタL2は一次コイルL3と並列に接続される。変圧器20は、1次コイルL3と2次コイルL4の巻線比に従った変圧比で入力電圧を変圧して出力電圧を出力する。
The
整流回路30としては、一例としては、図1に示すコッククロフトウォルトン回路を採用することができる。コッククロフトウォルトン回路は、交流電圧を入力し、段数に応じた高圧の直流電圧を生成する回路である。
As an example of the
この図1の例のコッククロフトウォルトン回路は、4段の電圧増幅回路を有しているので、変圧器20からの入力電圧のピーク値の4倍の値を有する直流電圧を出力端子O3から出力することができる。そのため、出力端子O3を接地することで、出力端子O4を負極の出力端子として機能させて、出力端子O4から負の直流電圧を出力することができる。すなわち、出力端子O3と出力端子O4とを直流電源回路1の出力端子として、負荷に負の直流電圧を供給することができる。
Since the Cockcroft-Walton circuit of the example of FIG. 1 has a four-stage voltage amplifier circuit, a DC voltage having a value four times the peak value of the input voltage from the
なお、コッククロフトウォルトン回路は、高電圧を生成するのに適した回路であり、電圧増幅回路の段数を調整することによって、負荷の特性に応じた高電圧を生成することができる。もちろん、図1のように、負の直流電圧を出力するだけでなく、コッククロフトウォルトン回路の構成を変更することによって、出力端子O3から正の直流電圧を出力することも可能である。この場合、出力端子O4を接地することになる。そのため、コッククロフトウォルトン回路は、例えば-数kV~+数kV程度の範囲で任意の直流電圧を出力することができる。なお、-十数kV~+十数kV程度の範囲の直流電圧を出力する場合もあるので、用途に応じて回路設計がされる。 Note that the Cockcroft-Walton circuit is a circuit suitable for generating a high voltage, and by adjusting the number of stages of the voltage amplifier circuit, it is possible to generate a high voltage according to the characteristics of the load. Of course, as shown in FIG. 1, it is possible not only to output a negative DC voltage, but also to output a positive DC voltage from the output terminal O3 by changing the configuration of the Cockcroft-Walton circuit. In this case, the output terminal O4 is grounded. Therefore, the Cockcroft-Walton circuit can output any DC voltage in the range of -several kV to +several kV, for example. In some cases, a DC voltage in the range of -10 kV to +10 kV is output, so the circuit is designed according to the application.
この整流回路30としてのコッククロフトウォルトン回路は、4段の電圧増幅回路のうちの例えば1段目の出力端子N1と出力端子O4との間に、電流センサ40を備えている。電流センサ40は、整流回路30に流れる電流を検出する。電流センサ40の検出出力は、判定回路200において閾値電流Ithと比較され、その比較結果がインバータ回路10の制御回路300にフィードバックされる。これにより、直流電源回路1の出力電圧が調整される。
The Cockcroft-Walton circuit as the
判定回路200において、電流センサ40の検出出力(検出電流)が閾値電流Ithよりも大きいと判定された場合、制御回路300は、インバータ回路10の出力を停止させるか、又は、インバータ回路10の出力を低下させるように半導体スイッチング素子Q1~Q4のスイッチングを制御する。なお、図1では省略しているが、直流電源回路1の出力電圧(図1の場合は、出力端子O3と出力端子O4との間の電圧)を検出する電圧センサを設けて、この電圧センサによって検出した検出電圧が設定電圧になるように、制御回路300は、半導体スイッチング素子Q1~Q4のスイッチングを制御してもよい。このように構成した場合、判定回路200において、電流センサ40の検出出力(検出電流)が閾値電流Ithよりも大きいと判定された場合、制御回路300は、インバータ回路10の出力を停止させるか、又は、インバータ回路10の出力を低下させるように半導体スイッチング素子Q1~Q4のスイッチングを制御する。一方、判定回路200において、電流センサ40の検出出力(検出電流)が閾値電流Ith以下と判定された場合、電圧センサによって検出した検出電圧が設定電圧になるように、制御回路300は、半導体スイッチング素子Q1~Q4のスイッチングを制御する。
When the
また、この電流センサ40には、ローパスフィルタ回路50が接続されている。ローパスフィルタ回路50は、一例としてインダクタL21及びコンデンサC21によって構成される。インダクタL21を出力端子N1と出力端子O4との間に接続し、コンデンサC21を出力端子O3と出力端子O4との間、すなわち負荷と並列に接続する。これにより、インダクタL21とコンデンサC21がローパスフィルタとして機能する。後述するように、インダクタL21は、短絡電流の急激な増加を抑制する効果があるが、それ以外に、コンデンサC21と共にフィルタとして機能し、リップルを抑制する効果を有する。なお、図1では、出力端子N1から見て、インダクタL21→電流センサ40→出力端子O4の順番に接続されているが、インダクタL21と電流センサ40の接続順番を逆にしてもよい。
A low-
出力端子O3とO4の間に一定値以上の抵抗値を有する負荷が接続される場合、この電流センサ40で検出される電流は通常、基準値未満となる。しかし、負荷短絡が生じる場合において、電流センサ40に流れる短絡電流が基準値を超えることがあり得る。
When a load having a resistance value equal to or greater than a certain value is connected between the output terminals O3 and O4, the current detected by the
ここで、ローパスフィルタ回路50が無く、電流センサ40が出力端子N1に直接接続される場合を考える。すなわち、出力端子N1と出力端子O4との間には、電流センサ40のみが接続されている場合を考える。この場合、電流センサ40には基準値を超える短絡電流が流れることがあり得る。例えば、整流回路30が図1に示すコッククロフトウォルトン回路である場合、コッククロフトウォルトン回路は、キャパシタとダイオードのみが含まれているため、コッククロフトウォルトン回路の内部の構成にて短絡電流を抑制することは困難である。すなわち、図1のコッククロフトウォルトン回路では、例えば、第1短絡電流経路として、コンデンサC12、C14、及び電流センサ40を含む短絡電流経路が形成され、第2短絡電流経路として、電流センサ40、ダイオードD11~D14、コンデンサC11、及び2次コイルL4を含む短絡電流経路が形成される。また、第3短絡電流経路として、コンデンサC11、コンデンサC13を含む短絡電流経路が形成される。
Here, consider the case where the low-
もう少し具体的に説明すると、負荷短絡後の初期段階では、コンデンサC12~C14のうち、コンデンサC12及びC14が先に放電を開始するので第1短絡電流経路に沿って短絡電流が流れる。そして、コンデンサC12及びC14の放電によって、ダイオードD11~D14が導通できる電圧までダイオード両端の電圧が低下すると、第2短絡電流経路にも短絡電流が流れる。そうなると、コンデンサC11及びC13も放電を開始するので、第3短絡電流経路にも短絡電流が流れる。そのため、第1短絡電流経路、第2短絡電流経路、第3短絡電流経路の順番で短絡電流が流れ得る。このように短絡電流が流れると電流センサ40の破壊を引き起こし得る。特に、出力端子O3と出力端子O4間の電位差が大きいと、過大な短絡電流が流れるので、電流センサ40が破損し易い。
More specifically, in the initial stage after the load short-circuit, among the capacitors C12 to C14, the capacitors C12 and C14 start discharging first, so the short-circuit current flows along the first short-circuit current path. When the discharge of the capacitors C12 and C14 causes the voltage across the diodes to drop to a voltage at which the diodes D11 to D14 can conduct, a short-circuit current also flows through the second short-circuit current path. Then, the capacitors C11 and C13 also start discharging, so that the short-circuit current also flows through the third short-circuit current path. Therefore, the short-circuit current can flow in the order of the first short-circuit current path, the second short-circuit current path, and the third short-circuit current path. Such a short-circuit current may cause destruction of the
このような短絡電流を抑制するため、第1の実施の形態の直流電源回路1は、電流センサ40と直列にローパスフィルタ回路50を接続している。このローパスフィルタ回路50によれば、負荷短絡が生じた場合においても、ローパスフィルタ回路50に含まれるインダクタL21の作用により、短絡電流の急激な増加を抑制することができ、短絡電流によって電流センサやダイオードが破損することを防止することが出来る。そのため、インダクタL21は、短絡電流抑制手段として機能する。
In order to suppress such a short-circuit current, the DC power supply circuit 1 of the first embodiment connects the low-
インダクタL21の両端電圧をVL、インダクタL21の磁路長をLとした場合、短絡電流の傾きdi/dtは、di/dt=VL/Lと表すことができる。すなわち、短絡電流は、磁路長Lの大きさに従う一定の傾きで上昇するため、短絡電流の急激な増加を抑制することができる。 If the voltage across the inductor L21 is VL and the magnetic path length of the inductor L21 is L, the slope di/dt of the short-circuit current can be expressed as di/dt=VL/L. That is, since the short-circuit current rises with a constant slope according to the magnetic path length L, a rapid increase in the short-circuit current can be suppressed.
なお、短絡電流が所定値以上に増加した場合に、インダクタL21が飽和し、これにより短絡電流の増加を抑制することができなくなることが生じ得る。これを防止するため、短絡電流Isが流れたときにインダクタL21に発生する磁束密度Bが、飽和磁束密度Bm以下となるよう、インダクタL21を設計することが好適である。 It should be noted that when the short-circuit current increases to a predetermined value or more, the inductor L21 may be saturated, thereby making it impossible to suppress the increase in the short-circuit current. In order to prevent this, it is preferable to design the inductor L21 so that the magnetic flux density B generated in the inductor L21 when the short-circuit current Is flows is equal to or lower than the saturation magnetic flux density Bm.
例えば、インダクタL21の巻線数をN、インダクタL21の磁路長をLとした場合において、短絡電流Isが流れたときに発生する磁束密度Bは以下の式で表すことができ、この磁束密度Bが飽和磁束密度Bmを超えないことが求められる。
B=μH=μN・Is/L(A/m)
For example, when the number of turns of the inductor L21 is N and the magnetic path length of the inductor L21 is L, the magnetic flux density B generated when the short-circuit current Is flows can be expressed by the following equation. It is required that B does not exceed the saturation magnetic flux density Bm.
B=μH=μN・Is/L (A/m)
なお、インダクタL21のコア材(フェライトコア、ダストコア、その他)に所定のエアギャップを与えるか、又は空芯構造とすることにより、より大きな短絡電流Isが生じた場合においても飽和が生じにくいインダクタとすることが可能である。 By giving a predetermined air gap to the core material (ferrite core, dust core, etc.) of the inductor L21 or by adopting an air-core structure, the inductor is less likely to be saturated even when a large short-circuit current Is occurs. It is possible to
なお、短絡電流Isのピーク値Ismaxは、所定値以上の短絡電流Isが電流センサ40で検出されてから、この検出結果に従ってインバータ回路10において出力電圧が制限され、これにより短絡電流Isが減少に転じるまでの時間によって変化する。このピーク値Ismaxを求め、短絡電流Isがピーク値Ismaxに達した場合であってもインダクタL21が飽和しないよう、巻線数Nや磁路長L等を設定することが好ましい。また、ピーク値Ismaxが、電流センサ40の定格電流や、ダイオードの破壊耐量等を超えないよう、制御回路を設計することが好ましい。
Note that the peak value Ismax of the short-circuit current Is is determined by limiting the output voltage of the
[第2の実施の形態]
次に、図2を参照して、本発明の第2の実施の形態に係る直流電源回路1を説明する。この第2の実施の形態の直流電源回路1は、第1の実施の形態と同様に、インバータ回路10、変圧器20、整流回路30、電流センサ40、及びローパスフィルタ回路50を備えている。インバータ回路10、及び変圧器20の構成は第1の実施の形態と同一である。
なお、図2では、ローパスフィルタ回路50が、インダクタL21’及びコンデンサC21’によって構成されている。そのため、インダクタL21’は、短絡電流抑制手段として機能する。
[Second embodiment]
Next, a DC power supply circuit 1 according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. A DC power supply circuit 1 of the second embodiment includes an
In addition, in FIG. 2, the low-
ただし、整流回路30は、第1の実施の形態とは異なり、倍電圧整流回路により構成されている。倍電圧整流回路は、図2に示す如く、ダイオードD31、D32の直列回路と、これに並列に接続されるコンデンサC31及びC32を備えている。変圧器20の出力端子は、2つのダイオードD31及びD32の接続ノードN11と、コンデンサC31及びC32の接続ノードN12に接続されている。
However, unlike the first embodiment, the
倍電圧整流回路は、この構成を有することにより、変圧器20が出力する交流電圧のピーク値の2倍の直流電圧を出力することができる。その他の構成は第1の実施の形態と同一である。この第2の実施の形態の構成においても、短絡電流がローパスフィルタ50により抑制され、これにより短絡電流によって電流センサやダイオードが破損することを防止することが出来る。
With this configuration, the voltage doubler rectifier circuit can output a DC voltage that is twice the peak value of the AC voltage output from the
[第3の実施の形態]
次に、図3を参照して、本発明の第3の実施の形態に係る直流電源回路1を説明する。この第3の実施の形態の直流電源回路1は、第1の実施の形態と同様に、インバータ回路10、変圧器20、整流回路30、電流センサ40を備えている。インバータ回路10、変圧器20、及び整流回路30の構成は第1の実施の形態と同一である。ただし、この第3の実施の形態では、ローパスフィルタ回路50に代えて、抵抗素子R21が電流センサ40と直列に接続されている。
[Third embodiment]
Next, a DC power supply circuit 1 according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. A DC power supply circuit 1 of the third embodiment includes an
この抵抗素子R21が接続されていることにより、第1の実施の形態におけるローパスフィルタ回路50と同様に、負荷短絡が生じた場合においても、抵抗素子R21での電圧降下により、短絡電流の急な増加を抑制することができ、よって短絡電流によって電流センサやダイオードが破損することを防止することが出来る。そのため、抵抗素子R21は、短絡電流抑制手段として機能する。
By connecting the resistance element R21, even when a load short circuit occurs, the voltage drop across the resistance element R21 causes a sudden short-circuit current, similar to the low-
抵抗素子R21の両端電圧をVL、抵抗素子R21の磁路長をLとした場合、短絡電流の傾きdi/dtは、di/dt=VL/Lと表すことができる。すなわち、短絡電流は、磁路長Lの大きさに従う一定の傾きで上昇するため、短絡電流の急激な増加を抑制することができる。 When the voltage across the resistance element R21 is VL and the magnetic path length of the resistance element R21 is L, the slope di/dt of the short-circuit current can be expressed as di/dt=VL/L. That is, since the short-circuit current rises with a constant slope according to the magnetic path length L, a rapid increase in the short-circuit current can be suppressed.
[第4の実施の形態]
次に、図4を参照して、本発明の第4の実施の形態に係る直流電源回路1を説明する。この第4の実施の形態の直流電源回路1は、第1の実施の形態と同様に、インバータ回路10、変圧器20、整流回路30、電流センサ40、及びローパスフィルタ回路50を備えている。インバータ回路10、変圧器20、及び整流回路30の構成は第1の実施の形態と同一である。ただし、この第4の実施の形態では、ローパスフィルタ回路50が、インダクタL21’’及びコンデンサC21’に加え、抵抗素子R21’’を備えている。電流センサ40には、インダクタL21’’だけでなく、抵抗素子R21’’も直列に接続されている。そのため、インダクタL21’’と抵抗素子R21’’とを組み合わせたものは、短絡電流抑制手段として機能する。
[Fourth embodiment]
Next, a DC power supply circuit 1 according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. A DC power supply circuit 1 of the fourth embodiment includes an
このローパスフィルタ回路50によれば、負荷短絡が生じた場合においても、ローパスフィルタ50に含まれるインダクタL21’’及び抵抗素子R21’’の作用により、短絡電流の急激な増加を抑制することができる。短絡電流が発生した場合、短絡電流は、インダクタL21’’及び抵抗素子R21’’のインピーダンスに従う一定の傾きで上昇するため、短絡電流の急激な増加を抑制することができる。
According to the low-
[第5の実施の形態]
次に、図5を参照して、本発明の第5の実施の形態に係る直流電源回路1を説明する。この第5の実施の形態の直流電源回路1は、第1の実施の形態と同様に、インバータ回路10、変圧器20、整流回路30、電流センサ40、及びローパスフィルタ回路50を備えている。インバータ回路10、変圧器20、及び整流回路30の構成は第1の実施の形態と同一である。ただし、この第5の実施の形態では、ローパスフィルタ回路50が、インダクタL21a及びコンデンサC21aに加え、抵抗素子R21aを備えている。この抵抗素子R21aは、第4の実施の形態とは異なり、出力端子O3とO4の間に接続されている。
[Fifth embodiment]
Next, a DC power supply circuit 1 according to a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. A DC power supply circuit 1 of the fifth embodiment includes an
このローパスフィルタ回路50によれば、負荷短絡が生じた場合においても、ローパスフィルタ回路50に含まれるインダクタL21aの作用により、短絡電流の急激な増加を抑制することができる。そのため、インダクタL21aは、短絡電流抑制手段として機能する。
According to the low-
[第6の実施の形態]
次に、図6を参照して、本発明の第6の実施の形態に係る直流電源回路1を説明する。図6は、第1の実施の形態との相違点である電流センサ40の電流経路に関し図示した部分回路図である。
[Sixth embodiment]
Next, a DC power supply circuit 1 according to a sixth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a partial circuit diagram illustrating the current path of the
この第6の実施の形態の直流電源回路1は、図6では図示は省略しているが、第1の実施の形態と同様に、インバータ回路10、変圧器20、整流回路30、電流センサ40、及びフィルタ回路50を備えている。インバータ回路10、変圧器20、整流回路30、ローパスフィルタ回路50の構成は第1の実施の形態と同一である。ただし、この第6の実施の形態では、電流センサ40と直列にスイッチング回路Q5が接続されている。また、スイッチング回路Q5を導通状態と非導通状態との間で切り替える制御を行うための回路として、制御回路60が設けられている。また、第1の実施の形態の制御回路300(図1参照)と類似する図略の制御回路が設けられている。この図略の制御回路は、図略の電圧センサ(出力端子O3と出力端子O4との間の電圧を検出するセンサ)によって検出した検出電圧が設定電圧になるように、半導体スイッチング素子Q1~Q4のスイッチングを制御する。しかし、第1の実施の形態の制御回路300とは異なり、判定回路200における判定結果に基づいて半導体スイッチング素子Q1~Q4のスイッチングを制御する機能は備えていない。
The DC power supply circuit 1 of the sixth embodiment is not shown in FIG. , and a
負荷短絡が生じた場合には、電流センサ40を流れる短絡電流が増加するが、ローパスフィルタ回路50の採用により、短絡電流の上昇は抑制される。ただし、短絡電流が増加し、ローパスフィルタ回路50中のインダクタL21の磁束密度Bが飽和磁束密度Bmを超えると、インダクタL21のインダクタンスが低下し、これにより短絡電流の増加が加速されることが起こり得る。
When a load short-circuit occurs, the short-circuit current flowing through the
このため、この第6の実施の形態では、電流センサ40の出力信号を判定回路200において閾値電流Ithと比較し、閾値電流Ithを超える出力信号が観測された場合に、スイッチング回路Q5を遮断する。これにより、短絡電流は遮断され、電流センサ40を保護することができる。
Therefore, in the sixth embodiment, the
本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, and includes various modifications. For example, the above-described embodiments have been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and are not necessarily limited to those having all the configurations described. Also, part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of one embodiment. Moreover, it is possible to add, delete, or replace part of the configuration of each embodiment with another configuration.
1…直流電源回路、 10…インバータ回路、 11、12…アーム回路、 20…変圧器、 30…整流回路、 40…電流センサ、 50…ローパスフィルタ回路、 60…制御回路、 200…判定回路、 300…制御回路、 C11~C14、C21、C21’、C21a、C31、C32…コンデンサ、 Q1~Q4 半導体スイッチング素子、 D11~D14、D31、D32…ダイオード。
Reference Signs List 1 DC
Claims (5)
直流の入力電圧を第1交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記第1交流電圧を第2交流電圧に変換する変圧器と、
前記第2交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と
前記整流回路の出力端子に接続される短絡電流抑制手段と、
前記短絡電流抑制手段に接続される電流センサと、
前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したか否かを判定する判定回路と、
前記判定回路が前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したと判定した場合に、前記出力端子からの出力を停止させるか、前記出力端子からの出力を低下させるように制御する制御回路と
前記電流センサと直列に接続されるスイッチング回路と
備え、
前記制御回路は、前記判定回路が前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したと判定した場合に、前記スイッチング回路を非導通状態に切り替えることによって、前記出力端子からの出力を停止させるように制御する
ことを特徴とする直流電源回路。 A DC power supply circuit that outputs a DC voltage from an output terminal,
an inverter circuit that converts a DC input voltage into a first AC voltage;
a transformer that converts the first alternating voltage to a second alternating voltage;
a rectifier circuit that rectifies the second AC voltage and converts it to a DC voltage; and short-circuit current suppressing means connected to an output terminal of the rectifier circuit;
a current sensor connected to the short-circuit current suppressing means;
a determination circuit for determining whether or not the detection output of the current sensor exceeds a predetermined threshold;
A control circuit that controls the output from the output terminal to stop or decrease the output from the output terminal when the determination circuit determines that the detection output from the current sensor exceeds a predetermined threshold. and
a switching circuit connected in series with the current sensor;
prepared,
The control circuit stops the output from the output terminal by switching the switching circuit to a non-conducting state when the determination circuit determines that the detection output of the current sensor exceeds a predetermined threshold. to control
A DC power supply circuit characterized by:
直流の入力電圧を第1交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記第1交流電圧を第2交流電圧に変換する変圧器と、
前記第2交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流回路と
前記整流回路の出力端子に接続される短絡電流抑制手段と、
前記短絡電流抑制手段に接続される電流センサと、
前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したか否かを判定する判定回路と、
前記判定回路が前記電流センサにおける検出出力が予め定めた閾値を超過したと判定した場合に、前記出力端子からの出力を停止させるか、前記出力端子からの出力を低下させるように制御する制御回路と
を備え、
前記短絡電流抑制手段は、インダクタ、抵抗素子又はインダクタと抵抗素子とを組み合わせたものであり、
前記インダクタは、エアギャップを有するコアを含むか、又は空芯構造を有する、直流電源回路。 A DC power supply circuit that outputs a DC voltage from an output terminal,
an inverter circuit that converts a DC input voltage into a first AC voltage;
a transformer that converts the first alternating voltage to a second alternating voltage;
a rectifier circuit that rectifies the second AC voltage and converts it to a DC voltage;
short-circuit current suppression means connected to the output terminal of the rectifier circuit;
a current sensor connected to the short-circuit current suppressing means;
a determination circuit for determining whether or not the detection output of the current sensor exceeds a predetermined threshold;
A control circuit that controls the output from the output terminal to stop or decrease the output from the output terminal when the determination circuit determines that the detection output from the current sensor exceeds a predetermined threshold. and
with
The short-circuit current suppressing means is an inductor, a resistive element, or a combination of an inductor and a resistive element,
The DC power supply circuit, wherein the inductor includes a core with an air gap or has an air core structure.
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