JP7253739B2 - marx circuit - Google Patents
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Description
本開示は、マルクス回路に関する。 The present disclosure relates to Marx circuits.
従来、高電圧を効率よく発生させる回路としてマルクス回路が知られている。こうしたマルクス回路において、各段のスイッチングデバイスを駆動する駆動回路の電源をマルクス回路からトランスを介して取り出す構成が提案されている(例えば、下記非特許文献1参照)。この例では、各段のスイッチングデバイスを駆動する電力を、各段の高電圧部から取得するため、多段のマルクス回路全体のグランドを基準として電力を取得する構成と比べて、回路を配置する際の離間距離を小さくでき、多段のマルクス回路全体を小型化することができる。 A Marx circuit is conventionally known as a circuit for efficiently generating a high voltage. In such a Marx circuit, a configuration has been proposed in which the power supply for a drive circuit that drives switching devices in each stage is taken out from the Marx circuit via a transformer (see, for example, Non-Patent Document 1 below). In this example, since the power to drive the switching devices in each stage is obtained from the high-voltage section of each stage, compared to the configuration in which power is obtained with reference to the ground of the entire multi-stage Marx circuit, it is easier to arrange the circuit. can be reduced, and the entire multi-stage Marx circuit can be miniaturized.
近年、マルクス回路に対する要求仕様は高くなり、特に印加する高電圧パルスの立ち上がりや立ち下がりの時間を短縮することが求められている。上記のマルクス回路でも、立ち上がりや立ち下がりの時間を短縮することが求められていた。 In recent years, the required specifications for Marx circuits have become higher, and in particular, it is required to shorten the rising and falling times of the applied high voltage pulse. Also in the Marx circuit described above, shortening the rising and falling times has been demanded.
本開示の一態様として、負荷(LD)への高電圧を出力するマルクス回路(100,100A)が提供される。このマルクス回路は、直流電源(31)と、前記直流電源と負荷との間に設けられた複数段の充放電回路(10,20,10A,20A)と、を備える。ここで、各段の前記充放電回路は、充放電を行なうコンデンサ(C1,C2)と、前記コンデンサへの充電を行なう第1電気経路(EP1)と、前記各段の前記コンデンサを直列に接続して放電させる第2電気経路(EP2)との切り替えを行なうスイッチングデバイス(SW11,SW12,SW21,SW22)と、前記充放電回路において前記第1電気経路あって、かつ第2電気経路に含まれない箇所に、一次側コイル(L11,L21)が介装されたトランス(T1,T2)と、前記トランスの二次側コイルから(L12,L22)取り出される電力により動作し、次段の前記スイッチングデバイス(SW21,SW22,SWe1,SWe2)を駆動する駆動信号を出力する制御回路(51,52,51A,52A,51B)と、を備える。更に、前記多段の充放電回路のうち、前記直流電源側に設けられた初段の充放電回路は、前記直流電源とは独立の電源を用いて、前記スイッチングデバイスを動作させることにより、前記充放電回路のコンデンサへの前記第1電気経路による充電を開始させる初動制御部(35,35A)を備え、前記開始された前記コンデンサへの充電によって、前記第1電気経路に前記一次側コイルが介装された前記トランスを介して、前記制御回路の動作電力を供給する。 One aspect of the present disclosure provides a Marx circuit (100, 100A) that outputs a high voltage to a load (LD). This Marx circuit includes a DC power supply (31) and a plurality of stages of charging/discharging circuits (10, 20, 10A, 20A) provided between the DC power supply and a load. Here, the charging/discharging circuit at each stage connects capacitors (C1, C2) for charging and discharging, a first electrical path (EP1) for charging the capacitors, and the capacitors at each stage in series. a switching device (SW11, SW12, SW21, SW22) for switching to and from a second electric path (EP2) that discharges by Transformers (T1, T2) in which primary coils (L11, L21) are interposed in places where there are no transformers (L11, L21), and the power extracted from the secondary coils (L12, L22) of the transformers operate, and the switching of the next stage is performed. and control circuits (51, 52, 51A, 52A, 51B) that output drive signals for driving the devices (SW21, SW22, SWe1, SWe2). Furthermore, among the multi-stage charging/discharging circuits, the first-stage charging/discharging circuit provided on the DC power supply side uses a power supply independent of the DC power supply to operate the switching device, whereby the charging/discharging is performed. An initial control unit (35, 35A) for starting charging of the capacitor of the circuit through the first electric path, and the primary side coil is interposed in the first electric path by the started charging of the capacitor. Operating power for the control circuit is supplied through the transformer.
このマルクス回路によれば、各段の制御回路の動作電力をトランスを用いて供給できる上、そのトランスの一次側コイルのインダクタンスが、コンデンサからの放電に対して影響しないので、放電電圧の立ち上がり時間を短縮することができる。 According to this Marx circuit, the operating power of the control circuit at each stage can be supplied using a transformer, and the inductance of the primary coil of the transformer does not affect the discharge from the capacitor, so the rise time of the discharge voltage is can be shortened.
A.第1実施形態:
(1)基本構成:
第1実施形態であるマルクス回路100の回路図および全体構成を、図1に示した。実際のマルクス回路100は、充放電回路をN段(Nは2以上の整数)重ねたものであるが、図1では、理解の便を図って2段のみを示した。このマルクス回路100は、初動制御部35を含む電源部30、多段のマルクス回路の第1段目(初段)となる第1充放電回路10、第2段目となる第2充放電回路20、第1充放電回路10から電源の供給を受けて動作する第1制御回路51、第2充放電回路20から電源の供給を受けて動作する第2制御回路52,初動制御部35および第1,第2制御回路51,52に指令信号H0,H1,H2を出力するECU40を備える。このマルクス回路100は、負荷LDにN段分の高電圧を印加する。
A. First embodiment:
(1) Basic configuration:
A circuit diagram and overall configuration of the Marx
電源部30は、マルクス回路100全体の電源である直流電源31および初動制御部35の電源であるバッテリ33を備える。なお、バッテリ33に代えて、直流電源31の出力電圧を分圧して取り出した直流電源を利用してもよい。
The
直流電源31の出力は、第1充放電回路10のスイッチング素子SW11,SW12の両端に接続されている。スイッチング素子SW11,SW12には、保護用ダイオードPD1,PD2が接続されている。これらの保護用ダイオードPD1,PD2は、スイッチング素子SW11,SW12がターンオフしたときに回路に生じる逆起電力を流して、スイッチング素子SW11,SW12を保護するものである。
The output of the
スイッチングデバイスに相当する二つの直列接続されたスイッチング素子SW11,SW12のうち、直流電源31のプラス側ライン+が接続された側には、ダイオードD11のアノードが接続されており、ダイオードD11のカソードは、トランスT1の一次側コイルL11を介して、充放電を行なうマルクスコンデンサC1に接続されている。マルクスコンデンサC1の他方の端子は、直列に接続された二つのスイッチング素子SW11,SW12の中点に接続されている。
Of the two series-connected switching elements SW11 and SW12 corresponding to switching devices, the anode of a diode D11 is connected to the side to which the positive side line + of the
更に、第1充放電回路10のマルクスコンデンサC1の両端は、次段である第2充放電回路20のスイッチングデバイスである二つの直列接続されたスイッチング素子SW21,SW22の両端に接続されている。第2充放電回路20の回路構成は、このスイッチング素子SW22からダイオードD21、トランスT2の一次側コイルL21を介してマルクスコンデンサC2の一端に接続されていること、マルクスコンデンサC2の他端が、スイッチング素子SW21,SW22の中点に接続されていることなど、第1充放電回路と同様である。
Further, both ends of the Marx capacitor C1 of the first charging/
第2充放電回路20のマルクスコンデンサC2の両端は、直列接続された二つの出力用のスイッチング素子Se1,Se2の両端に接続され、その中点と直流電源31のマイナス側ラインとの間には、負荷LDが接続されている。
Both ends of the Marx capacitor C2 of the second charging/
第1,第2充放電回路10,20のトランスT1,T2の一次側コイルL11,L21は、それぞれ第1,第2制御回路51,52に接続されている。第1制御回路51の内部構成を、図2のブロック図に示した。第2制御回路52も同一の回路構成を備えるので、以下、第1制御回路51について説明する。
The primary coils L11, L21 of the transformers T1, T2 of the first and second charge/
第1制御回路51は、トランスT1の二次側コイルL12が接続された整流回路61、整流回路61に接続された定電圧回路62、定電圧回路62により安定化された電圧の供給を受け動作するゲートドライブユニット63等を備える。整流回路61は、トランスのT1の二次側コイルL12から得られた交流を直流に全波整流する回路である。内部にコンデンサを備え、全波整流された脈流を平滑化している。
The
定電圧回路62は、整流回路61の出力をツェナーダイオードを用いた簡易な回路により定電圧とし、これをゲートドライブユニット63の動作電力として、供給する。ゲートドライブユニット63は、上位のECU40からの司令信号H1を受けて動作し、所定のタイミングで、次段の充電制御回路のスイッチング素子SW21,SW22を駆動する駆動信号G21,G22を出力する。
The constant voltage circuit 62 makes the output of the
以上、電源部30と第1充放電回路10およびこれに付設された第1制御回路51の構成および接続について説明した。第2充放電回路20およびこれに付設された第2制御回路52は、それぞれ第1充放電回路10および第1制御回路51と同様の構成を備える。実際のマルクス回路100は、多段の構成を備えるので、第i充放電回路(iは1以上N-1以下の整数)に付設された第i制御回路のゲートドライブユニット63は、第i+1充放電回路のスイッチング素子SWi+11,SWi+12を駆動するゲート信号Gi+11,Gi+12を出力する。最終段、つまりN段目の第N制御回路が出力するゲート信号GN1,GN2は、N段目の充放電回路の出力用スイッチング素子SWe1,SWe2に出力される。
The configurations and connections of the
(2)充放電回路および制御回路の動作:
図3、図4を用いて、マルクス回路100の動作について説明する。図3は、第1,第2充放電回路10,20のマルクスコンデンサC1,C2を直流電源31に並列接続して充電する場合の各スイッチングデバイスの状態を示す説明図であり、図4は、第1,第2充放電回路10,20のマルクスコンデンサC1,C2を直列に接続して、負荷LDに高電圧を印加する場合の各スイッチングデバイスの状態を示す説明図である。
(2) Operation of charge/discharge circuit and control circuit:
The operation of the Marx
マルクス回路100が起動されると、ECU40からの指令信号H0を受けて、初動制御部35は、ゲート信号G11,G12を出力し、図3に示すように、第1充放電回路10のスイッチング素子SW11をオンとして、スイッチング素子SW12をオフとすると、直流電源31の電圧は、ダイオードD11、トランスT1の一次側コイルL11を介してマルクスコンデンサC1に印加され、マルクスコンデンサC1を充電する。マルクスコンデンサC1の両端の電位差は、直流電源31の電圧となる。と同時に、ECU40からの指令信号H1を受けて、第1制御回路51は、ゲート信号G21,G22を出力し、第2充放電回路20のスイッチング素子SW21をオンとし、スイッチング素子SW22をオフとすると、第1充放電回路10と同様に、マルクスコンデンサC1の両端の電位差は、そのままマルクスコンデンサC2に印加され、マルクスコンデンサC2を充電する。第1充放電回路10においてマルクスコンデンサC1への充電が始まると、充電が行なわれる第1電気経路EP1にはトランスT1の一次側コイルL11が介装されているから、マルクスコンデンサC1への充電は過渡現象となり、マルクスコンデンサC1に電荷Qが溜まるにつれて、マルクスコンデンサC1の両端の電位差は、直流電源31の出力電圧Eに向かって漸増する。こうしてマルクスコンデンサC1の両端の電位差が大きくなると、同様に、第2充放電回路20のマルクスコンデンサC2が充電され、その両端の電位差は、最終的に、直流電源の出力電圧まで高まる。充放電回路がN段あれば、順次前段のコンデンサに電荷が溜まり、両端の電位差が大きくなると、次段のコンデンサが充電されることになる。
When the Marx
このとき、マルクスコンデンサC1を充電するための電流は、図3に示したように、トランスT1の一次側コイルL11を含む第1電気経路EP1を通るから、その電流の変化に伴って、トランスT1の二次側コイルL12には、電磁誘導により誘導電流が生じる。この電流は、整流回路61で全波整流されて脈動成分は含むものの、直流電圧として、定電圧回路62に入力される。定電圧回路62は、脈動成分を除いて、ゲートドライブユニット63が動作可能な安定な電圧を出力する。ゲートドライブユニット63は、上位のECU40からの動作司令信号H1を受けて、次段の充放電回路(ここでは、第2充放電回路20)のスイッチング素子SW21,SW22を動作させるゲート信号G21,G22を出力する。この動作は、同時に、ECU40からの指令信号H0を受けた初動制御部35でも、指令信号H2を受けた第2制御回路52でも生じるから、第1,第2充放電回路10,20は、以下に説明するように、マルクスコンデンサC1,C2に溜った電荷を放電するサイクルに移行する。
At this time, the current for charging the Marx capacitor C1 passes through the first electric path EP1 including the primary coil L11 of the transformer T1 as shown in FIG. An induced current is generated in the secondary coil L12 by electromagnetic induction. This current is full-wave rectified by the
全てのマルクスコンデンサC1,C2・・に電荷が溜まった状態で、図4に示すように、指令信号H0を受けた初動制御部35が第1充放電回路10のスイッチング素子SW11をターンオフし、スイッチング素子SW12をターンオンする。と同時に、指令信号H2を受けた第2制御回路52が、第2充放電回路20のスイッチング素子SW21をターンオフし、スイッチング素子SW22をターンオンする。各スイッチング素子を上記のように切換えると、直流電源31の出力のプラス側は、スイッチング素子SW12を介してマルクスコンデンサC1の二つの端子のうち、スイッチング素子SW12がターンオンするまで接続されていた側とは反対側に接続される。このとき、マルクスコンデンサC1のトランスT1の一次側コイルL11に接続されていた側は、それまで通り、トランスT1の一次側コイルL11を介して、ダイオードD11まで接続されているが、ダイオードD11によって導通を妨げられるから、直流電源31のプラス側出力とは接続されていない。この結果、マルクスコンデンサC1の電位は、直流電源31のマイナス側ラインからみて、直流電源31の出力の約2倍になる。
In a state where electric charges are accumulated in all the Marx capacitors C1, C2, . . . , as shown in FIG. Turn on device SW12. At the same time, the
同時に、第2充放電回路20のスイッチング素子SW21をターンオフし、スイッチング素子SW22をターンオンすると、図4に示したように、マルクスコンデンサC2の電位が更に追加されることになる。第2制御回路52により、ゲート信号G31,G32が出力されて、スイッチング素子SWe1がターンオフとされ、スイッチング素子SWe2がターンオンすると、このマルクスコンデンサC2の一端の電圧が、負荷LDに印加される。仮にN段の充放電回路が存在すれば、負荷LDに印加され電圧は、直流電源31の出力電圧のおよそ(N+1)倍となる。図4に示した各充放電回路の各コンデンサからの電流が負荷LDに向けて流れる経路が、第2電気経路に相当する。
At the same time, when the switching element SW21 of the second charging/discharging
(3)第1実施形態の効果:
図3に示した接続において、第1充放電回路10のマルクスコンデンサC1に電荷が溜まった状態から、図4に示した状態に各スイッチング素子のオン・オフが切換えられて、負荷LDへの放電が生じる場合のエネルギの放出の様子を、図5に模式的に示した。この時、負荷LDに各充放電回路のコンデンサに蓄積されたエネルギ(電荷)の1/2が放出される時間tは、およそ、
t=2π√(LC/4)
として扱うことができる。ここで、Lは、図4に示した放電経路である第2電気経路EP2のインダクタンス、Cは、各コンデンサの容量(キャパシタンス)である。つまり、放電経路のインダクタンスLを小さくすると、スイッチング素子のオン・オフを切換えてから、短時間のうちに負荷LDにエネルギが放出される。本実施形態では、図4に示したように、トランスT1の一次側コイルL11やトランスのT2の一次側コイルL2は、第1電気経路EP1には属し、かつ第2電気経路EP2には含まれない箇所に、設けられている。このため、放電時の第2電気経路EP2のインダクタンスLを小さくでき、負荷LDに放出される電荷の立ち上がりに要する時間を、一次側コイルL11等が第2電気経路EPに含まれている場合より、短くすることができる。
(3) Effects of the first embodiment:
In the connection shown in FIG. 3, from the state in which the Marx capacitor C1 of the first charging/discharging
t=2π√(LC/4)
can be treated as Here, L is the inductance of the second electrical path EP2, which is the discharge path shown in FIG. 4, and C is the capacitance of each capacitor. That is, when the inductance L of the discharge path is reduced, energy is released to the load LD in a short time after the switching element is turned on and off. In this embodiment, as shown in FIG. 4, the primary coil L11 of the transformer T1 and the primary coil L2 of the transformer T2 belong to the first electrical path EP1 and are not included in the second electrical path EP2. It is provided in a place where it does not exist. Therefore, the inductance L of the second electric path EP2 during discharge can be reduced, and the time required for the charge discharged to the load LD to rise can be shortened to , can be shortened.
この実施形態では、スイッチングデバイスを構成する二つのスイッチング素子として、SiC半導体や、GaN半導体などを用いた。従って、大電流の流れを短時間に切換えることができる。しかも、放電時の第2電気経路EP2にトランスの一次側コイルが含まれていないので、負荷LDに放出されるエネルギの立ち上がりを良好なものにすることができる。従って、第1実施形態として示したマルクス回路100は、エキシマレザーなどの発振用電圧の印加回路のみならず、更に短時間にエネルギを放出することが要求される回路などに利用することができる。
In this embodiment, a SiC semiconductor, a GaN semiconductor, or the like is used as the two switching elements constituting the switching device. Therefore, the flow of large current can be switched in a short time. Moreover, since the primary coil of the transformer is not included in the second electrical path EP2 during discharge, the rise of the energy released to the load LD can be improved. Therefore, the
また、上記の実施形態では、第1,第2充放電回路10,20の各スイッチングデバイスであるスイッチング素子SW21,SW22,SWe1,SWe2を切換えるのに、各充放電回路10,20を流れる充電電流の一部を、トランスT1,T2を介して取り出した第1,第2制御回路51,52により行なっている。このため、各充放電回路10,20とこれを駆動する各制御回路51,52との電位差が大きくならず、各充放電回路10,20内の配線と各制御回路51,52内の配線との最短距離(回路設計上の沿面距離)を小さくすることができる。このため、回路構成上の自由度が高くなり、装置の小型化を図ることができる。
In the above embodiment, the charging current flowing through each charging/discharging
B.第2実施形態:
次に第2実施形態について説明する。第2実施形態のマルクス回路100は、図1に示した回路構成に加えて、図6に示した様に、第1充放電回路10のスイッチング素子SW12とダイオードD11に、それぞれコンデンサC11,C12が並列に接続されている。なお、図示は省略したが、第2充放電回路20についても同様に、スイッチング素子SW22およびダイオードD21に、コンデンサが並列に接続されている。これらの容量成分であるコンデンサC11,C12は、トランスT1の一次側コイルL11と共に、LC共振回路を形成する電流振動要素として働く。
B. Second embodiment:
Next, a second embodiment will be described. In the
その上で、スイッチング素子SW11,SW12を図7に示したように、制御する。即ち、マルクスコンデンサC1の充電期間はスイッチング素子SW11をオンにし、放電期間にはスイッチング素子SW11をターンオフし、続けてスイッチング素子SW12をターンオンする。このように制御すると、直流電源31からの電流により、まずマルクスコンデンサC1が充電されて、電流がトランスT1の一次側コイルL11に流れ、マルクスコンデンサC1への充電が完了すると、LC共振回路としての働きにより、マルクスコンデンサC1から、一次側コイルL11を通して、コンデンサC11,C12側に電流が流れる。こうした共振動作は、スイッチング素子SW11がオンになっている間、何サイクルか生じる。この様子を図7の最下段に示した。図示するように、トランスT1の一次側コイルL11に流れる電流は、その向きを変える(交番する)減衰振動をとなり、一次側コイルL11に電流が流れる度に、トランスT1の二次側コイルL12に電磁誘導による電流が流れる。この電流は、第1制御回路51の整流回路61により全波整流され、脈動成分を含む直流電圧として、定電圧回路62に出力され、定電圧回路62によりゲートドライブユニット63が動作できる程度の電圧が作り出される。
After that, the switching elements SW11 and SW12 are controlled as shown in FIG. That is, the switching element SW11 is turned on during the charging period of the Marx capacitor C1, the switching element SW11 is turned off during the discharging period, and then the switching element SW12 is turned on. With this control, the Marx capacitor C1 is first charged by the current from the
第2実施形態では、このトランスT1の一次側コイルL11に流れる電流が、共振により所定期間に亘って生じるので、トランスT1を介して第1制御回路51側に供給される電力は、図7最下段の電流の面積CE1に比例し、共振回路が形成されていない場合と比べて大きくなる。従って、第1制御回路51の動作に必要な電力をトランスT1を介して受け渡すことが容易となる。
In the second embodiment, the current flowing through the primary coil L11 of the transformer T1 is generated over a predetermined period of time due to resonance. It is proportional to the area CE1 of the current in the lower stage and becomes larger than the case where the resonance circuit is not formed. Therefore, it becomes easy to transfer the power necessary for the operation of the
図6、図7では、第1充放電回路10および第1制御回路51の動作のみ示したが、同様の動作は、第2充放電回路20および第2制御回路52でも行なわれる。もとよりN段分の充放電回路があり、N段分の制御回路があれば、それらの回路でも、同様に共振回路を利用した電力の供給が行なわれる。第2実施形態では、この他、第1実施形態と同様の作用効果を奏することは勿論である。
6 and 7 show only the operations of first charge/
C.第3実施形態:
第3実施形態のマルクス回路100は、図6に示した第2実施形態の回路構成において、スイッチング素子SW12に並列に接続されていたコンデンサC11を備えない構成となっている。第2実施形態では、図7に示したように、スイッチング素子SW12がオフとなっている状態で共振回路が形成されるように、スイッチング素子SW12に並列にコンデンサを介装した。これに対して、第3実施形態では、スイッチング素子SW12に並列にはコンデンサC11は介装されていない。第3実施形態では、ダイオードD11にはコンデンサC12が並列に接続されており、トランスT1の一次側コイルL11とコンデンサC12とが共振回路を形成する。その動作は以下の通りである。
C. Third embodiment:
The
図9に示したように、スイッチング素子SW11をターンオンすると、マルクスコンデンサC1への充電電流が流れる。この充電が終了する時期に、スイッチング素子SW11をターンオフし、続けてスイッチング素子SW12をターンオンする。このように制御すると、直流電源31からの電流により、まずマルクスコンデンサC1が充電されて、電流がトランスT1の一次側コイルL11に流れ、マルクスコンデンサC1への充電が完了するタイミングで、スイッチング素子SW11,SW12のオン・オフが切り替わり、スイッチング素子SW12を介したLC共振回路が形成される。この共振回路の働きにより、マルクスコンデンサC1から、一次側コイルL11を通して、コンデンサC12側に電流が流れる。こうした共振動作は、スイッチング素子SW12がオンになっている間、何サイクルか生じる。この様子を図9の最下段に示した。図示するように、トランスT1の一次側コイルL11に流れる電流は、その向きを変える(交番)するが、電流が流れる度に、トランスT1の二次側コイルL12にトランスT1の電磁誘導により電流が流れる。この電流は、第1制御回路51の整流回路61により全波整流され、脈動成分を含む直流電圧として、定電圧回路62に出力され、定電圧回路62によりゲートドライブユニット63が動作できる程度の電圧が作り出される。
As shown in FIG. 9, when the switching element SW11 is turned on, a charging current flows to the Marx capacitor C1. When this charging ends, the switching element SW11 is turned off, and subsequently the switching element SW12 is turned on. With this control, the Marx capacitor C1 is first charged by the current from the
第3実施形態では、このトランスT1の一次側コイルL11に流れる電流が、共振により所定期間に亘って生じるので、トランスT1を介して第1制御回路51側に供給される電力は、図9最下段の電流の面積CE2に比例し、共振回路が形成されていない場合と比べて大きくなる。従って、第1制御回路51の動作に必要な電力をトランスT1を介して受け渡すことが容易となる。
In the third embodiment, the current flowing through the primary coil L11 of the transformer T1 is generated over a predetermined period of time due to resonance. It is proportional to the area CE2 of the current in the lower stage and becomes larger than the case where the resonance circuit is not formed. Therefore, it becomes easy to transfer the power necessary for the operation of the
図8、図9では、第1充放電回路10および第1制御回路51の動作のみ示したが、同様の動作は、第2充放電回路20および第2制御回路52でも行なわれる。もとよりN段分の充放電回路があり、N段分の制御回路があれば、それらの回路でも、同様に共振回路を利用した電力の供給が行なわれる。第3実施形態では、この他、第1,第2実施形態が奏する作用効果を、同様に奏する。
8 and 9 show only the operations of first charging/discharging
D.第4実施形態:
第4実施形態のマルクス回路100は、図1に示した第1実施形態の回路構成において、ダイオードD11に代えて、リカバリ電流(逆回復電流)の大きなソフトリカバリダイオードDRRを備える。ダイオードは、順方向バイアスが掛かった状態から、逆バイアスになると、それまでPN半導体の接合面に溜っていたキャリアが移動するため、リカバリ電流が流れる。第4実施形態では、こうしたリカバリ電流を大きなリカバリダイオードDRRを用いている。このため、図11に示すように、スイッチング素子SW11をターンオンすると、マルクスコンデンサC1への充電電流が流れることは第1実施形態と同様だが、この充電が終了する時期に、スイッチング素子SW11をターンオフし、続けてスイッチング素子SW12をターンオンすると、大きなリカバリ電流が充電電流とは逆向きに流れる。ここで、リカバリダイオードDRRは転流振動要素として働く。このリカバリダイオードDRRの働きにより、マルクスコンデンサC1から、一次側コイルL11を通して、ソフトリカバリダイオードDRR側に電流が流れる。こうした電流は、ソフトリカバリダイオードDRRのPN接合面に溜ったキャリアに対応した時間係属する。この様子を図11の最下段に示した。図示するように、トランスT1の一次側コイルL11には、充電電流とは逆向きの電流がながれる。リカバリ電流が流れると、トランスT1の二次側コイルL12にトランスT1の電磁誘導により電流が流れる。この電流は、第1制御回路51の整流回路61により全波整流され、脈動成分を含む直流電圧として、定電圧回路62に出力され、定電圧回路62によりゲートドライブユニット63が動作できる程度の電圧が作り出される。
D. Fourth embodiment:
The
第4実施形態では、このトランスT1の一次側コイルL11に流れる電流が、リカバリダイオードDRRに溜ったキャリアに対応する時間だけ生じるので、トランスT1を介して第1制御回路51側に供給される電力は、図11最下段の電流の面積CE3に比例し、リカバリダイオードDRRが用いられていない場合と比べて大きくなる。従って、第1制御回路51の動作に必要な電力をトランスT1を介して受け渡すことが容易となる。
In the fourth embodiment, the current flowing through the primary coil L11 of the transformer T1 is generated for a period of time corresponding to the carriers accumulated in the recovery diode DRR. is proportional to the area CE3 of the current in the lowermost stage of FIG. Therefore, it becomes easy to transfer the power necessary for the operation of the
図10、図11では、第1充放電回路10および第1制御回路51の動作のみ示したが、同様の動作は、第2充放電回路20および第2制御回路52でも行なわれる。もとよりN段分の充放電回路があり、N段分の制御回路があれば、それらの回路でも、同様にリカバリダイオードDRRを利用した電力の供給が行なわれる。第4実施形態では、この他、第1実施形態が奏する作用効果を、同様に奏する。
10 and 11 show only the operations of first charge/
E.第5実施形態:
第5実施形態のマルクス回路100Aの構成を図12に示した。第5実施形態では第1充放電回路10A,第2充放電回路20Aには、第1実施形態のダイオードD11,D21に代えて、スイッチング素子SW13、SW23が設けられている。また、第5実施形態では、初動制御部35Aは、第1,第2ゲート信号G11,G12に加えて、第3ゲート信号G13を出力し、第1制御回路51Aは。第1,第2ゲート信号G21,G22に加えて、第3ゲート信号G23を出力するように構成されている。これらの第3ゲート信号G13,G23は、それぞれ新たに設けられたスイッチング素子SW13,SW23に出力されている。
E. Fifth embodiment:
FIG. 12 shows the configuration of the
第5実施形態のマルクス回路100Aでは、第2,第3実施形態で示したLC共振回路による充放電動作に代えて、スイッチング素子SW13を用いて、マルクスコンデンサC1から放電を行なわせも、トランスT1の一次側コイルL11に電流を流して、第1制御回路51Aの動作電力を確保している。この動作を図13に示した。図13に示すよう、ECU40から指令信号H0を受けた初動制御部35Aは、ゲート信号G11~G13を制御し、スイッチング素子SW11,SW13をターンオンされ、スイッチング素子SW12をオフとする。この結果、マルクス回路100Aの第1充放電回路10Aは、図3に示したのと同様の回路構成となり、直流電源31からマルクスコンデンサC1への充電が行なわれる。
In the
マルクスコンデンサC1への充電が行なわれた後、初動制御部35Aが、ゲート信号G11~G13を制御し、図13に示すように、スイッチング素子SW11をターンオフし、スイッチング素子SW12をターンオンすると、マルクスコンデンサC1側からみると、トランスT1の一次側コイルL11を介した短絡回路ができていることになるから、マルクスコンデンサC1に溜った電荷は、一次側コイルL11を介して逆向きに流れる。この様子を図13の最下段に示した。図示するように、トランスT1の一次側コイルL11に流れる電流は、その向きを変える(交番)するが、電流が流れると、トランスT1の二次側コイルL12にトランスT1の電磁誘導により電流が流れる。この電流は、第1制御回路51Aの整流回路61により全波整流され、脈動成分を含む直流電圧として、定電圧回路62に出力され、定電圧回路62によりゲートドライブユニット63が動作できる程度の電圧が作り出される。
After the Marx capacitor C1 is charged, the
第5実施形態では、このトランスT1の一次側コイルL11に流れる電流が、所定期間に亘って生じるので、トランスT1を介して第1制御回路51A側に供給される電力は、図13最下段の電流の面積CE4に比例し、短絡電流が流れない場合と比べて大きくなる。従って、第1制御回路51Aの動作に必要な電力をトランスT1を介して受け渡すことが容易となる。なお、1回の短絡電流で足りなければ、図13に示したサイクルを複数回行なえばよい。
In the fifth embodiment, the current flowing through the primary coil L11 of the transformer T1 occurs over a predetermined period of time, so the power supplied to the
図13では、第1充放電回路10Aの動作のみ示したが、同様の動作は、第2充放電回路20Aおよび第2制御回路52Aでも行なわれる。この場合、マルクスコンデンサC1,C2・・・を利用した電量の受け渡しは、一度に行なえない場合があり得る。そうした場合には、図14に示すように、充電動作を順次行なえば良い。
Although FIG. 13 shows only the operation of first charging/discharging
図14は、N段分の充放電回路がある場合のECU40の制御を示す。この制御は、マルクス回路100Aを用いた高電圧印加を行なう際に実行される。図14に示した処理が開始されると、まず初動制御部35Aを駆動する処理が行なわれる(ステップS100)。具体的には、上述したように、指令信号H0を出力することにより初動制御部35Aにゲート信号G11~G13を出力させ、マルクスコンデンサC1への充電と短絡電流による放電とを少なくとも1回行なわせ、第1制御回路51Aの動作電力をトランスT1を介して受け渡す。
FIG. 14 shows the control of the
十分な電力が第1制御回路51Aに受け渡されたかは、回路設計上、マルクスコンデンサC1の充電電流と短絡電流の交番を、何回行なうか、予め定めておけばよい。こうして初動制御部35Aの駆動が終了すると、次にECU40は、指令信号H1を出力し、第1制御回路51Aを駆動する処理を行なう(ステップS110)。この動作は、初動制御部35Aと同様である。第1制御回路51Aの動作が完了すると、次にECU40は、指令信号H1を出力し、第2制御回路52Aを駆動する処理を行なう(ステップS120)。この動作も、初動制御部35Aと同様である。N段分の制御回路があれば、それらの回路を順次駆動し、最後に第N制御回路を駆動する(ステップS130)。
Whether or not sufficient electric power has been transferred to the
N段目までの駆動が完了すると、負荷LDに高電圧を印加する処理が行なわれる(ステップS140)。この処理は、ECU40が、初動制御部35A,第1制御回路51A,第2制御回路52A・・・に指令信号H0,H1,H2・・・を出力し、図4に示した各充放電回路のマルクスコンデンサを直列に接続する状態にスイッチング素子をターンオン・オフする処理である。具体的には、スイッチング素子SW11,13、SW21,SW23、・・・SWe1をターンオンし、スイッチング素子SW12、SW22、・・・SWe2をターンオフにした状態から、スイッチング素子SW11,13、SW21,SW23、・・・SWe1をターンオフし、スイッチング素子SW12、SW22、・・・SWe2をターンオンするのである。
When the driving up to the N-th stage is completed, a process of applying a high voltage to the load LD is performed (step S140). In this process, the
その後、高電圧の印加が終了するかを判断し(ステップS150)、終了するまで、ステップS140の処理を継続する。これは、一旦、全ての充放電回路の制御回路が動作可能となれば、各制御回路にも電力を蓄えるコンデンサが設けられていることから、第1段の充放電回路から再度動作を繰り返す必要がないからである。各制御回路が電力を蓄えることができなければ、ステップS100から動作を繰り返せばよい。 After that, it is determined whether the application of the high voltage ends (step S150), and the processing of step S140 is continued until the end. This is because once the control circuits of all charge/discharge circuits become operable, each control circuit is also provided with a capacitor that stores power, so it is necessary to repeat the operation from the first stage charge/discharge circuit. because there is no If each control circuit cannot store power, the operation may be repeated from step S100.
以上説明した第5実施形態では、マルクスコンデンサC1,C2・・・に蓄えられた電荷をトランスT1,T2・・・の一次側コイルL11,L21・・・を介した短絡回路に流すことで、各制御回路51A,52A・・・の動作用電力の受け渡しを行なっている。マルクスコンデンサと短絡回路とを用いた充放電により交番電流は、スイッチング素子をターンオン・オフすることで、何度でもトランスの一次側コイルに流せるので、必要な電力の受け渡しを確実に行なうことができる。この点は、第2充放電回路20A以降N段目までの充放電回路において同様である。また第5実施形態では、第1実施形態と同様の作用効果を奏することは勿論である。
In the fifth embodiment described above, the charges stored in the Marx capacitors C1, C2, . It transfers power for operation of each
F.第6実施形態:
第6実施形態の100Aでは、第5実施形態の構成(図12)に加えて、図15に示すように、第1制御回路51Bを初めとする各制御回路に定電圧回路62の出力電圧を計測する電圧計65を備え、その計測信号V1をECU40に出力している。これ以外の構成は、ECU40の処理を除いて、第5実施形態と同様である。
F. Sixth embodiment:
In 100A of the sixth embodiment, in addition to the configuration of the fifth embodiment (FIG. 12), as shown in FIG. A
第6実施形態では、第5実施形態と同様に、トランスT1の一次側コイルL11に流れる充電電流と短絡回路を流れる短絡電流とを用いて、第1制御回路51Bの動作に必要な電力をトランスT1を介して受け渡すことができる。また、この動作は、第2充放電回路以降でも同様である。この場合、マルクスコンデンサC1,C2・・・を利用した電力の受け渡しは、一度の充電電流および短絡電流の交番では行なえないことを想定し、ECU40は、図16に示す動作を実行する。
In the sixth embodiment, as in the fifth embodiment, the charging current flowing through the primary coil L11 of the transformer T1 and the short-circuit current flowing through the short circuit are used to supply power necessary for operating the
図16は、N段分の充放電回路がある場合のECU40の制御を示す。図16に示した処理が開始されると、まず初動制御部35Aを駆動する処理が行なわれる(ステップS200)。処理の内容は、第5実施形態のステップS100(図14)と同様である。ECU40は、続いて、第1制御回路51Bの電圧計65から計測信号V1から電圧を読み取り、定電圧回路62の出力電圧が閾値として定めた規定電圧に達したかを判断する(ステップS210)。達していなければ、達するまで待機する。スイッチング素子SW11~SW13のオン・オフを切換えることで、トランスT1を介した電力の供給が行なわれ、定電圧回路62の出力電圧がゲートドライブユニット63が動作するのに十分な規定電圧に達していれば(ステップS210:「YES」)、繰り返し処理のための変数iを初期化(値1に設定)し(ステップS220)、ステップS300sからS300eを繰り返す処理を開始する。
FIG. 16 shows the control of the
こうして初動制御部35Aの駆動が終了すると、次にECU40は、指令信号Hiを出力し、第i1制御回路を駆動する処理を行なう(ステップS310)。初動制御部35Aと同様に、第i制御回路の定電圧回路62の電圧が規定電圧に達したかを判断し(ステップS320)、規定電圧に達するまで待機する。第i制御回路の定電圧回路62の電圧が規定電圧に達すると(ステップS320:「YES」)、変数iをインクリメントし(ステップS330)、変数iが、充放電回路の段数Nになるまで上記の処理を繰り返す。
When the driving of the initial
N段目までの駆動が完了すると、負荷LDに高電圧を印加する処理が行なわれ(ステップS240)、印加終了の判断がなされるまで(ステップS250)、毛継続される。この処理(ステップS240,S250)は、第5実施形態と同様である。 When the driving up to the N-th stage is completed, the process of applying a high voltage to the load LD is performed (step S240), and this is continued until it is determined to end the application (step S250). This process (steps S240 and S250) is the same as in the fifth embodiment.
以上説明した第6実施形態では、マルクスコンデンサC1,C2・・・に蓄えられた電荷をトランスT1,T2・・・の一次側コイルL11,L21・・・を介した短絡回路に流すことで、各制御回路51B・・・の動作用電力の受け渡しを行なっている。マルクスコンデンサと短絡回路とを用いた充放電により交番電流は、スイッチング素子をターンオン・オフすることで、何度でもトランスの一次側コイルに流せるので、必要な電力の受け渡しを確実に行なうことができる。この点は、第2充放電回路20A以降N段目までの充放電回路において同様である。しかも、第6実施形態では、定電圧回路62の出力電圧が、規定電圧になったかを、電圧計65を用いて監視しているので、各制御回路が動作可能となったことを確実に判断することができる。第6実施形態では、第1実施形態と同様の作用効果を奏することは勿論である。
In the sixth embodiment described above, the electric charges stored in the Marx capacitors C1, C2, . It transfers power for operation of each
G.その他の実施形態:
上記の実施形態では、スイッチング素子として半導体素子を用いたが、リレーやリードスイッチ、ソリッドステートリレーなど、他の形態のスイッチング素子を用いてもよい。また、ペアになるスイッチング素子は、同じものであってもよいし、異なるものでもよい。各制御回路からのゲート信号は、直接スイッチング素子を駆動しても良いし、ホトカプラなどを用いて、絶縁された状態で駆動するものとしてもよい。
G. Other embodiments:
In the above embodiments, semiconductor elements are used as switching elements, but other forms of switching elements such as relays, reed switches, and solid state relays may be used. Moreover, the switching elements that form a pair may be the same or different. A gate signal from each control circuit may drive the switching element directly, or may be driven in an insulated state using a photocoupler or the like.
本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリーを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリーと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。 The controller and techniques described in this disclosure may be implemented by a dedicated computer provided by configuring a processor and memory programmed to perform one or more functions embodied by the computer program. may be Alternatively, the controls and techniques described in this disclosure may be implemented by a dedicated computer provided by configuring the processor with one or more dedicated hardware logic circuits. Alternatively, the control units and techniques described in this disclosure can be implemented by a combination of a processor and memory programmed to perform one or more functions and a processor configured by one or more hardware logic circuits. It may also be implemented by one or more dedicated computers configured. The computer program may also be stored as computer-executable instructions on a computer-readable non-transitional tangible recording medium.
本開示は、上述の実施形態に限られるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の構成で実現することができる。例えば、発明の概要の欄に記載した各形態中の技術的特徴に対応する実施形態中の技術的特徴は、上述の課題の一部又は全部を解決するために、あるいは、上述の効果の一部又は全部を達成するために、適宜、差し替えや、組み合わせを行うことが可能である。また、その技術的特徴が本明細書中に必須なものとして説明されていなければ、適宜、削除することが可能である。 The present disclosure is not limited to the embodiments described above, and can be implemented in various configurations without departing from the scope of the present disclosure. For example, the technical features in the embodiments corresponding to the technical features in the respective modes described in the Summary of the Invention column may be used to solve some or all of the above problems, or Substitutions and combinations may be made as appropriate to achieve part or all. Also, if the technical features are not described as essential in this specification, they can be deleted as appropriate.
C1,C2…マルクスコンデンサ、DRR…リカバリダイオード、10,10A…第1充放電回路、20,20A…第2充放電回路、30…電源部、31…直流電源、33…バッテリ、35,35A…初動制御部、51,51A,51B…第1制御回路、52,52A…第2制御回路、61…整流回路、62…定電圧回路、63…ゲートドライブユニット、65…電圧計、100,100A…マルクス回路
C1, C2...Marx capacitor, DRR...Recovery diode, 10,10A...First charging/discharging circuit, 20,20A...Second charging/discharging circuit, 30...Power supply unit, 31...DC power supply, 33...Battery, 35, 35A...
Claims (7)
直流電源(31)と、
前記直流電源と負荷との間に設けられた複数段の充放電回路(10,20,10A,20A)と、
を備え、
各段の前記充放電回路は、
充放電を行なうコンデンサ(C1,C2)と、
前記コンデンサへの充電を行なう第1電気経路(EP1)と、前記各段の前記コンデンサを直列に接続して放電させる第2電気経路(EP2)との切り替えを行なうスイッチングデバイス(SW11,SW12,SW21,SW22),と、
前記充放電回路において前記第1電気経路であって、かつ第2電気経路に含まれない箇所に、一次側コイル(L11,L21)が介装されたトランス(T1,T2)と、
前記トランスの二次側コイル(L21,L22)から取り出される電力により動作し、次段の前記スイッチングデバイス(SW21,SW22,SWe1,SWe2)を駆動する駆動信号を出力する制御回路(51,52,51A,52A,51B)と、
を備え、
前記多段の充放電回路のうち、前記直流電源側に設けられた初段の充放電回路は、前記直流電源とは独立の電源(33)を用いて、前記スイッチングデバイスを動作させることにより、前記充放電回路のコンデンサへの前記第1電気経路による充電を開始させる初動制御部(35,35A)を備え、前記開始された前記コンデンサへの充電によって、前記第1電気経路に前記一次側コイルが介装された前記トランスを介して、前記制御回路の動作電力を供給する、マルクス回路。 A Marx circuit (100, 100A) that outputs a high voltage to a load (LD),
a DC power supply (31);
a plurality of stages of charging and discharging circuits (10, 20, 10A, 20A) provided between the DC power supply and the load;
with
The charging and discharging circuit of each stage is
Capacitors (C1, C2) for charging and discharging;
Switching devices (SW11, SW12, SW21) for switching between a first electric path (EP1) for charging the capacitor and a second electric path (EP2) for connecting the capacitors in each stage in series and discharging. , SW22), and
transformers (T1, T2) in which primary side coils (L11, L21) are interposed in portions of the charge/discharge circuit that are the first electric path and are not included in the second electric path;
Control circuits (51, 52, 51A, 52A, 51B) and
with
Among the multi-stage charge-discharge circuits, the first-stage charge-discharge circuit provided on the DC power supply side uses a power supply (33) independent of the DC power supply to operate the switching device, whereby the charging is performed. An initial control unit (35, 35A) for starting charging of a capacitor of a discharge circuit through the first electric path, and the primary coil is interposed in the first electric path by the started charging of the capacitor. a Marx circuit that provides operating power for the control circuit through the transformer that is installed.
前記電流振動要素は、前記第1電気経路に設けられ、前記スイッチングデバイスと直列に接続されたスイッチング素子(SW13,SW23)であり、
前記初動制御部は、前記スイッチングデバイスによって、前記直流電源から前記コンデンサへの充電をオフにした後、前記スイッチング素子をオンにして、前記トランスの前記一次側コイルを介して前記コンデンサを短絡する回路を形成することで、前記一次側コイルに前記コンデンサへの充電電流とは逆向きの電流を前記交番電流として流す、マルクス回路。 A Marx circuit according to claim 2,
the current oscillating element is a switching element (SW13, SW23) provided in the first electric path and connected in series with the switching device;
The initial control unit turns off the charging of the capacitor from the DC power supply by the switching device, and then turns on the switching element to short-circuit the capacitor via the primary coil of the transformer. By forming a Marx circuit, a current opposite to the charging current to the capacitor flows through the primary coil as the alternating current.
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