JP7253739B2

JP7253739B2 - marx circuit

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Publication number: JP7253739B2
Application number: JP2019152668A
Authority: JP
Inventors: 正樹金▲崎▼; 宜久山口; 和貴飯田; 佳祐日下; 偉華江; 淳一伊東; 太一須貝
Original assignee: Denso Corp; Nagaoka University of Technology
Current assignee: Denso Corp; Nagaoka University of Technology
Priority date: 2019-08-23
Filing date: 2019-08-23
Publication date: 2023-04-07
Anticipated expiration: 2039-08-23
Also published as: JP2021035159A

Description

本開示は、マルクス回路に関する。 The present disclosure relates to Marx circuits.

従来、高電圧を効率よく発生させる回路としてマルクス回路が知られている。こうしたマルクス回路において、各段のスイッチングデバイスを駆動する駆動回路の電源をマルクス回路からトランスを介して取り出す構成が提案されている（例えば、下記非特許文献１参照）。この例では、各段のスイッチングデバイスを駆動する電力を、各段の高電圧部から取得するため、多段のマルクス回路全体のグランドを基準として電力を取得する構成と比べて、回路を配置する際の離間距離を小さくでき、多段のマルクス回路全体を小型化することができる。 A Marx circuit is conventionally known as a circuit for efficiently generating a high voltage. In such a Marx circuit, a configuration has been proposed in which the power supply for a drive circuit that drives switching devices in each stage is taken out from the Marx circuit via a transformer (see, for example, Non-Patent Document 1 below). In this example, since the power to drive the switching devices in each stage is obtained from the high-voltage section of each stage, compared to the configuration in which power is obtained with reference to the ground of the entire multi-stage Marx circuit, it is easier to arrange the circuit. can be reduced, and the entire multi-stage Marx circuit can be miniaturized.

Experimental Verification of a One-turn Transformer Power Supply Circuit for Gate Drive Unit, Jun-ichi Itoh, Takeshi Kinomae, EPE-PEMC, No.T9 pp59-65 (2010))Experimental Verification of a One-turn Transformer Power Supply Circuit for Gate Drive Unit, Jun-ichi Itoh, Takeshi Kinomae, EPE-PEMC, No.T9 pp59-65 (2010))

近年、マルクス回路に対する要求仕様は高くなり、特に印加する高電圧パルスの立ち上がりや立ち下がりの時間を短縮することが求められている。上記のマルクス回路でも、立ち上がりや立ち下がりの時間を短縮することが求められていた。 In recent years, the required specifications for Marx circuits have become higher, and in particular, it is required to shorten the rising and falling times of the applied high voltage pulse. Also in the Marx circuit described above, shortening the rising and falling times has been demanded.

本開示の一態様として、負荷（ＬＤ）への高電圧を出力するマルクス回路（１００，１００Ａ）が提供される。このマルクス回路は、直流電源（３１）と、前記直流電源と負荷との間に設けられた複数段の充放電回路（１０，２０，１０Ａ，２０Ａ）と、を備える。ここで、各段の前記充放電回路は、充放電を行なうコンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）と、前記コンデンサへの充電を行なう第１電気経路（ＥＰ１）と、前記各段の前記コンデンサを直列に接続して放電させる第２電気経路（ＥＰ２）との切り替えを行なうスイッチングデバイス（ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ２１，ＳＷ２２）と、前記充放電回路において前記第１電気経路あって、かつ第２電気経路に含まれない箇所に、一次側コイル（Ｌ１１，Ｌ２１）が介装されたトランス（Ｔ１，Ｔ２）と、前記トランスの二次側コイルから（Ｌ１２，Ｌ２２）取り出される電力により動作し、次段の前記スイッチングデバイス（ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷｅ１，ＳＷｅ２）を駆動する駆動信号を出力する制御回路（５１，５２，５１Ａ，５２Ａ，５１Ｂ）と、を備える。更に、前記多段の充放電回路のうち、前記直流電源側に設けられた初段の充放電回路は、前記直流電源とは独立の電源を用いて、前記スイッチングデバイスを動作させることにより、前記充放電回路のコンデンサへの前記第１電気経路による充電を開始させる初動制御部（３５，３５Ａ）を備え、前記開始された前記コンデンサへの充電によって、前記第１電気経路に前記一次側コイルが介装された前記トランスを介して、前記制御回路の動作電力を供給する。 One aspect of the present disclosure provides a Marx circuit (100, 100A) that outputs a high voltage to a load (LD). This Marx circuit includes a DC power supply (31) and a plurality of stages of charging/discharging circuits (10, 20, 10A, 20A) provided between the DC power supply and a load. Here, the charging/discharging circuit at each stage connects capacitors (C1, C2) for charging and discharging, a first electrical path (EP1) for charging the capacitors, and the capacitors at each stage in series. a switching device (SW11, SW12, SW21, SW22) for switching to and from a second electric path (EP2) that discharges by Transformers (T1, T2) in which primary coils (L11, L21) are interposed in places where there are no transformers (L11, L21), and the power extracted from the secondary coils (L12, L22) of the transformers operate, and the switching of the next stage is performed. and control circuits (51, 52, 51A, 52A, 51B) that output drive signals for driving the devices (SW21, SW22, SWe1, SWe2). Furthermore, among the multi-stage charging/discharging circuits, the first-stage charging/discharging circuit provided on the DC power supply side uses a power supply independent of the DC power supply to operate the switching device, whereby the charging/discharging is performed. An initial control unit (35, 35A) for starting charging of the capacitor of the circuit through the first electric path, and the primary side coil is interposed in the first electric path by the started charging of the capacitor. Operating power for the control circuit is supplied through the transformer.

このマルクス回路によれば、各段の制御回路の動作電力をトランスを用いて供給できる上、そのトランスの一次側コイルのインダクタンスが、コンデンサからの放電に対して影響しないので、放電電圧の立ち上がり時間を短縮することができる。 According to this Marx circuit, the operating power of the control circuit at each stage can be supplied using a transformer, and the inductance of the primary coil of the transformer does not affect the discharge from the capacitor, so the rise time of the discharge voltage is can be shortened.

第１実施形態のマルクス回路を示す概略構成図。1 is a schematic configuration diagram showing a Marx circuit of a first embodiment; FIG. 第１制御回路の構成を示すブロック図。4 is a block diagram showing the configuration of a first control circuit; FIG. マルクスコンデンサを並列に接続して充電する第１電気経路を示す説明図。FIG. 4 is an explanatory diagram showing a first electric path for connecting and charging Marx capacitors in parallel; マルクスコンデンサを直列に接続して放電する第２電気経路を示す説明図。FIG. 4 is an explanatory diagram showing a second electrical path for discharging Marx capacitors connected in series; コンデンサからの放電へのインダクタンスの影響を示すグラフ。Graph showing the effect of inductance on discharge from a capacitor. 第２実施形態の第１充放電回路の構成を例示する説明図。FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating the configuration of a first charging/discharging circuit according to a second embodiment; 第２実施形態においてスイッチング素子の動作とトランスの一次側コイルに流れる電流とを例示する説明図。FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating the operation of switching elements and the current flowing through the primary coil of the transformer in the second embodiment; 第３実施形態の第１充放電回路の構成を例示する説明図。FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating the configuration of a first charging/discharging circuit according to a third embodiment; 第２実施形態においてスイッチング素子の動作とトランスの一次側コイルに流れる電流とを例示する説明図。FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating the operation of switching elements and the current flowing through the primary coil of the transformer in the second embodiment; 第３実施形態の第１充放電回路の構成を例示する説明図。FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating the configuration of a first charging/discharging circuit according to a third embodiment; 第３実施形態においてスイッチング素子の動作とトランスの一次側コイルに流れる電流とを例示する説明図。FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating the operation of switching elements and the current flowing through the primary coil of the transformer in the third embodiment; 第４実施形態のマルクス回路１００Ａを示す概略構成図。The schematic block diagram which shows 100 A of Marx circuits of 4th Embodiment. 第４実施形態においてスイッチング素子の動作とトランスの一次側コイルに流れる電流とを例示する説明図。An explanatory diagram illustrating the operation of the switching element and the current flowing through the primary coil of the transformer in the fourth embodiment. 第５実施形態におけるＥＣＵによる高電圧印加処理の概要を示すフローチャート。FIG. 11 is a flowchart showing an overview of high voltage application processing by an ECU in a fifth embodiment; FIG. 第６実施形態における第１制御回路のブロック図。The block diagram of the 1st control circuit in 6th Embodiment. 第６実施形態におけるＥＣＵによる高電圧印加処理の概要を示すフローチャート。FIG. 12 is a flowchart showing an overview of high voltage application processing by an ECU in the sixth embodiment; FIG.

Ａ．第１実施形態：
（１）基本構成：
第１実施形態であるマルクス回路１００の回路図および全体構成を、図１に示した。実際のマルクス回路１００は、充放電回路をＮ段（Ｎは２以上の整数）重ねたものであるが、図１では、理解の便を図って２段のみを示した。このマルクス回路１００は、初動制御部３５を含む電源部３０、多段のマルクス回路の第１段目（初段）となる第１充放電回路１０、第２段目となる第２充放電回路２０、第１充放電回路１０から電源の供給を受けて動作する第１制御回路５１、第２充放電回路２０から電源の供給を受けて動作する第２制御回路５２，初動制御部３５および第１，第２制御回路５１，５２に指令信号Ｈ０，Ｈ１，Ｈ２を出力するＥＣＵ４０を備える。このマルクス回路１００は、負荷ＬＤにＮ段分の高電圧を印加する。 A. First embodiment:
(1) Basic configuration:
A circuit diagram and overall configuration of the Marx circuit 100 of the first embodiment are shown in FIG. Although the actual Marx circuit 100 is obtained by stacking N stages (N is an integer equal to or greater than 2) of charging and discharging circuits, only two stages are shown in FIG. 1 for convenience of understanding. The Marx circuit 100 includes a power supply unit 30 including an initial control unit 35, a first charging/discharging circuit 10 serving as the first stage (first stage) of the multi-stage Marx circuit, a second charging/discharging circuit 20 serving as the second stage, A first control circuit 51 operated by receiving power supply from the first charging/discharging circuit 10, a second control circuit 52 operating by receiving power supply from the second charging/discharging circuit 20, an initial control section 35, and first, An ECU 40 that outputs command signals H0, H1, H2 to the second control circuits 51, 52 is provided. This Marx circuit 100 applies a high voltage for N steps to the load LD.

電源部３０は、マルクス回路１００全体の電源である直流電源３１および初動制御部３５の電源であるバッテリ３３を備える。なお、バッテリ３３に代えて、直流電源３１の出力電圧を分圧して取り出した直流電源を利用してもよい。 The power supply unit 30 includes a DC power supply 31 that is the power supply for the entire Marx circuit 100 and a battery 33 that is the power supply for the initial control unit 35 . Instead of the battery 33, a DC power supply obtained by dividing the output voltage of the DC power supply 31 may be used.

直流電源３１の出力は、第１充放電回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２の両端に接続されている。スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２には、保護用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２が接続されている。これらの保護用ダイオードＰＤ１，ＰＤ２は、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２がターンオフしたときに回路に生じる逆起電力を流して、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を保護するものである。 The output of the DC power supply 31 is connected to both ends of the switching elements SW11 and SW12 of the first charge/discharge circuit 10 . Protective diodes PD1 and PD2 are connected to the switching elements SW11 and SW12. These protection diodes PD1 and PD2 pass the back electromotive force generated in the circuit when the switching elements SW11 and SW12 are turned off to protect the switching elements SW11 and SW12.

スイッチングデバイスに相当する二つの直列接続されたスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２のうち、直流電源３１のプラス側ライン＋が接続された側には、ダイオードＤ１１のアノードが接続されており、ダイオードＤ１１のカソードは、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１を介して、充放電を行なうマルクスコンデンサＣ１に接続されている。マルクスコンデンサＣ１の他方の端子は、直列に接続された二つのスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２の中点に接続されている。 Of the two series-connected switching elements SW11 and SW12 corresponding to switching devices, the anode of a diode D11 is connected to the side to which the positive side line + of the DC power supply 31 is connected, and the cathode of the diode D11 is connected to , is connected to a Marx capacitor C1 for charging and discharging through a primary coil L11 of the transformer T1. The other terminal of the Marx capacitor C1 is connected to the middle point of the two switching elements SW11 and SW12 connected in series.

更に、第１充放電回路１０のマルクスコンデンサＣ１の両端は、次段である第２充放電回路２０のスイッチングデバイスである二つの直列接続されたスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２の両端に接続されている。第２充放電回路２０の回路構成は、このスイッチング素子ＳＷ２２からダイオードＤ２１、トランスＴ２の一次側コイルＬ２１を介してマルクスコンデンサＣ２の一端に接続されていること、マルクスコンデンサＣ２の他端が、スイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２の中点に接続されていることなど、第１充放電回路と同様である。 Further, both ends of the Marx capacitor C1 of the first charging/discharging circuit 10 are connected to both ends of two series-connected switching elements SW21 and SW22, which are switching devices of the second charging/discharging circuit 20 in the next stage. The circuit configuration of the second charging/discharging circuit 20 is such that the switching element SW22 is connected to one end of the Marx capacitor C2 via the diode D21 and the primary coil L21 of the transformer T2, and the other end of the Marx capacitor C2 is connected to the switching It is the same as the first charging/discharging circuit in that it is connected to the middle point of the elements SW21 and SW22.

第２充放電回路２０のマルクスコンデンサＣ２の両端は、直列接続された二つの出力用のスイッチング素子Ｓｅ１，Ｓｅ２の両端に接続され、その中点と直流電源３１のマイナス側ラインとの間には、負荷ＬＤが接続されている。 Both ends of the Marx capacitor C2 of the second charging/discharging circuit 20 are connected to both ends of the two output switching elements Se1 and Se2 connected in series. , the load LD is connected.

第１，第２充放電回路１０，２０のトランスＴ１，Ｔ２の一次側コイルＬ１１，Ｌ２１は、それぞれ第１，第２制御回路５１，５２に接続されている。第１制御回路５１の内部構成を、図２のブロック図に示した。第２制御回路５２も同一の回路構成を備えるので、以下、第１制御回路５１について説明する。 The primary coils L11, L21 of the transformers T1, T2 of the first and second charge/discharge circuits 10, 20 are connected to the first and second control circuits 51, 52, respectively. The internal configuration of the first control circuit 51 is shown in the block diagram of FIG. Since the second control circuit 52 also has the same circuit configuration, the first control circuit 51 will be described below.

第１制御回路５１は、トランスＴ１の二次側コイルＬ１２が接続された整流回路６１、整流回路６１に接続された定電圧回路６２、定電圧回路６２により安定化された電圧の供給を受け動作するゲートドライブユニット６３等を備える。整流回路６１は、トランスのＴ１の二次側コイルＬ１２から得られた交流を直流に全波整流する回路である。内部にコンデンサを備え、全波整流された脈流を平滑化している。 The first control circuit 51 operates by receiving a rectifier circuit 61 connected to the secondary coil L12 of the transformer T1, a constant voltage circuit 62 connected to the rectifier circuit 61, and a voltage stabilized by the constant voltage circuit 62. A gate drive unit 63 and the like are provided. The rectifier circuit 61 is a circuit for full-wave rectifying the alternating current obtained from the secondary coil L12 of T1 of the transformer to direct current. It has an internal capacitor to smooth out the full-wave rectified pulsating current.

定電圧回路６２は、整流回路６１の出力をツェナーダイオードを用いた簡易な回路により定電圧とし、これをゲートドライブユニット６３の動作電力として、供給する。ゲートドライブユニット６３は、上位のＥＣＵ４０からの司令信号Ｈ１を受けて動作し、所定のタイミングで、次段の充電制御回路のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を駆動する駆動信号Ｇ２１，Ｇ２２を出力する。 The constant voltage circuit 62 makes the output of the rectifier circuit 61 into a constant voltage by a simple circuit using a Zener diode, and supplies this as operating power to the gate drive unit 63 . The gate drive unit 63 operates in response to a command signal H1 from the host ECU 40, and outputs drive signals G21 and G22 for driving the switching elements SW21 and SW22 of the charging control circuit in the next stage at predetermined timings.

以上、電源部３０と第１充放電回路１０およびこれに付設された第１制御回路５１の構成および接続について説明した。第２充放電回路２０およびこれに付設された第２制御回路５２は、それぞれ第１充放電回路１０および第１制御回路５１と同様の構成を備える。実際のマルクス回路１００は、多段の構成を備えるので、第ｉ充放電回路（ｉは１以上Ｎ－１以下の整数）に付設された第ｉ制御回路のゲートドライブユニット６３は、第ｉ＋１充放電回路のスイッチング素子ＳＷi+1１，ＳＷi+1２を駆動するゲート信号Ｇi+1１，Ｇi+1２を出力する。最終段、つまりＮ段目の第Ｎ制御回路が出力するゲート信号ＧN１，ＧN２は、Ｎ段目の充放電回路の出力用スイッチング素子ＳＷｅ１，ＳＷｅ２に出力される。 The configurations and connections of the power supply unit 30, the first charge/discharge circuit 10, and the first control circuit 51 attached thereto have been described above. The second charging/discharging circuit 20 and the second control circuit 52 attached thereto have the same configurations as the first charging/discharging circuit 10 and the first control circuit 51, respectively. Since the actual Marx circuit 100 has a multi-stage configuration, the gate drive unit 63 of the i-th control circuit attached to the i-th charge/discharge circuit (i is an integer of 1 or more and N−1 or less) is the i+1-th charge/discharge circuit gate signals Gi+1 and Gi+12 for driving the switching elements SWi+1 and SWi+12. The gate signals GN1 and GN2 output from the final stage, that is, the N-th control circuit of the N-th stage are output to the output switching elements SWe1 and SWe2 of the N-th charge/discharge circuit.

（２）充放電回路および制御回路の動作：
図３、図４を用いて、マルクス回路１００の動作について説明する。図３は、第１，第２充放電回路１０，２０のマルクスコンデンサＣ１，Ｃ２を直流電源３１に並列接続して充電する場合の各スイッチングデバイスの状態を示す説明図であり、図４は、第１，第２充放電回路１０，２０のマルクスコンデンサＣ１，Ｃ２を直列に接続して、負荷ＬＤに高電圧を印加する場合の各スイッチングデバイスの状態を示す説明図である。 (2) Operation of charge/discharge circuit and control circuit:
The operation of the Marx circuit 100 will be described with reference to FIGS. 3 and 4. FIG. FIG. 3 is an explanatory diagram showing the state of each switching device when the Marx capacitors C1 and C2 of the first and second charging/discharging circuits 10 and 20 are connected in parallel to the DC power supply 31 and charged. FIG. 4 is an explanatory diagram showing the state of each switching device when the Marx capacitors C1 and C2 of the first and second charging/discharging circuits 10 and 20 are connected in series and a high voltage is applied to the load LD;

マルクス回路１００が起動されると、ＥＣＵ４０からの指令信号Ｈ０を受けて、初動制御部３５は、ゲート信号Ｇ１１，Ｇ１２を出力し、図３に示すように、第１充放電回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１をオンとして、スイッチング素子ＳＷ１２をオフとすると、直流電源３１の電圧は、ダイオードＤ１１、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１を介してマルクスコンデンサＣ１に印加され、マルクスコンデンサＣ１を充電する。マルクスコンデンサＣ１の両端の電位差は、直流電源３１の電圧となる。と同時に、ＥＣＵ４０からの指令信号Ｈ１を受けて、第１制御回路５１は、ゲート信号Ｇ２１，Ｇ２２を出力し、第２充放電回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１をオンとし、スイッチング素子ＳＷ２２をオフとすると、第１充放電回路１０と同様に、マルクスコンデンサＣ１の両端の電位差は、そのままマルクスコンデンサＣ２に印加され、マルクスコンデンサＣ２を充電する。第１充放電回路１０においてマルクスコンデンサＣ１への充電が始まると、充電が行なわれる第１電気経路ＥＰ１にはトランスＴ１の一次側コイルＬ１１が介装されているから、マルクスコンデンサＣ１への充電は過渡現象となり、マルクスコンデンサＣ１に電荷Ｑが溜まるにつれて、マルクスコンデンサＣ１の両端の電位差は、直流電源３１の出力電圧Ｅに向かって漸増する。こうしてマルクスコンデンサＣ１の両端の電位差が大きくなると、同様に、第２充放電回路２０のマルクスコンデンサＣ２が充電され、その両端の電位差は、最終的に、直流電源の出力電圧まで高まる。充放電回路がＮ段あれば、順次前段のコンデンサに電荷が溜まり、両端の電位差が大きくなると、次段のコンデンサが充電されることになる。 When the Marx circuit 100 is activated, the initial control unit 35 receives the command signal H0 from the ECU 40 and outputs the gate signals G11 and G12. When SW11 is turned on and the switching element SW12 is turned off, the voltage of the DC power supply 31 is applied to the Marx capacitor C1 through the diode D11 and the primary coil L11 of the transformer T1 to charge the Marx capacitor C1. The potential difference across the Marx capacitor C1 is the voltage of the DC power supply 31 . At the same time, upon receiving the command signal H1 from the ECU 40, the first control circuit 51 outputs the gate signals G21 and G22 to turn on the switching element SW21 of the second charging/discharging circuit 20 and turn off the switching element SW22. As in the case of the first charging/discharging circuit 10, the potential difference across the Marx capacitor C1 is directly applied to the Marx capacitor C2 to charge the Marx capacitor C2. When the charging of the Marx capacitor C1 is started in the first charging/discharging circuit 10, since the primary coil L11 of the transformer T1 is interposed in the first electrical path EP1 where charging is performed, the charging of the Marx capacitor C1 is A transient phenomenon occurs, and as the electric charge Q accumulates in the Marx capacitor C1, the potential difference across the Marx capacitor C1 gradually increases toward the output voltage E of the DC power supply 31. FIG. When the potential difference across the Marx capacitor C1 increases in this way, the Marx capacitor C2 of the second charging/discharging circuit 20 is similarly charged, and the potential difference across it eventually increases to the output voltage of the DC power supply. If there are N stages of charging/discharging circuits, electric charge accumulates in the capacitors in the preceding stages, and when the potential difference between both ends increases, the capacitor in the next stage is charged.

このとき、マルクスコンデンサＣ１を充電するための電流は、図３に示したように、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１を含む第１電気経路ＥＰ１を通るから、その電流の変化に伴って、トランスＴ１の二次側コイルＬ１２には、電磁誘導により誘導電流が生じる。この電流は、整流回路６１で全波整流されて脈動成分は含むものの、直流電圧として、定電圧回路６２に入力される。定電圧回路６２は、脈動成分を除いて、ゲートドライブユニット６３が動作可能な安定な電圧を出力する。ゲートドライブユニット６３は、上位のＥＣＵ４０からの動作司令信号Ｈ１を受けて、次段の充放電回路（ここでは、第２充放電回路２０）のスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２を動作させるゲート信号Ｇ２１，Ｇ２２を出力する。この動作は、同時に、ＥＣＵ４０からの指令信号Ｈ０を受けた初動制御部３５でも、指令信号Ｈ２を受けた第２制御回路５２でも生じるから、第１，第２充放電回路１０，２０は、以下に説明するように、マルクスコンデンサＣ１，Ｃ２に溜った電荷を放電するサイクルに移行する。 At this time, the current for charging the Marx capacitor C1 passes through the first electric path EP1 including the primary coil L11 of the transformer T1 as shown in FIG. An induced current is generated in the secondary coil L12 by electromagnetic induction. This current is full-wave rectified by the rectifier circuit 61 and is input to the constant voltage circuit 62 as a DC voltage although it contains a pulsating component. The constant voltage circuit 62 removes the pulsating component and outputs a stable voltage that allows the gate drive unit 63 to operate. The gate drive unit 63 receives an operation command signal H1 from the host ECU 40, and outputs gate signals G21 and G22 that operate the switching elements SW21 and SW22 of the charging/discharging circuit (here, the second charging/discharging circuit 20) in the next stage. Output. This operation occurs simultaneously in both the initial control unit 35 that receives the command signal H0 from the ECU 40 and the second control circuit 52 that receives the command signal H2. 3, the cycle of discharging the charges accumulated in the Marx capacitors C1 and C2 is started.

全てのマルクスコンデンサＣ１，Ｃ２・・に電荷が溜まった状態で、図４に示すように、指令信号Ｈ０を受けた初動制御部３５が第１充放電回路１０のスイッチング素子ＳＷ１１をターンオフし、スイッチング素子ＳＷ１２をターンオンする。と同時に、指令信号Ｈ２を受けた第２制御回路５２が、第２充放電回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１をターンオフし、スイッチング素子ＳＷ２２をターンオンする。各スイッチング素子を上記のように切換えると、直流電源３１の出力のプラス側は、スイッチング素子ＳＷ１２を介してマルクスコンデンサＣ１の二つの端子のうち、スイッチング素子ＳＷ１２がターンオンするまで接続されていた側とは反対側に接続される。このとき、マルクスコンデンサＣ１のトランスＴ１の一次側コイルＬ１１に接続されていた側は、それまで通り、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１を介して、ダイオードＤ１１まで接続されているが、ダイオードＤ１１によって導通を妨げられるから、直流電源３１のプラス側出力とは接続されていない。この結果、マルクスコンデンサＣ１の電位は、直流電源３１のマイナス側ラインからみて、直流電源３１の出力の約２倍になる。 In a state where electric charges are accumulated in all the Marx capacitors C1, C2, . . . , as shown in FIG. Turn on device SW12. At the same time, the second control circuit 52 that has received the command signal H2 turns off the switching element SW21 of the second charging/discharging circuit 20 and turns on the switching element SW22. When each switching element is switched as described above, the positive side of the output of the DC power supply 31 is connected through the switching element SW12 to the side of the two terminals of the Marx capacitor C1 that was connected until the switching element SW12 was turned on. are connected to the opposite side. At this time, the side of the Marx capacitor C1 connected to the primary coil L11 of the transformer T1 is still connected to the diode D11 via the primary coil L11 of the transformer T1, but the diode D11 conducts. is not connected to the positive side output of the DC power supply 31. As a result, the potential of the Marx capacitor C1 becomes approximately twice the output of the DC power supply 31 when viewed from the negative side line of the DC power supply 31 .

同時に、第２充放電回路２０のスイッチング素子ＳＷ２１をターンオフし、スイッチング素子ＳＷ２２をターンオンすると、図４に示したように、マルクスコンデンサＣ２の電位が更に追加されることになる。第２制御回路５２により、ゲート信号Ｇ３１，Ｇ３２が出力されて、スイッチング素子ＳＷｅ１がターンオフとされ、スイッチング素子ＳＷｅ２がターンオンすると、このマルクスコンデンサＣ２の一端の電圧が、負荷ＬＤに印加される。仮にＮ段の充放電回路が存在すれば、負荷ＬＤに印加され電圧は、直流電源３１の出力電圧のおよそ（Ｎ＋１）倍となる。図４に示した各充放電回路の各コンデンサからの電流が負荷ＬＤに向けて流れる経路が、第２電気経路に相当する。 At the same time, when the switching element SW21 of the second charging/discharging circuit 20 is turned off and the switching element SW22 is turned on, the potential of the Marx capacitor C2 is further added as shown in FIG. Gate signals G31 and G32 are output by the second control circuit 52 to turn off the switching element SWe1, and when the switching element SWe2 is turned on, the voltage at one end of the Marx capacitor C2 is applied to the load LD. If there are N stages of charge/discharge circuits, the voltage applied to the load LD will be approximately (N+1) times the output voltage of the DC power supply 31 . The path through which the current from each capacitor of each charging/discharging circuit shown in FIG. 4 flows toward the load LD corresponds to the second electrical path.

（３）第１実施形態の効果：
図３に示した接続において、第１充放電回路１０のマルクスコンデンサＣ１に電荷が溜まった状態から、図４に示した状態に各スイッチング素子のオン・オフが切換えられて、負荷ＬＤへの放電が生じる場合のエネルギの放出の様子を、図５に模式的に示した。この時、負荷ＬＤに各充放電回路のコンデンサに蓄積されたエネルギ（電荷）の１／２が放出される時間ｔは、およそ、
ｔ＝２π√（ＬＣ／４）
として扱うことができる。ここで、Ｌは、図４に示した放電経路である第２電気経路ＥＰ２のインダクタンス、Ｃは、各コンデンサの容量（キャパシタンス）である。つまり、放電経路のインダクタンスＬを小さくすると、スイッチング素子のオン・オフを切換えてから、短時間のうちに負荷ＬＤにエネルギが放出される。本実施形態では、図４に示したように、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１やトランスのＴ２の一次側コイルＬ２は、第１電気経路ＥＰ１には属し、かつ第２電気経路ＥＰ２には含まれない箇所に、設けられている。このため、放電時の第２電気経路ＥＰ２のインダクタンスＬを小さくでき、負荷ＬＤに放出される電荷の立ち上がりに要する時間を、一次側コイルＬ１１等が第２電気経路ＥＰに含まれている場合より、短くすることができる。 (3) Effects of the first embodiment:
In the connection shown in FIG. 3, from the state in which the Marx capacitor C1 of the first charging/discharging circuit 10 is charged, each switching element is switched on and off to the state shown in FIG. FIG. 5 schematically shows how energy is released when . At this time, the time t during which 1/2 of the energy (charge) accumulated in the capacitor of each charging/discharging circuit is released to the load LD is approximately
t=2π√(LC/4)
can be treated as Here, L is the inductance of the second electrical path EP2, which is the discharge path shown in FIG. 4, and C is the capacitance of each capacitor. That is, when the inductance L of the discharge path is reduced, energy is released to the load LD in a short time after the switching element is turned on and off. In this embodiment, as shown in FIG. 4, the primary coil L11 of the transformer T1 and the primary coil L2 of the transformer T2 belong to the first electrical path EP1 and are not included in the second electrical path EP2. It is provided in a place where it does not exist. Therefore, the inductance L of the second electric path EP2 during discharge can be reduced, and the time required for the charge discharged to the load LD to rise can be shortened to , can be shortened.

この実施形態では、スイッチングデバイスを構成する二つのスイッチング素子として、ＳｉＣ半導体や、ＧａＮ半導体などを用いた。従って、大電流の流れを短時間に切換えることができる。しかも、放電時の第２電気経路ＥＰ２にトランスの一次側コイルが含まれていないので、負荷ＬＤに放出されるエネルギの立ち上がりを良好なものにすることができる。従って、第１実施形態として示したマルクス回路１００は、エキシマレザーなどの発振用電圧の印加回路のみならず、更に短時間にエネルギを放出することが要求される回路などに利用することができる。 In this embodiment, a SiC semiconductor, a GaN semiconductor, or the like is used as the two switching elements constituting the switching device. Therefore, the flow of large current can be switched in a short time. Moreover, since the primary coil of the transformer is not included in the second electrical path EP2 during discharge, the rise of the energy released to the load LD can be improved. Therefore, the Marx circuit 100 shown as the first embodiment can be used not only in a circuit for applying an oscillation voltage such as an excimer laser, but also in a circuit that requires energy to be released in a short period of time.

また、上記の実施形態では、第１，第２充放電回路１０，２０の各スイッチングデバイスであるスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷｅ１，ＳＷｅ２を切換えるのに、各充放電回路１０，２０を流れる充電電流の一部を、トランスＴ１，Ｔ２を介して取り出した第１，第２制御回路５１，５２により行なっている。このため、各充放電回路１０，２０とこれを駆動する各制御回路５１，５２との電位差が大きくならず、各充放電回路１０，２０内の配線と各制御回路５１，５２内の配線との最短距離（回路設計上の沿面距離）を小さくすることができる。このため、回路構成上の自由度が高くなり、装置の小型化を図ることができる。 In the above embodiment, the charging current flowing through each charging/discharging circuit 10, 20 is used to switch the switching elements SW21, SW22, SWe1, SWe2, which are switching devices of the first and second charging/discharging circuits 10, 20. is performed by first and second control circuits 51 and 52 taken out via transformers T1 and T2. Therefore, the potential difference between each charging/discharging circuit 10, 20 and each control circuit 51, 52 for driving it does not become large, and the wiring in each charging/discharging circuit 10, 20 and the wiring in each control circuit 51, 52 do not become large. , the shortest distance (creepage distance in circuit design) can be reduced. Therefore, the degree of freedom in terms of circuit configuration is increased, and the size of the device can be reduced.

Ｂ．第２実施形態：
次に第２実施形態について説明する。第２実施形態のマルクス回路１００は、図１に示した回路構成に加えて、図６に示した様に、第１充放電回路１０のスイッチング素子ＳＷ１２とダイオードＤ１１に、それぞれコンデンサＣ１１，Ｃ１２が並列に接続されている。なお、図示は省略したが、第２充放電回路２０についても同様に、スイッチング素子ＳＷ２２およびダイオードＤ２１に、コンデンサが並列に接続されている。これらの容量成分であるコンデンサＣ１１，Ｃ１２は、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１と共に、ＬＣ共振回路を形成する電流振動要素として働く。 B. Second embodiment:
Next, a second embodiment will be described. In the Marx circuit 100 of the second embodiment, in addition to the circuit configuration shown in FIG. 1, as shown in FIG. connected in parallel. Although not shown, the second charging/discharging circuit 20 also has a capacitor connected in parallel to the switching element SW22 and the diode D21. These capacitive components, capacitors C11 and C12, work together with the primary coil L11 of the transformer T1 as current oscillating elements forming an LC resonance circuit.

その上で、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２を図７に示したように、制御する。即ち、マルクスコンデンサＣ１の充電期間はスイッチング素子ＳＷ１１をオンにし、放電期間にはスイッチング素子ＳＷ１１をターンオフし、続けてスイッチング素子ＳＷ１２をターンオンする。このように制御すると、直流電源３１からの電流により、まずマルクスコンデンサＣ１が充電されて、電流がトランスＴ１の一次側コイルＬ１１に流れ、マルクスコンデンサＣ１への充電が完了すると、ＬＣ共振回路としての働きにより、マルクスコンデンサＣ１から、一次側コイルＬ１１を通して、コンデンサＣ１１，Ｃ１２側に電流が流れる。こうした共振動作は、スイッチング素子ＳＷ１１がオンになっている間、何サイクルか生じる。この様子を図７の最下段に示した。図示するように、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１に流れる電流は、その向きを変える（交番する）減衰振動をとなり、一次側コイルＬ１１に電流が流れる度に、トランスＴ１の二次側コイルＬ１２に電磁誘導による電流が流れる。この電流は、第１制御回路５１の整流回路６１により全波整流され、脈動成分を含む直流電圧として、定電圧回路６２に出力され、定電圧回路６２によりゲートドライブユニット６３が動作できる程度の電圧が作り出される。 After that, the switching elements SW11 and SW12 are controlled as shown in FIG. That is, the switching element SW11 is turned on during the charging period of the Marx capacitor C1, the switching element SW11 is turned off during the discharging period, and then the switching element SW12 is turned on. With this control, the Marx capacitor C1 is first charged by the current from the DC power supply 31, the current flows through the primary side coil L11 of the transformer T1, and when the charging of the Marx capacitor C1 is completed, the LC resonance circuit As a result, current flows from the Marx capacitor C1 to the capacitors C11 and C12 through the primary coil L11. Such resonant operation occurs for several cycles while the switching element SW11 is on. This state is shown at the bottom of FIG. As shown in the figure, the current flowing through the primary coil L11 of the transformer T1 changes its direction (alternates) attenuated oscillation. A current flows due to electromagnetic induction. This current is full-wave rectified by the rectifier circuit 61 of the first control circuit 51 and output as a DC voltage containing a pulsating component to the constant voltage circuit 62. The constant voltage circuit 62 produces a voltage that allows the gate drive unit 63 to operate. produced.

第２実施形態では、このトランスＴ１の一次側コイルＬ１１に流れる電流が、共振により所定期間に亘って生じるので、トランスＴ１を介して第１制御回路５１側に供給される電力は、図７最下段の電流の面積ＣＥ１に比例し、共振回路が形成されていない場合と比べて大きくなる。従って、第１制御回路５１の動作に必要な電力をトランスＴ１を介して受け渡すことが容易となる。 In the second embodiment, the current flowing through the primary coil L11 of the transformer T1 is generated over a predetermined period of time due to resonance. It is proportional to the area CE1 of the current in the lower stage and becomes larger than the case where the resonance circuit is not formed. Therefore, it becomes easy to transfer the power necessary for the operation of the first control circuit 51 via the transformer T1.

図６、図７では、第１充放電回路１０および第１制御回路５１の動作のみ示したが、同様の動作は、第２充放電回路２０および第２制御回路５２でも行なわれる。もとよりＮ段分の充放電回路があり、Ｎ段分の制御回路があれば、それらの回路でも、同様に共振回路を利用した電力の供給が行なわれる。第２実施形態では、この他、第１実施形態と同様の作用効果を奏することは勿論である。 6 and 7 show only the operations of first charge/discharge circuit 10 and first control circuit 51, similar operations are performed in second charge/discharge circuit 20 and second control circuit 52 as well. Of course, if there are N stages of charge/discharge circuits and N stages of control circuits, these circuits similarly supply power using resonance circuits. Of course, in addition to this, the second embodiment has the same effects as those of the first embodiment.

Ｃ．第３実施形態：
第３実施形態のマルクス回路１００は、図６に示した第２実施形態の回路構成において、スイッチング素子ＳＷ１２に並列に接続されていたコンデンサＣ１１を備えない構成となっている。第２実施形態では、図７に示したように、スイッチング素子ＳＷ１２がオフとなっている状態で共振回路が形成されるように、スイッチング素子ＳＷ１２に並列にコンデンサを介装した。これに対して、第３実施形態では、スイッチング素子ＳＷ１２に並列にはコンデンサＣ１１は介装されていない。第３実施形態では、ダイオードＤ１１にはコンデンサＣ１２が並列に接続されており、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１とコンデンサＣ１２とが共振回路を形成する。その動作は以下の通りである。 C. Third embodiment:
The Marx circuit 100 of the third embodiment does not include the capacitor C11 connected in parallel to the switching element SW12 in the circuit configuration of the second embodiment shown in FIG. In the second embodiment, as shown in FIG. 7, a capacitor is interposed in parallel with the switching element SW12 so that a resonance circuit is formed when the switching element SW12 is turned off. In contrast, in the third embodiment, the capacitor C11 is not interposed in parallel with the switching element SW12. In the third embodiment, the capacitor C12 is connected in parallel with the diode D11, and the primary coil L11 of the transformer T1 and the capacitor C12 form a resonance circuit. Its operation is as follows.

図９に示したように、スイッチング素子ＳＷ１１をターンオンすると、マルクスコンデンサＣ１への充電電流が流れる。この充電が終了する時期に、スイッチング素子ＳＷ１１をターンオフし、続けてスイッチング素子ＳＷ１２をターンオンする。このように制御すると、直流電源３１からの電流により、まずマルクスコンデンサＣ１が充電されて、電流がトランスＴ１の一次側コイルＬ１１に流れ、マルクスコンデンサＣ１への充電が完了するタイミングで、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２のオン・オフが切り替わり、スイッチング素子ＳＷ１２を介したＬＣ共振回路が形成される。この共振回路の働きにより、マルクスコンデンサＣ１から、一次側コイルＬ１１を通して、コンデンサＣ１２側に電流が流れる。こうした共振動作は、スイッチング素子ＳＷ１２がオンになっている間、何サイクルか生じる。この様子を図９の最下段に示した。図示するように、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１に流れる電流は、その向きを変える（交番）するが、電流が流れる度に、トランスＴ１の二次側コイルＬ１２にトランスＴ１の電磁誘導により電流が流れる。この電流は、第１制御回路５１の整流回路６１により全波整流され、脈動成分を含む直流電圧として、定電圧回路６２に出力され、定電圧回路６２によりゲートドライブユニット６３が動作できる程度の電圧が作り出される。 As shown in FIG. 9, when the switching element SW11 is turned on, a charging current flows to the Marx capacitor C1. When this charging ends, the switching element SW11 is turned off, and subsequently the switching element SW12 is turned on. With this control, the Marx capacitor C1 is first charged by the current from the DC power supply 31, the current flows through the primary side coil L11 of the transformer T1, and at the timing when the charging of the Marx capacitor C1 is completed, the switching element SW11 is switched. , SW12 are switched on and off, and an LC resonance circuit is formed via the switching element SW12. Due to the action of this resonance circuit, a current flows from the Marx capacitor C1 to the capacitor C12 side through the primary coil L11. Such resonant operation occurs for several cycles while the switching element SW12 is on. This state is shown at the bottom of FIG. As shown in the figure, the current flowing through the primary side coil L11 of the transformer T1 changes its direction (alternate), but each time the current flows, the current flows through the secondary side coil L12 of the transformer T1 due to the electromagnetic induction of the transformer T1. flow. This current is full-wave rectified by the rectifier circuit 61 of the first control circuit 51 and output as a DC voltage containing a pulsating component to the constant voltage circuit 62. The constant voltage circuit 62 produces a voltage that allows the gate drive unit 63 to operate. produced.

第３実施形態では、このトランスＴ１の一次側コイルＬ１１に流れる電流が、共振により所定期間に亘って生じるので、トランスＴ１を介して第１制御回路５１側に供給される電力は、図９最下段の電流の面積ＣＥ２に比例し、共振回路が形成されていない場合と比べて大きくなる。従って、第１制御回路５１の動作に必要な電力をトランスＴ１を介して受け渡すことが容易となる。 In the third embodiment, the current flowing through the primary coil L11 of the transformer T1 is generated over a predetermined period of time due to resonance. It is proportional to the area CE2 of the current in the lower stage and becomes larger than the case where the resonance circuit is not formed. Therefore, it becomes easy to transfer the power necessary for the operation of the first control circuit 51 via the transformer T1.

図８、図９では、第１充放電回路１０および第１制御回路５１の動作のみ示したが、同様の動作は、第２充放電回路２０および第２制御回路５２でも行なわれる。もとよりＮ段分の充放電回路があり、Ｎ段分の制御回路があれば、それらの回路でも、同様に共振回路を利用した電力の供給が行なわれる。第３実施形態では、この他、第１，第２実施形態が奏する作用効果を、同様に奏する。 8 and 9 show only the operations of first charging/discharging circuit 10 and first control circuit 51, similar operations are performed in second charging/discharging circuit 20 and second control circuit 52 as well. Of course, if there are N stages of charge/discharge circuits and N stages of control circuits, these circuits similarly supply power using resonance circuits. In addition to this, the third embodiment similarly exhibits the effects of the first and second embodiments.

Ｄ．第４実施形態：
第４実施形態のマルクス回路１００は、図１に示した第１実施形態の回路構成において、ダイオードＤ１１に代えて、リカバリ電流（逆回復電流）の大きなソフトリカバリダイオードＤＲＲを備える。ダイオードは、順方向バイアスが掛かった状態から、逆バイアスになると、それまでＰＮ半導体の接合面に溜っていたキャリアが移動するため、リカバリ電流が流れる。第４実施形態では、こうしたリカバリ電流を大きなリカバリダイオードＤＲＲを用いている。このため、図１１に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１をターンオンすると、マルクスコンデンサＣ１への充電電流が流れることは第１実施形態と同様だが、この充電が終了する時期に、スイッチング素子ＳＷ１１をターンオフし、続けてスイッチング素子ＳＷ１２をターンオンすると、大きなリカバリ電流が充電電流とは逆向きに流れる。ここで、リカバリダイオードＤＲＲは転流振動要素として働く。このリカバリダイオードＤＲＲの働きにより、マルクスコンデンサＣ１から、一次側コイルＬ１１を通して、ソフトリカバリダイオードＤＲＲ側に電流が流れる。こうした電流は、ソフトリカバリダイオードＤＲＲのＰＮ接合面に溜ったキャリアに対応した時間係属する。この様子を図１１の最下段に示した。図示するように、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１には、充電電流とは逆向きの電流がながれる。リカバリ電流が流れると、トランスＴ１の二次側コイルＬ１２にトランスＴ１の電磁誘導により電流が流れる。この電流は、第１制御回路５１の整流回路６１により全波整流され、脈動成分を含む直流電圧として、定電圧回路６２に出力され、定電圧回路６２によりゲートドライブユニット６３が動作できる程度の電圧が作り出される。 D. Fourth embodiment:
The Marx circuit 100 of the fourth embodiment includes a soft recovery diode DRR with a large recovery current (reverse recovery current) instead of the diode D11 in the circuit configuration of the first embodiment shown in FIG. When the diode is reverse biased from a forward biased state, carriers that have accumulated on the junction surface of the PN semiconductor until then move, so that a recovery current flows. In the fourth embodiment, a recovery diode DRR is used to generate such a large recovery current. Therefore, as shown in FIG. 11, when the switching element SW11 is turned on, the charging current flows to the Marx capacitor C1, which is the same as in the first embodiment. Then, when the switching element SW12 is turned on, a large recovery current flows in the direction opposite to the charging current. Here, the recovery diode DRR acts as a commutation oscillating element. Due to the function of this recovery diode DRR, a current flows from the Marx capacitor C1 through the primary coil L11 to the soft recovery diode DRR side. These currents last for a time corresponding to the carriers accumulated in the PN junction of the soft recovery diode DRR. This situation is shown at the bottom of FIG. As shown, a current opposite to the charging current flows through the primary coil L11 of the transformer T1. When the recovery current flows, current flows through the secondary coil L12 of the transformer T1 due to the electromagnetic induction of the transformer T1. This current is full-wave rectified by the rectifier circuit 61 of the first control circuit 51 and output as a DC voltage containing a pulsating component to the constant voltage circuit 62. The constant voltage circuit 62 produces a voltage that allows the gate drive unit 63 to operate. produced.

第４実施形態では、このトランスＴ１の一次側コイルＬ１１に流れる電流が、リカバリダイオードＤＲＲに溜ったキャリアに対応する時間だけ生じるので、トランスＴ１を介して第１制御回路５１側に供給される電力は、図１１最下段の電流の面積ＣＥ３に比例し、リカバリダイオードＤＲＲが用いられていない場合と比べて大きくなる。従って、第１制御回路５１の動作に必要な電力をトランスＴ１を介して受け渡すことが容易となる。 In the fourth embodiment, the current flowing through the primary coil L11 of the transformer T1 is generated for a period of time corresponding to the carriers accumulated in the recovery diode DRR. is proportional to the area CE3 of the current in the lowermost stage of FIG. Therefore, it becomes easy to transfer the power necessary for the operation of the first control circuit 51 via the transformer T1.

図１０、図１１では、第１充放電回路１０および第１制御回路５１の動作のみ示したが、同様の動作は、第２充放電回路２０および第２制御回路５２でも行なわれる。もとよりＮ段分の充放電回路があり、Ｎ段分の制御回路があれば、それらの回路でも、同様にリカバリダイオードＤＲＲを利用した電力の供給が行なわれる。第４実施形態では、この他、第１実施形態が奏する作用効果を、同様に奏する。 10 and 11 show only the operations of first charge/discharge circuit 10 and first control circuit 51, similar operations are performed in second charge/discharge circuit 20 and second control circuit 52 as well. Of course, if there are N stages of charge/discharge circuits and N stages of control circuits, these circuits similarly supply power using recovery diodes DRR. In addition to this, the fourth embodiment similarly exhibits the effects of the first embodiment.

Ｅ．第５実施形態：
第５実施形態のマルクス回路１００Ａの構成を図１２に示した。第５実施形態では第１充放電回路１０Ａ，第２充放電回路２０Ａには、第１実施形態のダイオードＤ１１，Ｄ２１に代えて、スイッチング素子ＳＷ１３、ＳＷ２３が設けられている。また、第５実施形態では、初動制御部３５Ａは、第１，第２ゲート信号Ｇ１１，Ｇ１２に加えて、第３ゲート信号Ｇ１３を出力し、第１制御回路５１Ａは。第１，第２ゲート信号Ｇ２１，Ｇ２２に加えて、第３ゲート信号Ｇ２３を出力するように構成されている。これらの第３ゲート信号Ｇ１３，Ｇ２３は、それぞれ新たに設けられたスイッチング素子ＳＷ１３，ＳＷ２３に出力されている。 E. Fifth embodiment:
FIG. 12 shows the configuration of the Marx circuit 100A of the fifth embodiment. In the fifth embodiment, switching elements SW13 and SW23 are provided in the first charge/discharge circuit 10A and the second charge/discharge circuit 20A instead of the diodes D11 and D21 of the first embodiment. Further, in the fifth embodiment, the initial motion control section 35A outputs the third gate signal G13 in addition to the first and second gate signals G11 and G12, and the first control circuit 51A outputs the third gate signal G13. It is configured to output a third gate signal G23 in addition to the first and second gate signals G21 and G22. These third gate signals G13 and G23 are output to newly provided switching elements SW13 and SW23, respectively.

第５実施形態のマルクス回路１００Ａでは、第２，第３実施形態で示したＬＣ共振回路による充放電動作に代えて、スイッチング素子ＳＷ１３を用いて、マルクスコンデンサＣ１から放電を行なわせも、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１に電流を流して、第１制御回路５１Ａの動作電力を確保している。この動作を図１３に示した。図１３に示すよう、ＥＣＵ４０から指令信号Ｈ０を受けた初動制御部３５Ａは、ゲート信号Ｇ１１～Ｇ１３を制御し、スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１３をターンオンされ、スイッチング素子ＳＷ１２をオフとする。この結果、マルクス回路１００Ａの第１充放電回路１０Ａは、図３に示したのと同様の回路構成となり、直流電源３１からマルクスコンデンサＣ１への充電が行なわれる。 In the Marx circuit 100A of the fifth embodiment, instead of the charge/discharge operation by the LC resonance circuit shown in the second and third embodiments, the switching element SW13 is used to discharge the Marx capacitor C1. A current is passed through the primary side coil L11 of the second control circuit 51A to ensure the operating power of the first control circuit 51A. This operation is shown in FIG. As shown in FIG. 13, the initial control section 35A that receives the command signal H0 from the ECU 40 controls the gate signals G11 to G13 to turn on the switching elements SW11 and SW13 and turn off the switching element SW12. As a result, the first charging/discharging circuit 10A of the Marx circuit 100A has a circuit configuration similar to that shown in FIG. 3, and the DC power supply 31 charges the Marx capacitor C1.

マルクスコンデンサＣ１への充電が行なわれた後、初動制御部３５Ａが、ゲート信号Ｇ１１～Ｇ１３を制御し、図１３に示すように、スイッチング素子ＳＷ１１をターンオフし、スイッチング素子ＳＷ１２をターンオンすると、マルクスコンデンサＣ１側からみると、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１を介した短絡回路ができていることになるから、マルクスコンデンサＣ１に溜った電荷は、一次側コイルＬ１１を介して逆向きに流れる。この様子を図１３の最下段に示した。図示するように、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１に流れる電流は、その向きを変える（交番）するが、電流が流れると、トランスＴ１の二次側コイルＬ１２にトランスＴ１の電磁誘導により電流が流れる。この電流は、第１制御回路５１Ａの整流回路６１により全波整流され、脈動成分を含む直流電圧として、定電圧回路６２に出力され、定電圧回路６２によりゲートドライブユニット６３が動作できる程度の電圧が作り出される。 After the Marx capacitor C1 is charged, the initial control unit 35A controls the gate signals G11 to G13 to turn off the switching element SW11 and turn on the switching element SW12 as shown in FIG. When viewed from the C1 side, a short circuit is formed via the primary coil L11 of the transformer T1, so the charge accumulated in the Marx capacitor C1 flows in the opposite direction via the primary coil L11. This state is shown at the bottom of FIG. As shown in the figure, the current flowing through the primary side coil L11 of the transformer T1 changes its direction (alternate), but when the current flows, the current flows through the secondary side coil L12 of the transformer T1 due to the electromagnetic induction of the transformer T1. . This current is full-wave rectified by the rectifier circuit 61 of the first control circuit 51A and output as a DC voltage containing a pulsating component to the constant voltage circuit 62. The constant voltage circuit 62 produces a voltage that allows the gate drive unit 63 to operate. produced.

第５実施形態では、このトランスＴ１の一次側コイルＬ１１に流れる電流が、所定期間に亘って生じるので、トランスＴ１を介して第１制御回路５１Ａ側に供給される電力は、図１３最下段の電流の面積ＣＥ４に比例し、短絡電流が流れない場合と比べて大きくなる。従って、第１制御回路５１Ａの動作に必要な電力をトランスＴ１を介して受け渡すことが容易となる。なお、１回の短絡電流で足りなければ、図１３に示したサイクルを複数回行なえばよい。 In the fifth embodiment, the current flowing through the primary coil L11 of the transformer T1 occurs over a predetermined period of time, so the power supplied to the first control circuit 51A via the transformer T1 is It is proportional to the area CE4 of the current and becomes larger than when the short-circuit current does not flow. Therefore, it becomes easy to transfer the electric power required for the operation of the first control circuit 51A via the transformer T1. If one short-circuit current is not enough, the cycle shown in FIG. 13 may be repeated multiple times.

図１３では、第１充放電回路１０Ａの動作のみ示したが、同様の動作は、第２充放電回路２０Ａおよび第２制御回路５２Ａでも行なわれる。この場合、マルクスコンデンサＣ１，Ｃ２・・・を利用した電量の受け渡しは、一度に行なえない場合があり得る。そうした場合には、図１４に示すように、充電動作を順次行なえば良い。 Although FIG. 13 shows only the operation of first charging/discharging circuit 10A, similar operations are performed in second charging/discharging circuit 20A and second control circuit 52A. In this case, it may not be possible to transfer the amount of electricity using the Marx capacitors C1, C2, . . . In such a case, as shown in FIG. 14, the charging operation should be performed sequentially.

図１４は、Ｎ段分の充放電回路がある場合のＥＣＵ４０の制御を示す。この制御は、マルクス回路１００Ａを用いた高電圧印加を行なう際に実行される。図１４に示した処理が開始されると、まず初動制御部３５Ａを駆動する処理が行なわれる（ステップＳ１００）。具体的には、上述したように、指令信号Ｈ０を出力することにより初動制御部３５Ａにゲート信号Ｇ１１～Ｇ１３を出力させ、マルクスコンデンサＣ１への充電と短絡電流による放電とを少なくとも１回行なわせ、第１制御回路５１Ａの動作電力をトランスＴ１を介して受け渡す。 FIG. 14 shows the control of the ECU 40 when there are N stages of charging/discharging circuits. This control is executed when applying a high voltage using the Marx circuit 100A. When the process shown in FIG. 14 is started, first, the process of driving the initial motion control section 35A is performed (step S100). Specifically, as described above, by outputting the command signal H0, the initial control unit 35A is caused to output the gate signals G11 to G13, and the Marx capacitor C1 is charged and discharged by the short-circuit current at least once. , the operating power of the first control circuit 51A is passed through the transformer T1.

十分な電力が第１制御回路５１Ａに受け渡されたかは、回路設計上、マルクスコンデンサＣ１の充電電流と短絡電流の交番を、何回行なうか、予め定めておけばよい。こうして初動制御部３５Ａの駆動が終了すると、次にＥＣＵ４０は、指令信号Ｈ１を出力し、第１制御回路５１Ａを駆動する処理を行なう（ステップＳ１１０）。この動作は、初動制御部３５Ａと同様である。第１制御回路５１Ａの動作が完了すると、次にＥＣＵ４０は、指令信号Ｈ１を出力し、第２制御回路５２Ａを駆動する処理を行なう（ステップＳ１２０）。この動作も、初動制御部３５Ａと同様である。Ｎ段分の制御回路があれば、それらの回路を順次駆動し、最後に第Ｎ制御回路を駆動する（ステップＳ１３０）。 Whether or not sufficient electric power has been transferred to the first control circuit 51A can be determined in advance by determining in advance how many times the charging current of the Marx capacitor C1 and the short-circuit current are alternated in terms of circuit design. When the driving of the initial motion control unit 35A is finished in this manner, the ECU 40 next outputs the command signal H1 to perform processing for driving the first control circuit 51A (step S110). This operation is the same as that of the initial motion control section 35A. When the operation of the first control circuit 51A is completed, the ECU 40 next outputs the command signal H1 and performs processing for driving the second control circuit 52A (step S120). This operation is also the same as that of the initial motion control section 35A. If there are N stages of control circuits, those circuits are sequentially driven, and finally the Nth control circuit is driven (step S130).

Ｎ段目までの駆動が完了すると、負荷ＬＤに高電圧を印加する処理が行なわれる（ステップＳ１４０）。この処理は、ＥＣＵ４０が、初動制御部３５Ａ，第１制御回路５１Ａ，第２制御回路５２Ａ・・・に指令信号Ｈ０，Ｈ１，Ｈ２・・・を出力し、図４に示した各充放電回路のマルクスコンデンサを直列に接続する状態にスイッチング素子をターンオン・オフする処理である。具体的には、スイッチング素子ＳＷ１１，１３、ＳＷ２１，ＳＷ２３、・・・ＳＷｅ１をターンオンし、スイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ２２、・・・ＳＷｅ２をターンオフにした状態から、スイッチング素子ＳＷ１１，１３、ＳＷ２１，ＳＷ２３、・・・ＳＷｅ１をターンオフし、スイッチング素子ＳＷ１２、ＳＷ２２、・・・ＳＷｅ２をターンオンするのである。 When the driving up to the N-th stage is completed, a process of applying a high voltage to the load LD is performed (step S140). In this process, the ECU 40 outputs command signals H0, H1, H2, . This is the process of turning on/off the switching element so that the Marx capacitors are connected in series. Specifically, the switching elements SW11, SW13, SW21, SW23, . . . SWe1 are turned on, and the switching elements SW12, SW22, . . . SWe1 is turned off, and the switching elements SW12, SW22, . . . SWe2 are turned on.

その後、高電圧の印加が終了するかを判断し（ステップＳ１５０）、終了するまで、ステップＳ１４０の処理を継続する。これは、一旦、全ての充放電回路の制御回路が動作可能となれば、各制御回路にも電力を蓄えるコンデンサが設けられていることから、第１段の充放電回路から再度動作を繰り返す必要がないからである。各制御回路が電力を蓄えることができなければ、ステップＳ１００から動作を繰り返せばよい。 After that, it is determined whether the application of the high voltage ends (step S150), and the processing of step S140 is continued until the end. This is because once the control circuits of all charge/discharge circuits become operable, each control circuit is also provided with a capacitor that stores power, so it is necessary to repeat the operation from the first stage charge/discharge circuit. because there is no If each control circuit cannot store power, the operation may be repeated from step S100.

以上説明した第５実施形態では、マルクスコンデンサＣ１，Ｃ２・・・に蓄えられた電荷をトランスＴ１，Ｔ２・・・の一次側コイルＬ１１，Ｌ２１・・・を介した短絡回路に流すことで、各制御回路５１Ａ，５２Ａ・・・の動作用電力の受け渡しを行なっている。マルクスコンデンサと短絡回路とを用いた充放電により交番電流は、スイッチング素子をターンオン・オフすることで、何度でもトランスの一次側コイルに流せるので、必要な電力の受け渡しを確実に行なうことができる。この点は、第２充放電回路２０Ａ以降Ｎ段目までの充放電回路において同様である。また第５実施形態では、第１実施形態と同様の作用効果を奏することは勿論である。 In the fifth embodiment described above, the charges stored in the Marx capacitors C1, C2, . It transfers power for operation of each control circuit 51A, 52A, . . . Alternating current can flow through the primary coil of the transformer any number of times by turning on and off the switching element by charging and discharging using the Marx capacitor and short circuit, so that the required power can be reliably transferred. . This point is the same for the charge/discharge circuits from the second charge/discharge circuit 20A to the N-th stage. Moreover, in the fifth embodiment, it is a matter of course that the same effects as in the first embodiment are obtained.

Ｆ．第６実施形態：
第６実施形態の１００Ａでは、第５実施形態の構成（図１２）に加えて、図１５に示すように、第１制御回路５１Ｂを初めとする各制御回路に定電圧回路６２の出力電圧を計測する電圧計６５を備え、その計測信号Ｖ１をＥＣＵ４０に出力している。これ以外の構成は、ＥＣＵ４０の処理を除いて、第５実施形態と同様である。 F. Sixth embodiment:
In 100A of the sixth embodiment, in addition to the configuration of the fifth embodiment (FIG. 12), as shown in FIG. A voltmeter 65 for measurement is provided, and its measurement signal V1 is output to the ECU 40 . The configuration other than this is the same as that of the fifth embodiment except for the processing of the ECU 40 .

第６実施形態では、第５実施形態と同様に、トランスＴ１の一次側コイルＬ１１に流れる充電電流と短絡回路を流れる短絡電流とを用いて、第１制御回路５１Ｂの動作に必要な電力をトランスＴ１を介して受け渡すことができる。また、この動作は、第２充放電回路以降でも同様である。この場合、マルクスコンデンサＣ１，Ｃ２・・・を利用した電力の受け渡しは、一度の充電電流および短絡電流の交番では行なえないことを想定し、ＥＣＵ４０は、図１６に示す動作を実行する。 In the sixth embodiment, as in the fifth embodiment, the charging current flowing through the primary coil L11 of the transformer T1 and the short-circuit current flowing through the short circuit are used to supply power necessary for operating the first control circuit 51B. It can pass through T1. Also, this operation is the same for the second charging/discharging circuit and subsequent circuits. In this case, the ECU 40 performs the operation shown in FIG. 16 on the assumption that the power transfer using the Marx capacitors C1, C2, .

図１６は、Ｎ段分の充放電回路がある場合のＥＣＵ４０の制御を示す。図１６に示した処理が開始されると、まず初動制御部３５Ａを駆動する処理が行なわれる（ステップＳ２００）。処理の内容は、第５実施形態のステップＳ１００（図１４）と同様である。ＥＣＵ４０は、続いて、第１制御回路５１Ｂの電圧計６５から計測信号Ｖ１から電圧を読み取り、定電圧回路６２の出力電圧が閾値として定めた規定電圧に達したかを判断する（ステップＳ２１０）。達していなければ、達するまで待機する。スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１３のオン・オフを切換えることで、トランスＴ１を介した電力の供給が行なわれ、定電圧回路６２の出力電圧がゲートドライブユニット６３が動作するのに十分な規定電圧に達していれば（ステップＳ２１０：「ＹＥＳ」）、繰り返し処理のための変数ｉを初期化（値１に設定）し（ステップＳ２２０）、ステップＳ３００ｓからＳ３００ｅを繰り返す処理を開始する。 FIG. 16 shows the control of the ECU 40 when there are N stages of charge/discharge circuits. When the process shown in FIG. 16 is started, first, a process for driving the initial motion control section 35A is performed (step S200). The content of the processing is the same as that of step S100 (FIG. 14) of the fifth embodiment. The ECU 40 then reads the voltage from the measurement signal V1 from the voltmeter 65 of the first control circuit 51B, and determines whether the output voltage of the constant voltage circuit 62 has reached a specified voltage defined as a threshold (step S210). If not, wait until it is reached. Power is supplied through the transformer T1 by switching the switching elements SW11 to SW13 on and off, and the output voltage of the constant voltage circuit 62 reaches a specified voltage sufficient for the gate drive unit 63 to operate. If so (step S210: "YES"), the variable i for the repetition process is initialized (set to 1) (step S220), and the process of repeating steps S300s to S300e is started.

こうして初動制御部３５Ａの駆動が終了すると、次にＥＣＵ４０は、指令信号Ｈｉを出力し、第ｉ１制御回路を駆動する処理を行なう（ステップＳ３１０）。初動制御部３５Ａと同様に、第ｉ制御回路の定電圧回路６２の電圧が規定電圧に達したかを判断し（ステップＳ３２０）、規定電圧に達するまで待機する。第ｉ制御回路の定電圧回路６２の電圧が規定電圧に達すると（ステップＳ３２０：「ＹＥＳ」）、変数ｉをインクリメントし（ステップＳ３３０）、変数ｉが、充放電回路の段数Ｎになるまで上記の処理を繰り返す。 When the driving of the initial motion control unit 35A is finished in this manner, the ECU 40 next outputs a command signal Hi to perform processing for driving the i1th control circuit (step S310). As with the initial control unit 35A, it determines whether the voltage of the constant voltage circuit 62 of the i-th control circuit has reached the specified voltage (step S320), and waits until the specified voltage is reached. When the voltage of the constant voltage circuit 62 of the i-th control circuit reaches the specified voltage (step S320: "YES"), the variable i is incremented (step S330), and the variable i reaches the stage number N of the charge/discharge circuit. repeat the process.

Ｎ段目までの駆動が完了すると、負荷ＬＤに高電圧を印加する処理が行なわれ（ステップＳ２４０）、印加終了の判断がなされるまで（ステップＳ２５０）、毛継続される。この処理（ステップＳ２４０，Ｓ２５０）は、第５実施形態と同様である。 When the driving up to the N-th stage is completed, the process of applying a high voltage to the load LD is performed (step S240), and this is continued until it is determined to end the application (step S250). This process (steps S240 and S250) is the same as in the fifth embodiment.

以上説明した第６実施形態では、マルクスコンデンサＣ１，Ｃ２・・・に蓄えられた電荷をトランスＴ１，Ｔ２・・・の一次側コイルＬ１１，Ｌ２１・・・を介した短絡回路に流すことで、各制御回路５１Ｂ・・・の動作用電力の受け渡しを行なっている。マルクスコンデンサと短絡回路とを用いた充放電により交番電流は、スイッチング素子をターンオン・オフすることで、何度でもトランスの一次側コイルに流せるので、必要な電力の受け渡しを確実に行なうことができる。この点は、第２充放電回路２０Ａ以降Ｎ段目までの充放電回路において同様である。しかも、第６実施形態では、定電圧回路６２の出力電圧が、規定電圧になったかを、電圧計６５を用いて監視しているので、各制御回路が動作可能となったことを確実に判断することができる。第６実施形態では、第１実施形態と同様の作用効果を奏することは勿論である。 In the sixth embodiment described above, the electric charges stored in the Marx capacitors C1, C2, . It transfers power for operation of each control circuit 51B. Alternating current can flow through the primary coil of the transformer any number of times by turning on and off the switching element by charging and discharging using the Marx capacitor and short circuit, so that the required power can be reliably transferred. . This point is the same for the charge/discharge circuits from the second charge/discharge circuit 20A to the N-th stage. Moreover, in the sixth embodiment, since the voltmeter 65 is used to monitor whether the output voltage of the constant voltage circuit 62 has reached the specified voltage, it can be reliably determined that each control circuit has become operable. can do. It goes without saying that the sixth embodiment has the same effects as those of the first embodiment.

Ｇ．その他の実施形態：
上記の実施形態では、スイッチング素子として半導体素子を用いたが、リレーやリードスイッチ、ソリッドステートリレーなど、他の形態のスイッチング素子を用いてもよい。また、ペアになるスイッチング素子は、同じものであってもよいし、異なるものでもよい。各制御回路からのゲート信号は、直接スイッチング素子を駆動しても良いし、ホトカプラなどを用いて、絶縁された状態で駆動するものとしてもよい。 G. Other embodiments:
In the above embodiments, semiconductor elements are used as switching elements, but other forms of switching elements such as relays, reed switches, and solid state relays may be used. Moreover, the switching elements that form a pair may be the same or different. A gate signal from each control circuit may drive the switching element directly, or may be driven in an insulated state using a photocoupler or the like.

本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリーを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウエア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリーと一つ以上のハードウエア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。 The controller and techniques described in this disclosure may be implemented by a dedicated computer provided by configuring a processor and memory programmed to perform one or more functions embodied by the computer program. may be Alternatively, the controls and techniques described in this disclosure may be implemented by a dedicated computer provided by configuring the processor with one or more dedicated hardware logic circuits. Alternatively, the control units and techniques described in this disclosure can be implemented by a combination of a processor and memory programmed to perform one or more functions and a processor configured by one or more hardware logic circuits. It may also be implemented by one or more dedicated computers configured. The computer program may also be stored as computer-executable instructions on a computer-readable non-transitional tangible recording medium.

本開示は、上述の実施形態に限られるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の構成で実現することができる。例えば、発明の概要の欄に記載した各形態中の技術的特徴に対応する実施形態中の技術的特徴は、上述の課題の一部又は全部を解決するために、あるいは、上述の効果の一部又は全部を達成するために、適宜、差し替えや、組み合わせを行うことが可能である。また、その技術的特徴が本明細書中に必須なものとして説明されていなければ、適宜、削除することが可能である。 The present disclosure is not limited to the embodiments described above, and can be implemented in various configurations without departing from the scope of the present disclosure. For example, the technical features in the embodiments corresponding to the technical features in the respective modes described in the Summary of the Invention column may be used to solve some or all of the above problems, or Substitutions and combinations may be made as appropriate to achieve part or all. Also, if the technical features are not described as essential in this specification, they can be deleted as appropriate.

Ｃ１，Ｃ２…マルクスコンデンサ、ＤＲＲ…リカバリダイオード、１０，１０Ａ…第１充放電回路、２０，２０Ａ…第２充放電回路、３０…電源部、３１…直流電源、３３…バッテリ、３５，３５Ａ…初動制御部、５１，５１Ａ，５１Ｂ…第１制御回路、５２，５２Ａ…第２制御回路、６１…整流回路、６２…定電圧回路、６３…ゲートドライブユニット、６５…電圧計、１００，１００Ａ…マルクス回路 C1, C2...Marx capacitor, DRR...Recovery diode, 10,10A...First charging/discharging circuit, 20,20A...Second charging/discharging circuit, 30...Power supply unit, 31...DC power supply, 33...Battery, 35, 35A... Initial motion controller 51, 51A, 51B First control circuit 52, 52A Second control circuit 61 Rectifier circuit 62 Constant voltage circuit 63 Gate drive unit 65 Voltmeter 100, 100A Marx circuit

Claims

A Marx circuit (100, 100A) that outputs a high voltage to a load (LD),
a DC power supply (31);
a plurality of stages of charging and discharging circuits (10, 20, 10A, 20A) provided between the DC power supply and the load;
with
The charging and discharging circuit of each stage is
Capacitors (C1, C2) for charging and discharging;
Switching devices (SW11, SW12, SW21) for switching between a first electric path (EP1) for charging the capacitor and a second electric path (EP2) for connecting the capacitors in each stage in series and discharging. , SW22), and
transformers (T1, T2) in which primary side coils (L11, L21) are interposed in portions of the charge/discharge circuit that are the first electric path and are not included in the second electric path;
Control circuits (51, 52, 51A, 52A, 51B) and
with
Among the multi-stage charge-discharge circuits, the first-stage charge-discharge circuit provided on the DC power supply side uses a power supply (33) independent of the DC power supply to operate the switching device, whereby the charging is performed. An initial control unit (35, 35A) for starting charging of a capacitor of a discharge circuit through the first electric path, and the primary coil is interposed in the first electric path by the started charging of the capacitor. a Marx circuit that provides operating power for the control circuit through the transformer that is installed.

After switching to the first electric path by the operation of the initial control unit and charging of the capacitor of the charging/discharging circuit from the DC power supply is started, the transformer is in a period until switching to the second electric path. 2. The Marx circuit according to claim 1, wherein a current oscillating element (C11, C12) is arranged in said first electrical path such that an alternating current flows through said primary coil of.

3. The Marx circuit according to claim 2, wherein said current oscillating element is a capacitive component provided in said first electrical path and forming a resonant circuit with said primary coil of said transformer.

3. The Marx circuit according to claim 2, wherein said current oscillating element is a diode (DRR) provided in said first electrical path and having a reverse recovery current greater than a predetermined threshold.

A Marx circuit according to claim 2,
the current oscillating element is a switching element (SW13, SW23) provided in the first electric path and connected in series with the switching device;
The initial control unit turns off the charging of the capacitor from the DC power supply by the switching device, and then turns on the switching element to short-circuit the capacitor via the primary coil of the transformer. By forming a Marx circuit, a current opposite to the charging current to the capacitor flows through the primary coil as the alternating current.

6. The Marx circuit according to any one of claims 1 to 5, wherein said charging/discharging circuits in said plurality of stages start operating sequentially from said initial stage at predetermined intervals.

7. The Marx circuit according to claim 6, wherein said predetermined period is a period until said operating power of said control circuit in each stage becomes equal to or greater than a predetermined threshold.