JP7228984B2 - Inrush current prevention circuit - Google Patents

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Description

本発明は、電源投入初期に発生する突入電流を制限して回路素子を保護する突入電流防止回路に関する。 BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inrush current prevention circuit that protects circuit elements by limiting an inrush current generated at the initial stage of power-on.

スイッチング電源の入力回路側には、ノイズの除去及び入力電圧を平滑化するため平滑コンデンサが設けられている。このため、動作開始時には、平滑コンデンサに電荷がチャージされるまで突入電流が流れる。突入電流が大きい場合、スイッチング電源の入力電圧が大きく変動し、他に接続されている回路に影響を及ぼす場合があり、突入電流防止回路が設けられている。 A smoothing capacitor is provided on the input circuit side of the switching power supply to remove noise and smooth the input voltage. Therefore, at the start of operation, a rush current flows until the smoothing capacitor is charged. When the inrush current is large, the input voltage of the switching power supply fluctuates greatly, which may affect other connected circuits. Therefore, an inrush current prevention circuit is provided.

突入電流防止回路は、抵抗素子とスイッチング素子としてのトランジスタを並列に接続した回路構成がある。電源を投入するときには、スイッチング素子をオフとして抵抗素子を介して平滑コンデンサを充電し、この平滑コンデンサの充電が完了した後には、スイッチング素子をオンさせることにより、突入電流を防止する。 The inrush current prevention circuit has a circuit configuration in which a resistance element and a transistor as a switching element are connected in parallel. When the power is turned on, the switching element is turned off to charge the smoothing capacitor through the resistance element, and after the charging of the smoothing capacitor is completed, the switching element is turned on to prevent rush current.

特許文献１で開示されている突入電流防止回路は、抵抗素子と定常時用トランジスタを並列に接続し、定常時用トランジスタの制御端子に、制御端子電圧をクランプするためのクランプ用トランジスタが接続される構成である。平滑コンデンサを抵抗との時定数でゆっくりと充電させるとともに、平滑コンデンサの充電が完了するとき、定常時用トランジスタのゲート・ソース間電圧が電源回路からの出力電圧とクランプ用トランジスタのゲートカットオフ電圧との差分でクランプさせることにより、直流入力電源からの入力電圧の変動が広い場合にも適用させることが可能である。 In the inrush current prevention circuit disclosed in Patent Document 1, a resistive element and a steady-state transistor are connected in parallel, and a clamping transistor for clamping the control terminal voltage is connected to the control terminal of the steady-state transistor. It is a configuration that The smoothing capacitor is slowly charged with the time constant of the resistor, and when the charging of the smoothing capacitor is completed, the voltage between the gate and source of the steady-state transistor is equal to the output voltage from the power supply circuit and the gate cutoff voltage of the clamp transistor. By clamping with the difference between , it is possible to apply even when the fluctuation of the input voltage from the DC input power supply is wide.

特許文献２で開示されている突入電流防止回路は、直流電源に接続された負荷及びこの負荷と並列に接続された入力コンデンサと、この入力コンデンサへの突入電流を制限する電界効果トランジスタと、この電界効果トランジスタのゲート電圧を生成するためのバイアス抵抗と第一のコンデンサとを有する時定数回路と、電界効果トランジスタのドレイン・ゲート間に並列に接続された第二のコンデンサとを備えている。 The inrush current prevention circuit disclosed in Patent Document 2 includes a load connected to a DC power supply, an input capacitor connected in parallel with the load, a field effect transistor for limiting the inrush current to the input capacitor, and the It comprises a time constant circuit having a first capacitor and a bias resistor for generating a gate voltage of the field effect transistor, and a second capacitor connected in parallel between the drain and gate of the field effect transistor.

入力コンデンサへの充電電流に対し負帰還をかけ、充電電流を一定に保つことが可能である。電源の投入直後にゲート・ソース間のコンデンサに電圧が発生し、電界効果トランジスタのオン抵抗を速やかに下げ、突入電流を速やかに流すことができる。この負帰還は、入力コンデンサへの充電電流に対してかかるため、充電電流以外の電流には負帰還がかからず、負荷への電流供給を速やかに行うことができる。 It is possible to keep the charging current constant by applying negative feedback to the charging current to the input capacitor. A voltage is generated in the capacitor between the gate and the source immediately after the power is turned on, and the on-resistance of the field effect transistor can be quickly lowered, allowing the inrush current to flow quickly. Since this negative feedback is applied to the charging current to the input capacitor, negative feedback is not applied to currents other than the charging current, and current can be quickly supplied to the load.

特許文献３で開示されている突入電流防止回路は、交流電圧入力での突入防止回路である。交流電圧を整流する整流回路と、整流回路の出力電流を平滑化する平滑コンデンサと、整流回路及び平滑コンデンサの間に接続される電界効果トランジスタと、平滑コンデンサの電圧が閾値より低い場合には電界効果トランジスタのゲートに第１のゲート電圧を供給し、平滑コンデンサの電圧が閾値より高い場合には電界効果トランジスタのゲートに第２のゲート電圧を供給する制御回路とを有している。第１のゲート電圧が供給された場合の電界効果トランジスタの抵抗は、第２のゲート電圧が供給された場合の電界効果トランジスタの抵抗より高い。交流電圧投入直後は、電界効果トランジスタの抵抗が高くなるので、突入電流を防止することができる。 The inrush current prevention circuit disclosed in Patent Document 3 is an inrush prevention circuit for AC voltage input. A rectifying circuit that rectifies the AC voltage, a smoothing capacitor that smoothes the output current of the rectifying circuit, a field effect transistor connected between the rectifying circuit and the smoothing capacitor, and an electric field when the voltage of the smoothing capacitor is lower than the threshold and a control circuit for applying a first gate voltage to the gate of the effect transistor and applying a second gate voltage to the gate of the field effect transistor when the voltage of the smoothing capacitor is above the threshold. The resistance of the field effect transistor when the first gate voltage is applied is higher than the resistance of the field effect transistor when the second gate voltage is applied. Since the resistance of the field effect transistor is high immediately after the application of the AC voltage, rush current can be prevented.

特許文献４では、交流電圧を入力とするブリッジレス力率改善回路を備えたスイッチング電源における突入電流防止回路が開示されている。交流電圧の入力部と、入力部に交流電圧に対して並列に接続されたラインコンデンサ（平滑コンデンサ）を少なくとも含む力率改善回路用の入力フィルタと、入力フィルタよりも交流電圧に対して離れるように入力部に接続されたブリッジレス力率改善回路と、突入電流を抑制するための突入電流防止回路とを備えている。突入電流防止回路は、抵抗、サーミスタ、サイリスタ及びリレー等で構成されている。 Patent Document 4 discloses an inrush current prevention circuit in a switching power supply having a bridgeless power factor correction circuit that receives an AC voltage as an input. An AC voltage input section, an input filter for a power factor correction circuit including at least a line capacitor (smoothing capacitor) connected in parallel to the AC voltage in the input section, and a filter that is farther away from the AC voltage than the input filter. A bridgeless power factor correction circuit connected to the input section and an inrush current prevention circuit for suppressing inrush current. The inrush current prevention circuit is composed of resistors, thermistors, thyristors, relays, and the like.

特許文献５では、電圧源からの電圧投入時の整流回路の出力電流値を、定常動作時の整流回路の出力電流値よりも高い出力電流値に制限するノーマリーオン型トランジスタによる突入電流防止回路が提案されている。電圧源から供給される交流電流を整流する整流回路と、整流回路からの出力電流により充電される平滑コンデンサと、整流回路と平滑コンデンサとの間に直列に接続されるとともに、電圧源からの電圧投入時の整流回路の出力電流値を、定常動作時の整流回路の出力電流値よりも高い出力電流値に制限するノーマリーオン型トランジスタとを備えている。ノーマリーオン型のトランジスタは、窒化ガリウム（ＧａＮ）などの窒化物半導体により形成された高電子移動度トランジスタ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＨＥＭＴ）である。 Patent Document 5 discloses an inrush current prevention circuit using a normally-on transistor that limits the output current value of a rectifier circuit when voltage is applied from a voltage source to an output current value higher than the output current value of the rectifier circuit during steady operation. is proposed. A rectifying circuit that rectifies the alternating current supplied from the voltage source, a smoothing capacitor that is charged by the output current from the rectifying circuit, and a rectifier connected in series between the rectifying circuit and the smoothing capacitor, and the voltage from the voltage source and a normally-on transistor that limits the output current value of the rectifier circuit when it is turned on to an output current value higher than the output current value of the rectifier circuit during normal operation. A normally-on transistor is a high electron mobility transistor (HEMT) made of a nitride semiconductor such as gallium nitride (GaN).

ＧａＮ－ＨＥＭＴは、高電圧動作でのトランジスタのオン抵抗が著しく高くなってしまう電流コラプス現象があり、ゲート電極近傍での電界集中を抑えるフィールドプレート構造がある。フィールドプレート構造は様々な構造が提案されているが、特許文献６では、ゲート電極が、第１の領域と第２の領域からなり、ドレイン電極側の一部に、第1の領域より抵抗の高い第２の領域を備えていることにより、抵抗の高い領域に電界が分布するようにして、ゲート電極近傍での電界集中を緩和する構造も提案されている。 A GaN-HEMT has a current collapse phenomenon in which the on-resistance of the transistor is remarkably increased in high-voltage operation, and has a field plate structure that suppresses electric field concentration in the vicinity of the gate electrode. Various field plate structures have been proposed. In Patent Document 6, the gate electrode is composed of a first region and a second region, and a part on the drain electrode side has a lower resistance than the first region. A structure has also been proposed in which the electric field is distributed in the high-resistance region by providing the high second region, thereby alleviating the electric field concentration in the vicinity of the gate electrode.

特開２０００－２５０６４３号公報JP-A-2000-250643 特開２００５－０４５９５７号公報JP-A-2005-045957 特開２０１５－１７１２９７号公報JP 2015-171297 A 特開２０１２－１７５８３３号公報JP 2012-175833 A 特開２０１５－０６５０８２号公報JP 2015-065082 A 特開２０１０－２７２７２９号公報JP 2010-272729 A

従来例は突入電流を防止するために並列接続した抵抗と半導体スイッチをコンデンサと直列に接続し電源投入後、コンデンサの初期充電が完了するまでは半導体スイッチをオフさせておき、その後半導体スイッチをオンさせる必要がある。そのため、半導体スイッチのオン・オフの時間制御をするための回路が必要で複雑となる。入力コンデンサへの充電電流に対し負帰還をかけ、充電電流を一定に保つためには、負帰還回路が必要であり、さらに回路が複雑になる。 In the conventional example, a resistor connected in parallel and a semiconductor switch are connected in series with a capacitor to prevent rush current. After the power is turned on, the semiconductor switch is turned off until the initial charging of the capacitor is completed, and then the semiconductor switch is turned on. need to let Therefore, a circuit for controlling the ON/OFF time of the semiconductor switch is required and complicated. A negative feedback circuit is required to apply negative feedback to the charging current to the input capacitor and to keep the charging current constant, further complicating the circuit.

交流電圧入力で、平滑コンデンサの電圧が閾値より低い場合には電界効果トランジスタのゲートに第１のゲート電圧を供給し、平滑コンデンサの電圧が閾値より高い場合には電界効果トランジスタのゲートに第２のゲート電圧を供給する制御回路を有する突入電流防止回路は、制御回路が必要であり、回路が複雑となる。 With AC voltage input, when the voltage of the smoothing capacitor is lower than the threshold, the first gate voltage is supplied to the gate of the field effect transistor, and when the voltage of the smoothing capacitor is higher than the threshold, the second gate voltage is applied to the gate of the field effect transistor. A rush current prevention circuit having a control circuit for supplying a gate voltage of 100V requires a control circuit and the circuit becomes complicated.

交流電圧を入力とするブリッジレス力率改善回路を備えたスイッチング電源における突入電流防止回路は、抵抗、サーミスタ、サイリスタ及びリレー等で構成されているが、突入電流防止回路での損失が大きい。 An inrush current prevention circuit in a switching power supply equipped with a bridgeless power factor correction circuit that receives an AC voltage is composed of resistors, thermistors, thyristors, relays, etc., but the loss in the inrush current prevention circuit is large.

電源からの電圧投入時の整流回路の出力電流値を、定常動作時の整流回路の出力電流値よりも高い出力電流値に制限するノーマリーオン型トランジスタを備えた突入電流防止回路は、簡単な回路構成である。しかしながら、ノーマリーオン型のトランジスタを、窒化ガリウムなどの窒化物半導体により形成された高電子移動度トランジスタとすると、電流値の制御が難しく、制御回路を使用すると回路が複雑になる。 An inrush current prevention circuit equipped with a normally-on transistor that limits the output current value of the rectifier circuit when voltage is applied from the power supply to a higher output current value than the output current value of the rectifier circuit during steady-state operation is simple. This is the circuit configuration. However, if the normally-on transistor is a high electron mobility transistor made of a nitride semiconductor such as gallium nitride, it is difficult to control the current value, and the use of a control circuit complicates the circuit.

本発明は、これらの課題を解決し、素子自体に電流制御機能を備えたＧａＮパワーデバイスにより、簡単な回路で突入電流を防止することが可能なスイッチング電源を提供することを目的としている。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve these problems and provide a switching power supply capable of preventing an inrush current with a simple circuit using a GaN power device having a current control function in the element itself.

（１）本発明のスイッチング電源は、入力部からの入力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記入力部と前記平滑コンデンサの間に挿入される突入電流防止回路とを備え、突入電流防止回路はＧａＮパワーデバイスを備え、前記ＧａＮパワーデバイスは横型であり、所定電圧以上の電圧を印加すると前記ＧａＮパワーデバイスが有する２次元電子ガスのチャネル内電子が空乏化してオン抵抗が高くなる電流コラプス現象を有し、前記ＧａＮパワーデバイスは、電流コラプス現象を制御する手段を備えていることを特徴とする。 (1) A switching power supply according to the present invention comprises a smoothing capacitor for smoothing an input voltage from an input section, and an inrush current prevention circuit inserted between the input section and the smoothing capacitor, wherein the inrush current prevention circuit is Equipped with a GaN power device, the GaN power device is of a horizontal type, and when a voltage higher than a predetermined voltage is applied, the electrons in the channel of the two-dimensional electron gas of the GaN power device are depleted, causing a current collapse phenomenon in which the on-resistance increases. and the GaN power device is characterized by comprising means for controlling the current collapse phenomenon.

（２）本発明のスイッチング電源においては、前記ＧａＮパワーデバイスは、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、前記ゲート電極が前記ドレイン電極に近い位置に配置されていることが好ましい。 (2) In the switching power supply of the present invention, the GaN power device preferably has a source electrode, a gate electrode, and a drain electrode arranged in this order, and the gate electrode is arranged at a position close to the drain electrode.

（３）本発明のスイッチング電源においては、前記ＧａＮパワーデバイスは、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、前記ゲート電極と前記ドレイン電極の間に、補助ゲート電極が設けられていることが好ましい。 (3) In the switching power supply of the present invention, the GaN power device has a source electrode, a gate electrode and a drain electrode arranged in this order, and an auxiliary gate electrode provided between the gate electrode and the drain electrode. is preferred.

（４）本発明のスイッチング電源においては、前記ＧａＮパワーデバイスは、前記ＧａＮパワーデバイスは、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、前記ソース電極に電気的に接続されたソースフィールドプレートを設け、前記ソースフィールドプレートは、保護層を介して前記ゲート電極を覆い、ドレイン電極側端部は前記ゲート電極のドレイン電極側端部と平面視同一の位置にあることが好ましい。 (4) In the switching power supply of the present invention, the GaN power device has a source electrode, a gate electrode and a drain electrode arranged in this order, and a source field plate electrically connected to the source electrode. Preferably, the source field plate covers the gate electrode via a protective layer, and the drain electrode side end of the gate electrode is located at the same position as the drain electrode side end of the gate electrode in plan view.

（５）本発明のスイッチング電源においては、前記ＧａＮパワーデバイスは、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、ゲート電極とドレイン電極間には、前記ドレイン電極と電気的に接続されたドレインフィールドプレートを備えていることが好ましい。 (5) In the switching power supply of the present invention, the GaN power device has a source electrode, a gate electrode and a drain electrode arranged in this order, and between the gate electrode and the drain electrode is a drain electrically connected to the drain electrode. A field plate is preferably provided.

（６）本発明のスイッチング電源においては、前記ＧａＮパワーデバイスは、第１ソース電極、第１ゲート電極、第２ゲート電極及び第２ソース電極が順に配置された双方向スイッチであり、前記第１ソース電極と前記第１ゲート電極に電気的に接続された第１ソースフィールドプレートと、前記第２ゲート電極と前記第２ソース電極に電気的に接続された第２ソースフィールドプレートをさらに備えていることが好ましい。 (6) In the switching power supply of the present invention, the GaN power device is a bidirectional switch in which a first source electrode, a first gate electrode, a second gate electrode and a second source electrode are arranged in order, and the first a first source field plate electrically connected to the source electrode and the first gate electrode; and a second source field plate electrically connected to the second gate electrode and the second source electrode. is preferred.

（７）本発明のスイッチング電源においては、前記ＧａＮパワーデバイスは、デプレッション型であり、前記スイッチング回路は、前記ＧａＮパワーデバイスのデプレッション型に対応した回路であることが好ましい。 (7) In the switching power supply of the present invention, it is preferable that the GaN power device is of a depletion type, and the switching circuit is a circuit compatible with the depletion type of the GaN power device.

（８）本発明のスイッチング電源においては、前記ＧａＮパワーデバイスは、エンハンスメント型であり、前記スイッチング回路は、前記ＧａＮパワーデバイスのエンハンスメント型に対応した回路であることが好ましい。 (8) In the switching power supply of the present invention, it is preferable that the GaN power device is an enhancement type, and the switching circuit is a circuit compatible with the enhancement type of the GaN power device.

（９）本発明のスイッチング電源においては、前記ＧａＮパワーデバイスは、第１電極と第２電極を備え、前記第１電極と前記第２電極との間には、前記第１電極と電気的に接続された第１電極フィールドプレートと、前記第２電極と電気的に接続された第２電極フィールドプレートを備えていることが好ましい。 (9) In the switching power supply of the present invention, the GaN power device includes a first electrode and a second electrode, and between the first electrode and the second electrode is electrically connected to the first electrode. It preferably comprises a connected first electrode field plate and a second electrode field plate electrically connected to said second electrode.

（１０）本発明のスイッチング電源においては、前記第１電極と前記第２電極のいずれか一方の電極をショットキー接触とし、他方の電極をオーミック接触としたことが好ましい。 (10) In the switching power supply of the present invention, it is preferable that one of the first electrode and the second electrode is in Schottky contact and the other electrode is in ohmic contact.

（１１）本発明のスイッチング電源においては、前記第１電極と前記第２電極を、オーミック接触の電極とし、双方向ダイオード機能を備えていることが好ましい。 (11) In the switching power supply of the present invention, it is preferable that the first electrode and the second electrode are ohmic contact electrodes and have a bidirectional diode function.

（１２）本発明のスイッチング電源においては、前記入力電源は、直流電源であり、平滑コンデンサと電気的に接続されていることが好ましい。 (12) In the switching power supply of the present invention, it is preferable that the input power supply is a DC power supply and electrically connected to a smoothing capacitor.

（１３）本発明のスイッチング電源においては、前記入力電源は、交流電源であり、ダイオードブリッジ整流器で整流されることが好ましい。 (13) In the switching power supply of the present invention, it is preferable that the input power supply is an AC power supply and is rectified by a diode bridge rectifier.

（１４）本発明のスイッチング電源においては、前記入力電源は交流電源であり、前記突入電流防止回路はＰＦＣ回路のダイオードを構成していることが好ましい。 (14) In the switching power supply of the present invention, it is preferable that the input power supply is an AC power supply, and the inrush current prevention circuit constitutes a diode of a PFC circuit.

（１５）本発明のスイッチング電源においては、前記入力電源は交流電源であり、前記突入電流防止回路は、交流電圧を入力とするブリッジレスＰＦＣ回路のダイオードを構成していることが好ましい。 (15) In the switching power supply of the present invention, it is preferable that the input power supply is an AC power supply, and the inrush current prevention circuit constitutes a diode of a bridgeless PFC circuit that receives an AC voltage.

（１６）本発明のスイッチング電源においては、前記平滑コンデンサと並列にＤＣ／ＤＣコンバータが接続されていることが好ましい。 (16) In the switching power supply of the present invention, it is preferable that a DC/DC converter is connected in parallel with the smoothing capacitor.

（１）本発明のスイッチング電源は、突入電流防止回路はＧａＮパワーデバイスを備え、ドレイン電極とソース電極間に所定電圧以上を印加するとＧａＮパワーデバイスが有する２次元電子ガスのチャネル内電子が空乏化してオン抵抗が高くなる電流コラプス現象を制御する手段を備えているため、突入電流の最大値をＧａＮパワーデバイスの機能で制御することができる。このため、並列接続した抵抗は不要で半導体スイッチの時間制御も不要なため、回路の簡素化が出来る。 (1) In the switching power supply of the present invention, the inrush current prevention circuit includes a GaN power device, and when a predetermined voltage or more is applied between the drain electrode and the source electrode, the electrons in the channel of the two-dimensional electron gas of the GaN power device are depleted. Since the GaN power device is provided with a means for controlling the current collapse phenomenon in which the on-resistance increases as a result, the maximum value of the inrush current can be controlled by the function of the GaN power device. For this reason, the circuit can be simplified because the resistance connected in parallel is not required and the time control of the semiconductor switch is not required.

（２）本発明のスイッチング電源によれば、ＧａＮパワーデバイスは、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、ゲート電極がドレイン電極に近い位置に配置されているため、空乏化現象を促進し、さらにゲート電極とドレイン電極の距離により電流コラプス現象を制御できる。 (2) According to the switching power supply of the present invention, the GaN power device has a source electrode, a gate electrode, and a drain electrode arranged in this order, and the gate electrode is arranged at a position close to the drain electrode, thereby promoting the depletion phenomenon. Furthermore, the current collapse phenomenon can be controlled by the distance between the gate electrode and the drain electrode.

（３）本発明のスイッチング電源によれば、ＧａＮパワーデバイスは、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、ゲート電極とドレイン電極の間に、補助ゲート電極が設けられているため、補助ゲート電極の駆動により電流コラプス現象を促進し、突入電流を防止することができる。 (3) According to the switching power supply of the present invention, the GaN power device has the source electrode, the gate electrode and the drain electrode arranged in this order, and the auxiliary gate electrode is provided between the gate electrode and the drain electrode. By driving the gate electrode, the current collapse phenomenon can be promoted and the rush current can be prevented.

（４）本発明のスイッチング電源によれば、ＧａＮパワーデバイスは、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、ソース電極に電気的に接続されたソースフィールドプレートを設け、ソースフィールドプレートは、保護層を介してゲート電極を覆い、ドレイン電極側端部は前記ゲート電極のドレイン電極側端部と平面視同一の位置にあるため、ゲート電極の端部での電界をさらに集中させることができ、電流コラプス現象を促進し、突入電流を防止することができる。 (4) According to the switching power supply of the present invention, the GaN power device is provided with a source field plate in which a source electrode, a gate electrode and a drain electrode are arranged in order and electrically connected to the source electrode, the source field plate comprising: Since the gate electrode is covered with the protective layer and the end of the drain electrode is at the same position as the end of the gate electrode on the drain electrode side in plan view, the electric field at the end of the gate electrode can be further concentrated. , can promote current collapse phenomenon and prevent inrush current.

（５）本発明のスイッチング電源によれば、ＧａＮパワーデバイスは、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、ゲート電極とドレイン電極間には、ドレイン電極と電気的に接続されたドレインフィールドプレートを備えているため、ドレイン電極へ印加する電圧をドレインフィールドプレートに印加できるので、電流コラプス現象を促進し、突入電流を防止することができる。 (5) According to the switching power supply of the present invention, the GaN power device has a source electrode, a gate electrode, and a drain electrode arranged in this order, and a drain field electrically connected to the drain electrode is provided between the gate electrode and the drain electrode. Since the plate is provided, the voltage to be applied to the drain electrode can be applied to the drain field plate, so that the current collapse phenomenon can be promoted and rush current can be prevented.

（６）本発明のスイッチング電源によれば、ＧａＮパワーデバイスは、第１ソース電極と第１ゲート電極に電気的に接続された第１フィールドプレートと、第２ゲート電極と第２ソース電極に電気的に接続された第２フィールドプレートをさらに備えた双方向スイッチであるため、第１ソース電極と第２ソース電極の何れの電極に正負の電圧が印加されても、双方向で電流を流すことができ、第１フィールドプレートと第２フィールドプレートにより、電流コラプス現象を促進し、突入電流を防止することができる。
ができる。 (6) According to the switching power supply of the present invention, the GaN power device includes a first field plate electrically connected to the first source electrode and the first gate electrode, and an electric field plate electrically connected to the second gate electrode and the second source electrode. Since it is a bidirectional switch further comprising a second field plate that is positively connected, current can flow in both directions regardless of whether a positive or negative voltage is applied to either the first source electrode or the second source electrode. The first field plate and the second field plate can promote the current collapse phenomenon and prevent rush current.
can be done.

（７）本発明のスイッチング電源によれば、ＧａＮパワーデバイスは、デプレッション型であるため、電源投入時にゲート電圧とソース電圧が同じである場合も電流を流すことができ、電流コラプス現象により、最大電流を制限し、突入電流を防止することができる。 (7) According to the switching power supply of the present invention, since the GaN power device is a depletion type, current can flow even when the gate voltage and the source voltage are the same when the power is turned on. It can limit current and prevent inrush current.

（８）本発明のスイッチング電源によれば、前記ＧａＮパワーデバイスは、エンハンスメント型であってもよく、ダイオード構造のＧａＮパワーデバイスに好適である。 (8) According to the switching power supply of the present invention, the GaN power device may be of an enhancement type, and is suitable for diode-structured GaN power devices.

（９）本発明のスイッチング電源によれば、ＧａＮパワーデバイスは横型であり、第１電極と第２電極を備え、第１電極と第２電極との間には、第１電極と電気的に接続された第１電極フィールドプレートと、第２電極と電気的に接続された第２電極フィールドプレートを備えているため、双方向に流した電流に対して、電流コラプス現象により、最大電流を制限し、突入電流を防止することができる。 (9) According to the switching power supply of the present invention, the GaN power device is of horizontal type and includes a first electrode and a second electrode. Since the first electrode field plate is connected and the second electrode field plate is electrically connected to the second electrode, the maximum current is limited by the current collapse phenomenon with respect to the current flowing in both directions. and prevent inrush current.

（１０）本発明のスイッチング電源によれば、ＧａＮパワーデバイスは、第１電極と第２電極のいずれか一方の電極をショットキー接触とし、他方の電極をオーミック接触として一方向のダイオード機能を持たせることができ、電流コラプス現象により、最大電流を制限し、突入電流を防止することができる。 (10) According to the switching power supply of the present invention, the GaN power device has a unidirectional diode function with Schottky contact for one of the first electrode and the second electrode and ohmic contact for the other electrode. The current collapse phenomenon can limit the maximum current and prevent inrush current.

（１１）本発明のスイッチング電源によれば、ＧａＮパワーデバイスは、第１電極と第２電極をョットキー接触とすることで、両方向のダイオード機能を持たせることができる。このため、電流コラプス現象により、最大電流を制限し、正負両方向の突入電流を防止することができる。 (11) According to the switching power supply of the present invention, the GaN power device can have a diode function in both directions by bringing the first electrode and the second electrode into jotkey contact. Therefore, due to the current collapse phenomenon, it is possible to limit the maximum current and prevent inrush currents in both positive and negative directions.

（１２）本発明のスイッチング電源によれば、前記入力電源は直流電源であり、平滑コンデンサと電気的に接続されているため、電源投入直後の突入電流を防止した小型のＤＣ－ＤＣコンバータを提供することができる。 (12) According to the switching power supply of the present invention, since the input power supply is a DC power supply and is electrically connected to a smoothing capacitor, it provides a small DC-DC converter that prevents an inrush current immediately after the power is turned on. can do.

（１３）本発明のスイッチング電源によれば、前記入力電源は交流電源であり、電源投入直後の突入電流を防止し、ダイオードブリッジ整流器で整流される突入電流を防止した小型のＡＣ－ＤＣコンバータを提供することができる。 (13) According to the switching power supply of the present invention, the input power supply is an AC power supply, and a compact AC-DC converter that prevents inrush current immediately after power-on and prevents inrush current rectified by a diode bridge rectifier. can provide.

（１４）本発明のスイッチング電源によれば、入力電源は交流電源であり、突入電流防止回路はＰＦＣ回路のダイオードを構成しているため、簡単な回路構成で、突入電流を防止した小型のＡＣ－ＤＣコンバータを提供することができる。 (14) According to the switching power supply of the present invention, the input power supply is an AC power supply, and the inrush current prevention circuit constitutes the diode of the PFC circuit. - A DC converter can be provided.

（１５）本発明のスイッチング電源によれば、入力電源は交流電源であり、突入電流防止回路は、交流電圧を入力とするブリッジレスＰＦＣ回路のダイオードを構成しているため、突入電流を防止した小型で高効率のＡＣ－ＤＣコンバータを提供することができる。 (15) According to the switching power supply of the present invention, the input power supply is an AC power supply, and the inrush current prevention circuit constitutes a diode of a bridgeless PFC circuit that receives an AC voltage. A compact and highly efficient AC-DC converter can be provided.

（１６）本発明のスイッチング電源によれば、前記平滑コンデンサと並列にＤＣ／ＤＣコンバータが接続されているため、突入電流を防止し、安定で小型のＤＣ－ＤＣコンバータ又ＡＣ－ＤＣコンバータを提供することができる。 (16) According to the switching power supply of the present invention, since the DC/DC converter is connected in parallel with the smoothing capacitor, inrush current is prevented, and a stable and compact DC-DC converter or AC-DC converter is provided. can do.

本発明の実施形態に係る突入電流防止回路１６を備えたスイッチング電源を示す図である。1 is a diagram showing a switching power supply provided with an inrush current prevention circuit 16 according to an embodiment of the invention; FIG. 平滑コンデンサ１２の等価回路である平滑コンデンサ等価回路２２を示す図である。3 is a diagram showing a smoothing capacitor equivalent circuit 22 that is an equivalent circuit of the smoothing capacitor 12. FIG. 平滑コンデンサ等価回路２２を用いて、図１に示した本発明のスイッチング電源の定常時の電流の流れを説明する図である。FIG. 2 is a diagram for explaining the steady-state current flow of the switching power supply of the present invention shown in FIG. 1 using a smoothing capacitor equivalent circuit 22; 電源投入時における本発明のスイッチング電源の等価回路を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing an equivalent circuit of the switching power supply of the present invention when power is turned on; 負荷短絡時におけるスイッチング電源の等価回路を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing an equivalent circuit of the switching power supply when the load is short-circuited; ＧａＮ－ＨＥＭＴの基本構造の模式的断面図である。1 is a schematic cross-sectional view of the basic structure of a GaN-HEMT; FIG. ＧａＮとＡｌＧａＮで形成されるヘテロ接合におけるエネルギーバンド図を示す図である。FIG. 4 is an energy band diagram of a heterojunction formed of GaN and AlGaN; 電流コラプス現象を説明する図である。It is a figure explaining a current collapse phenomenon. ＧａＮ－ＨＥＭＴのドレイン印加電圧ＶＤに対する電流とオン抵抗の関係を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the current and the on-resistance with respect to the voltage VD applied to the drain of the GaN-HEMT. ドレイン印加電圧ＶＤを印加した場合のゲート電極４４とドレイン電極４６の間の電位と電界強度を説明する図である。4 is a diagram for explaining the potential and electric field strength between the gate electrode 44 and the drain electrode 46 when the drain applied voltage VD is applied. FIG. ゲート４４の端部での電界強度を強くするために、補助ゲート電極４５－１，４５－２を設けたＧａＮ－ＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＡ１００を説明する図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a GaN power device A100 having a GaN-HEMT structure provided with auxiliary gate electrodes 45-1 and 45-2 in order to increase the electric field strength at the edge of the gate 44; ゲート電極４４の端部に発生する電界強度を減少させるために、ゲート電極４４にゲートフィールドプレート６０を設けた構造を説明する図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a structure in which a gate field plate 60 is provided on the gate electrode 44 in order to reduce the intensity of the electric field generated at the edge of the gate electrode 44; ゲート電極４４端部への電界集中を促進するために、ソース電極４２にソースフィールドプレート６２を設けたＧａＮ－ＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＢ１０２を説明する図である。FIG. 10 is a diagram for explaining a GaN power device B102 having a GaN-HEMT structure in which a source field plate 62 is provided on the source electrode 42 in order to promote electric field concentration at the edge of the gate electrode 44; 他の電流コラプス現象を促進するＧａＮ－ＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＣ１０４を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing a GaN power device C104 with a GaN-HEMT structure that promotes another current collapse phenomenon; ＧａＮパワーデバイスＣ１０４の電位と電界強度を説明する図である。FIG. 4 is a diagram for explaining the potential and electric field strength of the GaN power device C104; ゲートフィールドプレート６０とドレインフィールドプレート６４を備えたＧａＮ－ＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＤ１０６を説明する図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a GaN power device D106 having a GaN-HEMT structure including a gate field plate 60 and a drain field plate 64; ＧａＮ－ＨＥＭＴのドレイン電極４６とゲート電極４４を接続し、ソース側に延伸したドレインフィールドプレート６４を設けたＧａＮパワーデバイスＥ１０８を説明する図である。FIG. 10 is a diagram for explaining a GaN power device E108 in which a drain electrode 46 and a gate electrode 44 of a GaN-HEMT are connected and a drain field plate 64 extending toward the source side is provided. ソースフィールドプレートを２個備えたＧａＮ－ＨＥＭＴによる双方向スイッチであるＧａＮパワーデバイスＦ１１０を説明する図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a GaN power device F110, which is a bidirectional switch based on a GaN-HEMT with two source field plates; ＧａＮによるダイオード構造のＧａＮパワーデバイスＧ１１２を説明する図である。FIG. 4 is a diagram for explaining a GaN power device G112 having a diode structure made of GaN; 本発明の電流コラプス現象を制御する手段を設けたＧａＮパワーデバイスで突入電流防止回路１６を構成したスイッチング電源を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a switching power supply in which an inrush current prevention circuit 16 is composed of a GaN power device provided with means for controlling the current collapse phenomenon of the present invention; 平滑コンデンサ１２に直列に突入電流防止回路１６を設けたスイッチング電源を示す図である。3 is a diagram showing a switching power supply in which an inrush current prevention circuit 16 is provided in series with a smoothing capacitor 12; FIG. ２つのＧａＮパワーデバイスで構成された突入電流防止回路１６を備えたスイッチング電源を示す図である。FIG. 2 shows a switching power supply with an inrush current prevention circuit 16 composed of two GaN power devices; エンハンスメント型でノーマリーオフ動作となるＧａＮパワーデバイス２０を突入電流防止回路１６に使用したスイッチング電源を説明する図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a switching power supply that uses an enhancement-type normally-off GaN power device 20 as an inrush current prevention circuit 16; 入力部１０を交流電源とするコンデンサインプット型のＡＣ－ＤＣ変換によるスイッチング電源を説明する図である。FIG. 2 is a diagram for explaining a switching power supply by capacitor input type AC-DC conversion using an input unit 10 as an AC power supply; 図２４に示したコンデンサインプット型のＡＣ－ＤＣ変換によるスイッチング電源において、突入電流防止回路を、交流ブリッジと兼用した構成とした図である。FIG. 25 is a diagram showing a configuration in which the inrush current prevention circuit is also used as an AC bridge in the switching power supply by capacitor input type AC-DC conversion shown in FIG. 24; 交流電源からのＡＣ―ＤＣ変換において、力率を改善するためのＰＦＣ（力率改善）回路８０を設けたスイッチング電源を説明する図である。1 is a diagram illustrating a switching power supply provided with a PFC (power factor correction) circuit 80 for improving the power factor in AC-DC conversion from an AC power supply; FIG. ＰＦＣ（力率改善）回路８０を設けたスイッチング電源において、ＰＦＣ回路８０に突入電流防止回路１６を兼用させたスイッチング電源を示す図である。2 is a diagram showing a switching power supply provided with a PFC (power factor correction) circuit 80, in which the PFC circuit 80 also serves as an inrush current prevention circuit 16. FIG. 交流電源からのＡＣ―ＤＣ変換において、ブリッジレスＰＦＣ８４に突入電流防止回路１６を設けたスイッチング電源を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing a switching power supply in which a bridgeless PFC 84 is provided with an inrush current prevention circuit 16 in AC-DC conversion from an AC power supply; 交流電源からのＡＣ―ＤＣ変換において、ブリッジレスＰＦＣ８４のダイオードに突入電流防止機能を備えたスイッチング電源を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing a switching power supply in which the diodes of the bridgeless PFC 84 have an inrush current prevention function in AC-DC conversion from an AC power supply; 図２９で示したスイッチング電源において、出力部１４を、ＤＣ－ＤＣコンバータ８８としたスイッチング電源を示す図である。30 is a diagram showing a switching power supply in which the output section 14 is a DC-DC converter 88 in the switching power supply shown in FIG. 29. FIG.

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。なお、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せをする様々なバリエーションが可能である。したがって、本実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. It should be noted that the constituent elements in this embodiment can be appropriately replaced with existing constituent elements or the like, and various variations of combining with other existing constituent elements are possible. Therefore, the description of this embodiment is not intended to limit the content of the invention described in the claims.

図１は、本発明の実施形態に係る突入電流防止回路を備えたスイッチング電源１６を示す図である。入力部１０からの入力電圧により平滑コンデンサ１２に電流が流れ、平滑コンデンサ１２を充電する。平滑コンデンサ１２で平滑化された入力電圧は、出力部１４へ印加され、所望の電圧に変換される。 FIG. 1 is a diagram showing a switching power supply 16 having an inrush current prevention circuit according to an embodiment of the invention. A current flows through the smoothing capacitor 12 due to the input voltage from the input unit 10, and the smoothing capacitor 12 is charged. The input voltage smoothed by the smoothing capacitor 12 is applied to the output section 14 and converted to a desired voltage.

平滑コンデンサ１２は、容量を大きくして平滑用に使用している。このような容量の大きな平滑コンデンサ１２に対して、電源の投入時に充電電流が突入電流として流れることになる。従って、この突入電流を抑えないと定格電流以上の電流が流れて回路素子を破損するといった問題が生じる。このため、突入電流防止回路１６を設けている。 The smoothing capacitor 12 has a large capacity and is used for smoothing. A charging current flows as an inrush current into the smoothing capacitor 12 having such a large capacity when the power is turned on. Therefore, if this inrush current is not suppressed, a current exceeding the rated current flows and damages the circuit elements. Therefore, the inrush current prevention circuit 16 is provided.

本発明の突入電流防止回路１６は、入力部１０と平滑コンデンサ１２との間に設けられ、ＧａＮパワーデバイス２０と制御回路１８から構成されている。ＧａＮパワーデバイス２０は横型であり、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、ドレイン電極とソース電極間に所定電圧以上を印加するとＧａＮパワーデバイス２０が有する２次元電子ガスのチャネル内電子が空乏化してオン抵抗が高くなる電流コラプス現象を有し、さらに電流コラプス現象を制御する手段を備えている。この電流コラプス現象を利用して、突入電流を防止している。 The inrush current prevention circuit 16 of the present invention is provided between the input section 10 and the smoothing capacitor 12 and comprises a GaN power device 20 and a control circuit 18 . The GaN power device 20 is of a horizontal type, and has a source electrode, a gate electrode, and a drain electrode arranged in this order. It has a current collapse phenomenon in which the on-resistance becomes high due to depletion, and means for controlling the current collapse phenomenon is provided. This current collapse phenomenon is used to prevent rush current.

ＧａＮパワーデバイス２０は、窒化ガリウムによる高電子移動度を利用したＧａＮ－ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｒｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｇｉｓｔｏｒ）を使用して、ソースＳを入力部１０に接続し、ドレインＤを平滑コンデンサ１２に接続している。ゲートＧは、制御回路１８により制御され、制御回路の信号でＧａＮ－ＨＥＭＴの駆動が制御される。 The GaN power device 20 uses a GaN-HEMT (High Electron Mobility Transistor) that utilizes high electron mobility due to gallium nitride. there is The gate G is controlled by the control circuit 18, and the drive of the GaN-HEMT is controlled by the signal of the control circuit.

次に、図２～５を参照して、電源投入時の突入電流と電流コラプス現象の関係について説明する。 Next, with reference to FIGS. 2 to 5, the relationship between the inrush current and the current collapse phenomenon at power-on will be described.

図２は、平滑コンデンサ１２の等価回路である平滑コンデンサ等価回路２２を示す図である。平滑コンデンサ等価回路２２は、平滑コンデンサ等価容量２４と平滑コンデンサ等価抵抗２６の並列回路で表すことができる。 FIG. 2 is a diagram showing a smoothing capacitor equivalent circuit 22 that is an equivalent circuit of the smoothing capacitor 12. As shown in FIG. The smoothing capacitor equivalent circuit 22 can be represented by a parallel circuit of a smoothing capacitor equivalent capacitance 24 and a smoothing capacitor equivalent resistance 26 .

図３は、平滑コンデンサ等価回路２２を用いて、図１に示した本発明のスイッチング電源の定常時の電流の流れを説明する図である。出力部１４は負荷等価抵抗２８、突入電流防止回路１６は、ＧａＮ－ＨＥＭＴのオン抵抗３０で示している。入力電圧Ｖｉｎが印加されると電流Ｉが流れる。電流Ｉは、負荷等価抵抗２８とオン抵抗３０に流れる電流と、平滑コンデンサ１２の充放電電流である。平滑コンデンサ等価抵抗２６は大きな抵抗値を有し、流れる電流は微小である。定常時は、ＧａＮ－ＨＥＭＴのソースＳとドレインＤの間に印加される電圧は極めて低く、オン抵抗３０の抵抗値も小さい。 FIG. 3 is a diagram for explaining the steady-state current flow of the switching power supply of the present invention shown in FIG. 1 using the smoothing capacitor equivalent circuit 22 . The output unit 14 is represented by a load equivalent resistance 28, and the inrush current prevention circuit 16 is represented by an on-resistance 30 of a GaN-HEMT. A current I flows when an input voltage Vin is applied. The current I is the current flowing through the load equivalent resistance 28 and the on-resistance 30 and the charge/discharge current of the smoothing capacitor 12 . The smoothing capacitor equivalent resistance 26 has a large resistance value, and the flowing current is very small. During normal operation, the voltage applied between the source S and the drain D of the GaN-HEMT is extremely low, and the resistance value of the on-resistance 30 is also small.

図４は、電源投入時における本発明のスイッチング電源の等価回路を示す図である。電源投入時は、平滑コンデンサ１２は充電されていないので、平滑コンデンサ等価容量２４は短絡しているとみなすことができる。このため、入力電圧Ｖｉｎは、ＧａＮ－ＨＥＭＴに直接印加され、突入電流Ｉｉｎが流れる。このとき、ＧａＮ－ＨＥＭＴには、入力電圧Ｖｉｎが直接印されるため、高電圧に対する電流コラプス現象が生じてオン抵抗３０が大きくなり、電流制限されて突入電流が防止される。 FIG. 4 is a diagram showing an equivalent circuit of the switching power supply of the present invention when the power is turned on. Since the smoothing capacitor 12 is not charged when the power is turned on, it can be considered that the smoothing capacitor equivalent capacitance 24 is short-circuited. Therefore, the input voltage V in is directly applied to the GaN-HEMT, and the inrush current I in flows. At this time, since the input voltage V in is directly applied to the GaN-HEMT, a current collapse phenomenon occurs due to the high voltage, the on-resistance 30 increases, and the current is limited to prevent rush current.

図５は、負荷短絡時におけるスイッチング電源の等価回路を示す図である。負荷の短絡時には負荷等価抵抗２８が短絡されているので、入力電圧Ｖｉｎは、ＧａＮ－ＨＥＭＴに直接印加され、突入電流Ｉｉｎが流れ、電源投入時と同じく、ＧａＮ－ＨＥＭＴには、入力電圧Ｖｉｎが直接印加されるため、高電圧に対する電流コラプス現象が発生してオン抵抗３０が大きくなり、電流制限されて突入電流が防止される。このように、本発明に用いる突入電流防止回路１６は、負荷の短絡時にも効果がある。 FIG. 5 is a diagram showing an equivalent circuit of the switching power supply when the load is short-circuited. Since the load equivalent resistance 28 is short-circuited when the load is short-circuited , the input voltage V in is directly applied to the GaN-HEMT, and the inrush current I in flows. Since Vin is directly applied, a current collapse phenomenon occurs with respect to a high voltage, the on-resistance 30 increases, and the current is limited to prevent an inrush current. Thus, the inrush current prevention circuit 16 used in the present invention is effective even when the load is short-circuited.

本発明は、ＧａＮパワーデバイスが有する２次元電子ガスのチャネル内電子が空乏化してオン抵抗が高くなる電流コラプス現象を利用しており、図６～１０を参照して、ＧａＮパワーデバイスであるＧａＮ－ＨＥＭＴと電流コラプス現象について説明する。 The present invention utilizes the current collapse phenomenon in which the electrons in the channel of the two-dimensional electron gas possessed by the GaN power device are depleted and the on-resistance increases. - Explain the HEMT and the current collapse phenomenon.

図６は、ＧａＮ－ＨＥＭＴの基本構造の模式的断面図である。基板３２は、ＳｉＣ（炭化珪素）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、Ａｌ２Ｏ３（サファイア）、Ｓｉ（シリコン）等により形成されている。ｉ－ＧａＮにより形成されているバッファ層３４は、電子走行層３６の転位密度を低くし、結晶性を良好にするために形成する。バッファ層３４には、ＧａＮで形成される電子走行層３６と、ＡｌｘＧａ１－ｘＮ（０．０１≦ｘ≦０．４）（窒化アルミニウムガリウム、以下ＡｌＧａＮと略す。）で形成される電子供給層３８が積層され、電子供給層３８の表面は、ＳｉＮ（窒化シリコン）等の保護膜４０が設けられている。ＧａＮ－ＨＥＭＴは横型構造のトランシスタであり、ソース電極４２、ゲート電極４４及びドレイン電極４６は横並びに配置されている。ＧａＮ－ＨＥＭＴの動作は、図６のＸ－Ｙ断面におけるエネルギーバンド図により次に説明する。 FIG. 6 is a schematic cross-sectional view of the basic structure of the GaN-HEMT. The substrate 32 is made of SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), Al 2 O 3 (sapphire), Si (silicon), or the like. The buffer layer 34 made of i-GaN is formed to lower the dislocation density of the electron transit layer 36 and improve the crystallinity. The buffer layer 34 includes an electron transit layer 36 made of GaN and Al x Ga 1-x N (0.01≦x≦0.4) (aluminum gallium nitride, hereinafter abbreviated as AlGaN). An electron supply layer 38 is laminated, and a protective film 40 such as SiN (silicon nitride) is provided on the surface of the electron supply layer 38 . The GaN-HEMT is a lateral structure transistor, in which a source electrode 42, a gate electrode 44 and a drain electrode 46 are arranged side by side. The operation of the GaN-HEMT will now be explained with reference to the energy band diagram in the XY section of FIG.

図７は、ＧａＮとＡｌＧａＮで形成されるヘテロ接合におけるエネルギーバンド図を示す図である。ＧａＮのエネルギーバンドはＡｌＧａＮのエネルギーバンドより狭く、価電子帯５２は連続しているが、伝導帯５４は、ＡｌＧａＮとの界面に、フェルミ準位５０より３角形状に落ち込んだポテンシャル井戸を形成する。このヘテロ界面に、面方位の（０００１）面を主面とするとＧａＮとＡｌＧａＮとの自発分極及びピエゾ分極により電荷が生じる。ヘテロ界面におけるシートキャリア濃度は、これら分極の効果によって、特にドーピングを行わなくても１×１０１３ｃｍ－２以上となる。このため、ヘテロ界面における２次元電子ガス（２ＤｉｍｅｎＳｉｏｎａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｇａｓ：２ＤＥＧ）が発生する。 FIG. 7 is a diagram showing an energy band diagram in a heterojunction formed of GaN and AlGaN. The energy band of GaN is narrower than that of AlGaN, and the valence band 52 is continuous, but the conduction band 54 forms a potential well at the interface with AlGaN that is triangularly depressed from the Fermi level 50. . If the (0001) plane of the plane orientation is taken as the main plane, an electric charge is generated at this hetero-interface by spontaneous polarization and piezoelectric polarization of GaN and AlGaN. Due to these polarization effects, the sheet carrier concentration at the heterointerface becomes 1×10 13 cm −2 or more even without doping. Therefore, a two-dimensional electron gas (2DEG) is generated at the heterointerface.

電子供給層３８であるＡｌＧａＮ層の上から、オーミック接触となる２つの電極、即ちソース電極４２とドレイン電極４６に電圧を印加した場合を考える。ソース電極４２を接地し、ドレイン電極４６にドレイン電圧ＶＤを印加すると、オーミック接触であるソース電極４２から供給されて三角ポテンシャル井戸に落ち込んだ電子は、２次元電子ガス層で形成されたチャネルをヘテロ界面に沿って、ソース電極４２からドレイン電極４６へ高速度で移動する。 Consider the case where a voltage is applied to two electrodes, ie, the source electrode 42 and the drain electrode 46, which are in ohmic contact from above the AlGaN layer that is the electron supply layer 38. FIG. When the source electrode 42 is grounded and a drain voltage VD is applied to the drain electrode 46, the electrons supplied from the source electrode 42, which is an ohmic contact, and fallen into the triangular potential well pass through the channel formed by the two-dimensional electron gas layer. It moves at high speed from the source electrode 42 to the drain electrode 46 along the heterointerface.

ゲート電極４４の直下におけるポテンシャル分布は、界面分極電荷の影響が大きい。このため、閾値電圧は負の値をとる場合が多く、電子の流れを無くする、即ち、ドレイン電流を０Ａとするには、ゲート電極４４に負の電圧を印加する必要がある。このデプレッション型の動作モードは、ノーマリーオンと呼ばれている。 The potential distribution immediately below the gate electrode 44 is greatly affected by the interface polarization charges. Therefore, the threshold voltage often takes a negative value, and in order to eliminate the flow of electrons, that is, to set the drain current to 0 A, it is necessary to apply a negative voltage to the gate electrode 44 . This depression-type operation mode is called normally-on.

ＧａＮ－ＨＥＭＴは、構造上、ゲートに電圧を印加しなくても導通するデプレッション型のノーマリーオン動作である。エンハンスメント型のノーマリーオフ動作とするためには、ゲート電極４４直下のキャリア濃度を減少させて閾値電圧をプラス側にシフトさせることにより、実現することができる。例えば、リセス構造のゲートやｐ－ＧａＮ積層構造等である。 A GaN-HEMT is structurally a depletion type normally-on operation that conducts without applying a voltage to the gate. An enhancement-type normally-off operation can be realized by reducing the carrier concentration immediately below the gate electrode 44 to shift the threshold voltage to the positive side. For example, there are recessed gates, p-GaN laminated structures, and the like.

ＧａＮ－ＨＥＭＴには、２次元電子ガス層の電子が高い電圧で加速されると、２次元電子ガス層チャネル内の電子が空乏化され（電気伝導を担う電子が遠ざけられ）、その結果、チャネル抵抗、即ち、オン抵抗が高くなりドレイン電流が減少する電流コラプス現象が存在する。 In the GaN-HEMT, when the electrons in the two-dimensional electron gas layer are accelerated at a high voltage, the electrons in the two-dimensional electron gas layer channel are depleted (the electrons responsible for electrical conduction are kept away), and as a result, the channel There is a current collapse phenomenon in which the resistance, that is, the on-resistance, increases and the drain current decreases.

図８は、電流コラプス現象を説明する図である。ソース電極４２とドレイン電極４６間に電圧が印加され、電子走行層３６での２次元電子ガス層の電子が高い電圧で加速されると、ポテンシャル障壁を超えてＡｌＧａＮの表面欠陥準位や保護層との界面にトラップされ、ＡｌＧａＮ層が負に帯電する。これによりその直下の２次元電子ガスのチャネル内の電子が空乏化される。 FIG. 8 is a diagram for explaining the current collapse phenomenon. When a voltage is applied between the source electrode 42 and the drain electrode 46 and the electrons in the two-dimensional electron gas layer in the electron traveling layer 36 are accelerated with a high voltage, the potential barrier is exceeded and the surface defect levels of AlGaN and the protective layer are generated. and the AlGaN layer is negatively charged. As a result, the electrons in the channel of the two-dimensional electron gas directly below are depleted.

図９は、ＧａＮ－ＨＥＭＴのドレイン印加電圧ＶＤに対する電流とオン抵抗の関係を示す図である。図９（Ａ）は、ソース電極４２を接地して、ゲート電極４４にゲート印加電圧ＶＧ、ドレイン電極４６にドレイン印加電圧ＶＤを印加した状態を示している。図９（Ｂ）は、ドレイン印加電圧ＶＤと電流の関係を説明する図であり、この時のオン抵抗を図９（Ｃ）に示している。ゲート印加電圧ＶＧが閾値以上のある一定の電圧である時、ドレイン印加電圧ＶＤを高くしていくと電流は飽和し、さらにドレイン印加電圧ＶＤを高くしても電流が抑制される。この時のオン抵抗は、ドレイン印加電圧ＶＤを高くするほどオン抵抗も高くなる。この電流コラプス現象のオン抵抗を利用したのが、本発明の突入防止回路である。 FIG. 9 is a diagram showing the relationship between current and on-resistance with respect to the voltage VD applied to the drain of the GaN-HEMT. FIG. 9A shows a state in which the source electrode 42 is grounded, the gate applied voltage V G is applied to the gate electrode 44 , and the drain applied voltage V D is applied to the drain electrode 46 . FIG. 9(B) is a diagram for explaining the relationship between the voltage VD applied to the drain and the current, and the on-resistance at this time is shown in FIG. 9(C). When the gate applied voltage VG is a certain voltage equal to or higher than the threshold, the current saturates as the drain applied voltage VD is increased, and the current is suppressed even if the drain applied voltage VD is further increased. The on-resistance at this time increases as the applied drain voltage VD increases. The inrush prevention circuit of the present invention utilizes the on-resistance of this current collapse phenomenon.

図１０は、ドレイン印加電圧ＶＤを印加した場合のゲート電極４４とドレイン電極４６の間の電位と電界強度を説明する図である。図１０（Ａ）は、ＧａＮ－ＨＥＭＴのドレイン電極４６にドレイン印加電圧ＶＤが印加された直後の初期状態の電界強度、図１０（Ｂ）はＧａＮ－ＨＥＭＴのドレイン電極４６にドレイン印加電圧ＶＤが印加された直後の初期状態の電位である。この初期状態では、ゲート電極４４とドレイン電極４６間の電位が直線的に増加し、電界強度は一定値となる。初期状態から過渡状態を経て電位と電界は定常状態になる。 FIG. 10 is a diagram for explaining the potential and electric field intensity between the gate electrode 44 and the drain electrode 46 when the drain applied voltage VD is applied. FIG. 10A shows the electric field intensity in the initial state immediately after the drain applied voltage V D is applied to the drain electrode 46 of the GaN-HEMT, and FIG. is the initial state potential immediately after D is applied. In this initial state, the potential between the gate electrode 44 and the drain electrode 46 increases linearly, and the electric field intensity becomes a constant value. The electric potential and the electric field go through a transient state from the initial state to a steady state.

図１０（Ｃ）は、ＧａＮ－ＨＥＭＴのドレイン電極４６にドレイン印加電圧ＶＤが印加され,過渡状態から定常状態になった時の電界強度、図１０（Ｄ）は、ＧａＮ－ＨＥＭＴのドレイン電極４６にドレイン印加電圧ＶＤが印加され過渡状態から定常状態になった時の電位である。ドレイン印加電圧ＶＤが印加されると、ドレイン電圧ＶＤの印加直後は平坦な電界強度であるが、電界強度は、ゲート電極４４の端部とドレイン電極４６の端部に集中し、電界強度が高くなり、電子がホットエレクトロン化してトラップされ易くなる。電界強度は、ドレイン電極４６の端部にも集中した電界が発生しているが、ドレイン電極４６は電子を収集しドレイン電流を流すのが役割であり、ドレイン電極４６が本来有する機能である。 FIG. 10(C) shows the electric field intensity when the drain applied voltage VD is applied to the drain electrode 46 of the GaN-HEMT and the transient state changes to a steady state. This is the potential when the drain applied voltage VD is applied to 46 and the state changes from the transient state to the steady state. When the drain applied voltage VD is applied, the electric field intensity is flat immediately after the application of the drain voltage VD , but the electric field intensity is concentrated at the ends of the gate electrode 44 and the drain electrode 46, and the electric field intensity becomes high, electrons become hot electrons and become easily trapped. As for the electric field intensity, a concentrated electric field is also generated at the end of the drain electrode 46, but the role of the drain electrode 46 is to collect electrons and flow a drain current, which is the original function of the drain electrode 46.

本発明の突入防止回路は、電流コラプス現象により増大したオン抵抗により電流を制限することで簡単な回路で実現することを目的としており、ＧａＮパワーデバイスに対して積極的に電流コラプス現象を促進させ、突入電流を効果的に防止する。 The inrush prevention circuit of the present invention is intended to be realized with a simple circuit by limiting the current by the on-resistance increased by the current collapse phenomenon, and actively promotes the current collapse phenomenon in the GaN power device. , effectively prevent inrush current.

図１１は、ゲート４４の端部での電界強度を強くするために、補助ゲート電極４５－１，４５－２を設けたＧａＮ－ＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＡ１００を説明する図である。ＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＡ１００は、ソース電極４２、ゲート電極４４及びドレイン電極４６が順に配置され、ゲート電極４４とドレイン電極４６の間に、補助ゲート電極４５－１、４５－２が設けられている。図１０で説明したように、ドレイン電圧ＶＤ印加直後の平坦な電界強度から、ゲート電極４４の端部においては電界強度が強くなるため、ゲート電極４４とドレイン電極４６の間に、補助ゲート電極４５－１と４５－２を設けて、ドレイン電極４６との距離を短くしている。 FIG. 11 is a diagram illustrating a GaN power device A100 having a GaN-HEMT structure provided with auxiliary gate electrodes 45-1 and 45-2 in order to increase the electric field strength at the edge of the gate 44. As shown in FIG. In the GaN power device A100 of HEMT structure, a source electrode 42, a gate electrode 44 and a drain electrode 46 are arranged in order, and auxiliary gate electrodes 45-1 and 45-2 are provided between the gate electrode 44 and the drain electrode 46. there is As described with reference to FIG. 10, since the electric field intensity is flat immediately after the application of the drain voltage VD , the electric field intensity becomes stronger at the edge of the gate electrode 44. By providing 45-1 and 45-2, the distance to the drain electrode 46 is shortened.

図１１（Ａ）は、補助ゲート電極４５－１と４５－２を設けたＧａＮパワーデバイスＡ１００の模式的断面図を示している。このＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＡ１００は、ソース電極４２、ゲート電極４４及びドレイン電極４６が順に配置され、ゲート電極４４とドレイン電極４６の間に、補助ゲート電極４５－１、４５－２が設けられている。 FIG. 11A shows a schematic cross-sectional view of a GaN power device A100 provided with auxiliary gate electrodes 45-1 and 45-2. In the HEMT structure GaN power device A100, a source electrode 42, a gate electrode 44 and a drain electrode 46 are arranged in order, and auxiliary gate electrodes 45-1 and 45-2 are provided between the gate electrode 44 and the drain electrode 46. ing.

補助ゲート電極４５－１と４５－２の設置により、ドレイン電極４６との距離が短くなり、例えば、ゲート電極４４，補助ゲート電極４５－１と４５－２を接続して同電位とすると、図１１（Ｂ）に示した様に、初期状態では補助ゲート電極４５－２とドレイン電極４６の間の電圧勾配は急になり、電界強度も強くなる。これにより電流コラプス現象が促進され、ドレイン印加電圧ＶＤに対するオン抵抗が高くなり、突入電流も効果的に防止される。定常状態は電界が安定する状態であり、電界強度の変化に伴って電位分布も図１１（Ｂ）の破線で示したようになる。 By providing the auxiliary gate electrodes 45-1 and 45-2, the distance from the drain electrode 46 is shortened. As shown in 11(B), in the initial state, the voltage gradient between the auxiliary gate electrode 45-2 and the drain electrode 46 becomes steep, and the electric field strength also becomes strong. This promotes the current collapse phenomenon, increases the on-resistance with respect to the voltage VD applied to the drain, and effectively prevents rush current. The steady state is a state in which the electric field is stable, and the electric potential distribution changes as shown by the dashed line in FIG. 11(B) as the electric field intensity changes.

オン抵抗の調整は、補助ゲート電極４５－１及び４５－２のみ使用して調整してもよい。ドレイン電極４６との距離を変えることでオン抵抗の値を調整することができる。また、このＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＡ１００は、ソース電極４２、ゲート電極４４及びドレイン電極４６が順に配置され、ゲート電極４４がドレイン電極４６に近い位置に配置されていてもよい。 The on-resistance may be adjusted using only the auxiliary gate electrodes 45-1 and 45-2. The on-resistance value can be adjusted by changing the distance from the drain electrode 46 . In addition, in this HEMT structure GaN power device A100, the source electrode 42, the gate electrode 44, and the drain electrode 46 may be arranged in order, and the gate electrode 44 may be arranged at a position close to the drain electrode 46.

従来、電流コラプス現象はＧａＮ－ＨＥＭＴの欠点とされ、いかに抑制するかが課題となっており、様々な方法が提案されてきている。本発明は、電流コラプス現象を利用した突入電流防止回路であるが、電流コラプス現象の抑制方法の原理を逆利用すれば電流コラプス現象を促進させ、本発明の目的が達成可能である。このため、フィールドプレート構造に着目した。 Conventionally, the current collapse phenomenon has been regarded as a drawback of GaN-HEMTs, and how to suppress it has been a subject, and various methods have been proposed. The present invention is an inrush current prevention circuit that utilizes the current collapse phenomenon, but if the principle of the method for suppressing the current collapse phenomenon is reversed, the current collapse phenomenon can be accelerated and the object of the present invention can be achieved. For this reason, we paid our attention to the field plate structure.

図１２は、ゲート電極４４の端部に発生する電界強度を減少させるために、ゲート電極４４にゲートフィールドプレート６０を設けた構造を説明する図である。図１２は、ゲートフィールドプレート６０を設けたＧａＮ－ＨＥＭＴ構造である。ゲートフィールドプレート６０は、ゲートと電気的に絶続され、ドレイン電極４６側に延びている。図１２（Ｂ）は、ゲートフィールドプレート６０を設けた時のゲート電極４４とドレイン電極４６の間のドレイン電圧ＶＤ印加直後の初期状態での電位である。ゲートフィールドプレート６０は、ゲート電極４４に電気的に接続されているから、ゲート電極４４と同電位であり、ゲートフィールドプレート６０の領域で、図１２（Ｂ）に示した向きに電界が発生する。保護層４０は絶縁体であり、電子走行層３６との間に電界が発生する。定常状態は電界が安定する状態であり、電界強度の変化に伴って電位分布も図１２（Ｂ）の破線で示したようになる。 FIG. 12 is a diagram illustrating a structure in which a gate field plate 60 is provided on the gate electrode 44 in order to reduce the intensity of the electric field generated at the edge of the gate electrode 44. As shown in FIG. FIG. 12 shows a GaN-HEMT structure with a gate field plate 60 . A gate field plate 60 is electrically connected to the gate and extends toward the drain electrode 46 . FIG. 12B shows the potential in the initial state immediately after the drain voltage VD is applied between the gate electrode 44 and the drain electrode 46 when the gate field plate 60 is provided. Since the gate field plate 60 is electrically connected to the gate electrode 44, it has the same potential as the gate electrode 44, and an electric field is generated in the region of the gate field plate 60 in the direction shown in FIG. 12(B). . The protective layer 40 is an insulator, and an electric field is generated between it and the electron transit layer 36 . The steady state is a state in which the electric field is stable, and the electric potential distribution changes as shown by the dashed line in FIG. 12(B) as the electric field strength changes.

図１２（Ｃ）は、ゲートフィールドプレート６０を設けた場合の電界強度である。ゲートフィールドプレート６０の端部にも電界を分散させて電界の集中を抑制してトラップされ難くしている。さらに、ゲートフィールドプレート６０領域に渡って、保護層４０と電子供給層３８の向きに電界を発生させているため、電子が保護層４０と電子供給層３８にトラップされるのを防止している。 FIG. 12C shows the electric field intensity when the gate field plate 60 is provided. The electric field is dispersed also at the edge of the gate field plate 60 to suppress the concentration of the electric field and make it difficult to be trapped. Furthermore, since an electric field is generated in the direction of the protective layer 40 and the electron supply layer 38 over the gate field plate 60 region, electrons are prevented from being trapped in the protective layer 40 and the electron supply layer 38 . .

図１２で説明したように、従来の電流コラプス現象抑制は、ゲートフィールドプレート６０の端部による電界集中の分散と、ゲートフィールドプレート６０による電界で保護層４０と電子供給層３８への電子のトラップを防止する方法である。 As described with reference to FIG. 12, the conventional current collapse phenomenon is suppressed by dispersing the electric field concentration by the edge of the gate field plate 60 and trapping electrons in the protective layer 40 and the electron supply layer 38 by the electric field by the gate field plate 60. It is a method to prevent

従って、本発明の目的とする電流コラプスを促進ためには、従来と逆の考え方でＧａＮ－ＨＥＭＴを構成すればよい。 Therefore, in order to promote the current collapse, which is the object of the present invention, the GaN-HEMT should be configured in the reverse way of thinking.

図１３は、ゲート電極４４端部への電界集中を促進するために、ソース電極４２にソースフィールドプレート６２を設けたＧａＮ－ＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＢ１０２を説明する図である。図１３（Ａ）は、ソース電極４２にソースフィールドプレート６２を設けたＧａＮ－ＨＥＭＴの模式的断面図であり、図１３（Ｂ）は、ＧａＮパワーデバイスＢ１０２の平面図である。このＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＢ１０２は、ソース電極４２、ゲート電極４４及びドレイン電極４６が順に配置され、ソース電極４２には電気的に接続されたソースフィールドプレート６２を設け、ソースフィールドプレート６２は、保護層４０を介してゲート電極４４を覆い、ドレイン電極側端部はゲート電極４４のドレイン電極側端部と平面視同一の位置にある。ソース電極４２の電位は、ゲート電極４４の電位よりも低く、ゲート電極４４の端部では電界がさらに集中する。これにより電流コラプス現象を促進することができる。 FIG. 13 is a diagram illustrating a GaN power device B102 having a GaN-HEMT structure in which a source field plate 62 is provided on the source electrode 42 in order to promote electric field concentration at the edge of the gate electrode 44. As shown in FIG. FIG. 13(A) is a schematic cross-sectional view of a GaN-HEMT in which a source field plate 62 is provided on the source electrode 42, and FIG. 13(B) is a plan view of the GaN power device B102. This HEMT structure GaN power device B102 has a source electrode 42, a gate electrode 44 and a drain electrode 46 arranged in this order, and a source field plate 62 electrically connected to the source electrode 42 is provided. The gate electrode 44 is covered with the protective layer 40 interposed therebetween, and the drain electrode side end of the gate electrode 44 is located at the same position as the drain electrode side end of the gate electrode 44 in plan view. The potential of the source electrode 42 is lower than the potential of the gate electrode 44 , and the electric field is further concentrated at the edge of the gate electrode 44 . This can promote the current collapse phenomenon.

図１４は、他の電流コラプス現象を促進するＧａＮ－ＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＣ１０４を示す図である。ＧａＮパワーデバイスＣ１０４は、ドレインフィールドプレート６４を設けている。図１４（Ａ）は、ＧａＮパワーデバイスＣ１０４の模式的断面図であり、図１４（Ｂ）は、ＧａＮパワーデバイスＣ１０４の平面図である。ドレインフィールドプレート６４は、ドレイン電極４６と電気的に接続されている。 FIG. 14 is a diagram showing a GaN power device C104 with a GaN-HEMT structure that promotes another current collapse phenomenon. A GaN power device C104 is provided with a drain field plate 64 . FIG. 14A is a schematic cross-sectional view of the GaN power device C104, and FIG. 14B is a plan view of the GaN power device C104. Drain field plate 64 is electrically connected to drain electrode 46 .

図１５は、ＧａＮパワーデバイスＣ１０４の電位と電界強度を説明する図である。図１５（Ａ）は、ドレインフィールドプレート６４を設けたＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＣ１０４の模式的断面図である。ＧａＮパワーデバイスＣ１０４は、ソース電極４２、ゲート電極４４及びドレイン電極４６が順に配置され、ゲート電極４４ドレイン電極４６の間には、ドレイン電極４６と電気的に接続されたドレインフィールドプレート６４を備えている。ドレインフィールドプレート６４は、ゲート電極４４側に延びている。 FIG. 15 is a diagram for explaining the potential and electric field intensity of the GaN power device C104. FIG. 15A is a schematic cross-sectional view of a HEMT-structured GaN power device C104 provided with a drain field plate 64. FIG. The GaN power device C104 has a source electrode 42, a gate electrode 44 and a drain electrode 46 arranged in this order, and has a drain field plate 64 electrically connected to the drain electrode 46 between the gate electrode 44 and the drain electrode 46. there is The drain field plate 64 extends toward the gate electrode 44 side.

図１５（Ｂ）は、ドレインフィールドプレート６４を設けた時のゲート電極４４とドレイン電極４６の間のドレイン電圧ＶＤ印加直後の初期状態での電位である。ドレインフィールドプレート６４は、ドレイン電極４６に電気的に接続されているから、ドレイン電極４６と同電位であり、ドレインフィールドプレート６４の領域で、電子走行層３６との間に図１５（Ｂ）に示した向きに電界が発生する。定常状態は電界が安定する状態であり、電界強度の変化に伴って電位分布も図１５（Ｂ）の破線で示したようになる。 FIG. 15B shows the potential in the initial state immediately after the drain voltage VD is applied between the gate electrode 44 and the drain electrode 46 when the drain field plate 64 is provided. Since the drain field plate 64 is electrically connected to the drain electrode 46, it has the same potential as that of the drain electrode 46, and in the region of the drain field plate 64, between the electron transit layer 36, as shown in FIG. An electric field is generated in the indicated direction. The steady state is a state in which the electric field is stable, and the electric potential distribution changes as shown by the dashed line in FIG. 15(B) as the electric field strength changes.

図１５（Ｃ）は、ＧａＮパワーデバイスＣ１０４の電界強度である。ドレインフィールドプレート６４は、ゲート電極４４に向かって伸びており、ドレイン電極４６の端部での電界を分散させている。ドレイン電極４６は、電子を収集してドレイン電流を流すために設けられているので、ドレイン電極４６の端部での電界は本来の機能である。ドレインフィールドプレート６４を設けることによる電界の分散は、逆の機能を働かせ、電流を流れ難くしている。 FIG. 15C shows the electric field intensity of the GaN power device C104. Drain field plate 64 extends toward gate electrode 44 to distribute the electric field at the edge of drain electrode 46 . Since the drain electrode 46 is provided to collect electrons and conduct drain current, the electric field at the edge of the drain electrode 46 is an intrinsic function. Distributing the electric field by providing the drain field plate 64 serves the opposite function, making it difficult for current to flow.

さらに、ドレインフィールドプレート６４領域では、電子走行層３６との間に図１５（Ｂ）に示した向きに電界が発生し、ゲートフィールドプレート６０領域に渡って、電子が保護層４０と電子供給層３８にトラップされ易くしている。さらに、ドレインフィールドプレート６４の端部は、ゲート電極４４に近く、ゲート電極４４での電界集中を促進している。このため、ドレインフィールドプレート６４を設けたＧａＮ－ＨＥＭＴ構造は、電流コラプス現象を促進する。この電流コラプス現象は、ゲートフィールドプレート６０の長さにより制御できる。 Further, in the region of the drain field plate 64, an electric field is generated in the direction shown in FIG. It makes it easy to be trapped by 38. In addition, the edge of the drain field plate 64 is close to the gate electrode 44 to facilitate electric field concentration at the gate electrode 44 . Therefore, the GaN-HEMT structure provided with the drain field plate 64 promotes the current collapse phenomenon. This current collapse phenomenon can be controlled by the length of the gate field plate 60 .

図１６は、ゲートフィールドプレート６０とドレインフィールドプレート６４を備えたＧａＮ－ＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＤ１０６を説明する図である。図１６（Ａ）は、ＧａＮパワーデバイスＤ１０６の模式的断面図である。このＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＤ１０６は、ソース電極４２、ゲート電極４４及びドレイン電極４６が順に配置され、ゲート電極４２とドレイン電極４６の間には、ゲート電極４４と電気的に接続されたゲートフィールドプレート６０と、ドレイン電極４６と電気的に接続されたドレインフィールドプレート６４を備えている。 FIG. 16 is a diagram illustrating a GaN power device D106 having a GaN-HEMT structure with a gate field plate 60 and a drain field plate 64. As shown in FIG. FIG. 16A is a schematic cross-sectional view of the GaN power device D106. In the HEMT structure GaN power device D106, a source electrode 42, a gate electrode 44 and a drain electrode 46 are arranged in order, and a gate field electrically connected to the gate electrode 44 is provided between the gate electrode 42 and the drain electrode 46. It includes a plate 60 and a drain field plate 64 electrically connected to the drain electrode 46 .

ゲートフィールドプレート６０はドレイン電極４６側に延びており、ドレインフィールドプレート６４はゲート電極４４側に延びている。ゲートフィールドプレート６０の長さをＸ，ドレインフィールドプレート６４の長さをＹとすると、Ｘ及びＹの長さを調整することで、電流コラプス現象が制御可能である。ゲートフィールドプレート６０の長さＸを長くすると電流コラプス現象が抑制され、オン抵抗が低くなる。一方、ドレインフィールドプレート６４の長さＹを長くすると電流コラプス現象が促進され、オン抵抗が高くなる。 Gate field plate 60 extends toward drain electrode 46 and drain field plate 64 extends toward gate electrode 44 . Assuming that the length of the gate field plate 60 is X and the length of the drain field plate 64 is Y, the current collapse phenomenon can be controlled by adjusting the lengths of X and Y. Increasing the length X of the gate field plate 60 suppresses the current collapse phenomenon and lowers the on-resistance. On the other hand, when the length Y of the drain field plate 64 is lengthened, the current collapse phenomenon is promoted and the on-resistance is increased.

図１６（Ｂ）は、ゲートフィールドプレート６０の長さＸが、ドレインフィールドプレート６４の長さＹよりも長い場合（Ｘ＞Ｙ）と、ドレインフィールドプレート６４の長さＹよりも短い場合（Ｘ＜Ｙ）のドレイン印加電圧ＶＤと電流の関係を説明する図である。ゲートフィールドプレート６０の長さＸが、ドレインフィールドプレート６４の長さＹよりも長い場合（Ｘ＞Ｙ）の飽和する電流は、ドレインフィールドプレート６４の長さＹよりも短い場合（Ｘ＜Ｙ）に飽和する電流よりも大きくなる。図１６（Ｃ）は、この場合のオン抵抗を示しており、ゲートフィールドプレート６０の長さＸとドレインフィールドプレート６４の長さＹを調整することにより、オン抵抗が制御可能である。ＸとＹをどのような値にするかはデバイス設計の問題である。 FIG. 16B shows a case where the length X of the gate field plate 60 is longer than the length Y of the drain field plate 64 (X>Y) and a case where it is shorter than the length Y of the drain field plate 64 (X <Y) is a diagram for explaining the relationship between the drain applied voltage VD and the current. The saturating current when the length X of the gate field plate 60 is longer than the length Y of the drain field plate 64 (X>Y) is less than the length Y of the drain field plate 64 (X<Y). higher than the current that saturates at FIG. 16C shows the on-resistance in this case, and by adjusting the length X of the gate field plate 60 and the length Y of the drain field plate 64, the on-resistance can be controlled. The values of X and Y are a matter of device design.

図１７は、ＧａＮ－ＨＥＭＴのドレイン電極４６とゲート４４電極を接続し、ソース電極側に延伸したフィールドプレートを設けたＧａＮパワーデバイスＥ１０８を説明する図である。図１７（Ａ）は、ソース電極側に延伸したドレインフィールドプレート６４を設けたＧａＮパワーデバイスＥ１０８の模式的断面図である。このＨＥＭＴ構造のＧａＮパワーデバイスＥ１０８は、ソース電極４２、ゲート電極４４及びドレイン電極４６が順に配置され、ゲート電極４４とドレイン電極４６を電気的に接続し、ソース電極４２側に延伸したドレインフィールドプレート６４を備えている。 FIG. 17 is a diagram illustrating a GaN power device E108 in which the drain electrode 46 and the gate 44 electrode of the GaN-HEMT are connected and a field plate extending toward the source electrode is provided. FIG. 17A is a schematic cross-sectional view of a GaN power device E108 provided with a drain field plate 64 extending toward the source electrode. In the GaN power device E108 of this HEMT structure, a source electrode 42, a gate electrode 44 and a drain electrode 46 are arranged in order, the gate electrode 44 and the drain electrode 46 are electrically connected, and a drain field plate extending toward the source electrode 42 side is provided. 64.

図１７（Ｂ）は、ＧａＮパワーデバイスＥ１０８の等価回路である。ドレインフィールドプレート６４は、ゲート電極４４とドレイン電極４６に電気的に接続されている。このため、ダイオードとしての機能となる。電界は、ソース電極４２端部に集中し、ドレインフィールドプレート６４の領域で電子コラプス現象を促進する。ゲート電極４４から延びたドレインフィールドプレート６４の長さにより電流コラプス現象が制御できる。 FIG. 17B is an equivalent circuit of the GaN power device E108. Drain field plate 64 is electrically connected to gate electrode 44 and drain electrode 46 . Therefore, it functions as a diode. The electric field concentrates at the edges of the source electrode 42 and promotes electron collapse in the region of the drain field plate 64 . The current collapse phenomenon can be controlled by the length of the drain field plate 64 extending from the gate electrode 44 .

図１８は、ソースフィールドプレートを２個備えたＧａＮ－ＨＥＭＴによる双方向スイッチであるＧａＮパワーデバイスＦ１１０を説明する図である。図１８（Ａ）は、ＧａＮパワーデバイスＦ１１０の模式的断面図である。図１８（Ｂ）は、ＧａＮパワーデバイスＦ１１０の平面図である。ＧａＮパワーデバイスＦ１１０は、第１ソース電極４２－１、第１ゲート電極４４－１、第２ゲート電極４４－１及び第２ソース電極４２－２が順に配置され、ドレイン電極４６を直結した２個のＧａＮ－ＨＥＭＴが逆直列接続されて、双方向スイッチを構成している。 FIG. 18 is a diagram illustrating a GaN power device F110, which is a bidirectional switch based on a GaN-HEMT having two source field plates. FIG. 18A is a schematic cross-sectional view of the GaN power device F110. FIG. 18B is a plan view of the GaN power device F110. In the GaN power device F110, a first source electrode 42-1, a first gate electrode 44-1, a second gate electrode 44-1 and a second source electrode 42-2 are arranged in this order, and two drain electrodes 46 are directly connected. GaN-HEMTs are connected in reverse series to form a bidirectional switch.

この双方向スイッチであるＧａＮパワーデバイスＦ１１０は、第１ソース電極４２－１と第１ゲート電極４４－１を電気的に接続した第１ソースフィールドプレート６２－１と、第２ソース電極４２－２と第２ゲート電極４２－２を電気的に接続した第２ソースフィールドプレート６２－２を備えている。第１ソースフィールドプレート６２－１は、第２ゲート電極４４－２側に延び、第２ソースフィールドプレート６２－２は、第１ゲート電極４４－１側に延びている。第１ソース電極４２－１を接地して、第２ソース電極４２－２に電圧を印加すると、電流コラプス現象は第２ソースフィールドプレート６２－２により促進される。第２ソース電極４２－２を接地して、第１ソース電極４２－１に電圧を印加すると、電流コラプス現象は第１ソースフィールドプレート６２－１により促進される。 The GaN power device F110, which is a bidirectional switch, includes a first source field plate 62-1 electrically connecting the first source electrode 42-1 and the first gate electrode 44-1, and a second source electrode 42-2. and a second source field plate 62-2 electrically connected to the second gate electrode 42-2. The first source field plate 62-1 extends toward the second gate electrode 44-2, and the second source field plate 62-2 extends toward the first gate electrode 44-1. When the first source electrode 42-1 is grounded and a voltage is applied to the second source electrode 42-2, the current collapse phenomenon is promoted by the second source field plate 62-2. When the second source electrode 42-2 is grounded and a voltage is applied to the first source electrode 42-1, the current collapse phenomenon is promoted by the first source field plate 62-1.

図１８（Ｃ）は、ＧａＮパワーデバイスＦ１１０の等価回路である。第１ソース電極４２－１と第１ゲート電極４４－１を電気的に接続し、第２ソース電極４２－２と第２ゲート電極４４－２を電気的に接続しているため、等価回路は逆方向に接続されたダイオードとなる。ノーマリーオン特性を有するＧａＮ－ＨＥＭＴを使用すれば、双方向に電流が流れ、電流コラプス現象を利用して電流を抑制することができる。 FIG. 18C is an equivalent circuit of the GaN power device F110. Since the first source electrode 42-1 and the first gate electrode 44-1 are electrically connected, and the second source electrode 42-2 and the second gate electrode 44-2 are electrically connected, the equivalent circuit is It becomes a diode connected in the opposite direction. If a GaN-HEMT having a normally-on characteristic is used, current flows in both directions, and the current can be suppressed using the current collapse phenomenon.

ＧａＮパワーデバイスＡ１００～ＧａＮパワーデバイスＦ１１０は、使用する回路の機能に応じて、ノーマリーオンとなるデプレッション型、ノーマリーオフとなるエンハンスメント型が選ばれる。 For the GaN power devices A100 to F110, a normally-on depletion type or a normally-off enhancement type is selected according to the function of the circuit used.

図１９は、ＧａＮによるダイオード構造のＧａＮパワーデバイスＧ１１２を説明する図である。図１９（Ａ）は、ＧａＮパワーデバイスＧ１１２の模式的断面図である。図１９（Ｂ）は、ＧａＮパワーデバイスＧ１１２の平面図である。ＧａＮパワーデバイスＧ１１２は、第１電極６６と第２電極６８が配置されたＧａＮダイオード構造となっている。第１電極６６と電気的に接続された第１電極フィールドプレート７０が設けられ、第２電極側に延びている。第２電極６８電気的に接続された第２電極フィールドプレート７２が設けられ、第１電極側に延びている。 FIG. 19 is a diagram illustrating a GaN power device G112 having a diode structure made of GaN. FIG. 19A is a schematic cross-sectional view of the GaN power device G112. FIG. 19B is a plan view of the GaN power device G112. The GaN power device G112 has a GaN diode structure in which a first electrode 66 and a second electrode 68 are arranged. A first electrode field plate 70 is provided electrically connected to the first electrode 66 and extends toward the second electrode. A second electrode field plate 72 electrically connected to the second electrode 68 is provided and extends toward the first electrode.

図１９（Ｃ）は、ＧａＮパワーデバイスＧ１１２の等価回路である。第１電極６６と第２電極６８はオーミック接触であり、双方向ダイオードとなる。この場合、電流コラプス現象を利用して、双方向の電流を抑制できる。機能的には、正負の電流制限を可能とした抵抗と捉えてもよい。また、例えば第１電極６６をショットキー接触とし、第２電極６８をオーミック接触とする、等価回路は図１９（Ｄ）となり、第１電極６６をアノード、第２電極６８をカソードとするダイオードとなる。この場合、第２電極フィールドプレート７２は設けなくてもよい。第１電極フィールドプレート７０と第２電極フィールドプレート７２により電流コラプス現象を促進させ、電流を抑制できる。 FIG. 19C is an equivalent circuit of the GaN power device G112. The first electrode 66 and the second electrode 68 are in ohmic contact and form a bidirectional diode. In this case, the bidirectional current can be suppressed using the current collapse phenomenon. Functionally, it may be regarded as a resistor that enables positive and negative current limiting. Also, for example, the first electrode 66 is Schottky contact and the second electrode 68 is ohmic contact, an equivalent circuit is shown in FIG. Become. In this case, the second electrode field plate 72 may be omitted. The first electrode field plate 70 and the second electrode field plate 72 promote the current collapse phenomenon and suppress the current.

（実施例１）
図２０は、本発明の電流コラプス現象を制御する手段を設けたＧａＮパワーデバイスで突入電流防止回路１６を構成したスイッチング電源を示す図である。入力部１０は直流電源であり、直流電圧Ｖｉｎが印加された直後に平滑コンデンサ１２に突入電流が流れる。ＧａＮパワーデバイスＡ１００はデプレッション型のノーマリーオン動作を有し、突入電流防止回路のアース線に直列に接続されている。 (Example 1)
FIG. 20 is a diagram showing a switching power supply in which an inrush current prevention circuit 16 is constructed from a GaN power device provided with means for controlling the current collapse phenomenon of the present invention. The input section 10 is a DC power supply, and a rush current flows through the smoothing capacitor 12 immediately after the DC voltage Vin is applied. The GaN power device A100 has depletion type normally-on operation and is connected in series to the ground line of the inrush current prevention circuit.

ドレインＤを平滑コンデンサ１２側に接続し、ソースＳを入力部１０側に接続している。ゲートＧはソースＳに直接接続されている。デプレッション型のＧａＮパワーデバイスＡ１００は、ゲートＧとソースＳが同電位のときも一定のドレイン電流が流れる。これは、デプレッション型のＧａＮパワーデバイスは、ゲートＧとソースＳが同電位のとき、一定のドレイン電流に制限されることを意味する。即ち、突入電流は、ゲートＧとソースＳが同電位のときのドレイン電流に制限されることになる。さらに、ＧａＮパワーデバイスを使用することで、電流コラプス現象を利用した電流制限が行える。従って、デプレッション型のＧａＮパワーデバイスのみの簡単な回路で、突入電流防止回路１６を構成できる。 The drain D is connected to the smoothing capacitor 12 side, and the source S is connected to the input section 10 side. Gate G is directly connected to source S. In the depletion type GaN power device A100, a constant drain current flows even when the gate G and the source S are at the same potential. This means that the depletion type GaN power device is limited to a constant drain current when the gate G and source S are at the same potential. That is, the rush current is limited to the drain current when the gate G and the source S are at the same potential. Furthermore, by using a GaN power device, it is possible to limit the current using the current collapse phenomenon. Therefore, the inrush current prevention circuit 16 can be configured with a simple circuit consisting only of a depletion-type GaN power device.

入力部１０からの電圧は、直流電圧であっても、整流ブリッジで整流された交流電圧であってもよい。出力部１４は、平滑コンデンサ１２と並列接続される各種ＤＣ－ＤＣコンバータで構成される。ＤＣ－ＤＣコンバータは、昇圧型ＤＣ－ＤＣコンバータであっても降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータであってもよい。実施例１の突入電流防止回路１６に使用されるＧａＮパワーデバイスは、ＧａＮパワーデバイスＢ１０２、ＧａＮパワーデバイスＣ１０４又はＧａＮパワーデバイスＤ１０６の何れであっても、デプレッション型とすることで使用可能である。また、突入電流防止回路１６は、出力部１４からの過電流も防止することができる。 The voltage from the input section 10 may be a DC voltage or an AC voltage rectified by a rectifying bridge. The output unit 14 is composed of various DC-DC converters connected in parallel with the smoothing capacitor 12 . The DC-DC converter may be a step-up DC-DC converter or a step-down DC-DC converter. Any of the GaN power device B102, the GaN power device C104, and the GaN power device D106 used in the inrush current prevention circuit 16 of Example 1 can be used by making it a depletion type. Inrush current prevention circuit 16 can also prevent overcurrent from output unit 14 .

（実施例２）
図２１は、平滑コンデンサ１２に直列に突入電流防止回路１６を設けたスイッチング電源を示す図である。突入電流防止回路１６のＧａＮパワーデバイスＡ１００は、デプレッション型のノーマリーオン動作を有しており、ドレインＤと平滑コンデンサ１２が接続され、ゲートＧとソースＳは直接接続されて、入力部１０と出力部１４に接続されている。このため、図２０の突入防止回路１６で説明したのと同様の動作で、平滑コンデンサ１２に流れる突入電流を制限することができる。 (Example 2)
FIG. 21 is a diagram showing a switching power supply in which a rush current prevention circuit 16 is provided in series with a smoothing capacitor 12. As shown in FIG. The GaN power device A100 of the inrush current prevention circuit 16 has a depletion type normally-on operation, the drain D and the smoothing capacitor 12 are connected, the gate G and the source S are directly connected, and the input section 10 and It is connected to the output section 14 . Therefore, the rush current flowing through the smoothing capacitor 12 can be limited by the same operation as described for the rush prevention circuit 16 of FIG.

（実施例３）
図２２は、２つのＧａＮパワーデバイスで構成された突入電流防止回路１６を備えたスイッチング電源を示す図である。平滑コンデンサ１２と直列にデプレッション型のＧａＮパワーデバイスＡ１００を設けている。さらに出力部と平滑コンデンサ１２の間には、ノーマリーオフ動作をするエンハンスメント型のＧａＮパワーデバイスＥ１０８を設けている。ＧａＮパワーデバイスＥ１０８は、ダイオード構造であり、出力部１４からの過電流を防止する役割を果す。もちろん、出力部１４での短絡による突入電流も防止することができる。ＧａＮパワーデバイスＥ１０８は、第１電極６６をショットキー接触として、ノーマリーオフ動作をするエンハンスメント型のＧａＮパワーデバイスＧ１１２であってもよい。 (Example 3)
FIG. 22 shows a switching power supply with an inrush current prevention circuit 16 composed of two GaN power devices. A depletion type GaN power device A100 is provided in series with the smoothing capacitor 12 . Further, between the output section and the smoothing capacitor 12, an enhancement type GaN power device E108 that operates normally off is provided. The GaN power device E108 has a diode structure and serves to prevent overcurrent from the output section 14. FIG. Of course, a rush current due to a short circuit at the output section 14 can also be prevented. The GaN power device E108 may be an enhancement type GaN power device G112 that operates normally off with the first electrode 66 as Schottky contact.

（実施例４）
図２３は、エンハンスメント型でノーマリーオフ動作となるＧａＮパワーデバイス２０を突入電流防止回路１６に使用したスイッチング電源を説明する図である。図２３（Ａ）は、スイッチング電源の回路構成を示している。ＧａＮパワーデバイスＣ１０４は、エンハンスメント型でノーマリーオフ動作とした構造である。ＧａＮパワーデバイスＣ１０４は、ドレインＤを平滑コンデンサ１２に接続し、ソースＳを入力部１０と出力部１４に接続している。ゲートＧには抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で抵抗分割した直流電圧が印加される。抵抗Ｒ２には並列にコンデンサＣ１が接続されている。 (Example 4)
FIG. 23 is a diagram illustrating a switching power supply that uses an enhancement-type normally-off GaN power device 20 as an inrush current prevention circuit 16 . FIG. 23A shows the circuit configuration of a switching power supply. The GaN power device C104 is an enhancement type and has a structure of normally-off operation. The GaN power device C104 has a drain D connected to the smoothing capacitor 12 and a source S connected to the input section 10 and the output section 14 . A DC voltage divided by resistors R1 and R2 is applied to the gate G. FIG. A capacitor C1 is connected in parallel with the resistor R2.

図２３（Ｂ）は、直流電圧Ｖｉｎが印加された直後から、ゲートＧに印加されるゲート電圧Ｖｇを示している。直流電圧Ｖｉｎが印加された直後は、コンデンサＣ１が短絡した導通状態であるため、ゲート電圧Ｖｇは０Ｖである。このため、ＧａＮパワーデバイスＣ１０４はオフとなっており、突入電流を防止する。その後、コンデンサＣ１に電荷が蓄積されていきゲート電圧が高くなり、ゲート電圧は（Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２））・Ｖｇで飽和電圧となる。このため、ＧａＮパワーデバイスＣ１０４を遅延回路により駆動することになる。飽和電圧を
ＧａＮパワーデバイスＣ１０４の閾値電圧以上とすることにより、その後はＧａＮパワーデバイスＣ１０４により電流制限される。もちろん、飽和電圧をＧａＮパワーデバイスＣ１０４の閾値電圧以下にして、制限電流を制御することもできる。 FIG. 23B shows the gate voltage Vg applied to the gate G immediately after the DC voltage Vin is applied. Immediately after the DC voltage Vin is applied, the gate voltage Vg is 0V because the capacitor C1 is in a short-circuited conductive state. Therefore, the GaN power device C104 is turned off to prevent rush current. After that, electric charge is accumulated in the capacitor C1, the gate voltage increases, and the gate voltage reaches the saturation voltage at (R2/(R1+R2))· Vg . Therefore, the GaN power device C104 is driven by the delay circuit. By setting the saturation voltage equal to or higher than the threshold voltage of the GaN power device C104, the current is limited by the GaN power device C104 thereafter. Of course, it is also possible to control the limiting current by setting the saturation voltage below the threshold voltage of the GaN power device C104.

（実施例５）
図２４は、入力部１０を交流電源とするコンデンサインプット型のＡＣ－ＤＣ変換によるスイッチング電源を説明する図である。図２４（Ａ）は、スイッチング電源の回路構成を示している。交流電源の交流電圧Ｖｉｎは、ダイオードＤ１～Ｄ４で構成されるダイオードプリッジによる整流器で整流され、突入電流防止回路１６を介して平滑コンデンサ１２を充電する。突入電流防止回路１６には、片方向に電流が流れる片方向ダイオード特性を有するＧａＮパワーデバイスＧ１１２を使用している。図１９で示したＧａＮパワーデバイスＧ１１２の第１電極６６は、ショットキー接触とした片方向ダイオードである。エンハンスメント型のノーマリーオフ動作のダイオードとして、電流コラスプ現象を利用して、一定の電流値以上の流れを防止する。 (Example 5)
FIG. 24 is a diagram for explaining a capacitor input type switching power supply by AC-DC conversion using the input unit 10 as an AC power supply. FIG. 24A shows the circuit configuration of a switching power supply. The AC voltage V in of the AC power supply is rectified by a diode bridge rectifier composed of diodes D1 to D4, and charges the smoothing capacitor 12 via the inrush current prevention circuit 16 . The inrush current prevention circuit 16 uses a GaN power device G112 having a unidirectional diode characteristic in which current flows in one direction. The first electrode 66 of the GaN power device G112 shown in FIG. 19 is a unidirectional diode with Schottky contact. As an enhancement-type normally-off diode, the current collapse phenomenon is used to prevent the flow of more than a certain current value.

図２４（Ｂ）は、コンデンサインプット型のＡＣ－ＤＣ変換によるスイッチング電源の電圧波形と電流波形を示している。交流電圧Ｖｉｎは整流されて、半波整流波形の整流電圧となる。整流器からの電流Ｉｉｎは、｜Ｖｉｎ｜＞ＶＯの場合しか電流が流れないため、通常は電圧波形のピーク値近辺での短い時間しか電流は流れず、電流波形は不連続となる。 FIG. 24B shows voltage waveforms and current waveforms of a switching power supply by capacitor input type AC-DC conversion. The AC voltage Vin is rectified to become a rectified voltage with a half-wave rectified waveform. Since the current I in from the rectifier flows only when |V in |>V O , the current normally flows only for a short period of time near the peak value of the voltage waveform, and the current waveform becomes discontinuous.

平滑コンデンサ１２は、整流器の出力端の高圧側のラインと低圧側のラインとの間に配置される。平滑コンデンサ１２は、脈流電圧を定電圧に平滑して電荷を充電するとともに、スイッチング電源装置に接続された負荷回路などに電荷を放電する。通常ＡＣ－ＤＣコンバータは交流から直流へ平滑した後、不安定な直流を出力部１４において、ＤＣ－ＤＣコンバータで安定させ、所望の電圧を生成する２段構成である。 A smoothing capacitor 12 is arranged between the high-voltage line and the low-voltage line at the output of the rectifier. The smoothing capacitor 12 smoothes the pulsating current voltage to a constant voltage, charges the electric charge, and discharges the electric charge to a load circuit or the like connected to the switching power supply device. A normal AC-DC converter has a two-stage structure in which, after smoothing an alternating current to a direct current, the unstable direct current is stabilized by the DC-DC converter at the output section 14 to generate a desired voltage.

スイッチング電源装置に交流電源を投入した直後は、平滑コンデンサ１２に電荷を供給するために、図２４（Ｂ）の破線で示した電流波形のように、過渡的に大きな突入電流が流れる。突入電流により回路素子がダメージを受ける可能性がある。これを抑制する目的で、整流器と平滑コンデン１２の間に突入電流防止回路１６を設けている。突入電流防止回路１６で使用したＧａＮパワーデバイスＧ１１２は、ダイオード特性を備え、電流コラスプ現象を利用して、一定の電流値以上の電流の流れを防止している。 Immediately after AC power is supplied to the switching power supply, a large transient rush current flows in order to supply electric charge to the smoothing capacitor 12, as shown by the current waveform indicated by the dashed line in FIG. 24(B). Inrush current can damage circuit elements. For the purpose of suppressing this, a rush current prevention circuit 16 is provided between the rectifier and the smoothing capacitor 12 . The GaN power device G112 used in the inrush current prevention circuit 16 has diode characteristics, and utilizes the current collapse phenomenon to prevent the flow of current exceeding a certain current value.

（実施例６）
図２５は、図２４に示したコンデンサインプット型のＡＣ－ＤＣ変換によるスイッチング電源において、突入電流防止回路を、交流ブリッジと兼用した構成とした図である。交流ブリッジのダイオードには、例えば、エンハンスメント型のＧａＮパワーデバイスＥ１０８を使用する。交流ブリッジの正負の電流経路に、少なくとも１つのＧａＮパワーデバイスＥ１０８を使用する。図２５においては、Ｄ１とＤ４にＧａＮパワーデバイスＥ１０８を使用している。勿論、全てのダイオードＤ１～４がＧａＮパワーデバイスＥ１０８であってもよい。これにより、突入防止機能を備えた交流ブリッジとなる。 (Example 6)
FIG. 25 is a diagram showing a configuration in which the inrush current prevention circuit is also used as an AC bridge in the capacitor input type AC-DC conversion switching power supply shown in FIG. An enhancement type GaN power device E108, for example, is used for the AC bridge diode. At least one GaN power device E108 is used in the positive and negative current paths of the AC bridge. In FIG. 25, GaN power devices E108 are used for D1 and D4. Of course, all diodes D1-4 may be GaN power devices E108. This results in an AC bridge with inrush protection.

（実施例７）
図２６は、交流電源からのＡＣ―ＤＣ変換において、力率を改善するためのＰＦＣ（力率改善）回路８０を設けたスイッチング電源を説明する図である。図２６（Ａ）は、ＰＦＣ回路８０を設けたＡＣ－ＤＣ変換回路を用いたスイッチング電源である。突入電流防止回路は、交流ブリッジと兼用している。交流ブリッジのダイオードには、例えば、エンハンスメント型のＧａＮパワーデバイスＧ１１２を使用する。交流ブリッジの正負の電流経路に、少なくとも１つのＧａＮパワーデバイスＧ１１２を使用する。図２５においては、Ｄ２とＤ３にＧａＮパワーデバイスＧ１１２を使用している。これにより、突入防止機能を備えた交流ブリッジとなる。 (Example 7)
FIG. 26 is a diagram illustrating a switching power supply provided with a PFC (power factor correction) circuit 80 for improving the power factor in AC-DC conversion from an AC power supply. FIG. 26A shows a switching power supply using an AC-DC conversion circuit provided with a PFC circuit 80. FIG. The inrush current prevention circuit is also used as an AC bridge. An enhancement type GaN power device G112, for example, is used for the AC bridge diode. At least one GaN power device G112 is used in the positive and negative current paths of the AC bridge. In FIG. 25, GaN power devices G112 are used for D2 and D3. This results in an AC bridge with inrush protection.

図２６（Ｂ）は、ＰＦＣ回路を設けたスイッチング電源の電圧波形と電流波形である。ＰＦＣ回路８０は、インダクタＬとダイオードＤ５とスイッチング素子ＳＷから構成されている。スイッチング素子ＳＷのゲートは、ＰＦＣ制御回路８２から出力される制御信号でスイッチングされ、ＰＭＷ制御により、スイッチング素子ＳＷをオン／オフさせている。 FIG. 26B shows voltage waveforms and current waveforms of a switching power supply provided with a PFC circuit. The PFC circuit 80 is composed of an inductor L, a diode D5 and a switching element SW . The gate of the switching element SW is switched by a control signal output from the PFC control circuit 82 to turn on/off the switching element SW by PWM control.

このため、交流電圧Ｖｉｎに対して、整流器を通ってインダクタＬに流れる電流ＩＬは、スイッチング素子ＳＷのスイッチング周波数に同期してオン／オフされ、鋸歯状の電流波形となる。さらにダイオードＤ５を介して平滑コンデンサ１２で鋸歯状の電流波形を平滑化して、電荷を充電するとともに、スイッチング電源装置に接続された出力部１４に電荷を放電し、出力電圧ＶＯの電圧波形は、スイッチング周波数に同期した脈流となる。ＰＦＣ回路は、電流連続モード、電流不連続モード、電流臨界モードの何れであってもよい。 Therefore, the current IL that flows through the inductor L through the rectifier with respect to the AC voltage Vin is turned on/off in synchronization with the switching frequency of the switching element SW , and has a sawtooth current waveform. Further, the sawtooth current waveform is smoothed by the smoothing capacitor 12 through the diode D5, and the electric charge is charged, and the electric charge is discharged to the output section 14 connected to the switching power supply device. , becomes a pulsating current synchronized with the switching frequency. The PFC circuit may be in continuous current mode, discontinuous current mode, or critical current mode.

（実施例８）
図２７は、ＰＦＣ回路８０を設けたスイッチング電源において、ＰＦＣ回路８０に突入電流防止回路１６を兼用させたスイッチング電源である。ＰＦＣ回路８０に使用されているダイオードＤ５を、ダイオード特性を備えたＧａＮパワーデバイスＥ１０８で置き換えている。ＧａＮパワーデバイスＥ１０８は、ノーマリーオフ動作を行うエンハンスメント型である。ＧａＮパワーデバイスＥ１０８は、電流コラプス現象を利用して電流をある一定の値に制限しているから、通常のスイッチングによる電流を流し、制限された電流以上の電流を防止できる。このため、ＰＦＣ回路８０と突入電流防止回路１６を一体化することができ簡単で小型のスイッチング電源となる。 (Example 8)
FIG. 27 shows a switching power supply provided with a PFC circuit 80 in which the PFC circuit 80 also serves as the inrush current prevention circuit 16 . The diode D5 used in the PFC circuit 80 is replaced with a GaN power device E108 with diode characteristics. The GaN power device E108 is an enhancement type that performs a normally-off operation. Since the GaN power device E108 uses the current collapse phenomenon to limit the current to a certain value, it is possible to flow a current by normal switching and prevent the current exceeding the limited current. For this reason, the PFC circuit 80 and the inrush current prevention circuit 16 can be integrated, resulting in a simple and compact switching power supply.

（実施例９）
図２８は、交流電源からのＡＣ―ＤＣ変換において、ブリッジレスＰＦＣ８４に突入電流防止回路１６を設けたスイッチング電源である。図２８に示したブリッジレスＰＦＣコンバータは、デュアルブースト型であり、２つの昇圧コンバータを並列に接続する事で、交流電圧Ｖｉｎを整流しながら力率を改善できる。交流電圧Ｖｉｎの正の半周期では、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１、ダイオードＤ１が構成する第１の昇圧コンバータがＰＦＣとして動作する。交流電圧Ｖｉｎの正負の半周期では、インダクタＬ２、スイッチング素子ＳＷ２、ダイオードＤ２が構成する第２の昇圧型コンバータがＰＦＣとして動作する。 (Example 9)
FIG. 28 shows a switching power supply in which a bridgeless PFC 84 is provided with an inrush current prevention circuit 16 in AC-DC conversion from an AC power supply. The bridgeless PFC converter shown in FIG. 28 is of a dual boost type, and by connecting two boost converters in parallel, it is possible to improve the power factor while rectifying the AC voltage Vin . In the positive half cycle of the AC voltage V in , the first boost converter configured by inductor L1, switching element S W1 and diode D1 operates as a PFC. In the positive and negative half cycles of the AC voltage V in , the second boost converter configured by the inductor L2, the switching element S W2 and the diode D2 operates as a PFC.

スイッチ素子ＳＷ１とスイッチ素子ＳＷ２のスイッチング電流は、入力電流を正弦波状にするように、ブリッジレスＰＦＣ制御回路８６でＰＷＭ制御される。ＧａＮ－ＨＥＭＴは寄生ダイオードが無く、一方のスイッチング素子のスイッチング電流が他のスイッチング素子を経由して流れることが無いので、ブリッジレスＰＦＣ８４のスイッチング素子として好適である。さらに、ダイオードＤ１及びダイオードＤ２をＧａＮダイオードとすることで、高周波数に対応したスイッチングが可能となり、力率改善に効果的である。 The switching currents of the switch element SW1 and the switch element SW2 are PWM-controlled by a bridgeless PFC control circuit 86 so as to make the input current sinusoidal. A GaN-HEMT has no parasitic diode, and the switching current of one switching element does not flow through the other switching element. Furthermore, by using GaN diodes for the diodes D1 and D2, switching corresponding to high frequencies becomes possible, which is effective in improving the power factor.

突入電流防止回路１６は、交流電源とプリッジレスＰＦＣ回路８４の間に設けている。双方向の突入電流を防止可能とするため、双方向ダイオード特性を有するＧａＮパワーデバイスＦ１１０を使用している。ＧａＮパワーデバイスＦ１１０は、ノーマリーオフ動作を行うエンハンスメント型でもノーマリーオン動作を行うデプレッション型でもよい。また、第１電極６６と第２電極６８をオーミック接触としたＧａＮパワーデバイスＧ１１２でもよい。ＧａＮパワーデバイスＧ１１２は、ノーマリーオフ動作を行うエンハンスメント型でもノーマリーオン動作を行うデプレッション型でもよい。電流コラプス現象を利用して、正負両方向に流れる突入電流を防止する。 The rush current prevention circuit 16 is provided between the AC power supply and the bridgeless PFC circuit 84 . A GaN power device F110 having bidirectional diode characteristics is used to prevent bidirectional inrush current. The GaN power device F110 may be either an enhancement type that performs a normally-off operation or a depletion type that performs a normally-on operation. A GaN power device G112 in which the first electrode 66 and the second electrode 68 are in ohmic contact may also be used. The GaN power device G112 may be either an enhancement type that performs a normally-off operation or a depletion type that performs a normally-on operation. The current collapse phenomenon is used to prevent inrush currents flowing in both positive and negative directions.

（実施例１０）
図２９は、交流電源からのＡＣ－ＤＣ変換において、ブリッジレスＰＦＣ回路８４のダイオードに突入電流防止機能を備えたスイッチング電源を示す図である。図２８で示したブリッジレスＰＦＣ回路８４のダイオードＤ１とダイオードＤ２を、ダイオード特性を備えたＧａＮパワーデバイスＥ１０８で置き換えている。ＧａＮパワーデバイスＥ１０８は、ノーマリーオフ動作を行うエンハンスメント型である。ＧａＮパワーデバイスＥ１０８は、電流コラプス現象を利用して電流をある一定の値に制限しているから、通常のスイッチングによる電流を流し、制限された電流以上の電流を防止できる。このため、交流電源とブリッジレスＰＦＣ回路８４の間に設けた突入電流防止回路は無くし、ブリッジレスＰＦＣ回路８４と突入電流防止回路（突入電流防止回路１６－１，１６－２）を一体化した簡単で小型のスイッチング電源が可能となる。 (Example 10)
FIG. 29 is a diagram showing a switching power supply in which the diode of the bridgeless PFC circuit 84 has an inrush current prevention function in AC-DC conversion from an AC power supply. The diodes D1 and D2 of the bridgeless PFC circuit 84 shown in FIG. 28 are replaced with a GaN power device E108 having diode characteristics. The GaN power device E108 is an enhancement type that performs a normally-off operation. Since the GaN power device E108 uses the current collapse phenomenon to limit the current to a certain value, it is possible to flow a current by normal switching and prevent the current exceeding the limited current. Therefore, the inrush current prevention circuit provided between the AC power supply and the bridgeless PFC circuit 84 is eliminated, and the bridgeless PFC circuit 84 and the inrush current prevention circuits (inrush current prevention circuits 16-1 and 16-2) are integrated. A simple and compact switching power supply becomes possible.

（実施例１１）
図３０は、図２９で示したスイッチング電源において、出力部１４を、ＤＣ－ＤＣコンバータ８８としたスイッチング電源を示す図である。通常ＡＣ－ＤＣコンバータは交流から直流へ平滑したのち、所望の電圧を生成するＤＣ－ＤＣコンバータを設けている。ＤＣ－ＤＣコンバータは、同期式でも非同期式でもよく、また、電圧も昇圧型でも降圧型でもよい。図３０では、出力部１４を同期式降圧型ＤＣ－ＤＣコンバータ８８としている。 (Example 11)
FIG. 30 is a diagram showing a switching power supply in which the output section 14 is a DC-DC converter 88 in the switching power supply shown in FIG. Generally, an AC-DC converter is provided with a DC-DC converter that generates a desired voltage after smoothing AC to DC. The DC-DC converter may be synchronous or asynchronous, and the voltage may be step-up or step-down. In FIG. 30, the output section 14 is a synchronous step-down DC-DC converter 88 .

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。 Although the embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications and applications are possible without departing from the gist of the present invention.

Ｓ ソース
Ｇ ゲート
Ｄ ドレイン
Ｖｉｎ 入力電圧（直流電圧、交流電圧）
Ｉ 電流
Ｉｉｎ 突入電流
ＩＯＵＴ 短絡電流
Ｇ１、Ｇ２ 補助ゲート
１０ 入力部
１２ 平滑コンデンサ
１４ 出力部
１６ 突入電流防止回路
１８ 制御回路
２０ ＧａＮパワーデバイス
２２ 平滑コンデンサ等価回路
２４ 平滑コンデンサ等価容量
２６ 平滑コンデンサ等価抵抗
２８ 負荷等価抵抗
３０ オン抵抗
３２ 基板
３４ バッファ層
３６ 電子走行層
３８ 電子供給層
４０ 保護膜
４２ ソース電極
４４ ゲート電極
４５－１、４５－２ 補助ゲート電極
４６ ドレイン電極
５０ フェルミ準位
５２ 価電子帯
５４ 伝導帯
６０ ゲートフィールドプレート
６２ ソースフィールドプレート
６４ ドレインフィールドプレート
６６ 第１電極
６８ 第２電極
７０ 第１電極フィールドプレート
７２ 第２電極フィールドプレート
８０ ＰＦＣ回路
８２ ＰＦＣ制御回路
８４ ブリッジレスＰＦＣ回路
８６ プリッジレスＰＦＣ制御回路
８８ ＤＣ－ＤＣコンバータ
１００ ＧａＮパワーデバイスＡ
１０２ ＧａＮパワーデバイスＢ
１０４ ＧａＮパワーデバイスＣ
１０６ ＧａＮパワーデバイスＤ
１０８ ＧａＮパワーデバイスＥ
１１０ ＧａＮパワーデバイスＦ
１１２ ＧａＮパワーデバイスＧ S Source G Gate D Drain Vin Input voltage (DC voltage, AC voltage)
I current I in rush current I OUT short circuit current G1, G2 auxiliary gate 10 input section 12 smoothing capacitor 14 output section 16 inrush current prevention circuit 18 control circuit 20 GaN power device 22 smoothing capacitor equivalent circuit 24 smoothing capacitor equivalent capacity 26 smoothing capacitor equivalent Resistance 28 Load equivalent resistance 30 ON resistance 32 Substrate 34 Buffer layer 36 Electron transport layer 38 Electron supply layer 40 Protective film 42 Source electrode 44 Gate electrodes 45-1, 45-2 Auxiliary gate electrode 46 Drain electrode 50 Fermi level 52 Valence electrons band 54 conduction band 60 gate field plate 62 source field plate 64 drain field plate 66 first electrode 68 second electrode 70 first electrode field plate 72 second electrode field plate 80 PFC circuit 82 PFC control circuit 84 bridgeless PFC circuit 86 bridgeless PFC control circuit 88 DC-DC converter 100 GaN power device A
102 GaN power device B
104 GaN power device C
106 GaN power device D
108 GaN power device E
110 GaN power device F
112 GaN power device G

Claims (16)

入力部からの入力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記入力部と前記平滑コンデンサの間に挿入される突入電流防止回路と、
を備え、
突入電流防止回路はＧａＮパワーデバイスを備え、
前記ＧａＮパワーデバイスは、横型であり、所定電圧以上の電圧を印加すると前記ＧａＮパワーデバイスが有する２次元電子ガスのチャネル内電子が空乏化してオン抵抗が高くなる電流コラプス現象を有し、
前記ＧａＮパワーデバイスは、電流コラプス現象を制御する手段を備えていること、
を特徴とするスイッチング電源。 a smoothing capacitor for smoothing the input voltage from the input section;
a rush current prevention circuit inserted between the input section and the smoothing capacitor;
with
The inrush current prevention circuit has a GaN power device,
The GaN power device is of a horizontal type, and has a current collapse phenomenon in which when a voltage equal to or higher than a predetermined voltage is applied, electrons in the channel of the two-dimensional electron gas of the GaN power device are depleted and the on-resistance increases,
The GaN power device comprises means for controlling the current collapse phenomenon;
A switching power supply characterized by: 前記ＧａＮパワーデバイスは、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、前記ゲート電極が前記ドレイン電極に近い位置に配置されていること、
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 The GaN power device has a source electrode, a gate electrode, and a drain electrode arranged in this order, and the gate electrode is arranged at a position close to the drain electrode;
The switching power supply according to claim 1, characterized by: 前記ＧａＮパワーデバイスは、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、前記ゲート電極と前記ドレイン電極の間に、補助ゲート電極が設けられていること、
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 The GaN power device has a source electrode, a gate electrode and a drain electrode arranged in this order, and an auxiliary gate electrode provided between the gate electrode and the drain electrode;
The switching power supply according to claim 1, characterized by: 前記ＧａＮパワーデバイスは、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、前記ソース電極に電気的に接続されたソースフィールドプレートを設け、前記ソースフィールドプレートは、保護層を介して前記ゲート電極を覆い、ドレイン電極側端部は前記ゲート電極のドレイン電極側端部と平面視同一の位置にあること、
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 The GaN power device includes a source field plate in which a source electrode, a gate electrode and a drain electrode are arranged in order and electrically connected to the source electrode, the source field plate connecting the gate electrode via a protective layer. The end of the cover on the side of the drain electrode is at the same position as the end of the gate electrode on the side of the drain electrode in plan view;
The switching power supply according to claim 1, characterized by: 前記ＧａＮパワーデバイスは、ソース電極、ゲート電極及びドレイン電極が順に配置され、ゲート電極とドレイン電極の間には、前記ドレイン電極と電気的に接続されたドレインフィールドプレートを備えていること、
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 wherein the GaN power device comprises a source electrode, a gate electrode and a drain electrode arranged in order, and a drain field plate electrically connected to the drain electrode between the gate electrode and the drain electrode;
The switching power supply according to claim 1, characterized by: 前記ＧａＮパワーデバイスは、第１ソース電極、第１ゲート電極、第２ゲート電極及び第２ソース電極が順に配置された双方向スイッチであり、前記第１ソース電極と前記第１ゲート電極に電気的に接続された第１ソースフィールドプレートと、前記第２ゲート電極と前記第２ソース電極に電気的に接続された第２ソースフィールドプレートをさらに備えていること、
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 The GaN power device is a bidirectional switch in which a first source electrode, a first gate electrode, a second gate electrode and a second source electrode are arranged in order, and the first source electrode and the first gate electrode are electrically connected to each other. and a second source field plate electrically connected to the second gate electrode and the second source electrode;
The switching power supply according to claim 1, characterized by: 前記ＧａＮパワーデバイスは、デプレッション型であり、前記突入電流防止回路は、前記ＧａＮパワーデバイスのデプレッション型に対応した回路であること、
を特徴とする請求項２乃至６のいずれか１項に記載のスイッチング電源。 The GaN power device is of a depletion type, and the inrush current prevention circuit is a circuit corresponding to the depletion type of the GaN power device;
The switching power supply according to any one of claims 2 to 6, characterized by: 前記ＧａＮパワーデバイスは、エンハンスメント型であり、前記突入電流防止回路回路は、前記ＧａＮパワーデバイスのエンハンスメント型に対応した回路であること、
を特徴とする請求項２乃至６のいずれか１項に記載のスイッチング電源。 The GaN power device is an enhancement type, and the inrush current prevention circuit is a circuit corresponding to the enhancement type of the GaN power device,
The switching power supply according to any one of claims 2 to 6, characterized by: 前記ＧａＮパワーデバイスは、第１電極と第２電極を備え、
前記第１電極と前記第２電極との間には、前記第１電極と電気的に接続された第１電極フィールドプレートと、前記第２電極と電気的に接続された第２電極フィールドプレートを備えていること、
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 The GaN power device comprises a first electrode and a second electrode,
A first electrode field plate electrically connected to the first electrode and a second electrode field plate electrically connected to the second electrode are provided between the first electrode and the second electrode. be prepared,
The switching power supply according to claim 1, characterized by: 前記第１電極と前記第２電極のいずれか一方の電極をショットキー接触とし、他方の電極をオーミック接触としたこと、
を特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源。 one of the first electrode and the second electrode is in Schottky contact and the other electrode is in ohmic contact;
The switching power supply according to claim 9, characterized by: 前記第１電極と前記第２電極を、オーミック接触の電極とし、双方向ダイオード機能を備えていること、
を特徴とする請求項９に記載のスイッチング電源。 The first electrode and the second electrode are ohmic contact electrodes and have a bidirectional diode function;
The switching power supply according to claim 9, characterized by: 前記入力部は、直流電源であり、平滑コンデンサと電気的に接続されていること、
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 The input unit is a DC power supply and is electrically connected to a smoothing capacitor;
The switching power supply according to claim 1, characterized by: 前記入力部は、交流電源であり、ダイオードブリッジ整流器で整流されること、
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 the input is an alternating current power supply and is rectified by a diode bridge rectifier;
The switching power supply according to claim 1, characterized by: 前記入力部は交流電源であり、
前記突入電流防止回路はＰＦＣ回路のダイオードを構成していること、
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 The input unit is an AC power supply,
The inrush current prevention circuit constitutes a diode of a PFC circuit;
The switching power supply according to claim 1, characterized by: 前記入力部は交流電源であり、
前記突入電流防止回路は、交流電圧を入力とするブリッジレスＰＦＣ回路のダイオードを構成していること、
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 The input unit is an AC power supply,
The inrush current prevention circuit constitutes a diode of a bridgeless PFC circuit to which an alternating voltage is input;
The switching power supply according to claim 1, characterized by: 前記平滑コンデンサと並列にＤＣ／ＤＣコンバータが接続されていること、
を特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源。 A DC/DC converter is connected in parallel with the smoothing capacitor;
The switching power supply according to claim 1, characterized by:
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