JP7219157B2 - Transmission device and transmission method - Google Patents
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Description
本発明は、複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムに関する。 The present invention relates to a data transmission system for multiplexing and transmitting a plurality of data by hierarchical division multiplexing.
次世代の地上デジタル放送への移行を進める一環として、現行の2K放送と異なる方式の放送波を周波数及び時間を共用して伝送する階層分割多重(Layered Division Multiplexing;LDM)方式の検討が進んでいる。非特許文献1では、上位階層(Upper Layer;UL)と下位階層(Lower Layer;LL)を同一のFFT(Fast Fourier Transform;高速フーリエ変換)ポイント数でOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing;直交周波数分割多重)変調し、同一のサブキャリアにULとLLを異なるレベルで多重させる方式が提案されている。また、非特許文献2では、ULとLLを異なるFFTポイント数でOFDM変調し、時間領域で多重させる方式が提案されている。以下では、前者(非特許文献1)の方式を「同期LDM」と称し、後者(非特許文献2)の方式を「準同期LDM」と称する。
As part of the transition to next-generation terrestrial digital broadcasting, studies are progressing on a layered division multiplexing (LDM) system that transmits broadcast waves of a system different from the current 2K broadcasting by sharing frequency and time. there is In
準同期LDMでは、図3に示すように、例えば、ULについては8192のFFTポイントを用いて有効シンボルを生成し、1024サンプルのガードインターバルを付加することで、9216サンプルのOFDMシンボルを生成する。一方、LLについては32768のFFTポイントを用いて有効シンボルを生成し、ULと同一の1024サンプルのガードインターバルを付加することで、33792サンプルのOFDMシンボルを生成する。この場合、ULシンボルとLLシンボルは11:3の整数比が最小公倍数となり、それぞれの開始タイミングが所定の周期で一致することになる。 In quasi-synchronous LDM, as shown in FIG. 3, for UL, for example, 8192 FFT points are used to generate effective symbols, and a 1024-sample guard interval is added to generate 9216-sample OFDM symbols. On the other hand, for LL, 32768 FFT points are used to generate effective symbols, and by adding the same guard interval of 1024 samples as in UL, OFDM symbols of 33792 samples are generated. In this case, the integer ratio of 11:3 between the UL symbol and the LL symbol is the lowest common multiple, and the start timings of the UL symbols and the LL symbols match at a predetermined cycle.
このように、準同期LDMでは、ULとLLのガードインターバル長を同一とし、ULよりもLLの方が長い有効シンボル長とすることで、反射波の遅延時間耐性を同一とし、尚且つULよりもLLの方がビットレートを向上させることができる。この特徴を活かし、非特許文献2には、次世代の地上デジタル方式に準同期LDMを適用することが提案されている。なお、非特許文献2では、準同期LDMの効率性や特徴について述べられてはいるが、準同期LDMの詳細な復調方式については明らかにされていない。 Thus, in quasi-synchronous LDM, the guard interval lengths of UL and LL are the same, and the effective symbol length of LL is longer than that of UL. However, LL can improve the bit rate. Taking advantage of this feature, Non-Patent Document 2 proposes applying the quasi-synchronous LDM to the next-generation digital terrestrial system. Although Non-Patent Document 2 describes the efficiency and characteristics of quasi-synchronous LDM, it does not clarify the detailed demodulation scheme of quasi-synchronous LDM.
同期LDMでは、受信信号に対してUL、LL共に同一のFFT時間窓を設け、FFT時間窓内の信号に対してFFTを行うことで、各サブキャリアは直交関係が保たれたままで周波数領域の信号に変換される。しかしながら、準同期LDMではULとLLでFFTポイント数が異なるため、サブキャリア間の直交関係が崩れてしまい、同期LDMと同じ方式では復調することができない。 In synchronous LDM, the same FFT time window is provided for both the UL and LL received signals, and by performing FFT on the signal within the FFT time window, each subcarrier maintains the orthogonal relationship and the frequency domain is converted to a signal. However, since the number of FFT points differs between UL and LL in quasi-synchronous LDM, the orthogonal relationship between subcarriers is lost, and demodulation cannot be performed using the same method as in synchronous LDM.
準同期LDMの受信装置でも、同期LDMの受信装置と同様に、UL受信信号のレプリカを生成し、受信信号から減算することでLL信号を抽出することになる。このUL受信信号のレプリカを生成する際には、伝送路の特性を高精度に推定する必要がある。伝送路推定は、UL信号に周波数方向及び時間方向に分散配置されているパイロット信号から推定する手法が一般的に用いられる。しかしながら、準同期LDMにおけるLL信号はUL信号にとってノイズのように振舞うため、IL(Injection Level)に比例して等価的なCNR(Carrier to Noise Ratio)の低下が生じてしまう。ILとは、LL信号レベルに対するUL信号レベルの比率を表す値である。このような問題により、パイロットキャリアのCNRが低下して伝送路推定の精度も低下するので、受信側でUL受信信号のレプリカを正しく生成できないという課題がある。 Similarly to the synchronous LDM receiver, the quasi-synchronous LDM receiver generates a replica of the UL received signal and subtracts it from the received signal to extract the LL signal. When generating a replica of this UL received signal, it is necessary to estimate the characteristics of the transmission path with high accuracy. For channel estimation, a method of estimating from pilot signals distributed in the UL signal in the frequency direction and the time direction is generally used. However, since the LL signal in quasi-synchronous LDM behaves like noise for the UL signal, an equivalent CNR (Carrier to Noise Ratio) drop occurs in proportion to IL (Injection Level). IL is a value representing the ratio of the UL signal level to the LL signal level. Due to such a problem, the CNR of the pilot carrier is lowered and the accuracy of transmission path estimation is also lowered, so there is a problem that the replica of the UL received signal cannot be correctly generated on the receiving side.
本発明は、上記のような従来の事情に鑑みて為されたものであり、LL信号の成分がUL信号のパイロットキャリアに及ぼす干渉を軽減することが可能な送信装置を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the conventional circumstances as described above, and it is an object of the present invention to provide a transmitting apparatus capable of reducing the interference that the LL signal component exerts on the pilot carrier of the UL signal. do.
上記の目的を達成するために、本発明では、送信装置を以下のように構成した。
すなわち、複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムに使用される送信装置において、周波数方向と時間方向に分散配置された第1のパイロットキャリアを含む第1のサブキャリア信号に第1ポイント数のIFFT処理を施して第1の変調信号を生成する第1の生成手段と、第2のサブキャリア信号に第2ポイント数のIFFT処理を施して第2の変調信号を生成する第2の生成手段と、前記第1の変調信号と前記第2の変調信号とを各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整して合成する合成手段と、前記合成手段により合成された信号を送出する送出手段と、を備え、前記第2の生成手段は、前記第2のサブキャリア信号に、前記第2の変調信号による前記第1のパイロットキャリアへの干渉を抑圧するための干渉抑圧用キャリアを含めることを特徴とする。
In order to achieve the above objects, the present invention configures a transmitter as follows.
That is, in a transmitting apparatus used in a data transmission system that multiplexes and transmits a plurality of data by hierarchical division multiplexing, a first subcarrier signal containing first pilot carriers distributed in the frequency direction and the time direction a first generating means for performing IFFT processing with a first number of points on the subcarrier signal to generate a first modulated signal; and a second subcarrier signal with IFFT processing with a second number of points to generate a second modulated signal. second generating means for generating the first modulated signal and the second modulated signal, synthesizing means for synthesizing the first modulated signal and the second modulated signal so that their start timings match each other at a predetermined cycle, and the synthesizing means sending means for sending a combined signal, wherein the second generating means suppresses interference of the second subcarrier signal to the first pilot carrier by the second modulated signal. It is characterized by including an interference suppression carrier for.
ここで、前記第2の生成手段は、前記第2のサブキャリア信号に含まれる複数のサブキャリアのうち、前記第1のパイロットキャリアに最も近い周波数のサブキャリアに、前記干渉抑圧用キャリアを割り当てる構成としてもよい。 Here, the second generation means allocates the interference suppression carrier to a subcarrier having a frequency closest to the first pilot carrier among a plurality of subcarriers included in the second subcarrier signal. may be configured.
また、前記第2の生成手段は、前記干渉抑圧用キャリアを後述の(式8)又は(式9)に示す演算により生成する構成としてもよい。なお、本記載は、後述の(式8)又は(式9)と同一の演算に限定することを意図するものではなく、これに相当する他の演算(すなわち、後述の(式8)又は(式9)と同様の結果が得られる他の演算)により前記干渉抑圧用キャリアを生成することも含むものである。 Further, the second generation means may be configured to generate the interference suppression carrier by calculation shown in (Equation 8) or (Equation 9) described later. Note that this description is not intended to be limited to the same calculation as (Equation 8) or (Equation 9) described later, and other equivalent calculations (that is, (Equation 8) or (Equation 8) described later or It also includes generating the interference suppressing carrier by other calculations that can obtain the same result as the expression 9).
本発明によれば、LL信号の成分がUL信号のパイロットキャリアに及ぼす干渉を軽減することが可能な送信装置を提供することが可能となる。 Advantageous Effects of Invention According to the present invention, it is possible to provide a transmitting apparatus capable of reducing interference exerted by LL signal components on pilot carriers of UL signals.
本発明の一実施形態に係るデータ伝送システムについて、図面を参照して説明する。
以下では、ULとLLを異なるFFTポイント数でOFDM変調し、時間領域で多重化して伝送する準同期LDM伝送システムを例にして説明する。図1には、準同期LDM伝送システムに使用される送信装置の構成例を示してある。
A data transmission system according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
A quasi-synchronous LDM transmission system in which UL and LL are OFDM-modulated with different numbers of FFT points, multiplexed in the time domain, and transmitted will be described below as an example. FIG. 1 shows a configuration example of a transmitter used in a quasi-synchronous LDM transmission system.
送信装置は、誤り訂正符号化部11と、データマッピング部12と、パイロットマッピング部13と、選択部14と、NULポイントOFDM変調部15と、合成部16と、誤り訂正符号化部17と、データマッピング部18と、パイロットマッピング部19と、ダミーマッピング部20と、選択部21と、NLLポイントOFDM変調部22と、アンテナ23とを備える。
The transmitting apparatus includes an error
最初にUL信号の生成方式について説明を行う。UL信号の生成には一般的なOFDMの変調方式を用いることができ、地上デジタル放送方式ではARIB STD-B31に規定されている。 First, the UL signal generation method will be described. A general OFDM modulation method can be used to generate the UL signal, and the terrestrial digital broadcasting method is specified in ARIB STD-B31.
地上デジタル放送に本システムを適用する場合、外部の映像符号化器などからのUL情報符号(例えば、2K放送のデータ)が、誤り訂正符号化部11に入力される。誤り訂正符号化部11は、入力されたUL情報符号に対して誤り訂正符号化を施す。地上デジタル放送方式を規定しているARIB STD-B31では、RS(Reed-Solomon)符号と畳み込み符号の連接符号化を行っている。誤り訂正符号化方式は、上記の符号化方式以外にも、ターボ符号やLDPC(Low Density Parity Check;低密度パリティ検査)符号などの他の誤り訂正方式を用いても差し支えない。
When this system is applied to terrestrial digital broadcasting, UL information code (for example, 2K broadcasting data) from an external video encoder or the like is input to the
誤り訂正符号化部11による誤り訂正符号化結果の信号は、データマッピング部12に入力される。データマッピング部12は、ULの誤り訂正符号を、64QAM(Quadrature Amplitude Modulation;直角位相振幅変調)や16QAMなどを用いてI/Q複素平面上にマッピングする。マッピング方式に関しても、上記以外の方式を用いてもよい。
A signal resulting from error correction encoding by the error
パイロットマッピング部13では、振幅と位相が既知であるパイロット信号を、データマッピング部12と同様にI/Q複素平面上にマッピングする。一般的に、パイロット信号のマッピングにはBPSK(Binary Phase Shift Keying;二位相偏移変調)が用いられているが、それ以外のマッピングを用いても差し支えない。
The
選択部14では、所定の規則に従って、データマッピング部12とパイロットマッピング部13の各出力を選択する。具体的には、選択部14は、図4に示すように、周波数方向と時間方向に分散させたサブキャリア(図中の黒ブロック)にパイロット信号を配置し、それ以外のサブキャリア(図中の白ブロック)にデータ信号を配置する規則に従って動作する。パイロット信号が割り当てられたサブキャリアは「パイロットキャリア」とも称され、データ信号が割り当てられたサブキャリアは「データサブキャリア」とも称される。詳細は割愛するが、本例の送信装置に対応して配置される受信装置では、規則的に分散配置される既知のパイロット信号と送信装置から実際に受信したパイロット信号とを比較することで、送信装置と受信装置の間の伝送路の特性を推定する。
The
選択部14から出力されるULのサブキャリア信号は、NULポイントOFDM変調部15によって周波数領域の信号から時間領域の信号に変換される。また、NULポイントOFDM変調部15は、シンボルの時間領域の後半部分をシンボル先頭にガードインターバル信号として巡回コピーする。このようにして、ULのOFDM変調信号が生成される。
The UL subcarrier signal output from the
次に、LL信号の生成方式について説明を行う。
ULと同様に、外部の映像符号化器などからのLL情報符号(例えば、4K放送のデータ)が、誤り訂正符号化部17に入力される。誤り訂正符号化部17は、誤り訂正符号化部11と同様に、入力されたLL情報符号に対して誤り訂正符号化を施す。このとき、ULの誤り訂正符号と同一の方式である必要はない。
Next, a method for generating the LL signal will be described.
As with UL, an LL information code (for example, 4K broadcast data) from an external video encoder or the like is input to the
誤り訂正符号化部17による誤り訂正符号化結果の信号は、データマッピング部18に入力される。データマッピング部18は、データマッピング部12と同様に、LLの誤り訂正符号をI/Q複素平面上にマッピングする。また、パイロットマッピング部19においても、パイロットマッピング部12と同様のマッピング処理を行う。
A signal resulting from error correction encoding by the error
次に、ダミーマッピング部20に関する説明を行う。ダミーマッピング部20による処理は、本発明の主眼となる処理であり、ULのパイロット信号に干渉を生じさせないようにI/Q複素平面上にダミー信号をマッピングすることを目的としている。
まず、OFDM信号の周波数領域での表現について説明し、次に、LL信号の成分がUL信号のパイロットキャリアに及ぼす干渉について説明する。最後に、この干渉を抑圧するためのダミーマッピング処理について言及する。
Next, the
First, the frequency domain representation of the OFDM signal is described, and then the interference of the LL signal components on the pilot carriers of the UL signal is described. Finally, mention is made of dummy mapping processing for suppressing this interference.
OFDMのサブキャリア信号は周波数領域でsinc関数により表現することができ、各サブキャリアは直交していることがOFDMの特徴である(図5参照)。しかしながら、前述したように、ULとLLで異なるFFTポイント数を用いる場合には、ULとLLではサブキャリア間の直交関係が崩れてしまう。具体例を用いて説明すると、NULとNLLが例えば1:4の比率になっていたとすると、サブキャリア番号が4の倍数のLLサブキャリアはULサブキャリアに直交し、それ以外のLLサブキャリアはULサブキャリアに直交しない。このため、UL信号に対して非直交の関係にあるLL信号の成分が、UL信号に干渉として混入してしまう(図6参照)。 A feature of OFDM is that the subcarrier signals of OFDM can be represented by a sinc function in the frequency domain, and the subcarriers are orthogonal (see FIG. 5). However, as described above, when different numbers of FFT points are used for UL and LL, the orthogonal relationship between subcarriers is lost between UL and LL. To explain using a specific example, if N UL and N LL have a ratio of 1:4, for example, LL subcarriers with subcarrier numbers that are multiples of 4 are orthogonal to UL subcarriers, and other LL subcarriers The carriers are not orthogonal to the UL subcarriers. Therefore, the component of the LL signal, which is non-orthogonal to the UL signal, mixes with the UL signal as interference (see FIG. 6).
特に、準同期LDMにおいて、受信装置が受信信号からUL受信信号をキャンセルしてLL受信信号を抽出するためには、伝送路推定の高精度化が必要である。しかしながら、LL信号の成分が、伝送路推定に必要となるUL信号のパイロットキャリアへ干渉してしまうことにより、その推定精度が低下してしまう。 In particular, in quasi-synchronous LDM, in order for the receiver to cancel the UL received signal from the received signal and extract the LL received signal, it is necessary to improve the accuracy of transmission path estimation. However, the LL signal component interferes with the pilot carrier of the UL signal required for channel estimation, and the estimation accuracy is degraded.
そこで、本発明におけるダミーマッピング部20は、LL信号の成分がUL信号のパイロットキャリアに及ぼす干渉を軽減すべく、図7の下図の点線で示したサブキャリア(ダミーキャリア)に、ULのパイロットキャリアへの干渉成分を打ち消すようなダミー信号をマッピングする。
Therefore, the
以下、このダミー信号の生成について、数式を用いて説明する。
まず、ULのパイロット信号の定式化を行う。ULサブキャリア番号ωULのUL信号のサブキャリアSUL(ωUL)は、下記(式1)で表される。
First, the UL pilot signal is formulated. A subcarrier S UL (ω UL ) of the UL signal with the UL subcarrier number ω UL is represented by the following (equation 1).
ここで、sinc(・)を、下記(式2)と定義する。
sinc関数は、括弧内が0以外の整数の場合に0となり、括弧内が0の場合に1となる関数である。また、ωは周波数を示し、OFDMではωが整数となる位置にサブキャリアが配置される。すなわち、ω=ωULの場合のみsinc(・)の値は1となり、それ以外のωが整数となる周波数ではsinc(・)の値は0となる。これは、図5に示したOFDMの各サブキャリアが直交していることを示している。また、DUL(ωUL)はサブキャリア番号ωULに割り当てられているデータ信号やパイロット信号のマッピングを示している。 The sinc function is a function that becomes 0 when the inside of the parenthesis is an integer other than 0, and becomes 1 when the inside of the parenthesis is 0. Also, ω indicates a frequency, and subcarriers are arranged at positions where ω is an integer in OFDM. That is, the value of sinc(.) is 1 only when .omega.=. omega.UL , and the value of sinc(.) is 0 at other frequencies where .omega. is an integer. This indicates that the OFDM subcarriers shown in FIG. 5 are orthogonal. D UL (ω UL ) indicates mapping of data signals and pilot signals assigned to subcarrier number ω UL .
次に、ULのサブキャリア間隔で正規化した、LLサブキャリア番号ωLLのLL信号のサブキャリアSLL(ω,ωLL)は、下記(式3)で表される。
上記(式3)において、LLサブキャリア番号ωULがNLL/NULの整数倍の場合に、sinc関数の括弧内が整数となり、LLのサブキャリアがULのサブキャリアと直交する。逆に、それ以外の場合には、LLのサブキャリアがULのサブキャリアに直交せずに干渉として混入してしまうことを意味している(図6参照)。NULとNLLが例えば1:4の比率であれば、ωLLが4の倍数の場合にLLのサブキャリアがULのサブキャリアと直交し、それ以外であればLLのサブキャリアはULのサブキャリアと直交しない。 In the above (Formula 3), when the LL subcarrier number ω UL is an integral multiple of N LL /N UL , the brackets of the sinc function are integers, and the LL subcarriers are orthogonal to the UL subcarriers. Conversely, in other cases, it means that the LL subcarriers are not orthogonal to the UL subcarriers and are mixed as interference (see FIG. 6). If N UL and N LL are, for example, a 1:4 ratio, then the LL subcarriers are orthogonal to the UL subcarriers when ω LL is a multiple of 4; Not orthogonal to subcarriers.
ここで、ULサブキャリア番号ωP のサブキャリアへのLL信号の干渉成分I(ωP )は、下記(式4)に示すように、LLのマッピング値DLL(ωLL)とsinc関数の畳み込み演算で表される。
上記(式4)において、ULサブキャリア番号ωP のサブキャリアにパイロット信号が割り当てられていたとすると、ωP と直交するLLサブキャリア番号でωP に最も近いLLサブキャリア番号ωX は、下記(式5)で表される。
このLLサブキャリア番号ωX に、UL信号のパイロットキャリアに対するLL信号の干渉を軽減するためのダミー信号を割り当てる。このダミー信号を導出する前に、UL信号のパイロットキャリアへの干渉成分を下記(式6)に示す。下記(式6)は、上記(式5)を上記(式4)に代入することで得られる。
ULサブキャリア番号ωP のサブキャリアへの干渉量を0とするためには、I(ωP )=0であり、上記(式6)は下記(式7)となる。
上記(式7)において、LLサブキャリア番号ωX のサブキャリアのみを移行して整理すると、下記(式8)のように変換される。
以上の導出から、ULサブキャリア番号ωP のサブキャリアへの干渉量を0とするためのダミー信号DLL(ωX )は、上記(式8)の演算により算出できる。このように、ダミー信号DLL(ωX )は、LLのマッピング信号DLL(ωLL)とsinc関数の畳み込みで表されることが分かる。
したがって、ダミーマッピング部20は、上記(式8)を満たすダミー信号DLL(ωX )を生成する。ダミーマッピング部20により生成されたダミー信号DLL(ωX )は、その後段の選択部21によってLLのサブキャリア番号ωX のサブキャリアに割り当てられる。
From the above derivation, the dummy signal D LL (ω X ) for setting the amount of interference to the subcarrier with the UL subcarrier number ω P to 0 can be calculated by the above (Equation 8). Thus, it can be seen that the dummy signal D LL (ω X ) is represented by convolution of the LL mapping signal D LL (ω LL ) and the sinc function.
Therefore, the
ここで、上記(式8)において、積分範囲ωLLは信号帯域幅全体であり、LL信号の全てのサブキャリアであるため、キャンセル成分であるダミー信号DLL(ωLL)の算出には多くの演算が必要となってしまう。LL信号の周波数広がりはsinc関数で表されるが、sinc関数の特性から明らかなように、パイロットキャリアの周波数から離れるにしたがって、その干渉量は低減していく。 Here, in the above (Equation 8), the integration range ω LL is the entire signal bandwidth and all subcarriers of the LL signal . calculation will be required. The frequency spread of the LL signal is represented by a sinc function, and as is clear from the characteristics of the sinc function, the amount of interference decreases with increasing distance from the pilot carrier frequency.
このため、UL信号のパイロットキャリア(ULサブキャリア番号ωP のサブキャリア)周辺のLL信号のサブキャリアのみを用いるだけであっても、UL信号のパイロットキャリアへの影響を軽減することができる。そこで、下記(式9)に示すように、ダミー信号DLL(ωX )の生成に使用するLL信号のサブキャリアを、サブキャリア番号ωX を中心とする所定範囲α内のものに制限することで、演算規模の削減を図る。 Therefore, even if only the subcarriers of the LL signal around the pilot carrier of the UL signal (the subcarrier of the UL subcarrier number ω P ) are used, the influence of the UL signal on the pilot carrier can be reduced. Therefore, as shown in the following (Equation 9), the subcarriers of the LL signal used to generate the dummy signal D LL ( ωX ) are limited to those within a predetermined range α centered on the subcarrier number ωX . By doing so, we aim to reduce the scale of calculation.
図2には、ダミーマッピング部20の構成例を示してある。ダミーマッピング部20は、シフトレジスタ31と、乗算器32と、積分器33と、反転器34とを有する。ダミーマッピング部20には、上記(式9)におけるLLのデータ信号DLL(ωLL)の値が入力され、シフトレジスタ31にセットされる。
FIG. 2 shows a configuration example of the
シフトレジスタ31は、LL信号のサブキャリアのタイミングでシフト動作を行う。シフトレジスタ31の各タップのうち、ダミーキャリアのサブキャリア番号の前後αの範囲のタップが演算対象となる。ダミーマッピング部20は、シフトレジスタ31のセンタータップを除く各タップに上記(式9)の「sinc(・)」に相当する所定の係数を乗算器32で乗じた後、積分器33で積分処理を行う。ここで、シフトレジスタ31のセンタータップが演算に寄与していないことは、上記(式9)の「ωLL≠ωX 」の部分に相当する。積分器33の出力は反転器34に入力され、反転器34にて「-1」の乗算により符号が反転される。反転器34の処理は、上記(式9)の「-」に相当する。
The
以上が、本発明の主眼であるダミーマッピング部20の処理に関する説明である。このような処理を行うダミーマッピング部20を使用することで、UL信号のパイロットキャリアに対するLL信号の成分の干渉を軽減することが可能となる。
The above is the description of the processing of the
データマッピング部18、ダミーマッピング部20、パイロットマッピング部19の各出力は、選択部21に入力される。選択部21は、所定のサブキャリア配置になるように各入力信号を選択する(図8参照)。図8の例では、LL信号のダミーキャリアを、UL信号のパイロットキャリアに開始タイミングが一致するように配置している。
Each output of the
2K放送から4K放送への移行期間では、2K解像度の映像を放送しているUL信号と4K解像度を放送するLL信号のILを可変にし、徐々にILを小さくしていき、4K放送に完全移行した段階では、UL信号が無くなってLL信号のみとなる。UL信号が存在する期間では、UL信号のパイロット信号を用いて伝送路推定を行うため、LL信号のパイロット信号は不必要である。また、UL信号が無くなった段階では、ダミー信号が不要となるため、ダミー信号を割り当てていたサブキャリアに既知信号であるパイロット信号を割り当てることが可能となる。そこで、選択部21では、移行段階に応じて、ダミーマッピング部20とパイロットマッピング部19の各出力の選択の仕方を切り替えるようにしてもよい。
During the transition period from 2K broadcasting to 4K broadcasting, the IL of the UL signal that broadcasts 2K resolution video and the LL signal that broadcasts 4K resolution is made variable, and the IL is gradually reduced to complete the transition to 4K broadcasting. At this stage, the UL signal disappears and only the LL signal remains. During the period when the UL signal exists, the pilot signal of the LL signal is unnecessary because the channel estimation is performed using the pilot signal of the UL signal. Further, when the UL signal is no longer present, the dummy signal becomes unnecessary, so it becomes possible to allocate the pilot signal, which is a known signal, to the subcarriers to which the dummy signal has been allocated. Therefore, the
選択部21から出力されるLLのサブキャリア信号は、NLLポイントOFDM変調部22によって周波数領域の信号から時間領域の信号に変換される。また、NLLポイントOFDM変調部22は、シンボルの時間領域の後半部分をシンボル先頭にガードインターバル信号として巡回コピーする。このようにして、LLのOFDM変調信号が生成される。
The LL subcarrier signal output from the
その後、合成部16で、NULポイントOFDM変調部15とNLLポイントOFDM変調部22の各出力をILに応じて重み付け合成することで、LDM信号を生成する。合成部16から出力されるLDM信号は、アンテナ23により空間に送出される。以上のようにして、準同期LDMにおける送信処理が完了する。
After that, the
以上説明したように、本例の送信装置では、誤り訂正符号化部11~NULポイントOFDM変調部15などのUL用処理部にて、周波数方向と時間方向に分散配置されたULパイロットキャリアを含むULのサブキャリア信号にNULポイントのIFFT処理を施してULのOFDM変調信号を生成し、誤り訂正符号化部17~NLLポイント変調部22などのLL用処理部にて、LLのサブキャリア信号にNLLポイントのIFFT処理を施してLLのOFDM変調信号を生成し、合成部16にて、これらのOFDM変調信号を各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整して合成し、この合成により得られたLDM信号をアンテナ23より空間に送出する。このとき、LL用処理部では、LLのサブキャリア信号に、LLのOFDM変調信号によるULパイロットキャリアへの干渉を抑圧するための干渉抑圧用キャリアであるダミーキャリアを含める構成となっている。
As described above, in the transmitting apparatus of this example, the UL processing units such as the error
このような構成の送信装置により、所定のILでLLのOFDM変調信号をULのOFDM変調信号に合成しても、LLのOFDM変調信号がULパイロットキャリアに及ぼす干渉を大幅に軽減することが可能となる。また、ダミーキャリアを割り当てていないLLのサブキャリアにはデータを割り当てることが可能であり、伝送効率も向上させることが可能となる。 Even if the LL OFDM modulated signal is combined with the UL OFDM modulated signal at a predetermined IL by the transmitting device having such a configuration, it is possible to greatly reduce the interference of the LL OFDM modulated signal to the UL pilot carrier. becomes. In addition, data can be assigned to LL subcarriers to which dummy carriers are not assigned, and transmission efficiency can be improved.
また、本例では、LL用処理部が、LLのサブキャリア信号に含まれる複数のサブキャリアのうち、ULパイロットキャリアに最も近い周波数のサブキャリアに、ダミーキャリアを割り当てる構成となっている。このような構成により、LLのOFDM変調信号の成分がULのOFDM変調信号のパイロットキャリアに及ぼす干渉の軽減を効率的に実現することができる。 Further, in this example, the LL processing unit is configured to allocate dummy carriers to subcarriers having frequencies closest to UL pilot carriers among a plurality of subcarriers included in LL subcarrier signals. With such a configuration, it is possible to efficiently reduce the interference of the LL OFDM-modulated signal component with the pilot carrier of the UL OFDM-modulated signal.
また、本例では、LL用処理部が、上記(式8)又は(式9)に示したような演算(又はこれらに相当する演算)によりダミーキャリアを生成する構成となっている。このような構成により、ダミーキャリアの算出の演算規模を削減することができる。 Further, in this example, the LL processing unit is configured to generate dummy carriers by the calculations shown in the above (Equation 8) or (Equation 9) (or equivalent calculations). With such a configuration, it is possible to reduce the computation scale for calculating dummy carriers.
ここで、上記の説明では、上位階層(UL)と下位階層(LL)の2階層を用いて2種類のデータを送信しているが、3階層以上に分けて3種類以上のデータを送信する準同期LDM方式のデータ伝送システムとしてもよい。例えば、それぞれに電力差を設けた3階層を用いて3種類のデータを伝送する場合において、第1~第2層の関係または第2~第3層の関係の少なくとも一方について本発明を適用することが可能である。 Here, in the above description, two types of data are transmitted using two layers, the upper layer (UL) and the lower layer (LL). A quasi-synchronous LDM data transmission system may be used. For example, when three types of data are transmitted using three layers each having a power difference, the present invention is applied to at least one of the relationship between the first and second layers or the relationship between the second and third layers. Is possible.
また、上記の説明では、送信装置と受信装置の間の通信を無線により行う構成となっているが、送信装置と受信装置の間をケーブル接続して有線で通信する構成にも本発明を適用することが可能である。 In the above description, the communication between the transmitting device and the receiving device is performed wirelessly. It is possible to
また、上記の説明では、ULのFFTポイント数(NULポイント)とLLのFFTポイント数(NLLポイント)とを異ならせた準同期LDMによりデータ伝送する構成となっているが、これらのポイント数を一致させる構成(すなわち、同期LDMへの本発明の適用)を排除するものではない。 In the above description, data is transmitted by semi-synchronous LDM in which the number of FFT points of UL (NUL points) and the number of FFT points of LL (NLL points) are different. It does not preclude the configuration of matching numbers (ie applying the invention to synchronous LDM).
以上、本発明について詳細に説明したが、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく、上記以外にも広く適用することができることは言うまでもない。
また、本発明は、例えば、上記のような処理を実行する方法や方式、そのような方法や方式を実現するためのプログラム、そのプログラムを記憶する記憶媒体などとして提供することも可能である。
Although the present invention has been described in detail above, it is needless to say that the present invention is not limited to the above embodiments, and can be widely applied to applications other than those described above.
Further, the present invention can also be provided as, for example, a method or system for executing the above processes, a program for realizing such a method or system, a storage medium for storing the program, or the like.
本発明は、複数のデータを階層分割多重方式で多重化して伝送するデータ伝送システムに利用することができる。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be used in a data transmission system that multiplexes and transmits a plurality of data using hierarchical division multiplexing.
11:誤り訂正符号化部、 12:データマッピング部、 13:パイロットマッピング部、 14:選択部、 15:NULポイントOFDM変調部、 16:合成部、 17:誤り訂正符号化部、 18:データマッピング部18、 19:パイロットマッピング部、 20:ダミーマッピング部、 21:選択部、 22:NLLポイントOFDM変調部、 23:アンテナ、 31:シフトレジスタ、 32:乗算器、 33:積分器、 34:反転器
11: error correction coding unit 12: data mapping unit 13: pilot mapping unit 14: selection unit 15: N UL point OFDM modulation unit 16: combining unit 17: error correction coding unit 18:
Claims (4)
周波数方向と時間方向に分散配置された第1のパイロットキャリアを含む第1のサブキャリア信号に第1ポイント数のIFFT処理を施して第1の変調信号を生成する第1の生成手段と、
第2のサブキャリア信号に第2ポイント数のIFFT処理を施して第2の変調信号を生成する第2の生成手段と、
前記第1の変調信号と前記第2の変調信号とを各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整して合成する合成手段と、
前記合成手段により合成された信号を送出する送出手段と、を備え、
前記第2の生成手段は、前記第2のサブキャリア信号に、前記第2の変調信号による前記第1のパイロットキャリアへの干渉を抑圧するための干渉抑圧用キャリアを含めることを特徴とする送信装置。 In a transmission device used in a data transmission system that multiplexes and transmits a plurality of data by hierarchical division multiplexing,
a first generating means for generating a first modulated signal by performing IFFT processing of a first number of points on a first subcarrier signal including first pilot carriers distributed in the frequency direction and the time direction;
a second generating means for performing IFFT processing of a second number of points on the second subcarrier signal to generate a second modulated signal;
synthesizing means for synthesizing the first modulated signal and the second modulated signal by adjusting the timing so that the respective start timings coincide with each other in a predetermined cycle;
a sending means for sending a signal synthesized by the synthesizing means,
wherein the second generating means includes, in the second subcarrier signal, an interference suppression carrier for suppressing interference with the first pilot carrier by the second modulated signal. Device.
前記第2の生成手段は、前記第2のサブキャリア信号に含まれる複数のサブキャリアのうち、前記第1のパイロットキャリアに最も近い周波数のサブキャリアに、前記干渉抑圧用キャリアを割り当てることを特徴とする送信装置。 The transmitting device according to claim 1,
The second generation means assigns the interference suppression carrier to a subcarrier having a frequency closest to the first pilot carrier among a plurality of subcarriers included in the second subcarrier signal. Transmitting device for
前記第2の生成手段は、前記干渉抑圧用キャリアを下記(式A)の演算により生成することを特徴とする送信装置。
The transmitting apparatus, wherein the second generating means generates the interference suppressing carrier by calculation of the following (Equation A).
周波数方向と時間方向に分散配置された第1のパイロットキャリアを含む第1のサブキャリア信号に第1ポイント数のIFFT処理を施して第1の変調信号を生成するステップと、
第2のサブキャリア信号に第2ポイント数のIFFT処理を施して第2の変調信号を生成するステップと、
前記第1の変調信号と前記第2の変調信号とを各々の開始タイミングが所定の周期で一致するようにタイミング調整して合成するステップと、
前記合成するステップにより合成された信号を送出するステップとを有し、
前記第2の変調信号を生成するステップにおいて、前記第2のサブキャリア信号に、前記第2の変調信号による前記第1のパイロットキャリアへの干渉を抑圧するための干渉抑圧用キャリアを含めることを特徴とする送信方法。 In a transmission method executed by a transmission device of a data transmission system that multiplexes and transmits a plurality of data by hierarchical division multiplexing,
performing IFFT processing with a first number of points on a first subcarrier signal including first pilot carriers distributed in the frequency direction and the time direction to generate a first modulated signal;
subjecting the second subcarrier signal to IFFT processing with a second number of points to generate a second modulated signal;
a step of synthesizing the first modulated signal and the second modulated signal by adjusting the timing so that the respective start timings match at a predetermined cycle;
and sending a signal synthesized by the synthesizing step ,
In the step of generating the second modulated signal, the second subcarrier signal includes an interference suppression carrier for suppressing interference of the second modulated signal to the first pilot carrier. Characteristic transmission method.
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