JP7213168B2 - resonant inverter device - Google Patents

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Description

本発明は、放電負荷に放電を発生させるための共振インバータ装置に関する。 The present invention relates to a resonant inverter device for generating discharge in a discharge load.

車両に搭載される放電発生装置等の放電負荷に対して、放電に必要な電力を供給するために共振インバータ装置が用いられる。このような共振インバータ装置は、一般に、バッテリ電源からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、交流電圧を昇圧して放電負荷へ出力するトランスとが主回路部を構成し、インバータ回路に設けられるスイッチング素子の駆動状態を制御部にて制御している。 A resonance inverter device is used to supply electric power necessary for discharging to a discharge load such as a discharge generator mounted on a vehicle. In such a resonance inverter device, generally, an inverter circuit that converts a DC voltage from a battery power supply to an AC voltage and a transformer that boosts the AC voltage and outputs it to a discharge load constitute a main circuit section. The driving state of the provided switching element is controlled by the controller.

放電発生装置は、例えば、排ガス通路に設置される排ガス処理システムにおいて、放電によりオゾンを発生させるオゾナイザとして用いられる。このような用途において、共振インバータ装置には、排ガス処理を適切に行うために、車両の状態に応じた放電制御が要求される。例えば、排ガス処理に必要なオゾン量は、運転状態によって変動するため、オゾン量に対応する放電発生量を得るには、広範囲な電力量制御を行う必要がある。また、放電発生装置を駆動するための電源には、車載バッテリが用いられるため、最小限の電力で、必要なオゾン量を発生させるように制御することが望まれる。 A discharge generator is used as an ozonizer that generates ozone by discharge, for example, in an exhaust gas treatment system installed in an exhaust gas passage. In such applications, the resonance inverter device is required to perform discharge control according to the state of the vehicle in order to properly treat the exhaust gas. For example, since the amount of ozone required for exhaust gas treatment fluctuates depending on the operating conditions, it is necessary to control the amount of electric power over a wide range in order to obtain the discharge generation amount corresponding to the amount of ozone. In addition, since an on-vehicle battery is used as a power source for driving the discharge generator, it is desired to control so as to generate the required amount of ozone with a minimum amount of electric power.

特許文献１には、放電負荷を駆動するプラズマ発生用電源装置に関し、制御装置による安定した動作が可能となる安定制御領域を規定することが開示されている。制御装置は、インバータで構成される交流電源のパルス出力の周波数を制御可能とし、（１）パルス出力のデューティを最大値に固定して電源周波数を変化させた場合の投入電力の特性曲線と、（２）電源周波数の下限値となる、所定の数式で表される投入電力の曲線を０．９倍した曲線と、（３）電源周波数の最大値となる、非放電時の共振周波数を表す直線と、で囲まれる安定制御領域の範囲で、目標投入電力に応じて、電源周波数及びデューティを変化させるように構成されている。 Japanese Patent Laid-Open No. 2002-200001 discloses that a stable control region is defined in which stable operation is possible by a control device in relation to a plasma generation power supply device that drives a discharge load. The control device is capable of controlling the frequency of the pulse output of the AC power supply composed of the inverter, and (1) the characteristic curve of the input power when the duty of the pulse output is fixed at the maximum value and the power supply frequency is changed; (2) A curve obtained by multiplying the input power curve represented by a predetermined formula by 0.9, which is the lower limit of the power supply frequency, and (3) Represents the resonance frequency during non-discharge, which is the maximum value of the power supply frequency. It is configured to change the power supply frequency and duty in accordance with the target input power within the range of the stable control region surrounded by the straight line and the line.

特許第４１０８１０８号公報Japanese Patent No. 4108108

特許文献１の装置は、インバータの駆動源として商用の交流電源を用いるもので、設置型のオゾナイザや平板型光源等の放電負荷において、放電の発生及び維持が可能な放電領域での制御が前提となっている。そのため、非放電領域の範囲となる少量のオゾン生成には対応しておらず、排ガス処理に必要なオゾン量を、広い範囲で過不足なく発生させることは難しい。なお、必要量より多いオゾンが発生した場合には、余剰分のオゾンが外部へ漏れ出すおそれがあり、また、必要以上の電力が消費されることになるため、車載用のオゾナイザには適さない。 The device of Patent Document 1 uses a commercial AC power supply as a drive source for the inverter, and is premised on control in a discharge region where discharge can be generated and maintained in a discharge load such as an installed ozonizer or a flat light source. It has become. Therefore, it is not possible to generate a small amount of ozone in the non-discharge range, and it is difficult to generate the amount of ozone necessary for exhaust gas treatment over a wide range in just the right amount. However, if more ozone is generated than required, the surplus ozone may leak outside, and more power than necessary will be consumed, so it is not suitable for automotive ozonizers. .

その対策として、共振インバータ装置において、出力目標電力が放電開始電力に満たないときに、放電を間欠的に行う間欠モードを設けることが提案されている。ただし、連続モードから間欠モードへの切り替えのために放電開始電力を設定する場合には、周辺環境や経年による共振特性の変動を考慮したマージンが設定されるため、例えば、実際に放電が開始するよりも高い電力値と比較されることで、間欠モードに切り替わりやすくなる。一方で、間欠モードに切り替わる頻度が多くなると、オゾン生成効率が低下することが判明しており、間欠モードへの切り替わりを極力抑制して、燃費を向上させることが望まれている。 As a countermeasure, it has been proposed to provide an intermittent mode in which discharge is intermittently performed when the output target power is less than the discharge start power in the resonance inverter device. However, when setting the discharge starting power for switching from continuous mode to intermittent mode, a margin is set considering changes in resonance characteristics due to the surrounding environment and aging. When compared with a higher power value, it becomes easier to switch to the intermittent mode. On the other hand, it has been found that the ozone generation efficiency decreases as the frequency of switching to the intermittent mode increases, and it is desired to improve fuel consumption by suppressing switching to the intermittent mode as much as possible.

本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、連続モードと間欠モードの切り替えを、より適切に制御可能とし、広範囲な電力量制御を、最小限の電力で効率よく行う共振インバータ装置を実現することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and provides a resonance inverter device that enables more appropriate control of switching between continuous mode and intermittent mode, and efficiently controls a wide range of power consumption with a minimum amount of power. It is to be realized.

本発明の一態様は、
交流の出力電圧（ＶO）を放電負荷（１０）に供給し放電発生により出力電力（ＰO）を生じさせる共振インバータ装置（１）であって、
直流電源（Ｂ）に電気的に接続されたスイッチング素子（Ｑ１～Ｑ４）を備え、上記スイッチング素子のオンオフ動作により、上記直流電源から供給される直流電圧（ＶB）を、上記出力電圧に変換する主回路部（２）と、
上記スイッチング素子をオンオフ動作させて、上記出力電力がその目標値である出力目標値（ＰO*）に近づくように制御する制御部（３）と、を備え、
上記制御部は、上記出力目標値と、上記放電負荷に放電を発生可能な下限電力である放電開始電力値（Ｐfs0）とに基づいて、上記スイッチング素子を連続駆動する連続モードと、上記スイッチング素子を間欠駆動する間欠モードとを切り替え可能に構成されており、かつ、
上記スイッチング素子の駆動周波数（ｆ）を変調させたときの測定電力変化から、上記放電負荷の放電開始を判別し、放電開始時点における測定電力に基づいて、上記放電開始電力値を設定又は更新する、放電開始電力設定部（３０）を有している、共振インバータ装置にある。 One aspect of the present invention is
A resonant inverter device (1) that supplies an AC output voltage (V O ) to a discharge load (10) and generates an output power (P O ) by generating a discharge,
A switching element (Q1 to Q4) electrically connected to a DC power supply (B) is provided, and the DC voltage (V B ) supplied from the DC power supply is converted into the output voltage by the on/off operation of the switching element. a main circuit section (2) for
a control unit (3) that turns on and off the switching element and controls the output power so that it approaches a target output value ( PO *),
Based on the output target value and a discharge start power value (P fs0 ), which is the lower limit power at which discharge can occur in the discharge load, the control unit controls a continuous mode in which the switching element is continuously driven, and the switching It is configured to be switchable between an intermittent mode for intermittently driving the element, and
The discharge start of the discharge load is determined from the measured power change when the driving frequency (f) of the switching element is modulated, and the discharge start power value is set or updated based on the measured power at the start of discharge. , a resonance inverter device having a discharge starting power setting unit (30).

上記構成の共振インバータ装置は、放電開始電力設定部にて、連続モードと間欠モードとの切り替え条件となる放電開始電力値を、随時更新することができる。この放電開始電力値は、放電負荷の放電開始に対応するように、測定値に基づいて設定されるので、周辺環境や経年による共振特性の変動の影響を小さくすることができる。したがって、必要以上に間欠モードに切り替わることを抑制しながら、広い電力量範囲で、必要な電力量を過不足なく供給可能とすることができる。 In the resonance inverter device having the above configuration, the discharge start power setting section can update the discharge start power value, which is a condition for switching between the continuous mode and the intermittent mode, at any time. Since this discharge start power value is set based on the measured value so as to correspond to the start of discharge of the discharge load, it is possible to reduce the influence of fluctuations in the resonance characteristics due to the surrounding environment and aging. Therefore, while suppressing switching to the intermittent mode more than necessary, it is possible to supply the required amount of power in a wide range of power amounts in just the right amount.

以上のごとく、上記態様によれば、連続モードと間欠モードの切り替えを、より適切に制御可能とし、広範囲な電力量制御を、最小限の電力で効率よく行う共振インバータ装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。 As described above, according to the above aspect, switching between the continuous mode and the intermittent mode can be controlled more appropriately, and a resonance inverter device can be provided that efficiently controls a wide range of power consumption with a minimum amount of power. .
It should be noted that the symbols in parentheses described in the claims and the means for solving the problems indicate the corresponding relationship with the specific means described in the embodiments described later, and limit the technical scope of the present invention. not a thing

実施形態１における、共振インバータ装置の全体概略構成図。1 is an overall schematic configuration diagram of a resonant inverter device according to Embodiment 1. FIG. 実施形態１における、共振インバータ装置の非放電時と放電時の共振特性の変化を示す図。4A and 4B are diagrams showing changes in resonance characteristics of the resonant inverter device during non-discharge and during discharge according to the first embodiment; FIG. 実施形態１における、共振インバータ装置の制御部による周波数及び間欠率と放電開始電力制御の概要を説明するための図。4 is a diagram for explaining an outline of frequency, intermittent rate, and discharge starting power control by a control unit of the resonance inverter device according to the first embodiment; FIG. 実施形態１における、共振インバータ装置を電力源とするオゾナイザへ供給される電力と発生するオゾン量の関係を示す図。4 is a diagram showing the relationship between power supplied to an ozonizer using the resonance inverter device as a power source and the amount of ozone generated in the first embodiment; FIG. 実施形態１における、共振インバータ装置を含む排ガス処理システムの概略構成図。1 is a schematic configuration diagram of an exhaust gas treatment system including a resonance inverter device according to Embodiment 1. FIG. 実施形態１における、共振インバータ装置に接続されるオゾナイザの主要部である放電リアクタの概略構成図。2 is a schematic configuration diagram of a discharge reactor, which is a main part of the ozonizer connected to the resonance inverter device, according to the first embodiment; FIG. 実施形態１における、共振インバータ装置に接続されるオゾナイザの主要部である放電リアクタの等価回路図。2 is an equivalent circuit diagram of a discharge reactor, which is a main part of the ozonizer connected to the resonance inverter device, according to Embodiment 1. FIG. 実施形態１における、共振インバータ装置から放電リアクタに印加される電圧と電荷量との関係を示すリサージュ図形で、放電リアクタの静電容量変化を示す図。FIG. 4 is a Lissajous figure showing the relationship between the voltage applied to the discharge reactor from the resonant inverter device and the amount of electric charge in the first embodiment, showing changes in capacitance of the discharge reactor; 実施形態１における、共振インバータ装置の放電開始電力設定部による放電開始電力の設定の概要を説明するためのタイムチャート図。FIG. 4 is a time chart diagram for explaining an outline of setting of discharge starting power by a discharge starting power setting unit of the resonance inverter device according to the first embodiment; 実施形態１における、共振インバータ装置の制御部にて実施される放電開始電力設定処理のフローチャート図。FIG. 4 is a flowchart of a discharge starting power setting process performed by the control unit of the resonant inverter device according to the first embodiment; 実施形態１における、共振インバータ装置の制御部にて実施される電力制御処理のフローチャート図。4 is a flowchart of power control processing performed by a control unit of the resonant inverter device according to the first embodiment; FIG. 実施形態１における、共振インバータ装置の連続モードと間欠モードでの電力制御処理の概要を比較して示す特性図。4A and 4B are characteristic diagrams showing a comparison of outlines of power control processing in the continuous mode and the intermittent mode of the resonant inverter device according to the first embodiment; 試験例１における、共振インバータ装置による効果を示す図で、オゾナイザに導入されるＮＯｘ量に対して供給されるオゾナイザ電力とスリップオゾン量の時間変化を、オゾナイザ電力を固定した場合と比較して示すタイムチャート図。A diagram showing the effect of the resonance inverter device in Test Example 1, showing changes over time in the amount of slip ozone and the ozonizer power supplied with respect to the amount of NOx introduced into the ozonizer, in comparison with the case where the ozonizer power is fixed. Time chart diagram. 試験例１における、共振インバータ装置の連続モードと、間欠モードにおける間欠率を変更したときの放電電力とオゾン発生効率の関係を示す図。4 is a graph showing the relationship between discharge power and ozone generation efficiency when the intermittent rate is changed in the continuous mode and the intermittent mode of the resonance inverter device in Test Example 1. FIG. 試験例１における、共振インバータ装置による効果を示す図で、オゾナイザ電力の時間変化に対して、オゾナイザの経年による静電容量変化を考慮した放電開始電力値を用いた場合と、固定の放電開始電力値を用いた場合とを比較して示すタイムチャート図。FIG. 10 is a graph showing the effect of the resonance inverter device in Test Example 1, in which a discharge start power value considering changes in the capacitance of the ozonizer due to aging is used with respect to time changes in the ozonizer power, and a fixed discharge start power is used. FIG. 10 is a time chart showing a comparison with the case of using values. 実施形態２における、共振インバータ装置の制御部にて実施される電力制御処理のフローチャート図。FIG. 10 is a flowchart of power control processing performed by a control unit of the resonance inverter device according to the second embodiment; 実施形態２における、共振インバータ装置の制御部にて実施される電力制御処理の間欠モードのフローチャート図。FIG. 11 is a flow chart diagram of an intermittent mode of power control processing performed by a control unit of a resonant inverter device according to the second embodiment;

（実施形態１）
共振インバータ装置に係る実施形態１について、図１～図１２を参照して説明する。
図１に示すように、本形態の共振インバータ装置１は、直流電源Ｂと、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を備える主回路部２と、放電開始電力設定部３０を有する制御部３とを備え、交流の出力電圧ＶOを放電負荷１０に供給して、放電発生により出力電力ＰOを生じさせる。
共振インバータ装置１において、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、直流電源Ｂと電気的に接続されており、主回路部２は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のオンオフ動作により、直流電源Ｂから供給される直流電圧ＶBを、出力電圧ＶOに変換するように構成されている。 (Embodiment 1)
A first embodiment of a resonant inverter device will be described with reference to FIGS. 1 to 12. FIG.
As shown in FIG. 1, the resonance inverter device 1 of this embodiment includes a DC power source B, a main circuit section 2 having switching elements Q1 to Q4, and a control section 3 having a discharge starting power setting section 30. is supplied to the discharge load 10 to generate the output power P O by generation of discharge.
In the resonance inverter device 1, the switching elements Q1 to Q4 are electrically connected to the DC power supply B, and the main circuit section 2 receives the DC voltage supplied from the DC power supply B by the ON/OFF operation of the switching elements Q1 to Q4. It is configured to convert V B to an output voltage V O .

制御部３は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオンオフ動作させて、出力電力ＰOが、その目標値である出力目標値ＰO*に近づくように制御する。
具体的には、制御部３は、出力目標値ＰO*と、放電負荷１０に放電を発生可能な下限電力である放電開始電力値Ｐfs0とに基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を連続駆動する連続モードと、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を間欠駆動する間欠モードとを切り替え可能に構成される。 The control unit 3 turns on and off the switching elements Q1 to Q4 to control the output power P O so that it approaches the output target value P O *, which is its target value.
Specifically, the control unit 3 continuously drives the switching elements Q1 to Q4 based on the output target value P O * and the discharge start power value P fs0 that is the lower limit power that allows discharge to occur in the discharge load 10. and an intermittent mode in which the switching elements Q1 to Q4 are intermittently driven.

このとき、制御部３は、放電開始電力設定部３０を有しており、放電開始電力値Ｐfs0を予め設定し、又は、設定された放電開始電力値Ｐfs0を更新可能に構成されている。
具体的には、図２に示す共振特性の変化を利用して、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動周波数ｆを変調させたときの測定電力変化から、放電負荷１０の放電開始を判別する。そして、放電開始時点における測定電力に基づいて、放電開始電力値Ｐfs0を設定又は更新することができる。 At this time, the control unit 3 has a discharge starting power setting unit 30, and is configured to preset the discharge starting power value P fs0 or to update the set discharge starting power value P fs0 . .
Specifically, the change in the resonance characteristic shown in FIG. 2 is used to determine the start of discharge of the discharge load 10 from the change in measured power when the driving frequency f of the switching elements Q1 to Q4 is modulated. Then, the discharge start power value P fs0 can be set or updated based on the measured power at the discharge start time.

好適には、共振インバータ装置１は、入力電力ＰIを測定する入力電力測定部（以下、電力測定部と略称する）４を、さらに備える。その場合、放電開始電力設定部３０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動周波数ｆを変調したときの、電力測定部４の測定値のステップ的な変化から、放電負荷１０が非放電状態から放電状態へ転じる放電開始時点を判別することができる。 Preferably, the resonant inverter device 1 further includes an input power measurement section (hereinafter abbreviated as power measurement section) 4 that measures the input power P I . In this case, the discharge start power setting unit 30 determines that the discharge load 10 changes from the non-discharge state to the discharge state based on the stepwise change in the measured value of the power measurement unit 4 when the driving frequency f of the switching elements Q1 to Q4 is modulated. It is possible to discriminate the discharge start time when the discharge turns to .

具体的には、放電開始電力設定部３０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動周波数ｆを、高周波側から低周波側へ掃引し、そのときの周波数変化に対する測定値の変化量ΔＰが、閾値Ｐthres以上となった時点を、放電開始時点とすることができる。 Specifically, the discharge starting power setting unit 30 sweeps the drive frequency f of the switching elements Q1 to Q4 from the high frequency side to the low frequency side, and the amount of change ΔP in the measured value with respect to the frequency change at that time is set to the threshold value Pthres. The time when the above is reached can be set as the discharge start time.

好適には、図３に示すように、制御部３は、出力目標値ＰO*が放電開始電力値Ｐfs0以上であるときには、連続モードを選択して、主回路部２から出力目標値ＰO*が出力されるように制御する。一方、出力目標値ＰO*が放電開始電力値Ｐfs0よりも小さいときには、制御部３において、間欠モードが選択される。間欠モードにおいては、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を駆動して放電負荷１０に放電を発生させる放電期間Ｔdisと、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を駆動しない停止期間Ｔstopとを交互に行うと共に、放電期間Ｔdisにおいて、放電開始電力値Ｐfs0が出力されるように制御することが望ましい。 Preferably, as shown in FIG. 3, the control unit 3 selects the continuous mode when the target output value P O * is equal to or greater than the discharge start power value P fs0 and outputs the target output value P from the main circuit unit 2. Control so that O * is output. On the other hand, when the output target value P O * is smaller than the discharge start power value P fs0 , the control section 3 selects the intermittent mode. In the intermittent mode, a discharge period Tdis in which the switching elements Q1 to Q4 are driven to generate discharge in the discharge load 10 and a stop period Tstop in which the switching elements Q1 to Q4 are not driven are alternately performed. It is desirable to control so that the discharge start power value P fs0 is output.

制御部３には、放電開始電力値Ｐfs0又は出力目標値ＰO*に基づいて、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動周波数ｆを設定する周波数制御部３１と、
間欠モードにおいて、放電期間Ｔdisと停止期間Ｔstopとを合わせた間欠周期Ｔburstに対する放電期間Ｔdisの割合（Ｔdis／Ｔburst）である間欠率ｂを設定する、間欠率制御部３２とが、さらに設けられる。このとき、間欠率制御部３０において、間欠率ｂは、出力目標値ＰO*と放電開始電力値Ｐfs0との比率として下記式（１）から算出される。
ｂ＝ＰO*／Ｐfs0・・・（１） The control unit 3 includes a frequency control unit 31 that sets the driving frequency f of the switching elements Q1 to Q4 based on the discharge starting power value P fs0 or the output target value P O *;
An intermittent rate controller 32 is further provided for setting an intermittent rate b, which is the ratio (Tdis/Tburst) of the discharge period Tdis to the intermittent period Tburst, which is the combination of the discharge period Tdis and the stop period Tstop, in the intermittent mode. At this time, in the intermittent rate control section 30, the intermittent rate b is calculated from the following equation (1) as the ratio between the output target value P O * and the discharge starting power value P fs0 .
b=P o */P fs0 (1)

好適には、制御部３は、放電負荷１０の駆動を開始又は停止するときに、放電開始電力設定部３０を作動させて、放電開始電力値Ｐfs0の設定又は更新を実施することができる。
このようにして、放電開始電力値Ｐfs0を、放電開始時の測定電力変化を利用して、適時更新することができる。これにより、出力電力制御に際し、連続モードでの動作領域を拡大でき、間欠モードでは最大限の間欠率で動作可能として、出力効率を向上させることができる。 Preferably, the control unit 3 can operate the discharge start power setting unit 30 to set or update the discharge start power value P fs0 when starting or stopping the driving of the discharge load 10 .
In this way, the discharge start power value P fs0 can be updated as appropriate using the measured power change at the start of discharge. As a result, in output power control, the operating range in the continuous mode can be expanded, and in the intermittent mode, the operation can be performed at the maximum intermittent rate, thereby improving the output efficiency.

以下、本形態の共振インバータ装置１について、詳述する。
上記図１において、共振インバータ装置１は、例えば、車両に搭載される排ガス処理システム（図５参照）に適用されて、低温時ＮＯｘ浄化装置２００の一部を構成することができる。低温時ＮＯｘ浄化装置２００は、放電負荷１０としての放電リアクタ（図６参照）を主要部とするオゾナイザ１００を備え、放電により発生するオゾンを用いて、図示しない車両のエンジンから排出される排ガスを改質するよう構成される。共振インバータ装置１は、交流高電圧の供給源として用いられ、放電リアクタに放電を生起させる。 The resonance inverter device 1 of this embodiment will be described in detail below.
In FIG. 1, the resonance inverter device 1 can be applied to, for example, an exhaust gas treatment system (see FIG. 5) mounted on a vehicle, and constitute a part of the NOx purification device 200 at low temperatures. The low-temperature NOx purification device 200 includes an ozonizer 100 having a discharge reactor (see FIG. 6) as a discharge load 10 as a main part, and uses ozone generated by discharge to remove exhaust gas emitted from a vehicle engine (not shown). Configured to modify. The resonant inverter device 1 is used as a supply source of AC high voltage, and causes a discharge to occur in the discharge reactor.

共振インバータ装置１は、例えば、車載用バッテリである直流電源Ｂの直流電圧ＶBを、インバータ回路２０とトランスＴを備える主回路部２にて、交流の出力電圧ＶOに変換し、放電負荷１０に供給する。これにより、放電負荷１０に放電が発生するのに伴い、出力電流（放電電流）ＩOが生じ、同時に出力電力ＰOが発生する。また、放電発生タイミングで入力電流ＩBが誘起され、直流電源Ｂからの直流電圧ＶBに基づく入力電力ＰIが得られる。このとき、入力電力ＰIと出力電力ＰOとは、ＰO＝η×ＰI（ただし、ηは回路効率）で表される関係にある。 The resonance inverter device 1 converts a DC voltage V B of a DC power supply B, which is, for example, a battery for vehicle use, into an AC output voltage V O in a main circuit unit 2 including an inverter circuit 20 and a transformer T, and supplies the output voltage to a discharge load. 10. As a result, as discharge occurs in the discharge load 10, an output current (discharge current) I O is generated and, at the same time, an output power P O is generated. In addition, an input current I B is induced at the discharge generation timing, and an input power P I based on the DC voltage V B from the DC power supply B is obtained. At this time, the input power P I and the output power P O have a relationship represented by P O =η×P I (where η is the circuit efficiency).

直流電源Ｂとインバータ回路２０との間には、電力測定部４となる電圧センサ４１と電流センサ４２とが配置される。制御部３は、これらセンサ４１、４２が接続される掛算部４０からの測定電力信号と、最大値選択部５を介して入力される指令電力信号に基づいて、インバータ回路２０の駆動を制御し、トランスＴに交流高電圧を発生させて、放電負荷１０へ供給する電力制御動作を行う。 A voltage sensor 41 and a current sensor 42 serving as the power measuring unit 4 are arranged between the DC power supply B and the inverter circuit 20 . The controller 3 controls driving of the inverter circuit 20 based on the measured power signal from the multiplier 40 to which these sensors 41 and 42 are connected and the command power signal input via the maximum value selector 5. , causes the transformer T to generate an AC high voltage, and performs power control operation to supply the discharge load 10 .

インバータ回路２０は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４がフルブリッジ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、直流電源Ｂの正極線１１と負極線１２の間に配置され、互いに並列に接続される第１アーム２１と第２アーム２２とを形成する。第１アーム２１は、直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２からなり、第２アーム２２は、直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４からなる。 In the inverter circuit 20, the switching elements Q1 to Q4 form a full bridge circuit. The switching elements Q1 to Q4 are arranged between the positive line 11 and the negative line 12 of the DC power source B and form a first arm 21 and a second arm 22 connected in parallel. The first arm 21 consists of a pair of switching elements Q1 and Q2 connected in series, and the second arm 22 consists of a pair of switching elements Q3 and Q4 connected in series.

スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、例えば、図示する金属酸化膜型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）や絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等のパワー素子とダイオードとを組み合わせて構成される。ダイオードは、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４に対して逆並列に接続される。 The switching elements Q1 to Q4 are configured by combining power elements such as illustrated metal oxide field effect transistors (MOSFETs) and insulated gate bipolar transistors (IGBTs) with diodes. Diodes are connected in anti-parallel with switching elements Q1-Q4.

トランスＴは、一次コイルＴ１と二次コイルＴ２とを磁気結合させた公知の構成を有し、インバータ回路２０からの交流電圧を昇圧して、所定の交流高電圧を発生させる。このとき、一次コイルＴ１の巻線数ｎ１と二次コイルＴ２の巻線数ｎ２は、ｎ１＜ｎ２に設定され、これらの巻数比に応じた昇圧効果が得られる。また、二次コイルＴ２を流れる出力電流ＩOは、放電負荷１０の静電容量Ｃと、漏れインダクタンスＬとによって決定される共振周波数ｆres（＝１／２π√ＬＣ）で共振する。そのため、トランスＴの巻数比による昇圧効果と、共振による昇圧効果とが重畳し、高い二次電圧が発生する。 The transformer T has a known configuration in which a primary coil T1 and a secondary coil T2 are magnetically coupled, and boosts the AC voltage from the inverter circuit 20 to generate a predetermined AC high voltage. At this time, the number of turns n1 of the primary coil T1 and the number of turns n2 of the secondary coil T2 are set to satisfy n1<n2, and a boosting effect is obtained according to the turns ratio. Further, the output current I O flowing through the secondary coil T2 resonates at a resonance frequency fres (=1/2π√LC) determined by the capacitance C of the discharge load 10 and the leakage inductance L. Therefore, the boosting effect due to the turns ratio of the transformer T and the boosting effect due to resonance are superimposed to generate a high secondary voltage.

なお、一次コイルＴ１の正極端子には、第２アーム２２の中点が接続され、負極端子には、第１アーム２１の中点が接続される。これにより、第１アーム２１と第２アーム２２を交互にスイッチング動作させることで、一次コイルＴ１に逆方向の電流が流れ、交流出力が得られる。また、電力測定部４と主回路部２の間には、平滑化のためのフィルタコンデンサ１３が配置されている。 The midpoint of the second arm 22 is connected to the positive terminal of the primary coil T1, and the midpoint of the first arm 21 is connected to the negative terminal of the primary coil T1. As a result, by alternately switching the first arm 21 and the second arm 22, a reverse current flows through the primary coil T1 and an AC output is obtained. A filter capacitor 13 for smoothing is arranged between the power measuring section 4 and the main circuit section 2 .

電力測定部４は、主回路部２の入力側において、直流電源Ｂの正極線１１と負極線１２との間に配置される電圧センサ４１と、負極線１２の途中に配置される電流センサ４２と、制御部３内に配置される掛算部４０とを有する。電力測定部４は、電圧センサ４１により、直流電源Ｂから主回路部２へ入力する直流電圧ＶB（以下、適宜、入力電圧と称する）を検出すると共に、電流センサ４２にて入力電流ＩBを検出する。これら検出結果は、制御部３へ送信され、掛算部４０において、入力電圧ＶBと入力電流ＩBを乗算して入力電力ＰIが算出される。
なお、ここでは、電流センサ４２を負極線１２側に配置したが、正極線１１側に配置されてもよい。 The power measuring unit 4 includes a voltage sensor 41 arranged between the positive line 11 and the negative line 12 of the DC power supply B and a current sensor 42 arranged in the middle of the negative line 12 on the input side of the main circuit unit 2 . and a multiplication unit 40 arranged in the control unit 3 . The power measurement unit 4 detects a DC voltage V B (hereinafter referred to as input voltage as appropriate) input from the DC power source B to the main circuit unit 2 by a voltage sensor 41 , and detects an input current I B by a current sensor 42 . to detect These detection results are transmitted to the control section 3, and the input power P I is calculated by multiplying the input voltage V B and the input current I B in the multiplication section 40 .
Although the current sensor 42 is arranged on the negative electrode line 12 side here, it may be arranged on the positive electrode line 11 side.

制御部３は、インバータ回路２０を構成する複数のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の駆動パルスを生成し、所定のタイミングで、各スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオンオフ動作させる。制御部３は、駆動パルスの生成に際し、駆動周波数ｆを設定するための周波数制御部３１と、間欠率ｂを設定するための間欠率制御部３２と、放電開始電力値Ｐfs0を設定又は更新するための放電開始電力設定部３０とを有する。これら各部には、電力測定部４の掛算部４０から入力電力ＰIの測定値が随時入力される。 The control unit 3 generates driving pulses for the plurality of switching elements Q1 to Q4 that constitute the inverter circuit 20, and turns the switching elements Q1 to Q4 on and off at predetermined timings. When generating the drive pulse, the control unit 3 includes a frequency control unit 31 for setting the drive frequency f, an intermittent rate control unit 32 for setting the intermittent rate b, and setting or updating the discharge start power value P fs0 . and a discharge starting power setting unit 30 for setting the discharge starting power. Measured values of the input power P I are input from the multiplying section 40 of the power measuring section 4 to these sections at any time.

周波数制御部３１には、最大値選択部５を介して、外部の制御装置５０から送信される出力目標値ＰO *、又は、放電開始電力設定部３０にて設定される放電開始電力値Ｐfs0が随時入力される。最大値選択部５は、これら出力目標値ＰO *と放電開始電力値Ｐfs0のうち、より大きい値を選択し、指令電力として出力する。周波数制御部３１は、主回路部２からの出力電力ＰOが、指令電力に近づくように、例えば、入力電力ＰIの測定値に基づいて駆動周波数ｆをフィードバック制御する。駆動パルスのデューティは、例えば、所定の値に設定することができる。 The frequency control unit 31 receives the output target value P O * transmitted from the external control device 50 via the maximum value selection unit 5 or the discharge start power value P set by the discharge start power setting unit 30 . fs0 is input at any time. The maximum value selection unit 5 selects the larger value from the output target value P O * and the discharge start power value P fs0 and outputs it as the command power. The frequency control unit 31 feedback-controls the drive frequency f based on, for example, the measured value of the input power P I so that the output power P O from the main circuit unit 2 approaches the command power. The duty of the driving pulse can be set to a predetermined value, for example.

このとき、最大値選択部５における選択結果に基づいて、主回路部２の駆動モードが、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を連続駆動する連続モード、又は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を間欠駆動する間欠モードに切り替えられる。すなわち、出力目標値ＰO *と放電開始電力値Ｐfs0とを比較して、出力目標値ＰO *が放電開始電力値Ｐfs0と同じかより大きい値であるときには、連続モードとなり、出力目標値ＰO *が放電開始電力値Ｐfs0より小さい値であるときは、間欠モードとなる。 At this time, based on the selection result of the maximum value selection unit 5, the drive mode of the main circuit unit 2 is changed to a continuous mode in which the switching elements Q1 to Q4 are continuously driven, or an intermittent mode in which the switching elements Q1 to Q4 are intermittently driven. can be switched. That is, the output target value P O * and the discharge starting power value P fs0 are compared, and when the output target value P O * is equal to or larger than the discharge starting power value P fs0 , the continuous mode is set, and the output target value is set. When the value P O * is smaller than the discharge start power value P fs0 , the intermittent mode is entered.

間欠率制御部３２には、出力目標値ＰO *と放電開始電力値Ｐfs0とが、随時入力される。 上記図３において、間欠モードでは、インバータ回路２０を駆動して放電負荷１０に放電を発生させる放電期間Ｔdisと、インバータ回路２０を駆動せず放電負荷１０に放電を発生させない停止期間Ｔstopとを交互に行い、インバータ回路２を間欠駆動させる。このとき、間欠モードにおける間欠率ｂは、間欠周期Ｔburstに対する放電期間Ｔdisの割合（すなわち、Ｔdis／Ｔburst）である。 The output target value P O * and the discharge start power value P fs0 are input to the intermittent rate control unit 32 as needed. 3, in the intermittent mode, the discharge period Tdis in which the inverter circuit 20 is driven to generate discharge in the discharge load 10 and the stop period Tstop in which the inverter circuit 20 is not driven and discharge is not generated in the discharge load 10 are alternated. to drive the inverter circuit 2 intermittently. At this time, the intermittent rate b in the intermittent mode is the ratio of the discharge period Tdis to the intermittent period Tburst (that is, Tdis/Tburst).

上述したように、間欠率制御部３２は、間欠モードにおける間欠率ｂ（＝Ｔdis／Ｔburst）を、出力目標値ＰO *と放電開始電力値Ｐfs0との比率として、下記式（１）を用いて算出することができる。
ｂ＝ＰO *／Ｐfs0・・・（１）
間欠率ｂは、１より小さい正の値である（すなわち、０＜ｂ＜１）。 As described above, the intermittent rate control unit 32 uses the following formula (1) as the intermittent rate b (=Tdis/Tburst) in the intermittent mode as the ratio between the output target value P O * and the discharge start power value P fs0 . can be calculated using
b=P o * /P fs0 (1)
The intermittent rate b is a positive value less than 1 (ie, 0<b<1).

間欠モードにおいて、制御部３は、間欠率制御部３２にて算出される間欠率ｂとなるように、かつ、放電期間Ｔdisにおける出力が放電開始電力値Ｐfs0となるように、スイッチング動作の制御を行う。このとき、出力目標値ＰO *と放電開始電力値Ｐfs0とは、下記式（２）にて表される関係にあり、出力目標値ＰO *を、間欠周期Ｔburstにおける平均出力電力として出力することができる。
ＰO *＝Ｐfs0×ｂ・・・（２） In the intermittent mode, the control unit 3 controls the switching operation so that the intermittent rate b calculated by the intermittent rate control unit 32 is obtained and the output during the discharge period Tdis is the discharge start power value P fs0 . I do. At this time, the output target value P O * and the discharge start power value P fs0 have a relationship represented by the following formula (2), and the output target value P O * is output as the average output power in the intermittent period Tburst. can do.
P O * = P fs0 × b (2)

すなわち、図４に示すように、オゾナイザ１００での放電には、放電開始電力値Ｐfs0以上の電力が必要であり、連続モードでは、より少量のオゾン量に相当する領域Ａに対応できない。これに対し、間欠モードを採用して、出力目標値ＰO *に応じた間欠率ｂを設定することで、オゾン量発生制御領域を領域Ａまで拡大し、オゾン量をより広い範囲で制御可能となる。
このように、制御部３は、周波数制御部３１にて、駆動周波数ｆを制御することで、瞬時放電制御電力をフィードバック制御し、あるいは、間欠率制御部３２にて、間欠率ｂを制御することで、平均放電電力をフィードバック制御することができる。 That is, as shown in FIG. 4, the discharge in the ozonizer 100 requires electric power equal to or higher than the electric discharge start power value P fs0 , and the continuous mode cannot cope with the area A corresponding to a smaller amount of ozone. On the other hand, by adopting the intermittent mode and setting the intermittent rate b according to the output target value P O * , the ozone amount generation control area is expanded to the area A, and the ozone amount can be controlled in a wider range. becomes.
In this way, the control unit 3 controls the driving frequency f in the frequency control unit 31 to feedback-control the instantaneous discharge control power, or controls the intermittent rate b in the intermittent rate control unit 32. Thus, the average discharge power can be feedback-controlled.

放電開始電力設定部３０は、放電開始電力値Ｐfs0の設定値を、適時更新して、最大値選択部５及び間欠率制御部３２に出力する。具体的には、放電負荷１０の使用に先立って、又は、使用を停止する際に、放電開始電力設定部３０を作動させることが好ましい。そして、主回路部２の駆動周波数ｆを変調させながら、電力測定部４による測定値の変化を監視することで、実際の放電開始時点を検出することができる。 The discharge start power setting unit 30 updates the set value of the discharge start power value P fs0 as appropriate, and outputs the updated value to the maximum value selection unit 5 and the intermittent rate control unit 32 . Specifically, it is preferable to operate the discharge starting power setting unit 30 before the discharge load 10 is used or when the use is stopped. By monitoring changes in the measured value by the power measuring unit 4 while modulating the driving frequency f of the main circuit unit 2, the actual discharge start time can be detected.

上記図２中に実線で示すように、非放電時と放電時の共振特性の変化によって、高周波側から低周波側へ駆動周波数ｆを掃引したとき、非放電状態から放電状態への遷移により電力値がステップ的に上昇する現象が発生する。この傾向は、出力電力ＰOに対応する入力電力ＰIにおいても、同様となる。 As shown by the solid line in FIG. 2, when the driving frequency f is swept from the high frequency side to the low frequency side due to the change in the resonance characteristics during non-discharging and discharging, power is generated by the transition from the non-discharging state to the discharging state. A phenomenon occurs in which the value rises in steps. This tendency is the same for the input power P I corresponding to the output power P O .

したがって、これらの関係から、電力測定部４による測定値にステップ的な変動が発生した時点を、放電開始時点とすると共に、その時点における入力電力ＰIの測定値から、対応する出力電力ＰOの値を放電開始電力値Ｐfs0として設定することができる。 Therefore, from these relationships, the point at which the measured value by the power measurement unit 4 changes stepwise is set as the discharge start point, and from the measured value of the input power P at that point, the corresponding output power P O can be set as the discharge starting power value P fs0 .

このように、制御部３は、間欠モードへの切替条件となる放電開始電力値Ｐfs0を、予め設定された固定値とせず、放電開始電力設定部３０において、その設定を行い、又は、設定値を更新することで、周辺環境や経年による特性変化の影響を小さくすることができる。そして、連続モードと間欠モードの切り替えを、実際の特性に沿って適切に行い、間欠モードへの不要な切り替わりを抑制すると共に、間欠モードにおける間欠率が極力大きくなるように制御することで、共振インバータ装置１を、効率よく駆動することができる。
この詳細については、後述する。 In this way, the control unit 3 does not set the discharge starting power value P fs0 , which is a condition for switching to the intermittent mode, to a preset fixed value, but sets the discharge starting power value P fs0 in the discharge starting power setting unit 30, or sets the value. By updating the values, it is possible to reduce the influence of characteristic changes due to the surrounding environment and aging. Then, switching between the continuous mode and the intermittent mode is appropriately performed according to the actual characteristics, unnecessary switching to the intermittent mode is suppressed, and the intermittent rate in the intermittent mode is controlled to be as large as possible, thereby suppressing resonance. The inverter device 1 can be efficiently driven.
Details of this will be described later.

なお、本形態では、制御装置５０から入力される出力目標値ＰO *と、放電開始電力値Ｐfs0とを比較しているが、出力目標値ＰO *を、制御部３において、入力側の目標入力電力ＰI *に換算して、同様に、放電開始電力値Ｐfs0を入力側の値に換算した放電開始電力値ＰfsIと、比較するようにしてもよい。その場合には、放電開始時点における測定値を用いて、放電開始電力値ＰfsIを設定することができる。 In this embodiment, the output target value P O * input from the control device 50 is compared with the discharge start power value P fs0 . , and similarly, the discharge start power value P fs0 may be compared with the discharge start power value P fsI converted to the input side value . In that case, the discharge start power value P fsI can be set using the measured value at the start of discharge.

図５に示すように、このような共振インバータ装置１は、低温時ＮＯｘ浄化装置２００を含む排ガス処理システムにおいて、図６に示す放電リアクタを含むオゾナイザ１００に適用される。排ガス処理システムは、例えば、ディーゼルエンジンの排ガス管ＥＸに排出される排ガスＧを浄化するためのシステムであり、エンジン制御装置１０１によって制御されている。排ガス管ＥＸの途中には、上流側からＮＯｘ吸蔵触媒１０２とディーゼルパティキュレートフィルタ（以下、ＤＰＦと略称する）１０３が配置されて、それぞれ、エンジンでの燃焼に伴って発生するＮＯｘを処理し、又は、煤等の粒子状物質を捕集する。 As shown in FIG. 5, such a resonance inverter device 1 is applied to an ozonizer 100 including a discharge reactor shown in FIG. 6 in an exhaust gas treatment system including a NOx purification device 200 at low temperatures. The exhaust gas treatment system is, for example, a system for purifying the exhaust gas G discharged to the exhaust gas pipe EX of the diesel engine, and is controlled by the engine control device 101 . A NOx storage catalyst 102 and a diesel particulate filter (hereinafter abbreviated as DPF) 103 are arranged in the middle of the exhaust gas pipe EX from the upstream side, and respectively process NOx generated by combustion in the engine, Alternatively, it collects particulate matter such as soot.

低温時ＮＯｘ浄化装置２００は、主に、始動時等の低温度域において、ＮＯｘを浄化するためのシステムであり、オゾナイザ１００には、外部からエアポンプ２０１を介して大気が供給されるようになっている。オゾナイザ１００の駆動源となる共振インバータ装置１と、ＮＯｘ浄化用の制御装置５０と、その上位のエンジン制御装置１０１には、直流電源Ｂから直流電圧ＶBが供給される。制御装置５０からの指令（例えば、出力目標値ＰO *）に基づいて、共振インバータ装置１からオゾナイザ１００へ電力供給されると、放電リアクタにおいてオゾン（Ｏ3）が発生し、遮断弁２０２を介して、ＮＯｘ吸蔵触媒１０２上流の排ガス管ＥＸに供給される。 The low-temperature NOx purification device 200 is a system for mainly purifying NOx in a low temperature range such as at the time of starting, and the ozonizer 100 is supplied with air from the outside via an air pump 201. ing. A DC voltage V B is supplied from a DC power source B to the resonance inverter device 1 serving as a drive source for the ozonizer 100 , the NOx purification control device 50 , and the engine control device 101 . When power is supplied from the resonance inverter device 1 to the ozonizer 100 based on a command (for example, the output target value P O * ) from the control device 50, ozone (O 3 ) is generated in the discharge reactor, and the cutoff valve 202 is closed. Via, it is supplied to the exhaust gas pipe EX upstream of the NOx storage catalyst 102 .

ＮＯｘ浄化用の制御装置５０には、エアポンプ２０１の下流に配置されるエアフロセンサ２０３からオゾナイザ１００に導入される大気流量（ＱAir）、大気湿度（ＨAir）、大気温度（ＴAir）の検出信号が入力される。また、遮断弁２０２の上流に配置される温度センサ２０４、圧力センサ２０５から、それぞれオゾンガス温度（ＴO3）、オゾンガス圧力（ＰO3）の検出信号が制御装置５０に入力され、下流に配置される圧力センサ２０６から、排ガス圧力（ＰEX）の検出信号が入力されている。制御装置５０は、これら検出信号やエンジン制御装置１０１からの指令等に基づいて、排ガス管ＥＸに流入するＮＯｘに応じたオゾンガスが供給されるように、オゾナイザ１００を駆動する。 The control device 50 for NOx purification includes detection of the air flow rate (Q Air ), the atmospheric humidity (H Air ), and the atmospheric temperature (T Air ) introduced into the ozonizer 100 from the air flow sensor 203 arranged downstream of the air pump 201 . A signal is input. Further, detection signals of the ozone gas temperature (T O3 ) and the ozone gas pressure (P O3 ) are input to the controller 50 from the temperature sensor 204 and the pressure sensor 205 arranged upstream of the cutoff valve 202, respectively, and arranged downstream. A detection signal of the exhaust gas pressure (P EX ) is input from the pressure sensor 206 . The control device 50 drives the ozonizer 100 based on these detection signals, commands from the engine control device 101, and the like so that ozone gas corresponding to NOx flowing into the exhaust gas pipe EX is supplied.

なお、エンジン制御装置１０１は、排ガス管ＥＸやエンジン各部に配置される各種センサからの検出信号に基づいて、排ガス処理システムの全体を制御している。排ガス管ＥＸには、遮断弁からのオゾンガスの流入口の上流側、及び、ＤＰＦ１０３の下流側に、ＮＯｘセンサ１０４、１０７が配置されて、それぞれＮＯｘ量（ＶＮＯｘ）の検出信号をエンジン制御装置１０１へ出力している。また、ＮＯｘ吸蔵触媒１０２とＤＰＦ１０３の間には、温度センサ１０５が配置されて、排ガス温度（ＴEX）の検出信号を出力し、ＤＰＦ１０３には、差圧センサ１０６が設けられて、ＤＰＦ１０３の上流側と下流側の差圧であるＤＰＦ差圧（ΔＰDPF）の検出信号を出力している。このとき、例えば、ＮＯｘセンサ１０４、１０７における検出原理を利用して、空燃比（Ａ／Ｆ）の検出機能を持たせることや、図示しない空燃比センサを配置することもできる。 The engine control device 101 controls the entire exhaust gas treatment system based on detection signals from various sensors arranged in the exhaust gas pipe EX and various parts of the engine. In the exhaust gas pipe EX, NOx sensors 104 and 107 are arranged on the upstream side of the ozone gas inflow port from the shutoff valve and on the downstream side of the DPF 103, and the NOx amount (VNOx) detection signals are sent to the engine control device 101. is outputting to A temperature sensor 105 is arranged between the NOx storage catalyst 102 and the DPF 103 to output a detection signal of the exhaust gas temperature (T EX ). A detection signal of the DPF differential pressure (ΔP DPF ), which is the differential pressure between the side and the downstream side, is output. At this time, for example, by using the detection principle of the NOx sensors 104 and 107, it is possible to provide an air-fuel ratio (A/F) detection function, or to arrange an air-fuel ratio sensor (not shown).

ここで、図６に示すように、オゾナイザ１００の放電リアクタ３００は、一般に、対向する電極３０１、３０２間に、排ガスＧが導入される流路を形成して、放電空間層３０３としている。放電空間層３０３を挟んで対向する電極３０１、３０２の表面には、セラミックスからなる誘電体バリア層３０４、３０５が配設される。この対向する電極３０１、３０２間に、共振インバータ装置１から交流高電圧が印加されることで、放電空間層３０３に誘電体バリア放電が生起する。すなわち、グランドＧＮＤ側から放出される電子と高電位ＨＶ側に存在する正イオンとが混在するプラズマＰが形成され、ストリーマが進展して絶縁破壊を起こす。この状態の放電空間層３０３を酸素分子が通過することで、酸素ラジカルが生成し、さらに他の酸素分子と反応してオゾンが生成される。 Here, as shown in FIG. 6, the discharge reactor 300 of the ozonizer 100 generally forms a discharge space layer 303 between electrodes 301 and 302 facing each other to form a channel through which the exhaust gas G is introduced. Dielectric barrier layers 304 and 305 made of ceramics are provided on the surfaces of the electrodes 301 and 302 facing each other with the discharge space layer 303 interposed therebetween. A dielectric barrier discharge is generated in the discharge space layer 303 by applying a high AC voltage from the resonance inverter device 1 between the opposing electrodes 301 and 302 . That is, a plasma P is formed in which electrons emitted from the ground GND side and positive ions existing on the high potential HV side are mixed, and a streamer develops to cause dielectric breakdown. Oxygen molecules pass through the discharge space layer 303 in this state to generate oxygen radicals, which further react with other oxygen molecules to generate ozone.

このとき、図７に等価回路を示すように、電極３０１、３０２間の静電容量Ｃは、非放電時と放電時とで変化する。つまり、非放電時には、２つの誘電体バリア層３０４、３０５（静電容量Ｃｄ）の間に、放電空間層３０３（静電容量Ｃｇ）が直列接続された状態となり、放電時には、放電空間層３０３と並列なスイッチ回路３０６（抵抗Ｒ1）が導通し、誘電体バリア層３０４、３０５の間が短絡した状態となる。 At this time, as shown in the equivalent circuit of FIG. 7, the capacitance C between the electrodes 301 and 302 changes between non-discharging and discharging. That is, during non-discharge, the discharge space layer 303 (capacitance Cg) is connected in series between the two dielectric barrier layers 304 and 305 (capacitance Cd). A switch circuit 306 (resistor R 1 ) in parallel with is turned on, and the dielectric barrier layers 304 and 305 are short-circuited.

これにより、図８にリサージュ図形を示すように、放電リアクタ３００に印加される電圧[Ｖ]と電荷量[Ｃ]との関係が、非放電時と放電時とで変化する。静電容量Ｃは、概略平行四辺形のリサージュ図形の各辺の傾きで表され、一周期の間に静電容量Ｃが変化することを示している。 As a result, the relationship between the voltage [V] applied to the discharge reactor 300 and the amount of charge [C] changes between the non-discharge time and the discharge time, as shown in the Lissajous figure in FIG. The capacitance C is represented by the inclination of each side of the Lissajous figure, which is a substantially parallelogram, and shows that the capacitance C changes during one cycle.

これに伴い、上記図２中に示されるように、共振周波数ｆres（＝１／２π√ＬＣ）と、共振倍率Ｑ（＝１／Ｒ√（Ｌ／Ｃ））の式における静電容量Ｃが変化するために、非放電時と放電時とで共振特性が変化する。すなわち、駆動周波数（ｋＨｚ）に対して出力される電力（Ｗ）は、全体に放電時の方が大きくなっており、比較的低周波側に急峻なピークを有する特性曲線を示す。これに対し、非放電時には、放電時より高周波側になだらかなピークを有する特性曲線を示す。 Along with this, as shown in FIG. 2, the capacitance C in the equation of the resonance frequency fres (=1/2π√LC) and the resonance magnification Q (=1/R√(L/C)) becomes Because of the change, the resonance characteristics change between the time of non-discharge and the time of discharge. That is, the power (W) output with respect to the drive frequency (kHz) is generally greater during discharge, and exhibits a characteristic curve having a steep peak on the relatively low frequency side. On the other hand, during non-discharge, a characteristic curve having a gentle peak on the higher frequency side than during discharge is exhibited.

その場合に、図中に矢印で示すように、高周波側から低周波側へ駆動周波数ｆを掃引していくと、当初は、非放電時の特性曲線に沿う特性を示し、例えば、徐々に電力上昇してピーク付近で放電が開始されることで、放電時の特性曲線へ遷移する。このとき、駆動周波数に対して出力される電力値がステップ的に上昇し、その後は、放電時の特性曲線に沿う特性が得られることになる。 In this case, when the drive frequency f is swept from the high frequency side to the low frequency side as indicated by the arrow in the figure, the characteristics along the characteristic curve at the time of non-discharge are initially shown, and the power gradually increases, for example. When it rises and discharge starts near the peak, it transitions to the characteristic curve at the time of discharge. At this time, the output power value rises stepwise with respect to the drive frequency, and after that, characteristics along the characteristic curve during discharge are obtained.

そこで、制御部３は、この共振特性の変化を利用して、放電開始電力設定部３０において、駆動周波数ｆを掃引したときのステップ的な電力上昇を監視し、放電開始電力値Ｐfs0の設定を更新可能とする。
具体的には、図９に示すように、放電開始によるステップ的な電力上昇の大きさを検出するための閾値Ｐthresを設定し、電力測定部４からの検出信号に基づく電力変化量ΔＰと閾値Ｐthresとを比較して、放電開始時点を検出する。そして、放電開始時点における出力電力ＰOの値に対応するように、放電開始電力値Ｐfs0を設定することができる。 Therefore, the controller 3 utilizes this change in resonance characteristics to monitor the stepwise power increase when the driving frequency f is swept in the discharge starting power setting unit 30, and sets the discharge starting power value P fs0 . can be updated.
Specifically, as shown in FIG. 9, a threshold value Pthres is set for detecting a stepwise increase in power due to the start of discharge, and the power change amount ΔP based on the detection signal from the power measurement unit 4 and the threshold value are set. Pthres is compared to detect the discharge start point. Then, the discharge start power value P fs0 can be set so as to correspond to the value of the output power P O at the start of discharge.

好適には、駆動周波数ｆを、所定の時間毎に所定の変化幅Δｆで、高周波側（例えば、８０ｋＨｚ程度）から低周波側（例えば、２０ｋＨｚ程度）へ変化させていき、電力測定部４によって測定される入力電力ＰIの変化量ΔＰIを演算して、閾値Ｐthres（例えば、５０Ｗ程度）に達した時点を放電開始点とする。閾値Ｐthresは、入力電力ＰIの時間変化と放電開始点との関係から、非放電時の電力上昇と区別可能な大きさで、放電開始によるステップ的な電力上昇として判別可能な、任意の値に設定される。 Preferably, the driving frequency f is changed from a high frequency side (for example, about 80 kHz) to a low frequency side (for example, about 20 kHz) by a predetermined change width Δf at predetermined intervals, and the power measurement unit 4 The amount of change ΔP I in the measured input power P I is calculated, and the point of time when it reaches a threshold value Pthres (for example, about 50 W) is set as the discharge start point. The threshold value Pthres is an arbitrary value that can be distinguished from a power rise during non-discharge and that can be distinguished as a stepwise power rise due to the start of discharge from the relationship between the time change of the input power P I and the discharge start point. is set to

このように、最大値選択部５において出力目標値ＰO *との比較に用いられ、あるいは、間欠率ｂの算出に用いられる放電開始電力値Ｐfs0を、実際の測定値に基づいて適時更新することで、制御部３による放電負荷１０の放電制御を、環境等の変化による影響を受けずに効率よく行うことができる。 Thus, the discharge starting power value P fs0 used in comparison with the output target value P O * in the maximum value selection unit 5 or used in calculating the intermittent rate b is timely updated based on the actual measured value. By doing so, the discharge control of the discharge load 10 by the control unit 3 can be efficiently performed without being affected by changes in the environment or the like.

次に、図１０に示すフローチャートを用いて、制御部３の放電開始電力設定部３０において実施される、放電開始電力設定フローのより具体的な手順を説明する。
本形態では、放電開始電力設定フローは、例えば、エンジン始動時に実施され、その後、図１１に示すフローチャートにより、制御部３の周波数制御部３１及び間欠率制御部３２等において実施される、通常の電力制御フローへ移行する。 Next, using the flowchart shown in FIG. 10, a more specific procedure of the discharge starting power setting flow performed by the discharge starting power setting unit 30 of the control unit 3 will be described.
In this embodiment, the discharge start power setting flow is performed, for example, when the engine is started, and then, according to the flowchart shown in FIG. Go to power control flow.

上記図１０のステップＳ１において、制御部３は、まず、駆動周波数ｆの掃引処理が、初回か否かを判定する（すなわち、周波数ｆ掃引初回？）。初回であれば、ステップＳ１が肯定判定されて、ステップＳ１１へ進み、初回の駆動周波数ｆを設定する。初回の駆動周波数ｆは、予め定められた駆動周波数ｆの掃引範囲において、高周波側の基点となる周波数（例えば、８０ｋＨｚ程度）に設定される。 In step S1 of FIG. 10, the control unit 3 first determines whether or not the driving frequency f is swept for the first time (that is, is the frequency f swept the first time?). If it is the first time, an affirmative determination is made in step S1, and the process proceeds to step S11 to set the first driving frequency f. The initial drive frequency f is set to a frequency (for example, about 80 kHz) that serves as a base point on the high frequency side within a predetermined sweep range of the drive frequency f.

次いで、ステップＳ１２へ進み、初回の駆動周波数ｆで、主回路部２を作動させたときに電力測定部４を用いて測定される電力値を、今回の入力電力ＰIとして読み込む。
その後、ステップＳ１へ戻る。初回の作動時に、基点となる周波数に対応する入力電力ＰIを測定することで、２回目以降において、放電開始/の判別のための測定電力変化の演算が可能になる。 Next, in step S12, the power value measured by the power measuring section 4 when the main circuit section 2 is operated at the first driving frequency f is read as the current input power P I .
After that, the process returns to step S1. By measuring the input power P I corresponding to the frequency that serves as the base point at the time of the first operation, it is possible to calculate the measured power change for discriminating the start/discharge from the second time onward.

ステップＳ１が否定判定された場合には、駆動周波数ｆの掃引処理が２回目以降であり、ステップＳ２へ進んで、下記式から、今回の駆動周波数ｆを算出する。今回の駆動周波数ｆは、前回の駆動周波数ｆｆ_PREに対して、予め定められた所定の変化幅Δｆを減算して得られる値である。
ｆ＝ｆ_PRE－Δｆ
所定の変化幅Δｆは、周波数変化に対応する測定電力変化から、放電開始時点の検出が可能となるように、予め試験等を行って設定することができる。 If the determination in step S1 is negative, the drive frequency f is swept for the second time or later, and the process advances to step S2 to calculate the current drive frequency f from the following equation. The current driving frequency f is a value obtained by subtracting a predetermined change width Δf from the previous driving frequency ff_PRE .
f = f_PRE - Δf
The predetermined width of change Δf can be set by performing a test or the like in advance so that the discharge start time can be detected from the measured power change corresponding to the frequency change.

次いで、ステップＳ３へ進み、今回の駆動周波数ｆで、主回路部２を作動させたときに電力測定部４を用いて測定される電力値を、今回の入力電力ＰIとして読み込む。
その後、ステップＳ４へ進んで、下記式から、今回の電力変化量ΔＰIを算出する。今回の電力変化量ΔＰIは、今回の入力電力ＰIから、前回の入力電力ＰI_PREを減算して得られる値である。
ΔＰI＝ＰI－ＰI_PRE Next, in step S3, the power value measured by the power measuring section 4 when the main circuit section 2 is operated at the current drive frequency f is read as the current input power PI .
After that, the process proceeds to step S4, and the current power change amount ΔP I is calculated from the following equation. The current power change amount ΔPI is a value obtained by subtracting the previous input power PI_PRE from the current input power PI .
ΔP I =P I -P I_PRE

さらに、ステップＳ５へ進んで、非放電状態から放電状態への変化の判定を行う。具体的には、ステップＳ４で算出した電力変化量ΔＰIが、予め定められた閾値Ｐthres以上となったか否かを判定する（すなわち、ΔＰI≧Ｐthres？）。ステップＳ５が肯定判定された場合には、非放電状態から放電状態への遷移に伴うステップ的な電力上昇と判定されて、ステップＳ６へ進む。ステップＳ５が否定判定された場合には、ステップＳ２へ戻って、以降のステップを繰り返す。 Further, the process proceeds to step S5 to determine the change from the non-discharging state to the discharging state. Specifically, it is determined whether or not the power change amount ΔP I calculated in step S4 is equal to or greater than a predetermined threshold value Pthres (that is, ΔP I ≧Pthres?). If the determination in step S5 is affirmative, it is determined that the power rises stepwise due to the transition from the non-discharging state to the discharging state, and the process proceeds to step S6. If the determination in step S5 is negative, the process returns to step S2 and the subsequent steps are repeated.

ステップＳ６へ進んだ場合には、今回の駆動周波数ｆにおいて放電が開始したと判断されるので、放電開始時点における入力電力ＰIに基づいて、放電開始電力値Ｐfs0の設定値を更新する。 If the process proceeds to step S6, it is determined that discharge has started at the current driving frequency f, so the set value of the discharge start power value P fs0 is updated based on the input power P I at the start of discharge.

その後、本処理を終了し、電力制御動作を行うための電力制御フローへ進む。
このように、電力制御フローに先立って、放電開始電力値Ｐfs0が設定されることで、続く電力制御フローにおける連続モードと間欠モードの切り替えや、間欠モードにおける間欠率ｂの算出に、速やかに反映させることができる。また、製品出荷時に放電開始電力値Ｐfs0が初期設定されていなくても、エンジン始動時に自動設定され、さらに、エンジンが始動される度に、放電開始電力値Ｐfs0が再設定されるので、より実際に即した効率よい制御を行うことができる。 After that, this processing is ended, and the flow proceeds to the power control flow for performing the power control operation.
By setting the discharge start power value P fs0 prior to the power control flow in this way, switching between the continuous mode and the intermittent mode in the subsequent power control flow and calculation of the intermittent rate b in the intermittent mode can be performed quickly. can be reflected. Also, even if the discharge start power value P fs0 is not initially set at the time of product shipment, it is automatically set when the engine is started, and the discharge start power value P fs0 is reset each time the engine is started. More practical and efficient control can be performed.

なお、エンジン始動時に限らず、エンジン停止時に、同様の放電開始電力設定フローを実施するようにしてもよい。その場合には、次回のエンジン始動時に、速やかに電力制御処理を実施することができる。 It should be noted that a similar discharge start power setting flow may be performed not only when the engine is started, but also when the engine is stopped. In that case, the power control process can be promptly performed when the engine is started next time.

上記図１１の電力制御処理に移行した場合には、制御部３は、まず、ステップＳ１０１において、ＮＯｘ浄化用の制御装置５０から、出力目標値ＰO *を受信する。出力目標値ＰO *の受信は、例えば、１０ｍｓ毎に実施されて、制御部３の記憶領域に記憶される。続いて、ステップＳ１０２へ進み、受信された出力目標値ＰO *が、予め設定されている放電開始電力値Ｐfs0以上であるか否かを判定する（すなわち、ＰO *≧Ｐfs0？）。 11, the controller 3 first receives the output target value P O * from the NOx purification controller 50 in step S101. The output target value P O * is received, for example, every 10 ms and stored in the storage area of the controller 3 . Subsequently, in step S102, it is determined whether or not the received output target value P O * is equal to or greater than the preset discharge start power value P fs0 (that is, P O * ≧P fs0 ?). .

ステップＳ１０２が肯定判定された場合には、連続モードが選択されることになり、ステップＳ１０３へ進む。ステップＳ１０３では、連続モードにおける駆動周波数ｆを、出力目標値ＰO *に対応する周波数ｆ*に近づけるように、言い換えれば、主回路部２の出力電力ＰOを、指令電力となる出力目標値ＰO *に近づけるように、予め定めた算出式等を用いて駆動周波数ｆが求められる。そして、ステップＳ１０４に進んで、算出された駆動周波数ｆと所定のデューティｄにて、主回路部２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が連続駆動される。
ステップＳ１０４が実施されると、その後、ステップＳ１０２へ戻る。 If the determination in step S102 is affirmative, the continuous mode is selected, and the process proceeds to step S103. In step S103, the driving frequency f in the continuous mode is brought closer to the frequency f * corresponding to the target output value P0 * , in other words, the output power P0 of the main circuit section 2 is adjusted to the target output value which is the command power. A driving frequency f is obtained using a predetermined calculation formula or the like so as to approximate P O * . Then, in step S104, the switching elements Q1 to Q4 of the main circuit section 2 are continuously driven at the calculated driving frequency f and the predetermined duty d.
After step S104 is performed, the process returns to step S102.

連続モードでは、図１２の左図に一例を示すように、出力目標値ＰO *（例えば、６５０Ｗ）が、放電開始電力値Ｐfs0（例えば、４００Ｗ）と同じかそれ以上の大きさとなっており（ＰO *≧Ｐfs0）、間欠率ｂは設定されない。駆動周波数ｆは、例えば、制御開始電力に対応する最高周波数ｆmaxから、出力目標値ＰO *に対応する周波数ｆ*に近づくように、フィードバック制御される。具体的には、予め定めた変化幅Δｆで、徐々に駆動周波数ｆを下げていき、測定される入力電力ＰIから推定される放電電力が、制御開始電力から徐々に上昇して、放電開始電力値Ｐfs0より大きい出力目標値ＰO *に達するまで、随時更新される（すなわち、図中の（０）→（１））。
制御開始電力は、例えば、予め定められた制御領域における最高周波数（例えば、５０ｋＨｚ程度）に対応する。 In the continuous mode, as shown in the left diagram of FIG. 12, the output target value P O * (eg, 650 W) is equal to or greater than the discharge starting power value P fs0 (eg, 400 W). (P O * ≧P fs0 ) and the intermittent rate b is not set. The drive frequency f is, for example, feedback-controlled so as to approach the frequency f* corresponding to the output target value P O * from the maximum frequency fmax corresponding to the control start power. Specifically, the driving frequency f is gradually lowered with a predetermined change width Δf, and the discharge power estimated from the measured input power P I gradually rises from the control start power, and discharge starts. It is updated at any time (that is, (0)→(1) in the figure) until it reaches the output target value P O * , which is greater than the power value P fs0 .
The control start power corresponds to, for example, the maximum frequency (for example, approximately 50 kHz) in a predetermined control region.

ステップＳ１０２が否定判定された場合には、間欠モードが選択されることになり、ステップＳ１０５へ進む（図１１の［１］参照）。ステップＳ１０５では、間欠モードにおける間欠率ｂを、出力目標値ＰO *と放電開始電力値Ｐfs0から算出する（ｂ＝ＰO *／Ｐfs0）。次いで、ステップＳ１０６へ進んで、間欠モードの放電期間Ｔdisにおける駆動周波数ｆを、放電開始電力値Ｐfs0に対応する周波数ｆs0に近づけるように、予め定めた算出式等を用いて求める。そして、ステップＳ１０７に進んで、算出された駆動周波数ｆと間欠率ｂと所定のデューティｄにて、主回路部２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が連続駆動される。
ステップＳ１０７が実施されると、その後、ステップＳ１０２へ戻る（図１１の［２］参照）。 If the determination in step S102 is negative, the intermittent mode is selected, and the process proceeds to step S105 (see [1] in FIG. 11). In step S105, the intermittent rate b in the intermittent mode is calculated from the output target value P O * and the discharge start power value P fs0 (b=P O * /P fs0 ). Next, in step S106, the drive frequency f in the discharge period Tdis in the intermittent mode is obtained using a predetermined calculation formula or the like so as to approach the frequency fs0 corresponding to the discharge start power value Pfs0. Then, in step S107, the switching elements Q1 to Q4 of the main circuit section 2 are continuously driven at the calculated driving frequency f, intermittent rate b, and predetermined duty d.
After step S107 is performed, the process returns to step S102 (see [2] in FIG. 11).

間欠モードでは、図１２の右図に一例を示すように、放電開始電力値Ｐfs0（例えば、４００Ｗ）の方が、出力目標値ＰO *（例えば、１００Ｗ）よりも大きくなっており（ＰO *＜Ｐfs0）、所定の間欠率ｂ（すなわち、ｂ＝１００／４００＝０．２５）にて間欠放電が実施される。駆動周波数ｆは、同様に、制御開始電力に対応する最高周波数ｆmaxから、徐々に駆動周波数ｆを下げていき、放電開始電力値Ｐfs0に対応する周波数ｆs0に近づくように、フィードバック制御される（すなわち、図中の（０）→（１））。さらに、所定の間欠率ｂで間欠放電を行うことにより、平均出力電力が出力目標値ＰO *に近づくように、放電状態を制御することができる（すなわち、図中の（１）→（２））。 In the intermittent mode, as shown in the right diagram of FIG. 12, the discharge start power value P fs0 (eg, 400 W) is greater than the output target value P O * (eg, 100 W) (P O * <P fs0 ), intermittent discharge is performed at a predetermined intermittent rate b (that is, b=100/400=0.25). Similarly, the drive frequency f is feedback-controlled so that the drive frequency f is gradually lowered from the maximum frequency fmax corresponding to the control start power and approaches the frequency fs0 corresponding to the discharge start power value Pfs0 . (That is, (0)→(1) in the figure). Furthermore, by performing intermittent discharge at a predetermined intermittent rate b, the discharge state can be controlled so that the average output power approaches the output target value PO * (that is, (1) → (2 )).

このようにして、随時更新される出力目標値ＰO *に基づいて、連続モードと間欠モードの切り替えが判別され、指令電力が維持されるように、主回路部２が制御される。
なお、デューティｄは、例えば、予め定めた一定値であってもよいし、あるいは、可変値として、例えば、入力電圧ＶBの測定値を用いてフィードフォワード制御するようにしてもよい。一般に、排ガス処理システムに用いられるオゾナイザ１００は、エンジン始動直後の低温時において、排ガスを処理可能とするためのものであり、ＮＯｘ吸蔵触媒１０２等の触媒の活性温度以上では停止することができる。 In this manner, switching between the continuous mode and the intermittent mode is determined based on the output target value P O * that is updated as needed, and the main circuit section 2 is controlled so that the command power is maintained.
Note that the duty d may be, for example, a predetermined constant value, or may be a variable value, for example, feedforward control using a measured value of the input voltage VB . In general, the ozonizer 100 used in an exhaust gas treatment system is designed to be able to treat exhaust gas at low temperatures immediately after starting the engine, and can be stopped at temperatures above the activation temperature of catalysts such as the NOx storage catalyst 102.

以上のように、本形態によれば、制御部３が周波数制御部３１と間欠率制御部３２を有するので、目標入力電力ＰO *に応じて、連続モードと間欠モードを切り替えることができる。また、放電開始電力設定部３０により、自動的に放電開始電力値Ｐfs0の設定及び更新が可能になるので、設定又は更新された放電開始電力Ｐfs0を用いて、連続モードと間欠モードの切り替えを適切に行い、目標入力電力ＰO *が出力されるように、効率よく制御することができる。 As described above, according to this embodiment, the control unit 3 has the frequency control unit 31 and the intermittent rate control unit 32, so that the continuous mode and the intermittent mode can be switched according to the target input power PO * . Further, since the discharge starting power setting unit 30 can automatically set and update the discharge starting power value P fs0 , the continuous mode and the intermittent mode can be switched using the set or updated discharge starting power P fs0 . is performed appropriately, and the target input power P O * can be output.

（試験例１）
実施形態１の共振インバータ装置１を電力源とし、放電リアクタを備えるオゾナイザ１００を試作して、車両エンジンからの排ガス処理を行い、制御部３による電力制御動作を実機検証した。車両試験は、上記図５に示した排ガス処理システムにおいて、排ガス管ＥＸに車両エンジンを接続し、車両をモード走行（ＷＬＴＣモード）させることによって行った。排ガス管ＥＸに排出される排ガスのＮＯｘ量を、上流側のＮＯｘセンサ１０４で測定して、必要なオゾン量に対応する電力（出力目標値ＰO *）が供給されるように、共振インバータ装置１を駆動し、下流側のＮＯｘセンサ１０７にて、処理後のＮＯｘ量を測定した。 (Test example 1)
Using the resonance inverter device 1 of Embodiment 1 as a power source, an ozonizer 100 equipped with a discharge reactor was produced as a prototype, exhaust gas from a vehicle engine was treated, and the power control operation by the control unit 3 was verified with an actual machine. The vehicle test was conducted by connecting the vehicle engine to the exhaust gas pipe EX in the exhaust gas treatment system shown in FIG. 5 and driving the vehicle in a mode (WLTC mode). The NOx amount of the exhaust gas discharged to the exhaust gas pipe EX is measured by the NOx sensor 104 on the upstream side, and the resonance inverter device is operated so that electric power (output target value P O * ) corresponding to the required ozone amount is supplied. 1 was driven, and the amount of NOx after treatment was measured by the NOx sensor 107 on the downstream side.

図１３に、上下流のＮＯｘ量と、供給されたオゾナイザ電力と、ＮＯｘ処理に使用されなかった過剰のオゾン量（すなわち、スリップオゾン）について、それぞれの時間変化を、オゾナイザ１００への供給電力を固定（例えば、６００Ｗ）とした場合と比較して示した。また、図１３の下段に、ＮＯｘ吸蔵触媒１０２の前端側の温度（すなわち、触媒前端温度）を併せて示した。 FIG. 13 shows changes over time in the amount of NOx upstream and downstream, the supplied ozonizer power, and the excess amount of ozone not used for NOx treatment (that is, slip ozone). It is shown in comparison with the fixed (for example, 600 W) case. The lower part of FIG. 13 also shows the temperature on the front end side of the NOx storage catalyst 102 (that is, the temperature at the front end of the catalyst).

図１３の上段に示されるように、排出されるＮＯｘ量は時間と共に変動し、オゾナイザ１００で発生させたオゾンが導入されることによって、上流側のＮＯｘ量に対して下流側のＮＯｘ量が大幅に低減する。この結果は、供給電力を固定とした場合も同等となるものの、ＮＯｘ量の増減によらず、一定量のオゾンが導入されることになる（図１３の中段参照）。そのために、ＮＯｘ量が低減した場合に、スリップオゾンが増加する傾向がみられる（図１３の下段参照）。 As shown in the upper part of FIG. 13, the amount of NOx discharged fluctuates with time, and the introduction of ozone generated by the ozonizer 100 greatly increases the amount of NOx on the downstream side relative to the amount of NOx on the upstream side. to Although this result is the same when the supplied power is fixed, a constant amount of ozone is introduced regardless of the increase or decrease in the amount of NOx (see the middle part of FIG. 13). Therefore, slip ozone tends to increase when the amount of NOx decreases (see the lower part of FIG. 13).

これに対して、実施形態１の共振インバータ装置１は、連続モードと間欠モードが切り替え可能であり、ＮＯｘ量に応じたオゾン量の広範囲な制御が可能になる。したがって、不要なオゾンの生成が抑制され、ＮＯｘ及びオゾンの排出を効果的に抑制することができる。 On the other hand, the resonance inverter device 1 of Embodiment 1 can switch between the continuous mode and the intermittent mode, and can control the amount of ozone in a wide range according to the amount of NOx. Therefore, unnecessary generation of ozone is suppressed, and NOx and ozone emissions can be effectively suppressed.

ここで、図１４に示されるように、放電電力とオゾン生成効率との関係は、必ずしも一律ではなく、間欠率ｂと相関があることが判明した。すなわち、連続モード（間欠放電なし）において、放電電力に対するオゾン生成効率が最も高く、間欠モードでは、連続モードよりもオゾン生成効率が低くなる。さらに、間欠モードでは、間欠率ｂが大きい方が、オゾン生成効率が高くなっており、間欠率ｂが０．８から０．６５、０．５と低くなるほど、オゾン生成効率が低くなっている。 Here, as shown in FIG. 14, it has been found that the relationship between the discharge power and the ozone generation efficiency is not necessarily uniform, but is correlated with the intermittent rate b. That is, in the continuous mode (no intermittent discharge), the ozone generation efficiency with respect to discharge power is the highest, and in the intermittent mode, the ozone generation efficiency is lower than that in the continuous mode. Furthermore, in the intermittent mode, the higher the intermittent rate b, the higher the ozone generation efficiency, and the lower the intermittent rate b from 0.8 to 0.65 and 0.5, the lower the ozone generation efficiency. .

そのため、連続モードから間欠モードへの切り替えを抑制し、また、間欠モードにおける間欠率ｂができるだけ大きくなるように、放電開始電力値Ｐfs0が実際の値に即して設定されることが望ましい。例えば、従来は、放電負荷１０の静電容量Ｃが温度特性を有することや導入される大気の温度・湿度が変化することから、環境変化による共振特性の変化を考慮して、放電開始電力値Ｐfs0がマージンを含んで高めに設定される傾向にある。その場合には、出力目標値ＰO *が放電開始電力値Ｐfs0よりも小さくなることで、間欠モードへ切り替わる頻度が増加しやすい。また、間欠率ｂ（＝ＰO *／Ｐfs0）の算出に際しても、放電開始電力値Ｐfs0が実際よりも大きくなることで、間欠率ｂが小さくなりやすい。 Therefore, it is desirable to set the discharge starting power value P fs0 according to the actual value so as to suppress switching from the continuous mode to the intermittent mode and to maximize the intermittent rate b in the intermittent mode. For example, conventionally, since the capacitance C of the discharge load 10 has temperature characteristics and the temperature and humidity of the introduced air change, the discharge starting power value P fs0 tends to be set high including the margin. In that case, the output target value P O * becomes smaller than the discharge start power value P fs0 , so that the frequency of switching to the intermittent mode tends to increase. Also, when calculating the intermittent rate b (=P O * /P fs0 ), the intermittent rate b tends to become smaller when the discharge starting power value P fs0 becomes larger than it actually is.

その場合にも、実施形態１の共振インバータ装置１は、制御部３に放電開始電力設定部３０を設けて、エンジン始動毎に放電開始電力値Ｐfs0が更新されるので、実際の特性に対応した駆動モードへの切り替えが可能になる。したがって、間欠モードへの切り替えを抑制し、間欠率ｂをより大きくして、オゾン生成効率を高めることができ、最小限の電力供給で、過不足なくオゾンを発生させて、高効率な制御が可能になる。 Even in this case, the resonance inverter device 1 of the first embodiment includes the discharge starting power setting unit 30 in the control unit 3, and the discharge starting power value P fs0 is updated each time the engine is started. It is possible to switch to the drive mode with Therefore, switching to the intermittent mode can be suppressed, the intermittent rate b can be increased, and the ozone generation efficiency can be improved. be possible.

図１５は、上記図１３に示したモード走行におけるオゾナイザ電力の時間変化と、放電開始電力値Ｐfs0との関係を示したものである。例えば、放電リアクタの環境変化として、経年による誘電体表面の摩滅があり、この影響を想定して求めた計算値である放電開始電力値Ｐfs1（例えば、３５５Ｗ）と、本形態の放電開始電力設定部３０に基づいて最適となるように得られた実験値である放電開始電力値Ｐfs0（例えば、３２０Ｗ）とを比較し、燃費効果を試算した。 FIG. 15 shows the relationship between the time change of the ozonizer power and the discharge starting power value Pfs0 in the mode running shown in FIG. For example, as an environmental change of the discharge reactor , there is wear of the dielectric surface due to aging. The fuel consumption effect was calculated by comparing with the discharge start power value P fs0 (for example, 320 W), which is an experimental value obtained so as to be optimum based on the setting unit 30 .

図１５に示されるように、放電開始電力値Ｐfs1（計算値）の方が、放電開始電力値Ｐfs0（実験値）よりも大きく、モード走行中のオゾナイザ電力の値よりも大きくなる期間が多い。その場合には、間欠モードとなる期間が長くなるために、間欠放電による損失も大きくなる。すなわち、以下のように、放電開始電力値Ｐfs0（実験値）に対して、約５０Ｗの差が生じる。
放電開始電力値Ｐfs0のとき：７４．６Ｗ
放電開始電力値Ｐfs1のとき：１２３．９Ｗ As shown in FIG. 15, the discharge starting power value P fs1 (calculated value) is greater than the discharge starting power value P fs0 (experimental value), and there is a period during which it is greater than the value of the ozonizer power during mode running. many. In that case, the period in which the battery is in the intermittent mode becomes longer, so the loss due to intermittent discharge also increases. That is, as follows, there is a difference of about 50 W from the discharge starting power value P fs0 (experimental value).
When discharge start power value P fs0 : 74.6 W
When discharge start power value P fs1 : 123.9 W

この差は、燃費１％を２００Ｗとして換算したとき、燃費効果として０．２５％となる。以上のように、実施形態１の共振インバータ装置１では、環境変化に対して、常に放電開始電力値Ｐfs0を最適に保つことで、損失を低減して効率よい制御が可能であることが確認された。 This difference is 0.25% as a fuel efficiency effect when 1% of fuel efficiency is converted to 200W. As described above, in the resonance inverter device 1 of Embodiment 1, it is confirmed that loss can be reduced and efficient control can be performed by always maintaining the discharge starting power value P fs0 optimally with respect to environmental changes. was done.

（実施形態２）
共振インバータ装置に係る実施形態２について、図１６、図１７を参照して説明する。
上記実施形態１では、制御部３の放電開始電力設定部３０において実施される、放電開始電力設定フローを、エンジン始動時に実施したが、通常の電力制御フローにおいて実施することもできる。
なお、実施形態２以降において用いた符号のうち、既出の実施形態において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、既出の実施形態におけるものと同様の構成要素等を表す。 (Embodiment 2)
A second embodiment of the resonant inverter device will be described with reference to FIGS. 16 and 17. FIG.
In the first embodiment, the discharge start power setting flow performed by the discharge start power setting unit 30 of the control unit 3 is performed when the engine is started, but it can also be performed in a normal power control flow.
Note that, of the reference numerals used in the second and subsequent embodiments, the same reference numerals as those used in the previous embodiments represent the same components as those in the previous embodiments, unless otherwise specified.

共振インバータ装置１は、例えば、触媒温度が低い始動時等に駆動され、放電リアクタを備えるオゾナイザ１００へ電力を供給する。本形態における共振インバータ装置１の基本構成及び基本制御は、上記実施形態１と同様であり、以下、相違点を中心に説明する。
図１６、図１７に示すフローチャートにおいて、ステップＳ２０１～ステップＳ２０４、Ｓ２０８～ステップＳ２１０は、図１１に示したフローチャートのステップＳ１０１～ステップＳ１０４、Ｓ１０５～ステップＳ１０７と同様の処理であり、説明を簡略にする。 The resonance inverter device 1 is driven, for example, at the time of starting when the temperature of the catalyst is low, and supplies power to the ozonizer 100 having a discharge reactor. The basic configuration and basic control of the resonant inverter device 1 according to this embodiment are the same as those of the first embodiment, and the differences will be mainly described below.
In the flowcharts shown in FIGS. 16 and 17, steps S201 to S204 and S208 to S210 are the same processes as steps S101 to S104 and S105 to S107 of the flowchart shown in FIG. do.

制御部３において、電力制御フローが開始されると、まず、ステップＳ２０１において、外部の制御装置５０から、出力目標値ＰO *を受信する（例えば、１０ｍｓ毎）。続いて、ステップＳ２０２へ進み、受信された出力目標値ＰO *が、放電開始電力値Ｐfs0以上であるか否かを判定する（すなわち、ＰO *≧Ｐfs0？）。放電開始電力値Ｐfs0は、例えば、前回の電力制御フローにおいて設定されたものを用いることができる。あるいは、製品出荷時には、初期値として設定されていてもよい。 When the power control flow is started in the control unit 3, first, in step S201, the output target value P O * is received from the external control device 50 (for example, every 10 ms). Subsequently, in step S202, it is determined whether or not the received output target value P O * is equal to or greater than the discharge starting power value P fs0 (that is, P O * ≧P fs0 ?). For the discharge start power value P fs0 , for example, the value set in the previous power control flow can be used. Alternatively, it may be set as an initial value when the product is shipped.

ステップＳ２０２が肯定判定された場合には、連続モードが選択され、ステップＳ２０３へ進む。
ステップＳ２０３では、連続モードにおける駆動周波数ｆを、出力目標値ＰO *に対応する周波数ｆ*に近づけるように、予め定めた算出式等を用いて駆動周波数ｆが求められる。そして、ステップＳ２０４に進んで、算出された駆動周波数ｆと所定のデューティｄにて、主回路部２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が連続駆動される。 If the determination in step S202 is affirmative, the continuous mode is selected, and the process proceeds to step S203.
In step S203, the driving frequency f is obtained using a predetermined calculation formula or the like so that the driving frequency f in the continuous mode approaches the frequency f * corresponding to the output target value P O * . Then, in step S204, the switching elements Q1 to Q4 of the main circuit section 2 are continuously driven at the calculated driving frequency f and the predetermined duty d.

ステップＳ２０４が実施されると、次いで、ステップＳ２０５へ進む。
ステップＳ２０５、Ｓ２０６は、上記図９のステップＳ２～Ｓ４と同様の処理であり、非放電状態から放電状態への変化の判定を行う。具体的には、ステップＳ２０５において、今回の駆動周波数ｆで主回路部２を作動させたときに測定される電力値を、今回の入力電力ＰIとして読み込み、前回の入力電力ＰI_PREを減算して、電力変化量ΔＰIを得る。 After step S204 is performed, the process proceeds to step S205.
Steps S205 and S206 are the same processes as steps S2 to S4 in FIG. 9, and determine whether the non-discharging state has changed to the discharging state. Specifically, in step S205, the power value measured when the main circuit section 2 is operated at the current drive frequency f is read as the current input power PI, and the previous input power PI_PRE is subtracted. to obtain the power variation ΔP I .

ステップＳ２０６では、得られた電力変化量ΔＰIを、予め定められた閾値Ｐthresと比較する。具体的には、電力変化量ΔＰIが、閾値Ｐthres以上となったか否かを判定する（すなわち、ΔＰI≧Ｐthres？）。ステップＳ２０６が肯定判定された場合には、非放電状態から放電状態への遷移に伴うステップ的な電力上昇と判定されて、ステップＳ２０７へ進む。ステップＳ２０６が否定判定された場合には、ステップＳ２０３へ戻って、以降のステップを繰り返す。 In step S206, the obtained power change amount ΔP I is compared with a predetermined threshold value Pthres. Specifically, it is determined whether or not the power change amount ΔP I is equal to or greater than the threshold value Pthres (that is, ΔP I ≧Pthres?). If the determination in step S206 is affirmative, it is determined that the power increases in a stepwise manner accompanying the transition from the non-discharging state to the discharging state, and the process proceeds to step S207. If the determination in step S206 is negative, the process returns to step S203 and repeats the subsequent steps.

ステップＳ２０７へ進んだ場合には、今回の駆動周波数ｆにおいて放電が開始したと判断し、放電開始時点における入力電力ＰIに基づいて、放電開始電力値Ｐfs0の設定値を更新する。
その後、ステップＳ２０２へ戻って、以降のステップを繰り返す。 If the process proceeds to step S207, it is determined that the discharge has started at the current drive frequency f, and the set value of the discharge start power value P fs0 is updated based on the input power P I at the start of discharge.
After that, the process returns to step S202 and repeats the subsequent steps.

ステップＳ２０２が否定判定された場合には、間欠モードが選択され、ステップＳ２０８へ進む（図１７の［１］参照）。ステップＳ２０８では、間欠モードにおける間欠率ｂを算出する（ｂ＝ＰO *／Ｐfs0）。次いで、ステップＳ２０９へ進んで、間欠モードの放電期間Ｔdisにおける駆動周波数ｆを、予め定めた算出式等を用いて求める。そして、ステップＳ２１０に進んで、算出された駆動周波数ｆと間欠率ｂと所定のデューティｄにて、主回路部２のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４が連続駆動される。 If the determination in step S202 is negative, the intermittent mode is selected, and the process proceeds to step S208 (see [1] in FIG. 17). In step S208, the intermittent rate b in the intermittent mode is calculated (b=P O * /P fs0 ). Next, in step S209, the driving frequency f in the discharge period Tdis in the intermittent mode is obtained using a predetermined calculation formula or the like. Then, proceeding to step S210, the switching elements Q1 to Q4 of the main circuit section 2 are continuously driven at the calculated driving frequency f, intermittent rate b, and predetermined duty d.

ステップＳ２１０が実施されると、次いで、ステップＳ２１１へ進む。
ステップＳ２１１、Ｓ２１２は、上記図１６のステップＳ２０５、Ｓ２０６と同様の処理であり、非放電状態から放電状態への変化の判定を行う。具体的には、ステップＳ２１１において、今回の駆動周波数ｆによる入力電力ＰIを読み込み、前回の入力電力ＰI_PREを減算して、電力変化量ΔＰIを得る。 After step S210 is performed, the process proceeds to step S211.
Steps S211 and S212 are similar to steps S205 and S206 in FIG. 16, and determine whether the non-discharging state has changed to the discharging state. Specifically, in step S211, the input power P I at the current driving frequency f is read, and the previous input power P I_PRE is subtracted to obtain the power change amount ΔP I .

ステップＳ２１２では、得られた電力変化量ΔＰIが、閾値Ｐthres以上となったか否かを判定する（すなわち、ΔＰI≧Ｐthres？）。ステップＳ２１２が肯定判定された場合には、放電開始に伴うステップ的な電力上昇と判定され、ステップＳ２１３へ進む。ステップＳ２１２が否定判定された場合には、ステップＳ２０２へ戻って、以降のステップを繰り返す（図１７の［２］参照）。 In step S212, it is determined whether or not the obtained power change amount ΔP I is greater than or equal to the threshold value Pthres (that is, ΔP I ≧Pthres?). If the determination in step S212 is affirmative, it is determined that there is a stepwise power increase due to the start of discharge, and the process proceeds to step S213. If a negative determination is made in step S212, the process returns to step S202 and the subsequent steps are repeated (see [2] in FIG. 17).

ステップＳ２１３へ進んだ場合には、今回の駆動周波数ｆにおいて放電が開始したと判断し、放電開始時点における入力電力ＰIに基づいて、放電開始電力値Ｐfs0の設定値を更新する。その後、ステップＳ２０２へ戻って、以降のステップを繰り返す。 When proceeding to step S213, it is determined that discharge has started at the current drive frequency f, and the set value of the discharge start power value P fs0 is updated based on the input power P I at the start of discharge. After that, the process returns to step S202 and the subsequent steps are repeated.

本形態の共振インバータ装置１によれば、制御部３による通常の電力制御フローの中で、放電開始電力設定部３０による放電開始電力値Ｐfs0を更新することができる。 According to the resonance inverter device 1 of this embodiment, the discharge start power value P fs0 by the discharge start power setting unit 30 can be updated in the normal power control flow by the control unit 3 .

以上のように、上記各実施形態によれば、放電開始時の共振特性の変化を利用して、放電開始電力値Ｐfs0の自動設定・更新が可能になる。そして、間欠モードにおける少量のオゾン量の要求に対しても、環境変化等の影響を抑制しながら、効率よい制御が可能な共振インバータ装置１を実現することができる。 As described above, according to each of the above-described embodiments, it is possible to automatically set and update the discharge start power value P fs0 by using the change in the resonance characteristics at the start of discharge. Then, it is possible to realize the resonance inverter device 1 capable of efficient control while suppressing the influence of environmental changes and the like even for a request for a small amount of ozone in the intermittent mode.

本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。例えば、上記各実施形態では、共振インバータ装置１を車両に搭載したが、これに限るものではなく、車両搭載用以外の用途に用いてももちろんよい。また、主回路部２のインバータ回路２０やトランスＴの構成等は、上記各形態に記載したものに限らず、他の構成を採用してもよい。 The present invention is not limited to the above embodiments, and can be applied to various embodiments without departing from the scope of the invention. For example, in each of the above-described embodiments, the resonance inverter device 1 is mounted on a vehicle, but it is not limited to this, and may of course be used for purposes other than mounting on a vehicle. Moreover, the configurations of the inverter circuit 20 and the transformer T of the main circuit section 2 are not limited to those described in the above embodiments, and other configurations may be employed.

Ｂ 直流電源
Ｑ１～Ｑ４ スイッチング素子
ＰI 入力電力
ＰO 出力電力
１ 共振インバータ装置
１０ 放電負荷
２ 主回路部
２０ インバータ回路
３ 制御部
３０ 放電開始電力設定部 B DC power supply Q1 to Q4 switching element P I input power P O output power 1 Resonance inverter device 10 Discharge load 2 Main circuit section 20 Inverter circuit 3 Control section 30 Discharge starting power setting section

Claims (8)

交流の出力電圧（ＶO）を放電負荷（１０）に供給し放電発生により出力電力（ＰO）を生じさせる共振インバータ装置（１）であって、
直流電源（Ｂ）に電気的に接続されたスイッチング素子（Ｑ１～Ｑ４）を備え、上記スイッチング素子のオンオフ動作により、上記直流電源から供給される直流電圧（ＶB）を、上記出力電圧に変換する主回路部（２）と、
上記スイッチング素子をオンオフ動作させて、上記出力電力がその目標値である出力目標値（ＰO*）に近づくように制御する制御部（３）と、を備え、
上記制御部は、上記出力目標値と、上記放電負荷に放電を発生可能な下限電力である放電開始電力値（Ｐfs0）とに基づいて、上記スイッチング素子を連続駆動する連続モードと、上記スイッチング素子を間欠駆動する間欠モードとを切り替え可能に構成されており、かつ、
上記スイッチング素子の駆動周波数（ｆ）を変調させたときの測定電力変化から、上記放電負荷の放電開始を判別し、放電開始時点における測定電力に基づいて、上記放電開始電力値を設定又は更新する、放電開始電力設定部（３０）を有している、共振インバータ装置。 A resonant inverter device (1) that supplies an AC output voltage (V O ) to a discharge load (10) and generates an output power (P O ) by generating a discharge,
A switching element (Q1 to Q4) electrically connected to a DC power supply (B) is provided, and the DC voltage (V B ) supplied from the DC power supply is converted into the output voltage by the on/off operation of the switching element. a main circuit section (2) for
a control unit (3) that turns on and off the switching element and controls the output power so that it approaches a target output value ( PO *),
Based on the output target value and a discharge start power value (P fs0 ), which is the lower limit power at which discharge can occur in the discharge load, the control unit controls a continuous mode in which the switching element is continuously driven, and the switching It is configured to be switchable between an intermittent mode for intermittently driving the element, and
The discharge start of the discharge load is determined from the measured power change when the driving frequency (f) of the switching element is modulated, and the discharge start power value is set or updated based on the measured power at the start of discharge. , a resonance inverter device having a discharge starting power setting unit (30). 入力電力（ＰI）を測定する入力電力測定部（４）を、さらに備え、
上記放電開始電力設定部は、上記スイッチング素子の上記駆動周波数を変調したときの、上記入力電力測定部の測定値のステップ的な変化から、上記放電負荷が非放電状態から放電状態へ転じる上記放電開始時点を判別する、請求項１に記載の共振インバータ装置。 further comprising an input power measurement unit (4) that measures the input power (P I ),
The discharge start power setting unit is adapted to change the discharge load from a non-discharge state to a discharge state from a stepwise change in the measured value of the input power measurement unit when the drive frequency of the switching element is modulated. 2. The resonant inverter device of claim 1, wherein a start time is determined. 上記放電開始電力設定部は、上記スイッチング素子の上記駆動周波数を、高周波側から低周波側へ掃引したときの周波数変化に対する上記測定値の変化量（ΔＰ）が、閾値（Ｐthres）以上となった時点を、上記放電開始時点とする、請求項２に記載の共振インバータ装置。 The discharge starting power setting unit determines that the amount of change (ΔP) in the measured value with respect to the frequency change when the driving frequency of the switching element is swept from the high frequency side to the low frequency side is equal to or greater than a threshold (Pthres). 3. The resonant inverter device according to claim 2, wherein the time point is the discharge start time point. 上記制御部は、
上記出力目標値が上記放電開始電力値と同じかより大きいときには、上記連続モードを選択して、上記主回路部から上記出力目標値が出力されるように制御し、
上記出力目標値が上記放電開始電力値よりも小さいときには、上記間欠モードを選択し、上記スイッチング素子を駆動して上記放電負荷に放電を発生させる放電期間（Ｔdis）と、上記スイッチング素子を駆動しない停止期間（Ｔstop）とを交互に行うと共に、上記放電期間において、上記放電開始電力値が出力されるように制御する、請求項１～３のいずれか１項に記載の共振インバータ装置。 The control unit is
when the output target value is equal to or greater than the discharge starting power value, selecting the continuous mode and controlling the main circuit unit to output the output target value;
When the output target value is smaller than the discharge start power value, the intermittent mode is selected, a discharge period (Tdis) during which the switching element is driven to generate discharge in the discharge load, and the switching element is not driven. 4. The resonant inverter device according to claim 1, wherein the stop period (Tstop) is alternately performed, and control is performed so that the discharge start power value is output during the discharge period. 上記制御部は、上記放電開始電力値又は上記出力目標値に基づいて、上記スイッチング素子の上記駆動周波数を設定する周波数制御部（３１）と、
上記間欠モードにおいて、上記放電期間と上記停止期間とを合わせた間欠周期（Ｔburst）に対する上記放電期間の割合（Ｔdis／Ｔburst）である間欠率（ｂ）を設定する、間欠率制御部（３２）とを、さらに有しており、
上記間欠率制御部において、上記間欠率は、上記出力目標値と上記放電開始電力値との比率として下記式（１）から算出される、請求項４に記載の共振インバータ装置。
ｂ＝ＰO*／Ｐfs0・・・（１） The control unit includes a frequency control unit (31) that sets the driving frequency of the switching element based on the discharge starting power value or the output target value;
In the intermittent mode, an intermittent rate control section (32) for setting an intermittent rate (b), which is a ratio (Tdis/Tburst) of the discharge period to an intermittent period (Tburst) including the discharge period and the stop period. and further having
5. The resonant inverter device according to claim 4, wherein in said intermittency rate control section, said intermittence rate is calculated from the following formula (1) as a ratio between said output target value and said discharge starting power value.
b=P o */P fs0 (1) 上記制御部は、上記放電負荷の駆動を開始又は停止するときに、上記放電開始電力設定部を作動させて、上記放電開始電力値の設定又は更新を実施する、請求項１～５のいずれか１項に記載の共振インバータ装置。 6. The control unit according to any one of claims 1 to 5, wherein when starting or stopping driving of the discharge load, the control unit operates the discharge start power setting unit to set or update the discharge start power value. 2. The resonant inverter device of claim 1. 上記制御部は、上記放電負荷を駆動するための電力制御動作中に、上記放電開始電力設定部を作動させて、上記放電開始電力値の設定又は更新を実施する、請求項１～５のいずれか１項に記載の共振インバータ装置。 6. The control unit operates the discharge starting power setting unit to set or update the discharge starting power value during a power control operation for driving the discharge load. 2. The resonant inverter device according to claim 1. 上記制御部は、設定された上記駆動周波数にて、上記スイッチング素子を駆動した後に、上記放電開始電力設定部において、上記放電負荷の放電開始の判別を行い、前回からの測定電力変化に基づいて上記放電開始時点と判断されたときに、上記放電開始電力値を更新する、請求項７に記載の共振インバータ装置。 After driving the switching element at the set drive frequency, the control unit determines whether or not the discharge load starts discharging in the discharge start power setting unit, and determines whether the discharge load starts discharging based on the measured power change from the previous time. 8. The resonant inverter device according to claim 7, wherein said discharge start power value is updated when said discharge start time is determined.
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