JP7168240B2 - Power converters, power generation systems, power transfer systems, load systems, and power transmission and distribution systems - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換システム、電力変換装置、電力変換方法、発電システム、有効電力授受システム、電力系統、電力授受システム、負荷システム及び送配電システムに関する。 The present invention relates to a power conversion system, a power converter, a power conversion method, a power generation system, an active power transfer system, a power grid, a power transfer system, a load system, and a power transmission and distribution system.
再生可能エネルギーとして風力や太陽光などが注目されている。風力や太陽光を利用して発電する発電装置では、パワーコンディショナーと呼ばれる電力変換システムで発電された直流電力を交流電力に変換して電力系統に出力している。例えば、太陽光発電用の電力変換システムには、昇圧チョッパ及びコンバータが備えられ、発電された直流電圧を、電力変換システムから出力しようとする交流波形の波高値以上に昇圧チョッパで昇圧し、昇圧された直流電圧を所定の交流波形にコンバータで整形している。このとき、コンバータが、系統電圧と大略同じ電圧で、位相が異なる交流電圧を出力することで、電力系統に発電装置で発電された電力を供給できる。 Wind power, solar power, and the like are attracting attention as renewable energy. A power generator that generates power using wind power or sunlight converts DC power generated by a power conversion system called a power conditioner into AC power and outputs the AC power to a power system. For example, a power conversion system for photovoltaic power generation is provided with a boost chopper and a converter. The converted DC voltage is shaped into a predetermined AC waveform by a converter. At this time, the converter outputs an AC voltage that is substantially the same voltage as the system voltage but has a different phase, so that the electric power generated by the power generator can be supplied to the power system.
しかしながら、従来の電力変換システムでは、系統電圧、系統電圧の位相に加えて、コンバータの直流電圧等を制御していた。そのため、コンバータでの交流電圧の制御が複雑であり、系統電圧が変化したときに、変化した系統電圧にコンバータの出力する交流電圧が追随するのに時間がかかる。そのため、例えば、電力系統に事故が生じ、系統電圧が急激に低下した場合は、電力変換システムの出力電圧と、系統電圧との間の電位差が大きくなり、電力変換システムに過電流が流れてしまい、電力変換システムが停止もしくは故障する恐れがある。このように従来の電力変換システムには、系統事故や瞬時電力低下などの外乱に対する耐性が低く、ロバスト性が低いという問題があった。 However, in the conventional power conversion system, in addition to the system voltage and the phase of the system voltage, the DC voltage of the converter and the like are controlled. Therefore, control of the AC voltage in the converter is complicated, and when the system voltage changes, it takes time for the AC voltage output from the converter to follow the changed system voltage. Therefore, for example, if an accident occurs in the power system and the system voltage drops suddenly, the potential difference between the output voltage of the power conversion system and the system voltage increases, causing an overcurrent to flow through the power conversion system. , the power conversion system may stop or fail. As described above, conventional power conversion systems have the problem of low resistance to disturbances such as system failures and instantaneous power drops, and low robustness.
また、従来の電力変換装置では、系統電圧、系統電圧の位相に加えて、コンバータの直流電圧等を制御していた。そのため、コンバータでの交流電圧の制御が複雑であり、コンバータの出力を制御するのに時間がかかる。特に、系統電圧の位相検出のために、PLL(Phase Locked Loop)やDFT(Discrete Fourier transform)を用いた位相検出処理を行っているので、位相検出に5ms以上の時間がかかり、コンバータの出力を制御するのに時間がかかる。そのため、例えば、系統電圧の位相が急激に変化した場合は、コンバータの出力が系統電圧の変化に追従できず、電力変換装置の出力電圧と、系統電圧との間の差電圧が大きくなり、電力変換装置に過電流が流れてしまい、電力変換装置が停止もしくは故障する恐れがある。このように従来の電力変換装置には、系統電圧の位相跳躍などの外乱に対する耐性が低く、ロバスト性が低いという問題があった。 Further, in the conventional power converter, in addition to the system voltage and the phase of the system voltage, the DC voltage of the converter and the like are controlled. Therefore, control of the AC voltage in the converter is complicated, and it takes time to control the output of the converter. In particular, phase detection processing using PLL (Phase Locked Loop) and DFT (Discrete Fourier transform) is performed to detect the phase of the system voltage. Takes time to control. Therefore, for example, when the phase of the system voltage changes abruptly, the output of the converter cannot follow the change in the system voltage, and the difference voltage between the output voltage of the power converter and the system voltage increases, An overcurrent may flow through the converter, causing the power converter to stop or malfunction. As described above, the conventional power converter has a problem of low resistance to disturbance such as a phase jump of the system voltage and low robustness.
そこで、本発明は、上記のような問題に鑑みてなされたものであり、ロバスト性の高い電力変換システム、電力変換装置、電力変換方法、発電システム、有効電力授受システム、電力系統、電力授受システム、負荷システム及び送配電システムを提供することを目的とする。 Accordingly, the present invention has been made in view of the problems as described above, and includes a highly robust power conversion system, a power conversion device, a power conversion method, a power generation system, an active power transfer system, a power system, and a power transfer system. , load systems and power transmission and distribution systems.
本発明による電力変換装置は、連系インピーダンスを介して交流電圧源に接続された電力変換装置であって、所定交流電圧を出力する変換器と、前記交流電圧源の電圧を検出する電源電圧検出器と、前記変換器を制御する制御部とを備え、前記制御部は、検出した前記電圧に基づく電圧成分と、検出した前記電圧から位相がずれた電圧とに基づいて、前記変換器を制御する。A power conversion device according to the present invention is a power conversion device connected to an AC voltage source via a grid impedance, comprising: a converter for outputting a predetermined AC voltage; and a power supply voltage detector for detecting the voltage of the AC voltage source. and a controller for controlling the converter, wherein the controller controls the converter based on a voltage component based on the detected voltage and a voltage out of phase with the detected voltage. do.
本発明による電力変換装置は、前記制御部が、検出した前記電圧に基づく電圧成分と、検出した前記電圧をq倍(qは実数)した無効成分用電圧と、検出した前記電圧から位相が(2n-1)・90度(nは1以上の正の整数)ずれた電圧をd倍(dは実数)した有効成分用電圧との和電圧を、前記変換器に出力させる。In the power converter according to the present invention, the control unit controls a voltage component based on the detected voltage, a reactive component voltage obtained by multiplying the detected voltage by q (q is a real number), and a phase from the detected voltage ( 2n−1)·90 degrees (n is a positive integer equal to or greater than 1), and the sum of the voltage shifted by d times (d is a real number) and the active component voltage is output from the converter.
本発明による電力変換装置は、前記dの値が負の実数である。In the power converter according to the present invention, the value of d is a negative real number.
本発明による電力変換装置は、前記電源電圧検出器が、前記連系インピーダンスの前記交流電圧源側の電圧を検出し、前記制御部は、検出した前記電圧に基づく電圧成分と、検出した前記電圧の1/4周期遅れの電圧とに基づいて、前記変換器を制御するための電圧指令を演算する出力電圧指令生成部を有する。In the power converter according to the present invention, the power supply voltage detector detects the voltage of the interconnection impedance on the AC voltage source side, and the control unit detects a voltage component based on the detected voltage and the detected voltage and an output voltage command generator for calculating a voltage command for controlling the converter based on the voltage delayed by 1/4 period of the voltage.
本発明による電力変換装置の前記出力電圧指令生成部は、1/4周期遅れの前記電圧に、負の実数を積算する。The output voltage command generation unit of the power conversion device according to the present invention integrates the voltage delayed by 1/4 period by a negative real number.
本発明による電力変換装置では、前記変換器が出力する前記所定交流電圧は、前記連系インピーダンスのインピーダンス(単位法表示)に1を加算した値を、検出した前記電圧に乗算して得られた電圧値以下である。In the power conversion device according to the present invention, the predetermined AC voltage output by the converter is obtained by multiplying the detected voltage by a value obtained by adding 1 to the impedance (unit system display) of the interconnection impedance voltage value or less.
本発明による電力変換装置は、前記q及び前記dのリミッタ値が、前記qと前記dの二乗和の平方根が前記連系インピーダンスのインピーダンス(単位法表示)と等しいという関係に基づいて定められる。In the power converter according to the present invention, the limiter values of q and d are determined based on the relationship that the square root of the sum of the squares of q and d is equal to the interconnection impedance (expressed in units).
本発明による電力変換装置の前記制御部は、前記電源電圧検出器で検出した前記電圧と、実際の前記交流電圧源の前記電圧との位相のずれを補償する補償電圧を算出する。The control unit of the power converter according to the present invention calculates a compensation voltage that compensates for a phase shift between the voltage detected by the power supply voltage detector and the actual voltage of the AC voltage source.
本発明による電力変換装置の前記制御部は、前記連系インピーダンスでの電圧降下分の電圧を補償する補償電圧を算出する。The control unit of the power converter according to the present invention calculates a compensation voltage for compensating for the voltage for the voltage drop in the interconnection impedance.
本発明による電力変換装置の前記制御部は、検出した前記電圧に基づく電圧成分と、検出した前記電圧から位相がずれた電圧をd倍(dは実数)した遅れ電圧との和電圧を、前記変換器に出力させ、検出した前記電圧と前記遅れ電圧との位相のずれに基づいて、出力する無効電力及び有効電力を制御する。The control unit of the power conversion device according to the present invention generates a sum voltage of a voltage component based on the detected voltage and a delayed voltage obtained by multiplying a voltage phase-shifted from the detected voltage by d (d is a real number), as described above. A converter is caused to output, and reactive power and active power to be output are controlled based on the detected phase shift between the voltage and the lag voltage.
本発明による電力変換装置では、検出した前記電圧から位相がずれた電圧は、検出した前記電圧を微分して実数倍することで算出される。In the power converter according to the present invention, the voltage out of phase with the detected voltage is calculated by differentiating the detected voltage and multiplying the result by a real number.
本発明による電力変換装置は、検出した前記電圧を微分し、微分した前記電圧と前記連系インピーダンスのインダクタンス値の積と、検出した前記電圧と前記連系インピーダンスの抵抗値の積とを加算する演算手段を備える。The power converter according to the present invention differentiates the detected voltage, and adds the product of the differentiated voltage and the inductance value of the interconnection impedance and the product of the detected voltage and the resistance value of the interconnection impedance. A calculation means is provided.
本発明によれば、検出した交流電圧源の電圧に基づく電圧を変換器に出力させるので、電力変換システムの出力電圧が交流電圧源の変動に追従でき、電力変換システムに過電流が流れ、電力変換システムが破壊されることを抑制できるので、外乱に強く、ロバスト性の高い電力変換システム及び電力変換方法を提供できる。 According to the present invention, since the voltage based on the detected voltage of the AC voltage source is output to the converter, the output voltage of the power conversion system can follow the fluctuations of the AC voltage source, and an overcurrent flows in the power conversion system. Since destruction of the conversion system can be suppressed, it is possible to provide a power conversion system and a power conversion method that are resistant to disturbances and have high robustness.
本発明によれば、第1変換器が交流電圧源の電圧に基づいた第1所定電圧を出力し、第1所定電圧と第2所定電圧とに基づいた交流電圧を交流電圧源に出力するようにし、第1制御装置が第1所定電圧を出力させればよいので、交流電圧源の電圧が急激に低下した場合も、第1所定電圧が電圧の急激な変化に追従して電力変換システムの出力電圧を低下できる。その結果、電力変換システムに過電流が流れ、電力変換システムが破壊されることを抑制できるので、外乱に強く、ロバスト性の高い電力変換システム及び電力変換方法を提供できる。 According to the present invention, the first converter outputs a first predetermined voltage based on the voltage of the AC voltage source, and outputs an AC voltage based on the first predetermined voltage and the second predetermined voltage to the AC voltage source. and the first control device outputs the first predetermined voltage. Therefore, even if the voltage of the AC voltage source suddenly drops, the first predetermined voltage follows the sudden change in the voltage and the power conversion system Output voltage can be lowered. As a result, it is possible to prevent overcurrent from flowing through the power conversion system and destroying the power conversion system, so that it is possible to provide a power conversion system and a power conversion method that are resistant to external disturbances and have high robustness.
さらに、本発明によれば、交流電圧源の位相が大きく変化した場合も、検出した電圧に基づく電圧成分が交流電圧源の電圧に追従でき、当該電圧成分を含む変換器の出力電圧も、交流電圧源の電圧の位相の変化に追従できるので、交流電圧源の電圧と電力変換装置の出力電圧との間の差電圧が大きくなることを抑制できる。その結果、電力変換装置に過電流が流れ、電力変換装置が故障することを抑制できるので、外乱に強く、ロバスト性の高い電力変換装置を提供できる。 Furthermore, according to the present invention, even if the phase of the AC voltage source changes significantly, the voltage component based on the detected voltage can follow the voltage of the AC voltage source, and the output voltage of the converter containing the voltage component is also the AC voltage. Since it is possible to follow changes in the phase of the voltage of the voltage source, it is possible to suppress an increase in the voltage difference between the voltage of the AC voltage source and the output voltage of the power converter. As a result, it is possible to prevent an overcurrent from flowing through the power conversion device and cause the power conversion device to fail, so that a power conversion device that is resistant to external disturbances and has high robustness can be provided.
1.第1実施形態
本発明の第1実施形態を、図1から図7を参照して説明する。1. First Embodiment A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 7. FIG.
(1)本発明の第1実施形態の電力変換システムの全体構成
図1に示すように、電力変換システム1は、第1変換器2と、第2変換器3と、第1変換器2の動作を制御する第1制御装置4と、第2変換器3の動作を制御する第2制御装置5と、後述する第1変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧(直流コンデンサ電圧)を検出するコンデンサ電圧検出器10と、交流電圧源としての電力系統の電圧を測定する電源電圧検出器11とを備えている。電力変換システム1は、例えば、風力発電装置や太陽光発電装置などの有効電力源7が第1変換器2の正側入力端子Pと負側入力端子Nとに接続されて、直流電圧が有効電力源7から正側入力端子Pと負側入力端子Nとの間に供給される。(1) Overall configuration of the power conversion system of the first embodiment of the present invention As shown in FIG. 1, the
電力変換システム1は、入力された直流電力を交流電力に変換し、電力系統に供給する。このとき、電力変換システム1は、電力変換システム1と電力系統の間に電位差を生じさせる。その結果、電力変換システム1から電力系統に電位差に応じた電流が流れ、電力変換システム1から電力系統へ、すなわち、有効電力源7から電力系統に有効電力が出力される。コンデンサ電圧検出器10は、正側入力端子Pと負側入力端子Nに接続され、コンデンサ電圧として、正側入力端子P及び負側入力端子N間の電圧を検出し、検出した電圧を第2制御装置5に送出する。電源電圧検出器11は、電力変換システム1と、電力系統との連系点に設けられている。電源電圧検出器11は、系統電圧として電力系統のR相、S相、T相の連系点電圧を検出し、検出した各相の電圧を第1制御装置4に送出する。電源電圧検出器11は、図示しない配線によって第2制御装置5にも接続されており、検出した連系点電圧を第2制御装置5に送出する。
The
第1変換器2は、正側入力端子Pと、負側入力端子Nと、第1変換部21と、コンデンサ20とを備え、3相フルブリッジ回路構成をしている。コンデンサ20は、正側入力端子Pと負側入力端子Nとに直接接続されており、有効電力源7から供給された直流電力によって充電される。第1変換部21は、コンデンサ20のコンデンサ電圧(例えば、V1)を、電力系統の交流電圧に大略等しい第1所定電圧に変換し、電力系統の交流電圧に大略等しい交流相電圧を出力する。本実施形態の場合、第1変換部21は、R相第1変換部21Rと、S相第1変換部21Sと、T相第1変換部21Tとからなり、三相交流の電力系統のR相、S相、T相にそれぞれ対応した電圧に変換できる。なお、コンデンサ20として、電力系統の電圧のピーク値よりも高い定格電圧のコンデンサを用いる。
The
R相第1変換部21Rと、S相第1変換部21Sと、T相第1変換部21Tは、同じ構成であるので、代表してR相第1変換部21Rについて説明する。R相第1変換部21Rは、ハイサイドスイッチ22Hと、ローサイドスイッチ22Lと、出力端子23Rとを備えている。R相第1変換部21Rでは、ハイサイドスイッチ22Hとローサイドスイッチ22Lとが直列に接続され、ハイサイドスイッチ22Hとローサイドスイッチ22Lとの間の接続点に出力端子23Rが設けられている。R相第1変換部21Rのハイサイドスイッチ22H側が正側入力端子Pに接続され、R相第1変換部21Rのローサイドスイッチ22L側が負側入力端子Nに接続されている。
Since the R-phase
そのため、R相第1変換部21Rは、ハイサイドスイッチ22Hがオンでローサイドスイッチ22Lがオフのとき、出力端子23Rから正のコンデンサ電圧+V1を出力し、ハイサイドスイッチ22Hがオフでローサイドスイッチ22Lがオンのとき、出力端子23Rから負のコンデンサ電圧-V1を出力する。このように、R相第1変換部21Rは、ハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lのオンとオフを切り替えることで、直流電圧を交流電圧に変換する。
Therefore, when the high-
図2Aに示すように、ハイサイドスイッチ22H、ローサイドスイッチ22Lは、例えば、IGBTなどでなるスイッチング素子24と、還流ダイオード25とでなる。ハイサイドスイッチ22H、ローサイドスイッチ22Lは、スイッチング素子24の正側(IGBTのコレクタ)と還流ダイオード25の負側とが接続され、スイッチング素子24の負側(IGBTのエミッタ)と還流ダイオード25の正側とが接続された、スイッチング素子24及び還流ダイオード25が逆並列に接続された構成である。
As shown in FIG. 2A, the high-
このように、ハイサイドスイッチ22H、ローサイドスイッチ22Lは、スイッチング素子24及び還流ダイオード25を逆並列に接続することで、ハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lの負側から正側に電圧が印加されたとき、還流ダイオード25に電流が流れるようにし、スイッチング素子24であるIGBTのエミッタからコレクタに電流が流れることを防止して、IGBTを保護できる。
In this manner, the high-
再び図1に戻り、第1制御装置4は、R相第1変換部21R、S相第1変換部21S、及び、T相第1変換部21Tのハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lに図示しない配線で接続されており、ハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lのオン・オフを制御する。本実施形態では、第1制御装置4は、Pulse Width Modulation(PWM:パルス幅変調)制御によるハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lのオン・オフの切り替えにより、R相第1変換部21R、S相第1変換部21S、及び、T相第1変換部21Tの出力端子23R、23S、23Tから出力されるコンデンサ電圧を、ハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lのオンの時間に対応した電圧に変換する。第1制御装置4は、コンデンサ電圧をPWM制御により変換して第1所定電圧を出力し、第1変換器2の出力電圧を連系点電圧に追従させる。
Returning to FIG. 1 again, the
本実施形態では、第1制御装置4は、電源電圧検出器11からR相、S相、T相の電圧を受け取ると、それを電圧指令値として、R相第1変換部21R、S相第1変換部21S、及び、T相第1変換部21Tの出力電圧を制御するためのPWM制御を行う。なお、電源電圧検出器11からの電圧を比例倍や一次遅れを補償する演算をして、出力電圧指令R相Vref1、S相Vref1、T相Vref1に変換してもよい。この場合、電源電圧検出器11での電圧検出に伴う一次遅れを1/(T1s+1)と表すこととすると、1/(T1s+1)に補正項(T1s+1)/(T2s+1)をかけることで一次遅れの影響を軽減できる(但し、sはラプラス演算子、T1>>T2である)。この場合、電源電圧検出器11と第1制御装置4との間に、伝達関数が(T1s+1)/(T2s+1)の補償要素を挿入する。In the present embodiment, when the
その後、第1制御装置4は、出力電圧指令R相Vref1、S相Vref1、T相Vref1に応じてR相第1変換部21R、S相第1変換部21S、及び、T相第1変換部21Tのハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22L(より具体的にはIGBTのゲート)をオン・オフ制御するためのゲートパルスをスイッチ毎に生成し、対応するR相第1変換部21R、S相第1変換部21S、及び、T相第1変換部21Tのハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lにゲートパルスを出力する。ゲートパルスR相gconv1、S相gconv1、T相gconv1は、出力電圧指令R相Vref1、S相Vref1、T相Vref1を変調波として、公知のパルス幅変調(PWM)により生成される。After that, the
第1制御装置4は、ゲートパルスにより、R相第1変換部21R、S相第1変換部21S、及び、T相第1変換部21Tのハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lがオン・オフ制御される。第1制御装置4は、R相第1変換部21R、S相第1変換部21S、及び、T相第1変換部21Tでのハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lのオン・オフの切り替えにより、コンデンサ20のコンデンサ電圧を、電力系統の電圧に基づいた第1所定電圧に変換する。このようにして、第1制御装置4は、R相第1変換部21R、S相第1変換部21S、及び、T相第1変換部21Tの出力端子23R、23S、23Tから、電力系統のR相、S相、T相と大略等しい交流電圧を出力する。
The
第2変換器3は、R相第2変換部31Rと、R相第2変換部31Rに接続されたコンデンサ30Rと、S相第2変換部31Sと、S相第2変換部31Sに接続されたコンデンサ30Sと、T相第2変換部31Tと、T相第2変換部31Tに接続されたコンデンサ30Tとを備え、R相第2変換部31R、S相第2変換部31S、及び、T相第2変換部31Tが電気的に独立した構成となっている。第2変換器3は、電力変換システム1が任意の電流もしくは電力を電力系統に出力するのに必要な電力変換システム1の出力電圧と、連系点電圧との差電圧(第2所定電圧)を出力する。コンデンサ30R、30S、30Tは、第2所定電圧よりも高い定格電圧のコンデンサを選定すればよく、後述する目標出力電圧に基づいて、適宜選定できる。本実施形態では、コンデンサ30R、30S、30Tは、同じコンデンサを用いることを想定している。なお、本実施形態では、第1所定電圧は、第1変換器2の正側入力端子Pと負側入力端子Nとの平均電位を基準電位とした電圧である。第2所定電圧は、第1変換器2の出力端子23R、23S、23Tに接続された第2変換器3の端子32RI、32SI、32TIを基準とした電圧である。
The
R相第2変換部31Rについて、図2Bを参照して説明する。R相第2変換部31Rは、ハイサイドスイッチ33IH、33OHと、ローサイドスイッチ33IL、33OLとを備えている。R相第2変換部31Rは、ハイサイドスイッチ33IH及びローサイドスイッチ33ILが直列に接続され、ハイサイドスイッチ33OH及びローサイドスイッチ33OLが直列に接続されており、これらが並列に接続された構成をしている。R相第2変換部31Rは、ハイサイドスイッチ33IH及びローサイドスイッチ33ILの間の接続点に端子32RIを備え、端子32RIが入力側の端子とされて第1変換器2のR相第1変換部21Rの出力端子23Rに接続されている。R相第2変換部31Rは、ハイサイドスイッチ33OH及びローサイドスイッチ33OLの間の接続点に出力端子32ROを備えている。
The R-phase
本実施形態では、ハイサイドスイッチ33IH、33OHと、ローサイドスイッチ33IL、33OLは、第1変換器2のスイッチより電圧定格が低くても構わないので、GaNでなるFETやMOS-FETなどの高周波でもスイッチング損失の小さな低圧低損失スイッチング素子を用いることができる。このようにすることで、ハイサイドスイッチ33IH、33OHと、ローサイドスイッチ33IL、33OLのスイッチング周波数を上げることができ、後述する出力電圧指令への第2変換器3の出力電圧の応答をよくすることができる。さらに、R相第2変換部では、同期整流しているため、還流ダイオードを省略している。なお、ハイサイドスイッチ33IH、33OHと、ローサイドスイッチ33IL、33OLを、上記で説明したような、スイッチング素子と還流ダイオードを逆並列に接続した構成としてもよい。
In this embodiment, the high-side switches 33IH and 33OH and the low-side switches 33IL and 33OL may have a lower voltage rating than the switches of the
R相第2変換部31Rは、2レベルフルブリッジ回路構成の変換器であり、コンデンサ30Rのコンデンサ電圧を例えばV2とすると、ローサイドスイッチ33ILとハイサイドスイッチ33OHとがオンのとき端子32RIと出力端子32ROとの間に+V2を出力でき、ハイサイドスイッチ33IHとローサイドスイッチ33OLとがオンのとき端子32RIと出力端子32ROとの間に-V2を出力でき、他の場合は、端子32RIと出力端子32ROとの間の出力がゼロとなる。このようにR相第2変換部31Rは、±V2とゼロとの電圧を出力できる。S相第2変換部31S、T相第2変換部31Tも、R相第2変換部31Rと同様の構成である。なお、R相第2変換部31R、S相第2変換部31S、T相第2変換部31Tは、直列に接続された2つのスイッチと、コンデンサとが並列に接続された構成の双方向チョッパ回路構成の変換器とすることもできる。
The R-phase
再び図1に戻り、第2変換器3は、R相第2変換部31R、S相第2変換部31S、及び、T相第2変換部31Tの端子32RI、32SI、32TIが、R相第1変換部21R、S相第1変換部21S、及び、T相第1変換部21Tの出力端子23R、23S、23Tとそれぞれ接続されて、第1変換器2と電気的に直列に接続されている。そのため、正側入力端子Pと負側入力端子Nとの平均電位を基準電位としたときの第2変換器3の出力端子32RO、32SO、32TOの電位は、第1変換器2のR相第1変換部21R、S相第1変換部21S、T相第1変換部21Tの出力電圧と、上述のR相第2変換部31R、S相第2変換部31S、T相第2変換部31Tの出力電圧との合計電圧となり、電力変換システム1は合計電圧を出力する。第2変換器3は、R相第2変換部31R、S相第2変換部31S、及び、T相第2変換部31Tの出力端子32RO、32SO、32TOが、リアクトル(連系インピーダンスともいう)12R、12S、12Tを介して電力系統のR相、S相、T相にそれぞれ接続され、電力系統に接続されている。
Returning to FIG. 1 again, in the
第2制御装置5は、R相第2変換部31R、S相第2変換部31S、及び、T相第2変換部31Tの各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチに図示しない配線で接続されており、第2変換器3を制御する。第2制御装置5は、R相第2変換部31R、S相第2変換部31S、及び、T相第2変換部31Tの各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチのオン・オフを制御する。本実施形態では、第2制御装置5は、PWM制御による各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチのオン・オフの切り替えにより、端子32RI、32SI、32TIと出力端子32RO、32SO、32TOとの間に出力されるコンデンサ30R、30S、30Tのコンデンサ電圧を、ハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lのオンの時間に対応した電圧を変換する。第2制御装置5は、コンデンサ30R、30S、30Tのコンデンサ電圧をPWM制御により変換して、端子32RI、32SI、32TIと出力端子32RO、32SO、32TOとの間に第2所定電圧を出力させる。
The
第2制御装置5は、例えば、交流電流制御、有効電力制御、無効電力制御など従来の系統連系変換器の制御装置で行われている制御を行う。加えて、第2制御装置5は、他変換器の直流コンデンサ電圧制御、すなわち、第1変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧の制御を行う。交流電流制御、有効電力制御、無効電力制御については、従来の制御方法と同様なので説明は省略し、ここでは、直流コンデンサ電圧制御を中心に第2制御装置5の動作を説明する。
The
従来の系統連系変換器の制御装置は、当該制御装置が出力電圧を制御する変換器の直流コンデンサ制御を行っていたが、他の変換器の直流コンデンサ電圧制御は行っていなかった。これに対して本発明では、第2制御装置5が、他の変換器、すなわち第1変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧も制御する。コンデンサ20のコンデンサ電圧は、有効電力源7から電力変換システム1に流入する有効電力が、電力変換システム1から電力系統に流出する有効電力より大きければ、高くなる。一方、コンデンサ20のコンデンサ電圧は、有効電力源7から電力変換システム1に流入する有効電力が、電力変換システム1から電力系統に流出する有効電力より小さければ、低くなる。すなわち、電力変換システム1から電力系統に出力する有効電力を増減することで、電力変換システム1に流入する有効電力と電力変換システム1から流出する有効電力のバランスを変え、コンデンサ20のコンデンサ電圧を増減できる。具体的には、電力変換システム1から電力系統に流出する有効電力を小さくすることで、コンデンサ20のコンデンサ電圧を増加させることができ、電力変換システム1から電力系統に流出する有効電力を大きくすることで、コンデンサ20のコンデンサ電圧を減少させることができる。よって、電力系統と電力変換システム1の間で授受する有効電力を制御することにより該直流コンデンサ電圧を制御できる。
A control device for a conventional grid-connected converter performs DC capacitor control of a converter whose output voltage is controlled by the control device, but does not perform DC capacitor voltage control of other converters. In contrast, according to the invention, the
より具体的には、電力変換システム1では、第1変換器2の出力電圧である第1所定電圧が連系点電圧と等しくなるようにしているので、第2変換器3の出力電圧である第2所定電圧の大きさを制御する。電力変換システム1が出力する有効電力は第2変換器3が出力する電圧フェーザに大きく影響される。そこで、図3に示す任意相のフェーザを用いて説明する。第1変換器2と第2変換器3と連系インピーダンスとが直列に接続されているので、連系点電圧は、第1所定電圧と第2所定電圧と連系X電圧の和である(図1参照)。連系X電圧は、連系インピーダンスにかかる電圧である。この例では、第2所定電圧は、第1所定電圧より位相が90度遅れたベクトルに任意の実数を積算したベクトルである。電力変換システム1が有効電力を出力するには、第2所定電圧は、連系点電圧や第1所定電圧より位相を90度進める必要があるが、未来の電圧値を知ることはできない。そのため、本実施形態では、連系点電圧に対して位相が90度遅れた電圧を求め、位相が90度遅れた電圧に負の実数を積算することで、90度位相が進んだ電圧としている。すなわち、1/4周期前に検出した連系点電圧に負の実数を積算した電圧を第2所定電圧とすればよい。図3の例でも、位相が90度遅れた電圧に負の値を積算したベクトルを第2所定電圧として記載している。電力変換システム1が電力系統と授受する有効電力の量は、連系点電圧に対して、第2所定電圧の振幅を変えることにより調整できる。すなわち、第2所定電圧の振幅を変えることにより、電力変換システム1の出力電圧ベクトルと連系点電圧の位相差が変化して、有効電力を調整できる。
More specifically, in the
ここで、第1所定電圧は、電源電圧検出器11により検出された連系点電圧(系統電圧)の検出値と同じ電圧となるように制御されているので、理想的には連系点電圧と一緒である。したがって、連系インピーダンスにかかる電圧は、第2所定電圧の位相を反転させた電圧となる。本実施形態では、連系インピーダンスが理想的にはインダクタンスであるので、連系インピーダンスを流れる電流(電力変換システム1から電力系統へ流れる電流)は、連系X電圧から90度遅れた位相になる。
Here, since the first predetermined voltage is controlled to be the same voltage as the detected value of the interconnection point voltage (system voltage) detected by the power
このケースでは、電流フェーザと連系点電圧フェーザが反対の向きであり、電流が連系点電圧と同じ位相なので、電流と連系点電圧の積が連系点電圧から電力系統に供給される有効電力になる。よって、電流を増減することで、電力変換システム1から電力系統に流出する有効電力を増減できる。なお、第2変換器3の出力電圧からみると電流の位相は90度進んだ位相になり、電流の大きさは第2所定電圧を連系インピーダンスのインピーダンスで割った値となる。したがって、第2所定電圧を増減することにより、電流を増減でき、電力変換システム1と電力系統の間で授受する有効電力を制御できる。よって、第2制御装置5が、第2所定電圧を増減することで、電力変換システム1と電力系統の間で授受する有効電力を増減し、電力変換システム1に流入する有効電力と電力変換システム1から流出する有効電力とのバランスを調整し、第1変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧を制御できる。第2制御装置5は、コンデンサ電圧検出器10により検出したコンデンサ20のコンデンサ電圧に基づいて、第2所定電圧を決定し、第2変換器3に第2所定電圧を出力させる。このように、第2制御装置5は、第2所定電圧を調整することで、第1変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧を制御し、コンデンサ20のコンデンサ電圧をバランスさせる。
In this case, the current phasor and the tie-point voltage phasor are in opposite directions, and the current is in phase with the tie-point voltage, so the product of the current and the tie-point voltage is delivered to the grid from the tie-point voltage. becomes active power. Therefore, by increasing or decreasing the current, the active power that flows out from the
例えば、コンデンサ電圧検出器10により検出したコンデンサ電圧が所定値より高い場合は、第2制御装置5が、連系点電圧より90度位相が進んだ第2所定電圧を高くすることで、電流を大きくし、電力変換システム1から電力系統へ流出する有効電力を大きくして、電力変換システム1へ流入する有効電力より、電力変換システム1から流出する有効電力を大きくし、コンデンサ20のコンデンサ電圧を低下させる。コンデンサ電圧検出器10により検出したコンデンサ電圧が所定値より低い場合は、第2制御装置5が、連系点電圧より90度位相が進んだ第2所定電圧を低くすることで、電流を小さくし、電力変換システム1から電力系統へ流出する有効電力を小さくして、電力変換システム1から流出する有効電力より、電力変換システム1へ流入する有効電力を大きくし、コンデンサ20のコンデンサ電圧を上昇させる。
For example, when the capacitor voltage detected by the
また、コンデンサ電圧が所定値より低い場合、電力変換システム1が電力系統から有効電力を受け取ることによりコンデンサ20を充電し、第1変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧をバランスさせることができる。この場合、第2制御装置5が、連系点電圧に対して位相が90度遅れた電圧を求め、当該電圧に正の実数を積算した電圧を、第2変換器3に出力させる。すなわち、1/4周期前に検出した連系点電圧に正の実数を積算した電圧を第2所定電圧とすればよい。
Also, when the capacitor voltage is lower than the predetermined value, the
また、電力変換システム1は、電力系統に無効電力を授受することもでき、さらには、上記のようなコンデンサ電圧制御(有効電力の授受)をしつつ、無効電力を電力系統に授受することもできる。この場合は、有効電力を授受するための電圧成分(検出した連系点電圧の位相よりも90度遅れた位相の電圧成分や90度進んだ位相の電圧成分)に、無効電力を授受するための電圧成分を加算した第2所定電圧を第2変換器3から出力するようにする。無効電力を授受するための電圧成分は、検出した連系点電圧と同位相の電圧又は位相が180度ずれた電圧であり、検出した連系点電圧を実数倍して算出する。
In addition, the
このように、第2制御装置5は、第2所定電圧に含まれる、有効電力を授受するための電圧成分と無効電力を授受するための電圧成分の大きさ調整することで、電力変換システム1が電力系統との間で授受する有効電力及び無効電力の量を調整できる。よって、第2制御装置5は、有効電力を授受するための電圧成分、すなわち、検出した連系点電圧の位相よりも90度遅れた位相の電圧成分、又は、90度進んだ位相の電圧成分の大きさにより、第1変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧を制御する。なお、第2制御装置5は、従来のベクトル制御により第2変換器3が出力する有効電力を調整し、コンデンサ電圧をバランスさせたり、無効電力の量を調整できる。
In this way, the
一方、系統事故や瞬時電力低下など系統擾乱が生じたときに、電力変換システム1に過電流が流れること抑制するには、第2変換器3の出力電圧を制限する必要がある。第2変換器3の出力電圧を第1変換器2の出力電圧の1/4以下に制限するのが好ましい。特に、第2変換器3のコンデンサ30R、30S、30Tのコンデンサ電圧を制限すると確実に出力電圧を抑制できる。第2変換器3のコンデンサ30R、30S、30Tのコンデンサ電圧は、第1変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧のおおよそ1/4~1/20倍程度となるように設定するのが好ましい。
On the other hand, it is necessary to limit the output voltage of the
より具体的には、第2変換器3のコンデンサ電圧の第1変換器2のコンデンサ電圧に対する比Xは、連系インピーダンスと許容過電流レベルから設定するのが好ましい。ここで、Xは、X<連系インピーダンスのインピーダンス(但し、単位法表示)/過電流制限倍率を満足するように設定する。過電流制限倍率は、電力変換システム1に過電流が流れることをどの程度許容するかにより任意に設定できる値である。連系インピーダンスのインピーダンスは、本実施形態では、リアクトル12R、12S、12Tのインダクタンスの値である。後述のように、連系インピーダンスが変換器の場合は、その漏れインダクタンスがインピーダンスであり、単位法表示で0.05p.u.~0.2p.u.程度のことが多い。単位法表示は、連系インピーダンスのインピーダンス値を、連系インピーダンスにおいて基準電流が流れたときの電圧降下で表したものである。例えば、連系インピーダンスの値が0.1p.u.の場合は、基準電流が流れたときの電圧降下が0.1p.u.、すなわち、連系インピーダンスで10%の電圧降下があることを意味する。例えば、連系インピーダンスのインピーダンスを10%、過電流制限倍率は1.25倍とするとX=0.1p.u.×1.25倍=約1/8となる。
More specifically, the ratio X of the capacitor voltage of the
実際上、第2制御装置5が、コンデンサ20のコンデンサ電圧などに基づいた第2所定電圧を第2変換器3が出力するための出力電圧指令R相Vref2、S相Vref2、T相Vref2を算出する。具体的には、電力変換システム1が、任意の有効電力を出力したいときは、連系点電圧検出値に負の実数を積算した値を、1/4周期後に(検出時から連系点電圧の1/4周期に相当する時間後に)電圧指令値(出力電圧指令R相Vref2、S相Vref2、T相Vref2)とする。有効電力を受け取りたいときは、電圧検出値に正の実数を積算した値を1/4周期後に電圧指令値とする。一方、無効電力を授受したいときは、系統電圧検出値に実数を積算したものを電圧指令値とする。有効電力・無効電力のいずれも授受したいときは、前述の有効電圧入出力のための電圧指令値と無効電力入出力のための電圧指令値の和を電圧指令値とする。また、連系点電圧に積算する実数値は、コンデンサ20のコンデンサ電圧などに基づいて適宜調整できる。第2制御装置5は、出力電圧指令R相Vref2、S相Vref2、T相Vref2に応じてR相第2変換部31R、S相第2変換部31S、及び、T相第2変換部31Tの各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチをオン・オフ制御するためのゲートパルスをスイッチ毎に生成し、対応する各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチに送出する。ゲートパルスR相gconv2、S相gconv2、T相gconv2は、出力電圧指令R相Vref2、S相Vref2、T相Vref2を変調波として、公知のPWMにより生成される。In practice, the
なお、第2変換器3の電圧位相は、後述のように理想的には、連系インピーダンス(リアクトル12R、12S、12T)と逆向きの電圧位相となるので、第2変換器3単体が出力する電力は無効電力であり、各コンデンサ30R、30S、30Tの電圧は周期内変動を除いて、理想的には変化しない。したがって、第2変換器3の各コンデンサ30R、30S、30Tの電圧制御に必要な電力は微小であり、外部回路などからの供給が容易であり、電圧制御も容易である。
In addition, the voltage phase of the
前記ゲートパルスにより、各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチがオン・オフ制御される。第2制御装置5は、R相第2変換部31R、S相第2変換部31S、及び、T相第2変換部31Tでの各ハイサイドスイッチ及び各ローサイドスイッチのオン・オフの切り替えにより、第1変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧に応じて第2所定電圧、より具体的には連系点電圧より90度位相がずれた電圧成分を増減させ、コンデンサ電圧を適正な電圧に保つための第2所定電圧を出力させる。よって第2変換器3は、R相第2変換部31R、S相第2変換部31S、T相第2変換部31Tの端子32RI、32SI、32TIに、第1変換器2の出力端子23R、23S、23Tが接続されるので、R相第2変換部31R、S相第2変換部31S、T相第2変換部31Tの出力端子32RO、32SO、32TOから、第1所定電圧に第2所定電圧が加算された交流電圧を出力する。
Each high side switch and each low side switch are on/off controlled by the gate pulse. The
本実施形態では、第1変換器2から電力系統の連系点電圧と同じ第1所定電圧を出力し、第2変換器3で生成した第2所定電圧を第1所定電圧に加算して合計電圧を第2変換器3から出力し、リアクトル12R、12S、12Tを介して電力系統に電圧を出力するようにしている。そのため、連系点電圧と第1所定電圧が等しいので、リアクトル12R、12S、12Tの両端にかかる電圧(連系X電圧)は、第2所定電圧の逆位相となり、連系X電圧によってリアクトル12R、12S、12Tに電流が生じる。リアクトル12R、12S、12Tを交流電流が流れると、交流電流の位相が交流電圧に対して90度遅れるので、連系X電圧に対してリアクトル12R、12S、12Tを流れる電流の位相は90度遅れる。リアクトル12R、12S、12Tを流れる電流が第2変換器3を流れる電流となり、第2所定電圧が連系X電圧の逆位相であるので、第2変換器3を流れる電流は、上述のように第2所定電圧に対して位相が90度進んでいる。そのため、第2変換器3が出力する電力が理想的には無効電力となり、第2変換器3のコンデンサ30R、30S、30Tの電圧変動が生じない(但し、周期内変動は除く)。よって、理想的には、コンデンサ30R、30S、30Tのコンデンサ電圧を制御しなくてすみ、第2制御装置5による第2変換器3の制御を簡略化できる。測定遅れなどの影響により多少コンデンサ電圧変動が生じる場合も、極めて簡素な外部回路でコンデンサ電圧補償が可能である。
In this embodiment, the same first predetermined voltage as the interconnection point voltage of the electric power system is output from the
なお、本発明の電力変換システム1は、有効電力源7が第1変換器2から取り外されていても動作する。また、本発明の電力変換システム1は、3相平衡状態での動作に限定されるものではなく、3相不平衡状態であっても動作する。
Note that the
(2)第1実施形態の作用及び効果
以上の構成において、電力変換システム1は、リアクトル12R、12S、12T(連系インピーダンス)を介して電力系統(交流電圧源)に接続された電力系統の連系点電圧(電圧)を検出する電源電圧検出器11と、検出した連系点電圧に基づく交流電圧である第1所定電圧を出力する第1変換器2と、第1変換器2に接続され、第2所定電圧を出力する第2変換器3と、第1変換器2に第1所定電圧を出力させる第1制御装置4とを備え、第1所定電圧と第2所定電圧とに基づいた交流電圧を電力系統に出力するように構成した。(2) Actions and effects of the first embodiment In the above configuration, the
よって、電力変換システム1は、第1変換器2が連系点電圧に基づいた第1所定電圧を出力し、第1所定電圧と第2所定電圧に基づいた交流電圧を電力系統に出力するようにし、第1制御装置4が第1所定電圧を出力させればよいので、交流電圧源の電圧が急激に低下した場合も、第1所定電圧が電圧の急激な変化に追従して電力変換システム1の出力電圧を小さくできる。その結果、電力変換システム1に過電流が流れ、電力変換システムが故障することを抑制できるので、外乱に強く、ロバスト性の高い電力変換システムを提供できる。
Therefore, in the
さらに、電力変換システム1は、第2変換器3のコンデンサ30R、30S、30Tのコンデンサ電圧を、第1変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧の1/4~1/20程度にすることで、交流電圧源の電圧が急激に低下した場合も、連系点電圧との差電圧である第2変換器3の出力電圧が、連系点電圧に対して過大になることがなく、過電流の発生を抑制できる。
Furthermore, the
(3)第1実施形態の他の実施形態
なお、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、図1と同じ構成には同じ符号を付して示す図4に示す電力変換システム40のように、第1変換器2と、第2変換器46とを変圧器50によって直列に接続するようにしてもよい。電力変換システム40は、第1変換器2と、第2変換器46と、第1変換器2の動作を制御する第1制御装置4と、第2変換器の動作を制御する第2制御装置5と、コンデンサ電圧検出器10と、電源電圧検出器11と、連系インピーダンスとしての変圧器50とを備え、変圧器50を介して電力系統に連系されている。(3) Other Embodiments of the First Embodiment The present invention is not limited to the above-described embodiments, and various modifications are possible within the scope of the present invention. For example, the
以下では、電力変換システム1とは異なる構成を中心に説明する。電力変換システム40では、第1変換器2の出力端子23R、23S、23Tが、後述する変圧器50の第1R相2次巻線53R、第1S相2次巻線(図4には不図示)、第1T相2次巻線(図4には不図示)にそれぞれ接続されている。第1変換器2の他の構成は同様である。第2変換器46は、R相第2変換部41Rと、S相第2変換部41Sと、T相第2変換部41Tと、コンデンサ44が並列に接続されており、第1変換器2と同様の3相フルブリッジ回路構成をしている。R相第2変換部41R、S相第2変換部41S、T相第2変換部41Tは、直列に接続されたハイサイドスイッチ42Hとローサイドスイッチ42Lとでなり、ハイサイドスイッチ42H及びローサイドスイッチ42Lの間の接続点に出力端子43R、43S、43Tを備えている。
Below, it demonstrates centering around the structure different from the
第2変換器46は、ハイサイドスイッチ42Hがオンで、ローサイドスイッチ42Lがオフのとき、出力端子43R、43S、43Tからコンデンサ44のコンデンサ電圧と大略等しい正の電圧を出力でき、ハイサイドスイッチ42Hがオフで、ローサイドスイッチ42Lがオンのとき、出力端子43R、43S、43Tからコンデンサ44のコンデンサ電圧と大略等しい負の電圧を出力できる。コンデンサ44は、上述の出力目標電圧よりも大きい定格電圧のコンデンサに選定されている。第2変換器46は、第2変換器3と同様に、第2制御装置5によって制御され、出力端子43R、43S、43Tから第2所定電圧を出力する。第2変換器46は、出力端子23R、23S、23Tが、変圧器50の第2R相2次巻線57R、第2S相2次巻線(図4には不図示)、第2T相2次巻線(図4には不図示)にそれぞれ接続されている。
When the high-
変圧器50は、1次側に電力系統の各相が接続され、2次側に第1変換器2の各相と第2変換器46の各相が接続されており、第1変換器2が出力する第1所定電圧に、1値次側のコイル(例えば、後述する第1R相1次巻線51R)と2次側のコイル(例えば、第1R相2次巻線53R)の巻き数比を乗算した電圧と、第2変換器46の出力する第2所定電圧に、1値次側のコイル(例えば、第2R相1次巻線55R)と2次側のコイル(例えば、第2R相2次巻線57R)の巻き数比を乗算した電圧とを加算した合計電圧を電力系統に出力する(以下、1次側のコイルと2次側のコイルの巻き数比を単に巻き数比という)。変圧器50は、R相、S相、T相毎に同様の構成を有するので、ここではR相に注目して説明する。電力変換システム40は、第1R相1次巻線51Rと、第1R相2次巻線53Rと、第1R相鉄心52Rと、第2R相1次巻線55Rと、第2R相2次巻線57Rと、第1R相鉄心56Rとを備えている。第1R相1次巻線51R及び第1R相2次巻線53Rと、第2R相1次巻線55R及び第2R相2次巻線57Rとを同極性に磁気結合している。また、第1R相1次巻線51R及び第2R相1次巻線55Rも同極性に磁気結合している。そのため、第1R相2次巻線53R及び第2R相2次巻線57Rは同じ方向に磁場を発生する。
The
第1R相1次巻線51Rと、第1R相2次巻線53Rとは、第1R相鉄心52Rに巻回されている。本実施形態では、第1所定電圧が連系点電圧と等しくなるようにしているので、第1R相1次巻線51Rと第1R相2次巻線53Rの巻き数を同じ(巻き数比1)にしている。そのため、第1R相2次巻線53Rに印加された第1所定電圧と等しい電圧が第1R相1次巻線51Rに生じる。同様に、第2R相1次巻線55Rと、第2R相2次巻線57Rとは、第2R相鉄心56Rに巻回されている。本実施形態では、第2R相1次巻線55Rと第2R相2次巻線57Rの巻き数を同じ(巻き数比1)にしているので、第2R相2次巻線57Rに印加された第2所定電圧と等しい電圧が第2R相1次巻線55Rに生じる。
The first R-phase primary winding 51R and the first R-phase secondary winding 53R are wound around the first R-
第1R相1次巻線51Rと第2R相1次巻線55Rとは、直列に接続されている。そのため、第1R相1次巻線51Rに生じた第1所定電圧に巻き数比(本実施形態では1)を乗算した電圧と、第2R相1次巻線55Rに生じた第2所定電圧に巻き数比(本実施形態では1)を乗算した電圧とを加算して、電力系統のR相に出力することができる。なお、巻き数比は適宜調整することができるが、第1R相1次巻線51Rに生じた電圧が、電力系統のR相の連系点電圧とほぼ等しくなるように設定する。巻き数比を1以外にする場合、第1所定電圧を連系点電圧と巻き数比とに基づいて決定する。 The first R-phase primary winding 51R and the second R-phase primary winding 55R are connected in series. Therefore, the voltage obtained by multiplying the first predetermined voltage generated in the first R-phase primary winding 51R by the turns ratio (1 in this embodiment) and the second predetermined voltage generated in the second R-phase primary winding 55R are The voltage multiplied by the turns ratio (1 in this embodiment) can be added together and output to the R phase of the power system. Although the turns ratio can be adjusted as appropriate, it is set so that the voltage generated in the first R-phase primary winding 51R is approximately equal to the R-phase connection point voltage of the electric power system. If the turns ratio is other than 1, the first predetermined voltage is determined based on the tie point voltage and the turns ratio.
風力発電や太陽光発電など、系統に有効電力を供給する有効電力源7を接続した電力変換システム40では、通常、第2変換器46の出力電圧である第2所定電圧を系統電圧や第1所定電圧より90度進めた位相とすることにより有効電力を出力する。仮に、有効電力源7から電力変換システム40へ流入する有効電力より、電力変換システム40から電力系統に流出する有効電力が大きくなると、第1変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧が低下する。この場合、第2変換器46の出力電圧である第2所定電圧を低下させることにより、系統に出力する有効電力を低減させ、コンデンサ20の電圧を所定の電圧に回復させる。言い換えると、電力変換システム40は、これにより、変圧器50の1次側のコイルに生じる電圧と電力系統の位相差を小さくして電力変換システム40から電力系統へ出力させる有効電力を減少させる。このようにして、電力変換システム40は、電力変換システム40へ流入する有効電力より、電力変換システム40から電力系統に流出する有効電力を小さくしてコンデンサ電圧を上昇させる。電力変換システム40は、コンデンサ電圧に基づいた第2所定電圧を第2変換器46から出力し、コンデンサ20のコンデンサ電圧を制御する。巻き数比を1以外にする場合、巻き数比に応じた第2所定電圧とする。
In the
また、図1、図4と同じ構成には同じ符号を付して示す図5に示す電力変換システム60のように、第1変換器2と第2変換器46とを2次巻線64R、64S、64Tとを介して直列に接続するようにしてもよい。電力変換システム60は、第1変換器2と、第2変換器46と、第1変換器2の動作を制御する第1制御装置4と、第2変換器の動作を制御する第2制御装置5と、コンデンサ電圧検出器10と、電源電圧検出器11と、鉄心67R、67S、67Tと、鉄心67R、67S、67Tに巻回された1次巻線68R、68S、68T及び2次巻線64R、64S、64Tとを備えている。
Further, like the
本実施形態では、1次巻線68Rの巻き数と2次巻線64Rの巻き数を等しくし、1次巻線68Sの巻き数と2次巻線64Sの巻き数を等しくし、1次巻線68Tの巻き数と2次巻線64Tの巻き数を等しくしている。実際は、S相電力系統の系統電圧として連系点電圧を測定する電源電圧検出器、T相電力系統の系統電圧として連系点電圧を測定する電源電圧検出器も備えているが、便宜上、図5では、R相電力系統の系統電圧として連系点電圧を測定する電源電圧検出器11のみ示している。なお、第1所定電圧は連系点の交流相電圧と等しくなるように制御する。
In this embodiment, the number of turns of the primary winding 68R and the number of turns of the secondary winding 64R are made equal, the number of turns of the primary winding 68S and the number of turns of the secondary winding 64S are made equal, and the number of turns of the primary winding 68R is equal to that of the secondary winding 64S. The number of turns of the
変圧器70は、鉄心67R、67S、67Tと、1次巻線68R、68S、68Tと、2次巻線64R、64S、64Tとを有する。1次巻線68R、68S、68Tは、R相電力系統65R、S相電力系統65S、T相電力系統65Tに接続されている。2次巻線64R、64S、64Tは、一端が第1変換器2の出力端子23R、23S、23Tに接続され、他端が第2変換器46の出力端子43R、43S、43Tに接続されている。変圧器70の漏れインピーダンスが本電力変換システム60の連系インピーダンスとして機能する。
Transformer 70 has
単位法の概念をベースに説明すると、電力変換システム60の出力電圧と系統電圧との差電圧が、変圧器70の1次巻線68R、68S、68T及び2次巻線64R、64S、64Tの漏れインピーダンスに印加される。すなわち、該1次巻線、2次巻線の漏れインピーダンスが連系インピーダンスとして機能する。よって電流が1次巻線68R、68S、68TとR相電力系統65R、S相電力系統65S、T相電力系統65Tの間に電流が流れる。
Based on the concept of the unit method, the differential voltage between the output voltage of the
他の実施例と同様に、第2変換器46の出力すなわち第2所定電圧を第1所定電圧より90度位相をずらすことで、有効電力を入出力できる。
As in the other embodiments, by shifting the phase of the output of the
電力変換システム60では、第2所定電圧を第1所定電圧より90度位相をずらし、且つ、該第2所定電圧を増減することで、電力変換システム60から電力系統へ流出する有効電力を増減できる。すなわち、コンデンサ20の電圧を調整できる。
In the
また、この実施形態では、第2所定電圧を連系点電圧と同じ位相にすることで、第2変換器46の出力電力を無効電力とすることができる。
Moreover, in this embodiment, the output power of the
上記の実施形態では、電力変換システム1が3相フルブリッジ回路構成の第1変換器2を備えている場合について説明したが、本発明はこれには限られず、図1と同じ構成には同じ符号を付した図6に示す電力変換システム100のように、3相NPC(Neutral‐Point‐Clamped)3レベル変換器である第1変換器102を備えるようにしてもよい。第1変換器102は、正側入力端子Pと、負側入力端子Nと、第1変換部210と、コンデンサとを備えている。以下では、第1変換器2とは構成が異なる点を中心に第1変換器102を説明する。第1変換器102の第1変換部210は、R相第1変換部210Rと、S相第1変換部210Sと、T相第1変換部210Tとからなる。
In the above embodiment, the case where the
R相第1変換部210Rと、S相第1変換部210Sと、T相第1変換部210Tは、同じ構成であるので、代表してR相第1変換部210Rについて説明する。R相第1変換部210Rは、ハイハイサイドスイッチSA、ハイローサイドスイッチSB、ローハイサイドスイッチSC、ローローサイドスイッチSDの4つのスイッチが直列に接続されたスイッチ直列体と、2つのダイオードDが直列に接続されたダイオード直列体とで構成される。ダイオード直列体は、負側がハイハイサイドスイッチSA及びハイローサイドスイッチSBの接続点に接続され、正側がローハイサイドスイッチSCとローローサイドスイッチSDの接続点に接続されている。
Since the R-phase first conversion section 210R, the S-phase
R相第1変換部210Rは、スイッチ直列体のハイハイサイドスイッチSA側が正側入力端子Pに接続され、ローローサイドスイッチSD側が負側入力端子Nに接続されている。R相第1変換部210Rは、ハイローサイドスイッチSBとローハイサイドスイッチSCの接続点に出力端子230Rが設けられ、出力端子230Rが第2変換器3のR相第2変換部31Rの端子32RIに接続されている。本実施形態では、ハイハイサイドスイッチSA、ハイローサイドスイッチSB、ローハイサイドスイッチSC、ローローサイドスイッチSDは、IGBTなどのスイッチング素子と還流ダイオードを逆並列に接続した構成であるが、スイッチの構成は特に限定されない。
In the R-phase first conversion section 210R, the high-high side switch SA side of the switch series body is connected to the positive side input terminal P, and the low/low side switch SD side is connected to the negative side input terminal N. The R-phase first conversion section 210R is provided with an
第1変換器102は、コンデンサとして、ハイサイドコンデンサ200H及びローサイドコンデンサ200Lが直列に接続されたコンデンサ直列体を備えている。本実施形態では、ハイサイドコンデンサ200H及びローサイドコンデンサ200Lは、同じコンデンサを用いているが、それぞれ定格電圧が異なるコンデンサとしてもよい。ハイサイドコンデンサ200H及びローサイドコンデンサ200Lの定格電圧は、定格電圧の合計値が電力系統の電圧のピーク値よりも高くなるように選定する。ハイサイドコンデンサ200Hの正側とローサイドコンデンサ200Lの負側とにコンデンサ電圧検出器10が接続され、第1変換器102のコンデンサ直列体のコンデンサ電圧として、ハイサイドコンデンサ200Hのコンデンサ電圧と、ローサイドコンデンサ200Lのコンデンサ電圧との合計値を検出し、第2制御装置5に送出する。ハイサイドコンデンサ200Hとローサイドコンデンサ200Lの電圧をバランスさせるために、ハイサイドコンデンサ200Hとローサイドコンデンサ200Lのコンデンサ電圧をそれぞれ測定し、第2制御装置5に送るようにしてもよい。
The
第1変換器102では、このようなR相第1変換部210Rと、S相第1変換部210Sと、T相第1変換部210Tと、コンデンサ直列体とが並列に接続されている。さらに、R相第1変換部210Rの2つのダイオードDの接続点とS相第1変換部210Sの2つのダイオードDの接続点とが配線240で接続されている。そして、S相第1変換部210Sの2つのダイオードDの接続点とT相第1変換部210Tの2つのダイオードDの接続点とが配線241で接続されている。
In the
さらに、T相第1変換部210Tの2つのダイオードDの接続点と、コンデンサ直列体のハイサイドコンデンサ200Hとローサイドコンデンサ200Lの接続点とが配線242で接続されている。そのため、R相第1変換部210R、S相第1変換部210S、T相第1変換部210Tは、スイッチの制御によって、出力端子230R、230S、230Tから、ゼロと、ハイサイドコンデンサ200Hのコンデンサ電圧と、ゼロ電圧からローサイドコンデンサ200Lのコンデンサ電圧を差し引いた電圧の3つの電圧を出力できる。なお、第1変換器102の出力電圧(第1所定電圧)は、ハイサイドコンデンサ200Hとローサイドコンデンサ200Lの接続点を基準とした電位である。
Furthermore, a connection point between the two diodes D of the T-phase
第1変換器102の機能、制御は、第1変換器2と同様である。第1変換器102は、第1制御装置4からのゲートパルスにより、各スイッチのオン・オフを繰り返し、検出した連系点電圧に大略等しい交流電圧を出力端子230R、230S、230Tから出力する。このように、第1変換器を3つの電圧を出力するNPC3レベル変換器とすることで、より正弦波に近い電圧を出力できる。
The function and control of the
第2変換器3のコンデンサ30R、30S、30Tのコンデンサ電圧を、第1変換器102のコンデンサ電圧、すなわち、ハイサイドコンデンサ200Hのコンデンサ電圧とローサイドコンデンサ200Lのコンデンサ電圧の合計電圧の1/6にすると、電力変換システム1としては、第2変換器3のコンデンサ30R、30S、30Tのコンデンサ電圧で量子化された9レベルの電圧を、出力端子32RO、32SO、32TOからそれぞれ出力できる。また、第2変換器3のコンデンサ30R、30S、30Tのコンデンサ電圧を、第1変換器2のハイサイドコンデンサ200Hのコンデンサ電圧とローサイドコンデンサ200Lのコンデンサ電圧の合計電圧の1/4にすると、電力変換システム1としては、第2変換器3のコンデンサ30R、30S、30Tのコンデンサ電圧で量子化された7レベルの電圧を出力できる。なお、第1変換器102から出力される第1所定電圧は、第1変換器102の正側入力端子Pと負側入力端子Nとの平均電位を基準電位とした電圧である。
The capacitor voltages of the
上記の実施形態では、電力変換システムが3相交流の交流電圧源に電力を供給する場合について説明したが、本発明は、これに限られず、単相交流の交流電圧源に電力を供給するようにすることもできる。この場合、電力変換システム1を用い、リアクトル12Rを単相の交流電圧源に接続して、電力変換システム1から交流電圧源に電力を供給するようにしてもよい。また、電力変換システム1の第1変換器2からS相第1変換部21S、T相第1変換部21Tを除去し、第2変換器3からS相第2変換部31S、T相第2変換部31Tを除去して、電力変換システム1を単相交流用の電力変換システムとして、単相の交流電圧源に電力を供給するようにしてもよい。また、第1変換器2を単相用のNPC3レベル変換器構成としてもよい。
In the above embodiment, the case where the power conversion system supplies power to a three-phase AC AC voltage source has been described. can also be In this case, the
上記の実施形態では、交流電圧源としての電力系統に電力を供給する場合について説明したが、本発明はこれに限られず、3相交流電圧や単相交流電圧を出力する交流電圧源に電力を供給することもできる。 In the above embodiment, the case of supplying power to an electric power system as an AC voltage source has been described. can also be supplied.
また、上記の実施形態では、第1変換器2は、連系点電圧と等しい第1所定電圧を出力するように制御している。しかし、実際には、連系点電圧の検出遅れや第1変換器2の出力電圧制御の制御遅れにより、連系点電圧と第1所定電圧のフェーザにずれ(位相のずれ)が生じる場合がある。そのため、電力変換システム1は、第2制御装置5が、第1変換器2の出力電圧ある第1所定電圧と連系点電圧との位相のずれを第2所定電圧で補償するように制御することが好ましい。このようにすることで、電力変換システム1は、より適正な有効電力を電力系統に出力できる。
Further, in the above embodiment, the
具体的には、第2制御装置5が、位相ずれによるフェーザを算出し、当該フェーザに基づいて位相ずれを補償する補償電圧として位相ずれ補償電圧を計算し、位相ずれ補償電圧を加えた電圧を第2所定電圧として第2変換器3が出力するようにする。第1所定電圧と連系点電圧の位相ずれは、連系点電圧に対しておよそ垂直なフェーザになるので、第2変換器3出力電圧は、第2所定電圧に、この垂直なフェーザ(位相ずれ補償電圧)が足し合わされた電圧となる。
Specifically, the
さらに、連系インピーダンス(リアクトル12R、12S、12T)は、実際には抵抗成分が存在する。すなわち、連系インピーダンスの抵抗成分と電流の積の電圧が、さらなる連系点電圧と第1所定電圧との差電圧となる。第2制御装置5は、この差電圧を補償する補償電圧として電圧降下補償電圧を算出し、電圧降下補償電圧を加えた電圧を第2所定電圧として出力するように第2変換器3を制御する方が好ましい。
Furthermore, the interconnection impedance (
(4)第1実施形態の電力変換システムの用途
電力変換システム1、40、60、100は、例えば、上記で説明したように、風力発電装置や太陽光発電装置などの有効電力源7で発電された電力を電力系統や交流電圧源に供給するために用いられる。このような、電力変換システム1(40、60、100)を備えた発電システムでは、電力系統の周波数を検出する周波数検出器を備えるようにし、検出した周波数を第2制御装置5に送出し、電力系統の周波数に基づいて、第2変換器の出力電圧である第2所定電圧を制御するようにすることもできる。例えば、電力系統の周波数が基準範囲より低い場合、当該電力系統は需要過多である。この場合、第2制御装置5は、第2所定電圧を上昇させ、電力系統への有効電力の供給量を増加させる。一方で、電力系統の周波数が基準範囲より高い場合、当該電力系統は供給過多である。この場合、第2制御装置5は、第2所定電圧を低下させ、電力系統への有効電力の供給量を減少させる。(4) Use of the power conversion system of the first embodiment The
また、上記の有効電力源7の代わりに、供給側電力系統に電力変換システム1(40、60、100)を接続し、供給側電力系統から電力系統(以下、需要側電力系統という。)へ電力を授受する有効電力授受システムに、電力変換システム1(40、60、100)を用いるようにしてもよい。この場合も同様に、第2制御装置5が、需要側電力系統の周波数、第1変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧に基づいて、第2所定電圧を決定し、電力変換システム1(40、60、100)が出力する有効電力を制御し、供給側電力系統から需要側電力系統への有効電力の授受量を制御するようにしてもよい。また、第2制御装置5は、需要側電力系統の指令所や供給側電力系統の指令所からの指令に基づいて、第2所定電圧を決定し、電力変換システム1(40、60、100)が出力する有効電力を制御するようにしてもよい。
Also, instead of the
また、その他の応用として、有効電力の供給を受ける負荷システムとして利用してもよい。 Also, as another application, it may be used as a load system that receives supply of active power.
(5)第1実施形態の検証試験
図1に示す電力変換システム1の構成を用いて、電気回路シミュレーションにより、電力変換システム1の各相の出力電流の時間変化を計算した。このとき、シミュレーション開始後、0.5秒のとき、R相の電圧を1/10に低減させて、電力系統に事故が発生して系統電圧が急激に低下したときの動作をシミュレーションした。その結果を示すのが図7のグラフである。図7は横軸が時間で、縦軸が電流である。R相の電圧が1/10に低下したとき、従来の電力変換システムであれば、電力変換システムに過電流が流れ、R相の出力電流が急激に上昇する。しかし、図7を見ると、電力変換システム1では、R相の電圧が1/10に低下したとき、R相の出力電流が低下しており、過電流が生じていないことがわかる。その後も、出力電流の値は、R相の電圧の低下前より小さくなっているが、安定して動作していることがわかる。図7には示されていないが、R相の出力電流は、その後、R相の電圧の低下前の水準に回復する。このように、本発明の電力変換システムが、R相の電圧が1/10に低下するという非常時でも、過電流の発生が抑制され、過電流により破壊されることが抑制されており、ロバスト性が高いことがわかる。(5) Verification test of the first embodiment Using the configuration of the
[第1実施形態の符号の説明]
1、40、60 電力変換システム
2 第1変換器
3、46 第2変換器
4 第1制御装置
5 第2制御装置
7 有効電力源
12R、12S、12T リアクトル[Explanation of symbols in the first embodiment]
2.第2実施形態
本発明の第2実施形態を、図8から図11Bを参照して説明する。なお、第2実施形態を説明するにあたって、図8から図11Bでは、各構成の番号を全て振りなおしている。2. Second Embodiment A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 8 to 11B. In addition, in describing the second embodiment, all the numbers of the components are renumbered in FIGS. 8 to 11B.
(1)本発明の第2実施形態の電力変換装置の全体構成
本実施形態では、図8に示すように、風力発電装置や太陽光発電装置などの有効電力源7で発電した電力を交流電圧源としての電力系統に供給する発電システム100に用いる場合を例として、本発明の電力変換システムとしての電力変換装置1を説明する。発電システム100は、有効電力源7と、電力変換装置1と、連系インピーダンスとを備えている。連系インピーダンスは、変換器2を電力系統に連系するために、変換器2と電力系統の間に挿入されるインピーダンスであり、本実施形態では、インダクタ12R、12S、12Tである。発電システム100は、有効電力源7で得られた直流電圧を、電力変換装置1で所定の3相交流電圧に変換し、インダクタ12R、12S、12Tを介して、電力系統の各相に連系する。なお、本実施形態では、交流電圧の周波数が50Hzの電力系統を想定して説明する。(1) Overall configuration of the power converter according to the second embodiment of the present invention In this embodiment, as shown in FIG. A
電力変換装置1は、変換器2と、変換器2の動作を制御する制御装置としての制御部4と、電力系統の電圧として、後述する連系点電圧を検出する電源電圧検出器11と、電力系統の周波数を検出する周波数検出器103と、ゲイン制御部104と、後述する変換器2のコンデンサ20のコンデンサ電圧(直流コンデンサ電圧)を検出するコンデンサ電圧検出器105とを備えている。電力変換装置1は、例えば、有効電力源7が変換器2の正側入力端子Pと負側入力端子Nとに接続されて、有効電力源7から正側入力端子Pと負側入力端子Nを介して供給される。
The
変換器2は、正側入力端子Pと、負側入力端子Nと、変換部と、コンデンサ20とを備えている。コンデンサ20は、正側入力端子Pと負側入力端子Nとに直接接続されており、有効電力源7から供給された直流電力によって充電される。変換部は、コンデンサ20のコンデンサ電圧(例えば、V1)を、連系点電圧に大略等しい所定交流電圧に変換する。本実施形態の場合、変換部は、R相変換部21Rと、S相変換部21Sと、T相変換部21Tとからなり、3相交流の電力系統のR相、S相、T相にそれぞれ対応した連系点電圧に変換できる。なお、コンデンサ20として、連系点電圧のピーク値よりも高い定格電圧のコンデンサを用いる。
The
R相変換部21Rと、S相変換部21Sと、T相変換部21Tは、同じ構成であるので、代表してR相変換部21Rについて説明する。R相変換部21Rは、ハイサイドスイッチ22Hとローサイドスイッチ22Lと、出力端子23Rとを備えている。R相変換部21Rでは、ハイサイドスイッチ22Hとローサイドスイッチ22Lとが直列に接続され、ハイサイドスイッチ22Hとローサイドスイッチ22Lとの間の接続点に出力端子23Rが設けられている。R相変換部21Rのハイサイドスイッチ22H側が正側入力端子Pに接続され、R相変換部21Rのローサイドスイッチ22L側が負側入力端子Nに接続されている。
Since the R-
そのため、R相変換部21Rは、ハイサイドスイッチ22Hがオンでローサイドスイッチ22Lがオフのとき、出力端子23Rから正のコンデンサ電圧+V1を出力し、ハイサイドスイッチ22Hがオフでローサイドスイッチ22Lがオンのとき、出力端子23Rから負のコンデンサ電圧-V1を出力する。このように、R相変換部21Rは、ハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lのオンとオフを切り替えることで、直流電圧を交流電圧に変換する。変換器2は、このようなハイサイドスイッチ22Hとローサイドスイッチ22Lとが直列に接続された構成のR相変換部21R、S相変換部21S、T相変換部21T及びコンデンサ20が並列に接続されており、3相フルブリッジ回路構成をしている。
Therefore, when the high-
図9に示すように、ハイサイドスイッチ22H、ローサイドスイッチ22Lは、例えば、IGBTなどでなるスイッチング素子24と、還流ダイオード25とでなる。ハイサイドスイッチ22H、ローサイドスイッチ22Lは、スイッチング素子24の正側(IGBTのコレクタ)と還流ダイオード25の負側とが接続され、スイッチング素子24の負側(IGBTのエミッタ)と還流ダイオード25の正側とが接続された、スイッチング素子24及び還流ダイオード25が逆並列に接続された構成である。
As shown in FIG. 9, the high-
このように、ハイサイドスイッチ22H、ローサイドスイッチ22Lは、スイッチング素子24及び還流ダイオード25を逆並列に接続することで、ハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lの負側から正側に電圧が印加されたとき、還流ダイオード25に電流が流れるようにし、スイッチング素子24であるIGBTのエミッタからコレクタに電流が流れることを防止して、IGBTを保護できる。
In this manner, the high-
再び図8に戻り、出力端子23R、23S、23Tは、インダクタ12R、12S、12Tを介して、電力系統のR相、S相、T相にそれぞれ接続されている。本明細書では、インダクタ12R、12S、12Tと、電力系統のR相、S相、T相との接続点を連系点と呼ぶ。電源電圧検出器11は、この連系点に設けられており、インダクタ12R、12S、12Tの電力系統側(交流電圧源側)の電圧を測定する。電源電圧検出器11は、電力系統の電圧として、電力系統のR相、S相、T相の連系点電圧を検出し、検出した各相の連系点電圧を制御部4に送出する。
Returning to FIG. 8 again, the
制御部4は、乗算部33と、無効成分用電圧生成部34と、有効成分用電圧生成部35と、位相遅延部31と、出力電圧指令生成部36と、ゲートパルス生成部37とを備えている。乗算部33と、無効成分用電圧生成部34と、位相遅延部31とは、電源電圧検出器11と接続されており、電源電圧検出器11から各相の連系点電圧を受け取る。乗算部33は、各相の連系点電圧を受け取ると、各相の連系点電圧を1倍して、連系点電圧成分として、出力電圧指令生成部36に送出する。本実施形態では、乗算部33は、ゲインが1の乗算器である。
The
このように、連系点電圧成分は、連系点電圧の検出電圧が単に1倍されただけ、すなわち検出した系統電圧をそのまま出力するものであり、複雑な制御をされていないので、連系点電圧の位相が急激にずれた場合も、連系点電圧に追従できる。そのため、電力変換装置1の出力電圧が、連系点電圧の変化に追従できるので、連系点電圧と電力変換装置1の出力電圧との間の差電圧が大きくなることを抑制し、電力変換装置1に過電流が流れることを抑制できる。なお、乗算部33を設けずに、各相の連系点電圧が連系点電圧成分として出力電圧指令生成部36に直接入力されるようにしてもよい。
In this way, the interconnection point voltage component is simply the detected voltage of the interconnection point voltage multiplied by one, that is, the detected system voltage is output as it is, and is not subjected to complicated control. Even if the phase of the point voltage is abruptly shifted, the connection point voltage can be followed. Therefore, since the output voltage of the
無効成分用電圧生成部34は、各相の連系点電圧を受け取ると、各相の連系点電圧をq倍して、電力変換装置1と電力系統との間で無効電力を流出入させるための無効成分用電圧を算出し、出力電圧指令生成部36に送出する。本実施形態では、無効成分用電圧生成部34は、ゲインがqの乗算器であり、連系点電圧をq倍して出力電圧指令生成部36に送出する。qは、実数であり、後述するように、電力変換装置1が入出力したい無効電力により適宜設定する。
Reactive component
位相遅延部31は、各相の連系点電圧を受け取ると、各相の連系点電圧の位相を90度(π/2、すなわち1/4周期)遅らせ、有効成分用電圧生成部35に送出する。本実施形態では、位相遅延部31は、遅延回路であり、電力系統が周波数50Hzの系統であるので、各相の連系点電圧の検出信号を5ms遅らせる。電力系統の周波数が50Hzの場合、系統電圧の1周期は20msであるので、5msの信号の遅れは、90度の位相の遅れに相当する。そのため、連系点電圧の検出信号を5ms遅らせることで、位相遅延部31の出力は、出力された時点の連系点電圧の位相に対して90度遅れることとなる。なお、電力系統の周波数が60Hzの場合は、1周期が約16.7msであるので、検出信号を約4.2秒遅らせる。このように、位相遅延部31での信号の遅れ時間は、電力系統の周波数に応じて設定する。
When the
有効成分用電圧生成部35は、90度位相が遅れた各相の連系点電圧を受け取ると、受け取った各相の連系点電圧をd倍して、電力変換装置1と電力系統との間で有効電力を流出入させるため有効成分用電圧を算出し、出力電圧指令生成部36に送出する。本実施形態では、有効成分用電圧生成部35は、ゲインがdの乗算器であり、連系点電圧をd倍して出力電圧指令生成部36に送出する。dは、実数であり、後述するように、電力変換装置1が入出力したい有効電力により適宜設定する。
When the active
ここで、電力変換装置1から電力系統に有効電力を出力するためには、有効電圧成分の位相が連系点電圧の位相より進んでいることが必要である。特に、効率よく有効電力を出力するためには、位相が90度進んでいることが望ましい。しかし、実際には未来位相を知ることはできない。そこで、本実施形態では、位相遅延部31により連系点電圧の位相を90度遅らせ、有効成分用電圧生成部35のゲインを負の実数に設定して位相を90度遅らせた電圧に負の実数を積算することで、有効電圧成分を連系点電圧に対して90度位相が進んだ電圧としている。
Here, in order to output active power from the
出力電圧指令生成部36は、各相の連系点電圧成分と、各相の無効成分用電圧と、各相の有効成分用電圧とを受け取ると、連系点電圧と、無効成分用電圧と、有効成分用電圧とを相ごとに加算して、和電圧を算出する。
When receiving the interconnection point voltage component of each phase, the reactive component voltage of each phase, and the active component voltage of each phase, the output voltage
出力電圧指令生成部36は、相毎に算出した和電圧をR相変換部21R、S相変換部21S、及び、T相変換部21Tからそれぞれ出力するための、Pulse Width Modulation(PWM:パルス幅変調)用の出力電圧指令R相Vref、S相Vref、T相Vrefを生成し、ゲートパルス生成部37に送出する。出力電圧指令生成部36は、算出した和電圧を規格化することで、出力電圧指令R相Vref、S相Vref、T相Vrefを生成する。ゲートパルス生成部37は、出力電圧指令R相Vref、S相Vref、T相Vrefに応じてR相変換部21R、S相変換部21S、及び、T相変換部21Tのハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22L(より具体的にはIGBTのゲート)をオン・オフ制御するためのゲートパルスをスイッチ毎に生成する。ゲートパルスは、出力電圧指令R相Vref、S相Vref、T相Vrefを変調波として、公知のパルス幅変調(PWM)により生成される。The output voltage
なお、PWMを行うための規格化は、出力電圧指令生成部36で実施しても、その前段で実施してもどちらでもよい。
Note that the normalization for PWM may be performed in the output voltage
ゲートパルス生成部37は、R相変換部21R、S相変換部21S、及び、T相変換部21Tのハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lに図示しない配線で接続されており、生成したゲートパルスを各スイッチに送出し、対応するR相変換部21R、S相変換部21S、及び、T相変換部21Tのハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lにゲートパルスを出力する。R相変換部21R、S相変換部21S、及び、T相変換部21Tは、ゲートパルスによりハイサイドスイッチ22H及びローサイドスイッチ22Lのオンの時間を制御し、コンデンサ20のコンデンサ電圧を、出力電圧指令に応じた所定交流電圧に変換し、所定交流電圧を電力系統に出力する。このように、制御部4は、変換器2を制御する。そして制御部4は、検出した連系点電圧に基づく電圧成分と、検出した連系点電圧の位相を90度遅らせた(1/4周期遅れの)電圧とに基づいて、変換器2を制御するための電圧指令を演算する出力電圧指令生成部36を有するようにすることで、変換器2に有効電力をより効率的に出力させることができる。
The
続いて、図10A、図10Bに示すフェーザ図を用いて、電力変換装置1の動作を説明する。各相が不平衡でも問題なく制御できるが、説明を簡単にするために、各相は平衡状態で、各相電圧不平衡はないと仮定する。電力変換装置1では、変換器2が、連系点電圧に大略等しい連系点電圧成分と、連系点電圧成分と同位相の無効成分用電圧と、連系点電圧成分より位相が90度進んだ有効成分用電圧との和電圧を出力するようにしているので、変換器2の出力電圧は、図10Aに示すように、連系点電圧より位相が進んだ電圧となる。該90度位相が進んだ電圧成分は、上述の通り、連系点電圧より90度位相が遅れた電圧に負の実数を積算することにより作成している。変換器2がインダクタ12R、12S、12Tを介して電力系統に接続されているので、変換器2の出力電圧と連系点電圧との差電圧である連系X電圧がインダクタ12R、12S、12Tにかかる(図8参照)。この連系X電圧によって、インダクタ12R、12S、12Tに、連系X電圧より90度位相が遅れた電流が流れ、電力変換装置1から電力系統へ電力が供給される。
Next, the operation of the
この電流は、図10Aのフェーザ図の一部を拡大した図10Bに示すように、連系点電圧と逆向きの電流フェーザIhと、連系点電圧に対して90度位相がずれた電流フェーザIvとを含んでいる。そのため、インダクタ12R、12S、12Tを流れる電流が連系点電圧と同位相の電流成分を含んでおり、当該電流成分と連系点電圧の積であらわされる有効電力が、電力変換装置1から電力系統に出力される。また、インダクタ12R、12S、12Tを流れる電流が連系点電圧から位相が90度ずれた電流成分を含んでおり、当該電流成分と連系点電圧の積であらわされる無効電力が電力変換装置1から電力系統に供給される。このように、電力変換装置1は、有効電力と無効電力を供給できる。
As shown in FIG. 10B, which is an enlarged part of the phasor diagram of FIG. 10A, this current consists of a current phasor Ih opposite to the interconnection point voltage and a current phasor 90 degrees out of phase with the interconnection point voltage. Iv. Therefore, the current flowing through the
また、電力変換装置1は、無効成分用電圧生成部34のゲインqを変えることで、出力する無効電力を変えることができ、有効成分用電圧生成部35のゲインdを変えることで、出力する有効電力を変えることができる。図11Aは、図10Bのフェーザ図の状態から、当初、正の実数であったゲインqの値をより大きくし、無効成分用電圧を上昇させたときのフェーザ図である。無効成分用電圧が上昇したことにより、電力変換装置1を流れる電流も増加する。その結果、電流フェーザIhの大きさが大きくなり、連系点電圧から位相が90度ずれた電流成分も増加し、電力系統に供給される遅相無効電力も増加する。なお、qの値を小さくすることで供給する無効電力を減少でき、qの値を負の実数とすることで、電力系統から電力変換装置1に無効電力を流入させることができる。
In addition, the
同様に、図11Bは、図10Bのフェーザ図の状態から、当初、負の実数であったゲインdの値をより小さくし、有効成分用電圧のベクトル上の大きさを大きくさせたときのフェーザ図である。有効成分用電圧の大きさが大きくなったことにより、電力変換装置1を流れる電流も増加する。その結果、電流フェーザIhの大きさが大きくなり、連系点電圧と同位相の電流成分も増加し、電力系統に供給される有効電力も増加する。なお、dの値を小さくすることで供給する有効電力を減少でき、dの値を正の実数とすることで、電力系統から電力変換装置1に有効電力を流入させることができる。
Similarly, FIG. 11B shows the phasor when the value of the gain d, which was initially a negative real number, is made smaller and the magnitude on the vector of the effective component voltage is increased from the state of the phasor diagram of FIG. 10B. It is a diagram. Due to the increase in the magnitude of the active component voltage, the current flowing through the
ここで、無効成分用電圧生成部34のゲインq及び有効成分用電圧生成部35のゲインdの値は、概ね、-0.2≦q、d≦+0.2(もしくはq、dの絶対値が0.2以下)であることが望ましい。q、dの値がこの範囲外にあると、電力変換装置1を流れる電流が大きくなり、電力変換装置1が故障する恐れがあるからである。
Here, the values of the gain q of the reactive
また、無効成分用電圧生成部34のゲインq及び有効成分用電圧生成部35のゲインdの値は、変換器2が出力する各相の交流電圧が、連系インピーダンスのインピーダンス、すなわち、インダクタ12R、12S、12TのインダクタンスL(単位法表示)の値に1を加算した値を、各相の系統電圧に乗算して得られた電圧値以下となるように、それぞれ設定するのが望ましい。このようにすることで、電力変換装置1に過電流が流れることをより抑制できる。なお、単位法表示でのインダクタンスは、インダクタのインダクタンスを、インダクタにおいて基準電流が流れたときの電圧降下で表したものである。例えば、インダクタンスL、が0.1(p.u.)の場合は、基準電流が流れたときの電圧降下(電圧のロスに相当する)が0.1(p.u.)、すなわち、インダクタで10%の電圧降下があることを意味する。
Further, the values of the gain q of the reactive
さらに、無効成分用電圧生成部34のゲインq及び有効成分用電圧生成部35のゲインdのリミッタ値は、式(1)を満たすように、すなわち、qとdの二乗和の平方根がインダクタ12R、12S、12TのインダクタンスL(単位法表示)と等しくなるようにそれぞれ定められるのが望ましい。このようにすることで、電力変換装置1に流れる過電流をさらに抑制して系統事故時にも運転継続できる。但し、過電流を許容する場合は、Lに過電流制限倍率を積算する。過電流制限倍率は、電力変換装置1に過電流が流れることをどの程度許容するかにより任意に設定できる値である。
Further, the limiter values of the gain q of the reactive
ゲイン制御部104は、電源電圧検出器11で検出した連系点電圧や、周波数検出器103で検出した電力系統の周波数、コンデンサ電圧検出器105で検出した変換器2のコンデンサ電圧に基づいて、無効成分用電圧生成部34のゲインqや有効成分用電圧生成部35のゲインdの値を決定し、電力変換装置1が出力する無効電力及び有効電力を制御する。
The
例えば、コンデンサ電圧が所定範囲より高い場合は、有効電力源7から電力変換装置1に流入する有効電力より、電力変換装置1から電力系統に流出する有効電力を多くすることにより、コンデンサ電圧を低減できる。すなわち、ゲイン制御部104は、有効成分用電圧生成部35のゲインdの値を大きくし、電力変換装置1が出力する有効電力を大きくすることで、有効電力源7から電力変換装置1に流入する有効電力と、電力変換装置1から電力系統に流出する有効電力とをバランスさせる。一方で、コンデンサ電圧が所定範囲より低い場合は、有効電力源7から電力変換装置1に流入する有効電力より、電力変換装置1から電力系統に流出する有効電力を小さくすることにより、コンデンサ電圧を上昇できる。すなわち、ゲイン制御部104は、有効成分用電圧生成部35のゲインdの値を小さくし、電力変換装置1が出力する有効電力を小さくすることで、有効電力源7から電力変換装置1に流入する有効電力と、電力変換装置1から電力系統に流出する有効電力とをバランスさせる。
For example, when the capacitor voltage is higher than a predetermined range, the active power flowing out of the
また、例えば、連系点電圧が基準範囲より低い場合、ゲイン制御部104は、無効成分用電圧生成部34のゲインqの値を大きくし、連系点電圧、すなわち、系統電圧を上昇させる。一方で、連系点電圧が基準範囲より高い場合、ゲイン制御部104は、無効成分用電圧生成部34のゲインqの値を小さくし、系統電圧を低下させる。さらに、電力系統の周波数が基準範囲より低い場合、当該電力系統は需要過多である。この場合、ゲイン制御部104は、負の実数に設定された有効成分用電圧生成部35のゲインdの値を小さくし(dの絶対値を大きくし)電力系統への有効電力の供給量を増加させる。一方で、電力系統の周波数が基準範囲より高い場合、ゲイン制御部104は、負の実数に設定された有効成分用電圧生成部35のゲインdの値を大きくし(dの絶対値を小さくし)、電力系統への有効電力の供給量を減少させて、周波数を低減させる。あるいは、ゲイン制御部104は、ゲインdの値を正の実数に設定し、電力系統から電力変換装置1に有効電力を流入させる。
Further, for example, when the interconnection point voltage is lower than the reference range, the
(2)第2実施形態の作用及び効果
以上の構成において、電力変換装置(電力変換システム)1は、インダクタ12R、12S、12T(連系インピーダンス)を介して電力系統(交流電圧源)に接続され、所定交流電圧を出力する変換器2と、電力系統の連系点電圧(交流電圧源の電圧)を検出する電源電圧検出器11と、変換器2を制御する制御部(制御装置)4とを備え、制御部4は、検出した連系点電圧に基づく連系点電圧成分と、検出した連系点電圧から位相がずれた電圧とに基づいて、変換器2を制御するように構成した。(2) Actions and effects of the second embodiment In the above configuration, the power conversion device (power conversion system) 1 is connected to the power system (AC voltage source) via the
よって、電力変換装置1は、電力系統の位相が大きく変化した場合も、検出した連系点電圧に基づく連系点電圧成分が連系点電圧に追従でき、連系点電圧成分を含む変換器2の出力電圧も、連系点電圧の位相の変化に追従できるので、連系点電圧と電力変換装置1の出力電圧との間の差電圧が大きくなることを抑制できる。その結果、電力変換装置1に過電流が流れ、電力変換装置が故障することを抑制できるので、外乱に強く、ロバスト性の高い電力変換装置を提供できる。
Therefore, in the
また、電力変換装置1は、制御部4が、検出した連系点電圧に基づく連系点電圧成分と、検出した連系点電圧をq倍(qは実数)した無効成分用電圧と、検出した連系点電圧から位相が(2n-1)・90度(nは1以上の正の整数)ずれた電圧をd倍(dは実数)した有効成分用電圧との和電圧を、変換器2に出力させるようにすることで、有効電力及び無効電力の量を制御でき、かつ、ロバスト性の高い電力変換装置を提供できる。
Further, in the
さらに、電力変換装置1は、無効成分用電圧生成部34のゲインqと有効成分用電圧生成部35のゲインdとを上述の範囲内に制限することで、電力変換装置1を流れる電流が過電流になることを防ぐことができ、過電流が電力変換装置1を流れることをより抑制できる。
Furthermore, the
(3)第2実施形態の他の実施形態
なお、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。例えば、上記の実施形態では、インダクタ12R、12S、12Tを介して電力変換装置1の変換器2を電力系統に接続した場合について説明したが、本発明はこれに限られず、例えば、変圧器を介して変換器2を電力系統に接続するようにしてもよい。(3) Other Embodiments of Second Embodiment The present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications can be made within the scope of the present invention. For example, in the above embodiment, the case where the
上記の実施形態では、制御部4が、連系点電圧から位相が90度遅れた電圧をd倍した有効成分用電圧を含む和電圧を、変換器2から出力させる場合について説明したが、本発明はこれに限られず、制御部4が、連系点電圧から位相が450度、810度、・・・(90度+360n度、nは1以上の正の整数)遅れた有効成分用電圧を含む和電圧を出力させるようにしてもよい。また、連系点電圧から位相が270度、630度、・・・・(270度+360n度、nは1以上の正の整数)遅れた電圧を出力するようにしてもよい。すなわち、制御部4が、連系点電圧から位相が(2n-1)・90度(nは1以上の正の整数)ずれた電圧をd倍した有効成分用電圧を含む和電圧を、変換器2に出力させる。なお、連系点電圧から位相が270度+360n度(nは1以上の正の整数)遅れた電圧を用い、電力変換装置1から電力系統へ有効電力を流出させる場合は、dを負の値に設定する。なお、位相のずれは、(2n-1)・90度(nは1以上の正の整数)と厳密に一致している必要はない。
In the above embodiment, the case where the
また、上記の実施形態では、無効成分用電圧生成部34のゲインqと、有効成分用電圧生成部35のゲインdの値を変えることで、電力変換装置1が出力する無効電力と有効電力とを制御する場合について説明してきたが、本発明はこれに限られず、制御部4が、有効成分用電圧(以下、遅れ電圧という)の連系点電圧からの位相のずれを任意に設定することで、電力変換装置1が出力する無効電力と有効電力とを制御することもできる。以下では、ゲインq=0として説明する。この場合、遅れ電圧の、連系点電圧からの位相の遅れを(2n-1)・90度(nは1以上の正の整数)とし、電力変換装置1を流れる電流が連系点電圧と同位相又は逆位相になるので、電力変換装置1と電力系統との間で、有効電力を流出入できる。
Further, in the above embodiment, by changing the values of the gain q of the reactive
一方、遅れ電圧の、連系点電圧からの位相の遅れを(n-1)・180度(nは1以上の正の整数)とすると、電力変換装置1を流れる電流が連系点電圧より位相が90度遅れた又は位相が90度進んだ電流であるので、電力変換装置1と電力系統との間で、無効電力を流出入できる。遅れ電圧の連系点電圧からの位相の遅れを上記以外に設定すると、電力変換装置1を流れる電流が、連系点電圧と同位相又は逆位相の電流成分と、連系点電圧より位相が90度遅れた又は位相が90度進んだ電流成分を含むので、電力変換装置1と電力系統との間で、位相のずれに応じた無効電力及び有効電力を流出入できる。このように、制御部4は、検出した連系点電圧に基づく電圧成分と、検出した連系点電圧から位相がずれた電圧をd倍(dは実数)した遅れ電圧との和電圧を、変換器2に出力させ、検出した連系点電圧と遅れ電圧との位相のずれに基づいて、出力する無効電力及び有効電力を制御するようにすることで、電力変換装置1と電力系統の間で流出入させる無効電力及び有効電力を制御できる。なお、連系点電圧と有効成分用電圧との間の位相のずれは、位相遅延部31での連系点電圧の検出信号の遅延時間を調整することで調整できる。このように、制御部4が、連系点電圧と遅れ電圧とに基づいて無効電力及び有効電力を制御する場合は、無効成分用電圧生成部34を制御部4から除去してもよい。
On the other hand, when the phase delay of the lag voltage from the interconnection point voltage is (n−1) 180 degrees (n is a positive integer equal to or greater than 1), the current flowing through the
上記の実施形態では、電力変換装置1が3相交流の交流電圧源に電力を供給する場合について説明したが、本発明は、これに限られず、単相交流の交流電圧源に電力を供給するようにすることもできる。この場合、電力変換装置1を用い、インダクタ12Rを単相の交流電圧源に接続して、電力変換装置1から交流電圧源に電力を供給するようにしてもよい。また、電力変換装置1の変換器2からS相変換部21S、T相変換部21Tを除去し、電力変換装置1を単相交流用の電力変換装置として、単相の交流電圧源に電力を供給するようにしてもよい。
In the above embodiment, the case where the
上記の実施形態では、交流電圧源としての電力系統に電力を供給する場合について説明したが、本発明はこれに限られず、3相交流電圧や単相交流電圧を出力する交流電圧源に電力を供給することもできる。 In the above embodiment, the case of supplying power to an electric power system as an AC voltage source has been described. can also be supplied.
また、上記の実施形態では、連系点電圧の検出遅れにより、制御部4での和電圧の算出に用いる連系点電圧と、実際の連系点電圧との間にフェーザのずれ(位相のずれ)が生じる場合がある。そのため、電力変換装置1は、制御部4が上記の位相のずれも制御するようにしてもよい。このようにすることで、電力変換装置1は、より安定して有効電力を電力系統に出力できる。具体的には、有効電力成分の遅れ時間を検出遅れ分だけ短くする方が好ましい。
Further, in the above-described embodiment, due to a delay in detection of the interconnection point voltage, there is a phasor shift (phase difference) between the interconnection point voltage used for calculation of the sum voltage in the
また、制御部4が、補償電圧として、位相ずれ補償電圧を計算し、位相ずれ補償電圧を加えた電圧を和電圧に加えて位相ずれを補償するようにする。例えば、位相ずれ補償電圧は、予め測定しておいた、検出遅れによって生じる平均的な位相のずれ量に基づいて位相ずれ補償電圧を算出するようにしてもよい。
Further, the
さらに、インダクタ12R、12S、12Tは、理想的にはインダクタンス成分しか有さないが、実際には抵抗成分が存在する。そのため、インダクタ12R、12S、12Tに電圧が印加されると、電圧降下が生じる。この電圧降下分だけ、電力変換装置1の実際の出力電圧と、理想的な電力変換装置1の出力電圧との間に差電圧が生じる。すなわち、インダクタ12R、12S、12Tの抵抗成分と電流との積の電圧フェーザが、この差電圧となる。制御部4は、補償電圧として、電圧降下補償電圧を算出し、電圧降下補償電圧を和電圧に加えて、この差電圧を補償するようにしてもよい。
Furthermore, although the
上記の実施形態では、発電システム100に電力変換装置1を用いる場合について説明したが、本発明はこれに限られず、例えば、上記の発電システム100の有効電力源7の代わりに供給側電力系統を接続し、供給側電力系統から電力系統(以下、需要側電力系統という。)へ電力を授受する電力授受システムに、電力変換装置1を用いるようにしてもよい。この場合、発電システム100と同様に、ゲイン制御部104が、需要側電力系統の系統電圧や、周波数、電力変換装置1の変換器2のコンデンサの電圧に基づいて、ゲインq、dの値を決定し、電力変換装置1が出力する無効電力や有効電力を制御し、供給側電力系統から需要側電力系統への電力の授受量を制御するようにしてもよい。また、ゲイン制御部104は、需要側電力系統の指令所や供給側電力系統の指令所からの指令に基づいて、ゲインq、dの値を決定し、電力変換装置1が出力する無効電力や有効電力を制御するようにしてもよい。
In the above embodiment, the case where the
上記の実施形態では、発電システム100に電力変換装置1を用いる場合について説明したが、本発明はこれに限られず、例えば、負荷システムに用いることもできる。負荷システムは、例えば、電力変換装置1に、有効電力源の代わりに有効電力を消費する負荷や有効電力を出し入れする蓄電池などの電力貯蔵システムが接続されてもよい。ゲイン制御部104がゲインdを正の実数に設定することで、2次電池や有効電力負荷に有効電力を供給できる。
In the above-described embodiment, the
また、上記で説明した、電力変換装置1や発電システム100、電力授受システム、負荷システムなどが電線を介して接続され、発電した電力を、種々の需要家に供給する送配電システムを構築することもできる。
Further, the
上記の実施形態では、スイッチング素子24としてIGBTを用いた場合について説明したが、本発明はこれに限られず、例えば、GCT、SiCで形成されたMOS-FETやGaNで形成されたFET、MOS-FETなどを用いることができる。なお、双方向導通可能なFETやMOS-FETを用い、所謂同期整流をすれば、還流ダイオード25を省略できる。
In the above embodiment, the case of using an IGBT as the switching
上記の実施形態では、電源電圧検出器11で検出した電圧値を検出した連系点電圧の値として用いる場合について説明したが、本発明はこれに限られない。例えば、電源電圧検出器11が検出した電圧検出値についてパルス幅変調制御に用いる搬送波の1周期分の期間の移動平均を算出することで連系点電圧(交流電圧源の電圧)を算出するようにしてもよい。パルス幅変調制御は、変換器2の出力制御、すなわち、変換器2の各スイッチのゲートパルスを生成するためのものである。このようにすることで、算出(検出)した連系点電圧にリプルが生じるのを抑制でき、実際の連系点電圧により近い電圧成分を出力できる。さらに、移動平均の算出は計算負荷が軽いので、検出遅れを小さくでき、電力変換装置の出力電圧が、連系点電圧の変動により追従できるようになる。
In the above embodiment, the case where the voltage value detected by the power
この場合、例えば、メモリと、演算部とを備える移動平均算出部を制御部4が備えるようにする。具体的には、メモリが、電源電圧検出器11で検出した検出電圧値を搬送波の1周期分の期間記憶する。そして、演算部が、メモリに記憶されている検出電圧値の平均値を算出する。メモリに記憶されている検出電圧値の平均を算出することで、所定期間の間に検出された電圧の平均を算出することとなり、検出した検出電圧値の移動平均を算出することとなる。この算出された検出電圧値の平均を連系点電圧として用いる。
In this case, for example, the
メモリは、例えば、DRAM、SRAM、フラッシュメモリ及びハードディスクドライブなどの公知の記憶装置で構成できる。演算部は、検出電圧の平均値を計算する専用のハードウェアや汎用のプロセッサと組み込みソフトウェア、PCで実行するプログラムなどによって実現できる。このように移動平均により連系点電圧を算出する電力変換装置を、上記の発電システム、電力授受システム、負荷システム及び送配電システムに用いてもよい。また、制御部4とは別体に移動平均フィルタを設け、上記のように連系点電圧Vの移動平均を算出するようにしてもよい。
The memory can be composed of known storage devices such as DRAM, SRAM, flash memory and hard disk drives, for example. The arithmetic unit can be realized by dedicated hardware for calculating the average value of detected voltages, a general-purpose processor and built-in software, a program executed by a PC, or the like. A power conversion device that calculates an interconnection point voltage using a moving average in this way may be used in the above power generation system, power transfer system, load system, and power transmission/distribution system. A moving average filter may be provided separately from the
上記の実施形態では、電圧位相遅延部31で、各相の連系点電圧の位相を1/4周期遅らせることで、検出した連系点電圧から位相がずれた電圧を生成する場合について説明したが、本発明はこれに限られない。例えば、検出した連系点電圧の時間微分を算出することで、連系点電圧から位相が(約1/4周期)ずれた電圧を算出するようにしてもよい。これは、正弦波を微分すると90度位相が進む定理を利用したものである。
In the above embodiment, the voltage
例えば、時間微分演算部を制御部4に設け、検出した連系点電圧を時間微分演算部に入力して、連系点電圧を時間微分する。時間部分演算部は、微分演算回路などのハードウェアで実現してもよく、時間微分演算プログラムを実行するプロセッサであってもよい。また、例えば、現在と所定時間(例えば、1制御周期)前の連系点電圧の差分を用いて離散的に微分演算するようにしてもよい。また、検出電圧値の移動平均により算出した連系点電圧を時間微分して、連系点電圧から位相がずれた電圧を算出するようにしてもよい。さらに、このように検出した連系点電圧を時間微分することにより算出する電力変換装置を、上記の発電システム、電力授受システム、負荷システム及び送配電システムに用いてもよい。なお、演算の都合上、位相のずれが1/4周期からずれる場合があるが、±5%程度の誤差であれば許容できる。
For example, a time differentiation calculation section is provided in the
[第2実施形態の符号の説明]
1 電力変換装置(電力変換システム)
2 変換器
4 制御部(制御装置)
7 有効電力源
12R、12S、12T インダクタ[Description of Codes in Second Embodiment]
1 Power conversion device (power conversion system)
2
7
3.第3実施形態
第3実施形態の電力変換装置(電力変換システム)は、移動平均フィルタを有していることと、ゲイン制御部を有していないこと、制御部の構成及び動作とが第2実施形態の電力変換装置1と異なる。以下では、第3実施形態の電力変換装置について、図12から図14を参照して、第2実施形態の電力変換装置1と異なる構成を中心に説明する。3. Third Embodiment A power conversion device (power conversion system) according to a third embodiment has a moving average filter, does not have a gain control section, and has a configuration and operation of a control section. It differs from the
第3実施形態の電力変換装置では、電源電圧検出器で検出した交流電圧源の電圧としての連系点電圧(以下、単に検出電圧ともいう)を電流指令値として扱う。より正確に説明すると、有効電流と検出電圧の位相は同じなので、有効電流指令値を検出電圧の実数倍として算出し、当該有効電流指令値から有効電圧指令値(有効成分用電圧)を算出する。第3実施形態では、検出電圧を電流指令値1puとして、有効電流指令値を決める。例えば、有効電流指令値(pu値)が0.2puの場合は、検出電圧と0.2の積をとったものが有効電流指令値となる。一方、無効電流指令値に関しては、検出電圧の位相を90度ずらしたものを電流指令値1puとする。有効電流指令値と同様に、検出電圧位相を90度ずらしたものを実数倍することにより、無効電流指令値を決定する。
In the power conversion apparatus of the third embodiment, the connection point voltage (hereinafter simply referred to as the detected voltage) as the voltage of the AC voltage source detected by the power supply voltage detector is treated as the current command value. More precisely, since the active current and the detected voltage have the same phase, the active current command value is calculated as a real multiple of the detected voltage, and the active voltage command value (active component voltage) is calculated from the active current command value. . In the third embodiment, the active current command value is determined by setting the detected voltage to the current command value of 1 pu. For example, when the active current command value (pu value) is 0.2 pu, the active current command value is obtained by multiplying the detected voltage by 0.2. On the other hand, regarding the reactive current command value, the
図12は、第3実施形態の電力変換装置の一部を示す図である。第3実施形態の電力変換装置は、移動平均フィルタ4600を備えており、検出した連系点電圧Vが移動平均フィルタ4600で所定の時間範囲で移動平均されてスムージングされ、制御部4000に入力される。移動平均フィルタ4600の構成及び動作は、上記の第2実施形態の他の実施形態で説明した連系点電圧Vの移動平均の算出手法と同様であるので、説明を省略する。
FIG. 12 is a diagram showing part of the power converter of the third embodiment. The power conversion apparatus of the third embodiment includes a moving
制御部(制御装置)4000は、位相補償ブロック4100と、90度位相進み演算ブロック4200と、無効分演算ブロック(演算手段)4300と、有効分演算ブロック(演算手段)4400と、電圧指令生成ブロック4001と、PWMブロック4500とで構成される。このような制御部4000動作を以下で説明する。
A control unit (control device) 4000 includes a
検出した連系点電圧(検出電圧)Vは移動平均フィルタ4600を介してスムージングされた後に、制御部4000に取り込まれる。制御部4000に取り込まれた検出電圧Vの信号は、位相補償ブロック4100に入力される。位相補償ブロック4100の出力は、有効分演算ブロック4400と、90度位相進み演算ブロック4200と、電圧指令生成ブロック4001へ入力される。
The detected interconnection point voltage (detected voltage) V is smoothed through a moving
有効分演算ブロック4400では、位相補償ブロック4100から入力された検出電圧Vと有効電流指令値(pu値)とが乗算器4401で積算された後に、乗算器4401の積算結果が電流変換部4402で有効電流指令実効値Iref_drに変換される。そして、有効分演算ブロック4400では、有効電流指令実効値Iref_drが電圧推定部4403に入力され、有効電流指令実効値Iref_drから、当該電流を通流させるために連系インピーダンス(リアクトル)に印加する必要がある電圧値(有効分電圧推定値Vi_d)が推定され、推定結果が有効電圧指令値として電圧指令生成ブロック4001に出力される。具体的には、有効分演算ブロック4400は、検出電圧Vから算出された有効電流指令実効値Iref_drを時間微分し、微分した有効電流指令実効値Iref_drと連系インピーダンスのインダクタンス値の積と、有効電流指令実効値Iref_drと連系インピーダンスの抵抗値の積とを加算することで、有効分電圧推定値Vi_dを推定する。
In the effective
なお、上記のように、電流値を時間微分すると位相が90度進んだ電圧が算出される。よって、算出結果と-1との積をとれば、位相が90度遅れた電圧と等価である。正負の記号は、電流・電圧の向きによって、入れ替わるので、90度遅れの電圧を算出する変形例ともいえる。検出した連系点電圧Vを電流値としてみなしているので、検出した連系点電圧Vから位相が90度(1/4周期)ずれた電圧は、検出した連系点電圧Vを微分して実数倍(ここでは連系インピーダンスのインダクタンス値L倍)することで算出できる。この手法を上記の第2実施形態に適用することもできる。なお、連系インピーダンスの抵抗値を考慮する場合は、さらに連系点電圧と連系インピーダンスの抵抗値の積を加算する。位相が90度遅れた電圧を算出する場合は、さらに-1倍する。 As described above, when the current value is time-differentiated, a voltage whose phase is advanced by 90 degrees is calculated. Therefore, if the product of the calculation result and -1 is taken, it is equivalent to a voltage whose phase is delayed by 90 degrees. Since the positive and negative signs are interchanged depending on the directions of the current and voltage, this can be said to be a modified example of calculating the voltage delayed by 90 degrees. Since the detected interconnection point voltage V is regarded as a current value, the voltage whose phase is shifted by 90 degrees (1/4 period) from the detected interconnection point voltage V is obtained by differentiating the detected interconnection point voltage V. It can be calculated by multiplying by a real number (here, multiplied by the inductance value L of the interconnection impedance). This technique can also be applied to the second embodiment described above. When considering the resistance value of the interconnection impedance, the product of the interconnection point voltage and the resistance value of the interconnection impedance is added. When calculating a voltage whose phase is delayed by 90 degrees, it is further multiplied by -1.
90度位相進み演算ブロック4200では、位相補償ブロック4100から入力された検出電圧Vの位相が、回転行列を使って90度位相を回転されることで、90度すすめられて、無効分演算ブロック4300に入力される。無効分演算ブロック4300では、90度進み演算ブロックの出力(位相進み電圧値)と無効電力指令値(pu値)とが乗算器4301で積算された後に、乗算器4301の出力が電流変換部4302で無効電流指令実効値Iref_qrに変換される。そして、無効分演算ブロック4300では、無効電流指令実効値Iref_qrが電圧推定部4303に入力され、無効電流指令実効値Iref_qrを時間微分することで、無効電流指令実効値Iref_qrから、当該電流を通流させるために連系インピーダンス(リアクトル)に印加する必要がある電圧値(無効分電圧推定値Vi_q)が推定され、推定結果が無効電圧指令値(無効成分用電圧)として電圧指令生成ブロック4001に出力される。具体的には、電圧推定部4303は、位相進み電圧値から算出された無効電流指令実効値Iref_qrを微分し、微分した無効電流指令実効値Iref_qrと連系インピーダンスのインダクタンス値の積と、無効電流指令実効値Iref_qrと連系インピーダンスの抵抗値の積とを加算することで、無効分電圧推定値Vi_qを推定する。
In the 90-degree phase
90度位相進み演算ブロック4200の出力は、入力された連系点電圧Vから位相が90度(1/4周期)進んだ電圧である。よって、90度位相進み演算ブロック4200の出力と、-1との積は、位相が90度遅れた電圧と等価である。そして、無効電力の正負の向きによって、-1との積の実施要否がかわるので、90度位相進み演算ブロック4200も90度遅れの電圧を算出する変形例ともいえる。よって、検出した連系点電圧から位相がずれた電圧は、検出した連系点電圧Vを三相二相変換した後に、回転行列を使って90度位相を回転させて、さらに二相三相変換を行うことで算出できる。この手法を上記の第2実施形態に適用することもできる。
The output of the 90-degree phase
電圧指令生成ブロック(出力電圧指令生成部)4001では、位相補償ブロック4100から入力された検出電圧Vと、有効分演算ブロック4400から入力された有効電圧指令値と、無効分演算ブロック4300から入力された無効電圧指令値とが加算され、電力変換装置の電圧指令が生成される。PWMブロック4500では、該電圧指令が入力され、PWMブロック4500内にて、規格化される。PWMブロック4500では、規格化された電圧指令がPWMによって変調されて変換器の各スイッチのゲートパルスが生成され、各スイッチにゲートパルスが出力されて各スイッチが駆動される。
In voltage command generation block (output voltage command generation unit) 4001 , detected voltage V input from
続いて、制御部4000を構成する各ブロックの動作を説明する。まず、位相補償ブロック4100の動作を説明する。位相補償ブロック4100は、移動平均フィルタ4600にてスムージングしたことで遅れた検出電圧Vの位相を補償する。具体的には、入力された検出電圧Vの位相を移動平均フィルタ4600で遅れた位相分進める。より具体的には、移動平均算出時間の半分の時間に相当する位相分を進めるのが好ましい。位相を進める手段としては、後述する90度位相進み演算ブロック4200のように、三相二相変換した後、回転行列にて前記位相分位相を進め、二相三相変換すればよい。
Next, the operation of each block that constitutes the
次に、90度位相進み演算ブロック4200の動作を説明する。90度位相進み演算ブロック4200は、位相補償ブロック4100から入力された各相の検出電圧Vを三相二相変換部4201で三相二相変換し、三相二相変換された検出電圧Vを位相回転部4202で回転行列にて位相を90度進める。90度位相進み演算ブロック4200は、位相が90度進んだ検出連圧Vを二相三相変換部4203で二相三相変換し、90度位相が進んだ各相の検出電圧Vを無効分演算ブロック4300に出力する。なお、90度位相進み演算ブロック4200は、90度位相を遅らせても構わない。ただし、この場合、無効電流指令値の符号が反対となる。
Next, the operation of the 90-degree phase
次いで、無効分演算ブロック4300及び有効分演算ブロック4400ついて説明する。これらの2つのブロックは、動作がほぼ同じであるのでまとめて説明する。電流変換部4302及び電流変換部4402は、電圧値(乗算器4301又は乗算器4401の出力)を相電圧定格電圧で割って、電流定格値アンペア値に換算して有効電流指令実効値Iref_dr、無効電流指令実効値Iref_qrを算出する。
Next, the invalid
電圧推定部4303及び電圧推定部4403は、有効電流指令実効値Iref_drから有効分電圧推定値Vi_dを算出し、無効電流指令実効値Iref_qr及び無効分電圧推定値Vi_qを算出する。この演算は、以下の式(2)(3)により行われる。
Vi_d=(Ls+R)・Iref_dr・・・・(2)
Vi_q=(Ls+R)・Iref_qr・・・・(3)
ここで、Lは各相のインダクタンス値、Rは各相のリアクトルの抵抗値、sはラプラス演算子である。有効電流指令実効値Iref_dr(無効電流指令実効値Iref_qr)が微分されてインダクタンス値Lが乗算され、有効電流指令実効値Iref_dr(無効電流指令実効値Iref_qr)と抵抗値の積が乗算結果に加算されて有効分電圧推定値Vi_d(無効分電圧推定値Vi_q)が算出される。無効分演算ブロック4300は、算出した無効分電圧推定値Vi_qを無効電圧指令値として電圧指令生成ブロック4001に出力し、有効分演算ブロック4400は、算出した有効分電圧推定値Vi_dを有効電圧指令値として電圧指令生成ブロック4001に出力する。
Vi_d=(Ls+R)·Iref_dr (2)
Vi_q=(Ls+R)·Iref_qr (3)
Here, L is the inductance value of each phase, R is the resistance value of the reactor of each phase, and s is the Laplace operator. The active current command effective value Iref_dr (reactive current command effective value Iref_qr) is differentiated and multiplied by the inductance value L, and the product of the active current command effective value Iref_dr (reactive current command effective value Iref_qr) and the resistance value is added to the multiplication result. , an effective component voltage estimated value Vi_d (reactive component voltage estimated value Vi_q) is calculated. The reactive
第3実施形態の電力変換装置は、制御部4000を有するので、位相跳躍に対するロバスト性が高い。さらに、第3実施形態の電力変換装置は、移動平均フィルタ4600を備えるようにすることで、検出する連系点電圧Vのリプルを除去できる。
Since the power conversion device of the third embodiment has the
(第3実施形態の変形例1)
検出した連系点電圧Vにノイズが進入した際に、電圧推定部4303及び電圧推定部4403で算出するVi_d及びVi_qが大きく変動する。このような場合、電圧推定部4303及び電圧推定部4403は、式(2)(3)を、次式(4)(5)のように微分演算を不完全微分とした式で、有効分電圧推定値Vi_d及び無効分電圧推定値Vi_qを算出するのがよい。式(4)(5)のTは時定数で、任意に設定できる。
Vi_d=(Ls/(Ts-1)+R)・Iref_dr・・・・(4)
Vi_q=(Ls/(Ts-1)+R)・Iref_qr・・・・(5)(
When noise enters the detected interconnection point voltage V, Vi_d and Vi_q calculated by the
Vi_d=(Ls/(Ts−1)+R)·Iref_dr (4)
Vi_q=(Ls/(Ts−1)+R)·Iref_qr (5)
(第3実施形態の変形例2)
さらに、不完全微分でもノイズの影響を避けられなかった場合を考慮して、無効分演算ブロック4300及び有効分演算ブロック4400の出力にリミッタをつけることが好ましい。そのリミッタ値は、連系インピーダンスに定格電流が通流したときに、当該連系インピーダンスに印加される電圧(正負双方)と同じか、それに若干の余裕を持たせた程度、例えば前記電圧の1.5倍前後とすることが好ましい。(
Furthermore, considering the case where the influence of noise cannot be avoided even with incomplete differentiation, it is preferable to provide a limiter to the outputs of the invalid
(第3実施形態の変形例3)
なお、第3実施形態のように、連系点電圧Vの検出値を電流指令値として扱う場合、系統に高調波電圧が重畳すると、連系点電圧Vにも高調波が重畳しする。さらに、それにより系統電圧(連系点電圧V)が変動すると電流指令値も変動する。そのため、これらに対する対策をするのが好ましい。なお、ここでいう系統電圧(連系点電圧V)の変動とは、系統電圧の定格値と、連系点電圧の値との間に差が生じていることを意味する。(
When the detected value of the interconnection point voltage V is treated as the current command value as in the third embodiment, if the harmonic voltage is superimposed on the system, the harmonics are also superimposed on the interconnection point voltage V. Furthermore, when the system voltage (interconnection point voltage V) fluctuates, the current command value also fluctuates. Therefore, it is preferable to take measures against these. Note that the fluctuation of the system voltage (interconnection point voltage V) here means that there is a difference between the rated value of the system voltage and the value of the interconnection point voltage.
まず、高調波に対する対策を述べる。低次高調波に対しては、例えば、検出した連系点電圧Vをノッチフィルタに通すなどし、高次高調波に対しては、例えば、検出した連系点電圧Vをローパスフィルタに通すなどし、連系点電圧Vに重畳した高調波を減衰させ、電流指令値に重畳した高調波を減衰することが好ましい。有効電流指令実効値や無効電流指令実効値などをフィルタして高調波を減衰するようにしてもよい。 First, measures against harmonics will be described. For low-order harmonics, for example, the detected interconnection point voltage V is passed through a notch filter, and for high-order harmonics, for example, the detected interconnection point voltage V is passed through a low-pass filter. Then, it is preferable to attenuate the harmonics superimposed on the interconnection point voltage V and to attenuate the harmonics superimposed on the current command value. Harmonics may be attenuated by filtering the active current command effective value, the reactive current command effective value, or the like.
なお、上記の式(4)(5)による不完全微分演算や高調波への対策として上記ローパスフィルタを用いると、有効電圧指令値や無効電圧指令値に位相遅れが発生する。この位相遅れを補償するには、無効電流を通流させる際は、有効電流指令値をわずかに増加させ、無効電流に有効電流を加えることが好ましい。同様に有効電流を通流させる際は、無効電流指令値をわずかに増加させ、有効電流に無効電流を加えることが好ましい。 If the above low-pass filter is used as a countermeasure against incomplete differential calculation by the above equations (4) and (5) and harmonics, a phase delay occurs in the effective voltage command value and the ineffective voltage command value. In order to compensate for this phase lag, it is preferable to slightly increase the active current command value and add the active current to the reactive current when passing the reactive current. Similarly, when passing an active current, it is preferable to slightly increase the reactive current command value and add the reactive current to the active current.
(第3実施形態の変形例4)
次に、変形例4では、連系点電圧Vの各種誤差に対する対策を述べる。まず、有効電流指令実効値Iref_dr及び無効電流指令実効値Iref_qrから連系インピーダンスに印加する電圧にそれぞれ換算する際に、微分ではなく、不完全微分を用いると位相が遅れる。その位相遅れに対する補償方法を説明する。変形例4の制御部は、図12に示す第3実施形態の制御部4000の無効分演算ブロック4300と有効分演算ブロック4400の構成が異なる。図13は、変形例4の制御部の一部を拡大して示す図であり、図12に示す制御部4000において、一点鎖線で囲まれた領域に相当する。図13に示す領域以外の制御部の構成は、第3実施形態と同様であるので、説明は省略する。(
Next, in
図13に示す無効分演算ブロック4300a及び有効分演算ブロック4400aの様に、位相遅れ補償を実施する際は、両ブロックを完全に分離できず、両ブロックが互いに干渉する。
Like the invalid
まず、無効分演算ブロック4300aの動作について説明する。第3実施形態と同様に、電流変換部4302で無効電流指令値から変換された各相の無効電流指令実効値Iref_qrは、乗算器4309で、後述の電圧補償値演算ブロックで算出された各相の電圧補償値と同じ相同士それぞれ乗算され、電圧変動が補償される。電圧変動が補償された無効電流指令実効値Iref_qrは、フィルタブロック4305に出力されて、高調波が減衰される。フィルタブロック4305は例えばローパスフィルタで構成される。
First, the operation of the invalid
高調波が減衰された無効電流指令実効値Iref_qrは、乗算部4307で、有効電流指令実効値Iref_drを乗算器4406で実数β倍して算出したフィルタブロック4305での位相遅れ補償用の電流が加算され、電圧推定部4303に入力される。そして、電圧推定部4303では、加算された電流を流すのに必要な連系インピーダンスの電圧である無効分電圧推定値Vi_qが上記の式(3)又は式(5)により算出され、無効電圧指令値としてリミッタブロック4308へ出力される。
Reactive current command effective value Iref_qr with harmonics attenuated is calculated by multiplying active current command effective value Iref_dr by real number β in
リミッタブロック4038では、無効電圧指令値が所定範囲内にある場合、無効電圧指令値がそのまま電圧指令生成ブロック4001に出力され、無効電圧指令値が所定範囲をはずれた場合、あらかじめ設定されたリミッタ値が無効分演算ブロック4300aの出力、すなわち無効電圧指令値として電圧指令生成ブロック4001に出力される。また、無効分演算ブロック4300aでは、フィルタブロック4305で高調波を減衰した無効電流指令実効値Iref_qrが、乗算器4306で実数β倍されて、フィルタブロック4405での位相遅れ補償用の電流として、有効分演算ブロック4400aに出力される。
In the limiter block 4038, when the invalid voltage command value is within the predetermined range, the invalid voltage command value is output to the voltage
次いで、有効分演算ブロック4400aの動作について説明する。第3実施形態と同様に、電流変換部4402で有効電流指令値から変換された各相の有効電流指令実効値Iref_drは、乗算器4409で、後述の電圧補償値演算ブロックで算出された各相の電圧補償値と同じ相同士それぞれ乗算され、電圧変動が補償される。電圧変動が補償された有効電流指令実効値Iref_drは、フィルタブロック4405に出力されて、高調波が減衰される。
Next, the operation of effective
高調波が減衰された有効電流指令実効値Iref_drは、無効電流指令実効値Iref_qrを乗算器4306で実数β倍して算出したフィルタブロック4305での位相遅れ補償用の電流が乗算部4407で加算され、電圧推定部4403に入力される。そして、電圧推定部4403では、加算された電流を流すのに必要な連系インピーダンスの電圧である有効分電圧推定値Vi_dが上記の式(2)又は式(4)により算出され、有効電圧指令値としてリミッタブロック4408へ出力される。
Active current command effective value Iref_dr with harmonics attenuated is obtained by multiplying reactive current command effective value Iref_qr by real number β in
リミッタブロック4408では、有効電圧指令値が所定範囲内にある場合、有効電圧指令値がそのまま電圧指令生成ブロック4001に出力され、有効電圧指令値が所定範囲をはずれた場合、あらかじめ設定されたリミッタ値が有効分演算ブロック4400aの出力、すなわち有効電圧指令値として電圧指令生成ブロック4001に出力される。また、有効分演算ブロック4400aでは、フィルタブロック4405で高調波を減衰した有効電流指令実効値Iref_drが、乗算器4306で実数β倍されて、フィルタブロック4305での位相遅れ補償用の電流として、無効分演算ブロック4300aに出力される。
In the
電圧指令生成ブロック(出力電圧指令生成部)4001では、位相補償ブロック4100から入力された検出電圧Vと、有効分演算ブロック4400から入力された有効電圧指令値と、無効分演算ブロック4300から入力された無効電圧指令値とが加算され、電力変換装置の電圧指令が生成される。なお、有効電圧指令値と無効電圧指令値には、過度な電流を流さぬようにリミッタを設けることが好ましい。リミッタは、定格電流通流時に連系インピーダンスに印加される電圧の最小値と最大値に必要な余裕を持たせた値とすることが好ましい。
In voltage command generation block (output voltage command generation unit) 4001 , detected voltage V input from
最後に、電圧変動を補償するための電圧補償値を算出する電圧補償値演算ブロックについて説明する。電圧補償値演算ブロックは、制御部4000に設けられ、入力された各相の検出電圧Vから相毎に電圧補償値を算出する。図14に、定常時において電圧変動したときに、電流指令値(無効電流指令実効値、有効電流指令実効値)を補償するための電圧補償値を算出する電圧補償値演算ブロック4700を示す。電圧補償値演算ブロック4700では、各相(R相、S相及びT相)の電圧補償値を算出する。電圧補償値の算出動作は、各相共に同じであるので、以下ではR相を代表として説明する。
Finally, a voltage compensation value calculation block for calculating a voltage compensation value for compensating voltage fluctuations will be described. A voltage compensation value calculation block is provided in the
電圧補償値演算ブロック4700では、移動平均フィルタ4600でスムージングされたR相の連系点電圧Vの検出値が入力され、当該検出電圧の2乗値が乗算器4701で算出される。検出電圧の2乗値は、1/4周期遅延部4702と加算器4703とに出力される。1/4周期遅延部4702は、例えばメモリなどで構成されている。1/4周期遅延部4702は、検出電圧の2乗値を1/4周期の期間メモリに保持し、1/4周期経過後に、検出電圧の2乗値の1/4周期前の過去値として、加算器4703に出力する。加算器4703は、乗算器4701から入力された検出電圧の2乗値(現在値)と、1/4周期遅延部4702から入力された検出電圧の2乗値の過去値とを加算し、ルート演算部4704に出力する。
In the voltage compensation
ルート演算部4704は、加算器4703の出力をルート演算し、除算器4705に入力する。除算器4705は、ルート演算部4704の出力を√2で除算する。この除算結果は、R相の連系点電圧Vの実効値に相当する値である。除算器4705は、除算結果を連系点電圧Vの実効値としてR相電圧補償値算出部4706に出力する。R相電圧補償値算出部4706には、R相の定格相電圧の値も入力されている。R相電圧補償値算出部4706は、R相の定格電圧をR相の連系点電圧Vの実効値で除算することで、R相電圧補償値を算出する。
なお、一般の電力系統では、定常時の電圧変動は小さいので、PCS(Power Conditioning Subsystem:パワーコンディショナー)用途では電圧変動を許容できることが多い。例えば、日本国内の定常時の配電系統の電圧変動は、わずか±10%である。 In general electric power systems, voltage fluctuations during steady state are small, so voltage fluctuations can often be tolerated in PCS (Power Conditioning Subsystem) applications. For example, the voltage fluctuation of the power distribution system in Japan is only ±10% during normal operation.
また、系統事故時に電圧変動の電圧補償を行うと、不要な電流を流し込むことになる。したがって、連系点電圧値が定常範囲を超えた場合は、電圧変動補償をしない方が好ましい。電圧補償実施・不実施は、定常時電圧許容値もしくは、それにある程度の余裕分を持たせた電圧値を基準として、各相電圧補償値にリミッタを設けるのが好ましい。なお、変形例4の様に、電圧補償演算(乗算器4309、4409での演算)を微分演算(電圧推定部4303、4403での演算)の前段に入れると、電圧変動補償あり・なしの切替直後の微分演算で大きな電圧指令値を出力してしまう可能性がある。そのため、電圧補償演算は、微分演算の後段に入れる方が好ましい。なお、前段に挿入する場合は、電圧補償値演算ブロック4700と乗算器4309、4409の間に、乗算器など実数倍できる乗算手段を挿入し、電圧補償を急に停止しないように、少しずつ当該乗算手段のゲインを小さくするような措置が必要となる。
In addition, if voltage compensation for voltage fluctuations is performed at the time of a system fault, an unnecessary current will flow. Therefore, when the interconnection point voltage value exceeds the steady-state range, it is preferable not to perform voltage fluctuation compensation. It is preferable to set a limiter for each phase voltage compensation value based on the normal voltage tolerance value or a voltage value to which a certain amount of margin is added to the normal voltage tolerance value for performing or not performing voltage compensation. Note that if the voltage compensation calculation (calculations in the
第3実施形態及びその変形例の電力変換装置を上記の発電システム、電力授受システム、負荷システム及び送配電システムに用いてもよい。
You may use the power converter of 3rd Embodiment and its modification for said electric power generation system, an electric power transfer system, a load system, and an electric power transmission/distribution system.
Claims (20)
所定交流電圧を出力する変換器と、
前記交流電圧源の電圧を検出する電源電圧検出器と、
前記変換器を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、検出した前記電圧に基づく電圧成分と、検出した前記電圧から位相がずれた電圧とに基づいて、前記変換器を制御する
電力変換装置。 A power conversion device connected to an AC voltage source via a grid impedance,
a converter that outputs a predetermined AC voltage;
a power supply voltage detector that detects the voltage of the AC voltage source;
A control unit that controls the converter,
The power conversion device, wherein the control unit controls the converter based on a voltage component based on the detected voltage and a voltage out of phase with the detected voltage.
請求項1に記載の電力変換装置。 The control unit provides a voltage component based on the detected voltage, a reactive component voltage obtained by multiplying the detected voltage by q (q is a real number), and a phase of (2n−1) 90 degrees ( 2. The power converter according to claim 1, wherein n is a positive integer equal to or greater than 1) and a voltage obtained by multiplying the deviated voltage by d (where d is a real number) is output to the converter.
請求項2に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 2, wherein the value of d is a negative real number.
前記制御部は、検出した前記電圧に基づく電圧成分と、検出した前記電圧の1/4周期遅れの電圧とに基づいて、前記変換器を制御するための電圧指令を演算する出力電圧指令生成部を有する
請求項1に記載の電力変換装置。 The power supply voltage detector detects the voltage of the interconnection impedance on the AC voltage source side,
The control unit is an output voltage command generation unit that calculates a voltage command for controlling the converter based on a voltage component based on the detected voltage and a voltage delayed by 1/4 period of the detected voltage. The power converter according to claim 1, comprising:
請求項4に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to claim 4, wherein the output voltage command generation unit integrates the quarter-cycle delayed voltage by a negative real number.
請求項1~5のいずれか1項に記載の電力変換装置。 2. The predetermined AC voltage output by the converter is equal to or less than a voltage value obtained by multiplying the detected voltage by a value obtained by adding 1 to the impedance (unit system display) of the interconnection impedance. 6. The power converter according to any one of 1 to 5.
請求項2又は3に記載の電力変換装置。 The power according to claim 2 or 3, wherein the limiter values of the q and the d are determined based on the relationship that the square root of the sum of the squares of the q and the d is equal to the impedance (unit system display) of the interconnection impedance. conversion device.
請求項1~7のいずれか1項に記載の電力変換装置。 The control unit according to any one of claims 1 to 7, wherein the control unit calculates a compensation voltage that compensates for a phase shift between the voltage detected by the power supply voltage detector and the actual voltage of the AC voltage source. A power converter as described.
請求項1~7のいずれか1項に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to any one of claims 1 to 7, wherein the control unit calculates a compensation voltage for compensating for a voltage drop in the interconnection impedance.
検出した前記電圧と前記遅れ電圧との位相のずれに基づいて、出力する無効電力及び有効電力を制御する
請求項1に記載の電力変換装置。 The control unit causes the converter to output a sum voltage of a voltage component based on the detected voltage and a delayed voltage obtained by multiplying a voltage phase-shifted from the detected voltage by d (d is a real number),
The power converter according to claim 1, wherein reactive power and active power to be output are controlled based on a phase shift between the detected voltage and the lag voltage.
請求項1又は15に記載の電力変換装置。 2. Computing means for differentiating the detected voltage and adding the product of the differentiated voltage and the inductance value of the interconnection impedance and the product of the detected voltage and the resistance value of the interconnection impedance. 16. The power converter according to 15 .
請求項1又は17に記載の電力変換装置。 After converting the detected voltage to three-phase to two-phase, the phase is rotated by 90 degrees using a rotation matrix, and the phase lead voltage value calculated by further performing two-to-three-phase conversion is differentiated, and the differentiated phase The power conversion apparatus according to claim 1 or 17 , further comprising a calculation means for adding a product of a lead voltage value and an inductance value of said interconnection impedance and a product of said phase lead voltage value and a resistance value of said interconnection impedance.
前記電源電圧検出器が検出した電圧検出値について前記パルス幅変調制御に用いる搬送波の1周期分の期間の移動平均を算出することで前記交流電圧源の前記電圧を算出する
請求項1に記載の電力変換装置。 pulse width modulated control controlling said converter;
2. The voltage of the AC voltage source according to claim 1, wherein the voltage of the AC voltage source is calculated by calculating a moving average of the voltage detection value detected by the power supply voltage detector for a period corresponding to one cycle of the carrier wave used for the pulse width modulation control. Power converter.
請求項1又は19に記載の電力変換装置。
The power converter according to claim 1 or 19 , wherein the control section calculates a voltage out of phase with the detected voltage by calculating time differentiation of the voltage of the AC voltage source.
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