JP7087793B2 - Power converter - Google Patents
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Description
本発明は、電動車両等に用いられる電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device used for an electric vehicle or the like.
電気自動車又はハイブリッド自動車等の電動車両において、動力源となる電動機等を駆動するために、電力変換装置が用いられる。この用途に用いられる電力変換装置は、一般に、電源の直流電圧を昇圧し、所望の電圧に変換して出力するコンバータを備え、コンバータは、昇圧用のリアクトルと複数のスイッチング素子とを含んで構成される。コンバータと、負荷となる電動機等との間には、電圧平滑化用のコンデンサやインバータが設けられる。 In an electric vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle, a power conversion device is used to drive an electric motor or the like as a power source. The power converter used in this application generally comprises a converter that boosts the DC voltage of the power supply, converts it to a desired voltage and outputs it, and the converter includes a reactor for boosting and a plurality of switching elements. Will be done. A capacitor or an inverter for voltage smoothing is provided between the converter and the electric motor or the like as a load.
電力変換装置には、通常、コンデンサの電荷を放電するための放電抵抗が、コンデンサと並列に配置される。放電抵抗は、比較的高抵抗に設定され、定常運転後の車両停止時等に、コンデンサに蓄積された電荷を徐々に放電させる。一方、電動車両の要求電力の増加等に対応するために、コンバータが多相化されたものがある。その場合には、コンデンサに蓄積される電荷も増加するために、例えば、非常停止時等に、より迅速に電荷を放出して安全性を確保することが必要となる。 In the power conversion device, a discharge resistor for discharging the electric charge of the capacitor is usually arranged in parallel with the capacitor. The discharge resistance is set to a relatively high resistance, and the electric charge accumulated in the capacitor is gradually discharged when the vehicle is stopped after steady operation. On the other hand, in order to cope with an increase in the required power of an electric vehicle, some converters have a multi-phase converter. In that case, since the electric charge accumulated in the capacitor also increases, it is necessary to release the electric charge more quickly to ensure safety, for example, at the time of an emergency stop.
そのような用途に対して、急速放電用の抵抗を別途設けることが提案されている。
例えば、特許文献１には、半導体素子を内蔵する半導体モジュールと、半導体モジュールに電気的に接続されたコンデンサと、コンデンサに蓄積された電荷を放電するための急速放電抵抗とを備え、半導体モジュールを制御する半導体制御回路が形成された回路基板に、急速放電抵抗へ流れる電流を制御する放電制御回路が形成された電力変換装置が開示されている。
For such applications, it has been proposed to separately provide a resistor for fast discharge.
For example,
特許文献１の電力変換装置では、急速放電抵抗の抵抗値を定常時用の放電抵抗よりも小さい値に設定することで、急速充電を可能にしている。しかしながら、定常時用の放電抵抗と急速放電抵抗の両方を設けると共に、定常時には急速放電抵抗を電流が流れないように制御する必要があり、構成が複雑になって高コストとなりやすい。また、定常時用の放電抵抗は、比較的高い抵抗値に設定されるものの、通常動作時でも電力が消費されるために、放電抵抗による損失の悪化を抑制することが課題となっている。
In the power conversion device of
本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、非常時等にコンデンサの電荷を速やかに放電可能であると共に、通常動作時の損失低減及びコスト低減が可能な電力変換装置を提供しようとするものである。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a power conversion device capable of quickly discharging the electric charge of a capacitor in an emergency or the like, and reducing loss and cost during normal operation. It is something to do.
本発明の一態様は、
直流電源（Ｂ）と、上記直流電源からの直流電力を電圧変換して負荷（Ｍ）に供給するコンバータ部（２）と、上記コンバータ部の駆動を制御する制御部（３）と、を備える電力変換装置（１）であって、
上記コンバータ部は、並列に接続された複数相のコンバータ（４１、４２）と、上記コンバータと上記負荷との間に設けられる上記複数相に共通の平滑コンデンサ（Ｃ）と、上記平滑コンデンサに蓄積された電荷を放出するための放電回路（ＤＣ）と、を有しており、
上記コンバータは、それぞれ、リアクトル（Ｌ、Ｌａ）と上アームスイッチング素子（Ｓ１、Ｓ１ａ）及び下アームスイッチング素子（Ｓ２、Ｓ２ａ）とを含み、
上記放電回路は、上記複数相のうち少なくとも１つの相において、上記上アームスイッチング素子をオン状態とすると共に、上記上アームスイッチング素子がオン状態となる相とは異なる少なくとも１つの相において、上記下アームスイッチング素子をオン状態とすることで形成され、上記上アームスイッチング素子がオン状態となる相及び上記下アームスイッチング素子がオン状態となる相に含まれる複数の上記リアクトルと上記平滑コンデンサとを接続する閉ループ回路であり、
上記制御部は、上記平滑コンデンサのコンデンサ電圧（ＶＨ）が予め定められた安全電圧（Ｖｓ）を超えている場合に、上記放電回路の動作を制御して、上記コンデンサ電圧を上記安全電圧ないしそれ以下に低減させる、電力変換装置にある。
One aspect of the present invention is
It includes a DC power supply (B), a converter unit (2) that converts DC power from the DC power supply into voltage and supplies it to a load (M), and a control unit (3) that controls the drive of the converter unit. It is a power converter (1) and
The converter unit is stored in a plurality of phase converters (41, 42) connected in parallel, a smoothing capacitor (C) provided between the converter and the load, and a smoothing capacitor (C) common to the plurality of phases. It has a discharge circuit (DC) for discharging the charged charge, and
The converter includes a reactor (L, La) and an upper arm switching element (S1, S1a) and a lower arm switching element (S2, S2a), respectively.
In the discharge circuit, in at least one of the plurality of phases, the upper arm switching element is turned on, and in at least one phase different from the phase in which the upper arm switching element is turned on, the lower arm is turned on. The reactors formed by turning on the arm switching element and included in the phase in which the upper arm switching element is turned on and the phase in which the lower arm switching element is turned on are connected to the smoothing capacitor. It is a closed loop circuit that
The control unit controls the operation of the discharge circuit when the capacitor voltage (VH) of the smoothing capacitor exceeds a predetermined safe voltage (Vs), and sets the capacitor voltage to the safe voltage or it. There is a power converter to reduce below .
本発明の他の態様は、
直流電源（Ｂ）と、上記直流電源（Ｂ）からの直流電力を電圧変換して負荷（Ｍ）に供給するコンバータ部（２）と、上記コンバータ部の駆動を制御する制御部（３）と、を備える電力変換装置（１）であって、
上記コンバータ部は、並列に接続された複数相のコンバータ（４１、４２）と、上記コンバータと上記負荷との間に設けられる上記複数相に共通の平滑コンデンサ（Ｃ）と、上記平滑コンデンサに蓄積された電荷を放出するための放電回路（ＤＣ）と、を有しており、
上記コンバータ部は、上記コンバータのそれぞれの相に対応する複数のリアクトル（Ｌ、Ｌａ）と複数の上アーム整流素子（Ｄ１、Ｄ１ａ）及び複数の下アームスイッチング素子（Ｓ２、Ｓ２ａ）とを含むと共に、複数の上記上アーム整流素子のうち少なくとも１つと並列に上アームスイッチング素子（ＳＷ）が接続されており、
上記放電回路は、少なくとも１つの上記スイッチング素子をオン状態とすると共に、上記スイッチング素子がオン状態となる相とは異なる少なくとも１つの相において、上記下アームスイッチング素子をオン状態とすることで形成され、上記上アームスイッチング素子がオン状態となる相及び上記下アームスイッチング素子がオン状態となる相に含まれる複数の上記リアクトルと上記平滑コンデンサとを含む閉ループ回路であり、
上記制御部は、上記平滑コンデンサのコンデンサ電圧（ＶＨ）が予め定められた安全電圧（Ｖｓ）を超えている場合に、上記放電回路の動作を制御して、上記コンデンサ電圧を上記安全電圧ないしそれ以下に低減させる、電力変換装置にある。
Another aspect of the present invention is
The DC power supply (B), the converter unit (2) that converts the DC power from the DC power supply (B) into a voltage and supplies it to the load (M), and the control unit (3) that controls the drive of the converter unit. A power conversion device (1) comprising,
The converter unit is stored in a plurality of phase converters (41, 42) connected in parallel, a smoothing capacitor (C) provided between the converter and the load, and a smoothing capacitor (C) common to the plurality of phases. It has a discharge circuit (DC) for discharging the charged charge, and
The converter unit includes a plurality of reactors (L, La) corresponding to each phase of the converter, a plurality of upper arm rectifying elements (D1, D1a), and a plurality of lower arm switching elements (S2, S2a). , The upper arm switching element (SW) is connected in parallel with at least one of the plurality of upper arm rectifying elements.
The discharge circuit is formed by turning on at least one of the switching elements and turning on the lower arm switching element in at least one phase different from the phase in which the switching element is turned on. A closed-loop circuit including a plurality of the reactors and the smoothing capacitor included in the phase in which the upper arm switching element is turned on and the phase in which the lower arm switching element is turned on .
The control unit controls the operation of the discharge circuit when the capacitor voltage (VH) of the smoothing capacitor exceeds a predetermined safe voltage (Vs), and sets the capacitor voltage to the safe voltage or it. There is a power converter to reduce below .
上記一態様の電力変換装置において、放電回路は、異なる相の上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子を介して、それら異なる相のリアクトルと平滑コンデンサとが接続された閉ループ回路であり、平滑コンデンサに蓄積された電荷は、この閉ループ回路を流れて主にリアクトルにおいて消費される。したがって、放電抵抗を設ける必要がなく、例えば、負荷停止時に、特定の上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子を選択的にオン駆動させるのみで、速やかに放電回路を形成して、平滑コンデンサを放電させることができる。また、コンバータの駆動を制御する制御部によって、放電回路を形成するスイッチング素子の駆動を制御できるので、放電制御用の回路を別途設ける必要もない。 In the power conversion device of the above aspect, the discharge circuit is a closed loop circuit in which the reactors of the different phases and the smoothing capacitor are connected via the upper arm switching element and the lower arm switching element of different phases, and the smoothing capacitor is used. The stored charge flows through this closed loop circuit and is consumed mainly in the reactor. Therefore, it is not necessary to provide a discharge resistor. For example, when the load is stopped, a specific upper arm switching element and lower arm switching element are selectively turned on, and a discharge circuit is quickly formed to discharge the smoothing capacitor. Can be made to. Further, since the drive of the switching element forming the discharge circuit can be controlled by the control unit that controls the drive of the converter, it is not necessary to separately provide a circuit for discharge control.
また、上記他の態様の電力変換装置においても、放電回路は、上アーム整流素子の少なくとも１つと並列なスイッチング素子と、これとは異なる相の下アームスイッチング素子と、それらに接続されるリアクトルと、平滑コンデンサを含む閉ループ回路として形成される。この場合も、同様にして、平滑コンデンサを速やかに放電させることができる。 Further, in the power conversion device of the other embodiment, the discharge circuit includes a switching element parallel to at least one of the upper arm rectifier elements, a lower arm switching element having a different phase, and a reactor connected to them. , Formed as a closed loop circuit containing a smoothing capacitor. In this case as well, the smoothing capacitor can be discharged quickly in the same manner.
以上のごとく、上記態様によれば、非常時等にコンデンサの電荷を速やかに放電可能であると共に、通常動作時の損失低減及びコスト低減が可能な電力変換装置を提供することができる。
なお、特許請求の範囲及び課題を解決する手段に記載した括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。
As described above, according to the above aspect, it is possible to provide a power conversion device capable of quickly discharging the electric charge of the capacitor in an emergency or the like, and reducing the loss and cost during normal operation.
The reference numerals in parentheses described in the scope of claims and the means for solving the problem indicate the correspondence with the specific means described in the embodiments described later, and limit the technical scope of the present invention. It's not a thing.
（実施形態１）
電力変換装置に係る実施形態１について、図１～図７を参照して説明する。
図１に示すように、電力変換装置１は、直流電源である蓄電装置Ｂと、蓄電装置Ｂからの直流電力を電圧変換して、図示しない負荷に供給するコンバータ部２と、コンバータ部２の駆動を制御する制御部３と、を備えている。
本形態において、コンバータ部２は、並列に接続された複数相のコンバータ４１、４２を含む昇降圧コンバータ４と、昇降圧コンバータ４と負荷との間に設けられる平滑コンデンサＣと、平滑コンデンサＣに蓄積された電荷を放出するための放電回路ＤＣ（例えば、図２参照）と、を有している。
(Embodiment 1)
The first embodiment according to the power conversion device will be described with reference to FIGS. 1 to 7.
As shown in FIG. 1, the
In the present embodiment, the
昇降圧コンバータ４は、各相を構成するコンバータ４１、４２が、それぞれ、リアクトルＬ、Ｌａと、上アームを構成するスイッチング素子（以下、上アームスイッチング素子と称する）Ｓ１、Ｓ１ａ、及び、下アームを構成するスイッチング素子（以下、下アームスイッチング素子と称する）Ｓ２、Ｓ２ａと、を含む。
また、放電回路ＤＣは、複数相のうち少なくとも１つの相において、上アームスイッチング素子Ｓ１、Ｓ１ａをオン状態とすると共に、上アームスイッチング素子Ｓ１、Ｓ１ａがオン状態となる相とは異なる少なくとも１つの相において、下アームスイッチング素子Ｓ２、Ｓ２ａをオン状態とすることで形成され、これらオン状態となる相のリアクトルＬ、Ｌａと平滑コンデンサＣとを接続する閉ループ回路である。
In the buck-
Further, in the discharge circuit DC, in at least one of the plurality of phases, at least one phase different from the phase in which the upper arm switching elements S1 and S1a are turned on and the upper arm switching elements S1 and S1a are turned on. In the phase, it is a closed loop circuit formed by turning on the lower arm switching elements S2 and S2a, and connecting the reactors L and La of the phase in which the lower arm switching elements S2 and S2a are turned on and the smoothing capacitor C.
以下、本形態における電力変換装置１の各部について説明する。
蓄電装置Ｂは、例えば、充放電可能に構成された車両用バッテリであり、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池及び鉛蓄電池等の二次電池にて構成することができる。その場合に、電力変換装置１は、後述する図３に示されるように、負荷となるモータＭに接続されて、電気自動車やハイブリッド自動車の車両システム１０の一部を構成することができる。
Hereinafter, each part of the
The power storage device B is, for example, a vehicle battery configured to be rechargeable and dischargeable, and can be composed of a secondary battery such as a lithium ion battery, a nickel hydrogen battery, or a lead storage battery. In that case, as shown in FIG. 3 described later, the
コンバータ部２は、二相以上の多相コンバータである、昇降圧コンバータ４を有している。本形態では、並列に接続された複数相のコンバータとしての第１コンバータ４１及び第２コンバータ４２を有する二相コンバータとして構成されており、各相を構成する２つのリアクトルＬ、Ｌａと、２つの上アームスイッチング素子Ｓ１、Ｓ１ａ及び２つの下アームスイッチング素子Ｓ２、Ｓ２ａとを含む。第１コンバータ４１及び第２コンバータ４２と、蓄電装置Ｂとの間には、電源リレー１３が介設されており、電力変換装置１の停止時には、昇降圧コンバータ４が蓄電装置Ｂから切り離されるようになっている。
The
具体的には、昇降圧コンバータ４の第１コンバータ４１は、第１リアクトルＬと、上アームスイッチング素子Ｓ１及び下アームスイッチング素子Ｓ２の直列接続体を含む。第１リアクトルＬは、一端が上下アームの接続点に接続され、他端が電源リレー１３を介して蓄電装置Ｂの正極端子に接続されている。同様に、第２コンバータ４２は、第２リアクトルＬａと、上アームスイッチング素子Ｓ１ａ及び下アームスイッチング素子Ｓ２ａの直列接続体とを含み、第２リアクトルＬａは、一端が上下アームの接続点に接続され、他端が電源リレー１３を介して蓄電装置Ｂの正極端子に接続されている。
Specifically, the
上アームスイッチング素子Ｓ１及び下アームスイッチング素子Ｓ２は、正極側電力線１１と負極側電力線１２との間に、正極側電力線１１から負極側電力線１２に向かう方向を順方向として直列に接続される。同様に、上アームスイッチング素子Ｓ１ａ及び下アームスイッチング素子Ｓ２ａは、正極側電力線１１と負極側電力線１２との間に、正極側電力線１１から負極側電力線１２に向かう方向を順方向として直列に接続される。
スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１ａ、Ｓ２ａには、それぞれ、フリーホイールダイオード（以下、ダイオードと略称する）Ｄ１、Ｄ２、Ｄ１ａ、Ｄ２ａが、逆並列に接続される。
The upper arm switching element S1 and the lower arm switching element S2 are connected in series between the positive electrode
Freewheel diodes (hereinafter abbreviated as diodes) D1, D2, D1a, and D2a are connected to the switching elements S1, S2, S1a, and S2a in antiparallel, respectively.
スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１ａ、Ｓ２ａとしては、例えば、ＩＧＢＴ（すなわち、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）が用いられる。図示するＩＧＢＴの他に、ＭＯＳＦＥＴ（すなわち、電界効果トランジスタ）、バイポーラトランジスタ等の電力用半導体スイッチング素子を用いることもできる。電力用半導体スイッチング素子は、半導体材料として、例えば、Ｓｉ、ＳｉＣ、ＧａＮ、Ｃ等を用いた素子にて構成される。 As the switching elements S1, S2, S1a, and S2a, for example, an IGBT (that is, an insulated gate bipolar transistor) is used. In addition to the illustrated IGBT, a power semiconductor switching element such as a MOSFET (that is, a field effect transistor) or a bipolar transistor can also be used. The power semiconductor switching element is composed of an element using, for example, Si, SiC, GaN, C or the like as a semiconductor material.
また、コンバータ部２には、昇降圧コンバータ４と負荷との間に、電圧平滑化用の平滑コンデンサＣが設けられると共に、負荷への電力供給停止時に、平滑コンデンサＣの電荷を放電させるための放電回路ＤＣが設けられる。
昇降圧コンバータ４は、蓄電装置Ｂ側に第１コンバータ４１が、負荷側に第２コンバータ４２が配置されており、平滑コンデンサＣは、第２コンバータ４２よりも負荷側において、蓄電装置Ｂと並列に接続される。すなわち、平滑コンデンサＣの正極側端子は正極側電力線１１に、負極側端子は負極側電力線１２に、それぞれ接続される。
放電回路ＤＣの詳細については、後述する。
Further, the
In the buck-
The details of the discharge circuit DC will be described later.
制御部３は、電力要求に応じた制御信号を昇降圧コンバータ４に出力し、第１コンバータ４１及び第２コンバータ４２のうち１相以上を駆動する。具体的には、第１コンバータ４１の上下アームを構成するスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２と、第２コンバータ４２の上下アームを構成するスイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａを、それぞれ交互にオンオフ駆動して、昇降圧コンバータ４の電力変換動作を制御する。
スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１ａ、Ｓ２ａには、それぞれ駆動回路３２～３５が対応して設けられる。駆動回路３２～３５は、制御部３からの制御信号に応じてスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１ａ、Ｓ２ａをオンオフ駆動するための駆動電圧を生成する。
The
Drive
第１コンバータ４１は、制御信号に基づいて、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２が交互にオンオフすることにより、蓄電装置Ｂからの直流電圧を昇圧し、所望の直流電力に変換して出力する。同様に、第２コンバータ４２は、スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａが交互にオンオフすることにより、蓄電装置Ｂからの直流電圧を昇圧し、所望の直流電力に変換して出力する。この昇圧動作は、各相の下アームスイッチング素子Ｓ２、Ｓ２ａのオン期間に、第１リアクトルＬ、第２リアクトルＬａに電磁エネルギを蓄積し、オフ期間にダイオードＤ１、Ｄ１ａを介して放出することにより行われる。入力電圧に対する昇圧比は、スイッチング制御周期におけるオン期間比（すなわち、デューティ比）によって調整することができる。
The
なお、昇降圧コンバータ４は、昇圧機能と共に降圧機能を有しており、蓄電装置Ｂからの直流電圧を昇圧して負荷に供給すると共に、負荷側からの回生電力を降圧して蓄電装置Ｂを充電することもできる。第１コンバータ４１と第２コンバータ４２とは、基本的に同一構造であり、同等の特性を有する。
その他、電力変換装置１は、コンバータ部２及び制御部３を冷却するために、図示しない冷却部を備えることができる。冷却部は、冷却媒体が流通する冷却通路が、装置各部を構成する発熱部品に接して設けられて、冷却媒体と熱交換可能に構成される。
The buck-
In addition, the
また、制御部３は、放電回路ＤＣの動作を制御する放電制御部３１を有する。
図２に示すように、本形態では、昇降圧コンバータ４の２つの相を用いて、異なる２つの放電回路ＤＣ１、ＤＣ２が形成される。放電制御部３１は、各相を構成するスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンオフを切り替えることによって、２つの相のリアクトルＬ、Ｌａと平滑コンデンサＣとを接続する、２つの閉ループ回路を形成する。
具体的には、２つの相のうちの一方の相について、例えば、第１コンバータ４１の上アームスイッチング素子Ｓ１をオン状態とし、他方の相について、例えば、第２コンバータ４２の下アームスイッチング素子Ｓ２ａをオン状態とすることで、第１放電回路ＤＣ１が形成される（図２左図参照）。また、第２コンバータ４２の上アームスイッチング素子Ｓ１ａをオン状態とし、第１コンバータ４１の下アームスイッチング素子Ｓ２をオン状態とすることで、第２放電回路ＤＣ２が形成される（図２右図参照）。
Further, the
As shown in FIG. 2, in this embodiment, two different discharge circuits DC1 and DC2 are formed by using the two phases of the buck-
Specifically, for one of the two phases, for example, the upper arm switching element S1 of the
放電制御部３１は、負荷への電力供給停止時に、第１放電回路ＤＣ１及び第２放電回路ＤＣ２の少なくとも一方を形成するスイッチング素子を、選択的にオン駆動させて、閉ループ回路に電流を流すことができる。
すなわち、第１放電回路ＤＣ１の動作時には、第１コンバータ４１の上アームスイッチング素子Ｓ１と第２コンバータ４２の下アームスイッチング素子Ｓ２ａをオンとする一方で、第１コンバータ４１の下アームスイッチング素子Ｓ２と第２コンバータ４２の上アームスイッチング素子Ｓ１ａをオフとする。
これにより、図２左図中に矢印で示すように、平滑コンデンサＣの正極側端子から、上アームスイッチング素子Ｓ１、第１リアクトルＬ、第２リアクトルＬａ、下アームスイッチング素子Ｓ２ａを順に通って、平滑コンデンサＣの負極側端子へ至る閉ループ回路が形成され、平滑コンデンサＣの電荷に基づく電流が流れる。
The
That is, during the operation of the first discharge circuit DC1, the upper arm switching element S1 of the
As a result, as shown by the arrow in the left figure of FIG. 2, the upper arm switching element S1, the first reactor L, the second reactor La, and the lower arm switching element S2a pass in order from the positive electrode side terminal of the smoothing capacitor C. A closed loop circuit is formed up to the negative electrode side terminal of the smoothing capacitor C, and a current based on the charge of the smoothing capacitor C flows.
また、第２放電回路ＤＣ２の動作時には、第２コンバータ４２の上アームスイッチング素子Ｓ１ａと第１コンバータ４１の下アームスイッチング素子Ｓ２をオンとする一方で、第２コンバータ４２の下アームスイッチング素子Ｓ２ａと第１コンバータ４１の上アームスイッチング素子Ｓ１をオフとする。
これにより、図２右図中に矢印で示すように、平滑コンデンサＣの正極側端子から、上アームスイッチング素子Ｓ１ａ、第２リアクトルＬａ、第１リアクトルＬ、下アームスイッチング素子Ｓ２を順に通って、平滑コンデンサＣの負極側端子へ至る閉ループ回路が形成され、平滑コンデンサＣの電荷に基づく電流が流れる。
Further, when the second discharge circuit DC2 is in operation, the upper arm switching element S1a of the
As a result, as shown by the arrow in the right figure of FIG. 2, the upper arm switching element S1a, the second reactor La, the first reactor L, and the lower arm switching element S2 pass in order from the positive electrode side terminal of the smoothing capacitor C. A closed loop circuit is formed up to the negative electrode side terminal of the smoothing capacitor C, and a current based on the charge of the smoothing capacitor C flows.
このようにして、平滑コンデンサＣに蓄積された電荷に基づく電流を、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１ａ、Ｓ２ａを介して第１リアクトルＬ、第２リアクトルＬａに流し、平滑コンデンサＣを放電させることができる。好適には、放電制御部３１により、第１放電回路ＤＣ１と第２放電回路ＤＣ１とを、交互に動作させるのがよく、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンオフに基づくスイッチング損失を活用することで、平滑コンデンサＣに蓄積された電荷を速やかに消費し、急速放電させることが可能になる。
In this way, the current based on the electric charge accumulated in the smoothing capacitor C can be passed through the switching elements S1, S2, S1a, and S2a to the first reactor L and the second reactor La to discharge the smoothing capacitor C. can. It is preferable that the first discharge circuit DC1 and the second discharge circuit DC1 are operated alternately by the
図３に示すように、電力変換装置１は、電動車両、例えば、電気自動車の車両システム１０に適用されて、動力源であるモータＭに電力を供給する。モータＭ及び図示しないエンジンを動力源として備えるハイブリッド自動車に搭載されて、その駆動を制御することもできる。車両システム１０は、電力変換装置１のコンバータ部２とモータＭとの間に、インバータ部５を備えると共に、インバータ部５の駆動を制御する主制御部３０を備える。インバータ部５は、コンバータ部２から出力される直流電力を交流電力に変換して、モータＭを駆動する。
As shown in FIG. 3, the electric
モータＭは、三相交流電動機として構成されて、図示しない電動車両の車輪に回転力を与えると共に、回生制動時に車輪の回転力により発電を行う発電機として機能する、いわゆるモータジェネレータとして構成することができる。その場合には、発電電力は、インバータ部５を介して、電力変換装置１へ入力され、蓄電装置Ｂを充電可能となる。
The motor M is configured as a three-phase AC electric motor, and is configured as a so-called motor generator that applies a rotational force to the wheels of an electric vehicle (not shown) and functions as a generator that generates power by the rotational force of the wheels during regenerative braking. Can be done. In that case, the generated power is input to the
インバータ部５は、通常、６つのスイッチング素子がＵ相、Ｖ相及びＷ相の上下アームを構成する三相のインバータとして構成される。各相の上下アームは、それぞれ、２個のスイッチング素子の直列接続体からなり、これら三相のアームは、正極側電力線１１と負極側電力線１２との間において、互いに並列に接続される。インバータ部５に用いられるスイッチング素子も、コンバータ部２と同様の電力用半導体スイッチング素子とすることができる。
The
インバータ部５は、主制御部３０からのデューティ指令に基づいてＰＷＭ（すなわち、パルス幅変調）制御される。主制御部３０には、図示しない検出手段から、モータＭの回転角度（すなわち、図３中に示すモータ角度）の検出信号や、インバータ部５から出力される相電圧又は相電流の検出信号が入力されている。主制御部３０は、モータＭからの要求出力に応じて、インバータ部５のデューティ指令を生成すると共に、コンバータ部２を制御する制御部３に対して、要求電圧及び要求電流の指令がなされる。
The
制御部３には、蓄電装置Ｂと第１、第２リアクトルＬ、Ｌａとの間の電源線から低圧側電圧ＶＬが入力されると共に、昇降圧コンバータ４と平滑コンデンサＣとの間の正極側電力線１１から高圧側電圧（以下、適宜、コンデンサ電圧と称する）ＶＨが入力されている。制御部３は、主制御部３０からの要求値に応じて、昇降圧コンバータ４をＰＷＭ制御するためのデューティ指令を生成し、第１コンバータ４１、第２コンバータ４２の駆動回路３２～３５（例えば、図２参照）に指令信号が出力される。これにより、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１ａ、Ｓ２ａがデューティ指令に基づいて駆動され、昇圧動作を行う。
The low voltage side voltage VL is input to the
その際、温度検出部である、図示しない温度センサによって、昇降圧コンバータ４を構成するスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１ａ、Ｓ２ａの温度（以下、適宜、素子温度と称する）がモニタされ、制御部３から主制御部３０へモニタ結果が送信される。主制御部３０は、例えば、素子温度が予め設定された許容温度範囲を超える場合には、要求電流を制限することにより、素子温度の上昇を抑制するようになっている。温度センサの構成や配置は任意であり、例えば、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１ａ、Ｓ２ａを構成する半導体チップに配設される感温素子等を温度センサとして用いることができる。
At that time, the temperatures of the switching elements S1, S2, S1a, and S2a (hereinafter, appropriately referred to as element temperatures) constituting the buck-
ここで、制御部３、主制御部３０は、公知の電子制御装置（ＥＣＵ）にて構成されており、例えば、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ等を有するマイコンや通信部を備えて、記憶する各種プログラムを実行し、車両システム１０の各部と通信して、モータＭ等の駆動を制御することができる。
なお、車両システム１０には、より上位の制御装置（図略）が設けられ、車両各部に設けられる各種検出装置からの検出信号に基づいて、車両走行や車載機器の作動を含むシステム全体を制御するようになっている。また、車両システム１０には、車両走行や車載機器の異常を検出するシステムが付設され、異常検出時に車両各部への電力供給を停止したり機器の異常を表示したりするように構成されている。
Here, the
The
また、制御部３及び主制御部３０には、例えば、車両異常時等にフェール信号が出力される構成となっている。そのために、車両システム１０には、車両衝突や緊急停止といった状態を検知又は予測する手段として、加速度センサ等が搭載される。そして、例えば、加速度センサで所定以上の大きな加速度が検知されたときに、フェールセーフ処理として、モータＭへの電力供給を停止すると共に、平滑コンデンサＣを急速放電させる処理を実施する。制御部３及び主制御部３０は、フェール信号を受信すると、昇降圧コンバータ４やインバータ部５の駆動指令を停止し、また、放電制御部３１を作動させて、第１放電回路ＤＣ１及び第２放電回路ＤＣ２による平滑コンデンサＣの急速放電を実施する。
Further, the
図４のフローチャートにより、制御部３において実行される昇降圧コンバータ４の放電制御処理について説明する。本処理は、制御部３の放電制御部３１に相当し、第１放電回路ＤＣ１と第２放電回路ＤＣ２を交互に形成することにより、平滑コンデンサＣの放電を制御する。
フェール信号の入力により本処理が開始されると、まず、ステップＳ１において、昇圧機能を停止するために、昇降圧コンバータ４の駆動回路３２～３５への指令信号の出力を停止する。次いで、ステップＳ２において、電源リレー１３をオフし、昇降圧コンバータ４と蓄電装置Ｂとを切り離す。
The discharge control process of the buck-
When this process is started by the input of the fail signal, first, in step S1, the output of the command signal to the
さらに、ステップＳ３において、コンデンサ電圧ＶＨを読み込み、予め法規上定められている安全電圧Ｖｓと比較して、コンデンサ電圧ＶＨが安全電圧Ｖｓを超えているか否かを判定する（すなわち、ＶＨ＞Ｖｓ？）。ステップＳ３が肯定判定された場合には、ステップＳ３へ進み、否定判定された場合には、本処理を一旦終了する。 Further, in step S3, the capacitor voltage VH is read and compared with the safety voltage Vs predetermined by the law in advance, and it is determined whether or not the capacitor voltage VH exceeds the safety voltage Vs (that is, VH> Vs? ). If the affirmative determination is made in step S3, the process proceeds to step S3, and if the negative determination is made, this process is temporarily terminated.
ステップＳ４では、第１、第２放電回路ＤＣ１、ＤＣ２の切り替え条件として、今回の制御周期期間が、第１放電回路ＤＣ１に対応する第１周期期間ａか否かを判定する（すなわち、第１周期期間ａ？）。ステップＳ４が肯定判定された場合には、ステップＳ５へ進む。ステップＳ４が否定判定された場合には、今回の制御周期期間が、第２放電回路ＤＣ２に対応する第２周期期間ｂであると判断して、ステップＳ６へ進む。 In step S4, as a switching condition between the first and second discharge circuits DC1 and DC2, it is determined whether or not the current control cycle period is the first cycle period a corresponding to the first discharge circuit DC1 (that is, the first). Cycle period a?). If the affirmative determination is made in step S4, the process proceeds to step S5. If the negative determination in step S4 is made, it is determined that the current control cycle period is the second cycle period b corresponding to the second discharge circuit DC2, and the process proceeds to step S6.
ステップＳ４は、放電期間において、第１、第２放電回路ＤＣ１、ＤＣ２を一定周期毎に切り替えるためのもので、初回を第１周期期間ａとし、以降、第２周期期間ｂと第１周期期間ａが交互に繰り返される。第１周期期間ａ及び第２周期期間ｂは、例えば、ＰＷＭ制御の制御周期に相当する期間に設定される。すなわち、放電期間の開始から、一定の制御周期毎に、第１周期期間ａと第２周期期間ｂに対応させて、第１、第２放電回路ＤＣ１、ＤＣ２を交互に作動させることができる。 Step S4 is for switching the first and second discharge circuits DC1 and DC2 at regular intervals in the discharge period, the first time is the first cycle period a, and thereafter, the second cycle period b and the first cycle period. a is repeated alternately. The first cycle period a and the second cycle period b are set to, for example, a period corresponding to the control cycle of PWM control. That is, from the start of the discharge period, the first and second discharge circuits DC1 and DC2 can be alternately operated in accordance with the first cycle period a and the second cycle period b at regular control cycles.
ステップＳ５では、第１周期期間ａの間、第１コンバータ４１の上アームスイッチング素子Ｓ１をオンすると共に、第２コンバータ４２の下アームスイッチング素子Ｓ２ａをオンする。第１コンバータ４１の下アームスイッチング素子Ｓ２と第２コンバータ４２の上アームスイッチング素子Ｓ１ａはオフとする。
これにより、上記図２左図のように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２ａを介して、第１、第２リアクトルＬ、Ｌａと平滑コンデンサＣとが接続され、第１放電回路ＤＣ１となる閉ループ回路が形成される。
In step S5, the upper arm switching element S1 of the
As a result, as shown in the left diagram of FIG. 2, the first and second reactors L and La are connected to the smoothing capacitor C via the switching elements S1 and S2a, and a closed loop circuit serving as the first discharge circuit DC1 is formed. Will be done.
このとき、図５に示すように、放電開始後の第１周期期間ａにおいて、第１放電回路ＤＣ１のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２ａと第１、第２リアクトルＬ、Ｌａに電流が流れることにより、平滑コンデンサＣの電荷が消費され、コンデンサ電圧ＶＨが低下する。第１周期期間ａが終了すると、上アームスイッチング素子Ｓ１及び下アームスイッチング素子Ｓ２ａはオフされる。その後、ステップＳ３へ戻る。 At this time, as shown in FIG. 5, in the first cycle period a after the start of discharge, the current flows through the switching elements S1 and S2a of the first discharge circuit DC1 and the first and second reactors L and La, so that the smoothness is achieved. The electric charge of the capacitor C is consumed, and the capacitor voltage VH drops. When the first period period a ends, the upper arm switching element S1 and the lower arm switching element S2a are turned off. After that, the process returns to step S3.
同様に、ステップＳ６では、第２コンバータ４２の上アームスイッチング素子Ｓ１ａをオンすると共に、第１コンバータ４１の下アームスイッチング素子Ｓ１をオンする。第１コンバータ４１の上アームスイッチング素子Ｓ１と第２コンバータ４２の下アームスイッチング素子Ｓ２ａはオフとする。
これにより、上記図２右図のように、スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２を介して、第１、第２リアクトルＬ、Ｌａと平滑コンデンサＣとが接続され、第２放電回路ＤＣ２となる閉ループ回路が形成される。
Similarly, in step S6, the upper arm switching element S1a of the
As a result, as shown in the right figure of FIG. 2, the first and second reactors L and La are connected to the smoothing capacitor C via the switching elements S1a and S2, and a closed loop circuit serving as the second discharge circuit DC2 is formed. Will be done.
このとき、図５に示すように、放電開始後の第１周期期間ａに続く第２周期期間ｂにおいて、第２放電回路ＤＣ２のスイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２と第１、第２リアクトルＬ、Ｌａに電流が流れる。これにより、平滑コンデンサＣの電荷が消費され、コンデンサ電圧ＶＨがさらに低下する。第２周期期間ｂが終了すると、上アームスイッチング素子Ｓ１ａ及び下アームスイッチング素子Ｓ２はオフされる。その後、ステップＳ３へ戻る。 At this time, as shown in FIG. 5, in the second cycle period b following the first cycle period a after the start of discharge, the switching elements S1a and S2 of the second discharge circuit DC2 and the first and second reactors L and La Current flows. As a result, the electric charge of the smoothing capacitor C is consumed, and the capacitor voltage VH is further lowered. When the second cycle period b ends, the upper arm switching element S1a and the lower arm switching element S2 are turned off. After that, the process returns to step S3.
このようにして、ステップＳ５、ステップＳ６が交互に繰り返され、第１周期期間ａと第２周期期間ｂが切り替えられる。これに伴い、第１放電回路ＤＣ１と第２放電回路ＤＣ２とを交互に電流が流れ、コンデンサ電圧ＶＨが急減する。
また、選択されている第１放電回路ＤＣ１又は第２放電回路ＤＣにおいて、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２ａ又はスイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２の素子温度が徐々に上昇し、導通が遮断されると素子温度が徐々に低下する。
In this way, steps S5 and S6 are alternately repeated, and the first period period a and the second period period b are switched. Along with this, a current flows alternately between the first discharge circuit DC1 and the second discharge circuit DC2, and the capacitor voltage VH drops sharply.
Further, in the selected first discharge circuit DC1 or second discharge circuit DC, the element temperature of the switching elements S1, S2a or the switching elements S1a, S2 gradually increases, and when the conduction is cut off, the element temperature gradually increases. descend.
ここで、図６に示すように、スイッチング制御の際の損失には、オン状態において発生する導通損失Ｐｃに加えて、スイッチングのオンオフを切り替える際のスイッチング損失Ｐswがあり、スイッチング回数が増加するほど、スイッチング損失Ｐswも大きくなる。
したがって、本形態のように、通常のコンバータ動作におけるＰＷＭ制御の制御周期を利用することで、切り替え制御を容易に行うことができ、また、切り替えによるスイッチング素子のスイッチング回数を最大とすることで、スイッチング損失Ｐswを最大として、さらなる急速放電が可能になる。
Here, as shown in FIG. 6, the loss during switching control includes the switching loss Psw when switching on and off of switching in addition to the conduction loss Pc generated in the on state, and the more the number of switchings increases. , Switching loss Psw also increases.
Therefore, as in the present embodiment, the switching control can be easily performed by using the control cycle of the PWM control in the normal converter operation, and the switching number of the switching element by the switching is maximized. Further rapid discharge is possible by maximizing the switching loss Psw.
また、上記図５に示した素子温度を利用して、第１放電回路ＤＣ１及び第２放電回路ＤＣの切り替えを行うようにしてもよい。図示されるように、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２ａ又はスイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２が、第１周期期間ａ又は第２周期期間ｂの全期間オン状態となっている場合には、制御周期期間が繰り返されることで素子温度が、所定の温度閾値ＴＨを超えることが予想される（例えば、図中の時点ｔ１、ｔ２）。 Further, the element temperature shown in FIG. 5 may be used to switch between the first discharge circuit DC1 and the second discharge circuit DC. As shown, when the switching elements S1 and S2a or the switching elements S1a and S2 are in the ON state for the entire period of the first period period a or the second period period b, the control period period is repeated. It is expected that the element temperature will exceed a predetermined temperature threshold TH (for example, time points t1 and t2 in the figure).
その場合には、例えば、第１周期期間ａ又は第２周期期間ｂにおけるオン期間（すなわち、デューティ比）を小さくし、スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２ａ又はスイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２の導通期間を減少させることで、温度上昇を抑制しながら、放電制御を行うことができる。また、その後、素子温度が温度閾値ＴＨを下回ったら（例えば、図中の時点ｔ３、ｔ４）、デューティ比を徐々に大きくすることができる。
具体的には、例えば、素子温度と温度閾値ＴＨの差分をΔＴとし、これを制御量として、フィードバック制御を行うことで、温度閾値ＴＨを超えない範囲で電流が流れるようにして、素子を保護することができる。なお、温度閾値ＴＨは、例えば、通常動作時において電流制限のために予め設定されている素子温度の上限値を用いることができる。
In that case, for example, by reducing the on period (that is, the duty ratio) in the first period period a or the second period period b, and reducing the conduction period of the switching elements S1, S2a or the switching elements S1a, S2. , Discharge control can be performed while suppressing the temperature rise. After that, when the element temperature falls below the temperature threshold TH (for example, time points t3 and t4 in the figure), the duty ratio can be gradually increased.
Specifically, for example, by setting the difference between the element temperature and the temperature threshold TH as ΔT and performing feedback control using this as the control amount, the current flows within the range not exceeding the temperature threshold TH to protect the element. can do. As the temperature threshold TH, for example, an upper limit value of the element temperature set in advance for current limitation during normal operation can be used.
このようにして、本形態によれば、第１放電回路ＤＣ１及び第２放電回路ＤＣの切り替えにより、コンデンサ電圧ＶＨを、安全電圧Ｖｓまで効率よく低減させることができる。ここで、図７は、平滑コンデンサＣと並列に放電抵抗Ｒを設けた従来構成例であり、定常的に電荷が放電される構成であるために、一定の電力損失が生じる上、非常時用の別の放電手段が必要となる。これに対して、本形態の構成では、定常時用の放電抵抗Ｒを省略することができ、部品点数が削減できる上、通常動作時の損失低減を図ることができる。 In this way, according to this embodiment, the capacitor voltage VH can be efficiently reduced to the safe voltage Vs by switching between the first discharge circuit DC1 and the second discharge circuit DC. Here, FIG. 7 is a conventional configuration example in which a discharge resistor R is provided in parallel with the smoothing capacitor C, and since the configuration is such that charges are constantly discharged, a constant power loss occurs and an emergency is used. Another discharge means is required. On the other hand, in the configuration of this embodiment, the discharge resistance R for steady operation can be omitted, the number of parts can be reduced, and the loss during normal operation can be reduced.
なお、本形態では、車両異常時用の放電回路ＤＣとして、第１放電回路ＤＣ１及び第２放電回路ＤＣ２を構成し、放電制御部３１によって制御するようにしたが、これら放電回路ＤＣを、定常運転後の停止時に使用することももちろんできる。その場合の放電制御部３１による制御も、上記図４のフローチャートと同様にして実施することができる。
In this embodiment, the first discharge circuit DC1 and the second discharge circuit DC2 are configured as the discharge circuit DC for vehicle abnormality, and are controlled by the
また、本形態では、ＰＷＭ制御の制御周期を利用して、一定の第１周期期間ａ及び第２周期期間ｂ毎に、第１放電回路ＤＣ１及び第２放電回路ＤＣを切り替えるようにしたが、必ずしも一定周期とする必要はない。
例えば、上記図５に示した素子温度と温度閾値ＴＨのみに基づいて、第１放電回路ＤＣ１及び第２放電回路ＤＣを切り替えてもよい。その場合には、上記図５において、第１周期期間ａ及び第２周期期間ｂは可変となり、素子温度をモニタしながら、例えば、第１放電回路ＤＣ１による放電を行い、素子温度が温度閾値ＴＨを超えたら、第２放電回路ＤＣ２に切り替える。これを繰り返し行うことによっても、素子温度の上昇を抑制しながら、制御性よく、コンデンサ電圧ＶＨを安全電圧Ｖｓまで急速放電させることができる。
Further, in the present embodiment, the control cycle of the PWM control is used to switch the first discharge circuit DC1 and the second discharge circuit DC every fixed first cycle period a and second cycle period b. It does not necessarily have to be a fixed cycle.
For example, the first discharge circuit DC1 and the second discharge circuit DC may be switched based only on the element temperature and the temperature threshold value TH shown in FIG. In that case, in FIG. 5, the first period period a and the second period period b are variable, and while monitoring the element temperature, for example, discharge is performed by the first discharge circuit DC1, and the element temperature is the temperature threshold TH. When the above is exceeded, the second discharge circuit DC2 is switched to. By repeating this, the capacitor voltage VH can be rapidly discharged to the safe voltage Vs with good controllability while suppressing an increase in the element temperature.
図８のフローチャートに基づいて説明する。ステップＳ１０１～Ｓ１０４は、上記図４のフローチャートのステップＳ１～Ｓ４と同様であり、説明を省略する。
なお、ステップＳ１０４は、今回の制御周期期間が、第１周期期間ａ及び第２周期期間ｂのいずれに相当するかを判定するためのもので、例えば、前回が第２周期期間ｂであれば、今回は第１周期期間ａとなる。すなわち、第１周期期間ａ及び第２周期期間ｂが一定周期でない以外は、上記図４のフローチャートのステップＳ４と同様である。
This will be described with reference to the flowchart of FIG. Steps S101 to S104 are the same as steps S1 to S4 in the flowchart of FIG. 4, and the description thereof will be omitted.
Note that step S104 is for determining whether the current control cycle period corresponds to the first cycle period a or the second cycle period b. For example, if the previous time is the second cycle period b. This time, it is the first cycle period a. That is, it is the same as step S4 in the flowchart of FIG. 4 except that the first cycle period a and the second cycle period b are not fixed cycles.
ステップＳ１０４が肯定判定された場合には、ステップＳ１０５へ進み、ステップＳ１０４が否定判定された場合には、今回の制御周期期間が、第２放電回路ＤＣ２に対応する第２周期期間ｂであると判断して、ステップＳ１０６へ進む。 If step S104 is affirmatively determined, the process proceeds to step S105, and if step S104 is negatively determined, the current control cycle period is the second cycle period b corresponding to the second discharge circuit DC2. The determination is made, and the process proceeds to step S106.
ステップＳ１０５では、第１コンバータ４１の上アームスイッチング素子Ｓ１をオンすると共に、第２コンバータ４２の下アームスイッチング素子Ｓ２ａをオンする。次いで、ステップＳ１０７へ進み、素子温度が、所定の温度閾値ＴＨを超えたか否かを判定する（すなわち、素子温度＞ＴＨ？）。ステップＳ１０７が肯定判定された場合には、ステップＳ１０３へ戻る。これにより、第１放電回路ＤＣ１による放電が終了する。
In step S105, the upper arm switching element S1 of the
ステップＳ１０７が否定判定された場合には、ステップＳ１０８へ進み、コンデンサ電圧ＶＨが安全電圧Ｖｓを超えているか否かを判定する（すなわち、ＶＨ＞Ｖｓ？）。ステップＳ１０８が肯定判定された場合には、ステップＳ１０７以降を繰り返し、否定判定された場合には、本処理を一旦終了する。 If the negative determination is made in step S107, the process proceeds to step S108, and it is determined whether or not the capacitor voltage VH exceeds the safe voltage Vs (that is, VH> Vs?). If the affirmative determination is made in step S108, the steps S107 and subsequent steps are repeated, and if the negative determination is made, this process is temporarily terminated.
ステップＳ１０６では、第２コンバータ４２の上アームスイッチング素子Ｓ１ａをオンすると共に、第１コンバータ４１の下アームスイッチング素子Ｓ２をオンする。次いで、ステップＳ１０９へ進み、素子温度が、所定の温度閾値ＴＨを超えたか否かを判定する（すなわち、素子温度＞ＴＨ？）。ステップＳ１０９が肯定判定された場合には、ステップＳ１０３へ戻る。これにより、第２放電回路ＤＣ２による放電が終了する。
In step S106, the upper arm switching element S1a of the
ステップＳ１０９が否定判定された場合には、ステップＳ１１０へ進み、コンデンサ電圧ＶＨが安全電圧Ｖｓを超えているか否かを判定する（すなわち、ＶＨ＞Ｖｓ？）。ステップＳ１０８が肯定判定された場合には、ステップＳ１０９以降を繰り返し、否定判定された場合には、本処理を一旦終了する。 If the negative determination is made in step S109, the process proceeds to step S110, and it is determined whether or not the capacitor voltage VH exceeds the safe voltage Vs (that is, VH> Vs?). If step S108 is determined to be affirmative, steps S109 and subsequent steps are repeated, and if a negative determination is made, this process is temporarily terminated.
これにより、素子温度が温度閾値ＴＨを超えない範囲で、第１周期期間ａと第２周期期間ｂが切り替えられ、第１放電回路ＤＣ１と第２放電回路ＤＣ２とを交互に電流が流れる。このようにしても、コンデンサ電圧ＶＨを急速放電させることができる。 As a result, the first period period a and the second period period b are switched within a range in which the element temperature does not exceed the temperature threshold TH, and a current flows alternately between the first discharge circuit DC1 and the second discharge circuit DC2. Even in this way, the capacitor voltage VH can be rapidly discharged.
（実施形態２）
電力変換装置に係る実施形態２について、図９～図１０を参照して説明する。
本形態の電力変換装置１の基本構成は、上記実施形態１と同様であり、以下、相違点である昇降圧コンバータ４の構成を中心に説明する。上記実施形態では、昇降圧コンバータ４を二相コンバータとして構成したが、三相以上であってもよい。本形態では、三相の昇降圧コンバータ４を用いた例としている。
なお、実施形態２以降において用いた符号のうち、既出の実施形態において用いた符号と同一のものは、特に示さない限り、既出の実施形態におけるものと同様の構成要素等を表す。
(Embodiment 2)
The second embodiment according to the power conversion device will be described with reference to FIGS. 9 to 10.
The basic configuration of the
In addition, among the codes used in the second and subsequent embodiments, the same codes as those used in the above-mentioned embodiments represent the same components and the like as those in the above-mentioned embodiments, unless otherwise specified.
図９に示すように、コンバータ部２には、平滑コンデンサＣと蓄電装置Ｂの間に、三相の昇降圧コンバータ４が配置されている。昇降圧コンバータ４は、第１コンバータ４１及び第２コンバータ４２に加えて、これらと並列な第３コンバータ４３を有している。第３コンバータ４３は、第３リアクトルＬｂと、上アームスイッチング素子Ｓ１ｂ、下アームスイッチング素子Ｓ２ｂからなり、上アームスイッチング素子Ｓ１ｂ及び下アームスイッチング素子Ｓ２ｂの直列接続体が、第２コンバータ４２よりも平滑コンデンサＣ側において、正極側電力線１１と負極側電力線１２の間に接続されている。第３リアクトルＬｂは、一端が、第１リアクトルＬ及び第２リアクトルＬａの接続点に接続されており、他端が、上アームスイッチング素子Ｓ１ｂ及び下アームスイッチング素子Ｓ２ｂの直列接続体の接続点に接続される。
As shown in FIG. 9, in the
本形態においても、昇降圧コンバータ４の三相のうち異なる相に属する、上アームスイッチング素子Ｓ１、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂと下アームスイッチング素子Ｓ２、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂとを用いて、放電回路ＤＣを形成することで、車両異常時等に平滑コンデンサＣからの放電を速やかに行うことができる。
その場合には、実施形態１と同様に、第１コンバータ４１、第２コンバータ４２、第３コンバータ４３のうちの二相を用い、上アームスイッチング素子Ｓ１、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂの１つと、下アームスイッチング素子Ｓ２、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂの１つとを組み合わせた放電回路ＤＣを形成し、順に動作させることもできるが、三相全てを用いることもできる。
Also in this embodiment, the discharge circuit DC is formed by using the upper arm switching elements S1, S1a, S1b and the lower arm switching elements S2, S2a, S2b, which belong to different phases among the three phases of the buck-
In that case, as in the first embodiment, two phases of the
好適には、第１コンバータ４１、第２コンバータ４２、第３コンバータ４３のうちの一相又は二相の上アームスイッチング素子Ｓ１、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂと、残る相の下アームスイッチング素子Ｓ２、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂを組み合わせて、放電回路ＤＣを形成するのがよい。
例えば、図示されるように、第２コンバータ４２、第３コンバータ４３の上アームスイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂをオン状態とすると共に、第１コンバータ４１の下アームスイッチング素子Ｓ２をオン状態とする。これにより、平滑コンデンサＣから、上アームスイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、第２リアクトルＬａ及び第２リアクトルＬｂを経て、第１リアクトルＬ、下アームスイッチング素子Ｓ２を通る、放電回路ＤＣ（パターン１）を形成することができる。スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂはオフとなる
Preferably, the upper arm switching elements S1, S1a, S1b of one or two phases of the
For example, as shown in the figure, the upper arm switching elements S1a and S1b of the
放電回路ＤＣ（パターン１）以外にも、上アームスイッチング素子Ｓ１、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂと下アームスイッチング素子Ｓ２、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂの組み合わせは、任意に設定可能である。ただし、いずれの組み合わせにおいても、オン状態となる上アームスイッチング素子Ｓ１、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂの数と下アームスイッチング素子Ｓ２、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂの数が同じにならず、素子数が少ない相（ここでは、通電される素子が単独となる相）において温度上昇の傾きが大きくなることにより発熱量が増加し、他の相よりも素子温度が高くなりやすい。 In addition to the discharge circuit DC (pattern 1), the combination of the upper arm switching elements S1, S1a, S1b and the lower arm switching elements S2, S2a, S2b can be arbitrarily set. However, in any combination, the number of upper arm switching elements S1, S1a, S1b that are turned on and the number of lower arm switching elements S2, S2a, S2b are not the same, and the number of elements is small (here, the phase with a small number of elements). In the phase in which the element to be energized is independent), the amount of heat generated increases due to the large slope of the temperature rise, and the element temperature tends to be higher than in the other phases.
そこで、例えば、図１０に切り替えパターン１～６として示すように、通電される素子が単独となる相の温度上昇が抑制されるように、放電回路ＤＣの切り替えを行うのがよい。具体的には、図８に示した放電回路ＤＣ（パターン１）において、単独となる下アームスイッチング素子Ｓ２が、少なくとも次回の放電回路ＤＣ（パターン２）において、好適には、前後の回において使用されないようにする。放電回路ＤＣ（パターン２）は、上アームスイッチング素子Ｓ１と下アームスイッチング素子Ｓ２ａ、Ｓ２ｂがオン状態となり、スイッチング素子Ｓ２、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂはオフとなる。さらには、単独通電後の２回についてオフとなるように切り替えパターンを設定することで、冷却期間を確保して、温度閾値ＴＨに到達するのを遅らせることができる。
Therefore, for example, as shown in FIGS. 10 as switching
例えば、切り替えパターン３では、上アームスイッチング素子Ｓ１ａと下アームスイッチング素子Ｓ２、Ｓ２ｂがオン状態となり、切り替えパターン４では、上アームスイッチング素子Ｓ１ｂと下アームスイッチング素子Ｓ２、Ｓ２ａがオン状態となる。また、切り替えパターン５では、上アームスイッチング素子Ｓ１、Ｓ１ａと下アームスイッチング素子Ｓ２ｂがオン状態となり、切り替えパターン６では、上アームスイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂと下アームスイッチング素子Ｓ２ａがオン状態となる。それら以外のスイッチング素子はオフとなる。
For example, in the
この切り替えパターン１～６を繰り返すことにより、三相の昇降圧コンバータ４を用いて、温度上昇を抑制しながら、効率よく平滑コンデンサＣを急速放電させることができる。同様に、昇降圧コンバータ４が五相以上の奇数層とすることもでき、例えば、二相の上アームと三相の下アーム又はその逆の組み合わせとして、適宜切り替えパターンを設定するのがよい。
このように、昇降圧コンバータ４が奇数層である場合には、通電される相数の差を小さくし、好ましくは１以下とすることによって、閉ループ回路内の抵抗を極力小さくすることができる。したがって、消費電力をより大きくすると共に、通電による発熱を抑制して、より効率よい放電を行うことができる。
By repeating these switching
As described above, when the buck-
（実施形態３）
電力変換装置に係る実施形態３について、図１１を参照して説明する。
本形態の電力変換装置１の基本構成は、上記実施形態１、２と同様であり、昇降圧コンバータ４を四相コンバータとして構成した点が異なっている。以下、相違点を中心に説明する。
(Embodiment 3)
The third embodiment of the power conversion device will be described with reference to FIG.
The basic configuration of the
本形態においても、コンバータ部２の平滑コンデンサＣと蓄電装置Ｂの間に、四相の昇降圧コンバータ４が配置された構成となっている。昇降圧コンバータ４は、上記実施形態２の第１コンバータ４１、第２コンバータ４２、第３コンバータ４３に加えて、これらと並列な第４コンバータ４４を有している。第４コンバータ４４は、第４リアクトルＬｃと、上アームスイッチング素子Ｓ１ｃ、下アームスイッチング素子Ｓ２ｃからなり、上アームスイッチング素子Ｓ１ｃ及び下アームスイッチング素子Ｓ２ｃの直列接続体が、第３コンバータ４３よりも平滑コンデンサＣ側において、正極側電力線１１と負極側電力線１２の間に接続されている。第４リアクトルＬｃは、一端が、第１～第３リアクトルＬ、Ｌａ、Ｌｂの接続点に接続されており、他端が、上アームスイッチング素子Ｓ１ｃ及び下アームスイッチング素子Ｓ２ｃの直列接続体の接続点に接続される。
Also in this embodiment, the four-phase buck-
本形態では、昇降圧コンバータ４の四相のうちの二相ずつを用いて、放電回路ＤＣを形成するのがよい。例えば、図示するように、第１コンバータ４１、第２コンバータ４２の上アームスイッチング素子Ｓ１、Ｓ１ａと下アームスイッチング素子Ｓ２、Ｓ２ａをオン状態とする組み合わせの放電回路ＤＣと、第３コンバータ４３、第４コンバータ４４の上アームスイッチング素子Ｓ１ｂ、Ｓ１ｃと下アームスイッチング素子Ｓ２ｂ、Ｓ２ｃの組み合わせによる放電回路ＤＣと、を交互に形成することで、車両異常時等に平滑コンデンサＣからの放電を速やかに行うことができる。
In this embodiment, it is preferable to form the discharge circuit DC by using two of each of the four phases of the buck-
このように、昇降圧コンバータ４が二相以上の偶数相の場合には、上アーム側と下アーム側の作動相数を同じにするとよい。本形態によれば、２つの放電回路ＤＣにおいて、上アームと下アームのスイッチング素子がそれぞれ均等になり、閉ループ回路内の抵抗が最小限となる。したがって、消費電力が最大となると共に、発熱量を抑制して、より効率よく急速放電を行うことができる。
As described above, when the buck-
（実施形態４）
電力変換装置に係る実施形態４について、図１２、図１３を参照して説明する。
本形態の電力変換装置１の基本構成は、上記実施形態４と同様であり、四相の昇降圧コンバータ４に代えて、四相の昇圧コンバータ４０を用いた点が異なっている。昇圧コンバータ４０は、昇圧動作のみ実施可能に構成される。以下、相違点を中心に説明する。
(Embodiment 4)
A fourth embodiment of the power conversion device will be described with reference to FIGS. 12 and 13.
The basic configuration of the
図１３は、本形態において用いられる四相の昇圧コンバータ４０の基本構成を示すもので、コンバータ部２の平滑コンデンサＣと蓄電装置Ｂの間には、四相の昇圧コンバータ４０が配置されている。昇圧コンバータ４０は、上記実施形態３の第１コンバータ４１、第２コンバータ４２、第３コンバータ４３、第４コンバータ４４において、上アームスイッチング素子Ｓ１、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ１ｃの代わりに、上アーム整流素子Ｄ１、Ｄ１ａ、Ｄ１ｂ、Ｄ１ｃが配置された構成となっている。上アーム整流素子Ｄ１、Ｄ１ａ、Ｄ１ｂ、Ｄ１ｃは、正極側電力線１１へ向かう方向を順方向としており、逆方向への電流の流れを規制するようになっている。昇圧コンバータ４０は、下アームスイッチング素子Ｓ２、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ、Ｓ２ｃのオンオフを切り替えることにより、上記実施形態と同様の昇圧動作を行うことが可能である。
FIG. 13 shows the basic configuration of the four-
図１２に示すように、このような昇圧コンバータ４０を用いた電力変換装置１においても、上記実施形態と同様の放電回路ＤＣを形成することができる。そのために、四相のうちの一相以上、ここでは、第４コンバータ４４において、上アーム整流素子Ｄ１ｃと並列に、上アームスイッチング素子ＳＷを設ける。スイッチング素子ＳＷは、例えば、ＩＧＢＴ等のパワー半導体スイッチング素子である。その場合には、上アーム整流素子Ｄ１ｃとスイッチング素子ＳＷの並列接続体は、実質的に、上記実施形態３の第４コンバータ４４における、上アームスイッチング素子Ｓ１ｃと同じ構成となる。
As shown in FIG. 12, even in the
本形態では、第４コンバータ４４の上アーム整流素子Ｄ１ｃと並列なスイッチング素子ＳＷと、その他の相、例えば、第１コンバータ４１の下アームスイッチング素子Ｓ２を用いて放電回路ＤＣを形成する。そして、上アームスイッチング素子ＳＷと下アームスイッチング素子Ｓ２とをオンすることにより、平滑コンデンサＣから、スイッチング素子ＳＷ、第４リアクトルＬｃ、第１リアクトルＬ、下アームスイッチング素子Ｓ２を通る放電回路ＤＣに電流を流すことができる。
In this embodiment, a discharge circuit DC is formed by using a switching element SW parallel to the upper arm rectifying element D1c of the
このように、昇圧コンバータ４０を用いる構成においても、少なくとも一相に上アームスイッチング素子ＳＷを並列に設けることによって、放電回路ＤＣを形成することができる。上アームスイッチング素子ＳＷを設ける相は、第４コンバータ４４に限らず、他の相でもよいし、複数の相に上アームスイッチング素子ＳＷを設けることもできる。
As described above, even in the configuration using the
（実施形態５）
電力変換装置に係る実施形態５について、図１４～図１７を参照して説明する。
本形態の電力変換装置１の基本構成は、上記実施形態１と同様であり、二相の昇降圧コンバータ４を用いた構成において、さらに、蓄電装置Ｂ側に、フィルタコンデンサＣ１を設けた点が異なっている。以下、相違点を中心に説明する。
(Embodiment 5)
The fifth embodiment according to the power conversion device will be described with reference to FIGS. 14 to 17.
The basic configuration of the
図１４において、コンバータ部２と蓄電装置Ｂの間には、フィルタコンデンサＣ１が蓄電装置Ｂと並列に設けられている。フィルタコンデンサＣ１を設けることで、昇降圧コンバータ４へ供給される電流を平滑化することができ、蓄電装置Ｂからの直流電圧がリプル成分を有する場合に、その影響を抑制することができる。また、蓄電装置Ｂ側にその他の負荷（例えば、容量成分を持つ部品・機器等）が並列に接続される場合にも、フィルタコンデンサＣ１が有効となる。
In FIG. 14, a filter capacitor C1 is provided in parallel with the power storage device B between the
本形態の構成においても、上記実施形態１に示した放電回路ＤＣ１、ＤＣ２を交互に形成することによって、平滑コンデンサＣを急速放電させることができる。また、同時に、フィルタコンデンサＣ１を含む閉ループ回路が形成されることによって、フィルタコンデンサＣ１に蓄積された電荷も放出させることができる。ここでは、上アームスイッチング素子Ｓ１と下アームスイッチング素子Ｓ２ａを用いた放電回路ＤＣ１が形成される場合を図示している。 Also in the configuration of this embodiment, the smoothing capacitor C can be rapidly discharged by alternately forming the discharge circuits DC1 and DC2 shown in the first embodiment. At the same time, by forming a closed loop circuit including the filter capacitor C1, the electric charge accumulated in the filter capacitor C1 can also be discharged. Here, the case where the discharge circuit DC1 using the upper arm switching element S1 and the lower arm switching element S2a is formed is illustrated.
この場合には、例えば、図中に（１）として示す期間には、平滑コンデンサＣに基づく電流が流れ、図中に（２）として示す期間には、平滑コンデンサＣとフィルタコンデンサＣ１に基づく電流が流れる。これら（１）、（２）の期間は、コンバータ部２と蓄電装置Ｂの間の低圧側電圧（すなわち、フィルタコンデンサ電圧）ＶＬと、負荷との間の高圧側電圧（すなわち、平滑コンデンサ電圧）ＶＨの大きさに応じて決定される。これについて、以下に説明する。
なお、（１）、（２）の期間に電流が流れる経路は、放電回路ＤＣ１に相当する部分が重なっており、（２）の期間には、さらに、放電回路ＤＣ３として示すように、フィルタコンデンサＣ１から第２リアクトルＬａと下アームスイッチング素子Ｓ２ａを経てフィルタコンデンサＣ１へ戻る閉ループ回路が形成される。
In this case, for example, a current based on the smoothing capacitor C flows during the period shown as (1) in the figure, and a current based on the smoothing capacitor C and the filter capacitor C1 flows during the period shown as (2) in the figure. Flows. During these periods (1) and (2), the low voltage side voltage (that is, filter capacitor voltage) VL between the
The path through which the current flows during the periods (1) and (2) overlaps the portion corresponding to the discharge circuit DC1, and during the period (2), the filter capacitor is further shown as the discharge circuit DC3. A closed loop circuit is formed that returns from C1 to the filter capacitor C1 via the second reactor La and the lower arm switching element S2a.
図１５に示すように、放電開始時には、ＶＨ＞ＶＬの関係にあり、図１６に示すように、（１）の期間には、平滑コンデンサＣから、上アームスイッチング素子Ｓ１、第１リアクトルＬを経て、放電回路ＤＣ１に電流が流れる。また、図中に矢印で示すように、放電回路ＤＣ１より低電圧となるフィルタコンデンサＣ１へも、電流が流入する。
これに伴い、平滑コンデンサ電圧ＶＨが急低下する一方、フィルタコンデンサ電圧ＶＬが徐々に上昇する。このような電流の流れは、平滑コンデンサ電圧ＶＨがフィルタコンデンサ電圧ＶＬと同電位（すなわち、ＶＨ＝ＶＬ）になるまで継続する。
As shown in FIG. 15, there is a relationship of VH> VL at the start of discharge, and as shown in FIG. 16, during the period (1), the upper arm switching element S1 and the first reactor L are connected from the smoothing capacitor C. Then, a current flows through the discharge circuit DC1. Further, as shown by an arrow in the figure, a current also flows into the filter capacitor C1 whose voltage is lower than that of the discharge circuit DC1.
Along with this, the smoothing capacitor voltage VH drops sharply, while the filter capacitor voltage VL gradually rises. The flow of such a current continues until the smoothing capacitor voltage VH becomes the same potential as the filter capacitor voltage VL (that is, VH = VL).
図１７に示すように、ＶＨ＝ＶＬ（または、ＶＨ＜ＶＬ）となる（２）の期間には、フィルタコンデンサ電圧ＶＬから放電回路ＤＣ１、放電回路ＤＣ３へ電流が流入可能となる。これにより、平滑コンデンサＣとフィルタコンデンサＣ１は、ほぼ同電位を保ったまま電荷の放出を継続する。なお、この（２）となる期間では、フィルタコンデンサＣ１の分の容量が増えるために、放電の速度が低下し、平滑コンデンサ電圧ＶＨ、フィルタコンデンサ電圧ＶＬの電圧は緩やかに低下する。
これは、一般に、コンデンサ電圧Ｖの放電特性が下記の式で表されることに基づいている。すなわち、時間ｔにおけるコンデンサ電圧Ｖｃは、コンデンサ容量Ｃ及び回路抵抗Ｒによって決まり、コンデンサ容量Ｃ又は回路抵抗Ｒが大きいほど、電圧降下は小さくなる。
式：Ｖｃ＝Ｖ×ｅｘｐ（-ｔ／ＣＲ）
As shown in FIG. 17, during the period (2) when VH = VL (or VH <VL), current can flow from the filter capacitor voltage VL into the discharge circuit DC1 and the discharge circuit DC3. As a result, the smoothing capacitor C and the filter capacitor C1 continue to emit electric charges while maintaining substantially the same potential. In the period (2), since the capacity of the filter capacitor C1 increases, the discharge speed decreases, and the voltages of the smoothing capacitor voltage VH and the filter capacitor voltage VL gradually decrease.
This is generally based on the fact that the discharge characteristic of the capacitor voltage V is expressed by the following equation. That is, the capacitor voltage Vc at time t is determined by the capacitor capacity C and the circuit resistance R, and the larger the capacitor capacity C or the circuit resistance R, the smaller the voltage drop.
Formula: Vc = V × exp (-t / CR)
このように、フィルタコンデンサＣ１を有する構成においても、平滑コンデンサＣと共にフィルタコンデンサＣ１に蓄積された電荷を放電することができる。
また、本形態では、二相の昇降圧コンバータ４の場合について説明したが、三相以上の昇降圧コンバータ４に適用してももちろんよい。その場合には、上アーム側と下アーム側の作動相数を均等にしてもよいが、例えば、奇数相の場合には、下アーム側の作動相数を多くするのがよい。これは、（２）となる期間において、放電回路ＤＣ１、放電回路ＤＣ３とが重なることにより、下アームスイッチング素子Ｓ２ａの通電量＞上アームスイッチング素子Ｓ１の通電量となるためで、オン状態となる下アームスイッチング素子の数を、上アームスイッチング素子より多くなるように設定することで（すなわち、上アームスイッチング素子の数＜下アームスイッチング素子の数）、下アームスイッチング素子の発熱を平準化することが可能になる。
As described above, even in the configuration having the filter capacitor C1, the electric charge accumulated in the filter capacitor C1 can be discharged together with the smoothing capacitor C.
Further, in the present embodiment, the case of the two-phase buck-
なお、フィルタコンデンサＣ１は、上記実施形態１に限らず、他の実施形態のいずれに適用してもよい。また、上記各実施形態では、電気自動車やハイブリッド自動車を例示して説明したが、自動車に限らず、モータ走行可能な電動車両等であってもよい。 The filter capacitor C1 is not limited to the first embodiment, and may be applied to any of the other embodiments. Further, in each of the above embodiments, the electric vehicle and the hybrid vehicle have been described as examples, but the vehicle is not limited to the vehicle and may be an electric vehicle capable of traveling by a motor.
本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の実施形態に適用することが可能である。例えば、上記各実施形態では、電力変換装置１を、インバータＩＮＶを介してモータＭ等の負荷に接続される構成としたが、これに限らず、負荷となる装置に昇圧された電圧を供給するための電力変換装置１であれば、適用可能である。また、直流電源として、充放電可能な蓄電装置を用いたが、放電のみが可能な直流電源を用いてもよい。
The present invention is not limited to each of the above embodiments, and can be applied to various embodiments without departing from the gist thereof. For example, in each of the above embodiments, the
Ｂ 蓄電装置（直流電源）
Ｍ モータ（負荷）
Ｌ、Ｌａ、Ｌｂ、Ｌｃ 第１～第４リアクトル（リアクトル）
Ｓ１、Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ１ｃ 上アームスイッチング素子
Ｓ２、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ、Ｓ２ｃ 下アームスイッチング素子
１ 電力変換装置
２ コンバータ部
４１～４４ 第１～第４コンバータ（コンバータ）
３ 制御部
３１ 放電制御部
B Power storage device (DC power supply)
M motor (load)
L, La, Lb, Lc 1st to 4th reactors (reactors)
S1, S1a, S1b, S1c Upper arm switching element S2, S2a, S2b, S2c Lower
3
Claims (11)
上記コンバータ部は、並列に接続された複数相のコンバータ（４１、４２）と、上記コンバータと上記負荷との間に設けられる上記複数相に共通の平滑コンデンサ（Ｃ）と、上記平滑コンデンサに蓄積された電荷を放出するための放電回路（ＤＣ）と、を有しており、
上記コンバータは、それぞれ、リアクトル（Ｌ、Ｌａ）と上アームスイッチング素子（Ｓ１、Ｓ１ａ）及び下アームスイッチング素子（Ｓ２、Ｓ２ａ）とを含み、
上記放電回路は、上記複数相のうち少なくとも１つの相において、上記上アームスイッチング素子をオン状態とすると共に、上記上アームスイッチング素子がオン状態となる相とは異なる少なくとも１つの相において、上記下アームスイッチング素子をオン状態とすることで形成され、上記上アームスイッチング素子がオン状態となる相及び上記下アームスイッチング素子がオン状態となる相に含まれる複数の上記リアクトルと上記平滑コンデンサとを接続する閉ループ回路であり、
上記制御部は、上記平滑コンデンサのコンデンサ電圧（ＶＨ）が予め定められた安全電圧（Ｖｓ）を超えている場合に、上記放電回路の動作を制御して、上記コンデンサ電圧を上記安全電圧ないしそれ以下に低減させる、電力変換装置。 It includes a DC power supply (B), a converter unit (2) that converts DC power from the DC power supply into voltage and supplies it to a load (M), and a control unit (3) that controls the drive of the converter unit. It is a power converter (1) and
The converter unit is stored in a plurality of phase converters (41, 42) connected in parallel, a smoothing capacitor (C) provided between the converter and the load, and a smoothing capacitor (C) common to the plurality of phases. It has a discharge circuit (DC) for discharging the charged charge, and
The converter includes a reactor (L, La) and an upper arm switching element (S1, S1a) and a lower arm switching element (S2, S2a), respectively.
In the discharge circuit, in at least one of the plurality of phases, the upper arm switching element is turned on, and in at least one phase different from the phase in which the upper arm switching element is turned on, the lower arm is turned on. The reactors formed by turning on the arm switching element and included in the phase in which the upper arm switching element is turned on and the phase in which the lower arm switching element is turned on are connected to the smoothing capacitor. It is a closed loop circuit that
The control unit controls the operation of the discharge circuit when the capacitor voltage (VH) of the smoothing capacitor exceeds a predetermined safe voltage (Vs), and sets the capacitor voltage to the safe voltage or it. Power converter to reduce to:
上記放電制御部は、複数の上記放電回路の切り替えを、上記放電回路を形成する上記上アームスイッチング素子及び上記下アームスイッチング素子の制御周期に基づいて実施する、請求項２又は３に記載の電力変換装置。 The control unit PWM controls the on / off of the upper arm switching element and the lower arm switching element.
The power according to claim 2 or 3, wherein the discharge control unit switches the plurality of discharge circuits based on the control cycles of the upper arm switching element and the lower arm switching element forming the discharge circuit. Converter.
上記放電制御部は、上記温度検出部の検出結果が温度閾値（ＴＨ）を超えないように、上記放電回路を形成する上記上アームスイッチング素子及び上記下アームスイッチング素子のオンオフを制御する、請求項２又は３に記載の電力変換装置。 A temperature detection unit for detecting the temperature of the upper arm switching element and the lower arm switching element is provided.
The discharge control unit controls on / off of the upper arm switching element and the lower arm switching element forming the discharge circuit so that the detection result of the temperature detection unit does not exceed the temperature threshold value (TH). The power conversion device according to 2 or 3.
上記放電制御部は、単独でオン状態となる上記上アームスイッチング素子又は上記下アームスイッチング素子が、少なくともその前後においてオフ状態となるように、複数の上記放電回路を切り替える、請求項７に記載の電力変換装置。 The plurality of phases are three phases, and have a plurality of the discharge circuits in which the number of the upper arm switching element or the lower arm switching element to be turned on is one, and also
The discharge control unit switches a plurality of the discharge circuits so that the upper arm switching element or the lower arm switching element, which is independently turned on, is turned off at least before and after the upper arm switching element, according to claim 7. Power converter.
上記コンバータ部は、並列に接続された複数相のコンバータ（４１、４２）と、上記コンバータと上記負荷との間に設けられる上記複数相に共通の平滑コンデンサ（Ｃ）と、上記平滑コンデンサに蓄積された電荷を放出するための放電回路（ＤＣ）と、を有しており、
上記コンバータ部は、上記コンバータのそれぞれの相に対応する複数のリアクトル（Ｌ、Ｌａ）と複数の上アーム整流素子（Ｄ１、Ｄ１ａ）及び複数の下アームスイッチング素子（Ｓ２、Ｓ２ａ）とを含むと共に、複数の上記上アーム整流素子のうち少なくとも１つと並列に上アームスイッチング素子（ＳＷ）が接続されており、
上記放電回路は、少なくとも１つの上記上アームスイッチング素子をオン状態とすると共に、上記上アームスイッチング素子がオン状態となる相とは異なる少なくとも１つの相において、上記下アームスイッチング素子をオン状態とすることで形成され、上記上アームスイッチング素子がオン状態となる相及び上記下アームスイッチング素子がオン状態となる相に含まれる複数の上記リアクトルと上記平滑コンデンサとを接続する閉ループ回路であり、
上記制御部は、上記平滑コンデンサのコンデンサ電圧（ＶＨ）が予め定められた安全電圧（Ｖｓ）を超えている場合に、上記放電回路の動作を制御して、上記コンデンサ電圧を上記安全電圧ないしそれ以下に低減させる、電力変換装置。 The DC power supply (B), the converter unit (2) that converts the DC power from the DC power supply (B) into a voltage and supplies it to the load (M), and the control unit (3) that controls the drive of the converter unit. A power conversion device (1) comprising,
The converter unit is stored in a plurality of phase converters (41, 42) connected in parallel, a smoothing capacitor (C) provided between the converter and the load, and a smoothing capacitor (C) common to the plurality of phases. It has a discharge circuit (DC) for discharging the charged charge, and
The converter unit includes a plurality of reactors (L, La) corresponding to each phase of the converter, a plurality of upper arm rectifying elements (D1, D1a), and a plurality of lower arm switching elements (S2, S2a). , The upper arm switching element (SW) is connected in parallel with at least one of the plurality of upper arm rectifying elements.
In the discharge circuit, at least one upper arm switching element is turned on, and the lower arm switching element is turned on in at least one phase different from the phase in which the upper arm switching element is turned on. It is a closed loop circuit that connects a plurality of the reactors and the smoothing capacitor included in the phase in which the upper arm switching element is turned on and the phase in which the lower arm switching element is turned on .
The control unit controls the operation of the discharge circuit when the capacitor voltage (VH) of the smoothing capacitor exceeds a predetermined safe voltage (Vs), and sets the capacitor voltage to the safe voltage or it. Power converter to reduce to:
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