JP7076230B2

JP7076230B2 - Charging device

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Publication number: JP7076230B2
Application number: JP2018042709A
Authority: JP
Inventors: 正二佐藤; 浩正杉山; 升男大隅; 永敏新間
Original assignee: Asti Corp
Current assignee: Asti Corp
Priority date: 2018-03-09
Filing date: 2018-03-09
Publication date: 2022-05-27
Anticipated expiration: 2038-03-09
Also published as: JP2019161767A

Description

本発明は、例えば、各種電動車両のバッテリに充電する車載充電装置等の充電装置に係り、特に、商用電源周波数に関連するリップル電流を増大させることなく、充電電流を高精度で、且つ、安定した状態で制御することができるように工夫したものに関する。 The present invention relates to, for example, a charging device such as an in-vehicle charging device for charging the batteries of various electric vehicles, and in particular, the charging current is highly accurate and stable without increasing the ripple current related to the commercial power supply frequency. It is related to the one devised so that it can be controlled in the state of being controlled.

充電装置は、例えば、図３に示すような構成になっている。まず、入力電源（Ｅｉ）１０１があり、この入力電源（Ｅｉ）１０１は、例えば、商用交流電源をダイオードブリッジとコンデンサで整流・平滑した直流電源である。上記入力電源（Ｅｉ）１０１にはスイッチ（Ｑ１）１０３、スイッチ（Ｑ２）１０５が直列・接続されている。上記スイッチ（Ｑ２）１０５にはコイル（Ｌｒ）１０７とトランス１０９の一次コイル（Ｎｐ）１１１と共振コンデンサ（Ｃｒ）１１３と一次側電流検出用抵抗（Ｒｓ）１１５とからなる直列回路が並列・接続されている。 The charging device has, for example, a configuration as shown in FIG. First, there is an input power supply (Ei) 101, and the input power supply (Ei) 101 is, for example, a DC power supply obtained by rectifying and smoothing a commercial AC power supply with a diode bridge and a capacitor. A switch (Q1) 103 and a switch (Q2) 105 are connected in series to the input power supply (Ei) 101. A series circuit including a coil (Lr) 107, a primary coil (Np) 111 of a transformer 109, a resonance capacitor (Cr) 113, and a primary side current detection resistance (Rs) 115 is connected in parallel to the switch (Q2) 105. Has been done.

又、上記トランス１０９の二次コイル（Ｎｓ１１）１１７と二次コイル（Ｎｓ１２）１１９にはダイオード（Ｄ１）１２１、ダイオード（Ｄ２）１２３が直列・接続されている。又、上記二次コイル（Ｎｓ１１）１１７と二次コイル（Ｎｓ１２）１１９の間、上記ダイオード（Ｄ１）１２１とダイオード（Ｄ２）１２３の間には、出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）１２５とバッテリ（Ｂａｔｔｅｒｙ）１２７とからなる並列回路が接続されている。 Further, a diode (D1) 121 and a diode (D2) 123 are connected in series to the secondary coil (Ns11) 117 and the secondary coil (Ns12) 119 of the transformer 109. Further, between the secondary coil (Ns11) 117 and the secondary coil (Ns12) 119, and between the diode (D1) 121 and the diode (D2) 123, an output smoothing capacitor (Cout) 125 and a battery (Battery) are provided. A parallel circuit consisting of 127 is connected.

又、制御回路１３１があり、この制御回路１３１は、プリアンプ、誤差増幅器、絶縁フォトカプラー等からなる演算処理部１３３と、パルス周波数変調器１３５と、ドライブ回路１３７とから構成されている。上記演算処理部１３３には充電電流（Ｉｃｈｇ）を示す信号が入力されるとともに、一次側電流検出用抵抗（Ｒｓ）１１５を介して一次側電流（Ｉｐｒｉ）を示す信号が入力される。上記演算処理部１３３は入力した充電電流（Ｉｃｈｇ）と一次側電流（Ｉｐｒｉ）に基づいて制御電圧（Ｖｃ）を算出し、それを上記パルス周波数変調器１３５に出力する。上記パネル周波数変調器１３５は入力した制御電圧（Ｖｃ）を示す信号に基づいて周波数変調信号を上記ドライブ回路１３７に出力する。上記ドライブ回路１３７は入力した周波数変調信号に基づいてスイッチ（Ｑ１）１０３、スイッチ（Ｑ２）１０５に制御信号を出力して、スイッチ（Ｑ１）１０３、スイッチ（Ｑ２）１０５のスイッチング周波数を制御する。 Further, there is a control circuit 131, which is composed of an arithmetic processing unit 133 including a preamplifier, an error amplifier, an isolated photocoupler, etc., a pulse frequency modulator 135, and a drive circuit 137. A signal indicating the charging current (Ichg) is input to the arithmetic processing unit 133, and a signal indicating the primary side current (Ipri) is input via the primary side current detection resistance (Rs) 115. The arithmetic processing unit 133 calculates a control voltage (Vc) based on the input charging current (Ichg) and primary side current (Ipri), and outputs it to the pulse frequency modulator 135. The panel frequency modulator 135 outputs a frequency modulation signal to the drive circuit 137 based on the input signal indicating the control voltage (Vc). The drive circuit 137 outputs a control signal to the switch (Q1) 103 and the switch (Q2) 105 based on the input frequency modulation signal, and controls the switching frequency of the switch (Q1) 103 and the switch (Q2) 105.

上記構成によると、充電電流（Ｉｃｈｇ）を高い精度で制御することが困難であるという問題があった。これは一次側電流検出用抵抗（Ｒｓ）１１５を介して検出される一次側電流（Ｉｐｒｉ）が入力電圧（Ｖｉｎ）、出力電圧（Ｖｏｕｔ）によって変化し、且つ、励磁電流を含んでしまうことに起因する。 According to the above configuration, there is a problem that it is difficult to control the charging current (Ichg) with high accuracy. This is because the primary side current (Ipri) detected via the primary side current detection resistor (Rs) 115 changes depending on the input voltage (Vin) and the output voltage (Vout), and includes an exciting current. to cause.

そこで、図４に示すような構成の充電装置が提案されている。図４に示す充電装置は、図３に示した充電装置における一次側電流検出用抵抗（Ｒｓ）１１５をなくして、出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）１２５とバッテリ（Ｂａｔｔｅｒｙ）１２７の間に充電電流検出用抵抗１４１を設けた構成になっている。
尚、その他の構成は図３に示した充電装置と同じであり、図中同一部分には同一符号を付して示しその説明を省略する。 Therefore, a charging device having a configuration as shown in FIG. 4 has been proposed. The charging device shown in FIG. 4 eliminates the primary side current detecting resistance (Rs) 115 in the charging device shown in FIG. 3, and is used for charging current detection between the output smoothing capacitor (Cout) 125 and the battery (Battery) 127. It is configured to be provided with a resistor 141.
The other configurations are the same as those of the charging device shown in FIG. 3, and the same parts in the drawings are designated by the same reference numerals and the description thereof will be omitted.

上記演算処理部１３３には、充電電流検出用抵抗１４１を介して充電電流（Ｉｃｈｇ）を示す信号が入力されるとともに、充電電流目標値（Ｉｔａｒ）を示す信号が入力される。上記演算処理部１３３は入力した充電電流（Ｉｃｈｇ）と充電電流目標値（Ｉｔａｒ）に基づいて制御電圧（Ｖｃ）を算出し、その信号を上記パルス周波数変調器１３５に出力する。上記パネル周波数変調器１３５は入力した制御電圧（Ｖｃ）を示す信号に基づいて周波数変調信号を上記ドライブ回路１３７に出力する。上記ドライブ回路１３７は入力した周波数変調信号に基づいてスイッチ（Ｑ１）１０３、スイッチ（Ｑ２）１０５に制御信号を出力して、スイッチ（Ｑ１）１０３、スイッチ（Ｑ２）１０５のスイッチング周波数を制御する。 A signal indicating the charging current (Ichg) is input to the arithmetic processing unit 133 via the charging current detection resistor 141, and a signal indicating the charging current target value (Itar) is input to the arithmetic processing unit 133. The arithmetic processing unit 133 calculates a control voltage (Vc) based on the input charging current (Ichg) and charging current target value (Itar), and outputs the signal to the pulse frequency modulator 135. The panel frequency modulator 135 outputs a frequency modulation signal to the drive circuit 137 based on the input signal indicating the control voltage (Vc). The drive circuit 137 outputs a control signal to the switch (Q1) 103 and the switch (Q2) 105 based on the input frequency modulation signal, and controls the switching frequency of the switch (Q1) 103 and the switch (Q2) 105.

尚、図４に示した充電装置と同等の充電装置の構成を開示するものとして、例えば、特許文献１がある。 For example, Patent Document 1 discloses a configuration of a charging device equivalent to the charging device shown in FIG.

特許第３０１９３５３号公報Japanese Patent No. 3019353

上記従来の構成によると次のような問題があった。
すなわち、図４に示した充電装置の場合は、充電電流（Ｉｃｈｇ）を高精度で制御することはできるものの、充電電流（Ｉｃｈｇ）を安定して制御することが困難であるという問題があった。
又、商用電源周波数に関連するリップル電流（バッテリ（Ｂａｔｔｅｒｙ）１２７に発生するリップル電流）を低減させることが困難であるという問題もあった。
この点に関して図５を参照して詳しく説明する。図５は横軸に周波数（Ｈｚ）をとり縦軸に制御電圧（Ｖｃ）に対する充電電流（Ｉｃｈｇ）への利得（ｄＢ）と制御電圧（Ｖｃ）に対する充電電流（Ｉｃｈｇ）の位相差（ｄｅｇ）をとり、充電電流（Ｉｃｈｇ）を制御するための制御電圧（Ｖｃ）に対する充電電流（Ｉｃｈｇ）への周波数伝達関数を示した図である。この周波数伝達関数は、共振コイル（Ｌｒ）１０７、トランス１０９の励磁インダクタンス、出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）１２５等からなるＬＣフィルタ回路の周波数特性と考えられる。
この図５から明らかなように、略１（ｋＨｚ）以上の高周波数領域において略４０ｄＢ／ｄｅｃで利得が低下するとともに、位相が１８０ｄｅｃ近くまで遅れている。図４に示した制御回路１３１の処理において、充電電流（Ｉｃｈｇ）から制御電圧（Ｖｃ）までの負帰還回路の位相遅れは１８０ｄｅｇを超える。したがって、回路全体での位相遅れは３６０ｄｅｇに近付き、その結果、制御が不安定になる。
このような課題に対しては、例えば、回路全体での位相遅れが３６０ｄｅｇにならないように利得を低下させる方法があるが、商用電源に関連する低周波領域での利得も低下してリップル電流が増大してしまうことになる。 According to the above-mentioned conventional configuration, there are the following problems.
That is, in the case of the charging device shown in FIG. 4, although the charging current (Ichg) can be controlled with high accuracy, there is a problem that it is difficult to stably control the charging current (Ichg). ..
Further, there is also a problem that it is difficult to reduce the ripple current (ripple current generated in the battery 127) related to the commercial power supply frequency.
This point will be described in detail with reference to FIG. In FIG. 5, the horizontal axis represents frequency (Hz), and the vertical axis represents the phase difference (deg) between the gain (dB) for the charging current (Ichg) with respect to the control voltage (Vc) and the charging current (Ichg) with respect to the control voltage (Vc). It is a figure which showed the frequency transfer function to the charge current (Ichg) with respect to the control voltage (Vc) for controlling the charge current (Ichg). This frequency transfer function is considered to be the frequency characteristic of the LC filter circuit including the resonance coil (Lr) 107, the exciting inductance of the transformer 109, the output smoothing capacitor (Cout) 125, and the like.
As is clear from FIG. 5, in the high frequency region of about 1 (kHz) or higher, the gain decreases at about 40 dB / dec, and the phase is delayed to nearly 180 dec. In the processing of the control circuit 131 shown in FIG. 4, the phase delay of the negative feedback circuit from the charging current (Ichg) to the control voltage (Vc) exceeds 180 deg. Therefore, the phase lag in the entire circuit approaches 360 deg, and as a result, the control becomes unstable.
To solve such a problem, for example, there is a method of reducing the gain so that the phase delay in the entire circuit does not become 360 deg, but the gain in the low frequency region related to the commercial power supply is also reduced and the ripple current is increased. It will increase.

本願発明はこのような点に基づいてなされたものでその目的とするところは、バッテリへの充電電流を安定して制御し、商用電源周波数に関連するリップル電流を低減することができ、且つ、バッテリへの充電電流を高精度で制御することができる充電装置を提供することにある。 The present invention has been made based on such a point, and an object thereof is that the charging current to the battery can be stably controlled, the ripple current related to the commercial power supply frequency can be reduced, and the ripple current can be reduced. It is an object of the present invention to provide a charging device capable of controlling the charging current to a battery with high accuracy.

上記目的を達成するべく本願発明の請求項1による充電装置は、商用交流電源を整流・平滑した電源を入力電源とし、トランスと、上記トランスの一次側に設けられスイッチを備えた一次側回路と、上記トランスの二次側に設けられ出力平滑コンデンサを備えた二次側回路と、からなるＬＬＣ共振型スイッチング電源回路と、上記トランスと上記出力平滑コンデンサとの間に設けられた充電電流検出回路と、上記充電電流検出回路を介して検出される充電電流に基づいて制御電圧を算出しこれを上記一次回路に出力して上記スイッチのスイッチング周波数を制御する制御回路と、を具備したことを特徴とするものである。
又、請求項２による充電装置は、請求項１記載の充電装置において、上記制御回路は上記充電電流検出回路を介して検出される充電電流と充電電流目標値に基づいて制御電圧を出力するものであることを特徴とするものである。
又、請求項３による充電装置は、請求項１又は請求項２記載の充電装置において、上記入力電源は商用交流電源の力率を改善する回路の出力であることを特徴とするものである。 In order to achieve the above object, the charging device according to claim 1 of the present invention includes a transformer and a primary side circuit provided with a switch on the primary side of the transformer, using a power source obtained by rectifying and smoothing a commercial AC power source as an input power source. , An LLC resonance type switching power supply circuit including a secondary side circuit provided on the secondary side of the transformer and provided with an output smoothing capacitor, and a charging current detection circuit provided between the transformer and the output smoothing capacitor. A control circuit that calculates a control voltage based on the charging current detected via the charging current detection circuit and outputs the control voltage to the primary circuit to control the switching frequency of the switch is provided. Is to be.
The charging device according to claim 2 is the charging device according to claim 1, wherein the control circuit outputs a control voltage based on the charging current and the charging current target value detected via the charging current detection circuit. It is characterized by being.
The charging device according to claim 3 is the charging device according to claim 1 or 2, wherein the input power source is an output of a circuit for improving the power factor of a commercial AC power source.

以上説明したように本願発明の請求項1による充電装置によると、商用交流電源を整流・平滑した電源を入力電源とし、トランスと、上記トランスの一次側に設けられスイッチを備えた一次側回路と、上記トランスの二次側に設けられ出力平滑コンデンサを備えた二次側回路と、からなるＬＬＣ共振型スイッチング電源回路と、上記トランスと上記出力平滑コンデンサとの間に設けられた充電電流検出回路と、上記充電電流検出回路を介して検出される充電電流に基づいて制御電圧を算出しこれを上記一次回路に出力して上記スイッチのスイッチング周波数を制御する制御回路と、を具備した構成になっているので、商用電源周波数に関連するリップル電流を増大させることなく、充電電流を高精度で、且つ、安定した状態で制御することができる。
又、請求項２による充電装置によると、請求項１記載の充電装置において、上記制御回路は上記充電電流検出回路を介して検出される充電電流と充電電流目標値に基づいて制御電圧を出力するものであるので、上記効果をより確実なものとすることができる。
又、請求項３による充電装置によると、請求項１又は請求項２記載の充電装置において、上記入力電源は商用交流電源の力率を改善する回路の出力であり、そのような構成においても上記効果を得ることができる。 As described above, according to the charging device according to claim 1 of the present invention, a power supply obtained by rectifying and smoothing a commercial AC power supply is used as an input power supply, and a transformer and a primary side circuit provided with a switch on the primary side of the transformer are used. , An LLC resonance type switching power supply circuit including a secondary side circuit provided on the secondary side of the transformer and having an output smoothing capacitor, and a charging current detection circuit provided between the transformer and the output smoothing capacitor. The configuration includes a control circuit that calculates a control voltage based on the charging current detected via the charging current detection circuit and outputs the control voltage to the primary circuit to control the switching frequency of the switch. Therefore, the charging current can be controlled with high accuracy and in a stable state without increasing the ripple current related to the commercial power supply frequency.
Further, according to the charging device according to claim 2, in the charging device according to claim 1, the control circuit outputs a control voltage based on the charging current and the charging current target value detected via the charging current detection circuit. Since it is a thing, the above effect can be made more certain.
Further, according to the charging device according to claim 3, in the charging device according to claim 1 or 2, the input power source is an output of a circuit for improving the power factor of the commercial AC power source, and even in such a configuration, the above-mentioned The effect can be obtained.

本発明の一実施の形態を示す図で、充電装置の構成を示す回路図である。It is a figure which shows one Embodiment of this invention, and is a circuit diagram which shows the structure of the charging device. 本発明の一実施の形態を示す図で、位相及び利得と周波数との関係を示す特性図である。It is a figure which shows one Embodiment of this invention, and is a characteristic figure which shows the relationship between a phase and a gain, and a frequency. 従来例を示す図で、充電装置の構成を示す回路図である。It is a figure which shows the conventional example, and is the circuit diagram which shows the structure of the charging device. 従来例を示す図で、充電装置の構成を示す回路図である。It is a figure which shows the conventional example, and is the circuit diagram which shows the structure of the charging device. 従来例を示す図で、位相及び利得と周波数との関係を示す特性図である。It is a figure which shows the conventional example, and is the characteristic figure which shows the relationship between a phase and a gain, and a frequency.

以下、図１及び図２を参照して本発明の一実施の形態を説明する。まず、入力電源（Ｅｉ）１があり、この入力電源（Ｅｉ）１は、例えば、商用交流電源をダイオードブリッジとコンデンサで整流・平滑した直流電源である。上記入力電源（Ｅｉ）１にはスイッチ（Ｑ１）３、スイッチ（Ｑ２）５が直列・接続されている。上記スイッチ（Ｑ２）５にはコイル（Ｌｒ）７とトランス９の一次コイル（Ｎｐ）１１と共振コンデンサ（Ｃｒ）１３からなる直列回路が並列・接続されている。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 and 2. First, there is an input power supply (Ei) 1, and the input power supply (Ei) 1 is, for example, a DC power supply obtained by rectifying and smoothing a commercial AC power supply with a diode bridge and a capacitor. A switch (Q1) 3 and a switch (Q2) 5 are connected in series to the input power supply (Ei) 1. A series circuit including a coil (Lr) 7, a primary coil (Np) 11 of a transformer 9, and a resonance capacitor (Cr) 13 is connected in parallel to the switch (Q2) 5.

又、上記トランス９の二次コイル（Ｎｓ１１）１５と二次コイル（Ｎｓ１２）１７にはダイオード（Ｄ１）１９、ダイオード（Ｄ２）２１が直列・接続されている。又、上記二次コイル（Ｎｓ１１）１５と二次コイル（Ｎｓ１２）１７の間、上記ダイオード（Ｄ１）１９とダイオード（Ｄ２）２１の間には、出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）２３とバッテリ（Ｂａｔｔｅｒｙ）２５とからなる並列回路が接続されている。 Further, a diode (D1) 19 and a diode (D2) 21 are connected in series to the secondary coil (Ns11) 15 and the secondary coil (Ns12) 17 of the transformer 9. Further, between the secondary coil (Ns11) 15 and the secondary coil (Ns12) 17, and between the diode (D1) 19 and the diode (D2) 21, an output smoothing capacitor (Cout) 23 and a battery (Battery) are provided. A parallel circuit consisting of 25 is connected.

又、上記ダイオード（Ｄ１）１９とダイオード（Ｄ２）２１の間と、出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）２３とバッテリ（Ｂａｔｔｅｒｙ）２５とからなる並列回路との間には、充電電流検出用抵抗（Ｒｓ）２７が設置されている。 Further, a charging current detection resistance (Rs) is provided between the diode (D1) 19 and the diode (D2) 21 and between the parallel circuit including the output smoothing capacitor (Cout) 23 and the battery (Battery) 25. 27 is installed.

又、制御回路３１があり、この制御回路３１は、プリアンプ、誤差増幅器、絶縁フォトカプラー等からなる演算処理部３３と、パルス周波数変調器３５と、ドライブ回路３７とから構成されている。上記演算処理部３３には充電電流検出用抵抗（Ｒｓ）２７を介して充電電流（Ｉｃｈｇ）を示す信号が入力されるとともに、充電電流目標値（Ｉｔａｒ）を示す信号が入力される。上記演算処理部１３３は入力した充電電流（Ｉｃｈｇ）と充電電流目標値（Ｉｔａｒ）に基づいて制御電圧（Ｖｃ）を算出し、その信号を上記パルス周波数変調器３５に出力する。上記パネル周波数変調器３５は入力した制御電圧（Ｖｃ）を示す信号に基づいて周波数変調信号を上記ドライブ回路３７に出力する。上記ドライブ回路３７は入力した周波数変調信号に基づいてスイッチ（Ｑ１）３、スイッチ（Ｑ２）５に制御信号を出力して、スイッチ（Ｑ１）３、スイッチ（Ｑ２）５のスイッチング周波数を制御する。 Further, there is a control circuit 31, which is composed of an arithmetic processing unit 33 including a preamplifier, an error amplifier, an isolated photocoupler, etc., a pulse frequency modulator 35, and a drive circuit 37. A signal indicating the charging current (Ichg) is input to the arithmetic processing unit 33 via the charging current detection resistance (Rs) 27, and a signal indicating the charging current target value (Itar) is input. The arithmetic processing unit 133 calculates a control voltage (Vc) based on the input charging current (Ichg) and charging current target value (Itar), and outputs the signal to the pulse frequency modulator 35. The panel frequency modulator 35 outputs a frequency modulation signal to the drive circuit 37 based on the input signal indicating the control voltage (Vc). The drive circuit 37 outputs a control signal to the switch (Q1) 3 and the switch (Q2) 5 based on the input frequency modulation signal, and controls the switching frequency of the switch (Q1) 3 and the switch (Q2) 5.

以上の構成を基にその作用を説明する。
まず、本実施の形態による充電装置によって、入力電源（Ｅｉ）１からバッテリ２５に充電が施される。
その際、制御回路３１の演算処理部３３には充電電流検出用抵抗（Ｒｓ）２７を介して充電電流（Ｉｃｈｇ）を示す信号が入力されるとともに、充電電流目標値（Ｉｔａｒ）を示す信号が入力される。上記演算処理部１３３は入力した充電電流（Ｉｃｈｇ）と充電電流目標値（Ｉｔａｒ）に基づいて制御電圧（Ｖｃ）を算出し、その信号を上記パルス周波数変調器３５に出力する。上記パネル周波数変調器３５は入力した制御電圧（Ｖｃ）を示す信号に基づいて周波数変調信号を上記ドライブ回路３７に出力する。上記ドライブ回路３７は入力した周波数変調信号に基づいてスイッチ（Ｑ１）３、スイッチ（Ｑ２）５に制御信号を出力して、スイッチ（Ｑ１）３、スイッチ（Ｑ２）５のスイッチング周波数を制御する。
それによって、一次側回路の入力電圧（Ｖｉｎ）が制御され、その結果、二次側回路の充電電流（Ｉｃｈｇ）が制御される。 The action will be described based on the above configuration.
First, the battery 25 is charged from the input power source (Ei) 1 by the charging device according to the present embodiment.
At that time, a signal indicating the charging current (Ichg) is input to the arithmetic processing unit 33 of the control circuit 31 via the charging current detection resistance (Rs) 27, and a signal indicating the charging current target value (Itar) is input. Entered. The arithmetic processing unit 133 calculates a control voltage (Vc) based on the input charging current (Ichg) and charging current target value (Itar), and outputs the signal to the pulse frequency modulator 35. The panel frequency modulator 35 outputs a frequency modulation signal to the drive circuit 37 based on the input signal indicating the control voltage (Vc). The drive circuit 37 outputs a control signal to the switch (Q1) 3 and the switch (Q2) 5 based on the input frequency modulation signal, and controls the switching frequency of the switch (Q1) 3 and the switch (Q2) 5.
Thereby, the input voltage (Vin) of the primary side circuit is controlled, and as a result, the charging current (Ichg) of the secondary side circuit is controlled.

以上本実施の形態によると次のような効果を奏することができる。
まず、充電電流（Ｉｃｈｇ）を高精度で、且つ、安定した状態で制御することができ、その際、リップル電流を増大させることもない。これは、トランス９と出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）２３及びバッテリ（Ｂａｔｔｅｒｙ）２５からなる並列回路の間に充電電流検出用抵抗（Ｒｓ）２７を設けたことによる。
この点に関して図２を参照して詳しく説明する。図２は横軸に周波数（Ｈｚ）をとり縦軸に制御電圧（Ｖｃ）に対する充電電流（Ｉｃｈｇ）への利得（ｄＢ）と制御電圧（Ｖｃ）に対する充電電流（Ｉｃｈｇ）の位相差（ｄｅｇ）をとり、充電電流（Ｉｃｈｇ）を制御するための制御電圧（Ｖｃ）に対する充電電流（Ｉｃｈｇ）への周波数伝達関数を示した図である。この周波数伝達関数は、出力平滑コンデンサ（Ｃｏｕｔ）２３等からなるＣＲフィルタ回路の周波数特性と考えられる。この図２から明らかなように、略１（ｋＨｚ）以上の高周波数領域において略２０ｄＢ／ｄｅｃで利得が低下するとともに、位相が９０ｄｅｃ近くまで遅れているが、従来に比べて、利得の低下は低減され、回路全体での位相遅れに関しても３６０ｄｅｇに対して余裕を確保することができ、その結果、制御が安定する。そして、商用電源周波数に関する低周波でのリップル電流を低減することができる。 As described above, according to the present embodiment, the following effects can be obtained.
First, the charging current (Ichg) can be controlled with high accuracy and in a stable state, and at that time, the ripple current is not increased. This is because the charging current detection resistor (Rs) 27 is provided between the transformer 9 and the parallel circuit including the output smoothing capacitor (Cout) 23 and the battery (Battery) 25.
This point will be described in detail with reference to FIG. In FIG. 2, the horizontal axis is the frequency (Hz), and the vertical axis is the phase difference (deg) between the gain (dB) to the charging current (Ichg) with respect to the control voltage (Vc) and the charging current (Ichg) with respect to the control voltage (Vc). It is a figure which showed the frequency transfer function to the charge current (Ichg) with respect to the control voltage (Vc) for controlling the charge current (Ichg). This frequency transfer function is considered to be the frequency characteristic of the CR filter circuit including the output smoothing capacitor (Cout) 23 and the like. As is clear from FIG. 2, in the high frequency region of about 1 (kHz) or higher, the gain decreases at about 20 dB / dec and the phase is delayed to nearly 90 dec, but the decrease in gain is compared with the conventional case. It is reduced, and it is possible to secure a margin for 360 deg with respect to the phase lag in the entire circuit, and as a result, the control is stable. Then, the ripple current at a low frequency with respect to the commercial power supply frequency can be reduced.

尚、本発明は前記一実施の形態に限定されるものではない。
まず、一次側回路、二次側回路の構成としては様々なものが考えられる。
又、充電電流検出用回路の構成としても様々なものが想定される。
又、前記一実施の形態においては、商用交流電源をダイオードブリッジとコンデンサで整流・平滑した直流電源を入力電源（Ｅｉ）とした場合を例に挙げて説明したが、それに限定されるものではない、例えば、商用交流電源の力率を改善する回路の出力を入力電源（Ｅｉ）としてもよい。
その他、図示した構成はあくまで一例である。 The present invention is not limited to the above embodiment.
First, various configurations of the primary side circuit and the secondary side circuit can be considered.
Further, various configurations of the charging current detection circuit are assumed.
Further, in the above embodiment, the case where the commercial AC power supply is a DC power supply rectified and smoothed by a diode bridge and a capacitor as an input power supply (Ei) has been described as an example, but the present invention is not limited thereto. For example, the output of a circuit that improves the power factor of a commercial AC power supply may be used as an input power supply (Ei).
In addition, the illustrated configuration is just an example.

本発明は、商用電源周波数に関連するリップル電流を増大させることなく、充電電流を高精度で、且つ、安定した状態で制御することができるように工夫したものに関し、例えば、各種電動車両のバッテリに充電する車載充電装置に好適である。 The present invention relates to a device that can control the charging current with high accuracy and in a stable state without increasing the ripple current related to the commercial power frequency, for example, a battery of various electric vehicles. It is suitable for an in-vehicle charging device that charges the battery.

１入力電源（一次側回路）
３スイッチ（一次側回路）
５スイッチ（一次側回路）
７コイル（一次側回路）
９トランス
１１一次コイル
１３共振コンデンサ（一次側回路）
１５二次コイル
１７二次コイル
１９ダイオード（二次側回路）
２１ダイオード（二次側回路）
２３出力平滑コンデンサ（二次側回路）
２５バッテリ
２７充電電流検出用抵抗（電流検出用回路）
３１制御回路
３３演算処理部
３５パルス周波数変調器
３７ドライブ回路 1 Input power supply (primary side circuit)
3 switches (primary side circuit)
5 switches (primary side circuit)
7 coil (primary side circuit)
9 Transformer 11 Primary coil 13 Resonant capacitor (primary side circuit)
15 Secondary coil 17 Secondary coil 19 Diode (secondary circuit)
21 Diode (secondary circuit)
23 Output smoothing capacitor (secondary circuit)
25 Battery 27 Charge current detection resistor (current detection circuit)
31 Control circuit 33 Arithmetic processing unit 35 Pulse frequency modulator 37 Drive circuit

Claims

A power supply that is rectified and smoothed from a commercial AC power supply is used as an input power supply, and a transformer, a primary circuit equipped with a switch provided on the primary side of the transformer, and an output smoothing capacitor provided on the secondary side of the transformer are provided. The LLC resonance type switching power supply circuit consisting of the next circuit and
A charge current detection circuit provided between the transformer and the output smoothing capacitor,
A control circuit that calculates a control voltage based on the charge current detected via the charge current detection circuit and outputs this to the primary circuit to control the switching frequency of the switch.
A charging device characterized by being equipped with.

In the charging device according to claim 1,
The control circuit is a charging device characterized in that it outputs a control voltage based on a charge current detected via the charge current detection circuit and a charge current target value.

In the charging device according to claim 1 or 2.
The input power supply is a charging device characterized in that it is an output of a circuit that improves the power factor of a commercial AC power supply.