JP7051864B2 - 磁気位置決めシステム - Google Patents

Description

本明細書で記載される実施形態は、超長波（very low frequency）（ＶＬＦ）位置決めシステムの分野に関係があり、より具体的には、導電性材料により構成されるか又は別なふうにそれを含む環境におけるＶＬＦ位置決めに関係がある。

車両の位置及び向きの正確な決定は、例えば、自動運転車（autonomous vehicles）との関連で有用である。オープンキーの領域へのアクセスを伴う領域では、車両は、それらの位置及び移動方向を決定するよう、衛星に基づくグローバル・ナビゲーション・サテライト・システム（global navigation satellite systems）（ＧＮＳＳ）から信号を受信することができる。そのようなカバレッジは世界中で利用可能である。

衛星信号が侵入することができない、地下鉱山、トンネル及び駐車ガレージのような、車両がナビゲートする必要がある環境がいくつか存在する。これは、弱導電性であるその上にあるコンクリート及び表土の遮へい効果に起因し得る。そのような環境で、局所測位システム（local positioning system）は、ＧＮＳＳ波形をシミュレートする信号を送信する疑似衛星（シュードライト）を使用することができる。しかし、シミュレートされたＧＮＳＳ信号の送信は、閉塞領域の外への如何なる信号漏出も実際のＧＮＳＳ信号との干渉を引き起こすということで、多くの場合に実際的でない可能性がある。非ＧＰＳ環境でナビゲートする代替の方法は、慣性航法システム（inertial navigation system）（ＩＮＳ）を使用することである。誤差が累積する電気機械システムが存在し、精密なＩＳＮセンサの費用を乗用車での使用のために高くする。

非ＧＰＳ環境で、特に、駐車ガレージ、トンネル及び鉱山のような、導電性材料を含む環境内でナビゲートするために自動運転車によって使用され得る正確な位置決めシステムの必要性が存在する。

態様に従って、コンクリートのような導電性材料を含む環境においてレシーバの位置が決定されることを可能にする磁気位置決めシステム及び方法が提供される。複数のトランスミッタが、変調された磁場を生成する。変調された磁場は、導電性材料を通って伝搬するときにひずむ。環境の時間領域差分法（finite difference time domain）ＦＤＴＤ）シミュレーションが、環境内の場の正確なモデルを生成するために使用される。レシーバは、各トランスミッタの場強度を測定するために使用される。レシーバ位置は、受け取られた場とＦＤＴＤモデル内の値との間の不一致を評価することによって決定される。

本明細書で記載される実施形態は、導電性材料を突き抜けることが可能な超長波磁場を用いて、そのような導電性材料を含む環境内にあるレシーバの位置を提供するシステム及び方法を提供し得る。本明細書で記載される実施形態は、レシーバの位置が、長波磁場を生成するために使用されるトランスミッタ及び環境のＦＤＴＤシミュレーションから導出された環境内の磁場のモデルを参照して決定されるところの方法について記載し得る。

態様に従って、多数の空間的に別個のトランスミッタ及びアンテナと、各トランスミッタからの磁場の大きさを決定する３チャネルレシーバへ接続された３軸受信アンテナと、前記レシーバへ接続された信号プロセッサとを有し、前記プロセッサが、測定データとモデルセルデータとの間の最小限の不一致又は累積された誤差をどのセルが有しているかを決定するために、トランスミッタの集合からの磁場の振幅を、物理環境内の物質の電気特性及び前記トランスミッタのＦＤＴＤシミュレーションを通じて生成された環境のモデルの各セルにおける磁場振幅の集合と比較し、次いで、ＦＤＴＤ導出モデルにおける当該セルの位置を環境内の対応する物理的マップ位置に変換することによって、レシーバアンテナの位置を推定するよう構成される、デジタル磁気誘導位置決めシステムが提供される。

他の態様に従って、環境内のＶＬＦレシーバの位置の推定を提供する方法であって、前記環境内の物質に由来する電気特性を夫々が有している一様なセルのボリュームとして前記環境がマッピングされるＦＤＴＤシミュレーションを通じて、前記環境内に位置する複数の空間的に別個のトランスミッタによって生成される磁場のモデルを生成することと、３Ｄアンテナ及び３チャネルレシーバを使用して各トランスミッタの磁場の振幅を測定することと、トランスミッタの集合からの磁場の振幅を、環境のＦＤＴＤ導出モデルの各セルにおける磁場振幅の集合と比較して、測定データとモデルセルデータとの間の最小限の不一致又は累積された誤差をどのセルが有しているかを決定し、次いで、ＦＤＴＤ導出モデルにおける当該セルの位置を前記環境内の対応する物理的マップ位置に変換することとを有する方法が提供される。

態様において、本明細書で記載される実施形態は、テストレシーバを使用して、環境内の複数の既知の位置での磁場を測定し、人工構造物の物理特性に一意的に適応されるデータ反転プロセスを用いて、観測された磁場強度と計算された磁場強度とをアライメントすることによって、ＦＤＴＤシミュレーションにより導電率モデルを適合させることができる。

態様において、レシーバ位置は、選択された許容範囲を下回る不一致を有しているＦＤＴＤ導出モデル内のセルの周りに楕円をはめ込むことによって決定され得る。この楕円の中心は、最小の不一致を有しているセル内に通常はやはり位置しているレシーバ位置を与える。楕円の方向付け、並びに半長軸及び半短軸の大きさは、レシーバ位置の不確かさの指標を与える。

態様において、本明細書で記載される実施形態は、共通のトランスミッタフレーム内で時間多重化されるトランスミッタを使用し得る。本明細書で記載される他の実施形態は、周波数多重化されるトランスミッタを使用し得る。

態様において、本明細書で記載される実施形態は、複数の異なるアンテナを駆動するために単一のトランスミッタを使用し得る。本明細書で記載される他の実施形態は、送信アンテナごとに別個のトランスミッタを使用し得る。本明細書で記載される実施形態に関連する多くの更なる特徴及びそれらの組み合わせは、本開示を読んだ後で当業者に明らかになるだろう。

実施形態に従って、磁気位置決めシステムが開示される。磁気位置決めシステムは、ＶＬＦレシーバと、該ＶＬＦレシーバへ通信上結合されるプロセッサとを有する。ＶＬＦレシーバは、ＶＬＦ磁場トランスミッタから伝えられる磁場を検出し、ＶＬＦ磁場トランスミッタからの全磁場強度を推定するよう構成される。プロセッサは、ＶＬＦ磁場トランスミッタによって伝えられる磁場の３次元モデルを取得し、該３次元モデルに基づきＶＬＦレシーバの位置を決定するよう構成される。

実施形態に従って、導電性材料を含む環境の３次元（３－Ｄ）モデルを生成する方法が開示される。方法は、少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタから伝えられる磁場を検出することと、少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタからの全磁場強度を推定することと、少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタによって伝えられる磁場の３－Ｄモデルを生成することとを有する。

実施形態に従って、導電性材料を含む環境において対象の位置を決定する方法が開示される。方法は、対象へ結合されたＶＬＦレシーバで環境の３次元モデルを取得することと、該３次元モデルに基づきＶＬＦレシーバの位置を決定することとを有する。

実施形態に従って、磁場放射システムが開示される。磁場放射システムは、少なくとも１つのＶＬＦ磁場送信アンテナと、該少なくとも１つのＶＬＦ磁場送信アンテナへ通信上結合されるＶＬＦトランスミッタとを有する。少なくとも１つのＶＬＦ磁場送信アンテナを流れるトランスミッタ出力電流は、夫々のＶＬＦ磁場アンテナ位置から長波磁場を放射する。

実施形態に従って、磁場を放射する方法が開示される。方法は、ＶＬＦ磁場トランスミッタからＶＬＦ磁場送信アンテナへ送られる信号を変調することと、該変調された信号をＶＬＦ磁場トランスミッタからＶＬＦ磁場送信アンテナへ送ることとを有する。

実施形態に従って、プロセッサに、構造の電気特性をモデル化するよう各セルに割り当てられた導電率値とともに一様なセルサイズに基づき環境の物理モデルを生成することと、環境においてＶＬＦトランスミッタをセットアップし、既知の位置でのトランスミッタからの受信場強度のＮ個の測定を取得し、該測定は、観測された場強度を含む、ことと、Ｍ＜Ｎとして、Ｍこの初期導電率値を構造の主たる特徴に割り当てることと、構造内の磁場のモデルを生成するようＦＤＴＤシミュレーションを実行し、前記モデルは、シミュレーションされた場強度を含む、ことと、前記シミュレーションされた場強度と前記観測された場強度との間の不一致を最小限にするよう導電率値を最適化することとを実行させるコンピュータ実行可能命令を有する非一時的なコンピュータ可読記憶媒体が提供される。

これより、実施形態が、一例として、添付の図を参照して記載される。

本開示の実施形態に従う磁気位置決めシステムの例をブロック図で表す。 磁気位置決めシステムに従って、導電性材料を含む環境の３次元モデルを生成する方法の例をフローチャートで表す。 磁気位置決めシステムに従って、導電性材料を含む環境において対象の位置を決定する方法の例をフローチャートで表す。 本開示の実施形態に従う磁場放射システムの例をブロック図で表す。 磁場放射システムに従って、磁場を放射する方法の例をフローチャートで表す。 本開示の実施形態に従う磁気位置決めシステムの他の例をブロック図で表す。 磁気位置決めシステムの実施形態に従って、導電性材料を含む環境の３次元モデルを生成する方法の他の例をフローチャートで表す。 磁気位置決めシステムの実施形態に従って、導電性材料を含む環境において対象の位置を決定する方法の他の例をフローチャートで表す。 いくつかの実施形態に従う磁気位置決めシステム（Magnetic Positioning System）（ＭＰＳ）の例をシステム図で表す。 導電性材料を含む環境の時間領域差分法モデルの例をグラフで表す。 シミュレーションモデルにおいて導電率値を導出する順方向モデリングプロセスの例を図で表す。 駐車ガレージについてのＦＤＴＤシミュレーションモデルの例となる図を表す。 自由空間場方程式及びＦＤＴＤシミュレーションによって予測される駐車ガレージの領域での磁場強度を比較するプロットを表す。 ＭＰＳトランスミッタの例をブロック図で表す。 ＭＰＳトランスミッタのための周波数多重化方法の例を図で表す。 ＭＰＳトランスミッタのための時分割多重化方法の例を図で表す。 いくつかの実施形態に従うＭＰＳ受信アンテナ及びレシーバの例をブロック図で表す。 レシーバによって実行される信号処理の例を図で表す。 位置決めアルゴリズムの動作の例を図で表す。 自由空間伝搬に基づく場強度を用いて駐車ガレージにおける不一致関数等高線及び計算された位置を表す。 ＦＤＴＤモデルを用いて駐車ガレージにおける不一致関数等高線及び計算された位置を表す。

全ての図を通して、同じ特徴は同じ参照番号によって識別されることが知られる。

本明細書で記載される実施形態は、導電性材料（例えば、りんけい酸塩マグネシウムセメント（magnesium phosphosilicate cement）（ＭＰＳＣＭ）、又は鉄骨鉄筋コンクリート（steel reinforced concrete））を使用して構成されるか又は別なふうにそれを含む環境のための磁気位置決めシステムを提供し得る。そのような環境は、地下鉱山、トンネル及び駐車ガレージを含む。

Ｗｉ－Ｆｉ又はＢｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）のような、無線周波数（radio frequency）（ＲＦ）波形を使用することに基づくシステムが提案されている。そのようなシステムでは、レシーバは、既知の固定位置でセットアップされた複数のトランスミッタからの信号の信号レベル及び到来方向に基づき、自身の位置を決定する。しかし、ＲＦに基づく方法は、環境内の地面及び他の導電性構造体からの複数の反射を受ける局所トランスミッタからの信号によって生成されるマルチパス信号の存在により劣化される。駐車ガレージ及び地下道の建設において広く使用されている鉄筋コンクリートは、比較的に高い導電特性を有しており、よって、ＲＦ信号の優れた反射体として働く。車両がそのような環境を移動する場合に、マルチパス信号は、各トランスミッタからの推定される距離又は到来方向の、従って、位置推定全体の、誤差を生み出す受信信号の振幅及び位相の急変をもたらす。

マルチパス問題は、反射されることなしに導電性材料を突き抜けることができる超長波（ＶＬＦ）信号を使用することによって、軽減され得る。いくつかのシステムは、０．５から２０ｋＨｚ範囲の周波数で提案されている。それらの周波数で、送信のために使用されるアンテナはＲＦ波長よりも短い。よって、システムは、磁場成分が優勢であるアンテナの近距離リアクティブゾーンで動作するよう制約される。ＶＬＦ磁場は、簡単なループアンテナを用いて送信も受信もされ得る。トランスミッタによって生成された磁場構成をレシーバの位置と関連付けるために、磁場発生源の位置及び向きが知られなければならない。レシーバは、磁場測定を実行し、その位置を決定するために測定モデルを反転させることができなければならない。

当該技術で記載されるシステムは、一般に、磁場が、あたかも自由空間にあるかのように、環境を通って伝搬すると仮定する。１つのそのようなシステムは、自由空間場方程式を仮定し、人工構造体の中で使用されるときに比較的に高い誤差を有している長波磁場を使用する位置決めシステムを含む。他のそのようなシステムは、長波磁場を生成するビーコンを使用し、位置を決定するために確率的解法を用いる、２次元（２Ｄ）及び３次元（３Ｄ）における位置特定手段を含む。場強度は、大地導電率による誤差を導入する自由空間伝搬式に基づく。更なる他のそのようなシステムは、０．１から０．５波長範囲内でトランスミッタからの距離を決定するために使用され得る近距離位相測定法を使用する。測距方法は、やはり自由空間伝搬を仮定するが、導電性材料が信号の有意な減衰又は反射を引き起こす２００ｋＨｚから４０ＭＨｚの周波数範囲で動作する。更なる他のそのようなシステムは、トランスミッタ信号が空間的に変化する磁場によって符号化されるＶＬＦ位置決めシステムを含む。システムは、環境の変化に応じてトランスミッタ特性を適応させるよう基準レシーバ及びフィードバック手段を使用するが、距離推定は、自由空間伝搬条件に基づく。

多くの環境で、人工の又は地質学的な構造体は、超長波磁場でさえもそれらを通る場合にひずむ限りにおいて導電性であり得る。例えば、駐車ガレージ及びトンネルのような多くの大規模構造体を建てるために使用される鉄筋コンクリート床は、４ｋＨｚＶＬＦ磁場の成分を減衰させ得る。同じ挙動は、炭坑の発掘エリアの周りの石炭層によって示される。この減衰は、そのような構造体の中に位置するレシーバでの磁場の振幅を変化させ、測定された振幅データが反転されるときに、トランスミッタからの計算された距離が間違っている。しかし、簡単な半空間（half space）よりも複雑な構造のために、閉形式経路損失式を使用して場強度を計算することは不可能である。これは、翻って、測定された場強度の反転又は磁場の到来方向の測定のいずれかによって、そのような環境内の位置を正確に推定することを困難にする。そのような環境は、環境全体の場強度を決定するために調査され得るが、これは、トランスミッタ位置が変更されるたびに繰り返される必要がある、時間と費用のかかるプロセスである。例えば、長波磁場の離散化モデルが、位置を測定するために使用されてよい。しかし、場は、ロボットによるマッピング装置を用いて、先験的にもっぱら測定されなければならない。人体で使用される超短距離位置決めシステムが使用されてもよい。自由空間伝搬がやはり仮定され、場ひずみは、第２の身体に装着された基準レシーバによって補償される。

本明細書で記載される実施形態は、導電性材料、例えば、コンクリートから作られた駐車ガレージ又はトンネルを含む非グローバル・ポジショニング・システム（ＧＰＳ）環境で車両の位置を決定するために使用される磁気位置決めシステムに関係がある。

図１は、本開示の実施形態に従う磁気位置決めシステム１００の例をブロック図で表す。磁気位置決めシステム１００は、超長波（ＶＬＦ）レシーバ１０２及びプロセッサ１０６を有する。ＶＬＦレシーバ１０２は、伝えられた磁場を検出し、各トランスミッタからの全磁場強度を推定するよう構成される。プロセッサ１０６は、少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタによって生成された磁場の３次元モデルを取得し、対象の位置を決定するよう構成される。いくつかの実施形態で、３次元モデルは、ＶＬＦレシーバ１０２が、導電性材料（例えば、地下鉱山、トンネル又は駐車ガレージ）を含む環境をに入る前に、モデルを受け取ることによって、取得され得る。いくつかの実施形態で、ＶＬＦレシーバ１０２は、ＶＬＦレシーバ１０２又は他のＶＬＦレシーバ１０２による将来の使用のために３次元モデルを生成するよう構成されてよい。ＶＬＦレシーバ１０２及びプロセッサ１０６は、以下で更に詳細に記載される。

図２Ａは、磁気位置決めシステムに従って、導電性材料を含む環境の３次元モデルを生成する方法２００の例をフローチャートで表す。方法２００は、ＶＬＦレシーバ１０２で、少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタから伝えられる磁場を検出すること２１０を有する。いくつかの実施形態で、一連のテスト測定がＶＬＦレシーバ１０２によって取得されてよい。次に、ＶＬＦレシーバ１０２は、少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタからの全磁場強度を推定する２２０。いくつかの実施形態で、テスト測定は、導電率モデルを構築するよう、ＦＤＴＤに基づく最適化スキームで使用されてよい。次に、ＶＬＦレシーバ１０２へ通信上結合されるプロセッサ１０６が、導電率モデルを用いて、少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタによって伝えられた磁場の３次元モデルを生成する２３０。このように、少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタによって伝えられる磁場の３次元モデルが生成され、ＶＬＦレシーバ１０２又は他のＶＬＦレシーバ１０２によって、生成された３次元モデル内での自身の位置を決定するために将来使用され得る。方法２００で実行されるステップは、以下で更に詳細に記載される。

図２Ｂは、磁気位置決めシステムに従って、導電性材料を含む環境において対象の位置を決定する方法２５０の例をフローチャートで表す。方法２５０は、導電性材料を含む環境の３次元（３－Ｄ）モデルを取得すること２６０を有する。例えば、車両のような対象は、地下の駐車ガレージ、トンネル又は鉱山に入る前に、３－Ｄモデルを受け取るか又は取得してよい。次に、プロセッサ１０６が、対象（例えば、車両）へ結合されるＶＬＦレシーバ１０２の位置を、３Ｄモデルを使用することによって決定してよい２７０。この位置は、ＶＬＦレシーバ１０２が対象と同じ位置にあるということで、対象の位置である。方法２５０で実行されるステップは、以下で更に詳細に記載される。

図３は、本開示の実施形態に従う磁場放射システム３００の例をブロック図で表す。磁場放射システム３００は、ＶＬＦ磁場トランスミッタ３１４及び少なくとも１つのＶＬＦアンテナ３１２（すなわち、ＶＬＦ送信（Ｔｘ）アンテナ）を有する。ＶＬＦ磁場トランスミッタ３１４は、少なくとも１つのＶＬＦ送信アンテナ３１２へ通信上結合される。少なくとも１つのＶＬＦ送信アンテナ３１２を流れるＶＬＦ磁場トランスミッタ３１４の出力電流は、夫々のＶＬＦ送信アンテナ３１２の位置から長波磁場を放射する。ＶＬＦ磁場トランスミッタ３１４は、夫々のＶＬＦ送信アンテナ３１２を流れるトランスミッタ出力電流を変調するよう構成されてよい。ＶＬＦ磁場トランスミッタ３１４及びＶＬＦ送信アンテナ３１２については、更に以下で記載される。

図４は、磁場放射システムに従って、磁場を放射する方法４００の例をフローチャートで表す。方法４００は、ＶＬＦ磁場トランスミッタ３１４から、ＶＬＦ送信アンテナ３１２へ送られる信号を変調すること４１０を有する。次に、ＶＬＦ磁場トランスミッタ３１４は、変調された信号をＶＬＤ送信アンテナ３１２へ送る。トランスミッタ出力電流は、第１磁場がＶＬＦ送信アンテナ３１２から放射されるようにする。第１磁場は、他のＶＬＦ送信アンテナ３１２から放射される他の磁場とは異なるよう変調され得る。磁場の放射については、以下で更に記載される。

図５は、本開示の実施形態に従う磁気位置決めシステム５００の他の例をブロック図で表す。磁気位置決めシステム５００は、磁場放射システム３００、ＶＬＦレシーバ１０２、ＶＬＦレシーバ１０２へ接続された３軸レシーバアンテナ５０４、第１プロセッサ５０６、第２（デジタル信号）プロセッサ５０８、及び３次元（３－Ｄ）モデル５１０を有する。いくつかの実施形態で、プロセッサ５０６、５０８の一方又は両方は、デジタル信号プロセッサ（digital signaling processor）（ＤＳＰ）であってよいことが知られる。３－Ｄモデル５１０を生成するよう、第２プロセッサ５０８は、環境及びＶＬＦ磁場トランスミッタ３１４の電気特性の時間領域差分法（ＦＤＴＤ）シミュレーションを実行して、３－Ｄモデル５１０内のセルごとの磁場のデータベースを生成するよう構成されてよい。いくつかの実施形態で、第１プロセッサ５０６及び第２プロセッサ５０８は、同じプロセッサ１０６（ＤＳＰを含む。）であってよいことが知られる。ＶＬＦレシーバ１０２の位置を決定するよう、プロセッサ１０６、５０６、５０８は、測定された磁場強度をデータベース内の場強度と比較し、ＦＤＴＤシミュレーションにおけるどのセルが測定データに対して不一致が最小であるかを決定し、ＦＤＴＤモデルセル位置を、導電性材料を含む環境内の物理的マップ位置と関連付けるよう構成されてよい。磁気位置決めシステム５００及びその構成要素については、以下で更に記載される。

図６Ａは、磁気位置決めシステムの実施形態に従って、導電性材料を含む環境の３次元モデルを生成する方法６００の他の例をフローチャートで表す。方法６００は、方法２００のステップを有する。３－Ｄモデル５１０を生成するステップ２３０は、プロセッサ１０６、５０６が、時間領域差分法（ＦＤＴＤ）シミュレーションを実行して、環境及び少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタの電気特性に基づき３－Ｄモデル５１０内のセルごとの磁場のデータベースを生成すること６３０を有する。方法６００で実行されるステップについては、以下で更に詳細に記載される。

図６Ｂは、磁気位置決めシステムの実施形態に従って、導電性材料を含む環境において対象の位置を決定する方法６５０の他の例をフローチャートで表す。方法６５０は、方法２５０のステップを有する。（ＶＬＦレシーバ１０２が同じ位置に配置される）対象の位置を決定するステップ２７０は、プロセッサ１０６、５０６、５０８が、測定された磁場強度をデータベース内の場強度と比較すること６７２を有する。次に、プロセッサ１０６、５０６、５０８は、ＦＤＴＤシミュレーションにおけるどのセルが測定データに対して不一致が最小であるかを決定する６７４。次に、ＦＤＴＤモデルセル位置は、導電性材料を含む環境における物理的マップ位置と関連付けられる６７６。方法６５０で実行されるステップについては、以下で更に詳細に記載される。

図７は、導電性材料を含む非ＧＰＳ環境で車両の位置を決定するために使用される磁気位置決めシステムの例となるシステムレベル７００を表す。この例で、環境は、鉄筋コンクリートのような導電性材料の天井７０４によって覆われている地面７０２の領域によって表される。いくつかの実施形態で、磁気位置決めシステム５００は、少なくとも１つの長波磁場送信アンテナ３１２、トランスミッタ３１４、３軸受信アンテナ５０４、長波レシーバ１０２、信号プロセッサ１０６、及び送信アンテナと、地面７０２及び天井７０４のような他のすぐ近くの導電性材料を含む環境との時間領域差分法（ＦＤＴＤ）シミュレーションによって作成（すなわち、生成）されたデジタルモデル５１０を有する。

単一の次元において（すなわち、直線経路に沿って）位置を決定するために、１つの送信（Ｔｘ）アンテナ３１２が使用され得る。２つの次元内のいずれかの場所で位置を決定するために、少なくとも３つのＴｘアンテナ３１２が使用され得る。３つの次元では、４つ以上のＴｘアンテナ３１２が使用され得る。いくつかの実施形態では、別個のトランスミッタ３１４が、夫々のＴｘアンテナ３１２を別々に駆動するために使用されてよい。他の実施形態では、単一のトランスミッタ３１４が、全てのＴｘアンテナ３１２のための駆動信号を生成するために使用されてよい。いくつかの実施形態で、Ｔｘアンテナ３１２を流れるトランスミッタ出力電流は、反射されることなしに導電性環境を通って伝搬する長波磁場７０６を発生させる（すなわち、生成する）。磁場はまた、位置及びトランスミッタＩＤを信号プロセッサ１０６に対して識別するためにトランスミッタ３１４によって変調されてもよい。

環境における導電性材料の存在は、磁界成分の大きさに影響を及ぼす。すなわち、貫通磁場は、導電性材料で渦電流を引き起こし、これが二次的な対向する磁場を発生させる（すなわち、生成する）。これによって生じる減衰の程度は、材料のサイズ及び導電率と、透過磁場７０６に対するその位置及び向きとに依存する。

夫々のＴｘアンテナ３１２によって伝えられる磁場７０６は、レシーバ１０２へ接続された３軸アンテナ５０４によって受け取られる。伝送された信号は、時間において又は周波数によって多重化され、それにより、レシーバ１０２は、夫々の伝送を別々に処理することができる。環境５１０のモデルは、環境内の導電性材料によってひずませられる磁場の、時間領域差分法（ＦＤＴＤ）シミュレーションを通じて導出された３次元モデルと、環境の物理レイアウト又はマップとを含む。レシーバ１０２は、夫々のトランスミッタからの（すなわち、夫々のＴｘアンテナ３１２からの）全磁場強度を引き続き測定し、測定された磁場ベクトルと、モデル５１０に含まれるＦＤＴＤシミュレーションにおける位置についてのベクトルとの間の誤差を計算することによって、その位置を決定する。いくつかの実施形態で、レシーバ位置は、測定データとの不一致が最小であるＦＤＴＤモデルセルの座標によって与えられ得る。他の実施形態では、レシーバ位置は、不一致が閾値を下回るモデルセルをカバーする楕円の中心から決定されてよい。それらのモデル座標は、次いで、地理情報標準（geographical information standard）（ＧＩＳ）フォーマットにおいて位置データを生成するよう、環境の物理レイアウト上にマッピングされる。

３軸アンテナ５０４、レシーバ１０２及び信号プロセッサ１０６は、多数の他のセンサ及びナビゲーションプロセッサを組み込む対象（例えば、車両７０８）に取り付けられてよい。データ融合を通じて、ナビゲーションプロセッサは、ＭＰＳ５００及び他のセンサからのデータを使用して、環境内で車両を操縦する。いくつかの実施形態で、ＦＤＴＤ導出モデル５１０は、メモリデバイスに恒久的に記憶されてよい（例えば、車両は常に同じ環境内で、例えば、倉庫又は鉱山内でナビゲートする場合。）。他の実施形態では、ＦＤＴＤモデル５１０は、車両７０８が、例えば、駐車ガレージのような、新しい非ＧＰＳ環境に入るたびに、無線データリンクを介して車両７０８にアップロードされてよい。

自由空間において、アンテナによって生成される磁場は、ビオ・サバール（Biot-Savert）の法則に従って、ループアンテナの周りの電流要素からの寄与を積分することによって計算され得る：

ここで、ｒは、素線から、磁場が計算されている点までの完全変位ベクトルであり、
（外１）

は単位ベクトルｒであり、ｄＩは、従来の電流の方向において、大きさが配線の微分要素の長さであるベクトルであり、μ_０は、磁気定数である（ボールド体の符号は、ベクトル量を表す。）。式１は、既知のサイズのアンテナについて閉形式解を与えるよう解かれることが可能であり、従って、トランスミッタまでの距離を導出するために、測定された場強度データを反転させるよう使用され得る。閉形式の式はまた、自由空間における磁極のＨ_ｘ、Ｈ_ｙ及びＨ_ｚ成分についても展開されており、それらは、全磁場を計算するために結合され得る。しかし、導電性材料の構造を含む環境における磁場の減衰を説明するよう適用され得る閉形式表現又は近似はない。

時間領域差分法（ＦＤＴＤ）シミュレーションは、マクスウェル回転方程式（Maxwell’s curl equations）に対する十分に陽的な数値解である。時間領域解として、それは、デジタル変調された波形のような、任意の励振をモデル化し、時系列の電磁気的挙動を生成することが可能である。微分方程式法として、ＦＤＴＤは、媒体の電気特性を定義するパラメータを含むマクスウェル回転方程式から開始する：

ここで、Ｅは電界であり、Ｈは磁界であり、σは媒体の導電率であり、μは媒体の透磁率であり、εは媒体の誘電率である。パラメータσ、μ及びεは、基本の電磁気特性である。導電率σは、地質学的な及び人工の構成材料では、１Ｅ－５から１Ｅ３Ｓ／ｍの範囲で数桁にわたり変化する。透磁率μは、磁性材料（例えば、磁鉄鉱、磁硫鉄鉱）の外側では一定と仮定され得、誘電率εは、固体材料を貫通するために使用される超長波ではほとんど関係がない。

回転方程式は、材料特性σ、μ及びεと、時間ステップΔｔと、Δｘ、Δｙ及びΔｚの間隔を有するグリッドとに基づく定数で、再帰的な更新方程式を形成するよう離散化及び再配置される。伝搬磁場のＦＤＴＤシミュレーションは、連続的な時間ステップΔｔで夫々のグリッド間隔についてそれらの式を解くことによって、実行される。しかし、安定するよう、時間ステップは、一様なグリッドについて以下によって与えられる最大値を超えてはならない：

ここで、Δｓはグリッドのサイズであり、Ｖ_ｃは光速である。

低周波（すなわち、おおよそ＜１０ｋＨｚ）及び高分解能で、シミュレーションを実行するために必要とされる時間ステップの量は非常に多くなり得る。例えば、１０ｃｍ分解能での最大時間ステップは１９２．６ｐｓであり、４０００Ｈｚ信号の周期は０．２５ｍｓである。よって、この信号の１周期をモデル化するよう、１２０万超個の時間ステップが使用される。適当な時間フレーム内でシミュレーションを実行するために、ＦＤＴＤモデルは、並列処理法を用いて実行される。シミュレーションは構造体の中の夫々のトランスミッタ位置について繰り返されるが、これは１回限りの計算コストである。

ＦＤＴＤにおける２つ目の課題はグリッド終端である。エネルギが離散空間を通って伝搬するとき、それはグリッドの端に達する。それは、結果に影響を及ぼす数値反射を引き起こす不連続を表す。この数値誤差を減らすよう、エネルギは端で吸収されなければならない（機械的なアナロジーは電波暗室である。）。吸収は、モデル５１０の境界に対して畳み込み完全整合層（convolutional perfectly matched layer）（ＣＰＭＬ）を用いて達成される。それらの完全整合層は、グリッド境界に加えられた人工物である。それらは、入射の角度に関わらず無反射であるから、グリッドを、それを通って伝搬する信号に対して無限に見せる効果がある。畳み込みは、方法をより安定させるために使用され、より広い範囲の材料を扱うことを可能にする。

図８は、環境を通る送信アンテナ位置の夫々からの磁場の伝搬をモデル化するために時間領域差分法（ＦＤＴＤ）シミュレーションで使用するモデル空間８００の例となる図を表す。この例８００は、地上の駐車ガレージを含むシミュレーションモデルを示す。モデル８００は、３次元モデルボリューム８０２内に構築されている。ボリューム８０２は、デカルト座標系８０４に基づき３次元グリッド（図示せず。）によって複数の一様なセルに分割される。地面は、導電性半空間８０６としてモデル化される。図８の例で、駐車ガレージの床８０８は、特徴的な導電率を有するセルの組として示されている。壁及び他の構造は同様にモデル化される。明りょうさのために、後ろの壁８１４及び１つの柱８１２しか図に示されていない。残りの屋内８１０及び構造の周囲の空間は、非導電性の空気により満たされている。送信アンテナ３１２は、１つ以上のグリッドの境界に沿って走る電流の２次元ループとしてモデル化される。図７に示されるアンテナ５０４は、それらが都合良く天井内張に取り付けられるか又は構造の床に埋め込まれ得るということで、垂直ダイポール軸を有し得る。しかし、水平ダイポールが使用されて、例えば、構造の内壁又は柱に取り付けられてもよい。

地面半空間８０６の導電率もモデルに含まれる。降雨にさらされる都市部では、表層地質の導電率の上限値は０．１Ｓ／ｍである。同様に、送信アンテナ３１２がグリッド間隔と厳密に一致する寸法を有してない場合には、電流は、モデル内で実際のトランスミッタと同じ双極子モーメントを得るために調整されてよい。

ＦＤＴＤシミュレーションで、磁場は、位置の物理的構成、特に、幾何学的レイアウト及び伝送媒質の電磁気的特性に基づき、計算される。関心のある未知のパラメータは、伝送媒質の導電率（σ）分布である。マクスウェルの方程式を表す演算子Ａを考えると、順方向計算は位置のモデルｍをとり、計算された磁場ｄ＾の組を生成する：

逆問題は、測定された磁場ｄ＾の組を生成するモデルｍを決定しようとする：

逆問題は、ｄ＾とｄとの間の差が最小限とされるべきである最適化問題の役を割り当てられ得る。Ｌ２ノルムとして表されるならば、目的関数Ｘ２を最小化するものとして問題は概念的に書かれる：

多数のセルが、正確な位置決定を提供するために必要とされる分解能で、駐車ガレージのような大きい構造を正確にモデル化するために使用される。しらみつぶし探索（exhaustive search）が全ての可能なモデルについて行われる大域的最適化プローチは、概念的には最も簡単であるが、この場合に、夫々の順方向計算を行うことが多大な時間を要するということで、計算上不可能である。代わりに、勾配に基づく探索法が使用される。もっともらしい推測モデルｍから開始して、いくつかの反復が実行される。このとき、感度行列ｊがモデルを更新するために使用される。目的関数は：

として更新され、モデル更新ベクトルΔｍは：

として計算され得る。ヤコビアン（Jacobian）とも呼ばれる感度行列は、次のように計算される：

本質的に、感度行列の各列は、計算された各磁場がモデルパラメータに対する小さな摂動によりどのように変化するかを表す。概念上、それは：

として記述され得る。

多数のパラメータを有するモデル空間Ｍの場合に、感度行列を網羅的に計算するために式１０を使用することは、計算上実行不可能である。しかし、小さいＭの場合には、それは可能である。駐車ガレージのような環境において、構造的特徴の導電率（σ）は、コンクリートの特性、及び鉄筋又は鋼鉄の網のような鉄筋材の存在の両方による。物理的空間は、既にパラメータ化されており、ガレージは、床、壁、又は天井のような個別の構造を有している。更に、ＶＬＦ無線によって使用される典型的な４ｋＨｚ周波数で、微細構造（例えば、鉄筋）は、別々に撮像され得ず、より大きい構造は、単一のバルク導電率値によって定義され得る。更に、それらの構成要素の一様な性質により、導電率値は各構成要素内又は類似した構成要素どうしの間で著しくは変化しない。このようして、従って、Ｍの低い値で駐車ガレージのような構造をモデル化することが可能である。通常、単一の導電率値が全ての床８０８に割り当てられる。別個の値は、大きい支柱８１２及び壁８１４について使用され、それらは、それらの耐荷重性の程度に応じて、異なった補強程度を有し得る。

夫々の構造的特徴のコンダクタンスは、導電率（単位Ｓ／ｍ）と材料厚（単位ｍ）との積であり、すなわち：

コンダクタンス（Ｃ）＝導電率（σ）×厚さ（ｄ） 式１１

グリッド間隔Δｄに厳密には適合しない床８０８のような、構造の要素をモデル化するために、構造寸法は最も近いグリッド間隔にセットされ、モデル導電率（σ_ｍ）は同じコンダクタンス値を与えるよう調整される。よって：

σｍ＝σ・ｄ／Δｓ 式１２

同様に、送信アンテナ３１２がグリッド間隔に厳密に一致する寸法を有してない場合には、電流は、モデル内で実際のトランスミッタと双極子モーメントを得るために調整され得る。

図９は、駐車ガレージのような構造についてのシミュレーションモデルにおいて導電率値を決定するプロシージャをフローチャート９００で表す。プロシージャ９００は、床又は壁のようなガレージ内の様々な構造が一様な導電率を有するように選択されたモデルフレームワーク９０２の生成９０２から開始する。このアプローチはモデルパラメータＭの数を制限する。次のステップ９０４で、ＶＬＦトランスミッタ３１４は、その信号がガレージ内の全ての場所で受信され得る位置で駐車ガレージ内に置かれる。移動レシーバが、駐車ガレージ内のＮ個の位置で磁場強度を測定９０６するために使用される。

式９は、逆問題がパラメータ過多（over-parameterized）でないという条件でのみ有効であり、すなわち、Ｍ＜＜Ｎ、ここで、Ｎは、Ｍ個の導電率値を決定するために使用されるデータ点の数である。Ｍ＝２又は３によれば、必要とされる測定点の数は完全に網羅されていない。測定されたデータは、導電率値の初期セット９１０からステップ９０８で初期モデルから式８を最適化するために使用される。このプロセスは、大域的な最小が見つけられる９１４まで複数回、導電率の初期値の異なる組で繰り返される９１２。

式９の最適化９０８において、二乗平均平方根（root mean square）（ＲＭＳ）残差Ｒが絶対値の代わりに使用される。ここで：

これは、異なる量のデータに基づくモデルの比較を可能にする。それはまた、（観測された磁場と計算された磁場との間の差として）モデルの不信感を与える。これは、位置の不確かさを推定するときに使用され得る。導電率値がステップ９１４で決定されると（すなわち、導電率値は大域的な最小である。）、それらは、位置決定のために使用される実際のトランスミッタ配置を用いて構造のＦＤＴＤシミュレーションモデル９１６を構成するために使用され得る。それらのシミュレーションは、次いで、磁場マップ９１８を構成するために使用される。磁場マップ９１８は、モデルのＲＭＳ残差とともに、構造内のレシーバの位置を決定するために使用される。

図１０は、主として鉄筋コンクリートから作られる駐車ガレージについてのＦＤＴＤシミュレーション１０００の例を表す。それは、構造１００２の物理モデルを構成するために使用されるグラフィカルインターフェイスを示す。構造１００２は、この場合に、８０ｍ×４０ｍの土地専有面積及び４ｍの階高を有する。モデル空間は１００×１００×５０ｍであり、１ｍグリッドを使用した。示されるシミュレーションにおいて、Ｔｘアンテナ３１２は、その軸を垂直にして構造の上階に配置され、３７８Ａｍ^２の双極子モーメントを有する。床コンダクタンスについての初期開始値は、床の５０Ｓであり、かなり大きい開口部を有する壁は、５Ｓ／ｍのはるかに低いコンダクタンスが割り当てられた。ＦＤＴＤモデルは、夫々７．５及び５５Ｓ／ｍの全く異なった値に収束した。モデルによって特定された高い壁導電率は予想外であり、水平な鋼鉄の梁の存在に起因する可能性がある。

図１１は、駐車ガレージの壁と平行な一連の位置１００４での距離に対する全磁場強度のプロット１１００を表す。自由空間伝搬によって予測される場強度は、プロット曲線１１０２によって示される。ＦＤＴＤシミュレーションモデルによって予測される場強度は、プロット曲線１１０４によって示される。個別の測定点でとられた測定データは、正方形シンボル１１０６によって示される。このプロットは、測定された場強度がＦＤＴＤシミュレーションとかなり良く一致しているが、それらは両方とも自由空間モデル１１０２によって予測されたよりもほぼ１０ｄＢ高いことを示す。この場合に、構造は、信号を減衰させるのではなく、高い導電率の壁によって生成される強い二次的な磁場の存在により、信号を増強することが分かる。この例から、測定データを判定させるために自由空間モデルを使用することは、トランスミッタからの計算された距離に大きい誤差を生じることが明らかである。

図１２は、ＶＬＦトランスミッタ３１４の例となるブロック図１２００を表す。ＶＬＦトランスミッタ３１４は、電源１２０２、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）１２０４、及びパルス幅変調器（pulse width modulator）（ＰＷＭ）１２０６を有する。多くの環境で、交流（ＡＣ）源１２０８が、トランスミッタへ電力を供給するために利用可能であってよい。代替的に、バッテリ源が使用されてもよい。電源１２０２は、外部電力をＰＷＭ１２０６及びＤＳＰ１２０４のための安定した調整供給へ変換する。ＤＳＰ１２０４は、ＰＷＭ制御信号を生成する。ＰＷＭ制御信号は、交流出力電流１２１０と同期し、必要とされるならば、それに変調を重ね合わせる。ＰＷＭ変調器１２０６では、ＰＷＭ制御信号がドライバ１２１２へ供給される。ドライバ１２１２の夫々は、ハーフブリッジ１２１４のスイッチングを制御する。夫々のハーフブリッジからの出力は送信アンテナ１２１６へ接続される。送信アンテナ１２１６は、直列なインダクタ１２１８及び抵抗１２２０によって表されるインピーダンスを有する。

いくつかの実施形態で、交流アンテナ電流１２１０は、電流モニタ１２２２を通されてよい。電流モニタ１２２２の出力はＤＳＰ１２０４へフィードバックされ、そこでモニタ出力はサンプリングされる。ＤＳＰ１２０４で、測定されたピーク出力電流は目標値と比較され、トランスミッタＰＷＭ制御信号は如何なる誤差も除くよう調整される。この閉ループフィードバック手段によって、トランスミッタ３１４の出力電流は、温度及び電源電圧の変動にかかわらず所望の値の±０．１％内に保たれる。

ＤＳＰ機能は、ハードウェアとして又はＣＰＵで実行されるファームウェアとして実装されてよい。トランスミッタは、動作周波数、外部コンピュータ又はプログラミングデバイスへのデータポート１２２４を介してトランスミッタＩＤ及び変調タイプを含むパラメータにより構成され得る。

トランスミッタ３１４一式は、屋外又は地下環境において電子機器を収容するのに適した防水外被１２２６に入れられてよい。ハーフブリッジのために及びＡＣ／ＤＣコンバータ内で高効率スイッチングデバイスを使用することによって、筐体内の電力散逸は低い値に保たれ得る。筐体はその場合に、アンテナ３１２のための筐体に組み込まれ得るほど十分に小さく作られ得る。

固体障壁を貫通するときにマルチパス反射を経験しないＶＬＦ周波数で、信号の波長は非常に長く、すなわち、およそ４ｋＨｚで、λ＝７５ｋｍである。アンテナのリアクティブ近距離ゾーンは、アンテナからλ／１６に及ぶので、環境全体がその中に置かれたあらゆるアンテナのリアクティブ近距離ゾーンにある。このゾーン内で、アンテナは、磁場成分が優勢であると言うことで、電磁平面波をあまり放射しない。磁場強度は、平面波よりも急速に減衰し、１／ｄ^３に比例する。ここで、ｄはアンテナからの距離である。磁場は、上述されたように、ワイヤの小さいループの周りに電流を流すことによって都合良く生成され得る。アンテナ３１２を流れる電流１２１０をデータで変調することは、同じ変調を磁場７０６に加える。これは、データを回復するために遠隔のレシーバによって復調され得る。

リアクティブ磁場の大きさは：

ＤＭ＝Ａ．Ｎ．Ｉ 式１４

によって与えられるアンテナ３１２の双極子モーメント（Dipole Moment）（ＤＭ）によって決定される。ここで、Ａはアンテナの面積であり、Ｎは巻数であり、Ｉはループを流れる電流である。アンテナのＤＭは、そのカバレッジエリア内の磁場の強さ、ひいては、レシーバ入力での信号対雑音比を決定する。アンテナ配置で考慮される他の因子は、大きい振幅勾配が信号レベル測定における所与の誤差に対するレシーバの位置精度を改善するということで、磁場の振幅勾配である。自由空間において、振幅勾配は、ＤＭの大きさにかかわらず、アンテナからおよそ３０ｍよりも大きい（＞）距離で１ｄＢ／ｍ未満になる。しかし、導電性環境においては、振幅勾配は、より近い距離で平らになり得る。電流１２１０は、ループの抵抗１２２０及びインダクタンス１２１８によって決定される。インダクタンス１２１８は、一般に、支配因子であり、Ｎ^２に比例する。

図１０では、単一のＴｘアンテナ３１２が明りょうさのために示されている。少なくとも４つのそのようなＴｘアンテナ３１２が、３つの次元における位置を決定するために配置される。それらのＴｘアンテナ３１２は、構造の複数の床８０８を通るカバレッジを提供することができる。しかし、およそ１ｍ程度の精度を提供するために、より多数のＴｘアンテナ３１２が一般的には使用され、いずれかのＴｘアンテナ３１２からの距離は磁場７０６の振幅特性によって制限される。これが約１ｄＢ／ｍ未満だけ変化する場合には、＜１ｍの位置精度を提供することは困難であり得る。これは、位置測定のための有効範囲をおよそ約３０ｍに制限する。いくつかの実施形態で、位置カバレッジは、約３０ｍも離れずに位置付けて構造全体にＴｘアンテナ３１２を配置することによって、建物構造体全体に設けられる。Ｔｘアンテナ３１２は異なる階層に位置付けられてよい。Ｔｘアンテナカバレッジは、トランスミッタごとにＦＤＴＤシミュレーションによって予測された信号レベルを最小信号レベルと比較することによって、モデル内の各セルについて検証される。夫々のトランスミッタ３１４からの振幅勾配はまた、隣接するセルにおける値を比較することによって決定され得る。

送信アンテナ３１２は、アンテナダイポール軸を垂直にして、ワイヤループを天井からつり下げるか又は床に埋め込むようにして構造内に配置され得る。この構成では、アンテナ３１２は、夫々の側で数ｍであり、約３０ｍの範囲を提供するよう１又は２巻きのワイヤを使用してよい。代替的に、それらは、アンテナ軸を水平にして、壁に又は支柱に取り付けられて配置されてよい。水平軸アンテナが容易に配置されるために、ループの面積はより小さくなければならないので、マルチターンループが使用される。電流は、Ｎ^２に比例するループのインピーダンスによって決定される。いくつかの実施形態で、送信ループ面積は、Ｎ＝１０で約１ｍ×１ｍであってよい。１７０Ｖ電源のトランスミッタ供給電圧によるピーク電流は１４Ａであり、１４０Ａｍ^２の双極子モーメントを与える。これは、３０ｍ範囲にわたり且つ２階層の典型的な鉄筋コンクリートを通る信号カバレッジに適合する。

他の実施形態では、単一の大きいＴｘアンテナ３１２が、建物構造の周囲に配置される。このアンテナ３１２は、大きい双極子モーメントを生じさせ、駐車構造全体にわたってカバレッジを提供する。しかし、振幅勾配は、より小さいアンテナ３１２の場合のように距離とともに平坦になるので、それは、約３０ｍまでの距離での正確な位置測定のために使用される。より小さいループアンテナがその内側に配置され、明確な位置測定のために使用される追加の発生源を提供する。

夫々のトランスミッタアンテナ３１２からの磁場を別々に分解するために、伝送は多重化される。いくつかの実施形態で、トランスミッタ信号は、図１３によって表されるように、周波数多重化されてよい。図１３は、周波数に対する複数のトランスミッタの信号磁場強度をプロットする（１３００）。夫々のトランスミッタアンテナ３１２は、Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３、・・・、Ｆｎとして示される、ＶＬＦ帯域内の別個の中心周波数１３０２で送信する。夫々のトランスミッタは連続的に動作してよく、振幅測定のみが位置を決定するために必要とされるので、信号を変調する必要性を回避しながら、伝送の中心周波数によって識別され得る。よりずっと高い無線周波数（ＲＦ）で動作する従来の高帯域幅無線機１５１８を使用する車両間（vehicle to vehicle）（Ｖ２Ｖ）又は車両インフラ間（vehicle to infrastructure）（Ｖ２Ｉ）データリンクを介して、建物マップ及びマップ更新のような大量のデータをダウンロードすることが効率的である。

変調されていない搬送波は非常に狭い帯域幅を有し、それにより、狭帯域フィルタがそれらを検出するために使用され得る。Ｇｏｅｒｔｚｅｌアルゴリズムが、夫々のトランスミッタ周波数のための狭帯域フィルタを実装するためにレシーバで使用されてよい。少数のトーンに対しては、これは、高速フーリエ変換（Fast Fourier Transform）（ＦＦＴ）に基づくフィルタに比べて、狭帯域通過フィルタを実装するためのより効率的な手段を提供する。Ｇｏｅｒｔｚｅｌアルゴリズムは、２次の無限インパルス応答（infinite impulse response）（ＩＩＲ）フィルタの形で実装可能であり、単一ビンの離散フーリエ変換（Discrete Fourier Transform）（ＤＦＴ）出力を計算する。人工ノイズが存在する領域での位置測定のために、トランスミッタの周波数は、中心周波数がｎ．５０Ｈｚ又はｎ．６０ＨｚでのＡＣ電力高調波周波数１３０４の間の中点に位置するように配置される。例えば、６０ＨｚＡＣシステムの場合に、トランスミッタは、６０Ｈｚの６７次及び６８次高調波の間に中心がある４０５０Ｈｚで動作し得る。他のトランスミッタは、３０９０Ｈｚ及び４１１０Ｈｚで動作する。Ｇｏｅｒｔｚｅｌフィルタの帯域幅は、高調波間隔の半分、すなわち、２５又は３０Ｈｚにセットされ得る。図１３で表されるように、この周波数プランによれば、Ｇｏｅｒｔｚｅｌフィルタ出力周波数応答１３０６は、隣接するトランスミッタ１３０８及び電力線ノイズ１３１０の両方の中心周波数にヌルを配置するという有利な特性を有しており、両方の不要な信号源に対する高い減衰を提供する。

フィルタビンはまた、バックグラウンドノイズを測定するために、未使用の高調波間周波数に配置され得る。代替的に、トランスミッタ信号は、夫々のトランスミッタ周波数でノイズ測定を行うために、周期的にブランキングされてもよい。フィルタ帯域幅は、レシーバが移動するにつれて振幅の変化に対するシステムの応答時間を制限する。しかし、Ｇｏｅｒｔｚｅｌフィルタのデジタル実装は非常に効率的であるから、夫々のトランスミッタからの信号は低電力ＤＳＰで並列に処理され得、それにより、位置更新率はフィルタ応答時間と同じであることができる。

他の実施形態では、夫々の位置決めトランスミッタは、データをレシーバへ送るために変調されてよい。データは、多数の変調技術を用いて、伝送される磁場７０６上に変調され得る。周波数シフトキーイング（frequency-shift keying）（ＦＳＫ）、２進位相シフトキーイング（binary phase-shift keying）（ＢＰＳＫ）又は直交位相シフトキーイング（quadrature phase-shift keying）（ＱＰＳＫ）のような、より簡単な変調方法が、６４ＱＡＭのようなより高次の変調よりも低い信号対雑音（ＳＮＲ）で使用可能であるが、データを送るのにより時間を要する。マルチチャネルレシーバが使用される場合に、夫々のトランスミッタからの信号は並列に処理され得る。

図１３に示される周波数プラン及びフィルタはまた、信号が変調される場合にも使用可能であるが、送信波形帯域幅は、最小レシーバ信号レベルで、強い隣接チャネル信号がより弱い信号の振幅測定を劣化させないことを確かにするよう、変調レートを制限し且つ波形にフィルタをかけることによって、制限されるべきである。レシーバの隣接チャネル除去は、トランスミッタ間の周波数間隔を増大させることによって改善され得る。伝搬に対する周波数に依存した効果は、アンテナごとの電流励起の周波数を調整することによってＦＤＴＤシミュレーションモデルに組み込まれ得る。

他の実施形態では、夫々のトランスミッタ信号は、図１４に示されるように時間多重化される。この構成において、夫々のトランスミッタアンテナ３１２（Ｔｘ_１、Ｔｘ_２、・・・、Ｔｘ_ｎ）は同じ周波数で動作するが、送信フレーム１４０４内の特定のタイムスロット１４０２でのみオンされる。ヌルのタイムスロット１４０６は、レシーバがバックグラウンドノイズも測定し、同期プロセスを支援することを可能にするよう、フレームに組み込まれ得る。夫々のタイムスロット内の伝送は、同期ワード１４０８と、建物構造及びトランスミッタ３１４の一意の識別コード（ＩＤ）１４１０を含むデータパケットとを有する。データ１４１０は、誤りを検出又は補正するために符号化されてよい。いくつかの実施形態で、夫々のトランスミッタ３１４は、トランスミッタ３１４を認識するために使用され得る一意の同期ワード１４０８を使用してよい。

時間多重化構成において、レシーバ信号処理は、夫々のトランスミッタにおいて変調波形を生成するために使用されるクロックが周波数において及び位相において同期化される場合に低減され得る。その上、夫々のトランスミッタは、フレーム内の特定タイムスロットに同期化される。いくつかの実施形態で、同期化は、マスタトランスミッタから他のトランスミッタへデータポート１２２４を介して送られるタイミングパルスにより実施され得る。他の実施形態では、夫々のトランスミッタ３１４は、それが主たるトランスミッタからの伝送を検出及び監視することを可能にするレシーバを備え、このようにしてフレームタイミングとともにトランスミッタ周波数及び位相を決定し得る。

他の実施形態では、単一のＤＳＰ１２０４が、夫々のタイムスロットでＰＷＭ信号を生成するために使用され得る。それらの信号は次いで、特定のタイムスロット１４０２とアライメントされるイネーブル信号１４１２とともに、異なるＴｘアンテナ位置の夫々へ送られる。イネーブル信号は、夫々のアンテナ３１２について異なるタイムスロットでアクティブである。アンテナでは、ドライバ１２１２及びブリッジ回路１２１４が、ＰＷＭ信号を高電流アンテナ信号１２１０に変換するために、特定のタイムスロットの存続期間に有効にされる。ケーブルで引き起こされる電力損失と、漂遊磁界が生成され位置測定誤差を引き起こす危険性とにより、長い距離にわたってアンテナ電流を送ることは望ましくない。

いくつかの実施形態で、システムは、約１０００Ｓ／ｓのレートでＱＰＳＫ変調を使用してよく、それにより、フレームが夫々１２．５ｓの８つのタイムスロットを有する場合に、トランスミッタは、トランスミッタ及び建物位置を特定するようフレームごとに１２シンボル又は２４ビットのデータを送ってよい。電力線高調波ノイズの存在下でより一層低いＳＮＲで動作することができる、高調波間変調（ＩＨＭ）のようなマルチキャリア変調を含む他のタイプの変調も、使用されてよい。

フレーム全体は、環境内の全てのトランスミッタからの磁場強度を決定するために、最初に受信される。その後に、位置は、新しいトランスミッタ信号が受信されるたびに更新され、より速い周期的な位置更新を提供することができる。タイムスロットの長さは、従って、レシーバ位置が更新され得る最大レートを決定する。先に与えられたＱＰＳＫ変調についての例では、最大位置更新レートはその場合に約１２．５ｍｓである。２０ｋｍ・ｈｒで環境を通る車両は、この期間に０．０７ｍ移動する。

図１５は、３次元（３Ｄ）レシーバ（Ｒｘ）アンテナ５０４及び位置決めレシーバ１０２の例となるブロック図１５００を表す。いくつかの実施形態で、３ＤＲｘアンテナ５０４は、トランスミッタアンテナ３１２に対するＲｘアンテナの位置付けにかかわらず磁場が受け取られ得るように、直交して取り付けられた３つの別個のループアンテナ１５０２を有する。時間変化する磁場にさらされたループアンテナ１５０２からの出力は、ファラデーの法則によって与えられるように、コイルを通る磁場の大きさ及びその変化率に比例する電磁界（ＥＭＦ）である：

Ｅ＝μ．Ａ．Ｎ（－ｄＢ／ｄｔ） 式１５

ここで、
μ＝μ_０×μ_ｒ、ループ内の材料の実効透磁率
Ａ＝ループの面積
Ｎ＝ループの巻数
Ｂ＝磁束密度。

式２に示されるように、ワイヤループアンテナは、磁場の周波数に比例する出力を有する。位置決め用途では、これは、他の周波数帯域と比較して人工ノイズが非常に高いＡＣ配電に使用される基本及び高調波周波数でのアンテナ出力を低減するということで有利である。ループアンテナの感度は、巻数の多いループ及びフェライトコアを使用することによって改善される。しかし、コアの透磁率の実効値は、長さが材料の直径の何倍もでない限り、フェライト材料の比透磁率ｏ_ｒよりもずっと低い値に制限される。しかし、車両に都合良く適合するために、アンテナ寸法はコンパクトである。いくつかの実施形態で、フェライトアンテナ１５０２は、およそ長さ１８ｃｍ×直径１．２ｃｍであり、２０００ターンのワイヤで巻かれ得る。

それらのアンテナの内の３つが、３つの次元で同時に磁場を検知するよう、コンパクトな直交アレイ内に配置される。夫々のアンテナ１５０２からの信号は、振幅が低く（μＶの大きさ。）、望ましくは、不要なノイズがアンテナ出力信号で引き起こされないようにアンテナ１５０２と同じ筐体１５０６に位置する３つの差動増幅器１５０４のうちの１つによって増幅される。

他の実施形態では、固体状態センサが、トランスミッタ３１４によって生成された交流磁場を検出するために使用されてよい。例えば、トンネル磁気抵抗（Tunneling MagnetoResistance）（ＴＭＲ）及び巨大磁気インダクタンス（Giant MagnetoInductance）（ＧＭＩ）に基づくセンサは、弱い磁場をＥＭＦに変換するよう半導体材料において種々のタイプの量子効果を使用する。そのようなタイプのセンサは、一般に、平坦な周波数応答を有し、差動増幅器１５０４へＡＣ結合されるべきである。しかし、それらは、フェライトアンテナよりもずっと小さく、それにより、３ＤＲｘアンテナ５０４全体は、約１ｃｍ^３の容量内に、あるいは、単一の集積回路（ＩＣ）パッケージ内でさえ実装され得る。固体状態３ＤＲｘアンテナ５０４は、その場合に、車両に取り付けられた他のアンテナとより容易に共同設置され得る。

レシーバ１０２全体は、既知の磁場に夫々の受信アンテナ１５０２を別々に置き、レシーバ出力レベルを測定することによって、較正され得る。必要な場合に、磁場は、レシーバ１０２が同期されるように、トランスミッタ波形により変調される。一定の、既知の磁場強度が、ヘルムホルツコイルによってアンテナ１５０２を含む空間容量内で生成され得る。アンテナごとの信号レベルに対する磁場強度の比がその場合に、レシーバ不揮発性メモリ（ＮＶＭ）１５１２に較正係数として記憶されてよい。

位置決めレシーバ１０２は、アナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）１５０８、デジタル信号プロセッサ１５１０、不揮発性メモリ（ＮＶＭ）１５１２、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１５１４、及び電源１５２２を有する。３Ｄアンテナからの増幅信号がＡＤＣへ入力される。ＡＤＣで、それらの信号は、エイリアシングを阻止するよう最大信号周波数の２倍よりも少なくとも大きいレートでサンプリングされる。ＡＤＣ１５０８のダイナミックレンジは、車両がトランスミッタアンテナから約１ｍの距離又は最大距離にあるときに磁場の変化に適応できなければならない。これは、広いダイナミックレンジを有するＡＤＣを使用することによって、又は代替的に、信号が所定の閾値を超えると、タイムスロット内で差動増幅器１５０４の利得を動的に減らすことによって、達成され得る。

サンプリングされたデータは次いで、デジタル信号プロセッサ１５１０へ送られる。デジタル信号プロセッサ１５１０は、夫々のアンテナ１５０２によって受け取られた磁場強度の正確な測定を得るために、例えば、Ｇｏｅｒｔｚｅｌフィルタ、振幅測定及びノイズ補正を使用して、信号フィルタリングの機能を実行する。それらの値の大きさのピタゴラス和が次いで、全磁場強度を決定するために計算される。ＤＳＰ１５１０は、任意に、トランスミッタからデータを受け取るために同期化及び復調機能を組み込んでよい。

いくつかの実施形態で、ＤＳＰ１５１０は、ＣＰＵコアで実行されるファームウェアとして実装されてよい。ＤＳＰ１５１０は、レシーバ及びアンテナ較正を含む、磁場強度を計算するために使用される定数値を記憶する不揮発性メモリ１５１２へ接続されている。ＲＡＭ１５１４は、中間フィルタ結果、現在のレシーバ出力信号レベル及びＳＮＲのような一時的な値を記憶するために使用されてよい。レシーバ機能を提供することと同様に、同じＤＳＰ１５１０が位置決めアルゴリズムを実装するために使用されてよく、不揮発性メモリ１５１２も、環境のＦＤＴＤモデル５１０を記憶するために使用されてよい。他の実施形態では、ＤＳＰ１５１０は、別個のハードウェアで実装されるか、あるいは、ＡＳＩＣのような単一のハードウェアデバイス上に組み込まれてよい。

ＤＳＰ１５１０はまた、レシーバ又は位置決めアルゴリズムで使用される特定の構成パラメータがそれにロードされることを可能にするよう、データポート１５１６へ接続されてよい。そのようなパラメータは、Ｒｘアンテナ１５０２の地面の上の高さ又は環境のＦＤＴＤ導出モデル５１０及び関連する空間モデルを含んでよい。シリアルポート１５１６はまた、測定された磁場強度データ又はレシーバの推定された位置を車両７０８へ出力するために使用されてよい。ＤＳＰ１５１０はまた、従来のＲＦトランシーバ１５１８へ接続されてよく、ＲＦトランシーバ１５１８は、推定された位置を外部プロセスに報告するために、又は環境の更新されたモデルを受け取るために、車両間又は車両－インフラ間ネットワークを介して通信する。

レシーバハードウェアは、直流（ＤＣ）電源１５２２によって供給されてよく、ＤＣ電源１５２２は、外部源１５２０からの電力を適切な内部供給電圧へ変換する。外部源は、車両７０８に設置されたバッテリであってよい。ＤＣ電源１５２２はまた、低雑音供給電圧を差動Ｒｘ増幅器１５０４へ供給してよい。レシーバハードウェアは、単一の回路カードアセンブリ上に実装され、環境から保護されるよう筐体１５２４に入れられてよい。

図１６は、狭帯域フィルタを実装するＧｏｅｒｔｚｅｌフィルタを使用する単一の狭帯域トランスミッタからの磁場の振幅を決定するようレシーバによって実行される信号処理の各ステップを示すデータフロー図１６００を表す。チャネルＡとして識別される、３ＤＲｘ増幅器の１つからのアナログ信号１６０２が、ＡＤＣクロック１６０４によってサンプリングされる。サンプリングレートＦ_ｓは、ナイキストレートよりも大きくされ、理想的には、送信周波数の夫々の整数倍である。Ｇｏｅｒｔｚｅｌアルゴリズムは、２つの実数フィードバック係数１６０８、１６１０及び複素フィードフォワード係数１６１２を有する２次ＩＩＲフィルタ１６０６の形で実装される。フィルタは：

によって定義される単一ビンＤＦＴ出力を計算する。ここで、Ｎは、フィルタのブロックサイズであり、その帯域幅又は周波数分解能を決定する。これは：

帯域幅＝Ｆ_ｓ／Ｎ 式１７

によって与えられる。変調されていない位置決め信号に対して、帯域幅は小さくされ得、レシーバのＳＮＲを改善する。これは、従来のフェライトロッドアンテナよりも高い内部ノイズを有する固体状態センサを使用する場合に有利である。しかし、フィルタ出力は、Ｎ個のサンプルのブロックが処理された後に取得される。フィルタ更新レートはその場合に、フィルタ帯域幅の逆数である。すなわち、２５Ｈｚの帯域幅の場合に、出力は、０．０４秒ごとにしか更新されない。

フィルタは、フィルタ出力１６１６を生成するために虚数乗法１６１４を使用する。当該技術で知られるように、これは、係数及びデータを実数及び虚数部分に分け、それらの部分に対して実数乗算を実行し、次いで結果を再結合することによって、実施され得る。これは、明りょうさのために図から省略されている。

フィルタ出力１６１６はその場合に、フィルタ周波数における所与のトランスミッタについての受け取られた磁場の大きさに比例する時系列のデータ値である。ステップ１６１８で、回復されたデータの信号対雑音比（ＳＮＲ）が次いで、一連の振幅測定の統計的特性に基づき計算される。いくつかの実施形態で、ＳＮＲは、信号振幅の２次及び４次モーメントから推定される。ＳＮＲが受け入れられる場合に（１６２０）、次いで、次のステップ１６２２で、相加性ノイズの推定レベルが、フィルタ出力から求められた値から減じられて、トランスミッタ信号振幅１６２４が得られる。ＳＮＲが低すぎる場合に（１６２６）、振幅測定は破棄される。他の実施形態では、バックグラウンドノイズは、フィルタ遅延時間の少なくとも２倍の期間にわたってトランスミッタをオフすることによって、周期的に測定され得る。他の実施形態では、別個のフィルタが、如何なるトランスミッタによっても使用されない高調波間周波数にチューニングされたバックグラウンドノイズを測定するために使用されてよい。

不揮発性メモリに記憶されているレシーバ較正１６２８が、図示されている例で、シンボル振幅をチャネルＡについての磁場強度１６３０に変換するために使用される。

同じプロセスは、チャネルＢ１６３２及びチャネルＣ１６３４として示されている、３ＤＲｘアンテナ５０４を形成する他の２つのアンテナについて、並列に実行される。ステップ１６３６で、全磁場１６３８が次いで、夫々のチャネルで測定された３つの磁場成分のベクトル和として計算される。

レシーバの位置は、夫々のトランスミッタからの信号レベルを環境のＦＤＴＤ導出モデル５１０と比較することによって決定される。トランスミッタの割り当ては、駐車ガレージのジオメトリに依存し、サイト固有の基準で決定される。自動運転車に取り付けられるレシーバは、Ｍ個のトランスミッタからの信号を検知することができ、すなわち、全部でＮ個のトランスミッタの内のいくつかは、それらの信号が過度に減衰されているために検知されない可能性がある。Ｍ個のトランスミッタからの信号の振幅は測定され、行列Ｔに編成される：

いくつかの実施形態で、ＦＤＴＤモデル探索エリアは、車両に取り付けられた３軸アンテナ５０４の高さに対応するセルのみを含むよう制限されてよい。この情報は、レシーバ較正データ他のような他のレシーバ較正データとともに、設置時にレシーバ不揮発性メモリ１５１２に記憶されてよい。磁場のマップはその場合に、駐車ガレージの階層を夫々が表す一連のラスタグリッドである。ラスタグリッドの各セルは、磁場の値を含む。Ｇが夫々のトランスミッタについての磁気マップの集合を表すとすると：

Ｇ＾は、レシーバによって検知されるトランスミッタについてのマップのみを含む組Ｇのサブセットである：

Ｇ＾の中身は、セルごとにベクトルＢを与えるよう再編成される：

Ｂの中身は、夫々の可能なセルでの観測された磁場の組を表す。Ｂはよって、ベクトルＴと似ており、ここで、前者は、計算された磁場の組であり、後者は、観測された磁場の組である。夫々のセルについて、ＴとＢとの間の不一致は、２つのベクトルの間のＲＭＳ差として計算される：

式２２から、夫々の駐車ガレージ階層の新しいラスタグリッドが求められ、ここで、夫々のセルは、観測ベクトルＴとそのセルに対応するベクトルＢとの間の不一致を保持する。要するに、不一致が大きいセルは、レシーバの正確な位置に対応する可能性が低く、一方、不一致が小さいセルは、レシーバの正確な位置に対応する可能性が高い。

不一致のマップの１つの解釈は、不一致が最も小さいセル、すなわち、観測データとラスタマップとの間の“最良の一致”（best match）が、レシーバの位置に対応することである。図１７は、駐車ガレージの一階層の部分１７０４にわたってセル１７０２ごとの不一致値を示す２次元ラスタマップ１７００を表す。不一致が最も小さいセル１７０６は、図の中心近くに位置している。しかし、磁場のモデルは、それが導電率モデルを磁場測定の組に適合させることで派生するということで固有の不確実性を有し、最小化されるべき目的関数の残差が残る。シミュレーションモデル９１４からの出力としてＲＭＳ値Ｒとして与えられるこの残差は、計算された磁場の不確実性を表す。結果として、関連する不確実性が位置について存在する。

ＴといずれかのＢとの間のＲＭＳ差である不一致Ｒ、及び計算された磁場のＲＭＳ不確実性であるＤを考える。ラスタグリッド上のいずれかのセル１７０２に対して、ＲがＤよりも大きい場合に、ＴとＢとの間に有意な差が存在するということで、そのセルは正確な位置を表す可能性が非常に低い。Ｔ及びいずれかのＢを区別するほど十分な差がない場合の限界を表すＲによって、有意性は定量化される。必然的帰結は、ＲがＤよりも小さい場合に、ＴとＢとは区別され得ず、よって、問題となっているセルが最もらしい位置であることである。

Ｒ＜Ｄである全てのセルが強調される場合に、近似楕円がグリッド上で見られる。それらのセルの約９５％の周りに楕円１７０８をはめ込むことによって、Ｒ＞Ｄであるセルには正確な位置がないことは疑う余地がなく、正確な位置がある可能性があるセルの９５％がカバーされるため、どこでレシーバ１０２が見つけられ得るかに関しておよそ９５％の信頼エリアが得られる。いくつかの場合に、全てのＲ値は、永続的に高いことがあるが、必ずしもＤよりも大きいわけでなく、それらはそれに近づく。そのような場合に、探索不一致は経験的にスケーリングされる。例えば、Ｄ＝０．７の場合に、デフォルトの探索はＤ＜０．７に対してであり、一方、高いＲ値の場合に、探索はＲ＜１．４に更新され得る。このスケーリングの正当性は、Ｄが夫々の磁場で計算された磁場についての全体的な不確実性であるためである。しかし、グリッドのいくつかの領域は、より高い個体差を有し得る。このスケーリングがないと、たとえＲが高いとしても、アルゴリズムは、誤解を招きかねないち密な結果を返すことになる。楕円１７０８によって境界されるレシーバの推定位置によれば、位置は、楕円の中心の座標から推定され得る。実際に、それらの座標は、一般に、最小のＲ値を有しているセル１７０６と一致することが知られている。このセル位置は、標準化されたＧＩＳフォーマットで磁気位置決めレシーバ（Magnetic Positioning Receiver）の地理的位置を生成するよう環境の物理モデル上にマッピングされる。このプロセスは、実時間の位置情報を生成するようレシーバの更新レートで繰り返され得る。

図１８Ａは、ＧＮＳＳ信号がコンクリート構造によってブロックされる駐車ガレージの区間に位置する３つのトランスミッタからの信号についてグレースケールコンター（contours）１８０２としてプロットされた不一致関数を示す平面図１８００ａを表す。この場合に、磁気マップは自由空間伝搬モデルに基づく。不一致は、５０から０．０５までの４０ｄＢ範囲をカバーする対数グレースケール上でプロットされる。自由空間伝搬モデルの場合には、不一致が小さい２つの別個の領域１８０４、１８０６が存在する。このあいまいさは、実際の位置が位置１８０８で示されているレシーバの位置が決定され得ないことを意味する。

図１８Ｂは、同じ駐車構造を表し、同じ観測データを使用してプロットされるが（１８００ｂ）、この場合に、磁気マップはＦＤＴＤシミュレーションにより導出され、建物導電率値は前のサンプルテストデータの反転により導出された。この場合に、不一致が小さい単一の領域１８１０が得られる。この領域内の約９５％のあり得るセルをカバーする楕円１８１２の中心は、実際の位置の約０．８ｍ内にある。

いくつかの実施形態で、ＭＰＲリソースは、位置及び確率推定を実行するために使用され、地理的位置は、それが車両位置を確かめるために、及び他のセンサからの入力とともに、導電性環境をナビゲートするのを支援するために使用され得る場合に、データポート１５１６を介して車両へ報告されてよい。位置情報はまた、それが他の目的のために、例えば、近くの移動車両を歩行者に警告するために使用され得る場合に、トランシーバ１５１８を介して無線通信リンク１５２０にわたってローカルコントローラへ報告されてもよい。位置情報はまた、例えば、車両位置を他の車両に報告するために、システム全体の車両管理ネットワークまで報告されてもよい。無線通信リンク１５２０は、従来のＲＦ周波数で実装され得る。このリンクは、それがデータを送信するためにのみ使用され、位置推定を提供するためには使用されないので、大きいフェードマージンを有して実装されるか、あるいは、ＭＩＭＯアンテナを使用して導電性環境内のマルチパスに対応することができる。

他の実施形態で、ＭＰＲ計算リソースは、範囲内のトランスミッタからの磁場強度値を計算するためにのみ使用される。それらの値は次いで、トランシーバ１５１８及びネットワーク１５２２を介してデータリンク１５２０にわたって遠隔のプロセッサへ送られる。プロセッサはまた、マップデータを含む。この構成は、移動性レシーバが磁気マップ情報を記憶及び保持する必要性を回避する。

別個のデータ信号接続を介して互いと通信する別個の構成要素のグループとして図では表されているが、本実施形態は、ハードウェア及びソフトウェアコンポーネントの組み合わせとして提供されることが当業者によって理解されるだろう。いくつかの構成要素は、ハードウェア又はソフトウェアシステムの所与の機能又は動作によって実装され、表されているデータ経路の多くは、コンピュータアプリケーション又はオペレーティングシステム内のデータ通信によって実装される。表されている構造は、よって、方法として実行可能であり、コンピュータ可読媒体上で又はシステム内で具現され得る。上記の発明の実施形態は、単に例であるよう意図される。

本明細書で記載されるデバイス、システム及び方法の実施形態は、ハードウェア及びソフトウェアの両方の組み合わせにおいて実装されてよい。それらの実施形態は、プログラム可能なコンピュータ上で実装されてよく、夫々のコンピュータは、少なくとも１つのプロセッサ、データ記憶システム（揮発性メモリ若しくは不揮発性メモリ、又は他のデータ記憶要素、あるいは、それらの組み合わせ）、及び少なくとも１つの通信インターフェイスを含む。

プログラムコードは、本明細書で記載される機能を実行するよう且つ出力情報を生成するよう入力データに適用される。出力情報は１つ以上の出力デバイスに適用される。いくつかの実施形態で、通信インターフェイスは、ネットワーク通信インターフェイスであってよい。要素が組み合わされ得る実施形態において、通信インターフェイスは、プロセス間通信のためのもののような、ソフトウェア通信インターフェイスであってよい。更なる他の実施形態では、ハードウェア、ソフトウェア、及びそれらの組み合わせとして実装された通信インターフェイスの組み合わせが存在してよい。

実施形態は、コンピュータにより読み取り可能な、有形な非一時的媒体に記憶されているソフトウェア命令を実行するよう構成された少なくとも１つのプロセッサを有するコンピュータ装置を形成するサーバ、サービス、インターフェイス、ポータル、プラットフォーム、又は他のシステムに関係があり得る。例えば、サーバは、記載されている役割、責任、又は機能を果たすように、ウェブサーバ、データベースサーバ、又は他のタイプのコンピュータサーバとして動作する１つ以上のコンピュータを含むことができる。

様々な例となる実施形態が本明細書で記載されている。夫々の実施形態は発明要素の１つの組み合わせを表すが、開示されている要素の全ての起こり得る組み合わせは発明主題を含む。よって、１つの実施形態が要素Ａ、Ｂ及びＣを有し、第２の実施形態が要素Ｂ及びＤを有する場合に、発明主題はまた、たとえ明示的に開示されていないとしても、Ａ、Ｂ、Ｃ又はＤの他の残りの組み合わせを含むと見なされる。

語「接続される」（connected）又は「～へ結合される」（coupled to）は、直接結合（互いに結合される２つの要素は互いに接触する。）及び間接結合（少なくとも１つの追加の要素が２つのようその間に配置する。）の両方を含み得る。

実施形態の技術的解決法は、ソフトウェア製品の形をとってよい。ソフトウェア製品は、不揮発性の又は非一時的な記憶媒体に記憶されてよく、媒体は、コンパクトディスク型リードオンリーメモリ（ＣＤ－ＲＯＭ）、ＵＳＢフラッシュディスク、又はリムーバブルハードディスクであることができる。ソフトウェア製品は、実施形態によって提供される方法を実行することをコンピュータ装置（パーソナルコンピュータ、サーバ、又はネットワークデバイス）に可能にする多数の命令を含む。

本明細書で記載される実施形態は、コンピュータ装置、サーバ、レシーバ、トランスミッタ、プロセッサ、メモリ、ディスプレイ、及びネットワークを含む物理的なコンピュータハードウェアによって実装される。本明細書で記載される実施形態は、有用な物理マシン及び特に構成されたコンピュータハードウェア配置を提供する。本明細書で記載される実施形態は、様々なタイプの情報を表す電磁気信号を処理及び変換するよう適応された電子機械及び電子機械によって実装される方法を対象とする。

Claims (43)

1. 導電性材料を含む環境のための磁気位置決めシステムであって、
   少なくとも１つの超長波（ＶＬＦ）磁場トランスミッタと、
   前記少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタから伝えられる磁場を検出し、前記少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタからの全磁場強度を推定するよう構成されるＶＬＦレシーバと、
   前記少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタによって伝えられる磁場の３次元モデルを生成するよう構成される第１プロセッサであり、前記環境及び前記少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタの電気特性の時間領域差分法（ＦＤＴＤ）シミュレーションを実行して、前記３次元モデル内のセルごとの磁場のデータベースを生成するよう構成される前記第１プロセッサと、
   前記ＶＬＦレシーバの位置を決定するよう構成される第２プロセッサであり、前記ＶＬＦレシーバによって引き続き測定された磁場強度を前記データベース内の場強度と比較し、前記ＦＤＴＤシミュレーションにおけるどのセルが前記測定された磁場強度に対する不一致が最も小さいかを決定し、前記３次元モデルのセル位置を前記環境内の物理的マップ位置と関連付けるよう構成される前記第２プロセッサと
   を有するシステム。
2. 前記第１プロセッサは、前記環境及び前記少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタの電気特性をモデル化するよう各セルに割り当てられた導電率値とともに一様なセルサイズに基づき前記ＦＤＴＤシミュレーションを設定する、
   請求項１に記載のシステム。
3. 前記少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタは、テストトランスミッタを有し、前記ＶＬＦレシーバは、較正されたレシーバを有し、前記テストトランスミッタ及び前記較正されたレシーバはいずれも、前記環境内の異なる位置で多数の場強度測定を行うよう構成され、
   前記テストトランスミッタ及び前記較正されたレシーバによって行われた前記場強度測定を通じて観測された磁場強度は、該観測された磁場強度と計算された磁場強度とをアライメントすることによって、前記ＦＤＴＤシミュレーションを用いて前記環境の導電率モデルを適応させるために使用される、
   請求項１に記載のシステム。
4. 前記ＶＬＦレシーバは、複数の環境の夫々についての別個のＦＤＴＤモデルを記憶するメモリを有する、
   請求項１に記載のシステム。
5. 特定の環境についてのＦＤＴＤモデルが、前記環境の入口にある前記ＶＬＦレシーバへダウンロードされる、
   請求項１に記載のシステム。
6. 前記第２プロセッサは、前記磁場強度を決定するために復調されたシンボルの統計的特性を使用することに基づき、信号レベル推定においてノイズ成分を除くよう構成される、
   請求項１に記載のシステム。
7. 前記統計的特性は、前記復調されたシンボルの２次モーメント及び４次モーメントを含む、
   請求項６に記載のシステム。
8. 前記第２プロセッサは、前記磁場強度を決定するためにバックグラウンドノイズの直接測定を使用して、信号レベル推定においてノイズ成分を除くよう構成される、
   請求項１に記載のシステム。
9. 前記第２プロセッサは、前記少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタから受け取られた信号振幅とＦＤＴＤ導出モデル値との間の不一致が最も小さい位置を前記モデルのセル位置として決定するよう構成される、
   請求項１に記載のシステム。
10. 前記第２プロセッサは、前記環境内の異なる位置でＶＬＦレシーバアンテナ高さに対応する垂直オフセットを有するセルのみを探すよう前記不一致の計算を制約するよう構成される、
    請求項９に記載のシステム。
11. 前記第２プロセッサは、前記ＶＬＦレシーバの較正を調整することによって、所与の環境において前記不一致を最小限にするよう構成される、
    請求項９に記載のシステム。
12. 前記第２プロセッサは、前記セル内で最小の不一致の位置を決定するために場強度勾配を使用することによって位置分解能を増大させるよう構成される、
    請求項９に記載のシステム。
13. 前記勾配は、前記ＦＤＴＤ導出モデルにおける周囲セルの場強度から計算される、
    請求項１２に記載のシステム。
14. 前記ＶＬＦレシーバの位置は、選択された許容範囲を下回る不一致を有しているセルの周りに楕円をはめ込んで、該楕円の領域が、既知の確率を有している前記ＶＬＦレシーバの全ての可能な位置を囲み、且つ、前記楕円の中心が、前記ＶＬＦレシーバの位置の最良の推定を与えるようにすることによって、決定される、
    請求項１に記載のシステム。
15. 前記ＶＬＦレシーバの位置は、許容範囲を下回る不一致値を有しているセルのグループの中の中央セルであるよう推定される、
    請求項１に記載のシステム。
16. 夫々のＶＬＦ磁場トランスミッタからの伝送は時間多重化される、
    請求項１に記載のシステム。
17. 前記少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタによって伝送される信号は、次数間高調波変調によって変調される、
    請求項１に記載のシステム。
18. 前記第２プロセッサは、車両が自律的に前記環境をナビゲートすることを可能にするために、前記ＶＬＦレシーバの位置を他のセンサデータと結合するよう構成される、
    請求項１に記載のシステム。
19. 前記第２プロセッサは、前記ＶＬＦレシーバの位置をネットワークへ送るよう構成される、
    請求項１に記載のシステム。
20. 前記少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタの夫々は、送信アンテナへ結合され、夫々の送信アンテナは、単一の時間多重化された波形によって駆動され、アクティブなタイムスロットの間有効にされる、
    請求項１６に記載のシステム。
21. 前記少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタの夫々は、送信アンテナへ結合され、夫々の送信アンテナは、ケーブルを介して伝えられる信号又は無線レシーバによってマスタタイミングフレームと同期化された別個のＶＬＦ磁場トランスミッタによって駆動される、
    請求項１に記載のシステム。
22. 前記ＶＬＦ磁場トランスミッタは周波数多重化される、
    請求項１に記載のシステム。
23. ＶＬＦ磁場トランスミッタ周波数は、ＡＣ電力線ノイズの高調波周波数の間に位置する、
    請求項２０に記載のシステム。
24. ＶＬＦ磁場トランスミッタ周波数は、狭帯域フィルタを実装するようＧｏｅｒｔｚｅｌアルゴリズムを用いて前記ＶＬＦレシーバでアイソレートされる、
    請求項２０に記載のシステム。
25. Ｇｏｅｒｔｚｅｌフィルタの帯域幅は、電力線周波数の半分であり、該フィルタのｎｕｌｌが他のトランスミッタの周波数及びＡＣ高調波の周波数とアライメントされるようにする、
    請求項２４のシステム。
26. 前記ＶＬＦレシーバは、信号レベル情報を、前記ＶＬＦレシーバの位置を決定するよう構成された外部デジタル信号プロセッサへネットワークを介して送り、前記外部デジタル信号プロセッサは、
    前記測定された磁場強度を前記データベース内の場強度と比較し、
    前記ＦＤＴＤシミュレーションにおけるどのセルが前記測定された磁場強度に対する不一致が最も小さいかを決定し、
    前記３次元モデルのセル位置を前記環境内の物理的マップ位置と関連付ける
    よう構成される、
    請求項２５に記載のシステム。
27. 導電性材料を含む環境内で位置を決定する方法であって、
    少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタによって生成される前記環境内の磁場のＦＤＴＤシミュレーションに基づきモデルを生成することと、
    前記少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタのうちの少なくとも３つからの全場強度を測定することと、
    前記測定された全場強度を、データを変調するＦＤＴＤシミュレーションモデル信号において保持されている値と比較することと、
    前記測定された全場強度と最小限の不一致を有する前記モデル内のセルであるとＶＬＦレシーバの位置を決定することと、
    前記セルを前記環境の物理マップ上にマッピングすることと
    を有する方法。
28. 前記ＦＤＴＤシミュレーションは、各セルに割り当てられた導電率値とともに一様なセルサイズに基づく、
    請求項２７に記載の方法。
29. 前記ＦＤＴＤシミュレーションの導電率値は、前記環境内の異なる位置での複数の場強度測定を実行するテストＶＬＦトランスミッタを用いて得られたデータに対応するよう最適化される、
    請求項２７に記載の方法。
30. ＶＬＦレシーバメモリは、異なる環境ごとの前記ＦＤＴＤシミュレーションを記憶する、
    請求項２７に記載の方法。
31. 環境についての前記ＦＤＴＤシミュレーションは、当該環境に入る前に前記ＶＬＦレシーバにダウンロードされる、
    請求項２７に記載の方法。
32. 信号レベル推定におけるノイズ成分は、磁場強度を決定するために、復調されたシンボルの統計的性質を用いることに基づいて、除かれる、
    請求項２７に記載の方法。
33. 前記復調されたシンボルの前記統計的性質は、前記復調されたシンボルの２次モーメント及び４次モーメントである、
    請求項３２に記載の方法。
34. 信号レベル推定におけるノイズ成分は、磁場強度を決定するためにバックグラウンドノイズの直接測定を使用して除かれる、
    請求項２７に記載の方法。
35. 前記ＶＬＦレシーバの位置は、前記少なくとも１つのＶＬＦ磁場トランスミッタから受け取られた信号振幅とＦＤＴＤ導出モデルとの間の最小限の不一致に基づく、
    請求項２７に記載の方法。
36. 不一致計算は、ＶＬＦレシーバアンテナ高さに対応する垂直オフセットを有するセルのみを探すよう制約される、
    請求項２７に記載の方法。
37. 前記ＶＬＦレシーバの位置は、選択された許容範囲を下回る不一致を有しているセルの周りに楕円をはめ込むことによって決定され、前記楕円の中心は、計算されたレシーバ位置を与え、前記楕円の位置付け及び前記楕円の領域は、既知の確率を有している前記ＶＬＦレシーバの位置を示す、
    請求項２７に記載の方法。
38. 前記ＶＬＦレシーバの位置は、許容範囲を下回る不一致値を有しているセルのグループの中の中央セルであるよう推定される、
    請求項２７に記載の方法。
39. 前記ＶＬＦレシーバの位置は、車両が自律的に前記環境をナビゲートすることを可能にするために、他のセンサデータと結合される、
    請求項２７に記載の方法。
40. 前記レシーバの位置は、ネットワークへ送られる、
    請求項２７に記載の方法。
41. 導電性材料を含む環境のための磁気位置決めシステムであって、
    ＶＬＦレシーバと、該ＶＬＦレシーバへ通信上結合されるプロセッサとを有し、
    前記ＶＬＦレシーバは、
    ＶＬＦ磁場トランスミッタから伝えられる磁場を検出し、
    前記ＶＬＦ磁場トランスミッタからの全磁場強度を推定する
    よう構成され、
    前記プロセッサは、
    前記ＶＬＦ磁場トランスミッタによって伝えられた前記磁場の３次元モデルを生成するために、前記環境及び前記ＶＬＦ磁場トランスミッタの電気特性の時間領域差分法（ＦＤＴＤ）シミュレーションを実行して、前記３次元モデル内のセルごとの磁場のデータベースを生成し、
    前記ＶＬＦレシーバの位置を決定するよう、前記ＶＬＦレシーバによって引き続き測定された磁場強度を前記データベース内の場強度と比較し、前記ＦＤＴＤシミュレーションにおけるどのセルが前記測定された磁場強度に対する不一致が最も小さいかを決定し、前記３次元モデルのセル位置を前記環境内の物理的マップ位置と関連付ける
    よう構成される、
    磁気位置決めシステム。
42. 前記ＶＬＦレシーバへ接続される３軸レシーバアンテナを更に有する
    請求項４１に記載の磁気位置決めシステム。
43. 導電性材料を含む環境において対象の位置を決定する方法であって、
    前記対象へ結合されたＶＬＦレシーバで、前記環境のＦＤＴＤシミュレーションに基づく３次元モデルを受け取ることと、
    前記ＶＬＦレシーバへ結合されたプロセッサで、前記ＶＬＦレシーバによって測定された磁場強度と、前記３次元モデル内のセルごとの磁場のデータベース内の場強度とを比較し、前記ＦＤＴＤシミュレーションにおけるどのセルが前記測定された磁場強度に対する不一致が最も小さいかを決定し、前記３次元モデルのセル位置を前記環境内の物理的マップ位置と関連付けることで、前記ＶＬＦレシーバの位置を決定することと
    を有する方法。

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