JP6993636B2 - センサー装置 - Google Patents

Description

本発明は、絶縁層を介して検知電極と被検物との間に形成される容量に起因した電流変化を検知することで被検物の接近や接触を検知する技術に関し、特に、密に配置された多数の検知電極と制御回路とを接続する端子の数を低減する技術に関する。

現在、物体や人体などの接近や接触を検知するセンサーは様々な方式が提案され、用途に応じて自動扉の開閉装置から自動車の衝突事故防止装置まで社会で広く実用化されている。この中で、絶縁層を介して検知電極と被検物との間に形成される容量に起因した電流変化を検知することで被検物の接近や接触を検知する容量型と呼ばれるセンサー素子は感度が高く、これを小型化して密に配置したセンサー装置は被検物の同時多点接触位置を個別に識別して検知することができる。容量型センサー素子の感度を向上することができれば、従来では撮像素子と画像処理技術に基づいて行っていた非接触事象の検知が容量型センサー素子のみで可能となり、大幅なコスト低減を図ることが出来るだけでなく、広範囲に渡る新たな市場創出が可能となる。既に、非接触で検知可能な高感度の容量型センサーとして、検知容量適時形成型のセンサー装置が提案されているが、従来技術で同時多点接触位置識別を行うとコストが増大するため実用化には至っておらず、技術の確立が待ち望まれている。

例えば、近年の医療機関では受付や会計業務の機械化が進んでいる。これらの多くは、医療機関を訪れた患者自身が表示画面上に設置されたタッチパネルを操作するものであるため、伝染性疾患が流行っている時期には衛生上の観点で素手によるタッチ操作に躊躇いを感じる面がある。この操作を非接触で行うことを安価に実現が出来れば、急速に普及して行くことが期待できる。或いは、手術執刀中の医師が非接触でＰＣ操作を行うことが出来れば、新たな医療技術の確立を招くことも期待できるので、非接触で操作可能な高感度の多点同時接触位置識別機能を有するセンサー装置が実現できれば、社会的な貢献度は非常に高いものとなる。

その一方で、近年、ガラス基板上に透明電極よりなる接触検知センサーを配置した接触検知式入力装置を導入したことが、今日のモバイル端末の爆発的な普及に繋がったことは疑う余地が無い。しかしながら、従来のモバイル端末の多くは、ガラス基板よりなる接触検知式入力装置を表示画面の表面に取り付けた構造をしている。このため、接触検知式入力装置を取り付けていない場合と比べて部品点数の増大によるコストの増大だけでなく、モバイル端末の重量や厚みの増大、表示画面の輝度低下を補償するための消費電力増大を伴っている。このため、接触検知式入力機能を表示画面内部に持たせることができれば、モバイル端末の低コスト化、軽量化、薄型化、低消費電力化を同時に図ることができ、より一層の普及促進に繋がるものと期待されている。

現在、多点同時接触位置の識別が可能な接触検知式入力機能を表示画面内部に作り込む、表示画面内蔵方式の接触検知式入力手法が実用化され、一部のスマートフォンに導入されており、その技術が開示されている（特許文献１）。

しかしながら、この技術は、画面サイズが７インチ以下にのみ適用可能な技術であった。このため、７インチを超える画面サイズに対して接触検知式入力機能を表示画面内部に作り込む技術の開発が強く求められている。本明細書における発明は、非接触での操作が可能なほど高感度の多点同時接触位置識別が可能な接触検知式入力機能技術を提供することにより、この要望に応えるものである。また、本発明のベースとなる技術が既に開示されている（特許文献２）。

特開２０１０－２３１７７３ WO２０１３１２８９８１ A１

モバイル端末における表示画像の拡大や縮小などは、多点同時接触による操作を行うことが一般的である。このため、モバイル端末に導入する接触検知式入力装置は、画面の多点同時接触点を個別に識別検知する機能を有することが必須である。これを可能にするため、従来の表示画面内蔵方式の接触検知式入力手法は、検知容量変動型が用いられている。

検知容量変動型の接触検知式入力手法における接触事象の検知原理の概要について、以下で図面を参照しながら説明する。図１は、検知容量変動型の接触検知式入力装置の概略構造を示す平面図である。ガラス基板上に透明電極よりなる四角形の電極が隙間を空けて密に敷き詰められており、対角線が縦または横方向を成して隣接する電極が互いに接続されて一体化し、それぞれが独立した電極線を形成している。これにより、電極線は略格子状に配置され、各交差部では絶縁膜を介して重なる構造となっている。ここでは便宜的に、縦方向に一体化した電極線の番号をそれぞれＸ１、Ｘ２、・・・、Ｘｎとし、横方向に一体化された電極線の番号をそれぞれＹ１、Ｙ２、・・・、Ｙｍとする。

各電極線Ｘｊ（ｊ＝１，２、・・・、ｎ）およびＹｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）は、それぞれ独立に制御回路と接続されており、各電極線Ｘｊ（ｊ＝１，２、・・・、ｎ）に接続された制御回路は電流の計測を常時行う。これに対して各電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）に接続された制御回路は、Ｙ１、Ｙ２、・・・、Ｙｍの順番で時分割的に選択し、選択された電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）に対して交流電圧を印加する。

図２～図５は、検知容量変動型の接触検知式入力手法における接触検知原理を示す概念図であり、ここでは例として電極線Ｘ１と電極線Ｙ１の交差部近傍においてそれぞれの電極部が隙間を空けて配置された箇所の断面を模式的に示している。電極線Ｙ１は交流電源が接続されており、非選択期間には例えば接地電位が給電される。電極線Ｘ１は電流計を介して接地されており、電極線Ｘ１の電位は常に接地電位に固定されていると見なすことができる。この電流計は便宜的に配置したものであって、実際に当該部位に電流計が配置されるものではなく、制御回路によって当該部位を流れる電流を計測することを模式的に示すものである。ここで、当該部を流れる電流は、接触事象により変化するため、この電流の計測によって接触事象を検知することができるので、接触事象検知電流または単に検知電流と呼ぶことにする。

図２は、電極線Ｙ１が非選択且つ指が非接触の場合を示す。この時、電極線Ｘ１の電極部と電極線Ｙ１の電極部の電位は共に接地電位に等しいと見なすことができ、両電極部間に電気力線は発生しない。図３は、電極線Ｙ１が選択されて交流電圧が印加され、且つ指がガラス基板に非接触の場合を示す。この時、電極線Ｘ１の電極部と電極線Ｙ１の電極部の間に電位差が生じて両電極部間に電気力線が発生し、両電極部間に検知容量が形成される。この検知容量を介して電極線Ｙ１に印加される交流電圧によって電極線Ｘ１に電流が流れる。図４は、電極線Ｙ１が非選択且つ指がガラス基板に接触した場合を示す。人体は靴などを通じて地面と接地されていると見なすことができるため、指の電位は接地電位であると見なすことができる。この時、図２の場合と同様に電極線Ｘ１の電極部と電極線Ｙ１の電極部の電位は共に接地電位に等しいと見なすことができる。即ち、両電極部および指の間に電位差は無く力線は発生せず、電極線Ｘ１に電流が流れない。図５は、電極線Ｙ１が選択されて交流電圧が印加され、且つ指が接触した場合を示す。この時、図３の場合と同様に電極線Ｘ１の電極部と電極線Ｙ１の電極部の間に電位差が生じて両電極部間に電気力線が発生するが、その電気力線の一部は指に向う。このため、指を接触しない図３の場合と比べて、両電極部間に形成される検知容量は小さくなり、電極線Ｘ１を流れる電流も低下する。

このように検知容量変動型の接触検知式入力手法では、指が接触していない場合でも、電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）の時分割的選択に対して電極線Ｘｊ（ｊ＝１、２、・・・、ｎ）には交流電流が流れることになり、これを基本電流と呼ぶ。そして例えば電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）の電極部と電極線Ｘｊ（ｊ＝１、２、・・・、ｎ）の電極部が隙間を介して対向する付近に指が接触した場合、電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）が選択された時にのみ電極線Ｘｊ（ｊ＝１、２、・・・、ｎ）を流れる電流が基本電流から変位する。従って、この変位した電流を基本電流から分離して計測することで、接触検知を行う。これにより、指が多点同時接触した場合でも、接触位置を識別することができる。

ここで、電極線Ｘ１を流れる検知電流計測の基本原理、即ち制御回路においてガラス基板に指が接触したことによる電流の変位成分を分離する手法について、制御回路で処理された電流変化の段階を追って以下で図面を参照しながら説明する。先ず、ガラス基板に指が非接触の状態を考える。この場合の制御回路へ伝わった電極線Ｘ１を流れる電流、即ち基本電流を図６に示し、これは電極線Ｙ１に印加された交流電圧に起因する電流であるため、交流電流となっている。この交流電流に対する処理の第一段階として、この交流電流に対して電流電圧変換により電圧信号への変換を行う。変換された電圧波形を図７に示す。続いて、整流処理を行う。整流処理が行われた後の電圧波形を図８に示す。次に、平滑化処理を行う。平滑化された電圧は直流となり、その電圧波形を図９に示す。この電圧は、基本電流を電圧信号に変換したものなので、基本電圧と呼ぶことにする。これに対してガラス基板に指が接触すると、上述したように検知電流が減少するので、平滑化処理を行った後の電圧波形は図１０に示すようになる。即ち、図１０の非接触期間では電極間に生じる電界によって形成される容量に起因した基本電流に対する電圧が図９と同じ電圧になっているが、接触期間では電極端から発する電気力線の一部が指に達して指と電極との間に新たな容量を生じるため、電極間に形成される容量が低減する。これにより、電極線Ｘ１を流れる電流が減少し、結果的に図１０に示す接触期間の電圧が低下する。次に、平滑化された電圧から基本電圧を差引くことで、指の接触によって変位した電圧成分のみを分離することができ、この様子を図１１に示す。続いて、分離した変位電圧成分に対して極性反転と増幅処理を行った状態を図１２に示す。ここで、図１１は基本電流を完全に差引くことができた場合を示している。この場合、任意の倍率で増幅しても図１２に示すように接触事象に起因した変位電圧成分の増幅信号しか含まれていないため、接触事象に起因した電流にバラツキがあったとしても、それが極端に大きくない限りこの後の検知信号処理を容易に行うことが可能であり、複雑な処理回路を要することなく安価に高感度の接触事象検知を実現することが出来る。また、基本電流にバラツキが無い場合、画面全体で一律に同じ値の基本電流を差引くことができるので、更に低コストを実現できる。

しかしながら、基本電流にバラツキが有る場合は一律に同じ値の基本電流相当分の電圧を差引くことができないため、各電極部間容量に付随する各電極線に対する基本電流に相当する電圧を記録したルックアップテーブルを用いて差引くことになる。この場合、ルックアップテーブルの作成のために基本電流のバラツキを正確に測定し、これを電圧に変換してメモリーに保存し、これを制御回路内で適時正確に読み出した後、差引くための電圧を正確に再現することが必要となる。この過程で制御回路を構成する各素子の製造バラツキに起因した特性バラツキ等によって差引くための電圧を正確に再現することが難しく、差引いた差分が検知信号に残ることになり、この状態を図１３に示す。この差引いた差分の電圧は、個々の電極部間容量毎に異なるため、新たなバラツキを含んだ状態の検知信号として、次ステップの検知信号処理回路へと伝達される。図１４は基本電流に相当する電圧を差引いた差分のバラツキと接触事象に起因した電流にバラツキがある場合の変位電圧成分のバラツキを含んだ信号が、極性反転と増幅の処理が行われた後に次ステップの信号処理回路に伝達された様子を示し、太線はバラツキが無い場合の接触事象に起因した変位電圧成分を示す。図１４より、接触事象に起因した電流にバラツキがなかった場合でも基本電流のバラツキがあると、変位電圧成分と基本電流に起因した差分電圧との差が小さい場合は、接触事象に起因した電圧圧変化として変位電圧成分を制御回路にて容易に検出することができず、更に複雑な信号処理を行う必要がり、制御回路のコストが増大する。また、両電圧の差が小さい場合は、複雑な処理を行う高価な回路を用いたとしても接触事象の検知ができない場合も起こり得る。特に、接触事象に起因した電流自体のバラツキが大きい場合にはこの状況が助長され、接触事象の検知が行えず、より一層の検知感度の低下を招くことになる。

ここで述べた変位電圧成分の分離手法は基本的な原理を記すものであり、ここで述べた手法に限られるものではなく様々な手法が提案されている。例えば、図１２に示す段階で増幅処理を行う場合を例として述べたが、この増幅処理にはオペアンプなどを用いる必要があった。これに替わるものとして積算回路を用いることで制御回路の簡素化と低コスト化を図る手法が挙げられる。この場合、例えば、図７に示すように交流電圧信号に変換した後、先ず図１５に示すように整流処理を行い、続いて電圧信号を正極性と負極性に分割し、負極性の電圧信号に対して極性反転を行う。このとき、図１６に示すように、分割された二つの電圧信号は互いに半周期ずれている。次に、積算回路によって分割された二つの電圧信号を合成すると、図１７に示すように選択期間において時間の経過と共に電圧が階段状に増幅される。この場合、検知容量に印加される印加交流電圧の周波数が高いほど増幅率が高くなる。増幅された電圧信号は、図６～図１４を用いて説明した場合と同じ比率で基本電流も増幅されて含んでいるため、同様に非接触期間に増幅された電圧信号を基本電流に起因した電圧として差引く必要がある。即ち、図６～図１４を用いて説明した場合と同様に、基本電流を完全に取り除くことができれば、接触事象に起因した電流に多少のバラツキがあっても高い検知感度が得ることができる。逆に基本電流バラツキがある場合などの基本電流を完全に取り除けない場合、基本電流に起因した差分電圧の増大と共に検知感度が低下と制御回路コストの増大を招き、更には接触事象に起因した電流のバラツキがある場合は、検知感度の低下と制御回路コストの増大を助長することになる。図６～図１７を使って説明した、これらの変位電圧成分の分離手法は検知容量変動型に対して特有の手法ではなく、電流変化によって接触を検知する全ての手法に対して広く用いることができるものである。更には、変位電圧成分を分離した後に行われる接触事象検知のための信号処理手法についても様々な方式が提案されている。しかしながら、これらの信号処理手法は本発明に影響しないため、これ以上の説明は行わない。

また、図１～５を用いて説明した検知容量変動型の接触検知式入力手法では、検知容量を構成する一方の電極である電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）の電極部に交流電圧を印加し、他方の電極である電極線Ｘｊ（ｊ＝１、２、・・・、ｎ）およびこれに接続された配線の電位を接地電位とし、接地電位の配線に流れる電流の計測を行う。これは、ローサイド電流検知と呼ばれるものであり、簡素な電流計測回路によって実施することができ、回路のコストを抑制することができる。

ところで、電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）の電極部と電極線Ｘｊ（ｊ＝１、２、・・・、ｎ）の電極部は共に薄膜電極よりなるため両電極部が対向する面積は極めて小さく、両電極部間に形成される容量は小さい。また、ガラス基板に指を接触する場合、両電極間に発生する電気力線の一部はミクロンオーダーの両電極部間隔よりも大きいサブミリメートルオーダーの厚みを有するガラス基板を介して指に至るため、指が接触したことによって電極部間に形成される容量の変化は非常に小さいものとなる。このため、ガラス基板に指が接触したことによって生じる、電極線Ｘｊ（Ｊ＝１，２、・・・、ｎ）を流れる電流の変化量も非常に小さいものとなる。

一般に、容量に交流電圧を印加して配線に交流電流を流す場合、印加電圧の周波数の増大に伴って流れる電流も増大することが広く知られている。このため、指の接触検知に対する十分な感度を得るためには、選択された電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）に印加する交流電圧の周波数を大きく設定することが必要となる。

ここで、図２～図５は電流検知原理の概念を示すものであるため、電極線Ｘ１の電極部と電極線Ｙ１の電極部のみ図示している。しかし、実際にモバイル端末などに表示画面内蔵方式の接触検知式入力手法として適用する場合、これらの電極線や電極部が表示機能のための配線や電極と絶縁膜を介して交差することになり、これらの交差部に容量を形成する。特に、電流を計測する側である電極線Ｘｊ（ｊ＝１，２、・・・、ｎ）の容量が増大すると、交差部に形成された容量に起因した電流が増大、即ち基本電流が増大することになる。この結果、基本電流に対する変位電流の割合が更に小さくなって分離が難しくなり、更なる周波数の増大が必要となる。

しかしながら、一般に、印加電圧の周波数を上げていくとやがて電流は減少に転じ、配線の抵抗と容量によって決るＣＲ時定数が増大すると電流が減少に転じる周波数が低下する。即ち、検知感度を高めるための周波数増大には限界がある。このため、検知容量変動型の検知式入力手法では、配線のCR時定数による制約を受けて画面サイズと画素数に対して適用可能な上限が存在する。表示画面内蔵方式の接触検知式入力手法として検知容量変動型を適用する場合の画面サイズ上限は、画素数が１９２０×１０８０のフルスペックハイビジョンではおよそ７インチである。これにより、表示画面内蔵方式の検知容量変動型の接触検知式入力手法は、画面サイズが小さい一部のスマートフォンにのみ実施されている。

７インチを超える画面サイズに対して表示画面内蔵方式の接触検知式入力手法を適用するには、検知容量変動型よりも大きな検知電流を得ることで印加電圧周波数の低減を図り、これにより検知電流が流れる電極線の時定数による制約条件を緩和する必要がある。このためには、検知容量変動型に替わって非接触での接触事象検知が可能なほど大きな検知電流が得られる検知容量適時形成型を導入することが挙げられる。

検知容量適時形成型の接触検知式入力手法における接触事象の検知原理の概要について、以下で図面を参照しながら説明する。図１８は、検知容量適時形成型の接触検知式入力装置の概略構造を示す平面図である。これは、図１に示す検知容量変動型の接触検知式入力手法の概略構造平面図と同一であり、電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）に対して順次時分割的な選択を行わない点、即ち同一構造に対して制御方法のみ異なる。

図１９～図２０は検知容量適時形成型の接触検知式入力手法における接触検知原理を示す概念図であり、ここでは例として電極線Ｘ１と電極線Ｙ１の交差部近傍においてそれぞれの電極部が隙間を空けて配置された箇所の断面を模式的に示している。電極線Ｘ１と電極線Ｙ１は互いに同期した交流電源が接続され、電極線Ｘ１の電極部と電極線Ｙ１の電極部の電位は常に等しくなるように設定されている。これにより、両電極間には電気力線が発生せず、容量は形成されない。また、電極線Ｘ１の電極部と電極線Ｙ１の電極部は共に電流計を介して交流電源と接続されているように図示されているが、この電流計は便宜的に配置したものであって、実際に当該箇所にて検知電流の計測を行うのではなく、制御回路によって当該部位を流れる検知電流の計測を常時行うことを模式的に示すものである。

図１９は、指がガラス基板に非接触の場合を示し、上述のように両電極部間に電気力線が発生せず、容量が形成されない。図２０は、指がガラス基板に接触した場合を示す。この時、両電極部と指の電位が異なるため、両電極から指に向う電気力線が発生し、両電極と指との間に検知容量が形成され、電極線Ｘ１と電極線Ｙ１には電流が流れる。このように検知容量適時形成型の検知容量は電極と指との重なる面積に略等しい領域に形成されるため、検知容量変動型の場合と比べて十分大きなものとなる。これにより、両電極に流れる検知電流も十分大きなものとなり、非接触でも検知できるほどの高い検知感度が得られる。よって、交流電源の周波数の低減を図ることができるので、電極線のCR時定数による適用画面サイズの上限を大きく引上げることが可能となる。

しかしながら、ここで述べた検知容量適時形成型の接触検知手法では両電極部の電位が常に等しくなるよう設定することで大きな検知容量を得ているため、各電極線を時分割的に順次選択する駆動を行うことができず、多点同時接触の場合の接触点を識別することができない。この問題を解決するためには、図２１に示すように各電極部を電極線から切り離した検知電極１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃ、・・・とし、各検知電極と制御回路の接続端子とを１対１で接続する手法が挙げられる。センサー装置がセンサー以外の機能を備えている場合、各検知電極１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃ、・・・は、微細なセンサー電極の集合体となり、各センサー電極はそれぞれ他の機能を有する能動回路領域に配置される。即ち各検知電極１２０ａ、１２０ｂ、１２０ｃ、・・・は、能動回路領域の集合体である能動ユニットにおけるセンサー電極の集合体、あるいは各センサー電極が互いに電気的に接続して一体化電極を構成することになる。

ここで、図１９～図２０は電流検知原理の概念を示すものであるため、電極線Ｘ１の電極部と電極線Ｙ１の電極部のみ図示している。しかし、実際にモバイル端末などに表示画面内蔵方式の接触検知式入力手法として適用する場合、これらの電極線や電極部が表示機能のための配線や電極と絶縁膜を介して交差することになり、これらの交差部に容量を形成する。電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）と電極線Ｘｊ（ｊ＝１、２、・・・、ｎ）に交流電圧が印加されるため、この交差容量を介して電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）と電極線Ｘｊ（ｊ＝１、２、・・・、ｎ）から表示機能のための配線や電極に向かって電流が流れる。即ち、検知容量変動型の場合と同様に、ガラス基板に指が接触していない場合でも電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）と電極線Ｘｊ（ｊ＝１、２、・・・、ｎ）に基本電流が流れることになる。このため、ガラス基板に指が接触することによって変位した電流を、基本電流から分離して計測することによって接触の検知を行うことになる。

また、ここで述べた検知容量適時形成型の接触検知式入力手法では、電極線Ｙｉ（ｉ＝１、２、・・・、ｍ）と電極線Ｘｊ（ｊ＝１、２、・・・、ｎ）は共に、交流電圧を印加する配線に流れる電流の計測を行っている。これは、ハイサイド電流検知と呼ばれる手法であって、ローサイド電流検知手法と比べて回路構成が複雑となり、大幅なコスト増大を伴うものである。

［１対１接続した検知容量適時形成型の接触検知式入力手法］
検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続することによって多点同時接触位置の識別を可能にした検知容量適時形成型の接触検知式入力機能を、フリンジフィールドスイッチングモードの液晶表示装置の表示画面に適用した従来の実施例について、以下で図面を参照しながら説明する。フリンジフィールドスイッチングモードの液晶表示装置とは、液晶表示装置における代表的な高視野角化技術の一つとして今日では広く用いられているものであって、その技術は本発明とは無関係であり、また本発明を液晶表示装置に適用する場合はフリンジフィールドモードの液晶表示装置に限られるものではないため、フリンジフィールドモードの液晶表示装置についての詳細な説明は行わない。

先ず、第一のガラス基板上にＭｏＷ合金をスパッタリング法により３００ｎｍ成膜した後、フォトリソグラフ工程により走査信号線１００を所定の形状に加工する。このときの画素の平面図を図２２に示す。次に、インジウムと錫の酸化物（以下、ＩＴＯ）よりなる透明電極層をスパッタリング法により４０ｎｍ成膜した後、フォトリソグラフ工程により画素電極１０１を所定の形状に加工する。このときの画素の平面図を図２３に示す。次に、ゲート絶縁膜としてＳｉＯ２を化学的気相成長法により３００ｎｍ成膜し、続いてＩｎＧａＺｎＯ４をスパッタリング法により１０ｎｍ成膜した後、フォトリソグラフ工程によりＩｎＧａＺｎＯ４をトランジスタの半導体層１０２として所定の形状に加工する。このときの画素の平面図を図２４に示す。その次に、ＳｉＯ２を化学的気相成長法により２００ｎｍ成膜した後、フォトリソグラフ工程により半導体層のチャネル保護層１０３として所定の形状に加工する。このときの画素の平面図を図２５に示す。次に、フォトリソグラフ工程によりＳｉＯ２を所定の形状に加工して走査信号給電電極、即ち制御回路接続端子となる走査信号線端部のＭｏＷ合金層を露出し、また画素電極１０１とトランジスタとを接続するためのコンタクトホール１０４を形成する。このときの画素の平面図を図２６に示す。次に、ＡｌＮｄ合金をスパッタリング法により３００ｎｍ成膜した後、フォトリソグラフ工程により所定の形状に加工し、トランジスタのソースまたはドレインとなる電極１０５と電極１０６、および表示信号線１０７と検知信号を制御回路に伝えるための検知信号引出線１０８を形成する。このときの検知信号引出線を配置し且つ検知電極と検知信号引出線１０８を接続する画素の平面図を図２７に示す。次に、層間絶縁膜としてＳｉＯ２を化学的気相成長法により３００ｎｍを成膜し、続いてアクリル樹脂を３ｕｍ塗布成膜した後、フォトリソグラフ工程により所定の形状に加工して走査信号線１００と表示信号線１０７及び検知信号引出線１０８それぞれの端に位置するそれぞれの給電電極部、即ち制御回路接続端子部の金属層を露出し、また検知信号引出線１０８と検知電極が接続するためのコンタクトホール１０９を形成する。このときの検知信号引出線を配置し且つ検知電極と検知信号引出線１０８を接続する画素の平面図を図２８に示す。次に、ＩＴＯをスパッタリング法により４０ｎｍ成膜した後、フォトリソグラフ工程により検知電極１１０を、フリンジフィールドスイッチングモードに対応したスリット１１２を有する所定の形状に加工する。このときの検知信号引出線を配置し且つ検知電極１１０と検知信号引出線１０８を接続する画素の平面図を図２９に示す。最後に、第二のガラス基板上にカラーフィルターを配置した対向基板と共に液晶層を挟持し、制御回路を接続して出来上がる。従来技術の本実施例の製造方法は、ここで述べた方法に限られるものでないことは言うまでもない。

表示画面内蔵方式の検知容量適時形成型接触検知式入力手法では、接触検知の分解能にも依るが、およそ５ｍｍ角の能動ユニットに属する複数の画素に含まれる検知電極が電気的に接続されて一体化して一つの巨大な検知電極として機能する。図３０は、一つの能動ユニット１１１を構成する画素の配置を示す概略平面図であり、各画素の検知電極１１０は上下左右に隣接する画素の検知電極と接続して一体化している。能動ユニット１１１内には検知信号引出線１０８が１本だけ配置され、一体化した検知電極１１０はコンタクトホール１０９を介して検知信号引出線１０８と接続されている。

図３１は、能動ユニット内で電気的に一体化した検知電極が検知信号引出線によって制御回路接続端子と１対１で接続される様子を示す概念図である。液晶表示パネル１２５には画素がマトリクス状に配置されているので、能動ユニット何に配置された一点鎖線で示す電気的に一体化した検知電極１２０もマトリクス状に配置されている。電気的に一体化した検知電極１２０はそれぞれ、模式的に黒丸で示す電気的接続点１２２において検知信号引出線１２１の一端と接続され、他端は模式的に白丸で示す制御回路接続端子１２３と接続されている。各制御回路接続端子１２３は、制御回路１２４と接続されている。

画面の表示を１秒間に６０回書き換えるフレーム周波数６０Ｈｚの場合、１画面の表示時間であるフレーム期間の長さは約１６．７ｍｓである。表示画面内蔵方式の接触検知式入力手法では、フレーム期間の７５％程度を表示動作期間として画素を画面表示のために動作させ、残りの２５％程度の期間をセンサー動作期間として画素を接触検知のために動作させる。図８において、特に両期間において検知電極１１０は、検知信号引出線１０８を介して制御回路によって機能を大きく切り替えられる。

表示動作期間では、検知電極１１０は表示動作のためにコモン電位が給電される。そして、検知電極１１０の電位と画素電極１０１の電位の差が所定の電圧となるように表示信号線１０７からトランジスタを介して画素電極１０１に表示信号電位が印加される。この時に発生する電界によって液晶分子の配向状態を所定の配向状態に変化させることで液晶層に入射した光の透過率を制御して表示動作を行う。

センサー動作期間では、図３１に示すようにマトリクス状に配置された能動ユニットが一行ずつ時分割的に順次選択される。即ち、選択された同一の行方向に配置されている各一体化検知電極１２０は、制御回路接続端子１２３および検知信号引出線１２１を介して制御回路１２４から交流電圧が印加される。これにより、図１９～図２０を用いて説明したように、一体化検知電極１２０が接触事象によって指などとの間に形成する検知容量に応じて検知信号引出線１２１に電流が流れ、制御回路接続端子１２３を介して制御回路１２４でこの電流を計測することで接触事象の検知を行う。また、非選択行に配置された各一体化検知電極１２０には、それぞれ対応する検知信号引出線１２１および制御回路接続端子１２３を介してコモン電位が給電され、表示期間と同じ表示動作を行う。

図３２～図３３は、センサー動作期間に選択された行に配置された画素について、図１９～図２０に倣って本実施例の検知動作原理を示す画素の概略断面図である。フリンジフィールドスイッチングモードに対応してスリットを有する検知電極１１０が、ゲート絶縁膜を始めとする絶縁膜層１３２を挟んで画素電極１０１の上に配置されており、その上方に液晶層１３１とガラスよりなる対向基板１３０が配置されている。そして、検知信号引出線１３５には電流計と交流電源が直列に接続されているが、これは制御回路によってハイサイド電流検知を行うことを便宜的に示すものである。ここで、画素電極１０１の電位は表示動作期間と同一且つ検知電極１１０の電位と異なるため両電極間には電気力線が発生するが、図の煩雑化を回避するために省略している。

図３２は指が非接触の場合であり、既に述べたように検知信号引出線１３５と検知電極１１０には交流電圧が印加されるため、検知電極１１０と画素電極１０１の間に形成される容量などを介して電流が流れる。即ち検知信号引出線１３５には基本電流が流れることになる。図３３は指が接触した場合であり、指１３６、即ち人体は接地電位と見なすことができ、検知電極１１０から発した電気力線１３３は指１３６に集中して検知電極１１０と指１３６の間に検知容量１３４が形成される。これにより、検知電極１１０と指１３６の間に形成される検知容量１３４に応じて検知信号引出線１３５に流れる電流が変位する。この電流変位を制御回路にて計測することで接触事象の検知を行う。

ここで、フレーム周波数を６０Ｈｚかつセンサー動作期間が２５％の場合、センサー動作期間は、液晶分子が白表示の配向状態から黒表示の配向状態への変位に起因した表示輝度変化の緩和時間とほぼ同じ約４ｍｓである。中間調の階調間における表示輝度変化の緩和時間は更に長くなることが広く知られている。そして、各行方向に配置された能動ユニットの選択期間は、列方向の能動ユニット配置数でセンサー動作期間を割ったもの相当する。即ち、各能動ユニットの選択期間は液晶層印加電圧の変化による表示輝度変化の緩和時間よりも十分短く、選択期間における表示輝度の変化は十分小さく無視することができる。即ち、画質への影響は無いと見なすことができる。

以上述べたように本実施例は、検知容量適時形成型を用いることで従来の適用限界であった７インチを超える画面サイズに対して、多点同時接触位置の識別が可能な表示画面内蔵方式の接触検知式入力手法の適用を可能にする技術を提供するものである。

しかしながら、能動ユニット１１１内の一体化検知電極１２０と制御回路接続端子１２３を１対１で接続しなければならないため、非常に多くの制御回路接続端子１２３が必要となる。例えば、能動ユニットのサイズを５ｍｍ角としたとき、画面サイズ７インチのフルスペックハイビジョンでは制御回路接続端子１２３の数は５００個を越え、専用のドラバーＩＣが１つ必要になる。そして、御回路接続端子１２３の数は画面サイズの二乗に比例して増大することになる。更には、低コスト化のためにドライバーＩＣの使用数を１つでも減らすことを強く求められているディスプレイ業界にとって、御回路接続端子１２３の数が増える技術の製品化は現実的ではない。

更には、図３１では煩雑化を回避するために図示していないが、実際には制御回路接続端子１２３の配置の隙間には少なくとも表示信号線１０７の給電電極が配置される。即ち、制御回路接続端子１２３の数の増大に伴い、制御回路接続端子１２３および表示信号線１０７の給電電極のピッチが小さくなってそれぞれの制御回路との接続歩留りの低下や、あるいは制御回路接続端子１２３および表示信号線１０７の給電電極の配置場所を確保するために液晶表示パネル１２５の外形サイズを広げる必要が生じるなどの不具合が顕在化する。これにより、本実施例で示す技術の実用性は益々低下する。

能動ユニット１１１内の一体化検知電極１２０と制御回路接続端子１２３を１対１で接続することによる制御回路接続端子１２３の数の増大抑制および低減を図る手段として、マルチプレクサの導入が考えられる。マルチプレクサは、複数の入力信号の中から選択した信号のみを出力する素子回路であり、信号の選択はスイッチング素子としてトランジスタが用いられる。

［マルチプレクサを導入した検知容量適時形成型の接触検知式入力手法］
図３１において一体化検知電極１２０がマトリクス状に配置された領域と制御回路接続端子１２３が配置された領域との間にマルチプレクサを配置することによって、制御回路接続端子数の低減を図った多点同時接触位置の識別が可能な検知容量適時形成型の接触検知式入力機能を、フリンジフィールドスイッチングモードの液晶表示装置の表示画面に内蔵した従来技術の実施例について、以下で図面を参照しながらその概要を説明する。

図３４は本実施例の動作原理を示す概略平面図であり、トランジスタ１４１で構成されるマルチプレクサ１４０部分のみ等価回路で示している。ここでは例として能動ユニットが３行３列に配置されており、マルチプレクサ１４０は能動ユニットと同数のトランジスタ１４１で構成されている。各能動ユニットには一体化検知電極１２０が配置されている。行方向に配列した各能動ユニットに対応するトランジスタ１４１それぞれのゲート電極は選択信号線１４５に接続され、選択信号線１４５の終端はマルチプレクサの制御回路接続端子１４６に接続されている。列方向に配置された能動ユニットに対応する各選択信号線１４５は、マルチプレクサの制御回路接続端子１４６を介して制御回路から時分割的に順次選択信号が給電され、同一の選択信号線１４５に接続された各トランジスタ１４１は同期してＯＮ状態とＯＦＦ状態の切替えが行われる。各能動ユニット内の一体化検知電極１２０は検知信号引出線１２１の一端と電気的接続点１２２において接続され、検知信号引出線１２１の他端は対応するトランジスタ１４１のソースまたはドレインとして機能する一方の電極１４４と接続されている。各トランジスタのソースまたはドレインとして機能する他方の電極１４３は、列方向に配置された各能動ユニット内の一体化検知電極１２０が共用する制御回路接続端子１２３と接続されている。

同一の制御回路接続端子１２３を共有する列方向に配置された各能動ユニット内の一体化検知電極１２０は、それぞれ対応するトランジスタ１４１がＯＮ状態になったときに制御回路接続端子１２３を介して制御回路１２４から交流電圧が印加され、同時に対応する検知信号引出線１２１に流れる電流の計測に基づいた接触事象の検知が行われる。これにより、マルチプレクサの導入によって制御回路接続端子１２３の数は能動ユニットの列の数と同数に大幅な低減が可能となる。

しかしながら本実施例では、マトリクス状に配置された各能動ユニット内の一体化検知電極１２０とマルチプレクサ１４０を構成する各トランジスタ１４１とは１対１で接続される。特に、列方向に配置された能動ユニットに対応してトランジスタ１４１も同方向に同数が配置される。これにより、マルチプレクサ１４０を導入するためには能動ユニットの列方向にトランジスタ１４１を配置するための領域を新たに確保しなければならない。即ち、マルチプレクサ１４０を能動ユニットの配置領域と制御回路接続端子１２３の配置領域との間の領域である額縁領域に配置すると、額縁領域幅が増大することになる。筐体サイズを少しでも縮小すること、或は同一の筐体サイズに対して少しでも表示画面サイズを拡大することが強く求められるモバイル端末等において、額縁幅の増大は極めて深刻な問題である。

額縁幅の増大を伴うことなくマルチプレクサを導入する手段として、図３５に示すようにマルチプレクサを構成するトランジスタを画素内部に配置することが挙げられる。図３５では、トランジスタ１５１を介して一体化検知電極１５０と検知信号引出線１５２とが電気的接続点１５５において電気的に接続されている。行方向の能動ユニットに配置されたトランジスタ１５１が、トランジスタ制御配線１５４によって時分割的に順次選択され、選択されてＯＮ状態となったトランジスタ１５１を介して一体化検知電極１５０から制御回路接続端子１５３へ向かって検知電流が流れることになる。これにより、額縁領域幅の増大を伴うことなく制御回路接続端子１５３の数を能動ユニットの列の数と同数に大幅に低減することが可能となる。しかし、この場合は表示機能に無関係なパターンであるトランジスタ１５１を画素に配置することになるため、開口率が低下するなど表示能力の低下が避けられない。このため、設計に際しては、開口率の低下を極力抑制する必要がある。

また、一体化検知電極１５０および検知信号引出線１５２は表示動作のための画素電極１０１や走査信号線１００等と交差し、それぞれの交差部には容量が形成される。このため、制御回路接続端子１５３を介して一体化検知電極１５０および検知信号引出線１５２に制御回路から交流電圧が印加されると、一体化検知電極１５０および検知信号引出線１５２からこれらの交差部等に形成された容量へ電流が流れ、これが基本電流となる。検知信号引出線１５２と接続されたトランジスタ１５１の電極とトランジスタ１５１のゲート電極との間に形成されるトランジスタ１５１の容量が検知信号引出線１５２と電気的に接続された構造となっており、この容量も基本電流を生じる。即ち、マルチプレクサを導入すると基本電流が増大すると考えられる。上述のように基本電流が流れると接触事象の検知感度が低下する。基本電流にバラツキがある場合は、接触事象の検知感度がより一掃低下する。あるいは感度低下を抑制するために制御回路のコスト増大を招くことになる。更には、検知感度を向上させるためにマルチプレクサを構成するトランジスタ１５１のサイズを大きくすることで検知電流の増大を図る場合は開口率の低下を助長するだけでなく、交差容量の増大を伴うためより一層の基本電流増大を招くことにもなる。

この対策として、基本電流を低減する手法の導入が必要である。この手法として、制御回路の内部に差動回路を導入し、隣接する２本の検知信号引出線を流れる電流の差分を取ることで基本電流を取り除く方法が挙げられる。即ち、指が接触していない場合に隣接する２本の検知信号引出線１２１を流れる電流の差分を取ることで基本電流を取り除き、この差分の電流値に対して指が接触した場合の電流の変化を計測することで指の接触事象の検知を行うものである。しかしながら、この手法では基本電流のバラツキを取り除くことができないので、各検知信号引出線に流れる基本電流にはバラツキがないことが必要である。上述のように、基本電流にバラツキがある場合は検知電流自体のバラツキを許容することが困難になるため、基本電流のバラツキは極力小さいことが望ましく、好ましくは１％以下が望ましいと考えている。

例えば、検知信号引出線が構成する個々の交差容量の面積にバラツキがある場合は基本電流にバラツキが生じることになる。交差容量のバラツキ要因は幾つかあるが何れもなだらかに分布するため、５ｍｍ隔てた交差部に形成される容量の間に極端な差は生じない。しかしながら、本特許の発明者の経験に拠れば、例えばアルミニウム系の膜をウエットエッチングした場合に５ｍｍ隔てた二本の配線の幅は±０．１～０．２μｍ程度のバラツキが頻繁に生じる。近年のモバイル端末向け表示画面用基板の表示信号線幅は３μｍ程度となっている。配線幅３μｍに対して０．１μｍ変動すると、交差面積は約３％変動することになり、配線の交差容量が基本電流の主要因である場合は基本電流のバラツキも同程度となる。

このような製造工程における加工精度による線幅バラツキが基本電流のバラツキ要因となるだけではなく、同時に検知信号引出線の容量と抵抗、トランジスタ１５１のサイズバラツキによる容量と抵抗、および検知電極のバラツキによる検知容量のバラツキも生じるため、検知電流自体のバラツキを伴うことになる。上述のように、基本電流を完全に差引くことができない状態で検知電流自体にバラツキがある場合、検知感度の低下やこれを補償するための制御回路コストの増大など招くことになる。検知電流自体のバラツキ要因として、その他の重要なものにトランジスタ特性バラツキが挙げられる。トランジスタの半導体層とソース及びドレイン電極との界面の抵抗は、界面状態に対して非常に敏感であるが、製造工程において界面状態を精密に制御することが極めて困難である。このため、隣り合う画素に配置されたトランジスタの特性を、互いに完全に一致させることは難しく、ある程度の幅を持ったバラツキの範囲内に収めることしかできず、差動回路にてこのバラツキは取り除くことができない。

本発明は以上の点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、７インチを超える画面サイズに対して安価に実現可能な表示画面内蔵方式の接触検知式入力手法に基づいたセンサー装置を、従来よりも基本電流および基本電流のバラツキを低減することで大幅な感度の向上を図って提供することにある。詳しくは、これを実現するための設計条件を新たに導出し、提供することにある。

７インチを超える画面サイズに対して適用可能な表示画面内蔵方式の接触検知式入力手法を実現するためには、先ず画面サイズに由来する電流検知経路の抵抗と容量で決る時定数に起因した制約を緩和することが必要である。そこで、非接触での検知が可能なほど検知感度が高く大きな検知電流が得られる検知容量適時形成型を用いることで印加交流電圧の周波数を低減し、時定数の制約を緩和する。検知容量適時形成型において多点同時接触位置の識別を行うため、検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続する。この手法の問題点である制御回路接続端子数の増大を低減するために、マルチプレクサを導入する。更には、マルチプレクサを構成するトランジスタの容量に起因した基本電流の増大による接触事象検知感度の低下抑制対策として、基本電流の低減機構を導入する。基本電流は電流検知経路に交流電圧を印加することに起因して生じるため、基本電流の発生を根本的に解消する手法として本発明の共同研究者によって提案されている筐体電圧印加法を用いる。

筐体電圧印加法は、例えば一方の手が触れるモバイル端末等の筐体を通じて人体に交流電位を印加することで、画面に触れる他方の指に交流電位を与えるものである。これにより、電流検知経路を構成する検知電極や検知信号引出線などの電位を基準電位、例えば接地電位に固定することが可能となり、基本電流の発生を根本的に解消することができる。更には、固定電位側の経路を流れる電流を計測するローサイド電流検知を実現することができるため、制御回路の簡素化によるコスト低減を図ることができる。

図３６に、本発明に至る研究に際して用いた等価回路図を示す。第一の領域２００は指を表し、指には筐体を通じて交流電位Ｖが印加されている。第二の領域２０１は検知電極を表し、容量Ｃ４は表示画面表面のガラス基板に指が触れることによって指と検知電極の間に形成される容量である。第三の領域２０２と第四の領域２０３は、何れか一方は検知信号引出線を他方はマルチプレクサを構成するトランジスタを表し、それぞれの領域における容量Ｃ１とＣ２及び抵抗Ｒ１とＲ２は互いに伝送線路状に接続されている。第五の領域２０４は制御回路接続端子を表し、第四の領域２０３における抵抗Ｒ２を流れる電流Ｉ３が検知電流として制御回路へ到達することを表現しており、ローサイド電流検知により抵抗Ｒ２が接地されている。

本研究の初期段階において、例えば第三の領域２０２と第四の領域２０３における容量と抵抗の配置順序を始めとする時定数回路モデルの設定方法など、実デバイスとして考え得るあらゆるパラメータに対して様々回路構成の解析モデルについて検討を行った。図３６に示す等価回路は、これら一連の検討により、本研究に対する解析モデルとして最適な等価回路として帰結したものである。

第一の領域２００における印加交流電位の角周波数をω、虚数単位をｊとすると、図３６に示す等価回路における電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３について、次の三つの式、式（１）～式（３）が成り立つ。
Ｖ＝｛１／（ｊωＣ４））Ｉ１＋｛１／（ｊωＣ１）｝（Ｉ１－Ｉ２） ・・・・・・（１）
｛１／（ｊωＣ１）｝（Ｉ１－Ｉ２）＝Ｒ１Ｉ２＋｛１／（ｊωＣ２）｝（Ｉ２－Ｉ３） ・・・・・（２）
｛１／（ｊωＣ２）｝（Ｉ２－Ｉ３）＝Ｒ２Ｉ３ ・・・・・・（３）
式（１）～（３）より、制御回路に伝わる検知電流Ｉ３は、次の式（４）で表される。
Ｉ３＝α／（β＋γ＋１） ・・・・・・・（４）
α＝Ｃ４Ｖ〔｛（Ｃ１＋Ｃ４）Ｒ１＋（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４）Ｒ２｝ω＾２＋｛ω―Ｃ２（Ｃ１＋Ｃ４）Ｒ１Ｒ２ω＾３｝〕ｊ
β＝（Ｃ２＾２）｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝（Ｒ１＾２）（Ｒ２＾２）ω＾４
γ＝〔｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝（Ｒ１＾２）＋｛（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４）＾２｝（Ｒ２＾２）＋２｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝Ｒ１Ｒ２〕ω＾２
式（４）より、検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜は次の式（５）で表される。
｜Ｉ３｜＝Ｃ４ωＶ／（β＋γ＋１）＾（１／２） ・・・・・・（５）
ここで、「＾」はべき乗記号を表し、例えばＸ＾２はＸの二乗を、Ｘ＾（１／２）はＸの平方根を表す。

図３７は、Ｃ４が１ｐＦ、Ｃ１とＲ1がそれぞれ１ｐＦと１ＭΩ、Ｃ２とＲ２がそれぞれ１００ｐＦと１００Ωの場合について、導出した式（５）とＳｐｉｃｅによるシミュレーションによって求めた検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の印加交流電圧の周波数依存性を示すグラフであり、黒太実線は式（５）から求めた結果を、白破線はＳｐｉｃｅによるシミュレーション結果を示す。検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜はデシベル表記としている。Ｓｐｉｃｅは高い解析精度を有する回路シミュレータとして、世界的に広く用いられているものである。両者の結果が完全に一致していることから、式（５）は正しく導出されたと言える。

ここで、図３６の等価回路に対してハイサイド電流検知を行う場合を考える。このとき、図３６の第一の領域２００における交流電源は第五の領域に移動し、指を現す第一の領域は接地することになる。この場合の等価回路を図３８に示す。図３６に示すローサイド電流検知における電流Ｉ３の大きさＬｏｗ－｜Ｉ３｜と、図３８に示すハイサイド電流検知における電流Ｉ１の大きさＨｉｇｈ－｜Ｉ１｜および電流Ｉ３の大きさＨｉｇｈ－｜Ｉ３｜それぞれの印加交流電圧周波数依存性について、Ｓｐｉｃｅによるシミュレーション結果を図３９に示す。図３９において、黒太実線はローサイド電流検知における電流Ｉ３の大きさＬｏｗ－｜Ｉ３｜を示し、細白破線はハイサイド電流検知における電流Ｉ１の大きさＨｉｇｈ－｜Ｉ１｜を示し、一点鎖線はハイサイド電流検知における電流Ｉ３の大きさＨｉｇｈ－｜Ｉ３｜をそれぞれ示す。ハイサイド電流検知における電流Ｉ３の大きさＨｉｇｈ－｜Ｉ３｜は制御回路にて計測される電流に相当し、容量Ｃ１および容量Ｃ２を介して接地先へ流れ出す基本電流を含んでいるため、基本電流が生じないローサイド電流検知における制御回路での計測電流に相当する電流Ｉ３の大きさＬｏｗ－｜Ｉ３｜よりも周波数に拠らず大きくなっている。これに対してハイサイド電流検知における電流Ｉ１の大きさＨｉｇｈ－｜Ｉ１｜は基本電流を除いたものであり、差動回路等の基本電流低減機構の導入によって基本電流を差し引いた電流に相当する。このハイサイド電流検知における電流Ｉ１の大きさＨｉｇｈ－｜Ｉ１｜とローサイド電流検知における電流Ｉ３の大きさＬｏｗ－｜Ｉ３｜の電流-印加交流電圧周波数特性が完全に一致している。即ち、検知電極と制御回路接続端子の間に検知信号引出線とトランジスタが配置された電流検知回路に対してハイサイド電流検知を行う際に、差動回路等の基本電流低減機構の導入によって計測電流から基本電流を取り除く場合、基本電流を取り除いた後の計測電流の電流─印加交流電圧周波数依存性は、同一の電流検知回路に対してローサイド電流検知によって計測される電流の電流─印加交流電圧周波数依存性と一致する。これにより、検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜を表す導出式（５）は、差動回路等の基本電流低減機構の導入によって基本電流を計測電流から取り除くハイサイド電流検知の場合にも成り立つことになる。

次に、図３６に示すローサイド電流検知の等価回路において、第三の領域２０２をトランジスタとし且つ第四の領域２０３を検知信号引出線とした場合、即ちトランジスタを画素に配置した場合と、第三の領域２０２を検知信号引出線とし且つ第四の領域２０３をトランジスタとした場合、即ちトランジスタを額縁領域に配置した場合それぞれの検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の印加交流電圧周波数依存性について、式（５）より求めた結果を図４０に示す。図４０において、実線はトランジスタを画素に配置した場合、破線はトランジスタを額縁領域に配置した場合について示し、検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜はアンペア表記としている。ここで、検知容量Ｃ４を１ｐＦ、トランジスタの容量と抵抗をそれぞれ１ｐＦと１ＭΩ、検知信号引出線の容量と抵抗をそれぞれ１００ｐＦと１００Ωとしている。即ち、トランジスタを画素に配置する場合はＣ１＝１ｐＦ，Ｒ１＝１ＭΩ、Ｃ２＝１００ｐＦ，Ｒ２＝１００Ωとし、トランジスタを額縁領域に配置する場合はＣ１＝１００ｐＦ，Ｒ１＝１００Ω、Ｃ２＝１ｐＦ，Ｒ２＝１ＭΩとした。図４０では、トランジスタを画素に配置した方が検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の最大値が大きくなっており、トランジスタのサイズ即ちトランジスタの容量と抵抗が同一であれば、トランジスタを画素に配置した方が額縁領域に配置するよりも接触事象に対する高い検知感度が得られることを示している。この理由を次ぎに説明する。

先ず、図３７や図４０に示したように、検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の印加交流電圧周波数依存性のグラフは、周波数の増加に対して検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜が単調増加する低周波数領域と、周波数の増加に対して検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の変化が小さい中周波数領域と、周波数の増加に対して検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜が単調減少する高周波数領域に分けて考えることができる。これは、検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜を表す式（５）において、検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜に対する印加交流電圧の周波数依存性が各周波数領域によって大きく異なることを示唆する。

研究の結果、式（５）より、検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の印加交流電圧周波数依存性のグラフにおける低周波数領域は次の式（６）で、
｜Ｉ３｜＝Ｃ４ωＶ ・・・・・・（６）
中周波数領域は次の式（７）で、
｜Ｉ３｜＝Ｃ４Ｖ／｛φ＾（１／２）｝ ・・・・・・（７）
φ＝〔｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝（Ｒ１＾２）＋｛（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４）＾２｝（Ｒ２＾２）＋２｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝Ｒ１Ｒ２〕ω＾２
高周波数領域は次の式（８）で、
｜Ｉ３｜＝Ｃ４Ｖ／｛Ｃ２（Ｃ１＋Ｃ４）Ｒ１Ｒ２ω｝ ・・・・・・（８）
それぞれ近似できることが分かった。
ここで、「＾」はべき乗記号を表し、例えばＸ＾２はＸの二乗を、Ｘ＾（１／２）はＸの平方根を表す。

第三の領域２０２がトランジスタであり且つ第四の領域が検知信号引出線である場合は、Ｒ１≫Ｒ２という関係が成り立つ。このとき、中周波数領域に対する近似式（７）は、次の式（９）のように簡略化することができることが研究により導かれた。
｜Ｉ３｜＝Ｃ４Ｖ／｛（Ｃ１＋Ｃ４）Ｒ１｝ ・・・・・・（９）
同様に、第三の領域２０２が検知信号引出線であり且つ第四の領域がトランジスタである場合は、Ｒ１≪Ｒ２という関係が成り立ち、このとき中周波数領域に対する近似式（７）は次の式（１０）のように簡略化することができる。
｜Ｉ３｜＝Ｃ４Ｖ／｛（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４）Ｒ２｝ ・・・・・・（１０）
式（９）におけるＣ１とＲ１および式（１０）におけるＣ２とＲ２は共にトランジスタの容量と抵抗を表しているのでそれぞれの値は一致し、式（１０）におけるＣ１は検知信号引出線の容量である。このため、式（９）と式（１０）の違いは分母における検知信号引出線の容量の有無であり、検知信号引出線の容量を有する式（１０）の方が検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の値が小さくなる。従って、マルチプレクサを構成するトランジスタを検知信号引出線と制御回路接続端子との間に配置する場合、即ち額縁領域に配する場合よりも、検知電極と検知信号引出線の間に配置する場合、即ち画素に配置する場合の方が大きな検知電流が得られ、接触事象の検知感度が高くなる。

一般にトランジスタの抵抗は、トランジスタを構成する半導体層における電荷輸送経路となるチャネルの長さＬと幅Ｗに対してＬ／Ｗに比例すると見なすことができる。また、トランジスタの容量を極力小さくするため、チャネル長Ｌは製造プロセスの最小加工寸法に設定される。研究により、図４０においてトランジスタを額縁領域に配置した場合に得られる検知電流の最大値がトランジスタを画素に配置した場合の最大値と同等となるためには、チャネル長Ｌを固定した状態でＷの変化による容量の変化を考慮すると、額縁領域に配置するトランジスタのチャネル幅Ｗはトランジスタを画素に配置する場合の約１００倍にする必要があるという結果を得た。例えば、トランジスタを画素に配置する場合のチャネル幅が１０μｍの場合、額縁領域にトランジスタを配置する場合に必要なチャネル幅は１ｍｍとなる。このため、マルチプレクサを構成するトランジスタを額縁領域に配置する場合は額縁領域幅の著しい増大が避けらず、現実的ではない。特に額縁幅を少しでも細くしたいモバイル端末において極めて重大な問題となる。このことは、マルチプレクサを構成するトランジスタは、画素に配置することが好ましいことを示すものである。このため、以降の説明において特に断りが無い限りマルチプレクサを構成するトランジスタは画素に配置するものとし、Ｃ１とＲ１はマルチプレクサを構成するトランジスタの容量と抵抗を、Ｃ２とＲ２は検知信号引出線の容量と抵抗をそれぞれ表すものとする。

ここで、マルチプレクサを構成するトランジスタを画素に配置した場合として、Ｃ４＝１ｐＦ、Ｃ１＝１ｐＦ，Ｒ１＝１ＭΩ、Ｃ２＝１００ｐＦ，Ｒ２＝１００Ωとした場合について、式（５）と、各周波数領域に対する近似式である式（６）と式（８）および式（９）から求めた検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流─印加交流電圧周波数依存性を図１９に示す。図４１において、灰色太実線は式（５）から求めた電流─印加交流電圧周波数依存性を、短破線は低周波数領域に対する近似式（６）を、点線は中周波数領域に対する簡略化近似式（９）を、長破線は高周波数領域に対する近似式（８）をそれぞれ示しており、各近似式はそれぞれ良い精度で近似できていることが分かる。特に中周波数領域において、Ｒ１≫Ｒ２という関係が成り立っていることから簡略化近似式（９）と非常によい精度で一致しているが、簡略化近似式（９）は周波数に対して一定値となっていることから、中周波数領域における周波数依存性は式（５）により上に凸であるものの周波数の変化に対する電流値の変化が極めて小さいことが分かる。このことから、中周波数領域における検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の印加交流電圧周波数依存性は、中周波数領域全体に渡って略一定と見なすことができ、且つ最大値と見なして差し支え無いことを示している。即ち、中周波数領域に対する検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の近似式は、検知電流の最大値｜Ｉ３｜ｍａｘを表していると見なして差し支え無い。

しかしながら、常にＲ１≫Ｒ２という関係、或はＲ１≪Ｒ２という関係が成り立つとは限らない。このため、中周波数領域に対する検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の近似式として、一般的には簡略化していない式（７）を用いる必要がある。また、中周波数領域における簡略化近似式が成り立つ場合、簡略化近似式と非簡略化近似式は一致する。ここで、図４１における一点鎖線は低周波数領域と中周波数領域に対する近似式の交点における周波数を、二点鎖線は中周波数領域と高周波数領域に対する近似式の交点における周波数をそれぞれ示し、これらの意味については後ほど説明する。

次に、得られた検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流─印加交流電圧周波数依存性のグラフにおいて設計ポイントを設定する手法について説明する。実際の設計においては、様々な設計条件を同時に満たした最適設計を行う必要がある。本発明の適用対象であるセンサー装置、詳しくは７インチを越える画面サイズに対して安価に実現可能な表示画面内蔵方式の接触検知式入力手法に基づいたセンサー装置の設計に際して特に要求されることは、接触事象の検知感度を極力向上させることである。このためには、先ず検知電流が極力大きくなるように設定する必要があり、次に基本電流を極力低減する必要がある。また、消費電力を極力低減するために、検知容量に印加する交流電圧の周波数を極力低減することも強く求められる。更には、表示性能の維持あるいは向上を図るための開口率向上、及び生産性向上による製造コストの低減を図るための歩留り向上も強く求められる。

実際の設計では、検知信号引出線の線幅は細くすると開口率が増大するが断線不良率の増加による歩留り低下を招くというトレードオフの関係にあり、開口率と歩留りのどちらを優先するかは製品仕様や製造工程の加工精度や断線修復設備の稼働状況により決まる。また、基本電流を低減する手段の導入によって検知電流に含まれる基本電流成分が小さくなるほど、検知電流が多少低下しても検知信号として重要な接触事象に起因した変位電圧成分を増幅することで容易に高い検知感度を得ることができるようになる。従って、このような状況の下で最適設計を行うには、既に導出した検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流─印加交流電圧周波数依存性を明確に表す式（５）及び各周波数領域に対する近似式（６）～（８）を用いて、これらの各条件をバランスよく満たしながら少しでも大きな検知電流が得られる設計ポイントを探し出して設定することになる。この結果、設定された設計ポイントが低または高周波数領域にあり、得られる検知電流が｜Ｉ３｜の最大値よりも大幅に小さくなる場合も十分に有り得る。

このようなことから、検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流─印加交流電圧周波数依存性において、各周波数領域の境界を明示する手法が必要となるが、検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流─印加交流電圧周波数依存性を表す式（５）は、全周波数範囲において上に凸であり、且つなだらかに連続であるため、周波数領域の境界となる明確な極値や屈曲点などが存在しない。そこで、これに替わるものとして、各周波数領域に対する近似式の交点を擬似屈曲点とすることにする。具体的には、低周波数領域に対する近似式（６）と中周波数領域に対する近似式（７）の交点を第一擬似屈曲点とし、中周波数領域に対する近似式（７）と高周波数領域に対する近似式（８）の交点を第二擬似屈曲点とする。このとき、第一擬似屈曲点の周波数に対する角周波数をω１、第二擬似屈曲点の周波数に対する角周波数をω２とすると、ω１およびω２はそれぞれ次の式（１１）と式（１２）で表されることが分かった。
ω１＝φ＾（－１／２） ・・・・・・（１１）
ω２＝｛φ＾（１／２）｝／｛Ｃ２（Ｃ１＋Ｃ４）Ｒ１Ｒ２｝ ・・・・・・（１２）
ここで、「＾」はべき乗記号を表し、例えばＸ＾２はＸの二乗を、Ｘ＾（１／２）はＸの平方根を表す。またφは次式で表される。
φ＝｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝（Ｒ１＾２）＋｛（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４）＾２｝（Ｒ２＾２）＋２｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝Ｒ１Ｒ２
図４１において、一点鎖線は第一擬似屈曲点に対する角周波数ω１を周波数に換算した値を、二点鎖線は第二擬似屈曲点に対する角周波数ω２を周波数に換算した値をそれぞれ表す。これにより、高い検知感度を得るためには検知電流を大きく設定することが好ましく、これを最優先設計条件とする場合は中周波数領域に設計ポイント設定することになるので、設計ポイントの角周波数をωとすると、ωの設定範囲はω１≦ω≦ω２となる。しかしながら、他の設計条件による制約が強く中周波数領域に設計ポイントを設定できない場合は、低周波数領域または高周波数領域に設定することになるが、両領域は中周波数領域に対して略対称であり、検知電流が取り得る範囲も両領域で同等である。即ち、同一の検知電流を得るための印加交流電圧周波数を低周波数領域と高周波数領域の二つの領域から選択することになる。一般に周波数が高くなると消費電力が増大するため、低消費電力化の要求が強い場合には、得られる検知電流が同じであれば周波数の低い低周波数領域に設計ポイントを設定することが好ましい。

逆に高周波数領域に設計ポイントを設定する場合、同一の検知電流を得るために高い消費電力を要することに加え、更なる弊害が発生する。本来は、検知電極の真上に位置しない指との間に形成される検知容量が小さく、且つこの検知容量に起因して流れる検知電流が十分に小さいことが望ましい。しかし、この小さな検知容量に高い周波数の電圧が印加されると、この小さな検知容量に起因して流れる検知電流が増大して無視できなくなる。この結果、センサー感度の分解能が低下することになるため、特段の事情が無い限り高周波数領域に設計ポイントを設定することは好ましくない。以上により、設計ポイントの角周波数ωはω≦ω２となる範囲に設定することが望ましい。

次に、検知電流を大きくするためには、中周波数領域に対する近似式（７）より、マルチプレクサを構成するトランジスタの抵抗Ｒ１を低減する必要がある。既に述べたように、トランジスタの容量を低減するために、トランジスタのチャネル長Ｌは製造工程における最小加工寸法に設定されることが一般的であるため、トランジスタの抵抗Ｒ１を低減するためにはチャネル幅Ｗを拡幅する必要がある。しかしながら、チャネル長Ｌを固定したままチャネル幅Ｗを拡幅することは、トランジスタ容量Ｃ１の増大を必然的に伴うため、検知電流増大効果が低くなる。更には、トランジスタのサイズを拡大することになるため開口率の低下を招くので、表示能力の低下が避けられない。そこで、マルチプレクサを構成するトランジスタを複数の画素に分散配置して検知信号引出線に対してそれぞれを並列に接続することで、トランジスタの抵抗を低減する方法が考えられる。この場合、分散配置する個々のトランジスタサイズを縮小することが可能となるため、開口率向上の観点でも非常に有効な手段となる。更には、すでに述べたようにトランジスタの半導体層と電極との界面状態の不均一性に起因したトランジスタ特性のバラツキによる検知電流のバラツキは、差動回路などの基本電流低減機構を導入しても取り除くことが出来ないが、トランジスタを分散配置して互いに並列接続することで、トランジスタ特性のバラツキを平均化する効果が期待できる。そこで、マルチプレクサを構成するトランジスタを複数の画素に分散配置した場合の検知電流の計算法について以下で説明する。

先ず、一本の検知信号引出線に対して、マルチプレクサを構成する複数のトランジスタを分散配置する場合を考える。研究の結果、この場合の等価回路は図４２に示す等価回路で表すことができる。図４２は、図３６における電位振幅がＶの交流電源と、指と検知電極とで構成される検知容量Ｃ４と、トランジスタの容量Ｃ１および抵抗Ｒ１より成る組をｎ個、検知信号引出線に接続したものである。即ち、検知容量Ｃ４と、トランジスタの容量Ｃ１および抵抗Ｒ１がそれぞれ同一の値を有する均一な画素をｎ個配置したことに相当する。

図４２において、各組における容量Ｃ１と容量Ｃ４は互いに異なるノードに接続されているため並列接続ではないので、それぞれの容量について単純に合成容量を求めることはできない。しかしながら、図３６および図４２における各組の対応するノードの電位は等しいので、図４２における電流Ｉ１^１、Ｉ１^２、・・・、Ｉ１^ｎは互いに等しく、図３６における電流Ｉ１と一致するので、
Ｉ１^１＝Ｉ１^２＝・・・＝Ｉ１^ｎ＝Ｉ１
と表すことができる。
同様に、図４２における電流Ｉ２^１、Ｉ２^２、・・・、Ｉ２^ｎも互いに等しいので、これをＩ２^０と置き換えると、
Ｉ２^１＝Ｉ２^２＝・・・＝Ｉ２^ｎ＝Ｉ２^０
と表すことができる。
このとき、電流Ｉ２とＩ２^０の間には
Ｉ２＝ｎＩ２^０
という関係が成り立つことになる。
これらの式より、式（１）～（３）は次に示す式（１３－１）～式（１３－３）のように変形できる。
Ｖ＝｛１／（ｊωＣ４）｝Ｉ１＋｛１／（ｊωＣ１）｝（Ｉ１－Ｉ２^０）・・・・・・・（１３－１）
｛１／（ｊωＣ１）｝（Ｉ１－Ｉ２^０）＝Ｒ１Ｉ２^０＋｛１／（ｊωＣ２）｝（ｎＩ２^０－Ｉ３）・・・・・・・（１３－２）
｛１／（ｊωＣ２）｝（ｎＩ２^０－Ｉ３）＝Ｒ２Ｉ３ ・・・・・・・（１３－３）
式（１３－１）～（１３－３）より、検知電流Ｉ３は次の式（１４）で表される。
Ｉ３＝α１／（β＋γ１＋１）
α１＝ｎＣ４Ｖ〔｛（Ｃ１＋Ｃ４）Ｒ１＋（ｎＣ１＋Ｃ２＋ｎＣ４）Ｒ２｝ω＾２＋｛ω―Ｃ２（Ｃ１＋Ｃ４）Ｒ１Ｒ２ω＾３｝〕ｊ
γ１＝｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝（Ｒ１＾２）＋〔｛（ｎＣ１＋Ｃ２＋ｎＣ４）＾２｝（Ｒ２＾２）＋２ｎ｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝Ｒ１Ｒ２〕ω＾２ ・・・・・・・（１４）
ここで、式（１４）は、式（４）のＣ１、Ｃ４、Ｒ１について、それぞれ
Ｃ１→ｎＣ１
Ｃ４→ｎＣ４
Ｒ１→Ｒ１／ｎ
と置き換えたものに等しい。この置き換えは、Ｃ１とＣ４及びＲ１がそれぞれ互いに並列接続されている場合の並列和として求めた合成容量と合成抵抗に置き換えることに相当する。従って、一本の検知信号引出線に接続する各組のＣ４とＣ１及びＲ１がそれぞれ互いに等しい場合、それぞれの合成容量と合成抵抗を便宜的にそれぞれの並列和として扱ってよいと言える。

次に、一つの能動ユニットに複数の検知信号引出線を配置し、各検知信号引出線にマルチプレクサを構成するトランジスタと検知電極を配置した同一形状の画素一つずつ配置する場合を考える。研究の結果、この場合の等価回路は図４３に示す等価回路で表すことができる。図４３は、図３６における電位振幅がＶの交流電源と、指と検知電極とで構成される検知容量Ｃ４と、トランジスタの容量Ｃ１および抵抗Ｒ１より成る組１個ずつ、ｍ本の検知信号引出線のそれぞれに接続したものである。即ち、検知容量Ｃ４と、トランジスタの容量Ｃ１および抵抗Ｒ１がそれぞれ同一の値を有する均一な画素１個を、それぞれの検知信号引出し線に配置し、更には各検知信号引出線が互いに均一でそれぞれ同一の容量と抵抗を有することに相当する。

図４３では、ｍ本の検知信号引出線を流れる電流が合わさってＩ３^０となり、制御回路へ伝達されている。また図４２の場合と同様に、各検知信号引出線において互いに対応する容量や抵抗はそれぞれ異なるノードに接続されているため並列接続ではないので、単純にそれぞれの合成容量と合成抵抗を求めることはできない。しかしながら、図３６および図４３における各組の対応するノードの電位は互いに等しいので、図３６に示す電流Ｉ１と電流Ｉ２および電流Ｉ３を用いて
Ｉ１^１＝Ｉ１^２＝・・・＝Ｉ１^ｍ＝Ｉ１
Ｉ２^１＝Ｉ２^２＝・・・＝Ｉ２^ｍ＝Ｉ２
Ｉ３^１＝Ｉ３^２＝・・・＝Ｉ３^ｍ＝Ｉ３
と、おくことができる。これにより検知電流Ｉ３^０は次の式（１５）で表される。
Ｉ３^０＝ｍＩ３ ・・・・・・（１５）
式（１５）を展開して式（４）と比較すると、式（１５）は式（４）のＣ１、Ｃ２、Ｃ４、Ｒ１、Ｒ２について、それぞれ
Ｃ１→ｍＣ１
Ｃ２→ｍＣ２
Ｃ４→ｍＣ４
Ｒ１→Ｒ１／ｍ
Ｒ２→Ｒ２／ｍ
と、置き換えたものに等しいことが分かった。この置き換えは、Ｃ１、Ｃ２、Ｃ４及びＲ１とＲ２について、それぞれ互いに並列接続されている場合の並列和である合成容量と合成抵抗に置き換えることに相当する。従って、複数の検知信号引出線にトランジスタを分散配置した場合、これに付随する各トランジスタの容量Ｃ1と抵抗Ｒ１及び検知容量Ｃ４と、検知信号引出し線の容量Ｃ２と抵抗Ｒ２がそれぞれ互いに等しい場合、それぞれの合成容量と合成抵抗を便宜的にそれぞれの並列和として扱ってよいと言える。そして、検知電流は、分散配置する引出線の本数に比例することになる。

次に、分散配置したトランジスタの容量Ｃ１と抵抗Ｒ１や検知信号引出線の容量Ｃ２と抵抗Ｒ２及び検知容量Ｃ４が不均一な場合の合成容量と合成抵抗の求め方について説明する。設計の観点で検知電流の計算手法を考える場合、厳密な検知電流値を求めるよりも、多少計算精度が劣っていたとしても実際に流れる電流値よりも確実に低い電流値を算出できる計算手法の方が重要な場合がある。何故ならば、厳密な計算値は様々な条件を固定した状態での値であり、これは製造プロセスの加工精度に起因したバラツキ等を含まない値であるため、電流値のバラツキを別途計算によって求めなければならないからである。即ち、実際に流れる電流値よりも確実に小さい計算値を基に設計すると、その差は設計マージンとなる。この観点に立つと、分散配置したそれぞれの容量や抵抗の中で最大の値をＣ１、Ｒ１、Ｃ２、Ｒ２それぞれの代表値とし、Ｃ４については最小の値を代表値として各Ｃ１、Ｒ１、Ｃ２、Ｒ２、Ｃ４がそれぞれの代表値を有するものとして均一化近似する手法が考えられる。しかしながら, この手法では不必要に設計マージンを大きく見込み過ぎたために開口率の大幅な低下を招くなど、最適設計からかけ離れた好ましくない設計となる可能性がある。このため、適切なマージンを見込んだ代表値の選定が重要となる。そこで、適切なマージンを見込んだ代表値の選定法について説明する。

各容量や抵抗を均一化近似するための代表値の選定手法として、次の３通りの手法が挙げられる。 １つ目は、Ｃ１、Ｒ１、Ｃ２、Ｒ２については分散配置したそれぞれの値の中で最大の値を、Ｃ４については最小の値を代表値とするもので、３つの手法の中で検知電流が最小且つ設計マージンが最大となる手法であり、これを検知電流最小化近似と呼ぶことにする。この場合、極少数の素子の値が他と比べて大きく異なる場合、マージンを大きく見込み過ぎることになるため、不必要に開口率を大幅に低減させる可能性があるため、慎重に用いる必要がある。２つ目は、分散配置された容量や抵抗Ｃ１、Ｒ１、Ｃ２、Ｒ２、Ｃ４のそれぞれの中で極端に値が異なるものがある場合、その特異性を無視して他と同等の値に置き換える手法であり、これを特異要素除外近似と呼ぶことにする。この場合、極端に異なる値を除外することの妥当性の検討を慎重に行う必要がある。また、置き換える値として非除外値の相加平均値とすることが考えられる。３つ目は、分散配置された容量や抵抗Ｃ１、Ｒ１、Ｃ２、Ｒ２、Ｃ４のそれぞれの中で極端に値が異なるものが含まれていたとしても除外せずにそれぞれの相加平均値を代表値とすることが考えられる。これを相加平均近似と呼ぶことにする。

実際の設計において、検知電流のバラツキを低減することが望ましいため、これらの容量と抵抗Ｃ１、Ｒ１、Ｃ２、Ｒ２、Ｃ４は均一にすることが求められ、積極的に不均一にすることは考え難い。これらを不均一にする場合としては、例えば製品仕様により画素サイズが不均一な場合が考えられる。即ち、近年のディスプレイでは光の三原色に相当する赤、緑、青のそれぞれの光を発する画素のサイズや開口率が、色毎に異なることが一般的になりつつある。例えば、人間にとって視認性が高い緑の画素サイズを小さくして開口率を下げることで緑の輝度を低下させ、変わりに視認性が低い青の画素サイズを大きくして開口率を高くすることで青の輝度を増加することで、視認輝度の向上を図るものである。画素サイズが均一の場合に無理して開口率の増大による画面輝度の向上を図る場合には歩留低下などの弊害を伴う場合があるが、画素の色毎に画素サイズを変えることで歩留り低下を抑制することが可能となり、歩留りを維持したままで人間が感知する画面輝度の向上を図ることができる。しかしながら、色毎に極端に画素サイズが異なる訳ではないので、このような場合でも結果的に各容量と抵抗Ｃ１、Ｒ１、Ｃ２、Ｒ２、Ｃ４も互いに近い値となる。このため、３つの均一化近似法の中で、最も適切な手法は相加平均近似であると考えられる。

もし、各容量と抵抗Ｃ１、Ｒ１、Ｃ２、Ｒ２、Ｃ４のバラツキが大きく、相加平均近似を適用することが好ましくない場合に対して相加平均近似を適用した場合、設計で想定した検知電流の値と実際に流れる検知電流の値が異なることになる。実際に流れる検知電流が設計想定値より大きい場合は、設計で見込んだよりも高い検知感度が得られることになるので、特に問題は生じない。逆に実際に流れる検知電流が設計想定値よりも小さい場合でも、基本電流低減機構の導入により基本電流が十分に低減されていれば、検知電流から分離した検知信号としての変位電圧成分に基づいて十分な検知感度を得ることができる。そして、この場合は不必要に多少の開口率の低下や歩留りの低下を招く可能性があるが、各容量と抵抗Ｃ１、Ｒ１、Ｃ２、Ｒ２、Ｃ４のバラツキが極端に大きくなることはないので、問題になるほど開口率や歩留りが低下することはない。

また、トランジスタを構成する半導体層と電極の界面状態に起因したトランジスタ特性のバラツキについては、トランジスタに印加される電圧が同じであっても電流が１０％程度のバラツキが発生することは珍しくなく、この電流値のバラツキは基本電流の低減機構を備えない場合には大きな問題になると考えられる。しかしながら、本発明においては基本電流の低減機構を備えているので、検知感度に影響は生じない。実際の製造工程においては、トランジスタの特性が一定範囲内に納まるように管理されているため、個々のトランジスタ特性にバラツキがあっても、合成されて制御回路に至る電流は平均化されて略一定となると考えられ、やはり検知感度に問題は生じない。このため、製造工程起因で生じる半導体層と電極の界面状態に起因したトランジスタ特性のバラツキ要因であるトランジスタ抵抗のバラツキに関しては設計に見込む必要はないと考える。

以上により、画素に分散配置されたマルチプレクサを構成する個々のトランジスタの容量をＣtft、抵抗をＲtft、個々の検知容量をＣsenと改めて置き、ＣtftとＲtftおよびＣsenそれぞれが均一化近似されている場合、解析対象とする能動ユニット内の分散配置数をＮとすると、画素に分散配置されたマルチプレクサを構成するトランジスタの合成容量Ｃ１と合成抵抗Ｒ１及び検知容量の合成値Ｃ４はそれぞれ次に示す式（１６）～式（１７）のように表されることになる。
Ｃ１＝ ＮＣtft ・・・・・・（１６）
Ｒ１＝ Ｒtft／Ｎ ・・・・・・（１７）
Ｃ４＝ ＮＣsen ・・・・・・（１８）
ここで検知容量を構成する検知電極が複数の画素に渡って一体化され且つ複数のトランジスタが接続されている場合、一体化された検知電極が構成する検知容量を接続されたトランジスタの数で割った値、即ち１個のトランジスタが担う検知容量をＣsenとする。

次に、検知信号引出線の容量Ｃ２の合成抵抗について説明する。これまでの説明では、マルチプレクサを構成するトランジスタの容量Ｃ１は、一つの容量として扱ってきた。しかし、トランジスタ容量Ｃ１は、トランジスタのゲート電極と、ゲート電極上に絶縁膜を介して配置された半導体層および半導体層と接続されたソース電極とドレイン電極によって構成される。本発明の発明者による長年の研究より、トランジスタがＯＮ状態であっても半導体層は高抵抗体であるため、半導体層における電流経路であるチャネルを抵抗で表し、その両端をぞれぞれソース電極とドレイン電極とし、ゲート電極とソース電極の間にそれぞれの電極で構成されるゲート・ソース間容量が接続され、且つゲート電極とドレイン電極の間にそれぞれの電極で構成されるゲート・ドレイン間容量が接続された等価回路でトランジスタを表現することができる。この場合、ゲート・ソース間容量とゲート・ドレイン間容量の境界を、チャネル中央に設定して差し支え無い。本来、ソースとドレインは電極名ではなく機能を表すものであり、トランジスタを流れる電流の源である電荷の移動元がソース、移動先がドレインと呼ばれる。このため、トランジスタの３つの電極に印加される電圧関係により、ソースとドレインは随時入れ替わることになる。そこで、検知信号引出線と接続されるソース又はドレインとして機能する電極とゲート電極との間に構成される容量を改めてＣglとする。このトランジスタの等価回路モデルにおいて、容量Ｃglは、検知信号引出線が様々な電極配線などと交差する領域に形成される各交差容量と並列に検知信号引出線と接続されることになる。即ち、マルチプレクサを構成するトランジスタの容量Ｃ１を構成する容量Ｃglは、検知信号引出線容量Ｃ２の一部として機能することになる。これにより、マルチプレクサを構成するトランジスタを画素に分散配置する場合における解析対象能動ユニットの検知信号引出線の容量Ｃ２の合成値は次の式（１９）で表されることを見出した。
Ｃ２＝Σ(i=1…m)｛Ｎsy Ｃline-s＋ｎ_i Ｃgl（Ｎsy－１）｝＋Ｃline_b ・・・・・・（１９）
ここで、Σ(i=1…m)は、ｉ＝１～ｍまでの和を表す記号であり、ｍは解析対象の能動ユニットに配置される検知信号引出線の数を、ｎ_iは解析対象の能動ユニットにおいてｉ番目の検知信号引出線に接続されるトランジスタの数を、Ｃline-sは検知信号引出線方向の能動ユニット一つ分の長さに相当する検知信号引出線の非トランジスタ部の容量を、Ｎsyは検知信号引出線方向に配列された能動ユニットの数を、Ｃline_bは額縁領域における検知信号引出線の容量をそれぞれ表す。また、Ｃline-sとＣglおよびＣline_bはそれぞれ均一化近似された値である。特に、ｎ_iが一定値ｎの場合、式（１９）は次の式（１９－２）で表される。
Ｃ２＝ｍ｛Ｎsy Ｃline-s＋ｎＣgl（Ｎsy－１）｝+Ｃline_b ・・・・・・（１９－２）

また、Ｒline-sを検知信号引出線方向の能動ユニット一つ分の長さに相当する検知信号引出線の均一化近似された抵抗、Ｒline_bを額縁領域における検知信号引出線の抵抗とし、それぞれ均一化近似されているとすると、解析対象能動ユニットの検知信号引出線の合成抵抗Ｒ２は次の式（２０）で表される。
Ｒ２＝（Ｎsy Ｒline-s／ｍ）＋Ｒline_b ・・・・・・（２０）

以上により、マルチプレクサを構成するトランジスタを画素に分散配置する場合、検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜を表す式（５）や各周波数領域に対する近似式（６）～（８）において、トランジスタの容量Ｃ１と抵抗Ｒ１はそれぞれ式（１６）と式（１７）で、検知容量Ｃ４は式（１８）で、解析対象とする能動ユニットに対する検知信号引出線の容量Ｃ２とＲ２をそれぞれ式（１９）と式（２０）で置き換えることになる。

ここで、検知信号引出線の合成容量Ｃ２と合成抵抗Ｒ２を求める式（１９）と式（２０）より、解析対象の能動ユニット位置が制御回路接続端子から離れるほどＣ２とＲ２が増大することになる。これにより、Ｃ２Ｒ２の増大により、検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流─印加交流電圧周波数依存性のグラフは左下、即ち低電流側且つ低周波数側へシフトすることになる。図２２は、この様子を示すグラフであり、太実線は検知信号引出線方向に配列された能動ユニットの列において検知信号引出線の制御回路接続端子から最も遠い能動ユニットにおける検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流─印加交流電圧周波数依存性を、細実線は検知信号引出線の制御回路接続端子から最も近い能動ユニットにおける検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流─印加交流電圧周波数依存性を、太一点鎖線は検知信号引出線の制御回路接続端子から最も遠い能動ユニットに対する第一擬似屈曲点の角周波数ω１を周波数に換算した値を、細二点鎖線は検知信号引出線の制御回路接続端子から最も近い能動ユニットに対する第二擬似屈曲点の角周波数ω２を周波数に換算した値を、それぞれ式（５）を始めとする既出の解析式より求めた結果である。ここでは、分散配置されたそれぞれの容量と抵抗は均一であるとし、マルチプレクサを構成するトランジスタ１個の容量Ｃtftを５０ｆＦおよびソース又はドレインとゲートとの間に容量の中で検知信号引出線と接続された側の容量Ｃglを２５ｆＦ、トランジスタ１個の抵抗Ｒtftを１ＭΩとし、検知信号引出線方向の能動ユニット１つ分の長さに相当する検知信号引出線の非トランジスタ部の容量Ｃline-sを１．２５ｐＦ、検知信号引出線方向の能動ユニット１つ分の長さに相当する検知信号引出線の抵抗を５００Ωとし、検知容量の合成値を１ｐＦとし、能動ユニットに配置される検知信号引出線の数ｍを１０、一つの能動ユニットにおいて１本の能動ユニットに接続されるトランジスタの数を１０、検知信号引出線方向の能動ユニット配置数を２０とし、印加交流電位Ｖの振幅を１Ｖとした。また、額縁領域における検知信号引出線の容量Ｃline_bと抵抗Ｒline_bを共にゼロとしているが、何れも実際には検知信号線全体の値に対して十分小さい値であるので、発明の効果を説明する上で差し支えない。

図４４において、検知容量Ｃ４が等しいため両能動ユニットの低周波数領域は一致しているが、制御回路接続端子から最も遠い能動ユニットの中および高周波数領域は左下へシフトしている。検知電流のバラツキが小さく且つ印加交流電圧の周波数低減を重視する場合、制御回路接続端子から最も遠い能動ユニットの第一擬似屈曲点に対する角周波数ω１_fと制御回路接続端子から最も近い能動ユニットの第一擬似屈曲点に対する角周波数ω１_nの間付近に設計ポイントの角周波数ωを設定することが望ましいといえる。また、検知信号として重要な検知電流から分離した変位電圧成分を積算回路などによって増幅処理を行う場合は高周波数側に設定することが望ましいので、制御回路接続端子から最も近い能動ユニットの検知電流が最大値近傍から低下し始める第二擬似屈曲点に対する角周波数ω２_nが設計ポイントの上限とみることができる。従って、設計ポイントに対する角周波数ωは少なくともω≦ω２_nとすることが望ましく、その他の設計条件によりωの値が具体的に決定されることになる。しかしながら、設計ポイントに対する角周波数ωを制御回路接続端子から最も近い能動ユニットの第二擬似屈曲点に対する角周波数ω２_nに設定する場合、制御回路接続端子から最も遠い能動ユニットの検知電流は制御回路接続端子から最も近い能動ユニットの検知電流よりも低くなるが、上述のように、基本電流低減機構の導入によって基本電流が低減されている場合は検知電流の大きさやバラツキに対する制約が緩和され、特に筐体電圧印加法によって基本電流が完全に抑えられている場合は検知感度や制御回路コストなどに大きく影響せず、設計として許容できる。また、この観点に立った場合、角周波数ω２_nは全能動ユニットにおける第二擬似屈曲点に対する角周波数ω２の中で最大の値ω２_ｍａｘと捉えることができる。即ち、複数配置された能動ユニットの第二擬似屈曲点に対する角周波数ω２の中で最大のものをω２_ｍａｘとしたとき、設計ポイントに対する角周波数ωは少なくともω≦ω２_ｍａｘと設定することが望ましいことになる。

また、基本電流の低減機構を備えている場合であっても検知電流のバラツキが小さいことが好ましいことは言うまでもない。中周波数領域に対する近似式（７）及び高周波数領域に対する近似式（８）に分散配置した場合の各容量と抵抗の式（１６）～式（２０）を代入すると、各能動ユニット内の分散配置数Ｎが同じであっても配列の仕方によって検知電流の値が変化する。特に、能動ユニット内においてトランジスタが接続された検知信号引出線の数をｍ、各検知信号引出線に接続するトランジスタの数をｎとしたとき、ｍの増大に伴って中及び高周波数領域に対する近似式の値が増大することが研究により導かれた。これは、能動ユニット内の分散配置数Ｎを固定した場合、能動ユニット内に配置する検知信号引出線の数ｍの増大に対して検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流─印加交流電圧周波数依存性のグラフが右上方向にシフトすることを意味する。実際の設計において、各検知信号引出線に接続されるトランジスタの数ｎは常に一定になると限られる訳ではないので、能動ユニット内の分散配置数Ｎと能動ユニット内においてトランジスタが接続された検知信号引出線の数をｍとの関係に置き換えて、能動ユニットが制御回路接続端子から離れるにつれてＮに対するｍの比ｍ／Ｎを増大することで、検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流─周波数依存性関係のグラフのバラツキを低減することができる。このとき、能動ユニット内の分散配置数Ｎと能動ユニット内においてトランジスタが接続された検知信号引出線の数ｍは共に整数であるため、制御回路接続端子からの距離に応じてｍ／Ｎの値が必ずしも変化せず、複数の能動ユニットでｍ／Ｎが同じ値を有する場合も有り得ることは言うまでも無い。

また、検知電流の増大を重視する場合には、ｍ／Ｎの値を大きく設定することが望ましく、Ｎの平方根の整数部をＮsqrt_intと表すとき、少なくともｍ≧Ｎsqrt_intとなる能動ユニットを有することが望ましいということが研究により分かった。

或は、各周波数領域に対する近似式（６）～式（８）より、能動ユニットが制御回路接続端子から離れるほど合成検知容量Ｃ４が増大するように設定することも有効である。

次に、マルチプレクサを構成するトランジスタの容量と抵抗、検知信号引出線の容量と抵抗および検知容量の算出方法について説明する。設計とは、客からの要望事項である製品仕様を満たすだけでなく、製品仕様で求められる以上に少しでも高い性能を得ることや、製造工程における製造歩留りを少しでも高くすること、及び、少しでもコストを下げることを同時に満たした最適な組合せを見出すことである、と言える。これを実現するため、設計に際しては、非常に多くの設計条件を満たさなければならない。このため、設計者は、全ての設計条件における膨大な数のパラメータを一つずつ調整して最適な解である最適設計に到達しなければならない。例えば、本発明を表示装置に組み込むためには、元々の表示装置としての様々な設計条件に加えてセンサー機能を付与するための新たな設計条件を満たす必要がある。即ち、本発明はこの新たな設計条件を提供するものである。このため、他の多くの設計条件と同様に設計の途中段階では、本発明が与える設計条件を満たすことの確認を逐一繰り返す必要がある。そこで、本発明の設計パラメータであるマルチプレクサを構成するトランジスタの容量と抵抗、検知信号引出線の容量と抵抗および検知容量の算出方法として、簡易的な方法ではあるものの、最適設計に至る過程において十分な精度を有する算出方法が求められる。近年では、コンピュータとシミュレータの性能向上により、表示デバイス全体を解析対象として、各部の容量や抵抗を抽出するソフトウェアが市場に投入されている。もし、設計の最終段階においてこのような容量や抵抗を抽出するソフトウェアを利用する環境にあれば、これを用いて抽出した容量や抵抗に基づいて本発明が提供する設計条件の適合性をチェックすると、より一層の最適設計に至ることが期待できる。しかしながら、このようなシミュレータを用いた容量や抵抗の抽出には時間をようする。特に、トランジスタの抵抗をシミュレータで厳密求める場合、トランジスタを微細なメッシュに分割し、各時刻毎にトランジスタ内部のポテンシャル解析とキャリア密度解析をセルフコンシステントに行って収束を図る必要があるため、膨大な時間を要するため、設計の途上でこれを行うことは現実的ではない。このため、設計の途中段階用いることは難しく、設計の仕上げとして最終確認の位置付けで実施することになる。よって、マルチプレクサを構成するトランジスタの容量と抵抗、検知信号引出線の容量と抵抗および検知容量の算出方法として、簡易的な方法ではあるものの、最適設計に至る過程において十分な精度を有する算出方法の制定が重要となる。

先ず、容量については、各電極や配線の幅に対して金属層や絶縁膜層の厚さが非常に薄いため、並行平板モデルとして扱っても差し支え無い。即ち、金属などの導体層同士の交差面積に絶縁膜層の比誘電率と真空の誘電率を乗算して絶縁膜層の厚みで割るというものである。特に、マルチプレクサを構成するトランジスタの容量については、本発明ではトランジスタがＯＮ状態を対象としているので、半導体層とこれに接続されたソースおよびドレイン電極が同電位と見なして一体化した仮想電極を考え、この仮想電極と絶縁膜を介して配置するゲート電極と交差する面積を容量領域と見なして差し支え無い。また、このトランジスタ容量をソース電極とドレイン電極の中央で二分割し、二分割した容量の中で検知信号接続線側に位置する容量が検知信号引出線の量として機能すると見なして差し支え無い。また、並行平板モデルで算出した容量に、近傍の導体層との間に形成されるカップリング容量を足し合わせることで精度がより一層向上することは言うまでもない。

検知信号引出線の抵抗については、一般的な手法であるシート抵抗に抵抗算出領域の長さを乗算し、抵抗算出領域の幅で割ることにより算出する。場所によって線幅が異なる場合は、線幅が異なる部分ごとに分割して抵抗を算出した後に、それぞれを足し合わせても差し支え無い。また、抵抗算出領域の形状が複雑な場合、設計マージン確保の観点から、電流が流れる方向に対して最も幅が細い部分の幅を代表値としても差し支え無い。

次に、マルチプレクサを構成するトランジスタの抵抗の算出法について説明する。トランジスタは、これを構成する３つの電極であるゲートとソース及びドレインに印加される電位の相対的な大小関係で抵抗が変わる可変抵抗と見なすことができ、検知容量に印加される交流電圧に起因してトランジスタ抵抗は変動する。図４５は回路シミュレータのＳｐｉｃｅを用いて検知容量に印加される交流電圧とトランジスタ抵抗の関係を解析するための等価回路図を示し、トランジスタ抵抗Ｒtftは固定抵抗としているが、トランジスタ容量が変動するタイミングや抵抗が最大になる場合の電極間の相対的な電位関係の特徴について把握することができるモデルである。図４５は、図３６と等価な解析モデルであり、トランジスタ容量Ｃtftにはゲート電極電位Ｖgが接続されている。検知容量Ｃfとトランジスタ容量Ｃtftが接続されたノード、即ち検知電極に相当するノード２１０の電位をＶtft-fとし、検知信号引出線の容量Ｃlineと抵抗Ｒtftが接続されたノード２１１の電位をＶtft-lとする。検知電流が流れる選択期間のトランジスタはＯＮ状態であるためＶgを１５Ｖとし、検知容量Ｃfに印加する交流電圧Ｖfは振幅５Ｖ、パルス幅１０μｓ、周期２０μｓの矩形パルスとし、検知信号引出線の容量Ｃlineを１００ｐＦ、検知信号線の抵抗Ｒlineを１００Ωとする。基本電流低減機構として筐体電圧印加法の適用を想定し、検知信号引出線抵抗Ｒlineの終端側は接地している。検知容量Ｃfを１ｐＦ、トランジスタ容量Ｃtftを０．０２ｐＦ、トランジスタ抵抗Ｒtftを１ＭΩとした場合のノード２１０の電位Ｖtft-fとノード２１１の電位Ｖtft-lのＳｐｉｃｅによる解析結果と検知容量Ｃfに印加される印加交流電位Ｖfを図４６に示す。

図４６において、破線は印加交流電位Ｖfを、実線はノード２１０の電位Ｖtft-fのＳｐｉｃｅによる解析結果を示す。ノード２１１の電位Ｖtft-lのＳｐｉｃｅによる解析結果は接地電位、即ち０Ｖで一定となり、グラフの煩雑化を回避するため図示していない。ノード２１０の電位Ｖtft-fは、印加交流電位Ｖfパルスの電位変化ΔＶfに伴うカップリングによって変位し、その後は次のＶfパルスの電位が変化するまでの期間に充放電によって指数関数的に接地、電位即ち０Ｖへ近づく。特に、Ｖfパルスの立ち上がりにおけるノードＴＦＴ－ｆの電位Ｖtft-fの変化量ΔＶtft-fは次の式（２１）で表され
ΔＶtft-f＝｛Ｃf／（Ｃf＋Ｃtft）｝ΔＶf ・・・・・・（２１）
図２４においてΔＶtft-fは４．９Ｖとなっており、式（２１）による計算値と一致する。

トランジスタのソースとドレインは、チャネルの電子輸送理論において電子の移動元側、 即ち電位の低い側がソースとして機能し、他方がドレインとして機能する。このため、本解析モデルのように交流電位が印加されている場合はソースとドレインが刻々と反転する。ソース電位をＶs、ドレイン電位をＶdすると、図４６に示す解析結果より求めたＶsとＶdをぞれぞれ図４７に示す。図４７において、破線はソース電位Ｖsを、実線はドレイン電位Ｖdをそれぞれ表す。このときのゲート・ソース間電圧Ｖgsとソース・ドレイン間電圧Ｖdsをそれぞれ図４８に示す。図４８において、細線はゲート・ソース間電圧Ｖgsを、太線はソース・ドレイン間電圧Ｖdsをそれぞれ表す。図４７および図４８はトランジスタの抵抗Ｒtftを固定した場合の解析結果であるが、図４８よりゲート・ソース間電圧Ｖgsとソース・ドレイン間電圧Ｖdsは共に一定値ではないため、実際のトランジスタトランジスタの抵抗Ｒtftも一定ではなく時間と共に変化することになる。即ち、図４７および図４８に示すソース電位Ｖsとドレイン電位Ｖdおよびゲート・ソース間電圧Ｖgsとソース・ドレイン間電圧Ｖdsそれぞれの解析結果は実際の値を正確に再現したものではない。しかしながら、それぞれの電位変化のタイミングやカップリングによる瞬間的な電位変化などの特徴は正確に再現できていると考えられる。

ここで、トランジスタのソース・ドレイン間に流れる電流Ｉdsは、線形領域（Ｖds＜Ｖgs-Ｖth）の場合は次の式（２２）で、
Ｉds＝（Ｗ／Ｌ）μＣox｛（Ｖgs―Ｖth）Ｖds－（１／２）（Ｖds＾２）｝ ・・・・・・（２２）
飽和領域（Ｖds＞Ｖgs-Ｖth）の場合は次の式（２３）で、
Ｉds＝（１／２）（Ｗ／Ｌ）μＣox（Ｖgs―Ｖth）＾２ ・・・・・・（２３）
表されることが広く知られている。
式（２２）および式（２３）において、Ｗはチャネル幅、Ｌはチャネル長、μは電界効果移動度、Ｃoxは単位面積容量、Ｖthは閾値電圧を表す。トランジスタの半導体層としてＩＧＺＯを考えた場合、閾値電圧Ｖthは０．２Ｖ程度若しくはそれ以下であり、検知容量への印加交流電圧の振幅が５Ｖ程度、トランジスタをＯＮ状態にするゲート電位が１５Ｖ程度であれば、トランジスタのソース・ドレイン間には線形領域の電流のみが流れることになる。ソース・ドレイン間電流Ｉdsはゲート・ソース間電圧Ｖgsとソース・ドレイン間電圧Ｖdsによって決まるチャネル抵抗に対してソース・ドレイン間電圧Ｖdsを印加することで流れるので、チャネルの抵抗、即ちトランジスタの抵抗Ｒtftは次の式（２４）で表すことができる。
Ｒtft＝Ｖds／Ｉds ・・・・・・（２４）

改めて、ゲート・ソース間電圧Ｖgsとソース・ドレイン間電圧Ｖdsが図４８で与えられると仮定し、トランジスタから検知信号引出線へ流れるソース・ドレイン間電流Ｉdsの向きを正とすると、ソース・ドレイン間電流Ｉdsは線形領域に対する式（２２）より図４９に示すようになる。図４９において、細実線はゲート・ソース間電圧Ｖgsを、太実線はソース・ドレイン間電圧Ｖdsを、細破線はソース・ドレイン間電流Ｉdsをそれぞれ表す。このときのトランジスタの抵抗Ｒtftは式（２４）より図５０のようになる。図５０において、細実線はゲート・ソース間電圧Ｖgsを、太実線はソース・ドレイン間電圧Ｖdsを、細破線はトランジスタ抵抗Ｒtftをそれぞれ表す。図４９において、ゲート・ソース間電圧Ｖgsは、Ｖgs＞１５Ｖのためトランジスタは常にＯＮ状態であり、ソース・ドレイン間電圧ＶdsがＶds≠０のときにソース・ドレイン間電流Ｉdsが流れている。そして、ゲート・ソース間電圧Ｖgsが大きい期間はチャネルの抵抗が低下するため、Ｉdsが増大している。従って、印加交流電位Ｖfの一周期の間に２回流れる電流Ｉdsの中で低い方、即ちゲート・ソース間電圧Ｖgsがフラット且つソース・ドレイン間電圧ＶdsがＶds≠０となる期間、即ち印加交流電位Ｖfが低い電位からから高い電位への変化に起因して検知電極電位Ｖtft-fが一旦上昇した後に接地電位へ戻る期間に流れる電流Ｉdsが、検知感度を律速すると考えられる。この期間のトランジスタの抵抗Ｒtftは、図５０において他の期間の抵抗よりも大きくなっている。これらの状況は、印加交流電位Ｖfの振幅Ｖf_ampが２０Ｖ程度に極端に大きくなってＩdsが線形領域と飽和領域が混在する場合でも同様であることを確認した。そこで、ノード２１１の電位Ｖtft-lは検知信号引出線の電位であるので、これをＶlineとおくと、トランジスタの抵抗Ｒtftが最大値となるときのドレイン電位Ｖdは次の式（２５）で、
Ｖd＝Ｖline＋｛Ｃf／（Ｃf＋Ｃtft）｝Ｖf_amp ・・・・・・（２５）
ソース電位Ｖsは次の式（２６）で、
Ｖs＝Ｖline ・・・・・・（２６）
それぞれ表すことができる。 これにより、ゲート・ソース間電圧Ｖgsは次の式（２７）で、
Ｖgs＝Ｖg―Ｖline ・・・・・・（２７）
ソース・ドレイン間電圧Ｖdsは次の式（２８）で、
Ｖds＝｛Ｃf／（Ｃf＋Ｃtft）｝Ｖf_amp ・・・・・・（２８）
それぞれ表すことができる。
従って, 式（２７）と式（２８）で与えられるＶgsとＶdsを、線形領域の場合には式（２２）に、飽和領域の場合には式（２３）にそれぞれ代入してＩdsを求め、式（２４）よりトランジスタの抵抗Ｒtftを求めることになる。

基本電流低減機構として筐体電圧印加法を用いる場合、検知信号引出線の電位Ｖlineは接地電位に等しいと見なすことができる。筐体電圧印加法を用いない場合、ＶfとＶlineを入れ替えた場合と等価なので、式（２７）においてＶlineをＶfに、即ち接地電位に置き換えればよい。以上を踏まえて具体的な発明内容を以下に示す。

本発明のセンサー装置は、少なくとも能動ユニットと、検知信号引出線と、スイッチング素子と、制御回路と、基本電流低減機構を有し、前記能動ユニットは略マトリクス状に配置され且つ少なくとも１個以上の検知電極として機能する電極を備えた能動回路領域を備えたセンサー装置であって、被検知物体が前記能動ユニットに接近または接触することによって前記検知電極と被検知物体との間に容量が適時形成され、前記適時形成された容量に前記制御回路または前記制御回路と前記基本電圧低減機構によって交流電圧が印加されることで前記検知電極に発生した電気信号が、１本又は複数本が互いに電気的に接続されてなる前記検知信号引出線と１個または複数個の前記スイッチング素子を介して選択的に前記制御回路へ伝えられ、前記制御回路における信号処理によって被検知物体の接近または接触事象を検知するセンサー装置において、前記の各能動ユニットにおけるトランジスタの配置数をＮとし、前記スイッチング素子の相加平均した容量と抵抗をそれぞれＣtftとＲtftとし、前記適時形成容量の相加平均値をＣsenとしたとき、前記スイッチング素子の合成容量Ｃ１を式（１Ａ）とし、
Ｃ１＝ ＮＣtft ・・・・・・（１Ａ）
前記スイッチング素子の合成抵抗Ｒ１を式（１Ｂ）とし、
Ｒ１＝ Ｒtft／Ｎ ・・・・・・（１Ｂ）
前記適時形成容量の合成容量Ｃ４を式（１Ｃ）とし、
Ｃ４＝ ＮＣsen ・・・・・・（１Ｃ）
前記能動ユニットにおいて前記スイッチング素子が接続された前記検知信号引出線の数をｍとし、前記能動ユニットにおいてｉ番目の前記検知信号引出線に接続される前記スイッチング素子の数をｎ_iとし、前記検知信号引出線方向の前記能動ユニット一つ分の長さに相当する前記検知信号引出線の非トランジスタ部の相加平均容量をＣline-sとし、前記検知信号引出線方向に配列された前記能動ユニットの数をＮsyとし、額縁領域における前記検知信号引出線の相加平均容量をＣline_bとし、前記検知信号引出線と接続されるソース又はドレインとして機能する電極とゲート電極との間に構成される相加平均容量をＣglとし、Σ(i=1…m)は、ｉ＝１～ｍまでの和を表す記号としたとき、前記制御回路と接続する前記検知信号引出線の接続端子から前記能動ユニットまでの前記検知信号引出線の合成容量Ｃ２を式（１Ｄ）とし、
Ｃ２＝Σ(i=1…m)｛Ｎsy Ｃline-s＋ｎ_i Ｃgl（Ｎsy－１）｝＋Ｃline_b ・・・・・・（１Ｄ）
前記検知信号引出線方向の前記能動ユニット一つ分の長さに相当する前記検知信号引出線の相加平均抵抗をＲline-sとし、額縁領域における前記検知信号引出線の相加平均抵抗をＲline_bとしたとき、前記制御回路と接続する前記検知信号引出線の接続端子から前記能動ユニットまでの前記検知信号引出線の合成抵抗Ｒ２を式（１Ｅ）とし、
Ｒ２＝（Ｎsy Ｒline-s／ｍ）＋Ｒline_b ・・・・・・（１Ｅ）
「＾」はべき乗記号を表すものとして当該能動ユニットに対するω２を式（１Ｆ）とし、
ω２＝｛φ＾（１／２）｝／｛Ｃ２（Ｃ１＋Ｃ４）Ｒ１Ｒ２｝ ・・・・・・（１Ｆ）
φ＝｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝（Ｒ１＾２）＋｛（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４）＾２｝（Ｒ２＾２）＋２｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝Ｒ１Ｒ２
前記略マトリクス状に配置された各能動ユニットに対するω２の中で最大のものをω２_ｍａｘとしたとき、
前記適時形成された容量に印加される交流電圧の角周波数ωが、
ω≦ω２_ｍａｘ
とする。

前記略マトリクス状に配置された能動ユニットにおいて、一つの能動ユニットにおける前記トランジスタの配置数をＮ、および前記トランジスタが接続された前記検知信号引出線の本数をｍとし、Ｎの平方根の整数部をＮsqrt_intと表すとき、少なくともｍ≧Ｎsqrt_intとなる能動ユニットを有する。

前記能動ユニット位置が前記制御回路接続端子から離れるほど前記Ｎに対する前記ｍの比ｍ／Ｎの値が増大する。

前記能動ユニット位置が前記制御回路接続端子から離れるほど前記Ｃ４が増大する。

前記基本電流低減機構がセンサー装置の筐体に交流電位を印加する機能を備え、且つ前記制御回路接続端子に基準電位を印加する機能を備える。

接触事象により前記適時形成容量に印加される交流電圧の振幅をＶf_ampとし、前記交流電位が印加される側の前記適時形成容量の電極電位をＶfとし、選択期間における前記トランジスタのゲート電極電位をＶgとし、前記検知信号引出線の電位をＶlineとしたとき、Ｖdsを式（２Ａ）とし、
Ｖds＝｛Ｃsen／（Ｃsen＋Ｃtft）｝Ｖf_amp ・・・・・・（２Ａ）
前記Ｖlineが基準電位である場合はＶgsを式（２Ｂ）とし、
Ｖgs＝Ｖg―Ｖline ・・・・・・（２Ｂ）
前記Ｖlineが基準電位でない場合はＶgsを式（２Ｃ）とし、
Ｖgs＝Ｖg―Ｖf ・・・・・・（２Ｃ）
前記トランジスタの閾値電圧をＶth、電界効果移動度をμ、単位面積容量をＣox、チャネル長をＬ、チャネル幅をＷとし、「＾」をべき乗記号としたとき、Ｖds≦Ｖgs―Ｖthの場合はＩdsを式（２Ｄ）とし
Ｉds＝（Ｗ／Ｌ）μＣox｛（Ｖgs―Ｖth）Ｖds－（１／２）（Ｖds＾２）｝ ・・・・・・（２Ｄ）
Ｖds＞Ｖgs―Ｖthの場合はＩdsを式（２Ｅ）としたとき、
Ｉds＝（１／２）（Ｗ／Ｌ）μＣox（Ｖgs―Ｖth）＾２ ・・・・・・（２Ｅ）
前記トランジスタの相加平均抵抗Ｒtftを
Ｒtft＝Ｖds／Ｉds
とする。

本発明により、額縁幅の増大や大幅な開口率低減を伴うことなく制御回路接続端子数を大幅に低減した、７インチを超える画面サイズに対して適用可能な多点同時接触位置の識別可能な表示画面内蔵方式の接触検知式入力手法を備えたセンサー装置を提供することができる。

検知容量変動型センサー装置の概念図である。 検知容量変動型センサー装置の検知原理の説明において、非選択且つ非接触の状態を示す概念図である。 検知容量変動型センサー装置の検知原理の説明において、選択且つ非接触の状態を示す概念図である。 検知容量変動型センサー装置の検知原理の説明において、非選択且つ接触の状態を示す概念図である。 検知容量変動型センサー装置の検知原理の説明において、選択且つ接触の状態を示す概念図である。 接触事象に起因して変化する検知電流の変位成分を分離する過程の説明において、分離前の非接触期間の電流波形を示す概念図である。 接触事象に起因して変化する検知電流の変位成分を分離する過程の説明において、第一段階処理として電流電圧変換を行った後の非接触期間の電圧波形を示す概念図である。 接触事象に起因して変化する検知電流の変位成分を分離する過程の説明において、第二段階処理として整流処理を行った後の非接触期間の電圧波形を示す概念図である。 接触事象に起因して変化する検知電流の変位成分を分離する過程の説明において、第三段階処理として平滑化処理を行った後の非接触期間の電圧波形を示す概念図である。 接触事象に起因して変化する検知電流の変位成分を分離する過程の説明において、第三段階処理を行った後の非接触期間と接触期間の電圧波形を示す概念図である。 接触事象に起因して変化する検知電流の変位成分を分離する過程の説明において、第四段階処理により基本電圧を差引いて分離した変位電圧成分の波形を示す概念図である。 接触事象に起因して変化する検知電流の変位成分を分離する過程の説明において、第五段階処理により反転増幅した後の変位電圧成分の波形を示す概念図である。 接触事象に起因して変化する検知電流の変位成分を分離する過程の説明において、基本電流にバラツキがある場合に第四段階処理により基本電圧を差引いた後の変位電圧成分の波形を示す概念図である。 接触事象に起因して変化する検知電流の変位成分を分離する過程の説明において、基本電流と検知電流にバラツキがある場合に第四段階処理により基本電圧を差引いた後の変位電圧成分の波形を示す概念図である。 接触事象に起因して変化する検知電流の変位成分を分離する過程の説明において、第二段階処理として平滑化処理を行った後の電圧波形を示す概念図である。 接触事象に起因して変化する検知電流の変位成分を分離する過程の説明において、第三段階処理として極性分離と負極性の反転処理を行った後の電圧波形を示す概念図である。 接触事象に起因して変化する検知電流の変位成分を分離する過程の説明において、第四段階処理として積分回路による信号増幅を行う過程の電圧波形を示す概念図である。 検知容量適時形成型センサー装置の概念図である。 検知容量適時形成型センサー装置の検知原理の説明において、非接触の状態を示す概念図である。 検知容量適時形成型センサー装置の検知原理の説明において、接触の状態を示す概念図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の概念図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の従来の実施例における製造過程の説明において、走査信号線形成後の能動回路領域を示す図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の従来の実施例における製造過程の説明において、画素電極形成後の能動回路領域を示す図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の従来の実施例における製造過程の説明において、半導体層形成後の能動回路領域を示す図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の従来の実施例における製造過程の説明において、チャネル保護層形成後の能動回路領域を示す図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の従来の実施例における製造過程の説明において、ゲート絶縁膜のコンタクトホール形成後の能動回路領域を示す図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の従来の実施例における製造過程の説明において、表示信号線層形成後の能動回路領域を示す図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の従来の実施例における製造過程の説明において、層間絶縁膜層のコンタクトホール形成後の能動回路領域を示す図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の従来の実施例における製造過程の説明において、検知電極形成後の能動回路領域を示す図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の従来の実施例における能動ユニットの模式図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の従来の実施例におけるセンサー装置の概略構造を説明する模式図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の従来の実施例の検知原理説明における非接触状態を示す概念図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の従来の実施例の検知原理説明における接触状態を示す概念図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の額縁領域にマルチプレクサを導入した従来の実施例における概念図である。 検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続した検知容量適時形成型センサー装置の能動ユニットにマルチプレクサを配置した場合の概念図である。 本発明の解析式を導出するための等価回路図である。 本発明の解析式の精度を検証するグラフである。 本発明の解析式をハイサイド電流検知に適用する場合の等価回路図である。 本発明の解析式をハイサイド電流検知に適用可能を示すグラフである。 本発明の解析式の概要を説明するグラフである。 本発明の解析式の特徴を説明するグラフである。 本発明の解析式を列方向分散配置に適用する場合の等価回路図である。 本発明の解析式を行方向分散配置に適用する場合の等価回路図である。 本発明を説明するグラフである。 トランジスタ抵抗の関係式を導出する等価回路図である。 トランジスタ抵抗の関係式を導出するシミュレーション結果である。 トランジスタ抵抗の関係式を導出するシミュレーション結果から求めたソース電位Ｖsとドレイン電位Ｖdを示すグラフである。 トランジスタ抵抗の関係式を導出するシミュレーション結果から求めたゲート・ソース間電圧Ｖgsとソース・ドレイン間電圧Ｖdsを示すグラフである。 トランジスタ抵抗の関係式を導出するシミュレーション結果から検知電流が律速されるトランジスタ動作点を特定するためのソース・ドレイン間電流を示すグラフである。 トランジスタ抵抗の関係式を導出するシミュレーション結果から検知電流が律速されるトランジスタ動作点を特定するためのトランジスタ抵抗の変化を示すグラフである。 本発明の実施例における走査信号線形成後の能動回路領域を示す図である。 本発明の実施例における画素電極形成後の能動回路領域を示す図である。 本発明の実施例における半導体層形成後の能動回路領域を示す図である。 本発明の実施例におけるチャネル保護層形成後の能動回路領域を示す図である。 本発明の実施例におけるゲート絶縁膜のコンタクトホール形成後の能動回路領域を示す図である。 本発明の実施例における表示信号線層形成後の能動回路領域を示す図である。 本発明の実施例における層間絶縁膜のコンタクトホール形成後の能動回路領域を示す図である。 本発明の実施例における検知電極形成後の能動回路領域を示す図である。 本発明の実施例における能動ユニットの模式図である。 本発明の実施例における概略構造を説明する模式図である。 本発明の実施例に本発明の解析式を適用した結果を説明するグラフである。 本発明の実施例における本発明の効果を説明する第一のグラフである。 本発明の実施例における本発明の効果を説明する第二のグラフである。

［実施例］
本発明のセンサー装置の一実施例として、検知電極と制御回路接続端子を１対１で接続することによって多点同時接触位置の識別を可能にした検知容量適時形成型の接触検知式入力機能をフリンジフィールドスイッチングモードの液晶表示装置の表示画面に適用し、制御回路接続端子数低減のためにマルチプレクサを構成するトランジスタを画素に分散配置した場合について、以下で図面を参照しながら説明する。具体的には、画素サイズを９０μｍ×２７０μｍとし、この画素が（３×１６）×１６個で構成される能動ユニットが８０×４５個が配列された対角１５．６インチの液晶表示装置に適用した。。

本実施例のセンサー装置は、図８を用いて説明した従来の実施例と同一の製造プロセスによって作成することができる。先ず、第一のガラス基板上にＭｏＷ合金をスパッタリング法により２００ｎｍ成膜した後、フォトリソグラフ工程により表示機能用トランジスタ３１４に選択信号を伝える走査信号線３００とマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０のゲート電極及びトランジスタ３４０のＯＮ状態とＯＦＦ状態を切替えるための制御配線３３０を所定の形状に加工する。このときの画素の平面図を図５１に示す。次に、インジウムと錫の酸化物（以下、ＩＴＯ）よりなる透明電極層をスパッタリング法により４０ｎｍ成膜した後、フォトリソグラフ工程により画素電極３０１を所定の形状に加工する。このときの画素の平面図を図５２に示す。次に、ゲート絶縁膜としてＳｉＯ２を化学的気相成長法により３００ｎｍ成膜し、続いてＩｎＧａＺｎＯ４をスパッタリング法１０ｎｍ成膜した後、フォトリソグラフ工程によりＩｎＧａＺｎＯ４をトランジスタ３１４および３４０それぞれの半導体層３０２および３３２として所定の形状に加工する。このときの画素の平面図を図５３に示す。その次に、ＳｉＯ２を化学的気相成長法により２００ｎｍ成膜した後、フォトリソグラフ工程により半導体層のチャネル保護層３０３および３３３を所定の形状に加工する。このときの画素の平面図を図５４に示す。次に、フォトリソグラフ工程によりＳｉＯ２を所定の形状に加工して走査信号線３００および制御配線３３０それぞれの端部のＭｏＷ合金層を露出して給電電極、即ち制御回路接続端子と、画素電極３０１と表示機能用トランジスタ３１４とを接続するためのコンタクトホール３０４を形成する。このときの画素の平面図を図５５に示す。次に、ＡｌＮｄ合金をスパッタリング法により３００ｎｍ成膜した後、フォトリソグラフ工程により所定の形状に加工し、トランジスタのソースまたはドレインとなる電極３０５と電極３０６、および表示信号線３０７と検知信号を制御回路に伝えるための検知信号引出線３０８を形成する。このときの検知信号引出線３０８及びマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０を配置する画素の平面図を図５６に示す。次に、層間絶縁膜としてＳｉＯ２を化学的気相成長法により３００ｎｍを成膜し、続いてアクリル樹脂を３ｕｍ塗布成膜した後、フォトリソグラフ工程により所定の形状に加工して走査信号線３００と制御配線３３０と表示信号線３０７及び検知信号引出線３０８それぞれの端に位置するそれぞれの給電電極部、即ち制御回路接続端子の金属層を露出し、またマルチプレクサを構成するトランジスタと検知電極が接続するためのコンタクトホール３３９を形成する。このときの検知信号引出線３０８及びマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０を配置する画素の平面図を図５７に示す。次に、ＩＴＯをスパッタリング法により４０ｎｍ成膜した後、フォトリソグラフ工程により検知電極３１０を、フリンジフィールドスイッチングモードに対応したスリット３１２を有する所定の形状に加工する。このときの検知信号引出線３０８及びマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０を配置する画素の平面図を図５８に示す。ここで、ＳｉＯ２の比誘電率を５．０、アクリル樹脂絶縁膜の比誘電率を３．５とし、ＡｌＮｄの比抵抗を４．５μΩｃｍとし、それぞれのガラス基板の厚さを０．５ｍｍ、比誘電率を５．０とする。このとき、ゲート絶縁膜の単位面積容量Ｃoxは１．５Ｆ／ｍ＾２となる。次に、第一のガラス基板と、第二のガラス基板上にカラーフィルターを配置した対向基板と共に液晶層を挟持する。続いて、それぞれの制御回路接続端子に制御回路を接続し、背面に配置したバックライトと共に筐体に収めて出来上がる。また、本実施例におけるセンサー装置の製造方法は、ここで述べたものに限らないことは言うまでもない。例えば、図５７を用いて説明したアクリル樹脂について、検知電極３１０と表示信号線３０７及び検知信号引出線３０８との交差部近傍部のみに配置するよう加工してもよい。

図５９は、本実施例のセンサー装置における１つの能動ユニットに配列された画素の様子を示す概略図である。図５９において、能動ユニット３５０にはＲＧＢ縦ストライプに配列されたＲＧＢに相当する画素３個を一組として一体化検知電極３５１を構成し、各組のＧ画素にマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０と検知信号引出線３０８がそれぞれ１６本ずつ配置されている。一体化検知電極３５１はコンタクトホール３３９とマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０を介して検知信号引出線３０８と接続されている。これにより、能動ユニット３５０内に配置された各一体化検知電極３５１は更に一体化した大きな一つの検知電極であるかのように機能する。マルチプレクサを構成するトランジスタ３４０がＯＮ状態となったとき、一体化検知電極３５１と検知信号引出線が電気的に接続されることになる。また、図５９において画素サイズを均一に設定しているため、輝度視認性の高いＧ画素は検知信号線３０８の配置により許容範囲内で開口率が低下している。

図６０は、本実施例におけるマルチプレクサの概略構造を示す概念図である。図６０において破線で囲まれた領域は能動ユニット３５０を、実線はマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０のＯＮ状態とＯＦＦ状態を切替える選択信号を伝達する制御配線３３０を、一点鎖線は検知信号引出線３０８を表す。各能動ユニット３５０に配置された１６本の制御配線３３０は、横方向に配列された能動ユニットと共有され、且つ制御配線３３０を制御するＹ－制御回路３６０と接続するための接続端子３６１近傍で互いに接続されて電気的に一体化している。同様に、各能動ユニット３５０に配置された１６本の検知信号引出し線３０８は、縦方向に配列された能動ユニットと共有され、且つ検知信号引出線３０８を制御するＸ－制御回路３６２と接続するための接続端子３６３近傍で互いに接続されて電気的に一体化している。これにより、センサー動作期間において制御配線３３０の各束に時分割的に順次選択信号を印加することで、行方向に配列した各能動ユニット３５０に配置されたト全てのランジスタ３４０が同期してＯＮ状態となり、各能動ユニットの検知電極３５１はそれぞれの能動ユニット３５０に配置された検知信号引出線３０８とト７ランジスタ３４０を介して電気的に接続され、各能動ユニットの検知電極が発する検知信号をそれぞれ対応する接続端子３６３を通じてＸ－制御回路３６２へ伝達され、接触事象を感知するための信号処理が行われる。また、図６０では煩雑化を回避するために図示していないが、実際にはＹ－制御回路接続端子３６１の配置の隙間には少なくとも表示機能用トランジスタに選択信号を伝達するための走査信号線の接続端子が、Ｘ－制御回路接続端子３６３の配置の隙間には少なくとも表示信号線の接続端子が配置される。

ここで、マルチプレクサを構成するトランジスタ３４０の１個分の容量を０．０７２ｐＦとし、能動ユニット１つ分の長さ、即ち０．２７ｍｍ×１６＝４．３２ｍｍに対する検知信号引出し線の容量Ｃline_sと抵抗Ｒline_sをそれぞれ０．５２ｐＦと１２０Ωとし、ＲＧＢ画素３個が一体化した検知電極が第二のガラス基板を介して指との間に形成される容量Ｃfを０．００３ｐＦとし、筐体電圧印加法により検知容量Ｃfに印加される交流電圧の振幅Ｖf_ampが１Ｖの矩形連続パルス、検知信号引出線に印加される基準電位を０Ｖ、マルチプレクサを構成するトランジスタ３４０をＯＮ状態にするためにゲート電極、即ち制御配線３３０に印加する電位を１５Ｖとした。このとき、検知電流を律速する印加交流電圧パルスの立ち上り時におけるマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０のゲート・ソース間電圧Ｖgsは式（２７）より１５Ｖ、ソース・ドレイン間電圧Ｖdsは式（２８）より０．０３９Ｖとなる。またマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０の閾値電圧Ｖthを０．２ＶとするとＶds＜Ｖgs―Ｖthなので、電界効果移動度を１０ｃｍ＾２／Ｖｓとすると、線形領域に対するソース・ドレイン間電流の式（２２）およびソース・ドレイン間電流とトランジスタ抵抗の関係式（２４）より、マルチプレクサを構成するトランジスタ３４０の１個分の抵抗は０．４６ＭΩとなる。また、本実施例では、各能動ユニットにおいてマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０が接続された検知信号引出線の本数ｍと１本の検知信号引出線に接続れているマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０の接続数ｎは共に１６、マルチプレクサを構成するトランジスタ３４０の分散配置数は２５６であり、検知信号線方向に配置された能動ユニットの数Ｎsy_maxは４５である。これにより、解析対象のユニットにおけるマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０の合成容量Ｃ１と合成抵抗Ｒ１はそれぞれ式（１６）と式（１７）より、合成検知容量Ｃ４は式（１８）より、解析対象の能動ユニットに対する検知信号引出線の合成容量Ｃ２と合成抵抗Ｒ２はそれぞれ式（１９－２）と式（２０）より求められ、これらを式（５）に代入することで検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流―印加交流電圧周波数依存性を、式（１２）に代入することで検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流―印加交流電圧周波数依存性における第二擬似屈曲点に対する角周波数ω２を得ることができる。但し、額縁領域における検知信号引出線の容量Ｃline_bと抵抗Ｒline_bを共にゼロとしているが、何れも実際には検知信号線全体の値に対して十分小さい値であるので、発明の効果を説明する上で差し支えない。

図６１は、本実施例において算出した検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜の電流―印加交流電圧周波数依存性を示すグラフである。細線は、検知信号引出線３０８の制御回路接続端子３６３から最も近い能動ユニットに対する結果を、太線は検知信号引出線３０８の制御回路接続端子３６３から最も遠い能動ユニットに対する結果をそれぞれ示す。図６１より、筐体電圧印加法の適用によって検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜のバラツキに対する制約条件が大きく緩和され、且つ印加交流電圧の周波数を高く設定することを重視した設計を行う場合、第二擬似屈曲点に対する角周波数ω２が最大となる検知信号引出線３０８の制御回路接続端子３６３から最も近い能動ユニットに対する角周波数ω２に設計ポイントを設定すればよいことになる。この場合のω２に対する周波数は約２．５ＧＨｚとなる。逆に、筐体電圧印加法を適用せずに検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜のバラツキを極力低減することを重視した設計を行う場合、検知信号引出し線３０８の制御回路接続端子３６３から最も遠い能動ユニットに対する第一擬似屈曲点に対する角周波数ω１近傍に設定することが好ましいといえる。この場合のω１に対する周波数は約５５０ｋＨｚとなる。

図６２は、図３２に示した検知信号引出線３０８の制御回路接続端子３６３からの距離に起因した検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜に対する電流―印加交流電圧周波数依存性のバラツキを低減するためにパラメータを変更した結果を２つ加えたグラフを示す。太破線は、検知信号引出線３０８の制御回路接続端子３６３から最も近い能動ユニットに対して、分散配置数Ｎを６４に低減し且つｍ＝１６、ｎ＝４とした場合の結果を示す。太一点鎖線は、検知信号引出線３０８の制御回路接続端子３６３から最も近い能動ユニットに対して、分散配置数Ｎを３２に低減し且つｍ＝８、ｎ＝４とした場合の結果を示す。ｍ＝ｎ＝１６に対してｍ＝１６、ｎ＝４の結果は下にシフトし、ｍ＝８、ｎ＝４の結果は更に下へシフトしている。研究の結果、これらのシフトは分散配置数Ｎの低下に起因するものであることが分かった。即ち、検知信号引出線３０８の制御回路接続端子３６３から最も近い能動ユニットに対する検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜に対する電流―印加交流電圧周波数依存性の中周波数領域は比較的広い範囲でフラットになっており、これは中周波数領域においてマルチプレクサを構成するトランジスタ３４０の合成容量Ｃ１と合成抵抗Ｒ１で決まるＣＲ時定数が検知電流を律速していることに起因し、ＣＲ時定数が律速する範囲内で分散配置数Ｎ＝ｍｎを固定した状態でｍとｎを変更して検知信号引出線の合成容量Ｃ２と合成抵抗Ｒ１を低減しても検知電流が変化しないためである。

図６３は、検知信号引出線の合成容量Ｃ２と合成抵抗Ｒ２が強く律速した状態として、能動ユニットのサイズを、ＲＧＢ画素３つを一組として８×８組に縮小した場合の検知信号引出線３０８の制御回路接続端子３６３から最も遠い能動ユニットに対して、分散配置数Ｎ＝６４に固定した場合の検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜に対する電流―印加交流電圧周波数依存性の結果を示すグラフである。図３４において、破線はｍ＝１６、ｎ＝４の場合を、実線はｍ＝８、ｎ＝８の場合を、一点鎖線はｍ＝４、ｎ＝１６の場合の結果をそれぞれ示す。図６３より、分散配置数Ｎが同じであれば、マルチプレクサを構成するトランジスタが接続される検知信号引出線の本数ｍが大きいほど検知電流Ｉ３の大きさ｜Ｉ３｜が増加することが分かる。

そして、これまで本発明について図面に示した特定の実施の形態をもって説明してきたが、本発明は図面に示した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の効果を奏する限り、これまで知られたいかなる構成であっても採用することができることはいうまでもないことである。

また、これまで本発明についてマルチプレクサを構成するトランジスタを画素に配置する場合について説明してきたが、額縁領域に配置した場合でも本発明を適用可能であることはいうまでもないことである。

１００ 走査信号線
１０１ 画素電極
１０２ 半導体層
１０３ チャネル保護層
１０４ 画素電極―トランジスタ接続コンタクトホール
１０５ ソースまたはドレイン電極
１０６ ソースまたはドレイン電極
１０７ 表示信号線
１０８ 検知信号引出線
１０９ 検知信号引出線―検知電極接続コンタクトホール
１１０ 検知電極
１１１ 能動ユニット
１１２ 検知電極スリット
１２０、１２０ａ～１２０ｃ 検知電極
１２１、１２１ａ～１２１ｃ 検知信号引出線
１２２ 電気的接続点
１２３、１２３ａ～１２３ｃ 制御回路接続端子
１２４ 制御回路
１２５ 液晶表示パネル
１３０ 対向基板（図１１）
１３１ 液晶層
１３２ 絶縁膜層
１３３ 電気力線
１３４ 検知容量
１３５ 検知信号引出線
１３６ 指
１４０ マルチプレクサ
１４１ トランジスタ
１４２ ゲート電極
１４３ ソースまたはドレイン電極
１４４ ソースまたはドレイン電極
１４５ 選択信号線
１４６ マルチプレクサの制御回路接続端子
１５０ 検知電極
１５１ トランジスタ
１５２ 検知信号引出線
１５３ 制御回路接続端子
１５４ トランジスタ制御配線
１５５ 電気的接続点
２００、２００ａ 第一の領域
２０１ 第二の領域
２０２ 第三の領域
２０３ 第四の領域
２０４、２０４ａ 第五の領域
２１０ 検知電極電位ノード
２１１ 検知信号引出線電位ノード
３００ 走査信号線
３０１ 画素電極
３０２ 半導体層
３０３ チャネル保護層
３０４ 画素電極―トランジスタ接続コンタクトホール
３０５ ソースまたはドレイン電極
３０６ ソースまたはドレイン電極
３０７ 表示信号線
３０８ 検知信号引出線
３１０ 検知電極
３１２ 検知電極スリット
３１４ 表示機能要トランジスタ
３３０ トランジスタ制御配線
３３２ 半導体層
３３３ チャネル保護層
３３５ ソースまたはドレイン電極
３３６ ソースまたはドレイン電極
３３９ 検知信号引出線―トランジスタ接続コンタクトホール
３４０ マルチプレクサを構成するトランジスタ
３５０ 能動ユニット
３５１ ３画素一体化検知電極
３６０ Ｙ－制御回路
３６１ Ｙ－制御回路接続端子
３６２ Ｘ－制御回路
３６３ Ｘ－制御回路接続端子
Ｃtft トランジスタの相加平均容量
Ｒtft トランジスタの相加平均抵抗
Ｃsen 適時形成容量の相加平均値
Ｃline-s 能動ユニット一つ分の長さに相当する検知信号引出線の非トランジスタ部の相加平均容量
Ｃline_b 額縁領域における検知信号引出線の相加平均容量
Ｎsy 検知信号引出線方向に配列された能動ユニットの数
Ｃgl 検知信号引出線と接続されるソース又はドレインとして機能する電極とゲート電極との間に構成される相加平均容量
Ｃ１ トランジスタの合成容量
Ｒ１ トランジスタの合成抵抗
Ｃ２ 検知信号引出線の合成容量
Ｒ２ 検知信号引出線の合成抵抗
Ｃ４ 合成検知容量
ω１ 第一擬似屈曲点に対する角周波数
ω２ 第二擬似屈曲点に対する角周波数
ω２_ｍａｘ 各能動ユニットに対するω２の中で最大のもの
Ｎ 能動ユニットにおけるトランジスタの配置数
ｍ 能動ユニットにおけるトランジスタが接続された検知信号引出線の本数
ｎ 能動ユニットにおける検知信号引出線に接続されたトランジスタの数
ｎ_i 能動ユニットにおけるｉ番目の検知信号引出線に接続されたトランジスタの数
Ｎsqrt_int Ｎの平方根の整数部
Ｖf 印加交流電圧が印加される電極電位
Ｖf_amp 印加交流電圧の振幅
Ｖline 検知信号引出線の電位
μ 電界効果移動度
Ｖth 閾値電圧
Ｌ チャネル長
Ｗ チャネル幅
Ｃox 単位面積容量
Ｖgs ゲート・ソース間電圧
Ｖds ソース・ドレイン間電圧
Ｖｇ ゲート電極電位

Claims (8)

1. 少なくとも略マトリクス状に配置され、且つ、少なくとも１個以上の検知電極を備えた能動回路領域を有する能動ユニットと、前記検知電極と接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して前記検知電極と接続された１本又は複数本の互いに並列に接続された検知信号引出線と、前記検知信号引出線と接続された制御回路と、を備え、被検知物体が前記能動ユニットに接近または接触することによって前記検知電極と前記被検知物体との間に容量が適時形成され、前記適時形成された容量に前記制御回路によって交流電圧が印加されることで前記検知電極に発生した電気信号が、前記検知信号引出線及びスイッチング素子を介して選択的に前記制御回路へ伝えられ、前記制御回路における信号処理によって、前記被検知物体の接近または接触事象を検知するセンサー装置において、
   前記能動ユニットにおける前記スイッチング素子の配置数をＮとし、α（α＝１…Ｎ）番目の前記スイッチング素子の容量及び抵抗をそれぞれＣｔｆｔ＿α及びＲｔｆｔ＿αとし、前記適時形成された容量をＣｓｅｎ＿αとしたとき、前記スイッチング素子の合成容量Ｃ１を式（１Ａ）とし、
   Ｃ１＝Σ（α＝１…Ｎ）Ｃｔｆｔ＿α・・・・・・（１Ａ）
   前記スイッチング素子の合成抵抗Ｒ１を式（１Ｂ）とし、
   Ｒ１＝１／｛Σ（α＝１…Ｎ）１／Ｒｔｆｔ＿α｝・・・・・・（１Ｂ）
   前記適時形成された容量の合成容量Ｃ４を式（１Ｃ）とし、
   Ｃ４＝Σ（α＝１…Ｎ）Ｃｓｅｎ＿α・・・・・・（１Ｃ）
   前記能動ユニットにおいて前記スイッチング素子が接続された前記検知信号引出線の数をｍとし、前記能動ユニットにおいてｉ（ｉ＝１…ｍ）番目の前記検知信号引出線に接続される前記スイッチング素子の数をｎ＿ｉとし、前記検知信号引出線の方向に配列された前記能動ユニットの数をＮｓｙとし、前記制御回路と接続する前記検知信号引出線の接続端子から前記検知信号引出線方向のｊ（ｊ＝１…Ｎｓｙ）番目の前記能動ユニット一つ分の長さに相当する前記検知信号引出線の非スイッチング素子部の容量をＣｌｉｎｅ－ｓ＿ｉｊとし、該能動ユニット内の前記検知信号引出線と接続されるｋ（ｋ＝１…ｎ＿ｉ）番目の前記スイッチング素子のソース又はドレインとして機能する電極とゲート電極との間に構成される容量をＣｇｌ＿ｉｊｋとし、前記能動ユニットの外側の領域である額縁領域における前記検知信号引出線の容量をＣｌｉｎｅ＿ｂとし、Σ（ｉ＝１…ｍ）は、ｉ＝１～ｍまでの和を表す記号等としたとき、前記検知信号引出線の接続端子から前記能動ユニットまでの前記検知信号引出線の合成容量Ｃ２を式（１Ｄ）とし、
   Ｃ２＝Σ（ｉ＝１…ｍ）｛Σ（ｊ＝１…Ｎｓｙ）Ｃｌｉｎｅ－ｓ＿ｉｊ＋Σ（ｊ＝１…Ｎｓｙ－１）｛Σ（ｋ＝１…ｎ＿ｉ）Ｃｇｌ＿ｉｊｋ｝｝＋Ｃｌｉｎｅ＿ｂ・・・・・・（１Ｄ）
   前記ｉ（ｉ＝１…ｍ）番目の前記検知信号引出線に接続される前記ｊ（ｊ＝１…Ｎｓｙ）番目の能動ユニット一つ分の長さに相当する前記検知信号引出線の抵抗をＲｌｉｎｅ－ｓ＿ｉｊとし、額縁領域における前記検知信号引出線の抵抗をＲｌｉｎｅ＿ｂとしたとき、前記制御回路と接続する前記検知信号引出線の接続端子から前記能動ユニットまでの前記検知信号引出線の合成抵抗Ｒ２を式（１Ｅ）とし、
   Ｒ２＝１／｛Σ（ｉ＝１…ｍ）｛１／｛Σ（ｊ＝１…Ｎｓｙ）Ｒｌｉｎｅ－ｓ＿ｉｊ｝＋Ｒｌｉｎｅ＿ｂ・・・・・・（１Ｅ）
   「＾」はべき乗記号を表すものとして前記各能動ユニットに対するω２を式（１Ｆ）とし、
   ω２＝｛φ＾（１／２）｝／｛Ｃ２（Ｃ１＋Ｃ４）Ｒ１Ｒ２｝・・・・・・（１Ｆ）
   φ＝｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝（Ｒ１＾２）＋｛（Ｃ１＋Ｃ２＋Ｃ４）＾２｝（Ｒ２＾２）＋２｛（Ｃ１＋Ｃ４）＾２｝Ｒ１Ｒ２
   前記各能動ユニットに対するω２の中で最大のものをω２＿ｍａｘとしたとき、前記適時形成された容量に印加される前記交流電圧の角周波数ωが、
   ω≦ω２＿ｍａｘ
   とすることを特徴とするセンサー装置。
2. 前記略マトリクス状に配置された能動ユニットにおいて、前記Ｎの平方根の整数部をＮｓｑｒｔ＿ｉｎｔと表すとき、前記ｍは、少なくともｍ≧Ｎｓｑｒｔ＿ｉｎｔとなることを特徴とする請求項１に記載のセンサー装置。
3. 前記能動ユニットの位置が前記制御回路と接続する前記検知信号引出線の接続端子から離れるほど前記Ｎに対する前記ｍの比ｍ／Ｎの値が増大することを特徴とする請求項１または２に記載のセンサー装置。
4. 前記能動ユニットの位置が前記制御回路と接続する前記検知信号引出線の接続端子から離れるほど前記Ｃ４が増大することを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載のセンサー装置。
5. 前記センサー装置は、基本電流低減機構をさらに備え、
   前記基本電流低減機構が前記センサー装置の筐体に前記交流電圧を印加し、且つ前記制御回路と接続する前記検知信号引出線の接続端子に基準電圧を印加するように構成されていることを特徴とする請求項１から４のいずれか一項に記載のセンサー装置。
6. 接触事象により前記適時形成容量に印加される前記交流電圧の振幅をＶｆ＿ａｍｐとし、前記交流電圧が印加される側の前記適時形成容量の電極電位をＶｆとし、選択期間における前記α（α＝１…Ｎ）番目のスイッチング素子のゲート電極電位をＶｇとし、前記検知信号引出線の電位をＶｌｉｎｅとしたとき、Ｖｄｓを式（２Ａ）とし、
   Ｖｄｓ＝｛Ｃｓｅｎ＿α／（Ｃｓｅｎ＿α＋Ｃｔｆｔ＿α）｝Ｖｆ＿ａｍｐ・・・・・・（２Ａ）
   前記Ｖｌｉｎｅが基準電位である場合はＶｇｓを式（２Ｂ）とし、
   Ｖｇｓ＝Ｖｇ―Ｖｌｉｎｅ・・・・・・（２Ｂ）
   前記Ｖｌｉｎｅが基準電位でない場合はＶｇｓを式（２Ｃ）とし、
   Ｖｇｓ＝Ｖｇ―Ｖｆ・・・・・・（２Ｃ）
   前記トランジスタの閾値電圧をＶｔｈ、電界効果移動度をμ、単位面積容量をＣｏｘ、チャネル長をＬ、チャネル幅をＷとし、「＾」をべき乗記号としたとき、Ｖｄｓ≦Ｖｇｓ―Ｖｔｈの場合はＩｄｓを式（２Ｄ）とし
   Ｉｄｓ＝（Ｗ／Ｌ）μＣｏｘ｛（Ｖｇｓ―Ｖｔｈ）Ｖｄｓ－（１／２）（Ｖｄｓ＾２）｝・・・・・・（２Ｄ）
   Ｖｄｓ＞Ｖｇｓ―Ｖｔｈの場合はＩｄｓを式（２Ｅ）としたとき、
   Ｉｄｓ＝（１／２）（Ｗ／Ｌ）μＣｏｘ（Ｖｇｓ―Ｖｔｈ）＾２・・・・・・（２Ｅ）
   前記スイッチング素子の抵抗Ｒｔｆｔ＿αを
   Ｒｔｆｔ＿α＝Ｖｄｓ／Ｉｄｓ
   とすることを特徴とする請求項１から５のいずれか一項に記載のセンサー装置。
7. 前記検知電極の少なくとも一つは、前記スイッチング素子が２個以上接続されてある、請求項１から６のいずれか一項に記載のセンサー装置。
8. 前記能動ユニットにおいて、前記検知信号引出線の少なくとも２本は短絡する、請求項１から７のいずれか一項に記載のセンサー装置。

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