JP6976297B2

JP6976297B2 - Signal processing system and signal processing method

Info

Publication number: JP6976297B2
Application number: JP2019193235A
Authority: JP
Inventors: シュミット・クリスティアン; コッケ・クリストフ; ユニケル・フォルカー; ヒルト・ヨナス
Original assignee: Technische Universitaet Berlin
Current assignee: Technische Universitaet Berlin
Priority date: 2015-11-18
Filing date: 2019-10-24
Publication date: 2021-12-08
Anticipated expiration: 2035-11-18
Also published as: JP2020025315A

Description

本発明は、請求項１、請求項１９および請求項２４に記載の信号処理システム、ならびに請求項１０および請求項２０に記載の信号処理方法に関する。 The present invention relates to the signal processing system according to claims 1, 19 and 24, and the signal processing method according to claims 10 and 20.

高データレートの需要が高まるにつれて、高速通信システムに対する要求が大きくなっている。今日の通信システムでは、ＤＡ（デジタル−アナログ）変換器（ＤＡＣ）に基づく融通性の高い送信装置（トランスミッタ）が所望されている。これらの送信装置は、送信信号の変調帯域幅及び変調フォーマットを変化させることが可能である。当該装置の性能は、当該装置の帯域幅および当該装置のサンプルレートにより決まる。 As the demand for higher data rates increases, so does the demand for high speed communication systems. In today's communication systems, a highly flexible transmitter based on a DA (digital-to-analog) converter (DAC) is desired. These transmitters are capable of varying the modulation bandwidth and modulation format of the transmitted signal. The performance of the device is determined by the bandwidth of the device and the sample rate of the device.

しかし、このような装置により達成可能な総帯域幅は、ＤＡＣのアナログ部品によって制限される。そのため、多数の並列配置された（インターリーブ方式の）ＤＡＣを使用したシステムが開発されている。ＤＡＣの出力信号のインターリーブは、時間又は周波数領域で実行され得る。例えば、特許文献１には、周波数インターリーブのためのハードウェア装置が記載されている。しかし、このシステムの出力信号の品質は、システム不備（システム不良）により制限され得る。 However, the total bandwidth achievable by such devices is limited by the analog components of the DAC. Therefore, a system using a large number of parallel-arranged (interleaved) DACs has been developed. Interleaving the output signal of the DAC may be performed in the time or frequency domain. For example, Patent Document 1 describes a hardware device for frequency interleaving. However, the quality of the output signal of this system can be limited by a system defect (system failure).

米国特許第７５３５３９４号明細書U.S. Pat. No. 7,535,394

本発明の目的は、複数のＤＡＣで構成されるシステムの出力信号の品質および／またはサンプルレートおよび／または帯域幅を向上させることである。 An object of the present invention is to improve the quality and / or sample rate and / or bandwidth of the output signal of a system composed of a plurality of DACs.

本発明によれば、信号処理システムであって、
−少なくとも第１、第２および第３のＤＡ変換器（ＤＡＣ）と、
−サンプリングされた信号を当該サンプリングされた信号の異なる周波数部分に相当する第１および第２の信号に分割し、前記第１の信号を前記第１のＤＡＣに送信し、前記第２の信号を第１および第２のサブ信号に分割し、前記第１のサブ信号を前記第２のＤＡＣに送信し、前記第２のサブ信号を前記第３のＤＡＣに送信する処理ユニットであって、前記第１のサブ信号は前記第２の信号の実部に相当し、前記第２のサブ信号は前記第２の信号の虚部に相当する、処理ユニットと、
−前記第２のＤＡＣのアナログ出力信号と前記第３のＤＡＣのアナログ出力信号とを混合するＩＱミキサと、
−前記第１のＤＡＣのアナログ出力信号と前記ＩＱミキサの出力信号とを合成するコンバイナと、
を備える、信号処理システムが提供される。 According to the present invention, it is a signal processing system.
-At least the first, second and third DA converters (DACs),
-The sampled signal is divided into first and second signals corresponding to different frequency portions of the sampled signal, the first signal is transmitted to the first DAC, and the second signal is transmitted. A processing unit that divides into first and second sub-signals, transmits the first sub-signal to the second DAC, and transmits the second sub-signal to the third DAC. The processing unit and the processing unit, wherein the first sub-signal corresponds to the real part of the second signal and the second sub-signal corresponds to the imaginary part of the second signal.
-An IQ mixer that mixes the analog output signal of the second DAC and the analog output signal of the third DAC.
-A combiner that synthesizes the analog output signal of the first DAC and the output signal of the IQ mixer, and
A signal processing system is provided.

前記ＩＱミキサは、所望の出力スペクトルを生成するのに３つのＤＡＣを使用することを可能にする。これにより、単一のＤＡＣに比べてアナログ帯域幅が３倍大きくなり得る。帯域幅のこのような増加は、大幅な演算オーバーヘッドを招くことなく達成され得る。前記第１のＤＡＣが前記サンプリングされた信号のうちの第１のスペクトル部分を取り扱い、前記ＩＱミキサ（したがって、前記第２および前記第３のＤＡＣ）が前記サンプリングされた信号のうちの第２および第３のスペクトル部分を取り扱う。 The IQ mixer allows the use of three DACs to generate the desired output spectrum. This can increase the analog bandwidth by a factor of 3 compared to a single DAC. Such an increase in bandwidth can be achieved without significant computational overhead. The first DAC handles the first spectral portion of the sampled signal, and the IQ mixer (and thus the second and third DACs) handles the second and second of the sampled signals. The third spectral part is dealt with.

前記ＩＱミキサにより、前記第２の信号のスペクトルは共役対称性（実数の時間領域信号に対応している）を有しなくてもよい。したがって、そのスペクトルは正の周波数にも負の周波数にも規定されてよく、そのため、時間領域信号は複素数であってもよい。 With the IQ mixer, the spectrum of the second signal does not have to have conjugate symmetry (corresponding to a real time domain signal). Therefore, the spectrum may be defined for both positive and negative frequencies, so the time domain signal may be complex.

前記処理ユニットは、前記サンプリングされた信号を前記第１および前記第２の信号に周波数領域で分割することを実行してもよい。具体的に述べると、前記サンプリングされた信号のうちの前記第１のスペクトル部分は、前記第１のＤＡＣに直接供給される実数の信号（前記第１の信号）に相当する。前記第２のスペクトル部分は共役対称を示さなくてもよく対応する時間領域信号は素数である。例えば、前記第２の信号に逆フーリエ変換（例えば、ＩＦＦＴ）を用いて時間領域信号を生成した後、この時間領域信号が実部および虚部（前記第１および前記第２のサブ信号）に分離されて、それぞれ前記第２のＤＡＣと前記第３のＤＡＣとに供給される。そのため、前記処理ユニットは、前記サンプリングされた信号を前記第１および前記第２の信号に時間領域で分割することを実行してもよく、かつ／あるいは、前記第２の信号のフーリエ変換を実行して前記第１および前記第２のサブ信号を生成してもよい。 The processing unit may perform dividing the sampled signal into the first and second signals in the frequency domain. Specifically, the first spectral portion of the sampled signal corresponds to a real number signal (the first signal) directly supplied to the first DAC. The second spectral portion does not have to show conjugate symmetry and the corresponding time domain signal is a prime number. For example, after generating a time domain signal by using an inverse Fourier transform (for example, IFFT) on the second signal, the time domain signal becomes a real part and an imaginary part (the first and the second sub signals). It is separated and supplied to the second DAC and the third DAC, respectively. Therefore, the processing unit may execute dividing the sampled signal into the first and second signals in a time domain, and / or perform a Fourier transform of the second signal. Then, the first and second sub-signals may be generated.

非共役対称性の前記第２の信号のスペクトルを分割して前記第２および前記第３のＤＡＣに供給される前記第１および前記第２のサブ信号を生成することは、時間領域でなくスペクトル領域で行われることも可能である。そのため、前記処理ユニットは、前記サンプリングされた信号を前記第１および前記第２の信号に周波数領域で分割することを実行してもよい。前記処理ユニットは、また、前記第２の信号のフーリエ変換を実行して前記第１および前記第２のサブ信号を生成してもよい。例えば、同相信号（前記第２のＤＡＣに供給される前記第１のサブ信号）および直交信号（前記第３のＤＡＣに供給される前記第２のサブ信号）が、対応するスペクトル成分を直接ＩＦＦＴすることによってそれぞれ得られることが可能である。この変形例は、奇関数、偶関数及びスペクトルのそれぞれのフーリエ変換の一般的対称性の利用を必要とし得る。 Dividing the spectrum of the second signal of non-conjugated symmetry to generate the first and second sub-signals fed to the second and third DACs is a spectrum rather than a time domain. It can also be done in the area. Therefore, the processing unit may execute dividing the sampled signal into the first signal and the second signal in the frequency domain. The processing unit may also perform a Fourier transform of the second signal to generate the first and second sub-signals. For example, an in-phase signal (the first sub-signal supplied to the second DAC) and an orthogonal signal (the second sub-signal supplied to the third DAC) directly connect the corresponding spectral components. Each can be obtained by IFFT. This variant may require the use of the general symmetry of the Fourier transforms of odd functions, even functions and spectra.

なお、当然ながら、４つ以上のＤＡＣおよび／または複数のＩＱミキサが使用されることも可能である。また、前記ＤＡＣは、必ずしも標準的な単体ＤＡＣである必要はない。例えば、前記第１および／または前記第２および／または前記第３のＤＡＣは、複数のサブＤＡＣにより実現されてもよい。例えば、少なくとも１つの前記ＤＡＣが、時間インターリーブを用いたＴＩＤＡＣ装置（例えば、デジタル時間インターリーブとアナログ加算点との組合せ等）により実現されるか、あるいは、アナログマルチプレクサを含むＭＵＸＤＡＣ装置により実現される（後述の詳細な説明を参照のこと）。 Of course, it is also possible to use four or more DACs and / or a plurality of IQ mixers. Further, the DAC does not necessarily have to be a standard single DAC. For example, the first and / or the second and / or the third DAC may be realized by a plurality of sub-DACs. For example, at least one DAC is realized by a TIDAC device using a time interleaving (eg, a combination of a digital time interleaving and an analog addition point, etc.), or by a MUXDAC device including an analog multiplexer (for example). See the detailed description below).

前記サンプリングされた信号のうちの前記第１の信号に相当する前記周波数部分は、前記サンプリングされた信号のうちの前記第２の信号に相当する前記周波数部分よりも低い周波数を有してもよい。 The frequency portion corresponding to the first signal of the sampled signal may have a lower frequency than the frequency portion corresponding to the second signal of the sampled signal. ..

本発明の他の実施形態において、前記システムは、さらに、前記ＤＡＣの出力をフィルタリングするローパスフィルタ、および／または前記ＩＱミキサの出力をフィルタリングするバンドパスフィルタを備え得る。しかし、これらのフィルタは任意の構成要素である。また、アナログフィルタが使用されないものとすることも可能であるし、あるいは、少なくとも前記ローパスフィルタ又は前記バンドパスフィルタが省かれたものとすることも可能である。 In another embodiment of the invention, the system may further comprise a low pass filter that filters the output of the DAC and / or a bandpass filter that filters the output of the IQ mixer. However, these filters are arbitrary components. It is also possible that the analog filter is not used, or at least the low-pass filter or the band-pass filter is omitted.

また、前記処理ユニットは、デジタルシグナルプロセッサ（例えば、プログラムされた素子、すなわち、対応するソフトウェアを装備したプログラマブルデバイスの形態等）により実現されてもよい。 Further, the processing unit may be realized by a digital signal processor (for example, a programmed element, that is, a form of a programmable device equipped with corresponding software, etc.).

前記コンバイナは、例えば電力合成器、（例えば周波数選択）ダイプレクサ又は（例えば周波数選択）トリプレクサ等の受動素子型のコンバイナとされてもよい。また、前記コンバイナは、能動素子（例えば、加算増幅器又は差動増幅器）とされてもよい。 The combiner may be a passive element type combiner such as, for example, a power combiner, a diplexer (for example, frequency selection) or a triplexer (for example, frequency selection). Further, the combiner may be an active element (for example, an additive amplifier or a differential amplifier).

また、前記ＩＱミキサ（ＩＱ変調器）は、単側帯波変調用であってもよい。 Further, the IQ mixer (IQ modulator) may be used for single-sided wave modulation.

例えば、前記ＩＱミキサは電子素子とされる。しかし、このＩＱ変調器は、電気光学変調器により実現されてもよい。なお、本発明は、当然ながら、３つのＤＡＣおよび／または１つのＩＱミキサを使用したシステムに限定されるわけではない。むしろ、４つ以上のＤＡＣおよび２つ以上のＩＱミキサ（例えば、複数のＩＱ変調器、または複数の変調器の複数の組合せ）が設けられてもよい。具体的に述べると、異なる変調器の組合せ、例えば、少なくとも１つのＩＱ変調器および／または少なくとも１つのＲＦ変調器および／または単側帯波（ＳＳＢ）変調用の少なくとも１つの変調器の組合せが使用されてもよい。例えば、８つのＤＡＣ（ＤＡＣ１〜ＤＡＣ８）が使用されてもよい。ここで、ＤＡＣ１はベースバンドを処理し、かつ／あるいは、ＤＡＣ２は信号の同相成分を第１のＩＱミキサに供給し、かつ／あるいは、ＤＡＣ３は当該信号の直交成分を前記第１のＩＱミキサに供給し、かつ／あるいは、ＤＡＣ４は信号を第１のＲＦ変調器に供給し、かつ／あるいは、ＤＡＣ５は信号をＳＳＢ変調器に供給し、かつ／あるいは、ＤＡＣ６は信号を第２のＲＦ変調器に供給し、かつ／あるいは、ＤＡＣ７は信号の同相成分を第２のＩＱミキサに供給し、かつ／あるいは、ＤＡＣ８は当該信号の直交成分を前記第２のＩＱミキサに供給する。当然ながら、これら構成要素の一部のみ又は追加の構成要素が使用されてもよい。 For example, the IQ mixer is an electronic device. However, this IQ modulator may be realized by an electro-optical modulator. It should be noted that the present invention is, of course, not limited to a system using three DACs and / or one IQ mixer. Rather, four or more DACs and two or more IQ mixers (eg, a plurality of IQ modulators, or a plurality of combinations of a plurality of modulators) may be provided. Specifically, a combination of different modulators, eg, a combination of at least one IQ modulator and / or at least one RF modulator and / or at least one modulator for single sideband (SSB) modulation is used. May be done. For example, eight DACs (DAC1 to DAC8) may be used. Here, DAC1 processes the baseband and / or DAC2 supplies the in-phase component of the signal to the first IQ mixer and / or DAC3 supplies the orthogonal component of the signal to the first IQ mixer. Supply and / or DAC4 supplies the signal to the first RF modulator and / or DAC5 supplies the signal to the SSB modulator and / or DAC6 supplies the signal to the second RF modulator. And / or DAC7 supplies the in-phase component of the signal to the second IQ mixer and / or DAC8 supplies the orthogonal component of the signal to the second IQ mixer. Of course, only some of these components or additional components may be used.

本発明は第２の態様において、信号処理方法、特には、前述したシステムを用いる信号処理方法であって、
−少なくとも第１および第２のＤＡ変換器（ＤＡＣ）を設ける過程と、
−処理ユニットにより、サンプリングされた信号を当該サンプリングされた信号の異なる周波数部分に相当する少なくとも第１および第２の信号に分割する過程と、
−前記第１および前記第２の信号を予備等化する過程と、
−前記第１のＤＡＣを用いて、予備等化された前記第１の信号を第１のアナログ信号に変換する過程と、
−前記第２のＤＡＣを用いて、予備等化された前記第２の信号を第２のアナログ信号に変換する過程と、
−コンバイナを用いて、前記第１および前記第２のアナログ信号を合成する過程と、
を備え、
−前記処理ユニット、前記第１のＤＡＣおよび前記コンバイナが、第１の処理チャネルを定め、
−前記処理ユニット、前記第２のＤＡＣおよび前記コンバイナが、第２の処理チャネルを定め、
−前記予備等化された第１の信号が前記第１および前記第２の処理チャネル間のクロストークを補償するように前記第１の信号を処理することによって前記予備等化された第１の信号が生成され、かつ／あるいは、前記予備等化された第２の信号が前記第１および前記第２の処理チャネル間のクロストークを補償するように前記第２の信号を処理することによって前記予備等化された第２の信号が生成される、信号処理方法に関する。 The present invention is a signal processing method according to a second aspect, particularly a signal processing method using the above-mentioned system.
-At least the process of providing the first and second DA converters (DACs),
-The process by which the processing unit divides the sampled signal into at least the first and second signals that correspond to the different frequency parts of the sampled signal.
-The process of pre-equalizing the first and second signals and
-The process of converting the pre-equalized first signal into the first analog signal using the first DAC.
-The process of converting the pre-equalized second signal into a second analog signal using the second DAC.
-The process of synthesizing the first and second analog signals using a combiner, and
Equipped with
-The processing unit, the first DAC and the combiner define the first processing channel.
-The processing unit, the second DAC and the combiner define the second processing channel.
-The pre-equalized first signal by processing the first signal so that the pre-equalized first signal compensates for crosstalk between the first and second processing channels. The signal is generated and / or said by processing the second signal such that the pre-equalized second signal compensates for crosstalk between the first and second processing channels. It relates to a signal processing method in which a pre-equalized second signal is generated.

つまり、本発明にかかる方法は、一般的に、サンプリングされた入力信号を少なくとも第１および第２の信号に分割し、ＤＡ変換のために少なくとも２つのＤＡＣを用いて、これらのアナログ信号を再合成する（「アナログ帯域幅インターリーブ（ＡＢＩ）」）ことによって帯域幅を大きくすることに関する。これは、単一のＤＡＣを使用するのではなく複数のＤＡＣが使用されることを意味し、原則としてどのような数のＤＡＣが使用されてもよい。前記アナログ出力信号の品質は、前記予備等化された信号を生成する際に複数（２つ以上）の処理チャネル間のクロストークの影響を考慮に入れることにより向上される。前記予備等化された第１及び第２の信号の生成は、デジタル信号処理（例えば、前記処理ユニット又は別のデジタルシグナルプロセッサによるデジタル信号処理）により行われてもよい。 That is, the method according to the present invention generally divides the sampled input signal into at least the first and second signals and recycles these analog signals using at least two DACs for DA conversion. It relates to increasing the bandwidth by synthesizing (“Analog Bandwidth Interleaving (ABI)”). This means that multiple DACs are used rather than a single DAC, and in principle any number of DACs may be used. The quality of the analog output signal is improved by taking into account the effects of crosstalk between the plurality of (two or more) processing channels in generating the pre-equalized signal. The generation of the pre-equalized first and second signals may be performed by digital signal processing (for example, digital signal processing by the processing unit or another digital signal processor).

なお、前記第１および前記第２の処理チャネルは、アナログフィルタなどのさらなる構成要素を含んでいてもよい。これらのさらなる構成要素は、前記処理ユニットと前記コンバイナとの間に配置されてもよい。ただし、前記コンバイナの出力を処理するさらなる構成要素（例えば、フィルタ等）（すなわち、前記コンバイナの下流（後段）に配置された構成要素）が前記第１および前記第２の処理チャネルのそれぞれの一部を形成するものとし、かつ、前記予備等化された信号を生成する際に考慮に入れられることも可能である。 The first and second processing channels may include additional components such as analog filters. These additional components may be placed between the processing unit and the combiner. However, additional components (eg, filters, etc.) that process the output of the combiner (ie, components located downstream (later) of the combiner) are one of the first and second processing channels, respectively. It is possible to form a portion and take it into consideration when generating the pre-equalized signal.

本発明の一実施形態によれば、前記予備等化された第１および第２の信号の生成が、前記第１および／または前記第２の処理チャネルにおける、少なくとも（例えば、空間部分および／または周波数部分および／または時間部分）に対して、キャリブレーション測定の結果を用いて行われる。 According to one embodiment of the invention, the generation of the pre-equalized first and second signals is at least (eg, spatial portions and / or) in the first and / or the second processing channel. For the frequency part and / or the time part), the result of the calibration measurement is used.

例えば、ミキサ、フィルタ、カプラ、前記コンバイナのアナログ不備（アナログ機器の不良）および／または前記ＤＡＣの周波数応答を補償するには、これらの構成要素の周波数応答についての情報が必要である。前記キャリブレーション測定は、チャネル推定アルゴリズムを用いて前記システム全体に対してこの情報を取り出してもよい。また、前記キャリブレーションは、外部の受信部（レシーバ）又は（前記ＤＡＣと共通のユニットを形成し得る）内部の受信部を用いて実行されてもよい。 For example, to compensate for a mixer, filter, coupler, analog deficiency of the combiner (defective analog equipment) and / or frequency response of the DAC, information about the frequency response of these components is needed. The calibration measurement may retrieve this information for the entire system using a channel estimation algorithm. Further, the calibration may be performed using an external receiver (receiver) or an internal receiver (which may form a unit common to the DAC).

例えば、前記キャリブレーション測定は、前記第１および／または前記第２の処理チャネルに関するチャネル推定手法を用いて実行される。なお、チャネル推定用の特別なシーケンスは必ずしも必要でないが、チャネル推定品質を向上し得る。本発明の一実施形態によれば、第１のチャネル推定シーケンスが前記第１のＤＡＣに（例えば前記第１の処理チャネルを介して）送信され、第２のチャネル推定シーケンスが前記第２のＤＡＣに（例えば前記第２の処理チャネルを介して）送信される。ここで、前記第１のチャネル推定シーケンスは前記第２のチャネル推定シーケンスと区別可能である。例えば、チャネル推定のために、互いに直交するシーケンス（当該シーケンスは例えば周波数および／または時間および／または符号および／または空間に関して直交している）が前記第１および前記第２の処理チャネル上に送信されてもよい。 For example, the calibration measurement is performed using a channel estimation technique for the first and / or second processing channel. Although a special sequence for channel estimation is not always necessary, the channel estimation quality can be improved. According to one embodiment of the invention, a first channel estimation sequence is transmitted to the first DAC (eg, via the first processing channel) and a second channel estimation sequence is the second DAC. (For example, via the second processing channel). Here, the first channel estimation sequence is distinguishable from the second channel estimation sequence. For example, for channel estimation, sequences that are orthogonal to each other, such as those sequences that are orthogonal in terms of frequency and / or time and / or sign and / or space, are transmitted over the first and second processing channels. May be done.

また、前記キャリブレーション測定が、前記第１および／または前記第２の処理チャネルのアナログ部分の少なくとも一部の、Ｓ−パラメータ測定および／またはＸ−パラメータ測定を含むものとすることも可能である。例えば、前記Ｓ−パラメータ測定および／またはＸ−パラメータ測定の結果を用いることにより、複数のＤＡＣからなる系（ＤＡＣ系）の構成要素により引き起こされる信号不具合（信号欠陥）についての情報が得られることが可能である。前記システム全体として測定されることも可能であるし、あるいは、各構成要素のパラメータが個別に測定されたのちにデジタルで合成されてもよい。測定結果は、少なくとも一部の構成要素の工場でのキャリブレーションに利用され得る。前記システムは、前記ＤＡＣ系の動作中、パラメータの変化（例えば、構成要素の温度変動）を補償する必要があり得る。 It is also possible that the calibration measurement comprises S-parameter measurement and / or X-parameter measurement of at least a portion of the analog portion of the first and / or second processing channel. For example, by using the results of the S-parameter measurement and / or the X-parameter measurement, information on a signal defect (signal defect) caused by a component of a system consisting of a plurality of DACs (DAC system) can be obtained. Is possible. It can be measured as a whole system, or the parameters of each component may be measured individually and then digitally synthesized. The measurement results can be used for factory calibration of at least some components. The system may need to compensate for parameter changes (eg, component temperature fluctuations) during the operation of the DAC system.

したがって、前記予備等化された第１および第２の信号は、前記コンバイナにより生成されたアナログ信号の一部を用いて実行される再キャリブレーション測定の結果により適応的に生成されてもよい。つまり、前記第１及び第２の信号の予備等化が、前記第１及び前記第２のＤＡＣの動作時に連続的に適応化されてもよい。前記再キャリブレーションは、別個の周波数線又は周波数範囲を測定することを含んでもよい。また、前記再キャリブレーションは、前記システムのミキサ（例えば、前述したＩＱミキサ）の局部発振器を追跡すること、ならびに位相および／または周波数のずれの補償を含んでもよい。 Therefore, the pre-equalized first and second signals may be adaptively generated as a result of a recalibration measurement performed using a portion of the analog signal generated by the combiner. That is, the pre-equalization of the first and second signals may be continuously adapted during the operation of the first and second DACs. The recalibration may include measuring a separate frequency line or frequency range. The recalibration may also include tracking the local oscillator of the mixer of the system (eg, the IQ mixer described above) and compensating for phase and / or frequency deviations.

また、当然ながら、前述したＩＱミキサ系も予備等化手法を用いるものとされてもよい。つまり、予備等化された第１および第２の信号（したがって、予備等化された第１および第２のサブ信号）が生成されて前記第１、前記第２および前記第３のＤＡＣに供給されてもよい。例えば、これらの予備等化された信号は、（前記処理ユニットと前記ＤＡＣと前記コンバイナとの間で構成される）前記処理チャネル間のクロストークを補償するように、かつ／あるいは、前記ＩＱミキサのＩＱ不均衡（すなわち、当該ＩＱミキサのＩ経路とＱ経路間のクロストーク）を補償するように、（前記第１および前記第２の信号に基づき）生成される。 Further, as a matter of course, the IQ mixer system described above may also use the preliminary equalization method. That is, the pre-equalized first and second signals (and thus the pre-equalized first and second sub-signals) are generated and supplied to the first, second and third DACs. May be done. For example, these pre-equalized signals compensate for crosstalk between the processing channels (consisting of the processing unit, the DAC, and the combiner) and / or the IQ mixer. Is generated (based on the first and second signals) to compensate for the IQ imbalance (ie, the crosstalk between the I and Q paths of the IQ mixer).

例えば、前記キャリブレーション測定は：
−チャネル推定シーケンス（ＣＥシーケンス）を生成するステップ；
−前記第１のＤＡＣで前記チャネル推定シーケンスを実行するステップ；
−前記第１のＤＡＣにより生成されるアナログ信号を取得するステップ；
−前記第２のＤＡＣで前記チャネル推定シーケンスを実行するステップ；
−前記第２のＤＡＣにより生成されるアナログ信号を取得するステップ；
−前記第１の処理チャネルと前記第２の処理チャネル間の経路遅延を例えば相互相関（クロス相関）により推定するステップ；
−チャネル推定手法を用いてチャネル推定を実行するステップ；
−前記チャネル推定により得られた（例えばデータシーケンスの形態の）キャリブレーションデータをメモリに、前記処理ユニットが使用できるようにロードするステップと、
−前記キャリブレーションデータを用いて前記第１および前記第２の信号（シーケンス）を周波数領域で予備補償して且つこれら（２つの）スペクトルを（例えばＩＦＦＴ等により）時間領域に変換するステップ；ならびに
−前記第１および前記第２のＤＡＣで、予備補償された第１および第２のシーケンスをそれぞれ実行するステップ；
のうちの少なくとも１つを含む。 For example, the calibration measurement is:
-Steps to generate a channel estimation sequence (CE sequence);
-Step of performing the channel estimation sequence on the first DAC;
-The step of acquiring the analog signal generated by the first DAC;
-Step of performing the channel estimation sequence on the second DAC;
-The step of acquiring the analog signal generated by the second DAC;
-A step of estimating the path delay between the first processing channel and the second processing channel by, for example, cross-correlation;
-Steps to perform channel estimation using channel estimation techniques;
-A step of loading the calibration data (eg, in the form of a data sequence) obtained by the channel estimation into memory for use by the processing unit.
-The step of precompensating the first and second signals (sequences) in the frequency domain using the calibration data and transforming these (two) spectra into the time domain (eg, by IFF etc.); -Steps of performing precompensated first and second sequences on the first and second DACs, respectively;
Includes at least one of.

なお、前記第１および前記第２のＤＡＣは同期されてもよい。さらに、前記チャネル推定シーケンスは、前記第１および前記第２のＤＡＣに同時に供給されてもよい。 The first and second DACs may be synchronized. Further, the channel estimation sequence may be supplied to the first and second DACs at the same time.

また、本発明の他の実施形態において、前記チャネル推定手法は、前記第１および前記第２の処理チャネルの組合せをＭＩＭＯ（多入力多出力）系として扱うことを含む。例えば、前記キャリブレーション測定は、前記ＭＩＭＯ系の周波数応答行列の係数を決定することを含む。前記第１および前記第２の処理チャネルがＭＩＭＯ系として取り扱われた場合、当該チャネル間のクロス結合は周波数領域の線形系としてモデル化されることが可能である。ただし、標準的なＭＩＭＯ問題としての記述は、クロストーク成分の周波数が反転し得ることから、機能しない可能性がある。よって、下記の例示的な式を用いて説明するように、変更を施したＭＩＭＯ式が使用されてもよい。 Further, in another embodiment of the present invention, the channel estimation method includes treating the combination of the first and second processing channels as a MIMO (multi-input, multi-output) system. For example, the calibration measurement involves determining the coefficients of the frequency response matrix of the MIMO system. When the first and second processing channels are treated as a MIMO system, the cross-coupling between the channels can be modeled as a linear system in the frequency domain. However, the description as a standard MIMO problem may not work because the frequency of the crosstalk component can be inverted. Therefore, modified MIMO equations may be used as described using the exemplary equations below.

［ＤＳＰ（デジタル信号処理）動作］
サンプリングされた入力信号は、２Ｎポイントのデータシーケンス：ｄ＝［ｄ（０），ｄ（１），…，ｄ（２Ｎ−１）］∈Ｒであり得て、２つの前記ＤＡＣに適用するためにフーリエ領域で分割される必要がある。 [DSP (Digital Signal Processing) Operation]
The sampled input signal can be a 2N point data sequence: d = [d (0), d (1), ..., d (2N-1)] ∈ R to apply to the two DACs. Needs to be divided by the Fourier region.

相当するスペクトル：Ｄ＝Ｆ（ｄ）＝［Ｄ⁺，Ｄ^-］（フーリエ変換）が、第１および第２のスペクトルＤ₁，Ｄ₂に分割される：
Ｄ＝［Ｄ⁺，Ｄ^-］＝［Ｄ₁ ⁺，Ｄ₂ ⁺，Ｄ₂ ^-，Ｄ₁ ^-］
Ｄ₁＝［Ｄ₁ ⁺，Ｄ₁ ^-］
Ｄ₂＝［Ｄ₂ ⁺、Ｄ₂ ^-］ Corresponding spectrum: D = F (d) = [D +, D -] ( Fourier transform) is divided in first and second in the spectrum D _1, D _2:
^{^{D = [D +, D -}} ] = [D 1 +, D 2 +, D 2 -, D 1 -]
_{_{^{D 1 = [D 1 +,}}} D 1 -]
_{_{^{D 2 = [D 2 +,}}} D 2 -]

式中、上付き文字⁺および^-は、それぞれ、前記スペクトルのうちの正の周波数範囲と負の周波数範囲とを示す。なお、前記入力信号は、時間領域信号でなくてもよい。むしろ、ＤＭＴ，ＯＦＤＭなどの周波数領域変調フォーマットが利用される場合、前記入力信号が最初から周波数領域表現で与えられて、直接分割されてもよい。つまり、時間および周波数領域のいずれの、どのような信号も処理されることが可能である。その分割処理は、下側帯波のブリックウォールフィルタリング処理、ならびに上側帯波のブリックウォールフィルタリング処理及びこれに伴うダウンコンバージョンに相当してもよい。高周波数側の側帯波をダウンミキシングするデジタル局部発振器は必須ではない。また、レイズドコサインフィルタリング処理などの他の分割アプローチも可能であるが、オーバーヘッドをもたらし得るので達成可能な総帯域幅を小さくするかもしれない。そうではあるが、これら分割アプローチは、インパルス応答の長さが限られているため時間領域挙動を向上し得る。 In the equation, the superscripts ⁺ and ^- indicate the positive and negative frequency ranges of the spectrum, respectively. The input signal does not have to be a time domain signal. Rather, when a frequency domain modulation format such as DMT or OFDM is used, the input signal may be given in the frequency domain representation from the beginning and directly divided. That is, any signal in either the time or frequency domain can be processed. The division process may correspond to a lower band wave brick wall filtering process, an upper band wave brick wall filtering process, and a down conversion associated therewith. A digital local oscillator that downmixes the sideband waves on the high frequency side is not essential. Other split approaches, such as raised cosine filtering, are also possible, but may introduce overhead and thus reduce the total achievable bandwidth. Nevertheless, these split approaches can improve time-domain behavior due to the limited length of the impulse response.

２つのデータスペクトル（前記第１および前記第２の信号）を得ると、予備等化が次式に従って実行される。
ｘ₁＝ｆ_EQ1（Ｄ₁，Ｄ₂）
ｘ₂＝ｆ_EQ2（Ｄ₁，Ｄ₂） Once the two data spectra (the first and second signals) are obtained, pre-equalization is performed according to the following equation.
x ₁ = f _EQ1 (D ₁ , D ₂ )
x ₂ = f _EQ2 (D ₁ , D ₂ )

（式中、ｆ_EQi（），ｉ∈｛１，２｝は、等化を実行する任意の関数を示す。）シーケンス：ｘ_i＝Ｆ^-1｛ｘ_i｝（逆フーリエ変換），ｉ∈｛１，２｝が、前記第１および前記第２のＤＡＣのそれぞれに供給される。 (In the equation, f _EQi (), i ∈ {1, 2} indicates any function that performs equalization.) Sequence: x _i = F ^-1 {x _i } (inverse Fourier transform), i ∈ {1, 2} are supplied to each of the first and second DACs.

なお、前記処理チャネルの定義に関する後述の説明では、予備等化子（pre-equalizer）は機能せずＸ₁（ｋ）＝Ｄ₁（ｋ）かつＸ₂（ｋ）＝Ｄ₂（ｋ）であるとする。 In the explanation described later regarding the definition of the processing channel, the pre-equalizer does not work and X ₁ (k) = D ₁ (k) and X ₂ (k) = D ₂ (k). Suppose there is.

［チャネルモデルの取得］
予備等化子を用いて歪みを除去する場合、アップコンバージョンに起因して、入力スペクトルは、周波数域［０，ｆ_s／２］が前記第１のＤＡＣにより変更され得て、周波数域［ｆ_s／２，ｆ_s］が前記第２のＤＡＣによりで変更され得る。周波数域ｆ＞ｆ_sに位置する周波数成分が直接変更されることはない。ただし、ｆ＞ｆ_sにある不所望の成分は、適切なフィルタにより整形され得るか、又は適切な急峻なロールオフフィルタと組合せたオーバーサンプリングを用いることにより除去され得る。これにより、前記第１および前記第２の処理チャネル間のクロストークの影響を無くすようにＤＳＰを適用することが可能となる。 [Get channel model]
When the distortion is removed using a preliminary equalizer, the input spectrum may have the frequency domain [0, f _s / 2] changed by the first DAC due to the up-conversion, and the frequency domain [f]. _s / 2, f _s ] can be changed by the second DAC. The frequency components located in the frequency range f> f _s are not directly changed. However, undesired components in f> f _s can be shaped by a suitable filter or removed by using oversampling in combination with a suitable steep roll-off filter. This makes it possible to apply the DSP so as to eliminate the influence of crosstalk between the first and second processing channels.

受け取った信号ｓ（ｎ）（出力アナログ信号）は、サンプリングレート２ｆ_s及びスペクトル表現Ｓに対応する周波数範囲［−ｆ_s，ｆ_s］に制限される。このスペクトルが、下側周波数帯および上側周波数帯：
Ｓ＝［Ｓ⁺，Ｓ^-］＝［Ｓ_I ⁺，Ｓ_II ⁺，Ｓ_II ^-，Ｓ_I ^-］，
Ｓ_I＝［Ｓ_I ⁺，Ｓ_I ^-］
Ｓ_II＝［Ｓ_II ⁺，Ｓ_II ^-］
に分割されて、前記ＤＡＣで個別に変更可能である２つの信号スペクトルをもたらす。 The received signal s (n) (output analog signal) is limited to the frequency range [−f _s , f _s _{] corresponding to the sampling rate 2 f s and the spectral expression S.} This spectrum is the lower frequency band and the upper frequency band:
^{^{S = [S +, S -}} ] = [S I +, S II +, S II -, S I -],
_{_{^{S I = [S I +,}}} S I -]
_{_{^{S II = [S II +,}}} S II -]
It is divided into two signal spectra that can be individually modified by the DAC.

［ＭＩＭＯ問題の特定（MIMO problem identification）］
以下では、前記スペクトルの個々の周波数成分が重要となる。これらに重点を置く表記方法として、ＳではなくＳ（ｋ）（式中、ｋは離散周波数を示す。）を参照する。 [MIMO problem identification]
In the following, the individual frequency components of the spectrum are important. As a notation method focusing on these, S (k) (in the equation, k indicates a discrete frequency) is referred to instead of S.

問題を解決するために、Ｄ₁（ｋ）及びＤ₂（ｋ）からＸ₁（ｋ）及びＸ₂（ｋ）への変換が算出される必要がある。実際の問題は、実際のスペクトルのミラースペクトル（周波数が反転して複素共役であるスペクトル）であるクロス結合項（cross coupling term）を含む。これは、離散スペクトルの繰返しの性質を利用して、ＤＦＴのサンプルポイントの二分の一のシフト：Ｘ（ｋ＋Ｎ／２）＝Ｘ（ｋ−Ｎ／２）により記述されることが可能である。 To solve the problem _{, the conversion from D 1} (k) and D ₂ (k) to X ₁ (k) and X ₂ (k) needs to be calculated. The real problem involves a cross coupling term, which is a mirror spectrum of the actual spectrum (a spectrum whose frequency is inverted and complex conjugate). This can be described by a half shift of the sample points of the DFT: X (k + N / 2) = X (k-N / 2), taking advantage of the repeating nature of the discrete spectrum.

非理想的なフィルタリング処理に起因して起こるクロス結合問題は、以下の式で表される。
Ｓ_I（ｋ）＝Ｈ₁₁（ｋ）・Ｘ₁（ｋ）＋Ｈ₁₂（ｋ）・Ｘ₂（ｋ＋Ｎ／２）
Ｓ_II（ｋ）＝Ｈ₂₁（ｋ）・Ｘ₁（ｋ＋Ｎ／２）＋Ｈ₂₂（ｋ）・Ｘ₂（ｋ） The cross-binding problem caused by the non-ideal filtering process is expressed by the following equation.
_{_{S I (k) = H 11}} (k) · X 1 (k) + H 12 (k) · X 2 (k + N / 2)
S _II (k) = H ₂₁ (k) · X ₁ (k + N / 2) + H ₂₂ (k) · X ₂ (k)

（式中、Ｘ₁（ｋ）およびＸ₂（ｋ）は、等化子を経た（すなわち、前記第１および前記第２の予備等化された信号を生成した後の）スペクトルである。） (In the equation, X ₁ (k) and X ₂ (k) are spectra that have gone through the equalizer (ie, after generating the first and second pre-equalized signals)).

上記の導出モデルは特別な２×２ＭＩＭＯモデルであるが、後述するように標準的な４×４ＭＩＭＯモデルに書き換えられることが可能である。１×１、２×１などの他のアプローチ、さらには、４×１のモデルも可能である。 The above derived model is a special 2x2 MIMO model, but can be rewritten to a standard 4x4 MIMO model as described below. Other approaches such as 1x1, 2x1 and even 4x1 models are possible.

［ＭＩＭＯ問題の解決（MIMO problem solution）］
上記のように、２×２ＭＩＭＯＡＢＩモデルは、以下の式により与えられる線形方程式系である。
Ｓ_I（ｋ）＝Ｈ₁₁（ｋ）・Ｘ₁（ｋ）＋Ｈ₁₂（ｋ）・Ｘ₂（ｋ＋Ｎ／２）
Ｓ_II（ｋ）＝Ｈ₂₁（ｋ）・Ｘ₁（ｋ＋Ｎ／２）＋Ｈ₂₂（ｋ）・Ｘ₂（ｋ） [MIMO problem solution]
As mentioned above, the 2 × 2 MIMO ABI model is a system of linear equations given by the following equation.
_{_{S I (k) = H 11}} (k) · X 1 (k) + H 12 (k) · X 2 (k + N / 2)
S _II (k) = H ₂₁ (k) · X ₁ (k + N / 2) + H ₂₂ (k) · X ₂ (k)

元来のスペクトルを取り出す（元のスペクトルを復活する）には、Ｄ₁（ｋ）及びＤ₂（ｋ）からＸ₁（ｋ）及びＸ₂（ｋ）への、前述したＭＩＭＯチャネルの影響に対処する変換が必要である。したがって、Ｓ_I（ｋ）及びＳ_II（ｋ）に関して下記の条件： In order to extract the original spectrum (restore the original spectrum), the influence of the above-mentioned MIMO channel _{from D 1} (k) and D ₂ (k) to X ₁ (k) and X _{2 (k).} A conversion to deal with is needed. Therefore, S _I (k) and S _II (k) with respect to the following conditions:

が満たされなければならない。 Must be met.

前述した線形方程式系は、例えば、第１の等式のＸ₁（ｋ）の解をＸ₂（ｋ＋Ｎ／２）に基づいて算出し、この表現を第２の等式に代入することによって解決されることが可能である。 The above-mentioned system of linear equations can be solved, for example, _{by calculating the solution of X 1} (k) of _{the first equation based on X 2} (k + N / 2) and substituting this expression into the second equation. It is possible to be done.

一般的に、前記ＭＩＭＯ系は、周波数領域において Generally, the MIMO system is in the frequency domain.

と記述される（ここで、各周波数線ｋごとに個々の等式が存在する）。Ｓ（ｋ）は出力信号であり、Ｘ（ｋ）はＤＡＣの出力信号であり、Ｖ（ｋ）は雑音サンプルのベクトルである。これらは、 (Here, there is an individual equation for each frequency line k). S (k) is an output signal, X (k) is a DAC output signal, and V (k) is a noise sample vector. They are,

（式中、Ｌは受信側（例えば、ＤＡＣ系の出力の周波数帯）の数を示し、Ｍは送信側（例えば、分割後の周波数帯）の数を示す。）により与えられる。チャネル行列Ｃ（ｋ）は、 (In the equation, L indicates the number of receiving sides (for example, the frequency band of the output of the DAC system), and M indicates the number of transmitting sides (for example, the frequency band after division)). The channel matrix C (k) is

と定められる。 Is determined.

チャネル不備を修正する（無くす）予備等化子は、重み行列Ｗ（ｋ）により与えられる： A preliminary equalizer that corrects (eliminates) channel deficiencies is given by the weight matrix W (k):

（式中、Ｗ（ｋ）およびＤ（ｋ）は、 (In the formula, W (k) and D (k) are

により与えられる。） Given by. )

Ｘ（ｋ）を得るのに適した等化子には、ゼロフォーシング等化子、平均二乗誤差最小（ＭＭＳＥ）等化子または適応等化子などの複数の等化子が存在する。適応等化子としては例えば最小平均二乗等化子が用いられてもよい。ただし、再帰的最小二乗（ＲＬＳ）等化子や非線形適応等化子などの他の種類の等化子も可能である。最小平均二乗（ＬＭＳ）等化子を用いて適応等化を行う場合、ＬＭＳの等化係数は以下の式に従って更新される。 Suitable equalizers for obtaining X (k) include a plurality of equalizers such as a zero forcing equalizer, a minimum mean square error (MMSE) equalizer, or an adaptive equalizer. As the adaptive equalizer, for example, a minimum mean square equalizer may be used. However, other types of equalizers such as recursive least squares (RLS) equalizers and nonlinear adaptive equalizers are also possible. When adaptive equalization is performed using the least mean square (LMS) equalizer, the equalization coefficient of LMS is updated according to the following equation.

（式中、μはＬＭＳアルゴリズムの更新係数である。）この等化子を用いることにより、スペクトル範囲［０，ｆ_s］内の周波数成分のみが変更されることが可能である。ｆ＞ｆ_sの周波数成分は、ｆ＜ｆ_s付近の周波数成分を変更することによって間接的に影響を与えることが可能である。イメージバンドをより高い周波数域にシフトさせるために、オーバーサンプリング（後述を参照のこと）が組み込まれ得る。つまり、低いオーバーサンプリング係数（例えば、１０％）をデータに適用すると共に良好な（すなわち、急峻なロールオフの）アナログフィルタを用いることにより、イメージの排除が可能である。前記システムを連続的に適応化させるために、当該システムの状態が連続的に追跡されてもよい。このために、例えば、システム動作中の再キャリブレーションを可能にするサンプリングオシロスコープが前記システムに挿入されてもよい。 (In the equation, μ is the update coefficient of the LMS algorithm.) By using this equalizer, it is possible to change only the frequency components within the _{spectral range [0, f s].} frequency component of f> f _s, it is possible to indirectly influence by changing the frequency components in the vicinity of f <f _s. Oversampling (see below) may be incorporated to shift the image band to higher frequencies. That is, image elimination is possible by applying a low oversampling factor (eg, 10%) to the data and using a good (ie, steep roll-off) analog filter. In order to continuously adapt the system, the state of the system may be continuously tracked. For this purpose, for example, a sampling oscilloscope may be inserted into the system to allow recalibration during system operation.

なお、当然ながら、周波数領域で実行される全ての処理は、時間領域でも同様に実行されることが可能である。また、連続的なデータストリームのために、周波数領域等化用の重畳加算または重畳保留などの既知のさらなる技術が導入されてもよい。さらに、連続処理を可能にする時間領域等化子の実現も可能である。 As a matter of course, all the processes executed in the frequency domain can be similarly executed in the time domain. Also, for continuous data streams, additional known techniques such as overlap addition or superposition hold for frequency domain equalization may be introduced. Furthermore, it is possible to realize a time domain equalizer that enables continuous processing.

本発明は、さらに、信号処理システム、特には、前述した方法を実行する信号処理システムであって、
−サンプリングされた信号を、当該サンプリングされた信号の異なる周波数部分に相当する少なくとも第１および第２の信号に分割する処理ユニットと、
−前記第１および前記第２の信号を予備等化する予備等化ユニットと、
−少なくとも第１のＤＡ変換器（ＤＡＣ）および第２のＤＡ変換器（ＤＡＣ）であって、当該第１のＤＡＣは予備等化された前記第１の信号を第１のアナログ信号に変換し、当該第２のＤＡＣは予備等化された前記第２の信号を第２のアナログ信号に変換する、少なくとも第１のＤＡＣおよび第２のＤＡＣと、
−前記第１および前記第２のアナログ信号を合成するコンバイナと、
を備え、
−前記処理ユニット、前記第１のＤＡＣおよび前記コンバイナが、第１の処理チャネルを定め、
−前記処理ユニット、前記第２のＤＡＣおよび前記コンバイナが、第２の処理チャネルを定め、
−前記予備等化ユニット（前記処理ユニットの一部であり得る予備等化ユニット）は、前記予備等化された第１の信号が前記第１および前記第２の処理チャネル間のクロストークを補償するように前記第１の信号を処理することによって前記予備等化された第１の信号を生成し、かつ／あるいは、前記予備等化された第２の信号が前記第１および前記第２の処理チャネル間のクロストークを補償するように前記第２の信号を処理することによって前記予備等化された第２の信号を生成する、信号処理システムに関する。 The present invention is further a signal processing system, in particular a signal processing system that implements the method described above.
-A processing unit that divides a sampled signal into at least first and second signals corresponding to different frequency parts of the sampled signal.
-A pre-equalization unit that pre-equalizes the first and second signals, and
-At least a first DA converter (DAC) and a second DA converter (DAC), the first DAC converting the pre-equalized first signal into a first analog signal. The second DAC comprises at least a first DAC and a second DAC that converts the pre-equalized second signal into a second analog signal.
-A combiner that synthesizes the first and second analog signals,
Equipped with
-The processing unit, the first DAC and the combiner define the first processing channel.
-The processing unit, the second DAC and the combiner define the second processing channel.
-In the pre-equalization unit (the pre-equalization unit that can be a part of the processing unit), the pre-equalized first signal compensates for the crosstalk between the first and second processing channels. By processing the first signal in such a manner, the pre-equalized first signal is generated, and / or the pre-equalized second signal is the first and second signals. The present invention relates to a signal processing system that produces the pre-equalized second signal by processing the second signal so as to compensate for crosstalk between processing channels.

また、本発明は第３の態様において、さらに、信号処理方法、特には、前述した信号処理方法であって、
−少なくとも第１および第２のＤＡ変換器（ＤＡＣ）を設ける過程と、
−処理ユニットを用いて、サンプリングされた信号を当該サンプリングされた信号の異なる周波数部分に相当する第１および第２の信号に分割する過程と、
−前記第１のＤＡＣを用いて、前記第１の信号に基づく第１のアナログ信号を生成する過程と、
−前記第２のＤＡＣを用いて、前記第２の信号に基づく第２のアナログ信号を生成する過程と、
−コンバイナを用いて、前記第１および前記第２のアナログ信号を合成する過程と、
−オーバーサンプリングされた第１の信号を生成し、当該オーバーサンプリングされた第１の信号を前記第１のＤＡＣにより前記第１のアナログ信号を得るように変換する過程、および／または、オーバーサンプリングされた第２の信号を生成し、当該オーバーサンプリングされた第２の信号を前記第２のＤＡＣにより前記第２のアナログ信号を得るように変換する過程と、
を備える、信号処理方法に関する。 Further, in the third aspect, the present invention further comprises a signal processing method, particularly the above-mentioned signal processing method.
-At least the process of providing the first and second DA converters (DACs),
-The process of using a processing unit to divide a sampled signal into first and second signals that correspond to different frequency parts of the sampled signal.
-The process of generating a first analog signal based on the first signal using the first DAC, and
-The process of generating a second analog signal based on the second signal using the second DAC, and
-The process of synthesizing the first and second analog signals using a combiner, and
-The process of generating an oversampled first signal and converting the oversampled first signal to obtain the first analog signal by the first DAC, and / or oversampling. A process of generating a second signal and converting the oversampled second signal so as to obtain the second analog signal by the second DAC.
The present invention relates to a signal processing method.

例えば、前記オーバーサンプリングされた第１の信号は、前記サンプリングされた信号および／または前記第１の信号をオーバーサンプリングすることによって生成され、かつ／あるいは、前記オーバーサンプリングされた第２の信号は、前記サンプリングされた信号および／または前記第２の信号をオーバーサンプリングすることによって生成される。 For example, the oversampled first signal is generated by oversampling the sampled signal and / or the first signal, and / or the oversampled second signal is It is generated by oversampling the sampled signal and / or the second signal.

前記サンプリングされた信号（デジタルスペクトル）のオーバーサンプリングは、（アナログ出力信号の）イメージバンドを所望のバンドから遠ざけるように移動させるために用いられる。したがって、適切なアナログフィルタが、イメージバンドを（例えば、ほぼ完全に）除去するように、かつ／あるいは、クロストークを避けるように用いられ得る。ただし、このオーバーサンプリング手法は前述した予備等化手法と組み合わされてもよく、すなわち、前記第１および前記第２の信号は前記ＤＡＣに供給される前に予備等化される。 Oversampling of the sampled signal (digital spectrum) is used to move the image band (of the analog output signal) away from the desired band. Therefore, a suitable analog filter can be used to remove the image band (eg, almost completely) and / or to avoid crosstalk. However, this oversampling method may be combined with the pre-equalization method described above, that is, the first and second signals are pre-equalized before being supplied to the DAC.

前記オーバーサンプリングは、前記サンプリングされた信号および／または前記第１の信号および／または前記第２の信号のスペクトルにゼロを挿入すること（時間領域でのシンク（sinc）補間に相当する）によって行われてもよい。また、前記オーバーサンプリングは、前記サンプリングされた信号および／または前記第１の信号および／または前記第２の信号のスペクトルに対するレイズドコサインフィルタリング処理により行われてもよい。また、なお、他のオーバーサンプリングアプローチも実行可能である。 The oversampling is performed by inserting zeros into the spectrum of the sampled signal and / or the first signal and / or the second signal (corresponding to sinc interpolation in the time domain). May be broken. Further, the oversampling may be performed by a raised cosine filtering process on the spectrum of the sampled signal and / or the first signal and / or the second signal. Also, other oversampling approaches are feasible.

（前記第１のＤＡＣを含む）第１の処理経路の信号は一度しかフィルタリング処理を受けないことから高周波数域と低周波数域との両方で必ずしもオーバーサンプリングを必要としないので、入力スペクトル（前記サンプリングされた信号）は、少なくとも２つの前記ＤＡＣ間で不均等に分割されてもよい。前記第２の信号は、ベースバンドではなく中間周波数で生成されてもよい。この過程は、デジタルアップミキシング又はデジタルアップコンバージョンと称される。このとき、ゼロを挿入することによるオーバーサンプリングが適用されてもよい。そして、その信号は、デジタル局部発振器により所望の周波数にアップコンバージョンされる。デジタルイメージリジェクションフィルタが、不所望の側帯波を除去してもよい。これにより、高周波数域と低周波数域との両方でスペクトルゼロが生成されてもよい。 Since the signal of the first processing path (including the first DAC) is filtered only once, oversampling is not necessarily required in both the high frequency region and the low frequency region, and therefore the input spectrum (the above-mentioned The sampled signal) may be unevenly divided between at least two of the DACs. The second signal may be generated at an intermediate frequency instead of the baseband. This process is referred to as digital upmixing or digital upconversion. At this time, oversampling by inserting zeros may be applied. The signal is then up-converted to a desired frequency by a digital local oscillator. A digital image rejection filter may remove unwanted sideband waves. As a result, spectrum zero may be generated in both the high frequency range and the low frequency range.

前記第１および前記第２のアナログ信号を合成すると、信号を歪ませるクロストーク項が存在しなくなり得る。前記アナログフィルタの特性および前記ＤＡＣのシンク（sinc）ロールオフのみが補償される必要があるかもしれない。 Combining the first and second analog signals may eliminate the crosstalk term that distorts the signal. Only the characteristics of the analog filter and the sink roll-off of the DAC may need to be compensated.

結果としてＡＢＩ問題は、
Ｓ_I（ｋ）＝Ｈ₁₁（ｋ）・Ｘ₁（ｋ）
Ｓ_II（ｋ）＝Ｈ₂₂（ｋ）・Ｘ₂（ｋ）
と記述され得る。 As a result, the ABI problem
_{_{S I (k) = H 11}} (k) · X 1 (k)
S _II (k) = H ₂₂ (k) · X ₂ (k)
Can be described as.

したがって、前述したＭＩＭＯ処理が不必要になるかもしれず、（前記第１および前記第２のＤＡＣを含む）前記処理チャネルが２つの単入力単出力（ＳＩＳＯ）フィルタを用いて等化されてもよい。 Therefore, the above-mentioned MIMO processing may be unnecessary, and the processing channel (including the first and second DACs) may be equalized using two single-input single-output (SISO) filters. ..

本発明の他の変形例は、前記第１のＤＡＣと前記第２のＤＡＣのいずれかのみに対してオーバーサンプリングを用いる。一例として前記第１のＤＡＣのみに対してオーバーサンプリングを用いた場合、ＭＩＭＯ問題（前述を参照のこと）は Another modification of the invention uses oversampling for either the first DAC or the second DAC. As an example, if oversampling is used only for the first DAC, the MIMO problem (see above)

に簡素化（低減）され得る。 Can be simplified (reduced).

したがって、オーバーサンプリングなしの場合に比べて等化の必要性が減り、本発明の前述した第２の態様に比べてより高周波数域側の総帯域幅で動作することが可能である。前述したオーバーサンプリング手法は、前述したＩＱ系と共に用いられてもよい。 Therefore, the need for equalization is reduced as compared with the case without oversampling, and it is possible to operate with the total bandwidth on the higher frequency region side as compared with the above-mentioned second aspect of the present invention. The above-mentioned oversampling method may be used together with the above-mentioned IQ system.

本発明は、さらに、信号処理システム、特には、前述した方法を実行する信号処理システムであって、
−サンプリングされた信号を当該サンプリングされた信号の異なる周波数部分に相当する第１および第２の信号へと分割する処理ユニットと、
−少なくとも第１のＤＡ変換器（ＤＡＣ）および第２のＤＡ変換器（ＤＡＣ）であって、当該第１のＤＡＣは前記第１の信号に基づく第１のアナログ信号を生成し、当該第２のＤＡＣは前記第２の信号に基づく第２のアナログ信号を生成する、少なくとも第１のＤＡＣおよび第２のＤＡＣと、
−前記第１および前記第２のアナログ信号を合成するコンバイナと、
−オーバーサンプリングされた第１の信号を生成し、かつ／あるいは、オーバーサンプリングされた第２の信号を生成するオーバーサンプリングユニットと、
を備え、前記第１のＤＡＣが、前記オーバーサンプリングされた第１の信号を変換して前記第１のアナログ信号を取得し、かつ／あるいは、前記第２のＤＡＣが、当該第２のＤＡＣにより前記オーバーサンプリングされた第２の信号を変換して前記第２のアナログ信号を取得する、信号処理システムに関する。 The present invention is further a signal processing system, in particular a signal processing system that implements the method described above.
-A processing unit that divides the sampled signal into first and second signals that correspond to different frequency parts of the sampled signal.
-At least a first DA converter (DAC) and a second DA converter (DAC), the first DAC producing a first analog signal based on the first signal and the second. DACs are composed of at least a first DAC and a second DAC that generate a second analog signal based on the second signal.
-A combiner that synthesizes the first and second analog signals,
-With an oversampling unit that produces an oversampled first signal and / or an oversampled second signal.
The first DAC converts the oversampled first signal to obtain the first analog signal and / or the second DAC is by the second DAC. The present invention relates to a signal processing system that converts the oversampled second signal to acquire the second analog signal.

以下では、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

本発明の一実施形態にかかる信号処理システムを示すブロック図である。It is a block diagram which shows the signal processing system which concerns on one Embodiment of this invention. 図１の一変形例を示す図である。It is a figure which shows one modification of FIG. 本発明にかかる信号処理方法の一実施形態を示す図である。It is a figure which shows one Embodiment of the signal processing method which concerns on this invention. 図１のシステムのブロック図であって、当該システムの特定の箇所におけるスペクトルを共に示したブロック図である。It is a block diagram of the system of FIG. 1, and is a block diagram showing both spectra at a specific part of the system. 受け取った周波数スペクトルの各部位を示した図である。It is a figure which showed each part of the received frequency spectrum. 受け取った周波数スペクトルの各成分を示した図である。It is a figure which showed each component of the received frequency spectrum. ＭＩＭＯモデルを示すブロック図である。It is a block diagram which shows the MIMO model. 本発明の他の実施形態にかかる信号処理システムを示すブロック図である。It is a block diagram which shows the signal processing system which concerns on other embodiment of this invention. 図８の一変形例を示す図である。It is a figure which shows one modification of FIG. 図８又は図９のシステムを用いたスペクトル分割手法を示す図である。It is a figure which shows the spectrum division method using the system of FIG. 8 or FIG. ＤＡＣの実現可能な各形態を示す図である。It is a figure which shows each feasible form of DAC. キャリブレーション構成部を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the calibration component part. チャネル特定系の各実施例を示す図である。It is a figure which shows each embodiment of a channel specific system. 各チャネル推定手法を示す図である。It is a figure which shows each channel estimation method. 図１４の一変形例を示す図である。It is a figure which shows one modification of FIG. チャネル推定手法の他の変形例を示す図である。It is a figure which shows the other modification of the channel estimation method. ＭＩＭＯデジタル信号処理を示す図である。It is a figure which shows the MIMO digital signal processing. ＭＩＭＯデジタル信号処理をさらに示す図である。It is a figure further showing the MIMO digital signal processing. レイズドコサインフィルタリング処理の概念を示す図である。It is a figure which shows the concept of a raised cosine filtering process. レイズドコサイン周波数領域フィルタおよびブリックウォールフィルタそれぞれの周波数応答を示すグラフである。It is a graph which shows the frequency response of each of a raised cosine frequency domain filter and a brickwall filter. 本発明にかかる信号処理方法の他の実施形態を示す図である。It is a figure which shows the other embodiment of the signal processing method which concerns on this invention. 図２１の方法を実行する場合の図１のシステムを示すブロック図であって、当該システムの特定の箇所におけるスペクトルを共に示したブロック図である。It is a block diagram which shows the system of FIG. 1 when the method of FIG. 21 is executed, and is the block diagram which also showed the spectrum at a specific part of the said system.

図１に、本発明の一実施形態にかかる信号処理システム１を示す。システム１は、処理ユニット２１およびデジタルシグナルプロセッサ（デジタル信号プロセッサ）２２を備える。このシステムは、さらに、第１および第２のＤＡ変換器（ＤＡＣ）３１，３２ならびにコンバイナ４を備える。 FIG. 1 shows a signal processing system 1 according to an embodiment of the present invention. The system 1 includes a processing unit 21 and a digital signal processor (digital signal processor) 22. The system further comprises first and second digital-to-analog converters (DACs) 31, 32 and combiner 4.

処理ユニット２１は、サンプリングされた入力信号ｄ（ｎ）を受け取り、当該サンプリングされた信号ｄ（ｎ）をその信号の異なる周波数部分にそれぞれ対応する第１および第２の信号ｄ₁（ｎ），ｄ₂（ｎ）に分割する。デジタルシグナルプロセッサ２２は、第１の信号ｄ₁（ｎ）および第２の信号ｄ₂（ｎ）を（好ましくは、一緒に）処理することによって予備等化（前置等化）された第１の信号ｘ₁（ｎ）および予備等化された第２の信号ｘ₂（ｎ）を生成する予備等化ユニット（前置等化器）２２０を実現する。予備等化された第１および第２の信号ｘ₁（ｎ），ｘ₂（ｎ）は、第１および第２のＤＡＣ３１，３２それぞれによって第１および第２のアナログ信号ｓ₁（ｔ），ｓ₂（ｔ）に変換される。当然ながら、処理ユニット２１は、デジタルシグナルプロセッサ２２により実現されてもよい。 The processing unit 21 receives the sampled input signal d (n), and the sampled signal d (n) is the first and second signals d ₁ (n) corresponding to different frequency portions of the signal, respectively. Divide into d ₂ (n). The digital signal processor 22 is preliminarily equalized (pre-equalized) by processing (preferably together) _{the first signal d 1} (n) and the second signal d _{2 (n).} The preliminary equalization unit (pre-equalizer) 220 that generates the signal x ₁ (n) of the above and the preliminary equalized second signal x _{2 (n) is realized.} The pre-equalized first and second signals x ₁ (n) and x ₂ _{(n) are the first and second analog signals s 1} (t), respectively, by the first and second DACs 31 and 32, respectively. It is converted to s _{2 (t).} Of course, the processing unit 21 may be realized by the digital signal processor 22.

（フィルタ５１，５２，５３を用いた）アナログフィルタリング処理および（局部発振器６１を含むミキサ６を用いた）第２のアナログ信号ｓ₂（ｔ）のアップミキシングを経て、最終的なアナログ信号ｓ₁’（ｔ），ｓ₂’’’（ｔ）が生成される。最終的な（ファイナライズされた）アナログ信号ｓ₁’（ｔ），ｓ₂’’’（ｔ）が、コンバイナ４で合成されて合成出力信号ｓ（ｔ）を生成する。処理システム１の処理は、図３にも示されている。 The final analog signal s _{1 is} subjected to analog filtering processing (using filters 51, 52, 53) and upmixing of the second analog signal s _{2 (t) (using a mixer 6 including a local oscillator 61).} '(T), s ₂ '''(t) are generated. The final (finalized) analog signals s ₁ '(t) and s ₂ '''(t) are combined by the combiner 4 to generate a combined output signal s (t). The processing of the processing system 1 is also shown in FIG.

処理ユニット２１、第１のＤＡＣ３１およびコンバイナ４は第１の処理チャネル（第１の処理経路）１０１を定め、処理ユニット２１、第２のＤＡＣ３２およびコンバイナ４は第２の処理チャネル（第２の処理経路）１０２を定める。なお、フィルタ５１，５２，５３も、処理チャネル１０１，１０２の一部であり得る。デジタルシグナルプロセッサ２２は、予備等化された第１の信号ｘ₁（ｎ）を、この信号ｘ₁（ｎ）が第１および第２の処理チャネル１０１，１０２間のクロストークを補償するように生成し、かつ／あるいは、予備等化された第２の信号ｘ₂（ｎ）を、この信号ｘ₂（ｎ）が第１および第２の処理チャネル１０１，１０２間のクロストークを補償するように生成する。クロストークの補償の詳細については、前述したとおりである。 The processing unit 21, the first DAC 31, and the combiner 4 define the first processing channel (first processing path) 101, and the processing unit 21, the second DAC 32, and the combiner 4 define the second processing channel (second processing). Route) 102 is defined. The filters 51, 52, and 53 may also be part of the processing channels 101, 102. The digital signal processor 22 compensates for the pre-equalized first signal x ₁ (n) so that the signal x ₁ (n) compensates for the crosstalk between the first and second processing channels 101 and 102. Generate and / or prequalify the second signal x ₂ (n) so that this signal x ₂ (n) compensates for crosstalk between the first and second processing channels 101, 102. Generate to. Details of crosstalk compensation are as described above.

なお、図２に示すように、アナログフィルタ５１，５２，５３の少なくとも１つが省かれてもよい。また、アナログフィルタが全く使用されないものとすることも可能である。ただし、ローパスフィルタ５０が、前記信号の合成後に（すなわち、コンバイナ４の下流に）ミキサ６の上側帯波を抑えるように挿入されてもよい。フィルタ５０は、ミキサ６の後段に配置されてもよい。ＤＡＣの数が３つ以上である場合（したがって、２つ以上のミキサが使用される場合）、フィルタ５０は、最大のＬＯ周波数を有するミキサの側帯波を抑えるのに使用される。 As shown in FIG. 2, at least one of the analog filters 51, 52, and 53 may be omitted. It is also possible that no analog filter is used. However, the low-pass filter 50 may be inserted after the synthesis of the signal (that is, downstream of the combiner 4) so as to suppress the upper band of the mixer 6. The filter 50 may be arranged after the mixer 6. When the number of DACs is 3 or more (and therefore 2 or more mixers are used), the filter 50 is used to suppress the sideband wave of the mixer with the maximum LO frequency.

図３に、図１又は図２のシステムを用いて実行され得る、本発明にかかる方法の一実施形態の概要を示す。図１及び図２の入力信号ｄ（ｎ）に相当する２Ｎポイントのデジタル入力信号（シーケンス）が離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を受けることにより、当該シーケンスのスペクトル表現を得る（ステップ１）。Ｉ⁺，Ｉ^-，ＩＩ⁺，ＩＩ^-は、信号部分Ｉ，ＩＩのそれぞれの、正の周波数帯および負の周波数帯を表す。矢印は、これら周波数帯の周波数の方向を示す。 FIG. 3 outlines an embodiment of the method according to the invention that can be performed using the system of FIG. 1 or FIG. A 2N point digital input signal (sequence) corresponding to the input signals d (n) of FIGS. 1 and 2 undergoes a discrete Fourier transform (DFT) to obtain a spectral representation of the sequence (step 1). ^{^{^{I +, I -, II +}}} , II - is the respective signal portions I, II, the positive frequency band and represents the negative frequency band. Arrows indicate the direction of frequencies in these frequency bands.

ステップ２では、前記入力信号が、等しい長さ：Ｎ（２）の２つの部分に周波数領域で（例えば、図１又は図２の処理ユニット２１を用いて）分割される。そして、これら２つのスペクトル（周波数）部分のそれぞれが、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）により時間領域に変換される。次のステップで、これらデジタル信号が前記ＤＡＣ（例えば、図１又は図２のＤＡＣ３１，３２）に供給される。当該ＤＡＣは、例えば、オーバーサンプリングなしで当該ＤＡＣの最大のサンプルレートｆｓにて前記アナログ信号を生成するように動作している（ステップ３）。 In step 2, the input signal is divided into two parts of equal length: N (2) in the frequency domain (eg, using the processing unit 21 of FIG. 1 or FIG. 2). Then, each of these two spectral (frequency) portions is transformed into a time domain by the inverse discrete Fourier transform (IDFT). In the next step, these digital signals are supplied to the DAC (eg, DACs 31 and 32 of FIG. 1 or 2). The DAC operates, for example, to generate the analog signal at the maximum sample rate fs of the DAC without oversampling (step 3).

前記ＤＡＣの出力信号は、当該ＤＡＣのゼロ次ホールド（ＺＯＨ）処理により、ステップ３にて三角形で表されているシンク（sinc）関数によって減衰される。適切なローパスフィルタによってイメージバンドが除去される（ステップ４）。ただし、当該フィルタは当該フィルタの有限ロールオフ特性のため、全てのイメージバンド成分をフィルタリング除去するのではない。第１の処理経路（図１又は図２の処理経路１０１を参照のこと）の前記第１のアナログ信号のアナログ処理が完了するのに対し、前記第２のアナログ信号はさらなる処理ステップにかけられる。例えば、前記第２のアナログ信号は、アップミキシング（例えば、図１又は図２のＬＯ６１などの局部発振器（ＬＯ）による逓倍）されて高周波数域にシフトされる（ステップ５）。 The output signal of the DAC is attenuated by the zero-order hold (ZOH) processing of the DAC by the sinc function represented by the triangle in step 3. Image bands are removed by an appropriate low pass filter (step 4). However, due to the finite roll-off characteristics of the filter, not all image band components are filtered out. While the analog processing of the first analog signal of the first processing path (see processing path 101 of FIG. 1 or FIG. 2) is completed, the second analog signal is subjected to a further processing step. For example, the second analog signal is upmixed (eg, multiplied by a local oscillator (LO) such as LO61 in FIG. 1 or 2) and shifted to a high frequency range (step 5).

例えば、前記ＬＯの周波数位置には２つの選択肢（第１の選択肢および第２の選択肢）が存在する。前記ＬＯがサンプリング周波数の半分：ｆｓ／２に位置するか、あるいは、前記ＬＯがサンプリング周波数ｆｓに直接位置するかのいずれかである。第２の選択肢を実行する場合、対応するスペクトルがＤＡ変換の前にデジタルで反転される必要がある。これにより、処理後に上側のバンドにて正しい周波数方向を確実に有することになる。余弦搬送波を用いたアップコンバージョンにより、２つの側帯波が生成される。これらの側帯波の一方は冗長であり、バンドパスフィルタにより除去され得る（ステップ６）。最後に、２つの各アナログ信号が（例えば、図１又は図２のコンバイナ４を用いて）合成されることにより、帯域幅ｆｓ及びサンプリングレート２ｆｓのデジタル入力波形のアナログ表現を構成する（ステップ７）。 For example, there are two options (first option and second option) at the frequency position of the LO. Either the LO is located at half the sampling frequency: fs / 2, or the LO is directly located at the sampling frequency fs. When implementing the second option, the corresponding spectrum needs to be digitally inverted prior to DA conversion. This ensures that the upper band has the correct frequency direction after processing. Up-conversion with a cosine carrier produces two sideband waves. One of these sidebands is redundant and can be removed by a bandpass filter (step 6). Finally, each of the two analog signals is combined (eg, using combiner 4 in FIG. 1 or 2) to form an analog representation of the digital input waveform with bandwidth fs and sampling rate 2 fs (step 7). ).

ミキサ６が省かれる場合には、ナイキストを超えたシグナリング（Beyond-Nyquist signaling）が利用され得る。前記第２の信号が、第２の選択肢のようにデジタルスペクトル反転によって生成される。ステップ３の前記ＤＡＣの後には、ローパスフィルタを用いるのに代えて、周波数範囲［ｆｓ／２，ｆｓ］内の第２ナイキスト領域（second Nyquist zone）の周波数を選択するようにバンドパスフィルタが用いられる。これにより、前記ミ
キサにより引き起こされる非直線（非線形）歪みを避けることができる。さらに、ＬＯ位相雑音も避けられる。この変形例の短所としては、シンク（sinc）ロールオフによるｆｓ付近の周波数での振幅高損失が挙げられる。これは、前記ＤＡＣに関して非ゼロ復帰（ＮＲＺ）処理ではなくゼロ復帰（ＲＺ）を用いることにより回避されることが可能である。 If the mixer 6 is omitted, Beyond-Nyquist signaling can be used. The second signal is generated by digital spectral inversion as in the second option. After the DAC in step 3, instead of using a low-pass filter, a band-pass filter is used to select the frequency in the second Nyquist zone within the frequency range [fs / 2, fs]. Will be. This makes it possible to avoid the non-linear (non-linear) distortion caused by the mixer. Further, LO phase noise can be avoided. Disadvantages of this variant include high amplitude loss at frequencies near fs due to sinc rolloff. This can be avoided by using zero return (RZ) instead of non-return (NRZ) processing for the DAC.

また、第１の選択肢では、前記ＬＯがバンド内（帯域内）に位置するので信号（波形）が乱される可能性がある。この干渉を抑えるには、（例えば、極めて良好な）ノッチフィルタが、ＬＯ線を排除するように用いられ得る。ただし、これは、（ＯＦＤＭなどの周波数領域波形への影響は少ないかもしれないが）時間領域波形の劣化を引き起こす可能性がある。さらに、前記ＬＯの位相が分かっていれば、デジタルＬＯが生成されてデジタル信号に挿入されて、これによりアナログ信号における外乱であるＬＯ線を排除することも可能である。 Further, in the first option, since the LO is located in the band (inside the band), the signal (waveform) may be disturbed. To suppress this interference, a (eg, very good) notch filter can be used to eliminate LO lines. However, this can cause deterioration of the time domain waveform (although it may have less effect on frequency domain waveforms such as OFDM). Further, if the phase of the LO is known, a digital LO is generated and inserted into the digital signal, whereby it is possible to eliminate the LO line which is a disturbance in the analog signal.

図４のブロック図は、図３のスペクトルを図１のシステム１に関連させたものである。なお、処理ユニット２１とデジタルシグナルプロセッサ２２（したがって、前記予備等化）とは、共通のユニットに組み合わせられている。 The block diagram of FIG. 4 relates the spectrum of FIG. 3 to the system 1 of FIG. The processing unit 21 and the digital signal processor 22 (hence, the preliminary equalization) are combined in a common unit.

図５に、受け取った信号のスペクトル表現Ｓであって、サンプリングレート２ｆｓに対応する周波数範囲［−ｆｓ，ｆｓ］に制限されている当該信号のスペクトル表現Ｓを示す。当該受け取った信号は実数の信号であるが、ＤＦＴが両側スペクトルをもたらすことから、片側スペクトルではなく両側スペクトルを図示している。このスペクトルは、前述したように下側周波数帯（より低い周波数帯）Ｓ_I（ｋ）および上側周波数帯（より高い周波数帯）Ｓ_II（ｋ）：
Ｓ＝［Ｓ⁺，Ｓ^-］＝［Ｓ_I ⁺，Ｓ_II ⁺，Ｓ_II ^-，Ｓ_I ^-］，
Ｓ_I＝［Ｓ_I ⁺，Ｓ_I ^-］
Ｓ_II＝［Ｓ_II ⁺，Ｓ_II ^-］
に分割される。 FIG. 5 shows the spectral representation S of the received signal, which is the spectral representation S of the signal limited to the frequency range [−fs, fs] corresponding to the sampling rate of 2 fs. The received signal is a real signal, but since the DFT provides a two-sided spectrum, a two-sided spectrum is shown instead of a one-sided spectrum. This spectrum is lower frequency band as described above (lower frequency band) S _I (k) and the upper frequency band (higher frequency band) S _II (k):
^{^{S = [S +, S -}} ] = [S I +, S II +, S II -, S I -],
_{_{^{S I = [S I +,}}} S I -]
_{_{^{S II = [S II +,}}} S II -]
It is divided into.

図６に、スペクトルＳ_I（ｋ），Ｓ_II（ｋ）の別の表現を示す。スペクトルＳ_I（ｋ），Ｓ_II（ｋ）は、それぞれ、所望の主成分と不所望のクロストーク成分とに分けられる。前述したように、問題は、実際のスペクトルのミラースペクトルであるクロス結合項を含む。図６の矢印は周波数の方向を示すものであり、この矢印により、スペクトルが周波数について反対の符号を有して複素共役であることが可視化されている。この処理は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）のサンプルポイントの二分の一のシフト：Ｘ（ｋ＋Ｎ／２）＝Ｘ（ｋ−Ｎ／２）により記述されることが可能である。その結果、離散スペクトルの繰返しの性質を利用する。 FIG. 6 shows another representation of the spectra S _I (k) and S _II (k). The spectra S _I (k) and S _II (k) are divided into a desired main component and an undesired crosstalk component, respectively. As mentioned above, the problem involves a cross-coupling term that is a mirror spectrum of the actual spectrum. The arrow in FIG. 6 indicates the direction of frequency, which visualizes that the spectrum has opposite signs for frequency and is complex conjugate. This process can be described by a half shift of the sample points of the Discrete Fourier Transform (DFT): X (k + N / 2) = X (k−N / 2). As a result, the repeating property of the discrete spectrum is utilized.

前述したように、非理想的なフィルタリング処理に起因して起こる図５に示すようなクロス結合の問題は以下のように表される。
Ｓ_I（ｋ）＝Ｈ₁₁（ｋ）・Ｘ₁（ｋ）＋Ｈ₁₂（ｋ）・Ｘ₂（ｋ＋Ｎ／２）
Ｓ_II（ｋ）＝Ｈ₂₁（ｋ）・Ｘ₁（ｋ＋Ｎ／２）＋Ｈ₂₂（ｋ）・Ｘ₂（ｋ） As mentioned above, the cross-coupling problem as shown in FIG. 5 caused by the non-ideal filtering process is expressed as follows.
_{_{S I (k) = H 11}} (k) · X 1 (k) + H 12 (k) · X 2 (k + N / 2)
S _II (k) = H ₂₁ (k) · X ₁ (k + N / 2) + H ₂₂ (k) · X ₂ (k)

（式中、Ｘ₁（ｋ）およびＸ₂（ｋ）は、等化子を経た（前記第１及び前記第２の信号の予備等化を実行した後の）スペクトルである。）図７に、このＭＩＭＯ系を可視化したものを示す。周波数領域での２つの追加のシフト処理を有する点で、標準的なＭＩＭＯ問題と異なることが直ぐに見て取れる。この導出モデルは特別な２×２ＭＩＭＯモデルであるが、前述したように標準的な４×４ＭＩＭＯモデルに書き換えられることも可能である。１×１、２×１などの他のアプローチ、さらには、４×１のモデルも可能である。 (In the equation, X ₁ (k) and X ₂ (k) are spectra that have undergone equalizer (after performing preliminary equalization of the first and second signals)). , A visualization of this MIMO system is shown. It is immediately apparent that it differs from the standard MIMO problem in that it has two additional shifts in the frequency domain. This derived model is a special 2x2 MIMO model, but it can also be rewritten to a standard 4x4 MIMO model as described above. Other approaches such as 1x1, 2x1 and even 4x1 models are possible.

図８に、本発明の他の実施形態にかかる信号処理システム１を示す。システム１は、ＤＳＰユニット２２からデジタル（サンプリングされた）入力信号を受け取る第１、第２および第３のＤＡＣ３１，３２，３３を備える。当該サンプリングされた入力信号を当該サンプリングされた信号の異なる周波数部分に対応する分割信号に分割する処理ユニット２１はＤＳＰユニット２２に設けられているが、別個のユニットにより実現されてもよい。 FIG. 8 shows a signal processing system 1 according to another embodiment of the present invention. The system 1 includes first, second and third DACs 31, 32, 33 that receive digital (sampled) input signals from the DSP unit 22. The processing unit 21 that divides the sampled input signal into divided signals corresponding to different frequency portions of the sampled signal is provided in the DSP unit 22, but may be realized by a separate unit.

処理ユニット２１は、前記入力信号を、このサンプリングされた信号のうちの第１および第２の周波数部分に対応する第１および第２の信号に分割する。第１の信号は、第１のＤＡＣ３１に送信される。第２の信号は、第１および第２のサブ信号に分割される。第１のサブ信号は第２のＤＡＣ３２に供給されるのに対し、第２のサブ信号は第３のＤＡＣ３３に供給される。第１のサブ信号は第２の信号の実部に対応し、第２のサブ信号は第２の信号の虚部に対応する（図１０を参照のこと）。 The processing unit 21 divides the input signal into first and second signals corresponding to the first and second frequency portions of the sampled signal. The first signal is transmitted to the first DAC 31. The second signal is divided into a first and a second sub signal. The first sub-signal is supplied to the second DAC 32, while the second sub-signal is supplied to the third DAC 33. The first sub-signal corresponds to the real part of the second signal and the second sub-signal corresponds to the imaginary part of the second signal (see FIG. 10).

処理システム１は、さらに、第２のＤＡＣ３２のアナログ出力信号と第３のＤＡＣ３３のアナログ出力信号とを受け取る（局部発振器６０１を含む）ＩＱミキサ６００を備える。ＩＱミキサ６００は、ＤＡＣ３２，３３の出力信号を混合し、その出力を（アナログフィルタ５４を経由して）コンバイナ４に送信する。コンバイナ４は、ＩＱミキサ６００の出力信号を第１のＤＡＣ３１の出力信号と合成する。なお、ＤＡＣ３１〜３３の出力信号は、それぞれのアナログフィルタ５１〜５３を経由してコンバイナ４やＩＱミキサ６００に供給される。ただし、フィルタ５１〜５４の少なくとも一部が図９に示すように省かれてもよい。 The processing system 1 further includes an IQ mixer 600 (including a local oscillator 601) that receives the analog output signal of the second DAC 32 and the analog output signal of the third DAC 33. The IQ mixer 600 mixes the output signals of the DACs 32 and 33 and transmits the output to the combiner 4 (via the analog filter 54). The combiner 4 synthesizes the output signal of the IQ mixer 600 with the output signal of the first DAC 31. The output signals of the DACs 31 to 33 are supplied to the combiner 4 and the IQ mixer 600 via the respective analog filters 51 to 53. However, at least a part of the filters 51 to 54 may be omitted as shown in FIG.

ＩＱミキサ６００があるため、前記第２の信号のスペクトルは、実数の時間領域信号に対応する共役対称性を有しなくてもよい。つまり、そのスペクトルは正の周波数にも負の周波数にも独立して規定されてよく、その結果時間領域信号は複素数となる。図１０に、入力信号（データ）スペクトルの分割の様子を示す。スペクトルが、２つの部分に分割される。第１の部分（スペクトル部分Ｉ^-，Ｉ⁺を含む部分）は、第１のＤＡＣ３１に直接供給される実数の信号に相当する。前記スペクトルの第２の部分（スペクトル部分ＩＩ⁺，ＩＩＩ⁺を含む部分）は共役対称性を示さないものであり、対応する時間領域信号は複素数となる。フーリエ変換（例えば、ＩＦＦＴ）により、この時間領域信号が実部（Ｒｅ）及び虚部（Ｉｍ）（すなわち、前記第１および前記第２のサブ信号）に分離されて、それぞれ前記第２のＤＡＣと前記第３のＤＡＣとに供給される。 Due to the IQ mixer 600, the spectrum of the second signal does not have to have the conjugate symmetry corresponding to the real time domain signal. That is, the spectrum may be defined independently for both positive and negative frequencies, resulting in a complex number in the time domain signal. FIG. 10 shows how the input signal (data) spectrum is divided. The spectrum is divided into two parts. The first portion (the portion ^{containing the spectral portions I −} and I ⁺ ) corresponds to a real number signal directly supplied to the first DAC 31. The second part of the spectrum (the part ^{containing the spectral parts II +} and III ⁺ ) does not show conjugate symmetry, and the corresponding time domain signal is a complex number. By a Fourier transform (eg, IFFT), this time domain signal is separated into a real part (Re) and an imaginary part (Im) (that is, the first and second sub-signals), respectively, and the second DAC is used. And the third DAC.

前述したように、非共役対称性のスペクトルを前記第２および第３のＤＡＣに向けて分割することは、時間領域でなくスペクトル領域で行われることも可能である。つまり、あるスペクトル成分を直接にフーリエ変換（例えば、ＩＦＦＴ）することにより、同相成分（第２のＤＡＣ３２）及び直交成分（第３のＤＡＣ３３）の各信号がそれぞれ得られることが可能である。この処理は、奇関数及び偶関数並びにスペクトルのそれぞれのフーリエ変換の一般的対称性の利用を必要とする。 As mentioned above, the splitting of the non-conjugated symmetry spectrum towards the second and third DACs can also be done in the spectral domain instead of the time domain. That is, by directly performing a Fourier transform (for example, IFFT) on a certain spectral component, it is possible to obtain signals of an in-phase component (second DAC32) and an orthogonal component (third DAC33), respectively. This process requires the use of the general symmetry of the Fourier transforms of odd and even functions and spectra.

なお、４つ以上のＤＡＣが使用されてもよく、また、図８及び図９のＤＡＣ３１〜３３は必ずしも標準的な単体ＤＡＣである必要はない。例えば、少なくとも一部のＤＡＣ３１〜３３が、複数のサブＤＡＣにより実現されてもよい。例えば、サブＤＡＣ３００ａ〜３００ｋは、図１１のａ）に示すようにデジタル時間インターリーブとアナログ加算点７との組合せを用いたＴＩＤＡＣとして実現されてもよく、さらには、図１１のｂ）に示すようにアナログマルチプレクサ７０（ＭＵＸＤＡＣ）を含むＭＵＸＤＡＣとして実現されてもよい。ＭＵＸＤＡＣの実施例は、必ずしも、単一のマルチプレクサでＤＡＣ３００ａ〜３００ｋの全出力を組み合わせるものでなくてもよい。むしろ、２：１マルチプレクサを３段（第１段は４つの２：１、第２段は２つの２：１、第３段は１つの２：１）並べた８つのＤＡＣの場合などのような多段マルチプレクサも可能である。なお、個々のサブＤＡＣ３００ａ〜３００ｋを周波数インターリーブ型とすることによって、周波数インターリーブ型ＤＡＣの複数階の階層構造を形成してもよい。 It should be noted that four or more DACs may be used, and the DACs 31 to 33 in FIGS. 8 and 9 do not necessarily have to be standard single DACs. For example, at least some of the DACs 31 to 33 may be realized by a plurality of sub-DACs. For example, the sub DACs 300a to 300k may be realized as a TIDAC using a combination of a digital time interleaving and an analog addition point 7 as shown in FIG. 11a), and further, as shown in FIG. 11b). It may be realized as a MUXDAC including an analog multiplexer 70 (MUXDAC). The MUXDAC embodiment does not necessarily have to combine the full outputs of the DACs 300a-300k with a single multiplexer. Rather, it is like the case of eight DACs in which two: 1 multiplexers are arranged in three stages (four 2: 1 in the first stage, two 2: 1 in the second stage, and one 2: 1 in the third stage). Multi-stage multiplexer is also possible. By making the individual sub DACs 300a to 300k a frequency interleave type, a multi-level hierarchical structure of the frequency interleave type DAC may be formed.

また、システム１は、図１及び図２を参照して前述した予備等化ユニット２２０を備えてもよい。この予備等化ユニットは、ＤＡＣ３１〜３３に供給される信号を予備等化するように構成されている。 Further, the system 1 may include the preliminary equalization unit 220 described above with reference to FIGS. 1 and 2. This pre-equalization unit is configured to pre-equalize the signal supplied to the DACs 31 to 33.

図１２に、図１のシステムに基づく本発明にかかる別の処理システム１であって、キャリブレーション処理を実行するように構成された別の処理システム１を示す。キャリブレーションを実行するためにシステム１は、第１および第２の処理チャネル１０１，１０２に関するチャネル推定を実行するのに用いられるチャネル特定ユニット８０を備える。スプリッタ８１が、コンバイナ４の出力信号の一部を分岐させるのに使用される。この分岐された一部は、チャネル特定ユニット８０に供給される。当然ながら、当該スプリッタに代えてスイッチが使用されてもよい。 FIG. 12 shows another processing system 1 according to the present invention based on the system of FIG. 1, which is configured to perform a calibration process. To perform the calibration, the system 1 comprises a channel identification unit 80 used to perform channel estimation for the first and second processing channels 101, 102. The splitter 81 is used to branch a portion of the output signal of the combiner 4. This branched portion is supplied to the channel identification unit 80. Of course, a switch may be used in place of the splitter.

図１３のａ）〜ｃ）に、チャネル特定ユニット８０の各実施例を示す。図１３のａ）では、（スプリッタ８１により生成された）信号の全スペクトルが（オシロスコープ８００を用いて）取得されてＤＳＰ／ＣＥブロック８０１により処理される。図１３のｂ）では、（フィルタ８０２を用いた）フィルタリング処理により当該信号の一部が取得されて（ミキサ８０３を用いて）ダウンコンバージョンされることにより、オシロスコープ８００の帯域幅及びサンプルレートに関する要求を限定している。前記フィルタおよびミキサ８０３のＬＯ８０３１は調整可能であってもよく、これによって全スペクトルの反復的特定を可能にしている。順次得られた情報がデジタルで再合成されることにより、全スペクトル幅についての情報を得ている。 13 a) to 13 c) show examples of the channel identification unit 80. In a) of FIG. 13, the entire spectrum of the signal (generated by the splitter 81) is acquired (using the oscilloscope 800) and processed by the DSP / CE block 801. In b) of FIG. 13, a request regarding the bandwidth and sample rate of the oscilloscope 800 is obtained by acquiring a part of the signal by the filtering process (using the filter 802) and down-converting it (using the mixer 803). Is limited. The filter and LO8031 of the mixer 803 may be adjustable, which allows iterative identification of the entire spectrum. Information about the entire spectral width is obtained by digitally resynthesizing the sequentially obtained information.

また、図１３のｃ）では、ＬＯ６１，６０１がシステム構成における唯一の重要な動的構成要素であることから、当該ＬＯの周波数ｆ_LO及び位相Φ_LOについての情報のみが取得される。それはノッチフィルタとスコープとの組合せにより又は（オシロスコープ８００を用いて）ＰＬＬから現在の周波数及び位相についての情報を読み取ることにより取得されて、前記ＬＯの安定化を図る。この変形例では、初期時のチャネル特定が必要とされるかもしれない。 Further, in c) of FIG. 13, since LO61 and 601 are the only important dynamic components in the system configuration, only the information about the _{frequency f LO} and the phase Φ _{LO of the LO is acquired.} It is obtained by a combination of a notch filter and a scope or by reading information about the current frequency and phase from the PLL (using an oscilloscope 800) to stabilize the LO. This variant may require initial channel identification.

当然ながら、本発明は、図１３のａ）〜ｃ）の実施例に限定されない。例えば、ハイブリッド変形例や、関連する変形例も可能である。また、チャネル推定用の専用のシーケンスは必ずしも必要でないが、チャネル推定用の専用のシーケンスはチャネル推定品質を向上し得る。 As a matter of course, the present invention is not limited to the examples a) to c) of FIG. For example, hybrid variants and related variants are possible. Further, although a dedicated sequence for channel estimation is not always necessary, a dedicated sequence for channel estimation can improve the channel estimation quality.

また、前述したように、ミキサ６、フィルタ５１〜５３および／もしくはコンバイナ４のアナログ不備（アナログ機器の不良）ならびに／またはＤＡＣ３１，３２の周波数応答を補償するには、これらの系のインパルス応答および／または周波数応答についての情報が必要である。キャリブレーションルーチンは、チャネル推定アルゴリズム（前述を参照のこと）を用いて前記システム全体に対してこの情報を取り出す。しかし、この情報を得るのに、Ｓ−パラメータアナライザ又はＸ−パラメータアナライザを使用することも可能である。前記システム全体として測定されることも可能であるし、あるいは、各構成要素のパラメータが個別に測定されたのちにデジタルで合成されてもよい。システム１は、動作中に、変化するパラメータ（例えば、構成要素の温度変動等）を補償する必要があるかもしれない。具体的に述べると、システム１の動作中にキャリブレーション処理が適用されることによって、当該システム１を常に適応化させる。実現可能なキャリブレーション処理については、既に前述したとおりである。 Further, as described above, in order to compensate for the analog defect (malfunction of the analog device) of the mixer 6, the filters 51 to 53 and / or the combiner 4, and / or the frequency response of the DACs 31 and 32, the impulse response of these systems and / or / Or information about the frequency response is needed. The calibration routine uses a channel estimation algorithm (see above) to retrieve this information for the entire system. However, it is also possible to use an S-parameter analyzer or an X-parameter analyzer to obtain this information. It can be measured as a whole system, or the parameters of each component may be measured individually and then digitally synthesized. System 1 may need to compensate for changing parameters (eg, component temperature fluctuations, etc.) during operation. Specifically, the calibration process is applied during the operation of the system 1 to constantly adapt the system 1. The feasible calibration process has already been described above.

前記キャリブレーション処理は、例えば、図１４のａ）及びｂ）ならびに図１６のチャネル推定手法を用いる。図１４のａ）では、第１のＤＡＣ３１のみが動作させられて、（スプリッタ８１から）信号ｓ’（ｔ）がチャネル特定ユニット８０のオシロスコープ８００により取得される。（ＤＳＰユニット８０１を用いて）ＦＦＴが算出されて、その結果、信号がスペクトル領域で２ｆ_sにダウンサンプリングされる。このスペクトルを２つの部分に分割した後、これらのスペクトルが時間領域に変換されて、２つの個別の最小二乗（ＬＳ）ＣＥが実行される。これら２つのうちの一方の最小二乗ＣＥはイメージスペクトルを表すシーケンスで実行され、他方の最小二乗ＣＥは正規スペクトル（レギュラースペクトル）を表すシーケンスで実行される。最後に、得られたチャネルインパルス応答が周波数領域に変換されて、Ｈ₁₁（ｋ），Ｈ₂₁（ｋ）が得られる。Ｈ₁₂（ｋ），Ｈ₂₂（ｋ）を算出するのにも、第２のＤＡＣ３２のみを動作させる（図１４のｂ））点を除いて同一の処理が適用される。チャネル周波数応答は、周波数領域等化（ＦＤＥ）を実行するために後でデータパターンの長さと合致するように補間される。 For the calibration process, for example, a) and b) of FIG. 14 and the channel estimation method of FIG. 16 are used. In a) of FIG. 14, only the first DAC 31 is operated and the signal s'(t) (from the splitter 81) is acquired by the oscilloscope 800 of the channel identification unit 80. The FFT is calculated (using the DSP unit 801) and as a result the signal is downsampled to _{2 fs in the spectral region.} After dividing this spectrum into two parts, these spectra are transformed into a time domain and two separate least squares (LS) CEs are performed. The least squares CE of one of these two is executed in a sequence representing an image spectrum, and the least squares CE of the other is executed in a sequence representing a normal spectrum (regular spectrum). Finally, the obtained channel impulse response is converted into the frequency domain to obtain H ₁₁ (k) and H ₂₁ (k). The _{same processing is applied to the calculation of H 12} (k) and H ₂₂ (k) except that only the second DAC 32 is operated (b in FIG. 14). The channel frequency response is later interpolated to match the length of the data pattern to perform frequency domain equalization (FDE).

また、前記ＣＥはＡＢＩシーケンス（すなわち、ペイロードシーケンス）で行われてもよいが、等しい長さのデュブラン（De Bruijn）バイナリシーケンス（ＤＢＢＳ）パターン等を用いることにより品質が向上し得る。なお、チャネル推定は周波数領域で実行されることも可能である。 Further, the CE may be performed by an ABI sequence (that is, a payload sequence), but the quality can be improved by using a De Bruijn binary sequence (DBBS) pattern or the like having the same length. It is also possible to perform channel estimation in the frequency domain.

図１５に、上記のＣＥ手法に伴う問題を避けるための別の手法を示す。この手法では、用いられるＦＦＴ／ＩＦＦＴ処理の数が少なくなる。前の段落に提示した手法のＣＥシーケンスは、範囲［０，ｆ_s／２］と範囲［ｆ_s／２，ｆ_s］のスペクトル成分を決定できる。これら新しいシーケンスで、範囲［０，ｆ_s］のスペクトル成分が一回の処理で推定されることが可能となる。したがって、より効率的で且つより信頼性の高い推定が得られる。 FIG. 15 shows another method for avoiding the problems associated with the above CE method. This technique reduces the number of FFT / IFFT processes used. The CE sequence of the method presented in the previous paragraph can determine the spectral components of _{the range [0, f s} / 2] and the range [f _s / 2, f _s]. With these new sequences, it becomes possible to estimate the spectral components in the range [0, f _{s] in a single process.} Therefore, more efficient and more reliable estimates can be obtained.

他の解決手段（図１６）は、ＭＩＭＯ最小二乗チャネル推定手法を用いる。これにより、ＭＩＭＯ２×１チャネルが一緒に推定される。得られた周波数応答は、４つのチャネル周波数応答を取り出すように周波数領域で分割される。 Another solution (FIG. 16) uses a MIMO least squares channel estimation method. As a result, MIMO 2 × 1 channels are estimated together. The resulting frequency response is divided into frequency domains so as to extract the four channel frequency responses.

図１７に、任意波形発生器（ＡＷＧ）等の反復的データシーケンスを用いるＡＢＩ手法のＤＳＰ処理を示す。ＯＦＤＭやＤＭＴなどの周波数領域変調フォーマットを用いることにより、最初のＦＦＴ処理が必要でなくなる。入力信号（シーケンス）ｄ（ｎ）が、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて周波数領域に変換される。そして、２つの部分Ｄ₁（ｋ），Ｄ₂（ｋ）に分割される。さらに、Ｄ₁（ｋ）及びＤ₂（ｋ）の両方について、シフトされたバージョンとシフトされていないバージョンとが生成される。スペクトルＤ_j（ｋ）とスペクトルＤ_j（ｋ＋Ｎ／２）、（ただし、ｉ，ｊ∈｛１，２｝）とに対し、等化子が適用される（すなわち、予備等化が実行される）。得られたスペクトルが逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理により時間領域に変換されて、得られたシーケンスがＤＡＣ３１，３２に供給され得る。等化係数Ｗ_ij（ｋ）、（ただし、ｉ，ｊ∈｛２，２｝）は、前述した２×２ＭＩＭＯ問題の解により与えられる。 FIG. 17 shows DSP processing of the ABI method using an iterative data sequence such as an arbitrary waveform generator (AWG). By using a frequency domain modulation format such as OFDM or DMT, the first FFT process is not required. The input signal (sequence) d (n) is transformed into the frequency domain using the Fast Fourier Transform (FFT). Then, it is divided into two parts D ₁ (k) and D _{2 (k).} Further, for both D ₁ (k) and D ₂ (k), a shifted version and an unshifted version are generated. An equalizer is applied to the spectrum D _j (k) and the spectrum D _j (k + N / 2), (where i, j ∈ {1,2}) (ie, preliminary equalization is performed). ). The obtained spectrum can be transformed into a time domain by an inverse fast Fourier transform (IFFT) process, and the obtained sequence can be supplied to DACs 31 and 32. Equalization coefficient W _ij (k), (provided that, i, j∈ {2,2}) is given by the solution of 2 × 2 MIMO problems described above.

図１８に、前記入力信号の分割および等化（当該等化は、例えば、図１及び図２のシステムで使用されるものでも、図８又は図９のＩＱミキサ系で使用されるものでもよい）を実行する一例を一般的に示す。入力シーケンスｄ（ｎ）が、ＦＦＴを用いて当該入力シーケンスｄ（ｎ）のスペクトル表現に変換される。当該シーケンスは、（処理ユニット２１を用いて）２つの部分にスペクトル領域で分割される（すなわち、第１および前記第２の信号が生成される）。第１の部分は前記入力信号のうちの低周波数（ＬＦ）成分に対応し、第２の部分は前記入力信号のうちの高周波数（ＨＦ）成分に対応する。この分割は、前記スペクトルを分割することによって行われることができ、周波数領域表現から低周波数サンプルと高周波数サンプルとが取り出されることにより、２つのシーケンスのスペクトル表現（前記第１および前記第２の信号）を生成する。この処理は、レート変更を含んでもよい。図１８においてこのレート変更は、下方向の矢印で表される。 FIG. 18 shows the division and equalization of the input signal (the equalization may be used, for example, in the system of FIGS. 1 and 2 or in the IQ mixer system of FIG. 8 or 9. ) Is generally shown. The input sequence d (n) is transformed into a spectral representation of the input sequence d (n) using an FFT. The sequence is divided into two parts (using the processing unit 21) in a spectral region (ie, the first and second signals are generated). The first portion corresponds to the low frequency (LF) component of the input signal and the second portion corresponds to the high frequency (HF) component of the input signal. This division can be performed by dividing the spectrum, and by extracting the low frequency sample and the high frequency sample from the frequency domain representation, the spectral representation of the two sequences (the first and the second). Signal) is generated. This process may include rate changes. In FIG. 18, this rate change is represented by a downward arrow.

次に、予備等化ユニット２２０のＭＩＭＯ等化手段（等化ユニット）２２１が続く。ＭＩＭＯ等化手段２２１は、（前述したように）例えば：
ａ）各周波数帯の振幅および／または位相；
ｂ）周波数帯間の振幅および／または位相の不一致；ならびに
ｃ）周波数帯間のクロストーク；を補償し、
ｄ）非線形歪みも考慮に入れてもよい。 Next, the MIMO equalization means (equalization unit) 221 of the preliminary equalization unit 220 follows. MIMO equalization means 221 (as described above), for example:
a) Amplitude and / or phase of each frequency band;
b) Compensate for amplitude and / or phase mismatch between frequency bands; and c) crosstalk between frequency bands;
d) Non-linear distortion may also be taken into account.

スペクトル分割を達成する方法には（すなわち、処理ユニット２１を構成する方法には）、様々な方法が存在する。以下では、２つの実現性について説明する。分割機能の主な条件は、全ての離散周波数にわたって１に等しくすること、および／または一方もしくは他方の周波数部分に全ての離散周波数成分が確実に存在するようにすることである。 There are various methods for achieving spectral division (ie, methods for configuring the processing unit 21). In the following, two feasibility will be described. The main condition of the split function is to make it equal to 1 over all discrete frequencies and / or to ensure that all discrete frequency components are present in one or the other frequency portion.

例えば（前述した図３のステップ１及びステップ２を参照のこと）、前記入力信号のうちの低周波数部分には、理想的なローパスフィルタリング処理に相当するブリックウォールフィルタリング処理と例えば係数＝２（前記入力信号（スペクトル）が均等に分割される場合）のダウンサンプリングとの組合せが適用されてもよい。高周波数部分に対してはこの処理がバンドパス（ハイパス）フィルタリング処理に相当し、この後にダウンミキシング及び追加の理想的なローパスフィルタリング処理が続く。例えば、係数＝２（前記入力信号が均等に分割される場合）のダウンサンプリングが続く。周波数領域では、これが、適切なサンプルを選択することによって達成され得る。 For example (see step 1 and step 2 of FIG. 3 described above), the low frequency portion of the input signal is subjected to a brick wall filtering process corresponding to an ideal low-pass filtering process and, for example, a coefficient = 2 (described above). A combination with downsampling (when the input signal (spectrum) is evenly divided) may be applied. For high frequency parts, this process corresponds to bandpass (highpass) filtering, followed by downmixing and additional ideal lowpass filtering. For example, downsampling with a coefficient of 2 (when the input signal is evenly divided) continues. In the frequency domain, this can be achieved by selecting the appropriate sample.

他の実現手段して、レイズドコサインフィルタリング処理（図１９を参照のこと）が挙げられる。レイズドコサイン関数においてゼロで逓倍された周波数サンプルが図示のように除去されてもよく、レート変換を実行する。図２０の上側に、レイズドコサインフィルタの周波数応答Ｈ_{rc, low}，Ｈ_{rc, high}を示す。図２０の下側に、ブリックウォールフィルタの周波数応答Ｈ_{block, low}，Ｈ_{block, high}を示す。 Another implementation means include raised cosine filtering (see FIG. 19). Frequency samples multiplied by zero in the raised cosine function may be removed as shown and perform rate conversion. The upper part of FIG. 20 shows the frequency responses H _{rc, low} , H _{rc, and high} of the raised cosine filter. The lower side of FIG. 20 shows the frequency responses H _{block, low} , H _{block, and high} of the brick wall filter.

図２１に、本発明の他の変形例におけるデータ処理方法を示す。ここでも、少なくとも第１および第２のＤＡＣが設けられ、サンプリングされた信号が、処理ユニットを用いて当該サンプリングされた信号の異なる周波数部分に対応する第１および第２の信号に分割される（ステップＩ及びステップＩＩ）。さらに、前記第１および第２のＤＡＣを用いて、第１および第２のアナログ信号が生成される（ステップＩＩＩ）。ただし、図３の方法とは異なり、オーバーサンプリングされた第１および第２の信号が生成されて、前記第１および前記第２のＤＡＣにより前記第１および前記第２のアナログ信号を得るように変換される。このオーバーサンプリングは、当然ながら、前述した信号の予備等化と組み合わされてもよい。 FIG. 21 shows a data processing method in another modification of the present invention. Again, at least first and second DACs are provided and the sampled signal is split into first and second signals corresponding to different frequency portions of the sampled signal using a processing unit (again). Step I and Step II). Further, the first and second DACs are used to generate first and second analog signals (step III). However, unlike the method of FIG. 3, oversampled first and second signals are generated so that the first and second DACs obtain the first and second analog signals. Will be converted. This oversampling may, of course, be combined with the signal pre-equalization described above.

（例えば、デジタルスペクトルにゼロを挿入することによる）このオーバーサンプリングは、イメージバンドを所望のバンドから遠ざけるように移動させるために用いられる。したがって、適切なアナログフィルタ（ステップＩＶ及びＶＩ）によりイメージをほぼ完全に消去することが可能となり、処理チャネル間のクロストークが避けられ得る。第１の処理経路の信号は一度しかフィルタリング処理を受けないことから必ずしも高周波数域と低周波数域との両方でオーバーサンプリングを必要としないので、入力スペクトルは、前記第１および前記第２のＤＡＣ間で不均等に分割されてもよい。オーバーサンプリングされた前記第２の信号は、ベースバンドではなく中間周波数で生成される（デジタルアップミキシング又はデジタルアップコンバージョン）。このようにして、高周波数域と低周波数域との両方でスペクトルゼロが実現される。そして、当該第２の信号は、ＬＯを用いて所望の周波数にアップコンバージョンされて（ステップＶ）、側帯波リジェクションフィルタ（例えば、バンドパス、ハイパスまたはローパスフィルタ等）が不所望の側帯波を除去する（ステップＶＩ）。 This oversampling (eg, by inserting zeros into the digital spectrum) is used to move the image band away from the desired band. Therefore, appropriate analog filters (steps IV and VI) can almost completely erase the image and avoid crosstalk between processing channels. Since the signal of the first processing path is filtered only once, oversampling is not necessarily required in both the high frequency region and the low frequency region, so that the input spectrum is the first and second DACs. It may be divided unevenly between them. The oversampled second signal is generated at an intermediate frequency rather than the baseband (digital upmixing or digital upconversion). In this way, spectrum zero is achieved in both the high frequency range and the low frequency range. Then, the second signal is up-converted to a desired frequency using LO (step V), and a sideband wave rejection filter (for example, a bandpass filter, a highpass filter, a lowpass filter, etc.) removes an undesired sideband wave. Remove (step VI).

システム１（例えば、図１のシステムと同一である）の基本設計であって、前述したオーバーサンプリング方法を実行するシステム１の基本設計を図２２に示す。図２２には、当該システム１の特定の箇所での信号スペクトルと共に示している。
なお、本発明は、実施の態様として以下の内容を含む。
〔態様１〕
−少なくとも第１、第２および第３のＤＡ変換器（３１〜３３）（ＤＡＣ）と、
−サンプリングされた信号を当該サンプリングされた信号の異なる周波数部分に相当する少なくとも第１および第２の信号に分割し、前記第１の信号を前記第１のＤＡＣ（３１）に送信し、前記第２の信号を第１および第２のサブ信号に分割し、前記第１のサブ信号を前記第２のＤＡＣ（３２）に送信し、前記第２のサブ信号を前記第３のＤＡＣ（３３）に送信する処理ユニット（２１）であって、前記第１のサブ信号は前記第２の信号の実部に相当し、前記第２のサブ信号は前記第２の信号の虚部に相当する、処理ユニット（２１）と、
−前記第２のＤＡＣ（３２）のアナログ出力信号と前記第３のＤＡＣ（３３）のアナログ出力信号とを混合するＩＱミキサ（６００）と、
−前記第１のＤＡＣ（３１）のアナログ出力信号と前記ＩＱミキサ（６００）の出力信号とを合成するコンバイナ（４）と、
を備える、信号処理システム。
〔態様２〕
態様１に記載のシステムにおいて、前記第１の信号に相当する前記周波数部分が、前記第２の信号に相当する前記周波数部分よりも低い周波数を有する、システム。
〔態様３〕
態様１または２に記載のシステムにおいて、前記処理ユニット（２１）が、前記サンプリングされた信号を前記第１および前記第２の信号に周波数領域で分割することを実行する、システム。
〔態様４〕
態様１から３のいずれか一項に記載のシステムにおいて、前記処理ユニット（２１）が、前記サンプリングされた信号を前記第１および前記第２の信号に時間領域で分割することを実行する、システム。
〔態様５〕
態様１から４のいずれか一項に記載のシステムにおいて、前記処理ユニット（２１）が、前記第２の信号のフーリエ変換を実行して前記第１および前記第２のサブ信号を生成する、システム。
〔態様６〕
態様１から５のいずれか一項に記載のシステムにおいて、さらに、
前記ＤＡＣ（３１〜３３）の出力をフィルタリングする少なくとも１つのローパスフィルタ（５１〜５３）と、前記ＩＱミキサ（６００）の出力をフィルタリングするバンドパスフィルタ、ローパスフィルタもしくはハイパスフィルタ（５４）とのいずれか一方または両方、
を備える、システム。
〔態様７〕
態様１から６のいずれか一項に記載のシステムにおいて、前記処理ユニット（２１）が、デジタルシグナルプロセッサ（２２）により実現されている、システム。
〔態様８〕
態様１から７のいずれか一項に記載のシステムにおいて、前記ＩＱミキサ（６００）が、単側帯波変調用である、システム。
〔態様９〕
態様１から８のいずれか一項に記載のシステムにおいて、前記ＩＱミキサ（６００）が、電気光学変調器により実現されている、システム。
〔態様１０〕
信号処理方法、特には、態様１から９のいずれか一項に記載のシステムを用いる信号処理方法であって、
−少なくとも第１および第２のＤＡ変換器（３１，３２）（ＤＡＣ）を設ける過程と、
−処理ユニット（２１）により、サンプリングされた信号を当該サンプリングされた信号の異なる周波数部分に相当する少なくとも第１および第２の信号に分割する過程と、
−前記第１および前記第２の信号を予備等化する過程と、
−前記第１のＤＡＣ（３１）を用いて、予備等化された前記第１の信号を第１のアナログ信号に変換する過程と、
−前記第２のＤＡＣ（３２）を用いて、予備等化された前記第２の信号を第２のアナログ信号に変換する過程と、
−コンバイナ（４）を用いて、前記第１および前記第２のアナログ信号を合成する過程と、
を備え、
−前記処理ユニット（２１）、前記第１のＤＡＣ（３１）および前記コンバイナ（４）が、第１の処理チャネル（１０１）を定め、
−前記処理ユニット（２１）、前記第２のＤＡＣ（３２）および前記コンバイナ（４）が、第２の処理チャネル（１０２）を定める、信号処理方法において、
前記予備等化された第１の信号が前記第１および前記第２の処理チャネル（１０１，１０２）間のクロストークを補償するように前記第１の信号を処理することによって前記予備等化された第１の信号が生成され、さらに、または代わりに、前記予備等化された第２の信号が前記第１および前記第２の処理チャネル（１０１，１０２）間のクロストークを補償するように前記第２の信号を処理することによって前記予備等化された第２の信号が生成されることを特徴とする、信号処理方法。
〔態様１１〕
態様１０に記載の方法において、前記予備等化された第１および第２の信号の生成が、前記第１の処理チャネルと前記第２の処理チャネル（１０１，１０２）の一方または両方における、少なくとも、空間部分と周波数部分と時間部分のいずれか１つもしくは２つまたは全てに対して、キャリブレーション測定の結果を用いて行われる、方法。
〔態様１２〕
態様１１に記載の方法において、前記キャリブレーション測定が、前記第１の処理チャネルと前記第２の処理チャネル（１０１，１０２）の一方または両方に対するチャネル推定手法を用いて実行される、方法。
〔態様１３〕
態様１２に記載の方法において、前記チャネル推定手法が、前記第１および前記第２の処理チャネル（１０１，１０２）の組合せをＭＩＭＯ系として扱うことを含む、方法。
〔態様１４〕
態様１３に記載の方法において、前記キャリブレーション測定が、前記ＭＩＭＯ系の周波数応答行列の係数を決定することを含む、方法。
〔態様１５〕
態様１２から１４のいずれか一項に記載の方法において、前記チャネル推定手法が、チャネル推定シーケンスを前記第１のＤＡＣと前記第２のＤＡＣ（３１，３２）のいずれか一方または両方に送信することを含む、方法。
〔態様１６〕
態様１５に記載の方法において、第１のチャネル推定シーケンスが前記第１のＤＡＣ（３１）に送信され、第２のチャネル推定シーケンスが前記第２のＤＡＣ（３２）に送信され、前記第１のチャネル推定シーケンスは前記第２のチャネル推定シーケンスと区別可能である、方法。
〔態様１７〕
態様１１から１６のいずれか一項に記載の方法において、前記キャリブレーション測定が、前記第１の処理チャネルと前記第２の処理チャネル（１０１，１０２）のいずれか一方または両方のアナログ部分の少なくとも一部のＳ−パラメータ測定とＸ−パラメータ測定のいずれか一方または両方を含む、方法。
〔態様１８〕
態様１０から１７のいずれか一項に記載の方法において、前記予備等化された第１および第２の信号が、前記コンバイナ（４）により生成されたアナログ信号の一部を用いて実行される再キャリブレーション測定の結果により適応的に生成される、方法。
〔態様１９〕
信号処理システム、特には、態様１０から１８のいずれか一項に記載の方法を実行する信号処理システムであって、
−サンプリングされた信号を、当該サンプリングされた信号の異なる周波数部分に相当する少なくとも第１および第２の信号に分割する処理ユニット（２１）と、
−前記第１および前記第２の信号を予備等化する予備等化ユニット（２２０）と、
−少なくとも第１のＤＡ変換器（ＤＡＣ）および第２のＤＡ変換器（ＤＡＣ）（３１，３２）であって、当該第１のＤＡＣは予備等化された前記第１の信号を第１のアナログ信号に変換し、当該第２のＤＡＣは予備等化された前記第２の信号を第２のアナログ信号に変換する、少なくとも第１のＤＡＣおよび第２のＤＡＣ（３１，３２）と、
−前記第１および前記第２のアナログ信号を合成するコンバイナ（４）と、
を備え、
−前記処理ユニット（２１）、前記第１のＤＡＣ（３１）および前記コンバイナ（４）が、第１の処理チャネル（１０１）を定め、
−前記処理ユニット（２１）、前記第２のＤＡＣ（３２）および前記コンバイナ（４）が、第２の処理チャネル（１０２）を定める、信号処理システムにおいて、
予備等化ユニット（２２０）は、前記予備等化された第１の信号が前記第１および前記第２の処理チャネル（１０１，１０２）間のクロストークを補償するように前記第１の信号を処理することによって前記予備等化された第１の信号を生成し、さらに、または代わりに、前記予備等化された第２の信号が前記第１および前記第２の処理チャネル（１０１，１０２）間のクロストークを補償するように前記第２の信号を処理することによって前記予備等化された第２の信号を生成することを特徴とする、信号処理システム。
〔態様２０〕
信号処理方法、特には、態様１０から１８のいずれか一項に記載の信号処理方法であって、
−少なくとも第１および第２のＤＡ変換器（３１，３２）（ＤＡＣ）を設ける過程と、
−処理ユニット（２１）を用いて、サンプリングされた信号を当該サンプリングされた信号の異なる周波数部分に相当する第１および第２の信号に分割する過程と、
−前記第１のＤＡＣ（３１）を用いて、前記第１の信号に基づく第１のアナログ信号を生成する過程と、
−前記第２のＤＡＣ（３２）を用いて、前記第２の信号に基づく第２のアナログ信号を生成する過程と、
−コンバイナ（４）を用いて、前記第１および前記第２のアナログ信号を合成する過程と、
を備える、信号処理方法において、さらに、
オーバーサンプリングされた第１の信号を生成し、当該オーバーサンプリングされた第１の信号を前記第１のＤＡＣ（３１）により前記第１のアナログ信号を得るように変換する過程と、オーバーサンプリングされた第２の信号を生成し、当該オーバーサンプリングされた第２の信号を前記第２のＤＡＣ（３２）により前記第２のアナログ信号を得るように変換する過程のいずれか一方または両方の過程、
を備えることを特徴とする、信号処理方法。
〔態様２１〕
態様２０に記載の方法において、前記オーバーサンプリングされた第１の信号は、前記サンプリングされた信号と前記第１の信号のいずれか一方または両方をオーバーサンプリングすることによって生成され、さらに、または代わりに、前記オーバーサンプリングされた第２の信号は、前記サンプリングされた信号と前記第２の信号のいずれか一方または両方をオーバーサンプリングすることによって生成される、方法。
〔態様２２〕
態様２０または２１に記載の方法において、前記オーバーサンプリングは、前記サンプリングされた信号と前記第１の信号と前記第２の信号のいずれか１つもしくは２つまたは全てのスペクトルにゼロを挿入することによって行われる、方法。
〔態様２３〕
態様２０から２２のいずれか一項に記載の方法において、前記オーバーサンプリングは、前記サンプリングされた信号と前記第１の信号と前記第２の信号のいずれか１つもしくは２つまたは全てのスペクトルに対するレイズドコサインフィルタリングにより行われる、方法。
〔態様２４〕
信号処理システム、特には、態様２０から２３のいずれか一項に記載の方法を実行する信号処理システムであって、
−サンプリングされた信号を当該サンプリングされた信号の異なる周波数部分に相当する第１および第２の信号に分割する処理ユニット（２１）と、
−少なくとも第１のＤＡ変換器（３１）（ＤＡＣ）および第２のＤＡ変換器（３２）（ＤＡＣ）であって、当該第１のＤＡＣは前記第１の信号に基づく第１のアナログ信号を生成し、当該第２のＤＡＣは前記第２の信号に基づく第２のアナログ信号を生成する、少なくとも第１のＤＡＣ（３１）および第２のＤＡＣ（３２）と、
−前記第１および前記第２のアナログ信号を合成するコンバイナ（４）と、
を備える、信号処理システムにおいて、さらに、
オーバーサンプリングされた第１の信号を生成し、さらに、または代わりに、オーバーサンプリングされた第２の信号を生成するオーバーサンプリングユニット、
を備え、前記第１のＤＡＣ（３１）が、前記オーバーサンプリングされた第１の信号を変換して前記第１のアナログ信号を取得し、さらに、または代わりに、前記第２のＤＡＣ（３２）が、当該第２のＤＡＣ（３２）により前記オーバーサンプリングされた第２の信号を変換して前記第２のアナログ信号を取得することを特徴とする、信号処理システム。 FIG. 22 shows the basic design of the system 1 (for example, the same as the system of FIG. 1) and the basic design of the system 1 that executes the oversampling method described above. FIG. 22 shows the signal spectrum at a specific location of the system 1.
The present invention includes the following contents as an embodiment.
[Aspect 1]
-At least the first, second and third DA converters (31-33) (DAC),
-The sampled signal is divided into at least first and second signals corresponding to different frequency portions of the sampled signal, the first signal is transmitted to the first DAC (31), and the first signal is transmitted. The signal 2 is divided into a first and a second sub-signal, the first sub-signal is transmitted to the second DAC (32), and the second sub-signal is transmitted to the third DAC (33). The first sub-signal corresponds to the real part of the second signal, and the second sub-signal corresponds to the imaginary part of the second signal. Processing unit (21) and
-An IQ mixer (600) that mixes the analog output signal of the second DAC (32) and the analog output signal of the third DAC (33).
-A combiner (4) that synthesizes the analog output signal of the first DAC (31) and the output signal of the IQ mixer (600), and
A signal processing system.
[Aspect 2]
In the system according to the first aspect, the system in which the frequency portion corresponding to the first signal has a lower frequency than the frequency portion corresponding to the second signal.
[Aspect 3]
In the system according to aspect 1 or 2, the processing unit (21) performs division of the sampled signal into the first and second signals in the frequency domain.
[Aspect 4]
In the system according to any one of aspects 1 to 3, the processing unit (21) executes to divide the sampled signal into the first signal and the second signal in a time domain. ..
[Aspect 5]
In the system according to any one of aspects 1 to 4, the processing unit (21) performs a Fourier transform of the second signal to generate the first and second sub-signals. ..
[Aspect 6]
In the system according to any one of aspects 1 to 5, further
Either a low-pass filter (51-53) that filters the output of the DAC (31 to 33) and a band-pass filter, a low-pass filter, or a high-pass filter (54) that filters the output of the IQ mixer (600). One or both,
The system.
[Aspect 7]
In the system according to any one of aspects 1 to 6, the processing unit (21) is realized by a digital signal processor (22).
[Aspect 8]
The system according to any one of aspects 1 to 7, wherein the IQ mixer (600) is for single-sided wave modulation.
[Aspect 9]
The system according to any one of aspects 1 to 8, wherein the IQ mixer (600) is realized by an electro-optical modulator.
[Aspect 10]
A signal processing method, particularly a signal processing method using the system according to any one of aspects 1 to 9.
-At least the process of providing the first and second DA converters (31, 32) (DAC), and
-The process of dividing the sampled signal by the processing unit (21) into at least the first and second signals corresponding to different frequency parts of the sampled signal.
-The process of pre-equalizing the first and second signals and
-The process of converting the pre-equalized first signal into the first analog signal using the first DAC (31).
-The process of converting the pre-equalized second signal into a second analog signal using the second DAC (32).
-The process of synthesizing the first and second analog signals using the combiner (4), and
Equipped with
-The processing unit (21), the first DAC (31) and the combiner (4) define the first processing channel (101).
-In a signal processing method in which the processing unit (21), the second DAC (32) and the combiner (4) define a second processing channel (102).
The pre-equalized first signal is pre-equalized by processing the first signal so as to compensate for crosstalk between the first and second processing channels (101, 102). A first signal is generated, and / or instead, the pre-equalized second signal compensates for crosstalk between the first and second processing channels (101, 102). A signal processing method, characterized in that the pre-equalized second signal is generated by processing the second signal.
[Aspect 11]
In the method of aspect 10, the pre-equalized first and second signal generation is at least in one or both of the first processing channel and the second processing channel (101, 102). A method performed using the results of calibration measurements for any one or two or all of the spatial, frequency and temporal parts.
[Aspect 12]
A method according to aspect 11, wherein the calibration measurement is performed using a channel estimation technique for one or both of the first processing channel and the second processing channel (101, 102).
[Aspect 13]
A method according to aspect 12, wherein the channel estimation method comprises treating the combination of the first and second processing channels (101, 102) as a MIMO system.
[Aspect 14]
A method according to aspect 13, wherein the calibration measurement comprises determining a coefficient of the frequency response matrix of the MIMO system.
[Aspect 15]
In the method according to any one of aspects 12 to 14, the channel estimation method transmits a channel estimation sequence to either or both of the first DAC and the second DAC (31, 32). The method, including that.
[Aspect 16]
In the method of aspect 15, the first channel estimation sequence is transmitted to the first DAC (31), the second channel estimation sequence is transmitted to the second DAC (32), and the first A method, wherein the channel estimation sequence is distinguishable from the second channel estimation sequence.
[Aspect 17]
In the method according to any one of aspects 11 to 16, the calibration measurement is at least an analog portion of either or both of the first processing channel and the second processing channel (101, 102). A method comprising some S-parameter measurements and / or both of X-parameter measurements.
[Aspect 18]
In the method according to any one of aspects 10 to 17, the pre-equalized first and second signals are performed using a portion of the analog signal generated by the combiner (4). A method that is adaptively generated by the results of a recalibration measurement.
[Aspect 19]
A signal processing system, particularly a signal processing system that implements the method according to any one of aspects 10-18.
-A processing unit (21) that divides a sampled signal into at least first and second signals corresponding to different frequency portions of the sampled signal.
-A pre-equalization unit (220) that pre-equalizes the first and second signals, and
-At least a first DA converter (DAC) and a second DA converter (DAC) (31, 32), wherein the first DAC is a pre-equalized first signal. Converting to an analog signal, the second DAC converts the pre-equalized second signal into a second analog signal, at least the first DAC and the second DAC (31, 32).
-The combiner (4) that synthesizes the first and second analog signals, and
Equipped with
-The processing unit (21), the first DAC (31) and the combiner (4) define the first processing channel (101).
-In a signal processing system in which the processing unit (21), the second DAC (32) and the combiner (4) define a second processing channel (102).
The pre-equalized unit (220) provides the first signal so that the pre-equalized first signal compensates for crosstalk between the first and second processing channels (101, 102). Processing produces the pre-equalized first signal, and / or instead, the pre-equalized second signal is the first and second processing channels (101, 102). A signal processing system comprising processing the second signal to generate the pre-equalized second signal so as to compensate for crosstalk between them.
[Aspect 20]
A signal processing method, particularly the signal processing method according to any one of aspects 10 to 18.
-At least the process of providing the first and second DA converters (31, 32) (DAC), and
-The process of using the processing unit (21) to divide the sampled signal into first and second signals corresponding to different frequency parts of the sampled signal.
-The process of generating a first analog signal based on the first signal using the first DAC (31), and
-The process of generating a second analog signal based on the second signal using the second DAC (32), and
-The process of synthesizing the first and second analog signals using the combiner (4), and
In the signal processing method, further
A process of generating an oversampled first signal and converting the oversampled first signal by the first DAC (31) so as to obtain the first analog signal, and oversampling. Either or both of the processes of generating a second signal and converting the oversampled second signal to obtain the second analog signal by the second DAC (32).
A signal processing method comprising.
[Aspect 21]
In the method of aspect 20, the oversampled first signal is generated by oversampling either or both of the sampled signal and the first signal, and / or instead. , The oversampled second signal is generated by oversampling either or both of the sampled signal and the second signal.
[Aspect 22]
In the method of aspect 20 or 21, the oversampling inserts zeros in any one or two or all spectra of the sampled signal, the first signal and the second signal. The method done by.
[Aspect 23]
In the method according to any one of aspects 20 to 22, the oversampling is for any one or two or all spectra of the sampled signal, the first signal and the second signal. A method performed by raised cosine filtering.
[Aspect 24]
A signal processing system, particularly a signal processing system that performs the method according to any one of aspects 20 to 23.
-A processing unit (21) that divides the sampled signal into first and second signals corresponding to different frequency parts of the sampled signal.
-At least the first DA converter (31) (DAC) and the second DA converter (32) (DAC), the first DAC being the first analog signal based on the first signal. With at least the first DAC (31) and the second DAC (32), which are generated and the second DAC produces a second analog signal based on the second signal,
-The combiner (4) that synthesizes the first and second analog signals, and
In a signal processing system, further
An oversampling unit that produces an oversampled first signal and / or instead an oversampled second signal.
The first DAC (31) converts the oversampled first signal to obtain the first analog signal, and / or instead, the second DAC (32). However, a signal processing system comprising converting the oversampled second signal by the second DAC (32) to acquire the second analog signal.

Claims

-At least the first, second and third DA converters (31-33) (DAC),
-The sampled signal is divided into at least first and second signals corresponding to different frequency portions of the sampled signal, the first signal is transmitted to the first DAC (31), and the first signal is transmitted. The signal 2 is divided into a first and a second sub-signal, the first sub-signal is transmitted to the second DAC (32), and the second sub-signal is transmitted to the third DAC (33). The first sub-signal corresponds to the real part of the second signal, and the second sub-signal corresponds to the imaginary part of the second signal. Processing unit (21) and
-An IQ mixer (600) that mixes the analog output signal of the second DAC (32) and the analog output signal of the third DAC (33).
-A combiner (combiner) that combines the output signal of the filter that filters the analog output signal of the first DAC (31) or the analog output signal of the first DAC (31) with the output signal of the IQ mixer (600). 4) and
A signal processing system.

The system according to claim 1, wherein the frequency portion corresponding to the first signal has a lower frequency than the frequency portion corresponding to the second signal.

The system according to claim 1 or 2, wherein the processing unit (21) divides the sampled signal into the first and second signals in the frequency domain.

In the system according to any one of claims 1 to 3, the processing unit (21) executes to divide the sampled signal into the first signal and the second signal in a time domain. system.

In the system according to any one of claims 1 to 4, the processing unit (21) performs a Fourier transform of the second signal to generate the first and second sub-signals. system.

In the system according to any one of claims 1 to 5, further
Either a low-pass filter (51-53) that filters the output of the DAC (31 to 33) and a band-pass filter, a low-pass filter, or a high-pass filter (54) that filters the output of the IQ mixer (600). One or both,
The system.

The system according to any one of claims 1 to 6, wherein the processing unit (21) is realized by a digital signal processor (22).

The system according to any one of claims 1 to 7, wherein the IQ mixer (600) is for single-sided wave modulation.

The system according to any one of claims 1 to 8, wherein the IQ mixer (600) is realized by an electro-optical modulator.

A signal processing method using the system according to any one of claims 1 to 9.
-At least the process of providing the first and second DA converters (31, 32) (DAC), and
-The process of dividing the sampled signal by the processing unit (21) into at least the first and second signals corresponding to different frequency parts of the sampled signal.
-The process of pre-equalizing the first and second signals and
-The process of converting the pre-equalized first signal into the first analog signal using the first DAC (31).
-The process of converting the pre-equalized second signal into a second analog signal using the second DAC (32).
-The process of synthesizing the first and second analog signals using the combiner (4), and
Equipped with
-The processing unit (21), the first DAC (31) and the combiner (4) define the first processing channel (101).
-In a signal processing method in which the processing unit (21), the second DAC (32) and the combiner (4) define a second processing channel (102).
The pre-equalized first signal is pre-equalized by processing the first signal so as to compensate for crosstalk between the first and second processing channels (101, 102). A first signal is generated, and / or instead, the pre-equalized second signal compensates for crosstalk between the first and second processing channels (101, 102). A signal processing method, characterized in that the pre-equalized second signal is generated by processing the second signal.

In the method of claim 10, the preparative first and second signals are generated in one or both of the first processing channel and the second processing channel (101, 102). A signal processing method performed using the results of calibration measurements for at least one or two or all of a spatial portion, a frequency portion, and a temporal portion.

In the method of claim 11, signal processing, wherein the calibration measurement is performed using a channel estimation technique for one or both of the first processing channel and the second processing channel (101, 102). Method.

12. A signal processing method according to claim 12, wherein the channel estimation method includes treating the combination of the first and second processing channels (101, 102) as a MIMO system.

13. A signal processing method according to claim 13, wherein the calibration measurement comprises determining a coefficient of the frequency response matrix of the MIMO system.

In the method according to any one of claims 12 to 14, the channel estimation method transmits a channel estimation sequence to either or both of the first DAC and the second DAC (31, 32). Signal processing methods, including doing.

In the method of claim 15, the first channel estimation sequence is transmitted to the first DAC (31), the second channel estimation sequence is transmitted to the second DAC (32), and the first. A signal processing method, wherein the channel estimation sequence of the above is distinguishable from the second channel estimation sequence.

In the method according to any one of claims 11 to 16, the calibration measurement is an analog portion of either or both of the first processing channel and the second processing channel (101, 102). A signal processing method comprising at least some S-parameter measurements and / or X-parameter measurements.

In the method according to any one of claims 10 to 17, the pre-equalized first and second signals are executed using a part of the analog signal generated by the combiner (4). A signal processing method that is adaptively generated by the results of recalibration measurements.

A signal processing method using the system according to any one of claims 1 to 18.
-At least the process of providing the first and second DA converters (31, 32) (DAC), and
-The sampled signal or the oversampled signal generated by oversampling the sampled signal by the processing unit (21) is the sampled signal or the oversampled signal. The process of dividing into at least the first and second signals corresponding to different frequency parts, and
-The process of pre-equalizing the first signal or the oversampled first signal generated by oversampling the first signal.
-The process of pre-equalizing the second signal or the oversampled second signal generated by oversampling the second signal.
-The process of converting the pre-equalized first signal into the first analog signal using the first DAC (31).
-The process of converting the pre-equalized second signal into a second analog signal using the second DAC (32).
-The process of synthesizing the first and second analog signals using the combiner (4), and
Equipped with
-The processing unit (21), the first DAC (31) and the combiner (4) define the first processing channel (101).
-In a signal processing method in which the processing unit (21), the second DAC (32) and the combiner (4) define a second processing channel (102).
The first signal or the oversampled first signal so that the pre-equalized first signal compensates for crosstalk between the first and second processing channels (101, 102). Is generated to generate the pre-equalized first signal, and / or instead, the pre-equalized second signal is the first and second processing channels (101, 102). The pre-equalized second signal is generated by processing the second signal or the oversampled second signal so as to compensate for the crosstalk between). Signal processing method.