JP6974244B2 - Contactless power transmission device - Google Patents
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Description
本開示は、非接触送電装置に関し、特に、送電コイルから受電装置の受電コイルへ非接触で送電する非接触送電装置に関する。 The present disclosure relates to a non-contact power transmission device, and more particularly to a non-contact power transmission device for non-contact power transmission from a power transmission coil to a power receiving coil of a power receiving device.
送電装置の送電コイルから受電装置の受電コイルへ非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムが知られている(特許文献1〜6参照)。たとえば、特開2016−111903号公報(特許文献6)に記載される非接触電力伝送システムは、送電コイル、受電コイル、及び制御手段に加えて、直流電力を交流電力に変換するインバータと、このインバータの出力電力の高周波を低減した電力を送電コイルに供給するフィルタとをさらに備える。インバータは、複数のスイッチング素子と複数のダイオードとを含み、PWM(Pulse Width Modulation)制御により駆動される。フィルタは、可変インダクタを含む。そして、制御手段は、送電コイルと受電コイルとの結合係数(以下、単に「結合係数」とも称する)を推定し、結合係数が大きくなるほどフィルタのインダクタンスが大きくなるように可変インダクタを制御する。
A non-contact power transmission system for transmitting power from a power transmission coil of a power transmission device to a power reception coil of a power receiving device in a non-contact manner is known (see
インバータの出力電圧の位相(以下、「電圧位相」とも称する)に対してインバータの出力電流の位相(以下、「電流位相」とも称する)を進ませると、インバータを構成するダイオードのリカバリ特性により、ダイオードにリカバリ電流(短絡電流)が流れることが知られている。リカバリ電流が大きくなるほど電力損失(いわゆるスイッチング損失)が大きくなる。このため、上記特許文献6に記載の非接触電力伝送システムでは、フィルタのインダクタンスを大きくすることによりインバータの電流位相を遅らせて、上記リカバリ電流の発生を抑制している。 When the phase of the output current of the inverter (hereinafter, also referred to as "current phase") is advanced with respect to the phase of the output voltage of the inverter (hereinafter, also referred to as "voltage phase"), the recovery characteristics of the diodes constituting the inverter are used. It is known that a recovery current (short circuit current) flows through a diode. The larger the recovery current, the larger the power loss (so-called switching loss). Therefore, in the non-contact power transmission system described in Patent Document 6, the current phase of the inverter is delayed by increasing the inductance of the filter to suppress the generation of the recovery current.
しかしながら、上記特許文献6に開示される技術により広い結合係数範囲においてインバータの出力力率を向上させることは難しい。たとえば、上記の制御方法では、結合係数が大きくなるほどフィルタのインダクタンスが大きくなる。このため、結合係数が大きい場合には、インバータの電圧位相と電流位相との差(以下、「出力位相差」と称する)が大きくなり、インバータの出力力率が低下すると考えられる。そして、インバータの出力力率が低下すると、電力の伝送効率(送電電力に対する受電電力の割合)が低下する。 However, it is difficult to improve the output power factor of the inverter in a wide coupling coefficient range by the technique disclosed in Patent Document 6. For example, in the above control method, the larger the coupling coefficient, the larger the inductance of the filter. Therefore, when the coupling coefficient is large, it is considered that the difference between the voltage phase and the current phase of the inverter (hereinafter referred to as “output phase difference”) becomes large, and the output power factor of the inverter decreases. When the output power factor of the inverter decreases, the power transmission efficiency (ratio of the received power to the transmitted power) decreases.
本開示は、かかる課題を解決するためになされたものであり、本開示の目的は、広い結合係数範囲においてインバータの出力力率を向上させることができる非接触送電装置を提供することである。 The present disclosure has been made to solve such a problem, and an object of the present disclosure is to provide a non-contact power transmission device capable of improving the output power factor of an inverter in a wide coupling coefficient range.
本開示における非接触送電装置は、送電コイルから受電装置の受電コイルへ非接触で送電する非接触送電装置であって、インバータと、LC共振部と、容量性リアクタンス調整部と、制御部とを備える。インバータは、入力電力を所定周波数の交流電力に変換して出力するように構成される。LC共振部は、インバータの出力側に設けられ、送電コイル及びキャパシタが直列に接続されて構成される。容量性リアクタンス調整部は、LC共振部に並列に接続される素子によって、LC共振部の端子間の容量性リアクタンスを変更可能に構成される。制御部は、容量性リアクタンス調整部を制御するように構成される。インバータと容量性リアクタンス調整部との間のリアクタンスは、LC共振部に直列に接続されるインダクタによって誘導性リアクタンスになっている。 The non-contact power transmission device in the present disclosure is a non-contact power transmission device that non-contactly transmits power from a power transmission coil to a power reception coil of a power receiving device, and includes an inverter, an LC resonance unit, a capacitive reactance adjusting unit, and a control unit. Be prepared. The inverter is configured to convert the input power into AC power having a predetermined frequency and output the power. The LC resonance portion is provided on the output side of the inverter, and is configured by connecting a power transmission coil and a capacitor in series. The capacitive reactance adjusting unit is configured so that the capacitive reactance between the terminals of the LC resonance unit can be changed by an element connected in parallel to the LC resonance unit. The control unit is configured to control the capacitive reactance adjusting unit. The reactance between the inverter and the capacitive reactance adjusting unit is inductive reactance by an inductor connected in series with the LC resonance unit.
そして、上記の制御部は、送電コイルと受電コイルとの結合係数が大きくなるにしたがって、上記の所定周波数(すなわち、インバータの出力電力の周波数)における上記の誘導性リアクタンスと容量性リアクタンスとの差(絶対値)を小さくするように構成される。以下、インバータの出力電力の周波数を、単に「出力周波数」と称する場合がある。また、LC共振部の端子間の容量性リアクタンスを、「リアクタンスXC」、又は単に「XC」と称する場合がある。また、インバータと容量性リアクタンス調整部との間の誘導性リアクタンスを、「リアクタンスXL」、又は単に「XL」と称する場合がある。また、出力周波数のXCと出力周波数のXLとの差(絶対値)を「出力周波数の|XL−XC|」と称する場合がある。 Then, in the control unit, the difference between the inductive reactance and the capacitive reactance at the predetermined frequency (that is, the frequency of the output power of the inverter) as the coupling coefficient between the transmission coil and the power receiving coil increases. It is configured to reduce (absolute value). Hereinafter, the frequency of the output power of the inverter may be simply referred to as "output frequency". Further, the capacitive reactance between the terminals of the LC resonance portion may be referred to as "reactance X C " or simply "X C ". Further, the inductive reactance between the inverter and the capacitive reactance adjuster, also referred to as a "reactance X L", or simply "X L". Further, the difference between X L of X C the output frequency of the output frequency (absolute value) "of the output frequency | X L -X C |" may be referred to as.
上記非接触送電装置において、結合係数が小さい場合の出力周波数のXL及びXCは、たとえば所定の基準結合係数(小さい結合係数)に合わせてインバータの出力力率が十分高くなるように予め設定することができる。これにより、結合係数が小さい場合においては、十分なインバータの出力力率を確保することができる。 In the contactless power transmission apparatus, X L and X C of the output frequency when the coupling coefficient is small, for example, pre-set the output power factor of the inverter is high enough to match the predetermined criterion coupling coefficient (smaller coupling coefficient) can do. This makes it possible to secure a sufficient output power factor of the inverter when the coupling coefficient is small.
しかしながら、結合係数が大きくなると、結合係数が上記の基準結合係数からずれる。このため、結合係数が大きい場合に、出力周波数のXL及びXCを結合係数が小さいときの値に維持すると、インバータの出力力率が低下する。 However, as the coupling coefficient increases, the coupling coefficient deviates from the above reference coupling coefficient. Therefore, when the coupling coefficient is large, maintaining the X L and X C of the output frequency to a value when the coupling coefficient is small, the output power factor of the inverter decreases.
そこで、本開示における非接触送電装置の制御部は、送電コイルと受電コイルとの結合係数が大きくなるにしたがって出力周波数の|XL−XC|を小さくする。結合係数が大きくなった場合にも、出力周波数の|XL−XC|が小さくなった場合にも、インバータの出力位相差(ひいては、インバータの出力力率)は変化する。しかし、両者では変化の方向が逆になるため、結合係数が大きくなるにしたがって出力周波数の|XL−XC|を小さくすることで、結合係数が大きくなることに起因するインバータの出力力率の低下を抑制することができる。このため、上記のように出力周波数の|XL−XC|を制御することで、結合係数が小さい場合だけでなく結合係数が大きい場合においても、十分なインバータの出力力率を確保することが可能になる。このように、上記非接触送電装置によれば、広い結合係数範囲においてインバータの出力力率を向上させることが可能になる。 Therefore, the control unit of the non-contact power transmitting device in the present disclosure, the coupling coefficient between the power transmission coil and the receiving coil is the output frequency in accordance with increases | reduce the | X L -X C. If the coupling coefficient is larger, the output frequency | X L -X C | even if is reduced, the output phase difference of the inverter (and therefore the output power factor of the inverter) is changed. However, since the direction of change is reversed in both the coupling coefficient of the output frequency in accordance with increases | X L -X C | By reducing the output power factor of the inverter caused by the coupling coefficient is increased Can be suppressed. Therefore, the output frequency as described above | X L -X C | By controlling, in the case the coupling coefficient not only the coupling coefficient is smaller is larger, to ensure the output power factor of sufficient inverter Will be possible. As described above, according to the non-contact power transmission device, it is possible to improve the output power factor of the inverter in a wide coupling coefficient range.
上記の制御部は、インバータの出力電流を用いて、送電コイルと受電コイルとの結合係数を検出してもよい。こうした構成によれば、結合係数を容易に検出することができる。本開示における非接触送電装置では、結合係数の変動に伴うインバータの出力力率の変動が小さくなるため、簡易的に結合係数を検出した場合でも、広い結合係数範囲において十分なインバータの出力力率を確保しやすい。 The control unit may detect the coupling coefficient between the power transmission coil and the power reception coil by using the output current of the inverter. With such a configuration, the coupling coefficient can be easily detected. In the non-contact power transmission device in the present disclosure, since the fluctuation of the output power factor of the inverter due to the fluctuation of the coupling coefficient becomes small, even if the coupling coefficient is simply detected, the output power factor of the inverter is sufficient in a wide coupling coefficient range. Easy to secure.
上記の非接触送電装置は、LC共振部に直列に接続される素子によってリアクタンスXLを変更可能に構成され、上記の制御部によって制御される誘導性リアクタンス調整部をさらに備えてもよい。そして、上記の制御部は、送電コイルと受電コイルとの結合係数に応じて出力周波数のXL及びXCを変更するとともに、結合係数が大きくなるにしたがって出力周波数の|XL−XC|を小さくしてもよい。リアクタンスXCに加えてリアクタンスXLも変更可能にすることで、回路のリアクタンス(ひいては、インピーダンス)の設計自由度が高くなり、インバータの出力力率の低下を抑制しながら、回路における電力損失の低下も抑制しやすくなる。 Non-contact power transmitting device of the above is capable of changing the reactance X L by elements connected in series to the LC resonance part may further comprise an inductive reactance adjuster that is controlled by the control unit. The above-described control unit is configured to change the X L and X C of the output frequency according to the coupling coefficient between the transmitting coil and the receiving coil, the coupling coefficient of the output frequency in accordance with increases | X L -X C | May be reduced. Also reactance X L in addition to the reactance X C By enabling change reactance of the circuit (and hence impedance) increases the design flexibility, while suppressing a decrease in the output power factor of the inverter, power loss in the circuit It becomes easy to suppress the decrease.
容量性リアクタンス調整部が、段階的に設定された複数のリアクタンスXCを切替可能に構成されてもよい。また、誘導性リアクタンス調整部が、段階的に設定された複数のリアクタンスXLを切替可能に構成されてもよい。各リアクタンスの段階的な切替は、スイッチを使って容易に実現できる。また、リアクタンスXL及びXCの各々を複数段階で変更可能にすることで、出力周波数の|XL−XC|が広い範囲で変更可能になる。 Capacitive reactance adjuster, a plurality of reactance X C which is set stepwise may be switchably configured. Further, the inductive reactance adjustment portion, a plurality of reactance X L which is set stepwise may be switchably configured. Stepwise switching of each reactance can be easily realized using a switch. Further, by allowing change of each of the reactance X L and X C in a plurality of stages, the output frequency | X L -X C | is changeable in a wide range.
容量性リアクタンス調整部におけるリアクタンスXCの切替段数は、誘導性リアクタンス調整部におけるリアクタンスXLの切替段数よりも多くてもよい。リアクタンスXLの切替段数を増やすよりもリアクタンスXCの切替段数を増やすほうが低コストで実現しやすい。 Switching the number of stages of reactance X C of the capacitive reactance adjustment portion may be larger than the switching stages of the reactance X L of the inductive reactance adjuster. It is easier to realize at low cost by increasing the number of switching stages of reactance X C rather than increasing the number of switching stages of reactance X L.
容量性リアクタンス調整部が、リアクタンスXCとして、第1のXCと、第1のXCよりも大きい第2のXCと、第2のXCよりも大きい第3のXCとを切替可能に構成され、誘導性リアクタンス調整部が、リアクタンスXLとして、第1のXLと、第1のXLよりも大きい第2のXLとを切替可能に構成されてもよい。そして、上記の制御部は、結合係数が小さいか中程度か大きいかを判断し、結合係数が小さい場合には第1のXC及び第1のXLを採用し、結合係数が中程度である場合には第2のXC及び第1のXLを採用し、結合係数が大きい場合には第3のXC及び第2のXLを採用してもよい。 Switching capacitive reactance adjuster, a reactance X C, the first X C, and a second X C is greater than the first X C, and a third X C is greater than the second X C capable constructed, the inductive reactance adjusting unit, as the reactance X L, a first X L, and a second X L may be switchably configured larger than the first X L. Then, the above control unit determines whether the coupling coefficient is small, medium, or large, and if the coupling coefficient is small, the first X C and the first XL are adopted, and the coupling coefficient is medium. in some cases it adopted second X C and the first X L, when the coupling coefficient is large, may be employed third X C and the second X L.
容量性リアクタンス調整部は、LC共振部に並列に接続される素子として、キャパシタと、このキャパシタに直列に接続されるスイッチング素子(以下、「Cスイッチ」とも称する)とを含み、Cスイッチの状態(ON/OFF)によりリアクタンスXCを変更可能に構成されてもよい。また、容量性リアクタンス調整部が、LC共振部に並列に接続されたキャパシタとCスイッチとのセット(以下、「C可変部」とも称する)を2組以上含んでもよい。こうした容量性リアクタンス調整部によれば、各C可変部のCスイッチの状態(ON/OFF)を変えることにより、リアクタンスXCの多段階切替が可能になる。 The capacitive reactance adjusting unit includes a capacitor and a switching element (hereinafter, also referred to as “C switch”) connected in series with the capacitor as an element connected in parallel to the LC resonance unit, and is in the state of the C switch. (ON / OFF) by may be capable of changing the reactance X C. Further, the capacitive reactance adjusting unit may include two or more sets of a capacitor connected in parallel to the LC resonance unit and a C switch (hereinafter, also referred to as “C variable unit”). According to such a capacitive reactance adjusting unit, the reactance X C can be switched in multiple stages by changing the state (ON / OFF) of the C switch of each C variable unit.
誘導性リアクタンス調整部は、LC共振部に直列に接続される素子として、インダクタ(たとえば、コイル)と、このインダクタに並列に接続されるスイッチング素子(以下、「Lスイッチ」とも称する)とを含み、Lスイッチの状態(ON/OFF)によりリアクタンスXLを変更可能に構成されてもよい。 The inductive reactance adjusting unit includes an inductor (for example, a coil) and a switching element (hereinafter, also referred to as “L switch”) connected in parallel to the inductor as elements connected in series to the LC resonance unit. it may be capable of changing the reactance X L by the state of the L switch (ON / OFF).
上記のインバータは、所定の周波数範囲(以下、「出力周波数範囲」とも称する)において出力周波数を変更可能に構成されてもよい。また、リアクタンスXC及びXLは、インバータの出力周波数範囲内のある周波数(以下、「交点周波数」と称する)で一致していてもよい。こうした構成によれば、インバータの出力周波数を交点周波数に調整することで、インバータの出力力率を1又は略1にすることが可能になる。 The above-mentioned inverter may be configured so that the output frequency can be changed in a predetermined frequency range (hereinafter, also referred to as “output frequency range”). Moreover, reactance X C and X L is a certain frequency (hereinafter, referred to as "crossover frequency") in the output frequency range of the inverter may coincide with. According to such a configuration, the output power factor of the inverter can be set to 1 or substantially 1 by adjusting the output frequency of the inverter to the intersection frequency.
本開示によれば、広い結合係数範囲においてインバータの出力力率を向上させることができる非接触送電装置を提供することが可能になる。 According to the present disclosure, it becomes possible to provide a non-contact power transmission device capable of improving the output power factor of an inverter in a wide coupling coefficient range.
以下、本開示の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。 Hereinafter, embodiments of the present disclosure will be described in detail with reference to the drawings. The same or corresponding parts in the drawings are designated by the same reference numerals and the description thereof will not be repeated.
以下で用いられる図中の矢印F,B,U,Dは、車両を基準とする方向を示しており、矢印Fは「前方」、矢印Bは「後方」、矢印Uは「上」、矢印Dは「下」を示している。また、以下では電子制御ユニットを「ECU(Electronic Control Unit)」と称する。 Arrows F, B, U, and D in the figure used below indicate directions with respect to the vehicle, where arrow F is "forward", arrow B is "rear", arrow U is "up", and arrow. D indicates "bottom". Further, in the following, the electronic control unit will be referred to as an "ECU (Electronic Control Unit)".
図1は、本開示の実施の形態に係る非接触送電装置が適用される電力伝送システムの全体構成図である。この電力伝送システム10は、充電設備1及び車両2を含む。
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a power transmission system to which the non-contact power transmission device according to the embodiment of the present disclosure is applied. The
充電設備1は、送電装置100と、送電装置100へ電力を供給する交流電源700とを備える。送電装置100は地面F10(たとえば、駐車場の床面)に設置されている。交流電源700の例としては、家庭用電源(たとえば、電圧200V、周波数50Hzの交流電源)が挙げられる。この実施の形態に係る送電装置100は、本開示に係る「非接触送電装置」の一例に相当する。
The
車両2は、受電装置200と、受電装置200が受電した電力によって充電される蓄電装置300と、受電装置200が受電する電力を制御する車両ECU500とを備える。受電装置200は、車両2の底面F20に設置された蓄電装置300の下面(路面側)に設けられている。車両2は、蓄電装置300に蓄えられた電力のみを用いて走行可能な電気自動車であってもよいし、蓄電装置300に蓄えられた電力とエンジン(図示せず)の出力との両方を用いて走行可能なハイブリッド車であってもよい。
The
送電装置100は、車両2の受電装置200が送電装置100に対向するように車両2の位置合せが行なわれた状態において、受電装置200へ磁界を通じて非接触で送電するように構成される。受電装置200は、送電装置100からの電力を非接触で受電する。
The
以下、車両2の車輪設置面(すなわち、地面F10)から受電装置200の受電コイルまでの高さを、「受電コイル高さΔH」と称する。この実施の形態では、車両2の受電コイル高さΔHが、車両2の最低地上高と一致する。送電装置100の表面に設けられた送電コイルと受電装置200の表面に設けられた受電コイルとの距離(以下、コイル間距離ΔG」と称する)は、受電コイル高さΔHに応じて変わる。受電コイル高さΔHが大きくなるほどコイル間距離ΔGも大きくなる。また、コイル間距離ΔGが大きくなるほど、送電コイルと受電コイルとの結合係数が小さくなる傾向がある。なお、受電コイル高さΔHは、車両によって異なる。
Hereinafter, the height from the wheel installation surface of the vehicle 2 (that is, the ground F10) to the power receiving coil of the
上記送電コイル、受電コイルは、それぞれ図2に示す送電コイル101、受電コイル201である。図2は、充電設備1と車両2との間で非接触電力伝送を行なうための構成を示す図である。図1に示した送電装置100及び受電装置200は、図2に示すような構成を有する。
The power transmission coil and the power reception coil are the
図2を参照して、送電装置100は、交流電源700から受ける電力に所定の電力変換処理を行なうことにより送電用電力を得て、その送電用電力を受電装置200へ非接触で送電するように構成される。そして、受電装置200が送電装置100から受電した電力によって蓄電装置300(車載バッテリ)が充電される。
With reference to FIG. 2, the
送電装置100は、上記電力変換処理を行なう電力変換部と、この電力変換部を制御する送電ECU150とを備える。電力変換部は、フィルタ回路110と、インバータ120と、AC/DCコンバータ130とを含む。また、フィルタ回路110とインバータ120との間には電力監視ユニット140が設けられている。電力監視ユニット140は、インバータ120の出力電流(たとえば、以下に示す電力線PL1に流れる電流)を検出する電流センサと、インバータ120の出力電圧を検出する電圧センサとを含む。
The
送電装置100は、上記受電装置200への非接触送電を行なうLC共振部R1と、受電装置200と無線通信を行なう通信部160とをさらに含む。LC共振部R1は、インバータ120の出力側に設けられ、送電コイル101及びキャパシタ102が直列に接続されて構成される。以下、LC共振部R1の送電コイル101側の端子を「L端子」、LC共振部R1のキャパシタ102側の端子を「C端子」と称する。また、LC共振部R1のL端子とインバータ120の端子T1とをつなぐ電線を「電力線PL1」、LC共振部R1のC端子とインバータ120の端子T2とをつなぐ電線を「電力線PL2」と称する。
The
AC/DCコンバータ130は、交流電源700から受ける電力を整流及び変圧してインバータ120へ出力する。AC/DCコンバータ130は、たとえば交流電源700から受ける電力を400Vに昇圧して、電圧400Vの直流電力をインバータ120へ出力する。
The AC /
インバータ120は、AC/DCコンバータ130からの入力電力(より特定的には、直流電力)を所定周波数の交流電力に変換してLC共振部R1へ出力するように構成される。インバータ120は、たとえば複数のスイッチング素子(たとえば、電力用半導体スイッチング素子)と複数のダイオードとを含む単相フルブリッジ回路によって構成される。インバータ120を構成する各スイッチング素子は、送電ECU150によってPWM制御される。インバータ120は、PWM制御のスイッチング周波数(駆動周波数)で駆動される。インバータ120の駆動周波数は、インバータ120の出力周波数、ひいては送電周波数(送電電力の周波数)と一致する。以下、インバータ120の出力角周波数を「ω」と称する場合がある。たとえば、後述する各式中の「ω」はインバータ120の出力角周波数を表している。
The
インバータ120は、所定の出力周波数範囲において出力周波数を変更可能に構成される。この実施の形態では、インバータ120の出力周波数範囲を80kHz以上90kHz以下とする。インバータ120の出力周波数は、たとえば下記のように制御される。
The
後述するLC共振部R1及びLC共振部R2は、いずれも同一の周波数(以下、「設計上の共振周波数」とも称する)で共振するように設計されるが、部品ばらつき(部品ごとの性能の違い)などによって各LC共振部の共振周波数が設計上の共振周波数からずれて、LC共振部R1の共振周波数とLC共振部R2の共振周波数とが一致しないことがある。こうした場合には、送電ECU150によって、インバータ120の出力周波数をLC共振部R2の共振周波数に一致させる制御が行なわれる。こうした制御により、LC共振部R1からLC共振部R2への電力の伝送効率が高くなる。以下では、一例として、LC共振部R2の共振周波数が88kHzであり、インバータ120の出力周波数が88kHzに制御される場合について説明する。
The LC resonance section R1 and the LC resonance section R2, which will be described later, are both designed to resonate at the same frequency (hereinafter, also referred to as “design resonance frequency”), but component variation (difference in performance among components). ) And the like, the resonance frequency of each LC resonance portion may deviate from the design resonance frequency, and the resonance frequency of the LC resonance portion R1 and the resonance frequency of the LC resonance portion R2 may not match. In such a case, the
フィルタ回路110は、容量性リアクタンス調整部110Cと誘導性リアクタンス調整部110Lとを含む。容量性リアクタンス調整部110Cは、LC共振部R1に並列に接続される素子(キャパシタC11a,C11b,C11c及びスイッチ113b,113c)を含み、こうした素子によってLC共振部R1の端子間の容量性リアクタンス(リアクタンスXC)を変更可能に構成される。また、誘導性リアクタンス調整部110Lは、LC共振部R1に直列に接続される素子(コイルL11a,L11b及びスイッチ114)を含み、こうした素子によってインバータ120と容量性リアクタンス調整部110Cとの間の誘導性リアクタンス(リアクタンスXL)を変更可能に構成される。なお、インバータ120と容量性リアクタンス調整部110Cとの間のリアクタンスは、LC共振部R1に直列に接続されるインダクタ(コイルL11a等)によって誘導性リアクタンスになっている。
The
キャパシタC11aは、LC共振部R1に並列に接続されている。キャパシタC11aの一端は電力線PL1に接続され、キャパシタC11aの他端は電力線PL2に接続されている。 The capacitor C11a is connected in parallel to the LC resonance portion R1. One end of the capacitor C11a is connected to the power line PL1, and the other end of the capacitor C11a is connected to the power line PL2.
キャパシタC11b及びスイッチ113bは、キャパシタC11aよりもLC共振部R1側でLC共振部R1に並列に接続されている。また、キャパシタC11bとスイッチ113bとは、互いに直列に接続されている。キャパシタC11bの一端はスイッチ113bを介して電力線PL2に接続され、キャパシタC11bの他端は電力線PL1に接続されている。キャパシタC11bに直列に接続されるスイッチ113bは、Cスイッチに相当する。以下、スイッチ113bを「C1スイッチ」とも称する。
The capacitor C11b and the
キャパシタC11c及びスイッチ113cは、キャパシタC11bよりもLC共振部R1側でLC共振部R1に並列に接続されている。また、キャパシタC11cとスイッチ113cとは、互いに直列に接続されている。キャパシタC11cの一端はスイッチ113cを介して電力線PL2に接続され、キャパシタC11cの他端は電力線PL1に接続されている。キャパシタC11cに直列に接続されるスイッチ113cは、Cスイッチに相当する。以下、スイッチ113cを「C2スイッチ」とも称する。
The capacitor C11c and the
容量性リアクタンス調整部110Cを構成するCスイッチの状態(ON/OFF)によってリアクタンスXCが変わる。より具体的には、キャパシタC11a、C11b、C11cのキャパシタンスをそれぞれC11a、C11b、C11cと表すと、C1スイッチ及びC2スイッチが両方ともOFFであるときのリアクタンスXC(以下、「XC1」と称する)は式(1)で、C1スイッチがONであり、C2スイッチがOFFであるときのリアクタンスXC(以下、「XC2」と称する)は式(2)で、C1スイッチ及びC2スイッチが両方ともONであるときのリアクタンスXC(以下、「XC3」と称する)は式(3)で表すことができる。
Reactance X C is changed by the state of C switches constituting the
コイルL11a及びL11bは、電力線PL2(より特定的には、キャパシタC11aと電力線PL2とが接続されるノードよりもインバータ120側)に設けられている。コイルL11aとコイルL11bとは、互いに直列に接続されている。また、コイルL11bに並列にスイッチ114が接続されている。スイッチ114がONされる(閉状態になる)ことで、コイルL11bの端子間が短絡する。コイルL11bに並列に接続されるスイッチ114は、Lスイッチに相当する。
The coils L11a and L11b are provided on the power line PL2 (more specifically, on the
誘導性リアクタンス調整部110Lを構成するLスイッチの状態(ON/OFF)によってリアクタンスXLが変わる。より具体的には、コイルL11a、L11bのインダクタンスをそれぞれL11a、L11bと表すと、LスイッチがOFFであるときのリアクタンスXL(以下、「XL1」と称する)は式(4)で、LスイッチがONであるときのリアクタンスXL(以下、「XL2」と称する)は式(5)で表すことができる。
The state of the L switches constituting the
式(1)〜(3)で示されるように、XC1よりもXC2のほうが小さくなり(XC1>XC2)、XC2よりもXC3のほうが小さくなる(XC2>XC3)。また、式(4)及び(5)で示されるように、XL1よりもXL2のほうが大きくなる(XL1<XL2)。この実施の形態では、スイッチ113b,113c及び114の各々として、たとえば電磁式のメカニカルリレーを採用する。メカニカルリレーは、半導体リレー(トランジスタ等)に比べて低コストで入手しやすい。
As shown in equation (1) ~ (3), X C1 becomes smaller towards the X C2 than (X C1> X C2), towards the X C3 is smaller than the X C2 (X C2> X C3 ). Further, as shown in equation (4) and (5), towards the X L2 is greater than X L1 (X L1 <X L2 ). In this embodiment, for example, an electromagnetic mechanical relay is adopted as each of the
フィルタ回路110においては、上記のキャパシタC11a,C11b,C11c及びコイルL11a,L11bによってLCフィルタが形成される。このLCフィルタは、ローパスフィルタとして機能する。そして、このLCフィルタによってインバータ120の出力電流に含まれる高調波が低減される。
In the
LC共振部R1は、送電コイル101の周囲に生成される磁界を通じて、受電装置200のLC共振部R2へ非接触で送電する。磁気共鳴により送電コイル101から受電コイル201へ電力が送られる。LC共振部R1は直列共振回路である。LC共振部R1のQ値は100以上であることが好ましい。なお、高い精度で送電電力を制御するために、LC共振部R1に流れる電流を検出するための電流センサ(図示せず)を設けてもよい。
The LC resonance unit R1 transmits power to the LC resonance unit R2 of the
送電ECU150は、演算装置、記憶装置、入出力ポート、及び通信ポート(いずれも図示せず)等を含む。演算装置は、CPU(Central Processing Unit)を含むマイクロプロセッサによって構成される。記憶装置は、データを一時的に記憶するRAM(Random Access Memory)と、プログラム等を保存するストレージ(ROM(Read Only Memory)や、書き換え可能な不揮発性メモリ等)とを含む。送電ECU150は、送電装置100における各種機器の制御を行なう。各種制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア(電子回路)で処理することも可能である。この実施の形態に係る送電ECU150は、本開示に係る「制御部」の一例に相当する。
The
通信部160は、受電装置200との間で無線通信を行なうための通信インターフェースである。通信部160は、受電装置200へ情報を送ったり、受電装置200からの情報を受け取ったりする。
The
受電装置200は、LC共振部R2と、キャパシタ203と、インダクタ204と、整流回路205と、負荷インピーダンスを調整するためのキャパシタ206a,206bと、平滑用のキャパシタ207とを含む。
The
LC共振部R2は、受電コイル201及びキャパシタ202が直列に接続されて構成される。受電コイル201は、送電装置100の送電コイル101から磁界を通じて非接触で受電する。LC共振部R2は直列共振回路である。LC共振部R2のQ値は100以上であることが好ましい。
The LC resonance portion R2 is configured by connecting the
キャパシタ203及びインダクタ204によってLCフィルタが形成される。このLCフィルタによって上記受電時に発生する高調波ノイズが抑制される。整流回路205は、受電コイル201によって受電された交流電力を整流して蓄電装置300側へ出力する。整流回路205は、たとえば4つのダイオードからなるダイオードブリッジ回路によって構成される。整流回路205の出力側には、負荷インピーダンスを調整するためのキャパシタ206a,206bと、平滑用のキャパシタ207とが設けられている。キャパシタ207は、整流回路205によって整流された直流電力を平滑化する。
The LC filter is formed by the
キャパシタ207によって平滑化された直流電力は受電装置200から出力され、充電リレー400を介して蓄電装置300に供給される。充電リレー400は、車両ECU500によってON/OFF制御され、受電装置200による蓄電装置300の充電時にON(導通状態)にされる。
The DC power smoothed by the
蓄電装置300は、再充電可能な直流電源である。蓄電装置300は、たとえば二次電池(リチウムイオン電池やニッケル水素電池等)を含んで構成される。蓄電装置300は、受電装置200から供給される電力を蓄えて、図示しない車両駆動装置(インバータ及び駆動モータ等)へ電力を供給する。
The
蓄電装置300に対しては、蓄電装置300の状態を監視する電池監視ユニット310が設けられている。電池監視ユニット310は、蓄電装置300の状態(温度、電流、電圧等)を検出する各種センサを含み、検出結果を車両ECU500へ出力する。車両ECU500は、電池監視ユニット310の出力に基づいて蓄電装置300の状態(SOC(State Of Charge)等)を検出するように構成される。SOCは、蓄電残量を示し、たとえば、満充電状態の蓄電量に対する現在の蓄電量の割合を0〜100%で表わしたものである。
The
車両ECU500は、演算装置、記憶装置、入出力ポート、及び通信ポート(いずれも図示せず)等を含み、車両2における各種機器の制御を行なう。演算装置は、CPUを含むマイクロプロセッサによって構成される。記憶装置はRAM及びROMを含む。ROMは、プログラム等を保存する。車両ECU500から充電リレー400へのON/OFF信号等は、出力ポートから出力される。車両ECU500は、たとえば車両2の走行制御や蓄電装置300の充電制御等を実行する。各種制御については、ソフトウェアによる処理に限られず、専用のハードウェア(電子回路)で処理することも可能である。
The
車両2は通信部600をさらに備える。通信部600は、送電装置100との間で無線通信を行なうための通信インターフェースである。送電装置100の通信部160と車両2の通信部600との間で無線通信が行なわれることによって、送電ECU150と車両ECU500との間で情報のやり取りを行なうことが可能になる。
The
以下、送電装置100におけるインバータ120の出力力率について説明する。
インバータ120の出力力率を「λ」、インバータ120の出力位相差を「φ」で表すと、λ及びφは「λ=|cosφ|」のような関係式を満たす。出力位相差φは、電圧位相を基準として表される。すなわち、電圧位相に対して電流位相が遅角側にずれている場合には出力位相差が正の値になり、電圧位相に対して電流位相が進角側にずれている場合には出力位相差が負の値になる。たとえば、出力位相差が0°(位相差なし)であればインバータ120の出力力率は1(有効電力のみ)になり、出力位相差が90°又は−90°であればインバータ120の出力力率は0(無効電力のみ)になる。
Hereinafter, the output power factor of the
When the output power factor of the
インバータ120の出力位相差φは、次に示す式(6)で表すことができる。
The output phase difference φ of the
式(6)において、peは、受電装置200の出力電力である。ΔXLCは、XLからXCを減算した値(=XL−XC)である。V2は、整流回路205の入力電圧である。
In the formula (6), p e is the output power of the
式(6)において、xa、xb、及びxmは、以下に示すように、それぞれ式(7−1)、式(7−2)、式(8)、及び式(9)で表される。式(7−2)で表される「ω1」は、LC共振部R1の共振角周波数に相当する。 In equation (6), x a , x b , and x m are represented by equations (7-1), (7-2), (8), and (9), respectively, as shown below. Will be done. “Ω 1 ” represented by the equation (7-2) corresponds to the resonance angular frequency of the LC resonance portion R1.
式(7−1)、式(7−2)、式(8)、及び式(9)において、L1は送電コイル101のインダクタンスであり、C1はキャパシタ102のキャパシタンスであり、L2は受電コイル201のインダクタンスであり、C2はキャパシタ203のキャパシタンスである。C11は、容量性リアクタンス調整部110Cのキャパシタンスであり、たとえばC1スイッチ及びC2スイッチが両方ともOFFであるときには「C11a」となり、C1スイッチ及びC2スイッチが両方ともONであるときには「C11a+C11b+C11c」となる。kは、送電コイル101と受電コイル201との結合係数である。
In equations (7-1), (7-2), (8), and (9), L 1 is the inductance of the
次に、送電装置100における電力損失について説明する。
送電装置100における主な電力損失は、コイル損失及びスイッチング損失である。スイッチング損失は、スイッチング動作(ターンオン又はターンオフ)時に発生する電力損失である。送電装置100においては、インバータ120を構成するスイッチング素子のターンオン時に生じるリカバリ電流による電力損失が支配的なスイッチング損失となる。コイル損失は、コイル(送電コイル101等)における導通損失(発熱等に起因した損失)である。
Next, the power loss in the
The main power losses in the
送電コイル101における電力損失(コイル損失)は、結合係数が大きくなるほど小さくなる傾向がある。また、インバータ120の出力位相差が進角側に大きくなると、インバータ120のスイッチング動作が、いわゆるハードスイッチングになり、リカバリ電流による電力損失が大きくなる傾向がある。
The power loss (coil loss) in the
ところで、インバータ120の出力側に設けられたLCフィルタのインダクタンスを大きくすることによりインバータ120の電流位相を遅らせて、リカバリ電流による電力損失を抑制することは可能である。しかし、インバータ120の出力位相差が大きくなると、インバータ120の出力力率が低下する。そして、インバータ120の出力力率が低下すると、電力の伝送効率が低下する。
By the way, it is possible to delay the current phase of the
そこで、この実施の形態に係る送電装置100の送電ECU150は、送電コイル101と受電コイル201との結合係数が大きくなるにしたがって、出力周波数のXLと出力周波数のXCとの差(出力周波数の|XL−XC|)を小さくするように構成される。
Therefore, power transmission ECU150 of the
式(6)から理解されるように、結合係数(式(9)中の「k」)が大きくなった場合にも、出力周波数の|XL−XC|(式(6)中の「ΔXLC」の絶対値)が小さくなった場合にも、インバータ120の出力位相差(ひいては、インバータ120の出力力率)は変化する。しかし、両者では変化の方向が逆になるため、結合係数が大きくなるにしたがって出力周波数の|XL−XC|を小さくすることで、結合係数が大きくなることに起因するインバータ120の出力力率の低下を抑制することができる。
As it can be understood from formula (6), when the coupling coefficient ( "k" in the equation (9)) is larger, the output frequency | X L -X C | (in the formula (6) " Even when the absolute value of “ΔX LC ” becomes smaller, the output phase difference of the inverter 120 (and thus the output power factor of the inverter 120) changes. However, since the direction of change is reversed at both the output frequency in accordance with the coupling coefficient is increased | X L -X C | By the smaller, the output power of the
以下、図3〜図11を用いて、この実施の形態に係る送電装置100において、結合係数が大きくなるにしたがって、リアクタンスXC及びXL、並びにインバータ120の出力位相差及び出力力率がどのように変わるかについて説明する。なお、図3〜図11の各々の横軸に示される送電周波数の範囲(80kHz〜90kHz)は、インバータ120の出力周波数範囲に対応している。
Hereinafter, with reference to FIGS. 3 to 11, in the
図3は、この実施の形態に係る非接触送電制御において、結合係数が小さい場合のリアクタンスXC及びXLを示す図である。 3, in the contactless power transmission control according to this embodiment, a diagram illustrating a reactance X C and X L when the coupling coefficient is small.
送電ECU150は、結合係数が小さい場合(たとえば、結合係数が約0.1である場合)には、Lスイッチ、C1スイッチ、C2スイッチの状態をそれぞれOFF、ON、ON(第1状態)とする。これにより、リアクタンスXCがXC3(式(3)参照)となり、リアクタンスXLがXL1(式(4)参照)となる。以下、LスイッチがOFFであり、かつ、C1スイッチ及びC2スイッチの両方がONである条件を、「条件A」と称する場合がある。この実施の形態では、インバータ120の出力周波数範囲における条件AのリアクタンスXLが図3中の線A1で示すような値になり、インバータ120の出力周波数範囲における条件AのリアクタンスXCが図3中の線B1で示すような値になる。
When the coupling coefficient is small (for example, when the coupling coefficient is about 0.1), the
図3を参照して、この実施の形態では、結合係数が0.1(基準結合係数)であるときにインバータ120の出力力率が十分高くなるように条件AのリアクタンスXC及びXLを予め設定している。より具体的には、図2に示した回路を構成する部品(コイル及びキャパシタ等)の選定において、前述の式(6)に基づき、少なくとも出力周波数で(好ましくは、出力周波数範囲の全域で)インバータ120の出力力率が十分高くなるように部品を選んでいる。なお、部品の選定は、後述する条件B,CのリアクタンスXC及びXLも考慮して行なわれる。
Referring to FIG. 3, in this embodiment, the reactance X C and X L in condition A so that the output power factor of the
さらに、この実施の形態では、インバータ120の出力周波数範囲の全域で、リアクタンスXL(線A1)がリアクタンスXC(線B1)よりも大きくなるように、条件AのリアクタンスXC及びXLを設定している。すなわち、インバータ120の出力周波数がインバータ120の出力周波数範囲内のいずれの周波数に制御されても、出力周波数のXLは出力周波数のXCよりも大きくなる。
Further, in this embodiment, across the output frequency range of the
条件Aにおける出力周波数(この実施の形態では、88kHz)の|XL−XC|を示すΔX1は、たとえば10Ω以上である。 (In this embodiment, 88 kHz) the output frequency under the condition A of | X L -X C | ΔX1 showing a is, for example 10Ω or more.
図4は、送電装置100において、リアクタンスXC及びXLが図3に示すようなリアクタンス(条件AのリアクタンスXC及びXL)であり、かつ、結合係数が約0.1である場合のインバータ120の出力位相差を示す図である。
4, in the
図4を参照して、図3に示すようなリアクタンスXC及びXLにより、インバータ120の出力周波数範囲の全域で、インバータ120の出力位相差が正の値(遅角側)になる。
Referring to FIG. 4, the reactance X C and X L, as shown in FIG. 3, over the entire output frequency range of the
図5は、送電装置100において、リアクタンスXC及びXLが図3に示すようなリアクタンス(条件AのリアクタンスXC及びXL)であり、かつ、結合係数が約0.1である場合のインバータ120の出力力率を示す図である。
5, in the
図5を参照して、図3に示すリアクタンスXC及びXLは、結合係数が0.1であるときに合わせて設定されている。部品ばらつき等によって完全には設計どおりにならないものの、上記のように設定されたリアクタンスXC及びXLによって、結合係数が約0.1である場合のインバータ120の出力力率は高くなる。また、条件Aのフィルタ回路110では、結合係数が約0.1であるときに安定して送電を行なうことができる(すなわち、過電流は生じない)。
Referring to FIG. 5, the reactance X C and X L shown in FIG. 3, the coupling coefficient is set in accordance with when it is 0.1. Although not fully as designed by parts and variation, the set reactance X C and X L as described above, the output power factor of the
図6は、この実施の形態に係る非接触送電制御において、結合係数が中程度である場合のリアクタンスXC及びXLを示す図である。 6, in the contactless power transmission control according to this embodiment, a diagram illustrating a reactance X C and X L when the coupling coefficient is medium.
送電ECU150は、結合係数が中程度(たとえば、約0.3)である場合には、Lスイッチ、C1スイッチ、C2スイッチの状態をそれぞれOFF、ON、OFF(第2状態)とする。これにより、リアクタンスXCがXC2(式(2)参照)となり、リアクタンスXLがXL1(式(4)参照)となる。以下、LスイッチがOFFであり、C1スイッチがONであり、かつ、C2スイッチがOFFである条件を、「条件B」と称する場合がある。この実施の形態では、インバータ120の出力周波数範囲における条件BのリアクタンスXLが図6中の線A1(図3中の線A1と同じ)で示すような値になり、インバータ120の出力周波数範囲における条件BのリアクタンスXCが図6中の線B2で示すような値になる。
When the coupling coefficient is medium (for example, about 0.3), the
図6を参照して、この実施の形態では、インバータ120の出力周波数範囲の全域で条件BのXC(線B2)を条件AのXC(図3中の線B1参照)よりも大きくしている一方で、条件BのXL(線A1)は条件AのXL(図3中の線A1参照)と同じである。すなわち、条件BにおけるXLとXCとの差(絶対値)は、インバータ120の出力周波数範囲の全域で条件Aのときよりも小さくなっている。
Referring to FIG. 6, in this embodiment, and greater than X C of X C (line B2) condition A condition B across the output frequency range of the
図6において、条件Bにおける出力周波数(この実施の形態では、88kHz)の|XL−XC|を示すΔX2は、条件AのΔX1(図3参照)よりも小さくなっている。ΔX2は、たとえば5Ω以上10Ω未満である。 6, (in this embodiment, 88 kHz) the output frequency under the condition B of | X L -X C | ΔX2 showing a is smaller than ΔX1 conditions A (see FIG. 3). ΔX2 is, for example, 5Ω or more and less than 10Ω.
図7は、送電装置100において、リアクタンスXC及びXLが図6に示すようなリアクタンス(条件BのリアクタンスXC及びXL)であり、かつ、結合係数が約0.3である場合のインバータ120の出力位相差を示す図である。
7, the
図7を参照して、図6に示すようなリアクタンスXC及びXLにより、インバータ120の出力周波数範囲の全域で、インバータ120の出力位相差が正の値(遅角側)になる。
Referring to FIG. 7, the reactance X C and X L, as shown in FIG. 6, over the entire output frequency range of the
図8は、送電装置100において、リアクタンスXC及びXLが図6に示すようなリアクタンス(条件BのリアクタンスXC及びXL)であり、かつ、結合係数が約0.3である場合のインバータ120の出力力率を示す図である。
8, in the
図8を参照して、図6に示すリアクタンスXC及びXLでは、出力周波数の|XL−XC|が、条件Aのとき(すなわち、結合係数が小さい場合)よりも小さくなっている。これにより、結合係数が大きくなることに起因するインバータ120の出力力率の低下が抑制される。図8の例では、出力周波数(この実施の形態では、88kHz)におけるインバータ120の出力力率が約0.4となる。条件Bのフィルタ回路110では、結合係数が約0.3であるときに安定して送電を行なうことができる(すなわち、過電流は生じない)。
Referring to FIG. 8, the reactance X C and X L shown in FIG. 6, the output frequency | X L -X C | is smaller than when the condition A (i.e., if the coupling coefficient is small) .. As a result, the decrease in the output power factor of the
図9は、この実施の形態に係る非接触送電制御において、結合係数が大きい場合のリアクタンスXC及びXLを示す図である。 9, in the contactless power transmission control according to this embodiment, a diagram illustrating a reactance X C and X L when the coupling coefficient is large.
送電ECU150は、結合係数が大きい場合(たとえば、結合係数が約0.6である場合)には、Lスイッチ、C1スイッチ、C2スイッチの状態をそれぞれON、OFF、OFF(第3状態)とする。これにより、リアクタンスXCがXC1(式(1)参照)となり、リアクタンスXLがXL2(式(5)参照)となる。以下、LスイッチがONであり、かつ、C1スイッチ及びC2スイッチの両方がOFFである条件を、「条件C」と称する場合がある。この実施の形態では、インバータ120の出力周波数範囲における条件CのリアクタンスXLが図9中の線A2で示すような値になり、インバータ120の出力周波数範囲における条件CのリアクタンスXCが図9中の線B3で示すような値になる。
When the coupling coefficient is large (for example, when the coupling coefficient is about 0.6), the
図9を参照して、この実施の形態では、インバータ120の出力周波数範囲の全域で、条件CのXC(線B3)を条件BのXC(図6中の線B2参照)よりも大きくし、かつ、条件CのXL(線A2)を条件BのXL(図6中の線A1参照)よりも大きくしている。すなわち、インバータ120の出力周波数がインバータ120の出力周波数範囲内のいずれの周波数に制御されても、条件Cにおける出力周波数のXL及びXCの各々は条件Bのときの値よりも大きくなる。
Referring to FIG. 9, in this embodiment, across the output frequency range of the
また、図9において、条件Cにおける出力周波数(この実施の形態では、88kHz)の|XL−XC|を示すΔX3は、条件BのΔX2(図6参照)よりも小さくなっている。ΔX3は、たとえば5Ω未満である。 Further, in FIG. 9, (in this embodiment, 88 kHz) the output frequency under the condition C of | X L -X C | ΔX3 showing a is smaller than the condition B .DELTA.X2 (see FIG. 6). ΔX3 is, for example, less than 5Ω.
条件CのリアクタンスXC及びXLは、出力周波数範囲内に交点Pを有する。すなわち、条件CにおけるリアクタンスXL(線A2)とリアクタンスXC(線B3)とは、交点Pの周波数(交点周波数)で一致する。図9の例では、交点周波数が約86kHzである。また、図9の例では、交点Pよりも低周波数側の領域(以下、「交点Pの低周波数側領域」とも称する)ではXLよりもXCが大きくなっており、交点Pよりも高周波数側の領域(以下、「交点Pの高周波数側領域」とも称する)ではXCよりもXLが大きくなっている。インバータ120の出力周波数(この実施の形態では、88kH)では、XCよりもXLが大きくなっている。
Reactance X C and X L condition C has an intersection point P in the output frequency range. That is, the reactance of the condition C X L (line A2) and reactance X C (line B3), coincides with the frequency of the intersection point P (crossover frequency). In the example of FIG. 9, the intersection frequency is about 86 kHz. Further, in the example of FIG. 9, the area than the intersection point P low frequency side is larger is X C than (hereinafter, also referred to as "intersection low frequency side region of the P"), the X L, higher than the intersection point P In the frequency side region (hereinafter, also referred to as “high frequency side region of intersection P”), XL is larger than X C. (In this embodiment, 88kH) the output frequency of the
図10は、送電装置100において、リアクタンスXC及びXLが図9に示すようなリアクタンス(条件CのリアクタンスXC及びXL)であり、かつ、結合係数が約0.6である場合のインバータ120の出力位相差を示す図である。
10, in the
図10を参照して、図9に示すようなリアクタンスXC及びXLにより、交点Pの低周波数側領域ではインバータ120の出力位相差が負の値(進角側)になり、交点Pの高周波数側領域ではインバータ120の出力位相差が正の値(遅角側)になる。
Referring to FIG. 10, the reactance X C and X L, as shown in FIG. 9, is an output phase difference is a negative value of the inverter 120 (advance side) in the low-frequency side region of the intersection point P, the intersection P In the high frequency side region, the output phase difference of the
図11は、送電装置100において、リアクタンスXC及びXLが図9に示すようなリアクタンス(条件CのリアクタンスXC及びXL)であり、かつ、結合係数が約0.6である場合のインバータ120の出力力率を示す図である。
11, the
図11を参照して、図9に示すリアクタンスXC及びXLでは、出力周波数の|XL−XC|が、条件Bのとき(すなわち、結合係数が中程度である場合)よりも小さくなっている。これにより、結合係数が大きくなることに起因するインバータ120の出力力率の低下が抑制される。図11の例では、出力周波数(この実施の形態では、88kHz)におけるインバータ120の出力力率が約0.9となる。条件Cのフィルタ回路110では、結合係数が約0.6であるときに安定して送電を行なうことができる(すなわち、過電流は生じない)。
Referring to FIG. 11, the reactance X C and X L shown in FIG. 9, the output frequency | X L -X C | is, when the condition B (i.e., if the coupling coefficient is medium) less than It has become. As a result, the decrease in the output power factor of the
図11に示すように、交点周波数(約86kHz)におけるインバータ120の出力力率は1又は略1になる。この実施の形態では、インバータ120の出力周波数をLC共振部R2の共振周波数(たとえば、88kHz)に一致させるように制御しているが、インバータ120の出力周波数の制御方法は任意に変更できる。たとえば、インバータ120の出力周波数を交点周波数に一致させるように制御してインバータ120の出力力率を向上させるようにしてもよい。また、LC共振部R2の共振周波数が交点周波数(図9中の交点Pの周波数)よりも低い場合において、リカバリ電流による電力損失を抑制するために、インバータ120の出力周波数を交点周波数よりも高くしてもよい。結合係数が大きい場合には、インバータ120の出力周波数とLC共振部R2の共振周波数とが多少ずれても、電力の伝送効率は大きくは低下しない。
As shown in FIG. 11, the output power factor of the
次に、図12〜図14を用いて比較例について説明し、この比較例に係る非接触送電制御と上記実施の形態に係る非接触送電制御とを対比する。比較例については、主に上記実施の形態との相違点について説明する。 Next, a comparative example will be described with reference to FIGS. 12 to 14, and the non-contact power transmission control according to the comparative example will be compared with the non-contact power transmission control according to the above embodiment. The comparative example will mainly explain the differences from the above-described embodiment.
図12は、比較例に係る非接触送電制御において、結合係数が中程度である場合のリアクタンスXC及びXLを示す図である。図12を参照して、この比較例では、結合係数が中程度(たとえば、約0.3)である場合のリアクタンスXC及びXLを、結合係数が小さい場合のリアクタンスXC及びXL(図3参照)と同じにしている。 12, in the contactless power transmission control according to the comparative example, it illustrates a reactance X C and X L when the coupling coefficient is medium. Referring to FIG. 12, in this comparative example, the order of the coupling coefficient is medium (e.g., about 0.3) the reactance X C and X L when it is, reactance X C and X L when the coupling coefficient is small ( It is the same as (see Fig. 3).
図13、図14はそれぞれ、上記比較例に係る送電装置において、リアクタンスXC及びXLが図12に示すようなリアクタンスであり、かつ、結合係数が約0.3である場合のインバータの出力位相差、出力力率を示す図である。 13, the power transmission device according to FIG. 14, respectively, the comparative example, a reactance as the reactance X C and X L is shown in FIG. 12, and the output of the inverter when the coupling coefficient is about 0.3 It is a figure which shows the phase difference and the output power factor.
図13を参照して、結合係数が大きくなって相互リアクタンス(式(6)中のxm)が増加することにより、インバータの出力位相差が約90°になっている。これにより、図14に示すように、図8のグラフ(実施の形態)と比べてインバータの出力力率が低くなっている。 With reference to FIG. 13, the output phase difference of the inverter becomes about 90 ° due to the increase in the coupling coefficient and the increase in the mutual reactance (x m in the equation (6)). As a result, as shown in FIG. 14, the output power factor of the inverter is lower than that in the graph (embodiment) of FIG.
上記のように、比較例に係る非接触送電制御では、上記実施の形態に係る非接触送電制御と比べてインバータの出力力率が悪化する。 As described above, in the non-contact power transmission control according to the comparative example, the output power factor of the inverter is worse than that in the non-contact power transmission control according to the above embodiment.
以上説明したように、この実施の形態に係る送電装置100によれば、広い結合係数範囲においてインバータ120の出力力率を向上させることが可能になる。
As described above, according to the
次に、上記のようなリアクタンス制御を非接触送電制御に組み込み、充電設備1によって車両2の蓄電装置300を充電する場合の処理手順の一例について説明する。
Next, an example of a processing procedure in the case where the reactance control as described above is incorporated into the non-contact power transmission control and the
まず、運転者が車両2を充電設備1の充電スペースに停車させる。そして、車両ECU500と送電ECU150との間での通信の接続(たとえば、無線LANへの接続)を確立させた後、車両ECU500から送電ECU150へ送電要求が送られる。送電要求は、運転者の指示により送信されてもよいし、所定条件の成立により自動的に送信されてもよい。この送電要求を送電ECU150が受信すると、送電ECU150は送電準備を開始する。
First, the driver stops the
送電準備は、電力伝送システム10を送電可能な状態にするための処理である。たとえば、送電ECU150と車両ECU500とが相互に情報のやり取りを行ないながら、送電装置100と受電装置200との位置合わせが行なわれる。また、充電設備1が複数の送電装置を含む場合には、いずれの送電装置に対して位置合わせが行なわれたかを特定するための処理(いわゆるペアリング)が上記送電準備として行なわれてもよい。位置合わせ及びペアリングの方法としては、種々の方法が公知であり、任意の方法を採用できる。
The power transmission preparation is a process for making the
上記の送電準備が完了すると、送電ECU150は、車両2の蓄電装置300を充電するための送電を開始する。
When the above-mentioned power transmission preparation is completed, the
図15は、送電ECU150により実行される送電開始制御の処理手順を示すフローチャートである。このフローチャートに示される処理は、ステップS11〜S13(以下、単に「S11」〜「S13」と称する)を含み、メインルーチンから呼び出されて繰り返し実行される。図15の処理は、たとえば送電装置100による送電が行なわれていない状況(すなわち、未送電時)において所定時間経過毎に繰り返し実行され、S13において送電が開始されることによって終了する。
FIG. 15 is a flowchart showing a processing procedure of power transmission start control executed by the
図15を参照して、送電ECU150が、車両ECU500から前述の送電要求を受信したか否かを判断する(S11)。そして、送電ECU150が送電要求を受信していないと判断した場合(S11においてNO)には、処理がメインルーチンへと戻される。
With reference to FIG. 15, it is determined whether or not the
他方、S11で送電要求を受信したと判断された場合(S11においてYES)には、送電ECU150は、車両ECU500と無線通信を行ないながら、送電準備(位置合わせやペアリング等)を行なう(S12)。そして、送電準備が完了すると、送電ECU150は、スイッチ113b(C1スイッチ)がON、スイッチ113c(C2スイッチ)がON、スイッチ114(Lスイッチ)がOFFである条件Aで送電を開始する(S13)。より具体的には、送電ECU150は、スイッチ113b、113c、114をそれぞれON、ON、OFFにした後、インバータ120及びAC/DCコンバータ130等を制御して、送電コイル101から受電コイル201への送電を行なう。また、車両ECU500によって充電リレー400がONされる。そして、受電コイル201が受電した電力によって蓄電装置300の充電が行なわれる。蓄電装置300の充電中(すなわち、送電装置100による送電中)においては、以下に説明する図16の制御とは別に、送電電力を所望の大きさにするための制御が行なわれる。送電ECU150と車両ECU500とが相互に情報のやり取りを行ないながら送電コイル101から受電コイル201への送電電力をフィードバック制御する。
On the other hand, when it is determined that the power transmission request has been received in S11 (YES in S11), the
図16は、送電ECU150により実行される送電制御の処理手順を示すフローチャートである。このフローチャートに示される処理は、ステップS21〜S27(以下、単に「S21」〜「S27」と称する)及びステップS31〜S34(以下、単に「S31」〜「S34」と称する)を含み、メインルーチンから呼び出されて繰り返し実行される。図16の処理は、たとえば送電装置100による送電が行なわれている状況(すなわち、送電中)において所定時間経過毎に繰り返し実行され、S26において実行中の送電が終了することによって図16の処理も終了する。
FIG. 16 is a flowchart showing a processing procedure of power transmission control executed by the
図16を参照して、送電ECU150が、条件Aで送電が行なわれているか否かを判断する(S21)。送電ECU150は、たとえば各スイッチの状態を確認し、スイッチ113b、113c、114がそれぞれON、ON、OFFであれば、条件Aで送電が行なわれていると判断する。他方、スイッチ113b、113c、114の状態が上記以外の状態であれば、条件Aで送電が行なわれていないことになる。この実施の形態では、条件Aで送電が開始される(図15のS13参照)。このため、送電開始直後においては、条件Aで送電が行なわれている(S21においてYES)と判断され、処理がS22へ進む。
With reference to FIG. 16, the
S22では、電力監視ユニット140(より特定的には、電流センサ)により検出されるインバータ120の出力電流が所定のしきい値Th1(以下、単に「Th1」とも称する)以上であるか否かを、送電ECU150が判断する。Th1は、過電流を検出するためのしきい値である。Th1は、たとえば、共振周波数及び結合係数の各々の変動に起因して生じ得るインバータ120の出力力率の低下を考慮して求められるインバータ120の出力電流の上限値である。共振周波数の変動は、たとえば部品ばらつきによって生じ得る。結合係数の変動は、送受電コイルの位置ずれや、受電コイル高さΔHの変動によって生じ得る。Th1は、固定値であってもよいし、車両2の状況等に応じて可変であってもよい。
In S22, whether or not the output current of the
インバータ120の出力電流がTh1よりも小さい場合(S22においてNO)には、過電流が発生していないと判断され、処理がS25へ進む。S25では、送電ECU150が、蓄電装置300の充電が完了したか否かを判断する。送電ECU150は、たとえば所定の完了条件が成立した場合に充電が完了したと判断する。完了条件は、たとえば、充電中に蓄電装置300のSOCが所定のSOC値よりも大きくなった場合に成立する。充電中は車両ECU500が蓄電装置300のSOCを監視し、上記の完了条件が成立すると、完了条件が成立したことを示す信号が車両ECU500から送電ECU150へ送信される。所定のSOC値は、車両ECU500等によって自動的に設定されてもよいし、ユーザによって設定されてもよい。
When the output current of the
なお、上記の完了条件は任意に変更することができる。たとえば、充電時間(充電を開始した時からの経過時間)が所定値よりも長くなった場合に完了条件が成立するようにしてもよい。また、充電中にユーザから充電停止の指示があった場合に完了条件が成立するようにしてもよい。 The above completion conditions can be changed arbitrarily. For example, the completion condition may be satisfied when the charging time (elapsed time from the start of charging) becomes longer than a predetermined value. Further, the completion condition may be satisfied when the user gives an instruction to stop charging during charging.
充電が完了した場合(S25においてYES)には、S26において、送電ECU150が、インバータ120及びAC/DCコンバータ130等を制御して送電を停止させる。また、車両ECU500によって充電リレー400がOFFされる。
When charging is completed (YES in S25), in S26, the
送電開始後、S22及びS25のいずれにおいてもNOと判断されている間は、条件Aで送電が行なわれる。そして、条件Aでの送電中にS25でYESと判断された場合には、S26の処理により送電が停止する。また、条件Aでの送電中に過電流が生じた場合(S22においてYES)には、処理がS23へ進む。 After the start of power transmission, power transmission is performed under condition A while it is determined to be NO in both S22 and S25. If YES is determined in S25 during power transmission under condition A, power transmission is stopped by the processing of S26. If an overcurrent occurs during power transmission under condition A (YES in S22), the process proceeds to S23.
S23では、送電ECU150が、インバータ120及びAC/DCコンバータ130等を制御して送電を停止させる。そして、送電ECU150は、スイッチ113b(C1スイッチ)がON、スイッチ113c(C2スイッチ)がOFF、スイッチ114(Lスイッチ)がOFFである条件Bで送電を再開する(S24)。より具体的には、送電ECU150は、スイッチ113b、113c、114をそれぞれON、OFF、OFFにした後、インバータ120及びAC/DCコンバータ130等を制御して、送電コイル101から受電コイル201への送電を行なう。その後、処理が前述のS25へ進む。
In S23, the
S24の処理により条件Bで送電が行なわれるようになると、S21でNOと判断されるようになる。S21でNO(条件Aで送電が行なわれていない)と判断された場合には、処理がS31へ進む。 When power transmission is performed under the condition B by the processing of S24, NO is determined in S21. If it is determined in S21 that NO (power transmission is not performed under condition A), the process proceeds to S31.
S31では、送電ECU150が、条件Bで送電が行なわれているか否かを判断する。送電ECU150は、たとえば各スイッチの状態を確認し、スイッチ113b、113c、114がそれぞれON、OFF、OFFであれば、条件Bで送電が行なわれていると判断する。他方、スイッチ113b、113c、114の状態が上記以外の状態であれば、条件Bで送電が行なわれていないことになる。この実施の形態では、条件A〜Cのいずれかで送電が行なわれる。このため、実行中の送電条件が条件Aでも条件Bでもないことは、実行中の送電条件が条件Cであることを意味する。
In S31, the
条件Bで送電が行なわれていると判断された場合(S31においてYES)には、処理がS32へ進む。S32では、電力監視ユニット140(より特定的には、電流センサ)により検出されるインバータ120の出力電流が所定のしきい値Th2(以下、単に「Th2」とも称する)以上であるか否かを、送電ECU150が判断する。Th2は、過電流を検出するためのしきい値である。Th2は、たとえばS22のしきい値Th1と同様の方法で求めることができる。Th2は、Th1と同じであってもよいし異なっていてもよい。Th2は、固定値であってもよいし、車両2の状況等に応じて可変であってもよい。
If it is determined that power transmission is being performed under condition B (YES in S31), the process proceeds to S32. In S32, whether or not the output current of the
インバータ120の出力電流がTh2よりも小さい場合(S32においてNO)には、過電流が発生していないと判断され、処理が前述のS25へ進む。条件Bでの送電中においてS25及びS32のいずれにおいてもNOと判断されている間は、条件Bでの送電が継続される。そして、条件Bでの送電中にS25でYESと判断された場合には、S26の処理により送電が停止する。また、条件Bでの送電中に過電流が生じた場合(S32においてYES)には、処理がS33へ進む。
When the output current of the
S33では、送電ECU150が、インバータ120及びAC/DCコンバータ130等を制御して送電を停止させる。そして、送電ECU150は、スイッチ113b(C1スイッチ)がOFF、スイッチ113c(C2スイッチ)がOFF、スイッチ114(Lスイッチ)がONである条件Cで送電を再開する(S34)。より具体的には、送電ECU150は、スイッチ113b、113c、114をそれぞれOFF、OFF、ONにした後、インバータ120及びAC/DCコンバータ130等を制御して、送電コイル101から受電コイル201への送電を行なう。その後、処理が前述のS25へ進む。
In S33, the
S34の処理により条件Cで送電が行なわれるようになると、S21及びS31の両方でNOと判断されるようになる。そして、S21及びS31の両方でNOと判断された場合には、処理がS27へ進む。 When power transmission is performed under the condition C by the processing of S34, it is determined as NO in both S21 and S31. If NO is determined in both S21 and S31, the process proceeds to S27.
S27では、電力監視ユニット140(より特定的には、電流センサ)により検出されるインバータ120の出力電流が所定のしきい値Th3(以下、単に「Th3」とも称する)以上であるか否かを、送電ECU150が判断する。Th3は、過電流を検出するためのしきい値である。Th3は、たとえばS22のしきい値Th1と同様の方法で求めることができる。Th3は、Th1及びTh2の少なくとも一方と同じであってもよいし、Th1及びTh2のいずれとも異なっていてもよい。Th3は、固定値であってもよいし、車両2の状況等に応じて可変であってもよい。
In S27, whether or not the output current of the
電力伝送システム10は、条件A〜Cのいずれかで安定した送電が行なわれる(すなわち、過電流が生じない)ように設計されている。結合係数が小さいときには条件Aで送電が安定し、結合係数が中程度であるときには条件Bで送電が安定し、結合係数が大きいときには条件Cで送電が安定する。このため、条件A〜Cのいずれにおいても送電中に過電流が生じた場合には、電力伝送システム10において何らかの異常(電子部品の故障等)が生じていると考えられる。条件Cで送電が行なわれていることは、S22及びS32の両方でYESと判断されたこと(すなわち、条件A及びBのいずれでも送電中に過電流が生じたこと)を意味する。このため、条件Cでの送電中に過電流が生じた場合(S27においてYES)には、電力伝送システム10において異常が生じたと判断され、S26において、送電ECU150が充電の完了を待たずに送電を強制的に停止させる。他方、条件Cでの送電中に過電流が生じない場合(S27においてNO)には、処理が前述のS25へ進む。
The
S34の処理が行なわれた後、S25及びS27のいずれにおいてもNOと判断されている間は、条件Cで送電が行なわれる。他方、S25及びS27のいずれかにおいてYESと判断された場合には、S26の処理により送電が停止する。 After the processing of S34 is performed, power transmission is performed under condition C while it is determined to be NO in both S25 and S27. On the other hand, if YES is determined in either S25 or S27, power transmission is stopped by the processing of S26.
なお、条件Cでの送電中に過電流が生じた場合(S27においてYES)には、電力伝送システム10に異常が生じたことをユーザに知らせるための報知処理が車両ECU500によって行なわれてもよい。また、車両ECU500は、記憶装置内のダイアグ(自己診断)のフラグの値を0から1にすることにより、電力伝送システム10に異常が生じたことを記憶装置に記録してもよい。
When an overcurrent occurs during power transmission under condition C (YES in S27), the
上記図16の処理では、インバータ120の出力電流を用いて、送電コイル101と受電コイル201との結合係数を検出している(S22及びS32)。より具体的には、条件Aでの送電中に過電流が生じない場合(S22においてNO)には、結合係数が小さいと判断し、条件Aでの送電中に過電流が生じ(S22においてYES)、かつ、条件Bでの送電中に過電流が生じない場合(S32においてNO)には、結合係数が中程度であると判断し、条件A及びBのいずれでも送電中に過電流が生じた場合(S32においてYES)には、結合係数が大きいと判断する。こうした構成によれば、結合係数を容易に検出することができる。
In the process of FIG. 16, the coupling coefficient between the
なお、各種センサの検出値等からリアルタイムに結合係数を算出し、算出された結合係数に応じて出力周波数のXL及びXCを精密に制御することも考えられる。しかし、結合係数を高い精度で算出することは難しく、また、結合係数を高い精度で算出できたとしても、出力周波数のXL及びXCを高い精度で結合係数に対応させるためには高性能の可変インダクタ及び可変キャパシタが必要になり、コストの面で不利になる。 Note that to calculate the coupling coefficient in real time from the detection values of various sensors, it is conceivable to precisely control the X L and X C of the output frequency in accordance with the calculated coupling coefficient. However, it is difficult to calculate the coupling coefficient with high accuracy, Further, even able to calculate the coupling coefficient with high accuracy, in order to correspond to the coupling coefficient at X L and X C high accuracy of the output frequency is high A variable inductor and a variable capacitor are required, which is disadvantageous in terms of cost.
上記図16の処理では、条件A(第1条件)での送電中にインバータ120の出力電流が所定値以上になった場合(S22においてYES)には、実行中の送電を停止し(S23)、各スイッチの状態を条件B(第2条件)の状態にした後、送電を再開している(S24)。また、条件Bでの送電中にインバータ120の出力電流が所定値以上になった場合(S32においてYES)には、実行中の送電を停止し(S33)、各スイッチの状態を条件C(第3条件)の状態にした後、送電を再開している(S34)。こうした制御では、応答速度の速い半導体リレーを必要とせず、半導体リレーに比べて低コストで入手しやすいメカニカルリレーを使用できる。ただし、各スイッチの種類はメカニカルリレーに限定されない。メカニカルリレーに代えて半導体リレーを採用してもよい。
In the process of FIG. 16 above, when the output current of the
図17は、この実施の形態に係る非接触送電制御において、出力周波数のXL,XCと結合係数との関係を示す図である。図17において、線k11はリアクタンスXLを示し、線k12はリアクタンスXCを示す。 17, in the contactless power transmission control according to this embodiment, X L of the output frequency is a diagram showing the relationship between X C and the coupling coefficient. 17, line k11 represents a reactance X L, line k12 represents a reactance X C.
図17を参照して、この実施の形態に係る非接触送電制御では、送電コイル101と受電コイル201との結合係数に応じて、出力周波数のXL(線k11)と出力周波数のXC(線k12)とを変更している。結合係数が小さい領域A(結合係数が0.1に近い領域)では、出力周波数の|XL−XC|がΔX1(図3参照)になる。結合係数が中程度である領域B(結合係数が0.3に近い領域)では、出力周波数の|XL−XC|がΔX2(図6参照)になる。結合係数が大きい領域C(結合係数が0.6に近い領域)では、出力周波数の|XL−XC|がΔX3(図9参照)になる。ΔX1、ΔX2、及びΔX3は、「ΔX1>ΔX2>ΔX3」の関係を満たす。このように、この実施の形態に係る非接触送電制御では、結合係数が大きくなるにしたがって、インバータ120の出力周波数におけるリアクタンスXLとリアクタンスXCとの差が小さくなる。
Referring to FIG. 17, in a non-contact power transmission control according to this embodiment, depending on the coupling coefficient between the transmitting
図18は、この実施の形態に係る非接触送電制御における電力の伝送効率(線k31)を、比較例に係る非接触送電制御における電力の伝送効率(線k32)と対比して示す図である。また、図19は、この実施の形態に係る非接触送電制御における充電電力(線k41)を、比較例に係る非接触送電制御における充電電力(線k42)と対比して示す図である。比較例に係る非接触送電制御においては、結合係数が変動しても、図3に示したリアクタンスXC及びXLを維持した。 FIG. 18 is a diagram showing the power transmission efficiency (line k31) in the non-contact power transmission control according to this embodiment in comparison with the power transmission efficiency (line k32) in the non-contact power transmission control according to the comparative example. .. Further, FIG. 19 is a diagram showing the charging power (line k41) in the non-contact power transmission control according to this embodiment in comparison with the charging power (line k42) in the non-contact power transmission control according to the comparative example. In the non-contact power transmission control according to the comparative example, the coupling coefficient is also varied, keeping the reactance X C and X L shown in FIG.
図18を参照して、線k31で示されるように、この実施の形態に係る非接触送電制御における電力の伝送効率は、領域A〜Cのいずれにおいても高くなっている。一方、比較例に係る非接触送電制御における電力の伝送効率は、線k32で示されるように、結合係数が大きくなることによって低下した。 As shown by line k31 with reference to FIG. 18, the power transmission efficiency in the non-contact power transmission control according to this embodiment is high in all of the regions A to C. On the other hand, the power transmission efficiency in the non-contact power transmission control according to the comparative example was lowered by increasing the coupling coefficient as shown by the line k32.
図19を参照して、線k41で示されるように、この実施の形態に係る非接触送電制御における充電電力(すなわち、蓄電装置300に供給される電力)は、領域A〜Cのいずれにおいても高くなっている。一方、比較例に係る非接触送電制御における充電電力は、線k42で示されるように、結合係数が大きくなることによって低下した。 As shown by line k41 with reference to FIG. 19, the charging power (that is, the power supplied to the power storage device 300) in the non-contact power transmission control according to this embodiment is in any of the regions A to C. It's getting higher. On the other hand, the charging power in the non-contact power transmission control according to the comparative example decreased as the coupling coefficient increased, as shown by the line k42.
以上説明したように、この実施の形態に係る送電装置100によれば、広い結合係数範囲において電力の伝送効率を向上させることが可能になり、ひいては広い結合係数範囲において十分な量の充電電力を受電装置200へ(さらには、蓄電装置300へ)供給することが可能になる。
As described above, according to the
上記実施の形態では、条件Aで送電を開始している(図15参照)。しかしこれに限られず、たとえば図15のS13において条件Cで送電を開始してもよい。図20は、条件Cで送電を開始する変形例において送電制御の処理手順を示すフローチャートである。すなわち、条件Cで送電を開始する場合には、図16の処理に代えて、たとえば図20の処理が実行される。図20に示される処理は、前述のS22〜S27及びS31〜S33に加えて、ステップS41、S42(以下、単に「S41」、「S42」と称する)を含む。 In the above embodiment, power transmission is started under condition A (see FIG. 15). However, the present invention is not limited to this, and power transmission may be started under the condition C in S13 of FIG. 15, for example. FIG. 20 is a flowchart showing a processing procedure of power transmission control in a modified example in which power transmission is started under condition C. That is, when power transmission is started under the condition C, for example, the process of FIG. 20 is executed instead of the process of FIG. The process shown in FIG. 20 includes steps S41 and S42 (hereinafter, simply referred to as “S41” and “S42”) in addition to the above-mentioned S22 to S27 and S31 to S33.
図20を参照して、S41において条件Cで送電が行なわれているか否かを判断し、条件Cで送電が行なわれていない場合(S41においてNO)には、S31において条件Bで送電が行なわれているか否かを判断する。そして、条件Cでの送電中(S41においてYES)にインバータ120の出力電流が所定値以上になった場合(S27においてYES)には、実行中の送電を停止し(S23)、各スイッチの状態を条件Bの状態にした後、送電を再開する(S24)。また、条件Bでの送電中(S31においてYES)にインバータ120の出力電流が所定値以上になった場合(S32においてYES)には、実行中の送電を停止し(S33)、各スイッチの状態を条件Aの状態にした後、送電を再開する(S42)。
With reference to FIG. 20, it is determined whether or not power transmission is performed under condition C in S41, and if power transmission is not performed under condition C (NO in S41), power transmission is performed under condition B in S31. Determine if it is. Then, when the output current of the
なお、上記図20の処理では、条件Cでの送電中に過電流が生じない場合(S27においてNO)には、結合係数が大きいと判断し、条件Cでの送電中に過電流が生じ(S27においてYES)、かつ、条件Bでの送電中に過電流が生じない場合(S32においてNO)には、結合係数が中程度であると判断し、条件B及びCのいずれでも送電中に過電流が生じた場合(S32においてYES)には、結合係数が小さいと判断する。 In the process of FIG. 20, when the overcurrent does not occur during the power transmission under the condition C (NO in S27), it is determined that the coupling coefficient is large, and the overcurrent occurs during the power transmission under the condition C (NO). If YES) in S27) and no overcurrent occurs during power transmission under condition B (NO in S32), it is determined that the coupling coefficient is medium, and both conditions B and C are excessive during power transmission. When a current is generated (YES in S32), it is determined that the coupling coefficient is small.
結合係数の検出方法は、図16及び図20に示される方法に限定されず、任意に変更できる。以下、図21を用いて、結合係数の検出方法の変形例について説明する。 The method for detecting the coupling coefficient is not limited to the method shown in FIGS. 16 and 20, and can be arbitrarily changed. Hereinafter, a modified example of the method for detecting the coupling coefficient will be described with reference to FIG. 21.
図21は、上記の変形例において送電ECU150により実行される送電制御の処理手順を示すフローチャートである。この変形例では、図16の処理に代えて図21の処理が実行される。このフローチャートに示される処理は、S22、S32に代えてステップS51、S52(以下、単に「S51」、「S52」と称する)を含むこと以外は、図16の処理と同じである。
FIG. 21 is a flowchart showing a processing procedure of power transmission control executed by the
図21を参照して、S51では、コイル間距離ΔGが所定のしきい値Th11(以下、単に「Th11」とも称する)以下であるか否かを、送電ECU150が判断する。コイル間距離ΔGは、たとえばGAPセンサにより検出することができる。GAPセンサとしては、公知の測距センサ(超音波センサ、レーザ測距センサ等)を採用できる。後述するS52についても同様のことがいえる。
With reference to FIG. 21, in S51, the
Th11は、結合係数が小さいか否かを判断するためのしきい値であり、たとえば予め実験等によって求められた値が設定される。コイル間距離ΔGと結合係数とは概ね反比例の関係を有する。すなわち、コイル間距離ΔGが大きくなるほど結合係数は小さくなる。こうした関係を利用して、コイル間距離ΔGがTh11よりも大きい場合(S51においてNO)には、結合係数が小さいと判断することができる。 Th11 is a threshold value for determining whether or not the coupling coefficient is small, and for example, a value obtained in advance by an experiment or the like is set. The distance between the coils ΔG and the coupling coefficient have an approximately inverse proportional relationship. That is, the larger the distance between the coils ΔG, the smaller the coupling coefficient. Utilizing such a relationship, when the distance between the coils ΔG is larger than Th11 (NO in S51), it can be determined that the coupling coefficient is small.
S52では、コイル間距離ΔGが所定のしきい値Th12(以下、単に「Th12」とも称する)以下であるか否かを、送電ECU150が判断する。Th12は、結合係数が大きいか否かを判断するためのしきい値であり、たとえば予め実験等によって求められた値が設定される。Th12は、Th11よりも小さい。コイル間距離ΔGがTh12以下である場合(S52においてYES)には、結合係数が大きいと判断することができる。また、コイル間距離ΔGがTh12超Th11以下である場合(S52においてNO)には、結合係数が中程度であると判断することができる。
In S52, the
容量性リアクタンス調整部110C及び誘導性リアクタンス調整部110Lの各々の構成は、図2に示した構成に限られず、たとえば以下に説明する図22〜図24のいずれかの構成に変更してもよい。
Each configuration of the capacitive
図22を参照して、誘導性リアクタンス調整部110Lは、LC共振部R1(図2)に直列に接続される可変インダクタL20であってもよい。容量性リアクタンス調整部110Cは、LC共振部R1(図2)に並列に接続される可変キャパシタC20であってもよい。インバータ120と容量性リアクタンス調整部110Cとの間のリアクタンスは、LC共振部R1に直列に接続されるインダクタ(可変インダクタL20)によって誘導性リアクタンスになる。
With reference to FIG. 22, the inductive
可変インダクタL20は、たとえば磁性体(コア)と励磁巻線とを含み、送電ECU150からの制御信号(より特定的には、励磁巻線の電流)に応じてインダクタンスが連続的に変わるように構成される。励磁巻線に直流重畳電流を流して透磁率を変化させることによって、可変インダクタL20のインダクタンスを任意の値に調整できる。なお、この可変インダクタに限定されず、種々の公知の可変インダクタから任意の可変インダクタを選んで採用できる。
The variable inductor L20 includes, for example, a magnetic material (core) and an exciting winding, and is configured such that the inductance changes continuously according to a control signal (more specifically, the current of the exciting winding) from the
可変キャパシタC20は、送電ECU150からの制御信号に応じてキャパシタンスが連続的に変わるように構成される。可変キャパシタC20としては、たとえば誘電体を空気とした空気ギャップコンデンサを採用できる。なお、この可変キャパシタに限定されず、種々の公知の可変キャパシタから任意の可変キャパシタを選んで採用できる。後述する可変キャパシタC21についても同様のことがいえる。
The variable capacitor C20 is configured so that the capacitance continuously changes according to the control signal from the
図23を参照して、誘導性リアクタンス調整部110Lは、LC共振部R1(図2)に直列に接続されるコイルL21及び可変キャパシタC21を含んで構成されてもよい。コイルL21のインダクタンスをL21、可変キャパシタC21のキャパシタンスをC21と表すと、リアクタンスXLは式(10)で表すことができる。なお、式(10)において「ωL21」は「1/ωC21」よりも大きい。
With reference to FIG. 23, the inductive
図24を参照して、誘導性リアクタンス調整部110Lは、LC共振部R1(図2)に直列に接続されるコイルL22、キャパシタC22、及びスイッチ115を含んで構成されてもよい。スイッチ115は、キャパシタC22に並列に接続されている。スイッチ115がONされる(閉状態になる)ことで、キャパシタC22の端子間が短絡する。スイッチ115の状態(ON/OFF)によりリアクタンスXLが変わる。
With reference to FIG. 24, the inductive
図2に示した回路においてインバータ120と容量性リアクタンス調整部110Cとの間の誘導性リアクタンス(リアクタンスXL)を固定にしてもよい。図25は、リアクタンスXLを固定にした変形例を示す図である。図25を参照して、上記実施の形態で使用した誘導性リアクタンス調整部110L(図2)に代えてコイルL23(LC共振部R1に直列に接続されるインダクタ)を用いてもよい。こうした構成でも、結合係数が大きくなるにしたがってXCをXL(固定値)に近づけることによって、結合係数が大きくなるにしたがって出力周波数の|XL−XC|を小さくすることができる。
Inductive reactance between the
上記実施の形態では、結合係数の大きさを3つの区分(小、中、大)に分けたが、区分の数は複数であれば任意であり、たとえば結合係数の大きさを4つ以上の区分に分けてもよい。 In the above embodiment, the magnitude of the coupling coefficient is divided into three categories (small, medium, and large), but the number of categories is arbitrary as long as it is plural, for example, the magnitude of the coupling coefficient is four or more. It may be divided into categories.
今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The embodiments disclosed this time should be considered to be exemplary and not restrictive in all respects. The scope of the present invention is shown by the scope of claims rather than the description of the embodiments described above, and is intended to include all modifications within the meaning and scope equivalent to the scope of claims.
1 充電設備、2 車両、10 電力伝送システム、100 送電装置、101 送電コイル、102,202,203,206a,206b,207,C11a,C11b,C11c,C22 キャパシタ、110 フィルタ回路、110C 容量性リアクタンス調整部、110L 誘導性リアクタンス調整部、113b,113c,114,115 スイッチ、120 インバータ、130 AC/DCコンバータ、140 電力監視ユニット、150 送電ECU、160,600 通信部、200 受電装置、201 受電コイル、204 インダクタ、205 整流回路、300 蓄電装置、310 電池監視ユニット、400 充電リレー、500 車両ECU、700 交流電源、C20,C21 可変キャパシタ、L11a,L11b,L21,L22,L23 コイル、L20 可変インダクタ、R1,R2 LC共振部。 1 Charging equipment, 2 vehicles, 10 power transmission systems, 100 power transmission devices, 101 power transmission coils, 102, 202, 203, 206a, 206b, 207, C11a, C11b, C11c, C22 capacitors, 110 filter circuits, 110C capacitive reactorance adjustment. Unit, 110L Inductive Reactance Adjustment Unit, 113b, 113c, 114, 115 Switch, 120 Inverter, 130 AC / DC Converter, 140 Power Monitoring Unit, 150 Transmission ECU, 160, 600 Communication Unit, 200 Power Receiving Device, 201 Power Receiving Coil, 204 inductor, 205 rectifier circuit, 300 power storage device, 310 battery monitoring unit, 400 charging relay, 500 vehicle ECU, 700 AC power supply, C20, C21 variable capacitor, L11a, L11b, L21, L22, L23 coil, L20 variable inductor, R1 , R2 LC resonance part.
Claims (1)
入力電力を所定周波数の交流電力に変換して出力するインバータと、
前記インバータの出力側に設けられ、前記送電コイル及びキャパシタが直列に接続されて構成されるLC共振部と、
前記LC共振部に並列に接続される素子によって、前記LC共振部の端子間の容量性リアクタンスを変更可能に構成される容量性リアクタンス調整部と、
前記容量性リアクタンス調整部を制御する制御部とを備え、
前記インバータと前記容量性リアクタンス調整部との間のリアクタンスは、前記LC共振部に直列に接続されるインダクタによって誘導性リアクタンスになっており、
前記制御部は、前記送電コイルと前記受電コイルとの結合係数が大きくなるにしたがって、前記所定周波数における前記誘導性リアクタンスと前記容量性リアクタンスとの差を小さくする、非接触送電装置。 A non-contact power transmission device that transmits power from the power transmission coil to the power reception coil of the power receiving device in a non-contact manner.
An inverter that converts input power to AC power of a predetermined frequency and outputs it,
An LC resonance section provided on the output side of the inverter and configured by connecting the power transmission coil and the capacitor in series.
A capacitive reactance adjusting unit configured so that the capacitive reactance between the terminals of the LC resonance unit can be changed by an element connected in parallel to the LC resonance unit.
A control unit that controls the capacitive reactance adjusting unit is provided.
The reactance between the inverter and the capacitive reactance adjusting unit is an inductive reactance due to an inductor connected in series with the LC resonance unit.
The control unit is a non-contact power transmission device that reduces the difference between the inductive reactance and the capacitive reactance at the predetermined frequency as the coupling coefficient between the power transmission coil and the power receiving coil increases.
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