JP6958478B2 - Rotating machine - Google Patents

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Description

本発明は、回転電機に関する。 The present invention relates to a rotary electric machine.

特許文献１には、電機子巻線と固定子鉄心を具備した固定子と、複数の永久磁石と回転子鉄心を具備した回転子とを備えた永久磁石型回転電機が開示されている。この永久磁石型回転電機では、回転子の軸方向に延在し、回転軸の周方向に２箇所以上配置された第１導体と、第１導体間を電気的に接続する第２導体とを有し、複数の永久磁石の周囲を取り囲むように構成された単数ないし複数の導通回路をさらに備えている。２箇所以上に配置された第１導体は、異なる抵抗値を有する２種類以上の導体で構成されており、回転子の回転角度に応じて大きさの異なる誘導電流が流れ、回転子の回転角度に応じてインダクタンスが変化するので、回転子の回転角度を検知するセンサを備えなくても回転子の位置を検出し、回転子の回転を制御できる。 Patent Document 1 discloses a permanent magnet type rotary electric machine including a stator having an armature winding and a stator core, and a rotor having a plurality of permanent magnets and a rotor core. In this permanent magnet type rotary electric machine, a first conductor extending in the axial direction of the rotor and arranged at two or more locations in the circumferential direction of the rotating shaft and a second conductor electrically connecting the first conductors are connected. It further comprises a single or multiple conducting circuit configured to surround the periphery of the plurality of permanent magnets. The first conductor arranged at two or more places is composed of two or more types of conductors having different resistance values, and induced currents of different sizes flow according to the rotation angle of the rotor, and the rotation angle of the rotor. Since the inductance changes according to the above, the position of the rotor can be detected and the rotation of the rotor can be controlled without providing a sensor for detecting the rotation angle of the rotor.

特開２０１０−０１１６１１号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2010-011611

特許文献１の回転電機を磁気飽和領域において使用する場合、導体の追加により銅損が増加するという課題があった。また、一般に、ＩＰＭモータは、高負荷領域では、電流に対する磁束の傾きが小さくなるため、ｑ軸インダクタンス値が低下し、ｑ軸インダクタンス値がｄ軸インダクタンス値と同一となる場合がある。その場合、ｄ軸電流とｑ軸電流との差を検出できず、その結果、回転子の位置を検出できなくなり、位置センサレス制御ができなくなるという課題があった。従って、磁気飽和領域においても、回転電機の効率を向上し、位置センサレス制御ができる構造が求められている。 When the rotary electric machine of Patent Document 1 is used in the magnetic saturation region, there is a problem that the copper loss increases due to the addition of the conductor. Further, in general, in a high load region, the slope of the magnetic flux with respect to the current becomes small in the IPM motor, so that the q-axis inductance value may decrease and the q-axis inductance value may become the same as the d-axis inductance value. In that case, there is a problem that the difference between the d-axis current and the q-axis current cannot be detected, and as a result, the position of the rotor cannot be detected and the position sensorless control cannot be performed. Therefore, even in the magnetic saturation region, there is a demand for a structure capable of improving the efficiency of the rotary electric machine and performing position sensorless control.

本発明は、上述の課題を踏まえてなされたものであり、以下の形態として実現することが可能である。 The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and can be realized as the following forms.

本発明の一形態によれば、回転電機（１０）が提供される。この回転電機は、固定子（４０）と、前記固定子に巻かれた電機子巻線（５０ｕ、５０ｖ、５０ｗ）と、複数の極を有する回転子（２０）と、前記電機子巻線に印加する電圧を制御することで前記回転子の回転を制御する制御部（１００）と、を備え、前記回転子において、前記複数の極のうちの少なくとも１つの極は、ｄ軸またはｑ軸に対して形状若しくは材質が非対称である。この形態によれば、回転子において、複数の極のうちの少なくとも１つの極は、ｄ軸またはｑ軸に対して形状若しくは材質が非対称であるので、ｑ軸インダクタンス値とｄ軸インダクタンス値との比である突極比、あるいは、突極性を大きくできる。その結果、磁気飽和領域においてもｄ軸電流とｑ軸電流との差を検出でき、位置センサレス制御が可能となる。また、回転子に導体を追加しないので、回転子に誘導電流が流れず、回転電機の効率の低下を抑制できる。 According to one embodiment of the present invention, a rotary electric machine (10) is provided. This rotary electric machine includes a stator (40), armature windings (50u, 50v, 50w) wound around the stator, a rotor (20) having a plurality of poles, and the armature winding. A control unit (100) for controlling the rotation of the rotor by controlling the applied voltage is provided, and in the rotor, at least one of the plurality of poles is on the d-axis or the q-axis. On the other hand, the shape or material is asymmetric. According to this form, in the rotor, at least one of the plurality of poles has an asymmetric shape or material with respect to the d-axis or the q-axis, so that the q-axis inductance value and the d-axis inductance value are The salient pole ratio, which is the ratio, or the salient polarity can be increased. As a result, the difference between the d-axis current and the q-axis current can be detected even in the magnetic saturation region, and position sensorless control becomes possible. Further, since the conductor is not added to the rotor, the induced current does not flow in the rotor, and the decrease in the efficiency of the rotating electric machine can be suppressed.

回転電機の概略構成を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the schematic structure of the rotary electric machine. 回転電機の回転子と、固定子の概略構成を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the schematic structure of the rotor of a rotary electric machine, and the stator. 回転子の１つの極を拡大して示す説明図である。It is explanatory drawing which shows one pole of a rotor enlarged. 比較例の回転電機の回転子の１つの極を拡大して示す説明図である。It is explanatory drawing which enlarges and shows one pole of the rotor of the rotary electric machine of the comparative example. 回転子の位置とＵ相の無負荷誘起電圧の一次成分との関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between the position of a rotor, and the primary component of the no-load induced voltage of U phase. 外乱重畳電圧による位置の推定を説明する説明図である。It is explanatory drawing explaining the estimation of the position by the disturbance superimposition voltage. 対称回転電機である比較例における外乱電圧と電流との関係を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the relationship between the disturbance voltage and the current in the comparative example which is a symmetric rotary electric machine. 非対称回転電機である第１実施形態における外乱電圧と電流との関係を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the relationship between the disturbance voltage and the current in 1st Embodiment which is an asymmetric rotary electric machine. ｑ軸電流とｑ軸磁束との関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between the q-axis current and the q-axis magnetic flux. ｑ軸電流とｑ軸インダクタンスとの関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between the q-axis current and the q-axis inductance. 第１実施形態の回転電機と比較例の回転電機における突極比とトルク／電流制御（ＭＴＰＡ制御）時のトルクとの関係を比較する説明図である。It is explanatory drawing which compares the relationship between the salient pole ratio and the torque at the time of torque / current control (MTPA control) in the rotary electric machine of 1st Embodiment and the rotary electric machine of a comparative example. ２つの磁石の磁化ベクトルの交点とｄ軸との関係を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the relationship between the intersection of the magnetization vectors of two magnets, and d-axis. 永久磁石を用いない回転電機１１を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the rotary electric machine 11 which does not use a permanent magnet. 図１３の１つの極を拡大して示す説明図である。It is explanatory drawing which shows one pole of FIG. 13 enlarged. アキシャル型の回転電機を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the axial type rotary electric machine. アキシャル型の回転電機の一部を外縁から中心側を見た時を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the time when a part of an axial type rotary electric machine was seen from the outer edge to the center side.

・第１実施形態：
図１は、回転電機１０の概略構成を示す説明図である。回転電機１０は、回転子２０と、固定子に巻かれた電機子巻線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗと、制御部１００と、インバータ２００と、を備える。回転子２０は、永久磁石３０を含んでいる。電機子巻線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗは、スター結線されている。回転子２０と電機子巻線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗの詳細な構成については、後述する。 -First embodiment:
FIG. 1 is an explanatory diagram showing a schematic configuration of a rotary electric machine 10. The rotary electric machine 10 includes a rotor 20, armature windings 50u, 50v, 50w wound around a stator, a control unit 100, and an inverter 200. The rotor 20 includes a permanent magnet 30. The armature windings 50u, 50v, and 50w are star-connected. The detailed configuration of the rotor 20 and the armature windings 50u, 50v, 50w will be described later.

インバータ２００は、制御部１００から駆動信号ｇｕｐ、ｇｕｎ、ｇｖｐ、ｇｖｎ、ｇｗｐ、ｇｗｎの入力を受けて、電機子巻線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗに印加する電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを発生させる。インバータ２００は、直流電源ＤＣと、電源側のスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐと、グランド側のスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎと、各スイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎに対応して並列に接続された保護ダイオードＤｕｐ、Ｄｖｐ、Ｄｗｐ、Ｄｕｎ、Ｄｖｎ、Ｄｗｎとを備える。スイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎは、例えば、ＩＧＢＴなどのトランジスタで構成されている。スイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎには、それぞれ駆動信号ｇｕｐ、ｇｖｐ、ｇｗｐ、ｇｕｎ、ｇｖｎ、ｇｗｎが入力される。スイッチング素子Ｓｕｐとスイッチング素子Ｓｕｎとは直列に接続され、その中間ノードＮｕは、電機子巻線５０ｕの中性点Ｍと反対側に接続されている。なお、スイッチング素子Ｓｕｐとスイッチング素子Ｓｕｎは、同時にオンせず、少なくとも一方はオフとなる。スイッチング素子Ｓｖｐとスイッチング素子Ｓｖｎも直列に接続され、その中間ノードＮｖは、電機子巻線５０ｖの中性点Ｍと反対側に接続されている。同様にスイッチング素子Ｓｖｐとスイッチング素子Ｓｖｎは、同時にオンせず、少なくとも一方はオフとなる。スイッチング素子Ｓｗｐとスイッチング素子Ｓｗｎも直列に接続され、その中間ノードＮｗは、電機子巻線５０ｗの中性点Ｍと反対側に接続されている。同様にスイッチング素子Ｓｗｐとスイッチング素子Ｓｗｎは、同時にオンせず、少なくとも一方はオフとなる。インバータ２００には、電機子巻線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗに流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを測定する電流計２１０と、直流電源ＤＣの電圧を測定する電圧計２２０と、が接続されている。 The inverter 200 receives inputs of drive signals gup, gun, gvp, gvn, gwp, and gwn from the control unit 100, and generates voltages Vu, Vv, and Vw to be applied to the armature windings 50u, 50v, and 50w. The inverter 200 corresponds to the DC power supply DC, the switching elements Sup, Swp, Swp on the power supply side, the switching elements Sun, Swn, Swn on the ground side, and the switching elements Sup, Swp, Swp, Sun, Swn, Swn. The protection diodes Dup, Dbp, Dwp, Dun, Dvn, and Dwn connected in parallel are provided. The switching elements Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, and Swn are composed of transistors such as IGBTs, for example. Drive signals gup, gvp, gwp, gun, gvn, and gwn are input to the switching elements Sup, Sbp, Swp, Sun, Svn, and Swn, respectively. The switching element Su and the switching element Sun are connected in series, and the intermediate node Nu thereof is connected to the side opposite to the neutral point M of the armature winding 50u. The switching element Sup and the switching element Sun are not turned on at the same time, and at least one of them is turned off. The switching element Svp and the switching element Svn are also connected in series, and the intermediate node Nv thereof is connected to the side opposite to the neutral point M of the armature winding 50v. Similarly, the switching element Svp and the switching element Svn do not turn on at the same time, and at least one of them turns off. The switching element Swp and the switching element Swn are also connected in series, and the intermediate node Nw thereof is connected to the side opposite to the neutral point M of the armature winding 50w. Similarly, the switching element Swp and the switching element Swn do not turn on at the same time, and at least one of them turns off. The inverter 200 is connected to a current meter 210 that measures the currents Iu, Iv, and Iw flowing through the armature windings 50u, 50v, and 50w, and a voltmeter 220 that measures the voltage of the DC power supply DC.

制御部１００は、αβ電流変換部１１０と、ｄｑ変換部１２０と、指令電流設定部１３０と、電流制御部１４０と、αβ電圧変換部１５０と、３相変換部１６０と、ＰＷＭ信号生成部１７０と、角度推定部１８０と、を備える。 The control unit 100 includes an αβ current conversion unit 110, a dq conversion unit 120, a command current setting unit 130, a current control unit 140, an αβ voltage conversion unit 150, a three-phase conversion unit 160, and a PWM signal generation unit 170. And an angle estimation unit 180.

αβ電流変換部１１０は、電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをα、βを軸とする固定座標系の電流Ｉα、Ｉβに変換する。ここで、α軸の正方向は、Ｕ相に一致し、β軸は、α軸に対して「π／２」だけ進角した方向である。ｄｑ変換部１２０は、回転電機１０の実磁極の位相θに基づいて、電流Ｉα、Iβを、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに変換する。 The αβ current conversion unit 110 converts the currents Iu, Iv, and Iw into the currents Iα and Iβ in a fixed coordinate system centered on α and β. Here, the positive direction of the α-axis coincides with the U phase, and the β-axis is the direction advanced by “π / 2” with respect to the α-axis. The dq conversion unit 120 converts the currents Iα and Iβ into the d-axis current Id and the q-axis current Iq based on the phase θ of the actual magnetic poles of the rotary electric machine 10.

指令電流設定部１３０は、回転電機１０に要求される要求トルクＴｒに基づいてｄ軸電流指令値Ｉｄｒとｑ軸電流指令値Ｉｑｒを生成する。なお、回転電機１０が例えば車両に搭載される場合、要求トルクＴｒは、車両の速度及びアクセルペダルの踏量を用いて算出される。電流制御部１４０は、ｄ軸電流指令値Ｉｄｒとｄ軸電流Ｉｄの差分及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒとｑ軸電流の差分とを用いてｄ軸の指令電圧Ｖｄｒとｑ軸の指令電圧Ｖｑｒを算出して、回転電機１０の電流を制御する。 The command current setting unit 130 generates a d-axis current command value Idr and a q-axis current command value Iqr based on the required torque Tr required for the rotary electric machine 10. When the rotary electric machine 10 is mounted on a vehicle, for example, the required torque Tr is calculated using the speed of the vehicle and the amount of depression of the accelerator pedal. The current control unit 140 uses the difference between the d-axis current command value Idr and the d-axis current Id and the difference between the q-axis current command value Iqr and the q-axis current to set the d-axis command voltage Vdr and the q-axis command voltage Vqr. Calculate and control the current of the rotary electric machine 10.

αβ電圧変換部１５０は、回転電機１０の実磁極の位相θに基づいて、指令電圧Ｖｄｒ、Ｖｑｒを、α軸上の指令電圧Ｖαｒと、β軸上の指令電圧Ｖβｒに変換する。３相変換部１６０は、α軸上の指令電圧Ｖαｒとβ軸上の指令電圧Ｖβｒを、各相の指令電圧Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒに変換する。 The αβ voltage conversion unit 150 converts the command voltages Vdr and Vqr into the command voltage Vαr on the α-axis and the command voltage Vβr on the β-axis based on the phase θ of the actual magnetic poles of the rotary electric machine 10. The three-phase conversion unit 160 converts the command voltage Vαr on the α-axis and the command voltage Vβr on the β-axis into the command voltages Vur, Vvr, and Vwr of each phase.

ＰＷＭ信号生成部１７０は、各相の指令電圧Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒを用いて、インバータ２００を駆動する駆動信号ｇｕｐ、ｇｖｐ、ｇｗｐ、ｇｕｎ、ｇｖｎ、ｇｗｎを生成する。角度推定部１８０は、例えば、外乱重畳電圧や拡張誘起電圧方式を用いて、回転電機１０の実磁極の位相θを推定する。この点については、後述する。 The PWM signal generation unit 170 uses the command voltages Vur, Vvr, and Vwr of each phase to generate drive signals gup, gvp, gwp, gun, gvn, and gwn that drive the inverter 200. The angle estimation unit 180 estimates the phase θ of the actual magnetic pole of the rotary electric machine 10 by using, for example, a disturbance superimposed voltage or an extended induced voltage method. This point will be described later.

図２は、回転電機１０の回転子２０と、固定子４０の概略構成を示す説明図である。図３は、回転子２０の１つの極を拡大して示す説明図である。回転子２０は、空洞部２２と、永久磁石３０とを備える。空洞部２２とは、回転子２０を構成する部材の穴が開いた部分であり、常磁性体である空気で埋められている部分を意味する。永久磁石３０は、空洞部２２の一部に嵌め込まれている。固定子４０は、回転子２０側に突き出た突起部４２と、突起部４２に巻かれた電機子巻線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗ（図１）を備える。なお、図２では、図示の都合上、１つの突起部４２の電機子巻線５０ｕを図示し、他の突起部４２に巻かれた電機子巻線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗを省略している。 FIG. 2 is an explanatory diagram showing a schematic configuration of a rotor 20 of a rotary electric machine 10 and a stator 40. FIG. 3 is an enlarged explanatory view showing one pole of the rotor 20. The rotor 20 includes a cavity 22 and a permanent magnet 30. The hollow portion 22 is a portion in which a hole is formed in a member constituting the rotor 20, and means a portion filled with air, which is a paramagnetic material. The permanent magnet 30 is fitted in a part of the cavity 22. The stator 40 includes a protrusion 42 protruding toward the rotor 20 and armature windings 50u, 50v, 50w (FIG. 1) wound around the protrusion 42. In FIG. 2, for convenience of illustration, the armature winding 50u of one protrusion 42 is shown, and the armature windings 50u, 50v, 50w wound around the other protrusion 42 are omitted.

回転子２０は、１つの極に２つの永久磁石３０を備える。２つの永久磁石３０の磁化ベクトルＢｍは、ｄ軸上以外の位置で交差している。さらに、２つの永久磁石３０の磁化ベクトルＢｍが交差する交点Ｐは、ｄ軸よりも回転子の回転方向側に位置する。したがって、第１実施形態の回転電機１０は、非対称回転電機（「非対称モータ」とも呼ぶ。）である。 The rotor 20 includes two permanent magnets 30 on one pole. The magnetization vectors Bm of the two permanent magnets 30 intersect at positions other than on the d-axis. Further, the intersection P where the magnetization vectors Bm of the two permanent magnets 30 intersect is located on the rotation direction side of the rotor with respect to the d-axis. Therefore, the rotary electric machine 10 of the first embodiment is an asymmetric rotary electric machine (also referred to as an "asymmetric motor").

図４は、比較例の回転電機の回転子の１つの極を拡大して示す説明図である。空洞部２３は、ｄ軸を挟んで左右対称形であり、ｄ軸に対し回転方向側（正転側（＋ｑ軸側））の空洞率と、ｄ軸に対し回転方向と反対側（逆転側（−ｑ軸側））の空洞率は、同じ率である。比較例の回転電機でも、回転子２０が１つの極に２つの永久磁石３０を備える点は共通するが、比較例の回転電機では、２つの永久磁石３０の磁化ベクトルＢｍは、ｄ軸上で交差している。したがって、比較例の回転電機は、対称回転電機（「対称モータ」とも呼ぶ。）である。 FIG. 4 is an enlarged explanatory view showing one pole of the rotor of the rotary electric machine of the comparative example. The cavity 23 has a symmetrical shape with the d-axis in between, and has a cavity ratio on the rotation direction side (normal rotation side (+ q-axis side)) with respect to the d-axis and a cavity ratio on the opposite side (reversal side) with respect to the d-axis. (-Q-axis side)) has the same cavity ratio. The rotary electric machine of the comparative example also has the common point that the rotor 20 has two permanent magnets 30 at one pole, but in the rotary electric machine of the comparative example, the magnetization vectors Bm of the two permanent magnets 30 are on the d-axis. It intersects. Therefore, the rotary electric machine of the comparative example is a symmetrical rotary electric machine (also referred to as a "symmetrical motor").

図５は、回転子の位置とＵ相の無負荷誘起電圧の一次成分との関係を示すグラフである。第１実施形態では、以下のように、ｄ軸とｑ軸を定義する。任意のｄ軸電流を与え、ｑ軸電流をゼロとしたときに、固定子４０に鎖交するｄ軸磁束がゼロとなる位相をｄ軸と定義し、ｄ軸に対して、電気角でπ／２だけ回転方向に移動した軸をｑ軸と定義する。Ｕ相の無負荷誘起電圧の一次成分は、第１実施形態は、比較例に比べて回転子２０の位置がθ＾だけ進んでいる。θ＾は、第１実施形態における実磁極の位相θと、比較例における実磁極の位相との差である。 FIG. 5 is a graph showing the relationship between the position of the rotor and the primary component of the U-phase no-load induced voltage. In the first embodiment, the d-axis and the q-axis are defined as follows. When an arbitrary d-axis current is applied and the q-axis current is set to zero, the phase at which the d-axis magnetic flux interlinking the stator 40 becomes zero is defined as the d-axis, and the electrical angle is π with respect to the d-axis. The axis moved in the rotation direction by / 2 is defined as the q-axis. As for the primary component of the U-phase no-load induced voltage, in the first embodiment, the position of the rotor 20 is advanced by θ ^ as compared with the comparative example. θ ^ is the difference between the phase θ of the actual magnetic poles in the first embodiment and the phase of the actual magnetic poles in the comparative example.

実磁極の位相θの求め方について説明する。図６は、外乱重畳電圧による実磁極の位相θの推定を説明する説明図である。電機子巻線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗの駆動電圧に、駆動電圧の周波数よりも高周波の外乱電圧を重畳させた電圧を回転電機１０の電機子巻線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗに印加し、外乱電流を測定する。回転子２０の位置によってインダクタンスが変化し、外乱電流も変化する。角度推定部１８０（図１）は、外乱電流の変動を、推定アルゴリズムを用いて解析することで、実磁極の位相θを推定する。 A method of obtaining the phase θ of the actual magnetic pole will be described. FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating the estimation of the phase θ of the actual magnetic pole by the disturbance superimposition voltage. A voltage obtained by superimposing a disturbance voltage higher than the frequency of the drive voltage on the drive voltage of the armature windings 50u, 50v, 50w is applied to the armature windings 50u, 50v, 50w of the rotating electric machine 10 to apply a disturbance current. taking measurement. The inductance changes depending on the position of the rotor 20, and the disturbance current also changes. The angle estimation unit 180 (FIG. 1) estimates the phase θ of the actual magnetic pole by analyzing the fluctuation of the disturbance current using an estimation algorithm.

図７は、対称回転電機である比較例における外乱電圧と電流との関係を示す説明図である。図８は、非対称回転電機である第１実施形態における外乱電圧と電流との関係を示す説明図である。外乱電圧を印加したときの電流の変化量は、非対称回転電機である第１実施形態の回転電機１０の方が、対称回転電機である比較例の回転電機よりも大きい。 FIG. 7 is an explanatory diagram showing the relationship between the disturbance voltage and the current in the comparative example of the symmetrical rotating electric machine. FIG. 8 is an explanatory diagram showing the relationship between the disturbance voltage and the current in the first embodiment of the asymmetric rotary electric machine. The amount of change in the current when a disturbance voltage is applied is larger in the rotary electric machine 10 of the first embodiment, which is an asymmetric rotary electric machine, than in the rotary electric machine of the comparative example, which is a symmetric rotary electric machine.

図９は、ｑ軸電流とｑ軸磁束との関係を示すグラフである。横軸がｑ軸電流であり、縦軸がｑ軸磁束である。対称モータである比較例の回転電機では、ｑ軸電流がゼロのとき、ｑ軸磁束もゼロである。これに対し、第１実施形態の回転電機１０では、ｑ軸電流がゼロのとき、ｑ軸磁束は負の値となる。 FIG. 9 is a graph showing the relationship between the q-axis current and the q-axis magnetic flux. The horizontal axis is the q-axis current, and the vertical axis is the q-axis magnetic flux. In the rotary electric machine of the comparative example which is a symmetric motor, when the q-axis current is zero, the q-axis magnetic flux is also zero. On the other hand, in the rotary electric machine 10 of the first embodiment, when the q-axis current is zero, the q-axis magnetic flux has a negative value.

図１０は、ｑ軸電流とｑ軸インダクタンスとの関係を示すグラフである。横軸がｑ軸電流であり、縦軸がｑ軸インダクタンスである。第１実施形態の回転電機１０のｑ軸インダクタンスは、ｑ軸電流が正の領域で、比較例の回転電機（対称）のｑ軸インダクタンスよりも大きい。すなわち、第１実施形態の回転電機１０では、回転子２０が非対称であるため、図９で示した様に、ｄ軸電流がｑ軸の磁路のマイナス方向に干渉する。その結果、ｑ軸磁路の磁気飽和が緩和され、磁気飽和領域の近傍において、ｑ軸インダクタンスＬｑが向上する。 FIG. 10 is a graph showing the relationship between the q-axis current and the q-axis inductance. The horizontal axis is the q-axis current, and the vertical axis is the q-axis inductance. The q-axis inductance of the rotary electric machine 10 of the first embodiment is larger than the q-axis inductance of the rotary electric machine (symmetrical) of the comparative example in the region where the q-axis current is positive. That is, in the rotary electric machine 10 of the first embodiment, since the rotor 20 is asymmetric, the d-axis current interferes in the negative direction of the q-axis magnetic path as shown in FIG. As a result, the magnetic saturation of the q-axis magnetic path is relaxed, and the q-axis inductance Lq is improved in the vicinity of the magnetic saturation region.

以上のことから、非対称回転電機では、対称回転電機と比較すると、ｑ軸インダクタンスＬｑが大きい。そのため、対称回転電機では、磁気飽和により電流の変化が見られない場合であっても、非対称回転電機では、磁気飽和の影響を緩和できる。その結果、第１実施形態では、磁気飽和領域においても電流の変化を検知し、この電流を用いて位置センサレス制御ができる。位置センサレス制御とは、回転電機の回転を検出するセンサを取り付けないで、制御に必要な回転数、磁極位置などを推定して駆動する制御を意味する。位置センサレス制御は、回転電機の回転による誘導起電力を利用して回転子（界磁）の磁極位置を検出して、それに応じて固定子（電機子）の電流の極性、振幅などを制御する。 From the above, the asymmetric rotary electric machine has a larger q-axis inductance Lq than the symmetric rotary electric machine. Therefore, in the symmetric rotary electric machine, the influence of magnetic saturation can be mitigated even in the case where the current does not change due to the magnetic saturation. As a result, in the first embodiment, the change in the current is detected even in the magnetic saturation region, and the position sensorless control can be performed using this current. Position sensorless control means control that estimates and drives the rotation speed, magnetic pole position, etc. required for control without attaching a sensor that detects the rotation of the rotating electric machine. Position sensorless control detects the magnetic pole position of the rotor (field) using the induced electromotive force generated by the rotation of the rotating electric machine, and controls the polarity and amplitude of the current of the stator (armature) accordingly. ..

図１１は、第１実施形態の回転電機１０と比較例の回転電機における突極比と最大トルク／電流制御（ＭＴＰＡ制御）時のトルクとの関係を比較する説明図である。第１実施形態の回転電機１０のＭＴＰＡ制御時のトルクは、突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）が１．０〜１．３の領域において、比較例の回転電機におけるトルクよりも大きくなっている。そのため、ＭＴＰＡ制御時において、負荷トルクが大きく比較例の回転電機では始動できないような場合でも、第１実施形態の回転電機１０では、始動可能である。 FIG. 11 is an explanatory diagram for comparing the relationship between the salient pole ratio and the torque at the time of maximum torque / current control (MTPA control) in the rotary electric machine 10 of the first embodiment and the rotary electric machine of the comparative example. The torque of the rotary electric machine 10 of the first embodiment during MTPA control is larger than the torque of the rotary electric machine of the comparative example in the region where the salient pole ratio (Lq / Ld) is 1.0 to 1.3. Therefore, even when the load torque is large and cannot be started by the rotary electric machine of the comparative example at the time of MTPA control, the rotary electric machine 10 of the first embodiment can start.

図１２は、２つの磁石の磁化ベクトルの交点とｄ軸との関係を示す説明図である。図１２では、第１実施形態におけるｄ軸に加え、比較例におけるｄ軸も図示している。第１実施形態では、永久磁石３０の磁化ベクトルの交点Ｐを、ｄ軸よりも回転子２０の回転方向側に位置させている。その結果、第１実施形態のｄ軸の位置を比較例のｄ軸の位置よりも回転子２０の回転方向側に移動させることができる。その結果、ｄ軸電流によりｑ軸磁束をマイナス方向に流しやすくなり、ｑ軸インダクタンスを大きくして、突極比を大きくすることが可能となる。 FIG. 12 is an explanatory diagram showing the relationship between the intersection of the magnetization vectors of the two magnets and the d-axis. In FIG. 12, in addition to the d-axis in the first embodiment, the d-axis in the comparative example is also shown. In the first embodiment, the intersection P of the magnetization vectors of the permanent magnet 30 is positioned on the rotation direction side of the rotor 20 with respect to the d-axis. As a result, the position of the d-axis of the first embodiment can be moved to the rotation direction side of the rotor 20 with respect to the position of the d-axis of the comparative example. As a result, the d-axis current makes it easier for the q-axis magnetic flux to flow in the negative direction, and the q-axis inductance can be increased to increase the salient pole ratio.

以上、第１実施形態によれば、回転子２０において、１つの極は、ｄ軸またはｑ軸に対して永久磁石３０が非対称に配置されているので、突極比（Ｌｑ／Ｌｄ）を大きくできる。その結果、磁気飽和領域においてもｄ軸電流とｑ軸電流との差を検出でき、位置センサレス制御が可能となる。また、回転子２０に導体を追加しないので、回転子２０に誘導電流が流れることによる回転電機１０の効率の低下を抑制できる。 As described above, according to the first embodiment, in the rotor 20, since the permanent magnets 30 are arranged asymmetrically with respect to the d-axis or the q-axis in one pole, the salient pole ratio (Lq / Ld) is increased. can. As a result, the difference between the d-axis current and the q-axis current can be detected even in the magnetic saturation region, and position sensorless control becomes possible. Further, since the conductor is not added to the rotor 20, it is possible to suppress a decrease in efficiency of the rotary electric machine 10 due to an induced current flowing through the rotor 20.

また、第１実施形態によれば、２つの回転子２０の磁石の磁化ベクトルの交点Ｐは、ｄ軸よりも回転子２０の回転方向側に位置しているので、ｄ軸電流によって負のｑ軸磁束が流れやすくなり、ｑ軸インダクタンスを大きくして、突極比を大きくすることが可能となる。 Further, according to the first embodiment, since the intersection P of the magnetization vectors of the magnets of the two rotors 20 is located on the rotation direction side of the rotor 20 with respect to the d-axis, a negative q is caused by the d-axis current. The axial magnetic flux can easily flow, the q-axis inductance can be increased, and the salient pole ratio can be increased.

・第２実施形態：
第１実施形態では、永久磁石３０の配置により、回転子２０の１つの極について、ｄ軸またはｑ軸に対して形状若しくは材質を非対称としたが、永久磁石３０を用いない場合であっても、ｄ軸またはｑ軸に対して回転子２０の形状若しくは材質を非対称とすることが可能である。図１３は、永久磁石を用いない回転電機１１を示す説明図である。第２実施形態の回転電機１１は、永久磁石３０を備えず、空洞部２２をｄ軸に対して非対称な形状としている点で、図２に示した第１実施形態の回転電機１０と異なる。空洞部２２の空洞率は、ｄ軸を挟んだ左右において、異なっている。すなわち、第２実施形態では、ｄ軸に対し回転方向側（正転側の空洞率は、ｄ軸に対し回転方向と反対側の空洞率よりも小さくなっている。ここで、空洞率は、回転子２０の大きさに対する空洞部２２の大きさの割合である。なお、図１３においては、全ての電機子巻線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗの図示を省略している。 -Second embodiment:
In the first embodiment, the shape or material of one pole of the rotor 20 is made asymmetric with respect to the d-axis or the q-axis by arranging the permanent magnets 30, but even when the permanent magnets 30 are not used. , The shape or material of the rotor 20 can be asymmetric with respect to the d-axis or the q-axis. FIG. 13 is an explanatory view showing a rotary electric machine 11 that does not use a permanent magnet. The rotary electric machine 11 of the second embodiment is different from the rotary electric machine 10 of the first embodiment shown in FIG. 2 in that it does not include the permanent magnet 30 and the cavity 22 has an asymmetrical shape with respect to the d-axis. The cavity ratio of the cavity 22 is different on the left and right sides of the d-axis. That is, in the second embodiment, the cavity ratio on the rotation direction side with respect to the d-axis (the cavity ratio on the normal rotation side is smaller than the cavity ratio on the side opposite to the rotation direction with respect to the d-axis. Here, the cavity ratio is It is the ratio of the size of the cavity 22 to the size of the rotor 20. In FIG. 13, all the armature windings 50u, 50v, and 50w are not shown.

図１４は、図１３の１つの極を拡大して示す説明図である。ｄ軸よりも回転方向側（図１４では、反時計回り側）における空洞部２２が閉める割合（空洞率）は、約２６％であり、ｄ軸よりも回転方向と反対側（図１４では、時計周り側）における空洞率は、約４３％であり、その差は約１７％である。このように、ｄ軸よりも回転方向と反対側における空洞率を大きくすると、ｄ軸電流によりマイナスのｑ軸磁束が流れやすくできるため、磁気飽和領域でのｑ軸インダクタンスを向上し、ｄ軸電圧を印加したときのｑ軸電流を大きくできる。すなわち、永久磁石３０の磁束ベクトルの交点をｄ軸よりも回転方向側にしたときと同様に効果を得ることができる。なお、空洞率の差としては、例えば、５〜２５％とすることが好ましく、１０〜２０％とすることがより好ましい。 FIG. 14 is an enlarged explanatory view showing one pole of FIG. The rate at which the cavity 22 closes (cavity ratio) on the rotation direction side (counterclockwise side in FIG. 14) with respect to the d-axis is about 26%, and is on the side opposite to the rotation direction with respect to the d-axis (in FIG. 14). The cavity ratio on the clockwise side) is about 43%, and the difference is about 17%. In this way, if the cavity ratio on the side opposite to the rotation direction of the d-axis is increased, a negative q-axis magnetic flux can easily flow due to the d-axis current, so that the q-axis inductance in the magnetic saturation region is improved and the d-axis voltage is increased. The q-axis current when is applied can be increased. That is, the same effect can be obtained when the intersection of the magnetic flux vectors of the permanent magnet 30 is set to the rotation direction side with respect to the d-axis. The difference in cavity ratio is, for example, preferably 5 to 25%, more preferably 10 to 20%.

・第３実施形態：
第１実施形態、第２実施形態では、回転電機１０、１１がラジアル型である場合を例にといって説明したが、アキシャル側の回転電機１２であってもよい。図１５は、アキシャル型の回転電機１２を示す説明図である。アキシャル型の回転電機１２は、円板形状の回転子２０と、円板形状の固定子４０とが対向しており、回転子２０は、円板形状の法線方向（図１５のｚ方向）を回転軸として回転する。 -Third embodiment:
In the first embodiment and the second embodiment, the case where the rotary electric machines 10 and 11 are of the radial type has been described as an example, but the rotary electric machine 12 on the axial side may be used. FIG. 15 is an explanatory view showing an axial type rotary electric machine 12. In the axial type rotary electric machine 12, the disk-shaped rotor 20 and the disk-shaped stator 40 face each other, and the rotor 20 is in the normal direction of the disk shape (z direction in FIG. 15). Rotates around the axis of rotation.

図１６は、アキシャル型の回転電機１２の一部を外縁から中心側を見た時を示す説明図である。２つの永久磁石３０は、ｄ軸に対して非対称に配置されており、空洞部２２もｄ軸に対して非対称である。アキシャル型の回転電機１２であっても、１つの極を、ｄ軸またはｑ軸に対して形状若しくは材質が非対称であるように構成すれば、ラジアル型の回転電機１０、１１と同様の原理により、磁気飽和領域でのｑ軸インダクタンスを向上し、ｄ軸電圧を印加したときのｑ軸電流を大きくできる。 FIG. 16 is an explanatory view showing a part of the axial rotary electric machine 12 when the center side is viewed from the outer edge. The two permanent magnets 30 are arranged asymmetrically with respect to the d-axis, and the cavity 22 is also asymmetrical with respect to the d-axis. Even in the axial type rotary electric machine 12, if one pole is configured to be asymmetrical in shape or material with respect to the d-axis or the q-axis, the same principle as that of the radial type rotary electric machines 10 and 11 is applied. , The q-axis inductance in the magnetic saturation region can be improved, and the q-axis current when a d-axis voltage is applied can be increased.

・変形例１：
上記各実施形態では、外乱重畳電圧によって、回転子２０の位置を推定したが、例えば、拡張誘起電圧方式を用いて、回転子２０の位置を推定してもよい。電源側のスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐが全てオンになり、グランド側のスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎが全てオフになった場合、あるいは、電源側のスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐが全てオフになり、グランド側のスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎが全てオンになった場合には、電機子巻線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗが短絡するので、電機子巻線５０ｕ、５０ｖ、５０ｗには、誘起電圧に応じた電流が流れるため。誘起電圧と電流の変化量には、相関が生じる。この相関を用いて、回転子２０の位置を推定できる。 -Modification example 1:
In each of the above embodiments, the position of the rotor 20 is estimated by the disturbance superimposition voltage, but for example, the position of the rotor 20 may be estimated by using the extended induction voltage method. When the switching elements Sup, Swp, Swp on the power supply side are all turned on and the switching elements Sun, Swn, Swn on the ground side are all turned off, or when the switching elements Sup, Swp, Swp on the power supply side are all turned off. Therefore, when the switching elements Sun, Svn, and Swn on the ground side are all turned on, the armature windings 50u, 50v, and 50w are short-circuited, so that the induced voltage is applied to the armature windings 50u, 50v, and 50w. Because the current flows according to. There is a correlation between the amount of change in the induced voltage and the current. The position of the rotor 20 can be estimated using this correlation.

・変形例２：
上記第１実施形態では、２つの永久磁石３０をｄ軸に対して非対称に配置しているが、少なくとも１つの永久磁石３０をｄ軸に対して非対称に配置しても良い。永久磁石３０の磁束を用いてｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 -Modification example 2:
In the first embodiment, the two permanent magnets 30 are arranged asymmetrically with respect to the d-axis, but at least one permanent magnet 30 may be arranged asymmetrically with respect to the d-axis. The magnetic flux of the permanent magnet 30 can be used to improve the difference in inductance between the d-axis and the q-axis.

・変形例３：
上記第１実施形態では、２つの永久磁石３０の磁化ベクトルＢｍが交差する点Ｐをｄ軸よりも回転子の回転方向側に位置させたが、２つの永久磁石３０の磁化ベクトルＢｍが交差する点Ｐをｄ軸よりも回転子の回転方向と反対側に位置させてもよい。同様に、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 -Modification example 3:
In the first embodiment, the point P where the magnetization vectors Bm of the two permanent magnets 30 intersect is positioned on the rotation direction side of the rotor with respect to the d-axis, but the magnetization vectors Bm of the two permanent magnets 30 intersect. The point P may be located on the side opposite to the rotation direction of the rotor with respect to the d-axis. Similarly, the difference in inductance between the d-axis and the q-axis can be improved.

・変形例４：
上記第２実施形態では、回転子２０を構成する部材が欠落し、空気で埋められている領域である空洞部２２を設けたが、回転子２０を磁性体材質で形成し、空洞部２２に対応する領域を、空気以外の非磁性体材質で形成してもよい。同様に、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。なお、この場合、空洞率は、非磁性体材質の体積と磁性体材質の体積との比で求めることができる。ここで、磁性体材質として、強磁性体、例えば、酸化鉄・酸化クロム・コバルト・フェライトを用いることができる。非磁性体材質として、強磁性体でないもの、例えば、ビスマスやカーボンのような反磁性体、タングステンやアルミニウムのような常磁性体、酸化マンガンや酸化ニッケルなどの反強磁性体を用いることができる。 -Modification example 4:
In the second embodiment, the member constituting the rotor 20 is missing, and the cavity portion 22 which is a region filled with air is provided. However, the rotor 20 is formed of a magnetic material and the cavity portion 22 is formed. The corresponding region may be formed of a non-magnetic material other than air. Similarly, the difference in inductance between the d-axis and the q-axis can be improved. In this case, the cavity ratio can be obtained by the ratio of the volume of the non-magnetic material to the volume of the magnetic material. Here, as the magnetic material, a ferromagnet, for example, iron oxide, chromium oxide, cobalt, or ferrite can be used. As the non-magnetic material, a non-ferromagnetic material such as a diamagnetic material such as bismuth or carbon, a paramagnetic material such as tungsten or aluminum, or an antiferromagnetic material such as manganese oxide or nickel oxide can be used. ..

・変形例５：
上記第２実施形態では、回転子２０の回転方向の領域の空洞率（約２６％）は、回転子２０の回転方向と反対側の領域の空洞率（約４３％）よりも小さかったが、回転子２０の回転方向の領域の空洞率を回転子２０の回転方向と反対側の領域の空洞率よりも大きくしても良い。同様に、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 -Modification example 5:
In the second embodiment, the cavity ratio (about 26%) of the region of the rotor 20 in the rotation direction is smaller than the cavity ratio (about 43%) of the region opposite to the rotation direction of the rotor 20. The cavity ratio of the region of the rotor 20 in the rotation direction may be larger than the cavity ratio of the region opposite to the rotation direction of the rotor 20. Similarly, the difference in inductance between the d-axis and the q-axis can be improved.

・変形例６：
上記各実施形態では、永久磁石３０の位置や空洞部２２をｄ軸に対して非対称とすることでｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上しているが、回転子２０の各極においてｄ軸またはｑ軸により分割される２つの領域の磁束密度Ｂ５０が、５％以上異なるようにしてもよい。同様に、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 -Modification example 6:
In each of the above embodiments, the position of the permanent magnet 30 and the cavity 22 are made asymmetric with respect to the d-axis to improve the difference in inductance between the d-axis and the q-axis. The magnetic flux densities B50 of the two regions divided by the d-axis or the q-axis at the poles may differ by 5% or more. Similarly, the difference in inductance between the d-axis and the q-axis can be improved.

・変形例７：
上記第１実施形態では、２つの永久磁石３０をｄ軸に対して非対称としているが、回転子２０の各極においてｄ軸またはｑ軸により分割される２つの領域の永久磁石の起磁力が５％以上異なるようにしてもよい。同様に、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 -Modification example 7:
In the first embodiment, the two permanent magnets 30 are asymmetric with respect to the d-axis, but the magnetomotive force of the permanent magnets in the two regions divided by the d-axis or the q-axis at each pole of the rotor 20 is 5. It may be different by% or more. Similarly, the difference in inductance between the d-axis and the q-axis can be improved.

本発明は、上述の実施形態に限られるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の構成で実現することができる。例えば、発明の概要の欄に記載した各形態中の技術的特徴に対応する実施形態の技術的特徴は、上述の課題の一部又は全部を解決するために、あるいは、上述の効果の一部又は全部を達成するために、適宜、差し替えや、組み合わせを行うことが可能である。また、その技術的特徴が本明細書中に必須なものとして説明されていなければ、適宜、削除することが可能である。例えば、上記実施形態においてハードウェアにより実現した構成の一部は、ソフトウェアにより実現することができる。また、ソフトウェアにより実現している構成の少なくとも一部は、ディスクリートな回路構成により実現することも可能である。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be realized with various configurations within a range not deviating from the gist thereof. For example, the technical features of the embodiments corresponding to the technical features in each embodiment described in the column of the outline of the invention are for solving a part or all of the above-mentioned problems, or a part of the above-mentioned effects. Alternatively, they can be replaced or combined as appropriate to achieve all of them. Further, if the technical feature is not described as essential in the present specification, it can be deleted as appropriate. For example, a part of the configuration realized by hardware in the above embodiment can be realized by software. In addition, at least a part of the configuration realized by software can be realized by a discrete circuit configuration.

本発明は、以下の形態として実現することも可能である。 The present invention can also be realized in the following forms.

（１）本発明の一形態によれば、回転電機（１０）が提供される。この回転電機は、固定子（４０）と、前記固定子に巻かれた電機子巻線（５０ｕ、５０ｖ、５０ｗ）と、複数の極を有する回転子（２０）と、前記電機子巻線に印加する電圧を制御することで前記回転子の回転を制御する制御部（１００）と、を備え、前記回転子において、前記複数の極のうちの少なくとも１つの極は、ｄ軸またはｑ軸に対して形状若しくは材質が非対称である。この形態によれば、回転子において、複数の極のうちの少なくとも１つの極は、ｄ軸またはｑ軸に対して形状若しくは材質が非対称であるので、ｑ軸インダクタンス値とｄ軸インダクタンス値との比である突極比、あるいは、突極性を大きくできる。その結果、磁気飽和領域においてもｄ軸電流とｑ軸電流との差を検出でき、位置センサレス制御が可能となる。また、回転子に導体を追加しないので、回転子に誘導電流が流れず、回転電機の効率の低下を抑制できる。 (1) According to one embodiment of the present invention, a rotary electric machine (10) is provided. This rotary electric machine includes a stator (40), armature windings (50u, 50v, 50w) wound around the stator, a rotor (20) having a plurality of poles, and the armature winding. A control unit (100) for controlling the rotation of the rotor by controlling the applied voltage is provided, and in the rotor, at least one of the plurality of poles is on the d-axis or the q-axis. On the other hand, the shape or material is asymmetric. According to this form, in the rotor, at least one of the plurality of poles has an asymmetric shape or material with respect to the d-axis or the q-axis, so that the q-axis inductance value and the d-axis inductance value are The salient pole ratio, which is the ratio, or the salient polarity can be increased. As a result, the difference between the d-axis current and the q-axis current can be detected even in the magnetic saturation region, and position sensorless control becomes possible. Further, since the conductor is not added to the rotor, the induced current does not flow in the rotor, and the decrease in the efficiency of the rotating electric machine can be suppressed.

（２）上記形態の回転電機において、前記制御部は、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を利用して、前記回転子の位置を推定して、前記電機子巻線に印加する電圧を位置センサレス制御してもよい。この形態によれば、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を利用して、回転子の位置を推定できる。 (2) In the rotary electric machine of the above-described embodiment, the control unit estimates the position of the rotor by utilizing the difference in inductance between the d-axis and the q-axis and applies it to the armature winding. The voltage may be controlled without a position sensor. According to this form, the position of the rotor can be estimated by using the difference in inductance between the d-axis and the q-axis.

（３）上記形態の回転電機において、前記制御部は、外乱重畳電圧を利用して位置センサレス制御を実行してもよい。この形態によれば、制御部は、外乱重畳電圧を利用することで、回転子の位置を容易に推定できる。 (3) In the rotary electric machine of the above-described embodiment, the control unit may execute position sensorless control by utilizing the disturbance superimposed voltage. According to this form, the control unit can easily estimate the position of the rotor by using the disturbance superimposed voltage.

（４）上記形態の回転電機において、前記制御部は、拡張誘起電圧方式を利用して位置センサレス制御を実行してもよい。この形態によれば、制御部は、拡張誘起電圧方式を利用することで、回転子の位置を容易に推定できる。 (4) In the rotary electric machine of the above-described embodiment, the control unit may execute position sensorless control by using the extended induced voltage method. According to this form, the control unit can easily estimate the position of the rotor by using the extended induced voltage method.

（５）上記形態の回転電機において、前記回転子の各極は、少なくとも１つの永久磁石（３０）を有してもよい。この形態によれば、永久磁石の磁束を用いてｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 (5) In the rotary electric machine of the above-described embodiment, each pole of the rotor may have at least one permanent magnet (30). According to this form, the difference in inductance between the d-axis and the q-axis can be improved by using the magnetic flux of the permanent magnet.

（６）上記形態の回転電機において、前記回転子の各極は、２以上の永久磁石を有し、前記２以上の永久磁石の磁化ベクトル（Ｂｍ）が、交差してもよい。この形態によれば、２つの永久磁石の磁化ベクトルが、交差するので、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 (6) In the rotary electric machine of the above embodiment, each pole of the rotor has two or more permanent magnets, and the magnetization vectors (Bm) of the two or more permanent magnets may intersect. According to this form, since the magnetization vectors of the two permanent magnets intersect, the difference in inductance between the d-axis and the q-axis can be improved.

（７）上記形態の回転電機において、前記２以上の永久磁石の磁化ベクトルは、ｄ軸上以外の位置で交差してもよい。この形態によれば、２つの永久磁石の磁化ベクトルが、ｄ軸上以外の位置で交差するようにすることで、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 (7) In the rotary electric machine of the above-described embodiment, the magnetization vectors of the two or more permanent magnets may intersect at positions other than on the d-axis. According to this form, the difference in inductance between the d-axis and the q-axis can be improved by allowing the magnetization vectors of the two permanent magnets to intersect at positions other than on the d-axis.

（８）上記形態の回転電機において、前記２以上の永久磁石の磁化ベクトルが交差する交点（Ｐ）は、ｄ軸よりも前記回転子の回転方向側に位置してもよい。この形態によれば、２以上の永久磁石の磁化ベクトルが交差する点を、ｄ軸よりも回転子の回転方向側に位置させるので、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 (8) In the rotary electric machine of the above-described embodiment, the intersection (P) at which the magnetization vectors of the two or more permanent magnets intersect may be located on the rotation direction side of the rotor with respect to the d-axis. According to this embodiment, the point where the magnetization vectors of two or more permanent magnets intersect is positioned on the rotation direction side of the rotor with respect to the d-axis, so that the difference in inductance between the d-axis and the q-axis can be improved. ..

（９）上記形態の回転電機において、前記回転子の各極において、ｄ軸またはｑ軸により分割される２つの領域において、磁性体材質と非磁性体材質の比である空洞率が、予め定められた値以上異なってもよい。この形態によれば、ｄ軸またはｑ軸により分割される２つの領域において、磁性体材質と非磁性体材質の比である空洞率が、予め定められた値以上異なるので、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 (9) In the rotary electric machine of the above-described embodiment, in each pole of the rotor, the cavity ratio, which is the ratio of the magnetic material and the non-magnetic material, is predetermined in two regions divided by the d-axis or the q-axis. It may differ by more than the specified value. According to this form, in the two regions divided by the d-axis or the q-axis, the cavity ratio, which is the ratio of the magnetic material and the non-magnetic material, differs by a predetermined value or more, so that the d-axis and the q-axis differ. The difference in inductance between and can be improved.

（１０）上記形態の回転電機において、前記回転子の回転方向の領域の空洞率は、前記回転子の回転方向と反対側の領域の空洞率よりも小さくてもよい。この形態によれば、回転子の回転方向の領域の空洞率は、回転子の回転方向と反対側の領域の空洞率よりも小さいので、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 (10) In the rotary electric machine of the above-described embodiment, the cavity ratio of the region of the rotor in the rotation direction may be smaller than the cavity ratio of the region opposite to the rotation direction of the rotor. According to this form, the cavity ratio in the region of the rotor in the rotation direction is smaller than the cavity ratio in the region opposite to the rotation direction of the rotor, so that the difference in inductance between the d-axis and the q-axis is improved. can.

（１１）上記形態の回転電機において、前記回転子の各極においてｄ軸またはｑ軸により分割される２つの領域の磁束密度Ｂ５０が、５％以上異なってもよい。この形態によれば、回転子の各極においてｄ軸またはｑ軸により分割される２つの領域の磁束密度Ｂ５０が、５％以上異なっているので、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 (11) In the rotary electric machine of the above-described embodiment, the magnetic flux densities B50 of the two regions divided by the d-axis or the q-axis at each pole of the rotor may differ by 5% or more. According to this form, the magnetic flux densities B50 of the two regions divided by the d-axis or the q-axis at each pole of the rotor differ by 5% or more, so that the difference in inductance between the d-axis and the q-axis Can be improved.

（１２）上記形態の回転電機において、前記回転子の各極においてｄ軸またはｑ軸により分割される２つの領域の磁石の起磁力が５％以上異なってもよい。この形態によれば、回転子の各極においてｄ軸またはｑ軸により分割される２つの領域の磁石の起磁力が５％以上異なっているので、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を向上できる。 (12) In the rotary electric machine of the above-described embodiment, the magnetomotive forces of the magnets in the two regions divided by the d-axis or the q-axis at each pole of the rotor may differ by 5% or more. According to this form, the magnetomotive force of the magnets in the two regions divided by the d-axis or the q-axis at each pole of the rotor is different by 5% or more, so that the difference in inductance between the d-axis and the q-axis is different. Can be improved.

なお、本発明は、種々の形態で実現することが可能であり、例えば、回転電機の他、回転電機における回転子の構造、回転電機の制御方法で実現することができる。 The present invention can be realized in various forms, for example, in addition to the rotary electric machine, the structure of the rotor in the rotary electric machine and the control method of the rotary electric machine.

１０…回転電機 １１…回転電機 １２…回転電機 ２０…回転子 ２２、２３…空洞部 ３０…永久磁石 ４０…固定子 ４２…突起部 ５０ｕ、５０ｖ、５０ｗ…電機子巻線 １００…制御部 １１０…αβ電流変換部 １２０…ｄｑ変換部 １３０…指令電流設定部 １４０…電流制御部 １５０…αβ電圧変換部 １６０…３相変換部 １７０…ＰＷＭ信号生成部 １８０…角度推定部 ２００…インバータ ２１０…電流計 ２２０…電圧計 Ｂｍ…磁化ベクトル ＤＣ…直流電源 Ｄｕｎ、Ｄｕｐ、Ｄｖｎ、Ｄｖｐ、Ｄｗｎ、Ｄｗｐ…保護ダイオード ｇｕｐ、ｇｖｐ、ｇｗｐ、ｇｕｎ、ｇｖｎ、ｇｗｎ…駆動信号 Ｉｑｒ…ｑ軸電流指令値 Ｉｄｒ…ｄ軸電流指令値 Ｉｄ…ｄ軸電流 Ｉｑ…ｑ軸電流 Ｉα…α軸上の電流 Ｉβ…β軸上の電流 Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ…電流 Ｌｑ…ｑ軸インダクタンス Ｌｄ…ｄ軸インダクタンス Ｍ…中性点 Ｎｕ、Ｎｖ、Ｎｗ…中間ノード Ｐ…交点 Ｓｕｎ、Ｓｕｐ、Ｓｖｎ、Ｓｖｐ、Ｓｗｎ、Ｓｗｐ…スイッチング素子 Ｔｒ…トルク Ｖｄｒ、Ｖｑｒ…指令電圧 Ｖαｒ…α軸上の指令電圧 Ｖβｒ…β軸上の指令電圧 Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ…電圧 Ｖｕｒ、Ｖｖｒ、Ｖｗｒ…指令電圧 θ…実磁極の位相 θ＾…回転子位置 10 ... Rotating electric current 11 ... Rotating electric current 12 ... Rotating electric current 20 ... Rotating element 22, 23 ... Cavity part 30 ... Permanent magnet 40 ... Fixer 42 ... Protruding part 50u, 50v, 50w ... Armor winding 100 ... Control unit 110 ... αβ current conversion unit 120 ... dq conversion unit 130 ... command current setting unit 140 ... current control unit 150 ... αβ voltage conversion unit 160 ... 3-phase conversion unit 170 ... PWM signal generation unit 180 ... angle estimation unit 200 ... inverter 210 ... current meter 220 ... Voltage meter Bm ... Magnetization vector DC ... DC power supply Dun, Dup, Dvn, Dvp, Dwn, Dwp ... Protection diode group, gvp, gwp, gun, gvn, gwn ... Drive signal Iqr ... q-axis current command value Idr ... d Axis current command value Id ... d-axis current Iq ... q-axis current Iα ... current on α-axis Iβ ... current on β-axis Iu, Iv, Iw ... current Lq ... q-axis inductance Ld ... d-axis inductance M ... neutral point Nu, Nv, Nw ... Intermediate node P ... Intersection Sun, Sup, Svn, Sbp, Swn, Swp ... Switching element Tr ... Torque Vdr, Vqr ... Command voltage Vαr ... Command voltage on α axis Vβr ... Command voltage on β axis Vu, Vv, Vw ... Voltage Vur, Vvr, Vwr ... Command voltage θ ... Phase of actual magnetic poles θ ^ ... Rotor position

Claims (12)

回転電機（１０）であって、
固定子（４０）と、
前記固定子に巻かれた電機子巻線（５０ｕ、５０ｖ、５０ｗ）と、
複数の極を有する回転子（２０）と、
前記電機子巻線に印加する電圧を制御することで前記回転子の回転を制御する制御部（１００）と、
を備え、
前記回転子において、前記複数の極のうちの少なくとも１つの極は、ｄ軸に対して材質が非対称である、回転電機。 It is a rotary electric machine (10),
Stator (40) and
Armature windings (50u, 50v, 50w) wound around the stator and
A rotor (20) with multiple poles and
A control unit (100) that controls the rotation of the rotor by controlling the voltage applied to the armature winding.
With
In the rotor, at least one pole of the plurality of poles, Material for the d-axis is asymmetrical, the rotating electrical machine. 請求項１に記載の回転電機であって、
前記制御部は、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンスの差を利用して、前記回転子の位置を推定して、前記電機子巻線に印加する電圧を位置センサレス制御する、回転電機。 The rotary electric machine according to claim 1.
The control unit estimates the position of the rotor by utilizing the difference in inductance between the d-axis and the q-axis, and controls the voltage applied to the armature winding without a position sensor. 請求項２に記載の回転電機であって、
前記制御部は、外乱重畳電圧を利用して位置センサレス制御を実行する、回転電機。 The rotary electric machine according to claim 2.
The control unit is a rotary electric machine that executes position sensorless control using a disturbance superimposed voltage. 請求項２に記載の回転電機であって、
前記制御部は、拡張誘起電圧方式を利用して位置センサレス制御を実行する、回転電機。 The rotary electric machine according to claim 2.
The control unit is a rotary electric machine that executes position sensorless control using an extended induced voltage method. 請求項１から４のいずれか一項に記載の回転電機であって、
前記回転子の各極は、少なくとも１つの永久磁石（３０）を有する、回転電機。 The rotary electric machine according to any one of claims 1 to 4.
A rotating electric machine in which each pole of the rotor has at least one permanent magnet (30). 請求項５に記載の回転電機であって、
前記回転子の各極は、２以上の永久磁石を有し、前記２以上の永久磁石の磁化ベクトル（Ｂｍ）が、交差する、回転電機。 The rotary electric machine according to claim 5.
A rotary electric machine in which each pole of the rotor has two or more permanent magnets, and the magnetization vectors (Bm) of the two or more permanent magnets intersect. 請求項６に記載の回転電機であって、
前記２以上の永久磁石の磁化ベクトルは、ｄ軸上以外の位置で交差する、回転電機。 The rotary electric machine according to claim 6.
A rotating electric machine in which the magnetization vectors of the two or more permanent magnets intersect at positions other than on the d-axis. 請求項７に記載の回転電機であって、
前記２以上の永久磁石の磁化ベクトルが交差する交点（Ｐ）は、ｄ軸よりも前記回転子の回転方向側に位置する、回転電機。 The rotary electric machine according to claim 7.
An intersection (P) at which the magnetization vectors of the two or more permanent magnets intersect is a rotating electric machine located on the rotation direction side of the rotor with respect to the d-axis. 請求項５に記載の回転電機であって、
前記回転子の各極において、ｄ軸により分割される２つの領域において、磁性体材質と非磁性体材質の比である空洞率が、予め定められた値以上異なる、回転電機。 The rotary electric machine according to claim 5.
In each pole of the rotor, in two regions that are more divided into d-axis, the cavity ratio is the ratio of the magnetic material and non-magnetic material is different from a predetermined value or more, the rotary electric machine. 請求項９に記載の回転電機において、
前記回転子の回転方向の領域の空洞率は、前記回転子の回転方向と反対側の領域の空洞率よりも小さい、回転電機。 In the rotary electric machine according to claim 9,
A rotary electric machine in which the cavity ratio in the region of the rotor in the rotation direction is smaller than the cavity ratio in the region opposite to the rotation direction of the rotor. 請求項５に記載の回転電機であって、
前記回転子の各極においてｄ軸により分割される２つの領域の磁束密度Ｂ５０が、５％以上異なる、回転電機。 The rotary electric machine according to claim 5.
The magnetic flux density B50 of the two regions that are more divided into d-axis at each pole of the rotor is different by 5% or more, the rotary electric machine. 請求項５に記載の回転電機であって、
前記回転子の各極においてｄ軸により分割される２つの領域の永久磁石の起磁力が５％以上異なる、回転電機。 The rotary electric machine according to claim 5.
Magnetomotive force of the permanent magnets of the two regions that are more divided into d-axis at each pole of the rotor differ by 5% or more, the rotary electric machine.
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CN112377969A (en) * 2020-12-02 2021-02-19 赵佩娟 Permanent magnet heating system
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3764011B2 (en) * 1999-11-16 2006-04-05 三菱電機株式会社 Permanent magnet synchronous motor controller
US7791236B2 (en) * 2007-08-16 2010-09-07 Ford Global Technologies, Llc Permanent magnet machine
JP5428202B2 (en) * 2008-05-29 2014-02-26 富士電機株式会社 Control device for permanent magnet type synchronous motor
CN102484402B (en) * 2009-08-31 2014-11-05 株式会社安川电机 Rotor, permanent magnet type synchronous rotating electrical machine, vehicle, elevating machine, fluid machinery, and processing machine
JP5502571B2 (en) * 2010-04-09 2014-05-28 株式会社東芝 Permanent magnet rotating electric machine
CN106415992B (en) * 2014-06-09 2019-02-05 株式会社安川电机 The control method of rotating electric machine, the control device of rotating electric machine, rotating electric machine
JP6536479B2 (en) * 2016-05-17 2019-07-03 株式会社デンソー Controller of rotating machine

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