JP6949950B2

JP6949950B2 - 測定システム及びかかるシステムを含むジャイロスコープ

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Publication number: JP6949950B2
Application number: JP2019518157A
Authority: JP
Inventors: エリックデュクルー
Original assignee: イクスブルー
Priority date: 2016-06-20
Filing date: 2017-06-20
Publication date: 2021-10-13
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Description

本発明は、干渉法による光計測に関する。

本発明は、特に、この測定システムにおいて用いられる広域スペクトル光源によって放射される光波に影響する強度雑音の影響を低減できるようにする干渉測定システムに関する。

本発明は、かかる測定システムを含む干渉光ファイバジャイロスコープの作製に、且つかかるジャイロスコープを用いる慣性姿勢又はナビゲーションユニットの作製に特に有利な用途を見出す。

周知のように（特にＨ．Ｃ．Ｌｅｆｅｖｒｅ，“ＴｈｅＦｉｂｅｒ−ＯｐｔｉｃＧｙｒｏｓｃｏｐｅ”，２^ｎｄＥｄｉｔｉｏｎ，ＡｒｔｅｃｈＨｏｕｓｅ，２０１４を参照）、ジャイロファイバ（又はＩ−ＦＯＧか、同様に簡単にＦＯＧか、又は同様にファイバジャイロ）とも呼ばれる干渉光ファイバジャイロスコープは、次の要素を含む。即ち、
− 光源光波を放射する広域スペクトル光源。
− リング干渉計（サニャック干渉計とも呼ばれる）の共通入力／出力ゲートに光源光波の一部を送信する、且つ干渉計の戻り波の一部を検出器に導く光ルータ。戻り波のこの部分は、システムの出力波と呼ばれる。このルータは、特に、５０−５０（３ｄＢとも呼ばれる）カプラ、Ｙ接合部又はサーキュレータであってもよい。
− この共通入力／出力ゲート上の偏光子であって、入力波用に、且つリング干渉計の戻り波用に同じ偏光状態を選択する偏光子。
− 波を分離し、次に波が、ファイバコイルにおいて反対方向に伝搬し、次に再結合の後で互いに干渉するビーム分離器／再結合器。このコイルは、サニャック／ラウエ効果によって回転速度Ωへの依存をもたらし、用いられるファイバは、偏波保持（ＰＭ）ファイバが好ましい。
− コイルの一端に置かれた位相変調器。

広域スペクトル光源は、好ましくは、誘発放射を通じて増幅された自然放射（増幅自然放射ＡＳＥとも呼ばれる）によって光を放射する光源である。用語ＡＳＥは、かかるタイプの光源用に今日最も使用される用語であるが、しかしまたスーパールミネッセントという用語（半導体スーパールミネッセントダイオード又はＳＬＤの場合）、及び超蛍光という用語（超蛍光ファイバ光源又はＳＦＳとも呼ばれる、希土類ドープファイバを用いる光源の場合）もまた存在する。優先的に使用される希土類は、波長窓１５２５ｎｍ〜１５６５ｎｍで放射する化学記号Ｅｒのエルビウムである。実際に、これは、エルビウムドープファイバ増幅器又はＥＤＦＡを用いる光通信において用いられる技術である。

偏光子、分離器／再結合器、及び変調器ユニットは、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３）で作製された電気光学基板上の多機能集積光回路又はＭＩＯＣで優先的に作製され、ガイドは、アニール陽子交換又はＡＰＥによって作製される。単相変調器ではなく、分離器／再結合器の機能を実行するＹ接合部の２つのブランチ上でプッシュプルに接続される１組の変調器が存在する。

ジャイロスコープはまた、
− システムの出力波をルータから受信し、それをアナログ電気測定信号に変換する検出器と、
− このアナログ電気信号をデジタル測定信号に変換するアナログ／デジタル変換器であって、このアナログ電気信号が、デジタルサンプルのシャノン基準を尊重するために、事前に増幅されるが、しかしまた周波数フィルタリングされるアナログ／デジタル変換器と、
− 測定されるパラメータ、従ってジャイロスコープの場合におけるコイルの回転速度Ωをこのデジタル信号から抽出するために、このデジタル信号を解析する、且つデジタル／アナログ変換器及びアナログ増幅器を介して位相変調器の制御電圧を供給するデジタル信号処理ユニットと、
を含む。

かかる測定システムにおける増幅された自然放射光源の使用は、多くの利点を有する。

第１に、かかる光源は、単一モードガイドにおいて光を直接生成し、単一モードガイドは、ファイバ又は単一モードガイドを含む相異なるコンポーネントへの光源光波の高効率な結合を可能にする。かかるＡＳＥ光源は、高い空間コヒーレンスを有すると言われる。

これに反して、かかる光源は、その広域スペクトル故に、低い時間コヒーレンスを有し、それは、システムにおいて、コヒーレンスにリンクされた非常に多くの疑似現象、即ち後方散乱及び後方反射の影響、偏光子の拒否不足の影響、非線形カー効果を低減することを可能にする。

しかしながら、誘発放射を通して増幅された自然放射光源、従ってＡＳＥ光源は、波、即ち光パワーが相異なる雑音源の影響を受ける波を放射する。

最初に、光子雑音が知られており、それは、ショット雑音であり、任意のタイプの光波用の最小基本雑音を表す。光子雑音は、波の光パワーに直接リンクされる雑音パワー密度を有する白色雑音である。

より正確には、光子雑音は、絶対項において光パワーに比例する、且つ従って相対項においてこの光パワーの逆数に比例する雑音パワー密度（パワースペクトル密度又はＰＳＤ）を有する。

例えば、１５５０ｎｍの波長で、３０マイクロワット（μＷ）のパワーを備えた光信号は、相対光子雑音パワー密度ＰＳＤ_ｐｈを有する。
ＰＳＤ_ｐｈ（３０μＷ）＝１０^−１４／Ｈｚ、即ち−１４０デシベル／Ｈｚ（−１４０ｄＢ／Ｈｚ）

相対光子雑音の標準偏差Ｂ_ｐｈもまた用いられ、それは、相対光子雑音パワー密度ＰＳＤ_ｐｈの平方根であり、検討される３０μＷの事例において、
Ｂ_ｐｈ（３０μＷ）＝ＰＳＤ_ｐｈ ^１／２＝１０^−７／Ｈｚ^１／２
である。

従って１０倍高い光パワー３００μＷの光信号用に、相対光子雑音パワー密度は、次のようになる。
ＰＳＤ_ｐｈ（３００μＷ）＝１０^−１５／Ｈｚ、即ち−１５０ｄＢ／Ｈｚ
即ち、３０μＷの事例に対して−１０ｄＢ／Ｈｚ、従って１０倍低い。

他方で、これは、相対光子騒音標準偏差Ｂ_ｐｈ用には、１０の平方根倍だけ低い（１０^１／２≒３）。
Ｂ_ｐｈ＝（３００μＷ）＝ＰＳＤ_ｐｈ ^１／２≒０．３×１０^−７／Ｈｚ^１／２

その上、広域スペクトル源によって放射された光波は、光子雑音に加えて生じる強度雑音、即ち光パワー変動を有する。この強度雑音は、より正確には、過剰相対強度雑音か、過剰ＲＩＮか、又は単にＲＩＮと呼ばれる。光子雑音に加えて生じるこの過剰雑音は、以下では単に、光波に影響する強度雑音又はＲＩＮと呼ばれる。

この強度雑音（又はＲＩＮ）はまた、ジャイロファイバ信号の処理において実際に用いられる比較的低周波（最大で数ＭＨｚ）用の白色雑音である。実際には、ＲＩＮが、波の光周波数スペクトルの半値全幅（ＦＷＨＭ）の１０分の１より低い周波数、即ち１〜３テラヘルツ（ＴＨｚ）の周波数におけるＦＷＨＭ−ｆ用の１００〜３００ギガヘルツ（ＧＨｚ）用の白色雑音であり、それが、波長において、１５５０ｎｍを中心に７〜２０ｎｍのＦＷＨＭ−λに対応すると考えられてもよい。

従って、広域スペクトル光波に影響する強度雑音（又はＲＩＮ）は、低周波において周波数の関数として一定である、且つ光周波数スペクトルの半値全幅（ＦＷＨＭ−ｆ）の逆数とほぼ等しい相対雑音パワー密度（ＰＳＤ_ＲＩＮ）を有する。
ＰＳＤ_ＲＩＮ≒１／ＦＷＨＭ−ｆ

１／ＦＷＨＭ−ｆによるこの規定は、強度雑音（又はＲＩＮ）が、光波の連続的な広域スペクトルの全ての相異なる周波数成分間のランダムビートのためであり、これらの相異なる周波数成分が、ランダム位相で互いに干渉するという事実から来る。この雑音は、自己相関原理の結果であり、その雑音パワー密度ＰＳＤ_ＲＩＮ（ｆ）は、ヌル周波数で始まり、次に減少し、且つ光源の光スペクトルの幅とほぼ等しい半値幅を有し、この光スペクトルは、他方では、１５５０ｎｍの波長用に非常に高い周波数、即ち約２００ＴＨｚを中心とする。

従って、波長において１５５０ｎｍ近くで７．５ｎｍの半値全幅ＦＷＨＭ−λを、即ち光周波数において、約２００ＴＨｚ近くで１ＴＨｚ、従って１０^１２ＨｚのＦＷＨＭ−ｆを有するであろう３０μＷの光パワーの同じ光信号は、低周波において、一定の相対強度雑音、従ってＲＩＮの出力密度ＰＳＤ_ＲＩＮを有するであろう。
ＰＳＤ_ＲＩＮ（７．５ｎｍ）≒１／（１０^１２Ｈｚ）＝１０^−１２／Ｈｚ、即ち−１２０ｄＢ／Ｈｚ
従ってこれは、−１４０ｄＢ／ＨｚのＰＳＤ_ｐｈである相対光子雑音パワー密度より２０ｄＢ／Ｈｚ高い。雑音標準偏差（Ｂ_ＲＩＮ）において、これは、１０倍高くなる。
Ｂ_ｐｈ＝（３０μＷ）ＰＳＤ_ｐｈ ^１／２＝１０^−７／Ｈｚ^１／２の場合に、
Ｂ_ＲＩＮ（７．５ｎｍ）＝ＰＳＤ_ＲＩＮ ^１／２≒１０^−６／Ｈｚ^１／２

標準偏差において、相対強度雑音は、光パワーから独立しているが、しかしこれに反して、絶対強度雑音は、この光パワーに比例する。雑音パワー密度において、従って標準偏差の平方において、それは、相対項において常に光パワーから独立しているが、しかしこれに反して、それは、絶対項において常に光パワーの平方に比例する。

３００μＷ、従って先行する例の３０μＷより１０倍高い電力用に、相対強度雑音パワー密度は、ＰＳＤ_ＲＩＮ＝１０^−１２／Ｈｚ、即ち−１２０ｄＢ／Ｈｚのままであり、それは、相対光子雑音の密度より１０００倍高く、標準偏差において１０００の平方根倍、従って約３０である。

誘発放射（ＡＳＥ）を通して増幅された自然放射によって生成された広域スペクトル光波に影響する強度雑音（又はＲＩＮ）は、ジャイロファイバにおける支配的な雑音源であるが、しかしそれを補償することが可能である。実際には、ひとたび雑音源によってランダムに生成されると、その後、強度雑音（ＲＩＮ）は、通常の決定論的な強度変調として働く。
− この強度雑音は、光波が幾つかの部分に分割される場合に、相対項において同一のままである。
− 且つこの強度雑音にリンクされたパワー変動は、このファイバの帯域幅より低い周波数用に、光ファイバにおける変形なしに伝搬するが、それは、実際にはジャイロファイバにおける場合である。実際には、既に言及したように、信号の処理は、用いられる数キロメートルの単一モードファイバの帯域幅が、数百ギガヘルツである場合に、低めの周波数（最大で数メガヘルツ）で動作する。

従って、ここでは光源光パワーＰ_Ｓと呼ばれるパワーを有する光源波Ｗ_Ｓから、いわゆる基準光パワーＰ_ＲＥＦ＝ａ_ＲＥＦ．Ｐ_Ｓを有する基準波Ｗ_ＲＥＦを引き出す（即ち基準波Ｗ_ＲＥＦを得るために光源波Ｗ_Ｓの一部を取り出す）ことが、可能であり、ａ_ＲＥＦは、光源から引き出された基準の引き出し係数である。光源のパワーＰ_Ｓ（ｔ）は、ＲＩＮ、Ｐ_Ｓ−ＩＤ、及びＲＩＮ故の相対時間変動を表す乗算係数Ｍ_ＲＩＮ（ｔ）のない理想的なパワーから表現されてもよく、ＲＩＮは、相対雑音である。これらの変動は、ちょうど見たように、決定論的な強度変調として働く。従って、
Ｐ_Ｓ（ｔ）＝Ｐ_Ｓ−ＩＤ（１＋Ｍ_ＲＩＮ（ｔ））

基準パワーＰ_ＲＥＦは、次の式で同じ相対時間変動Ｍ_ＲＩＮ（ｔ）に従う。
Ｐ_ＲＥＦ（ｔ）＝ａ_ＲＥＦ．Ｐ_Ｓ−ＩＤ（１＋Ｍ_ＲＩＮ（ｔ））

今、パワーＰ_ＯＵＴの出力波Ｗ_ＯＵＴはまた、干渉システムにおける伝搬にリンクされた時間遅延τを伴い、ＲＩＮ故のこれらの同じ相対時間変動Ｍ_ＲＩＮ（ｔ）を伴う。従って、
Ｐ_ＯＵＴ（ｔ）＝Ｐ_{ＯＵＴ−ＩＤ}（１＋Ｍ_ＲＩＮ（ｔ−τ））

理想的な出力パワー（従ってＲＩＮのない）Ｐ_{ＯＵＴ−ＩＤ}は、測定システムの相異なる成分の減衰と同様に、位相差ΔΦへのリング干渉計の応答に依存する減衰係数ａ_ＯＵＴによって、光源の理想的なパワー（従ってＲＩＮのない）Ｐ_Ｓ−ＩＤにリンクされる。
Ｐ_{ＯＵＴ−ＩＤ}＝ａ_ＯＵＴ．（１＋ｃｏｓΔΦ）．Ｐ_Ｓ−ＩＤ

この位相差ΔΦは、
− 測定されるパラメータによって生成された、干渉計において伝搬する２つの対向伝搬波間の位相差ΔΦ_Ωと、
− 位相変調器によって適用され、周期的に変調されるこれらの２つの波の間の位相差ΔΦ_ｍと、
の和である。

出力パワーＰ_ＯＵＴは、第１の検出器及び光／電気変換利得ｇ_ＯＵＴを有する第１の電子チェーンを用いて、アナログ電気信号Ｓ_ＯＵＴに変換される。基準パワーＰ_ＲＥＦは、それとして、第２の検出器及び光／電気変換利得ｇ_ＲＥＦを有する第２の電子チェーンを用いてアナログ電気信号Ｓ_ＲＥＦに変換される。

従って、次のものが得られる。
− 光源パワーＰ_Ｓ（ｔ）のパワーに比例する、従って光源の強度雑音にリンクされた相対的変動Ｍ_ＲＩＮによって減衰されるアナログ電気基準信号Ｓ_ＲＥＦ（ｔ）。Ｓ_ＲＥＦ（ｔ）＝ｇ_ＲＥＦ．ａ_ＲＥＦ．Ｐ_Ｓ−ＩＤ．（１＋Ｍ_ＲＩＮ（ｔ））
− 同様に、測定されるパラメータΩに依存する、且つ光源の強度雑音にリンクされるが、しかし干渉システムにおける伝搬時間τだけ遅延された同じ相対的変動Ｍ_ＲＩＮによって減衰されるアナログ電気測定信号Ｓ_ＯＵＴ（ｔ）。Ｓ_ＯＵＴ（ｔ）＝ｇ_ＯＵＴ．ａ_ＯＵＴ．（１＋ｃｏｓΔΦ）．Ｐ_Ｓ−ＩＤ．（１＋Ｍ_ＲＩＮ（ｔ−τ））

従って、２つの光／電気変換チェーンの平衡を保つ重み付け係数βを基準信号Ｓ_ＲＥＦ（ｔ）に掛けた後で、同様に干渉計における遅延τを補償した後で、基準信号Ｓ_ＲＥＦ（ｔ）を引くことによって、測定信号Ｓ_ＯＵＴ（ｔ）を減衰するＲＩＮ効果を補償することが可能である。この重み付け係数βは、絶対項において、測定信号上の強度雑音及び基準信号上の強度雑音（相対項において同じである）を平衡させる。補償された出力信号Ｓ_{ＯＵＴ−ＣＯＭＰ}（ｔ）が得られる。
Ｓ_{ＯＵＴ−ＣＯＭＰ}（ｔ）＝Ｓ_ＯＵＴ（ｔ）−β．Ｓ_ＲＥＦ（ｔ−τ）

遅延τ用の補償、即ち測定信号と基準信号の再同期化は、米国特許第５，３３１，４０４号明細書に提案されているように光遅延線で、又は米国特許第６，３７０，２８９号明細書に提案されているように、アナログ若しくはデジタル電子遅延で実行されてもよい。

幾つかの重要なポイントが、強調されなければならない。

第１に、ジャイロファイバにおいて優先的に用いられる非偏光ＡＳＥ光源は、ＲＩＮを伴うが、しかし偏光状態が選択される場合に、その関連するＲＩＮは、直交偏光状態のＲＩＮとは完全に相関を失う。従って、基準用に選択された偏光状態は、米国特許第５，３３１，４０４号明細書に説明されているように、干渉計において用いられる偏光状態と同じでなければならない。

更に、出力パワーＰ_ＯＵＴの少なくとも４倍高い基準パワーＰ_ＲＥＦを選択することが好ましく、その結果、この基準パワーＰ_ＲＥＦの相対光子雑音は、出力波の相対光子雑音より２倍低く、従ってＲＩＮ補償において無視できる影響を有する。従って、測定システムは、出力パワーＰ_ＯＵＴの理論的な光子雑音によってのみ制限される。

次に、強度雑音が、スペクトルにおける相異なるスペクトル成分のランダムビートにリンクされるので、強度雑音は、スペクトルが干渉計の入力と出力との間で修正される場合に修正される。これは、従来の単一モードファイバ、及び波形スペクトルを生成する減極剤が、コイルにおいて用いられる場合の事例である。他方で、偏波保持（ＰＭ）ファイバを用いると、スペクトルは、効果的に維持され、入力において引き出される基準ＲＩＮと出力信号のＲＩＮとの間の相関は非常によい。

上記に説明されるようなジャイロファイバは、米国特許第６，３７０，２８９号明細書から周知である。このジャイロファイバにおいて、電気信号処理ユニットは、光源光波の相対強度雑音によって引き起こされる測定信号Ｓ_ＯＵＴの雑音を補償するために、測定Ｓ_ＯＵＴ及び基準Ｓ_ＲＥＦ信号を処理し、基準信号Ｓ_ＲＥＦの雑音は、光源光波の同じ相対強度雑音によって引き起こされ、その結果、パラメータの補償された測定における雑音は、低減される。

米国特許第６，３７０，２８９号明細書は、次のような方法をより正確に提供する。
− 測定信号Ｓ_ＯＵＴの振幅及び基準信号Ｓ_ＲＥＦの振幅は、測定されるパラメータに対する感度がないスペクトルの領域において、これらの２つの信号のそれぞれにおける雑音パワーの平衡を保つように平衡を保たれる。
− 基準信号は、測定信号から減算される。

しかしながら、米国特許第６，３７０，２８９号明細書によれば、この方法は、測定信号及び基準信号のフーリエ変換の実行を要求するが、それは複雑である。

ちょうど米国特許第５，３３１，４０４号明細書のように米国特許第６，３７０，２８９号明細書が、リング干渉計の応答にバイアスをかけるために、正弦波位相変調ΔΦ_ｍ（ｔ）を暗に説明していることにもまた留意されたい。周知のように、次に、干渉計の出力パワーＰ_ＯＵＴは、変調周波数ｆ_ｍの相異なる高調波において変調され、従ってこの影響は、測定信号と基準信号との間の重み付き差分を計算する前に、相異なる高調波を基準信号Ｓ_ＲＥＦに掛けることによって補償されなければならない。

この文脈内において、本発明は、測定システムであって、測定される物理的パラメータの測定に対する光源光波の強度雑音の影響が、補償に干渉する重み付け係数（β）を最適値に制御することによって効率的に補償されるか、又は完全に除去さえされる測定システムを提案する。この制御は、測定信号及び基準信号の振幅間の比率の長期的な又は温度の展開を補償することを特に可能にする。

より正確には、本発明は、パラメータを測定するためのシステムであって、
− 過剰相対強度雑音によって減衰される光源光パワー（Ｐ_Ｓ）を有する光源光波を放射する増幅された自然放射光源と、
− 光ルータであって、
− 前記光源光波から入力光ビームを引き出すことであって、この入力光波が、偏光子、分離器／再結合器、位相変調器、及び偏波保持光ファイバコイルを含むサニャックリング干渉計の方へ導かれ、干渉計が、偏光子によって偏光状態が選択される前記入力光波を入力として受信し、且つ入力光波と同じ偏光状態に従う戻り光波を出力として生成し、戻り光波が、測定されるパラメータと、位相変調器によって導入される干渉計を伝搬する２つの対向伝搬波間の位相差ΔΦ_ｍの関数とに依存する戻り光パワー（Ｐ_ＢＡＣＫ）を有することであるように、
− 前記戻り光波から出力光波を引き出すことであり、この出力光波が、出力光波の出力パワー（Ｐ_ＯＵＴ）を表す測定信号を送出する第１の光放射検出器の方へ導かれることであるように、
− 前記光源光波から基準光波を引き出すことであって、この基準光波が、入力光波及び戻り光波と同じ偏光状態を有し、且つ基準光波の基準パワー（Ｐ_ＲＥＦ）を表す基準信号を送出する第２の光放射検出器の方へ導かれることであるように、
構成された光ルータと、
− デジタル信号処理ユニットであって、
− 測定信号の関数である第１の信号と、
− 基準信号の関数である第２の信号であって、基準信号が、測定信号と再同期化され、重み付け係数（β）が、この第２の信号に適用される第２の信号と、
の間の重み付け差分を計算することによって決定される補償された測定信号（Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}）から前記パラメータの測定値を提供するために、測定信号及び基準信号を処理するように適合されたデジタル信号処理ユニットと、
を含むシステムを提案する。

本発明によれば、デジタル信号処理ユニットは、
− 多状態方形波周期変調に従って位相差ΔΦ_ｍを変調するために位相変調器を制御するように、
− 前記測定されるパラメータに敏感な第１の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−Ω）を更に適用することによって、補償された測定信号（Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}）を決定するように、
− 追加の補償された信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}）を決定することであって、
− 測定信号の関数である第１の追加信号と、基準信号の関数である第２の追加信号との間の重み付け差分を計算することであって、基準信号が、測定信号と再同期化され、前記第２の信号に適用される同じ重み付け係数（β）が、第２の追加信号に適用されることによって、
− 前記測定されるパラメータに鈍感な追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）を適用することによって決定することであるように、
− 且つ追加の補償された信号の統計偏差σ_ＲＩＮを最小化するか、又は所与の閾値未満に前記統計偏差σ_ＲＩＮを低減する最適値（β_ｏｐｔ）に前記重み付け係数（β）を制御するように、
適合される。

デジタル信号処理ユニットは、補償された測定信号（Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}）を決定するために、重み付け係数のこの最適値（β_ｏｐｔ）を用いるように適合される。

追加の補償された信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}）と同様に、補償された測定信号（Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}）は、前記重み付け差分を計算する前か又は計算した後で、対応する順次デジタル復調コードを適用することによって決定されてもよい。

以下で本発明は、順次デジタル復調コードが、前記重み付け差分を計算する前に適用される非限定的な事例で提示される。

従って、下記において、次の場合、即ち、
− 第１の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−Ω）が、第１及び第２の信号を生成するために、測定信号及び基準信号にそれぞれ適用され、次に、第１及び第２の信号の重み付け差分が、（補償された測定信号Ｄ_{Ωに−ＣＯＭＰ}を得るために）計算される場合と、
− 追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）が、第１及び第２の追加信号を生成するために、測定信号及び基準信号にそれぞれ適用され、次に、第１及び第２の追加信号の重み付け差分が、（追加の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}を得るために）計算される場合と、
が検討される。

下記において、
− 第１及び第２の信号は、復調された測定信号（Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}）及び復調された基準信号（Ｄ_{Ω−ＲＥＦ}）とそれぞれ呼ばれ、
− 第１及び第２の追加信号は、過剰相対強度雑音にのみ敏感な追加の復調された測定信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}）及び追加の復調された基準信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}）とそれぞれ呼ばれる。

追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）が、測定されるパラメータに鈍感なので、追加の復調された測定信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}）及び復調された基準信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}）は、このパラメータの値に依存しない。従って、重み付け係数（β）をその最適値（β_ｏｐｔ）に制御することは、測定されるパラメータによって妨げられずに、特にこのパラメータの電位変動によって妨げられずに実行される。

ＲＩＮとも呼ばれる過剰相対強度雑音が、用いられる周波数における白色雑音であることが更に思い出される。更に、本発明による測定システムにおいて、補償された測定信号（Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}（ｔ））及び追加の補償された信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}（ｔ））は、基準パワー（Ｐ_ＲＥＦ）の検出−増幅−フィルタリング−デジタル化の同じチェーンからと同様に、出力パワー（Ｐ_ＯＵＴ）の検出−増幅−フィルタリング−デジタル化の同じチェーンから来る。従ってまた、追加の補償された信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}（ｔ））の統計偏差σ_ＲＩＮを最小化するために（又はそれを所与の閾値未満に低減するために）決定された重み付け係数の最適値（β_ｏｐｔ）は、補償された測定信号（Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}（ｔ））用に、ＲＩＮによって引き起こされた変動の振幅を最小化する（又は、それらを所与の閾値未満に低減できるようにする）値である。

他方で、ここで、位相差ΔΦ_ｍは、多状態方形波周期変調に従って変調される。即ち、それは、経時的には部分的に一定であり、もちろん周期的である。

かかる多状態方形波周期的変調は、Ｈ．Ｃ．Ｌｅｆｅｖｒｅ，ＴｈｅＦｉｂｅｒ−ＯｐｔｉｃＧｙｒｏｓｃｏｐｅ，２ｎｄｅｄｉｔｉｏｎ，ＡｒｔｅｃｈＨｏｕｓｅ，２０１４，ｐａｇｅｓ１３６−１３９に説明されているように、例えば、２状態方形波変調又は４状態方形波変調である。それはまた、米国特許第９，２９１，４５８号明細書に説明されているいわゆる「２ｋ＋１」変調であってもよい。

そのように変調された位相差ΔΦ_ｍが、部分的に一定であるという事実によって、測定信号及び基準信号の復調用に、限られた計算能力だけを要求する特に単純な順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−Ω及びＣＳＤＮ−ＲＩＮ）を使用できるようになる。

用いられる多状態方形波位相変調に特に適合された順次デジタル復調コードに基づいて、本発明による測定システムで実現された技術は、従って、米国特許第６，３７０，２８９号明細書において提案されたアプローチに対して非常に単純であり、提案されたアプローチは、フーリエ変換による複雑なスペクトル分析を要求する。

更に、干渉計のバイアシング用の多状態方形波位相変調の使用のおかげで、技術的背景に関係する部分において上記で言及した、基準信号に測定信号を追加的に掛けることを回避することが可能である。実際には、この場合に、出力パワーは、方形波変調の相異なる状態用の連続する一定のプラトーからなる。これらのプラトー間には遷移ピークが存在するが、しかしこれらのピークは、高速スイッチングデバイスによって除去される。これらの一定のプラトーは、開ループの事例では回転の場合に、相異なるレベルを有し得るが、しかし閉ループにおいて、特にデジタル位相ランプが用いられる場合に、これらのプラトーは、同じパワーレベルを有する。

要約すると、本発明による測定システムにおいて、光源光波に影響するＲＩＮに対する補償は、従って、上記の先行技術におけるより正確に、より確実に、同時により簡単な手法で実行される。

更に、重み付け係数（β）をその最適値（β_ｏｐｔ）に制御することは、温度の変動又は長期にわたる展開によって引き起こされる干渉計における減衰の展開にもかかわらず、最適な補償に常にとどまりことを可能にする。

また、測定システムにおいて、
− 出力光波の出力パワー（Ｐ_ＯＵＴ）が、追加のパラメータ（Ｖ_π）に更に依存することと、
− デジタル信号処理ユニットが、測定されるパラメータ（Ω）に鈍感で、前記追加のパラメータ（Ｖ_π）に敏感な第２の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−Ｖ_π）を測定信号に適用することによって生成された第２の復調された測定信号（Ｄ_{Ｖπ−ＯＵＴ}）に基づいて、前記追加のパラメータ（Ｖ_π）を決定するように更に適合されることと、
− 追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）が、更に前記追加のパラメータ（Ｖ_π）に鈍感であることと、
が規定されてもよい。

また、
− デジタル信号処理ユニットが、いわゆる「４状態」変調に従って位相差ΔΦ_ｍを変調するようにより正確に適合され、そのために、位相差ΔΦ_ｍが、各変調周期中に、４つの定数値ΔΦ_ｂ１＝π−α、ΔΦ_ｂ２＝π＋α、ΔΦ_ｂ３＝−π＋α及びΔΦ_ｂ４＝−π−αを連続的に有し、αが、π／２より小さい位相シフトであることと、
− ４つの位相差値ΔΦ_ｂ１、ΔΦ_ｂ２、ΔΦ_ｂ３、ΔΦ_ｂ４のそれぞれに応じて、処理される信号が、４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４をそれぞれ有し、処理される信号への第１の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−Ω）の適用が、４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４を合計することに存し、４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４が、この合計に先立って、−１、＋１、＋１、−１をそれぞれ、又は＋１、−１、−１、＋１をそれぞれ掛けられていることと、
− 処理される信号への第２の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−Ｖ_π）の適用が、４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４を合計することに存し、４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４が、事前に−１、＋１、−１、＋１をそれぞれ、又は＋１、−１、＋１、−１をそれぞれ掛けられていることと、
が規定されてもよい。

特に、この４状態変調に干渉する位相シフトαが、π／６４とπ／２との間に含まれることが規定されてもよい。

ここで、処理される信号は、測定信号（Ｓ_ＯＵＴ）に、又は基準信号（Ｓ_ＲＥＦ）に対応する。

特に、増幅後に且つまたシャノン基準に関するアナログフィルタリング後に、測定信号（Ｓ_ＯＵＴ（ｔ））及び基準信号（Ｓ_ＲＥＦ（ｔ））は、
− これらの４つの変調状態のそれぞれのために４つのデジタル値Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−ｎ}（ｎ＝１〜４を備えた）を有するデジタル測定信号Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ）と、
− これらの４つの変調状態のそれぞれのために４つのデジタル値Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−ｎ}（ｎ＝１〜４を備えた）を有するデジタル信号Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ）と、
をそれぞれ与えるために、上記の４つの変調状態のそれぞれにおいてデジタル的にサンプリングされる。

次に、測定信号（Ｓ_ＯＵＴ（ｔ））用に、４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４は、４つの値Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−１}、Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−２}、Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−３}、Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−４}に対応し、それに対して基準信号（Ｓ_ＲＥＦ（ｔ））用に、４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４は、４つの値Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−１}、Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−２}、Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−３}、Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−４}に対応する。

次に、第１の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−Ω、− ＋＋ −を適用することによって得られる復調された測定信号及び基準信号Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}（ｔ）及びＤ_{Ω−ＲＥＦ}（ｔ）は、次の式に従って決定される。
Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}（ｔ）＝ＣＳＤＮ−Ω（Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ））＝−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−１}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ２}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−３}−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−４}
及びＤ_{Ω−ＲＥＦ}（ｔ）＝ＣＳＤＮ−Ω（Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ））＝−Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−１}＋Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−２}＋Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−３}−Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−４}
（又は、もちろん、式Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}（ｔ）＝ＣＳＤＮ−Ω（Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ））＝＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−１}−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−２}−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−３}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−４}及びＤ_{Ω−ＲＥＦ}（ｔ）＝ＣＳＤＮ−Ω（Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ））＝＋Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−１}−Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−２}−Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−３}＋Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−４}に従って）

次に、第２の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−Ｖ_π、− ＋ − ＋を適用することによって得られる復調された測定信号及び基準信号Ｄ_{Ｖπ−ＯＵＴ}（ｔ）及びＤ_{Ｖπ−ＲＥＦ}（ｔ）は、次の式に従って決定される。
Ｄ_{Ｖπ−ＯＵＴ}（ｔ）＝ＣＳＤＮ−Ｖ_π（Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ））＝−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−１}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−２}−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−３}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−４}
及びＤ_{Ｖπ−ＲＥＦ}（ｔ）＝ＣＳＤＮ−Ｖ_π（Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ））＝−Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−１}＋Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−２}−Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−３}＋Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−４}
（又は、もちろん、式Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}（ｔ）＝ＣＳＤＮ−Ｖ_π（Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ））＝＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−１}−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−２}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−３}−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−４}及びＤ_{Ω−ＲＥＦ}（ｔ）＝ＣＳＤＮ−Ｖ_π（Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ））＝＋Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−１}−Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−２}＋Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−３}−Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−４}に従って）

考えられる実施形態によれば、第１の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−Ω）によって、且つ第２の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）によってそれぞれ実行される２つの復調が、互いに対して直角位相にあることが規定される。

次に、上記の「４状態」位相変調の特定の場合において、この場合に＋＋ − −（又は− − ＋＋）と記される追加の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−ＲＩＮの適用が、＋１、＋１、−１、−１又は−１、−１、＋１、＋１を４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４にそれぞれ事前に掛けることによって、これらの４つの値を合計することに存する。

別の実施形態によれば、追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）が、偶数で割られた、特に２で割られた変調周波数に等しい周波数を有する周期成分に敏感であることが規定される。

ここで、ＲＩＮが、白色雑音にたとえられ得るので、重み付け係数（β）の最適値（β_ｏｐｔ）は、変調周波数においては、他の周波数におけるのと同じである。従って、変調周波数と相異なる周波数成分に敏感な追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）は、有利なことに、測定されるパラメータに鈍感であり、一方で変調周波数においてＲＩＮが最適に補償され得るようにする値に実際に対応する値へと重み付け係数（β）を制御することを可能にする。

この場合に、上記の「４状態」位相変調用に、そのとき＋＋＋＋ − − − −（又は− − − − ＋＋＋＋）と記される追加の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−ＲＩＮの適用が、処理される信号が変調周期中に有する４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４を合計することと、処理される信号が次の変調周期中に有する４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４の和をそれらから引くこととに存することが特に規定されてもよい。従って、用いられる復調シーケンス＋＋＋＋ − − − −（又は− − − − ＋＋＋＋）は、８つの連続状態、従って４状態変調の２つの周期にわたって延びる。

上記の「４状態」変調の場合に、デジタル復調のシーケンスが、加算又は減算だけを含むことが観察される。従って、デジタル復調のこれらのシーケンスによる復調信号の計算は、実行が速く、計算のエラーを持ち込まない。それは、上記の２状態方形波変調又は「２ｋ＋１」変調などの他の多状態方形波変調においても同じである。

加算及び減算の可換性及び結合性故に、既に示したように、順次デジタル復調コードの適用の前又は後に、前記重み付け差分を計算することが実際に可能であることが更に注目される。

信号への追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）の適用が、フーリエ変換を除いて、この信号に少なくとも１つの数学的演算（例えば上記演算＋＋ − − 又は＋＋＋＋ − − − −の１つ）を適用することに存すると更に規定されてもよい。

上記で説明したように得られた追加の補償された信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}）は、重み付け係数（β）を前記最適値（β_ｏｐｔ）へと制御することを可能にし、前記最適値（β_ｏｐｔ）に関して、それが、この信号の統計偏差σ_ＲＩＮを最小化することが思い出される。

用語「統計偏差σ_ＲＩＮ」は、ここでは、追加の補償された信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}）の統計的ばらつき故の、且つ従ってこの信号の平均値に関するこの信号の変動の振幅を表す、平均値からの偏差を指す。従って、追加の補償された信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}）の統計偏差σ_ＲＩＮは、この信号の分散、その標準偏差、又は例えばその次数４の中心モーメントを特に表してもよい。追加の補償された信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}）の統計偏差σ_ＲＩＮは、常に正である。

デジタル信号処理ユニットが、追加の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}とその平均値＜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}＞との間の差Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}−＜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}＞の絶対値の平均を計算することによって、追加の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の統計偏差σ_ＲＩＮを決定するように適合されることがまた規定されてもよい。次に、絶対値に基づいたこの統計偏差σ_ＲＩＮの計算は、単に限られた計算資源の使用で漸増的に実行されてもよい。

好ましい実施形態において、前記最適値（β_ｏｐｔ）への重み付け係数βの制御は、
− 差Δσ_ＲＩＮ（β）を計算することであって、
− 重み付け係数βの第１のオフセット値β＋δβ用に計算された、追加の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の統計偏差σ_ＲＩＮ（β＋δβ）の第１の値と、
− 重み付け係数βの第２のオフセット値β−δβ用に計算された、追加の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の統計偏差σ_ＲＩＮ（β−δβ）の第２の値と、
の間で、差Δσ_ＲＩＮ（β）を計算することによって、且つ
− この差Δσ_ＲＩＮ（β）をヌルにするために重み付け係数βを制御することによって、
実行される。追加の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の統計偏差σ_ＲＩＮ（β）が、前記最適値β_ｏｐｔにとって最小であるので、差Δσ_ＲＩＮ（β）は、β＝β_ｏｐｔ用にヌルにされる。
Δσ_ＲＩＮ（β_ｏｐｔ）＝σ_ＲＩＮ（β_ｏｐｔ＋δβ）−σ_ＲＩＮ（β_ｏｐｔ−δβ）＝０

従って、その手法で差Δσ_ＲＩＮ（β）をゼロへと制御することは、重み付け係数βをその最適値β_ｏｐｔへと導く。

差Δσ_ＲＩＮ（β）は、最適値β_ｏｐｔにおいて、符号の変更でゼロと交差し、且つこの値の近くでβに線形的に依存する。従って、それは、ＲＩＮ補償制御ループ用のエラー信号を供給し、重み付け係数βをその最適値β_ｏｐｔへと効率的に制御することを可能にする。

更に、既に示したように、追加の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の統計偏差σ_ＲＩＮの決定は、単に限られた計算資源を要求し、その結果、この制御は、かかる資源で実行され得る。

従って、この実施形態の例において、重み付け係数βの調整、即ちそのおかげでＲＩＮの効率的な補償が取得される重み付け係数βの調整が、上記の先行技術においてよりも本発明による測定システムにおいて、はるかに簡単な手法で行われ得ることが再び注目される。

優先的には、重み付け係数βの第１のオフセット値β＋δβと第２のオフセット値β−δβとの間の偏差２×δβは、重み付け係数βの値の２％と２０％との間に含まれる。本出願人は、この値域に含まれる偏差２×δβの値が、重み付け係数βの効率的な制御につながることを実際に観察した。

別の追加の非限定的な特徴によれば、本発明による測定システムは、測定されるパラメータに依存する２つの対向伝搬波間の非相互的な位相シフトを補償するために、前記位相変調器によって、測定信号に依存する、干渉計を伝搬する２つの対向伝搬波間に反動位相シフトを適用するように適合される。従って、測定システムは、「閉ループ」において前記パラメータを測定するように適合される。

本発明は、ファイバコイルの軸と平行な回転軸を中心にジャイロスコープの回転速度の成分を測定するように意図された、上記で説明されるような測定システムを含む光ファイバジャイロスコープの作製において特に有利な用途を見出す。

従って、本発明はまた、本発明による測定システムを含むジャイロスコープに関し、次に、測定される物理的パラメータは、ジャイロスコープの前記回転速度（Ω）に対応する。

本発明は、少なくともかかるジャイロスコープを含む慣性姿勢又はナビゲーションユニットに更に関する。

本発明はまた、ファラデー効果によりサニャックリング干渉計において生成される位相差を測定するように意図された、本発明による測定システムを含む電流又は磁界センサ電流の作製に用途を見出し得る。

非限定的な例として与えられる添付の図面と関連する以下の説明は、本発明が何に存するか、及び本発明がどのように作られ得るかを理解できるようにする。

本発明の第１の実施形態による測定システムの概略図である。本発明の第２の実施形態による測定システムの概略図である。それぞれ、図１又は図２の測定システムによって測定される信号と同様に、この測定信号を処理することによって得られる信号を概略的に示す。測定されるパラメータを決定するために、図１又は図２の測定システムにおいて実行される主な信号処理動作を表すブロック図である。図６の信号処理動作に干渉する重み付けパラメータの関数として、この測定システムにおいて決定される雑音信号の統計偏差を概略的に示す。図６の信号処理動作の１つをより詳細に表すブロック図である。

図１及び２は、本発明の第１及び第２の実施形態による測定システム１００、２００の主要素を概略的に示す。これらの２つの実施形態の同一又は類似の要素は、同じ参照符号によって参照され、毎回説明されるわけではない。

この測定システム１００、２００は、技術的背景に関係する部分で説明したように、誘発放射を通して増幅される自然放射光源（又はＡＳＥ光源）１１０を含む。この光源１１０は、上記で説明したように、過剰相対強度雑音又はＲＩＮによって影響される光源光パワーＰ_Ｓを有する光源光波Ｗ_Ｓを放射する。

測定システム１００、２００は、光波の伝搬用の相異なる経路１０１、１０２、１０３、１０４を含み、これらの経路１０１、１０２、１０３、１０４は、ここでは、光ファイバセクション、例えば光通信において従来的に用いられるシリカ光ファイバで形成される。

これらの相異なる経路１０１、１０２、１０３、１０４において、相異なる光波をルーティングし案内するために、測定システム１００、２００は、光ルータ１２０、２２０を含む。

測定システムの第１（図１）及び第２（図２）の実施形態間の主な差は、この光ルータ１２０、２２０の構成の詳細にある。

実施形態が何であっても、光ルータ１２０、２２０は、（光源経路１０３によって）光源１１０に光学的に接続され、光ルータ１２０、２２０は、光源１１０から光源光波Ｗ_Ｓを受信する。次に、光ルータ１２０、２２０は、基準光波Ｗ_ＲＥＦ及び入力光波Ｗ_ＩＮを光源光波Ｗ_Ｓから引き出すように構成される。

次に、基準光波Ｗ_ＲＥＦは、基準経路１０２を介して、光放射検出器１４２（第２の光放射検出器と呼ばれる）の方へ導かれ、それに対して入力光波Ｗ_ＩＮは、干渉計経路１０１を介して、サニャックリング干渉計の入力／出力ポートの方へ導かれる。

この第２の光放射検出器１４２は、基準光波Ｗ_ＲＥＦの光パワーＰ_ＲＥＦに比例する基準信号Ｓ_ＲＥＦを放出する。

光ルータ１２０、２２０はまた、干渉計１３０から出る戻り波Ｗ_ＢＡＣＫを干渉計経路１０１から受信するように、且つこの戻り波Ｗ_ＢＡＣＫから出力光波Ｗ_ＯＵＴを引き出すように構成される。

次に、出力光波Ｗ_ＯＵＴは、出力経路１０４を介して、第１の光放射検出器１４１の方へ導かれる。

第１の光放射検出器１４１は、出力光波Ｗ_ＯＵＴの出力光パワーＰ_ＯＵＴに比例する測定信号Ｓ_ＯＵＴを放出する。

測定システム１００、２００の干渉計１３０は、その入力／出力ポートによって干渉計経路１０１に接続され、干渉計１３０は、干渉計経路１０１から入力光波Ｗ_ＩＮを受信する。

干渉計１３０は、その入力／出力ポートに偏光子１３１Ａを、続いて分離器／再結合器１３１Ｂを含む。分離器／再結合器１３１Ｂの２つの出力経路は、ファイバコイル１３２の２つの端部にそれぞれ接続され、このファイバは、偏波保持光ファイバである。

従って、偏光が偏光子１３１Ａによって選択される入力光波Ｗ_ＩＮは、分離器／再結合器１３１Ｂによって、ファイバコイル１３２において反対方向に伝搬する２つの対向伝搬波Ｗ_１及びＷ_２に分離される。

干渉計１３０は、２つの対向伝搬波Ｗ_１及びＷ_２間に位相差ΔΦ_ｍを導入するように適合された、ファイバコイル１３２の端部の１つに配置される位相変調器１３１Ｃを更に含む。

ここで、技術的背景に関する部分において上記で説明したように、偏光子１３１Ａと、分離器／再結合器１３１Ｂと、位相変調器１３１Ｃと含むユニットは、多機能集積光回路１３１によって作製される。

ファイバコイル１３２における伝搬後に、２つの対向伝搬波Ｗ_１及びＷ_２は、戻り光波Ｗ_ＢＡＣＫを生成するために分離器／再結合器１３１Ｂで再結合され、戻り光波Ｗ_ＢＡＣＫは、干渉計１３０の入力／出力ポートを通って干渉計１３０から出る。

戻り光波Ｗ_ＢＡＣＫは、入力光波Ｗ_ＩＮと同じ偏光状態を有し、この偏光状態は、偏光子１３１Ａによって固定される。

戻り光波Ｗ_ＢＡＣＫの戻り光パワーＰ_ＢＡＣＫは、これらの２つの波Ｗ_１及びＷ_２の再結合中におけるこれらの２つの波Ｗ_１及びＷ_２の合計位相差ΔΦに依存する。

出力パワーＰ_ＯＵＴが、戻り光波Ｗ_ＢＡＣＫの戻り光パワーＰ_ＢＡＣＫの小部分を表すので、測定信号Ｓ_ＯＵＴは、戻り光パワーＰ_ＢＡＣＫのように、合計位相差ΔΦに依存する。位相差ΔΦの関数として測定信号Ｓ_ＯＵＴを概略的に表す曲線が、図３〜５のそれぞれに示されている。

この位相差ΔΦは、
− 測定されるパラメータΩによって生成された位相差ΔΦ_Ωと、
− 位相変調器１３１Ｃによって導入された位相差ΔΦ_ｍと、
の和に等しい。

従って、測定信号Ｓ_ＯＵＴ（ΔΦ）は、位相差ΔΦ_Ωを決定すること、及び測定されるパラメータΩを位相差ΔΦ_Ωから推定することを可能にする。

ここで、測定される（物理）パラメータΩは、ファイバコイル１３２の軸（ファイバコイルの軸は、コイルの各巻きによって画定される平面に垂直である）と平行な回転軸（図示せず）に沿って、干渉計１３０の回転速度の成分Ωである。

本発明による測定システム１００の第１の実施形態（図１）において、光ルータ１２０は、４つのポートを備えた偏波保持２×２ファイバカプラによって作製される。好ましくは、このカプラは、その出力ポートのそれぞれにおいて同じ光パワーを送信する平衡カプラ（５０−５０）である。

追加の偏光子１２２が、光ルータ１２０と第２の検出器１４２との間で基準経路１０２に設けられる。この偏光子は、入力光波Ｗ_ＩＮ及び戻り光波Ｗ_ＢＡＣＫ用と同じ偏光状態を基準光波Ｗ_ＲＥＦ用に選択するように配置される。経路１０１及び１０２を形成する光ファイバは、更に偏波保持光ファイバである。

変形として、基準経路の代わりに、上記で言及した追加の偏光子は、例えば、光源と光ルータとの間で光源経路上に配置することが可能であり、そのとき光源経路は、偏波保持光ファイバによって作製される。

第２の実施形態（図２）において、光ルータ２２０は、光サーキュレータ２２１、偏波保持カプラ２２４、及び追加の偏光子２２３を含む。

サーキュレータ２２１は、測定システムにおいて、次のように接続される３つのポートを含む。
− 第１のポート２２１Ａは、光源１１０に光学的に接続される。
− 第２のポート２２１Ｂは、カプラ２２４の入力ポート２２４Ａに光学的に接続される。
− 第３のポート２２１Ｃは、出力経路１０４を通って第１の検出器１４１に光学的に接続される。

カプラ２２４の第１の出力ポート２２４Ｂは、干渉計経路１０１を通って干渉計１３０に光学的に接続され、それに対してカプラ２２４の第２の出力ポート２２４Ｃは、基準経路１０２を通って第２の検出器１４２に光学的に接続される。

追加の偏光子２２３は、サーキュレータ２２１の第２のポート２２１Ｂとカプラの入力ポート２２４Ａとの間で光路上に配置される。この偏光子２２３は、入力光波Ｗ_ＩＮ及び戻り光波Ｗ_ＢＡＣＫの偏光状態と同一の偏光状態を選択するように配置される。換言すれば、この追加の偏光子２２３は、干渉計１３０に統合された偏光子１３１Ａと同じ手法で方向付けられる。

この第２の実施形態において、再び、経路１０１及び１０２を形成する光ファイバは、偏光子２２３をカプラ２２４に接続する光ファイバのように偏波保持光ファイバである。

変形として、サーキュレータとカプラとの間に配置される代わりに、上記の追加の偏光子は、例えば、光源とサーキュレータとの間で光源経路上に配置することが可能であり、そのとき光源経路は、偏波保持光ファイバによって作製される。

サーキュレータ２２１は、その第１のポート２２１Ａを通して光源光波Ｗ_Ｓを受信し、その第２のポート２２１Ｂでそれを送信する。追加の偏光子２２３を通過した後で、この光波は、一方で干渉計１３０の方へ送信された入力光波Ｗ_ＩＮと、他方で第２の検出器１４２の方へ送信された基準光Ｗ_ＲＥＦとの間でカプラ２２４によって分離される。好ましくは、カプラ２２４の分離率は、基準波Ｗ_ＲＥＦ用に１％〜５％であり、従って入力波Ｗ_ＩＮ用にそれぞれ９９％〜９５％である。

干渉計１３０によって戻された戻り光波Ｗ_ＢＡＣＫは、カプラの第１の出力ポート２２４Ｂを通ってカプラに入り、カプラの入力ポート２２４Ａを通ってカプラから出る。その後、戻り光波Ｗ_ＢＡＣＫは、サーキュレータ２２１に送信され、その第２のポート２２１Ｂを通ってサーキュレータ２２１に入り、その第３のポート２２１Ｃを通ってサーキュレータ２２１から出て、次に第１の検出器１４１に到着する。

第１の実施形態において実現される光ルータに対して、この第２の実施形態の光ルータ２００は、光サーキュレータ２２１のおかげで、干渉計から出る戻り光パワーＰ_ＢＡＣＫのより大きな割合を出力経路１０４において集光できるようにし、従って、パラメータΩを測定できる精度を改善する。

第１に、第２の実施形態におけるように、光ルータ１２０、２２０の構造の結果として、出力光波Ｗ_ＯＵＴ及び基準光波Ｗ_ＲＥＦは、同じ偏光状態を有し、その偏光状態は、ここでは、干渉計１３０の統合された偏光子１３１Ａによって固定された入力Ｗ_ＩＮ及び戻りＷ_ＢＡＣＫ光波の偏光状態に対応する。

ちょうど説明した光学装置のおかげで得られた測定Ｓ_ＯＵＴ及び基準Ｓ_ＲＥＦ信号は、測定されるパラメータΩを決定するために、測定システム１００、２００のデジタル信号処理ユニット１５０によって処理される。

このデジタル信号処理ユニット１５０は、位相変調器１３１Ｃが、対向伝搬波Ｗ_１及びＷ_２間の前記位相差ΔΦ_ｍを導入するように、位相変調器１３１Ｃを操縦するように更に適合される。

測定システム１００、２００の特に有利な特徴によれば、デジタル信号処理ユニット１５０は、周期的な多状態方形波変調に従って位相差ΔΦ_ｍを変調するために、位相変調器１３１Ｃ制御するように一層正確に適合される。

次に、位相差ΔΦ_ｍは、経時的に部分的に一定であり、もちろん周期的である。

対応する変調周波数ｆ_ｍは、ここのように干渉計１３０の固有周波数ｆ_ｐと等しくてもよい。それはまた、変形として、この固有周波数ｆ_ｐ×奇数と等しくてもよい。

周知のように、干渉計の固有周波数ｆ_ｐは、コイルにおける伝搬時間τ_Ｂの逆数の半分ｆ_ｐ＝１／（２τ_Ｂ）として定義され、従ってコイル長×約１００ｋｍ．ｋＨｚに等しい固有周波数という法則に従う（従って、１ｋｍの光ファイバのコイル用に、干渉計の固有周波数は、約１００キロヘルツと等しい）。

従って、ここでは、Ｔ_ｍと記される変調周期は、干渉計のファイバコイル１３２における伝搬時間τ_Ｂの２倍と等しい。

デジタル信号処理ユニット１５０によって実行される多状態方形波変調は、本発明の概要において上記で説明されているように、ここでは「４状態」変調である。

変形として、位相変調器によって導入される多状態方形波位相変調は、２状態変調、又は同様に上記のいわゆる「２ｋ＋１」変調とすることが可能である。

この「４状態」変調用に、位相差ΔΦ_ｍは、各変調周期Ｔｍ中に、４つの定数値ΔΦ_ｂ１＝π−α、ΔΦ_ｂ２＝π＋α、ΔΦ_ｂ３＝−π＋α、及びΔΦ_ｂ４＝−π−αを連続的に有し、位相シフトαは、例えばπ／６４とπ／２との間に含まれることに留意されたい。

この「４状態」位相変調用に干渉計の出力部で得られた合計位相差ΔΦの時間ｔにわたる展開が、図３〜５に示されている。

次に、測定システム１００、２００は、変調の４状態ΔΦ_ｂ１〜ΔΦ_ｂ４に対応する４つのステージのそれぞれのために、測定信号Ｓ_ＯＵＴ（ｔ）及び基準信号Ｓ_ＲＥＦ（ｔ）を（図１及び２に概略的に示されている２つのＡ／Ｄブロックによって）サンプリングしデジタル化するように構成される。従って、
− これらの４つの変調状態のそれぞれのために４つのデジタル値Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−ｎ}（ｎ＝１〜４を備えた）を有するデジタル化された測定信号Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ）と、
− これらの４つの変調状態のそれぞれのために４つのデジタル値Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−ｎ}（ｎ＝１〜４を備えた）を有するデジタル化された基準信号Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ）と、
が得られる。

換言すれば、測定信号Ｓ_ＯＵＴ（ｔ）は、ΔΦ_ｍ（ｔ_ｎ）＝ΔΦ_ｂｎである４つの連続的瞬間ｔ_ｎ（ｎ＝１〜４）においてサンプリングされる。従って、値Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ_ｎ）（Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−ｎ}と記される）が、これらの瞬間ｔ_ｎのそれぞれのために得られる。各基準信号Ｓ_ＲＥＦは、同じ手法でサンプリングされ、従って値Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ_ｎ）（Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−ｎ}と記される）が、これらの瞬間のそれぞれにおいて得られる。

今、図３〜５に関連して説明されるように、この位相変調のおかげで得られた干渉計１３０のバイアシングは、デジタル信号Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}の復調後に、測定されるパラメータΩによって生成された位相差ΔΦ_Ωに応じることを可能にする。

図３は、位相差ΔΦ_Ωがヌルである、且つ「４状態」変調が正確に実行される状況に対応する。即ち、その結果、
− 位相差ΔΦ_ｂ１及びΔΦ_ｂ２は、πの位相シフトに対して実際に対称的であり、且つ
− 位相差ΔΦ_ｂ３及びΔΦ_ｂ４は、−πの位相シフトに対して実際に対称的である。

図４は、位相差ΔΦ_Ωが、非ヌルである状況に対応し、「４状態」変調は、再び正確に実行される。

図５は、位相差ΔΦ_Ωが、ヌルであるが、しかし位相変調チェーンのデジタル／光変換利得が、正確な「４状態」変調を得るようには適合されない値（ここでは高すぎる）を有する状況に対応する。

デジタル信号処理ユニット１５０は、ここでは、ＣＳＤＮ−Ω又は同様に− ＋＋ −と記される第１の順次デジタル復調コードをデジタル化された測定信号Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}に適用することによって、デジタル化された測定信号Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}を復調するように適合されるが、それは、前に４つの値Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−１}、Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−２、}Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−３、}Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−４}に−１、＋１、＋１、−１をそれぞれ掛けたことによってそれらの４つの値を合計することに存する。
ＣＳＤＮ−Ω（Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ））＝−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−１}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−２}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−３}−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−４}

この復調信号は、以下で第１のパラメータΩとも呼ばれる、測定されるパラメータΩに依存する。この信号は、測定される第１のパラメータΩに敏感なコードＣＳＤＮ−Ωによる、デジタル化された測定信号Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ）のデジタル復調用にＤ_{Ω−ＯＵＴ}（ｔ）と記され、従って、
Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}（ｔ）＝ＣＳＤＮ−Ω（Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ））＝−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−１}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−２}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−３}−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−４}

第１のパラメータΩを備えた第１の復調された測定信号Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}（ｔ）の依存性は、図３〜５に示されている。図３及び５は、位相差ΔΦ_Ωがヌルの場合に、この復調信号がヌルであるのに対して、図４におけるように、非ヌルの位相差ΔΦ_Ωの場合に、この復調信号が同様に非ヌルである（且つこの位相差ΔΦ_Ωが大きいので、それだけ高い）ことを示す。

この４状態変調はまた、ＣＳＤＮ−Ｖ_π又は同様に− ＋ − ＋と記される第２の順次デジタル復調コードから、位相変調チェーンのデジタル／光変換利得を表す、Ｖ_πと記される第２のパラメータ又は追加パラメータの測定信号を生成できるようにする。測定される第２のパラメータＶ_πに依存する、Ｖ_π−信号と呼ばれるこの復調信号は、測定される第２のパラメータＶ_πに敏感なコードに従って、デジタル復調用にＤ_{Ｖπ−ＯＵＴ}（ｔ）と記され、従って、
Ｄ_{Ｖπ−ＯＵＴ}（ｔ）＝ＣＳＤＮ−Ｖ_π（Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ））＝−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−１}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−２}−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−３}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−４}
である。

測定される第１のパラメータΩを提供する第１の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−Ω（− ＋＋ −）は、測定されるこの第２のパラメータＶ_πに鈍感である。換言すれば、第１の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−Ωを適用することによって得られる信号は、第２のパラメータＶ_πの値に依存しない。例として、図３の状況で得られる信号Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}（ｔ）は、図５の状況で得られる信号Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}（ｔ）と同一であり（それはここではヌル信号である）、それに対してこれらの２つの状況は、パラメータＶ_πの相異なる値に対応する。これは、第２のパラメータＶ_πに対する第１の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−Ωの鈍感さを示す。

同様に、測定されるために第２のパラメータＶ_πを与える第２の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−Ｖ_π（− ＋ − ＋）は、（図３及び４を比較することによって観察されるように）測定される第１のパラメータΩに鈍感である。

従って、４状態変調は、デジタル化された測定信号Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ）を生成するために、出力パワーＰ_ＯＵＴの検出、増幅、フィルタリング及びデジタル化の同じチェーンを用いて、測定される２つのパラメータΩ及びＶ_πに独立してアクセスできるようにし、次に、デジタル化された測定信号Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ）は、単に、２つの相異なる順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−Ω及びＣＳＤＮ−Ｖ_πで処理され、２つの相異なる順次デジタル復調コードは、各々、測定されるそれらのパラメータΩ又はＶ_πにそれぞれ敏感であり、且つ測定される他のパラメータＶ_π又はΩに鈍感である。これらの２つの順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−Ω及びＣＳＤＮ−Ｖ_πによって生成された信号が、ＲＩＮによって影響されることが注目される。

上記で示されているように、本発明による測定システムの変形において、デジタル信号処理ユニットは、位相変調器が、「４状態」位相変調の代わりに、いわゆる「２ｋ＋１」位相変調を適用するように、位相変調器を制御するように適合される。この「２ｋ＋１」変形用に、２つの相異なる順次デジタル復調コードであって、それぞれ、測定されるそれらのパラメータΩ又はＶ_πに敏感であり、且つ測定される他のパラメータＶ_π又はΩに鈍感である２つの相異なる順次デジタル復調コードもまた、米国特許第９，２９１，４５８号明細書に説明されているように、実行され得る。

測定信号Ｓ_ＯＵＴは、上記の復調動作を考慮して、第１及び第２のパラメータΩ及びＶ_πを決定できるようにする。

基準信号Ｓ_ＲＥＦは、技術的背景に関係する部分で説明されているように、ＲＩＮによって引き起こされる測定信号Ｓ_ＯＵＴの変動を補償するために用いることができる。

その目的のために、デジタル信号処理ユニット１５０は、ここで、
− 第１の復調された基準信号Ｄ_{Ω−ＲＥＦ}を得るために、デジタル化された基準信号Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ）に第１の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−Ωを適用するように、次に、
− 第１の復調された測定信号Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}と第１の復調された基準信号Ｄ_{Ω−ＲＥＦ}との間の重み付き差分を計算することによって、第１の補償された測定信号Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}（ｔ）を決定し、重み付け係数βが、第１の復調された基準信号Ｄ_{Ω−ＲＥＦ}に適用され、Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}＝Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}−β．Ｄ_{Ω−ＲＥＦ}であるように適合される。

デジタル信号処理ユニット１５０は、ここで、
− 第２の復調された基準信号Ｄ_{Ｖπ−ＲＥＦ}を得るために、デジタル化された基準信号Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}に第２の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−Ｖ_πを適用するように、次に、
− 第２のパラメータＶ_πの測定に対するＲＩＮの影響を同様に補償するために、第２の復調された測定信号Ｄ_{Ｖπ−ＯＵＴ}と第２の復調された基準信号Ｄ_{Ｖπ−ＲＥＦ}との間の重み付き差分を計算することによって、第２の補償された測定信号Ｄ_{Ｖπ−ＣＯＭＰ}を決定し、同じ重み付け係数βが、第２の復調された基準信号Ｄ_{Ｖπ−ＲＥＦ}に適用され、Ｄ_{Ｖπ−ＣＯＭＰ}＝Ｄ_{Ｖπ−ＯＵＴ}−β．Ｄ_{Ｖπ−ＲＥＦ}であるように更に適合される。

特に注目すべき手法で、デジタル信号処理ユニット１５０は、
− 測定される第１のパラメータΩに鈍感で、過剰相対強度雑音（又はＲＩＮ）に敏感な第３の順次デジタル復調コードＣＳＮＤ−ＲＩＮを
− ＲＩＮだけに敏感な第３の復調された測定信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}を生成するために、デジタル化された測定信号Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}に、且つ
− ＲＩＮだけに敏感な第３の復調された基準信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}を生成するために、デジタル化された基準信号Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}に適用することと、
− 第３の復調された測定信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}と第３の復調された基準信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}との間の重み付け差分を計算することであって、第３の復調された基準信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}が、第１の復調された測定信号Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}に対するＲＩＮの影響を補償するために用いられる重み付け係数と同じ重み付け係数βを掛けられることと、
によって第３の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}を決定するように適合される。

デジタル信号処理ユニット１５０は、第３の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の統計偏差σ_ＲＩＮを所与の閾値以下に最小化又は低減する（ここでは最小化する）最適値β_ｏｐｔへと前記重み付け係数βを制御するように更に適合される。

従って、重み付け係数βは、前記値β_ｏｐｔへ制御され、そのためにＲＩＮは、第３の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}用に、しかしまた第１の補償された測定信号Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}用に最適に補償され、従って第１のパラメータΩの測定に対するＲＩＮの影響を最もよく低減する。ＲＩＮはまた、第２の補償された測定信号Ｄ_{Ｖπ−ＣＯＭＰ}用に最適に補償され、従って第２のパラメータＶ_πの測定に対するＲＩＮの影響を最もよく低減する。

ここで、追加の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−ＲＩＮ（又は第３の順次デジタル復調コード）は、測定される第１のパラメータΩ及び第２のパラメータＶ_πの両方に対して、より正確に鈍感である。従って、この追加コードＣＳＤＮ−ＲＩＮは、ＲＩＮだけに敏感になり、且つ測定される２つのパラメータΩ及びＶ_πによって減衰されずに、その補償の制御を可能にする。

ここで実行される「４状態」変調の場合に、かかるデジタル復調コードＣＳＤＮ−ＲＩＮの２つの例が、特に与えられてもよい。即ち、第１のシーケンス＋＋ − −（若しくは− − ＋＋）、又は第２のシーケンス＋＋＋＋ − − − −（若しくは− − − − ＋＋＋＋）であり、それらは、次に、８つの連続状態、従って４状態変調の２つの周期Ｔ_ｍにわたって延びる。

例えばシーケンス＋＋ − −の場合に、ＲＩＮにのみ敏感な第３の復調された測定信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}（ｔ）は、次の式に従って得られる。
Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}（ｔ）＝ＣＳＤＮ−ＲＩＮ（Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ））＝＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−１}＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−２}−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−３}−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ−４}
及び同様に、
Ｄ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}（ｔ）＝ＣＳＤＮ−ＲＩＮ（Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ））＝＋Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−１}＋Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−２}−Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−３}−Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−４}

図３〜５は、このシーケンス＋＋ − −の場合に、第１及び第２のパラメータΩ及びＶ_πに対する、追加の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−ＲＩＮの鈍感さを示す。第３の復調された測定信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}（ｔ）が、図３及び４に対応する状況において同一（ここではヌル）であるのに対して、これらの図が、第１のパラメータΩの２つの相異なる値に対応することが、図３及び４を比較することによって実際に観察される。同様に、第３の復調された測定信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}（ｔ）が、第２のパラメータＶ_πに依存しないことが、図３及び５を比較することによって観察される。

上記で示したように、位相差ΔΦ_ｍは、変形として、この「４状態」変調ではなく２状態変調に従って変調される。次に、この変形の枠内で、第１の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−Ωは、周期にわたりシーケンス− ＋に従って、且つそれ故に２つの変調周期にわたり− ＋ − ＋に従って作成される。次に、追加の順次デジタル復調コードＣＳＤＮ−ＲＩＮは、２つの変調周期にわたってシーケンス＋＋ − −又は− − ＋＋に従って作成される（それが、実際には、測定されるパラメータΩに鈍感であることが注目される）。

ＲＩＮを効率的に補償するために、技術的な背景に関係する部分で説明したように、測定信号は、前記重み付け差分を計算する前に、基準信号と再同期化されなければならない。その目的のために、補償された信号は、次の式に従って決定される。
Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}（ｔ）＝Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}（ｔ）−β．Ｄ_{Ω−ＲＥＦ}（ｔ−τ），
Ｄ_{Ｖπ−ＣＯＭＰ}（ｔ）＝Ｄ_{Ｖπ−ＯＵＴ}（ｔ）−β．Ｄ_{Ｖπ−ＲＥＦ}（ｔ−τ）及び
Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}（ｔ）＝Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}（ｔ）−β．Ｄ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}（ｔ−τ）
これらの式で、τは、干渉計の遷移時間によって特に引き起こされる、測定信号と基準信号との間の遅延である。

特別な光又は電子遅延線なしに、この再同期化が簡単に行われるために、測定システムの光学部品は、ここで、
− 測定信号と基準信号との間の遅延τと、
− 多状態変調周期Ｔ_ｍを画定する、ここでは２τ_Ｂと等しいコイルにおける伝搬時間τ_Ｂと、
を等しくするように構成される。

これは、
− 一側（他側と共に）における光源１１０と第２の検出器１４２との間の光路と、
− 光源１１０と干渉計１３０の入力／出力ポートとの間の光路、及びこの入力／出力ポートと第１の検出器１４１との間の光路の和と、
を等しくすることによって行われる。

次に、測定信号基準信号の再同期化は、デジタル復調コードのシーケンスが、基準信号に適用される場合に、コイルにおける伝搬時間τ_Ｂに対応する状態の数だけ、且つ従って多状態方形波変調の変調周期Ｔ_ｍの半分に対応する状態の数だけ、デジタル復調コードのシーケンスをシフトすることによって、有利なことに簡単な手法で行われる。

４状態変調の例において、このオフセットは、２状態であり、コイルにおける伝搬時間τ_Ｂは、状態の期間の２倍である。次に、例えば、第１のデジタル復調コードＣＳＤＮ−Ωによる測定信号の復調は、次の式に従って実行される。
Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}（ｔ）＝−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ_ｋ＋１）＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ_ｋ＋２）＋Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ_ｋ＋３）−Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}（ｔ_ｋ＋４）
これに対して次に、このコードＣＳＤＮ−Ωによる基準信号の復調は、次の式に従って実行される。
Ｄ_{Ω−ＲＥＦ}（ｔ−τ）＝Ｄ_{Ω−ＲＥＦ}（ｔ−τ_Ｂ）＝ＣＳＤＮ−Ω（Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ−τ_Ｂ））
＝−Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ_ｋ−１）＋Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ_ｋ）＋Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ−３}（ｔ_ｋ＋１）−Ｓ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ_ｋ＋２）
この式でｔ_ｋ＋ｎ（ｎ＝１〜４）は、ΔΦ_ｍ（ｔ_ｋ＋ｎ）＝ΔΦ_ｂｎであるｋ番目の変調周期の瞬間である（換言すれば、この瞬間ｔ_ｋ＋ｎは、ｋ番目の変調周期において変調状態ｎに対応する）。

ここで、同じシフティング規則が、復調され再同期化された基準信号Ｄ_{Ｖπ−ＲＥＦ}（ｔ−τ）及びＤ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}（ｔ−τ）を生成するために適用される。

ある多状態方形波変調又は他の場合に、復調された基準信号Ｄ_{Ω−ＲＥＦ}及びＤ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}（Ｄ_{Ｖπ−ＲＥＦ}と同様に）は、デジタル復調計算において、値のシーケンスＳ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ_ｋ＋ｎ）（ｎ＝１〜２ｍ）を置き換えることによって再同期化され、ｎは、周期における変調状態の順序番号であり、２ｍは、値のシーケンスＳ_{Ｎ−ＲＥＦ}（ｔ_{ｋ＋ｎ−ｍ}）による変調状態の数である。例として、２状態変調は、ｍ＝１に対応し、それに対して「４状態」変調は、ｍ＝２に対応する。

本発明による測定システムによって実行される信号処理動作が、今、図６に関連して概説される。

これらの処理動作は、既に上記で（図６におけるブロックＮＵＭ）で言及された（アナログ）測定Ｓ_ＯＵＴ及び基準Ｓ_ＲＥＦ信号のデジタル化によって始まる。このデジタル化には、このデジタル化のシャノン基準に関する増幅及び周波数フィルタリングが先行する。ここで、この周波数フィルタリングは、測定信号Ｓ_ＯＵＴ及び基準信号Ｓ_ＲＥＦの直接成分を更に除去する。

次に、第１、第２及び第３の順次デジタル復調コードは、デジタル化された測定信号及び基準信号Ｓ_{Ｎ−ＯＵＴ}及びＳ_{Ｎ−ＲＥＦ}に適用され、従って、
− 第１の復調された測定信号及び基準信号Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}及びＤ_{Ω−ＲＥＦ}と、
− 第２の復調された測定信号及び基準信号Ｄ_{Ｖπ−ＯＵＴ}及びＤ_{Ｖπ−ＲＥＦ}と、
− 第３の復調された測定信号及び基準信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}及びＤ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}と、
を生成する。

ここで、これらの復調は、上記で説明したように、復調された基準信号を復調された測定信号と再同期化するために実行される。

次に、第１の補償された測定信号Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}は、第１の復調された測定信号及び基準信号Ｄ_{Ω−ＯＵＴ}及びＤ_{Ω−ＲＥＦ}の重み付け差分を計算することによって決定される（第１の復調された基準信号Ｄ_{Ω−ＲＥＦ}は、重み付け係数βを掛けられる）。

次に、第１のパラメータΩの値は、ＲＩＮ用に補償されたこの測定信号Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}に基づいて決定される。

第２の補償された測定信号Ｄ_{Ｖπ−ＣＯＭＰ}は、第２の復調された測定信号及び基準信号Ｄ_{Ｖπ−ＯＵＴ}及びＤ_{Ｖπ−ＲＥＦ}の重み付け差分を計算することによって更に決定される（第２の復調された基準信号Ｄ_{Ｖπ−ＲＥＦ}は、同じ重み付け係数βを掛けられる）。

次に、第２のパラメータＶ_πの値は、ＲＩＮ用に補償されたこの測定信号Ｄ_{Ｖπ−ＣＯＭＰ}に基づいて決定される。

第３の復調された測定信号及び基準信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}（ｔ）及びＤ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}（ｔ）は、それらとして、前記同じ重み付け係数βをその最適値β_ｏｐｔへと制御するために用いられる。この制御は、今、より詳細に説明されるが、図６のブロックＲＥＧによって概略的に表される（図８でより詳細に説明される）。

重み付け係数βの最適値β_ｏｐｔが、図７に概略的に示されているように、重み付け係数βに依存する第３の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}（追加の補償された信号とも呼ばれる）の統計偏差σ_ＲＩＮを最小化することが思い出される。

実際には、βが小さすぎる場合に、Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}（ｔ）のＲＩＮ用の不十分な補償故にＲＩＮへの依存の残りがあり、そのとき、積β．Ｄ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}（ｔ−τ）の絶対強度雑音は、Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}（ｔ）の絶対強度雑音に対して小さすぎる。

それは、βが高すぎる場合に、β．Ｄ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}（ｔ−τ）の絶対強度雑音によってもたらされる過剰補償故に同じになり、そのときβ．Ｄ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}（ｔ−τ）の絶対強度雑音は、Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}（ｔ）の絶対強度雑音に対して高すぎる。

βの値が、その最適値β_ｏｐｔと等しい場合に、信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}（ｔ）に対するＲＩＮの影響は、他方で完全に除去され（信号β．Ｄ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}（ｔ−τ）及びＤ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}（ｔ）の絶対強度雑音は平衡される）、そのとき、この信号の統計偏差σ_ＲＩＮは、光子雑音によって与えられる理論的な最小値σ_ＭＩＮに達する。

統計偏差σ_ＲＩＮを決定するために、デジタル信号処理ユニット１５０は、追加の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}とその平均値＜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}＞との間の差Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}−＜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}＞の絶対値の平均を計算することによって、ここでは正確に適合される。
σ_ＲＩＮ＝＜｜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}−＜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}＞｜＞

信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＯＵＴ}及びＤ_{ＲＩＮ−ＲＥＦ}の平均値が、ヌルなので、平均値＜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}＞もまたヌルであり、その結果、統計偏差σ_ＲＩＮは、ここで単に絶対値｜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}｜の平均値として計算される。
σ_ＲＩＮ＝＜｜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}｜＞

変形として、第３の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の統計偏差σ_ＲＩＮは、その絶対値の平均値を計算する代わりに、この信号の標準偏差又は同様に分散を計算することによって決定することが可能である。

ここで、重み付け係数の最適値β_ｏｐｔへの重み付け係数βの制御は、
− 差Δσ_ＲＩＮ（β）であって、
− 重み付け係数βの第１のオフセット値β＋δβ用に計算された第３の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の統計偏差の第１の値σ_ＲＩＮ（β＋δβ）と、
− 重み付け係数βの第１のオフセット値β−δβ用に計算された第３の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の統計偏差の第２の値σ_ＲＩＮ（β−δβ）との間の差Δσ_ＲＩＮ（β）を計算することによって、且つ
− この差Δσ_ＲＩＮ（β）をヌルにするように重み付け係数βを制御することによって行われる。

第３の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の統計偏差σ_ＲＩＮが、前記最適値β_ｏｐｔ用に最小なので（図７を参照）、差Δσ_ＲＩＮ（β）は、β＝β_ｏｐｔ用にヌルにされる。従って、差Δσ_ＲＩＮ（β）をヌルにするように重み付け係数βを制御することは、重み付け係数βが、その最適値β_ｏｐｔに効率的に到達するようにする。

ここで、制御ユニットは、絶対値の差｜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}（β＋δβ）｜−｜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}（β−δβ）｜の差を経時的に合計することによって、差Δσ_ＲＩＮ（β）＝σ_ＲＩＮ（β＋δβ）−σ_ＲＩＮ（β−δβ）を計算するように一層正確にプログラムされる。
Δσ_ＲＩＮ（β）＝Σ_ｋ｜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}（β＋δβ）｜−｜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}（β−δβ）｜
この式で和Σ_ｋは、幾つかの変調周期の和を表示する。

差Δσ_ＲＩＮ（β）の計算は、図８においてブロック８０に対応する。

次に、差Δσ_ＲＩＮ（β）は、ここでは形式
β（ｉ＋１）＝β（ｉ）γ．Δσ_ＲＩＮ（β（ｉ））
の反復比例補正によって重み付け係数βを制御する誤差信号として用いられる。
この式で、γは、制御ループの反動係数である。

この反復比例補正（図８においてブロック８１に対応する）は、誤差信号Δσ_ＲＩＮが、ここでは差｜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}（β（ｉ）＋δβ）｜−｜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}（β（ｉ）−δβ）｜の経時的な累積によって生成されるという事実故に、追加処理を要求せずに、積分型の補正に自然につながることが注目される。

ここでは、デジタル信号処理ユニット１５０は、測定される第１のパラメータΩに依存する２つの波Ｗ_１、Ｗ_２の間の非相互的位相シフトΔΦを補償するために、測定信号Ｓ_ＯＵＴの関数である反動位相シフトを２つの対向伝搬波Ｗ_１及びＷ_２間に適用するために位相変調器を１３１Ｃ制御するように更に適合される。換言すれば、測定システム１００、２００は、閉ループにおけるパラメータΩを測定するように適合される。

本発明による測定システム１００、２００は、光ファイバジャイロスコープの作製における一部であってもよく、光ファイバジャイロスコープは、それ自体、慣性姿勢及びナビゲーションユニットの一部とすることができる。

次に、測定される物理的パラメータΩは、上記で示されているように、ファイバコイルの軸と平行なジャイロスコープの回転速度の成分に対応する。

変形として、測定システムは、電流又は磁界センサに属してもよい。この場合に、測定される物理的パラメータは、電流又は磁界であり、電流又は磁界は、ファラデー効果によって、ファイバコイルを伝搬する２つの対向伝搬光波間の非相互的な位相差の変動を引き起こす。

Claims

− 過剰相対強度雑音によって減衰される光源光パワーを有する光源光波（Ｗ_Ｓ）を放射する増幅された自然放射光源（１００）と、
− 光ルータ（１２０；２２０）であって、
− 前記光源光波（Ｗ_Ｓ）から入力光波（Ｗ_ＩＮ）を引き出すことであって、この入力光波（Ｗ_ＩＮ）が、偏光子（１３１Ａ）と、分離器／再結合器（１３１Ｂ）と、位相変調器（１３１Ｃ）と、偏波保持ファイバコイル（１３２）とを含むサニャックリング干渉計（１３０）の方へ導かれ、前記干渉計（１３０）が、前記偏光子（１３１Ａ）によって偏光状態が選択される前記入力光波（Ｗ_ＩＮ）を入力として受信し、且つ前記入力光波（Ｗ_ＩＮ）と同じ偏光状態に従う戻り光波（Ｗ_ＢＡＣＫ）を出力として生成し、前記戻り光波（Ｗ_ＢＡＣＫ）が、測定されるパラメータ（Ω）と、前記位相変調器（１３１Ｃ）によって導入される前記干渉計（１３０）を伝搬する２つの対向伝搬波（Ｗ_１、Ｗ_２）間の位相差ΔΦ_ｍの関数とに依存する戻り光パワーを有することであるように、
− 前記戻り光波（Ｗ_ＢＡＣＫ）から出力光波（Ｗ_ＯＵＴ）を引き出すことであって、この出力光波が、前記出力光波（Ｗ_ＯＵＴ）の出力パワーを表す測定信号（Ｓ_ＯＵＴ）を送出する第１の光放射検出器（１４１）の方へ導かれることであるように、
− 前記光源光波（Ｗ_Ｓ）から基準光波（Ｗ_ＲＥＦ）を引き出すことであって、この基準光波（Ｗ_ＲＥＦ）が、前記入力光波（Ｗ_ＩＮ）及び前記戻り光波（Ｗ_ＢＡＣＫ）と同じ偏光状態を有し、且つ前記基準光波（Ｗ_ＲＥＦ）の基準パワーを表す基準信号（Ｓ_ＲＥＦ）を送出する第２の光放射検出器（１４２）の方へ導かれることであるように構成された光ルータ（１２０；２２０）と、
− デジタル信号処理ユニット（１５０）であって、
− 前記測定信号（Ｓ_ＯＵＴ）の関数である第１の信号と、
− 前記基準信号（Ｓ_ＲＥＦ）の関数である第２の信号であって、前記基準信号（Ｓ_ＲＥＦ）が、前記測定信号（Ｓ_ＯＵＴ）と再同期化され、重み付け係数（β）が、この第２の信号に適用される第２の信号と、
の間の重み付け差分を計算することによって決定される補償された測定信号（Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}）から前記パラメータ（Ω）の測定値を提供するために、前記測定（Ｓ_ＯＵＴ）及び前記基準（Ｓ_ＲＥＦ）信号を処理するように適合されたデジタル信号処理ユニット（１５０）と、
を含むパラメータ（Ω）を測定するためのシステム（１００、２００）であって、
前記信号処理ユニット（１５０）が、
− 多状態方形波周期変調に従って前記位相差ΔΦ_ｍを変調するために前記位相変調器（１３１Ｃ）を制御するように、
− 前記測定されるパラメータ（Ω）に敏感な第１の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−Ω）を更に適用することによって、前記補償された測定信号（Ｄ_{Ω−ＣＯＭＰ}）を決定するように、
− 追加の補償された信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}）を決定ことであって、
− 前記測定信号の関数である第１の追加信号と前記基準信号の関数である第２の追加信号との間の重み付け差分を計算することであって、前記基準信号が、前記測定信号と再同期化され、前記第２の信号に適用される同じ重み付け係数（β）が、前記第２の追加信号に適用されることによって、
− 前記測定されるパラメータ（Ω）に鈍感な追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）を適用することによって決定することであるように、
− 且つ前記追加の補償された信号（Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}）の統計偏差σ_ＲＩＮを最小化するか、又は所与の閾値未満に前記統計偏差σ_ＲＩＮを低減する最適値（β_ｏｐｔ）へと前記重み付け係数（β）を制御するように、
適合されることを特徴とする測定システム（１００、２００）。
− 前記出力光波（Ｗ_ＯＵＴ）の前記出力パワーが、追加のパラメータに更に依存し、
− 前記デジタル信号処理ユニット（１５０）が、前記測定されるパラメータ（Ω）に鈍感で、前記追加のパラメータに敏感な第２の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−Ｖ_π）を前記測定信号（Ｓ_ＯＵＴ）に適用することによって生成された復調された測定信号（Ｄ_{Ｖπ−ＯＵＴ}）に基づいて、前記追加のパラメータを決定するように更に適合され、
− 前記追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）が、更に前記追加のパラメータに鈍感である、請求項１に記載の測定システム（１００、２００）。
− 前記位相差ΔΦ_ｍが、各変調周期中に、４つの定数値ΔΦ_ｂ１＝π−α、ΔΦ_ｂ２＝π＋α、ΔΦ_ｂ３＝−π＋α及びΔΦ_ｂ４＝−π−αを連続的に有し、αが、π／２より小さい位相シフトであり、
− ４つの位相差値ΔΦ_ｂ１、ΔΦ_ｂ２、ΔΦ_ｂ３、ΔΦ_ｂ４のそれぞれに応じて、処理される信号が、４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４をそれぞれ有し、前記処理される信号への前記第１の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−Ω）の適用が、４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４を合計することに存し、前記４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４が、この合計に先立って、−１、＋１、＋１、−１をそれぞれ、又は＋１、−１、−１、＋１をそれぞれ掛けられ、
− 前記処理される信号への前記第２の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−Ｖ_π）の適用が、前記４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４を合計することに存し、前記４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４が、−１、＋１、−１、＋１をそれぞれ、又は＋１、−１、＋１、−１をそれぞれ事前に掛けられる、請求項２に記載の測定システム（１００、２００）。
前記第１の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−Ω）によって、且つ前記追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）によってそれぞれ実行される２つの復調が、互いに対して直角位相にある、請求項１〜３のいずれか一項に記載の測定システム（１００、２００）。
前記周期変調が変調周波数を有し、前記追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）が、偶数で割られた前記変調周波数に等しい周波数を有する周期成分に敏感である、請求項１〜３のいずれか一項に記載の測定システム（１００、２００）。
前記追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）の適用が、前記４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４を合計することに存し、前記４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４が、＋１、＋１、−１、−１をそれぞれ、又は−１、−１、＋１、＋１をそれぞれ事前に掛けられる、請求項３を依存する場合の請求項４に記載の測定システム（１００、２００）。
前記追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）の適用が、前記処理される信号が、変調周期中に有する前記４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４を合計することと、前記処理される信号が、次の変調周期中に有する前記４つの値ｘ_１、ｘ_２、ｘ_３、ｘ_４の和をそれらから引くことと、に存する、請求項３を依存する場合の請求項５に記載の測定システム（１００、２００）。
信号への前記追加の順次デジタル復調コード（ＣＳＤＮ−ＲＩＮ）の適用が、フーリエ変換を除いて、この信号に少なくとも１つの数学的演算を適用することに存する、請求項１〜７のいずれか一項に記載の測定システム（１００、２００）。
前記デジタル信号処理ユニット（１５０）が、前記追加の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}とその平均値＜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}＞との間の差Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}−＜Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}＞の絶対値の平均を計算することによって、前記追加の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の前記統計偏差σ_ＲＩＮを決定するように適合される、請求項１〜８のいずれか一項に記載の測定システム（１００、２００）。
前記最適値（β_ｏｐｔ）への前記重み付け係数βの制御が、
− 差Δσ_ＲＩＮ（β）を計算することであって、
− 前記重み付け係数βの第１のオフセット値β＋δβ用に計算された、前記追加の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の前記統計偏差σ_ＲＩＮ（β＋δβ）の第１の値と、
− 前記重み付け係数βの第２のオフセット値β−δβ用に計算された、前記追加の補償された信号Ｄ_{ＲＩＮ−ＣＯＭＰ}の前記統計偏差σ_ＲＩＮ（β−δβ）の第２の値と、
の間で、差Δσ_ＲＩＮ（β）を計算すること、及び
− この差Δσ_ＲＩＮ（β）をヌルにするために前記重み付け係数βを制御すること
によって実行される、請求項１〜９のいずれか一項に記載の測定システム（１００、２００）。
前記測定されるパラメータ（Ω）に依存する前記２つの対向伝搬波（Ｗ_１、Ｗ_２）間の非相互的な位相シフトを補償するために、前記測定信号（Ｓ_ＯＵＴ）に依存する、前記位相変調器（１３１Ｃ）により干渉計（１３０）において伝搬する前記２つの対向伝搬波（Ｗ_１、Ｗ_２）間に反動位相シフトを適用するように適合される、請求項１〜１０のいずれか一項に記載の測定システム（１００、２００）。
請求項１〜１１のいずれか一項に記載の測定システム（１００、２００）を含むジャイロスコープであって、前記測定される物理的パラメータが、前記ジャイロスコープの前記回転速度（Ω）の成分であるジャイロスコープ。
請求項１２に記載の少なくとも１つのジャイロスコープを含む慣性姿勢又はナビゲーションユニット。