JP6856441B2 - Wireless communication device and wireless communication method - Google Patents
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Description
本発明は、無線通信装置及び無線通信方法に関する。 The present invention relates to a wireless communication device and a wireless communication method.
現在、スマートフォンなどの高機能な移動通信端末が爆発的に普及している。携帯電話に関しては、第３世代移動通信から第４世代移動通信に移行し、現在ではさらに先の第５世代移動通信（通称「５Ｇ」）に関する研究開発が進められている。５Ｇでは、伝送速度の目標値に１０Ｇｂｉｔ／ｓ（ギガビット毎秒）以上が設定されており、このスモールセルでも同様の大容量の通信を行うことでトラヒックの効率的なオフロードを実現する必要がある。マクロセルにおいては長距離伝搬を許容するために周波数の低いマイクロ波帯を利用することが前提となる。しかし、既に周波数資源が枯渇しつつあるマイクロ波帯の現状を考慮し、比較的近距離での通信を想定するスモールセルでは、比較的周波数の高い準ミリ波帯またはミリ波帯の利用が想定されている。 Currently, high-performance mobile communication terminals such as smartphones are exploding. Regarding mobile phones, the transition from 3rd generation mobile communication to 4th generation mobile communication has been made, and research and development on the 5th generation mobile communication (commonly known as "5G") is currently underway. In 5G, the target value of the transmission speed is set to 10 Gbit / s (Gigabit per second) or more, and it is necessary to realize efficient offloading of traffic by performing the same large-capacity communication in this small cell. .. In macrocells, it is a prerequisite to use a low frequency microwave band to allow long-distance propagation. However, considering the current state of the microwave band, whose frequency resources are already depleted, small cells that assume communication over relatively short distances are expected to use the quasi-millimeter wave band or millimeter wave band, which have relatively high frequencies. Has been done.
図１７は、従来の無線局装置の回路構成を示す図である。図１７に示すように、無線局装置６０は、送信部６１、受信部６５、インタフェース回路６７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路６８、及び通信制御回路４１を備える。無線局装置６０は、インタフェース回路６７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路６７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。ＭＡＣ層処理回路６８は、無線局装置６０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路４１の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路６７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。ＭＩＭＯ伝送では、一つの無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６１に出力される。
FIG. 17 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional radio station device. As shown in FIG. 17, the
図１８は、無線局装置６０における送信部６１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１８に示すように、送信部６１は、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭ（ＮＳＤＭは２以上の整数）と、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔ（ＮＡｎｔは２以上の整数）と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）＆ＧＩ（Guard Interval：ガードインターバル）付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔと、Ｄ／Ａ（デジタル／アナログ）変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔと、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、送信ウエイト処理部８４０とを備えている。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭと、送信ウエイト処理部８４０とは、図１８において示した通信制御回路４１に接続されている。
FIG. 18 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the
送信ウエイト処理部８４０は、チャネル情報取得回路８４１と、チャネル情報記憶回路８４２と、送信ウエイト算出回路８４３とを備えている。ここで、図１８における送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭの添え字のＮＳＤＭは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでの回路の添え字のＮＡｎｔは、無線局装置６０が備えるアンテナ素子数を表す。
The transmission
図１８に示す構成では、一つの無線局装置６０が他の無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭは、宛先の無線局装置６０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ（Orthogonal frequency-division multiplexing：直交周波数分割多重）変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。更に、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。各アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭから加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力される。
In the configuration shown in FIG. 18, since one
加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われ、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔより送信される。
The signals input to the additive synthesis circuits 812-1 to 812-N Ant are combined for each subcarrier. The synthesized signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis by the IFFT &
なお、図１８では、各サブキャリアの信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴされた時間軸上のサンプリング信号を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔで合成することとして、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔを省略する構成（厳密には、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにこれらを含める）としてもよい。この場合、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。 In FIG. 18, after the additive synthesis of the signals of each subcarrier is performed by the additive synthesis circuit 812-1 to 812-N Ant , the Fourier process, the insertion of the guard interval, the waveform shaping, and the like are performed. Transmission signal processing circuit 811-1 to 811-N SDM performs these processes, and the IFFT sampled signal on the time axis is combined by the addition synthesis circuit 812-1 to 812-N Ant. The configuration may omit the 813 to 813-N Ant (strictly speaking, these may be included in the transmission signal processing circuit 811 to 811-N SDM). In this case, the remaining signal processing as required after the transmission weight multiplication in the transmission signal processing circuit 811-1 to 811-N SDM refers to processing such as IFFT processing, guard interval insertion, and waveform shaping.
また、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８４０に備えられている送信ウエイト算出回路８４３より取得する。送信ウエイト処理部８４０では、チャネル情報取得回路８４１において、受信部６５にて取得されたチャネル情報を通信制御回路４１経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８４２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路４１からの指示に従い、送信ウエイト算出回路８４３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８４２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。送信ウエイト算出回路８４３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭに出力する。通信制御回路４１は、無線局装置が基地局である場合には、複数の端末局装置と通信することになるため、宛先局がどの端末局装置であるかを管理する。
Further, the transmission weight to be multiplied by the transmission signal processing circuit 811-1 to 811-N SDM is acquired from the transmission
なお、本発明の背景技術においては、送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭから出力されるＮＳＤＭ系統の信号は加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。さらにこの場合、送信ウエイトの算出において、無線局装置６０と無線局装置６０の送信部６１及び受信部６５におけるアレーアンテナないしはサブサレーとの間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することも可能である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。例えば、無線局装置６０から別の無線局装置６０のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１右特異ベクトルを送信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、送信ウエイト算出回路８４３はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。
In the background of the invention, the signal of the N SDM system output from the transmission signal processing circuit 811-1~811-N SDM is synthesized by additive synthesis circuit 812-1~812-N Ant, followed The D / A converters 8141-1814-N Ant to the antenna elements 819-1 to 819-N Ant are shared, but they are individually followed without being combined by the addition synthesis circuit 812-1 to 812-N Ant. D / A converters 819-1 to 814-N Ant to antenna elements 819-1 to 819-N Ant may be mounted, and sub-arrays may be configured by antenna elements 819-1 to 819-N Ant in each. .. Further, in this case, in calculating the transmission weight, a virtual transmission line corresponding to the first singular value is used between the
図１９は、無線局装置６０における受信部６５の構成の一例を示す概略ブロック図である。図１９に示すように、受信部６５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔと、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔと、受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とを備えている。受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とは、図１７において示した通信制御回路４１に接続されている。受信ウエイト処理部８４４は、チャネル情報推定回路８４６と、受信ウエイト算出回路８４７とを備えている。
FIG. 19 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the
まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔで増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔでデジタルベースバンド信号に変換される。例えばＯＦＤＭを用いる場合には、デジタルベースバンド信号はＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔに入力され、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８４６にも入力される。
First, signals received by antenna elements 851-1~851-N Ant is amplified by the low noise amplifier 852-1~852-N Ant. The amplified signal and the local oscillation signal output from the
チャネル情報推定回路８４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局側のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと受信局側のアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔとの間のチャネル情報のチャネルベクトルをサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路８４７に出力する。受信ウエイト算出回路８４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信された信号を合成するための受信ウエイトベクトルは、信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の擬似逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭにそれぞれ入力される。
In the channel
受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭでは、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔから入力されたサブキャリアごとの信号に対し、受信ウエイト算出回路８４７から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。
In the received signal processing circuit 845-1 to 845-N SDM , the received weight input from the received
ここで、異なる受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、複数の受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。また、ＭＡＣ層処理回路６８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路６７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。ＭＡＣ層処理回路６８にて処理された受信データは、インタフェース回路６７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路４１が管理する。
Here, in the different received signal processing circuits 845-1 to 845-N SDM , signal processing of different signal sequences is performed. Further, as the received signal processing across a plurality of received signal processing circuits 845-1 to 845-N SDM , MLD, a simple MLD using QR decomposition, or the like may be used. Further, the MAC
また送信部６１と同様に、受信部６５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔからＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔまでを共用し、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔからの出力をＮＳＤＭ系統にコピーして個別の受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭに入力しているが、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔからＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔがサブアレー構成となるように実現することも可能である。
Also like the transmitting
さらにこの場合、受信ウエイトの算出において、無線局装置６０と無線局装置６０の送信部６１及び受信部６５におけるアレーアンテナないしはサブサレーとの間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することも可能である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。例えば、別の無線局装置６０から自局のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１左特異ベクトルを受信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、受信ウエイト算出回路８４７はこの第１左特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。
Further, in this case, in calculating the reception weight, a virtual transmission line corresponding to the first singular value is used between the
以上説明した上記構成の最大の特徴は、受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭや送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭで行う送受信ウエイトの乗算処理は、周波数成分ごとに異なるウエイトを用い、これに対応するため時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）するＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔ、周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換するＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔを実装するＯＦＤＭ変調方式を用いる場合には典型的であるが、異なるサブキャリアの信号は相互に直交しており、送信側で所定のサブキャリアに割り当てた信号は他のサブキャリアに漏れこむことなしに、ＦＦＴ回路８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔによりサブキャリア毎の信号に分離される。この様なサブキャリア間の信号干渉がないことを前提に処理が行われるという特徴を有している。 The most important feature of the above configuration described above is that the transmission / reception weight multiplication process performed by the received signal processing circuit 845-1 to 845-N SDM and the transmitted signal processing circuit 811 to 811-N SDM differs for each frequency component. FFT circuit 857-1 to 857-N Ant , which uses weights to convert signals on the time axis into signals on the frequency axis (separate into signals of each subcarrier), and time from signals on the frequency axis to correspond to this. It is typical when using an OFDM modulation method that implements the IFFT & GI grant circuit 813-1 to 815-N Ant that converts to an on-axis signal, but the signals of different subcarriers are orthogonal to each other and the transmitting side. The signal assigned to the predetermined subcarrier is separated into a signal for each subcarrier by the FFT circuit 857-1 to 857-N Ant without leaking to other subcarriers. It has a feature that processing is performed on the premise that there is no signal interference between such subcarriers.
また、非特許文献１には、上記の構成と異なる構成が示されている。非特許文献１に記載された無線局装置の構成においても、無線局装置の構成は図１７に示す無線局装置６０と等価な構成をとる。図１７と異なるのは送信部６１が送信部６２ａに、受信部６５が受信部６６ａに、通信制御回路４１が通信制御回路４２に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図１７に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。
Further,
図２０は、非特許文献１における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２０に示すように、送信部６２ａは、送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭと、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、送信ウエイト処理部７４０と、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭとを備えている。送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭと、送信ウエイト処理部７４０とは、通信制御回路４２に接続されている。
FIG. 20 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the transmission unit of the radio station apparatus in
送信ウエイト処理部７４０は、チャネル情報取得回路７４１と、チャネル情報記憶回路７４２と、送信ウエイト算出回路７４３とを備えている。ここで、図２０における送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭの添え字のＮＳＤＭは、同時に空間多重を行う多重数を表す。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔなどの回路の添え字のＮＡｎｔは、無線局装置６０が備えるアンテナ素子数を表す。図１８との差分は、図１８ではアンテナ系統ごとにＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔが備えられ、アンテナ系統ごとにＩＦＦＴ処理などを行うと共に、送信ウエイトの乗算は周波数領域で行っていた。しかし、送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭでは基本的に送信ウエイトを乗算せず、時間領域にて送信ウエイトを乗算するための時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭと、これに伴う送信ウエイトの信号処理を行う送信ウエイト処理部７４０が送信ウエイト処理部８４０に変えて実装されている。
The transmission
非特許文献１における技術では、一つの無線局装置６０が他の無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６２ａに入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭは、宛先の無線局装置６０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。
ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。ここでは基本的に送信ウエイトの乗算を行わず、基本的に各信号系列の変調処理等の、無線信号の送信に必要な信号処理を施す。これらの信号処理を行った後、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭからＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭに入力される。ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭでは、送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭから入力された周波数領域の信号をＩＦＦＴ処理し、さらにガードインターバルを挿入し、必要に応じて波形成形などの処理を行い、時間領域の信号に変換する。
In the technique of
Here, for example, when the OFDM modulation method is used, the signals of each signal series are modulated for each subcarrier. Here, basically, the transmission weights are not multiplied, and the signal processing necessary for transmitting the wireless signal, such as the modulation processing of each signal series, is basically performed. After these signal processing, it is inputted from the transmission signal processing circuit 711-1~711-N SDM as a signal in the frequency domain of a transmission signal in the baseband to IFFT & GI imparting circuit 313-1~313-N SDM. In the IFFT & GI granting circuit 313-13-13-N SDM , the signal in the frequency domain input from the transmission signal processing circuit 7111-1711-N SDM is subjected to IFFT processing, a guard interval is inserted, and a waveform is inserted as needed. Performs processing such as molding and converts it into a signal in the time domain.
これらの信号は時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭに入力され、ここでサンプリングデータ毎に信号系列ごとの時間軸送信ウエイトを乗算する。この時間軸送信ウエイトは、受信系において受信ウエイトを算出する際の情報ないしはこの情報にキャリブレーション処理を施した情報などをチャネル情報取得回路７４１が情報収集し、この必要な情報をチャネル情報記憶回路７４２が記憶する。チャネル情報記憶回路７４２が記憶した情報を基に、通信相手である無線局装置６０宛の時間領域の送信ウエイトを時間軸送信ウエイト算出回路７４３が算出する。この送信ウエイト処理部７４０の処理は基本的に時間領域の送信ウエイトを算出するためのもので、この様な構成以外にも、受信側で算出した時間領域の受信ウエイトに、送信／受信間のアンテナ素子ごとの複素位相の回転量を補正するキャリブレーション処理を施すことで時間軸送信ウエイトを算出しても構わない。この様な機能を備えれば、送信ウエイト処理部７４０の構成は如何なるものであっても構わない。また、この時間軸送信ウエイトは逐次更新するものであっても良いし、チャネルの時変動が無視できる場合には、一度算出したウエイトを記憶しておき、使いまわす形で利用しても構わない。
These signals are input to the time axis transmission weight multiplication circuit 761-1 to 761-N SDM , where the time axis transmission weight for each signal sequence is multiplied for each sampling data. In this time axis transmission weight, the channel
この様にして時間領域の送信ウエイトをアンテナ素子系統毎に乗算した信号は、空間多重する信号系列に亘り加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力され、サンプリングデータ毎に加算合成される。合成された信号は、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔより送信される。また通信制御回路４２は、無線局装置が基地局装置である場合には、複数の端末局装置と通信することになるため、宛先局がどの端末局装置であるかを管理し、利用する時間軸送受信ウエイトがいずれであるかを指定する。
In this way, the signal obtained by multiplying the transmission weight in the time domain for each antenna element system is input to the addition / synthesis circuit 812-1 to 812-N Ant over the spatially multiplexed signal sequence, and is added / synthesized for each sampling data. .. Combined signal, for each antenna element 819-1~819-N Ant, is converted from digital sampling data by the D / A converter 814-1~814-N Ant the baseband analog signals. Further, each analog signal is multiplied by the local oscillation signal input from the
なお、非特許文献１に記載された技術において用いる時間軸の送信ウエイトは、無線局装置６０のアンテナ素子から通信相手の無線局装置６０のアンテナ素子に向けての各チャネル行列に対する第１右特異ベクトルの近似解に相当する。なお、非特許文献１に記載された技術においては、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭから出力されるＮＳＤＭ系統の信号は加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。
The time-axis transmission weight used in the technique described in
図２１は、非特許文献１における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２１に示すように、受信部６６ａは、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔと、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔと、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭと、受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路７５７とを備えている。受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸送信ウエイト算出回路７５７とは、通信制御回路４２に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。
FIG. 21 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the receiving unit of the radio station apparatus in
まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔで増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔで時間領域のデジタルベースバンド信号に変換される。
First, signals received by antenna elements 851-1~851-N Ant is amplified by the low noise amplifier 852-1~852-N Ant. The amplified signal and the local oscillation signal output from the
この時間領域のデジタルベースバンド信号は、空間多重する各信号系列に対応した時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭに入力され、各アンテナ系統のサンプリングデータに時間領域の受信ウエイトである時間軸受信ウエイトを、サンプリングデータ毎に乗算して全アンテナ系統に対して加算する。この処理はＮＳＤＭ個の時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭで個別に実施され、その結果をＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭに出力する。ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭでは、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングでガードインターバルを除去し、それをＦＦＴ処理により時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。これらの周波数領域の信号は受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭに入力され、受信ウエイト処理部７４４より与えられる受信ウエイトを用いてサブキャリア毎に各信号系列間の相互干渉を抑圧し、必要に応じて誤り訂正などの残りの処理を実施し送信信号を再生する。この結果はＭＡＣ層処理回路６８に出力される。
The digital baseband signal in this time domain is input to the time axis reception weight multiplication circuit 755-1 to 755-N SDM corresponding to each signal sequence to be spatially multiplexed, and the sampling data of each antenna system is input to the sampling data in the time domain by the reception weight in the time domain. A certain time-axis reception weight is multiplied for each sampled data and added to all antenna systems. This process is carried out separately in N SDM pieces of time axis reception weight multiplication circuits 755-1~755-N SDM, and outputs the result to FFT circuit 257-1~257-N SDM. In the FFT circuit 257-1 to 257-N SDM , the guard interval is removed at a predetermined symbol timing determined by the timing detection circuit omitted here, and the signal in the time domain is subjected to FFT processing to obtain the signal in the frequency domain. Convert to a signal. Signals in these frequency domains are input to the reception signal processing circuits 745-1 to 745-N SDM , and mutual interference between each signal series is suppressed for each subcarrier by using the reception weight given by the reception
ここで、異なる受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われるが、複数の受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。
ここで、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭからの出力はチャネル情報推定回路７４６にも入力される。チャネル情報推定回路７４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局と受信局側の間の空間多重される信号系列間（信号系列数はＮＳＤＭ）のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路７４７に出力する。受信ウエイト算出回路７４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭに対応する受信ウエイトベクトルは信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭにそれぞれ入力される。
Here, in the different received signal processing circuits 745-1 to 745-N SDM , signal processing of different signal sequences is performed, but as received signal processing across a plurality of received signal processing circuits 745-1 to 745-N SDM. , MLD, simple MLD using QR decomposition, or the like may be used.
Here, the output from the FFT circuit 257-1 to 257-N SDM is also input to the channel
さらに、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔからの出力は、時間軸送信ウエイト算出回路７５７にも入力される。ここでは、基準アンテナのチャネル推定用の既知の信号がＯＦＤＭシンボルの１周期（ガードインターバルを除くデータ部分）ないしは整数周期分のサンプリングデータに対し、それらの相関を取る形で時間軸受信ウエイトを算出する。具体的には、空間多重される信号系列ごとに送信される、例えば第ｊアンテナの第ｋサンプルのサンプリングデータをｘｊ （ｋ）と置き、基準アンテナを第１アンテナとするならば、以下の式（１）でその信号系列の時間軸受信ウエイトは算出される。
Further, the output from the A / D converters 856-1 to 856-N Ant is also input to the time axis transmission
この係数はＮＳＤＭ系統に対して個別に求められ、それぞれが対応する個別の時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭに入力される。また送信部６２ａと同様に、受信部６６ａは、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔからＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔまでを共用し、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔからの出力をＮＳＤＭ系統にコピーして個別の時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭに入力しているが、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔからＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔがサブアレー構成となるように実現することも可能である。
This coefficient is determined separately for N SDM systems, each of which is input to the corresponding discrete time axis reception weight multiplication circuits 755-1~755-N SDM. Further, similarly to the transmitting
また、非特許文献２には、上記の各構成と異なる構成が示されている。非特許文献２に記載された無線局装置の構成においても、無線局装置の構成は図１７に示す無線局装置６０と等価な構成をとる。図１７と異なるのは送信部６１が送信部６２ｂに、受信部６５が受信部６６ｂに、通信制御回路４１が通信制御回路４３に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図１７に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。
Further, Non-Patent Document 2 shows a configuration different from each of the above configurations. Even in the configuration of the radio station device described in Non-Patent Document 2, the configuration of the radio station device has a configuration equivalent to that of the
図２２は、非特許文献２における無線局装置の送信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２２に示すように、送信部６２ｂは、送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭと、ローカル発振器８１５と、ミキサ３１６−１〜３１６−ＮＳＤＭと、フィルタ３１７−１〜３１７−ＮＳＤＭと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔと、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭと、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭと、位相制御回路６８８と、時間軸送信ウエイト算出回路６４２を備えている。送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路６４２とは、通信制御回路４３に接続されている。
FIG. 22 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the transmission unit of the radio station apparatus in Non-Patent Document 2. As shown in FIG. 22, the
非特許文献２には、時間軸送信ウエイトの算出方法が記されている。これまで説明してきた背景技術では、例えば図１９や図２１に記載の様に、アンテナ素子毎にＡ／Ｄ変換器８５６を実装しており、このＡ／Ｄ変換器８５６からのサンプリングデータを用いて、アンテナ素子毎のチャネルの推定や基準アンテナ素子と各アンテナ素子の間の相関などを直接取得することができた。しかし、非特許文献２では、後述する受信部６６ｂにおいても送信部６２ｂと同様に、移相器を用いて各アンテナ素子の信号の複素位相を回転するため、Ａ／Ｄ変換器はアンテナ素子毎ではなく空間多重される信号系列ごとに実装され、必ずしも直接的に全アンテナ素子に関する時間軸送信ウエイト及び時間軸受信ウエイトを算出できるわけではない。
Non-Patent Document 2 describes a method for calculating the time axis transmission weight. In the background technology described so far, for example, as shown in FIGS. 19 and 21, an A /
しかし、非特許文献２に示す手法などを用いて、一部のアンテナ素子を用いて無線信号の到来方向を推定し、その到来方向に向けるように全アンテナ素子の時間軸送受信ウエイトを算出することは可能である。したがって、時間軸送信ウエイト算出回路７４３は本図には記載しない何らかの到来方向推定手段などを用い、時間軸送信ウエイトを算出する機能を備えるものとする。
However, using the method shown in Non-Patent Document 2, the arrival direction of the radio signal is estimated using some antenna elements, and the time axis transmission / reception weights of all the antenna elements are calculated so as to direct the arrival direction. Is possible. Therefore, the time-axis transmission
図２０との差分は、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭと加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔが省略され、代わりに合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔ、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭ、及び位相制御回路６８８とが追加された点、及び時間軸送信ウエイト算出回路７４３が時間軸送信ウエイト算出回路６４２に変更された点である。これは、時間軸送信ウエイトの乗算処理が、図２０では時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭと加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔによりデジタル信号処理として実現していたのに対し、本背景技術では合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔ、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭにてアナログ信号処理として実現されるように変更されている。
The difference from FIG. 20 is that the time axis transmission weight multiplication circuit 761-1 to 761-N SDM and the addition synthesis circuit 812-1 to 812-N Ant are omitted, and instead the synthesizer 671-1 to 671-N Ant , The point where the phase shifter group 6811-1-681-N SDM , the distributor 673-1-673-N SDM , and the
さらにこの変更に伴い、上述のようにアンテナ素子毎にＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔ、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔ、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔが実装されていたものが、空間多重伝送の信号系列ごとにＤ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭ、ミキサ３１６−１〜３１６−ＮＳＤＭ、フィルタ３１７−１〜３１７−ＮＳＤＭとして実装されるように変更されている。一般に、ＮＡｎｔは超多数のアンテナ素子数であるためにＮＳＤＭよりも十分に大きな値となり、結果的に回路全体の部品点数が大幅に削減されることになる。また、時間軸送信ウエイト算出回路７４３と時間軸送信ウエイト算出回路６４２の差分は、時間軸送信ウエイト算出回路７４３は受信側の各アンテナ系統のＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔからの信号を基に時間軸送信ウエイトを算出しているが、時間軸送信ウエイト算出回路６４２の場合には、非特許文献２に記載の手法などを用いた何らかの手法で時間軸送信ウエイトを算出するとしている点である。
Further, with this change, as described above, a D / A converter 814-1-814-N Ant , a mixer 816-1 to 816-N Ant , and a filter 817-1 to 817-N Ant are mounted for each antenna element. What was used is implemented as a D /
以下、信号処理の詳細を図に基づいて説明する。
非特許文献２に記載された技術では、一つの無線局装置６０が他の無線局装置６０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部６２ｂに入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭは、宛先の無線局装置６０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。
Hereinafter, the details of signal processing will be described with reference to the drawings.
In the technique described in Non-Patent Document 2, since one
ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、図２３に示す有効帯域幅Ｗ’内において、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が施され、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭからＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭに入力され、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われる。 Here, for example, when the OFDM modulation method is used, within the effective bandwidth W'shown in FIG. 23, the signals of each signal series are modulated for each subcarrier, and the frequency region of the transmission signal in the base band As a signal, it is input from each transmission signal processing circuit 7111-1711-N SDM to the OFDM & GI imparting circuit 313-1 to 313-N SDM, and from the signal on the frequency axis by the OFDM & GI granting circuit 313-1 to 313-N SDM. It is converted into a signal on the time axis, and further processing such as insertion of a guard interval and waveform shaping between OFDM symbols (in the case of SC-FDE, between blocks of block transmission) is performed.
図２３は、従来技術におけるＯＦＤＭ信号の波形の具体例を示す図である。図２３において、９０１はＯＦＤＭ信号の波形領域を表し、９０２は個別のサブキャリアの信号を表し、９０３及び９０４はガードバンドのサブキャリア信号を表す。無線システムに割り当てられた帯域幅Ｗに対し、実際には隣接チャネルへの干渉を抑えるために未使用のサブキャリア９０３、９０４より構成されるガードバンドが帯域幅の両側に存在し、この結果として実際に利用可能な有効帯域幅Ｗ’は帯域幅Ｗよりも若干小さめの幅となる。ここで、「有効」とは、データ伝送に利用可能であることを意味する。すなわち、「有効帯域幅」とは、データ伝送に利用可能な帯域幅であることを意味する。図２３では、「有効帯域幅」は、帯域幅Ｗからガードバンドを除いた帯域幅である。ガードバンドは、周波数の混信を防ぐために設けられる。そのため、ガードバンドに信号を載せることは混信を防ぐ意味で好ましくない。このように、「有効帯域幅」は、データ伝送に利用可能な帯域幅であることを意味する。
FIG. 23 is a diagram showing a specific example of the waveform of the OFDM signal in the prior art. In FIG. 23, 901 represents the waveform region of the OFDM signal, 902 represents the individual subcarrier signals, and 903 and 904 represent the guard band subcarrier signals. With respect to the bandwidth W allocated to the wireless system, guard bands composed of
ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭにて時間領域の信号に変換されたデジタル・サンプリング・データは、空間多重される信号系統ごとに、Ｄ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ３１６−１〜３１６−ＮＳＤＭで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ３１７−１〜３１７−ＮＳＤＭで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭでアンテナ素子毎の信号に分配する。すなわち、ＮＡｎｔ系統のアンテナ毎の信号が、ＮＳＤＭセット分だけ出力されている。
The digital sampling data converted into time domain signals by the IFFT & GI grant circuit 313-1 to 313-N SDM is the D /
例えば、第１系統目の信号系列の信号は、移相器群６８１−１の中のＮＡｎｔ個の移相器を用い、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与え、それらを合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔに入力する。同様に、第２系統目から第ＮＳＤＭ系統の信号系列の信号は、移相器群６８１−２〜６８１−ＮＳＤＭの中のそれぞれＮＡｎｔ個の移相器を用い、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与え、それらを合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔに入力する。合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔでは、これらの信号をアンテナ素子毎に合成し、これをハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔで増幅し、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔから信号を送信する。 For example, for the signal of the signal series of the first system, N Ant phase shifters in the phase shifter group 681-1 are used, and the amount of rotation of the complex phase for each antenna system is independently given to them. Is input to the synthesizer 671-1 to 671-N Ant. Similarly, for the signals of the signal series of the second to N SDM systems, N Ant phase shifters in the phase shifter group 681-2-681-N SDM are used, and each antenna system is used. The amount of rotation of the complex phase is given independently, and they are input to the synthesizer 671-1 to 671-N Ant. The synthesizer 671-1 to 671-N Ant synthesizes these signals for each antenna element, amplifies them with a high power amplifier 818-1 to 818-N Ant , and antenna elements 819-1 to 819-N Ant. Send a signal from.
なお、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭの中のそれぞれＮＡｎｔ個の移相器での位相回転量は位相制御回路６８８より指示する。位相制御回路６８８は、時間軸送信ウエイト算出回路６４２で算出した位相の回転量をＥｘｐ（ｊθ）形式の複素数から角度θに変換し、その位相量（角度θ）を移相器に設定する。通信制御回路は４３、例えば無線局装置６０が基地局装置であれば、通信相手局の情報を時間軸送信ウエイト算出回路６４２に指示し、時間軸送信ウエイト算出回路６４２ではこの情報を基に適用する位相情報を選択する。
The amount of phase rotation in each of the N Ant phase shifters in the phase shifter group 681-1 to 681-N SDM is indicated by the
なお、非特許文献２に記載された技術においても同様に、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭから移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭまでのＮＳＤＭ系統を合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔで合成し、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔを各信号系列で共用する構成をとるが、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔで合成することなく個別に後続するハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。
またその他の注意事項に関しては、他の背景技術に関する説明と同様であるのでここでは説明を省略する。
Incidentally, also in the technique described in Non-Patent Document 2, the N SDM system from the distributor 673-1~673-N SDM to phase shifter group 681-1~681-N SDM combiner 671-1 synthesized in ~671-N Ant, an antenna element 819-1~819-N Ant from high-power amplifier 818-1~818-N Ant take the configuration shared by each signal sequence, the combiner 671-1～671 from high-power amplifier 818-1~818-N Ant subsequent individually to without synthesized -N Ant to the antenna element 819-1~819-N Ant individually mounted antenna element in each 819-1～819 A sub-array may be configured by −N Ant.
Further, other precautions are the same as the explanations regarding other background technologies, and thus the description thereof will be omitted here.
図２４は、非特許文献２における無線局装置の受信部の構成の一例を示す概略ブロック図である。図２４に示すように、受信部６６ｂは、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ２５４−１〜２５４−ＮＳＤＭと、フィルタ２５５−１〜２５５−ＮＳＤＭと、Ａ／Ｄ変換器２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭと、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭと、受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路６５７とを備えている。受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路６５７とは、通信制御回路４３に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７、位相制御回路６７８とを備えている。
FIG. 24 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the receiving unit of the radio station device in Non-Patent Document 2. As shown in FIG. 24, the receiving
上述の非特許文献２には、時間軸送信ウエイトと同様に時間軸受信ウエイトの算出方法が記されている。しかし、本図に示すように、受信部６６ｂにおいても送信部６２ｂと同様に、移相器を用いて各アンテナ素子の信号の複素位相を回転するため、Ａ／Ｄ変換器はアンテナ素子毎ではなく空間多重される信号系列ごとに実装され、必ずしも直接的に全アンテナ素子に関する時間軸送信ウエイト及び時間軸受信ウエイトを算出できるわけではない。
The above-mentioned Non-Patent Document 2 describes a method of calculating the time-axis reception weight as well as the time-axis transmission weight. However, as shown in this figure, since the receiving
しかし、非特許文献２に示す手法などを用いて、一部のアンテナ素子を用いて無線信号の到来方向を推定し、その到来方向に向けるように全アンテナ素子の時間軸送受信ウエイトを算出することは可能である。本発明では、その時間軸送受信ウエイトの算出方法として如何なる手法を用いたとしても、位相雑音の補償処理を実施することは可能であるため、その技術の詳細についてはここでは省略する。したがって、時間軸受信ウエイト算出回路７５７は本図には記載しない何らかの到来方向推定手段などを用い、時間軸受信ウエイトを算出する機能を備えるものとする。
However, using the method shown in Non-Patent Document 2, the arrival direction of the radio signal is estimated using some antenna elements, and the time axis transmission / reception weights of all the antenna elements are calculated so as to direct the arrival direction. Is possible. In the present invention, no matter what method is used to calculate the time axis transmission / reception weight, it is possible to carry out the phase noise compensation process, and therefore the details of the technique will be omitted here. Therefore, the time axis reception
図２１との差分は、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭが省略され、代わりに分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔ、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭ、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭ、及び位相制御回路６７８とが追加された点、及び時間軸受信ウエイト算出回路７５７が時間軸受信ウエイト算出回路６５７に変更された点である。これは、時間軸受信ウエイトの乗算処理が、図２１では時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭによりデジタル信号処理として実現していたのに対し、本背景技術では分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔ、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭ、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭにてアナログ信号処理として実現されるように変更されている。
The difference from FIG. 21 is that the time axis reception weight multiplication circuit 755-1 to 755-N SDM is omitted, and instead the distributor 672-1 to 672-N Ant and the phase shifter group 682-1 to 682-N SDM are used. , The synthesizer 674-1 to 674-N SDM , and the
さらにこの変更に伴い、上述のようにアンテナ素子毎にＡ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔ、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔ、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔが実装されていたものが、空間多重伝送の信号系列ごとにＡ／Ｄ変換器２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭ、ミキサ２５４−１〜２５４−ＮＳＤＭ、フィルタ２５５−１〜２５５−ＮＳＤＭとして実装されるように変更されている。一般に、ＮＡｎｔは超多数のアンテナ素子数であるためにＮＳＤＭよりも十分に大きな値となり、結果的に回路全体の部品点数が大幅に削減されることになる。また、時間軸受信ウエイト算出回路７５７と時間軸受信ウエイト算出回路６５７の差分は、時間軸受信ウエイト算出回路７５７は各アンテナ系統のＡ／Ｄ変換器２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭからの信号を受けて、式（６）より時間軸受信ウエイトを算出しているが、時間軸受信ウエイト算出回路６５７の場合に非特許文献２に記載の手法などを用いた何らかの手法で時間軸受信ウエイトを算出するとしている点である。
Further, with this change, as described above, an A / D converter 856-1 to 856-N Ant , a mixer 854-1 to 854-N Ant , and a filter 855-1 to 855-N Ant are mounted for each antenna element. What was used is implemented as an A / D converter 256-1 to 256-N SDM , a mixer 254-1 to 254-N SDM , and a filter 255-1 to 255-N SDM for each signal sequence of spatial multiplex transmission. Has been changed to. In general, N Ant has a value sufficiently larger than that of NSDM because it has a very large number of antenna elements, and as a result, the number of parts in the entire circuit is significantly reduced. Further, the difference between the time axis reception
以下、信号処理の詳細を図に基づいて説明する。
非特許文献２に記載された技術では、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔで増幅される。増幅された信号は、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔで空間多重された信号系列ごと（ＮＳＤＭ系統）に分配され、それぞれの信号系列ごとに移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭに入力される。例えば、移相器群６８２−１にはＮＡｎｔ個の移相器が実装されており、各アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与える。これらのアンテナ素子毎のＮＡｎｔ系統の信号は合成器６７４−１に入力され、第１系統の信号系列の信号がミキサ２５４−１に出力される。同様に、移相器群６８２−２〜６８２−ＮＳＤＭに入力された信号は、それぞれＮＡｎｔ個の移相器を用い、アンテナ系統毎の複素位相の回転量をそれぞれ独立で与える。これらのアンテナ素子毎のＮＡｎｔ系統の信号は合成器６７４−２〜６７４−ＮＳＤＭに入力され、第２〜第ＮＳＤＭ系統の信号系列の信号がミキサ２５４−２〜２５４−ＮＳＤＭに出力される。この様にして、アンテナ素子毎のＮＡｎｔ系統の信号は空間多重される信号系列毎のＮＳＤＭ系統の信号に変換される。
Hereinafter, the details of signal processing will be described with reference to the drawings.
In the technique described in Non-Patent Document 2, signals received by antenna elements 851-1~851-N Ant is amplified by the low noise amplifier 852-1~852-N Ant. The amplified signal is distributor 672-1~672-N each spatially multiplexed signal sequences with Ant (N SDM strain) is distributed to the phase shifter group 682-1~682-N for each of the signal sequence Input to SDM. For example, N Ant number of phase shifters are mounted in the phase shifter group 682-1, and the amount of rotation of the complex phase for each antenna system is independently given. The N Ant system signal for each of these antenna elements is input to the synthesizer 674-1, and the signal of the first system signal system is output to the mixer 254-1. Similarly, each signal input to the phase shifter group 682-2-682-N SDM uses N Ant phase shifters, and independently gives the amount of rotation of the complex phase for each antenna system. The signals of the N Ant system for each of these antenna elements are input to the synthesizer 674-2-674-N SDM, and the signals of the signal series of the 2nd and 2nd N SDM systems are output to the mixer 254-2 to 254-N SDM. Will be done. In this way, the N Ant system signal for each antenna element is converted into the NSDM system signal for each spatially multiplexed signal series.
これらの信号は、ローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とミキサ２５４−１〜２５４−ＮＳＤＭにて乗算され、これらの信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ２５５−１〜２５５−ＮＳＤＭで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭで時間領域のデジタルベースバンド信号に変換され、これをＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭに出力する。ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭでは、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングでガードインターバルを除去し、それをＦＦＴ処理により時間領域の信号を周波数領域の信号に変換する。これらの周波数領域の信号は受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭに入力され、受信ウエイト処理部７４４より与えられる受信ウエイトを用いてサブキャリア毎に各信号系列間の相互干渉を抑圧し、必要に応じて誤り訂正などの残りの処理を実施し送信信号を再生する。この結果はＭＡＣ層処理回路６８に出力される。
These signals are multiplied by the local oscillator signal output from the
ここで、異なる受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われるが、複数の受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。
ここで、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭからの出力はチャネル情報推定回路７４６にも入力される。チャネル情報推定回路７４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局と受信局側の間の空間多重される信号系列間（信号系列数はＮＳＤＭ）のチャネル情報をサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路７４７に出力する。受信ウエイト算出回路７４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。
Here, in the different received signal processing circuits 745-1 to 745-N SDM , signal processing of different signal sequences is performed, but as received signal processing across a plurality of received signal processing circuits 745-1 to 745-N SDM. , MLD, simple MLD using QR decomposition, or the like may be used.
Here, the output from the FFT circuit 257-1 to 257-N SDM is also input to the channel
この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭに対応する受信ウエイトベクトルは信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭにそれぞれ入力される。 Regarding this reception weight, for example, as described above, a ZF type pseudo inverse matrix is used, or an MMSE type reception weight matrix is used. At this time, the reception weight vector corresponding to the reception signal processing circuit 745-1 to 745-N SDM differs for each signal sequence, and corresponds to a row vector such as the above-mentioned ZF type inverse matrix or MMSE type reception weight matrix. It is input to each of the received signal processing circuits 745-1 to 745-N SDM corresponding to the signal sequence to be extracted.
なお、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭの中のそれぞれＮＡｎｔ個の移相器での位相回転量は位相制御回路６７８より指示する。位相制御回路６７８は、時間軸受信ウエイト算出回路６５７で算出した位相の回転量をＥｘｐ（ｊθ）形式の複素数から角度θに変換し、その位相量（角度θ）を移相器に設定する。通信制御回路は４３、例えば無線局装置６０が基地局装置であれば、通信相手局の情報を時間軸受信ウエイト算出回路６５７に指示し、時間軸受信ウエイト算出回路６５７ではこの情報を基に適用する位相情報を選択する。
ここで、送信側の移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭと受信側の移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭにおいて共通した注意事項であるが、ここで与える位相回転量は前述の非特許文献１に関する説明の中の式（１）に相当する複素位相を回転させることになるが、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ及び移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭにおける移相器にて複素位相θを回転させることは、通常は遅延線による遅延の付加により複素位相をθだけ遅らせることになるため、非特許文献１に記載の式（１）などで得られる係数の複素位相とは符号が逆になる点が注意すべき点である。すなわち、式（１）で得られた係数において「正の実数×Ｅｘｐ（ｊφ）」なる係数が得られた場合、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ及び移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭにおける移相器に設定すべき複素位相θはθ＝−φの様に与えることになる。
The amount of phase rotation in each of the N Ant phase shifters in the phase shifter group 682-1 to 682-N SDM is indicated by the
Here, it is a common note in the phase shifter group 681-1-681-N SDM on the transmitting side and the phase shifter group 682-1-682-N SDM on the receiving side, but the phase rotation amount given here is The complex phase corresponding to the equation (1) in the above description of
なお、非特許文献２に記載された技術においても同様に、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔからの信号は分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔにて分配され、これにより移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭから合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭまでのＮＳＤＭ系統はアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔを共用した構成となっているが、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔで分配することなく個別にアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。
またその他の注意事項に関しては、他の背景技術に関する説明と同様であるのでここでは説明を省略する。
Similarly, in the technique described in Non-Patent Document 2, the signals from the antenna elements 851 to 851-N Ant and the
Further, other precautions are the same as the explanations regarding other background technologies, and thus the description thereof will be omitted here.
一般的に無線通信においては、送受信データに変調処理を加えた送受信信号であるベースバンド信号から、実際に通信で用いる無線周波数信号に変換するために、無線周波数のローカル発振器からの信号と上述のベースバンド信号とがミキサにおいて乗算されて周波数変換される。この際、ミキサにはローカル発振器からの正弦波信号が入力されることになるが、ミリ波の様に高い周波数帯になると、正弦波信号に対して位相が若干ふらつく現象が発生し、これが雑音として振る舞い通信特性を劣化させることになる。これは位相雑音と呼ばれるもので、位相雑音を伴わない場合の正弦波信号を周波数領域で見れば、中心周波数の成分のみに信号密度が集中しているのに対し、位相雑音を伴う場合には中心周波数の周りに他の周波数成分を伴った分布を示すことになる。つまり、あるサブキャリアの信号に着目すれば、そのサブキャリアの送信信号が受信局側ではそのサブキャリアに隣接する他の周波数成分に漏れ出していることを意味し、ＯＦＤＭ変調方式の場合であればサブキャリア間の直交性が破れ、サブキャリア間干渉が生じた状態となっていることになる。 Generally, in wireless communication, in order to convert a baseband signal, which is a transmission / reception signal obtained by modifying transmission / reception data, into a radio frequency signal actually used in communication, a signal from a local oscillator of radio frequency and the above-mentioned signal are used. The baseband signal is multiplied by the mixer and frequency converted. At this time, a sine wave signal from a local oscillator is input to the mixer, but in a high frequency band such as millimeter waves, a phenomenon occurs in which the phase of the sine wave signal fluctuates slightly, which is noise. As a result, the communication characteristics will be deteriorated. This is called phase noise, and when looking at the sinusoidal signal without phase noise in the frequency domain, the signal density is concentrated only in the central frequency component, whereas with phase noise, the signal density is concentrated. It will show a distribution with other frequency components around the center frequency. In other words, focusing on the signal of a certain subcarrier, it means that the transmission signal of that subcarrier leaks to other frequency components adjacent to that subcarrier on the receiving station side, even in the case of the OFDM modulation method. In this case, the orthogonality between the subcarriers is broken, and interference between the subcarriers occurs.
この様な位相雑音の影響を低減するため、一般のミリ波帯のシステムではシングルキャリア伝送を採用することが多い。例えば、シングルキャリア伝送の最大の弱点は反射波成分による周波数選択性の歪であるが、送信局、受信局に大開口のパラボラアンテナ等を実装し、１対１の対向通信を行う場合にはパラボラアンテナで形成されるペンシルビームが反射波の影響を抑え、歪のない綺麗な波形での通信を可能とする。位相雑音は、ローカル信号の周波数の揺らぎに起因しているため、短時間では大きな問題とはならないが、ある程度の時間スケールではその揺らぎの累積として無視できない影響を与える。したがって、例えばシングルキャリア伝送のシステムでは受信信号から位相雑音に伴う複素位相の累積を推定し、これをキャンセルする処理を行うことで位相雑音の影響を低減する。 In order to reduce the influence of such phase noise, a single carrier transmission is often adopted in a general millimeter wave band system. For example, the biggest weakness of single carrier transmission is the distortion of frequency selectivity due to the reflected wave component, but when a parabolic antenna with a large aperture is mounted on the transmitting station and receiving station and one-to-one opposite communication is performed. The pencil beam formed by the parabolic antenna suppresses the influence of reflected waves and enables communication with a clean waveform without distortion. Since the phase noise is caused by the fluctuation of the frequency of the local signal, it does not become a big problem in a short time, but it has a non-negligible effect as the accumulation of the fluctuation on a certain time scale. Therefore, for example, in a single carrier transmission system, the influence of phase noise is reduced by estimating the accumulation of complex phases accompanying the phase noise from the received signal and performing a process of canceling the accumulation.
具体的には、位相雑音の累積としての位相誤差が大きくなる前の段階で、受信局において一旦信号検出を行い、誤り訂正の後に送信側の送信信号を再生する。その後、受信局において、再生された信号を送信側と同様に符号化及び変調処理を行い、伝搬チャネル上での振幅の減衰及び複素位相の回転に相当する伝達関数を乗算し、受信信号のレプリカ信号を生成する。ここで乗算する伝達関数は、受信を開始した時の先頭領域に付与されていたトレーニング信号などを用いて行う。そのため、時間とともに位相雑音が累積して複素位相成分に誤差が生じてくる。したがって、このトレーニング信号などから取得した伝達関数を用いて生成したレプリカ信号に対し、実際の受信信号は複素位相が全体的にオフセットがついている状況となる。そこで、このレプリカ信号と実際の受信信号の差分の複素雑音を取得して統計的な処理を行う。 Specifically, before the phase error as the accumulation of phase noise becomes large, the receiving station once detects the signal, corrects the error, and then reproduces the transmitted signal on the transmitting side. After that, the receiving station encodes and modulates the reproduced signal in the same manner as on the transmitting side, multiplies the transfer function corresponding to the attenuation of the amplitude and the rotation of the complex phase on the propagation channel, and replicates the received signal. Generate a signal. The transfer function to be multiplied here is performed by using the training signal or the like given to the head region when the reception is started. Therefore, phase noise accumulates with time, causing an error in the complex phase component. Therefore, the actual received signal has a complex phase offset as a whole with respect to the replica signal generated by using the transfer function acquired from this training signal or the like. Therefore, the complex noise of the difference between the replica signal and the actual received signal is acquired and statistically processed.
一般に、熱雑音は受信信号の複素空間上で等方的な白色のガウス雑音と見做せるので、ある程度のサンプル数で平均化すると複素空間上の原点に集約する。しかし、位相雑音により複素位相のオフセットが定常的に付加されている場合には、その熱雑音が原点に集約しない。この様に、所定の周期でレプリカ信号と実際の受信信号の差分を統計的に処理することで、複素位相に加わる定常的なオフセットを逐次推定し、その推定されたオフセットをキャンセルする信号処理を行う。この様に、逐次、位相雑音の累積値を予測して追跡するトラッキング処理を行うことで、位相雑音をキャンセルすることが可能である。 In general, thermal noise can be regarded as isotropic white Gaussian noise in the complex space of the received signal, so if it is averaged with a certain number of samples, it will be aggregated at the origin in the complex space. However, when a complex phase offset is constantly added due to phase noise, the thermal noise is not aggregated at the origin. In this way, by statistically processing the difference between the replica signal and the actual received signal at a predetermined period, the steady offset applied to the complex phase is sequentially estimated, and the signal processing that cancels the estimated offset is performed. Do. In this way, it is possible to cancel the phase noise by sequentially performing the tracking process that predicts and tracks the cumulative value of the phase noise.
以上の受信信号のレプリカ信号を生成する処理は、シングルキャリアの信号を正常に信号検出できることを前提としている。しかし、空間多重された信号を扱う場合は、複数の信号系列が混信した状態で受信されるため、信号分離をしなければ受信信号のレプリカ信号を生成することはできない。信号分離を行うためには、一般的には周波数成分ごとに異なる係数を用いて相互の信号系列間の干渉成分を抑圧する。例えばＯＦＤＭ変調方式では、ＯＦＤＭシンボル長の信号からガードインターバルを除去し、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）により時間領域の信号から周波数領域の信号に変換する。このＯＦＤＭシンボル長には、有効なデータ領域とシンボル間干渉を除去するためのガードインターバルが含まれており、ガードインターバル長は排除すべき遅延波の遅延時間相当の値を設定する。 The process of generating the replica signal of the above received signal is premised on the fact that the signal of the single carrier can be detected normally. However, when handling spatially multiplexed signals, since a plurality of signal sequences are received in a state of interference, it is not possible to generate a replica signal of the received signal without signal separation. In order to perform signal separation, generally, interference components between mutual signal sequences are suppressed by using different coefficients for each frequency component. For example, in the OFDM modulation method, the guard interval is removed from the signal having the OFDM symbol length, and the signal in the time domain is converted into the signal in the frequency domain by FFT (Fast Fourier Transform). This OFDM symbol length includes a valid data area and a guard interval for removing interference between symbols, and the guard interval length is set to a value corresponding to the delay time of the delayed wave to be excluded.
このガードインターバルは、実際には受信信号処理（ＦＦＴ処理）には用いずに廃棄するため、「有効なデータ領域の時間長」を「ＯＦＤＭシンボル長」で除算した値が信号伝送時の効率となる。この効率をある程度高い値に収めるため、ＯＦＤＭシンボル長は排除すべき遅延波の遅延時間の数倍程度の値を設定する必要があり、このＯＦＤＭシンボル長内に発生する位相の揺らぎがＦＦＴした信号の周波数成分の直交性の破れにつながる。上述のシングルキャリア伝送時のトラッキング処理は、このＯＦＤＭシンボル長よりも十分に短い時間スケールで位相の揺らぎを補償するのであるが、周波数領域での信号処理を行う場合にはＯＦＤＭシンボル長の中で生じた位相雑音が累積し、無視できないレベルでの周波数成分の直交性の破れとなって現れる。 Since this guard interval is not actually used for received signal processing (FFT processing) and is discarded, the value obtained by dividing the "effective data area time length" by the "OFDM symbol length" is the efficiency during signal transmission. Become. In order to keep this efficiency at a high value to some extent, it is necessary to set the OFDM symbol length to a value several times the delay time of the delayed wave to be excluded, and the signal in which the phase fluctuation generated within this OFDM symbol length is FFT. This leads to the breaking of the orthogonality of the frequency components of. The above-mentioned tracking process at the time of single carrier transmission compensates for the phase fluctuation on a time scale sufficiently shorter than this OFDM symbol length, but when performing signal processing in the frequency domain, it is within the OFDM symbol length. The generated phase noise accumulates and appears as a break in the orthogonality of the frequency components at a non-negligible level.
すなわち、従来のシングルキャリア伝送における位相雑音補償技術を適用するためには、空間多重伝送されて混信した信号の信号分離処理を事前に必要とするが、信号分離処理を行うためには受信信号のＦＦＴ処理を行い周波数領域において送受信ウエイトの乗算処理を行う必要がある。ＦＦＴ処理を行うと周波数成分間の直交性が破れるため、ＦＦＴを行う前には位相雑音補償を事前に行う必要があるが、位相雑音補償を行うためには空間多重された信号の信号分離が必要となる。この様に、従来技術においては空間多重伝送された信号に対しては、位相雑音補償が行うことができない。そのため、サブキャリア間干渉によりスループットが低下してしまうという問題があった。 That is, in order to apply the phase noise compensation technique in the conventional single carrier transmission, it is necessary to perform signal separation processing of the signal that has been spatially multiplexed and interfered in advance, but in order to perform the signal separation processing, the received signal It is necessary to perform FFT processing and multiply transmission / reception weights in the frequency domain. Since the orthogonality between frequency components is broken when FFT processing is performed, it is necessary to perform phase noise compensation in advance before performing FFT processing, but in order to perform phase noise compensation, signal separation of spatially multiplexed signals is required. You will need it. As described above, in the prior art, phase noise compensation cannot be performed on a signal that has been spatially multiplexed and transmitted. Therefore, there is a problem that the throughput is lowered due to the interference between subcarriers.
上記事情に鑑み、本発明は、ミリ波等の高周波数帯を用いた無線伝送において、サブキャリア間干渉によるスループットの低下を抑制することができる技術の提供を目的としている。 In view of the above circumstances, an object of the present invention is to provide a technique capable of suppressing a decrease in throughput due to interference between subcarriers in wireless transmission using a high frequency band such as millimeter waves.
本発明の一態様は、第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置であって、前記第１の無線通信装置は、有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内の該空き領域を除く領域ないしはその一部において、伝送すべき情報を含む送信信号を生成する送信信号生成手段と、前記有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成及び前記送信信号生成手段により生成した送信信号に付与するパイロット信号付与手段と、前記パイロット信号付与手段により生成された前記パイロット信号を含む送信信号を無線周波数で送信する送信手段と、を備え、前記第２の無線通信装置は、前記無線周波数の信号を受信する受信手段と、該受信手段で受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号に対し、時間領域のサンプリング信号から周波数領域の信号に変換する時間／周波数信号変換手段と、時間／周波数信号変換手段からの出力において、前記パイロット信号の周波数成分と、該パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、抽出された信号の周波数成分ごとの係数を基に位相雑音のレプリカを生成する位相雑音レプリカ生成手段と、該位相雑音のレプリカと、前記時間領域のサンプリング信号ないしは前記時間領域のサンプリング信号に基づいて修正されたサンプリング信号とを用いて位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成する位相雑音補償手段と、該位相雑音補償手段からの出力信号を基に、前記第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生するデータ再生手段と、を備えたことを特徴とする無線通信装置である。 One aspect of the present invention is a wireless communication device in a wireless communication system including a first wireless communication device and a second wireless communication device, and the first wireless communication device is a predetermined wireless communication device within an effective bandwidth. A transmission signal generation means that generates a transmission signal including information to be transmitted in an area other than the free area or a part of the free area in the frequency area as a free area, and a predetermined transmission signal generation means in the effective bandwidth. A pilot signal imparting means for generating a pilot signal without a valid signal component at least in an adjacent frequency component to a frequency component and applying the pilot signal to the transmission signal generated by the transmission signal generating means, and a pilot signal imparting means generated by the pilot signal adding means. The second radio communication device includes a transmitting means for transmitting a transmission signal including the pilot signal at a radio frequency, and the second radio communication device includes a receiving means for receiving the signal at the radio frequency and a signal or a signal received by the receiving means. With respect to the frequency-converted signal, the time / frequency signal conversion means for converting the sampled signal in the time region into the signal in the frequency region, and the frequency component of the pilot signal in the output from the time / frequency signal conversion means. A phase noise that extracts a signal in a frequency region including a plurality of peripheral frequency components including at least adjacent frequency components of the pilot signal and generates a replica of the phase noise based on the coefficient for each frequency component of the extracted signal. Phase noise that generates a sampling signal that is phase noise compensated by using the replica generation means, the replica of the phase noise, and the sampling signal in the time region or the sampling signal corrected based on the sampling signal in the time region. The wireless communication device is characterized by comprising a compensation means and a data reproduction means for reproducing data transmitted from the first wireless communication device based on an output signal from the phase noise compensation means. ..
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記パイロット信号付与手段は、前記有効帯域幅の両端またはその一方の周波数成分に対してパイロット信号用のサブキャリアを割り当て、隣接するサブキャリアを含む周辺のサブキャリアを空きサブキャリアとする。 One aspect of the present invention is the wireless communication device, wherein the pilot signal imparting means allocates subcarriers for pilot signals to frequency components at both ends or one of the effective bandwidths, and adjacent subs. The surrounding subcarriers including the carrier are regarded as empty subcarriers.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記パイロット信号付与手段は、所定の周波数の正弦波信号ないしは複数の所定の周波数の正弦波信号の合成信号の１周期またはその整数倍の長さのサンプリングデータを記憶するメモリと、該メモリから当該サンプリングデータを所定の間隔で繰り返し読みだすことによって、連続的な前記パイロット信号の時間領域信号を出力するパイロット信号出力手段と、をさらに備える。 One aspect of the present invention is the wireless communication device, wherein the pilot signal imparting means is one cycle of a sine wave signal of a predetermined frequency or a composite signal of a plurality of sine wave signals of a predetermined frequency, or an integral multiple thereof. Further, a memory for storing sampling data of the length of the above, and a pilot signal output means for outputting a continuous time region signal of the pilot signal by repeatedly reading the sampling data from the memory at predetermined intervals. Be prepared.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記位相雑音レプリカ生成手段は、１以上の正の整数ＮＰＮ及び−ＮＰＮ≦ｋ’≦ＮＰＮとなる整数ｋ’に対し、前記時間／周波数信号変換手段により取得される第ｋ周波数成分の前記パイロット信号の係数βｋ及び第（ｋ＋ｋ’）周波数成分の係数βｋ＋ｋ’を基に、時刻ｔのサンプリングデータを以下の式（５）ないしはこの逆数で与えられるサンプリングデータを位相雑音のレプリカとして生成する。 One aspect of the present invention is the above-mentioned wireless communication device, wherein the phase noise replica generation means has a positive integer N PN of 1 or more and an integer k'for which -N PN ≤ k'≤ N PN . the time / based on 'factor beta k + k of the frequency component coefficient beta k and a (k + k)' of the pilot signal of the k frequency component acquired by frequency signal converting means, the following equation sampling data at time t ( 5) Or, the sampling data given by the reciprocal of this is generated as a replica of the phase noise.
本発明の一態様は、上記の無線通信装置であって、前記位相雑音補償手段は、前記パイロット信号及び該パイロット信号の周辺の所定の周波数成分を受信信号から除去する除去手段をさらに備える。 One aspect of the present invention is the wireless communication device, wherein the phase noise compensating means further includes a removing means for removing the pilot signal and a predetermined frequency component around the pilot signal from the received signal.
本発明の一態様は、第１の無線通信装置と第２の無線通信装置とを備える無線通信システムにおける無線通信装置が行う無線通信方法であって、前記第１の無線通信装置が、有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内の該空き領域を除く領域ないしはその一部において、伝送すべき情報を含む送信信号を生成する送信信号生成ステップと、前記第１の無線通信装置が、前記有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成及び前記送信信号生成ステップにより生成した送信信号に付与するパイロット信号付与ステップと、前記第１の無線通信装置が、前記パイロット信号付与ステップにより生成された前記パイロット信号を含む送信信号を無線周波数で送信する送信ステップと、前記第２の無線通信装置が、前記無線周波数の信号を受信する受信ステップと、前記第２の無線通信装置が、該受信ステップにおいて受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号に対し、時間領域のサンプリング信号から周波数領域の信号に変換する時間／周波数信号変換ステップと、前記第２の無線通信装置が、時間／周波数信号変換ステップにおける出力において、前記パイロット信号の周波数成分と、該パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、抽出された信号の周波数成分ごとの係数を基に位相雑音のレプリカを生成する位相雑音レプリカ生成ステップと、前記第２の無線通信装置が、該位相雑音のレプリカと、前記時間領域のサンプリング信号ないしは前記時間領域のサンプリング信号に基づいて修正されたサンプリング信号とを用いて位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成する位相雑音補償ステップと、前記第２の無線通信装置が、該位相雑音補償ステップにおける出力信号を基に、前記第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生するデータ再生ステップと、を有することを特徴とする無線通信方法である。 One aspect of the present invention is a wireless communication method performed by a wireless communication device in a wireless communication system including a first wireless communication device and a second wireless communication device, wherein the first wireless communication device has an effective band. A transmission signal generation step of generating a transmission signal including information to be transmitted in or a part of an area other than the free area in the effective bandwidth with a predetermined frequency region within the width as a free area, and the first. Wireless communication device generates a pilot signal without a valid signal component at least in an adjacent frequency component for a predetermined frequency component within the effective bandwidth, and applies the pilot signal to the transmission signal generated by the transmission signal generation step. The pilot signal addition step, the transmission step in which the first wireless communication device transmits a transmission signal including the pilot signal generated by the pilot signal application step at a radio frequency, and the second wireless communication device With respect to the reception step of receiving the signal of the radio frequency and the signal received by the second wireless communication device in the reception step or the signal obtained by frequency-converting the signal, the sampled signal in the time region is changed to the signal in the frequency region. A plurality of time / frequency signal conversion steps to be converted and a plurality of wireless communication devices including the frequency component of the pilot signal and at least adjacent frequency components of the pilot signal in the output in the time / frequency signal conversion step. The phase noise replica generation step of extracting a signal in a frequency region including peripheral frequency components and generating a replica of phase noise based on the coefficient for each frequency component of the extracted signal, and the second wireless communication device A phase noise compensation step that generates a sampling signal for which phase noise compensation has been made using a replica of the phase noise and a sampling signal in the time region or a sampling signal modified based on the sampling signal in the time region. The second wireless communication device includes a data reproduction step of reproducing data transmitted from the first wireless communication device based on an output signal in the phase noise compensation step. The method.
本発明により、ミリ波等の高周波数帯を用いた無線伝送において、位相雑音に起因したサブキャリア間干渉によるスループットの低下を抑制することが可能となる。 INDUSTRIAL APPLICABILITY According to the present invention, in wireless transmission using a high frequency band such as millimeter waves, it is possible to suppress a decrease in throughput due to interference between subcarriers due to phase noise.
（概要）
先に行った説明では、位相雑音が複数の周波数成分の間の直交性を破り、例えばＯＦＤＭ変調方式の場合を例にとれば、サブキャリアＡの信号の成分がサブキャリアＢに混信し、同様にサブキャリアＢの信号がサブキャリアＡに混信する。このサブキャリア間干渉のため、トレーニング信号を用いて各サブキャリアのチャネル推定を行ったとしても、そのチャネル推定結果自体が位相雑音に伴い推定精度が劣化した状態になってしまっていた。したがって、一旦、時間領域の信号を周波数領域の信号に変換してしまうと、サブキャリア間干渉が確定した状態となってその後の補償が困難となっていた。
(Overview)
In the above description, the phase noise breaks the orthogonality between a plurality of frequency components. For example, in the case of the OFDM modulation method, the signal component of the subcarrier A interferes with the subcarrier B, and similarly. The signal of the subcarrier B interferes with the subcarrier A. Due to this inter-subcarrier interference, even if the channel estimation of each subcarrier is performed using the training signal, the estimation accuracy of the channel estimation result itself has deteriorated due to the phase noise. Therefore, once the signal in the time domain is converted into the signal in the frequency domain, the interference between subcarriers is confirmed and the subsequent compensation becomes difficult.
一方、単純な正弦波を送信し、受信側でこれを受信してＦＦＴを行った場合を考える。位相雑音の影響がなければ、ＦＦＴにより送信した正弦波の周波数に相当する周波数成分のみに信号成分が現れ、残りの周波数成分には雑音成分を除けば値が存在しない。一方、位相雑音がある場合には、正弦波の周波数成分の周りにある程度の広がりを持って有意な値の信号成分が検出される。隣接サブキャリアへの信号の漏れこみは、一般的には周波数が離れるほどレベルは低下するため、着目する周波数成分の周りの一部のサブキャリアに信号成分が集中し、その他の成分はゼロと見做しても近似的に大きな差はない。そこで、着目するサブキャリアとその周辺のサブキャリアの信号成分を抜き出し、その他の値をゼロとしてこの信号に対してＩＦＦＴ処理を施すと、位相雑音の比較的低周波成分に起因した位相の揺らぎは再現することができる。この特徴を利用し、本発明では位相雑音を補償する。以下に、その動作原理の説明を行う。 On the other hand, consider a case where a simple sine wave is transmitted and the receiving side receives the sine wave and performs an FFT. If there is no influence of phase noise, the signal component appears only in the frequency component corresponding to the frequency of the sine wave transmitted by the FFT, and the remaining frequency components have no value except for the noise component. On the other hand, when there is phase noise, a signal component having a significant value is detected with a certain spread around the frequency component of the sine wave. The level of signal leakage to adjacent subcarriers generally decreases as the frequency increases, so the signal components are concentrated in some subcarriers around the frequency component of interest, and the other components are zero. Even if it is regarded, there is no big difference in approximation. Therefore, when the signal components of the subcarrier of interest and the subcarriers around it are extracted and the other values are set to zero and the IFFT processing is performed on this signal, the phase fluctuation caused by the relatively low frequency component of the phase noise is generated. It can be reproduced. Utilizing this feature, the present invention compensates for phase noise. The operating principle will be described below.
（本発明の動作原理）
まず、ＯＦＤＭ変調方式の場合を例として説明する。ベースバンド信号において、第ｋサブキャリアの周波数ｆｋの正弦波の信号のみを無線周波数に変換して送信した際に、受信側において受信した信号をダウンコンバートしてベースバンド信号に変換し、これを時刻ｔにサンプリングしたサンプリングデータをΨｋ（ｔ）とする。さらにガードインターバルを除去したＯＦＤＭシンボル１周期分のサンプリングデータΨｋ（ｔ）をＦＦＴすることで以下の式（２）のように周波数成分の信号に分離できるものとする。
(Principle of operation of the present invention)
First, the case of the OFDM modulation method will be described as an example. In the baseband signal, when only the sine wave signal having the frequency fk of the kth subcarrier is converted into a radio frequency and transmitted, the signal received on the receiving side is down-converted and converted into a baseband signal. Let Ψ k (t) be the sampled data sampled at time t. Further, by FFTing the sampling data Ψ k (t) for one cycle of the OFDM symbol from which the guard interval is removed, it is possible to separate the sampling data into the signal of the frequency component as shown in the following equation (2).
ここでｈｋ’は第ｋ’サブキャリアの伝達関数であり、ＮＦＦＴはＦＦＴのポイント数である。実際には有効サブキャリア数Ｋはガードバンドを考慮してＦＦＴのポイント数ＮＦＦＴよりも若干小さな値となるため、ガードバンド領域を信号伝送に用いることはないが、ここでは位相雑音の影響で隣接サブキャリアへの信号漏洩を考慮し、全帯域幅を対象に表記を行っている。また、αｋ’は第ｋサブキャリアの周波数の正弦波信号が位相雑音の影響を受けて第ｋ’サブキャリアで受信される信号成分の係数である。すなわち伝達関数が１の場合において、受信信号の当該サブキャリアでの振幅とｔ＝０での初期位相により規定される複素数の値である。サブキャリア間隔をΔｆとし、第ｋサブキャリアの前後ＮＰＮ本の周波数成分で位相雑音が近似可能だとすると、式（２）は以下の式（３）の様に書き表すことができる。 Here, h k'is the transfer function of the k'th subcarrier, and N FFT is the number of points of FFT. Actually, the number of effective subcarriers K is slightly smaller than the number of FFT points N FFT in consideration of the guard band, so the guard band region is not used for signal transmission, but here due to the influence of phase noise. In consideration of signal leakage to adjacent subcarriers, the notation is given for the entire bandwidth. Further, α k'is a coefficient of a signal component in which a sinusoidal signal having a frequency of the kth subcarrier is affected by phase noise and is received by the k'subcarrier. That is, when the transfer function is 1, it is a complex number value defined by the amplitude of the received signal at the subcarrier and the initial phase at t = 0. Assuming that the subcarrier interval is Δf and the phase noise can be approximated by the frequency components of the NPN lines before and after the kth subcarrier, the equation (2) can be written as the following equation (3).
さらに、第ｋサブキャリアの前後ＮＰＮ本のΔｆ×２ＮＰＮ程度の範囲の周波数領域で伝達関数ｈｋが概ね定数であると仮定すると、式（３）は以下の式（４）で記載できる。 Further, assuming that the transfer function h k is approximately constant in the frequency domain in the range of Δf × 2N PN of N PN before and after the k-th subcarrier, the equation (3) can be described by the following equation (4). ..
なお、Δｆ×２ＮＰＮ程度の範囲の周波数領域で伝達関数ｈｋが概ね定数であるとの仮定は、送受信共にアンテナ素子が指向性利得を持ち、結果的に見通し波が支配的な状況では反射波の影響が抑圧されて、周波数依存性が低減されるためにミリ波等においては無理のない仮定である。ここで、以下の式（５）に関数Φｋ(t)を定義する。 The assumption that the transfer function h k is approximately constant in the frequency range of Δf × 2N PN is that the antenna element has a directional gain in both transmission and reception, and as a result, it is reflected in a situation where the line-of-sight wave is dominant. Since the influence of waves is suppressed and the frequency dependence is reduced, it is a reasonable assumption for millimeter waves and the like. Here, the function Φ k (t) is defined in the following equation (5).
すなわち、第ｋサブキャリアの正弦波信号を送信し、受信側で受信された信号をＦＦＴし、各周波数成分の係数を第ｋサブキャリアの成分の係数で除算した係数を第ｋサブキャリアの前後ＮＰＮまで取り出し、この係数を用いて式（５）で定義される各サンプリング時刻の関数Φｋ(t)を求める。この関数を各時刻のサンプリングデータΨｋ（ｔ）に乗算して得られる変換されたサンプリングデータΨｋ（ｔ）Φｋ(t)は以下の式（６）で与えられる。 That is, the sinusoidal signal of the kth subcarrier is transmitted, the signal received on the receiving side is FFTed, and the coefficient obtained by dividing the coefficient of each frequency component by the coefficient of the component of the kth subcarrier is before and after the kth subcarrier. The N PN is taken out, and this coefficient is used to obtain the function Φ k (t) of each sampling time defined by the equation (5). The converted sampling data Ψ k (t) Φ k (t) obtained by multiplying this function by the sampling data Ψ k (t) at each time is given by the following equation (6).
すなわち、位相雑音により第ｋサブキャリアの信号が受信局側で第ｋサブキャリア以外の成分をもった信号に変換されて受信されているのに対し、この関数Φｋ(t)が取得できれば、この関数を乗算することで位相雑音のない第ｋサブキャリアの信号成分のみの式（６）で表される正弦波信号に変換することができる。ここで、係数（αｋ＋ｋ’／αｋ）は第ｋサブキャリアの信号がサブキャリアｋ’だけ離れたサブキャリアに漏れ出すサブキャリア間干渉成分を表すが、位相雑音はローカル発振器で生じる位相の揺らぎに起因するので、入力するベースバンド信号の周波数ｆｋが異なることによって隣接するサブキャリアへ漏れ出す程度が異なるとは考えにくい。したがって、係数（αｋ＋ｋ’／αｋ）も関数Φｋ(t)もサブキャリ番号ｋの値に依存しない特性を持ち、送信側が送信する正弦波のサブキャリアが帯域内の如何なるサブキャリアであっても、共通の関数Φｋ(t)を取得可能であり、これにより位相雑音補償を行えることが期待される。この期待は、ここでは明記しないが別途行ったシミュレーションにより確認されている。なお、式（５）は係数（αｋ＋ｋ’／αｋ）に対するＩＦＦＴの信号処理に相当するため、残りの周波数成分にゼロを挿入してＩＦＦＴを行うことで求めることが可能である。 That is, while the signal of the kth subcarrier is converted into a signal having a component other than the kth subcarrier on the receiving station side due to phase noise and received, if this function Φ k (t) can be acquired, By multiplying this function, it can be converted into a sinusoidal signal represented by the equation (6) containing only the signal component of the kth subcarrier without phase noise. Here, the coefficient (α k + k' / α k ) represents the inter-subcarrier interference component in which the signal of the kth subcarrier leaks to the subcarriers separated by the subcarrier k', but the phase noise is the phase noise generated by the local oscillator. Since it is caused by fluctuations, it is unlikely that the degree of leakage to the adjacent subcarriers differs depending on the frequency fk of the input baseband signal. Therefore, neither the coefficient (α k + k' / α k ) nor the function Φ k (t) has a characteristic that does not depend on the value of the subcarry number k, and the subcarrier of the sine wave transmitted by the transmitting side is any subcarrier in the band. Also, a common function Φ k (t) can be obtained, and it is expected that phase noise compensation can be performed by this. This expectation is not specified here, but has been confirmed by a separate simulation. Since the equation (5) corresponds to the signal processing of the IFFT for the coefficient (α k + k' / α k ), it can be obtained by inserting zeros into the remaining frequency components and performing the IFFT.
以下、図を用いて説明を行う。図２３に示した従来技術におけるＯＦＤＭ信号の波形において、９０１はＯＦＤＭ信号の波形領域を表し、９０２は個別のサブキャリアの信号を表し、９０３及び９０４はガードバンドのサブキャリア信号を表す。無線システムに割り当てられた帯域幅Ｗに対し、実際には隣接チャネルへの干渉を抑えるために未使用のサブキャリア９０３、９０４より構成されるガードバンドが帯域幅の両側に存在し、この結果として実際に利用可能な有効帯域幅Ｗ’は帯域幅Ｗよりも若干小さめの幅となる。
Hereinafter, description will be given with reference to figures. In the waveform of the OFDM signal in the prior art shown in FIG. 23, 901 represents the waveform region of the OFDM signal, 902 represents the signal of the individual subcarriers, and 903 and 904 represent the subcarrier signal of the guard band. With respect to the bandwidth W allocated to the wireless system, guard bands composed of
これに対し、図１に示す本発明におけるＯＦＤＭ信号の波形における９０１〜９０４は図２３に示すＯＦＤＭ信号の波形と同様であり、９０５は本発明における縮小されたＯＦＤＭ信号の波形領域を表し、９０６及び９０７はパイロット信号を表し、９０８及び９０９は空きサブキャリアを表す。本発明の実施形態では、図２３に示したＯＦＤＭ信号と異なり、有効帯域幅Ｗ’よりも狭い縮小有効帯域幅Ｗ’’の領域にユーザデータを含むサブキャリア９０２を制限し、有効帯域幅Ｗ’と縮小有効帯域幅Ｗ’’との間のサブキャリア９０８及び９０９を未使用の空きサブキャリアとし、一方で有効帯域幅Ｗ’の両端のサブキャリアにパイロット信号９０６と９０７を配置する。このパイロット信号を用いて位相雑音補正用の関数Φｋ(t)を取得する。すなわち中心周波数から±Ｗ’／２内の有効帯域幅Ｗ’を通信に用いるが、この両端のサブキャリアはパイロット信号９０６、９０７に割り当て、このサブキャリア番号を±Ｋ／２とする。Ｋは有効帯域幅Ｗ’内のサブキャリア数である。さらにその内側の±Ｗ’／２と±Ｗ’’／２の間サブキャリア９０８、９０９の領域は空きサブキャリアとなり、ユーザデータ等を割り当てず、中心周波数から±Ｗ’’／２内の領域に、ユーザデータ送信用の周波数領域を割り当てる。
On the other hand, 901 to 904 in the waveform of the OFDM signal in the present invention shown in FIG. 1 is similar to the waveform of the OFDM signal shown in FIG. 23, and 905 represents the waveform region of the reduced OFDM signal in the present invention. And 907 represent the pilot signal, and 908 and 909 represent the free subcarriers. In the embodiment of the present invention, unlike the OFDM signal shown in FIG. 23, the
図２に、本発明における送信トレーニング信号とその受信波形の関係を示す。図２（Ａ）は送信側の送信トレーニング信号を表し、図２（Ｂ）は受信側の受信波形を表す。図２において、９０６は送信側におけるトレーニング信号を表し、９０３及び９０８はトレーニング信号の周辺のサブキャリアを表し、９１１は受信側におけるトレーニング信号を表し、９１２及び９１３は漏洩したトレーニング信号を表す。例えば、中心周波数から±Ｗ’／２の両端のサブキャリア番号±Ｋ／２に所定の信号を割り当て、±Ｗ’／２から±Ｗ’’／２の領域のサブキャリアには信号の割り当てを行わないものとする。図２（Ａ）に示すトレーニング信号９０６をサブキャリア−Ｋ／２とすると、図１においてサブキャリア９０３はガードバンド、サブキャリア９０８は空きサブキャリアに相当する。このサブキャリア９０３及びサブキャリア９０８の領域には信号が割り当てられていない。これに対し、受信信号では漏洩したトレーニング信号９１２がサブキャリア９０３の領域に、漏洩したトレーニング信号９１３がサブキャリア９０８の領域に漏れ出している。また、トレーニング信号９１１も、送信信号のトレーニング信号９０６に対し、振幅の減衰と複素位相の回転が付与された状態となっている。
FIG. 2 shows the relationship between the transmission training signal and the received waveform thereof in the present invention. FIG. 2A represents a transmission training signal on the transmitting side, and FIG. 2B represents a reception waveform on the receiving side. In FIG. 2, 906 represents the training signal on the transmitting side, 903 and 908 represent the subcarriers around the training signal, 911 represents the training signal on the receiving side, and 912 and 913 represent the leaked training signal. For example, a predetermined signal is assigned to the subcarrier numbers ± K / 2 at both ends of ± W'/2 from the center frequency, and a signal is assigned to the subcarriers in the region of ± W'/2 to ± W'' / 2. It shall not be done. Assuming that the
トレーニング信号もユーザデータを含むサブキャリアも同様に、送信された各サブキャリアの信号は、送受信局のローカル発振器の位相雑音の影響を受けて、図２の様に各サブキャリアの信号は隣接サブキャリアに漏洩するが、この漏洩の仕方は全サブキャリアで共通である。パイロット信号９０６も同様に隣接サブキャリアに漏洩するが、このパイロット信号の両サイドのサブキャリアに割り当てがないため、この空きサブキャリアを用いてパイロット信号からの漏洩の状況は認識可能である。
Similarly for the training signal and the subcarrier including the user data, the transmitted signal of each subcarrier is affected by the phase noise of the local oscillator of the transmitting / receiving station, and the signal of each subcarrier is an adjacent sub as shown in FIG. It leaks to the carrier, but this leak method is common to all subcarriers. The
図３に、本発明における送信信号と受信信号の波形の関係を示す。図３（Ａ）は送信側の送信信号を表し、図３（Ｂ）は受信側の受信信号を表す。図３において、９０２は個別のサブキャリアの信号を表し、９０５は縮小されたＯＦＤＭ信号の波形領域を表し、９０６及び９０７はパイロット信号を表し、９１１及び９１５は受信側におけるトレーニング信号を表し、９１４及び９１６はパイロット信号からの漏洩信号の波形を表し、９１７及び９１８は本発明における図２に対応する領域を表し、９１９は受信側における個別のサブキャリアの信号を表し、９２０は個別のサブキャリア及び個別のサブキャリアからの漏洩信号の波形を表す。 FIG. 3 shows the relationship between the waveforms of the transmission signal and the reception signal in the present invention. FIG. 3A represents a transmission signal on the transmitting side, and FIG. 3B represents a reception signal on the receiving side. In FIG. 3, 902 represents the signal of the individual subcarriers, 905 represents the waveform region of the reduced OFDM signal, 906 and 907 represent the pilot signal, 911 and 915 represent the training signal on the receiving side, and 914. And 916 represent the waveform of the leaked signal from the pilot signal, 917 and 918 represent the region corresponding to FIG. 2 in the present invention, 919 represents the signal of the individual subcarriers on the receiving side, and 920 represents the individual subcarriers. And represents the waveform of the leaked signal from the individual subcarriers.
例えば±Ｗ’／２と±Ｗ’’／２の間に２ＮＰＮ本の空きサブキャリアがあったとすると、その半分のサブキャリアのうちの中心周波数側のＮＰＮ本の空きサブキャリアはユーザデータの伝送に用いる有効サブキャリアからの漏洩の影響（ユーザデータを含むサブキャリア及びその漏洩信号９２０に相当）を強く受けるが、残りの外側のＮＰＮ本の空きサブキャリアで検出される信号は両端のパイロット信号からの漏洩（パイロット信号からの漏洩信号の波形９１４及び９１６）を強く受けていると見做すことができる。したがって、ガードバンドも含め、領域９１７及び９１８は図２の様に両端のパイロット信号とその両側各ＮＰＮ本の空きサブキャリアで検出される信号成分をパイロット信号からの漏洩成分と見做し、パイロット信号のサブキャリア番号をｋ（ここではｋ＝＋Ｋ／２またはｋ＝−Ｋ／２）、ＦＦＴで得られた第（ｋ＋ｋ’）サブキャリアの係数をβｋ＋ｋ’とした際の係数βｋ＋ｋ’／βｋを算出する。ここで「ガードバンドも含め」との記述の意味は、式（２）では有効な信号が割り当てられるサブキャリア番号が‐Ｋ／２〜＋Ｋ／２（中心周波数は除く）に対して、この範囲を超えるガードバンド領域のＦＦＴの結果も有効に活用する。
For example ± W '/ 2 and ± W''/ if between 2 and had free subcarrier of 2N PN present center frequency side of the N PN book of unused sub-carrier user data of half of subcarriers It is strongly affected by leakage from the effective subcarrier used for transmission (corresponding to the subcarrier including user data and its leakage signal 920), but the signals detected by the remaining outer NPN empty subcarriers are at both ends. It can be considered that the leakage from the pilot signal (
また、この係数βｋは伝達関数ｈｋと上述の係数αｋが乗算された係数として検出されるため、係数βｋ＋ｋ’／βｋの演算においては伝達関数ｈｋ＋ｋ’と伝達関数ｈｋは分母、分子の間でキャンセルされ、伝達関数に依存しない係数αｋ＋ｋ’／αｋに一致する。したがって、このパイロット信号とこれに隣接する合計（２ＮＰＮ＋１）本のサブキャリアに対するＦＦＴからの出力情報により、式（５）の関数Φｋ(t)を求めることが可能である。厳密には、帯域の両端の第（＋Ｋ／２）サブキャリアと第（−Ｋ／２）サブキャリアに関する二つの関数ΦＫ／２(t)とΦ−Ｋ／２(t)が求まるが、それぞれが同一の値であることが期待されるため、これらの平均値｛ΦＫ／２(t)＋Φ−Ｋ／２(t)｝／２を関数Φｋ(t)とすることで関数の精度を向上させることが可能である。 Moreover, this factor beta k is the transfer function h k for coefficient alpha k of the above is detected as a coefficient multiplied, the transfer function h k and 'transfer function h k + k in operation / beta k' factor beta k + k It is canceled between the denominator and the molecule and matches the coefficient α k + k' / α k that does not depend on the transfer function. Therefore, it is possible to obtain the function Φ k (t) of the equation (5) from this pilot signal and the output information from the FFT for a total of (2N PN + 1) subcarriers adjacent thereto. Strictly speaking, the two functions Φ K / 2 (t) and Φ −K / 2 (t) for the (+ K / 2) subcarrier and the (-K / 2) subcarrier at both ends of the band can be obtained. Since it is expected that each value is the same, the average value of these {Φ K / 2 (t) + Φ − K / 2 (t)} / 2 can be set as the function Φ k (t). It is possible to improve the accuracy.
この様にして求めた関数Φｋ(t)を、実際の１ＯＦＤＭシンボル分のサンプリングデータ（ガードインターバルは除く）に乗算すると、位相雑音を含むＯＦＤＭ信号を構成する各サブキャリアの受信信号は個別に位相雑音補償がなされることになり、結果的に全てのサブキャリアのサブキャリア間干渉を排除することができる。この様にサブキャリア間干渉を一旦補償した後に、この信号をＦＦＴすることでサブキャリア間干渉のない周波数領域の信号を抽出することができる。 When the function Φ k (t) obtained in this way is multiplied by the sampling data (excluding the guard interval) for one actual OFDM symbol, the received signals of each subcarrier constituting the OFDM signal including phase noise are individually received. Phase noise compensation is performed, and as a result, inter-subcarrier interference of all subcarriers can be eliminated. By once compensating for inter-subcarrier interference in this way and then FFTing this signal, it is possible to extract a signal in the frequency domain where there is no inter-subcarrier interference.
なお、ユーザデータを収容したペイロード領域の無線信号に先行して、チャネル推定用のトレーニング信号を送信する場合にも、このパイロット信号に関する処理は同様に必要である。すなわち、プリアンブル信号を含む全てのＯＦＤＭシンボルにおいて、上述のシンボル単位での位相雑音補償処理（※注意：位相雑音補償処理の中にもＦＦＴ処理が組み込まれている）を信号検出処理のためのＦＦＴ処理に先行して行い、位相雑音補償がなされ変換されたサンプリング信号に対してＦＦＴとそれ以降の通常の信号検出処理を実施する。 In addition, when the training signal for channel estimation is transmitted prior to the radio signal in the payload area accommodating the user data, the processing related to this pilot signal is also required. That is, for all OFDM symbols including the preamble signal, the above-mentioned phase noise compensation processing for each symbol (* Note: FFT processing is also incorporated in the phase noise compensation processing) is performed by FFT for signal detection processing. Prior to the processing, the FFT and subsequent normal signal detection processing are performed on the sampled signal that has been phase-noise compensated and converted.
以上が本発明の動作原理であるが、以下に各実施形態における回路構成の特徴について、図を用いて説明する。また、ここでは代表的な例としてＯＦＤＭ変調方式を例として説明するが、その他のシングルキャリア伝送の場合でも拡張は可能であり、この点は後述する。また、本明細書では時間領域の送信ウエイト及び受信ウエイトのことを時間軸送信ウエイト、時間軸受信ウエイトとも表現しているが、これらは「時間軸」と「時間領域」は同一の意味である。 The above is the operating principle of the present invention, and the features of the circuit configuration in each embodiment will be described below with reference to the drawings. Further, although the OFDM modulation method will be described as a typical example here, expansion is possible even in the case of other single carrier transmissions, and this point will be described later. Further, in the present specification, the transmission weight and the reception weight in the time domain are also expressed as the time axis transmission weight and the time axis reception weight, but the "time axis" and the "time domain" have the same meaning. ..
［第１の実施形態］
以下に、回路構成に関する図を中心に用いて本発明の第１の実施形態について説明を行う。
（第１の実施形態における回路構成）
図４は、第１の実施形態における無線局装置７０の回路構成を示す図である。図４に示すように、無線局装置７０は、送信部７１、受信部７５、インタフェース回路６７、ＭＡＣ（Medium Access Control）層処理回路６８、及び通信制御回路５１を備えている。
無線局装置７０は、インタフェース回路６７を介して、外部機器ないしはネットワークとのデータの入出力を行う。インタフェース回路６７は、入力されるデータのうち、無線回線上で転送すべきデータを検出し、検出したデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。ＭＡＣ層処理回路６８は、無線局装置７０全体の動作の管理制御を行う通信制御回路５１の指示に従い、ＭＡＣ層に関する処理を行う。ここで、ＭＡＣ層に関する処理には、インタフェース回路６７で入出力されるデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の付与などが含まれる。ＭＩＭＯ伝送では、一つの無線局装置７０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部７１に出力される。
[First Embodiment]
Hereinafter, the first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings relating to the circuit configuration.
(Circuit configuration in the first embodiment)
FIG. 4 is a diagram showing a circuit configuration of the
The
図５は、第１の実施形態における無線局装置７０の送信部７１の構成の一例を示す概略ブロック図である。図５に示すように、送信部７１は、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭと、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔと、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、加算器３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔと、パイロット信号記憶回路３２１と、送信ウエイト処理部８４０とを備えている。送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭと、送信ウエイト処理部８４０とは、通信制御回路５１に接続されている。送信ウエイト処理部８４０は、チャネル情報取得回路８４１と、チャネル情報記憶回路８４２と、送信ウエイト算出回路８４３とを備えている。ここで、図５における送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭの添え字のＮＳＤＭは、同時に空間多重を行う多重数を表す。ＮＳＤＭが、同時に空間多重を行う多重数であることは以下の実施形態においても同様である。また、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでの回路の添え字のＮＡｎｔは、無線局装置７０が備えるアンテナ素子数を表す。ＮＡｎｔが、無線局装置７０が備えるアンテナ素子数であることは以下の実施形態においても同様である。
FIG. 5 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the
ここで、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭは、従来における図２３に示す有効帯域幅Ｗ’のＯＦＤＭ信号を生成する送信信号処理回路と、図１の縮小有効帯域幅Ｗ’’のＯＦＤＭ信号を生成する点が異なり、その他の機能は同一である。また、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭは、縮小有効帯域幅Ｗ’’の信号処理を行うため、送信ウエイト処理部８４０から入力される送信ウエイトは、割り当てのあるサブキャリアに関してのみである。
Here, the transmission signal processing circuit 311-1 to 111-N SDM includes a conventional transmission signal processing circuit that generates an OFDM signal having an effective bandwidth W'shown in FIG. 23 and a reduced effective bandwidth W'' in FIG. The other functions are the same, except that the OFDM signal is generated. Further, since the transmission signal processing circuit 311-1 to 111-N SDM performs signal processing of the reduced effective bandwidth W ″, the transmission weight input from the transmission
背景技術では、一つの無線局装置７０が他の無線局装置７０宛に信号を空間多重して送信するため、複数系統の信号系列がＭＡＣ層処理回路６８から送信部７１に入力され、入力された複数系統の信号系列が送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭに入力される。送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭは、宛先の無線局装置７０に送信すべきデータ（データ入力＃１〜＃ＮＳＤＭ）がＭＡＣ層処理回路６８から無線回線で送信するデータ（無線パケット）が入力されると、これに対して変調処理を行う。ここで、例えばＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、図１に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内において、各信号系列の信号はサブキャリアごとに変調処理が行われる。更に、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭは、変調処理がなされたベースバンド信号にサブキャリアごとに送信ウエイトを乗算する。
In the background technology, since one
各アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに対応した送信ウエイトが乗算された信号は、必要に応じて残りの信号処理が施され、ベースバンドにおける送信信号の周波数領域の信号として各送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭから加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力される。加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔに入力された信号は、サブキャリアごとに合成される。合成された信号は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔにて周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、更にガードインターバルの挿入やＯＦＤＭシンボル間（ＳＣ−ＦＤＥであればブロック伝送のブロック間）の波形整形等の処理が行われる。パイロット信号記憶回路３２１からはパイロット信号のサンプリングデータが出力され、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔからの出力信号と加算器３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔで加算される。パイロット信号記憶回路３２１からは、パイロット信号のそれぞれの正弦波波形が連続する形で、サンプリングデータが繰り返し出力される。加算器で加算された信号は、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔの系統ごとに、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔでデジタル・サンプリング・データからベースバンドのアナログ信号に変換される。更に、各アナログ信号は、ローカル発振器８１５から入力される局部発振信号と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔで乗算され、無線周波数の信号にアップコンバートされる。ここで、アップコンバートされた信号には、送信すべきチャネルの帯域外の領域に信号が含まれるため、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔで帯域外の信号を除去し、送信すべき信号を生成する。生成された信号は、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔで増幅され、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔより送信される。
The signal multiplied by the transmission weight corresponding to each antenna element 819-1 to 819-N Ant is subjected to the remaining signal processing as necessary, and each transmission signal processing is performed as a signal in the frequency domain of the transmission signal in the base band. It is input from the circuit 311-1 to 111-N SDM to the addition synthesis circuit 812-1 to 812-N Ant. The signals input to the additive synthesis circuits 812-1 to 812-N Ant are combined for each subcarrier. The synthesized signal is converted from a signal on the frequency axis to a signal on the time axis by the IFFT &
なお、図５では、各サブキャリアの信号の加算合成を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔで実施した後に、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を行っているが、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭにてこれらの処理を行い、ＩＦＦＴされた時間軸上のサンプリング信号を加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔで合成することとして、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔを省略する構成（厳密には、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭにこれらを含める）としてもよい。この場合、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭにおける送信ウエイト乗算後の必要に応じた残りの信号処理とは、ＩＦＦＴ処理、ガードインターバルの挿入、波形整形等の処理を指す。 In FIG. 5, after the additive synthesis of the signals of each subcarrier is performed by the additive synthesis circuit 812-1 to 812-N Ant , the Fourier process, the insertion of the guard interval, the waveform shaping, and the like are performed. The IFFT & GI granting circuit is such that these processes are performed by the transmission signal processing circuit 311-1 to 311-N SDM and the sampled signals on the IFFT time axis are synthesized by the addition synthesis circuit 812-1 to 812-N Ant. A configuration may be configured in which the 813 to 813-N Ant is omitted (strictly speaking, these are included in the transmission signal processing circuit 311-1 to 111-N SDM). In this case, the remaining signal processing as required after the transmission weight multiplication in the transmission signal processing circuit 311-1 to 111-N SDM refers to processing such as IFFT processing, guard interval insertion, and waveform shaping.
また、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭで乗算される送信ウエイトは、信号送信処理時に、送信ウエイト処理部８４０に備えられている送信ウエイト算出回路８４３より取得する。送信ウエイト処理部８４０では、チャネル情報取得回路８４１において、受信部７５にて取得されたチャネル情報を通信制御回路５１経由で別途取得しておき、これを逐次更新しながら、チャネル情報記憶回路８４２に記憶する。信号の送信時には通信制御回路５１からの指示に従い、送信ウエイト算出回路８４３は、宛先局に対応したチャネル情報をチャネル情報記憶回路８４２から読み出し、読み出したチャネル情報を基に送信ウエイトを算出する。送信ウエイト算出回路８４３は、算出した送信ウエイトを送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭに出力する。通信制御回路５１は、無線局装置が基地局である場合には、複数の端末局装置と通信することになるため、宛先局がどの端末局装置であるかを管理する。
Further, the transmission weight multiplied by the transmission signal processing circuit 311-1 to 111-N SDM is acquired from the transmission
なお、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭから出力されるＮＳＤＭ系統の信号は加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。さらにこの場合、送信ウエイトの算出において、無線局装置７０と無線局装置７０の送信部７１及び受信部７５におけるアレーアンテナないしはサブサレーとの間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することも可能である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。
The N SDM system signal output from the transmission signal processing circuit 311-1 to 111-N SDM is synthesized by the addition synthesis circuit 812-1 to 812-N Ant , and the subsequent D / A converter 814-1 ~ 814-N Ant to antenna elements 819-1 to 819-N Ant are shared, but the D / A converters 814- are individually followed without being combined by the addition synthesis circuit 812-1 to 812-N Ant. 1-814-N Ant to antenna elements 819-1 to 819-N Ant may be mounted, and sub-arrays may be configured by antenna elements 819-1 to 819-N Ant in each. Further, in this case, in calculating the transmission weight, a virtual transmission line corresponding to the first singular value is used between the
例えば、無線局装置７０から別の無線局装置７０のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１右特異ベクトルを送信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、送信ウエイト算出回路８４３はこの第１右特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。
For example, for each channel matrix from the
また、以上の説明では有効帯域幅の両端のパイロット信号の付与をＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔとＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔの間の加算器３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔにて行っているが、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭ内において、有効帯域幅の両端のサブキャリアにパイロット信号を割り当てた信号を生成し、これに対し送信ウエイトの乗算を行うなどの所定の信号処理を実施する構成としても良い。この場合、加算器３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔとパイロット信号記憶回路３２１は不要となり、それと等価な処理が送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭ内にて行われることになる。
Further, in the above description, the addition of the pilot signals at both ends of the effective bandwidth is applied to the adder 320-1 between the IFFT & GI application circuit 813-1 to 815-N Ant and the D / A converter 814-1 to 814-N Ant. Although it is performed at ~ 320-N Ant, a signal in which a pilot signal is assigned to the subcarriers at both ends of the effective bandwidth is generated in the transmission signal processing circuit 311-1-3111-N SDM, and the signal is transmitted. It may be configured to perform predetermined signal processing such as weight multiplication. In this case, the adder 320-1 to 320-N Ant and the pilot
次に、図６は、第１の実施形態における無線局装置７０の受信部７５の構成の一例を示す概略ブロック図である。図６に示すように、受信部７５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔと、Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔと、拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔと、受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とを備えている。受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部８４４とは、図４において示した通信制御回路５１に接続されている。受信ウエイト処理部８４４は、チャネル情報推定回路８４６と、受信ウエイト算出回路８４７とを備えている。
Next, FIG. 6 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the receiving
まず、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信した信号は、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔで増幅される。増幅された信号とローカル発振器８５３から出力される局部発振信号とがミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔで乗算され、増幅された信号は無線周波数の信号からベースバンドの信号にダウンコンバートされる。ダウンコンバートされた信号には、受信すべき周波数帯域外の信号も含まれるため、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔで帯域外成分を除去する。帯域外成分が除去された信号は、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔでデジタルベースバンド信号に変換される。例えばＯＦＤＭを用いる場合には、デジタルベースバンド信号は拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔに入力され、拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔでは後述する位相雑音補償処理を実施すると共に、ここでは記載を省略したタイミング検出用の回路で判定した所定のシンボルタイミングで時間軸上の信号を周波数軸上の信号に変換（各サブキャリアの信号に分離）する。この各サブキャリアに分離された信号は、受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭに入力されるとともに、チャネル情報推定回路８４６にも入力される。
First, signals received by antenna elements 851-1~851-N Ant is amplified by the low noise amplifier 852-1~852-N Ant. The amplified signal and the local oscillation signal output from the
チャネル情報推定回路８４６では、各サブキャリアに分離されたチャネル推定用の既知の信号（無線パケットの先頭に付与されるプリアンブル信号等）を基に送信局側のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと受信局側のアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔとの間のチャネル情報のチャネルベクトルをサブキャリアごとに推定し、その推定結果を受信ウエイト算出回路８４７に出力する。受信ウエイト算出回路８４７では、入力されたチャネル情報を基に乗算すべき受信ウエイトをサブキャリアごとに算出する。
In the channel
この受信ウエイトに関しては、例えば前述の様に、ＺＦ型の擬似逆行列を利用したり、ＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列を利用したりする。この際、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信された信号を合成するための受信ウエイトベクトルは、信号系列ごとに異なり、上述のＺＦ型の擬似逆行列ないしはＭＭＳＥ型の受信ウエイト行列などの行ベクトルに相当し、抽出すべき信号系列に対応する受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭにそれぞれ入力される。
Regarding this reception weight, for example, as described above, a ZF type pseudo inverse matrix is used, or an MMSE type reception weight matrix is used. At this time, the reception weight vector for synthesizing the signals received by each
受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭでは、拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔから入力されたサブキャリアごとの信号に対し、受信ウエイト算出回路８４７から入力された受信ウエイトを乗算し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔで受信された信号をサブキャリアごとに加算合成する。受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭは、加算合成した信号に対して復調処理を施し、再生されたデータをＭＡＣ層処理回路６８に出力する。
In the received signal processing circuit 345-1 to 345-N SDM , the received weight input from the received
ここで、異なる受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭでは、異なる信号系列の信号処理が行われる。また、複数の受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭにまたがった受信信号処理として、ＭＬＤやＱＲ分解を用いた簡易ＭＬＤ等を用いても良い。また、ＭＡＣ層処理回路６８は、ＭＡＣ層に関する処理（例えば、インタフェース回路６７に対して入出力するデータと、無線回線上で送受信されるデータ即ち無線パケットとの変換、ＭＡＣ層のヘッダ情報の終端など）を行う。ＭＡＣ層処理回路６８にて処理された受信データは、インタフェース回路６７を介して外部機器ないしはネットワークに出力される。また、全体のタイミング制御など、全体の通信に係る制御を通信制御回路５１が管理する。
Here, in the different received signal processing circuits 345-1 to 345-N SDM , signal processing of different signal sequences is performed. Further, as the received signal processing across the plurality of received signal processing circuits 345-1 to 345-N SDM , MLD, a simple MLD using QR decomposition, or the like may be used. Further, the MAC
また、送信部７１と同様に、受信部７５は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔから拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔまでを共用し、拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔからの出力をＮＳＤＭ系統にコピーして個別の受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭに入力しているが、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔから拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、各アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔがサブアレー構成となるように実現することも可能である。
Further, similarly to the transmitting
さらにこの場合、受信ウエイトの算出において、無線局装置７０と無線局装置７０の送信部７１及び受信部７５におけるアレーアンテナないしはサブサレーとの間で、第１特異値に対応する仮想的伝送路を利用することも可能である。この第１特異値に対応する仮想的伝送路を活用する場合のチャネル推定の方法及び送受信ウエイトの算出方法には幾つかのバリエーションがある。例えば、別の無線局装置７０から自局のアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔに向けての各チャネル行列に対し、特異値分解した際の第１左特異ベクトルを受信ウエイトベクトルに用いても良い。この場合、受信ウエイト算出回路８４７はこの第１左特異ベクトルを算出する機能を有することになる。ないしは、この様な特異ベクトルの近似解を取得する様々な手法を用いても構わない。
Further, in this case, in calculating the reception weight, a virtual transmission line corresponding to the first singular value is used between the
以下に、拡張ＦＦＴ回路３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔで行う位相雑音補償処理について説明を行う。図７は、第１の実施形態における拡張ＦＦＴ回路３５７の構成の一例を示す概略ブロック図である。図７に示すように、従来技術のＦＦＴ回路の機能ブロックに相当するブロック１８０（図７（Ａ））が、第１の実施形態における拡張ＦＦＴ回路ではブロック１９０に変更される（図７（Ｂ））。図７（Ｂ）に示すように、拡張ＦＦＴ回路３５７は、複製回路１８１、ＦＦＴ回路１８２、関数Φ（ｔ）取得回路１８３、ＩＦＦＴ回路１８４、位相雑音補償回路１８５及びＦＦＴ回路８５７を備える。拡張ＦＦＴ回路３５７は、図６における受信信号処理回路３４５、受信ウエイト処理部８４４、及びＡ／Ｄ変換器８５６に接続されている。
The phase noise compensation processing performed by the extended FFT circuit 357-1 to 357-N Ant will be described below. FIG. 7 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the
拡張ＦＦＴ回路３５７（ブロック１９０）へは、Ａ／Ｄ変換器８５６よりデジタルサンプリングデータが入力され、複製回路１８１にてサンプリングデータを複製し、一方をＦＦＴ回路１８２、他方を位相雑音補償回路１８５に入力する。ＦＦＴ回路１８２では、図には記載されていないタイミング検出部が判断する所定のシンボルタイミングで切り出したサンプリングデータをＦＦＴし、図３におけるパイロット信号とその近傍のサブキャリア領域９１７及び９１８に関する成分を抽出し、この情報を関数Φ（ｔ）取得回路１８３に入力する。関数Φ（ｔ）取得回路１８３では、上述の手法により式（５）の関数Φｋ（ｔ）の係数αｋ＋ｋ’／αｋに相当する値を、ＦＦＴ回路１８２の出力を基に上述の係数βｋ＋ｋ’／βｋの演算により算出する。これにより、関数Φ（ｔ）の逆数の周波数領域の係数が求まる。
Digital sampling data is input to the extended FFT circuit 357 (block 190) from the A /
さらにこの情報を基にＩＦＦＴ回路１８４にて周波数領域の信号を時間領域の信号に変換し、この時間領域の信号を位相雑音補償回路１８５に入力する。位相雑音補償回路１８５では、ＩＦＦＴ回路１８４から入力された時間領域信号の逆数（すなわち関数Φ（ｔ））と、複製回路１８１から入力される時間領域信号（厳密には、ＦＦＴ回路１８２でＦＦＴを実施したガードインターバルを除去した領域に相当する時間軸信号）の値を、式（６）に示すようにサンプリングデータごとに乗算し、位相雑音補償がなされた時間領域の信号を再生する。この再生された時間領域の信号（サンプリングデータ）は、ＦＦＴ回路８５７に入力され、ここで再度、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換される。ただし、この周波数領域の信号は位相雑音が補償された信号であり、サブキャリア間の電力の漏洩は抑圧されている。この周波数領域の信号は受信信号処理回路３４５に入力され、ここで所定の受信信号処理を行う。
Further, based on this information, the
受信信号処理回路３４５で行う信号処理は基本的に従来の受信信号処理回路と等価であるが、従来の受信信号処理回路が図２３に示す有効帯域幅Ｗ’のＯＦＤＭ信号を処理するのに対し、本発明の実施形態では図１に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’の受信信号処理を行う。この際、パイロット信号や空きサブキャリア領域の信号成分は無視して処理を行うため、厳密には異なる機能ブロックとして示したが、有効なサブキャリアの範囲が異なるだけで、その他の信号処理は全く等価なものとなっている。したがって、受信ウエイト処理部８４４への情報の出力も、この様に有効帯域幅Ｗ’が縮小有効帯域幅Ｗ’’に変更された点以外は従来の構成と全く等価である。
The signal processing performed by the received
以上のように構成された無線局装置７０によれば、位相雑音を補償するためのパイロット信号を、有効な帯域幅の両端（ＯＦＤＭの場合は両端のサブキャリア）に、通信のための信号をパイロット信号から特定の周波数を離した周波数帯域に配置し、パイロット信号からの漏洩信号に基づき、位相雑音の補償を行う。そのため、サブキャリア間干渉が補償され、位相雑音に起因したサブキャリア間干渉によるスループットの低下を抑圧することが可能になる。
According to the
また、一般的に、本発明のようにヌルサブキャリアを用いた場合、無駄に帯域を使用するためスループットが低下する恐れがあり、大容量通信には適さないと考えられがちである。しかしながら、ミリ波など広い周波数帯域が使用可能なシステムでは、ヌルサブキャリアを用いたとしても、ヌルサブキャリアを設定した場合の効率の低下量よりヌルサブキャリアを用いた場合の特性改善効果の方が大きく、総合的に見ればスループットの改善に寄与する。 Further, in general, when a null subcarrier is used as in the present invention, the throughput may decrease due to wasteful use of bandwidth, and it is often considered that it is not suitable for large-capacity communication. However, in a system that can use a wide frequency band such as millimeter waves, even if a null subcarrier is used, the characteristic improvement effect when the null subcarrier is used is larger than the amount of decrease in efficiency when the null subcarrier is set. It contributes to the improvement of throughput when viewed comprehensively.
［第２の実施形態］
第１の実施形態においては、アンテナ素子ごとにＦＦＴ回路を実装する回路構成に対して位相雑音補償を実施する場合について説明をした。しかし、背景技術においても、複数素子のアンテナの信号を送信する信号系列ごとに集約し、ＦＦＴやＩＦＦＴの信号処理を空間多重する信号系列数に限定する信号処理技術が存在する。そこで、第２の実施形態では、非特許文献１に記載の技術に本発明を適用する場合の実施形態について説明を行う。
[Second Embodiment]
In the first embodiment, a case where phase noise compensation is performed for a circuit configuration in which an FFT circuit is mounted for each antenna element has been described. However, also in the background technology, there is a signal processing technique that aggregates the signals of the antennas of a plurality of elements for each signal sequence and limits the signal processing of the FFT or IFFT to the number of signal sequences that are spatially multiplexed. Therefore, in the second embodiment, an embodiment in which the present invention is applied to the technique described in
（第２の実施形態における回路構成）
本発明の第２の実施形態においても、無線局装置７０の構成は図４に示す無線局装置７０と等価な構成をとる。図４と異なるのは送信部７１が送信部７２ａに、受信部７５が受信部７６ａに、通信制御回路５１が通信制御回路５２に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図４に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。
(Circuit configuration in the second embodiment)
Also in the second embodiment of the present invention, the configuration of the
図８は、第２の実施形態における無線局装置７０の送信部７２ａの構成の一例を示す概略ブロック図である。図８に示すように、送信部７２ａは、送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭと、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８１５と、ミキサ８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔと、フィルタ８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、送信ウエイト処理部７４０と、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭと、加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭと、パイロット信号記憶回路３２１とを備えている。送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭと、送信ウエイト処理部７４０とは、通信制御回路５２に接続されている。送信ウエイト処理部７４０は、チャネル情報取得回路７４１と、チャネル情報記憶回路７４２と、時間軸送信ウエイト算出回路７４３とを備えている。
FIG. 8 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the
図８と非特許文献１に記載された送信部の構成との差分は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭと時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭとの間に加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭが配置され、更にパイロット信号記憶回路３２１が追加されている点、及び送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭが送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭに変更されている点である。
The difference between FIG. 8 and the configuration of the transmission unit described in
これは、第１の実施形態において、従来の構成と図５の差分が、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔとＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔとの間に加算器３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔが追加され、更にパイロット信号記憶回路３２１が追加されている点、及び送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭが送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭに変更されている点と同様である。
This is because, in the first embodiment, the difference between the conventional configuration and FIG. 5 is added between the IFFT & GI imparting circuit 813-1 to 815-N Ant and the D / A converter 814-1 to 814-N Ant. The point that the device 320-1 to 320-N Ant is added and the pilot
すなわち、図８の送信部７２ａは、非特許文献１における送信部と等価な動作をする中で、送信信号に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を付与する処理を、アンテナ系統ごとに実施する代わりに、空間多重する信号系列ごとにパイロット信号を付与する処理に変更している。さらに、非特許文献２における送信信号処理回路では図１に示す有効帯域幅Ｗ’内にユーザデータが割り当てられた信号を生成していたのに対し、図５では図１に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内にユーザデータが割り当てられた信号を生成するように変更されていたことに対応する。ただし、図５の送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭでは送信ウエイトの乗算処理までを行っていたが、図８の送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭでは送信ウエイトの乗算処理は行わない。この送信ウエイトの乗算処理に相当する処理は非特許文献１における技術の特徴として、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭにて行う。
That is, the
また、以上の説明では有効帯域幅の両端のパイロット信号の付与をＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭと時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭとの間の加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭにて行っているが、第１の実施形態と同様に、送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭ内において、有効帯域幅の両端のサブキャリアにパイロット信号を割り当てた信号を生成する構成としても良い。この場合、加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭとパイロット信号記憶回路３２１は不要となり、それと等価な処理が送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭ内にて行われることになる。
Further, in the above description, the addition of the pilot signals at both ends of the effective bandwidth is performed by the
なお、第２の実施形態においては、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭから出力されるＮＳＤＭ系統の信号が加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成され、後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを共用するが、加算合成回路８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔにて合成することなく個別に後続するＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。 In the second embodiment, the signal of the N SDM system output from the time base transmission weight multiplying circuit 761-1~761-N SDM is synthesized by additive synthesis circuit 812-1~812-N Ant, Subsequent D / A converters 814-1 to 814-N Ant to antenna elements 819-1 to 819-N Ant are shared, but they are individually combined without being combined by the addition synthesis circuit 812-1 to 812-N Ant. The D / A converters 814-1 to 814-N Ant following the above are mounted, and the antenna elements 819-1 to 819-N Ant are mounted, and the sub-array is composed of the antenna elements 819-1 to 819-N Ant in each. Is also good.
図９は、第２の実施形態における無線局装置７０の受信部７６ａの構成の一例を示す概略ブロック図である。図９に示すように、受信部７６ａは、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔと、フィルタ８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔと、Ａ／Ｄ変換器８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔと、拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭと、受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路７５７とを備えている。受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、受信ウエイト算出回路７４７とは、通信制御回路５２に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。
FIG. 9 is a schematic block diagram showing an example of the configuration of the receiving
図９と非特許文献１に記載された受信部の構成との差分は、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭが拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭに変更されている点、及び受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭが受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭに変更されている点である。
The difference between FIG. 9 and has been receiving section configured described in
これは、第１の実施形態において、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭが拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭに変更され、更に受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭが受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭに変更されている点と同様である。 This is because, in the first embodiment, the FFT circuit 257-1~257-N SDM is changed to extended FFT circuit 157-1~157-N SDM, further reception signal processing circuit 845-1~845-N SDM is It is the same as the point that the received signal processing circuit is changed to 345-1 to 345-N SDM.
すなわち、図９の受信部７６ａは図２１の受信部６６ａと等価な動作をする中で、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭに、送信信号に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を利用して位相雑音補償を実施する機能を付加し（拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭに相当）、さらに、図２１の受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭでは図２３に示す有効帯域幅Ｗ’内にユーザデータが割り当てられた信号に対して受信信号処理をしていたのに対し、図９では図１に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内にユーザデータが割り当てられた信号に対し受信信号処理をするように変更されていたことに対応する。更に、その他の特徴に関しても図２１に示す非特許文献１における受信部６６ａに関する説明と同様である。
That is, while the receiving
［第３の実施形態］
非特許文献１に記載の背景技術では、時間軸送信ウエイト乗算回路７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭにて時間軸送信ウエイトをデジタル的に乗算し、時間軸受信ウエイト乗算回路７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭにて時間軸受信ウエイトをデジタル的に乗算していた。しかし、この時間領域の送受信ウエイトの乗算は全周波数帯域において共通の係数を乗算することに相当し、これはアナログの送信信号ないしはアナログの受信信号に直接的に移相器を用いて位相を回転する処理と等価である。この特徴を利用し非特許文献２では、非特許文献１に記載の手法でデジタル的に乗算すべき送受信ウエイトの算出を行う一方、実際の時間軸送受信ウエイトの乗算に相当する処理は、移相器にて実施する方法を採用している。以下の説明では、まず本発明の背景技術として非特許文献２に記載の技術を適用した場合の別の回路構成について説明を行い、それとの差分として第３の実施形態について説明を行う。
[Third Embodiment]
In the background technique described in
非特許文献２に記載の技術に本発明を適用する場合の実施形態を、以下にて説明する。
（第３の実施形態における回路構成）
本発明の第３の実施形態においても、無線局装置の構成は図４に示す無線局装置７０と等価な構成をとる。図４と異なるのは送信部７１が送信部７２ｂに、受信部７５が受信部７６ｂに、通信制御回路５１が通信制御回路５３に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図４に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。
An embodiment in which the present invention is applied to the technique described in Non-Patent Document 2 will be described below.
(Circuit configuration in the third embodiment)
Also in the third embodiment of the present invention, the configuration of the radio station device has a configuration equivalent to that of the
図１０は、第３の実施形態における無線局装置７０の送信部７２ｂの構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。図１０に示すように、送信部７２ｂは、送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭと、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭと、ローカル発振器８１５と、ミキサ３１６−１〜３１６−ＮＳＤＭと、フィルタ３１７−１〜３１７−ＮＳＤＭと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔと、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭと、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭと、位相制御回路６８８と、時間軸送信ウエイト算出回路６４２と、パイロット信号記憶回路３２１とを備えている。送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路６４２とは、通信制御回路５３に接続されている。
FIG. 10 is a diagram showing a schematic block diagram showing an example of the configuration of the
図２２との差分は、Ｄ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭがＤ／Ａ変換器４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭに変更され、更にパイロット信号記憶回路３２１が追加されている点、及び送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭが送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭに変更されている点である。Ｄ／Ａ変換器４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭは、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭからの時間領域の信号とパイロット信号記憶回路３２１からの時間領域の信号をサンプリングデータ毎に加算し、この加算された値に対しＤ／Ａ変換を行う機能を有し、これはＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭの後段（で且つＤ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭの前段）に図１０と同様に加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭを配置し、ここでパイロット信号記憶回路３２１からの時間領域の信号をサンプリングデータ毎に加算する構成と等価である。
The difference from FIG. 22 is that the D / A converter 314-1-314-N SDM has been changed to the D / A converter 414-1-414-N SDM , and a pilot
これは、第１の実施形態において、図１８と図５の差分が、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔとＤ／Ａ変換器８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔとの間に加算器３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔが追加され、更にパイロット信号記憶回路３２１が追加されている点、及び送信信号処理回路８１１−１〜８１１−ＮＳＤＭが送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭに変更されている点と同様である。
This is because, in the first embodiment, the difference between FIGS. 18 and 5 is an adder between the IFFT & GI granting circuit 813-1 to 815-N Ant and the D / A converter 814-1 to 814-N Ant. 320-1 to 320-N Ant has been added, and a pilot
すなわち、図１０の送信部７２ｂは図２２の送信部６２ｂと等価な動作をする中で、送信信号に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を付与する処理を、アンテナ系統ごとに実施する代わりに、空間多重する信号系列ごとにパイロット信号を付与する処理に変更している。さらに、図２２の送信信号処理回路７１１−１〜７１１−ＮＳＤＭでは図２３に示す有効帯域幅Ｗ’内にユーザデータが割り当てられた信号を生成していたのに対し、図１０では図１に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内にユーザデータが割り当てられた信号を生成するように変更されていたことに対応する。
That is, while the
また、以上の説明では有効帯域幅の両端のパイロット信号の付与をＤ／Ａ変換器４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭにて行っているが、第２の実施形態の補足説明と同様に、送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭ内において、有効帯域幅の両端のサブキャリアにパイロット信号を割り当てた信号を生成する構成としても良い。この場合、パイロット信号記憶回路３２１が省略されると共にＤ／Ａ変換器４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭはパイロット信号との加算機能を持たないＤ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭに置き換えられることになり、それと等価な処理が送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭ内にて行われることになる。
Further, in the above description, the pilot signals at both ends of the effective bandwidth are given by the D / A converters 414-1 to 414-N SDM , but the transmission is the same as the supplementary description of the second embodiment. In the signal processing circuit 411-1 to 411-N SDM , a signal in which a pilot signal is assigned to the subcarriers at both ends of the effective bandwidth may be generated. In this case, the D / A converter 414-1~414-N SDM has no addition function of the pilot signal D / A converter 314-1~314-N SDM with the pilot
なお、第３の実施形態においては図２２に示す背景技術と同様に、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭから移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭまでのＮＳＤＭ系統を合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔで合成し、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔを各信号系列で共用する構成をとるが、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔで合成することなく個別に後続するハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔからアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔまでを個別に実装し、それぞれにおいてアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔによりサブアレーを構成しても良い。更に、その他の特徴に関しても図２２に示す背景技術の送信部６２ｂに関する説明と同様である。
Similar to the background art shown in FIG. 22 in the third embodiment, combiner and N SDM system from the distributor 673-1~673-N SDM to phase shifter group 681-1~681-N SDM synthesized in 671-1~671-N Ant, although the high-power amplifier 818-1~818-N Ant a configuration for sharing the antenna element 819-1~819-N Ant in each signal sequence, the combiner 671- from high-power amplifier 818-1~818-N Ant succeeding individually without synthesized in 1-671-N Ant to the antenna element 819-1~819-N Ant was implemented separately, the antenna elements in each 819- 1~819-N Ant by may constitute a sub-array. Further, other features are the same as those described with respect to the
図１１は、第３の実施形態における無線局装置７０の受信部７６ｂの構成の一例を示す概略ブロック図を示す図である。図１１に示すように、受信部７６ｂは、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ２５４−１〜２５４−ＮＳＤＭと、フィルタ２５５−１〜２５５−ＮＳＤＭと、Ａ／Ｄ変換器２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭと、拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭと、受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔと、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭと、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭと、時間軸受信ウエイト算出回路６５７と、位相制御回路６７８とを備えている。受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路６５７とは、通信制御回路５３に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。
FIG. 11 is a diagram showing a schematic block diagram showing an example of the configuration of the receiving unit 76b of the
図２４との差分は、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭが拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭに変更になった点、及び受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭが受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭに変更になった点である。これは、第２の実施形態において、背景技術の図２１に示す受信部６６ａが第２の実施形態の図９に示す受信部７６ａに変更された際に、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭが拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭに変更され、更に受信信号処理回路８４５−１〜８４５−ＮＳＤＭが受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭに変更されている点と同様である。
The difference between the Figure 24, that the FFT circuit 257-1~257-N SDM is changed to the extended FFT circuit 157-1~157-N SDM, and the reception signal processing circuit 745-1~745-N SDM is This is a change to the received signal processing circuit 445-1 to 445-N SDM. This is because in the second embodiment, when the receiving unit 66a shown in FIG. 21 of the background technology is changed to the receiving
すなわち、図１１の受信部７６ｂは図２４の受信部６６ｂと等価な動作をする中で、ＦＦＴ回路２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭに、送信信号に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を利用して位相雑音補償を実施する機能を付加し（拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭに相当）、さらに、図２４の受信信号処理回路７４５−１〜７４５−ＮＳＤＭでは図２３に示す有効帯域幅Ｗ’内にユーザデータが割り当てられた信号に対して受信信号処理をしていたのに対し、図１１では図１に示す縮小有効帯域幅Ｗ’’内にユーザデータが割り当てられた信号に対し受信信号処理をするように変更されていたことに対応する。更に、その他の特徴に関しても図２４に示す非特許文献２における受信部６６ｂに関する説明と同様である。
That is, while the receiving unit 76b of FIG. 11 operates equivalent to the receiving
［第４の実施形態］
本発明の第１から第３の実施形態においては、受信部における拡張ＦＦＴ回路３５７及び１５７の構成は、図７（Ｂ）に示す構成のものを利用していた。ここでは、ＦＦＴ回路８５７への入力信号は有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を含む形で行われていた。しかし、ＦＦＴ回路８５７及び受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭないしは受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭは、これらの有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を必要とはしないため、ＦＦＴ回路８５７への入力前に有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号を除外することも可能である。この機能を備えた、第４の実施形態における拡張ＦＦＴ回路の構成を図１２に示す。
[Fourth Embodiment]
In the first to third embodiments of the present invention, the configurations of the
図１２に示すように、拡張ＦＦＴ回路１９１は、ＦＦＴ回路１８２、関数Φ（ｔ）取得回路１８３、ＩＦＦＴ回路１８４、ＩＦＦＴ回路１８７、位相雑音補償回路１８５、パイロット信号除去回路１８６及びＦＦＴ回路８５７を備える。
As shown in FIG. 12, the
図７との差分は、位相雑音補償回路１８５への入力は複製回路１８１で複製された拡張ＦＦＴ回路１９０への入力信号そのものではなく、パイロット信号除去回路１８６及びＩＦＦＴ回路１８７により有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号が除去された信号となっている点である。パイロット信号除去回路１８６の動作としては、ＦＦＴ回路１８２により周波数領域の信号に変換された信号が入力された際に、図３における領域９１７及び領域１９８のサブキャリアの成分にゼロ挿入し、これをＩＦＦＴ回路１８７で周波数領域の信号から時間領域の信号に変換する。これにより、有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号に加えて、このパイロット信号が位相雑音の影響で周辺のサブキャリアに漏洩した成分も含めてキャンセルし、これらをキャンセルした周波数領域の信号を時間領域の信号に戻すことで、縮小有効帯域幅Ｗ’’内（厳密には、縮小有効帯域幅Ｗ’’から信号が漏洩した一部のサブキャリアも含む帯域内）のユーザデータを含む有効な領域のデータを受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭないしは受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭにて信号処理することが可能になる。
The difference from FIG. 7 is that the input to the phase
［第５の実施形態］
第１から第４の実施形態における説明では、ＯＦＤＭ変調方式を適用する場合を代表例として示したが、同様の処理はシングルキャリア伝送のシステムにおいても適用可能である。シングルキャリア伝送のシステムとしては、一般的なシングルキャリア伝送に加え、周波数領域での等化処理を行うＳＣ−ＦＤＥ方式などがある。このうちのＳＣ−ＦＤＥ方式では、周波数領域の信号処理が伴うために、受信信号処理回路３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭないしは受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭにおいて、ＯＦＤＭ変調方式の信号処理の代わりに一般的なＳＣ−ＦＤＥの処理を実施すればよい。これらは一般的な技術なので詳細は省略する。同様に送信部側においても、ＯＦＤＭ変調方式の信号処理を一般的なＳＣ−ＦＤＥの処理に変更すればよい。例えば、送信信号処理回路３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭないし送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭにおいては通常の時間領域のシングルキャリアの信号を生成し、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭの部分において、ＩＦＦＴを実施せずにＧＩを付与する回路を実装すれば、シングルキャリア伝送に対応させることができる。
[Fifth Embodiment]
In the description of the first to fourth embodiments, the case where the OFDM modulation method is applied is shown as a typical example, but the same processing can be applied to the system of single carrier transmission. As a single carrier transmission system, in addition to general single carrier transmission, there is an SC-FDE system that performs equalization processing in the frequency domain. Of these, the SC-FDE method involves signal processing in the frequency domain. Therefore, in the received signal processing circuit 345-1 to 345-N SDM or the received signal processing circuit 445-1 to 445-N SDM , the OFDM modulation method is used. Instead of signal processing, general SC-FDE processing may be performed. Since these are general techniques, details are omitted. Similarly, on the transmitter side as well, the signal processing of the OFDM modulation method may be changed to the general SC-FDE processing. For example, in the transmission signal processing circuit 311-1-3111-N SDM or the transmission signal processing circuit 411-1 to 411-N SDM , a single carrier signal in a normal time domain is generated, and an IFFT & GI imparting circuit 313-13 to 313 If a circuit that imparts GI is mounted in the −N SDM portion without performing IFFT, it is possible to support single carrier transmission.
ただし、ＳＣ−ＦＤＥ方式ではなく純粋なシングルキャリア伝送の場合には、必ずしも時間領域の信号を周波数領域の信号にＦＦＴ回路を用いて変換する必要はない。このため、拡張ＦＦＴ回路３５７内に実装されるＦＦＴ回路８５７は不要になり、拡張ＦＦＴ回路はシングルキャリア補償回路に置き換えられることになると共に、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭの部分におけるＧＩの付与も不要となる。図１３に、第５の実施形態におけるシングルキャリア補償回路の構成例を示す。
However, in the case of pure single carrier transmission instead of the SC-FDE method, it is not always necessary to convert the signal in the time domain into the signal in the frequency domain using the FFT circuit. Therefore, the
図１３に示すように、シングルキャリア補償回路１９２は、ＦＦＴ回路１８２、関数Φ（ｔ）取得回路１８３、ＩＦＦＴ回路１８４、パイロット信号除去回路１８６、ＩＦＦＴ回路１８７及び位相雑音補償回路１８９を備える。図１２との差分は、ＦＦＴ回路８５７が省略され、位相雑音補償回路１８５が位相雑音補償回路１８９に置き換えられた点である。位相雑音補償回路１８５と位相雑音補償回路１８９の差分は、機能としては全く同じでありながら、出力が１系統から同一内容のＮＳＤＭ系統に変更された点である。第４の実施形態で示したように、位相雑音補償回路１８９からの出力信号には有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号は含まれておらず、位相雑音が補償されたシングルキャリアの信号が出力されることになる。
As shown in FIG. 13, the single
以上の変更を反映する形で、図１４及び図１５に第５の実施形態におけるシングルキャリア伝送時の送信部、及び受信部の構成例を示す。本発明の第５の実施形態においても、無線局装置の構成は図４に示す無線局装置７０と等価な構成をとる。図４と異なるのは送信部７１が送信部７４に、受信部７５が受信部７８に、通信制御回路５１が通信制御回路５４に置き換えられている点のみであり、このため全体的な機能及び特徴は図４に準じており、ここでは図及び説明の詳細は省略する。以下では、この中の送信部７４及び受信部７８の構成例を示す。
14 and 15 show configuration examples of the transmission unit and the reception unit at the time of single carrier transmission in the fifth embodiment in a form reflecting the above changes. Also in the fifth embodiment of the present invention, the configuration of the radio station device has a configuration equivalent to that of the
図１４に示すように、第５の実施形態における送信部７４は、送信信号処理回路５１１−１〜５１１−ＮＳＤＭと、Ｄ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭと、ローカル発振器８１５と、ミキサ３１６−１〜３１６−ＮＳＤＭと、フィルタ３１７−１〜３１７−ＮＳＤＭと、ハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔと、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔと、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔと、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭと、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭと、位相制御回路６８８と、時間軸送信ウエイト算出回路６４２と、加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭと、パイロット信号記憶回路３２１とを備えている。送信信号処理回路５１１−１〜５１１−ＮＳＤＭと、時間軸送信ウエイト算出回路６４２とは、通信制御回路５４に接続されている。
As shown in FIG. 14, the
図１０との差分は、ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭが省略され、ＯＦＤＭ変調方式等の周波数領域の処理を行う送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭが、時間領域でのシングルキャリア伝送の信号処理を行う送信信号処理回路５１１−１〜５１１−ＮＳＤＭに置き換えられている。また、Ｄ／Ａ変換器４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭをＤ／Ａ変換器３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭ及び加算器４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭに分けて記載してあるが、これは機能的には全く等価な回路を明示的に分けて記載したものであり、本質的には差はない。 The difference from FIG. 10 is that the IFFT & GI imparting circuit 313-1 to 313-N SDM is omitted, and the transmission signal processing circuit 411-1 to 411-N SDM that processes the frequency domain such as the OFDM modulation method is in the time domain. It has been replaced by a transmission signal processing circuit 511-1 to 511-N SDM that performs signal processing for single carrier transmission. Moreover, are described separately D / A converter 414-1~414-N SDM to the D / A converter 314-1~314-N SDM and the adder 420-1~420-N SDM, which Is an explicit division of functionally equivalent circuits, and there is essentially no difference.
したがって、送信信号処理回路４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭとＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭの組み合わせでＯＦＤＭ変調方式を用いたデジタルベースバンドの時間領域の送信信号を生成していたものが、送信信号処理回路５１１−１〜５１１−ＮＳＤＭによりシングルキャリア伝送でのデジタルベースバンドの時間領域の送信信号を生成することになる。送信信号処理回路５１１−１〜５１１−ＮＳＤＭが行うシングルキャリア伝送の信号処理は一般的な信号処理であり、ここでは詳細を省略するが、ユーザデータに変調処理を加えた信号に先行して、ユニークワードなどの信号がオーバヘッドとして付与される。これらも含めた時間領域の信号が出力されることになる。 Therefore, a combination of the transmission signal processing circuit 411-1 to 411-N SDM and the IFFT & GI granting circuit 313-1 to 313-N SDM was used to generate a transmission signal in the time region of the digital baseband using the OFDM modulation method. However, the transmission signal processing circuit 511-1 to 511-N SDM will generate a transmission signal in the time region of the digital baseband in single carrier transmission. The signal processing of single carrier transmission performed by the transmission signal processing circuit 511-1 to 511-N SDM is general signal processing, and although details are omitted here, it precedes a signal obtained by subjecting user data to modulation processing. , A signal such as a unique word is given as an overhead. Signals in the time domain including these will be output.
なお、第５の実施形態においても第３の実施形態と同様に、空間多重を行う信号系列ごとに個別にハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔやアンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔ等を実装し、それぞれにおいてサブアレーを構成しても良い。更に、その他の特徴に関しても第３の実施形態に関する説明と同様である。 In the fifth embodiment as well, as in the third embodiment, the high power amplifiers 818-1 to 818-N Ant and the antenna elements 819-1 to 819-N Ant are individually used for each signal sequence to be spatially multiplexed. Etc. may be implemented to form a sub-array for each. Further, other features are the same as those described with respect to the third embodiment.
図１５に示すように、第５の実施形態における受信部７８は、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔと、ローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔと、ローカル発振器８５３と、ミキサ２５４−１〜２５４−ＮＳＤＭと、フィルタ２５５−１〜２５５−ＮＳＤＭと、Ａ／Ｄ変換器２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭと、シングルキャリア補償回路５５７−１〜５５７−ＮＳＤＭ（図１５では、ＳＣ補償回路）と、受信信号処理回路５４５−１〜５４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路７５７と、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔと、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭと、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭとを備えている。受信信号処理回路５４５−１〜５４５−ＮＳＤＭと、受信ウエイト処理部７４４と、時間軸受信ウエイト算出回路７５７とは、通信制御回路５４に接続されている。受信ウエイト処理部７４４は、チャネル情報推定回路７４６と、受信ウエイト算出回路７４７とを備えている。
As shown in FIG. 15, the receiving
図１１との差分は、拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭがシングルキャリア補償回路５５７−１〜５５７−ＮＳＤＭに変更になった点、及びＯＦＤＭ変調方式等の周波数領域の処理を行う受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭがシングルキャリア伝送の時間領域の処理を行う受信信号処理回路５４５−１〜５４５−ＮＳＤＭに変更になった点である。 Difference between FIG. 11 is carried out that the extended FFT circuit 157-1~157-N SDM is changed to single-carrier compensation circuit 557-1~557-N SDM, and the frequency domain processing such as OFDM modulation scheme The reception signal processing circuit 445-1-445-N SDM has been changed to the reception signal processing circuit 545-1-545-N SDM that processes the time domain of single carrier transmission.
したがって、受信信号処理回路４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭがＯＦＤＭ変調方式を用いたデジタルベースバンドの時間領域の信号検出処理をしていたものが、受信信号処理回路５４５−１〜５４５−ＮＳＤＭによりシングルキャリア伝送でのデジタルベースバンドの時間領域の信号検出処理を実施することになる。受信信号処理回路５４５−１〜５４５−ＮＳＤＭが行うシングルキャリア伝送の信号処理は一般的な信号処理であり、ここでは詳細を省略するが、ユーザデータに変調処理を加えた信号に先行して付与されているユニークワードなどの信号を検出し、適切なタイミングから信号検出処理を開始し、送信側での信号を再生してＭＡＣ層処理回路６８側に出力する。
Therefore, the received signal processing circuit 454-1 to 445-N SDM performs signal detection processing in the time region of the digital baseband using the OFDM modulation method, but the received signal processing circuit 545-1 to 545-N SDM Therefore, signal detection processing in the time region of the digital baseband in single carrier transmission will be performed. The signal processing of single carrier transmission performed by the received signal processing circuit 545-1 to 545-N SDM is general signal processing, and although details are omitted here, it precedes a signal obtained by subjecting user data to modulation processing. It detects a signal such as a unique word that has been added, starts signal detection processing at an appropriate timing, reproduces the signal on the transmitting side, and outputs it to the MAC
また、シングルキャリア補償回路５５７−１〜５５７−ＮＳＤＭが行う信号処理は上述の通りであり、位相雑音の補償処理を行い、パイロット信号が除去された縮小有効帯域幅Ｗ’’内のシングルキャリア信号を受信信号処理回路５４５−１〜５４５−ＮＳＤＭに出力する。 Further, the signal processing performed by the single carrier compensation circuit 557-1 to 557-N SDM is as described above, and the single carrier within the reduced effective bandwidth W'' in which the phase noise compensation processing is performed and the pilot signal is removed. The signal is output to the received signal processing circuit 545-1 to 545-N SDM.
なお、第５の実施形態においても第３の実施形態と同様に、空間多重を行う信号系列ごとに個別にローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔやアンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ等を実装し、それぞれにおいてサブアレーを構成しても良い。更に、その他の特徴に関しても第３の実施形態に関する説明と同様である。 In the fifth embodiment as well, as in the third embodiment, the low noise amplifier 852-1-852-N Ant , the antenna element 851-1-851-N Ant, etc. are individually used for each signal sequence to be spatially multiplexed. May be implemented and sub-arrays may be configured in each. Further, other features are the same as those described with respect to the third embodiment.
［第６の実施形態］
第１の実施形態から第５の実施形態においては、各無線局装置７０の送信部７１、７２ａ、７２ｂ及び７４において、アンテナ素子８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔやハイパワーアンプ８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔ等を空間多重する信号系列ごとに個別に実装し、それぞれでサブアレー構成とすることも可能であった。同様に、受信部７５、７６ａ、７６ｂ及び７８においても、アンテナ素子８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔやローノイズアンプ８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔ等を空間多重する信号系列ごとに個別に実装し、それぞれでサブアレー構成とすることも可能であった。この送信部７１、７２ａ、７２ｂ及び７４と受信部７５、７６ａ、７６ｂ及び７８のサブアレーアンテナは、物理的に例えば数ｍ程度離れた位置に設置する場合には、ローカル発振器８１５とローカル発振器８５３はそれぞれ個別に実装される場合があり、それぞれのサブアレー間で異なる位相雑音が付加される可能性がある。
[Sixth Embodiment]
In the first to fifth embodiments, the antenna elements 819-1 to 819-N Ant and the high power amplifiers 818-1 to 818 are used in the
図１６は、第６の実施形態における対向する無線局装置７０の概要を示す図である。図１６に示す様に、無線局装置７０ａ及び７０ｂは、送信部７１ａ及び７１ｂ、受信部７５ａ及び７５ｂ、インタフェース回路６７ａ及び６７ｂ、ＭＡＣ層処理回路６８ａ及び６８ｂ、及び通信制御回路５１ａ及び５１ｂを備えている。無線局装置７０ｂは、上述の様にサブアレー構成を取り、その状況を明示的に示すために送信部７１ｂはサブアレー９２−１〜９２−ＮＳＤＭを備え、受信部７５ｂはサブアレー９１−１〜９１−ＮＳＤＭを備える。無線局装置７０ａは、サブアレー構成を取らずに共通化されたアンテナを備え、送信ウエイトの乗算により送信指向性ビーム９３−１〜９３−ＮＳＤＭを形成してサブアレー９１−１〜９１−ＮＳＤＭと対向し、同様に受信ウエイトの乗算により受信指向性ビーム９４−１〜９４−ＮＳＤＭを形成してサブアレー９２−１〜９２−ＮＳＤＭと対向する。
FIG. 16 is a diagram showing an outline of the opposite
例えば第３の実施形態を用いて説明すれば、送信部７１ａに相当する図１０の送信部７２ｂでは、合成器６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔ、移相器群６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ、分配器６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭにて送信指向性ビーム９３−１〜９３−ＮＳＤＭを形成し、受信部７５ａに相当する図１１の受信部７６ｂでは、分配器６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔ、移相器群６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭ、合成器６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭにて受信指向性ビーム９４−１〜９４−ＮＳＤＭを形成する処理が実施される。
For example, to explain using the third embodiment, in the
この時、受信部７５ａ及び７５ｂは空間多重される信号系列ごとに異なるローカル発振器８１５及び又はローカル発振器８５３が適用されるため、個別独立の位相雑音が付加されている。この時、例えば第３の実施形態を例にとれば、上述の指向性形成により概ね相互の信号分離がなされているため、各拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭへの入力信号では干渉成分はある程度抑圧されているものと期待される。この場合、上述の処理を各拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭで個別に実施すれば、それぞれの信号系列において適切な位相雑音補償が実施可能である。
At this time, since different
同様に、一つの基地局装置が複数の端末局装置と空間多重伝送を行うマルチユーザＭＩＭＯ環境であっても、上述の指向性形成で概ね信号分離ができているため、同様の位相雑音補償を個別の各拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭで実施すればよい。ここで、マルチユーザＭＩＭＯのユーザ数が２の場合には、有効帯域幅Ｗ’の両端のパイロット信号の片方をユーザ＃１に、他方をユーザ＃２に割り当てるなどして、相互の干渉を更に低減して運用することも可能である。ないしは、サブアレー構成を取りながらも、ローカル発振器８１５及び又はローカル発振器８５３がサブアレー間で共用されている場合には、それぞれの信号系列に加わる位相雑音は全く等価な位相雑音となることが期待される。図１において、パイロット信号を有効帯域幅Ｗ’の両端に配置し、複数のパイロット信号から得られた情報を平均化して位相雑音の抽出精度を高める方法については上述の通りであるが、同様の平均化処理を、拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭでまたがって実施することも可能である。この場合には、拡張ＦＦＴ回路１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭ間に相互の情報を交換するための信号線が必要となる。
Similarly, even in a multi-user MIMO environment in which one base station device performs spatial multiplex transmission with a plurality of terminal station devices, the signal separation is generally achieved by the above-mentioned directivity formation, so that the same phase noise compensation can be obtained. It may be carried out in each individual extended FFT circuit 157-1 to 157-N SDM. Here, when the number of users of the multi-user MIMO is 2, one of the pilot signals at both ends of the effective bandwidth W'is assigned to the
この様に、本発明の実施形態においては、サブアレー構成を取る場合や、シングルユーザＭＩＭＯに加えてマルチユーザＭＩＭＯ伝送を実施する場合にも適用可能である。
以上、図面を参照して本発明の実施の形態を説明してきたが、上記実施の形態は本発明の例示に過ぎず、本発明が上記実施の形態に限定されるものではないことは明らかである。例えば、本発明の実施形態の説明においてはＯＦＤＭ変調方式、シングルキャリア伝送方式、ＳＣ−ＦＤＥ方式等を想定した装置構成及び信号処理を中心に説明を行ったが、その他の方式を適用するためには、従来技術におけるその方式の装置構成を本発明の実施形態において反映させた構成とすればよい。また、本発明では特に明示することなく、一般的なＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｐｏｉｎｔ型の空間多重伝送を中心に説明を行ったが、複数の無線局装置を備えたＰｏｉｎｔ−ｔｏ−Ｍｕｌｔｉｐｏｉｎｔ型の通信形態であっても全く同様の議論が成り立つ。更にはこの際に、マルチユーザＭＩＭＯ伝送により、複数の無線局装置と同時並行的に通信を行う構成に拡張することも可能である。
As described above, in the embodiment of the present invention, it can be applied to the case of adopting a sub-array configuration and the case of carrying out multi-user MIMO transmission in addition to single-user MIMO.
Although the embodiments of the present invention have been described above with reference to the drawings, it is clear that the embodiments are merely examples of the present invention and the present invention is not limited to the above embodiments. is there. For example, in the description of the embodiment of the present invention, the device configuration and signal processing assuming the OFDM modulation method, the single carrier transmission method, the SC-FDE method, etc. have been mainly described, but in order to apply other methods. May be a configuration that reflects the device configuration of the method in the prior art in the embodiment of the present invention. Further, in the present invention, the description has been made focusing on general point-to-point type spatial multiplexing transmission without any particular specification, but a point-to-multipoint type communication mode including a plurality of radio station devices has been described. Even so, the exact same argument holds. Further, at this time, it is possible to extend the configuration to perform communication with a plurality of radio station devices in parallel by multi-user MIMO transmission.
また、本発明の実施形態において用いるパイロット信号の送信局側での付与の処理においては、何らかの手段で生成した送信信号に対し、別途、メモリに保存したパイロット信号の時間領域での情報（サンプリングデータ）を加算する形で実現しても良いし、ＯＦＤＭ変調方式やＳＣ−ＦＤＥ方式などの様に送信側において周波数領域での信号処理が伴う場合には、周波数領域においてパイロット信号の成分を割り当て、一括してパイロット信号を生成する形でも対処可能である。この意味で、送信信号にパイロット信号が付与されていることが本質であり、そのパイロット信号の付与の仕方は様々なバリエーションにより実現することも可能である。 Further, in the processing of applying the pilot signal on the transmitting station side used in the embodiment of the present invention, information (sampling data) in the time domain of the pilot signal separately stored in the memory is obtained with respect to the transmission signal generated by some means. ) May be added, or when signal processing in the frequency domain is involved on the transmitting side as in the OFDM modulation method or SC-FDE method, a pilot signal component is assigned in the frequency domain. It is also possible to deal with it by generating pilot signals all at once. In this sense, it is essential that a pilot signal is added to the transmission signal, and the method of adding the pilot signal can be realized by various variations.
また、本明細書では周波数領域、時間領域、時間軸等の用語を用いているが、例えばＯＦＤＭ変調方式やＳＣ−ＦＤＥ方式を適用する際に実施するＦＦＴ処理により、デジタル・サンプリング・データが複数の周波数成分ないしはサブキャリアの信号に変換することが可能であり、この各周波数成分ないしは各サブキャリアの信号を本明細書では周波数領域（または周波数軸）の信号と呼ぶ。これとの対比として、デジタル・サンプリング・データは時系列の信号であり、これを時間領域（または時間軸）の信号と呼んでおり、この意味ではアナログ信号は時間的に連続する信号であるために、例えば第３の実施形態などで移相器で行う複素位相の回転処理は、時間領域での信号処理に相当する。基本的に時間領域での信号処理は、周波数領域の信号処理と異なりＦＦＴ処理を必要としないため、基本的には隣接周波数成分への信号の漏洩の問題を回避しやすいという特徴がある。このため、本明細書では記載していないその他の時間領域の信号処理などを追加で付加しても、本発明は影響を避けて運用することが可能である。 Further, although terms such as frequency domain, time domain, and time axis are used in this specification, a plurality of digital sampling data can be obtained by, for example, FFT processing performed when applying the OFDM modulation method or SC-FDE method. It is possible to convert the signal of each frequency component or subcarrier of the above, and the signal of each frequency component or each subcarrier is referred to as a signal in the frequency domain (or frequency axis) in the present specification. In contrast to this, digital sampling data is a time-series signal, which is called a time domain (or time axis) signal, because in this sense an analog signal is a time-continuous signal. In addition, for example, the complex phase rotation processing performed by the phase shifter in the third embodiment corresponds to signal processing in the time domain. Basically, the signal processing in the time domain does not require FFT processing unlike the signal processing in the frequency domain, so that it is basically easy to avoid the problem of signal leakage to adjacent frequency components. Therefore, even if signal processing in other time domains not described in the present specification is additionally added, the present invention can be operated while avoiding the influence.
またさらに、ここでは位相雑音補償が従来の背景技術で対応できない空間多重伝送を行う場合を想定し、複数のアンテナ素子を備える実施形態を中心に説明を行ってきたが、本発明の本質は図１に示す様に帯域内のパイロット信号（その周辺の周波数領域においては信号の割り当てのないことが特徴）を送信側で付与し、受信側においてはこのパイロット信号とその周辺の周波数成分を用いて位相雑音のレプリカを生成し、これを用いて受信信号から位相雑音を除去することが特徴であり、この意味では複数のアンテナ素子を用いることは必須ではなく、また空間多重伝送を用いない場合でも、本発明の適用により位相雑音補償を行うことは可能である。この際、本発明の実施形態では、パイロット信号を有効帯域幅の両端に配置したが、これはもともと信号の割り当てのないガードバンドを積極的に利用するためであり、必ずしも有効帯域幅の両端である必要はなく、帯域内の任意の場所にパイロット信号を割り当てることが可能である。更にいえば、本発明の実施形態ではパイロット信号を２本割り当てる例を示したが、１本のみを利用したり、ないしは３本以上を利用することも可能である。特に複数の無線局とひとつの無線局（基地局装置）が同時に空間多重伝送を行う場合、ないしはサブアレー構成を用いた無線局がサブアレー間で空間多重伝送を行う場合などは、独立な位相雑音を伴う信号系列のそれぞれ毎に、個別のパイロットサブキャリアを割り当て、当該無線局以外はそのパイロットサブキャリアへの信号送信を行わない構成としても良い。この場合、受信局側では個別の無線局またはサブアレーに対応した信号系列ごとに、個別に位相雑音補償を行うことになる。この様に、本発明の実施形態にて説明した個別のパラメータを適宜修正して実施することも、本発明の範囲内である。 Furthermore, here, assuming a case where phase noise compensation cannot be handled by conventional background technology, spatial multiplex transmission has been described, and the description has been focused on an embodiment including a plurality of antenna elements, but the essence of the present invention is shown in the figure. As shown in 1, a pilot signal in the band (characterized by no signal allocation in the frequency domain around it) is given on the transmitting side, and this pilot signal and the frequency components around it are used on the receiving side. It is characterized by generating a replica of the phase noise and using it to remove the phase noise from the received signal. In this sense, it is not essential to use multiple antenna elements, and even when spatial multiplex transmission is not used. , It is possible to perform phase noise compensation by applying the present invention. At this time, in the embodiment of the present invention, the pilot signal is arranged at both ends of the effective bandwidth, but this is because the guard band to which the signal is not originally assigned is actively used, and the pilot signal is not necessarily arranged at both ends of the effective bandwidth. It does not have to be, and it is possible to assign a pilot signal anywhere in the band. Furthermore, although an example in which two pilot signals are assigned is shown in the embodiment of the present invention, it is possible to use only one signal or to use three or more signals. In particular, when multiple radio stations and one radio station (base station device) perform spatial multiplexing transmission at the same time, or when a radio station using a sub-array configuration performs spatial multiplexing transmission between sub-arrays, independent phase noise is generated. An individual pilot subcarrier may be assigned to each of the accompanying signal sequences, and signals may not be transmitted to the pilot subcarrier other than the radio station. In this case, the receiving station side individually performs phase noise compensation for each signal sequence corresponding to the individual radio station or sub-array. As described above, it is also within the scope of the present invention to appropriately modify the individual parameters described in the embodiments of the present invention.
したがって、本発明の技術思想及び範囲を逸脱しない範囲で構成要素の追加、省略、置換、その他の変更を行ってもよい。 Therefore, components may be added, omitted, replaced, or otherwise modified without departing from the technical idea and scope of the present invention.
５１、５１ａ、５１ｂ、５２、５３…通信制御回路
６０…無線局装置
６１、６２…送信部
６５、６６…受信部
６７、６７ａ、６７ｂ…インタフェース回路
６８、６８ａ、６８ｂ…ＭＡＣ層処理回路
７０…無線局装置
７１、７１ａ、７１ｂ、７２ａ、７２ｂ、７４…送信部
７５、７５ａ、７５ｂ、７６ａ、７６ｂ、７８…受信部
１５７−１〜１５７−ＮＳＤＭ…拡張ＦＦＴ回路
１８１…複製回路
１８２…ＦＦＴ回路
１８３…関数Φ（ｔ）取得回路
１８４…ＩＦＦＴ回路
１８５…位相雑音補償回路
１８６…パイロット信号除去回路
１８７…ＩＦＦＴ回路
１８９…位相雑音補償回路
１９１…拡張ＦＦＴ回路
１９２…シングルキャリア補償回路
２５４−１〜２５４−ＮＳＤＭ…ミキサ
２５５−１〜２５５−ＮＳＤＭ…フィルタ
２５６−１〜２５６−ＮＳＤＭ…Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器
２５７−１〜２５７−ＮＳＤＭ…ＦＦＴ回路
３１１−１〜３１１−ＮＳＤＭ…送信信号処理回路
３１３−１〜３１３−ＮＳＤＭ…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
３１４−１〜３１４−ＮＳＤＭ…Ｄ／Ａ変換器
３１６−１〜３１６−ＮＳＤＭ…ミキサ
３１７−１〜３１７−ＮＳＤＭ…フィルタ
３２０−１〜３２０−ＮＡｎｔ…加算器
３２１…パイロット信号記憶回路
３４５−１〜３４５−ＮＳＤＭ…受信信号処理回路
３５７−１〜３５７−ＮＡｎｔ…拡張ＦＦＴ回路
４１１−１〜４１１−ＮＳＤＭ…送信信号処理回路
４１４−１〜４１４−ＮＳＤＭ…Ｄ／Ａ変換器
４２０−１〜４２０−ＮＳＤＭ…加算器
４４５−１〜４４５−ＮＳＤＭ…受信信号処理回路
５１１−１〜５１１−ＮＳＤＭ…送信信号処理回路
６４２…時間軸送信ウエイト算出回路
６５７…時間軸受信ウエイト算出回路
６７１−１〜６７１−ＮＡｎｔ…合成器
６７２−１〜６７２−ＮＡｎｔ…分配器
６７３−１〜６７３−ＮＳＤＭ…分配器
６７４−１〜６７４−ＮＳＤＭ…合成器
６７８…位相制御回路
６８１−１〜６８１−ＮＳＤＭ…移相器群
６８２−１〜６８２−ＮＳＤＭ…移相器群
６８８…位相制御回路
７４０…送信ウエイト処理部
７４１…チャネル情報取得回路
７４２…チャネル情報記憶回路
７４３…送信ウエイト算出回路
７４４…受信ウエイト処理部
７４６…チャネル情報推定回路
７４７…受信ウエイト算出回路
７５５−１〜７５５−ＮＳＤＭ…時間軸受信ウエイト乗算回路
７５７…時間軸送信ウエイト算出回路
７６１−１〜７６１−ＮＳＤＭ…時間軸送信ウエイト乗算回路
８１２−１〜８１２−ＮＡｎｔ…加算合成回路
８１３−１〜８１３−ＮＡｎｔ…ＩＦＦＴ＆ＧＩ付与回路
８１４−１〜８１４−ＮＡｎｔ…Ｄ／Ａ変換器
８１５…ローカル発振器
８１６−１〜８１６−ＮＡｎｔ…ミキサ
８１７−１〜８１７−ＮＡｎｔ…フィルタ
８１８−１〜８１８−ＮＡｎｔ…ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）
８１９−１〜８１９−ＮＡｎｔ…アンテナ素子
８４０…送信ウエイト処理部
８４１…チャネル情報取得回路
８４２…チャネル情報記憶回路
８４３…送信ウエイト算出回路
８４４…受信ウエイト処理部
８４６…チャネル情報推定回路
８４７…受信ウエイト算出回路
８５１−１〜８５１−ＮＡｎｔ…アンテナ素子
８５２−１〜８５２−ＮＡｎｔ…ローノイズアンプ（ＬＮＡ）
８５３…ローカル発振器
８５４−１〜８５４−ＮＡｎｔ…ミキサ
８５５−１〜８５５−ＮＡｎｔ…フィルタ
８５６−１〜８５６−ＮＡｎｔ…Ａ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換器
８５７−１〜８５７−ＮＡｎｔ…ＦＦＴ回路
８８７…ローカル発振器
51, 51a, 51b, 52, 53 ...
819-1 to 819-N Ant ...
853 ... Local oscillator 854-1 to 854-N Ant ... Mixer 855-1 to 855-N Ant ... Filter 856-1-856-N Ant ... A / D (analog / digital) converter 857-1 to 857-N Ant ... FFT circuit 887 ... Local oscillator
Claims (4)
前記第１の無線通信装置は、
有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内の該空き領域を除く領域ないしはその一部において、伝送すべき情報を含む送信信号を生成する送信信号生成手段と、
前記有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成及び前記送信信号生成手段により生成した送信信号に付与するパイロット信号付与手段と、
前記パイロット信号付与手段により生成された前記パイロット信号を含む送信信号を無線周波数で送信する送信手段と、
を備え、
前記第２の無線通信装置は、
前記無線周波数の信号を受信する受信手段と、
前記受信手段で受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号に対し、時間領域のサンプリング信号から周波数領域の信号に変換する時間／周波数信号変換手段と、
前記時間／周波数信号変換手段からの出力において、前記パイロット信号の周波数成分と、該パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、抽出された信号の周波数成分ごとの係数を基に位相雑音のレプリカを生成する位相雑音レプリカ生成手段と、
前記位相雑音のレプリカと、前記時間領域のサンプリング信号ないしは前記時間領域のサンプリング信号に基づいて修正されたサンプリング信号とを用いて位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成する位相雑音補償手段と、
前記位相雑音補償手段からの出力信号を基に、前記第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生するデータ再生手段と、
を備え、
前記位相雑音レプリカ生成手段は、１以上の正の整数Ｎ ＰＮ 及び−Ｎ ＰＮ ≦ｋ’≦Ｎ ＰＮ となる整数ｋ’に対し、前記時間／周波数信号変換手段により取得される第ｋ周波数成分の前記パイロット信号の係数β ｋ 及び第（ｋ＋ｋ’）周波数成分の係数β ｋ＋ｋ’ を基に、時刻ｔのサンプリングデータを以下の式（１）ないしはこの逆数で与えられるサンプリングデータを位相雑音のレプリカとして生成することを特徴とする無線通信装置。
The first wireless communication device is
A transmission signal generation means that generates a transmission signal including information to be transmitted in a predetermined frequency region within the effective bandwidth as a free area, and in or a part of the region excluding the free area within the effective bandwidth.
A pilot signal imparting means for generating a pilot signal without a valid signal component at least in an adjacent frequency component with respect to a predetermined frequency component within the effective bandwidth and applying the pilot signal to the transmission signal generated by the transmission signal generation means.
A transmission means for transmitting a transmission signal including the pilot signal generated by the pilot signal imparting means at a radio frequency, and
With
The second wireless communication device is
A receiving means for receiving the radio frequency signal and
For the frequency-converted signal a signal or the signal received by said receiving means, and time / frequency signal converting means for converting the sampling signal in the time domain into signal in the frequency domain,
In the output from the time / frequency signal conversion means, a signal in a frequency domain including the frequency component of the pilot signal and a plurality of peripheral frequency components including at least adjacent frequency components of the pilot signal is extracted and extracted. A phase noise replica generation means that generates a phase noise replica based on the coefficient for each frequency component of the signal,
A replica of the phase noise, the phase noise compensation means for generating a sampling signal phase noise compensation was made by using a sampling signal which is corrected based on the sampling signal or a sampling signal of the time domain of the time domain,
Based on the output signal from the phase noise compensating means, and a data reproducing means for reproducing data transmitted from the first wireless communication device,
Equipped with a,
The phase noise replica generation means has the k-th frequency component acquired by the time / frequency signal conversion means for an integer k'having 1 or more positive integers N PN and −N PN ≦ k ′ ≦ N PN. based on the 'factor beta k + k of the frequency component coefficient beta k and a (k + k)' of the pilot signal, the sampling data following equation at time t (1) or a sampling data given in this reciprocal as a replica of the phase noise A wireless communication device characterized by generating.
前記メモリから当該サンプリングデータを所定の間隔で繰り返し読みだすことによって、連続的な前記パイロット信号の時間領域信号を出力するパイロット信号出力手段と、
をさらに備えることを特徴とする、請求項１又は２に記載の無線通信装置。 The pilot signal imparting means includes a memory for storing sampling data having a length of one cycle or an integral multiple of a cycle of a sine wave signal having a predetermined frequency or a composite signal of a plurality of sine wave signals having a predetermined frequency.
By reading repeatedly the sampled data at a predetermined interval from said memory, and the pilot signal output means for outputting the time domain signal of the continuous said pilot signal,
The wireless communication device according to claim 1 or 2, further comprising.
前記第１の無線通信装置が、有効帯域幅内の所定の周波数領域を空き領域とし、前記有効帯域幅内の該空き領域を除く領域ないしはその一部において、伝送すべき情報を含む送信信号を生成する送信信号生成ステップと、
前記第１の無線通信装置が、前記有効帯域幅内の所定の周波数成分に対し、少なくとも隣接する周波数成分において有効な信号成分を伴わないパイロット信号を生成及び前記送信信号生成ステップにより生成した送信信号に付与するパイロット信号付与ステップと、
前記第１の無線通信装置が、前記パイロット信号付与ステップにより生成された前記パイロット信号を含む送信信号を無線周波数で送信する送信ステップと、
前記第２の無線通信装置が、前記無線周波数の信号を受信する受信ステップと、
前記第２の無線通信装置が、前記受信ステップにおいて受信した信号ないしは該信号を周波数変換した信号に対し、時間領域のサンプリング信号から周波数領域の信号に変換する時間／周波数信号変換ステップと、
前記第２の無線通信装置が、前記時間／周波数信号変換ステップにおける出力において、前記パイロット信号の周波数成分と、該パイロット信号の少なくとも隣接する周波数成分を含む複数の周辺の周波数成分とを含む周波数領域の信号を抽出し、抽出された信号の周波数成分ごとの係数を基に位相雑音のレプリカを生成する位相雑音レプリカ生成ステップと、
前記第２の無線通信装置が、前記位相雑音のレプリカと、前記時間領域のサンプリング信号ないしは前記時間領域のサンプリング信号に基づいて修正されたサンプリング信号とを用いて位相雑音補償がなされたサンプリング信号を生成する位相雑音補償ステップと、
前記第２の無線通信装置が、前記位相雑音補償ステップにおける出力信号を基に、前記第１の無線通信装置より伝送されるデータを再生するデータ再生ステップと、
を有し、
前記位相雑音レプリカ生成ステップでは、１以上の正の整数Ｎ ＰＮ 及び−Ｎ ＰＮ ≦ｋ’≦Ｎ ＰＮ となる整数ｋ’に対し、前記時間／周波数信号変換ステップにより取得される第ｋ周波数成分の前記パイロット信号の係数β ｋ 及び第（ｋ＋ｋ’）周波数成分の係数β ｋ＋ｋ’ を基に、時刻ｔのサンプリングデータを以下の式（２）ないしはこの逆数で与えられるサンプリングデータを位相雑音のレプリカとして生成することを特徴とする無線通信方法。
The first wireless communication device sets a predetermined frequency region within the effective bandwidth as a free area, and transmits a transmission signal including information to be transmitted in a region excluding the free region or a part thereof within the effective bandwidth. The transmission signal generation step to be generated and
The first wireless communication device generates a pilot signal without a valid signal component at least in an adjacent frequency component with respect to a predetermined frequency component within the effective bandwidth, and a transmission signal generated by the transmission signal generation step. And the pilot signal giving step to be given to
A transmission step in which the first wireless communication device transmits a transmission signal including the pilot signal generated by the pilot signal addition step at a radio frequency.
A reception step in which the second wireless communication device receives a signal of the radio frequency, and
The second wireless communication device, for the frequency-converted signal a signal or the signal received at said receiving step, and time / frequency signal conversion step of converting the sampling signal in the time domain into signal in the frequency domain,
The second wireless communication device, at the output of the time / frequency signal converting step, a frequency region including the frequency component of the pilot signal, and a plurality of peripheral frequency components including at least adjacent frequency components of the pilot signal A phase noise replica generation step that extracts the signal of the above signal and generates a replica of the phase noise based on the coefficient for each frequency component of the extracted signal.
The second wireless communication device, wherein the phase noise replica, a sampling signal phase noise compensation was made by using a sampling signal which is corrected based on the sampling signal or a sampling signal of the time domain of the time domain The phase noise compensation step to be generated and
The second wireless communication device, based on an output signal of the phase noise compensation step, a data reproducing step of reproducing the data transmitted from the first wireless communication device,
Have a,
In the phase noise replica generation step, the k-th frequency component acquired by the time / frequency signal conversion step is applied to an integer k'for which one or more positive integers N PN and −N PN ≦ k'≦ N PN. based on the 'factor beta k + k of the frequency component coefficient beta k and a (k + k)' of the pilot signal, the sampling data following equation at time t (2) or the sampling data given in this reciprocal as a replica of the phase noise A wireless communication method characterized by generating.
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