JP6821493B2 - Current resonance type DC-DC converter - Google Patents
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Description
本発明は、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。 The present invention relates to a current resonance type DC-DC converter.
複数の電流共振型ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）−ＤＣコンバータを並列運転すると、単機運転した場合に比べて、大きな電力を得ることができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ間のスイッチング位相差を適切に設定することで、入力リップル電流および／または出力リップル電流を低減するという効果も得られる。しかしながら、これらのＤＣ−ＤＣコンバータのそれぞれの出力電流は、例えばその内部の素子ばらつき（例えば、トランスの巻数比、共振インダクタのインダクタンスなどのばらつき）に起因して偏差を持つ。すなわち、これらのＤＣ−ＤＣコンバータの出力分担は均等にならず、効率が低下する。故に、並列運転のメリットを活かすために、ＤＣ−ＤＣコンバータ間の出力電流のバランスを取ることが求められる。また、出力電流がばらつくと、いずれかのＤＣ−ＤＣコンバータに過剰な出力電流が流れるので、この出力電流の偏りに備えて、キャパシタンスおよびインダクタンスにマージンを持たせる必要がある。すなわち、各ＤＣ−ＤＣコンバータを理論上必要とされるサイズよりも大きくしなければならない。 When a plurality of current resonance type DC (Direct Current) -DC converters are operated in parallel, a large amount of electric power can be obtained as compared with the case where a single machine is operated. Further, by appropriately setting the switching phase difference between the DC and DC converters, the effect of reducing the input ripple current and / or the output ripple current can also be obtained. However, the output current of each of these DC-DC converters has a deviation due to, for example, variations in the elements inside the DC-DC converter (for example, variations in the turns ratio of the transformer, inductance of the resonant inductor, etc.). That is, the output sharing of these DC-DC converters is not equal, and the efficiency is lowered. Therefore, in order to take advantage of parallel operation, it is required to balance the output current between the DC-DC converters. Further, if the output current varies, an excessive output current flows through one of the DC-DC converters. Therefore, it is necessary to provide a margin in the capacitance and the inductance in preparation for the bias of the output current. That is, each DC-DC converter must be larger than the theoretically required size.
特許文献１には、各ＤＣ−ＤＣコンバータの電流を検出し、その電流が同じになるように、各ＤＣ−ＤＣコンバータを個別に位相シフト制御（アクティブ制御）して、ＤＣ−ＤＣコンバータの電流アンバランスを抑制する技術が開示されている。 In Patent Document 1, the current of each DC-DC converter is detected, and each DC-DC converter is individually phase-shifted (actively controlled) so that the current becomes the same, and the current of the DC-DC converter is controlled. A technique for suppressing imbalance is disclosed.
特許文献２には、各ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスが１次巻線、２次巻線および３次巻線を有するように構成し、これらの３次巻線とリアクトルとを環状に接続することで、電流アンバランスを抑制する技術が開示されている。 In Patent Document 2, the transformer of each DC-DC converter is configured to have a primary winding, a secondary winding, and a tertiary winding, and these tertiary windings and a reactor are connected in an annular shape. So, a technique for suppressing current imbalance is disclosed.
特許文献３には、複数のＤＣ−ＤＣコンバータの整流回路の出力端を共通に接続し、その後段に各ＤＣ−ＤＣコンバータの共振条件を揃えるためのリアクトルを設けることで、電流アンバランスを抑制する技術が開示されている。 In Patent Document 3, current imbalance is suppressed by connecting the output ends of rectifier circuits of a plurality of DC-DC converters in common and providing a reactor in the subsequent stage for matching the resonance conditions of each DC-DC converter. The technology to be used is disclosed.
特許文献１の技術は、位相シフト制御を行うので、フルブリッジ型に比べて低コストなハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータに適用することはでいない。また、位相シフト制御を行うことによる効率の低下（電力損失の増大）を避けられない。さらに、この技術では、並列接続したコンバータの出力を一定化するための第１の制御ループと、各ＤＣ−ＤＣコンバータからの検出電流を一致させるための第２の制御ループとが必要となる。これら２つの制御ループの帯域（クロスオーバー周波数）は、互いに影響し合わないようにするために離間して設定されることになる。故に、ＤＣ−ＤＣコンバータの応答性能が悪くなる。 Since the technique of Patent Document 1 performs phase shift control, it cannot be applied to a half-bridge type DC-DC converter at a lower cost than a full-bridge type. In addition, it is inevitable that the efficiency will decrease (power loss will increase) due to the phase shift control. Further, this technique requires a first control loop for stabilizing the output of the converters connected in parallel and a second control loop for matching the detected currents from each DC-DC converter. The bands (crossover frequencies) of these two control loops are set apart so as not to affect each other. Therefore, the response performance of the DC-DC converter deteriorates.
特許文献２の技術では、各ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの３次巻線に印加される電圧和が零になる必要がある。すなわち、係る技術によれば、実際上、ＤＣ−ＤＣコンバータの並列運転数が３の倍数に制限される。また、各ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの３次巻線とリアクトルとの環状接続に循環電流が流れることによる効率の低下（損失の増大）を避けられない。 In the technique of Patent Document 2, the sum of voltages applied to the tertiary winding of the transformer of each DC-DC converter needs to be zero. That is, according to the technique, the number of parallel operations of the DC-DC converter is practically limited to a multiple of 3. In addition, it is inevitable that the efficiency will decrease (increase in loss) due to the circulation current flowing through the annular connection between the tertiary winding of the transformer of each DC-DC converter and the reactor.
特許文献３の技術は、実際上、昇圧型の（入力電圧よりも出力電流が大きい）ＤＣ−ＤＣコンバータへ適用することができない。すなわち、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータでは、リアクトルのインピーダンスの１次側での換算値は、ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの「１／巻数比」倍となるので、各ＤＣ−ＤＣコンバータの共振条件を揃えるためにはリアクトルのインピーダンスを相当に大きくする必要がある。リアクトルのインピーダンスを大きくすることにより、３つの問題が生じる。第１に、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続することによるリップル電流の低減効果が損なわれる。第２に、整流器の出力をコンバータの出力電圧でクランプできないので、整流器の定格電圧を高くする必要が生じる。第３に、整流器から発生するノイズが増大する。 The technique of Patent Document 3 cannot be practically applied to a step-up type DC-DC converter (output current is larger than input voltage). That is, in the step-up DC-DC converter, the converted value of the impedance of the reactor on the primary side is "1 / turn ratio" of the transformer of the DC-DC converter, so that the resonance condition of each DC-DC converter is satisfied. It is necessary to increase the impedance of the reactor considerably in order to align the two. Increasing the impedance of the reactor raises three problems. First, the effect of reducing the ripple current by connecting the current resonance type DC-DC converters in parallel is impaired. Secondly, since the output of the rectifier cannot be clamped by the output voltage of the converter, it becomes necessary to increase the rated voltage of the rectifier. Third, the noise generated by the rectifier increases.
また、特許文献３の技術は、実際上、リアクトルに流れる電流が連続しない場合にも適用することができない。具体的には、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が減少する、すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータの負荷が軽くなる若しくは無負荷となると、リアクトルに流れる電流が不連続となる。このとき、整流器の逆回復電荷により、非常に大きなサージ電圧が発生することがある。故に、整流器の定格電圧を高くする必要が生じる。また、整流器の逆回復電荷による電流は、非常に急峻に変化し、高周波ノイズとしてコンバータの出力電流に付加される。 Further, the technique of Patent Document 3 cannot be practically applied even when the current flowing through the reactor is not continuous. Specifically, when the output current of the DC-DC converter decreases, that is, when the load of the DC-DC converter becomes lighter or no load, the current flowing through the reactor becomes discontinuous. At this time, a very large surge voltage may be generated due to the reverse recovery charge of the rectifier. Therefore, it becomes necessary to increase the rated voltage of the rectifier. Further, the current due to the reverse recovery charge of the rectifier changes very steeply and is added to the output current of the converter as high frequency noise.
本発明は、並列運転される複数の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ間の出力電流のバランスを取ることを目的とする。 An object of the present invention is to balance the output current between a plurality of current resonance type DC-DC converters operated in parallel.
本発明の一態様によれば、電流共振型ＤＣ−ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）コンバータは、第１の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、第２の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、第１のバランス回路と、第２のバランス回路とを含む。第１の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、第１のトランスを含む。第２の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路は、第１の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と入力および出力の少なくとも一方が共通に接続され、第２のトランスを含む。第１のバランス回路は、第１のトランスの１次電流または２次電流に基づく交流電流を整流し、第１の直流電流を得て、第１の直流電流を第１の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路および第２の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の共通の入力または出力へと流す。第２のバランス回路は、第１のバランス回路に直列接続され、第２のトランスの１次電流または２次電流に基づく交流電流を整流し、第２の直流電流を得て、第２の直流電流を第１のバランス回路へと流す。 According to one aspect of the present invention, the current resonance type DC-DC (Direct Current) converter includes a first current resonance type DC-DC converter circuit, a second current resonance type DC-DC converter circuit, and a first. The balance circuit of the above and the second balance circuit are included. The first current resonance type DC-DC converter circuit includes a first transformer. The second current resonance type DC-DC converter circuit includes a second transformer in which at least one of the input and the output is connected in common with the first current resonance type DC-DC converter circuit. The first balance circuit rectifies the AC current based on the primary current or the secondary current of the first transformer, obtains the first DC current, and converts the first DC current into the first current resonance type DC-. It flows to the common input or output of the DC converter circuit and the second current resonance type DC-DC converter circuit. The second balance circuit is connected in series with the first balance circuit, rectifies the alternating current based on the primary current or the secondary current of the second transformer, obtains the second direct current, and obtains the second direct current. A current is passed through the first balance circuit.
本発明によれば、並列運転される複数の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ間の出力電流のバランスを取ることができる。 According to the present invention, it is possible to balance the output current between a plurality of current resonance type DC-DC converters operated in parallel.
以下、図面を参照しながら実施形態の説明を述べる。なお、以降、説明済みの要素と同一または類似の要素には同一または類似の符号を付し、重複する説明については基本的に省略する。 Hereinafter, embodiments will be described with reference to the drawings. Hereinafter, elements that are the same as or similar to the elements described will be designated by the same or similar reference numerals, and duplicate explanations will be basically omitted.
以降の説明では、便宜のために、複数の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを並列運転する場合において、並列運転される個々のＤＣ−ＤＣコンバータを「ＤＣ−ＤＣコンバータ回路」と呼ぶことがある。 In the following description, for convenience, when a plurality of current resonance type DC-DC converters are operated in parallel, each DC-DC converter operated in parallel may be referred to as a "DC-DC converter circuit".
（第１の実施形態）
第１の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの説明に先立って、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ回路の並列運転による入力リップル電流および／または出力リップル電流の低減効果の説明を述べる。
(First Embodiment)
Prior to the description of the current resonance type DC-DC converter according to the first embodiment, the description of the effect of reducing the input ripple current and / or the output ripple current by the parallel operation of the plurality of DC-DC converter circuits will be described.
図２には、フルブリッジ型の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを単機運転する場合の基本回路が例示される。図２のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力キャパシタＣ２０１と、スイッチ素子（主スイッチ）Ｑ２０１〜Ｑ２０４を含むスイッチング回路と、共振キャパシタＣ２０２、共振インダクタＬ２０１およびトランスＴ２０１を含む共振回路と、整流素子（ダイオード）Ｄ２０１〜Ｄ２０２を含む（全波）整流回路と、出力キャパシタＣ２０３と、スイッチ制御回路２００とを備える。図３には、後述されるトランスＴ２０１の１次電流Ｉ２０１、入力リップル電流Ｉｒｉｐ１および直流電流Ｉ２０２の波形が例示される。 FIG. 2 illustrates a basic circuit when a full-bridge type current resonance type DC-DC converter is operated as a single machine. The DC-DC converter of FIG. 2 includes a switching circuit including an input capacitor C201 and switch elements (main switches) Q201 to Q204, a resonance circuit including a resonance capacitor C202, a resonance inductor L201 and a transformer T201, and a rectifier element (diode). It includes a (full-wave) rectifier circuit including D201 to D202, an output capacitor C203, and a switch control circuit 200. FIG. 3 illustrates the waveforms of the primary current I201, the input ripple current Irip1, and the direct current I202 of the transformer T201, which will be described later.
入力キャパシタＣ２０１は、（直流）入力電流Ｉｉｎに入力リップル電流Ｉｒｉｐ１を加え、これらの和である電流ＩＦ（＝Ｉｉｎ＋Ｉｒｉｐ１）をスイッチング回路へ流す。 The input capacitor C201 adds an input ripple current Irip1 to the (direct current) input current Iin, and causes a current IF (= Iin + Irip1), which is the sum of these, to flow through the switching circuit.
スイッチ制御回路２００は、スイッチング周期のうち略半分においてスイッチ素子Ｑ２０１およびスイッチ素子Ｑ２０４をオン、スイッチ素子Ｑ２０２およびスイッチ素子Ｑ２０３をオフにする。スイッチ制御回路２００は、スイッチング周期のうち残りの略半分においてスイッチ素子Ｑ２０２およびスイッチ素子Ｑ２０３をオン、スイッチ素子Ｑ２０１およびスイッチ素子Ｑ２０４をオフにする。 The switch control circuit 200 turns on the switch element Q201 and the switch element Q204 and turns off the switch element Q202 and the switch element Q203 in approximately half of the switching cycle. The switch control circuit 200 turns on the switch element Q202 and the switch element Q203 and turns off the switch element Q201 and the switch element Q204 in the remaining approximately half of the switching cycle.
スイッチング回路は、電流ＩＦを、スイッチ制御回路２００によって制御される方向で共振回路へ流す。この結果、トランスＴ２０１には、略正弦波の１次電流Ｉ２０１が流れる。 The switching circuit causes the current IF to flow to the resonant circuit in the direction controlled by the switch control circuit 200. As a result, a substantially sinusoidal primary current I201 flows through the transformer T201.
整流回路は、トランスＴ２０１の２次電流を整流し、直流電流Ｉ２０２を出力する。出力キャパシタＣ２０３は、直流電流Ｉ２０２を平滑化し、出力電流Ｉｏを負荷ＲＬ２０へと流す。直流電流Ｉ２０２の平均値は、出力電流Ｉｏに略一致する。故に、直流電流Ｉ２０２は、ピークが約π／２×Ｉｏの全波整流波形となる。 The rectifier circuit rectifies the secondary current of the transformer T201 and outputs the direct current I202. The output capacitor C203 smoothes the direct current I202 and causes the output current Io to flow to the load RL20. The average value of the direct current I202 substantially matches the output current Io. Therefore, the direct current I202 has a full-wave rectified waveform with a peak of about π / 2 × Io.
電流ＩＦは略正弦波の全波整流波形であり、入力リップル電流Ｉｒｉｐ１の平均値は０となる。故に、電流ＩＦのピークは、約（π／２）×Ｉｉｎとなる。入力電流Ｉｉｎは一定であるから、入力リップル電流Ｉｒｉｐ１のピークピーク値は、電流ＩＦのピークピーク値に一致する。 The current IF is a substantially sinusoidal full-wave rectified waveform, and the average value of the input ripple current Irip1 is 0. Therefore, the peak of the current IF is about (π / 2) × Iin. Since the input current Iin is constant, the peak peak value of the input ripple current Irip1 corresponds to the peak peak value of the current IF.
すなわち、この入力リップル電流Ｉｒｉｐ１のピークピーク値は、下記数式（１）で表すことができる。 That is, the peak value of the input ripple current Irip1 can be expressed by the following mathematical formula (1).
入力電力Ｐ［Ｗ］および入力電圧Ｖｉｎ［Ｖ］とＩｉｎ［Ａ］との関係を用いると、数式（１）は下記数式（２）に書き換えることができる。 Using the relationship between the input power P [W] and the input voltage Vin [V] and Iin [A], the mathematical formula (1) can be rewritten into the following mathematical formula (2).
数式（１）に示したように、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを単機運転する場合の入力リップル電流Ｉｒｉｐ１のピークピーク値は、入力電流Ｉｉｎの１．５７倍程度となる。 As shown in the equation (1), the peak value of the input ripple current Irip1 when the current resonance type DC-DC converter is operated as a single unit is about 1.57 times the input current Iin.
続いて、図２の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを２つ並列運転した場合のリップル電流を計算する。この場合の基本回路を図４に例示する。図４の基本回路では、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の入力が共通に接続されていて、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力は互いに接続されていない（個別の負荷に接続されている）。 Subsequently, the ripple current when two current resonance type DC-DC converters of FIG. 2 are operated in parallel is calculated. The basic circuit in this case is illustrated in FIG. In the basic circuit of FIG. 4, the inputs of the DC-DC converter circuit are commonly connected, and the outputs of the DC-DC converter circuit are not connected to each other (connected to individual loads).
後述されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の入力を共通に接続すれば、入力リップル電流を低減させることができる。他方、図７のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力を共通に接続すれば、出力リップル電流を低減させることができ、図８のように、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の入力および出力の両方を共通に接続すれば、入力リップル電流および出力リップル電流の両方を低減させることができる。 As will be described later, if the inputs of the DC-DC converter circuit are connected in common, the input ripple current can be reduced. On the other hand, if the outputs of the DC-DC converter circuit are connected in common as shown in FIG. 7, the output ripple current can be reduced, and as shown in FIG. 8, both the input and the output of the DC-DC converter circuit can be connected. If connected in common, both the input ripple current and the output ripple current can be reduced.
なお、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を並列運転する場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路間のスイッチング位相差に依存して、リップル電流は減少も増加もし得る。ここでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ間の位相差を９０度とする。仮に、２つのＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が同じであるとすれば、スイッチング位相差を０に設定すると、リップル電流のピークピーク値は、数式（１）の２倍に増えることになる。 When a plurality of DC-DC converter circuits are operated in parallel, the ripple current may decrease or increase depending on the switching phase difference between the DC-DC converter circuits. Here, the phase difference between the DC-DC converters is 90 degrees. Assuming that the output currents of the two DC-DC converters are the same, if the switching phase difference is set to 0, the peak value of the ripple current will be doubled in the equation (1).
図４のＤＣ−ＤＣコンバータは、共通の入力キャパシタＣ３０１と、共通のスイッチ制御回路３００と、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路３１０と、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路３２０とを含む。第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路３１０および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路３２０は、入力キャパシタＣ３０１およびスイッチ制御回路３００が共通である点を除いて、図２のＤＣ−ＤＣコンバータと同様である。ただし、計算の簡単化のため、図４のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力および変換効率は、図２のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力および変換効率と同一と仮定する。すなわち、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路３１０および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路３２０の出力電力は、それぞれ、図２のＤＣ−ＤＣコンバータの半分である。 The DC-DC converter of FIG. 4 includes a common input capacitor C301, a common switch control circuit 300, a first DC-DC converter circuit 310, and a second DC-DC converter circuit 320. The first DC-DC converter circuit 310 and the second DC-DC converter circuit 320 are the same as the DC-DC converter of FIG. 2 except that the input capacitor C301 and the switch control circuit 300 are common. However, for simplification of calculation, it is assumed that the output power and conversion efficiency of the DC-DC converter of FIG. 4 are the same as the output power and conversion efficiency of the DC-DC converter of FIG. That is, the output power of the first DC-DC converter circuit 310 and the second DC-DC converter circuit 320 is half that of the DC-DC converter of FIG. 2, respectively.
入力キャパシタＣ３０１は、（直流）入力電流Ｉｉｎに入力リップル電流Ｉｒｉｐ２を加え、これらの和（＝Ｉｉｎ＋Ｉｒｉｐ２）の一部である電流ＩＦ１を第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路３１０のスイッチング回路へ流し、残部である電流ＩＦ２を第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路３２０のスイッチング回路へと流す。 The input capacitor C301 adds an input ripple current Irip2 to the (direct current) input current Iin, causes the current IF1 which is a part of the sum (= Iin + Irip2) of these to flow to the switching circuit of the first DC-DC converter circuit 310, and the balance. The current IF2 is passed through the switching circuit of the second DC-DC converter circuit 320.
スイッチ制御回路３００は、図５に例示されるように、スイッチ素子Ｑ３０１〜Ｑ３０４と、スイッチ素子Ｑ３０５〜Ｑ３０８とを位相差９０度で制御する。 As illustrated in FIG. 5, the switch control circuit 300 controls the switch elements Q301 to Q304 and the switch elements Q305 to Q308 with a phase difference of 90 degrees.
まず、スイッチ制御回路３００は、スイッチ制御回路２００と同様に、スイッチング周期のうち略半分（位相＝０度〜１８０度）においてスイッチ素子Ｑ３０１およびスイッチ素子Ｑ３０４をオン、スイッチ素子Ｑ３０２およびスイッチ素子Ｑ３０３をオフにする。スイッチ制御回路３００は、スイッチング周期のうち残りの略半分（位相＝１８０度〜３６０度）においてスイッチ素子Ｑ３０２およびスイッチ素子Ｑ３０３をオン、スイッチ素子Ｑ３０１およびスイッチ素子Ｑ３０４をオフにする。 First, in the switch control circuit 300, similarly to the switch control circuit 200, the switch element Q301 and the switch element Q304 are turned on, and the switch element Q302 and the switch element Q303 are turned on in approximately half of the switching cycle (phase = 0 degrees to 180 degrees). Turn off. The switch control circuit 300 turns on the switch element Q302 and the switch element Q303 and turns off the switch element Q301 and the switch element Q304 in the remaining approximately half (phase = 180 degrees to 360 degrees) of the switching cycle.
そして、スイッチ制御回路３００は、スイッチ素子Ｑ３０１およびスイッチ素子Ｑ３０４をオンしてから、スイッチング周期の略１／４が経過した時点（位相＝９０度）で、スイッチ素子Ｑ３０５およびスイッチ素子Ｑ３０８をオンにし、スイッチ素子Ｑ３０６およびスイッチ素子Ｑ３０７をオフにする。スイッチ制御回路３００は、スイッチ素子Ｑ３０２およびスイッチ素子Ｑ３０３をオンしてから、スイッチング周期の略１／４が経過した時点（位相＝２７０度）で、スイッチＱ３０６およびスイッチ素子Ｑ３０７をオンにし、スイッチ素子Ｑ３０５およびスイッチ素子Ｑ３０８をオフにする。 Then, the switch control circuit 300 turns on the switch element Q305 and the switch element Q308 when approximately 1/4 of the switching cycle elapses (phase = 90 degrees) after the switch element Q301 and the switch element Q304 are turned on. , Switch element Q306 and switch element Q307 are turned off. The switch control circuit 300 turns on the switch Q306 and the switch element Q307 when approximately 1/4 of the switching cycle elapses (phase = 270 degrees) after the switch element Q302 and the switch element Q303 are turned on, and the switch element Turn off Q305 and switch element Q308.
電流ＩＦ１および電流ＩＦ２は、図６に例示されるように、略正弦波の全波整流波形であり、入力リップル電流Ｉｒｉｐ２の平均値は０となる。故に、電流ＩＦ１および電流ＩＦ２は、それぞれ、最大値が約（π／４）×Ｉｉｎ、最小値が約０となり、位相差は９０度である。故に、両者の和は、最大値が約（√２π／４）×Ｉｉｎ、最小値が約（π／４）×Ｉｉｎとなる。入力電流Ｉｉｎは一定であるから、入力リップル電流Ｉｒｉｐ２のピークピーク値は、電流ＩＦ１および電流ＩＦ２の和のピークピーク値に一致する。 As illustrated in FIG. 6, the current IF1 and the current IF2 are substantially sinusoidal full-wave rectified waveforms, and the average value of the input ripple current Irip2 is 0. Therefore, the maximum value of the current IF1 and the current IF2 is about (π / 4) × Iin, the minimum value is about 0, and the phase difference is 90 degrees, respectively. Therefore, the sum of the two is about (√2π / 4) × Iin at the maximum value and about (π / 4) × Iin at the minimum value. Since the input current Iin is constant, the peak peak value of the input ripple current Irip2 corresponds to the peak peak value of the sum of the current IF1 and the current IF2.
すなわち、この入力リップル電流Ｉｒｉｐ２のピークピーク値は、下記数式（３）で表すことができる。 That is, the peak value of the input ripple current Irip2 can be expressed by the following mathematical formula (3).
入力電力Ｐ［Ｗ］および入力電圧Ｖｉｎ［Ｖ］とＩｉｎ［Ａ］との関係を用いると、数式（３）は下記数式（４）に書き換えることができる。 Using the relationship between the input power P [W] and the input voltage Vin [V] and Iin [A], the mathematical formula (3) can be rewritten into the following mathematical formula (4).
数式（３）に示したように、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを並列運転する場合の入力リップル電流Ｉｒｉｐ２のピークピーク値は、入力電流の０．３２５倍程度となる。これは、下記数式（５）に示すように、単機運転する場合の１／４から１／５程度となる。 As shown in the equation (3), the peak value of the input ripple current Irip2 when the current resonance type DC-DC converter is operated in parallel is about 0.325 times the input current. This is about 1/4 to 1/5 of the case of operating a single machine, as shown in the following mathematical formula (5).
かかるリップル電流の低減効果は、図７のように出力を共通に接続した場合には出力リップル電流において同様に得ることができ、図８のように入力および出力を両方とも共通に接続した場合には入力リップル電流Ｉｒｉｐ２および出力リップル電流の両方において同様に得ることができる。 The effect of reducing the ripple current can be similarly obtained in the output ripple current when the outputs are connected in common as shown in FIG. 7, and when both the input and the output are connected in common as shown in FIG. Can be obtained similarly for both the input ripple current Irip2 and the output ripple current.
しかしながら、先に述べた通り、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を単に並列運転するだけでは、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力分担は均等にならず、効率が低下する、素子にマージンを持たせるためにＤＣ−ＤＣコンバータ回路を理論上必要とされるサイズよりも大きくしなければならない、という問題がある。故に、並列運転のメリットを活かすために、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路間の出力電流のバランスを取ることが求められる。 However, as described above, if a plurality of DC-DC converter circuits are simply operated in parallel, the output sharing of the DC-DC converter circuits will not be equalized, the efficiency will decrease, and the elements will have a margin. There is a problem that the DC-DC converter circuit must be larger than the theoretically required size. Therefore, in order to take advantage of parallel operation, it is required to balance the output current between the DC-DC converter circuits.
以下に説明するように、第１の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、従来技術のいずれとも異なるアプローチにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路間の出力電流のバランスを取る。 As will be described below, the current resonance type DC-DC converter according to the first embodiment balances the output current between the DC-DC converter circuits by an approach different from any of the prior art.
図１には、第１の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータが例示される。このＤＣ−ＤＣコンバータは、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０と、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０と、第１のバランス回路１３０と、第２のバランス回路１４０と、共通の出力キャパシタＣ５とを含む。このＤＣ−ＤＣコンバータは、図示されない共通または個別のスイッチ制御回路をさらに含む。 FIG. 1 illustrates the current resonance type DC-DC converter according to the first embodiment. This DC-DC converter is a common output capacitor C5 with the first DC-DC converter circuit 110, the second DC-DC converter circuit 120, the first balance circuit 130, and the second balance circuit 140. And include. The DC-DC converter further includes common or separate switch control circuits (not shown).
なお、本実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、３以上の任意の個数のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を含み得る。いずれの場合にも、後述されるバランス回路が、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と一対一対応で用意され、他のバランス回路と直列接続される。 The DC-DC converter according to the present embodiment may include any number of DC-DC converter circuits of 3 or more. In either case, the balance circuit described later is prepared in a one-to-one correspondence with the DC-DC converter circuit, and is connected in series with another balance circuit.
第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０は、ハーフブリッジ型の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに相当し、スイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２を含むスイッチング回路と、共振キャパシタＣ１、共振キャパシタＣ２およびトランスＴ１を含む共振回路と、整流素子Ｄ１〜Ｄ４を含む整流回路とを備える。 The first DC-DC converter circuit 110 corresponds to a half-bridge type current resonance type DC-DC converter, and includes a switching circuit including a switch element Q1 and a switch element Q2, and a resonance capacitor C1, a resonance capacitor C2, and a transformer T1. A resonance circuit including the rectifying circuit and a rectifying circuit including the rectifying elements D1 to D4 are provided.
スイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２は、図示されないスイッチ制御回路によって制御される。具体的には、スイッチ素子Ｑ１は、スイッチング周期のうち略半分（位相＝０度〜１８０度）においてオン、残りの略半分（位相＝１８０度〜３６０度）においてオフとなるように制御される。他方、スイッチ素子Ｑ２は、スイッチ素子Ｑ１と相補的に制御される。 The switch element Q1 and the switch element Q2 are controlled by a switch control circuit (not shown). Specifically, the switch element Q1 is controlled so as to be turned on in approximately half of the switching cycle (phase = 0 degrees to 180 degrees) and turned off in the remaining approximately half (phase = 180 degrees to 360 degrees). .. On the other hand, the switch element Q2 is controlled complementary to the switch element Q1.
スイッチング回路は、略正弦波の全波整流波形である入力電流を、スイッチ制御回路によって制御される方向で共振回路へ流す。この結果、トランスＴ１には、略正弦波の１次電流が流れる。整流回路は、トランスＴ１の２次電流Ｉ１を整流し、直流電流を出力する。 The switching circuit causes an input current, which is a substantially sinusoidal full-wave rectified waveform, to flow to the resonant circuit in a direction controlled by the switch control circuit. As a result, a substantially sinusoidal primary current flows through the transformer T1. The rectifier circuit rectifies the secondary current I1 of the transformer T1 and outputs a direct current.
第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０は、ハーフブリッジ型の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータに相当し、スイッチ素子Ｑ３およびスイッチ素子Ｑ４を含むスイッチング回路と、共振キャパシタＣ３、共振キャパシタＣ４およびトランスＴ２を含む共振回路と、整流素子Ｄ５〜Ｄ８を含む整流回路とを備える。 The second DC-DC converter circuit 120 corresponds to a half-bridge type current resonance type DC-DC converter, and includes a switching circuit including a switch element Q3 and a switch element Q4, and a resonance capacitor C3, a resonance capacitor C4, and a transformer T2. A resonance circuit including the rectifying circuit and a rectifying circuit including the rectifying elements D5 to D8 are provided.
図１の例では、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０と入力および出力の両方が共通に接続されているので、両者の並列運転により、入力リップル電流および出力リップル電流の両方の低減効果が得られる。但し、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０と入力および出力の少なくとも一方が共通に接続されていれば、入力リップル電流および出力リップル電流の少なくとも一方の低減効果が得られる。 In the example of FIG. 1, since both the input and the output of the second DC-DC converter circuit 120 are commonly connected to the first DC-DC converter circuit 110, the input ripple current is generated by the parallel operation of both. And the effect of reducing both the output ripple current can be obtained. However, if at least one of the input and the output of the second DC-DC converter circuit 120 is commonly connected to the first DC-DC converter circuit 110, at least one of the input ripple current and the output ripple current is reduced. The effect is obtained.
スイッチ素子Ｑ３およびスイッチ素子Ｑ４は、図示されないスイッチ制御回路によってスイッチ素子Ｑ１およびスイッチ素子Ｑ２との位相差が９０度となるように制御される。具体的には、スイッチ素子Ｑ３は、スイッチング周期のうち略半分（位相＝９０度〜２７０度）においてオン、残りの略半分（位相＝２７０度〜３６０度、０度〜９０度）においてオフとなるように制御される。他方、スイッチ素子Ｑ４は、スイッチ素子Ｑ３相補的に制御される。 The switch element Q3 and the switch element Q4 are controlled by a switch control circuit (not shown) so that the phase difference between the switch element Q1 and the switch element Q2 is 90 degrees. Specifically, the switch element Q3 is turned on in about half of the switching cycle (phase = 90 degrees to 270 degrees) and off in the other half (phase = 270 degrees to 360 degrees, 0 degrees to 90 degrees). Is controlled to be. On the other hand, the switch element Q4 is controlled complementarily to the switch element Q3.
スイッチング回路は、略正弦波の全波整流波形である入力電流を、スイッチ制御回路によって制御される方向で共振回路へ流す。この結果、トランスＴ２には、略正弦波の１次電流が流れる。整流回路は、トランスＴ２の２次電流Ｉ２を整流し、直流電流を出力する。 The switching circuit causes an input current, which is a substantially sinusoidal full-wave rectified waveform, to flow to the resonant circuit in a direction controlled by the switch control circuit. As a result, a substantially sinusoidal primary current flows through the transformer T2. The rectifier circuit rectifies the secondary current I2 of the transformer T2 and outputs a direct current.
第１のバランス回路１３０は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０に含まれるトランスＴ１の２次側に挿入される。第１のバランス回路１３０は、トランスＴ３と、整流素子Ｄ９〜Ｄ１２および平滑キャパシタＣ６を含む整流回路とを備える。 The first balance circuit 130 is inserted into the secondary side of the transformer T1 included in the first DC-DC converter circuit 110. The first balance circuit 130 includes a transformer T3 and a rectifier circuit including rectifier elements D9 to D12 and a smoothing capacitor C6.
トランスＴ３は、カレントトランス（変流器）であって、その１次コイルが、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０に含まれるトランスＴ１の２次コイルに接続されている。故に、トランスＴ３の２次コイルには、トランスＴ１の２次電流Ｉ１に基づく（略比例する）交流電流が流れる。整流回路は、このトランスＴ３の２次電流を整流し、第１の直流電流を得る。そして、整流回路は、この第１の直流電流を第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の共通の出力へと流す。 The transformer T3 is a current transformer (current transformer), and its primary coil is connected to the secondary coil of the transformer T1 included in the first DC-DC converter circuit 110. Therefore, an alternating current based on (substantially proportional to) the secondary current I1 of the transformer T1 flows through the secondary coil of the transformer T3. The rectifier circuit rectifies the secondary current of the transformer T3 to obtain a first direct current. Then, the rectifier circuit sends the first direct current to the common output of the first DC-DC converter circuit 110 and the second DC-DC converter circuit 120.
第２のバランス回路１４０は、第１のバランス回路１３０に直列接続され、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０に含まれるトランスＴ２の２次側に挿入される。第２のバランス回路１４０は、トランスＴ４と、整流素子Ｄ１３〜Ｄ１６および平滑キャパシタＣ７を含む整流回路とを備える。 The second balance circuit 140 is connected in series with the first balance circuit 130 and is inserted into the secondary side of the transformer T2 included in the second DC-DC converter circuit 120. The second balance circuit 140 includes a transformer T4 and a rectifier circuit including rectifier elements D13 to D16 and a smoothing capacitor C7.
トランスＴ４は、カレントトランスであって、その１次コイルが、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０に含まれるトランスＴ２の２次コイルに接続されている。故に、トランスＴ４の２次コイルには、トランスＴ２の２次電流Ｉ２に基づく（略比例する）交流電流が流れる。整流回路は、このトランスＴ４の２次電流を整流し、第２の直流電流を得る。そして、整流回路は、この第２の直流電流を第１のバランス回路１３０へと流す。 The transformer T4 is a current transformer, and its primary coil is connected to the secondary coil of the transformer T2 included in the second DC-DC converter circuit 120. Therefore, an alternating current based on (substantially proportional to) the secondary current I2 of the transformer T2 flows through the secondary coil of the transformer T4. The rectifier circuit rectifies the secondary current of the transformer T4 to obtain a second direct current. Then, the rectifier circuit causes the second direct current to flow to the first balance circuit 130.
出力キャパシタＣ５は、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０の出力電流と、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の出力電流と、第１のバランス回路１３０の出力電流との電流和を平滑化し、出力電流Ｉｏを負荷ＲＬへと流す。 The output capacitor C5 smoothes the sum of the currents of the output current of the first DC-DC converter circuit 110, the output current of the second DC-DC converter circuit 120, and the output current of the first balance circuit 130. The output current Io is passed through the load RL.
以下、第１のバランス回路１３０および第２のバランス回路１４０が第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の出力電流のバランスを取るメカニズムを、図９を用いて説明する。図９は、図１の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側（すなわち、トランスＴ１およびトランスＴ２の２次側）の等価回路を示す。 Hereinafter, the mechanism by which the first balance circuit 130 and the second balance circuit 140 balance the output currents of the first DC-DC converter circuit 110 and the second DC-DC converter circuit 120 will be described with reference to FIG. explain. FIG. 9 shows an equivalent circuit on the output side (that is, the secondary side of the transformer T1 and the transformer T2) of the current resonance type DC-DC converter of FIG.
図９の交流電圧源ＡＣ１および交流電圧源ＡＣ２は、図１のトランスＴ１およびトランスＴ２のそれぞれの２次コイルの端子間電圧を表す。また、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０の整流回路、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の整流回路、出力キャパシタＣ５、図示されない負荷などが、２次側負荷として纏められる。Ｖｏｕｔは、定電圧源を表し、直列接続された第１のバランス回路１３０および第２のバランス回路１４０の端子間電圧の和をクランプする。 The AC voltage source AC1 and the AC voltage source AC2 in FIG. 9 represent the voltage between the terminals of the secondary coils of the transformer T1 and the transformer T2 in FIG. Further, the rectifier circuit of the first DC-DC converter circuit 110, the rectifier circuit of the second DC-DC converter circuit 120, the output capacitor C5, the load (not shown), and the like are grouped together as the secondary side load. Vout represents a constant voltage source and clamps the sum of the voltages between the terminals of the first balance circuit 130 and the second balance circuit 140 connected in series.
交流電圧源ＡＣ１は、トランスＴ３の１次コイルに交流電流Ｉａを供給する。そして、第１のバランス回路１３０に含まれる整流素子Ｄ９〜Ｄ１２は、トランスＴ３の２次電流を直流電流へと変換し、定電圧源Ｖｏｕｔへと流す。同様に、交流電圧源ＡＣ２は、トランスＴ４の１次コイルに交流電流Ｉｂを供給する。そして、第２のバランス回路１４０に含まれる整流素子Ｄ１３〜Ｄ１６は、トランスＴ４の２次電流を直流電流へと変換し、第１のバランス回路１３０へと流す。第１のバランス回路１３０および第２のバランス回路１４０は、直列接続されているので、両者の出力電流の平均値は強制的に同じ値（Ｉｃ）となる。故に、第１のバランス回路１３０および第２のバランス回路１４０の入力であるトランスＴ３の２次電流の平均値およびトランスＴ４の２次電流の平均値もまた同じ値となる。 The AC voltage source AC1 supplies an AC current Ia to the primary coil of the transformer T3. Then, the rectifying elements D9 to D12 included in the first balance circuit 130 convert the secondary current of the transformer T3 into a direct current and flow it to the constant voltage source Vout. Similarly, the AC voltage source AC2 supplies the AC current Ib to the primary coil of the transformer T4. Then, the rectifying elements D13 to D16 included in the second balance circuit 140 convert the secondary current of the transformer T4 into a direct current and flow it to the first balance circuit 130. Since the first balance circuit 130 and the second balance circuit 140 are connected in series, the average value of the output currents of both is forced to be the same value (Ic). Therefore, the average value of the secondary current of the transformer T3 and the average value of the secondary current of the transformer T4, which are the inputs of the first balance circuit 130 and the second balance circuit 140, are also the same values.
前述のように、トランスＴ３およびトランスＴ４は、カレントトランスである。（カレント）トランスの１次電流と２次電流との比（以下、変流比と呼ぶ）の誤差の要因として、励磁電流、漏れ磁束、容量性電流などが知られている。ただし、変流比の誤差の主要因は、励磁電流であって、他の要因による影響は励磁電流に比べてはるかに小さい。計器または電流センサ用のカレントトランスとは異なり、第１のバランス回路１３０および第２のバランス回路１４０の作用に関して、トランスＴ３およびトランスＴ４の変流比の絶対精度はあまり問題とはならない（相対精度がある程度保証されれば十分である。）故に、トランスＴ３およびトランスＴ４の変流比の絶対精度に対する要求を鑑み、励磁電流が十分に小さければ、トランスＴ３およびトランスＴ４の２次電流は１次電流に略比例するとみなすこととする。 As described above, the transformer T3 and the transformer T4 are current transformers. Exciting current, leakage flux, capacitive current, etc. are known as factors of an error in the ratio of the primary current to the secondary current of the (current) transformer (hereinafter referred to as the current change ratio). However, the main factor of the error of the flow change ratio is the exciting current, and the influence of other factors is much smaller than that of the exciting current. Unlike current transformers for instruments or current sensors, the absolute accuracy of the flow ratios of transformers T3 and T4 is less of an issue with respect to the action of the first balance circuit 130 and the second balance circuit 140 (relative accuracy). Therefore, it is sufficient if the transformer T3 and the transformer T4 are guaranteed to some extent. It is considered to be approximately proportional to the current.
励磁電流は、トランスのコア（鉄心）を磁化するための磁化電流と、コアの鉄損による電流（鉄損電流）とのベクトル和（両電流の位相が異なるため）である。従って、励磁電流を小さくするには、磁化電流および鉄損電流をそれぞれ小さくすればよい。 The exciting current is the vector sum (because the phases of both currents are different) of the magnetization current for magnetizing the core (iron core) of the transformer and the current due to the iron loss of the core (iron loss current). Therefore, in order to reduce the exciting current, the magnetization current and the iron loss current may be reduced, respectively.
磁化電流を小さくするには、透磁率の高いコアを使用すること、コイルの巻数を多くすること、などが有効である。これらのいずれの設計を採用したとしても、インダクタンスは大きくなる。コアの透磁率が高ければ、コアの磁化レベルを所定値にするために必要な磁化電流は小さくなる。また、コアの磁化レベルは、コイルの巻数に比例して増加する。従って、コイルの巻数を多くした場合にも、コアの磁化レベルを所定値にするために必要な磁化電流は小さくなる。 In order to reduce the magnetization current, it is effective to use a core having a high magnetic permeability and to increase the number of coil turns. Regardless of which of these designs is adopted, the inductance will be large. The higher the magnetic permeability of the core, the smaller the magnetization current required to bring the core magnetization level to a predetermined value. Also, the magnetization level of the core increases in proportion to the number of turns of the coil. Therefore, even when the number of coil turns is increased, the magnetization current required to bring the core magnetization level to a predetermined value becomes small.
鉄損は、渦電流損とヒステリシス損とにさらに大別される。従って、鉄損電流を小さくするには、渦電流損およびヒステリシス損をそれぞれ小さくすればよい。 The iron loss is further roughly classified into an eddy current loss and a hysteresis loss. Therefore, in order to reduce the iron loss current, the eddy current loss and the hysteresis loss may be reduced respectively.
渦電流損は、周波数および磁束密度に依存し、その依存性はコアの材料により異なるが、例えば磁束密度の２乗程度に比例する。故に、磁束密度を低くすれば、渦電流損は小さくなる。磁束密度を低くするには、例えば、コイルの巻数を多くすること、コアの断面積を大きくすること、などが有効である。これらのいずれの設計を採用したとしても、インダクタンスは大きくなる。なお、渦電流損はコアの体積にも比例するので、コアの断面積を大きくする場合には磁路長を短くしてコアの体積増を抑制することで、渦電流損の低減効果を十分に発揮させることが好ましい。 The eddy current loss depends on the frequency and the magnetic flux density, and the dependence depends on the material of the core, but is proportional to, for example, about the square of the magnetic flux density. Therefore, if the magnetic flux density is lowered, the eddy current loss becomes small. In order to reduce the magnetic flux density, for example, it is effective to increase the number of turns of the coil and increase the cross-sectional area of the core. Regardless of which of these designs is adopted, the inductance will be large. Since the eddy current loss is also proportional to the volume of the core, when increasing the cross-sectional area of the core, the effect of reducing the eddy current loss is sufficient by shortening the magnetic path length and suppressing the increase in the volume of the core. It is preferable to exert it.
また、渦電流損は、コアの抵抗率に反比例する。故に、抵抗率の高いコアを使用することでも、渦電流損は小さくなる。例えば、フェライトコアの材料には、ニッケル系（Ｎｉ−Ｚｎ）とマンガン系（Ｍｎ−Ｚｎ）とが知られているが、前者の抵抗率は後者に比べて１０万〜１０００万倍程度であるから、コアの抵抗率を高めるという観点でははるかに優れている。 Also, the eddy current loss is inversely proportional to the resistivity of the core. Therefore, even if a core having a high resistivity is used, the eddy current loss becomes small. For example, nickel-based (Ni-Zn) and manganese-based (Mn-Zn) materials are known as ferrite core materials, and the resistivity of the former is about 100,000 to 10 million times that of the latter. Therefore, it is far superior in terms of increasing the resistivity of the core.
ヒステリシス損は、渦電流損と同様に、周波数および磁束密度に依存し、その依存性はコアの材料により異なるが、例えば磁束密度の１．６乗程度に比例する。故に、渦電流損と同じく、磁束密度を低くすれば、ヒステリシス損も小さくなる。すなわち、コイルの巻数を多くすること、コアの断面積を大きくすること、などが有効である。 Like the eddy current loss, the hysteresis loss depends on the frequency and the magnetic flux density, and the dependence depends on the material of the core, but is proportional to, for example, about 1.6 power of the magnetic flux density. Therefore, as with the eddy current loss, lowering the magnetic flux density also reduces the hysteresis loss. That is, it is effective to increase the number of turns of the coil and increase the cross-sectional area of the core.
以降の説明では、トランスＴ３およびトランスＴ４の励磁電流が無視できる程度に小さいとする。かかる仮定の下では、トランスＴ３およびトランスＴ４はそれぞれ巻数比ｎであるから、トランスＴ３の１次電流は当該トランスＴ３の２次電流のｎ倍に近似換算でき、トランスＴ４の１次電流は当該トランスＴ４の２次電流のｎ倍に近似換算できる。故に、Ｉａの平均値およびＩｂの平均値は、それぞれＩｃのｎ倍に一致する。 In the following description, it is assumed that the exciting currents of the transformer T3 and the transformer T4 are negligibly small. Under this assumption, since the transformer T3 and the transformer T4 each have a turns ratio n, the primary current of the transformer T3 can be approximately converted to n times the secondary current of the transformer T3, and the primary current of the transformer T4 is the relevant one. It can be roughly converted to n times the secondary current of the transformer T4. Therefore, the average value of Ia and the average value of Ib correspond to n times of Ic, respectively.
なお、一般に、トランスの励磁電流は、前述の様々な技法により小さくすることができる。すなわち、上記近似の精度を向上させて第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の出力電流のバランスをより正確に取るには、トランスＴ３およびトランスＴ４の励磁電流を必要な大きさとなるように設計すればよい。具体的には、励磁電流は、コアの断面積を大きくするか、巻数を多くするか、透磁率または抵抗率の高いコアを使用することで、小さくすることができる。 In general, the exciting current of the transformer can be reduced by the various techniques described above. That is, in order to improve the accuracy of the above approximation and more accurately balance the output currents of the first DC-DC converter circuit 110 and the second DC-DC converter circuit 120, the exciting currents of the transformers T3 and T4 are used. Should be designed to be the required size. Specifically, the exciting current can be reduced by increasing the cross-sectional area of the core, increasing the number of turns, or using a core having a high magnetic permeability or resistivity.
第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０の出力電流はＩａを整流することで得られる直流電流であり、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の出力電流はＩｂを整流することで得られる直流電流である。前述の通り、Ｉａの平均値およびＩｂの平均値は一致する。従って、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０の出力電流の平均値および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の出力電流の平均値もまた互いに一致する。このように、第１のバランス回路１３０および第２のバランス回路１４０の作用により、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の出力電流のバランスを取ることができる。さらに、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０の出力電流は、図１のＤＣ−ＤＣコンバータ１００の出力電流の一部として戻るので、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ１００の効率低下を抑制することもできる。 The output current of the first DC-DC converter circuit 110 is a direct current obtained by rectifying Ia, and the output current of the second DC-DC converter circuit 120 is a direct current obtained by rectifying Ib. is there. As described above, the average value of Ia and the average value of Ib match. Therefore, the average value of the output current of the first DC-DC converter circuit 110 and the average value of the output current of the second DC-DC converter circuit 120 also match each other. In this way, the output currents of the first DC-DC converter circuit 110 and the second DC-DC converter circuit 120 can be balanced by the action of the first balance circuit 130 and the second balance circuit 140. .. Further, since the output current of the first DC-DC converter circuit 110 returns as a part of the output current of the DC-DC converter 100 of FIG. 1, it is possible to suppress a decrease in efficiency of the DC-DC converter 100.
以降、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の出力電流のバランスが取れている状態（初期状態）から、何らかの要因（例えば、出力電流の変化）により交流電圧源ＡＣ１および交流電圧源ＡＣ２の出力電圧にアンバランスが生じようとした場合の、第１のバランス回路１３０および第２のバランス回路１４０の作用について説明する。 After that, from the state where the output currents of the first DC-DC converter circuit 110 and the second DC-DC converter circuit 120 are balanced (initial state), the AC voltage is caused by some factor (for example, a change in the output current). The operation of the first balance circuit 130 and the second balance circuit 140 when the output voltages of the source AC1 and the AC voltage source AC2 are about to be unbalanced will be described.
まず、Ｉａ＝Ｉｂの状態から、Ｉａ＋ΔＩａとなるように変化したとする。Ｉａの変化分であるΔＩａは、トランスＴ３の二次側ではΔＩａ／ｎに換算される。この付加的な電流ΔＩａ／ｎは、第１のバランス回路１３０の整流素子Ｄ１１を通って、定電圧源Ｖｏｕｔ、第２のバランス回路１４０の順に流れ、当該第１のバランス回路１３０の整流素子Ｄ９およびＤ１０のアノードに戻る。 First, it is assumed that the state of Ia = Ib is changed to Ia + ΔIa. ΔIa, which is the change in Ia, is converted to ΔIa / n on the secondary side of the transformer T3. This additional current ΔIa / n flows through the rectifying element D11 of the first balance circuit 130 in the order of the constant voltage source Vout and the second balance circuit 140, and the rectifying element D9 of the first balance circuit 130. And back to the anode of D10.
ここで、トランスＴ３およびトランスＴ４の励磁電流は、その２次電流に比較して十分に小さいので、第１のバランス回路１３０の整流回路および第２のバランス回路１４０の整流回路は電流源とみなすことができる。第２のバランス回路１４０の端子間電圧は、付加的な電流ΔＩａ／ｎを流すために上昇する。他方、前述のように、第１のバランス回路１３０の端子間電圧および第２のバランス回路１４０の端子間電圧の和は一定であるから、第２のバランス回路１４０の端子間電圧が上昇すれば、第１のバランス回路１３０の端子間電圧は減少する。この結果、トランスＴ３の１次電圧は減少し、Ｉａも減少するので、Ｉａ＝Ｉｂのバランスが保たれる。 Here, since the exciting currents of the transformers T3 and T4 are sufficiently smaller than their secondary currents, the rectifier circuit of the first balance circuit 130 and the rectifier circuit of the second balance circuit 140 are regarded as current sources. be able to. The voltage between the terminals of the second balance circuit 140 rises in order to carry an additional current ΔIa / n. On the other hand, as described above, since the sum of the terminal voltage of the first balance circuit 130 and the terminal voltage of the second balance circuit 140 is constant, if the terminal voltage of the second balance circuit 140 rises, , The voltage between the terminals of the first balance circuit 130 decreases. As a result, the primary voltage of the transformer T3 is reduced and Ia is also reduced, so that the balance of Ia = Ib is maintained.
次に、Ｉｂ＝Ｉａの状態から、Ｉｂ＋ΔＩｂとなるように変化したとする。Ｉｂの変化分であるΔＩｂは、トランスＴ４の二次側ではΔＩｂ／ｎに換算される。この付加的な電流ΔＩｂ／ｎは、第２のバランス回路１４０の整流素子Ｄ１６を通って、第１のバランス回路１３０、定電圧源Ｖｏｕｔの順に流れ、当該第２のバランス回路１４０の整流素子Ｄ１３およびＤ１４のアノードに戻る。 Next, it is assumed that the state of Ib = Ia is changed to Ib + ΔIb. ΔIb, which is the change in Ib, is converted to ΔIb / n on the secondary side of the transformer T4. This additional current ΔIb / n flows through the rectifying element D16 of the second balance circuit 140 in the order of the first balance circuit 130 and the constant voltage source Vout, and the rectifying element D13 of the second balance circuit 140. And back to the anode of D14.
ここで、前述のように、第１のバランス回路１３０の整流回路および第２のバランス回路１４０の整流回路は電流源とみなすことができる。第１のバランス回路１３０の端子間電圧は、付加的な電流ΔＩｂ／ｎを流すために上昇する。他方、前述のように、第１のバランス回路１３０の端子間電圧および第２のバランス回路１４０の端子間電圧の和は一定であるから、第１のバランス回路１３０の端子間電圧が上昇すれば、第２のバランス回路１４０の端子間電圧は減少する。この結果、トランスＴ４の１次電圧は減少し、Ｉｂも減少するので、Ｉａ＝Ｉｂのバランスが保たれる。 Here, as described above, the rectifier circuit of the first balance circuit 130 and the rectifier circuit of the second balance circuit 140 can be regarded as current sources. The voltage between the terminals of the first balance circuit 130 rises to carry an additional current ΔIb / n. On the other hand, as described above, since the sum of the terminal voltage of the first balance circuit 130 and the terminal voltage of the second balance circuit 140 is constant, if the terminal voltage of the first balance circuit 130 rises, , The voltage between the terminals of the second balance circuit 140 decreases. As a result, the primary voltage of the transformer T4 decreases and Ib also decreases, so that the balance of Ia = Ib is maintained.
以上説明したように、第１の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ回路のそれぞれの２次側にバランス回路が接続されており、さらに、これらのバランス回路は他のバランス回路と直列接続され、バランス回路の出力電流はＤＣ−ＤＣコンバータの出力に戻されている。故に、各バランス回路の端子間電圧の和は一定となり、出力電流の平均値は互いに一致するので、各バランス回路の出力電流に略比例する各ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の２次電流の平均値も互いに一致する。そして、これら２次電流を整流することで得られる各ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電流の平均値もまた互いに一致する。故に、このＤＣ−ＤＣコンバータによれば、各ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電流のバランスを取ることができる。 As described above, in the current resonance type DC-DC converter according to the first embodiment, a balance circuit is connected to each secondary side of the plurality of DC-DC converter circuits, and further, these balance circuits are connected. Is connected in series with other balance circuits, and the output current of the balance circuit is returned to the output of the DC-DC converter. Therefore, the sum of the voltage between the terminals of each balance circuit is constant, and the average value of the output currents matches each other. Therefore, the average value of the secondary currents of each DC-DC converter circuit that is substantially proportional to the output current of each balance circuit is also Match each other. Then, the average value of the output currents of the respective DC-DC converter circuits obtained by rectifying these secondary currents also agree with each other. Therefore, according to this DC-DC converter, the output current of each DC-DC converter circuit can be balanced.
第１の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、位相シフト制御を行わない。故に、このＤＣ−ＤＣコンバータは、フルブリッジ型に限られずハーフブリッジ型にも適用可能であるし、位相シフト制御に伴う効率の低下も避けられる。このＤＣ−ＤＣコンバータのバランス回路は、受動部品のみで構成可能であるから、低コストであるうえに、ＤＣ−ＤＣコンバータの応答性能を犠牲にすることなく各ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電流のバランスを取ることができる。 The current resonance type DC-DC converter according to the first embodiment does not perform phase shift control. Therefore, this DC-DC converter can be applied not only to the full bridge type but also to the half bridge type, and the decrease in efficiency due to the phase shift control can be avoided. Since the balance circuit of this DC-DC converter can be configured only with passive components, the cost is low and the output current of each DC-DC converter circuit is not sacrificed without sacrificing the response performance of the DC-DC converter. Can be balanced.
第１の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、並列運転可能なＤＣ−ＤＣコンバータ回路の数に制約がない。また、このＤＣ−ＤＣコンバータは、バランス回路の出力電流を当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力に戻すことで、各ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の出力電流のバランスを取ることによる効率の低下（電力損失の増大）を抑制できる。 The current resonance type DC-DC converter according to the first embodiment has no limitation on the number of DC-DC converter circuits capable of parallel operation. Further, this DC-DC converter returns the output current of the balance circuit to the output of the DC-DC converter, thereby balancing the output current of each DC-DC converter circuit, thereby reducing the efficiency (increasing the power loss). ) Can be suppressed.
第１の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、各ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の整流回路を出力に直結できる（リアクトルを介在しない）。故に、このＤＣ−ＤＣコンバータは、降圧型に限られず昇圧型にも適用可能であるし、複数のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を並列接続することによる入力リップル電流および／または出力リップル電流の低減効果が損なわれないし、負荷の制限もなく（軽負荷または無負荷にも適用可）、整流回路に含まれる整流素子の逆回復電荷による高周波ノイズも避けられる。 In the current resonance type DC-DC converter according to the first embodiment, the rectifier circuit of each DC-DC converter circuit can be directly connected to the output (without interposing a reactor). Therefore, this DC-DC converter can be applied not only to the step-down type but also to the step-up type, and the effect of reducing the input ripple current and / or the output ripple current by connecting a plurality of DC-DC converter circuits in parallel can be obtained. It is not impaired, there is no load limitation (applicable to light load or no load), and high frequency noise due to the reverse recovery charge of the rectifier element included in the rectifier circuit can be avoided.
（変形例）
図１の例では、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０は、ブリッジ型の整流回路を備えている。これらの整流回路は、図１０に例示するように、センタタップ型に変更されてもよい。
(Modification example)
In the example of FIG. 1, the first DC-DC converter circuit 110 and the second DC-DC converter circuit 120 include a bridge type rectifier circuit. These rectifier circuits may be changed to a center tap type as illustrated in FIG.
具体的には、図１０の例では、図１のトランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３およびＴ４は、それぞれトランスＴ４０１、Ｔ４０２、Ｔ４０３およびＴ４０４に置き換えられる。また、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０の整流回路は、整流素子Ｄ４０１およびＤ４０２を含むセンタタップ型の整流回路に置き換えられ、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の整流回路は、整流素子Ｄ４０３およびＤ４０４を含むセンタタップ型の整流回路に置き換えられる。 Specifically, in the example of FIG. 10, the transformers T1, T2, T3 and T4 of FIG. 1 are replaced with transformers T401, T402, T403 and T404, respectively. Further, the rectifier circuit of the first DC-DC converter circuit 110 is replaced with a center tap type rectifier circuit including the rectifier elements D401 and D402, and the rectifier circuit of the second DC-DC converter circuit 120 is the rectifier element D403. And will be replaced by a center tap type rectifier circuit including D404.
かかる変形が行われた場合にも同様のメカニズムで、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路間の出力電流のバランスを取ることができる。 Even when such deformation is performed, the output current between the DC-DC converter circuits can be balanced by the same mechanism.
図１の例では、トランスＴ３およびトランスＴ４の１次コイルは、それぞれ、トランスＴ１およびトランスＴ２の２次コイルに接続されている。これらトランスＴ３およびトランスＴ４の１次コイルは、図１１に例示するように、トランスＴ１およびトランスＴ２の１次コイルに接続されてもよい。かかる変形が行われた場合にも、同様のメカニズムで、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路間の出力電流のバランスを取ることができる。なお、図１１の変形例は、トランスＴ１およびトランスＴ２の２次側の電圧が低く、電流が大きい場合に適している。かかる場合に、トランスＴ３およびトランスＴ４を図１のように接続すると、当該トランスＴ３およびトランスＴ４の銅損失が増加するとともに、トランスサイズも大きくなる。図１１の変形例によれば、かかる場合にも、小型かつ低コストにＤＣ−ＤＣコンバータを構成することができる。 In the example of FIG. 1, the primary coils of transformer T3 and transformer T4 are connected to the secondary coils of transformer T1 and transformer T2, respectively. The primary coils of the transformer T3 and the transformer T4 may be connected to the primary coils of the transformer T1 and the transformer T2 as illustrated in FIG. Even when such deformation is performed, the output current between the DC-DC converter circuits can be balanced by the same mechanism. The modified example of FIG. 11 is suitable when the voltage on the secondary side of the transformer T1 and the transformer T2 is low and the current is large. In such a case, if the transformers T3 and T4 are connected as shown in FIG. 1, the copper loss of the transformers T3 and T4 increases, and the transformer size also increases. According to the modification of FIG. 11, the DC-DC converter can be configured in a small size and at low cost even in such a case.
図１の例では、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０は、ハーフブリッジ型である。これら第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０は、図１２に例示するように、フルブリッジ型に変更されてもよい。 In the example of FIG. 1, the first DC-DC converter circuit 110 and the second DC-DC converter circuit 120 are of a half-bridge type. The first DC-DC converter circuit 110 and the second DC-DC converter circuit 120 may be changed to a full bridge type as illustrated in FIG.
具体的には、図１２の例では、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０のスイッチング回路は、４つのスイッチ素子Ｑ５０１〜Ｑ５０４を含むスイッチング回路に置き換えられ、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０のスイッチング回路は、４つのスイッチ素子Ｑ５０５〜Ｑ５０８を含むスイッチング回路に置き換えられる。また、図１２の例では、第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０の共振回路は、共振キャパシタＣ５０１およびトランスＴ５０１を含む共振回路に置き換えられ、第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の共振回路は、共振キャパシタＣ５０２およびトランスＴ５０２を含む共振回路に置き換えられる。なお、それぞれのスイッチング回路および共振回路の挙動は図４の例と同様である。 Specifically, in the example of FIG. 12, the switching circuit of the first DC-DC converter circuit 110 is replaced with a switching circuit including four switch elements Q501 to Q504, and the switching circuit of the second DC-DC converter circuit 120 The switching circuit is replaced with a switching circuit including four switch elements Q505 to Q508. Further, in the example of FIG. 12, the resonance circuit of the first DC-DC converter circuit 110 is replaced with a resonance circuit including the resonance capacitor C501 and the transformer T501, and the resonance circuit of the second DC-DC converter circuit 120 is It is replaced with a resonant circuit including a resonant capacitor C502 and a transformer T502. The behavior of each switching circuit and resonant circuit is the same as in the example of FIG.
かかる変形が行われた場合にも同様のメカニズムで、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路間の出力電流のバランスを取ることができる。 Even when such deformation is performed, the output current between the DC-DC converter circuits can be balanced by the same mechanism.
図１の例では、第１のバランス回路１３０および第２のバランス回路１４０を直列接続し、第１のバランス回路１３０は、出力電流を第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の共通の出力に流している。第１のバランス回路１３０は、図１３に例示されるように、出力電流を第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１１０および第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路１２０の共通の入力に流してもよい。かる変形が行われた場合にも同様のメカニズムで、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路間の出力電流のバランスを取ることができる。なお、図１３の例では、トランスＴ３およびトランスＴ４は、トランスＴ１およびトランスＴ２の１次コイルに接続されているが、代わりにこれらの２次コイルに接続されてもよい。 In the example of FIG. 1, the first balance circuit 130 and the second balance circuit 140 are connected in series, and the first balance circuit 130 transfers the output current to the first DC-DC converter circuit 110 and the second DC-. It is sent to the common output of the DC converter circuit 120. The first balance circuit 130 may direct an output current to a common input of the first DC-DC converter circuit 110 and the second DC-DC converter circuit 120, as illustrated in FIG. Even when such deformation is performed, the output current between the DC-DC converter circuits can be balanced by the same mechanism. In the example of FIG. 13, the transformer T3 and the transformer T4 are connected to the primary coils of the transformer T1 and the transformer T2, but may be connected to these secondary coils instead.
図９〜図１３を用いて説明した変形例は、種々の組み合わせが可能である。例えば、センタタップ型の整流回路を含むフルブリッジ型のＤＣ−ＤＣコンバータ回路を並列運転し、バランス回路を当該ＤＣ−ＤＣコンバータ回路に含まれるトランスの１次側にそれぞれ挿入し、バランス回路の出力電流をＤＣ−ＤＣコンバータ回路の共通の入力に流してもよい。 Various combinations are possible for the modified examples described with reference to FIGS. 9 to 13. For example, a full-bridge type DC-DC converter circuit including a center tap type rectifier circuit is operated in parallel, a balance circuit is inserted into each primary side of a transformer included in the DC-DC converter circuit, and the output of the balance circuit is output. Current may flow to a common input in the DC-DC converter circuit.
（第２の実施形態）
一般に、ＤＣ−ＤＣコンバータには、負荷の故障等により出力電流が過大となることを防ぐために、過電流保護機能が実装される。かかる機能を実現するには、出力電流を検出する手段が必要である。第２の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、後述されるように、出力電流そのものではなく、当該出力電流に依存する電流を検出する。
(Second Embodiment)
Generally, the DC-DC converter is equipped with an overcurrent protection function in order to prevent the output current from becoming excessive due to a load failure or the like. In order to realize such a function, a means for detecting the output current is required. The current resonance type DC-DC converter according to the second embodiment detects a current that depends on the output current, not the output current itself, as will be described later.
図１４に例示されるように、第２の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流に依存する電流を検出するための抵抗器Ｒｄｅｔを、図１のＤＣ−ＤＣコンバータに対して追加した回路構成を持つ。 As illustrated in FIG. 14, the current resonance type DC-DC converter according to the second embodiment has a resistor R det for detecting a current depending on the output current of the DC-DC converter. It has a circuit configuration added to the DC-DC converter of.
この抵抗器Ｒｄｅｔは、第２のバランス回路１４０に直列接続される。抵抗器Ｒｄｅｔの端子間電圧Ｖｄｅｔは、当該第２のバランス回路１４０に流れる電流Ｉ３の大きさに比例する。そして、この第２のバランス回路１４０に流れる電流Ｉ３の平均値は、出力電流Ｉｏと略比例関係にある。具体的には、トランスＴ３およびトランスＴ４の巻数比がｎである場合には、Ｉ３≒Ｉｏ／ｎとなる。故に、抵抗器Ｒｄｅｔの端子間電圧を通じて出力電流Ｉｏに依存する電流Ｉ３を検出することができる。例えば、この電流Ｉ３の大きさを図示されない過電流保護回路によって制限することで、図１４のＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護が可能となる。換言すれば、従来のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて必要とされた出力電流のための検出回路が不要となる。 This resistor Rdet is connected in series to the second balance circuit 140. The voltage Vdet between terminals of the resistor Rdet is proportional to the magnitude of the current I3 flowing through the second balance circuit 140. The average value of the current I3 flowing through the second balance circuit 140 is substantially proportional to the output current Io. Specifically, when the turns ratio of the transformer T3 and the transformer T4 is n, I3≈Io / n. Therefore, the current I3, which depends on the output current Io, can be detected through the voltage between the terminals of the resistor R det . For example, by limiting the magnitude of the current I3 by an overcurrent protection circuit (not shown), the overcurrent protection of the DC-DC converter of FIG. 14 becomes possible. In other words, the detection circuit for the output current required in the conventional DC-DC converter becomes unnecessary.
なお、抵抗器Ｒｄｅｔは、第１のバランス回路１３０および第２のバランス回路１４０に直列接続されていればよく、その位置は特に制限されない。すなわち、第１のバランス回路１３０の出力側に位置してもよいし、第１のバランス回路１３０および第２のバランス回路１４０の間に挿入されてもよい。 The resistor R det may be connected in series to the first balance circuit 130 and the second balance circuit 140, and its position is not particularly limited. That is, it may be located on the output side of the first balance circuit 130, or may be inserted between the first balance circuit 130 and the second balance circuit 140.
以上説明したように、第２の実施形態に係る電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータに含まれる第１のバランス回路および第２のバランス回路に直列に接続する抵抗器を追加した回路構成に相当する。故に、このＤＣ−ＤＣコンバータによれば、その出力電流に依存する電流をこの抵抗器の端子間電圧を通じて検出することができる。そして、この抵抗器によって検出される電流を制限することで、このＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流のための検出回路を設けることなく、過電流保護が可能となる。 As described above, the current resonance type DC-DC converter according to the second embodiment is connected in series with the first balance circuit and the second balance circuit included in the DC-DC converter according to the first embodiment. It corresponds to a circuit configuration in which a resistor to be connected is added. Therefore, according to this DC-DC converter, the current depending on the output current can be detected through the voltage between the terminals of this resistor. Then, by limiting the current detected by this resistor, overcurrent protection becomes possible without providing a detection circuit for the output current of the DC-DC converter.
上述の実施形態は、本発明の概念の理解を助けるための具体例を示しているに過ぎず、本発明の範囲を限定することを意図されていない。実施形態は、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、様々な構成要素の付加、削除または転換をすることができる。 The above embodiments are merely specific examples to aid in understanding the concepts of the invention and are not intended to limit the scope of the invention. In the embodiment, various components can be added, deleted or converted without departing from the gist of the present invention.
１１０，３１０・・・第１のＤＣ−ＤＣコンバータ回路
１２０，３２０・・・第２のＤＣ−ＤＣコンバータ回路
１３０・・・第１のバランス回路
１４０・・・第２のバランス回路
２００，３００・・・スイッチ制御回路
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃ２０２，Ｃ５０１，Ｃ５０２・・・共振キャパシタ
Ｃ５，Ｃ２０３・・・出力キャパシタ
Ｃ６，Ｃ７・・・平滑キャパシタ
Ｃ２０１，Ｃ３０１・・・入力キャパシタ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８，Ｄ９，Ｄ１０，Ｄ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ１５，Ｄ１６，Ｄ２０１，Ｄ２０２，Ｄ４０１，Ｄ４０２，Ｄ４０３，Ｄ４０４・・・整流素子
Ｌ２０１・・・共振インダクタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ２０１，Ｑ２０２，Ｑ２０３，Ｑ２０４，Ｑ３０１，Ｑ３０２，Ｑ３０３，Ｑ３０４，Ｑ３０５，Ｑ３０６，Ｑ３０７，Ｑ３０８，Ｑ５０１，Ｑ５０２，Ｑ５０３，Ｑ５０４，Ｑ５０５，Ｑ５０６，Ｑ５０７，Ｑ５０８・・・スイッチ素子
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４，Ｔ２０１，Ｔ４０１，Ｔ４０２，Ｔ４０３，Ｔ４０４，Ｔ５０１，Ｔ５０２・・・トランス
110, 310 ... 1st DC-DC converter circuit 120, 320 ... 2nd DC-DC converter circuit 130 ... 1st balance circuit 140 ... 2nd balance circuit 200, 300 ... Switch control circuit C1, C2, C3, C4, C202, C501, C502 ... Resonant capacitor C5, C203 ... Output capacitor C6, C7 ... Smoothing capacitor C201, C301 ... Input capacitor D1, D2 , D3, D4, D5, D6, D7, D8, D9, D10, D11, D12, D13, D14, D15, D16, D201, D202, D401, D402, D403, D404 ... rectifying element L201 ... resonance Capacitors Q1, Q2, Q3, Q4, Q201, Q202, Q203, Q204, Q301, Q302, Q303, Q304, Q305, Q306, Q307, Q308, Q501, Q502, Q503, Q504, Q505, Q506, Q507, Q508 ... -Switch elements T1, T2, T3, T4, T201, T401, T402, T403, T404, T501, T502 ... Transformers
Claims (5)
前記第１の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と入力および出力の少なくとも一方が共通に接続され、第２のトランスを含む第２の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路と、
前記第１のトランスの１次電流または２次電流に基づく交流電流を整流し、第１の直流電流を得て、前記第１の直流電流を前記第１の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路および前記第２の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の共通の入力または出力へと流す第１のバランス回路と、
前記第１のバランス回路に直列接続され、前記第２のトランスの１次電流または２次電流に基づく交流電流を整流し、第２の直流電流を得て、前記第２の直流電流を前記第１のバランス回路へと流す、第２のバランス回路と
を具備する、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 A first current resonance type DC-DC (Direct Current) converter circuit including a first transformer, and
The first current resonance type DC-DC converter circuit and the second current resonance type DC-DC converter circuit including at least one of the input and the output are connected in common and include the second transformer.
The AC current based on the primary current or the secondary current of the first transformer is rectified to obtain the first DC current, and the first DC current is converted into the first current resonance type DC-DC converter circuit and A first balance circuit that flows to the common input or output of the second current resonance type DC-DC converter circuit, and
Connected in series to the first balance circuit, the AC current based on the primary current or the secondary current of the second transformer is rectified to obtain a second DC current, and the second DC current is used as the second DC current. A current resonance type DC-DC converter including a second balance circuit that flows to the balance circuit of 1.
前記第１のトランスの１次コイルまたは２次コイルに接続される１次コイルを持つ第３のトランスと、
前記第３のトランスの２次電流を整流し、前記第１の直流電流を得て、前記第１の直流電流を前記第１の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路および前記第２の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の共通の入力または出力へと流す第１の整流回路と
を含む、
請求項１に記載の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 The first balance circuit is
A third transformer having a primary coil connected to the primary coil or the secondary coil of the first transformer, and a third transformer.
The secondary current of the third transformer is rectified to obtain the first direct current, and the first direct current is converted into the first current resonance type DC-DC converter circuit and the second current resonance type. Includes a first rectifier circuit that flows to the common input or output of the DC-DC converter circuit,
The current resonance type DC-DC converter according to claim 1.
前記第２のトランスの１次コイルまたは２次コイルに接続される１次コイルを持つ第４のトランスと、
前記第４のトランスの２次電流を整流し、前記第２の直流電流を得て、前記第２の直流電流を前記第１のバランス回路へと流す第２の整流回路と
を含む、
請求項１または請求項２に記載の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 The second balance circuit is
A fourth transformer having a primary coil connected to the primary coil or the secondary coil of the second transformer, and a fourth transformer.
A second rectifier circuit that rectifies the secondary current of the fourth transformer, obtains the second direct current, and causes the second direct current to flow to the first balance circuit.
The current resonance type DC-DC converter according to claim 1 or 2.
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