JP6802607B2 - Non-contact power supply device - Google Patents
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Description
本発明は、非接触給電装置に関する。すなわち、地上等の送電側から車輌等の受電側に、非接触で電力を供給する非接触給電装置に関するものである。 The present invention relates to a non-contact power feeding device. That is, the present invention relates to a non-contact power supply device that supplies electric power non-contactly from a power transmission side such as the ground to a power reception side such as a vehicle.
《技術的背景》
ケーブル等の機械的接触なしのワイヤレスで、電気自動車（ＥＶ）や電動移動台車（ＡＧＶ）等に給電する非接触給電装置（ＷＰＴ）が、需要に基づき開発され、広く使用されている。
そして非接触給電装置では、電磁誘導の相互誘導作用に基づき給電が行われるが、更なる給電効率の向上を図るべく、磁界共鳴方式も併用されている。このような磁界共振結合型の非接触給電装置が、多用されつつある。
《Technical background》
A non-contact power supply device (WPT) that supplies power to an electric vehicle (EV), an electric mobile vehicle (AGV), or the like wirelessly without mechanical contact such as a cable has been developed based on demand and is widely used.
In the non-contact power feeding device, power is supplied based on the mutual induction action of electromagnetic induction, but a magnetic field resonance method is also used in order to further improve the power feeding efficiency. Such a magnetic field resonance coupling type non-contact power feeding device is being widely used.
《従来の技術》
図５の（１）図は、この種の非接触給電装置１の従来例，一般例の等価回路図である。同図にも示したように、この非接触給電装置１では、送電側回路２について、ＬＣローパスフィルターのインダクタＬ３，直列コンデンサＣａと、並列コンデンサＣｂと、送電コイルＬ１とにより、共振回路が形成されている。
これと共に受電側回路３について、直列コンデンサＣｓと、並列コンデンサＣｐと、受電コイルＬ２とにより、共振回路が形成されている。
両共振回路の共振周波数と、送電側回路２の高周波電源Ｖ１の電源周波数とは、等しく揃えられている。そして、結合係数ｋで磁気結合している送電コイルＬ１と受電コイルＬ２間で、磁界共鳴方式を併用した電磁誘導方式により、電力が供給されている。
《Conventional technology》
FIG. 5 (1) is an equivalent circuit diagram of a conventional example and a general example of this type of non-contact power feeding device 1. As shown in the figure, in this non-contact power feeding device 1, a resonance circuit is formed in the power transmission side circuit 2 by the inductor L3 of the LC low-pass filter, the series capacitor Ca, the parallel capacitor Cb, and the power transmission coil L1. Has been done.
At the same time, with respect to the power receiving side circuit 3, a resonance circuit is formed by the series capacitor Cs, the parallel capacitor Cp, and the power receiving coil L2.
The resonance frequencies of both resonant circuits and the power frequency of the high-frequency power supply V1 of the power transmission side circuit 2 are equally aligned. Then, electric power is supplied between the power transmitting coil L1 and the power receiving coil L2, which are magnetically coupled with a coupling coefficient k, by an electromagnetic induction method using a magnetic field resonance method in combination.
このような非接触給電装置１は、受電側回路３の負荷電池Ｒ１を、充電するために使用される。電気自動車や電動移動台車等に搭載されている２次電池Ｒ１に、電力を供給すべく用いられる。
そして電池Ｒ１は、従来、スイッチング方式の電力変換回路と、その負荷である電池とから、構成されていた。
すなわち、電池Ｒ１の充電に際しては、充電電力を所望の値に増減，変更，維持する充電制御が必要となる。そして、このような充電制御機能を持った、充電電圧スイッチング方式の電力変換回路が、電池Ｒ１に配設されていた。
従来の非接触給電装置１では、このように、充電電圧の値を切り換え，増減，変更制御すべくスイッチングすることにより、充電電力の値を増減，変更制御する電力変換回路が、電池Ｒ１に設けられていた。
Such a non-contact power supply device 1 is used to charge the load battery R1 of the power receiving side circuit 3. It is used to supply electric power to the secondary battery R1 mounted on an electric vehicle, an electric mobile carriage, or the like.
Conventionally, the battery R1 has been composed of a switching type power conversion circuit and a battery which is a load thereof.
That is, when charging the battery R1, it is necessary to control charging to increase / decrease, change, and maintain the charging power to a desired value. Then, a charge voltage switching type power conversion circuit having such a charge control function is arranged in the battery R1.
In the conventional non-contact power supply device 1, the battery R1 is provided with a power conversion circuit for increasing / decreasing or changing the charging power value by switching to switch, increase / decrease, or change the charging voltage value in this way. Was being done.
非接触給電装置１としては、例えば次の特許文献１，２に示されたものが挙げられる。
ところで、このような従来の非接触給電装置１については、次の問題が課題として指摘されていた。
すなわち、電磁環境に悪影響を及ぼす、という問題が指摘されていた。電池Ｒ１の電力変換回路には、半導体パワーデバイスによるスイッチング技術が用いられており、電磁放射ノイズを伴うという指摘があった。
特に最近は、変換効率向上，スイッチング損失抑制をめざすデバイス開発が進んでおり、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）素子や、ＧａＮ（窒化ガリウム）素子等、より高速のスイッチング素子が採用されつつある。
しかしながらスイッチング素子の高速化は、電磁放射ノイズの広帯域化を伴い、電磁環境に悪影響を及ぼすことが懸念されている状況にある。
例えば電気自動車の分野では、自動運転技術の実用化が進展し、自動運転のための電子制御装置，レーダー，高周波センサー等、電磁環境に悪影響を受けやすい電子機器が多用されつつある。
もって、非接触給電装置１等の車載機器については、電磁放射ノイズの少ない特性が強く望まれている。スイッチングによる高調波ノイズの発生がなく、高周波磁界そして電磁波の外部放射が抑制され、周辺の電磁環境を悪化させない装置であることが、強く望まれている。
By the way, the following problems have been pointed out as problems with such a conventional non-contact power feeding device 1.
That is, it has been pointed out that it has an adverse effect on the electromagnetic environment. It has been pointed out that the power conversion circuit of the battery R1 uses a switching technology using a semiconductor power device and is accompanied by electromagnetic radiation noise.
In particular, recently, device development aimed at improving conversion efficiency and suppressing switching loss has progressed, and higher-speed switching elements such as SiC (silicon carbide) elements and GaN (gallium nitride) elements are being adopted.
However, increasing the speed of the switching element is accompanied by a wide band of electromagnetic radiation noise, and there is a concern that it may adversely affect the electromagnetic environment.
For example, in the field of electric vehicles, the practical application of autonomous driving technology is progressing, and electronic devices such as electronic control devices, radars, and high-frequency sensors for autonomous driving, which are susceptible to adverse effects on the electromagnetic environment, are being widely used.
Therefore, in-vehicle devices such as the non-contact power feeding device 1 are strongly desired to have characteristics with less electromagnetic radiation noise. It is strongly desired that the device does not generate harmonic noise due to switching, suppresses the external radiation of high-frequency magnetic fields and electromagnetic waves, and does not deteriorate the surrounding electromagnetic environment.
《本発明について》
本発明の非接触給電装置は、このような実情に鑑み、上記従来技術の課題を解決すべくなされたものである。
そして本発明は、第１に、充電電力の変更制御が可能であると共に、第２に、電磁放射ノイズの発生が抑制される、非接触給電装置を提案することを目的とする。
<< About the present invention >>
In view of such circumstances, the non-contact power feeding device of the present invention has been made to solve the above-mentioned problems of the prior art.
An object of the present invention is, firstly, to propose a non-contact power feeding device capable of controlling a change in charging power and secondly suppressing the generation of electromagnetic radiation noise.
《各請求項について》
このような課題を解決する本発明の技術的手段は、特許請求の範囲に記載したように、次のとおりである。
請求項１については、次のとおり。
請求項１の非接触給電装置は、電磁誘導の相互誘導作用に基づき、送電側の共振回路の送電コイルから、負荷電池に接続された受電側の共振回路の受電コイルに、エアギャップを存し非接触で近接対応位置して、電力を供給する。
該受電側の共振回路は、並列共振用の並列コンデンサと、直列共振用の直列コンデンサと、追加コンデンサとを、有している。
そして該追加コンデンサは、素子コンデンサ群各段よりなる。該素子コンデンサ群各段は、それぞれ、該並列コンデンサに並列接続ＯＮか、該直列コンデンサに並列接続ＯＮかに、スイッチング可能である。
該素子コンデンサ群各段の接続組み合わせにより、該追加コンデンサの容量がステップ切り換えされる。もって該共振回路は、合成容量そして共振周波数を一定に保ちつつ、該並列コンデンサと該直列コンデンサについて、その間の容量配分が切り換えられることにより、該負荷電池への充電電圧そして充電電力を所望の値に、ステップ切り換え可能，増減変更制御可能であること、を特徴とする。
<< About each claim >>
As described in the claims, the technical means of the present invention for solving such a problem is as follows.
Claim 1 is as follows.
The non-contact power feeding device according to claim 1 has an air gap from the power transmission coil of the resonance circuit on the power transmission side to the power reception coil of the resonance circuit on the power reception side connected to the load battery based on the mutual induction action of electromagnetic induction. Power is supplied in a non-contact, close-to-proximity position.
The resonance circuit on the power receiving side has a parallel capacitor for parallel resonance, a series capacitor for series resonance, and an additional capacitor.
The additional capacitor is composed of each stage of the element capacitor group. Each stage of the element capacitor group can be switched between parallel connection ON to the parallel capacitor and parallel connection ON to the series capacitor, respectively.
The capacity of the additional capacitor is step-switched by the connection combination of each stage of the element capacitor group. Therefore, the resonant circuit sets the charging voltage and charging power to the load battery to desired values by switching the capacitance distribution between the parallel capacitor and the series capacitor while keeping the combined capacitance and the resonance frequency constant. In addition, it is characterized by step switching and increase / decrease change control.
請求項２については、次のとおり。
請求項２の非接触給電装置では、請求項１において、該素子コンデンサ群各段への容量割り付けが、均等割り付け法により行われる。
すなわち該追加コンデンサは、該素子コンデンサ群各段に、均等に容量を割り振って組み合わせることにより、等差数列の容量列をステップ生成し、もって、充電電圧の値を変更制御可能となっていること、を特徴とする。
Claim 2 is as follows.
In the non-contact power feeding device according to claim 2, in claim 1, the capacitance allocation to each stage of the element capacitor group is performed by the equal allocation method.
That is, the additional capacitor is capable of changing and controlling the value of the charging voltage by step-generating an arithmetic progression of capacitance sequences by allocating and combining capacitances evenly to each stage of the element capacitor group. It is characterized by.
請求項３については、次のとおり。
請求項３の非接触給電装置では、請求項１において、該素子コンデンサ群各段への容量割り付けが、不均等の等比数列割り付け法に基づき行われる。
すなわち該追加コンデンサは、該素子コンデンサ群各段に、等比数列を含み個別に割り付けられた容量係数に基づき容量を割り振って組み合わせることにより、等差数列の容量列をステップ生成する。もって、充電電圧の値を変更制御可能となっていること、を特徴とする。
請求項４については、次のとおり。
請求項４の非接触給電装置では、請求項３において、該素子コンデンサ群各段に割り付けられる容量係数は、分数で表される。そしてその分子が、等比数列２（ｎ−１）で変化する係数列と、その補数となる係数列とのペアからなり、分母を、自然数ｍとし、もって、次の数式１を充足することを条件とすること、を特徴とする。
但し、該素子コンデンサ群各段の段数ｎを偶数とし、α＝ｎ／２とする。
Claim 3 is as follows.
In the non-contact power feeding device according to claim 3, in claim 1, the capacitance allocation to each stage of the element capacitor group is performed based on the non-uniform geometric progression allocation method.
That is, the additional capacitor step-generates a geometric progression by allocating and combining capacitances based on individually assigned capacitance coefficients including a geometric progression in each stage of the element capacitor group. Therefore, it is characterized in that the value of the charging voltage can be changed and controlled.
Claim 4 is as follows.
In the non-contact power feeding device of claim 4, the capacitance coefficient assigned to each stage of the element capacitor group in claim 3 is represented by a fraction. Then, the numerator is composed of a pair of a coefficient sequence that changes in the geometric progression 2 (n-1) and a coefficient sequence that is a complement thereof, the denominator is a natural number m, and the following equation 1 is satisfied. The condition is that.
However, the number of stages n of each stage of the element capacitor group is an even number, and α = n / 2.
請求項５については、次のとおり。
請求項５の非接触給電装置では、請求項１において、該素子コンデンサ群各段への容量割り付けが、不均等の等差数列割り付け法に基づき行われる。
すなわち該追加コンデンサは、該素子コンデンサ群各段に、等差数列を含み個別に割り付けられた容量係数に基づき容量を割り振って組み合わせることにより、等差数列の容量列をステップ生成する。もって、充電電圧の値を変更制御可能となっていること、を特徴とする。
請求項６については、次のとおり。
請求項６の非接触給電装置では、請求項５において、該素子コンデンサ群各段に割り付けられる容量係数は、分数で表される。そしてその分子が、等差数列で変化する係数列と、その補数となる係数列とのペアからなり、分母を、自然数ｍとし、もって、次の数式２を充足することを条件とすること、を特徴とする。
但し、該素子コンデンサ群各段の段数ｎを偶数とし、α＝ｎ／２とする。
Claim 5 is as follows.
In the non-contact power feeding device according to claim 5, in claim 1, the capacitance allocation to each stage of the element capacitor group is performed based on the unequal arithmetic progression allocation method.
That is, the additional capacitor step-generates the arithmetic progression of the arithmetic progression by allocating and combining the capacitors in each stage of the element capacitor group based on the capacitance coefficient individually assigned including the arithmetic progression. Therefore, it is characterized in that the value of the charging voltage can be changed and controlled.
Claim 6 is as follows.
In the non-contact power feeding device of claim 6, the capacitance coefficient assigned to each stage of the element capacitor group in claim 5 is represented by a fraction. Then, the numerator is composed of a pair of a coefficient sequence that changes in an arithmetic progression and a coefficient sequence that is a complement thereof, the denominator is a natural number m, and the following mathematical expression 2 is satisfied. It is characterized by.
However, the number of stages n of each stage of the element capacitor group is an even number, and α = n / 2.
請求項７については、次のとおり。
請求項７の非接触給電装置では、請求項４又は６において、該追加コンデンサそして充電電圧の切り換え最大ステップ数Ｓｔと、容量係数の分母ｍと、該素子コンデンサ群各段の段数ｎとの間の関係は、次の数式３のとおりであること、を特徴とする。
Claim 7 is as follows.
In the non-contact power feeding device of claim 7, in claim 4 or 6, between the maximum number of steps for switching between the additional capacitor and the charging voltage St, the denominator m of the capacitance coefficient, and the number of stages n of each stage of the element capacitor group. The relationship between the above is as shown in the following equation 3.
請求項８については、次のとおり。
請求項８非接触給電装置では、請求項１において、該素子コンデンサ群各段への容量割り付けが、不均等の等比数列割り付け法により行われる。
すなわち該追加コンデンサは、該素子コンデンサ群各段に、個別に割り付けられた容量係数に基づき、すなわち全段にわたり等比数列により当て嵌められた容量係数に基づき、容量を割り振って組み合わせることにより、等差数列の容量列をステップ生成する。もって、充電電圧の値を変更制御可能となっていること、を特徴とする。
Claim 8 is as follows.
8. In the non-contact power feeding device, in claim 1, the capacitance allocation to each stage of the element capacitor group is performed by a non-uniform geometric progression allocation method.
That is, by allocating and combining the additional capacitors based on the capacitance coefficient individually assigned to each stage of the element capacitor group, that is, based on the capacitance coefficient applied by the arithmetic progression over all stages, etc. Step generation of the capacitance sequence of the difference sequence. Therefore, it is characterized in that the value of the charging voltage can be changed and controlled.
《作用等について》
本発明は、このような手段よりなるので、次のようになる。
（１）非接触給電装置では、電磁誘導の相互誘導作用に基づき、電力が供給される。
（２）そして、この電磁誘導方式に加え、磁界共鳴方式が併用されている。
（３）さて本発明では、受電側の共振回路について、並列コンデンサと直列コンデンサに加え、追加コンデンサが設けられている。追加コンデンサは、素子コンデンサ群各段の集合体よりなり、それぞれ、並列コンデンサ又は直列コンデンサに並列接続ＯＮに、スイッチング可能となっている。
（４）そこで、素子コンデンサ群各段の接続組み合わせにより、追加コンデンサの容量を切り換え可能である。これにより、共振回路の合成容量そして共振周波数を一定に保ちつつ、並列コンデンサと直列コンデンサの間の容量配分が切り換えられる。
（５）もって、負荷電池の充電電圧そして充電電力を、増減変更制御可能となる。
（６）このように制御は、負荷電池に充電電圧のスイッチング素子，電力変換回路を設けることなく、電磁放射ノイズ発生を抑制しつつ実現される。
（７）ところで追加コンデンサは、その素子コンデンサ群各段にそれぞれ容量が割り振られており、その組み合わせにより、等差数列の容量列がステップ生成される。その割り付け法については、以下のとおり。
（８）均等割り付け法では、均等に容量が割り振られる。
（９）等比数列割り付け法では、等比数列を含む容量係数に基づき、容量が割り振られる。
（１０）等差数列割り付け法では、等差数列を含む容量係数に基づき、容量が割り振られる。
（１１）純等比数列割り付け法では、等比数列の容量係数に基づき、全段の容量が割り振られる。
（１２）そこで、本発明は次の効果を発揮する。
<< About action >>
Since the present invention comprises such means, it is as follows.
(1) In the non-contact power feeding device, electric power is supplied based on the mutual induction action of electromagnetic induction.
(2) Then, in addition to this electromagnetic induction method, a magnetic field resonance method is also used.
(3) In the present invention, an additional capacitor is provided in addition to the parallel capacitor and the series capacitor for the resonance circuit on the power receiving side. The additional capacitor is an aggregate of each stage of the element capacitor group, and can be switched to ON in parallel with a parallel capacitor or a series capacitor, respectively.
(4) Therefore, the capacity of the additional capacitor can be switched by the connection combination of each stage of the element capacitor group. As a result, the capacitance distribution between the parallel capacitor and the series capacitor is switched while keeping the combined capacitance and the resonance frequency of the resonant circuit constant.
(5) Therefore, the charging voltage and charging power of the load battery can be increased / decreased and changed.
(6) As described above, the control is realized while suppressing the generation of electromagnetic radiation noise without providing the load battery with a charging voltage switching element and a power conversion circuit.
(7) By the way, the capacitance of the additional capacitor is assigned to each stage of the element capacitor group, and the arithmetic progression of the arithmetic progression is step-generated by the combination thereof. The allocation method is as follows.
(8) In the even allocation method, the capacity is evenly allocated.
(9) In the geometric progression allocation method, the capacity is allocated based on the capacity coefficient including the geometric progression.
(10) In the arithmetic progression allocation method, the capacity is allocated based on the capacity coefficient including the arithmetic progression.
(11) In the pure geometric progression allocation method, the capacity of all stages is allocated based on the capacity coefficient of the geometric progression.
(12) Therefore, the present invention exerts the following effects.
《第１の効果》
第１に、充電電力の変更制御が可能である。
本発明の非接触給電装置では、受電側の共振回路について、並列コンデンサや直列コンデンサと共に、追加コンデンサが採用されている。
→そして、追加コンデンサの素子コンデンサ各段を、それぞれ、並列コンデンサ又は直列コンデンサに対し、並列接続ＯＮとした組み合わせにより、→追加コンデンサの容量をステップ切り換え可能となっている。
→これにより共振回路は、合成容量そして共振周波数を一定に保ちつつ、並列コンデンサと直列コンデンサの間の容量配分が切り換えられることにより、→電池の充電電圧そして充電電力を、変更制御可能となっている。
このように本発明では、共振回路が、充電制御機能，電力変換機能を発揮し、もって充電電圧の値そして充電電力の値を、所望の値に切り換え，増減，変更可能となっている。
<< First effect >>
First, it is possible to control the change of charging power.
In the non-contact power feeding device of the present invention, an additional capacitor is adopted together with a parallel capacitor and a series capacitor for the resonance circuit on the power receiving side.
→ Then, by combining each stage of the element capacitor of the additional capacitor with parallel connection ON to the parallel capacitor or the series capacitor, the capacity of the additional capacitor can be switched step by step.
→ As a result, the resonant circuit can change and control the charging voltage and charging power of the battery by switching the capacitance distribution between the parallel capacitor and the series capacitor while keeping the combined capacitance and resonance frequency constant. There is.
As described above, in the present invention, the resonance circuit exerts the charge control function and the power conversion function, so that the value of the charge voltage and the value of the charge power can be switched, increased / decreased, or changed to a desired value.
《第２の効果》
第２に、電磁放射ノイズの発生が抑制される。
本発明の非接触給電装置では、共振回路が充電制御機能，電力変換機能を発揮するので、周辺の電磁環境を悪化させる虞はない。
前述したこの種従来技術のように、充電対象の電池に電力変換回路を配して、充電電圧をスイッチングする方式により、充電制御機能，電力変換機能を発揮させていた場合のように、スイッチングにより高周波ノイズ，電磁放射ノイズを発生させる虞はない。
半導体パワーデバイスのスイッチング技術としてＳｉＣ素子やＧａＮ素子等のスイッチング素子を採用していた従来技術のように、高周波磁界そして電磁波の外部放射、電磁放射ノイズの広域化等を伴う虞はなく、電磁環境を悪化させることは防止される。
電気自動車等の分野では、自動運転技術の進展が著しく、電子制御装置，レーダー，高周波センサー等、電磁環境に悪影響を受けやすい電子機器が多用されつつある状況に鑑み、車載機器として本発明の発揮する効果は、特に顕著である。
このように、この種従来技術に存した課題がすべて解決される等、本発明の発揮する効果は、顕著にして大なるものがある。
<< Second effect >>
Secondly, the generation of electromagnetic radiation noise is suppressed.
In the non-contact power feeding device of the present invention, since the resonance circuit exerts the charge control function and the power conversion function, there is no risk of deteriorating the surrounding electromagnetic environment.
By arranging a power conversion circuit in the battery to be charged and switching the charging voltage as in the above-mentioned conventional technique of this kind, by switching, as in the case where the charge control function and the power conversion function are exhibited. There is no risk of generating high frequency noise or electromagnetic radiation noise.
Unlike the conventional technology that employs switching elements such as SiC elements and GaN elements as switching technology for semiconductor power devices, there is no risk of involving external radiation of high-frequency magnetic fields and electromagnetic waves, widening of electromagnetic radiation noise, etc., and an electromagnetic environment. Is prevented from getting worse.
In the field of electric vehicles and the like, the present invention is demonstrated as an in-vehicle device in view of the remarkable progress of automatic driving technology and the increasing use of electronic devices such as electronic control devices, radars, and high-frequency sensors that are susceptible to adverse effects on the electromagnetic environment. The effect is particularly remarkable.
As described above, the effects exhibited by the present invention are remarkably great, such as solving all the problems existing in the prior art of this kind.
以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照して詳細に説明する。
《非接触給電装置１について》
まず、本発明の前提として、非接触給電装置（ＷＰＴ）１について、図５の（１）図，図６を参照して、一般的に説明しておく。図５の（１）図は、非接触給電装置１の一般例，基本例，従来例の等価回路図、図６は、非接触給電装置１の説明図である。
非接触給電装置１は、電磁誘導の相互誘導作用に基づき、送電側回路２の送電コイルＬ１から、負荷電池Ｒ１に接続された受電側回路３の受電コイルＬ２に、エアギャップＧを存し非接触で近接対応位置しつつ、電力を供給する。
Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
<< About non-contact power supply device 1 >>
First, as a premise of the present invention, the non-contact power feeding device (WPT) 1 will be generally described with reference to FIGS. 5 (1) and 6. FIG. 5 (1) is an equivalent circuit diagram of a general example, a basic example, and a conventional example of the non-contact power feeding device 1, and FIG. 6 is an explanatory diagram of the non-contact power feeding device 1.
The non-contact power feeding device 1 has an air gap G from the power transmission coil L1 of the power transmission side circuit 2 to the power reception coil L2 of the power reception side circuit 3 connected to the load battery R1 based on the mutual induction action of electromagnetic induction. Power is supplied while being close to each other by contact.
このような非接触給電装置１について、更に詳述する。まず、１次側の送電側回路２は、給電スタンド４等の給電エリアにおいて、地面，路面，床面，その他の地上５側に定置配置される。
これに対し、２次側の受電側回路３は、電気自動車（ＥＶ），電動移動台車（ＡＧＶ），電車等の車輌６，その他の移動体側に搭載される。車載の受電側回路３は、図示のように、電池Ｒ１に接続されるのが代表的であるが、その他の負荷に直接接続される場合もある。
給電に際し、送電側回路２の送電コイルＬ１と受電側回路３の受電コイルＬ２とは、例えば１００ｍｍ〜１５０ｍｍ程度の僅かなエアギャップＧを存して、対応位置する。
そして図６に示したように、受電コイルＬ２が送電コイルＬ１に対し、上側等から対応位置して停止される停止給電方式が代表的である。停止給電方式の場合、受電コイルＬ２と送電コイルＬ１とは、上下等で対をなす対称構造よりなる。これに対し、受電コイルＬ２が送電コイルＬ１上を低速走行されつつ給電を行う、移動給電方式も可能である。
送電側回路２の送電コイルＬ１は、高周波電源Ｖ１に接続されており、高周波電源Ｖ１は、例えば数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚ〜数１００ｋＨｚ程度の高周波交流を、送電コイルＬ１に向けて通電する。
受電側回路３の受電コイルＬ２からの出力は、電池Ｒ１に供給され、充電された電池Ｒ１にて、図示例では走行用モータ７が駆動される。図６中８は、交流を直流に変換するコンバータ（整流部や平滑部）、９は、直流を交流に変換するインバータである。
Such a non-contact power feeding device 1 will be described in more detail. First, the power transmission side circuit 2 on the primary side is stationaryly arranged on the ground, road surface, floor surface, and other ground 5 sides in the power supply area such as the power supply stand 4.
On the other hand, the power receiving side circuit 3 on the secondary side is mounted on the vehicle 6 such as an electric vehicle (EV), an electric mobile carriage (AGV), a train, and other moving bodies. As shown in the figure, the in-vehicle power receiving side circuit 3 is typically connected to the battery R1, but may be directly connected to another load.
At the time of power supply, the power transmission coil L1 of the power transmission side circuit 2 and the power reception coil L2 of the power reception side circuit 3 have a small air gap G of, for example, about 100 mm to 150 mm, and are located at corresponding positions.
Then, as shown in FIG. 6, a stop power supply system in which the power receiving coil L2 is stopped at a position corresponding to the power transmission coil L1 from above or the like is typical. In the case of the stop power supply system, the power receiving coil L2 and the power transmitting coil L1 have a symmetrical structure that is paired vertically or the like. On the other hand, a mobile power feeding system is also possible in which the power receiving coil L2 feeds power while traveling on the power transmitting coil L1 at a low speed.
The power transmission coil L1 of the power transmission side circuit 2 is connected to the high frequency power supply V1, and the high frequency power supply V1 energizes, for example, high frequency alternating current of about several kHz to several tens of kHz to several hundred kHz toward the power transmission coil L1.
The output from the power receiving coil L2 of the power receiving side circuit 3 is supplied to the battery R1, and the traveling motor 7 is driven by the charged battery R1 in the illustrated example. In FIG. 6, 8 is a converter (rectifying section and smoothing section) that converts alternating current into direct current, and 9 is an inverter that converts direct current into alternating current.
電磁誘導の相互誘導作用については、次のとおり。給電に際しては、送電コイルＬ１での磁束形成により、受電コイルＬ２に誘起電力を生成させ、もって送電コイルＬ１から受電コイルＬ２に電力を供給することは、公知公用である。
すなわち送電コイルＬ１に、高周波電源Ｖ１から給電交流，励磁電流を印加，通電することにより、自己誘導起電力が発生して磁界が送電コイルＬ１の周囲に生じ、磁束がコイル面に対して直角方向に形成される。そして形成された磁束が、受電コイルＬ２を貫き錯交することにより、誘起電力が生成され磁界が誘起される。
このように誘起生成された磁界を利用して、数ｋＷ以上〜数１０ｋＷ〜数１００ｋＷ程度の電力供給が可能となる。送電コイルＬ１側の磁束の磁気回路と、受電コイルＬ２側の磁束の磁気回路は、相互間にも磁束の磁気回路つまり磁路が形成されて、電磁結合される。非接触給電装置１では、このような電磁誘導の相互誘導作用に基づき、非接触給電が行われる。
The mutual induction action of electromagnetic induction is as follows. It is publicly known that when power is supplied, induced power is generated in the power receiving coil L2 by forming a magnetic flux in the power transmission coil L1, and the power is supplied from the power transmission coil L1 to the power receiving coil L2.
That is, by applying and energizing the power transmission coil L1 from the high frequency power source V1 to feed alternating current and exciting current, a self-induced electromotive force is generated, a magnetic field is generated around the power transmission coil L1, and the magnetic flux is in the direction perpendicular to the coil surface. Is formed in. Then, the formed magnetic flux penetrates and intersects the power receiving coil L2 to generate an induced power and induce a magnetic field.
Using the magnetic field induced and generated in this way, it is possible to supply electric power of several kW or more to several tens of kW to several hundred kW. The magnetic flux magnetic circuit on the transmission coil L1 side and the magnetic flux magnetic circuit on the power receiving coil L2 side are electromagnetically coupled by forming a magnetic flux magnetic circuit, that is, a magnetic path between them. In the non-contact power feeding device 1, non-contact power feeding is performed based on such mutual induction action of electromagnetic induction.
非接触給電装置１では、このような電磁誘導方式により給電が行われるが、磁界共鳴方式が併用されており、もって更なる給電効率の向上が図られている。この非接触給電装置１は磁界共振結合型よりなる。
すなわち送電側回路２について、送電コイルＬ１，インダクタＬ３，直列コンデンサＣａ，並列コンデンサＣｂ等により、共振回路が形成されている。インダクタＬ３と直列コンデンサＣａは、ＬＣローパスフィルタを構成する。又、受電側回路３について、受電コイルＬ２，直列コンデンサＣｓ，並列コンデンサＣｐ等により、共振回路が形成されている。
そして、直列コンデンサＣａ，並列コンデンサＣｂや、直列コンデンサＣｓ，並列コンデンサＣｐ等により、両共振回路の共振周波数が等しく設定されると共に、送電側回路２の高周波電源Ｖ１の電源周波数も、この共振周波数と等しく揃えられている。もって、結合係数ｋで磁気結合している送電コイルＬ１と受電コイルＬ２間に生じる磁界共振（磁界共鳴）現象を利用して給電する、磁界共鳴方式が併用されている。
非接触給電装置１について、一般的説明は以上のとおり。
In the non-contact power feeding device 1, power is supplied by such an electromagnetic induction method, but a magnetic field resonance method is also used, so that the power feeding efficiency is further improved. The non-contact power feeding device 1 is of a magnetic field resonance coupling type.
That is, in the power transmission side circuit 2, a resonance circuit is formed by the power transmission coil L1, the inductor L3, the series capacitor Ca, the parallel capacitor Cb, and the like. The inductor L3 and the series capacitor Ca form an LC low-pass filter. Further, regarding the power receiving side circuit 3, a resonance circuit is formed by a power receiving coil L2, a series capacitor Cs, a parallel capacitor Cp, and the like.
Then, the resonance frequencies of both resonance circuits are set equally by the series capacitor Ca, the parallel capacitor Cb, the series capacitor Cs, the parallel capacitor Cp, etc., and the power supply frequency of the high frequency power supply V1 of the transmission side circuit 2 is also the resonance frequency. Is equally aligned with. Therefore, a magnetic field resonance method is also used in which power is supplied by utilizing the magnetic field resonance (magnetic field resonance) phenomenon that occurs between the power transmitting coil L1 and the power receiving coil L2 that are magnetically coupled with a coupling coefficient k.
The general description of the non-contact power feeding device 1 is as described above.
《本発明の概要》
以下、本発明について、図１〜図４等を参照して説明する。まず、本発明の概要については、次のとおり。
本発明の非接触給電装置１０は、図５の（１）を参照して前述した従来例の非接触給電装置１と同様に、電磁誘導の相互誘導作用に基づき、送電側回路２の共振回路の送電コイルＬ１から、負荷電池Ｒ２に接続された受電側回路３の共振回路の受電コイルＬ２に、エアギャップＧを存し非接触で近接対応位置して、電力を供給する。但し負荷電池Ｒ２は、従来例の負荷電池Ｒ１とは異なり、電力変換回路は設けられていない。
そして、本発明の非接触給電装置１０では、受電側回路３の共振回路が、並列共振用の並列コンデンサＣｐと、直列共振用の直列コンデンサＣｓと、追加コンデンサΔＣｐとを、有している。新たに追加コンデンサΔＣｐが、追加採用されている。
追加コンデンサΔＣｐは、素子コンデンサ群各段Ｃ１,・・・の集合体よりなり、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・は、それぞれ、並列コンデンサＣｐに並列接続ＯＮか、直列コンデンサＣｓに並列接続ＯＮかに、スイッチング可能となっている。
もって、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・の接続組み合わせにより、追加コンデンサΔＣｐの容量が、ステップ切り換え可能となっている。
そこで本発明では、共振回路は、合成容量Ｃそして共振周波数を一定に保ちつつ、並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓについて、その間の容量配分が切り換えられることにより、負荷電池Ｒ２への充電電圧Ｖｂそして充電電力を所望の値に、ステップ切り換え可能，増減変更制御可能となっていること、を特徴とする。
本発明の概要については、以上のとおり。以下、このような本発明について、更に詳述する。
<< Outline of the present invention >>
Hereinafter, the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 4, and the like. First, the outline of the present invention is as follows.
The non-contact power feeding device 10 of the present invention is a resonant circuit of the power transmission side circuit 2 based on the mutual induction action of electromagnetic induction, similarly to the conventional non-contact power feeding device 1 described above with reference to (1) of FIG. The power is supplied from the power transmitting coil L1 of the above to the power receiving coil L2 of the resonance circuit of the power receiving side circuit 3 connected to the load battery R2 by providing an air gap G and non-contacting and close to each other. However, unlike the conventional load battery R1, the load battery R2 is not provided with a power conversion circuit.
In the non-contact power feeding device 10 of the present invention, the resonance circuit of the power receiving side circuit 3 has a parallel capacitor Cp for parallel resonance, a series capacitor Cs for series resonance, and an additional capacitor ΔCp. A new additional capacitor ΔCp has been additionally adopted.
The additional capacitor ΔCp consists of an aggregate of each stage C1, ... Of the element capacitor group, and each stage C1, ... of the element capacitor group is connected in parallel to the parallel capacitor Cp or connected in parallel to the series capacitor Cs, respectively. It is possible to switch to ON.
Therefore, the capacitance of the additional capacitor ΔCp can be step-switched by the connection combination of each stage C1, ... Of the element capacitor group.
Therefore, in the present invention, the resonance circuit keeps the combined capacitance C and the resonance frequency constant, and the capacitance distribution between the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs is switched to charge the load battery R2 with the charging voltage Vb and charge. It is characterized in that the power can be step-switched to a desired value and the increase / decrease change can be controlled.
The outline of the present invention is as described above. Hereinafter, the present invention will be described in more detail.
《本発明の前提》
まず、本発明が前提とする共振周波数や充電電圧等について、前述した図５の（１）図を参照して、説明する。
本発明の非接触給電装置１０のベースとなる、図５の（１）図の一般例，基本例，従来例の非接触給電装置１の共振回路については、次のとおり。
まず、その受電コイルＬ２の共振角周波数ωは、下記の数式４に数式５を代入した数式６にて、与えられる。共振角周波数ωは、並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓとの合成容量Ｃに基づき決定される。
この共振角周波数ωが、送電コイルＬ１の共振角周波数ωと一致することにより、磁界共振（磁界共鳴）による電力伝送が行われる。数式中、Ｌ２は、受電コイルＬ２のインダクタンスである。
そして、この一般例，基本例，従来例の非接触給電装置１、そしてその共振回路の特徴は、図５の（２）図の共振特性グラフに示したように、負荷抵抗が変動しても、負荷電圧Ｖｂが、定電圧となる周波数領域が存在することにある。
つまり、共振周波数（数式６で求めた共振角周波数ωに対応）（図示例では８５ｋＨｚ）近傍では、負荷電池Ｒ１にかかる負荷抵抗値が各種変化しても（図示例では負荷抵抗値をパラメーターとする）、負荷電圧（充電電圧）Ｖｂが一定値（図示例ではＡ点）に集束すること、を特徴とする。
本発明の前提については、以上のとおり。
<< Premise of the present invention >>
First, the resonance frequency, the charging voltage, and the like, which are premised on the present invention, will be described with reference to FIG. 5 (1) described above.
The resonance circuit of the non-contact power feeding device 1 of the general example, the basic example, and the conventional example of FIG. 5 (1), which is the base of the non-contact power feeding device 10 of the present invention, is as follows.
First, the resonance angular frequency ω of the power receiving coil L2 is given by Equation 6 in which Equation 5 is substituted into Equation 4 below. The resonance angular frequency ω is determined based on the combined capacitance C of the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs.
When this resonance angular frequency ω coincides with the resonance angular frequency ω of the transmission coil L1, power transmission by magnetic field resonance (magnetic field resonance) is performed. In the formula, L 2 is the inductance of the power receiving coil L 2 .
The characteristics of the general example, the basic example, the conventional non-contact power feeding device 1, and the resonance circuit thereof are as shown in the resonance characteristic graph of FIG. 5 (2), even if the load resistance fluctuates. , There is a frequency region in which the load voltage Vb becomes a constant voltage.
That is, in the vicinity of the resonance frequency (corresponding to the resonance angular frequency ω obtained by Equation 6) (85 kHz in the illustrated example), even if the load resistance value applied to the load battery R1 changes in various ways (in the illustrated example, the load resistance value is used as a parameter). The load voltage (charging voltage) Vb is focused to a constant value (point A in the illustrated example).
The premise of the present invention is as described above.
《本発明の原理説明》
次に、本発明の非接触給電装置１０の原理について、図２，図３を参照して説明する。
本発明の非接触給電装置１０の共振回路は、まず、一般例，基本例，従来例の非接触給電装置１の共振回路について上述した特徴を前提としつつ、更に、次の点を特徴とする。
まず、前記数式４，６により、合成容量Ｃの値が一定であれば共振角周波数ωは一定であるが、このように共振角周波数ωが変わらないように合成容量Ｃを一定に保ちつつ、更に、数式５における並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓの容量配分を変えることにより、負荷電圧（充電電圧）Ｖｂの値を変化させることが可能となる点を、特徴とする。
<< Explanation of Principle of the Present Invention >>
Next, the principle of the non-contact power feeding device 10 of the present invention will be described with reference to FIGS. 2 and 3.
The resonance circuit of the non-contact power feeding device 10 of the present invention first presupposes the above-mentioned features of the resonance circuit of the non-contact power feeding device 1 of the general example, the basic example, and the conventional example, and further features the following points. ..
First, according to the above equations 4 and 6, if the value of the combined capacitor C is constant, the resonance angular frequency ω is constant, but while keeping the combined capacitor C constant so that the resonance angular frequency ω does not change in this way, Further, it is characterized in that the value of the load voltage (charging voltage) Vb can be changed by changing the capacitance distribution of the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs in Equation 5.
これらについて、更に詳述する。まず、図５の（２）図の共振特性を持つ前記数式５の合成容量Ｃの値を、一定に保持しつつ、追加コンデンサΔＣｐを加えて、下記の数式７を構成する。
すなわち、受電側回路３の共振回路について、並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓ間の容量配分を変更せしめることが可能な、追加コンデンサΔＣｐを追加する。その旨の下記の数式７を、前記数式４に代入すると、下記の数式８が得られるが、その共振角周波数ωは変わらず一定である。
These will be described in more detail. First, the following formula 7 is constructed by adding an additional capacitor ΔCp while keeping the value of the combined capacitance C of the formula 5 having the resonance characteristic of FIG. 5 (2) constant.
That is, for the resonance circuit of the power receiving side circuit 3, an additional capacitor ΔCp that can change the capacitance distribution between the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs is added. By substituting the following mathematical formula 7 to that effect into the above mathematical formula 4, the following mathematical formula 8 is obtained, but the resonance angular frequency ω thereof remains constant.
そして、図２の（１）図は、追加コンデンサΔＣｐを、並列コンデンサＣｐに並列接続した場合の、等価回路図である。
この共振回路では、並列共振電流Ｉｐが並列コンデンサＣｐと追加コンデンサΔＣｐに分流して流れ、数式７による合成容量Ｃの配分は、元の数式５の場合と変更がない。並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓ間の容量配分に、変更はない。
もって、共振特性も図５の（１）図と同じであり、共振周波数（図示例では８５ｋＨｚ）における負荷電圧（充電電圧）Ｖｂの値も、元の一定値（図示例ではＡ点）のままである。図中Ｉｂは負荷電流である。
これに対し図２の（２）図は、追加コンデンサΔＣｐを、直列コンデンサＣｓに並列に接続変更した場合の、等価回路図である。
この共振回路では、並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓ間の容量配分が、追加コンデンサΔＣｐの容量により変化する。追加コンデンサΔＣｐの容量分だけ、並列コンデンサＣｐや直列コンデンサＣｓの容量配分が、減少する。
そして、共振周波数（図示例では８５ｋＨｚ）を維持したまま、図３の（１）図の共振特性グラフ中に示したように、負荷電圧（充電電圧）Ｖｂが、上述した図２の（１）図の場合より降下する（図示例ではＡ点からＢ点に降下する）（図中のＡ点は、図５の（２）図のＡ点である）。
FIG. 2 (1) is an equivalent circuit diagram when the additional capacitor ΔCp is connected in parallel to the parallel capacitor Cp.
In this resonant circuit, the parallel resonant current Ip is split and flowed into the parallel capacitor Cp and the additional capacitor ΔCp, and the distribution of the combined capacitance C according to the equation 7 is the same as that of the original equation 5. There is no change in the capacitance distribution between the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs.
Therefore, the resonance characteristics are the same as those in FIG. 5 (1), and the value of the load voltage (charging voltage) Vb at the resonance frequency (85 kHz in the illustrated example) remains the original constant value (point A in the illustrated example). Is. In the figure, Ib is the load current.
On the other hand, FIG. 2 (2) of FIG. 2 is an equivalent circuit diagram when the additional capacitor ΔCp is changed in parallel with the series capacitor Cs.
In this resonant circuit, the capacitance distribution between the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs changes depending on the capacitance of the additional capacitor ΔCp. The capacitance distribution of the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs is reduced by the capacitance of the additional capacitor ΔCp.
Then, while maintaining the resonance frequency (85 kHz in the illustrated example), as shown in the resonance characteristic graph of FIG. 3 (1), the load voltage (charging voltage) Vb is the above-mentioned FIG. 2 (1). It descends from the case of the figure (in the illustrated example, it descends from point A to point B) (point A in the figure is point A in FIG. 5 (2)).
このような負荷電圧（充電電圧）Ｖｐ降下の理由については、次のとおり。
図２の（１）図から（２）図のように、追加コンデンサΔＣｐが、並列コンデンサＣｐに並列から直列コンデンサＣｓに並列に切り換えられたことにより、→並列共振電流Ｉｐの流れる回路のインピーダンスが、増加する。
→もって並列共振ループ（図２の（２）図中、想像線表示）に流れる並列共振電流Ｉｐが、減少し、→受電コイルＬ２に誘起される受電コイル電圧Ｖ２も、降下する。
すなわち、図４の（１）図の特性グラフに示したように、並列共振電流Ｉｐが下がると（図示例ではＡ点からＢ点に下がる）、→図４の（２）図の特性グラフに示したように、受電コイル電圧Ｖ２も、降下する（図示例ではＡ点からＢ点に降下する）。
The reason for such a load voltage (charging voltage) Vp drop is as follows.
As shown in FIGS. (1) to (2) of FIG. 2, the additional capacitor ΔCp is switched from parallel to the parallel capacitor Cp to the series capacitor Cs in parallel, so that the impedance of the circuit through which the parallel resonance current Ip flows is increased. ,To increase.
(In (2 in Figure 2) Figure, phantom display) → have to parallel resonance loop parallel resonance current Ip flowing in is reduced, → receiving coil voltage V 2 induced in the power receiving coil L2 also falls.
That is, as shown in the characteristic graph of FIG. 4 (1), when the parallel resonance current Ip decreases (in the illustrated example, it decreases from point A to point B), → the characteristic graph of FIG. 4 (2) As shown, the power receiving coil voltage V 2 also drops (in the illustrated example, it drops from point A to point B).
なおこの間、送電側回路２の送電コイルＬ１の送電コイル電圧Ｖ１は、一定であり変化してはいない。→従って、受電側回路３の受電コイルＬ２内部に誘起される誘導電圧も、一定である。→しかしながら、受電側回路３の共振回路の共振現象によって、→受電コイルＬ２の両端にかかる電圧つまり受電コイル電圧Ｖ２は、共振による正帰還現象によって、降下する次第である。
→受電コイル電圧Ｖ２が降下することにより（図示例ではＡ点からＢ点に降下）、図３の（２）図に示したように、負荷電池Ｒ２への負荷電圧（充電電圧）Ｖｂも、比例して降下する（図示例ではＡ点からＢ点に降下）。
このようなメカニズムにより、この非接触給電装置１０では、受電側回路３の共振回路について、共振用コンデンサつまり並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓとの間の容量配分を変えることによって、負荷電圧（充電電圧）Ｖｂを変化させることが可能となる。この点が、本発明の特徴である。
すなわち、負荷電圧（充電電圧）Ｖｂは、追加コンデンサΔＣｐを、図２の（１）図のように並列コンデンサＣｐに並列接続すると、上昇する（図３のＡ点を参照）。これに対し、図２の（２）図のように直列コンデンサＣｓに並列接続すると、降下する（図３のＢ点を参照）。
本発明の原理説明については、以上のとおり。
Note meantime, the power transmission coil voltage V 1 of the power transmission coil L1 of the power transmission circuit 2 is not the change is constant. → Therefore, the induced voltage induced inside the power receiving coil L2 of the power receiving side circuit 3 is also constant. → However, the resonance phenomenon of the resonance circuit of the power receiving side circuit 3, → voltage clogging receiving coil voltage V 2 across the power receiving coil L2, the positive feedback phenomenon due to resonance, is up to drop.
→ As the power receiving coil voltage V 2 drops (in the illustrated example, it drops from point A to point B), as shown in Fig. 3 (2), the load voltage (charging voltage) Vb on the load battery R2 also drops. , Proportionately descend (in the illustrated example, descend from point A to point B).
With such a mechanism, in the non-contact power feeding device 10, the load voltage (charging voltage) of the resonance circuit of the power receiving side circuit 3 is changed by changing the capacitance distribution between the resonance capacitor, that is, the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs. ) Vb can be changed. This point is a feature of the present invention.
That is, the load voltage (charging voltage) Vb rises when the additional capacitor ΔCp is connected in parallel to the parallel capacitor Cp as shown in FIG. 2 (1) (see point A in FIG. 3). On the other hand, when it is connected in parallel to the series capacitor Cs as shown in FIG. 2 (2), it drops (see point B in FIG. 3).
The explanation of the principle of the present invention is as described above.
《容量配分の切り換えについて》
次に、上述した並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓの間の容量配分の切り換えについて、説明する。
原理説明で述べたように、非接触給電装置１０の受電側回路３の共振回路において、共振用の並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓの容量配分を切り換えることによって、電池Ｒ２への負荷電圧（充電電圧）Ｖｂを変更することが可能である。
そして、容量配分の切り換えは、共振回路に追加コンデンサΔＣｐを追加することによって、実現される。共振周波数が変わらないように、合成容量Ｃを一定に保ちつつ、追加コンデンサΔＣｐの容量を切り換えることによって、実現される（数式４〜８を参照）。
すなわち、追加コンデンサΔＣｐの容量切り換え、→並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓの間の容量配分の切り換え、→電池Ｒ２の負荷電圧（充電電圧）Ｖｂの変更、となる次第である。
容量配分の切り換えについては、以上のとおり。
<< Switching of capacity allocation >>
Next, switching of the capacitance distribution between the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs described above will be described.
As described in the explanation of the principle, in the resonance circuit of the power receiving side circuit 3 of the non-contact power feeding device 10, the load voltage (charging voltage) to the battery R2 is switched by switching the capacitance distribution between the parallel capacitor Cp for resonance and the series capacitor Cs. ) It is possible to change Vb.
Then, the switching of the capacitance distribution is realized by adding an additional capacitor ΔCp to the resonance circuit. This is achieved by switching the capacitance of the additional capacitor ΔCp while keeping the combined capacitance C constant so that the resonance frequency does not change (see Equations 4 to 8).
That is, the capacitance of the additional capacitor ΔCp is switched, → the capacitance distribution between the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs is switched, and → the load voltage (charging voltage) Vb of the battery R2 is changed.
The switching of capacity allocation is as described above.
《追加コンデンサΔＣｐの容量切り換え、および、素子コンデンサ群各段Ｃ１,・・・の容量割り付けについて》
上述した追加コンデンサΔＣｐの容量切り換えは、次のように実現される。
まず、例えば図１に示したように、基板回路の追加コンデンサΔＣｐを、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・の集合体として構成する。
そして、このように回路に用いられる素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・は、それぞれ個別に、容量が割り付けられると共に、それぞれ個別に、並列コンデンサＣｐ又は直列コンデンサＣｓに対し、並列接続ＯＮにスイッチング可能としてなっている。
もって、このような多段切り換え回路の素子コンデンサ群各段Ｃ１,・・・の接続組み合わせにより、追加コンデンサΔＣｐの容量切り換えが、実現される。
<< Capacitor switching of additional capacitor ΔCp and capacitance allocation of each stage C1, ... of element capacitor group >>
The capacitance switching of the additional capacitor ΔCp described above is realized as follows.
First, for example, as shown in FIG. 1, the additional capacitor ΔCp of the board circuit is configured as an aggregate of each stage C1, ... Of the element capacitor group.
Then, each stage C1, ... Of the element capacitor group used in the circuit is individually assigned a capacitance, and each is individually switched to parallel connection ON with respect to the parallel capacitor Cp or the series capacitor Cs. It is possible.
Therefore, the capacitance switching of the additional capacitor ΔCp is realized by the connection combination of each stage C1, ... Of the element capacitor group of the multi-stage switching circuit.
追加コンデンサΔＣｐとして回路に用いられる各素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・には、上述したように、それぞれ個別に容量が割り付けられる。この容量割り付けについては、次のとおり。
容量割り付けは、次の［１］，［２］，［３］，又は［４］の方法により行われる。すなわち、［１］「均等割り付け法」，［２］「等比数列割り付け法」，［３］「等差数列割り付け法」，［４］「純等比数列割り付け法」、により行われる。
以下、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・への、このような各容量割り付け法について、詳述する。
As described above, the capacitance is individually assigned to each stage C1, ... Of each element capacitor group used in the circuit as the additional capacitor ΔCp. The capacity allocation is as follows.
Capacity allocation is performed by the following method [1], [2], [3], or [4]. That is, it is performed by [1] "geometric progression", [2] "geometric progression", [3] "arithmetic progression", and [4] "geometric progression".
Hereinafter, such a capacitance allocation method for each stage C1, ... Of the element capacitor group will be described in detail.
《［１］「均等割り付け法」について》
まず、［１］「均等割り付け法」について、図１の（１）図の回路説明図を参照して、説明する。
「均等割り付け法」では、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に容量が、均等に割り付けられる。追加コンデンサΔＣｐは、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に均等に容量を割り振って組み合わせることにより、等差数列の容量列がステップ生成される。
すなわち、それぞれの切り換え組み合わせにより、追加コンデンサΔＣｐの容量が切り換えられ、もって、電池Ｒ２への負荷電圧（充電電圧）Ｖｂの値を変更制御可能となっていること、を特徴とする。
<< [1] About "equal allocation method">>
First, [1] "equal allocation method" will be described with reference to the circuit explanatory diagram of FIG. 1 (1).
In the "equal allocation method", the capacitance is evenly allocated to each stage C1, ... Of the element capacitor group. As the additional capacitor ΔCp, the arithmetic progression of the arithmetic progression is step-generated by allocating the capacitance evenly to each stage C1, ... Of the element capacitor group and combining them.
That is, the capacitance of the additional capacitor ΔCp is switched by each switching combination, so that the value of the load voltage (charging voltage) Vb to the battery R2 can be changed and controlled.
このような「均等割り付け法」について、更に詳述する。「均等割り付け法」では、追加コンデンサΔＣｐの容量を等分して（図示例では４等分）、各素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ４に均等に割り付ける（図示例では１／４ずつ割り付ける）。
そして、それぞれに切り換え双投スイッチＳ１〜Ｓ４を設けることにより、それぞれ個別に、並列コンデンサＣｐに対し並列接続か、又は直列接続（直列コンデンサＣｓに並列接続）かの接続切り換えが、可能となっている。
そこで例えば、図示のように全スイッチＳ１〜Ｓ４を直列コンデンサＣｓに並列接続すると、負荷電圧（充電電圧）Ｖｂは、最低電圧となる（前述した図３のＢ点を参照）。これに対し、スイッチＳ１〜Ｓ４を、順次１つずつ並列コンデンサＣｐに並列に切り替えて行くと、等差数列的に負荷電圧（充電電圧）Ｖｂが上がって行く（前述した図３のＡ点を参照）。
このようにして、負荷電圧（充電電圧）Ｖｂのステップ切り換えが可能となり、図示例ではステップ数Ｓｔ＝４でのステップ切り換えが可能となる。この場合、負荷電圧（充電電圧）Ｖｂ制御の分解能は１／Ｓｔとする定義が可能となり、図示例の分解能１／Ｓｔは１／４となる。
この「均等割り付け法」は、各割り付け法の中で最も簡単容易である。しかしながら、回路中の素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・の数が、増大するという難点がある。電圧制御の分解能１／Ｓｔをより高めるためには、その分解能１／Ｓｔに逆比例して、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・による切り換え段数ｎを増やさなければならなくなる。
「均等割り付け法」については、以上のとおり。
Such an "equal allocation method" will be described in more detail. In the "equal allocation method", the capacitance of the additional capacitor ΔCp is equally divided (divided into 4 equal parts in the illustrated example) and evenly allocated to each stage C1 to C4 of each element capacitor group (1/4 is allocated in the illustrated example).
Then, by providing the switching double throw switches S1 to S4 for each, it is possible to individually switch the connection between the parallel capacitor Cp and the parallel connection or the series connection (parallel connection to the series capacitor Cs). There is.
Therefore, for example, when all the switches S1 to S4 are connected in parallel to the series capacitors Cs as shown in the figure, the load voltage (charging voltage) Vb becomes the minimum voltage (see point B in FIG. 3 described above). On the other hand, when the switches S1 to S4 are sequentially switched in parallel to the parallel capacitor Cp one by one, the load voltage (charging voltage) Vb increases in an arithmetic progression (point A in FIG. 3 described above). reference).
In this way, the step switching of the load voltage (charging voltage) Vb is possible, and in the illustrated example, the step switching is possible with the number of steps St = 4. In this case, the resolution of the load voltage (charging voltage) Vb control can be defined as 1 / St, and the resolution 1 / St of the illustrated example is 1/4.
This "equal allocation method" is the simplest and easiest of the allocation methods. However, there is a drawback that the number of each stage C1, ... Of the element capacitor group in the circuit increases. In order to further increase the resolution 1 / St of the voltage control, it is necessary to increase the number of switching stages n by each stage C1, ... Of the element capacitor group in inverse proportion to the resolution 1 / St.
The "equal allocation method" is as described above.
《［２］「等比数列割り付け法」について（その１：実施例の説明）》
次に、不均等割り付け法である、［２］「等比数列割り付け法」について、その実施例の概要を、図１の（２）図の回路説明図を参照して説明する。
「等比数列割り付け法」では、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・への容量割り付けが、不均等の等比数列割り付け法に基づき行われる。
追加コンデンサΔＣｐは、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に、等比数列を含み個別に割り付けられた容量係数Ｆに基づき、容量を割り振って組み合わせることにより、等差数列の容量列をステップ生成可能となる。すなわち、それぞれの切り換え組み合わせにより、追加コンデンサΔＣｐとしての容量を切り換え、もって、充電電圧Ｖｂの値を変更制御可能となっていること、を特徴とする。
<< [2] "Geometric progression allocation method" (Part 1: Explanation of examples) >>
Next, the outline of the embodiment of [2] "geometric progression allocation method", which is an unequal allocation method, will be described with reference to the circuit explanatory diagram of FIG. 1 (2).
In the "geometric progression allocation method", the capacitance allocation to each stage C1, ... Of the element capacitor group is performed based on the non-uniform geometric progression allocation method.
The additional capacitor ΔCp creates a geometric progression in steps by allocating and combining capacitances based on the capacitance coefficient F individually assigned to each stage C1, ... Of the element capacitor group, including a geometric progression. It will be possible. That is, it is characterized in that the capacitance as the additional capacitor ΔCp can be switched by each switching combination, and thus the value of the charging voltage Vb can be changed and controlled.
このような、［２］「等比数列割り付け法」について、更に詳述する。
まず、この「等比数列割り付け法」では、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・について、所定のごとく不均等に容量を割り振ることにより、回路におけるその数の増大を防ぐことができる、という利点がある。
すなわち、上述した［１］「均等割り付け法」の難点を克服することができる。この点は、後述するその他の不均等割り付け法である、［３］「等差数列割り付け法」，［４］「純等比数列割り付け法」についても、同様である。
Such [2] "geometric progression allocation method" will be described in more detail.
First, this "geometric progression allocation method" has the advantage that it is possible to prevent an increase in the number of element capacitors in each stage C1, ... By allocating the capacitance unevenly as specified. There is.
That is, the above-mentioned difficulty of [1] "equal allocation method" can be overcome. This point also applies to [3] "arithmetic progression allocation method" and [4] "pure geometric progression allocation method", which are other unequal allocation methods described later.
「等比数列割り付け法」では、まず、設計段階で追加コンデンサΔＣｐの容量が決定されると、後述する数式１３により基準容量Ｂが求められる。
そして、この図１の（２）図の例では、追加コンデンサΔＣｐを段数ｎ＝４段に分割した、４段切り換え回路の各素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ４について、容量係数Ｆが、順に１／６，２／６，４／６，５／６と割り付けられる。このような容量係数Ｆの等比数列を含んだ割り付け方については、後述する。
この各々に割り付けられた容量係数Ｆに、基準容量Ｂを掛けたものが、その素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ４各々の実際の容量（ファラッド）となる。
そして、素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ４のスイッチＳ１〜Ｓ４の接続組み合わせにより、最小容量１／ｍ（図示例では１／６）（ｍについては後述）刻みの等差数列の容量列を、ステップ生成することができる。追加コンデンサΔＣｐについて、等差数列の容量列（もって負荷電圧Ｖｂも等差数列的となる）を、ステップ生成することができる。
In the "geometric progression allocation method", first, when the capacitance of the additional capacitor ΔCp is determined at the design stage, the reference capacitance B is obtained by the mathematical formula 13 described later.
Then, in the example of FIG. 1 (2), the capacitance coefficient F is sequentially set to 1 for each stage C1 to C4 of each element capacitor group of the 4-stage switching circuit in which the additional capacitor ΔCp is divided into the number of stages n = 4 stages. It is assigned as / 6, 2/6, 4/6, 5/6. The allocation method including the geometric progression of the capacitance coefficient F will be described later.
The capacitance coefficient F assigned to each of these is multiplied by the reference capacitance B to obtain the actual capacitance (farad) of each stage C1 to C4 of the element capacitor group.
Then, by connecting the switches S1 to S4 of each stage C1 to C4 of the element capacitor group, the capacitance sequence of the arithmetic progression in increments of minimum capacitance 1 / m (1/6 in the illustrated example) (m will be described later) is stepped. Can be generated. For the additional capacitor ΔCp, an arithmetic progression of arithmetic progressions (hence, the load voltage Vb is also arithmetic progression) can be step-generated.
上記表１に示したように、この図示例では、追加コンデンサΔＣｐについて、１／６刻みの等差数列で、ステップ０からステップ１２まで、ステップ数Ｓｔ＝１２の容量列が作り出される。
すなわち各ステップ毎に、並列コンデンサＣｐに対し並列接続される素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ４の合計（含む単数）容量係数Ｆ（そして合計並列接続容量）が作り出される。この各ステップ毎の合計容量係数Ｆは等差数列よりなり、もって容量列も等差数列となる。
このように同じ段数ｎ＝４段の切り換え回路でも、前述した「均等割り付け法」では、ステップ数Ｓｔ＝４であったものが、この「等比数列割り付け法」では、Ｓｔ＝１２となり、３倍に増加する。
As shown in Table 1 above, in this illustrated example, an arithmetic progression with the number of steps St = 12 is created from step 0 to step 12 with an arithmetic progression in 1/6 increments for the additional capacitor ΔCp.
That is, for each step, the total (including singular) capacitance coefficient F (and the total parallel connection capacitance) of each stage C1 to C4 of the element capacitor group connected in parallel to the parallel capacitor Cp is created. The total capacitance coefficient F for each step is an arithmetic progression, and the capacitance sequence is also an arithmetic progression.
In this way, even in the switching circuit with the same number of stages n = 4 stages, the number of steps St = 4 in the above-mentioned "equal allocation method" becomes St = 12 in this "geometric progression allocation method", and 3 Double.
《［２］「等比数列割り付け法」について（その２：その詳細説明）》
次に、上述した「等比数列割り付け法」について、その詳細を数式９〜１４を参照して、説明する。
まず、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に割り付けられる容量係数Ｆは、分数で表される。そしてその分子が、等比数列２（ｎ−１）で変化する下位の係数列と、その補数となる上位の係数列とのペアからなり、分母を、自然数ｍとする。
前述した図１の（２）図の例では、分子は、「１，２」の下位の係数列と、「４，５」の上位の係数列とのペアからなる。基準数「６」に対し、下位の係数列の「１」と上位の係数列「５」が補数ペアとなり、下位の係数列「２」と「４」が補数ペアとなる。このような補数ペア作成のため、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・の段数ｎは、偶数であることを前提とする（図示例ではｎ＝４）。なお分母の自然数ｍ＝６である。
そして、「等比数列割り付け法」により、前述した等差数列の容量列をステップ生成できる条件は、下記の数式９を満たすことにある。
<< [2] About "Geometric progression allocation method" (Part 2: Detailed explanation) >>
Next, the details of the above-mentioned "geometric progression allocation method" will be described with reference to Equations 9 to 14.
First, the capacitance coefficient F assigned to each stage C1, ... Of the element capacitor group is represented by a fraction. The numerator is composed of a pair of a lower coefficient sequence that changes in the geometric progression 2 (n-1) and an upper coefficient sequence that is a complement thereof, and the denominator is a natural number m.
In the example of FIG. 1 (2) described above, the molecule is composed of a pair of a lower coefficient sequence of "1, 2" and a higher coefficient sequence of "4,5". With respect to the reference number "6", the lower coefficient sequence "1" and the upper coefficient sequence "5" form a complement pair, and the lower coefficient sequences "2" and "4" form a complement pair. In order to create such a complement pair, it is assumed that the number n of each stage C1, ... Of the element capacitor group is an even number (n = 4 in the illustrated example). The natural number m = 6 in the denominator.
Then, the condition that the capacity sequence of the arithmetic progression described above can be step-generated by the "geometric progression allocation method" is that the following equation 9 is satisfied.
すなわち、追加コンデンサΔＣｐについて、その素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に、容量係数Ｆに基づき容量を割り振って、等差数列での容量の増減切り換えが可能となる（そして等差数列的な負荷電圧Ｖｂの切り換えが可能となる）には、上記の数式９を満たすことが必要である。式中、α＝ｎ／２とする。
数式９を満たすことができない場合は、図１の（３）図に示したように、数列に抜けが生じてしまい、連続したステップ数Ｓｔの等差数列の容量列を生成することができなくなる。
数式９が満たされる場合は、次の関係が成り立つ。すなわち、等差数列の追加コンデンサΔＣｐ（そして充電電圧Ｖｂ）の切り換え最大ステップ数Ｓｔと、容量係数Ｆの分母ｍと、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・の段数ｎとの間の関係は、上記の数式１０で表される。
図１の（２）図の例の場合については、次のとおり。素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ４の段数ｎ＝４で、ｍ＝６であれば、数式９を満たすようになる。そして数式１０によりステップ数Ｓｔ＝１２と算出される。制御分解能１／Ｓｔは１／１２となる。
なお、各素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・の最小容量は、下記の数式１２又は数式１４で求められる。
すなわち、追加コンデンサΔＣｐの容量の１／Ｓｔが最少容量ｄＣｐであるとすると、ｄＣｐは下記の数式１１で表わされる。そして、この数式１１に数式１０を代入すると、下記の数式１２が得られる。一方、基準容量Ｂを下記の数式１３のとおり定義すると、数式１２は数式１４のようにも表わされる。
図１の（２）図の例の場合、ｄＣｐは１／６であるが、段数ｎ＝４の４段切り換え回路なので、これ以上ステップ数Ｓｔを増やすには、ｍを増やさなければならないが、例えばｍ＝７とすると、数式９を満たさなくなるので、実現できない。
That is, with respect to the additional capacitor ΔCp, the capacitance can be allocated to each stage C1, ... Of the element capacitor group based on the capacitance coefficient F, and the capacitance can be increased or decreased in the arithmetic progression (and arithmetic progression). The load voltage Vb can be switched), it is necessary to satisfy the above equation 9. In the formula, α = n / 2.
If Equation 9 cannot be satisfied, as shown in Fig. 1 (3), a sequence of numbers will be omitted, and it will not be possible to generate a capacity sequence of arithmetic progressions with consecutive steps of St. ..
If Equation 9 is satisfied, the following relationship holds. That is, the relationship between the maximum number of steps for switching the additional capacitor ΔCp (and charging voltage Vb) in the arithmetic progression St, the denominator m of the capacitance coefficient F, and the number n of each stage C1, ... , Expressed by the above equation 10.
The case of the example of Fig. 1 (2) is as follows. If the number of stages N = 4 of each stage C1 to C4 of the element capacitor group and m = 6, the equation 9 is satisfied. Then, the number of steps St = 12 is calculated by the mathematical formula 10. The control resolution 1 / St is 1/12.
The minimum capacitance of each stage C1, ... Of each element capacitor group can be obtained by the following formula 12 or formula 14.
That is, assuming that 1 / St of the capacitance of the additional capacitor ΔCp is the minimum capacitance dCp, dCp is expressed by the following mathematical formula 11. Then, by substituting the mathematical formula 10 into the mathematical formula 11, the following mathematical formula 12 is obtained. On the other hand, if the reference capacity B is defined as the following formula 13, the formula 12 is also expressed as the formula 14.
In the case of the example of FIG. 1 (2), dCp is 1/6, but since it is a 4-stage switching circuit with the number of stages n = 4, m must be increased in order to further increase the number of steps St. For example, if m = 7, the formula 9 is not satisfied, so that it cannot be realized.
《［２］．「等比数列割り付け法」について（その３：実際例の説明）》
次に、この「等比数列割り付け法」について、その実際例を、表２，表３，表５〜１１等を参照して説明する。
この実際例では、まず、負荷電圧（充電電圧）Ｖｂ制御の分解能として、１／Ｓｔ＝１／２００を選択する。そしてステップ数Ｓｔ＝２００で、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・の段数ｎ＝１０とすると、数式９を満たすので、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に割り付けられる容量係数Ｆについて、等差数列を作ることができると判定される。
下記表２は、このような実際例について、容量係数Ｆの割り付け方の説明に供する。段数ｎ＝１０なので、素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ１０を１０個設け、それらの合計容量が追加コンデンサΔＣｐの容量となるようにする。
<< [2]. About "geometric progression allocation method" (Part 3: Explanation of actual examples) >>
Next, an actual example of this "geometric progression allocation method" will be described with reference to Tables 2, 3, 3, 5-11 and the like.
In this practical example, first, 1 / St = 1/200 is selected as the resolution for the load voltage (charging voltage) Vb control. Then, when the number of steps St = 200 and the number of stages n = 10 of each stage C1, ... Of the element capacitor group, the equation 9 is satisfied. Therefore, regarding the capacitance coefficient F assigned to each stage C1, ... It is determined that an arithmetic progression can be created.
Table 2 below provides an explanation of how to allocate the capacitance coefficient F for such an actual example. Since the number of stages n = 10, 10 stages C1 to C10 of each element capacitor group are provided so that the total capacitance thereof becomes the capacitance of the additional capacitor ΔCp.
上記表２のように、各素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ１０の容量係数Ｆは、分数で表わされ、分母を自然数ｍとする（前述した図１の（２）図についての詳細説明の記載も参照、以下も同様）。
各素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ１０の容量係数Ｆは、２個で対をなす補数ペアとなる。例えば、素子コンデンサＣ１とＣ１０の容量係数Ｆは対をなし、その和が基準数１となる。つまりＣ１０の容量係数Ｆは、基準数１に対してＣ１の容量係数Ｆの補数となるように設定する。Ｃ２とＣ９、Ｃ３とＣ８、Ｃ４とＣ７、Ｃ５とＣ６についても同様に、補数ペアとなるように設定する。因みに、このような補数ペアの前提として、段数ｎは偶数である。
容量係数Ｆはこのように、等比数列で変化する下位の係数列と、その補数となる上位の係数列との補数ペアよりなる。この例では、素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ５の容量係数Ｆには、下位の係数列が割り付けられ、素子コンデンサ群Ｃ６〜Ｃ１０の容量係数Ｆには、基準数１に対して下位の係数列の補数となる上位の係数列が割り付けられる。下位の係数列の分子は、「１，２，４，８，１６」つまり２（ｎー１）で変化し、上位の係数列の分子は、「２４，３２，３６，３８，３９」となる。
そして、各素子コンデンサ群Ｃ１〜Ｃ１０各々の実際の容量は、上述で得られたそれぞれの容量係数Ｆに、数式１３の基準容量Ｂを掛けることにより求められる。
As shown in Table 2 above, the capacitance coefficient F of each stage C1 to C10 of each element capacitor group is represented by a fraction, and the denominator is a natural number m (described in detail of FIG. 1 (2) described above. See also, and so on).
The capacitance coefficient F of each stage C1 to C10 of each element capacitor group is a pair of complement pairs. For example, the capacitance coefficients F of the element capacitors C1 and C10 form a pair, and the sum thereof is the reference number 1. That is, the capacitance coefficient F of C10 is set so as to be a complement of the capacitance coefficient F of C1 with respect to the reference number 1. Similarly, C2 and C9, C3 and C8, C4 and C7, and C5 and C6 are set to be complement pairs. Incidentally, as a premise of such a complement pair, the number of stages n is an even number.
The capacitance coefficient F is thus composed of a complement pair of a lower coefficient sequence that changes in a geometric progression and an upper coefficient sequence that is the complement thereof. In this example, a lower coefficient sequence is assigned to the capacitance coefficient F of each stage C1 to C5 of the element capacitor group, and a lower coefficient sequence is assigned to the capacitance coefficient F of the element capacitor groups C6 to C10 with respect to the reference number 1. The upper coefficient sequence that is the complement of is assigned. The numerator of the lower coefficient sequence changes by "1,2,4,8,16", that is, 2 (n-1) , and the numerator of the upper coefficient sequence is "24,32,36,38,39". Become.
Then, the actual capacitance of each of the element capacitor groups C1 to C10 is obtained by multiplying each capacitance coefficient F obtained above by the reference capacitance B of Equation 13.
上記表３は、この実際例の各ステップについて、等差数列の合計（含む単数）容量係数Ｆそして容量列を生成する様子を示す。各々容量係数Ｆが割り付けられ容量が割り振られた素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ１０を、各々のスイッチＳ１〜Ｓ１０で接続切り換えして組み合わせることにより、各ステップ毎の合計容量係数Ｆそして合計容量が、等差数列で生成される。
この実際例の回路は図示しないが、図１の（２）図の実施例の回路に準じると共に、素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ１０と、それぞれの切り換えスイッチＳ１〜Ｓ１０が配設されたものとなる。
そして、上記の表３において、例えばステップ数Ｓｔが「１の桁」については、次のとおり。例えばステップ１では、素子コンデンサＣ１のみが並列コンデンサＣｐ側に、スイッチＳ１にて並列接続ＯＮされ、追加コンデンサΔＣｐの容量係数Ｆは例えば「１」である。
ステップ２では、素子コンデンサＣ２のみが並列コンデンサＣｐ側に、スイッチＳ２にてＯＮされ、追加コンデンサΔＣｐの容量係数Ｆは例えば「２」である。
ステップ３では、素子コンデンサＣ１とＣ２が並列コンデンサＣｐ列に、スイッチＳ１とＳ２にて並列接続ＯＮされ、容量係数Ｆは例えば「１＋２」となる。
そして最終的にはステップ２００に至り、１０個の素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ１０が並列コンデンサＣｐに、スイッチＳ１〜Ｓ１０により全て並列接続ＯＮされる。
Table 3 above shows how the arithmetic progression sum (including singular) capacitance coefficient F and the arithmetic progression are generated for each step of this practical example. By connecting and combining each stage C1 to C10 of the element capacitor group to which the capacitance coefficient F is assigned and the capacitance is assigned by the switches S1 to S10, the total capacitance coefficient F and the total capacitance for each step can be obtained. It is generated by arithmetic progression.
Although the circuit of this actual example is not shown, it is based on the circuit of the embodiment of FIG. 1 (2), and each stage C1 to C10 of the element capacitor group and the respective changeover switches S1 to S10 are arranged. Become.
Then, in Table 3 above, for example, the number of steps St is "1 digit" is as follows. For example, in step 1, only the element capacitor C1 is connected in parallel to the parallel capacitor Cp side by the switch S1, and the capacitance coefficient F of the additional capacitor ΔCp is, for example, “1”.
In step 2, only the element capacitor C2 is turned on to the parallel capacitor Cp side by the switch S2, and the capacitance coefficient F of the additional capacitor ΔCp is, for example, “2”.
In step 3, the element capacitors C1 and C2 are connected in parallel to the parallel capacitor Cp row by the switches S1 and S2, and the capacitance coefficient F becomes, for example, "1 + 2".
Finally, step 200 is reached, and all the stages C1 to C10 of the 10 element capacitor groups are connected to the parallel capacitors Cp in parallel by the switches S1 to S10.
なお、本明細書の末尾に表５〜表１１を添付した。この２００ステップ切り換え表では、段数ｎ＝１０の全ステップ数Ｓｔ＝２００の各々について、どの素子コンデンサＣ１〜Ｃ１０、つまりどのスイッチＳ１〜Ｓ１０を、並列コンデンサＣｐに対して並列接続ＯＮにするかを示した。
このようにして、各素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ１０の切り換え組み合わせにより、各段を組み合わせた合計容量係数Ｆが得られて、各段を組み合わせた合計容量に切り換えられ、もって追加コンデンサΔＣｐの容量が切り換えられる。
これにより、並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓについて、容量配分が切り換えられ、負荷電圧（充電電圧）Ｖｂの変更制御が可能となる。
「等比数列割り付け法」については、以上のとおり。
Tables 5 to 11 are attached at the end of this specification. In this 200-step switching table, which element capacitors C1 to C10, that is, which switches S1 to S10 are connected in parallel to the parallel capacitor Cp for each of the total number of steps St = 200 with the number of stages n = 10. Indicated.
In this way, the total capacitance coefficient F in which each stage is combined is obtained by the switching combination of each stage C1 to C10 of each element capacitor group, and is switched to the total capacitance in which each stage is combined, so that the capacitance of the additional capacitor ΔCp is obtained. Is switched.
As a result, the capacitance distribution of the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs is switched, and the load voltage (charging voltage) Vb can be changed and controlled.
The "geometric progression allocation method" is as described above.
《［３］「等差数列割り付け法」について》
次に、不均等割り付け法である、［３］「等差数列割り付け法」について説明する。
「等差数列割り付け法」では、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・への容量割り付けが、不均等の「等差数列割り付け法」に基づき行われる。
追加コンデンサΔＣｐは、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に、等差数列を含み個別に割り付けられた容量係数Ｆに基づき、容量を割り振って組み合わせることにより、等差数列の容量列をステップ生成可能となる。すなわち、それぞれの切り換え組み合わせにより、追加コンデンサΔＣｐとしての容量を切り換え、もって、充電電圧Ｖｂの値を変更制御可能となっていること、を特徴とする。
<< [3] "Arithmetic progression allocation method">>
Next, [3] "arithmetic progression allocation method", which is an unequal allocation method, will be described.
In the "arithmetic progression allocation method", the capacitance allocation to each stage C1, ... Of the element capacitor group is performed based on the uneven "arithmetic progression allocation method".
The additional capacitor ΔCp step-generates an arithmetic progression by allocating and combining capacitances based on the capacitance coefficient F individually assigned to each stage C1, ... Of the element capacitor group, including the arithmetic progression. It will be possible. That is, it is characterized in that the capacitance as the additional capacitor ΔCp can be switched by each switching combination, and thus the value of the charging voltage Vb can be changed and controlled.
このような「等差数列割り付け法」について、更に詳述する。
前述した「等比数列割り付け法」では、下位の係数列を、等比数列で変化させたが、この「等差数列割り付け法」では、下位の係数列を、等差数列で変化させる。
すなわち、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に割り付けられる容量係数Ｆについて、分母ｍの分数で表わした分子が、前述した「等比数列割り付け法」では、等比数列２（ｎー１）つまり２，４，８，１６・・・で変化する下位の係数列と、その補数の上位の係数列とのペアからなっていた。
これに対し、この「等差数列割り付け法」では、等差数列１，２，３，４・・・で変化する係数列と、その補数の係数列とのペアからなる。
この「等差数列割り付け法」により、等差数列の容量列をステップ生成できる条件は、下記の数式１５を満たすことになる。
Such an "arithmetic progression allocation method" will be described in more detail.
In the above-mentioned "geometric progression allocation method", the lower coefficient sequence is changed by the arithmetic progression, but in this "arithmetic progression allocation method", the lower coefficient sequence is changed by the arithmetic progression.
That is, with respect to the capacitance coefficient F assigned to each stage C1, ... Of the element capacitor group, the molecule represented by the fraction of the denominator m is the geometric progression 2 (n-1) in the above-mentioned "geometric progression allocation method". That is, it consisted of a pair of a lower coefficient sequence that changes in 2, 4, 8, 16 ... And an upper coefficient sequence of the complement.
On the other hand, in this "arithmetic progression allocation method", it is composed of a pair of a coefficient sequence that changes in the arithmetic progression 1, 2, 3, 4 ... And the coefficient sequence of the complement.
The condition that the arithmetic progression of the arithmetic progression can be step-generated by this "arithmetic progression allocation method" satisfies the following equation 15.
式中、α＝ｎ／２であり、ｎは、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・の偶数の段数である。この式を満足することにより、等差数列の容量列による切り換えが可能となる。その場合のステップ数Ｓｔは前記数式１０で表され、電圧制御の分解能は１／Ｓとなる。
そして、例えば段数ｎ＝１０の場合は、分母ｍが２１以下であれば、上記の数式１５を満足する。但しｍ＝２１は、数式１５を満足できる最大の値であるが、この場合はステップ数Ｓｔ＝１０５となる。前述した「等比数列割り付け法」の場合のＳｔ＝２００に比べ、電圧制御の分解能１／Ｓｔは大幅劣化する。
「等差数列割り付け法」について、その他の内容は、前述した「等比数列割り付け法」で前述した所に準じる。
「等差数列割り付け法」については、以上のとおり。
In the equation, α = n / 2, where n is an even number of stages C1, ... Of the element capacitor group. By satisfying this equation, it is possible to switch by the arithmetic progression of the arithmetic progression. In that case, the number of steps St is expressed by the above equation 10, and the resolution of voltage control is 1 / S.
Then, for example, in the case of the number of stages n = 10, if the denominator m is 21 or less, the above formula 15 is satisfied. However, m = 21 is the maximum value that can satisfy the mathematical formula 15, but in this case, the number of steps St = 105. Compared with St = 200 in the case of the "geometric progression allocation method" described above, the resolution 1 / St of the voltage control is significantly deteriorated.
Regarding the "arithmetic progression allocation method", other contents are the same as those described above in the "arithmetic progression allocation method" described above.
The "arithmetic progression allocation method" is as described above.
《［４］「純等比数列割り付け法」について》
次に、不均等割り付け法である、「純等比数列割り付け法」について、説明する。
「純等比数列割り付け法」では、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・への容量割り付けが、不均等の「純等比数列割り付け法」により行われる。
追加コンデンサΔＣｐは、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に、個別に割り付けられた容量係数Ｆに基づき、すなわち全段にわたり等比数列により当て嵌められた容量係数Ｆに基づき、容量を割り振って組み合わせることにより、等差数列の容量列をステップ生成可能となる。すなわち、それぞれの切り換え組み合わせにより、追加コンデンサΔＣｐとしての容量切り換え、もって、充電電圧Ｖｐの値を変更制御可能となっていること、を特徴とする。
<< [4] "Pure geometric progression allocation method">>
Next, the "pure geometric progression allocation method", which is an unequal allocation method, will be described.
In the "pure geometric progression allocation method", the capacitance allocation to each stage C1, ... Of the element capacitor group is performed by the uneven "pure geometric progression allocation method".
The additional capacitor ΔCp allocates capacitance to each stage C1, ... Of the element capacitor group based on the capacitance coefficient F individually assigned, that is, based on the capacitance coefficient F applied by the arithmetic progression over all stages. By combining them, it is possible to step-generate a geometric progression. That is, it is characterized in that the capacitance can be switched as the additional capacitor ΔCp by each switching combination, and thus the value of the charging voltage Vp can be changed and controlled.
このような「純等比数列割り付け法」について、更に詳述する。
前述した「等比数列割り付け法」等では、容量係数Ｆを分数で表わし、その分子の下位の係数列を等比数列で変化させていた。そして得られた容量係数Ｆを、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に割り付けていた。
これに対し、この「純等比数列割り付け法」では、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・の全段にわたり、等比数列で変化させた容量係数Ｆが当て嵌められる。
勿論、この「純等比数列割り付け法」では、前述した「等比数列割り付け法」等で述べた分数，分子，分母，補数等を用いられず、数式９〜１５の適用もない。
下記表４は、このような「純等比数列割り付け法」による、容量係数Ｆの割り付け方の説明に供する。
Such a "pure geometric progression allocation method" will be described in more detail.
In the above-mentioned "geometric progression allocation method" or the like, the capacitance coefficient F is represented by a fraction, and the lower coefficient sequence of the numerator is changed by the geometric progression. Then, the obtained capacitance coefficient F was assigned to each stage C1, ... Of the element capacitor group.
On the other hand, in this "pure geometric progression allocation method", the capacitance coefficient F changed in the geometric progression is applied to all the stages C1, ... Of the element capacitor group.
Of course, in this "geometric progression allocation method", the fractions, numerator, denominator, complement, etc. described in the above-mentioned "geometric progression allocation method" and the like are not used, and formulas 9 to 15 are not applied.
Table 4 below provides an explanation of how to allocate the capacitance coefficient F by such a “pure geometric progression allocation method”.
上記表４の「純等比数列割り付け法」の例では、コンデンサ群各段Ｃ１，・・・の切り換え段数ｎ＝１０について、その各段毎に、等比数列で割り付けられる容量係数Ｆを、対応する最大ステップ数Ｓｔと共に示す。
上記表４によると、段数１０番のところでは容量係数Ｆは５１２となり、対応する最大ステップ数Ｓｔ＝１０２３となる。
前述した「等比数列割り付け法」では、実施例として最大ステップ数Ｓｔ＝２００を選んでいたので、この「純等比数列割り付け法」の表４の場合、それに近いステップ数Ｓｔを見ると、段数８番におけるＳｔ＝２５５が該当する。従って表４の場合、段数ｎ＝８となるが、最終段の段数８番の容量係数Ｆは１２８となる。前述した「等比数列割り付け法」の、段数１０番の容量係数Ｆと比較，勘案した場合、どちらの方法にも一長一短があり、部品の入手性や製造コスト等を勘案して、選択されることになる。
「純等比数列割り付け法」については、以上のとおり。
In the example of the "pure geometric progression allocation method" in Table 4 above, the capacitance coefficient F allocated by the geometric progression for each stage of the switching stages n = 10 of each stage C1, ... Of the capacitor group is determined. Shown with the corresponding maximum number of steps St.
According to Table 4 above, the capacitance coefficient F is 512 at the number of stages 10, and the corresponding maximum number of steps St = 1023.
In the above-mentioned "geometric progression allocation method", the maximum number of steps St = 200 was selected as an example. Therefore, in the case of Table 4 of this "pure geometric progression", when looking at the number of steps St close to it, St = 255 in the number 8 stage corresponds. Therefore, in the case of Table 4, the number of stages n = 8, but the capacitance coefficient F of the number 8 of the final stage is 128. When compared with the capacity coefficient F of the 10th stage of the above-mentioned "geometric progression allocation method", both methods have advantages and disadvantages, and are selected in consideration of the availability of parts and manufacturing cost. It will be.
The "pure geometric progression allocation method" is as described above.
《作用等》
本発明の非接触給電装置１０は、以上説明したように構成されている。そこで以下のようになる。
（１）非接触給電装置１０では、給電に際し、受電側回路３の受電コイルＬ２が、送電側回路２の送電コイルＬ１に、エアギャップＧを存し近接対応位置する。そして送電コイルＬ１が通電され、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２間に磁束の磁路が形成されて、電力が供給される（図６を参照）。
<< Action, etc. >>
The non-contact power feeding device 10 of the present invention is configured as described above. Therefore, it becomes as follows.
(1) In the non-contact power feeding device 10, when power is supplied, the power receiving coil L2 of the power receiving side circuit 3 has an air gap G in the power transmission coil L1 of the power transmission side circuit 2 and is located close to the power transmission side circuit 2. Then, the power transmission coil L1 is energized, a magnetic path of magnetic flux is formed between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2, and electric power is supplied (see FIG. 6).
（２）この非接触給電装置１０では、このような電磁誘導方式に加え、磁界共振を利用する磁界共鳴方式が併用されている。すなわち、送電側回路２および受電側回路３には、それぞれ共振回路が形成され、送電コイルＬ１と受電コイルＬ２間に生じる磁界共振も利用して、給電が行われる（図２を参照）。 (2) In the non-contact power feeding device 10, in addition to such an electromagnetic induction method, a magnetic field resonance method utilizing magnetic field resonance is also used. That is, resonance circuits are formed in the power transmission side circuit 2 and the power reception side circuit 3, respectively, and power is supplied by utilizing the magnetic field resonance generated between the power transmission coil L1 and the power reception coil L2 (see FIG. 2).
（３）そして本発明では、受電側回路３の共振回路について、従来よりの並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓと共に、追加コンデンサΔＣｐが設けられている（図２を参照）。
追加コンデンサΔＣｐは、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・の集合体よりなる。追加コンデンサΔＣｐとして回路に用いられる素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・は、それぞれ、並列コンデンサＣｐに並列接続ＯＮか、直列コンデンサＣｓに並列接続ＯＮかに、切り換え可能，スイッチング接続可能となっている（図１を参照）。
(3) In the present invention, the resonance circuit of the power receiving side circuit 3 is provided with an additional capacitor ΔCp together with the conventional parallel capacitor Cp and series capacitor Cs (see FIG. 2).
The additional capacitor ΔCp is composed of an aggregate of each stage C1, ... Of the element capacitor group. The element capacitors used in the circuit as the additional capacitor ΔCp, each stage C1, ..., Can be switched and switched between parallel connection ON for the parallel capacitor Cp and parallel connection ON for the series capacitor Cs, respectively. (See Figure 1).
（４）もって追加コンデンサΔＣｐは、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・のスイッチング接続の組み合わせにより、その容量を増減可能，ステップ切り換え可能となっている。
そこで、追加コンデンサΔＣｐの容量をステップ切り換えすることにより、共振回路の合成容量Ｃそして共振周波数を一定に保ちつつ、並列コンデンサＣｐと直列コンデンサＣｓの間の容量配分が、切り換えられる（数式４〜８を参照）。
(4) Therefore, the capacity of the additional capacitor ΔCp can be increased or decreased and the step can be switched by combining the switching connections of each stage C1, ... Of the element capacitor group.
Therefore, by step-switching the capacitance of the additional capacitor ΔCp, the capacitance distribution between the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs can be switched while keeping the combined capacitance C and the resonance frequency of the resonance circuit constant (Formulas 4 to 8). See).
（５）本発明では、受電側回路３の共振回路について、このようなステップ切り換えにより、電池Ｒ２への充電電圧（負荷電圧）Ｖｂそして充電電力の値を、制御可能となる。所望の値にステップ切り換え可能，増減変更可能である。
すなわち、素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・について、スイッチング接続により、並列コンデンサＣｐ側に並列接続ＯＮされる組み合わせが増えるほど、充電電圧（負荷電圧）Ｖｂは増加する。直列コンデンサＣｓに並列接続ＯＮされる組み合わせが増えるほど、充電電圧（負荷電圧）Ｖｂは降下する（図１，図２や図３，図を参照）。
(5) In the present invention, with respect to the resonance circuit of the power receiving side circuit 3, the values of the charging voltage (load voltage) Vb and the charging power to the battery R2 can be controlled by such step switching. The step can be switched to the desired value, and the increase / decrease can be changed.
That is, the charging voltage (load voltage) Vb increases as the number of combinations in which parallel connection is turned on to the parallel capacitor Cp side by switching connection increases for each stage C1, ... Of the element capacitor group. As the number of combinations connected in parallel to the series capacitors Cs increases, the charging voltage (load voltage) Vb decreases (see FIGS. 1, 2, and 3).
（６）さて、このような制御は、電磁放射ノイズ発生を、抑制しつつ実現される。充電対象の電池Ｒ２に、充電電圧Ｖｂをスイッチング制御する電力変換回路を設けることなく、共振回路に追加コンデンサΔＣｐを設けることにより、制御が実現される。不要電波を放射するスイッチング素子を用いることなく、電力制御が可能となる。 (6) By the way, such control is realized while suppressing the generation of electromagnetic radiation noise. Control is realized by providing an additional capacitor ΔCp in the resonance circuit without providing a power conversion circuit for switching and controlling the charging voltage Vb in the battery R2 to be charged. Power control is possible without using a switching element that emits unnecessary radio waves.
（７）ところで、このような制御を可能とする追加コンデンサΔＣｐの各素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・には、それぞれ個別に容量が割り振られている。そして、その組み合わせにより、追加コンデンサΔＣｐについて、等差数列の容量列がステップ生成されるようになっている。
各素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・への容量の割り付け法については、次の［１］，［２］，［３］，［４］のとおり。
(7) By the way, a capacitance is individually allocated to each stage C1, ... Of each element capacitor group of the additional capacitor ΔCp that enables such control. Then, by the combination, the arithmetic progression of the arithmetic progression is step-generated for the additional capacitor ΔCp.
The method of allocating the capacitance to each stage C1, ... Of each element capacitor group is as shown in the following [1], [2], [3], and [4].
（８）［１］「均等割り付け法」では、各素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に、均等に容量が割り振られる。そして、その組み合わせにより、追加コンデンサΔＣｐとして等差数列の容量列がステップ生成される（図１の（１）図を参照）。しかしこの方法は、各素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・の段数ｎが増加するようになる。 (8) [1] In the "equal allocation method", the capacitance is evenly allocated to each stage C1, ... Of each element capacitor group. Then, depending on the combination, an arithmetic progression of arithmetic progressions is step-generated as an additional capacitor ΔCp (see FIG. 1 (1)). However, in this method, the number of stages n of each stage C1, ... Of each element capacitor group increases.
（９）［２］「等比数列割り付け法」では、各素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に、等比数列を含む容量係数Ｆに基づき、容量が割り振られる。そして、その組み合わせにより、追加コンデンサΔＣｐとして、等差数列の容量列がステップ生成される（数式９，１０や数式１１〜１４，表１〜表３，表５〜表１１，図１の（２）図等を参照）。 (9) [2] In the "geometric progression allocation method", the capacitance is allocated to each stage C1, ... Of each element capacitor group based on the capacitance coefficient F including the geometric progression. Then, by the combination, a capacitance sequence of arithmetic progression is step-generated as an additional capacitor ΔCp (Formulas 9 and 10, Formulas 11 to 14, Tables 1 to 3, Tables 5 to 11, and FIG. 1 (2). ) See figures etc.).
（１０）［３］「等差数列割り付け法」では、各素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に、等差数列を含む容量係数Ｆに基づき、容量が割り振られる。そして、その組み合わせにより、追加コンデンサΔＣｐとして、等差数列の容量列がステップ生成される（数式１５を参照）。 (10) [3] In the "arithmetic progression allocation method", capacitance is allocated to each stage C1, ... Of each element capacitor group based on the capacitance coefficient F including the arithmetic progression. Then, by the combination, a capacitance sequence of arithmetic progression is step-generated as an additional capacitor ΔCp (see Equation 15).
（１１）［４］「純等比数列割り付け法」では、各素子コンデンサ群各段Ｃ１，・・・に、全段にわたり等比数列の容量係数Ｆに基づき、容量が割り振られる。そして、その組み合わせにより、追加コンデンサΔＣｐとして、等差数列の容量列がステップ生成される（表４を参照）。
本発明の作用等については、以上のとおり。
(11) [4] In the "pure geometric progression allocation method", capacitance is allocated to each stage C1, ... Of each element capacitor group based on the capacitance coefficient F of the geometric progression over all stages. Then, by the combination, an arithmetic progression of arithmetic progressions is step-generated as an additional capacitor ΔCp (see Table 4).
The operation and the like of the present invention are as described above.
《表５〜表１１について》
以下に、表５〜表１１を添付する。この２００ステップ切り換え表では、前述した「等比数列割り付け法」の例として、段数ｎ＝１０でそれぞれに容量係数Ｆが割り付けられた素子コンデンサ群各段Ｃ１〜Ｃ１０、つまりスイッチＳ１〜Ｓ１０について、全ステップ数Ｓｔ＝２００の各々の接続状況を示した。
すなわち、どの素子コンデンサＣ１〜Ｃ１０つまりスイッチＳ１〜Ｓ１０を、並列コンデンサＣｐに対して並列接続ＯＮするかを示した。そして、並列接続ＯＮの組み合わせが増えるほど、充電電圧（負荷電圧）Ｖｂの値が上昇するようになる。
<< About Tables 5 to 11 >>
Tables 5 to 11 are attached below. In this 200-step switching table, as an example of the above-mentioned "geometric progression allocation method", for each stage C1 to C10 of the element capacitor group to which the capacitance coefficient F is assigned to each stage number n = 10, that is, switches S1 to S10. The connection status of each of the total number of steps St = 200 is shown.
That is, it is shown which element capacitors C1 to C10, that is, switches S1 to S10 are connected in parallel to the parallel capacitor Cp. Then, as the number of combinations of parallel connection ON increases, the value of the charging voltage (load voltage) Vb increases.
Ｂ 基準容量
Ｃ 合成容量
Ｃａ 直列コンデンサ
Ｃｂ 並列コンデンサ
Ｃｓ 直列コンデンサ
Ｃｐ 並列コンデンサ
ΔＣｐ 追加コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４・・・
素子コンデンサ（群各段）
ｄＣｐ 最小キャパシタンス
Ｆ 容量係数
Ｇ エアギャップ
Ｉｐ 並列共振電流
Ｉｂ 負荷電流
Ｌ１ 送電コイル
Ｌ２ 受電コイル
Ｌ３ インダクタ
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４，・・・
スイッチ
Ｓｔ ステップ数
１／Ｓｔ 分解能
Ｒ１ 電池
Ｒ２ 電池
Ｖ１ 高周波電源
Ｖ１ 送電コイル電圧
Ｖ２ 受電コイル電圧
Ｖｂ 負荷電圧（充電電圧）
ｋ 結合係数
ｍ 自然数
ｎ 段数
ω 共振角周波数
１ 非接触給電装置（従来例）
２ 送電側回路
３ 受電側回路
４ 給電スタンド
５ 地上
６ 車輌
７ モータ
８ コンバータ
９ インバータ
１０ 非接触給電装置（本発明）
B Reference capacity C Combined capacity Ca Series capacitor Cb Parallel capacitor Cs Series capacitor Cp Parallel capacitor ΔCp Additional capacitor C1, C2, C3, C4 ...
Element capacitor (each stage in the group)
dCp Minimum capacitance F Capacitance coefficient G Air gap Ip Parallel resonance current Ib Load current L1 Power transmission coil L2 Power receiving coil L3 Inductor S1, S2, S3, S4, ...
Switch St Step Number 1 / St resolution R1 cells R2 battery V1 high-frequency power source V 1 the transmission coil voltage V 2 receiving coil voltage Vb load voltage (charging voltage)
k Coupling coefficient m Natural number n Number of stages ω Resonance angular frequency 1 Non-contact power feeding device (conventional example)
2 Transmission side circuit 3 Power reception side circuit 4 Power supply stand 5 Ground 6 Vehicle 7 Motor 8 Converter 9 Inverter 10 Non-contact power supply device (invention)
Claims (8)
該受電側の共振回路は、並列共振用の並列コンデンサと、直列共振用の直列コンデンサと、追加コンデンサとを、有しており、
該追加コンデンサは、素子コンデンサ群各段よりなり、該素子コンデンサ群各段は、それぞれ、該並列コンデンサに並列接続ＯＮか該直列コンデンサに並列接続ＯＮかに、スイッチング可能であり、
該素子コンデンサ群各段の接続組み合わせにより、該追加コンデンサの容量がステップ切り換えされ、
もって該共振回路は、合成容量そして共振周波数を一定に保ちつつ、該並列コンデンサと該直列コンデンサについて、その間の容量配分が切り換えられることにより、該負荷電池への充電電圧そして充電電力を所望の値に、ステップ切り換え可能，増減変更制御可能であること、を特徴とする非接触給電装置。 Based on the mutual induction action of electromagnetic induction, there is an air gap from the power transmission coil of the resonance circuit on the power transmission side to the power reception coil of the resonance circuit on the power reception side connected to the load battery. In the non-contact power supply device that supplies
The resonance circuit on the power receiving side has a parallel capacitor for parallel resonance, a series capacitor for series resonance, and an additional capacitor.
The additional capacitor is composed of each stage of the element capacitor group, and each stage of the element capacitor group can be switched between parallel connection ON to the parallel capacitor and parallel connection ON to the series capacitor, respectively.
The capacity of the additional capacitor is step-switched by the connection combination of each stage of the element capacitor group.
Therefore, the resonant circuit sets the charging voltage and charging power to the load battery to desired values by switching the capacitance distribution between the parallel capacitor and the series capacitor while keeping the combined capacitance and the resonance frequency constant. A non-contact power supply device characterized by step switching and increase / decrease change control.
該追加コンデンサは、該素子コンデンサ群各段に、均等に容量を割り振って組み合わせることにより、等差数列の容量列をステップ生成し、もって、充電電圧の値を変更制御可能となっていること、を特徴とする非接触給電装置。 In claim 1, the capacitance allocation to each stage of the element capacitor group is performed by the equal allocation method.
The additional capacitor is capable of changing and controlling the value of the charging voltage by step-generating an arithmetic progression of capacitance sequences by allocating and combining capacitances evenly to each stage of the element capacitor group. A non-contact power supply device characterized by.
該追加コンデンサは、該素子コンデンサ群各段に、等比数列を含み個別に割り付けられた容量係数に基づき容量を割り振って組み合わせることにより、等差数列の容量列をステップ生成し、もって、充電電圧の値を変更制御可能となっていること、を特徴とする非接触給電装置。 In claim 1, the capacitance allocation to each stage of the element capacitor group is performed based on the unequal geometric progression allocation method.
The additional capacitor is combined by allocating a capacitance to each stage of the element capacitor group based on an individually assigned capacitance coefficient including a geometric progression, thereby step-generating a capacitance sequence of an arithmetic progression, thereby charging voltage. A non-contact power supply device characterized in that the value of can be changed and controlled.
但し、該素子コンデンサ群各段の段数ｎを偶数とし、α＝ｎ／２とする。
In claim 3, the capacitance coefficient assigned to each stage of the element capacitor group is represented by a fraction, and the coefficient sequence in which the numerator changes in the geometric progression 2 (n-1) and the coefficient sequence serving as the complement thereof. A non-contact power feeding device comprising a pair of, having a denominator of a natural number m, and subject to the condition that the following equation is satisfied.
However, the number of stages n of each stage of the element capacitor group is an even number, and α = n / 2.
該追加コンデンサは、該素子コンデンサ群各段に、等差数列を含み個別に割り付けられた容量係数に基づき容量を割り振って組み合わせることにより、等差数列の容量列をステップ生成し、もって、充電電圧の値を変更制御可能となっていること、を特徴とする非接触給電装置。 In claim 1, the capacitance allocation to each stage of the element capacitor group is performed based on the unequal arithmetic progression allocation method.
The additional capacitor is combined by allocating a capacitance to each stage of the element capacitor group based on an arithmetic progression including an arithmetic progression and individually assigned capacitance coefficients to step-generate a capacitance sequence of the arithmetic progression, thereby generating a charging voltage. A non-contact power supply device characterized in that the value of can be changed and controlled.
但し、該素子コンデンサ群各段の段数ｎを偶数とし、α＝ｎ／２とする。
In claim 5, the capacitance coefficient assigned to each stage of the element capacitor group is represented by a fraction, and the numerator is composed of a pair of a coefficient string that changes in an arithmetic progression and a coefficient string that is a complement thereof, and has a denominator. Is a natural number m, and is a non-contact power feeding device, provided that the following equation is satisfied.
However, the number of stages n of each stage of the element capacitor group is an even number, and α = n / 2.
In claim 4 or 6, the relationship between the maximum number of steps for switching between the additional capacitor and the charging voltage St, the denominator m of the capacitance coefficient, and the number of stages n of each stage of the element capacitor group is as follows. A non-contact power supply device characterized by that.
該追加コンデンサは、該素子コンデンサ群各段に、個別に割り付けられた容量係数に基づき、すなわち全段にわたり等比数列により当て嵌められた容量係数に基づき、容量を割り振って組み合わせることにより、等差数列の容量列をステップ生成し、もって、充電電圧の値を変更制御可能となっていること、を特徴とする非接触給電装置。
In claim 1, the capacitance allocation to each stage of the element capacitor group is performed by an uneven geometric progression allocation method.
The additional capacitors have equal differences by allocating and combining capacitances based on the capacitance coefficients individually assigned to each stage of the element capacitor group, that is, based on the capacitance coefficients applied by geometric progressions over all stages. A non-contact power supply device characterized in that a number of capacitance trains are step-generated and the charging voltage value can be changed and controlled.
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