JP6768753B2 - Motor control device - Google Patents
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Description
本発明の実施形態は、インバータ回路の直流部に配置される電流検出素子によって相電流を検出するモータ制御装置に関する。 An embodiment of the present invention relates to a motor control device that detects a phase current by a current detecting element arranged in a DC portion of an inverter circuit.
モータを制御するためにU,V,W各相の電流を検出する場合、インバータ回路の直流部に挿入した1つのシャント抵抗を用いて電流検出を行う技術がある。この方式で3相の全ての電流を検出するには、PWM(Pulse Width Modulation,パルス幅変調)キャリア(搬送波)の1周期内において、2相以上の電流を検出できるように3相のPWM信号パターンを発生させる必要がある。そのため、1周期内におけるPWM信号の位相をシフトさせることで常に2相以上の電流を、騒音を増大させること無く検出できるモータ制御装置が提案されている(特許文献1)。 When detecting the current of each phase of U, V, and W in order to control the motor, there is a technique of detecting the current using one shunt resistor inserted in the DC part of the inverter circuit. To detect all three-phase currents with this method, a three-phase PWM signal so that two or more phases of current can be detected within one cycle of a PWM (Pulse Width Modulation) carrier. The pattern needs to be generated. Therefore, a motor control device has been proposed that can always detect currents of two or more phases without increasing noise by shifting the phase of the PWM signal within one cycle (Patent Document 1).
また、モータに制動トルクを発生させモータを減速させる方法として、インバータ回路の下アーム側スイッチング素子を全て同時に導通させることで、誘起電圧により発生するモータ電流で制動トルクを発生させる短絡ブレーキや、電力を発電させてインバータ回路に回生させ、制動トルクを発生する回生ブレーキ等がある(特許文献2)。 In addition, as a method of generating braking torque in the motor to decelerate the motor, a short-circuit brake that generates braking torque with the motor current generated by the induced voltage by conducting all the switching elements on the lower arm side of the inverter circuit at the same time, and electric power There is a regenerative brake or the like that generates braking torque by generating electricity and regenerating it in an inverter circuit (Patent Document 2).
しかし、特許文献1の構成において短絡ブレーキを行うと、インバータ回路の直流部に配置されているシャント抵抗に電流が流れないため電流が検出できなくなるという問題がある。 However, when the short-circuit brake is performed in the configuration of Patent Document 1, there is a problem that the current cannot be detected because the current does not flow through the shunt resistor arranged in the DC portion of the inverter circuit.
そこで、特許文献1に開示されている電流検出方式においても、極力2相以上の電流を検出しながらモータに制動トルクを作用させることができるモータ制御装置を提供する。 Therefore, also in the current detection method disclosed in Patent Document 1, a motor control device capable of applying braking torque to the motor while detecting currents of two or more phases as much as possible is provided.
実施形態のモータ制御装置は、3相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のPWM信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を3相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するものにおいて、
前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定し、前記ロータ位置に追従するように3相のPWM信号パターンを生成するPWM信号生成部と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記PWM信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出部とを備え、
前記PWM信号生成部は、前記電流検出部が、前記PWM信号の搬送波周期内の2点のタイミングで2相の電流を検出可能となるように、3相のPWM信号パターンを生成する3相変調を行うもので、
3相のPWM信号のうち1相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側,進み側の双方向にデューティパルスを増減させ、
他の1相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側,進み側の一方向にデューティパルスを増減させ、
残りの1相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティパルスを増減させ、
前記3相のPWM信号のデューティを同一に設定することで、前記モータに制動トルクを発生させる制動制御部を更に備える。
In the motor control device of the embodiment, the motor is driven via an inverter circuit that converts direct current into three-phase alternating current by controlling on / off of a plurality of switching elements connected by a three-phase bridge according to a predetermined PWM signal pattern. ,
A current detection element that is connected to the DC side of the inverter circuit and generates a signal corresponding to the current value.
A PWM signal generator that determines the rotor position based on the phase current of the motor and generates a three-phase PWM signal pattern so as to follow the rotor position.
A current detection unit that detects the phase current of the motor based on the signal generated in the current detection element and the PWM signal pattern is provided.
The PWM signal generation unit generates a three-phase PWM signal pattern so that the current detection unit can detect a two-phase current at two points in the carrier cycle of the PWM signal. To do
For one of the three-phase PWM signals, the duty pulse is increased or decreased in both the lagging side and the leading side with reference to an arbitrary phase of the carrier wave period.
For the other one phase, the duty pulse is increased or decreased in one direction of the lag side and the lead side with reference to an arbitrary phase of the carrier period.
For the remaining one phase, the duty pulse is increased or decreased in the direction opposite to the direction with reference to an arbitrary phase of the carrier period.
By setting the duty of the three-phase PWM signals to be the same, a braking control unit that generates braking torque in the motor is further provided.
(第1実施形態)
以下、第1実施形態について図1から図7を参照して説明する。尚、本実施形態は特許文献1の構成を基本としたものであるから、特許文献1に開示されている構成と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図1は、特許文献1の図1相当図であり、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。特許文献1と相違している点は、PWM信号生成部9に替わるPWM信号生成部21が、ブレーキ制御部22を備えている点である。制動制御部に相当するブレーキ制御部22は、上位の制御装置等によりブレーキ指令が与えられると、シャント抵抗4により2相の電流を検出可能な状態を極力維持しながら、モータ6に制動トルクを発生させるように制御する。
(First Embodiment)
Hereinafter, the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 7. Since this embodiment is based on the configuration of Patent Document 1, the same parts as those disclosed in Patent Document 1 are designated by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and different parts will be described. .. FIG. 1 is a diagram corresponding to FIG. 1 of Patent Document 1, and is a functional block diagram showing a configuration of a motor control device. The difference from Patent Document 1 is that the PWM signal generation unit 21 instead of the PWM signal generation unit 9 includes the brake control unit 22. When a brake command is given by a higher-level control device or the like, the brake control unit 22 corresponding to the braking control unit applies braking torque to the motor 6 while maintaining a state in which a two-phase current can be detected by the shunt resistance 4 as much as possible. Control to generate.
次に、本実施形態の作用について図2から図7も参照して説明する。図2は、一般的な短絡ブレーキを行う際の3相PWM信号のデューティパルス波形である。ベクトル制御により2相変調を行っている際に、d軸電圧Vd,q軸電圧Vqを何れもゼロに設定すると、このように下アーム側のFET5U−〜5W−を同時にオンするパターンとなる。この時、定常状態でのdq軸電圧方程式は次式となる。
Vd=0=R×Id−ω×Lq×Iq …(1)
Vq=0=R×Iq−ω×Ld×Id+ω×φ …(2)
R:抵抗[Ω]
ω:モータ角速度[rad/sec]
Id:d軸電流[A]
Lq:q軸インダクタンス[H]
Iq:q軸電流[A]
Ld:d軸インダクタンス[H]
φ:誘起電圧[線間Vrms/Hz]
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIGS. 2 to 7. FIG. 2 is a duty pulse waveform of a three-phase PWM signal when performing a general short-circuit brake. If both the d-axis voltage Vd and the q-axis voltage Vq are set to zero during two-phase modulation by vector control, the pattern is such that the FETs 5U- to 5W- on the lower arm side are turned on at the same time. At this time, the dq-axis voltage equation in the steady state is as follows.
Vd = 0 = R × Id−ω × Lq × Iq… (1)
Vq = 0 = R × Iq−ω × Ld × Id + ω × φ… (2)
R: Resistance [Ω]
ω: Motor angular velocity [rad / sec]
Id: d-axis current [A]
Lq: q-axis inductance [H]
Iq: q-axis current [A]
Ld: d-axis inductance [H]
φ: Induced voltage [line-to-line Vrms / Hz]
(1)式,(2)式において、任意の角速度ωを与えれば電流Id,Iqが算出でき、(5)式に基づき短絡ブレーキのトルクTallが求められる。
Tm=√(3/2)×P×φ×Iq …(3)
Tr=3/2×P×(Ld−Lq)×Id×Iq …(4)
Tall=Tm+Tr …(5)
Tm:マグネットトルク
P:極対数
Tr:リラクタンストルク
In equations (1) and (2), the currents Id and Iq can be calculated by giving an arbitrary angular velocity ω, and the torque Tall of the short-circuit brake can be obtained based on the equation (5).
Tm = √ (3/2) × P × φ × IQ… (3)
Tr = 3/2 × P × (Ld-Lq) × Id × Iq… (4)
Tall = Tm + Tr ... (5)
Tm: Magnet torque P: Pole logarithm Tr: Reluctance torque
角速度ωは、ブレーキ動作により低下していくため、(2)式の右辺第2項,第3項は減少していく。これによりq軸電流Iqが負の方向に増加してブレーキトルクが増加する。この短絡ブレーキ時には、回転数に応じた電流がモータ6に流れる。しかしながら、このような信号パターンでは、本実施形態のように、インバータ回路3の直流部にシャント抵抗4を配置した構成では、PWM制御の1周期内に2相の電流を検出することができない。 Since the angular velocity ω decreases due to the braking operation, the second and third terms on the right side of Eq. (2) decrease. As a result, the q-axis current Iq increases in the negative direction and the brake torque increases. During this short-circuit braking, a current corresponding to the rotation speed flows through the motor 6. However, in such a signal pattern, in the configuration in which the shunt resistor 4 is arranged in the DC portion of the inverter circuit 3 as in the present embodiment, the two-phase current cannot be detected within one cycle of PWM control.
図3は、同じくベクトル制御により3相変調を行っている際に、d軸電圧Vd,q軸電圧Vqを何れもゼロに設定した場合の3相パルス波形であり、特許文献1のように3相パルスの位相をシフトしない場合である。上アーム側のFET5U+〜5W−を同時にオンするパターンと、下アーム側のFET5U−〜5W−を同時にオンするパターンとが、それぞれデューティ比50%の波形になる。この場合も図2のケースと同等に、回転数に応じた電流がモータ6に流れるが、PWM制御の1周期内に2相の電流を検出することができない。 FIG. 3 is a three-phase pulse waveform when both the d-axis voltage Vd and the q-axis voltage Vq are set to zero when three-phase modulation is performed by vector control, and is a three-phase pulse waveform as in Patent Document 1. This is the case where the phase of the phase pulse is not shifted. The pattern in which the FETs 5U + to 5W- on the upper arm side are turned on at the same time and the pattern in which the FETs 5U- to 5W- on the lower arm side are turned on at the same time each have a waveform with a duty ratio of 50%. In this case as well, as in the case of FIG. 2, a current corresponding to the rotation speed flows through the motor 6, but the two-phase current cannot be detected within one cycle of PWM control.
そこで、本実施形態では、図3に示す3相パルス波形に対し、特許文献1において行っている位相シフトを加えることで、図4に示す3相パルス波形を出力する。すなわち、U相キャリアである三角波の谷であるPWM制御周期の中央位相を基準として、V相上アームのパルスV+は図中左方向にパルスを伸ばし、U相上アームのパルスU+は図中左右方向にパルスを伸ばし、W相上アームのパルスW+は図中右方向にパルスを伸ばす。 Therefore, in the present embodiment, the three-phase pulse waveform shown in FIG. 4 is output by adding the phase shift performed in Patent Document 1 to the three-phase pulse waveform shown in FIG. That is, the pulse V + of the V-phase upper arm extends the pulse to the left in the figure, and the pulse U + of the U-phase upper arm extends to the left and right in the figure with reference to the central phase of the PWM control cycle which is the valley of the triangular wave which is the U-phase carrier. The pulse is extended in the direction, and the pulse W + of the W phase upper arm extends the pulse in the right direction in the figure.
この時、図4に示すように4種類の電圧ベクトルパターン(1)〜(4)が発生する。各電圧ベクトルパターンでの相電圧を図5に示す。また、この場合のq軸電圧Vqを図6に,d軸電圧Vdを図7に示す。各電圧ベクトルパターンでd軸電圧Vd,q軸電圧Vqが発生するが、電気角0〜360度に亘る4つの電圧ベクトルパターン(1)〜(4)の合計値であるd軸電圧Vd,q軸電圧Vqはゼロになる。したがって、従来のd軸電圧Vd,q軸電圧Vq=0と同様の短絡ブレーキを実現できる。つまり、図3に示す3相パルス波形と同様の短絡ブレーキがモータ6に作用する。そして、例えば電流を検出するタイミングが、中央位相近傍の遅れ側と進み側との2点であれば、中央位相より遅れ側近傍の期間ではW相電流(−)が検出でき、同進み側近傍の期間ではV相電流(−)が検出できる。 At this time, as shown in FIG. 4, four types of voltage vector patterns (1) to (4) are generated. The phase voltage in each voltage vector pattern is shown in FIG. Further, the q-axis voltage Vq in this case is shown in FIG. 6, and the d-axis voltage Vd is shown in FIG. The d-axis voltage Vd and the q-axis voltage Vq are generated in each voltage vector pattern, and the d-axis voltage Vd and q are the total values of the four voltage vector patterns (1) to (4) over an electric angle of 0 to 360 degrees. The shaft voltage Vq becomes zero. Therefore, it is possible to realize a short-circuit brake similar to the conventional d-axis voltage Vd and q-axis voltage Vq = 0. That is, a short-circuit brake similar to the three-phase pulse waveform shown in FIG. 3 acts on the motor 6. Then, for example, if the timing for detecting the current is two points, the lag side and the lead side near the central phase, the W phase current (-) can be detected in the period near the lag side from the central phase, and the vicinity of the same lead side. The V-phase current (-) can be detected during the period of.
図8は、モータ6が回転している場合に、各相PWM信号の上相(U+,V+,W+)及び下相(U−,V−,W−)を何れもオフにした場合の速度変化を示す。この時、モータ6はフリーラン状態となるため、モータ6が停止するまでに時間22.5sを要している。図9は、図3に示す短絡ブレーキを行った場合であり、モータ6が停止するまでの時間が3.39sとなる。これらに対して、図10は、本実施形態の図4に示す3相パルス波形による短絡ブレーキを行った場合である。制御周期の途中で上アーム側短絡としたアーム側短絡とが切り替わるため、モータ6が停止するまでの時間は4.37sとなり、図6のケースより若干長くなるが、図8のケースよりは十分短いといえる。 FIG. 8 shows the speed when the upper phase (U +, V +, W +) and the lower phase (U−, V−, W−) of each phase PWM signal are turned off when the motor 6 is rotating. Show change. At this time, since the motor 6 is in the free run state, it takes 22.5 s to stop the motor 6. FIG. 9 shows the case where the short-circuit brake shown in FIG. 3 is applied, and the time until the motor 6 stops is 3.39 s. On the other hand, FIG. 10 shows a case where short-circuit braking is performed by the three-phase pulse waveform shown in FIG. 4 of the present embodiment. Since the upper arm side short circuit and the arm side short circuit are switched in the middle of the control cycle, the time until the motor 6 stops is 4.37 s, which is slightly longer than the case of FIG. 6, but is sufficient than the case of FIG. It can be said that it is short.
以上のように本実施形態によれば、インバータ回路3を構成するMOSFET5U±,V±,W±を所定のPWM信号パターンに従いオンオフ制御する際に、インバータ回路3の直流母線2b側にシャント抵抗4を接続し、PWM信号生成部21が、モータ6の相電流に基づいてロータ位置θを決定し、そのロータ位置θに追従するように3相のPWM信号パターンを生成する。電流検出部7が、シャント抵抗4に発生した信号とPWM信号パターンとに基づきモータ6の相電流を検出する場合、PWM信号生成部21は、電流検出部7が、キャリア周期内の2点のタイミングで2相の電流を検出可能となるように3相のPWM信号パターンを生成する。 As described above, according to the present embodiment, when the MOSFETs 5U ±, V ±, W ± constituting the inverter circuit 3 are on / off controlled according to a predetermined PWM signal pattern, the shunt resistance 4 is on the DC bus 2b side of the inverter circuit 3. The PWM signal generation unit 21 determines the rotor position θ based on the phase current of the motor 6, and generates a three-phase PWM signal pattern so as to follow the rotor position θ. When the current detection unit 7 detects the phase current of the motor 6 based on the signal generated in the shunt resistor 4 and the PWM signal pattern, the PWM signal generation unit 21 has the current detection unit 7 at two points in the carrier cycle. A three-phase PWM signal pattern is generated so that a two-phase current can be detected at the timing.
具体的には、3相のPWM信号のうち1相は、キャリア周期の中間位相を基準として遅れ側,進み側の双方向にデューティパルスを増減させ、他の1相は、前記基準より遅れ方向にデューティパルスを増減させ、残りの1相は、前記基準より進み方向にデューティパルスを増減させる。そして、ブレーキ制御部22は、モータ6に制動トルクを作用させる際には、3相のPWM信号のデューティを同一に設定する。これにより、1シャント電流検出方式を採用した構成においても、極力3相の電流を検出しながらモータ6に制動トルクを作用させることが可能になる。 Specifically, one of the three-phase PWM signals increases or decreases the duty pulse in both the lagging side and the advancing side with reference to the intermediate phase of the carrier period, and the other one phase is in the lagging direction from the reference. The duty pulse is increased or decreased, and the remaining one phase increases or decreases the duty pulse in the direction advancing from the reference. Then, the brake control unit 22 sets the duty of the three-phase PWM signals to be the same when applying the braking torque to the motor 6. This makes it possible to apply braking torque to the motor 6 while detecting three-phase currents as much as possible even in a configuration that employs a one-shunt current detection method.
また、ブレーキ制御部22は、ベクトル制御における出力電圧指令値Vd,Vqをゼロに設定して3相のPWM信号のデューティを50%に設定することで、簡単にモータ6に制動トルクを発生させることができる。 Further, the brake control unit 22 easily generates a braking torque in the motor 6 by setting the output voltage command values Vd and Vq in the vector control to zero and setting the duty of the three-phase PWM signal to 50%. be able to.
(第2実施形態)
次に、第2実施形態について図11から図13を参照して説明する。第2実施形態では、モータ6の回転数に応じて作用させるブレーキの形態を変化させる。尚、以下での説明において、「シフト2PWM」とは、特許文献1における3相パルスの位相シフト制御を意味し、「通常PWM」とは、一般的に行われている基準位相を中心に3相デューティパルスを左右対称に発生させることを意味する。図11及び図12に示す割り込み処理は、PWM周期毎に実行される。
(Second Embodiment)
Next, the second embodiment will be described with reference to FIGS. 11 to 13. In the second embodiment, the form of the brake to be operated is changed according to the rotation speed of the motor 6. In the following description, "shift 2 PWM" means phase shift control of a three-phase pulse in Patent Document 1, and "normal PWM" is 3 centered on a generally performed reference phase. It means that the phase duty pulse is generated symmetrically. The interrupt processing shown in FIGS. 11 and 12 is executed every PWM cycle.
図11に示す割り込み処理において、ブレーキ制御部22は、短絡ブレーキ指令が入力されると(S1;YES)、3相変調において「シフト2PWM」を行う(S2)。すなわち、第1実施形態の図4に示す3相パルス波形を出力することで短絡ブレーキを行う。短絡ブレーキ指令が入力されていなければ(NO)、通常のモータ6の駆動制御を行う(S6)。 In the interrupt process shown in FIG. 11, when the short-circuit brake command is input (S1; YES), the brake control unit 22 performs "shift 2 PWM" in the three-phase modulation (S2). That is, the short-circuit brake is performed by outputting the three-phase pulse waveform shown in FIG. 4 of the first embodiment. If the short-circuit brake command is not input (NO), the drive control of the normal motor 6 is performed (S6).
次に、ブレーキ制御部22は、モータ6の回転数が予め設定されている閾値未満となったか否かを判断する(S3)。モータ6の回転数は、図示しない位置センサが出力するセンサ信号に基づき検出するか、又は位置センサレス制御により推定される回転数を用いても良い。尚、ここでは、短絡ブレーキの作用によりモータ6の回転数がある程度低下したことを判断すれば良いので、短絡ブレーキを開始してからの時間が閾値を超えたか否かを判断しても良い。モータ6の回転数が閾値以上であれば(S3;NO)そのまま短絡ブレーキを継続する(S5)。一方、モータ6の回転数が閾値未満になると(YES)、回生ブレーキ指令を発生させる(S4)。 Next, the brake control unit 22 determines whether or not the rotation speed of the motor 6 is less than a preset threshold value (S3). The rotation speed of the motor 6 may be detected based on a sensor signal output by a position sensor (not shown), or may use a rotation speed estimated by position sensorless control. Here, since it may be determined that the rotation speed of the motor 6 has decreased to some extent due to the action of the short-circuit brake, it may be determined whether or not the time after the start of the short-circuit brake exceeds the threshold value. If the rotation speed of the motor 6 is equal to or higher than the threshold value (S3; NO), the short-circuit brake is continued as it is (S5). On the other hand, when the rotation speed of the motor 6 becomes less than the threshold value (YES), a regenerative braking command is generated (S4).
図12に示す割り込み処理において、回生ブレーキ指令が未発生であれば(S11;NO)ステップS6と同様の処理を行う(S18)。一方回生ブレーキ指令が発生していれば(YES)回生ブレーキを行う(S12)。この場合、ベクトル制御においてq軸電流指令Iqref又は電圧指令Vqを負の値に設定する。そして、回生ブレーキの実行中は、ステップS13,S14において、3相のPWMデューティのうち最大のものが、それぞれ閾値1,2を超えたか否かを判断する。尚、閾値1は、電流が検出できる範囲で設定し、例えば70%とする。また、閾値2は閾値1よりも低い値で、且つ電流が検出できる範囲で設定し、例えば50%とする。 In the interrupt process shown in FIG. 12, if the regenerative brake command has not been generated (S11; NO), the same process as in step S6 is performed (S18). On the other hand, if the regenerative braking command is generated (YES), the regenerative braking is performed (S12). In this case, the q-axis current command Iqref or the voltage command Vq is set to a negative value in the vector control. Then, during the execution of the regenerative braking, in steps S13 and S14, it is determined whether or not the maximum of the three-phase PWM duties exceeds the threshold values 1 and 2, respectively. The threshold value 1 is set within a range in which the current can be detected, and is set to, for example, 70%. Further, the threshold value 2 is set to a value lower than the threshold value 1 and within a range in which the current can be detected, and is set to, for example, 50%.
デューティが閾値1を超えていれば(S13;YES)「通常PWM」で2相変調を行う(S14)。デューティが閾値1以下で且つ閾値2を超えていれば(S15;YES)「シフト2PWM」で2相変調を行う(S16)。この場合の3相パルスの波形は、図13に示すようになる。そして、デューティが閾値2以下であれば(S15;NO)「シフト2PWM」で3相変調を行う(S17)。 If the duty exceeds the threshold value 1 (S13; YES), two-phase modulation is performed by "normal PWM" (S14). If the duty is equal to or less than the threshold value 1 and exceeds the threshold value 2 (S15; YES), two-phase modulation is performed by “shift 2 PWM” (S16). The waveform of the three-phase pulse in this case is as shown in FIG. Then, if the duty is the threshold value 2 or less (S15; NO), three-phase modulation is performed by "shift 2 PWM" (S17).
すなわち、モータ6の回転数が高い状態で回生ブレーキを作用させると、インバータ回路3の直流電圧が上昇し、FET5や図示しない整流回路に過大な電圧が印加されるおそれがある。そこで、最初に短絡ブレーキを作用させて回転数がある程度低下した段階で回生ブレーキに移行する。 That is, if the regenerative brake is applied while the rotation speed of the motor 6 is high, the DC voltage of the inverter circuit 3 rises, and an excessive voltage may be applied to the FET 5 and the rectifier circuit (not shown). Therefore, the short-circuit brake is first applied to shift to the regenerative brake when the rotation speed drops to some extent.
回生ブレーキに移行した際にデューティが閾値1を超えていれば、制動作用により電圧をより速く低下させることを優先して「通常PWM」で2相変調を行う。デューティが閾値1以下になれば「シフト2PWM」で2相変調を行うことで2相の電流を検出可能とし、且つFET5によるスイッチング損失を低下させる。そしてデューティが閾値2以下になれば、「シフト2PWM」で3相変調を行うことで電流検出率を向上させる。尚、図12に示す処理は、図11に示す処理に続いて、1つの割込み処理として行っても良い。 If the duty exceeds the threshold value 1 when shifting to the regenerative braking, two-phase modulation is performed by "normal PWM" with priority given to lowering the voltage faster by the braking action. When the duty becomes the threshold value 1 or less, the two-phase current can be detected by performing two-phase modulation by "shift 2 PWM", and the switching loss due to the FET 5 is reduced. When the duty becomes the threshold value 2 or less, the current detection rate is improved by performing three-phase modulation with "shift 2 PWM". The process shown in FIG. 12 may be performed as one interrupt process following the process shown in FIG.
以上のように第2実施形態によれば、ブレーキ制御部22は、モータ6に制動トルクを発生させる際に、最初に3相のPWM信号のデューティを同一に設定して短絡制動を行った後、モータ6に負のトルクを発生させる指令値を与えることで回生ブレーキを行う。これにより、回生される電力の電圧を低下させて、回路素子等を過電圧より保護できる。 As described above, according to the second embodiment, when the brake control unit 22 first generates the braking torque in the motor 6, after first setting the duty of the three-phase PWM signals to be the same and performing short-circuit braking. , The regenerative braking is performed by giving a command value to generate a negative torque to the motor 6. As a result, the voltage of the regenerated electric power can be lowered to protect the circuit elements and the like from overvoltage.
具体的には、ブレーキ制御部22は、モータ6に回生ブレーキを作用させる際に、出力電圧に相当するPWMデューティが閾値2より高い場合は、PWM信号生成部21により2相変調を行い、PWMデューティが閾値2以下になると3相変調を行う。これにより、回生電力の電圧が高い状態ではインバータ回路3におけるスイッチング損失の低減を図り、前記電圧が低い状態では電流検出率を向上させることができる。 Specifically, when the regenerative brake is applied to the motor 6, the brake control unit 22 performs two-phase modulation by the PWM signal generation unit 21 when the PWM duty corresponding to the output voltage is higher than the threshold value 2, and PWM. When the duty becomes the threshold value 2 or less, three-phase modulation is performed. As a result, the switching loss in the inverter circuit 3 can be reduced when the voltage of the regenerative power is high, and the current detection rate can be improved when the voltage is low.
更に、ブレーキ制御部22は、PWMデューティが閾値2よりも高い閾値1を上回る場合は、2相のPWM信号のデューティパルスが何れも基準位相より対称に延びるように生成し、PWMデューティが閾値1以下になると、2相のPWM信号の一方のデューティパルスが基準位相より対称に延びるように、且つ他方のデューティパルスが基準位相より何れか一方向に延びるように生成する。これにより、2相変調により回生ブレーキを行っている期間の電流検出率を向上させることができる。 Further, when the PWM duty exceeds the threshold value 1 which is higher than the threshold value 2, the brake control unit 22 generates the duty pulses of the two-phase PWM signals so as to extend symmetrically from the reference phase, and the PWM duty is the threshold value 1. When the following occurs, one duty pulse of the two-phase PWM signal is generated so as to extend symmetrically from the reference phase, and the other duty pulse is generated so as to extend in any one direction from the reference phase. This makes it possible to improve the current detection rate during the period during which regenerative braking is performed by two-phase modulation.
(その他の実施形態)
電流検出部7が、キャリア周期内で2相の電流を検出するタイミングは、必ずしもキャリアのレベルが最小又は最大を示す位相を基準とする必要はなく、2相の電流を検出可能な範囲でキャリアの任意の位相に基づいて設定すれば良い。
また、電流を検出するタイミングは、PWMキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の2倍や4倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流検出部7に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアそのものである必要はなく、例えばキャリアに同期して所定の周期を有するパルス信号であっても良い。
(Other embodiments)
The timing at which the current detection unit 7 detects the two-phase current within the carrier cycle does not necessarily have to be based on the phase indicating the minimum or maximum carrier level, and the carrier can detect the two-phase current. It may be set based on an arbitrary phase of.
Further, the timing of detecting the current does not need to match the cycle of the PWM carrier, and the detection may be performed at a cycle of, for example, twice or four times the carrier cycle. Therefore, the current detection timing signal input to the current detection unit 7 does not have to be the carrier itself, and may be, for example, a pulse signal having a predetermined period synchronized with the carrier.
シャント抵抗4を、正側母線2aに配置しても良い。また、電流検出素子はシャント抵抗4に限ることなく、例えばCT(Current Transformer)等を設けても良い。
スイッチング素子はNチャネル型のMOSFETに限ることなく、Pチャネル型のMOSFETや、IGBT,パワートランジスタ等を使用しても良い。短絡ブレーキ時に2相の電流を検出できる範囲で、各相のパルス幅を例えば20%とするように調整しても良い。
短絡ブレーキと回生ブレーキとの切り替えの順番は、短絡ブレーキ後に回生ブレーキの実施するものに限らず、回生ブレーキ,短絡ブレーキの順でも良く、短絡ブレーキ,回生ブレーキ,短絡ブレーキのように繰り返しても良い。
第2実施形態における閾値1,2の設定値は、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。
The shunt resistor 4 may be arranged on the positive bus 2a. Further, the current detection element is not limited to the shunt resistor 4, and for example, a CT (Current Transformer) or the like may be provided.
The switching element is not limited to the N-channel MOSFET, and a P-channel MOSFET, an IGBT, a power transistor, or the like may be used. The pulse width of each phase may be adjusted to be, for example, 20% within the range in which the two-phase current can be detected during short-circuit braking.
The order of switching between the short-circuit brake and the regenerative brake is not limited to the one in which the regenerative brake is performed after the short-circuit brake, but may be the order of the regenerative brake and the short-circuit brake, and may be repeated such as the short-circuit brake, the regenerative brake, and the short-circuit brake. ..
The set values of the threshold values 1 and 2 in the second embodiment may be appropriately changed according to the individual design.
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 Although some embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented as examples and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other embodiments, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the gist of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are also included in the scope of the invention described in the claims and the equivalent scope thereof.
図面中、3はインバータ回路、4はシャント抵抗、5はパワーMOSFET、6はモータ、7は電流検出部)、9はPWM信号生成部、21はPWM信号生成部、22はブレーキ制御部を示す。 In the drawing, 3 is an inverter circuit, 4 is a shunt resistance, 5 is a power MOSFET, 6 is a motor, 7 is a current detection unit), 9 is a PWM signal generation unit, 21 is a PWM signal generation unit, and 22 is a brake control unit. ..
Claims (6)
前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、
前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定し、前記ロータ位置に追従するように3相のPWM信号パターンを生成するPWM信号生成部と、
前記電流検出素子に発生した信号と前記PWM信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出部とを備え、
前記PWM信号生成部は、前記電流検出部が、前記PWM信号の搬送波周期内の2点のタイミングで2相の電流を検出可能となるように、3相のPWM信号パターンを生成する3相変調を行うもので、
3相のPWM信号のうち1相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側,進み側の双方向にデューティパルスを増減させ、
他の1相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側,進み側の一方向にデューティパルスを増減させ、
残りの1相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティパルスを増減させ、
前記3相のPWM信号のデューティを同一に設定することで、前記モータに制動トルクを発生させる制動制御部を更に備えるモータ制御装置。 In a motor control device that drives a motor via an inverter circuit that converts direct current into three-phase alternating current by controlling on / off of a plurality of switching elements connected by a three-phase bridge according to a predetermined PWM signal pattern.
A current detection element connected to the DC side of the inverter circuit and generating a signal corresponding to the current value,
A PWM signal generator that determines the rotor position based on the phase current of the motor and generates a three-phase PWM signal pattern so as to follow the rotor position.
A current detection unit that detects the phase current of the motor based on the signal generated in the current detection element and the PWM signal pattern is provided.
The PWM signal generation unit generates a three-phase PWM signal pattern so that the current detection unit can detect a two-phase current at two points in the carrier cycle of the PWM signal. To do
For one of the three-phase PWM signals, the duty pulse is increased or decreased in both the lagging side and the leading side with reference to an arbitrary phase of the carrier wave period.
For the other one phase, the duty pulse is increased or decreased in one direction of the lagging side and the leading side with reference to an arbitrary phase of the carrier wave period.
For the remaining one phase, the duty pulse is increased or decreased in the direction opposite to the direction with reference to an arbitrary phase of the carrier period.
A motor control device further comprising a braking control unit that generates braking torque in the motor by setting the duty of the three-phase PWM signals to be the same.
出力電圧が前記第1閾値より高い場合は、2相のPWM信号のデューティパルスが何れも、基準位相より対称に延びるように生成し、
出力電圧が前記第1閾値以下になると、2相のPWM信号の一方のデューティパルスが前記基準位相より対称に延びるように、且つ他方のデューティパルスが前記基準位相より何れか一方向に延びるように生成する請求項5記載のモータ制御装置。 When the threshold value is set to the second threshold value, the braking control unit sets a first threshold value higher than the second threshold value.
When the output voltage is higher than the first threshold value, the duty pulses of the two-phase PWM signals are generated so as to extend symmetrically from the reference phase.
When the output voltage becomes equal to or lower than the first threshold value, one duty pulse of the two-phase PWM signal extends symmetrically from the reference phase, and the other duty pulse extends in any one direction from the reference phase. The motor control device according to claim 5, which is generated.
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