JP6761373B2

JP6761373B2 - Non-reciprocal filter

Info

Publication number: JP6761373B2
Application number: JP2017087727A
Authority: JP
Inventors: 丈也杉田; 吉川　博道; 博道吉川; 直樹松井
Original assignee: Kyocera Corp
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 2017-04-26
Filing date: 2017-04-26
Publication date: 2020-09-23
Anticipated expiration: 2037-04-26
Also published as: JP2018185441A

Description

本開示は、非相反性フィルタに関する。 The present disclosure relates to non-reciprocal filters.

アイソレータは、電磁波の伝播方向によって透過率が異なる非相反性を有する。非相反性効果を得るために、磁性体材料が一般的に用いられている（例えば、特許文献１参照）。 Isolators have non-reciprocity with different transmittances depending on the propagation direction of electromagnetic waves. A magnetic material is generally used to obtain a non-reciprocal effect (see, for example, Patent Document 1).

特許第４４１２５４９号公報Japanese Patent No. 4421549

アイソレータは、非相反性を有する非相反性フィルタである。非相反性フィルタは、容易かつ安価に製造するため非相反性を与える素子の材料選択の自由度が高いことが望ましい。本開示の目的は、非相反性効果を得るための材料選択の制約を低減した非相反性フィルタを提供することにある。 The isolator is a non-reciprocal filter having non-reciprocity. Since the non-reciprocal filter is manufactured easily and inexpensively, it is desirable that the non-reciprocity filter has a high degree of freedom in selecting the material of the element that gives the non-reciprocity. An object of the present disclosure is to provide a non-reciprocity filter with reduced restrictions on material selection for obtaining a non-reciprocity effect.

本開示の非相反性フィルタは、第１点と第２点との間で周波数フィルタと非相反性材料を含む非相反性線路とが並列に接続した等価回路で表される。等価回路は、第１点から第２点に向けて進む信号に関する第１フィルタ特性と、第２点から第１点に向けて進む信号に関する第２フィルタ特性とを有する。前記第１フィルタ特性および第２フィルタ特性の所定の有効帯域における透過率の関係によりアイソレータとして機能し、当該アイソレータを通る電磁波のエネルギーの大部分は、前記周波数フィルタ側を通り、前記第２点から前記第１点に向かう電磁波を減衰させるものである。第１フィルタ特性は、前記有効帯域が含まれる通過周波数帯域と、前記通過周波数帯域外に、前記非相反性線路の特性に応じて現れ、前記有効帯域の透過率に影響を与えない第１減衰極周波数とを有する。第２フィルタ特性は、第１フィルタ特性における第１減衰極周波数の通過周波数帯域側に、非相反性線路の特性に応じて現れる第２減衰極周波数を有し、第２減衰極周波数に生じる減衰極によって、有効帯域における透過率が、第１フィルタ特性における透過率よりも低い。

The non-reciprocal filter of the present disclosure is represented by an equivalent circuit in which a frequency filter and a non -reciprocal line including a non-reciprocal material are connected in parallel between a first point and a second point. The equivalent circuit has a first filter characteristic for a signal traveling from the first point to the second point and a second filter characteristic for a signal traveling from the second point to the first point. It functions as an isolator due to the relationship between the transmittance of the first filter characteristic and the second filter characteristic in a predetermined effective band, and most of the energy of the electromagnetic wave passing through the isolator passes through the frequency filter side and starts from the second point. It attenuates the electromagnetic wave toward the first point. The first filter characteristic, wherein the pass frequency band effective band is contained, to the outside of the pass band, the appear depending on the characteristics of the non-reciprocal path, said not to affect the transmittance of the effective band first damping It has a polar frequency. The second filter characteristic has a second attenuation pole frequency that appears according to the characteristics of the non-reciprocal line on the passing frequency band side of the first attenuation pole frequency in the first filter characteristic, and the attenuation that occurs in the second attenuation pole frequency. Depending on the pole, the transmittance in the effective band is lower than the transmittance in the first filter characteristic.

本開示の実施形態によれば、非相反性効果を得るための材料選択の制約を低減した非相反性フィルタを提供することができる。 According to the embodiment of the present disclosure, it is possible to provide a non-reciprocity filter in which restrictions on material selection for obtaining a non-reciprocity effect are reduced.

図１は、一実施形態に係るアイソレータの基本構成を示す等価回路を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing an equivalent circuit showing a basic configuration of an isolator according to an embodiment. 図２は、図１の等価回路をより詳細に示す第１例の等価回路を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an equivalent circuit of the first example showing the equivalent circuit of FIG. 1 in more detail. 図３は、図２の等価回路に含まれる破線部を拡大して示す図である。FIG. 3 is an enlarged view showing a broken line portion included in the equivalent circuit of FIG. 図４は、図２の等価回路の挿入損失の周波数特性を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a frequency characteristic of the insertion loss of the equivalent circuit of FIG. 図５は、図４の一部を横軸方向に拡大して示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a part of FIG. 4 enlarged in the horizontal axis direction. 図６は、図５の横軸を波長に変換した図である。FIG. 6 is a diagram in which the horizontal axis of FIG. 5 is converted into wavelength. 図７は、図１の等価回路をより詳細に示す第２例の等価回路を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing an equivalent circuit of the second example showing the equivalent circuit of FIG. 1 in more detail. 図８は、図７の等価回路の挿入損失の周波数特性を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a frequency characteristic of the insertion loss of the equivalent circuit of FIG. 7. 図９は、図８の一部を横軸方向に拡大して示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a part of FIG. 8 enlarged in the horizontal axis direction. 図１０は、ｔａｎδに対するロス量を表す図である。FIG. 10 is a diagram showing the amount of loss with respect to tan δ. 図１１は、図１の等価回路をより詳細に示す第３例の等価回路を示す図である。FIG. 11 is a diagram showing an equivalent circuit of a third example showing the equivalent circuit of FIG. 1 in more detail. 図１２は、図１１の等価回路の挿入損失の周波数特性を示す図である。FIG. 12 is a diagram showing a frequency characteristic of the insertion loss of the equivalent circuit of FIG. 図１３は、図１２の一部を横軸方向に拡大して示す図である。FIG. 13 is a diagram showing a part of FIG. 12 enlarged in the horizontal axis direction. 図１４は、図１の等価回路をより詳細に示す第４例の等価回路を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing an equivalent circuit of a fourth example showing the equivalent circuit of FIG. 1 in more detail. 図１５は、図１４の等価回路の挿入損失の周波数特性を示す図である。FIG. 15 is a diagram showing the frequency characteristics of the insertion loss of the equivalent circuit of FIG. 図１６は、図１５の一部を横軸方向に拡大して示す図である。FIG. 16 is a diagram showing a part of FIG. 15 enlarged in the horizontal axis direction. 図１７は、図１の等価回路をより詳細に示す第５例の等価回路を示す図である。FIG. 17 is a diagram showing an equivalent circuit of a fifth example showing the equivalent circuit of FIG. 1 in more detail. 図１８は、図１７の等価回路の挿入損失の周波数特性を示す図である。FIG. 18 is a diagram showing the frequency characteristics of the insertion loss of the equivalent circuit of FIG. 図１９は、図１８の一部を横軸方向に拡大して示す図である。FIG. 19 is a diagram showing a part of FIG. 18 enlarged in the horizontal axis direction. 図２０は、一実施形態に係るアイソレータの構成を示す模式図である。FIG. 20 is a schematic diagram showing the configuration of the isolator according to the embodiment. 図２１は、高周波数側と低周波数側との減衰極の変化を説明する図である。FIG. 21 is a diagram illustrating a change in the attenuation pole between the high frequency side and the low frequency side. 図２２は、従来技術によるアイソレータの概略構成を示す図である。FIG. 22 is a diagram showing a schematic configuration of an isolator according to the prior art.

本開示の非相反性フィルタについて詳細を説明する前に、比較のため従来技術に係るファラデー効果を利用したアイソレータ１００について、図２２を参照して説明する。アイソレータ１００は、例えば、赤外線領域の直線偏光光源を用いる光通信用途に用いられる。 Before explaining the non-reciprocity filter of the present disclosure in detail, the isolator 100 utilizing the Faraday effect according to the prior art will be described with reference to FIG. 22 for comparison. The isolator 100 is used, for example, in an optical communication application using a linearly polarized light source in the infrared region.

図１３に示すアイソレータ１００は、ファラデー旋光子１０１を２枚の偏光子１０２及び１０３の間に配置して構成される。ファラデー旋光子１０１、偏光子１０２、１０３は何れも板状の部材であり、互いの面を対向させ平行に配置される。以下の図１３に関する説明において、ｘ方向及びｙ方向は、ファラデー旋光子１０１、偏光子１０２、１０３の面に沿う方向とする。ｚ方向は、ｘ方向およびｙ方向に垂直な方向とする。ｘ方向及びｙ方向は互いに直交するものとする。磁場Ｈをｚ方向に印加した状態で、ファラデー旋光子１０１は、ファラデー効果によりｚ方向に進行する直線偏光の偏光面を４５度回転させる。偏光子１０２は、ｙ方向に透過軸を有する。偏光子１０３は、ｙ方向に対してファラデー旋光子１０１による旋光方向に４５度傾けた方向に透過軸を有する。 The isolator 100 shown in FIG. 13 is configured by arranging the Faraday optical rotor 101 between the two polarizers 102 and 103. The Faraday optical rotor 101, the polarizers 102, and 103 are all plate-shaped members, and are arranged in parallel with their surfaces facing each other. In the following description with respect to FIG. 13, the x-direction and the y-direction are directions along the planes of the Faraday optical rotor 101 and the polarizers 102 and 103. The z direction is a direction perpendicular to the x direction and the y direction. It is assumed that the x-direction and the y-direction are orthogonal to each other. With the magnetic field H applied in the z direction, the Faraday optical rotor 101 rotates the plane of linearly polarized light traveling in the z direction by 45 degrees due to the Faraday effect. The polarizer 102 has a transmission axis in the y direction. The polarizer 103 has a transmission axis in a direction inclined by 45 degrees in the direction of rotation by the Faraday optical rotation 101 with respect to the y direction.

光通信用途などで光源として多くの場合に用いられる半導体レーザーは、直線偏光を有する。アイソレータ１００の偏光子１０２側からｙ方向に偏光した直線偏光を入射させると、入射光は、ｙ方向に透過軸を有する偏光子１０２を透過する。偏光子１０２を透過した入射光は、磁場Ｈが印加されたファラデー旋光子１０１により偏光方向を４５度回転される。更に、ファラデー旋光子１０１を透過した入射光は、透過軸がｙ軸に対して４５度傾けられた偏光子１０３を透過する。 Semiconductor lasers, which are often used as light sources in optical communication applications, have linearly polarized light. When linearly polarized light polarized in the y direction is incident from the polarizer 102 side of the isolator 100, the incident light passes through the polarizer 102 having a transmission axis in the y direction. The incident light transmitted through the polarizer 102 is rotated by 45 degrees in the polarization direction by the Faraday optical rotation 101 to which the magnetic field H is applied. Further, the incident light transmitted through the Faraday optical rotation 101 is transmitted through the polarizer 103 whose transmission axis is tilted by 45 degrees with respect to the y-axis.

一方、偏光子１０３側からは戻り光が入射しうる。戻り光は通常ランダムな偏光方向を有しうるが、偏光子１０３により、ｙ軸方向に４５度傾いた直線偏光成分のみが透過する。偏光子１０３を透過した戻り光は、ファラデー旋光子１０１により、偏光方向が４５度回転し、ｙ方向に垂直なｘ方向となる。このため、ファラデー旋光子１０１を透過した戻り光は、偏光子１０２を通過できない。 On the other hand, return light may be incident from the polarizer 103 side. The return light can usually have a random polarization direction, but the polarizer 103 transmits only a linearly polarized component tilted 45 degrees in the y-axis direction. The return light transmitted through the polarizer 103 is rotated by 45 degrees in the polarization direction by the Faraday optical rotation 101, and becomes the x direction perpendicular to the y direction. Therefore, the return light transmitted through the Faraday optical rotation 101 cannot pass through the polarizer 102.

このように、ファラデー旋光子１０１により４５度の旋光角を得られることが、アイソレータ１００が戻り光を遮断しアイソレータとして機能するために必須の要件である。赤外線領域では、このファラデー旋光子１０１には、磁性ガーネットが用いられている。 As described above, it is an indispensable requirement for the isolator 100 to block the return light and function as an isolator to obtain an optical rotation angle of 45 degrees by the Faraday optical rotation 101. In the infrared region, a magnetic garnet is used for the Faraday optical rotor 101.

一方、可視光領域では、磁性ガーネットは不透過である。このため、可視光領域で用いられるアイソレータでは、磁性ガラスを用いて、赤外光の場合と同様の効果を持たせている。しかし、磁性ガーネットに比べると磁性ガラスは、ヴェルデ定数が小さいため、４５度の旋光角を得るためにアイソレータのサイズが大型化し、高価になる。入射光の偏光性に依存しない偏光無依存アイソレータも市販されているが、これは、ファラデー旋光子に加え２枚の複屈折結晶を用いて、往路と復路との光の経路が変化するように構成され、非常に高価である。 On the other hand, in the visible light region, the magnetic garnet is opaque. Therefore, in the isolator used in the visible light region, magnetic glass is used to give the same effect as in the case of infrared light. However, since magnetic glass has a smaller Verde constant than magnetic garnet, the size of the isolator becomes large in order to obtain an optical rotation angle of 45 degrees, which makes it expensive. Polarization-independent isolators that do not depend on the polarization of incident light are also commercially available, but this uses two birefringent crystals in addition to the Faraday optical rotation so that the light path between the outward path and the return path changes. It is configured and very expensive.

マイクロ波領域では、特許文献１に記載されるように、非相反性効果を得る為に磁性フェライトを用いることが一般的である。 In the microwave region, as described in Patent Document 1, it is common to use magnetic ferrite in order to obtain a non-reciprocal effect.

いずれの場合も、アイソレータは、挿入損失を低減する為に、透過率が高く、かつ、非相反性効果が得られる素材を利用して構成することが必要とされる。 In either case, the isolator is required to be constructed by using a material having a high transmittance and a non-reciprocal effect in order to reduce the insertion loss.

本開示におけるアイソレータは、非相反性フィルタの一形態である。本開示の非相反性フィルタは、４５度の旋光角を必要とせず、且つ、磁性体材料の透過率が直接非相反性フィルタの透過特性を決定しない。このため、本開示の非相反性フィルタは、非相反性効果を得るための磁性体材料の選択肢が拡大し、小型且つ安価に製造することが可能となる。また、基板実装可能な素材より非相反性材料を選択できるようになるため、導波路構造が容易に作製可能になる。 The isolator in the present disclosure is a form of a non-reciprocal filter. The non-reciprocal filter of the present disclosure does not require an optical rotation angle of 45 degrees, and the transmittance of the magnetic material does not directly determine the transmission characteristics of the non-reciprocal filter. Therefore, the non-reciprocal filter of the present disclosure has a wide range of choices of magnetic materials for obtaining the non-reciprocal effect, and can be manufactured in a small size and at low cost. Further, since a non-reciprocal material can be selected from the materials that can be mounted on the substrate, the waveguide structure can be easily manufactured.

以下、本開示の実施形態について、図面を参照して説明する。なお、以下の説明で用いられる図は模式的なものである。図面上の寸法比率等は現実のものとは必ずしも一致していない。 Hereinafter, embodiments of the present disclosure will be described with reference to the drawings. The figures used in the following description are schematic. The dimensional ratios on the drawings do not always match the actual ones.

（等価回路の基本構成）
図１に示すように、本開示のアイソレータに係る等価回路１０は、第１点１１と第２点１２との間に並列に接続されたフィルタ２０と非相反性線路３０とを含む。等価回路１０は、第１分岐点１３と第２分岐点１４との間で２つの並行する線路に分岐し、分岐した一方の線路にフィルタが接続され、他方の線路に非相反性線路３０が接続されている。以下では、第１点１１から第２点１２に向けかう信号の経路を往路、第２点１２から第１点１１に向かう信号の経路を復路と呼ぶ。本開示のアイソレータは、等価回路１０に従い製作することが可能である。 (Basic configuration of equivalent circuit)
As shown in FIG. 1, the equivalent circuit 10 according to the isolator of the present disclosure includes a filter 20 and a non-reciprocal line 30 connected in parallel between the first point 11 and the second point 12. The equivalent circuit 10 branches into two parallel lines between the first branch point 13 and the second branch point 14, a filter is connected to one of the branched lines, and a non-reciprocal line 30 is connected to the other line. It is connected. Hereinafter, the signal path from the first point 11 to the second point 12 is referred to as an outward path, and the signal path from the second point 12 to the first point 11 is referred to as a return path. The isolator of the present disclosure can be manufactured according to the equivalent circuit 10.

フィルタ２０は多段の共振器よりなり、フィルタ２０全体としては、バンドパスフィルタ、ローパスフィルタ、又は、ハイパスフィルタなどの周波数フィルタを形成している。フィルタ２０に対して、並列線路を設けることで、等価回路１０の通過特性に減衰極が形成される。このとき、並列線路を非相反性線路３０とすることで、非相反性線路３０の特性に応じて、往路で現れる減衰極（以下、「第１減衰極」とする）の周波数である第１減衰極周波数と、復路で現れる減衰極（以下、「第２減衰極」とする）の周波数である第２減衰極周波数とを異ならせることができる。したがって、等価回路１０は、往路を進む信号と復路を進む信号とで異なるフィルタ特性を有しうる。往路を進む信号に関するフィルタ特性を第１フィルタ特性とし、復路を進む信号に関するフィルタ特性を第２フィルタ特性とする。 The filter 20 is composed of a multi-stage resonator, and the filter 20 as a whole forms a frequency filter such as a bandpass filter, a lowpass filter, or a highpass filter. By providing a parallel line to the filter 20, an attenuation pole is formed in the passing characteristic of the equivalent circuit 10. At this time, by setting the parallel line to the non-reciprocal line 30, the frequency of the attenuation pole (hereinafter referred to as “first attenuation pole”) that appears on the outward path according to the characteristics of the non-reciprocal line 30 is the first. The frequency of the attenuation pole and the frequency of the second attenuation pole, which is the frequency of the attenuation pole (hereinafter, referred to as “second attenuation pole”) appearing on the return path, can be made different. Therefore, the equivalent circuit 10 may have different filter characteristics between the signal traveling on the outward path and the signal traveling on the return path. The filter characteristic relating to the signal traveling on the outward route is defined as the first filter characteristic, and the filter characteristic relating to the signal traveling on the returning route is defined as the second filter characteristic.

往路ではフィルタ２０の通過周波数帯域に含まれ第１減衰極の影響を受けずに信号が透過する帯域であって、復路では第２減衰極により信号が減衰する帯域を有効帯域とする。第１フィルタ特性では、等価回路１０が形成する通過周波数帯域に有効帯域が含まれ、通過周波数帯域外の第１減衰極周波数に第１減衰極が現れる。第２フィルタ特性では、第１フィルタ特性の通過周波数帯域内の第２減衰極周波数に第２減衰極が現れる。これにより、有効帯域において、第２フィルタ特性における透過率が、第１フィルタ特性における透過率よりも低くなる。第２フィルタ特性における透過率が十分低いとき、有効帯域で、等価回路１０に対応する非相反性フィルタは、アイソレータとして機能することになる。 In the outward path, the band included in the passing frequency band of the filter 20 and through which the signal is transmitted without being affected by the first attenuation pole is defined as the effective band in the return path in which the signal is attenuated by the second attenuation pole. In the first filter characteristic, the effective band is included in the passing frequency band formed by the equivalent circuit 10, and the first attenuation pole appears at the first attenuation pole frequency outside the passing frequency band. In the second filter characteristic, the second attenuation pole appears at the second attenuation pole frequency in the passing frequency band of the first filter characteristic. As a result, in the effective band, the transmittance in the second filter characteristic becomes lower than the transmittance in the first filter characteristic. When the transmittance in the second filter characteristic is sufficiently low, the non-reciprocal filter corresponding to the equivalent circuit 10 in the effective band functions as an isolator.

等価回路１０において、非相反性線路３０は、フィルタ２０の通過特性に減衰極を形成するためにのみ利用される。このため、第１点１１と第２点１２との間を通る信号を主としてフィルタ２０の接続された線路を通し、非相反性線路３０を通る信号を少なくすることができる。このことは、等価回路１０に対応するアイソレータにおいて、電磁波のエネルギーの大部分をフィルタ２０側に分配し、非相反性線路３０での損失の影響を小さくすることができることを意味する。 In the equivalent circuit 10, the non-reciprocal line 30 is used only to form an attenuation pole in the pass characteristics of the filter 20. Therefore, the signal passing between the first point 11 and the second point 12 can be passed mainly through the line to which the filter 20 is connected, and the signal passing through the non-reciprocal line 30 can be reduced. This means that in the isolator corresponding to the equivalent circuit 10, most of the energy of the electromagnetic wave can be distributed to the filter 20 side, and the influence of the loss on the non-reciprocal line 30 can be reduced.

等価回路１０に対応するアイソレータにおいて、入射する電磁波が円偏波であれば、等価回路１０の非相反性線路３０が有する非相反性は、往路と復路との屈折率の違いとして具現化されうる。入射する電磁波が直線偏波であれば、非相反性はファラデー回転角の違いとして具現化されうる。これらの特性を利用することで、上述の往路と復路の差異を発生させることが可能となる。 In the isolator corresponding to the equivalent circuit 10, if the incident electromagnetic wave is circularly polarized waves, the non-reciprocity of the non-reciprocal line 30 of the equivalent circuit 10 can be embodied as a difference in the refractive index between the outward path and the return path. .. If the incident electromagnetic wave is linearly polarized, the non-reciprocity can be embodied as a difference in Faraday rotation angle. By utilizing these characteristics, it is possible to generate the above-mentioned difference between the outward route and the return route.

（等価回路の第１例）
図２は、非相反性線路３０に損失が無いものとした第１例に係るアイソレータの等価回路１０ａである。等価回路１０ａのフィルタ２０は、複数段のＬＣ共振器２１ａ〜２１ｌ（以下、適宜ＬＣ共振器２１とする）がキャパシタ２２ａ〜２２ｋ（以下、適宜キャパシタ２２とする）を挟んで並列に配置されたバンドパスフィルタである。図３に示すように、各ＬＣ共振器２１は、キャパシタ２３及びインダクタ２４が並列に接続され、隣り合うＬＣ共振器２１とキャパシタ２２により電気的に結合されている。また、非相反性線路３０として、無損失位相回路３１がフィルタ２０に対して並列に配置されている。 (First example of equivalent circuit)
FIG. 2 is an equivalent circuit 10a of the isolator according to the first example, assuming that the non-reciprocal line 30 has no loss. In the filter 20 of the equivalent circuit 10a, a plurality of stages of LC resonators 21a to 21l (hereinafter, appropriately referred to as LC resonators 21) are arranged in parallel with capacitors 22a to 22k (hereinafter, appropriately referred to as capacitors 22). It is a bandpass filter. As shown in FIG. 3, in each LC resonator 21, a capacitor 23 and an inductor 24 are connected in parallel, and are electrically coupled to an adjacent LC resonator 21 by a capacitor 22. Further, as the non-reciprocal line 30, the lossless phase circuit 31 is arranged in parallel with the filter 20.

等価回路１０ａでは、入出力インピーダンスを５０Ω、無損失位相回路３１のインピーダンスを２２０Ω、往路での移相を９８°、復路での移相を１２５°と設定した。ＬＣ共振器２１は、所望の共振周波数になるように設計した。キャパシタ２２のキャパシタンスは、ＬＣ共振器２１間の結合量が所望の数値になるように設計した。これらの数値の求め方は、一般的にフィルタ理論から導出できることが知られている（例えば、小西良弘著、「マイクロ波技術講座」、ケイラボ出版、２００１年を参照）。本実施例の場合には、ＬＣ共振器２１の共振周波数を１．０１ＧＨｚ、帯域幅を０．７１ＧＨｚと設定して各素子値を求めた。各ＬＣ共振器２１間のキャパシタ２２のキャパシタンスは種々の設定が可能であるが、例えば、全てのキャパシタ２２のキャパシタンスを、２．２６ｐＦと設定できる。 In the equivalent circuit 10a, the input / output impedance was set to 50Ω, the impedance of the lossless phase circuit 31 was set to 220Ω, the phase shift on the outward path was set to 98 °, and the phase shift on the return path was set to 125 °. The LC resonator 21 was designed to have a desired resonance frequency. The capacitance of the capacitor 22 was designed so that the amount of coupling between the LC resonators 21 would be a desired value. It is generally known that these numerical values can be obtained from filter theory (see, for example, Yoshihiro Konishi, "Microwave Technology Course", Kay Lab Publishing, 2001). In the case of this embodiment, the resonance frequency of the LC resonator 21 was set to 1.01 GHz and the bandwidth was set to 0.71 GHz, and the value of each element was obtained. The capacitance of the capacitor 22 between the LC resonators 21 can be set in various ways. For example, the capacitance of all the capacitors 22 can be set to 2.26 pF.

上記設計例が示すように、等価回路１０ａの特性インピーダンス５０Ωに対して、無損失位相回路３１の特性インピーダンスを２２０Ωとしてよい。このため、等価回路１０ａに基づくアイソレータを通る電磁波のエネルギーの大部分は、フィルタ２０側を通ることが分かる。 As shown in the above design example, the characteristic impedance of the lossless phase circuit 31 may be 220Ω with respect to the characteristic impedance of 50Ω of the equivalent circuit 10a. Therefore, it can be seen that most of the energy of the electromagnetic wave passing through the isolator based on the equivalent circuit 10a passes through the filter 20 side.

図４は、より一般的な設計例として、シミュレーションにより得られた規格化周波数におけるフィルタ特性を示す。図４において、破線は、往路の規格化周波数に対する挿入損失を示す。図４において、実線は、復路の規格化周波数に対する挿入損失を示す。すなわち、破線は、等価回路１０ａの往路における第１フィルタ特性を示している。また、実線は等価回路１０ａの復路における第２フィルタ特性を示している。往路では、破線で示す挿入損失が小さい通過周波数帯域Ｂｐを有する。往路における第１減衰極Ａ_１は、通過周波数帯域Ｂｐ外の周波数を有する。図４に示すように、往路と復路とでは形成される減衰極の周波数が異なる。復路における第２減衰極Ａ_２は、往路のフィルタ特性における第１減衰極Ａ_１の通過周波数帯域Ｂｐ側に位置する。このときのアイソレータとして使用できる有効帯域Ｂｅは、一点鎖線で示されるように、規格化周波数軸において０．８７から０．９４の範囲となる。 FIG. 4 shows the filter characteristics at the normalized frequency obtained by simulation as a more general design example. In FIG. 4, the broken line indicates the insertion loss with respect to the normalized frequency of the outward path. In FIG. 4, the solid line shows the insertion loss with respect to the normalized frequency of the return path. That is, the broken line indicates the first filter characteristic in the outward path of the equivalent circuit 10a. The solid line shows the second filter characteristic in the return path of the equivalent circuit 10a. On the outward route, it has a passing frequency band Bp with a small insertion loss shown by a broken line. First attenuation pole A ₁ in the forward path has a frequency outside the pass band Bp. As shown in FIG. 4, the frequencies of the attenuated poles formed differ between the outward path and the return path. The second attenuation pole A _{2 on} the return route is located on the passing frequency band Bp side of the first attenuation pole A ₁ in the filter characteristics of the outward route. The effective band Be that can be used as the isolator at this time is in the range of 0.87 to 0.94 on the normalized frequency axis as shown by the alternate long and short dash line.

規格化周波数とは、フィルタ設計において一般的に使用されているものであり、フィルタの通過帯域幅を−１から１とし、フィルタの中心周波数を０としたものである。このようなフィルタから、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタ、ハイパスフィルタなどを、周波数変換することで自由に設計することができる。例えば、バンドパスフィルタの場合には、次式により周波数変換することで規格化周波数Ｆから任意の実周波数fへ変換できることが知られている。
Ｆ＝Ａ（ｆ／ｆ_０−ｆ_０／ｆ）（１）
ただし、ｆ_０は任意のフィルタの中心周波数、ｆは実周波数、Ａは比帯域幅である。規格化周波数Ｆから任意の実周波数ｆへの変換は、数式（１）を実周波数ｆについて解いて求めることで行うことができる。 The standardized frequency is generally used in filter design, and the pass bandwidth of the filter is set to -1 to 1, and the center frequency of the filter is set to 0. From such a filter, a low-pass filter, a band-pass filter, a high-pass filter, and the like can be freely designed by frequency conversion. For example, in the case of a bandpass filter, it is known that the normalized frequency F can be converted to an arbitrary real frequency f by frequency conversion according to the following equation.
F = A (f / f ₀ −f ₀ / f) (1)
However, f ₀ is the center frequency of an arbitrary filter, f is the actual frequency, and A is the specific bandwidth. The conversion from the normalized frequency F to an arbitrary real frequency f can be performed by solving the mathematical formula (1) for the real frequency f.

なお、誘電体中での移相量［°］は、比誘電率ε、比透磁率μ、及び誘電体の長さｄを用いて、
√ε√μ×ｄ／λ×３６０°
で定義される。θ=９８°及び１２５°という移相量の差は例えばフェライトなどを用いることで容易に生成することができる。特許文献１の図１によれば、バイアス磁場を３９．５ｋＡ／ｍ（５００Ｏｅ）、フェライトの飽和磁化を８５ｍＴ（８５０Ｇ）、磁気共鳴半値幅を１５８Ａ／ｍ（２Ｏｅ）としたとき、周波数およそ０．５ＧＨｚにおいて透磁率の最大値と最小値との間に透磁率の最大値の６０％の差を設けることができることが知られている。上述の透磁率の差は、移相量に直せば２５％強の差となる。つまり、適当な長さの上記フェライトを用いれば、９８°及び１２５°という移相量の差を設けることができる。 The amount of phase shift [°] in the dielectric is determined by using the relative permittivity ε, the relative magnetic permeability μ, and the length d of the dielectric.
√ε√μ × d / λ × 360 °
Defined in. The difference in the amount of phase shift between θ = 98 ° and 125 ° can be easily generated by using, for example, ferrite. According to FIG. 1 of Patent Document 1, when the bias magnetic field is 39.5 kA / m (500 Oe), the saturation magnetization of ferrite is 85 mT (850 G), and the magnetic resonance half-value width is 158 A / m (2 Oe), the frequency is about 0. It is known that a difference of 60% of the maximum value of magnetic permeability can be provided between the maximum value and the minimum value of magnetic permeability at 5.5 GHz. The above-mentioned difference in magnetic permeability is a difference of more than 25% when converted to the amount of phase shift. That is, if the above ferrite having an appropriate length is used, a difference in the amount of phase shift of 98 ° and 125 ° can be provided.

図５は、有効帯域Ｂｅを含む図４の一部を横軸方向に拡大した図である。図６は、図５の横軸を波長に変換した図である。一点鎖線で示す波長領域は、有効帯域Ｂｅに対応する。図６において、有効帯域Ｂｅの波長範囲は、約０．２１５ｍから約０．２２ｍである。この領域で、破線で示す往路の挿入損失は、−１ｄＢ以下である。また、この領域で、実線で示す復路での挿入損失は、−２０ｄＢ以上となっている。往路と復路とで２７°分の位相変化量を与える非相反性線路３０を形成することで、有効帯域Ｂｅにおいて、一般的な光アイソレータの要求仕様である、往路での挿入損失を−１ｄＢ以下に抑え、復路での損失を−２０ｄＢ以上確保できることが分かる。 FIG. 5 is an enlarged view of a part of FIG. 4 including the effective band Be in the horizontal axis direction. FIG. 6 is a diagram in which the horizontal axis of FIG. 5 is converted into wavelength. The wavelength region indicated by the alternate long and short dash line corresponds to the effective band Be. In FIG. 6, the wavelength range of the effective band Be is about 0.215 m to about 0.22 m. In this region, the outbound insertion loss indicated by the broken line is -1 dB or less. Further, in this region, the insertion loss on the return route shown by the solid line is −20 dB or more. By forming a non-reciprocal line 30 that gives a phase change amount of 27 ° between the outward path and the return path, the insertion loss on the outward path, which is a required specification of a general optical isolator, is -1 dB or less in the effective band Be. It can be seen that the loss on the return trip can be secured at -20 dB or more.

（等価回路の第２例）
第１例の非相反性線路３０に用いられる素材は、例えば、鉄（Ｆｅ）及びコバルト（Ｃｏ）などの磁性体金属を含む素材から選択してよい。しかし、赤外領域で使用可能な磁性体材料は、磁性ガーネットを除けば、材料による赤外光の吸収が大きい。そこで、図７に示す第２例の等価回路１０ｂでは、図３に示した等価回路１０ａにおいて、非相反性線路３０に損失があると想定し、無損失位相回路３１に代えて損失を有する損失位相回路３２を設けた。なお、等価回路１０ｂの素子値は図３の対応する構成要素の素子値と同じである。このときｔａｎδの値に対する損失を計算した。ｔａｎδは、誘電体内でのエネルギーの吸収量に対応するパラメータである。例えば、損失位相回路３２でｔａｎδ＝０．０１２５としたときの規格化周波数に対する挿入損失を図８に示す。図４と同様に、往路の第１フィルタ特性において、通過周波数帯域Ｂｐ外の高周波数側に第１減衰極Ａ_１が現れ、復路の第２フィルタ特性において、第２減衰極Ａ_２が第１フィルタ特性における第１減衰極Ａ_１の通過周波数帯域Ｂｐ側に現れる。これにより、通過周波数帯域Ｂｐ内に、往路において挿入損失が−１ｄＢ以下であり、復路において挿入損失が−２０ｄＢ以上となる有効帯域Ｂｅが存在する。 (Second example of equivalent circuit)
The material used for the non-reciprocal line 30 of the first example may be selected from, for example, a material containing a magnetic metal such as iron (Fe) and cobalt (Co). However, magnetic materials that can be used in the infrared region, except for magnetic garnet, absorb a large amount of infrared light. Therefore, in the equivalent circuit 10b of the second example shown in FIG. 7, it is assumed that the non-reciprocal line 30 has a loss in the equivalent circuit 10a shown in FIG. 3, and the loss has a loss instead of the lossless phase circuit 31. A phase circuit 32 is provided. The element value of the equivalent circuit 10b is the same as the element value of the corresponding component of FIG. At this time, the loss with respect to the value of tan δ was calculated. tan δ is a parameter corresponding to the amount of energy absorbed in the dielectric. For example, FIG. 8 shows the insertion loss with respect to the normalized frequency when tan δ = 0.0125 in the loss phase circuit 32. Figure 4 similarly to in the first filter characteristic of the forward path, passing the first attenuation pole A ₁ appears on the high frequency side outside the frequency band Bp, in return of the second filter characteristic, the second attenuation pole A ₂ is first appearing in the first pass band Bp side attenuation pole a ₁ in the filter characteristics. As a result, in the passing frequency band Bp, there is an effective band Be in which the insertion loss is -1 dB or less on the outward route and the insertion loss is −20 dB or more on the return route.

図９は図８の有効帯域Ｂｅを含む周波数帯域を横方向に拡大した図となっている。図５に示した無損失位相回路３１を用いた場合と比較して、損失位相回路３２を用いたときは、復路で同等の周波数帯域幅の有効帯域Ｂｅにおいて−２０ｄＢ以上の十分な挿入損失が得られる。したがって、等価回路１０ｂに対応するアイソレータは、実用上問題が無く使用できるものと考えられる。 FIG. 9 is a view in which the frequency band including the effective band Be of FIG. 8 is enlarged in the lateral direction. Compared with the case where the lossless phase circuit 31 shown in FIG. 5 is used, when the loss phase circuit 32 is used, a sufficient insertion loss of -20 dB or more is obtained in the effective band Be of the same frequency bandwidth on the return path. can get. Therefore, it is considered that the isolator corresponding to the equivalent circuit 10b can be used without any problem in practical use.

図１０は、ｔａｎδの変化に対する、有効帯域Ｂｅ内で損失が最大となる周波数（図９においてｆｍ）での損失量の変化を示すグラフである。図１０に示されるように、ｔａｎδが０．０１まで損失量はほとんど変化せず、約−１を維持する。ｔａｎδが０．１の場合でも、損失は−２ｄＢ未満である。したがって、非相反性線路３０に用いられる素材に吸収がある場合も、十分な透過特性を持つアイソレータを実現することができる。 FIG. 10 is a graph showing a change in the amount of loss at a frequency (fm in FIG. 9) at which the loss is maximum in the effective band Be with respect to a change in tan δ. As shown in FIG. 10, the amount of loss hardly changes until tan δ is 0.01, and maintains about -1. Even when tan δ is 0.1, the loss is less than -2 dB. Therefore, even when the material used for the non-reciprocal line 30 has absorption, an isolator having sufficient transmission characteristics can be realized.

（等価回路の第３例）
なお、図２では、フィルタ２０を含む線路と無損失位相回路３１を含む線路とは結線されているが、キャパシタ又はインダクタを介在して接続してよい。さらに、フィルタ２０への入出力もキャパシタ又はインダクタが介在してよい。例えば、図１１に示す第３例の等価回路１０ｃでは、フィルタ２０と無損失位相回路３１とは、インダクタ３３ａ及び３３ｂを介して接続される。フィルタ２０と無損失位相回路３１との間のインダクタ３３ａ、３３ｂのインダクタンスは、Ｌ＝０．１ｎＨである。この第３例の設計によれば、等価回路１０ｃの入出力インピーダンス５０Ωに対して非相反性線路３０の特性インピーダンスは２１０Ωでよい。このため、電磁波のエネルギーの大部分は、フィルタ２０側を通る。また、往路及び復路の移相量は、θ＝９５°、及び１２５°とした。より一般的な設計として規格化周波数におけるフィルタ特性を図１２に示す。図１２においても、往路の第１フィルタ特性が第１減衰極Ａ１を有し、復路の第２フィルタ特性が第１減衰極Ａ_１と異なる周波数に第２減衰極Ａ_２を有する。これにより、アイソレータとして機能する有効帯域Ｂｅが生成される。図１２の一部の横軸方向の拡大図を図１３に示す。 (Third example of equivalent circuit)
Although the line including the filter 20 and the line including the lossless phase circuit 31 are connected in FIG. 2, they may be connected via a capacitor or an inductor. Further, the input / output to and from the filter 20 may also be interposed by a capacitor or an inductor. For example, in the equivalent circuit 10c of the third example shown in FIG. 11, the filter 20 and the lossless phase circuit 31 are connected via the inductors 33a and 33b. The inductance of the inductors 33a and 33b between the filter 20 and the lossless phase circuit 31 is L = 0.1 nH. According to the design of the third example, the characteristic impedance of the non-reciprocal line 30 may be 210Ω with respect to the input / output impedance of 50Ω of the equivalent circuit 10c. Therefore, most of the energy of the electromagnetic wave passes through the filter 20 side. The amount of phase shift on the outward and return paths was set to θ = 95 ° and 125 °. As a more general design, the filter characteristics at the normalized frequency are shown in FIG. Also in FIG. 12, the first filter characteristic of the outward route has the first attenuation pole A1, and the second filter characteristic of the return route has the second attenuation pole A ₂ at a frequency different from that of the first attenuation pole A ₁ . As a result, an effective band Be that functions as an isolator is generated. An enlarged view of a part of FIG. 12 in the horizontal axis direction is shown in FIG.

（等価回路の第４例）
一般に、減衰極を形成するには、フィルタの途中の共振器間の飛び越し結合でも可能であることが知られており、非相反性線路３０をフィルタ２０の両端以外のＬＣ共振器２１から分岐させてもよい。図１４に示す第４例の等価回路１０ｄでは、非相反性線路３０は、フィルタ２０の両端から２番目のＬＣ共振器２１（２１ｂ，２１ｋ）から分岐している。非相反性線路３０としては、無損失位相回路３１が用いられる。この等価回路１０ｄのフィルタ２０と非相反性線路３０との間のインダクタ３３ａ、３３ｂは、Ｌ＝０．１ｎＨである。この第４例の設計によれば、等価回路１０ｄの入出力インピーダンス５０Ωに対して非相反性線路３０の特性インピーダンスは３５０Ωでよいため、電磁波のエネルギーの大部分がフィルタ２０側を通る。また、往路及び復路の移相量は、θ＝８０°、及び１４０°とした。より一般的な設計として、規格化周波数におけるフィルタ特性を図１５に示す。また、図１５の一部の横軸方向の拡大図を図１６に示す。 (Fourth example of equivalent circuit)
In general, it is known that jump coupling between resonators in the middle of the filter is also possible to form an attenuation pole, and the non-reciprocal line 30 is branched from the LC resonator 21 other than both ends of the filter 20. You may. In the equivalent circuit 10d of the fourth example shown in FIG. 14, the non-reciprocal line 30 branches from the LC resonator 21 (21b, 21k) second from both ends of the filter 20. As the non-reciprocal line 30, a lossless phase circuit 31 is used. The inductors 33a and 33b between the filter 20 of the equivalent circuit 10d and the non-reciprocal line 30 have L = 0.1 nH. According to the design of the fourth example, since the characteristic impedance of the non-reciprocal line 30 may be 350Ω with respect to the input / output impedance of 50Ω of the equivalent circuit 10d, most of the energy of the electromagnetic wave passes through the filter 20 side. The amount of phase shift between the outward path and the return path was set to θ = 80 ° and 140 °. As a more general design, the filter characteristics at the normalized frequency are shown in FIG. Further, an enlarged view of a part of FIG. 15 in the horizontal axis direction is shown in FIG.

同等の減衰極を生成するための、飛び越し結合の大きさは、結合されるＬＣ共振器２１の間が離れているほど、小さく済むことが知られている。第４例の等価回路１０ｄは、第１例から第３例の等価回路１０ａ〜１０ｃと比べ、往路と復路との移相量の差を大きくして、第１例から第３例の等価回路１０ａ〜１０ｃと同等の減衰極を生成している。等価回路１０ｄに対応するアイソレータで、移相量の差を大きくするためには、非相反性素子の厚さを厚くしなくてはならない。これは、素子の大型化、高価格化につながる。したがって、非相反性線路３０は、フィルタ２０の入力側端部及び出力側端部と接続して、フィルタ２０の全体に対して並列に接続することが好ましい。飛び越し結合の大きさが小さくてよいということは、少ない位相差で必要とされる減衰極を実現可能であることを意味する。 It is known that the magnitude of the jump coupling for producing an equivalent attenuation pole is smaller as the distance between the coupled LC resonators 21 is increased. The equivalent circuit 10d of the fourth example has a larger difference in the amount of phase shift between the outward path and the return path than the equivalent circuits 10a to 10c of the first to third examples, and the equivalent circuit of the first to third examples. Attenuating poles equivalent to 10a to 10c are generated. In the isolator corresponding to the equivalent circuit 10d, in order to increase the difference in the amount of phase shift, the thickness of the non-reciprocal element must be increased. This leads to an increase in size and price of the element. Therefore, it is preferable that the non-reciprocal line 30 is connected to the input side end portion and the output side end portion of the filter 20 and is connected in parallel to the entire filter 20. The fact that the size of the jump coupling can be small means that the required damping pole can be realized with a small phase difference.

また、フィルタ２０の入力側端部と出力側端部との間に非相反性線路３０を設けるとともに、フィルタ２０を構成する一部のＬＣ共振器２１にのみ並列に、他の非相反性線路を接続することも可能である。この場合、減衰極が同時に２つ発生することが知られている。 Further, a non-reciprocal line 30 is provided between the input side end portion and the output side end portion of the filter 20, and other non-reciprocal lines are arranged in parallel only with some LC resonators 21 constituting the filter 20. It is also possible to connect. In this case, it is known that two damping poles are generated at the same time.

（等価回路の第５例）
図１７は、ＬＣ共振器２１間の結合をキャパシタ２２ａ〜２２ｋからインダクタ２５ａ〜２５ｋへ変更した第５例の等価回路１０ｅを示す。無損失位相回路３１とフィルタ２０とは、キャパシタ３４ａ及び３４ｂを介して接続される。第５例の等価回路１０ｅのフィルタ２０と無損失位相回路３１間のキャパシタンスは、Ｃ＝０．２ｐＦである。この設計例によれば、等価回路１０ｅの入出力インピーダンス５０Ωに対して、非相反性線路３０の特性インピーダンスは５２０Ωでよい。このため、等価回路１０ｅに対応するアイソレータの電磁波のエネルギーの大部分はフィルタ２０側を通る。また、移相量は、往路θ＝４５°、復路θ＝５９°とした。図１８は、より一般的な設計として規格化周波数におけるフィルタ特性を示す。図１９は、図１８の一部の横軸方向への拡大図を示す。前述の第１例から第４例と比較すると、往路と復路とでの移相量の差が小さくなっている。より少ない非相反性線路３０で、有効帯域Ｂｅを生成可能であることが分かる。 (Fifth example of equivalent circuit)
FIG. 17 shows an equivalent circuit 10e of the fifth example in which the coupling between the LC resonators 21 is changed from the capacitors 22a to 22k to the inductors 25a to 25k. The lossless phase circuit 31 and the filter 20 are connected via capacitors 34a and 34b. The capacitance between the filter 20 of the equivalent circuit 10e and the lossless phase circuit 31 of the fifth example is C = 0.2pF. According to this design example, the characteristic impedance of the non-reciprocal line 30 may be 520Ω with respect to the input / output impedance of 50Ω of the equivalent circuit 10e. Therefore, most of the energy of the electromagnetic wave of the isolator corresponding to the equivalent circuit 10e passes through the filter 20 side. The amount of phase shift was set to outward path θ = 45 ° and return path θ = 59 °. FIG. 18 shows the filter characteristics at a normalized frequency as a more general design. FIG. 19 shows an enlarged view of a part of FIG. 18 in the horizontal axis direction. Compared with the above-mentioned first to fourth examples, the difference in the amount of phase shift between the outward route and the return route is smaller. It can be seen that the effective band Be can be generated with fewer non-reciprocal lines 30.

上記等価回路１０、１０ａ〜１０ｅにおいて、フィルタ２０と非相反性線路３０とを通るエネルギー分配として、大部分のエネルギーがフィルタ２０側を通る。これにより、非相反性線路３０は、フィルタ２０の減衰極の形成のためにのみ利用され、等価回路１０に対する非相反性線路３０の損失の影響が小さくなる。異なるインピーダンスＺ_１、Ｚ_２を有する二つの線路を接続したときの反射率は、次式で表せることが知られている。

従って、等価回路１０の入出力インピーダンスをＺ_０、フィルタ２０のインピーダンスＺ_ｆ、非相反性線路３０のインピーダンスをＺ_ｒとすると、次式が成立することが好適である。

In the

equivalent circuits

10, 10a to 10e, most of the energy passes through the filter 20 side as energy distribution through the filter 20 and the non-reciprocal line 30. As a result, the non-reciprocal line 30 is used only for forming the attenuation pole of the filter 20, and the influence of the loss of the non-reciprocal line 30 on the equivalent circuit 10 is reduced. It is known that the reflectance when two lines having different impedances Z ₁ and Z ₂ are connected can be expressed by the following equation.

Therefore, assuming that the input / output impedance of the equivalent circuit 10 is Z ₀ , the impedance of the filter 20 is Z _f , and the impedance of the non-reciprocal line 30 is Z _r , it is preferable that the following equation is established.

（等価回路に対応するアイソレータ）
図２０は、図１に示す等価回路１０に対応するアイソレータ５０の概略構成例を示す。等価回路１０は、等価回路中の信号により電磁波の挙動を表すものである。アイソレータ５０は、第１伝搬路５１、第２伝搬路５２、フィルタ５３を含む第１分岐路５４、非相反性材料５５を含む第２分岐路５６を含む。第１伝搬路５１は、第１分合波部５７で、第１分岐路５４及び第２分岐路５６と接続される。第１分岐路５４及び第２分岐路５６は、第２分合波部５８で第２伝搬路５２に接続される。第１伝搬路５１の第１分合波部５７の反対側の端部は、第１端部５９となっている。第２伝搬路５２の第２分合波部５８の反対側の端部は、第２端部６０となっている。 (Isolator corresponding to the equivalent circuit)
FIG. 20 shows a schematic configuration example of the isolator 50 corresponding to the equivalent circuit 10 shown in FIG. The equivalent circuit 10 expresses the behavior of an electromagnetic wave by a signal in the equivalent circuit. The isolator 50 includes a first propagation path 51, a second propagation path 52, a first branch path 54 including a filter 53, and a second branch path 56 including a non-reciprocal material 55. The first propagation path 51 is connected to the first branch path 54 and the second branch path 56 at the first demultiplexing section 57. The first branch path 54 and the second branch path 56 are connected to the second propagation path 52 at the second demultiplexing section 58. The end of the first propagation path 51 on the opposite side of the first demultiplexing portion 57 is the first end 59. The end of the second propagation path 52 on the opposite side of the second demultiplexing portion 58 is the second end portion 60.

第１伝搬路５１、第２伝搬路５２、第１分岐路５４及び第２分岐路５６は、種々の波長の電磁波が通る経路である。電磁波には、マイクロ波、赤外線、可視光を含む。フィルタ５３、非相反性材料５５、第１端部５９及び第２端部６０は、それぞれ、図１の等価回路１０の、フィルタ２０、非相反性線路３０、第１点１１及び第２点１２に対応する。 The first propagation path 51, the second propagation path 52, the first branch path 54, and the second branch path 56 are paths through which electromagnetic waves of various wavelengths pass. Electromagnetic waves include microwaves, infrared rays, and visible light. The filter 53, the non-reciprocal material 55, the first end 59 and the second end 60 are the filter 20, the non-reciprocal line 30, the first point 11 and the second point 12 of the equivalent circuit 10 of FIG. 1, respectively. Corresponds to.

アイソレータ５０は、フィルタ特性について所定の要件を充足する図１に示した等価回路１０で表される限り、種々の構成をとることが可能である。 The isolator 50 can have various configurations as long as it is represented by the equivalent circuit 10 shown in FIG. 1 that satisfies a predetermined requirement for filter characteristics.

例えば、第１伝搬路５１、第２伝搬路５２、第１分岐路５４及び第２分岐路５６は、マイクロ波を伝搬する導波管、誘電体線路、赤外線及び可視光を伝搬する光導波路、光学結晶内の光路、並びに、自由空間、等を含む。導波管は、方形導波管、円形導波管等の中空導波管を含む。光導波路は、光ファイバ、平板光導波路、基板上に設けた導波路を含む。フィルタ５３としては、伝搬する電磁波の波長に応じ、ストリップラインなどの平面フィルタ、導波管フィルタ、誘電体共振器フィルタ、メタルメッシュフィルタ、金属薄膜フィルタ、誘電体多層膜フィルタ、光学ガラスフィルタ、フォトニック結晶共振器を用いて構成したフィルタ等を含む。低周波数帯においては、集中定数フィルタを使用しうる。また、ＳＡＷフィルタなど表面波フィルタも使用しうる。非相反性材料５５は、電磁波を往路と復路とで特性を異ならせるものならば種々の材料を使用することができる。例えば、非相反性材料５５は、磁性ガーネット、フェライト、鉄、コバルト等の磁性体を含む。第１分合波部５７及び第２分合波部５８としては、伝搬する電磁波の波長に応じ、種々の分波器及び合波器を採用しうる。第１分合波部５７及び第２分合波部５８には、Ｔ分岐導波管、Ｙ分岐導波管、光ファイバカプラ、ビームスプリッタ、ハーフミラー等を含む。アイソレータ５０を伝搬される電磁波は、シングルモード及びマルチモードの電磁波（光）を含みうる。 For example, the first propagation path 51, the second propagation path 52, the first branch path 54, and the second branch path 56 are a waveguide that propagates microwaves, a dielectric line, and an optical waveguide that propagates infrared rays and visible light. Includes optical paths in the optical crystal, as well as free space, and the like. The waveguide includes a hollow waveguide such as a square waveguide or a circular waveguide. The optical waveguide includes an optical fiber, a flat plate optical waveguide, and a waveguide provided on a substrate. The filter 53 includes a flat filter such as a strip line, a waveguide filter, a dielectric resonator filter, a metal mesh filter, a metal thin film filter, a dielectric multilayer filter, an optical glass filter, and a photo according to the wavelength of the propagating electromagnetic wave. Includes a filter and the like configured using a nick crystal resonator. Lumped filters can be used in the low frequency band. A surface wave filter such as a SAW filter can also be used. As the non-reciprocal material 55, various materials can be used as long as the electromagnetic waves have different characteristics between the outward path and the return path. For example, the non-reciprocal material 55 contains a magnetic material such as magnetic garnet, ferrite, iron, and cobalt. As the first demultiplexing unit 57 and the second demultiplexing unit 58, various demultiplexers and demultiplexers may be adopted depending on the wavelength of the propagating electromagnetic wave. The first demultiplexing section 57 and the second demultiplexing section 58 include a T-branched waveguide, a Y-branch waveguide, an optical fiber coupler, a beam splitter, a half mirror, and the like. The electromagnetic waves propagating through the isolator 50 may include single-mode and multi-mode electromagnetic waves (light).

アイソレータ５０は、等価回路１０により表すことができる。上述のように、等価回路１０は、第１点１１から第２点１２に向けて進む信号に関する第１フィルタ特性と、第２点１２から第１点１１に向けて進む信号に関する第２フィルタ特性とを有する。第１フィルタ特性は、所定の有効帯域が含まれる通過周波数帯域を形成し、この通過周波数帯域外に第１減衰極を有する。第２フィルタ特性は、第１フィルタ特性における第１減衰極の通過周波数帯域側に、第２減衰極を有し、有効帯域において、第１フィルタ特性における透過率よりも低い透過率で前記信号を透過させる。このため、等価回路１０により表されるアイソレータ５０は、第１端部５９から第２端部６０に向かう電磁波を透過させる。また、アイソレータ５０は、第２端部６０から第１端部５９に向かう電磁波を減衰させる。 The isolator 50 can be represented by the equivalent circuit 10. As described above, the equivalent circuit 10 has a first filter characteristic for a signal traveling from the first point 11 to the second point 12 and a second filter characteristic for a signal traveling from the second point 12 to the first point 11. And have. The first filter characteristic forms a pass frequency band including a predetermined effective band, and has a first attenuation pole outside the pass frequency band. The second filter characteristic has a second attenuation pole on the passing frequency band side of the first attenuation pole in the first filter characteristic, and in the effective band, the signal is transmitted with a transmittance lower than the transmittance in the first filter characteristic. Make it transparent. Therefore, the isolator 50 represented by the equivalent circuit 10 transmits electromagnetic waves from the first end portion 59 to the second end portion 60. Further, the isolator 50 attenuates the electromagnetic wave from the second end portion 60 to the first end portion 59.

さらに、上記ではアイソレータ５０は、電磁波を対象とするものとしたが、図１の等価回路１０で表せる限り、電気回路に適用することも可能である。 Further, although the isolator 50 is intended for electromagnetic waves in the above, it can also be applied to an electric circuit as long as it can be represented by the equivalent circuit 10 in FIG.

本開示の特徴は、減衰極の周波数を往路と復路との間で移動させ、復路においてフィルタの通過特性の少なくとも一部を機能させなくすることにある。減衰極は、原理的には、往路におけるフィルタの通過周波数帯域の低周波数側及び高周波数側の何れにも設けることができる。ただし、好適には、高周波域における減衰極を利用した方が、フィルタ特性に影響を与えやすい。図２１は、シミュレーションにより計算された往路（上図）と復路（下図）との透過及び反射を表す図である。図２１において、実線は透過を示し、破線は反射を示している。１．５ＧＨｚ付近の高周波数側では、透過特性が大きく変化している。一方、０．７ＧＨｚ付近の低周波数側では、透過特性の変化が少ない。したがって、通過周波数帯域の高周波数側に含まれる減衰極を、非相反性線路３０の特性により移動させる方が、低周波数側の減衰極を移動させるよりも、フィルタの特性を変化させ透過率を低下させる効果が大きい。フィルタは、周波数変換の数式（１）からも分かるように、周波数に対してログスケールに変換されうる。このため、フィルタの中心周波数に対して高周波側の帯域の方が引き伸ばされる形となる。よって、減衰極の動きに対しても低周波側よりも高周波側で影響度が大きく、高周波側を使用した方が、少ない位相差で済むこととなる。 A feature of the present disclosure is that the frequency of the attenuation pole is moved between the outward path and the return path so that at least a part of the pass characteristics of the filter does not function on the return path. In principle, the attenuation pole can be provided on either the low frequency side or the high frequency side of the pass frequency band of the filter on the outward path. However, preferably, it is easier to affect the filter characteristics by using the attenuation pole in the high frequency region. FIG. 21 is a diagram showing transmission and reflection between the outward route (upper figure) and the return route (lower figure) calculated by simulation. In FIG. 21, the solid line indicates transmission and the broken line indicates reflection. On the high frequency side near 1.5 GHz, the transmission characteristics change significantly. On the other hand, on the low frequency side near 0.7 GHz, there is little change in transmission characteristics. Therefore, moving the attenuation pole included in the high frequency side of the passing frequency band according to the characteristics of the non-reciprocal line 30 changes the characteristics of the filter and increases the transmittance, rather than moving the attenuation pole on the low frequency side. The effect of lowering is great. The filter can be converted to a log scale for frequency, as can be seen from the frequency conversion formula (1). Therefore, the band on the high frequency side is stretched with respect to the center frequency of the filter. Therefore, the degree of influence on the movement of the attenuation pole is larger on the high frequency side than on the low frequency side, and the use of the high frequency side requires a smaller phase difference.

以上説明したように、本開示のアイソレータ５０によれば、４５度の旋光角を必要とせず、且つ、非相反性材料５５の透過率が直接アイソレータ５０の透過特性を決定しない。このため、本開示のアイソレータ５０は、非相反性効果を得るための非相反性材料５５の選択肢が拡大し、安価に製造することが可能となる。また、基板実装可能な素材より非相反性材料５５を選択できるようになるため、導波路構造も容易に作製可能になる。さらに、損失の大きい非相反性材料５５ではなく、フィルタ５３側を電磁波の大部分が通るので、アイソレータ５０の往路での損失を抑制し透過率を高くすることができる。 As described above, according to the isolator 50 of the present disclosure, the optical rotation angle of 45 degrees is not required, and the transmittance of the non-reciprocal material 55 does not directly determine the transmittance of the isolator 50. Therefore, the isolator 50 of the present disclosure has a wide range of options for the non-reciprocal material 55 for obtaining the non-reciprocal effect, and can be manufactured at low cost. Further, since the non-reciprocal material 55 can be selected from the materials that can be mounted on the substrate, the waveguide structure can be easily manufactured. Further, since most of the electromagnetic waves pass through the filter 53 side instead of the non-reciprocal material 55 having a large loss, the loss on the outward path of the isolator 50 can be suppressed and the transmittance can be increased.

図１の等価回路１０によって表される本開示のアイソレータ５０の構成は、復路の電磁波を遮断するのではなく、設計により往路よりも低い所定の透過率で透過させるようにすることもできる。すなわち、本開示は、往路と復路とのフィルタ特性が異なる非相反性フィルタとして実施することが可能である。本開示のアイソレータ５０は、本開示の非相反性フィルタの一形態とみなしうる。 The configuration of the isolator 50 of the present disclosure represented by the equivalent circuit 10 of FIG. 1 does not block the electromagnetic waves on the return path, but may be designed to transmit electromagnetic waves at a predetermined transmittance lower than that on the outward path. That is, the present disclosure can be implemented as a non-reciprocal filter having different filter characteristics between the outward path and the return path. The isolator 50 of the present disclosure can be regarded as a form of the non-reciprocal filter of the present disclosure.

上述の実施形態は代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態及び実施例によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形及び変更が可能である。例えば、実施形態及び実施例に記載の複数の構成ブロックを１つに組み合わせたり、あるいは１つの構成ブロックを分割したりすることが可能である。 Although the above embodiments have been described as typical examples, it will be apparent to those skilled in the art that many modifications and substitutions can be made within the spirit and scope of the present invention. Therefore, the present invention should not be construed as being limited by the above-described embodiments and examples, and various modifications and modifications can be made without departing from the scope of claims. For example, it is possible to combine the plurality of constituent blocks described in the embodiments and examples into one, or to divide one constituent block into one.

１０等価回路
１１第１点
１２第２点
１３第１分岐点
１４第２分岐点
２０フィルタ
２１ＬＣ共振器
２２キャパシタ
２３キャパシタ
２４インダクタ
２５インダクタ
３０非相反性線路
３１無損失位相回路
３２損失位相回路
３３ａ、３３ｂインダクタ
３４ａ、３４ｂキャパシタ
５０アイソレータ
５１第１伝播路
５２第２伝播路
５３フィルタ
５４第１分岐路
５５非相反性材料
５６第２分岐路
５７第１分合波部
５８第２分合波部
５９第１端部
６０第２端部
１００アイソレータ
１０１ファラデー旋光子
１０２、１０３偏光子
Ｈ磁場
Ｌ_１入射光
Ｌ_２戻り光
Ａ_１第１減衰極
Ａ_２第２減衰極
Ｂｐ通過周波数帯域
Ｂｅ有効帯域 10 Equivalent circuit 11 1st point 12 2nd point 13 1st branch point 14 2nd branch point 20 Filter 21 LC resonator 22 Capacitor 23 Capacitor 24 Inductor 25 Inductor 30 Non-reciprocal line 31 Lossless phase circuit 32 Loss phase circuit 33a , 33b Inductor 34a, 34b Capacitor 50 Isolator 51 1st propagation path 52 2nd propagation path 53 Filter 54 1st branch path 55 Non-reciprocal material 56 2nd branch path 57 1st branch wave part 58 2nd branch wave section 59 1st end 60 2nd end 100 Isolator 101 Faraday Inductor 102, 103 Inductor H Magnetic field L ₁ Incident light L ₂ Return light A ₁ 1st attenuation pole A ₂ 2nd attenuation pole Bp Passing frequency band Be Effective band

Claims

It is represented by an equivalent circuit in which a frequency filter and a non -reciprocal line containing a non-reciprocal material are connected in parallel between the first point and the second point.
The equivalent circuit is
The first filter characteristic regarding the signal traveling from the first point to the second point, and
It has a second filter characteristic for a signal traveling from the second point to the first point.
It functions as an isolator due to the relationship between the transmittance of the first filter characteristic and the second filter characteristic in a predetermined effective band, and most of the energy of the electromagnetic wave passing through the isolator passes through the frequency filter side and starts from the second point. It attenuates the electromagnetic wave toward the first point, and
Said first filter characteristic, and the pass frequency band that includes the effective band, outside the pass band, appear depending on the characteristics of the non-reciprocal path, first that does not affect the transmittance of the effective band Has an attenuation pole frequency and
The second filter characteristic has a second attenuation pole frequency that appears according to the characteristics of the non-reciprocal line on the passing frequency band side of the first attenuation pole frequency in the first filter characteristic, and the second filter characteristic. Due to the attenuation pole generated at the attenuation pole frequency, the transmittance in the effective band is lower than the transmittance in the first filter characteristic.
A non-reciprocal filter characterized by that.

The non-reciprocal filter according to claim 1, wherein the equivalent circuit expresses the behavior of an electromagnetic wave by the signal and functions as an isolator.

The non-reciprocal filter according to claim 2, wherein the electromagnetic wave is infrared rays or visible light.

The first attenuating pole frequency is included in a band on the higher frequency side than the effective band, and the attenuating pole generated at the second attenuating pole frequency is a decaying pole generated at the first attenuating pole due to the characteristics of the non-reciprocal line. The non-reciprocal filter according to any one of claims 1 to 3, wherein is moved.

When the input / output impedance is Z ₀ , the impedance of the frequency filter is Z _f , and the impedance of the non-reciprocal line is Z _r .

The non-reciprocal filter according to any one of claims 1 to 4, wherein

The non-reciprocal filter according to any one of claims 1 to 5, wherein the frequency filter is composed of a plurality of stages of resonators, and the non-reciprocal line is connected in parallel to the entire frequency filter. ..