JP6731661B2 - Precoding method and transmission device - Google Patents

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本発明は、特にマルチアンテナを用いた通信を行うプリコーディング方法、プリコーディング装置、送信方法、送信装置、受信方法および受信装置に関する。 The present invention particularly relates to a precoding method, a precoding device, a transmitting method, a transmitting device, a receiving method, and a receiving device that perform communication using a multi-antenna.

従来、マルチアンテナを用いた通信方法として例えばMIMO(Multiple−Input Multiple−Output)と呼ばれる通信方法がある。MIMOに代表されるマルチアンテナ通信では、複数系列の送信データをそれぞれ変調し、各変調信号を異なるアンテナから同時に送信することで、データの通信速度を高めるようになっている。 Conventionally, as a communication method using a multi-antenna, there is a communication method called MIMO (Multiple-Input Multiple-Output), for example. In multi-antenna communication typified by MIMO, a plurality of series of transmission data are respectively modulated, and each modulated signal is simultaneously transmitted from different antennas, thereby increasing the data communication speed.

図28は、送信アンテナ数2、受信アンテナ数2、送信変調信号(送信ストリーム)数2のときの送受信装置の構成の一例を示している。送信装置では、符号化されたデータをインタリーブし、インタリーブ後のデータを変調し、周波数変換等を行い送信信号が生成され、送信信号はアンテナから送信される。このとき、送信アンテナからそれぞれ異なる変調信号が同一時刻に同一周波数に送信する方式が空間多重MIMO方式である。 FIG. 28 shows an example of the configuration of the transmission/reception device when the number of transmission antennas is 2, the number of reception antennas is 2 and the number of transmission modulation signals (transmission streams) is 2. The transmitter interleaves the encoded data, modulates the interleaved data, performs frequency conversion and the like to generate a transmission signal, and the transmission signal is transmitted from the antenna. At this time, the spatial multiplexing MIMO method is a method in which different modulated signals are transmitted from the transmitting antennas at the same time and at the same frequency.

このとき、特許文献1では送信アンテナごとに異なるインタリーブパターンを具備する送信装置が提案されている。つまり、図28の送信装置において2つのインタリーブ(πa、πb)が互いに異なるインタリーブパターンを有していることになる。そして、受信装置において、非特許文献1、非特許文献2に示されているように、ソフト値を用いた検波方法(図28におけるMIMO detector)を、反復して行うことによって、受信品質が向上することになる。
ところで、無線通信における実伝搬環境のモデルとして、レイリーフェージング環境で代表されるNLOS(non−line of sight)環境、ライスフェージング環境で代表されるLOS(line of sight)環境が存在する。送信装置においてシングルの変調信号を送信し、受信装置において複数のアンテナで受信した信号に対して最大比合成を行い、最大比合成後の信号に対して復調、及び復号を行う場合、LOS環境、特に、散乱波の受信電力に対する直接派の受信電力の大きさを示すライスファクタが大きい環境では、良好な受信品質を得ることができる。しかし、例えば、空間多重MIMO伝送方式では、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化するという問題が発生する。(非特許文献3参照)
図29の(A)(B)は、レイリ−フェージング環境、及びライスファクタK=3、10、16dBのライスフェージング環境において、LDPC(low−density parity−check)符号化されたデータを2×2(2アンテナ送信、2アンテナ受信)空間多重MIMO伝送した場合のBER(Bit Error Rate)特性(縦軸:BER、横軸:SNR(signal−to−noise power ratio))のシミュレーション結果の一例を示している。図29の(A)は、反復検波を行わないMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(APP:a posterior probability)のBER特性、図29の(B)は、反復検波を行ったMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(反復回数5回)のBER特性を示している。図29(A)(B)からわかるように、反復検波を行う、または行わないに関係なく、空間多重MIMOシステムでは、ライスファクタが大きくなると受信品質が劣化することが確認できる。このことから、「空間多重MIMOシステムでは、伝搬環境が安定的になると受信品質が劣化する」という従来のシングルの変調信号を送信するシステムにはない、空間多重MIMOシステム固有の課題をもつことがわかる。
At this time, Patent Document 1 proposes a transmitting apparatus having different interleaving patterns for each transmitting antenna. That is, the two interleaves (πa, πb) in the transmitting apparatus of FIG. 28 have different interleave patterns. Then, as shown in Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2, the receiving apparatus repeatedly performs the detection method using the soft value (MIMO detector in FIG. 28) to improve the reception quality. Will be done.
By the way, as a model of an actual propagation environment in wireless communication, there are an NLOS (non-line of sight) environment represented by a Rayleigh fading environment and an LOS (line of sight) environment represented by a rice fading environment. In the case where the transmitter transmits a single modulated signal, the receiver performs maximum ratio combining on signals received by a plurality of antennas, and demodulates and decodes the signal after maximum ratio combining, the LOS environment, Particularly, in an environment in which the Rice factor, which indicates the magnitude of the received power of the direct wave with respect to the received power of the scattered waves, is large, good reception quality can be obtained. However, for example, in the spatial multiplexing MIMO transmission system, there arises a problem that the reception quality deteriorates as the Rice factor increases. (See Non-Patent Document 3)
FIGS. 29A and 29B show 2×2 LDPC (low-density parity-check) encoded data in a Rayleigh-fading environment and a Rice fading environment with Rice factors K=3, 10, and 16 dB. (Two-antenna transmission, Two-antenna reception) An example of simulation results of BER (Bit Error Rate) characteristics (vertical axis: BER, horizontal axis: SNR (signal-to-noise power ratio)) in the case of spatial multiplexing MIMO transmission is shown. ing. 29A is a BER characteristic of Max-log-APP (see Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2) (APP: a posterior probability) in which iterative detection is not performed, and FIG. The BER characteristics of the detected Max-log-APP (see Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2) (repetition number: 5 times) are shown. As can be seen from FIGS. 29A and 29B, regardless of whether iterative detection is performed or not, in a spatial multiplexing MIMO system, it can be confirmed that the reception quality deteriorates as the Rice factor increases. From this, there is a problem peculiar to the spatial multiplexing MIMO system that the conventional system for transmitting a single modulated signal does not have in the spatial multiplexing MIMO system, in which the reception quality deteriorates when the propagation environment becomes stable. Recognize.

放送やマルチキャスト通信は、見通し内のユーザに対するサービスであり、ユーザが所持する受信機と放送局との間の電波伝搬環境はLOS環境であることが多い。前述の課題をもつ空間多重MIMOシステムを、放送やマルチキャスト通信に用いた場合、受信機において、電波の受信電界強度は高いが、受信品質の劣化によりサービスを受けることができない、という現象が発生する可能性がある。つまり、空間多重MIMOシステムを放送やマルチキャスト通信で用いるには、NLOS環境、及びLOS環境のいずれの場合においても、ある程度の受信品質が得られるMIMO伝送方式の開発が望まれる。
非特許文献8では、通信相手からのフィードバック情報からプリコーディングに用いるコードブック(プリコーディング行列)を選択する方法について述べられているが、上記のように、放送やマルチキャスト通信のように、通信相手からのフィードバック情報が得られない状況において、プリコーディングを行う方法については全く記載されていない。
Broadcasting and multicast communication are services for line-of-sight users, and the radio wave propagation environment between the user's receiver and the broadcasting station is often the LOS environment. When the spatial multiplexing MIMO system having the above-mentioned problems is used for broadcasting or multicast communication, a phenomenon occurs in which a receiver cannot receive a service due to deterioration of reception quality although the reception electric field strength of radio waves is high. there is a possibility. In other words, in order to use the spatial multiplexing MIMO system for broadcasting or multicast communication, it is desired to develop a MIMO transmission method that can obtain a certain level of reception quality in both the NLOS environment and the LOS environment.
Non-Patent Document 8 describes a method of selecting a codebook (precoding matrix) to be used for precoding from feedback information from a communication partner, but as described above, communication partners such as broadcasting and multicast communication are described. There is no description about how to perform precoding in the situation where the feedback information from the is not obtained.

一方、非特許文献4では、フィードバック情報が無い場合にも適用することができる、時間とともに、プリコーディング行列を切り替える方法について述べられている。この文献では、プリコーディングに用いる行列として、ユニタリ行列を用いること、また、ユニタリ行列をランダムに切り替えることについて述べられているが、上記で示したLOS環境での受信品質の劣化に対する適用方法については全く記載されていなく、単にランダムに切り替えることのみが記載されている。当然であるが、LOS環境の受信品質の劣化を改善するためのプリコーディング方法、および、プリコーディング行列の構成方法に関する記述は一切されていない。 On the other hand, Non-Patent Document 4 describes a method of switching the precoding matrix with time, which can be applied even when there is no feedback information. Although this document describes using a unitary matrix as a matrix used for precoding and switching the unitary matrix at random, regarding an application method for deterioration of reception quality in the LOS environment described above, It is not described at all, only random switching is described. As a matter of course, there is no description about the precoding method for improving the deterioration of the reception quality in the LOS environment and the method of configuring the precoding matrix.

国際公開第2005/050885号International Publication No. 2005/050885

“Achieving near−capacity on a multiple−antenna channel” IEEE Transaction on communications, vol.51, no.3, pp.389−399, March 2003."Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel", IEEE Transactions on communications, vol. 51, no. 3, pp. 389-399, March 2003. “Performance analysis and design optimization of LDPC−coded MIMO OFDM systems” IEEE Trans. Signal Processing., vol.52, no.2, pp.348−361, Feb. 2004."Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems", IEEE Trans. Signal Processing. , Vol. 52, no. 2, pp. 348-361, Feb. 2004. “BER performance evaluation in 2x2 MIMO spatial multiplexing systems under Rician fading channels,” IEICE Trans. Fundamentals, vol.E91−A, no.10, pp.2798−2807, Oct. 2008."BER performance evaluation in 2x2 MIMO spatial multiplexing systems under Rician fading channels," IEICE Trans. Fundamentals, vol. E91-A, no. 10, pp. 2798-2807, Oct. 2008. “Turbo space−time codes with time varying linear transformations, ”IEEE Trans. Wireless communications, vol.6, no.2, pp.486−493, Feb. 2007."Turbo space-time codes with time varying linear transformations," IEEE Trans. Wireless communications, vol. 6, no. 2, pp. 486-493, Feb. 2007. “Likelihood function for QR−MLD suitable for soft−decision turbo decoding and its performance,” IEICE Trans. Commun., vol.E88−B, no.1, pp.47−57, Jan. 2004."Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and it's performance," IEICE Trans. Commun. , Vol. E88-B, no. 1, pp. 47-57, Jan. 2004. 「Shannon限界への道標:“Parallel concatenated (Turbo) coding”, “Turbo (iterative) decoding”とその周辺」電子情報通信学会、信学技法IT98−51"Signpost to Shannon limit: "Parallel concatenated (Turbo) coding", "Turbo (iterative) decoding" and its surroundings" IEICE, Information Technology IT98-51 “Advanced signal processing for PLCs: Wavelet−OFDM,” Proc. of IEEE International symposium on ISPLC 2008, pp.187−192, 2008."Advanced signal processing for PLCs: Wavelet-OFDM," Proc. of IEEE International symposium on ISPLC 2008, pp. 187-192, 2008. D. J. Love, and R. W. heath, Jr., “Limited feedback unitary precoding for spatial multiplexing systems,” IEEE Trans. Inf. Theory, vol.51, no.8, pp.2967−1976, Aug. 2005.D. J. Love, and R.M. W. heath, Jr. , "Limited feeding back unity precoding for spatial multiplexing systems," IEEE Trans. Inf. Theory, vol. 51, no. 8, pp. 2967-1976, Aug. 2005. DVB Document A122, Framing structure, channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting syste,m (DVB−T2), June 2008.DVB Document A122, Framing structure, channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting, JB, 008, DVB Document. L. Vangelista, N. Benvenuto, and S. Tomasin, “Key technologies for next−generation terrestrial digital television standard DVB−T2,” IEEE Commun. Magazine, vo.47, no.10, pp.146−153, Oct. 2009.L. Vangelista, N.V. Benvenuto, and S.M. Thomasin, "Key technologies for next-generation terrestrial digital television standard DVB-T2," IEEE Commun. Magazine, vo. 47, no. 10, pp. 146-153, Oct. 2009. T. Ohgane, T. Nishimura, and Y. Ogawa, “Application of space division multiplexing and those performance in a MIMO channel,” IEICE Trans. Commun., vo.88−B, no.5, pp.1843−1851, May 2005.T. Ohgane, T.; Nishimura, and Y. Ogawa, "Application of space division multiplexing and those performance in a MIMO channel," IEICE Trans. Commun. , Vo. 88-B, no. 5, pp. 1843-1851, May 2005. R. G. Gallager, “Low-density parity-check codes,” IRE Trans. Inform. Theory, IT-8, pp-21-28, 1962.R. G. Gallager, “Low-density parity-check codes,” IRE Trans. Inform. Theory, IT-8, pp-21-28, 1962. D. J. C. Mackay, “Good error-correcting codes based on very sparse matrices,” IEEE Trans. Inform. Theory, vol.45, no.2, pp399-431, March 1999.D. J. C. Mackay, “Good error-correcting codes based on very sparse matrices,” IEEE Trans. Inform. Theory, vol.45, no.2, pp399-431, March 1999. ETSI EN 302 307, “Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for broadcasting, interactive services, news gathering and other broadband satellite applications, “ v.1.1.2, June 2006.ETSI EN 302 307, “Second generation framing structure, channel coding and modulation systems for broadcasting, interactive services, news gathering and other broadband satellite applications, “v.1.1.2, June 2006. Y.-L. Ueng, and C.-C. Cheng, “a fast-convergence decoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregular LDPC codes in the IEEE 802.16e standards,” IEEE VTC-2007 Fall, pp.1255-1259.Y.-L. Ueng, and C.-C. Cheng, “a fast-convergence decoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregular LDPC codes in the IEEE 802.16e standards,” IEEE VTC-2007 Fall, pp.1255 -1259.

本発明は、LOS環境における受信品質を改善することが可能なMIMOシステムを提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a MIMO system capable of improving reception quality in a LOS environment.

かかる課題を解決するため、本発明に係るプリコーディング方法は、それぞれ同相成分及び直交成分で表される複数の選択された変調方式に基づく信号から、同一の周波数帯域に同時に送信される複数のプリコーディングされた信号を生成するプリコーディング方法であって、複数のプリコーディングウェイト行列の中から一つのプリコーディングウェイト行列を規則的に切り替えながら選択し、前記選択されたプリコーディングウェイト行列を前記複数の選択された変調方式に基づく信号に乗算することで前記複数のプリコーディングされた信号を生成し、前記複数のプリコーディングウェイト行列は、正の実数αを用いて表される、式(339)〜式(347)(詳細は後述)の9個の行列である、プリコーディング方法。 In order to solve such a problem, a precoding method according to the present invention uses a plurality of precoding signals that are simultaneously transmitted in the same frequency band from signals based on a plurality of selected modulation schemes that are represented by in-phase components and quadrature components, respectively. A precoding method for generating a coded signal, wherein one precoding weight matrix is regularly switched and selected from a plurality of precoding weight matrices, and the selected precoding weight matrix is selected from the plurality of precoding weight matrices. The plurality of precoded signals are generated by multiplying the signal based on the selected modulation scheme, and the plurality of precoding weight matrices are expressed by using a positive real number α. A precoding method, which is nine matrices of Expression (347) (details will be described later).

上記の本発明の各態様によると、複数のプリコーディングウェイト行列の中から規則的に切り替えながら選択された一つのプリコーディングウェイト行列によりプリコーディングされた信号を送受信することにより、プリコーディングに使用されるプリコーディングウェイト行列が予め決められた複数のプリコーディングウェイト行列のいずれかとなるため、複数のプリコーディングウェイト行列の設計に応じてLOS環境における受信品質を改善することができる。 According to each of the above aspects of the present invention, by transmitting and receiving a signal precoded by one precoding weight matrix selected while regularly switching among a plurality of precoding weight matrices, it is used for precoding. Since the precoding weight matrix to be used is one of the plurality of precoding weight matrices determined in advance, it is possible to improve the reception quality in the LOS environment according to the design of the plurality of precoding weight matrices.

このように本発明によれば、LOS環境における受信品質の劣化を改善するプリコーディング方法、プリコーディング装置、送信方法、受信方法、送信装置、受信装置を提供することができるため、放送やマルチキャスト通信において見通し内のユーザに対して、品質の高いサービスを提供することができる。 As described above, according to the present invention, it is possible to provide a precoding method, a precoding device, a transmitting method, a receiving method, a transmitting device, and a receiving device that improve the deterioration of reception quality in an LOS environment. In, it is possible to provide high-quality services to the line-of-sight users.

空間多重MIMO伝送システムにおける送受信装置の構成の例Example of configuration of transmitter/receiver in spatial multiplexing MIMO transmission system フレーム構成の一例Example of frame configuration プリコーディングウェイト切り替え方法適用時の送信装置の構成の例Example of transmitter configuration when applying precoding weight switching method プリコーディングウェイト切り替え方法適用時の送信装置の構成の例Example of transmitter configuration when applying precoding weight switching method フレーム構成の例Frame configuration example プリコーディングウェイト切り替え方法の例Precoding weight switching method example 受信装置の構成例Configuration example of receiver 受信装置の信号処理部の構成例Example of configuration of signal processing unit of receiving device 受信装置の信号処理部の構成例Example of configuration of signal processing unit of receiving device 復号処理方法Decryption processing method 受信状態の例Example of reception status BER特性例BER characteristics example プリコーディングウェイト切り替え方法適用時の送信装置の構成の例Example of transmitter configuration when applying precoding weight switching method プリコーディングウェイト切り替え方法適用時の送信装置の構成の例Example of transmitter configuration when applying precoding weight switching method フレーム構成の例Frame configuration example フレーム構成の例Frame configuration example フレーム構成の例Frame configuration example フレーム構成の例Frame configuration example フレーム構成の例Frame configuration example 受信品質劣悪点の位置Position of poor reception quality 受信品質劣悪点の位置Position of poor reception quality フレーム構成の一例Example of frame configuration フレーム構成の一例Example of frame configuration マッピング方法の一例An example of mapping method マッピング方法の一例An example of mapping method 重み付け合成部の構成の例Example of configuration of weighting synthesis unit シンボルの並び換え方法の一例An example of how to rearrange symbols 空間多重MIMO伝送システムにおける送受信装置の構成の例Example of configuration of transmitter/receiver in spatial multiplexing MIMO transmission system BER特性例BER characteristics example 空間多重型の2x2MIMOシステムモデルの例Example of spatially multiplexed 2x2 MIMO system model 受信劣悪点の位置Poor reception location 受信劣悪点の位置Poor reception location 受信劣悪点の位置Poor reception location 受信劣悪点の位置Poor reception location 受信劣悪点の位置Poor reception location 受信劣悪点の複素平面における最小距離の特性例Characteristic example of the minimum distance in the complex plane of the reception bad point 受信劣悪点の複素平面における最小距離の特性例Characteristic example of the minimum distance in the complex plane of the reception bad point 受信劣悪点の位置Poor reception location 受信劣悪点の位置Poor reception location 実施の形態7における送信装置の構成の一例Exemplary Configuration of Transmitting Device in Embodiment 7 送信装置が送信する変調信号のフレーム構成の一例Example of frame configuration of modulated signal transmitted by transmitter 受信劣悪点の位置Poor reception location 受信劣悪点の位置Poor reception location 受信劣悪点の位置Poor reception location 受信劣悪点の位置Poor reception location 受信劣悪点の位置Poor reception location 時間−周波数軸におけるフレーム構成の一例Example of frame structure on time-frequency axis 時間−周波数軸におけるフレーム構成の一例Example of frame structure on time-frequency axis 信号処理方法Signal processing method 時空間ブロック符号を用いたときの変調信号の構成Structure of modulated signal using space-time block code 時間−周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例Example of detailed frame structure on time-frequency axis 送信装置の構成の一例Example of configuration of transmitter 図52の変調信号生成部#1〜#Mの構成の一例An example of the configuration of the modulation signal generation units #1 to #M in FIG. 図52におけるOFDM方式関連処理部(5207_1、および、5207_2)の構成を示す図The figure which shows the structure of the OFDM system related process part (5207_1 and 5207_2) in FIG. 時間−周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例Example of detailed frame structure on time-frequency axis 受信装置の構成の一例Example of configuration of receiving device 図56におけるOFDM方式関連処理部(5600_X、5600_Y)の構成を示す図The figure which shows the structure of the OFDM system related process part (5600_X, 5600_Y) in FIG. 時間−周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例Example of detailed frame structure on time-frequency axis 放送システムの一例Example of broadcasting system 受信劣悪点の位置Poor reception location フレーム構成の例Frame configuration example 時間−周波数軸におけるフレーム構成の一例Example of frame structure on time-frequency axis 送信装置の構成の一例Example of configuration of transmitter 周波数−時間軸におけるフレーム構成の一例Example of frame structure on frequency-time axis フレーム構成の例Frame configuration example シンボルの配置方法の一例An example of how to place symbols シンボルの配置方法の一例An example of how to place symbols シンボルの配置方法の一例An example of how to place symbols フレーム構成の一例Example of frame configuration 時間−周波数軸におけるフレーム構成Frame structure on the time-frequency axis 時間−周波数軸におけるフレーム構成の一例Example of frame structure on time-frequency axis 送信装置の構成の一例Example of configuration of transmitter 受信装置の構成の一例Example of configuration of receiving device 受信装置の構成の一例Example of configuration of receiving device 受信装置の構成の一例Example of configuration of receiving device 周波数―時間軸におけるフレーム構成の一例Example of frame structure on frequency-time axis 周波数―時間軸におけるフレーム構成の一例Example of frame structure on frequency-time axis プリコーディング行列の割り当ての例Precoding matrix assignment example プリコーディング行列の割り当ての例Precoding matrix assignment example プリコーディング行列の割り当ての例Precoding matrix assignment example 信号処理部の構成の一例Example of configuration of signal processing unit 信号処理部の構成の一例Example of configuration of signal processing unit 送信装置の構成の一例Example of configuration of transmitter デジタル放送用システムの全体構成図Overall structure of digital broadcasting system 受信機の構成例を示すブロック図Block diagram showing an example of the configuration of the receiver 多重化データの構成を示す図Diagram showing the structure of multiplexed data 各ストリームが多重化データにおいてどのように多重化されているかを模式的に示す図Diagram showing how each stream is multiplexed in multiplexed data PESパケット列に、ビデオストリームがどのように格納されるかを更に詳しく示した図Figure showing in more detail how the video stream is stored in the PES packet sequence 多重化データにおけるTSパケットとソースパケットの構造を示す図The figure which shows the structure of the TS packet and the source packet in multiplexed data. PMTのデータ構成を示す図Diagram showing data structure of PMT 多重化データ情報の内部構成を示す図Diagram showing internal structure of multiplexed data information ストリーム属性情報の内部構成を示す図Diagram showing the internal structure of stream attribute information 映像表示、音声出力装置の構成図Diagram of video display and audio output device 16QAMの信号点配置の例16QAM signal point arrangement example QPSKの信号点配置の例QPSK signal point constellation example ベースバンド信号入れ替え部を示す図Diagram showing baseband signal replacement section

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
(実施の形態1)
本実施の形態の送信方法、送信装置、受信方法、受信装置について詳しく説明する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(Embodiment 1)
The transmitting method, transmitting apparatus, receiving method, and receiving apparatus of this embodiment will be described in detail.

本説明を行う前に、従来システムである空間多重MIMO伝送システムにおける、送信方法、復号方法の概要について説明する。
xN空間多重MIMOシステムの構成を図1に示す。情報ベクトルzは、符号化およびインタリーブが施される。そして、インタリーブの出力として、符号化後ビットのベクトルu=(u,…,uNt)が得られる。ただし、u=(ui1,…,uiM)とする(M:シンボル当たりの送信ビット数)。送信ベクトルs=(s,…,sNtとすると送信アンテナ#iから送信信号s=map(u)とあらわし、送信エネルギーを正規化するとE{|s}=Es/Ntとあらわされる(E:チャネル当たりの総エネルギー)。そして、受信ベクトルをy=(y,…,yNrとすると、式(1)のようにあらわされる。
Before making the present description, an outline of a transmission method and a decoding method in a conventional spatial multiplexing MIMO transmission system will be described.
The structure of the N t xN r spatial multiplexing MIMO system shown in FIG. The information vector z is coded and interleaved. Then, as an output of interleaving, a vector of coded bits u=(u 1 ,..., U Nt ) is obtained. However, u i =(u i1 ,..., u iM ) (M: number of transmission bits per symbol). When the transmission vector s=(s 1 ,..., S Nt ) T , the transmission signal from the transmission antenna #i is represented as s i =map(u i ), and when the transmission energy is normalized, E{|s i | 2 }=Es /Nt (E s : total energy per channel). Then, when the reception vector is y=(y 1 ,..., Y Nr ) T , it is expressed as in Expression (1).

このとき、HNtNrはチャネル行列、n=(n,…,nNrはノイズベクトルであり、nは平均値0、分散σのi.i.d.複素ガウス雑音である。受信機で導入する送信シンボルと受信シンボルの関係から、受信ベクトルに関する確率は、式(2)のように多次元ガウス分布で与えることができる。 At this time, H NtNr channel matrix, n = (n 1, ... , n Nr) T is the noise vector, n i is zero mean, variance sigma 2 of i. i. d. It is a complex Gaussian noise. From the relationship between the transmission symbol and the reception symbol introduced by the receiver, the probability regarding the reception vector can be given by a multidimensional Gaussian distribution as in Expression (2).

ここで、outer soft−in/soft−outデコーダとMIMO検波からなる図1のような反復復号を行う受信機を考える。図1における対数尤度比のベクトル(L−value)は式(3)−(5)のようにあらわされる。 Here, consider a receiver for performing iterative decoding as shown in FIG. 1, which includes an outer soft-in/soft-out decoder and MIMO detection. The vector (L-value) of the log-likelihood ratio in FIG. 1 is expressed as in equations (3)-(5).

<反復検波方法>
ここでは、NxN空間多重MIMOシステムにおけるMIMO信号の反復検波について述べる。
mnの対数尤度比を式(6)のように定義する。
<Repetitive detection method>
Here, iterative detection of a MIMO signal in an N t ×N r spatial multiplexing MIMO system will be described.
The log-likelihood ratio of xmn is defined as in equation (6).

ベイズの定理より、式(6)は、式(7)のようにあらわすことができる。 From Bayes' theorem, equation (6) can be expressed as equation (7).

ただし、Umn,±1={u|umn=±1}とする。そして、lnΣa〜max l
n aで近似すると式(7)は式(8)のように近似することができる。なお、上の「〜」の記号は近似を意味する。
However, U mn,±1 ={u|u mn =±1}. Then, lnΣa j to max l
When approximated by n a j , the equation (7) can be approximated as the equation (8). In addition, the symbol of "-" above means approximation.

式(8)におけるP(u|umn)とln P(u|umn)は以下のようにあらわされる。 P(u|u mn ) and ln P(u|u mn ) in equation (8) are expressed as follows.

ところで、式(2)で定義した式の対数確率は式(12)のようにあらわされる。 By the way, the log probability of the equation defined by the equation (2) is expressed as the equation (12).

したがって、式(7),(13)から、MAP、または、APP(a posteriori probability)では、事後のL−valueは、以下のようにあらわされる。 Therefore, from Expressions (7) and (13), the posterior L-value is expressed as follows in MAP or APP (a posterior probability).

以降では、反復APP復号と呼ぶ。また、式(8),(12)から、Max−Log近似に基づく対数尤度比(Max−Log APP)では、事後のL−valueは、以下の
ようにあらわされる。
Hereinafter, it is referred to as iterative APP decoding. Further, from Expressions (8) and (12), the posterior L-value is represented as follows in the log-likelihood ratio (Max-Log APP) based on the Max-Log approximation.

以降では、反復Max−log APP復号と呼ぶ。そして、反復復号のシステムで必要とする外部情報は、式(13)または(14)から事前入力を減算することで、求めることができる。
<システムモデル>
図28に、以降の説明につながるシステムの基本構成を示す。ここでは、2×2空間多重MIMOシステムとし、ストリームA,Bではそれぞれにouterエンコーダがあり、2つのouterエンコーダは同一のLDPC符号のエンコーダとする(ここではouterエンコーダとしてLDPC符号のエンコーダを用いる構成を例に挙げて説明するが、outerエンコーダが用いる誤り訂正符号はLDPC符号に限ったものではなく、ターボ符号、畳み込み符号、LDPC畳み込み符号等の他の誤り訂正符号を用いても同様に実施することができる。また、outerエンコーダは、送信アンテナごとに有する構成としているがこれに限ったものではなく、送信アンテナが複数であっても、outerエンコーダは一つであってもよく、また、送信アンテナ数より多くのouterエンコーダを有していてもよい。)。そして、ストリームA,Bではそれぞれにインタリーバ(π,π)がある。ここでは、変調方式を2−QAMとする(1シンボルでhビットを送信することになる。)。
受信機では、上述のMIMO信号の反復検波(反復APP(またはMax−log APP)復号)を行うものとする。そして、LDPC符号の復号としては、例えば、sum−product復号を行うものとする。
図2はフレーム構成を示しており、インタリーブ後のシンボルの順番を記載している。このとき、以下の式のように(i,j),(i,j)をあらわすものとする。
Hereinafter, it is referred to as iterative Max-log APP decoding. Then, the external information required by the iterative decoding system can be obtained by subtracting the prior input from the equation (13) or (14).
<System model>
FIG. 28 shows the basic configuration of the system that leads to the following description. Here, a 2×2 spatial multiplexing MIMO system is used, and each of streams A and B has an outer encoder, and the two outer encoders are encoders of the same LDPC code (here, an LDPC code encoder is used as the outer encoder. However, the error correction code used by the outer encoder is not limited to the LDPC code, and the error correction code may be similarly executed by using another error correction code such as a turbo code, a convolutional code, or an LDPC convolutional code. Also, the outer encoder is configured to have one for each transmitting antenna, but the present invention is not limited to this, and there may be a plurality of transmitting antennas or one outer encoder. It may have more outer encoders than there are antennas). Then, each of the streams A and B has an interleaver (π a , π b ). Here, the modulation method is 2 h- QAM (h bits are transmitted in 1 symbol).
It is assumed that the receiver performs iterative detection (iterative APP (or Max-log APP) decoding) of the MIMO signal described above. Then, as the decoding of the LDPC code, for example, sum-product decoding is performed.
FIG. 2 shows a frame structure and describes the order of symbols after interleaving. At this time, (i a , j a ), (i b , j b ) are represented as in the following expressions.

このとき、i,i:インタリーブ後のシンボルの順番、j,j:変調方式におけるビット位置(j,j=1,・・・,h)、π,π:ストリームA,Bのインタリーバ、Ω ia,ja,Ω ib,jb:ストリームA,Bのインタリーブ前のデータの順番、を示している。ただし、図2では、i=iのときのフレーム構成を示している。
<反復復号>
ここでは、受信機におけるLDPC符号の復号で用いるsum−product復号およびMIMO信号の反復検波のアルゴリズムについて詳しく述べる。
At this time, i a , i b : order of symbols after interleaving, j a , j b : bit position in modulation method (j a , j b =1,..., h), π a , π b : stream A and B interleavers, Ω a ia,ja , and Ω b ib,jb : Order of data before interleaving of streams A and B are shown. However, FIG. 2 shows the frame configuration when i a =i b .
<Iterative decoding>
Here, the algorithm of the sum-product decoding and the iterative detection of the MIMO signal used in the decoding of the LDPC code in the receiver will be described in detail.

sum−product復号
2元MxN行列H={Hmn}を復号対象とするLDPC符号の検査行列とする。集合[1,N]={1,2,・・・,N}の部分集合A(m),B(n)を次式のように定義する。
and sum-product decoding binary MxN matrix H = LDPC code of the parity check matrix to be decoded the {H mn}. Subsets A(m) and B(n) of the set [1, N]={1, 2,..., N} are defined by the following equation.

このとき、A(m)は検査行列Hのm行目において、1である列インデックスの集合を意味し、B(n)は検査行列Hのn行目において1である行インデックスの集合である。sum−product復号のアルゴリズムは以下のとおりである。
Step A・1(初期化):Hmn=1を満たす全ての組(m,n)に対して事前値対数比βmn=0とする。ループ変数(反復回数)lsum=1とし、ループ最大回数をlsum,maxと設定する。
Step A・2(行処理):m=1,2,・・・,Mの順にHmn=1を満たす全ての組(m,n)に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比αmnを更新する。
At this time, A(m) means a set of column indexes that is 1 in the m-th row of the check matrix H, and B(n) is a set of row indexes that is 1 in the n-th row of the check matrix H. .. The algorithm of sum-product decoding is as follows.
Step A·1 (initialization): A priori value logarithmic ratio β mn =0 is set for all pairs (m, n) satisfying H mn =1. The loop variable (the number of iterations) is set to l sum =1 and the maximum number of loops is set to l sum,max .
Step A·2 (row processing): external value logarithm using the following update formula for all pairs (m, n) satisfying H mn =1 in the order of m=1, 2,..., M Update the ratio α mn .

このとき、fはGallagerの関数である。そして、λの求め方については以降で詳しく説明する。
Step A・3(列処理):n=1,2,・・・,Nの順にHmn=1を満たす全ての組(m,n)に対して、以下の更新式を用いて外部値対数比βmnを更新する。
At this time, f is a function of Gallager. Then, how to obtain λ n will be described in detail later.
Step A·3 (column processing): logarithm of external value by using the following update formula for all pairs (m, n) satisfying H mn =1 in the order of n=1, 2,..., N Update the ratio β mn .

Step A・4(対数尤度比の計算):n∈[1,N]について対数尤度比Lを以下のように求める。 Step A·4 (calculation of log-likelihood ratio): The log-likelihood ratio L n is calculated for nε[1,N] as follows.

Step A・5(反復回数のカウント):もしlsum<lsum,maxならばlsumをインクリメントして、step A・2に戻る。lsum=lsum,maxの場合、この回のsum−product復号は終了する。 Step A.5 (count of the number of iterations): If l sum <l sum,max , increment l sum and return to step A.2. If l sum =l sum,max , this-time sum-product decoding ends.


以上が、1回のsum−product復号の動作である。その後、MIMO信号の反復検波が行われる。上述のsum−product復号の動作の説明で用いた変数m,n,αmn,βmn,λ,Lにおいて、ストリームAにおける変数をm,n,α mana,β mana,λna,Lna、ストリームBにおける変数をm,n,α mbnb,β mbnb,λnb,Lnbであらわすものとする。
<MIMO信号の反復検波>
ここでは、MIMO信号の反復検波におけるλの求め方について詳しく説明する。

The above is the operation of one time sum-product decoding. After that, iterative detection of the MIMO signal is performed. Variable m used in the description of the operation of the aforementioned sum-product decoding, n, α mn, β mn , at λ n, L n, the variables in the stream A m a, n a, α a mana, β a mana, λ na, L na, variables m b in the stream B, n b, α b mbnb , β b mbnb, λ nb, shall be represented by L nb.
<Repetitive detection of MIMO signal>
Here, a method of obtaining λ n in iterative detection of a MIMO signal will be described in detail.

式(1)から、次式が成立する。 From equation (1), the following equation holds.

図2のフレーム構成から、式(16)(17)から、以下の関係式が成立する。 From the frame configuration of FIG. 2, the following relational expressions hold from Expressions (16) and (17).

このとき、n,n∈[1,N]となる。以降では、MIMO信号の反復検波の反復回数kのときのλna,Lna,λnb,Lnbをそれぞれλk,na,Lk,na,λk,nb,Lk,nbとあらわすものとする。 At this time, n a , n b ε[1,N]. In the following, λ na , L na , λ nb , and L nb when the number of times of iterative detection of the MIMO signal is k are represented as λ k, na , L k, na , λ k, nb , L k, and nb , respectively. And

Step B・1(初期検波;k=0):初期検波のとき、λ0,na,λ0,nbを以下のように求める。
反復APP復号のとき:
Step B·1 (initial detection; k=0): At the time of initial detection, λ 0,na , λ 0,nb are obtained as follows.
For iterative APP decoding:

反復Max−log APP復号のとき: For iterative Max-log APP decoding:

ただし、X=a,bとする。そして、MIMO信号の反復検波の反復回数をlmimo=0とし、反復回数の最大回数をlmimo,maxと設定する。
Step B・2(反復検波;反復回数k):反復回数kのときのλk,na,λk,nbは、式(11)(13)−(15)(16)(17)から式(31)−(34)のようにあらわされる。ただし、(X,Y)=(a,b)(b,a)となる。
反復APP復号のとき:
However, X=a and b. Then, the iterative detection number of the MIMO signal is set to l mimo =0, and the maximum iterative number is set to l mimo,max .
Step B·2 (iteration detection; iterative number k): λ k,na , λ k,nb at the time of iterative number k are expressed by equations (11), (13)-(15), (16), and (17). 31)-(34). However, (X, Y)=(a, b) (b, a).
For iterative APP decoding:

反復Max−log APP復号のとき: For iterative Max-log APP decoding:

Step B・3(反復回数のカウント、符号語推定):もしlmimo<lmimo,maxならばlmimoをインクリメントして、step B・2に戻る。lmimo=lmimo,maxの場合、推定符号語を以下のようにもとめる。 Step B.3 (count of the number of iterations, code word estimation): If l mimo <l mimo,max , increment l mimo and return to step B.2 . When l mimo =l mimo,max , the estimated codeword is also determined as follows.

ただし、X=a,bとする。
図3は、本実施の形態における送信装置300の構成の一例である。符号化部302Aは、情報(データ)301A、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313(符号化部302Aがデータの誤り訂正符号化に使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号313が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。)にしたがい、例えば、畳み込み符号、LDPC符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ303Aを出力する。
However, X=a and b.
FIG. 3 is an example of the configuration of transmitting apparatus 300 according to the present embodiment. The coding unit 302A receives the information (data) 301A and the frame configuration signal 313 as input, and receives the frame configuration signal 313 (error correction method, coding rate, block length, etc. used by the coding unit 302A for error correction coding of data). Information is included, and the method specified by the frame configuration signal 313 is used. Further, the error correction method may be switched.), for example, convolutional code, LDPC code, turbo code, etc. Error correction coding is performed and the coded data 303A is output.

インタリーバ304Aは、符号化後のデータ303A、フレーム構成信号313を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ305Aを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。)
マッピング部306Aは、インタリーブ後のデータ305A、フレーム構成信号313を入力とし、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation)、64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation)等の変調を施し、ベースバンド信号307Aを出力する。(フレーム構成信号
313に基づき、変調方式は、切り替えても良い。)
図24は、QPSK変調におけるベースバンド信号を構成する同相成分Iと直交成分QのIQ平面におけるマッピング方法の一例としている。例えば、図24(A)のように、入力データが「00」の場合、I=1.0、Q=1.0が出力され、以下同様に、入力データが「01」の場合、I=―1.0、Q=1.0が出力され、・・・、が出力される。図24(B)は、図24(A)とは異なるQPSK変調のIQ平面におけるマッピング方法の例であり、図24(B)が図24(A)と異なる点は、図24(A)における信号点が、原点を中心に回転させることで図24(B)の信号点を得ることができる。このようなコンスタレーションの回転方法については、非特許文献9、非特許文献10に示されており、また、非特許文献9、非特許文献10に示されているCyclic Q Delayを適用してもよい。図24とは別の例として、図25に16QAMのときのIQ平面における信号点配置を示しており、図24(A)に相当する例が図25(A)であり、図24(B)に相当する例が図25(B)となる。
The interleaver 304A receives the encoded data 303A and the frame configuration signal 313, interleaves, that is, rearranges the order, and outputs the interleaved data 305A. (The interleaving method may be switched based on the frame configuration signal 313.)
The mapping unit 306A receives the interleaved data 305A and the frame configuration signal 313, and receives QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM (16 Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM (64 Quadrature Amplitude), and the like. The signal 307A is output. (The modulation method may be switched based on the frame configuration signal 313.)
FIG. 24 shows an example of a mapping method of the in-phase component I and the quadrature component Q forming the baseband signal in QPSK modulation on the IQ plane. For example, as shown in FIG. 24A, when the input data is “00”, I=1.0 and Q=1.0 are output. Similarly, when the input data is “01”, I= -1.0, Q=1.0 is output, and... Is output. 24B is an example of a mapping method on the IQ plane of QPSK modulation different from FIG. 24A, and the difference between FIG. 24B and FIG. 24A is that in FIG. The signal point in FIG. 24B can be obtained by rotating the signal point around the origin. Such a constellation rotation method is shown in Non-Patent Document 9 and Non-Patent Document 10, and even when Cyclic Q Delay shown in Non-Patent Document 9 and Non-Patent Document 10 is applied. Good. As an example different from FIG. 24, FIG. 25 shows a signal point arrangement on the IQ plane in the case of 16QAM, and an example corresponding to FIG. 24(A) is FIG. 25(A) and FIG. 24(B). An example corresponding to is shown in FIG.

符号化部302Bは、情報(データ)301B、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313(使用する誤り訂正方式、符号化率、ブロック長等の情報が含まれており、フレーム構成信号313が指定した方式を用いることになる。また、誤り訂正方式は、切り替えても良い。)にしたがい、例えば、畳み込み符号、LDPC符号、ターボ符号等の誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ303Bを出力する。 The encoding unit 302B receives the information (data) 301B and the frame configuration signal 313 as input, and includes the frame configuration signal 313 (information such as the error correction method to be used, the coding rate, and the block length is included, and the frame configuration signal 313). The error correction method may be switched.), for example, error correction encoding such as convolutional code, LDPC code, turbo code, etc. is performed, and the data after the encoding is performed. Outputs 303B.

インタリーバ304Bは、符号化後のデータ303B、フレーム構成信号313を入力とし、インタリーブ、つまり、順番の並び替えを行い、インタリーブ後のデータ305Bを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、インタリーブの方法は、切り替えても良い。)
マッピング部306Bは、インタリーブ後のデータ305B、フレーム構成信号313を入力とし、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation)、64QAM(64 Quadrature Amplitude Modulation)等の変調を施し、ベースバンド信号307Bを出力する。(フレーム構成信号313に基づき、変調方式は、切り替えても良い。)
重み付け合成情報生成部314は、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313に基づいた重み付け合成方法に関する情報315を出力する。なお、重み付け合成方法は、規則的に重み付け合成方法が切り替わりことが特徴となる。
The interleaver 304B receives the encoded data 303B and the frame configuration signal 313, interleaves, that is, rearranges the order, and outputs the interleaved data 305B. (The interleaving method may be switched based on the frame configuration signal 313.)
The mapping unit 306B receives the interleaved data 305B and the frame configuration signal 313 as input, and performs QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), 16QAM (16 Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM (64 Quadrature Modulation), and the like. The signal 307B is output. (The modulation method may be switched based on the frame configuration signal 313.)
The weighted synthesis information generation unit 314 receives the frame configuration signal 313 as input, and outputs information 315 regarding the weighted synthesis method based on the frame configuration signal 313. The weighting synthesis method is characterized in that the weighting synthesis method is regularly switched.

重み付け合成部308Aは、ベースバンド信号307A、ベースバンド信号307B、重み付け合成方法に関する情報315を入力とし、重み付け合成方法に関する情報315に基づいて、ベースバンド信号307Aおよびベースバンド信号307Bを重み付け合成し、重み付け合成後の信号309Aを出力する。なお。重み付け合成の方法の詳細については、後で詳しく説明する。 The weighting synthesis unit 308A receives the baseband signal 307A, the baseband signal 307B, and the information 315 regarding the weighting synthesis method as an input, and based on the information 315 regarding the weighting synthesis method, performs the weighting synthesis of the baseband signal 307A and the baseband signal 307B. The signal 309A after weighted synthesis is output. Incidentally. Details of the weighted combining method will be described later.

無線部310Aは、重み付け合成後の信号309Aを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号311Aを出力し、送信信号511Aは、アンテナ312Aから電波として出力される。 Radio section 310A receives signal 309A after weighted synthesis as input, performs processing such as quadrature modulation, band limitation, frequency conversion, and amplification, and outputs transmission signal 311A. Transmission signal 511A is output as a radio wave from antenna 312A. It

重み付け合成部308Bは、ベースバンド信号307A、ベースバンド信号307B、重み付け合成方法に関する情報315を入力とし、重み付け合成方法に関する情報315に基づいて、ベースバンド信号307Aおよびベースバンド信号307Bを重み付け合成し、重み付け合成後の信号309Bを出力する。 The weighting synthesis unit 308B receives the baseband signal 307A, the baseband signal 307B, and the information 315 regarding the weighting synthesis method as an input, and based on the information 315 regarding the weighting synthesis method, performs the weighting synthesis of the baseband signal 307A and the baseband signal 307B. The signal 309B after weighted synthesis is output.

図26に重み付け合成部の構成を示す。ベースバンド信号307Aは、w11(t)と
乗算し、w11(t)s1(t)を生成し、w21(t)と乗算し、w21(t)s1(t)を生成する。同様に、ベースバンド信号307Bは、w12(t)と乗算し、w12(t)s2(t)を生成し、w22(t)と乗算し、w22(t)s2(t)を生成する。次に、z1(t)=w11(t)s1(t)+w12(t)s2(t)、z2(t)=w21(t)s1(t)+w22(t)s2(t)を得る。
なお。重み付け合成の方法の詳細については、後で詳しく説明する。
FIG. 26 shows the configuration of the weighting synthesis unit. The baseband signal 307A is multiplied by w11(t) to generate w11(t)s1(t) and is multiplied by w21(t) to generate w21(t)s1(t). Similarly, the baseband signal 307B is multiplied by w12(t) to generate w12(t)s2(t) and then multiplied by w22(t) to generate w22(t)s2(t). Next, z1(t)=w11(t)s1(t)+w12(t)s2(t) and z2(t)=w21(t)s1(t)+w22(t)s2(t) are obtained.
Incidentally. Details of the weighted combining method will be described later.

無線部310Bは、重み付け合成後の信号309Bを入力とし、直交変調、帯域制限、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号311Bを出力し、送信信号511Bは、アンテナ312Bから電波として出力される。 Radio section 310B receives as input signal 309B after weighted synthesis, performs processing such as quadrature modulation, band limitation, frequency conversion, and amplification, and outputs transmission signal 311B. Transmission signal 511B is output from antenna 312B as a radio wave. It

図4は、図3とは異なる送信装置400の構成例を示している。図4において、図3と異なる部分について説明する。
符号化部402は、情報(データ)401、フレーム構成信号313を入力とし、フレーム構成信号313に基づき、誤り訂正符号化を行い、符号化後のデータ402を出力する。
FIG. 4 shows a configuration example of a transmitting device 400 different from that in FIG. In FIG. 4, parts different from FIG. 3 will be described.
Coding section 402 receives information (data) 401 and frame configuration signal 313 as input, performs error correction coding based on frame configuration signal 313, and outputs coded data 402.

分配部404は符号化後のデータ403を入力とし、分配し、データ405Aおよびデータ405Bを出力する。なお、図4では、符号化部が一つの場合を記載したが、これに限ったものではなく、符号化部をm(mは1以上の整数)とし、各符号化部で作成された符号化データを分配部が、2系統のデータにわけて出力する場合についても、本発明は同様に実施することができる。 Distribution section 404 receives encoded data 403 as input, distributes it, and outputs data 405A and data 405B. Although FIG. 4 illustrates the case where there is one encoding unit, the present invention is not limited to this, and the encoding unit is m (m is an integer of 1 or more), and the code created by each encoding unit is used. The present invention can be similarly implemented in the case where the distribution unit outputs the converted data by dividing into two systems of data.

図5は、本実施の形態における送信装置の時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。シンボル500_1は、受信装置に、送信方法を通知するためのシンボルであり、例えば、データシンボルを伝送するために用いる誤り訂正方式、その符号化率の情報、データシンボルを伝送するために用いる変調方式の情報等を伝送する。 FIG. 5 shows an example of a frame configuration on the time axis of the transmitting apparatus according to the present embodiment. The symbol 500_1 is a symbol for notifying the receiving device of the transmission method, and includes, for example, an error correction method used for transmitting the data symbol, information of its coding rate, and a modulation method used for transmitting the data symbol. Information and the like are transmitted.

シンボル501_1は、送信装置が送信する変調信号z1(t){ただし、tは時間}のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル502_1は変調信号z1(t)が(時間軸における)シンボル番号uに送信するデータシンボル、シンボル503_1は変調信号z1(t)がシンボル番号u+1に送信するデータシンボルである。 Symbol 501_1 is a symbol for estimating channel fluctuation of modulated signal z1(t) {where t is time} transmitted by the transmission device. Symbol 502_1 is a data symbol transmitted by modulated signal z1(t) at symbol number u (on the time axis), and symbol 503_1 is a data symbol transmitted by modulated signal z1(t) at symbol number u+1.

シンボル501_2は、送信装置が送信する変調信号z2(t){ただし、tは時間}のチャネル変動を推定するためのシンボルである。シンボル502_2は変調信号z2(t)がシンボル番号uに送信するデータシンボル、シンボル503_2は変調信号z2(t)がシンボル番号u+1に送信するデータシンボルである。 Symbol 501_2 is a symbol for estimating channel fluctuation of modulated signal z2(t) {where t is time} transmitted by the transmission device. Symbol 502_2 is a data symbol transmitted by modulated signal z2(t) at symbol number u, and symbol 503_2 is a data symbol transmitted by modulated signal z2(t) at symbol number u+1.

送信装置が送信する変調信号z1(t)と変調信号z2(t)、及び、受信装置における受信信号r1(t)、r2(t)の関係について説明する。
図5において、504#1、504#2は送信装置における送信アンテナ、505#1、505#2は受信装置における受信アンテナを示しており、送信装置は、変調信号z1(t)を送信アンテナ504#1、変調信号z2(t)を送信アンテナ504#2から送信する。このとき、変調信号z1(t)および変調信号z2(t)は、同一(共通の)周波数(帯域)を占有しているものとする。送信装置の各送信アンテナと受信装置の各アンテナのチャネル変動をそれぞれh11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)とし、受信装置の受信アンテナ505#1が受信した受信信号をr1(t)、受信装置の受信アンテナ505#2が受信した受信信号をr2(t)とすると、以下の関係式が成立する。
The relationship between the modulated signal z1(t) and the modulated signal z2(t) transmitted by the transmitter and the received signals r1(t) and r2(t) in the receiver will be described.
In FIG. 5, 504#1 and 504#2 represent transmitting antennas in the transmitting apparatus, and 505#1 and 505#2 represent receiving antennas in the receiving apparatus. The transmitting apparatus transmits the modulated signal z1(t) to the transmitting antenna 504. #1, the modulated signal z2(t) is transmitted from the transmitting antenna 504#2. At this time, it is assumed that the modulation signal z1(t) and the modulation signal z2(t) occupy the same (common) frequency (band). The channel fluctuations of the respective transmitting antennas of the transmitting apparatus and the respective antennas of the receiving apparatus are set as h11(t), h12(t), h21(t), and h22(t), respectively, and the reception antenna 505#1 of the receiving apparatus receives the received signals. When the signal is r1(t) and the received signal received by the receiving antenna 505#2 of the receiving device is r2(t), the following relational expression holds.

図6は、本実施の形態における重み付け方法(プリコーディング(Precoding)方法)に関連する図であり、重み付け合成部600は、図3の重み付け合成部308Aと308Bの両者を統合した重み付け合成部である。図6に示すように、ストリームs1(t)およびストリームs2(t)は、図3のベースバンド信号307Aおよび307Bに相当する、つまり、QPSK、16QAM、64QAMなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号同相I、直交Q成分となる。そして、図6のフレーム構成のようにストリームs1(t)は、シンボル番号uの信号をs1(u)、シンボル番号u+1の信号をs1(u+1)、・・・とあらわす。同様に、ストリームs2(t)は、シンボル番号uの信号をs2(u)、シンボル番号u+1の信号をs2(u+1)、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部600は、図3におけるベースバンド信号307A(s1(t))および307B(s2(t))、重み付け情報に関する情報315を入力とし、重み付け情報に関する情報315にしたがった重み付け方法を施し、図3の重み付け合成後の信号309A(z1(t))、309B(z2(t))を出力する。このとき、z1(t)、z2(t)は以下のようにあらわされる。
シンボル番号4iのとき(iは0以上の整数とする):
FIG. 6 is a diagram related to the weighting method (precoding method) according to the present embodiment. Weighting synthesis section 600 is a weighting synthesis section that integrates both weighting synthesis sections 308A and 308B of FIG. is there. As shown in FIG. 6, the stream s1(t) and the stream s2(t) correspond to the baseband signals 307A and 307B in FIG. 3, that is, the bases according to the modulation scheme mapping such as QPSK, 16QAM, and 64QAM. The band signal has in-phase I and quadrature Q components. Then, in the stream s1(t) as in the frame configuration of FIG. 6, the signal of the symbol number u is expressed as s1(u), the signal of the symbol number u+1 is expressed as s1(u+1),.... Similarly, in the stream s2(t), the signal with the symbol number u is represented as s2(u), the signal with the symbol number u+1 is represented as s2(u+1),.... Then, weighting synthesis section 600 receives baseband signals 307A(s1(t)) and 307B(s2(t)) and information 315 regarding weighting information in FIG. 3 as input, and applies a weighting method according to information 315 regarding weighting information. Then, the signals 309A(z1(t)) and 309B(z2(t)) after weighted synthesis in FIG. 3 are output. At this time, z1(t) and z2(t) are expressed as follows.
When the symbol number is 4i (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号4i+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
When the symbol number is 4i+1:

シンボル番号4i+2のとき: When the symbol number is 4i+2:

シンボル番号4i+3のとき: When the symbol number is 4i+3:

このように、図6の重み付け合成部は、4スロット周期で規則的にプリコーディングウェイトを切り替えるものとする。(ただし、ここでは、4スロットで規則的にプリコーディングウェイトを切り替える方式としているが、規則的に切り替えるスロット数は4スロットに限ったものではない。)
ところで、非特許文献4において、スロットごとにプリコーディングウェイトを切り替えることが述べられており、非特許文献4では、プリコーディングウェイトをランダムに切り替えることを特徴としている。一方で、本実施の形態では、ある周期を設け規則的にプリコーディングウェイトを切り替えることを特徴としており、また、4つのプリコーディングウェイトで構成される2行2列のプリコーディングウェイト行列において、4つのプリコーディングウェイトの各絶対値が等しく(1/sqrt(2))、この特徴をもつプリコーディングウェイト行列を規則的に切り替えることを特徴としている。
As described above, the weighting synthesis unit in FIG. 6 regularly switches the precoding weights in a 4-slot cycle. (However, here, although the method of regularly switching the precoding weights in four slots is used, the number of slots in which the precoding weights are regularly switched is not limited to four slots.)
By the way, Non-Patent Document 4 describes switching precoding weights for each slot, and Non-Patent Document 4 is characterized by randomly switching precoding weights. On the other hand, the present embodiment is characterized in that a certain period is provided and the precoding weights are regularly switched, and in a 2×2 precoding weight matrix composed of 4 precoding weights, 4 Each precoding weight has the same absolute value (1/sqrt(2)), and the precoding weight matrix having this characteristic is regularly switched.

LOS環境では、特殊なプリコーディング行列を用いると、受信品質が大きく改善する可能性があるが、直接波の状況により、その特殊なプリコーディング行列は異なる。しかし、LOS環境には、ある規則があり、この規則に従い特殊なプリコーディング行列を規則的に切り替えれば、データの受信品質が大きく改善する。一方、ランダムにプリコーディング行列を切り替えた場合、先にのべた特殊なプリコーディング行列以外のプリコーディング行列も存在することになる可能性、また、LOS環境には適さない片寄ったプリコーディング行列のみでプリコーディングを行う可能性も存在し、これにより、必ずしもLOS環境で、良好な受信品質が得られるとは限らない。したがって、LOS環境に適したプリコーディング切り替え方法を実現する必要があり、本発明は、それに関するプリコーディング方法を提案している。 In the LOS environment, if a special precoding matrix is used, the reception quality may be greatly improved, but the special precoding matrix differs depending on the situation of direct waves. However, the LOS environment has a certain rule, and if a special precoding matrix is regularly switched according to this rule, the reception quality of data is greatly improved. On the other hand, if the precoding matrix is switched at random, there is a possibility that there will be precoding matrices other than the special precoding matrix described above, and there is only a biased precoding matrix that is not suitable for the LOS environment. There is also the possibility of performing precoding, which does not always lead to good reception quality in the LOS environment. Therefore, there is a need to realize a precoding switching method suitable for the LOS environment, and the present invention proposes a precoding method related thereto.

図7は、本実施の形態における受信装置700の構成の一例を示している。無線部703_Xは、アンテナ701_Xで受信された受信信号702_Xを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号704_Xを出力する。
送信装置で送信された変調信号z1におけるチャネル変動推定部705_1は、ベースバンド信号704_Xを入力とし、図5におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル501_1を抽出し、式(36)のh11に相当する値を推定し、チャネル推定信号706_1を出力する。
FIG. 7 shows an example of the configuration of receiving apparatus 700 according to the present embodiment. Radio section 703_X receives received signal 702_X received by antenna 701_X as input, performs processes such as frequency conversion and quadrature demodulation, and outputs baseband signal 704_X.
The channel fluctuation estimation unit 705_1 in the modulated signal z1 transmitted by the transmission device receives the baseband signal 704_X as input, extracts the reference symbol 501_1 for channel estimation in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h11 in Expression (36). Estimate and output the channel estimation signal 706_1.

送信装置で送信された変調信号z2におけるチャネル変動推定部705_2は、ベースバンド信号704_Xを入力とし、図5におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル501_2を抽出し、式(36)のh12に相当する値を推定し、チャネル推定信号706_2を出力する。 The channel fluctuation estimation unit 705_2 in the modulated signal z2 transmitted by the transmission device receives the baseband signal 704_X as input, extracts the reference symbol 501_2 for channel estimation in FIG. 5, and obtains a value corresponding to h12 in Expression (36). It estimates and outputs a channel estimation signal 706_2.

無線部703_Yは、アンテナ701_Yで受信された受信信号702_Yを入力とし、周波数変換、直交復調等の処理を施し、ベースバンド信号704_Yを出力する。
送信装置で送信された変調信号z1におけるチャネル変動推定部707_1は、ベースバンド信号704_Yを入力とし、図5におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル501_1を抽出し、式(36)のh21に相当する値を推定し、チャネル推定信号708_1を出力する。
Radio section 703_Y receives as input the received signal 702_Y received by antenna 701_Y, performs processing such as frequency conversion and quadrature demodulation, and outputs baseband signal 704_Y.
The channel fluctuation estimation unit 707_1 in the modulated signal z1 transmitted by the transmission device receives the baseband signal 704_Y as an input, extracts the reference symbol 501_1 for channel estimation in FIG. 5, and outputs a value corresponding to h21 in Expression (36). Estimate and output the channel estimation signal 708_1.

送信装置で送信された変調信号z2におけるチャネル変動推定部707_2は、ベースバンド信号704_Yを入力とし、図5におけるチャネル推定用のリファレンスシンボル501_2を抽出し、式(36)のh22に相当する値を推定し、チャネル推定信号708_2を出力する。 The channel fluctuation estimation unit 707_2 in the modulated signal z2 transmitted by the transmission device receives the baseband signal 704_Y as an input, extracts the reference symbol 501_2 for channel estimation in FIG. 5, and outputs a value corresponding to h22 in Expression (36). It estimates and outputs a channel estimation signal 708_2.

制御情報復号部709は、ベースバンド信号704_Xおよび704_Yを入力とし、図5の送信方法を通知するためのシンボル500_1を検出し、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号710を出力する。 Control information decoding section 709 receives baseband signals 704_X and 704_Y as input, detects symbol 500_1 for notifying the transmission method in FIG. 5, and outputs signal 710 relating to the transmission method information notified by the transmission device.

信号処理部711は、ベースバンド信号704_X、704_Y、チャネル推定信号706_1、706_2、708_1、708_2、及び、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号710を入力とし、検波、復号を行い、受信データ712_1および712_2を出力する。 The signal processing unit 711 receives the baseband signals 704_X, 704_Y, the channel estimation signals 706_1, 706_2, 708_1, 708_2, and the signal 710 related to the information of the transmission method notified by the transmission device, performs detection, decoding, and receives data. It outputs 712_1 and 712_2.

次に、図7の信号処理部711の動作について詳しく説明する。図8は、本実施の形態における信号処理部711の構成の一例を示している。図8は、主にINNER MIMO検波部とsoft−in/soft−outデコーダ、重み付け係数生成部から構成されている。この構成における反復復号の方法については、非特許文献2、非特許文献3で詳細が述べられているが、非特許2、非特許文献3に記載されているMIMO伝送方式は空間多重MIMO伝送方式であるが、本実施の形態における伝送方式は、時間とともにプリコーディングウェイトを変更するMIMO伝送方式である点が、非特許文献2、非特許文献3と異なる点である。式(36)における(チャネル)行列をH(t)、図6におけるプリコーディングウェイト行列をW(t)(ただし、tによりプリコーディングウェイト行列は変化する。)、受信ベクトルをR(t)=(r1(t),r2(t))、ストリームベクトルS(t)=(s1(t),s2(t))とすると以下の関係式が成立する。 Next, the operation of the signal processing unit 711 in FIG. 7 will be described in detail. FIG. 8 shows an example of the configuration of the signal processing unit 711 in this embodiment. FIG. 8 mainly includes an INNER MIMO detection unit, a soft-in/soft-out decoder, and a weighting coefficient generation unit. The details of the iterative decoding method in this configuration are described in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3, but the MIMO transmission system described in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3 is a spatial multiplexing MIMO transmission system. However, the point that the transmission method in the present embodiment is a MIMO transmission method in which the precoding weight is changed with time is different from Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3. The (channel) matrix in Expression (36) is H(t), the precoding weight matrix in FIG. 6 is W(t) (however, the precoding weight matrix changes depending on t), and the reception vector is R(t)= If (r1(t), r2(t)) T and stream vector S(t)=(s1(t), s2(t)) T , the following relational expression holds.

このとき、受信装置は、H(t)W(t)をチャネル行列と考えることで、受信ベクトル
をR(t)に対して非特許文献2、非特許文献3の復号方法を適用することができる。
したがって、図8の重み付け係数生成部819は、送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号818(図7の710に相当)を入力とし、重み付け係数の情報に関する信号820を出力する。
At this time, the receiving device can apply the decoding methods of Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3 to R(t) by considering H(t)W(t) as a channel matrix. it can.
Therefore, the weighting coefficient generation unit 819 in FIG. 8 receives the signal 818 (corresponding to 710 in FIG. 7) regarding the transmission method notified by the transmission device, and outputs the signal 820 regarding the weighting coefficient information.

INNNER MIMO検波部803は、重み付け係数の情報に関する信号820を入力とし、この信号を利用して、式(41)の演算を行うことになる。そして、反復検波・復号を行うことになるがその動作について説明する。 The INNNER MIMO detection unit 803 receives the signal 820 related to the weighting coefficient information, and uses this signal to perform the calculation of Expression (41). Then, the iterative detection/decoding is performed, and its operation will be described.

図8の信号処理部では、反復復号(反復検波)を行うため図10に示すような処理方法を行う必要がある。初めに、変調信号(ストリーム)s1の1符号語(または、1フレーム)、および、変調信号(ストリーム)s2の1符号語(または、1フレーム)の復号を行う。その結果、soft−in/soft−outデコーダから、変調信号(ストリーム)s1の1符号語(または、1フレーム)、および、変調信号(ストリーム)s2の1符号語(または、1フレーム)の各ビットの対数尤度比(LLR:Log−Likelihood Ratio)が得られる。そして、そのLLRを用いて再度、検波・復号が行われる。この操作が複数回行われる(この操作を反復復号(反復検波)と呼ぶ。)。以降では、1フレームにおける特定の時間のシンボルの対数尤度比(LLR)の作成方法を中心に説明する。 The signal processing unit in FIG. 8 needs to perform a processing method as shown in FIG. 10 in order to perform iterative decoding (iterative detection). First, one codeword (or one frame) of the modulated signal (stream) s1 and one codeword (or one frame) of the modulated signal (stream) s2 are decoded. As a result, one codeword (or one frame) of the modulation signal (stream) s1 and one codeword (or one frame) of the modulation signal (stream) s2 are output from the soft-in/soft-out decoder. A log-likelihood ratio (LLR) of bits is obtained. Then, the detection/decoding is performed again using the LLR. This operation is performed multiple times (this operation is called iterative decoding (iterative detection)). Hereinafter, a method of creating a log-likelihood ratio (LLR) of a symbol at a specific time in one frame will be mainly described.

図8において、記憶部815は、ベースバンド信号801X(図7のベースバンド信号704_Xに相当する。)、チャネル推定信号郡802X(図7のチャネル推定信号706_1、706_2に相当する。)、ベースバンド信号801Y(図7のベースバンド信号704_Yに相当する。)、チャネル推定信号郡802Y(図7のチャネル推定信号708_1、708_2に相当する。)を入力とし、反復復号(反復検波)を実現するために、式(41)におけるH(t)W(t)を実行(算出)し、算出した行列を変形チャネル信号群として記憶する。そして、記憶部815は、必要なときに上記信号を、ベースバンド信号816X、変形チャネル推定信号郡817X、ベースバンド信号816Y、変形チャネル推定信号郡817Yとして出力する。 In FIG. 8, the storage unit 815 stores the baseband signal 801X (corresponding to the baseband signal 704_X in FIG. 7), the channel estimation signal group 802X (corresponding to the channel estimation signals 706_1 and 706_2 in FIG. 7), and the baseband. A signal 801Y (corresponding to the baseband signal 704_Y in FIG. 7) and a channel estimation signal group 802Y (corresponding to the channel estimation signals 708_1 and 708_2 in FIG. 7) are input to realize iterative decoding (iterative detection). Then, H(t)W(t) in equation (41) is executed (calculated), and the calculated matrix is stored as a modified channel signal group. Then, the storage unit 815 outputs the above signals as a baseband signal 816X, a modified channel estimation signal group 817X, a baseband signal 816Y, and a modified channel estimation signal group 817Y when necessary.

その後の動作については、初期検波の場合と反復復号(反復検波)の場合を分けて説明する。
<初期検波の場合>
INNER MIMO検波部803は、ベースバンド信号801X、チャネル推定信号郡802X、ベースバンド信号801Y、チャネル推定信号郡802Yを入力とする。ここでは、変調信号(ストリーム)s1、変調信号(ストリーム)s2の変調方式が16QAMとして説明する。
Subsequent operations will be described separately for the case of initial detection and the case of iterative decoding (iterative detection).
<In case of initial detection>
The INNER MIMO detection unit 803 inputs the baseband signal 801X, the channel estimation signal group 802X, the baseband signal 801Y, and the channel estimation signal group 802Y. Here, description will be made assuming that the modulation system of the modulation signal (stream) s1 and the modulation signal (stream) s2 is 16QAM.

INNER MIMO検波部803は、まず、チャネル推定信号郡802X、チャネル推定信号郡802YからH(t)W(t)を実行し、ベースバンド信号801Xに対応する候補信号点を求める。そのときの様子を図11に示す。図11において、●(黒丸)は、IQ平面における候補信号点であり、変調方式が16QAMのため、候補信号点は256個存在する。(ただし、図11では、イメージ図を示しているため、256個の候補信号点は示していない。)ここで、変調信号s1で伝送する4ビットをb0、b1、b2、b3、変調信号s2で伝送する4ビットをb4、b5、b6、b7とすると、図11において(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)に対応する候補信号点が存在することになる。そして、受信信号点1101(ベースバンド信号801Xに相当する。)と候補信号点それぞれとの2乗ユークリッド距離を求める。そして、それぞれの2乗ユークリッド距離をノイズの分散σで除算する。したがって、(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)に対応する候補信号点と受信信号点2乗ユークリッド距離を
ノイズの分散で除算した値をE(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)が求まることになる。
The INNER MIMO detection unit 803 first executes H(t)W(t) from the channel estimation signal group 802X and the channel estimation signal group 802Y to obtain a candidate signal point corresponding to the baseband signal 801X. The situation at that time is shown in FIG. In FIG. 11, a black circle indicates a candidate signal point on the IQ plane, and since the modulation method is 16QAM, there are 256 candidate signal points. (However, in FIG. 11, since it is an image diagram, 256 candidate signal points are not shown.) Here, the four bits transmitted by the modulation signal s1 are b0, b1, b2, b3, and the modulation signal s2. If the 4 bits to be transmitted are b4, b5, b6, b7, there will be candidate signal points corresponding to (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) in FIG. Then, the squared Euclidean distance between the reception signal point 1101 (corresponding to the baseband signal 801X) and each candidate signal point is obtained. Then, each squared Euclidean distance is divided by the noise variance σ 2 . Therefore, the value obtained by dividing the squared Euclidean distance of the candidate signal point and the received signal point corresponding to (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) by the variance of noise is E X (b0, b1, b2 , B3, b4, b5, b6, b7) are obtained.

同様に、チャネル推定信号郡802X、チャネル推定信号郡802YからH(t)W(t)を実行し、ベースバンド信号801Yに対応する候補信号点をもとめ、受信信号点(ベースバンド信号801Yに相当する。)との2乗ユークリッド距離を求め、この2乗ユークリッド距離をノイズの分散σで除算する。したがって、(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)に対応する候補信号点と受信信号点2乗ユークリッド距離をノイズの分散で除算した値をE(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)が求まることになる。 Similarly, H(t)W(t) is executed from the channel estimation signal group 802X and the channel estimation signal group 802Y to find a candidate signal point corresponding to the baseband signal 801Y, and a reception signal point (corresponding to the baseband signal 801Y is obtained. , And the squared Euclidean distance is calculated, and this squared Euclidean distance is divided by the noise variance σ 2 . Therefore, a value obtained by dividing candidate signal points and a received signal point square Euclidean distance variance of the noise corresponding to (b0, b1, b2, b3 , b4, b5, b6, b7) E Y (b0, b1, b2 , B3, b4, b5, b6, b7) are obtained.

そして、E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)+E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)=E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)を求める。 Then, E X (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) + E Y (b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) = E (b0, b1, b2, b3 , B4, b5, b6, b7).

INNER MIMO検波部803は、E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)を信号804として出力する。
対数尤度算出部805Aは、信号804を入力とし、ビットb0およびb1およびb2およびb3の対数尤度(log likelihood)を算出し、対数尤度信号806Aを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“1”のときの対数尤度および“0”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式(28)、式(29)、式(30)に示した通りであり、詳細については、非特許文献2、非特許文献3に示されている。
The INNER MIMO detection unit 803 outputs E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) as a signal 804.
Log-likelihood calculation section 805A receives signal 804, calculates the log-likelihood (log likelihood) of bits b0 and b1, b2 and b3, and outputs log-likelihood signal 806A. However, in calculating the log-likelihood, the log-likelihood when "1" and the log-likelihood when "0" are calculated. The calculation method is as shown in Expression (28), Expression (29), and Expression (30), and details are shown in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3.

同様に、対数尤度算出部805Bは、信号804を入力とし、ビットb4およびb5およびb6およびb7の対数尤度を算出し、対数尤度信号806Bを出力する。
デインタリーバ(807A)は、対数尤度信号806Aを入力とし、インタリーバ(図3のインタリーバ(304A))に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号808Aを出力する。
Similarly, log-likelihood calculation section 805B receives signal 804 as input, calculates the log-likelihood of bits b4 and b5, and b6 and b7, and outputs log-likelihood signal 806B.
The deinterleaver (807A) receives the log-likelihood signal 806A as input, performs deinterleaving corresponding to the interleaver (interleaver (304A) in FIG. 3), and outputs the deinterleaved log-likelihood signal 808A.

同様に、デインタリーバ(807B)は、対数尤度信号806Bを入力とし、インタリーバ(図3のインタリーバ(304B))に対応するデインタリーブを行い、デインタリーブ後の対数尤度信号808Bを出力する。 Similarly, the deinterleaver (807B) receives the log-likelihood signal 806B as input, performs deinterleaving corresponding to the interleaver (interleaver (304B) in FIG. 3), and outputs the deinterleaved log-likelihood signal 808B.

対数尤度比算出部809Aは、デインタリーブ後の対数尤度信号808Aを入力とし、図3の符号化器302Aで符号化されたビットの対数尤度比(LLR:Log−Likelihood Ratio)を算出し、対数尤度比信号810Aを出力する。 Log-likelihood ratio calculation section 809A receives log-likelihood signal 808A after deinterleaving, and calculates a log-likelihood ratio (LLR: Log-Likelihood Ratio) of the bits encoded by encoder 302A in FIG. Then, the log likelihood ratio signal 810A is output.

同様に、対数尤度比算出部809Bは、デインタリーブ後の対数尤度信号808Bを入力とし、図3の符号化器302Bで符号化されたビットの対数尤度比(LLR:Log−Likelihood Ratio)を算出し、対数尤度比信号810Bを出力する。 Similarly, log-likelihood ratio calculation section 809B receives log-likelihood signal 808B after deinterleaving as input, and log-likelihood ratio (LLR: Log-Likelihood Ratio) of the bits encoded by encoder 302B in FIG. ) Is calculated and the log-likelihood ratio signal 810B is output.

Soft−in/soft−outデコーダ811Aは、対数尤度比信号810Aを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比812Aを出力する。
同様に、Soft−in/soft−outデコーダ811Bは、対数尤度比信号810Bを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比812Bを出力する。
The Soft-in/soft-out decoder 811A receives the log-likelihood ratio signal 810A as input, performs decoding, and outputs the decoded log-likelihood ratio 812A.
Similarly, the Soft-in/soft-out decoder 811B receives the log-likelihood ratio signal 810B as input, performs decoding, and outputs the decoded log-likelihood ratio 812B.

<反復復号(反復検波)の場合、反復回数k>
インタリーバ(813A)は、k−1回目のsoft−in/soft−outデコードで得られた復号後の対数尤度比812Aを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比814Aを出力する。このとき、インタリーブ(813A)のインタリ
ーブのパターンは、図3のインタリーバ(304A)のインタリーブパターンと同様である。
<In the case of iterative decoding (iterative detection), the number of iterations k>
The interleaver (813A) inputs the decoded log-likelihood ratio 812A obtained by the k−1th soft-in/soft-out decoding, performs interleaving, and outputs the interleaved log-likelihood ratio 814A. .. At this time, the interleave pattern of the interleave (813A) is similar to the interleave pattern of the interleaver (304A) of FIG.

インタリーバ(813B)は、k−1回目のsoft−in/soft−outデコードで得られた復号後の対数尤度比812Bを入力とし、インタリーブを行い、インタリーブ後の対数尤度比814Bを出力する。このとき、インタリーブ(813B)のインタリーブのパターンは、図3のインタリーバ(304B)のインタリーブパターンと同様である。 The interleaver (813B) receives the decoded log-likelihood ratio 812B obtained by the k−1th soft-in/soft-out decoding as input, performs interleaving, and outputs the interleaved log-likelihood ratio 814B. .. At this time, the interleave pattern of the interleave (813B) is the same as the interleave pattern of the interleaver (304B) of FIG.

INNER MIMO検波部803は、ベースバンド信号816X、変形チャネル推定信号郡817X、ベースバンド信号816Y、変形チャネル推定信号郡817Y、インタリーブ後の対数尤度比814A、インタリーブ後の対数尤度比814Bを入力とする。ここで、ベースバンド信号801X、チャネル推定信号郡802X、ベースバンド信号801Y、チャネル推定信号郡802Yではなく、ベースバンド信号816X、変形チャネル推定信号郡817X、ベースバンド信号816Y、変形チャネル推定信号郡817Yを用いているのは、反復復号のため、遅延時間が発生しているためである。 The INNER MIMO detection unit 803 inputs the baseband signal 816X, modified channel estimation signal group 817X, baseband signal 816Y, modified channel estimation signal group 817Y, interleaved log-likelihood ratio 814A, and interleaved log-likelihood ratio 814B. And Here, not baseband signal 801X, channel estimation signal group 802X, baseband signal 801Y, channel estimation signal group 802Y, but baseband signal 816X, modified channel estimation signal group 817X, baseband signal 816Y, modified channel estimation signal group 817Y. Is used because a delay time occurs due to iterative decoding.

INNER MIMO検波部803の反復復号時の動作と、初期検波時の動作の異なる点は、インタリーブ後の対数尤度比814A、インタリーブ後の対数尤度比814Bを信号処理の際に用いていることである。INNNER MIMO検波部803は、まず、初期検波のときと同様に、E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)を求める。加えて、インタリーブ後の対数尤度比814A、インタリーブ後の対数尤度比914Bから、式(11)、式(32)に相当する係数を求める。そして、E(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)の値をこの求めた係数を用いて補正し、その値をE’(b0,b1,b2,b3,b4,b5,b6,b7)とし、信号804として出力する。 The difference between the operation at the time of iterative decoding of the INNER MIMO detection unit 803 and the operation at the time of initial detection is that the log-likelihood ratio 814A after interleaving and the log-likelihood ratio 814B after interleaving are used during signal processing. Is. The INNNER MIMO detection unit 803 first obtains E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) as in the case of initial detection. In addition, the coefficients corresponding to equations (11) and (32) are obtained from the interleaved log-likelihood ratio 814A and the interleaved log-likelihood ratio 914B. Then, the value of E(b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7) is corrected using the obtained coefficient, and the value is E′(b0, b1, b2, b3, b4, b5). , B6, b7) and output as a signal 804.

対数尤度算出部805Aは、信号804を入力とし、ビットb0およびb1およびb2およびb3の対数尤度(log likelihood)を算出し、対数尤度信号806Aを出力する。ただし、対数尤度の算出では、“1”のときの対数尤度および“0”のときの対数尤度が算出される。その算出方法は、式(31)、式(数32)、式(33)、式(34)、式(35)に示した通りであり、非特許文献2、非特許文献3に示されている。 Log-likelihood calculation section 805A receives signal 804 as input, calculates the log-likelihood (log likelihood) of bits b0 and b1, b2 and b3, and outputs log-likelihood signal 806A. However, in calculating the log-likelihood, the log-likelihood when "1" and the log-likelihood when "0" are calculated. The calculation method is as shown in Expression (31), Expression (32), Expression (33), Expression (34), and Expression (35), and is shown in Non-Patent Document 2 and Non-Patent Document 3. There is.

同様に、対数尤度算出部805Bは、信号804を入力とし、ビットb4およびb5およびb6およびb7の対数尤度を算出し、対数尤度信号806Bを出力する。デインタリーバ以降の動作は、初期検波と同様である。 Similarly, log-likelihood calculation section 805B receives signal 804 as input, calculates the log-likelihood of bits b4 and b5, and b6 and b7, and outputs log-likelihood signal 806B. The operation after the deinterleaver is similar to the initial detection.

なお、図8では、反復検波を行う場合の、信号処理部の構成について示したが、反復検波は必ずしも良好な受信品質を得る上で必須の構成ではなく、反復検波のみに必要とする構成部分、インタリーバ813A、813Bを有していない構成でもよい。このとき、INNNER MIMO検波部803は、反復的な検波を行わないことになる。
そして、本実施の形態で重要な部分は、H(t)W(t)の演算を行うことである。なお、非特許文献5等に示されているように、QR分解を用いて初期検波、反復検波を行ってもよい。
また、非特許文献11に示されているように、H(t)W(t)に基づき、MMSE(Minimum Mean Square Error)、ZF(Zero Forcing)の線形演算を行い、初期検波を行ってもよ
い。
Although the configuration of the signal processing unit in the case of performing iterative detection is shown in FIG. 8, iterative detection is not necessarily an essential component for obtaining good reception quality, and a component required only for iterative detection. Alternatively, the interleaver 813A or 813B may be omitted. At this time, the INNNER MIMO detection unit 803 does not perform repetitive detection.
An important part of this embodiment is the calculation of H(t)W(t). Note that as shown in Non-Patent Document 5 and the like, initial detection and iterative detection may be performed using QR decomposition.
Further, as shown in Non-Patent Document 11, even if linear detection of MMSE (Minimum Mean Square Error) and ZF (Zero Forcing) is performed based on H(t)W(t) and initial detection is performed. Good.

図9は、図8と異なる信号処理部の構成であり、図4の送信装置が送信した変調信号の
ための信号処理部である。図8と異なる点は、soft−in/soft−outデコーダの数であり、soft−in/soft−outデコーダ901は、対数尤度比信号810A、810Bを入力とし、復号を行い、復号後の対数尤度比902を出力する。分配部903は、復号後の対数尤度比902を入力とし、分配を行う。それ以外の部分については、図8と同様の動作となる。
FIG. 9 shows a configuration of a signal processing unit different from that of FIG. 8, and is a signal processing unit for the modulated signal transmitted by the transmitting apparatus of FIG. The difference from FIG. 8 is the number of soft-in/soft-out decoders. The soft-in/soft-out decoder 901 receives the log-likelihood ratio signals 810A and 810B as input, performs decoding, and performs decoding. The log likelihood ratio 902 is output. Distribution section 903 receives logarithmic likelihood ratio 902 after decoding as input and performs distribution. The operation other than that is the same as that in FIG.

図12に、図29のときと同様の条件で、伝送方式を本実施の形態のプリコーディングウェイトを用いた送信方法としたときのBER特性を示す。図12の(A)は、反復検波を行わないMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(APP:a posterior probability)のBER特性、図12の(B)は、反復検波を行ったMax−log−APP(非特許文献1、非特許文献2参照)(反復回数5回)のBER特性を示している。図12と図29を比較すると、本実施の形態の送信方法を用いると、ライスファクタが大きいときのBER特性が、空間多重MIMO伝送を用いたときのBER特性より大きく改善していることがわかり、本実施の形態の方式の有効性が確認できる。 FIG. 12 shows the BER characteristics when the transmission method is the transmission method using the precoding weight of this embodiment under the same conditions as in FIG. 12A is a BER characteristic of Max-log-APP (see Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2) (APP: a posterior probability) in which iterative detection is not performed, and FIG. The BER characteristics of the detected Max-log-APP (see Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2) (repetition number: 5 times) are shown. Comparing FIG. 12 and FIG. 29, it is found that using the transmission method of the present embodiment, the BER characteristic when the Rice factor is large is improved more than the BER characteristic when the spatial multiplexing MIMO transmission is used. The effectiveness of the method of this embodiment can be confirmed.

以上のように、本実施の形態のように、MIMO伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なLOS環境において、従来の空間多重MIMO伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。 As described above, when the transmitter of the MIMO transmission system transmits a plurality of modulated signals from a plurality of antennas as in the present embodiment, the precoding weights are switched over time and the switching is regularly performed. In the LOS environment in which the direct wave is dominant, it is possible to obtain an effect that the transmission quality is improved as compared with the case of using the conventional spatial multiplexing MIMO transmission.

本実施の形態において、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、特にLDPC符号を例に説明したがこれに限ったものではなく、また、復号方法についても、soft−in/soft−outデコーダとして、sum−product復号を例に限ったものではなく、他のsoft−in/soft−outの復号方法、例えば、BCJRアルゴリズム、SOVAアルゴリズム、Msx−log−MAPアルゴリズムなどがある。詳細については、非特許文献6に示されている。 In the present embodiment, particularly, regarding the configuration of the receiving device, the operation is described by limiting the number of antennas, but the same can be performed even if the number of antennas increases. That is, the number of antennas in the receiving apparatus does not affect the operation and effects of this embodiment. Further, in the present embodiment, the LDPC code has been described as an example, but the present invention is not limited to this, and the decoding method is not limited to the sum-product decoding as a soft-in/soft-out decoder. However, there are other soft-in/soft-out decoding methods, such as the BCJR algorithm, the SOVA algorithm, and the Msx-log-MAP algorithm. Details are shown in Non-Patent Document 6.

また、本実施の形態では、シングルキャリア方式を例に説明したが、これに限ったものではなく、マルチキャリア伝送を行った場合でも同様に実施することができる。したがって、例えば、スペクトル拡散通信方式、OFDM(Orthogonal Frequency−Division Multiplexing)方式、SC−FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access)、SC−OFDM(Single Carrier Orthogonal Frequency−Division Multiplexing)方式、非特許文献7等で示されているウェーブレットOFDM方式等を用いた場合についても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード等)、制御情報の伝送用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。 In addition, in the present embodiment, the single carrier system has been described as an example, but the present invention is not limited to this, and the same can be performed when multicarrier transmission is performed. Therefore, for example, a spread spectrum communication scheme, an Orthogonal Frequency-Division Multiplexing (OFDM) scheme, a Single Carrier Frequency Division Multiplexing Multiplex (CD) scheme, and a SC-OFDM (Single mullet multiplex multi-dimensional multiplex). The same can be applied to the case of using the wavelet OFDM method shown in FIG. Further, in the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), symbols for transmission of control information, and the like may be arranged in any frame.

以下では、マルチキャリア方式の一例として、OFDM方式を用いたときの例を説明する。
図13は、OFDM方式を用いたときの送信装置の構成を示している。図13において、図3と同様に動作するものについては、同一符号を付した。
Hereinafter, an example of using the OFDM method will be described as an example of the multi-carrier method.
FIG. 13 shows the configuration of a transmitter when the OFDM method is used. In FIG. 13, those that operate in the same manner as in FIG. 3 are assigned the same reference numerals.

OFDM方式関連処理部1301Aは、重み付け後の信号309Aを入力とし、OFDM方式関連の処理を施し、送信信号1302Aを出力する。同様に、OFDM方式関連処
理部1301Bは、重み付け後の信号309Bを入力とし、送信信号1302Bを出力する。
The OFDM scheme related processing section 1301A receives the weighted signal 309A as input, performs OFDM scheme related processing, and outputs a transmission signal 1302A. Similarly, OFDM scheme related processing section 1301B receives weighted signal 309B as input, and outputs transmission signal 1302B.

図14は、図13のOFDM方式関連処理部1301A、1301B以降の構成の一例を示しており、図13の1301Aから312Aに関連する部分が、1401Aから1410Aであり、1301Bから312Bに関連する部分が1401Bから1410Bである。 FIG. 14 shows an example of the configuration of the OFDM method-related processing sections 1301A and 1301B and subsequent sections in FIG. 13. The sections related to 1301A to 312A in FIG. 13 are 1401A to 1410A and the sections related to 1301B to 312B. Are 1401B to 1410B.

シリアルパラレル変換部1402Aは、重み付け後の信号1401A(図13の重み付け後の信号309Aに相当する)シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号1403Aを出力する。 The serial-parallel conversion unit 1402A performs serial-parallel conversion after the weighted signal 1401A (corresponding to the weighted signal 309A in FIG. 13) and outputs a parallel signal 1403A.

並び換え部1404Aは、パラレル信号1403Aを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号1405Aを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
逆高速フーリエ変換部1406Aは、並び換え後の信号1405Aを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号1407Aを出力する。
Rearrangement section 1404A receives parallel signal 1403A as input, performs rearrangement, and outputs rearranged signal 1405A. The rearrangement will be described later in detail.
The inverse fast Fourier transform unit 1406A receives the rearranged signal 1405A, performs the inverse fast Fourier transform, and outputs the inverse Fourier transformed signal 1407A.

無線部1408Aは、逆フーリエ変換後の信号1407Aを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号1409Aを出力し、変調信号1409Aはアンテナ1410Aから電波として出力される。
シリアルパラレル変換部1402Bは、重み付け後の信号1401B(図13の重み付け後の信号309Bに相当する)シリアルパラレル変換を行い、パラレル信号1403Bを出力する。
Radio section 1408A receives signal 1407A after the inverse Fourier transform, performs processing such as frequency conversion and amplification, outputs modulated signal 1409A, and modulated signal 1409A is output from antenna 1410A as a radio wave.
The serial-parallel converter 1402B performs serial-parallel conversion on the weighted signal 1401B (corresponding to the weighted signal 309B in FIG. 13) and outputs a parallel signal 1403B.

並び換え部1404Bは、パラレル信号1403Bを入力とし、並び換えを行い、並び換え後の信号1405Bを出力する。なお、並び換えについては、後で詳しく述べる。
逆高速フーリエ変換部1406Bは、並び換え後の信号1405Bを入力とし、逆高速フーリエ変換を施し、逆フーリエ変換後の信号1407Bを出力する。
Rearrangement section 1404B receives parallel signal 1403B as input, performs rearrangement, and outputs rearranged signal 1405B. The rearrangement will be described later in detail.
The inverse fast Fourier transform unit 1406B receives the rearranged signal 1405B as input, performs the inverse fast Fourier transform, and outputs the inverse Fourier transformed signal 1407B.

無線部1408Bは、逆フーリエ変換後の信号1407Bを入力とし、周波数変換、増幅等の処理を行い、変調信号1409Bを出力し、変調信号1409Bはアンテナ1410Bから電波として出力される。 Radio section 1408B receives signal 1407B after the inverse Fourier transform, performs processing such as frequency conversion and amplification, outputs modulated signal 1409B, and modulated signal 1409B is output from antenna 1410B as a radio wave.

図3の送信装置では、マルチキャリアを用いた伝送方式でないため、図6のように、4周期となるようにプリコーディングを切り替え、プリコーディング後のシンボルを時間軸方向に配置している。図13に示すようなOFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いている場合、当然、図3のようにプリコーディング後のシンボルを時間軸方向に配置し、それを各(サブ)キャリアごとに行う方式が考えられるが、マルチキャリア伝送方式の場合、周波数軸方向、または、周波数軸・時間軸両者を用いて配置する方法が考えられる。以降では、この点について説明する。 Since the transmission apparatus of FIG. 3 does not use a multi-carrier transmission method, precoding is switched to have four cycles and the precoded symbols are arranged in the time axis direction as shown in FIG. When a multi-carrier transmission system such as the OFDM system shown in FIG. 13 is used, naturally, the symbols after precoding are arranged in the time axis direction as shown in FIG. 3 and are arranged for each (sub)carrier. Although a method of performing the method may be considered, in the case of the multicarrier transmission method, a method of arranging using the frequency axis direction or both the frequency axis and the time axis is possible. Hereinafter, this point will be described.

図15は、横軸周波数、縦軸時間における、図14の並び替え部1401A、1401Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、周波数軸は、(サブ)キャリア0から(サブ)キャリア9で構成されており、変調信号z1とz2は、同一時刻(時間)に同一の周波数帯域を使用しており、図15(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図15(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。シリアルパラレル変換部1402Aが入力とする重み付け後の信号1401Aのシンボルに対し、順番に、#1、#2、#3、#4、・・・と番号をふる。このとき、図15(a)のように、シンボル#1、#2、#3、#4、・・・をキャリア0から順番に配置し、シンボル#1から#9を時刻$1に配置し、その後、シンボル#10から#19を時刻$2に配置す
るというように規則的に配置するものとする。
FIG. 15 illustrates an example of a symbol rearrangement method in the rearrangement units 1401A and 1401B of FIG. 14 in the horizontal axis frequency and the vertical axis time, and the frequency axis is from (sub)carrier 0 to (sub)carrier 9 And the modulated signals z1 and z2 use the same frequency band at the same time (time). FIG. 15(A) shows a method of rearranging the symbols of the modulated signal z1, and FIG. 15(B). Indicates a method of rearranging the symbols of the modulated signal z2. The symbols of the weighted signal 1401A input to the serial/parallel conversion unit 1402A are numbered as #1, #2, #3, #4,... In order. At this time, as shown in FIG. 15A, symbols #1, #2, #3, #4,... Are arranged in order from carrier 0, and symbols #1 to #9 are arranged at time $1. After that, symbols #10 to #19 are regularly arranged such that they are arranged at time $2.

同様に、シリアルパラレル変換部1402Bが入力とする重み付け後の信号1401Bのシンボルに対し、順番に、#1、#2、#3、#4、・・・と番号をふる。このとき、図15(b)のように、シンボル#1、#2、#3、#4、・・・をキャリア0から順番に配置し、シンボル#1から#9を時刻$1に配置し、その後、シンボル#10から#19を時刻$2に配置するというように規則的に配置するものとする。 Similarly, the symbols of the signal 1401B after weighting, which are input to the serial/parallel conversion unit 1402B, are sequentially numbered as #1, #2, #3, #4,.... At this time, as shown in FIG. 15B, symbols #1, #2, #3, #4,... Are arranged in order from carrier 0, and symbols #1 to #9 are arranged at time $1. After that, symbols #10 to #19 are regularly arranged such that they are arranged at time $2.

そして、図15に示すシンボル群1501、シンボル群1502は、図6示すプリコーディングウェイト切り替え方法を用いたときの1周期分のシンボルであり、シンボル#0は図6のスロット4iのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#1は図6のスロット4i+1のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#2は図6のスロット4i+2のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#3は図6のスロット4i+3のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。したがって、シンボル#xにおいて、x mod 4が0のとき、シンボル#xは図6のスロット4iのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 4が1のとき、シンボル#xは図6のスロット4i+1のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 4が2のとき、シンボル#xは図6のスロット4i+2のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 4が3のとき、シンボル#xは図6のスロット4i+3のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。 The symbol group 1501 and the symbol group 1502 shown in FIG. 15 are symbols for one period when the precoding weight switching method shown in FIG. 6 is used, and symbol #0 is the precoding weight of slot 4i in FIG. 6 is a symbol when the precoding weight of slot 4i+1 in FIG. 6 is used, and symbol #2 is a symbol when the precoding weight of slot 4i+2 in FIG. 6 is used. Yes, symbol #3 is a symbol when the precoding weight of slot 4i+3 in FIG. 6 is used. Therefore, in symbol #x, when x mod 4 is 0, symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 4i in FIG. 6 is used, and when x mod 4 is 1, symbol #x is 6 is a symbol when the precoding weight of slot 4i+1 of 6 is used, and when x mod 4 is 2, symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 4i+2 of FIG. 6 is used and x mod 4 Is 3, the symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 4i+3 in FIG. 6 is used.

このように、OFDM方式などのマルチキャリア伝送方式を用いた場合、シングルキャリア伝送のときとは異なり、シンボルを周波数軸方向に並べることができるという特徴を持つことになる。そして、シンボルの並べ方については、図15のような並べ方に限ったものではない。他の例について、図16、図17を用いて説明する。 As described above, when a multi-carrier transmission method such as the OFDM method is used, unlike the case of single-carrier transmission, the symbols can be arranged in the frequency axis direction. The arrangement of symbols is not limited to the arrangement shown in FIG. Another example will be described with reference to FIGS. 16 and 17.

図16は、図15とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図14の並び替え部1401A、1401Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図16(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図16(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。図16(A)(B)が図15と異なる点は、変調信号z1のシンボルの並び替え方法と変調信号z2のシンボルの並び替え方法が異なる点であり、図16(B)では、シンボル#0から#5をキャリア4からキャリア9に配置し、シンボル#6から#9をキャリア0から3に配置し、その後、同様の規則で、シンボル#10から#19を各キャリアに配置する。このとき、図15と同様に、図16に示すシンボル群1601、シンボル群1602は、図6示すプリコーディングウェイト切り替え方法を用いたときの1周期分のシンボルである。 FIG. 16 shows an example of a symbol rearrangement method in rearrangement units 1401A and 1401B of FIG. 14 at a horizontal axis frequency and a vertical axis time different from FIG. 15, and FIG. 16(A) shows modulated signal z1. 16B shows a symbol rearrangement method, and FIG. 16B shows a symbol rearrangement method of modulated signal z2. 16A and 16B are different from FIG. 15 in the method of rearranging the symbols of the modulated signal z1 and the method of rearranging the symbols of the modulated signal z2, and in FIG. 0 to #5 are arranged on carriers 4 to 9, symbols #6 to #9 are arranged on carriers 0 to 3, and then symbols #10 to #19 are arranged on each carrier according to the same rule. At this time, similarly to FIG. 15, symbol group 1601 and symbol group 1602 shown in FIG. 16 are symbols for one period when the precoding weight switching method shown in FIG. 6 is used.

図17は、図15と異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図14の並び替え部1401A、1401Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図17(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図17(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。図17(A)(B)が図15と異なる点は、図15では、シンボルをキャリアに順々に配置しているのに対し、図17では、シンボルをキャリアに順々に配置していない点である。当然であるが、図17において、図16と同様に、変調信号z1のシンボルの並び替え方法と変調信号z2の並び替え方法を異なるようにしてもよい。 FIG. 17 shows an example of a symbol rearrangement method in rearrangement sections 1401A and 1401B of FIG. 14 at a horizontal axis frequency and a vertical axis time different from FIG. 15, and FIG. 17(A) shows the modulation signal z1. A symbol rearrangement method, FIG. 17B shows a symbol rearrangement method of the modulated signal z2. 17A and 17B are different from FIG. 15 in that symbols are sequentially arranged on carriers in FIG. 15, whereas symbols are not sequentially arranged on carriers in FIG. It is a point. As a matter of course, in FIG. 17, the symbol rearrangement method of the modulation signal z1 and the modulation signal z2 rearrangement method may be different in FIG.

図18、図15〜17とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図14の並び替え部1401A、1401Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図18(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図18(B)は変調信号z2のシンボ
ルの並び替え方法を示している。図15〜17では、シンボルを周波数軸方向に並べているが、図18ではシンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置している。
FIG. 18 shows an example of a symbol rearrangement method in rearrangement units 1401A and 1401B of FIG. 14 at a horizontal axis frequency and a vertical axis time different from those of FIGS. 18 and 15 to 17, and FIG. FIG. 18B shows a method of rearranging symbols of z1 and a method of rearranging symbols of modulated signal z2. 15 to 17, the symbols are arranged in the frequency axis direction, but in FIG. 18, the symbols are arranged by using both the frequency and time axes.

図6では、プリコーディングウェイトの切り替えを4スロットで切り替える場合の例を説明したが、ここでは、8スロットで切り替える場合を例に説明する。図18に示すシンボル群1801、シンボル群1802は、プリコーディングウェイト切り替え方法を用いたときの1周期分のシンボル(したがって、8シンボル)であり、 シンボル#0はスロット8iのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#1はスロット8i+1のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#2はスロット8i+2のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#3はスロット8i+3のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#4はスロット8i+4のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#5はスロット8i+5のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#6はスロット8i+6のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、シンボル#7はスロット8i+7のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。したがって、シンボル#xにおいて、x mod 8が0のとき、シンボル#xはスロット8iのプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が1のとき、シンボル#xはスロット8i+1のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が2のとき、シンボル#xはスロット8i+2のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が3のとき、シンボル#xはスロット8i+3のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が4のとき、シンボル#xはスロット8i+4のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が5のとき、シンボル#xはスロット8i+5のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が6のとき、シンボル#xはスロット8i+6のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルであり、x mod 8が7のとき、シンボル#xはスロット8i+7のプリコーディングウェイトを用いたときのシンボルである。図18のシンボルの並べ方では、時間軸方向に4スロット、周波数軸方向で2スロットの計4×2=8スロットを用いて、1周期分のシンボルを配置しているが、このとき、1周期分のシンボルの数をm×nシンボル(つまり、プリコーディングウェイトはm×n種類存在する。)1周期分のシンボルを配置するのに使用する周波数軸方向のスロット(キャリア数)をn、時間軸方向に使用するスロットをmとすると、m>nとするとよい。これは、直接波の位相は、時間軸方向の変動は、周波数軸方向の変動と比較し、緩やかである。したがって、定常的な直接波の影響を小さくするために本実施の形態のプリコーディングウェイト変更を行うので、プリコーディングウェイトの変更を行う周期では直接波の変動を小さくしたい。したがって、m>nとするとよい。また、以上の点を考慮すると、周波数軸方向のみ、または、時間軸方向のみにシンボルを並び替えるより、図18のように周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行うほうが、直接波は定常的になる可能性が高く、本発明の効果を得やすいという効果が得られる。ただし、周波数軸方向に並べると、周波数軸の変動が急峻であるため、ダイバーシチゲインを得ることが出来る可能性があるので、必ずしも周波数軸と時間軸の両者を用いて並び換えを行う方法が最適な方法であるとは限らない。 In FIG. 6, an example of switching the precoding weights in four slots has been described, but here, the case of switching in eight slots will be described as an example. A symbol group 1801 and a symbol group 1802 shown in FIG. 18 are symbols for one period (hence, 8 symbols) when the precoding weight switching method is used, and symbol #0 uses the precoding weight of slot 8i. Symbol #1 is a symbol when the precoding weight of slot 8i+1 is used, symbol #2 is a symbol when the precoding weight of slot 8i+2 is used, and symbol #3 is a slot 8i+3. Symbol #4 is a symbol when the precoding weight of slot 8i+4 is used, and symbol #5 is a symbol when the precoding weight of slot 8i+5 is used. , Symbol #6 is a symbol when the precoding weight of slot 8i+6 is used, and symbol #7 is a symbol when the precoding weight of slot 8i+7 is used. Therefore, in symbol #x, when x mod 8 is 0, symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 8i is used, and when x mod 8 is 1, symbol #x is the preamble of slot 8i+1. When x mod 8 is 2, symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 8i+2 is used, and when x mod 8 is 3, symbol #x is a symbol when a coding weight is used. It is a symbol when the precoding weight of slot 8i+3 is used, when x mod 8 is 4, symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 8i+4 is used, and when x mod 8 is 5, Symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 8i+5 is used, when x mod 8 is 6, symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 8i+6 is used, and x mod 8 is 7, symbol #x is a symbol when the precoding weight of slot 8i+7 is used. In the arrangement of symbols in FIG. 18, symbols for one period are arranged using 4 slots in the time axis direction and 2 slots in the frequency axis direction, for a total of 4×2=8 slots. The number of symbols is m×n symbols (that is, there are m×n types of precoding weights). The number of slots (the number of carriers) in the frequency axis direction used for arranging symbols for one period is n and time. When the slot used in the axial direction is m, it is preferable that m>n. This is because the phase of the direct wave, the fluctuation in the time axis direction is gentle as compared with the fluctuation in the frequency axis direction. Therefore, the precoding weight is changed in the present embodiment in order to reduce the steady influence of the direct wave, and thus it is desired to reduce the fluctuation of the direct wave in the cycle in which the precoding weight is changed. Therefore, it is preferable that m>n. In consideration of the above points, it is more direct to perform rearrangement using both the frequency axis and the time axis as shown in FIG. 18 than rearranging the symbols only in the frequency axis direction or only in the time axis direction. Is highly likely to be stationary, and the effect of the present invention is easily obtained. However, when arranged in the frequency axis direction, the variation in the frequency axis is steep, so there is a possibility that diversity gain can be obtained. Therefore, the method of rearranging using both the frequency axis and the time axis is not always optimal. It is not always the right method.

図19は、図18とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における、図14の並び替え部1401A、1401Bにおけるシンボルの並び替え方法の一例を示しており、図19(A)は変調信号z1のシンボルの並び替え方法、図19(B)は変調信号z2のシンボルの並び替え方法を示している。図19は、図18と同様、シンボルを周波数、時間軸の両者を利用して配置しているが、図18と異なる点は、図18では、周波数方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置しているのに対し、図19では、時間軸方向を優先し、その後、時間軸方向にシンボルを配置している点である。図19において、シンボル群
1901、シンボル群1902は、プリコーディング切り替え方法を用いたときの1周期分のシンボルである。
FIG. 19 shows an example of a symbol rearrangement method in the rearrangement units 1401A and 1401B of FIG. 14 at the horizontal axis frequency and the vertical axis time, which is different from FIG. 18, and FIG. 19A shows the modulation signal z1. 19B shows a symbol rearrangement method, and FIG. 19B shows a symbol rearrangement method of the modulated signal z2. In FIG. 19, the symbols are arranged by using both the frequency and the time axis as in the case of FIG. 18, but the difference from FIG. 18 is that the frequency direction is prioritized in FIG. Whereas the symbols are arranged, in FIG. 19, the time axis direction is prioritized and then the symbols are arranged in the time axis direction. In FIG. 19, a symbol group 1901 and a symbol group 1902 are symbols for one period when the precoding switching method is used.

なお、図18、図19では、図16と同様に、変調信号z1のシンボルの配置方法と変調信号z2のシンボル配置方法が異なるように配置しても同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。また、図18、図19において、図17のようにシンボルを順々に配置していなくても、同様に実施することができ、また、高い受信品質を得ることができるという効果を得ることができる。 Note that, in FIGS. 18 and 19, similar to FIG. 16, even when the symbols are arranged differently in the modulation signal z1 and the modulation signal z2, they can be similarly implemented, and are high. The effect that the reception quality can be obtained can be obtained. Further, in FIG. 18 and FIG. 19, even if the symbols are not sequentially arranged as in FIG. 17, the same operation can be performed, and high reception quality can be obtained. it can.

図27は、上記とは異なる、横軸周波数、縦軸時間における図14の並び替え部1401A、140Bにおけるシンボルの並び換え方法の一例を示している。式(37)〜式(40)のような4スロットを用いて規則的にプリコーディング行列を切り替える場合を考える。図27において特徴的な点は、周波数軸方向にシンボルを順に並べているが、時間軸方向に進めた場合、サイクリックにn(図27の例ではn=1)シンボルサイクリックシフトさせている点である。図27における周波数軸方向のシンボル群2710に示した4シンボルにおいて、式(37)〜式(40)のプリコーディング行列の切り替えを行うものとする。 FIG. 27 shows an example of a symbol rearrangement method in the rearrangement units 1401A and 140B of FIG. 14 in the horizontal axis frequency and vertical axis time, which is different from the above. Consider a case where the precoding matrix is regularly switched by using four slots as in Expressions (37) to (40). The characteristic point in FIG. 27 is that the symbols are arranged in order in the frequency axis direction, but when advanced in the time axis direction, the symbols are cyclically shifted by n (n=1 in the example of FIG. 27) symbol cyclic shift. Is. It is assumed that the precoding matrices of Expressions (37) to (40) are switched in the four symbols shown in the symbol group 2710 in the frequency axis direction in FIG.

このとき、#0のシンボルでは式(37)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#1では式(38)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#2では式(39)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#3では式(40)のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。 At this time, precoding using the precoding matrix of Expression (37) for the symbol #0, precoding using the precoding matrix of Expression (38) for #1, and precoding matrix of Expression (39) for #2. , And precoding using the precoding matrix of Expression (40) is performed in #3.

周波数軸方向のシンボル群2720についても同様に、#4のシンボルでは式(37)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#5では式(38)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#6では式(39)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#7では式(40)のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。 Similarly, for the symbol group 2720 in the frequency axis direction, precoding using the precoding matrix of Expression (37) is performed for symbols #4, precoding using the precoding matrix of Expression (38) for #5, #6. Then, precoding using the precoding matrix of Expression (39) is performed, and precoding using the precoding matrix of Expression (40) is performed in #7.

時間$1のシンボルにおいて、上記のようなプリコーディング行列の切り替えを行ったが、時間軸方向において、サイクリックシフトしているため、シンボル群2701、2702、2703、2704については以下のようにプリコーディング行列の切り替えを行うことになる。 Although the precoding matrix has been switched as described above for the symbol of time $1, the symbol groups 2701, 2702, 2703, and 2704 are precoded as follows because of cyclic shift in the time axis direction. The coding matrix will be switched.

時間軸方向のシンボル群2701では、#0のシンボルでは式(37)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#9では式(38)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#18では式(39)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#27では式(40)のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。 In the symbol group 2701 in the time axis direction, precoding using the precoding matrix of Expression (37) is performed for symbols #0, precoding using the precoding matrix of Expression (38) for #9, and equation (38) for #18. 39) precoding using the precoding matrix, and in #27 precoding using the precoding matrix of equation (40).

時間軸方向のシンボル群2702では、#28のシンボルでは式(37)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#1では式(38)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#10では式(39)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#19では式(40)のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。 In the symbol group 2702 in the time axis direction, the precoding using the precoding matrix of Expression (37) is performed for the symbols of #28, the precoding using the precoding matrix of Expression (38) is performed for #1, and the expression ( 39) precoding using the precoding matrix, and in #19 precoding using the precoding matrix of equation (40).

時間軸方向のシンボル群2703では、#20のシンボルでは式(37)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#29では式(38)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#1では式(39)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#10では式(40)のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行
うものとする。
In the symbol group 2703 in the time axis direction, precoding using the precoding matrix of Expression (37) is performed for symbols #20, precoding using the precoding matrix of Expression (38) is used for #29, and expression ( 39) precoding using the precoding matrix, and in #10 precoding using the precoding matrix of equation (40).

時間軸方向のシンボル群2704では、#12のシンボルでは式(37)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#21では式(38)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#30では式(39)のプリコーディング行列を用いたプリコーディング、#3では式(40)のプリコーディング行列を用いたプリコーディングを行うものとする。 In the symbol group 2704 in the time axis direction, precoding using the precoding matrix of Expression (37) is performed for the symbols of #12, precoding using the precoding matrix of Expression (38) is performed for #21, and equation (38) is used for #30. 39) precoding using the precoding matrix, and in #3 precoding using the precoding matrix of equation (40).

図27においての特徴は、例えば#11のシンボルに着目した場合、同一時刻の周波数軸方向の両隣のシンボル(#10と#12)は、ともに#11とは異なるプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行っているとともに、#11のシンボルの同一キャリアの時間軸方向の両隣のシンボル(#2と#20)は、ともに#11とは異なるプリコーディング行列を用いてプリコーディングを行っていることである。そして、これは#11のシンボルに限ったものではなく、周波数軸方向および時間軸方向ともに両隣にシンボルが存在するシンボルすべてにおいて#11のシンボルと同様の特徴をもつことになる。これにより、効果的にプリコーディング行列を切り替えていることになり、直接波の定常的な状況に対する影響を受けづらくなるため、データの受信品質が改善される可能性が高くなる。 The feature of FIG. 27 is that, for example, when attention is focused on the symbol #11, both adjacent symbols (#10 and #12) in the frequency axis direction at the same time are precoded using a precoding matrix different from that of #11. In addition, both adjacent symbols (#2 and #20) in the time axis direction of the same carrier of the #11 symbol are precoded using a precoding matrix different from that of #11. is there. Then, this is not limited to the symbol of #11, and all the symbols having symbols on both sides in the frequency axis direction and the time axis direction have the same characteristics as the symbol of #11. By this means, the precoding matrix is effectively switched, and it becomes difficult for the steady state of the direct wave to be affected, so that the reception quality of data is likely to be improved.

図27では、n=1として説明したが、これに限ったものではなく、n=3としても同様に実施することができる。また、図27では、周波数軸にシンボルを並べ、時間が軸方向にすすむ場合、シンボルの配置の順番をサイクリックシフトするという特徴を持たせることで、上記の特徴を実現したが、シンボルをランダム(規則的であってもよい)に配置することで上記特徴を実現するような方法もある。 In FIG. 27, n=1 has been described, but the present invention is not limited to this, and the same can be performed with n=3. Further, in FIG. 27, when the symbols are arranged on the frequency axis and the characteristic is that the arrangement order of the symbols is cyclically shifted when time advances in the axial direction, the above characteristic is realized, but the symbols are randomly arranged. There is also a method of realizing the above characteristics by arranging the elements (which may be regular).

(実施の形態2)
実施の形態1では、図6に示すようなプリコーディングウェイトを規則的に切り替える場合について説明したが、本実施の形態では、図6のプリコーディングウェイトとは異なる具体的なプリコーディングウェイトの設計方法について説明する。
(Embodiment 2)
Although the case where the precoding weights are regularly switched as shown in FIG. 6 has been described in the first embodiment, in the present embodiment, a specific precoding weight design method different from the precoding weights of FIG. 6 is described. Will be described.

図6では、式(37)〜式(40)のプリコーディングウェイトを切り替える方法を説明した。これを一般化した場合、プリコーディングウェイトは以下のように変更することができる。(ただし、プリコーディングウェイトの切り替え周期は4とし、式(37)〜式(40)と同様の記載を行う。)
シンボル番号4iのとき(iは0以上の整数とする):
In FIG. 6, the method of switching the precoding weights of Expressions (37) to (40) has been described. If this is generalized, the precoding weight can be changed as follows. (However, the switching cycle of the precoding weight is 4, and the same description as in Expressions (37) to (40) is performed.)
When the symbol number is 4i (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号4i+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
When the symbol number is 4i+1:

シンボル番号4i+2のとき: When the symbol number is 4i+2:

シンボル番号4i+3のとき: When the symbol number is 4i+3:

そして、式(36)および式(41)から、受信ベクトルをR(t)=(r1(t),r2(t))を以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号4iのとき:
Then, from the equations (36) and (41), the reception vector R(t)=(r1(t), r2(t)) T can be expressed as follows.
For symbol number 4i:

シンボル番号4i+1のとき: When the symbol number is 4i+1:

シンボル番号4i+2のとき: When the symbol number is 4i+2:

シンボル番号4i+3のとき: When the symbol number is 4i+3:

このとき、チャネル要素h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式(46)〜式(49)は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号4iのとき:
At this time, it is assumed that only direct wave components exist in the channel elements h 11 (t), h 12 (t), h 21 (t), and h 22 (t), and the amplitude components of the direct wave components are It is assumed that they are all equal and that there is no fluctuation in time. Then, Expressions (46) to (49) can be expressed as follows.
For symbol number 4i:

シンボル番号4i+1のとき: When the symbol number is 4i+1:

シンボル番号4i+2のとき: When the symbol number is 4i+2:

シンボル番号4i+3のとき: When the symbol number is 4i+3:

ただし、式(50)〜式(53)において、Aは正の実数であり、qは複素数であるものとする。このA及びqの値は、送信装置と受信装置との位置関係に応じて決まる。そして、式(50)〜式(53)を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号4iのとき:
However, in Expressions (50) to (53), A is a positive real number and q is a complex number. The values of A and q are determined according to the positional relationship between the transmitter and the receiver. Then, the equations (50) to (53) are represented as follows.
For symbol number 4i:

シンボル番号4i+1のとき: When the symbol number is 4i+1:

シンボル番号4i+2のとき: When the symbol number is 4i+2:

シンボル番号4i+3のとき: When the symbol number is 4i+3:

すると、qが以下のようにあらわされるとき、r1、r2に、s1またはs2のいずれか一方に基づく信号成分が含まれなくなるため、s1、s2のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号4iのとき:
Then, when q is represented as follows, r1 and r2 do not include a signal component based on either s1 or s2, and thus it is not possible to obtain a signal of either s1 or s2.
For symbol number 4i:

シンボル番号4i+1のとき: When the symbol number is 4i+1:

シンボル番号4i+2のとき: When the symbol number is 4i+2:

シンボル番号4i+3のとき: When the symbol number is 4i+3:

このとき、シンボル番号4i、4i+1、4i+2、4i+3において、qが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、qの値が上記の同一解と等しいチャネル要素を有する受信装置は、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、qが同一の解をもたないためには、qの2つの解のうち、δを含まないほうの解に着目すると、式(58)〜式(61)から、以下の条件が必要となる。 At this time, in the symbol numbers 4i, 4i+1, 4i+2, and 4i+3, if q has the same solution, the channel element of the direct wave does not change greatly, and therefore the reception of the channel element having the value of q equal to the same solution is performed. Since the device cannot obtain good reception quality at any symbol number, it is difficult to obtain error correction capability even if an error correction code is introduced. Therefore, in order that q does not have the same solution, focusing on the solution that does not include δ out of the two solutions of q, the following conditions are necessary from equations (58) to (61). Becomes

(xは0,1,2,3であり、yは0,1,2,3であり、x≠yである。)

条件#1を満たす例として、
(例#1)
<1> θ11(4i)=θ11(4i+1)=θ11(4i+2)=θ11(4i+3)=0ラジアン
とし、
<2> θ21(4i)=0ラジアン
<3> θ21(4i+1)=π/2ラジアン
<4> θ21(4i+2)=πラジアン
<5> θ21(4i+3)=3π/2ラジアン
と設定する方法が考えられる。(上記は例であり、(θ21(4i),θ21(4i+1),θ21(4i+2),θ21(4i+3))のセットには、0ラジアン、π/2ラジアン、πラジアン、3π/2ラジアンが一つずつ存在すればよい。)このとき、特に、<1>の条件があると、ベースバンド信号S1(t)に対し、信号処理(回転処理)を与える必要がないため、回路規模の削減を図ることができるという利点がある。別の例として、
(例#2)
<6> θ11(4i)=0ラジアン
<7> θ11(4i+1)=π/2ラジアン
<8> θ11(4i+2)=πラジアン
<9> θ11(4i+3)=3π/2ラジアン
とし、
<10> θ21(4i)=θ21(4i+1)=θ21(4i+2)=θ21(4i+3)=0 ラジアン
と設定する方法も考えられる。(上記は例であり、(θ11(4i),θ11(4i+1),θ11(4i+2),θ11(4i+3))のセットには、0ラジアン、π/2ラジアン、πラジアン、3π/2ラジアンが一つずつ存在すればよい。)このとき、特に、<6>の条件があると、ベースバンド信号S2(t)に対し、信号処理(回転処理)を与える必要がないため、回路規模の削減を図ることができるという利点がある。さらに別の例として、以下をあげる。
(例#3)
<11> θ11(4i)=θ11(4i+1)=θ11(4i+2)=θ11(4i+3)=0 ラジアン
とし、
<12> θ21(4i)=0ラジアン
<13> θ21(4i+1)=π/4ラジアン
<14> θ21(4i+2)=π/2ラジアン
<15> θ21(4i+3)=3π/4ラジアン
(上記は例であり、(θ21(4i),θ21(4i+1),θ21(4i+2),θ21(4i+3))のセットには、0ラジアン、π/4ラジアン、π/2ラジアン、3π/4ラジアンが一つずつ存在すればよい。)
(例#4)
<16> θ11(4i)=0ラジアン
<17> θ11(4i+1)=π/4ラジアン
<18> θ11(4i+2)=π/2ラジアン
<19> θ11(4i+3)=3π/4ラジアン
とし、
<20> θ21(4i)=θ21(4i+1)=θ21(4i+2)=θ21(4i+3)=0 ラジアン
(上記は例であり、(θ11(4i),θ11(4i+1),θ11(4i+2),θ11(4i+3))のセットには、0ラジアン、π/4ラジアン、π/2ラジアン、3π/4ラジアンが一つずつ存在すればよい。)
なお、4つの例をあげたが、条件#1を満たす方法はこれに限ったものではない。
(X is 0, 1, 2, 3 and y is 0, 1, 2, 3 and x≠y.)

As an example that satisfies the condition #1,
(Example #1)
<1> θ11(4i)=θ11(4i+1)=θ11(4i+2)=θ11(4i+3)=0 radians,
<2> θ21(4i)=0 radians <3> θ21(4i+1)=π/2 radians <4> θ21(4i+2)=π radians <5> θ21(4i+3)=3π/2 radians To be (The above is an example. In the set of (θ21(4i), θ21(4i+1), θ21(4i+2), θ21(4i+3)), 0 radian, π/2 radian, π radian, and 3π/2 radian are one. At this time, in particular, under the condition of <1>, it is not necessary to give signal processing (rotation processing) to the baseband signal S1(t), so that the circuit scale can be reduced. There is an advantage that it can be achieved. As another example,
(Example #2)
<6> θ11(4i)=0 radians <7> θ11(4i+1)=π/2 radians <8> θ11(4i+2)=π radians <9> θ11(4i+3)=3π/2 radians,
<10> A method of setting θ21(4i)=θ21(4i+1)=θ21(4i+2)=θ21(4i+3)=0 radians is also conceivable. (The above is an example. In the set of (θ11(4i), θ11(4i+1), θ11(4i+2), θ11(4i+3)), 0 radian, π/2 radian, π radian, and 3π/2 radian are 1 At this time, in particular, if there is a condition of <6>, it is not necessary to give signal processing (rotation processing) to the baseband signal S2(t), so that the circuit scale can be reduced. There is an advantage that it can be achieved. Still another example is as follows.
(Example #3)
<11> θ11(4i)=θ11(4i+1)=θ11(4i+2)=θ11(4i+3)=0 Radians,
<12> θ21(4i)=0 radians <13> θ21(4i+1)=π/4 radians <14> θ21(4i+2)=π/2 radians <15> θ21(4i+3)=3π/4 radians (the above is an example. And (θ21(4i), θ21(4i+1), θ21(4i+2), θ21(4i+3)) are set to 0 radian, π/4 radian, π/2 radian, and 3π/4 radian one by one. It only needs to exist.)
(Example #4)
<16> θ11(4i)=0 radians <17> θ11(4i+1)=π/4 radians <18> θ11(4i+2)=π/2 radians <19> θ11(4i+3)=3π/4 radians,
<20> θ21(4i)=θ21(4i+1)=θ21(4i+2)=θ21(4i+3)=0 radian (The above is an example, (θ11(4i), θ11(4i+1), θ11(4i+2), θ11( 4i+3)) set should have 0 radian, π/4 radian, π/2 radian, and 3π/4 radian one by one.)
Although four examples are given, the method of satisfying the condition #1 is not limited to this.

次に、θ11、θ12のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについ、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを0ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。 Next, design requirements for not only θ11 and θ12 but also λ and δ will be described. It is sufficient to set λ to a certain value, and it is necessary to give the requirement for δ. Therefore, a method of setting δ when λ is 0 radian will be described.

この場合、δに対し、π/2ラジアン≦|δ|≦πラジアン、とすると、特に、LOS環境において、良好な受信品質を得ることができる。
ところで、シンボル番号4i、4i+1、4i+2、4i+3において、それぞれ、悪い受信品質となるqは2点存在する。したがって、2×4=8点の点が存在することになる。LOS環境において、特定の受信端末において受信品質が劣化することを防ぐためには、これら8点がすべて異なる解であるとよい。この場合、<条件#1>に加え、<条件#2>の条件が必要となる。
In this case, if π/2 radians≦|δ|≦π radians with respect to δ, good reception quality can be obtained especially in the LOS environment.
By the way, in the symbol numbers 4i, 4i+1, 4i+2, and 4i+3, there are two qs each having bad reception quality. Therefore, there are 2×4=8 points. In order to prevent the reception quality from deteriorating at a specific receiving terminal in the LOS environment, all these eight points may be different solutions. In this case, the condition of <condition #2> is required in addition to the condition of <condition #1>.

加えて、これら8点の位相が均一に存在するとよい。(直接波の位相は、一様分布となる可能性が高いと考えられるので)以下では、この要件を満たすδの設定方法について説明する。 In addition, it is preferable that the phases of these eight points exist uniformly. (Because the phase of the direct wave is likely to have a uniform distribution.) Hereinafter, a method of setting δ that satisfies this requirement will be described.

(例#1)(例#2)の場合、δを±3π/4ラジアンと設定することで、受信品質の悪い点を、位相が均一に存在するようになる。例えば、(例#1)とし、δを3π/4ラジアンとすると、(Aは正の実数とする)図20のように、4スロットに1回受信品質が悪くなる点が存在する。(例#3)(例#4)の場合、δを±πラジアンと設定することで、受信品質の悪い点を、位相が均一に存在するようになる。例えば、(例#3)とし、δをπラジアンとすると図21のように、4スロットに1回受信品質が悪くなる点が存在する。(チャネル行列Hにおける要素qが、図20、図21に示す点に存在すると、受信品質が劣化することになる。)
以上のようにすることで、LOS環境において、良好な受信品質を得ることができる。上記では、4スロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する例で説明したが、以下では、Nスロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する場合について説明する。実施の形態1、および、上述の説明と同様に考えると、シンボル番後に対し、以下であ
らわされるような処理を行うことになる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
In the case of (Example #1) and (Example #2), by setting δ to ±3π/4 radians, the point where the reception quality is poor will be present uniformly in phase. For example, if (Example #1) is set and δ is set to 3π/4 radians, there is a point where the reception quality deteriorates once every four slots as shown in FIG. 20 (A is a positive real number). In the case of (Example #3) and (Example #4), by setting δ to ±π radian, the point where the reception quality is poor can be uniformly present in the phase. For example, if (example #3) is set and δ is set to π radian, there is a point that the reception quality deteriorates once every four slots, as shown in FIG. (If the element q in the channel matrix H exists at the points shown in FIGS. 20 and 21, the reception quality will deteriorate.)
By the above, it is possible to obtain good reception quality in the LOS environment. In the above, an example in which the precoding weight is changed in a 4-slot cycle has been described, but a case in which the precoding weight is changed in an N-slot cycle will be described below. Considering in the same manner as in the first embodiment and the above description, the process represented below is performed after the symbol number.
When the symbol number is Ni (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni+1:




シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号Ni+N−1のとき:



For symbol number Ni+N-1:

よって、r1、r2は以下のようにあらわされる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
Therefore, r1 and r2 are expressed as follows.
When the symbol number is Ni (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni+1:




シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号Ni+N−1のとき:



For symbol number Ni+N-1:

このとき、チャネル要素h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式(66)〜式(69)は以
下のようにあらわすことができる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
At this time, it is assumed that only direct wave components exist in the channel elements h 11 (t), h 12 (t), h 21 (t), and h 22 (t), and the amplitude components of the direct wave components are It is assumed that they are all equal and that there is no fluctuation in time. Then, the expressions (66) to (69) can be expressed as follows.
When the symbol number is Ni (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni+1:




シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号Ni+N−1のとき:



For symbol number Ni+N-1:

ただし、式(70)〜式(73)において、Aは実数であり、qは複素数であるものとする。このA及びqの値は、送信装置と受信装置との位置関係に応じて決まる。そして、式(70)〜式(73)を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
However, in Expressions (70) to (73), A is a real number and q is a complex number. The values of A and q are determined according to the positional relationship between the transmitter and the receiver. Then, the expressions (70) to (73) are expressed as follows.
When the symbol number is Ni (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni+1:




シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号Ni+N−1のとき:



For symbol number Ni+N-1:

すると、qが以下のようにあらわされるとき、r1、r2に、s1またはs2のいずれか一方に基づく信号成分が含まれなくなるため、s1、s2のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
Then, when q is represented as follows, r1 and r2 do not include a signal component based on either s1 or s2, and thus it is not possible to obtain a signal of either s1 or s2.
When the symbol number is Ni (i is an integer of 0 or more):

シンボル番号Ni+1のとき: For symbol number Ni+1:




シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号Ni+N−1のとき:



For symbol number Ni+N-1:

このとき、シンボル番号N〜Ni+N−1において、qが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、qの値が上記の同一解と等しい受信装置は、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、qが同一の解をもたないためには、qの2つの解のうち、δを含まないほうの解に着目すると、式(78)〜式(81)から、以下の条件が必要となる。 At this time, in the symbol numbers N to Ni+N−1, if q has the same solution, the channel element of the direct wave does not significantly change, so that the receiving device in which the value of q is equal to the same solution is Even with numbers, it is difficult to obtain good reception quality, so it is difficult to obtain error correction capability even if an error correction code is introduced. Therefore, in order that q does not have the same solution, focusing on the solution that does not include δ out of the two solutions of q, the following conditions are necessary from equations (78) to (81). Becomes

(xは0,1,2,・・・,N−2,N−1であり、yは0,1,2,・・・,N−2,N−1であり、x≠yである。)

次に、θ11、θ12のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについ、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを0ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。
(X is 0, 1, 2,..., N-2, N-1, y is 0, 1, 2,..., N-2, N-1, and x≠y. .)

Next, design requirements for not only θ11 and θ12 but also λ and δ will be described. It is sufficient to set λ to a certain value, and it is necessary to give the requirement for δ. Therefore, a method of setting δ when λ is 0 radian will be described.

この場合、4スロット周期でプリコーディングウェイトを変更する方法のときと同様に、δに対し、π/2ラジアン≦|δ|≦πラジアン、とすると、特に、LOS環境において、良好な受信品質を得ることができる。 In this case, if π/2 radians≦|δ|≦π radians with respect to δ, as in the method of changing the precoding weight in a 4-slot cycle, good reception quality is obtained especially in the LOS environment. Obtainable.

シンボル番号Ni〜Ni+N−1において、それぞれ、悪い受信品質となるqは2点存在する、したがって、2N点の点が存在することになる。LOS環境において、良好な特性を得るためには、これら2N点がすべて異なる解であるとよい。この場合、<条件#3>に加え、<条件#4>の条件が必要となる。 In each of the symbol numbers Ni to Ni+N-1, there are two qs that cause poor reception quality, and therefore, there are 2N points. In order to obtain good characteristics in the LOS environment, these 2N points should all be different solutions. In this case, in addition to <Condition #3>, the condition of <Condition #4> is required.

加えて、これら2N点の位相が均一に存在するとよい。(各受信装置における直接波の位相は、一様分布となる可能性が高いと考えられるので)
以上のように、MIMO伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なLOS環境において、従来の空間多重MIMO伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。
In addition, it is preferable that the phases of these 2N points exist uniformly. (Since the phase of the direct wave in each receiver is likely to have a uniform distribution)
As described above, when the transmitter of the MIMO transmission system transmits a plurality of modulated signals from a plurality of antennas, the precoding weights are switched over time and the switching is regularly performed, so that the LOS environment in which the direct wave is dominant is In the above, it is possible to obtain the effect that the transmission quality is improved as compared with the case of using the conventional spatial multiplexing MIMO transmission.

本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態1で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態1と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。 In the present embodiment, the configuration of the receiving apparatus is as described in Embodiment 1. Particularly, regarding the configuration of the receiving apparatus, the operation is described by limiting the number of antennas, but the number of antennas increases. Can be similarly implemented. That is, the number of antennas in the receiving apparatus does not affect the operation and effects of this embodiment. Further, in the present embodiment, the error correction code is not limited as in the first embodiment.

また、本実施の形態では、実施の形態1と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態1で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード等)、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていても
よい。
Further, although the present embodiment has described the precoding weight changing method on the time axis in contrast to the first embodiment, as described in the first embodiment, the multi-carrier transmission method is used and the frequency axis and the frequency are changed. -By arranging the symbols on the time axis, the precoding weight changing method can be similarly performed. Further, in the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), symbols for control information, etc. may be arranged in any manner in the frame.

(実施の形態3)
実施の形態1、実施の形態2では、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方式において、プリコーディングウェイトの行列の各要素の振幅が等しい場合について説明したが、本実施の形態では、この条件を満たさない例について説明する。
実施の形態2と対比するために、Nスロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する場合について説明する。実施の形態1、および、実施の形態2と同様に考えると、シンボル番号に対し、以下であらわされるような処理を行うことになる。ただし、βは正の実数とし、β≠1とする。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
(Embodiment 3)
In the first and second embodiments, the case where the amplitudes of the elements of the matrix of precoding weights are equal in the method of regularly switching the precoding weights has been described, but this embodiment satisfies this condition. An example that does not exist will be described.
For comparison with Embodiment 2, a case will be described where the precoding weight is changed in N slot cycles. Considering the same as in the first and second embodiments, the symbol number is subjected to the following processing. However, β is a positive real number and β≠1.
When the symbol number is Ni (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni+1:




シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号Ni+N−1のとき:



For symbol number Ni+N-1:

よって、r1、r2は以下のようにあらわされる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
Therefore, r1 and r2 are expressed as follows.
When the symbol number is Ni (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni+1:




シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号Ni+N−1のとき:



For symbol number Ni+N-1:

このとき、チャネル要素h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式(86)〜式(89)は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
At this time, it is assumed that only direct wave components exist in the channel elements h 11 (t), h 12 (t), h 21 (t), and h 22 (t), and the amplitude components of the direct wave components are It is assumed that they are all equal and that there is no fluctuation in time. Then, the expressions (86) to (89) can be expressed as follows.
When the symbol number is Ni (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni+1:




シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号Ni+N−1のとき:



For symbol number Ni+N-1:

ただし、式(90)〜式(93)において、Aは実数であり、qは複素数であるものとする。そして、式(90)〜式(93)を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
However, in Expressions (90) to (93), A is a real number and q is a complex number. Then, the equations (90) to (93) are represented as follows.
When the symbol number is Ni (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
For symbol number Ni+1:




シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号Ni+N−1のとき:



For symbol number Ni+N-1:

すると、qが以下のようにあらわされるとき、s1、s2のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号Niのとき(iは0以上の整数とする):
Then, when q is expressed as follows, it becomes impossible to obtain either of the signals s1 and s2.
When the symbol number is Ni (i is an integer of 0 or more):

シンボル番号Ni+1のとき: For symbol number Ni+1:




シンボル番号Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号Ni+N−1のとき:



For symbol number Ni+N-1:

このとき、シンボル番号N〜Ni+N−1において、qが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、qが同一の解をもたないためには、qの2つの解のうち、δを含まないほうの解に着目すると、式(98)〜式(101)から、以下の条件が必要となる。 At this time, if q has the same solution in the symbol numbers N to Ni+N−1, the channel element of the direct wave does not change significantly, so that it is not possible to obtain good reception quality at any symbol number. Therefore, it is difficult to obtain error correction capability even if an error correction code is introduced. Therefore, in order that q does not have the same solution, focusing on the solution that does not include δ of the two solutions of q, the following conditions are necessary from Equations (98) to (101). Becomes

(xは0,1,2,・・・,N−2,N−1であり、yは0,1,2,・・・,N−2,N−1であり、x≠yである。)

次に、θ11、θ12のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについ、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを0ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。
(X is 0, 1, 2,..., N-2, N-1, y is 0, 1, 2,..., N-2, N-1, and x≠y. .)

Next, design requirements for not only θ11 and θ12 but also λ and δ will be described. It is sufficient to set λ to a certain value, and it is necessary to give the requirement for δ. Therefore, a method of setting δ when λ is 0 radian will be described.

この場合、4スロット周期でプリコーディングウェイトを変更する方法のときと同様に、δに対し、π/2ラジアン≦|δ|≦πラジアン、とすると、特に、LOS環境において、良好な受信品質を得ることができる。 In this case, if π/2 radians≦|δ|≦π radians with respect to δ, as in the method of changing the precoding weight in a 4-slot cycle, good reception quality is obtained especially in the LOS environment. Obtainable.

シンボル番号Ni〜Ni+N−1において、それぞれ、悪い受信品質となるqは2点存在する、したがって、2N点の点が存在することになる。LOS環境において、良好な特性を得るためには、これら2N点がすべて異なる解であるとよい。この場合、<条件#5>に加え、βは正の実数とし、β≠1であることを考慮すると、<条件#6>の条件が必要となる。 In each of the symbol numbers Ni to Ni+N-1, there are two qs that cause poor reception quality, and therefore, there are 2N points. In order to obtain good characteristics in the LOS environment, these 2N points should all be different solutions. In this case, considering that β is a positive real number and β≠1, in addition to <Condition #5>, the condition of <Condition #6> is required.

以上のように、MIMO伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なLOS環境において、従来の空間多重MIMO伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。 As described above, when the transmitter of the MIMO transmission system transmits a plurality of modulated signals from a plurality of antennas, the precoding weights are switched over time and the switching is regularly performed, so that the direct wave is dominant in the LOS environment. In, in comparison with the case of using the conventional spatial multiplexing MIMO transmission, it is possible to obtain the effect of improving the transmission quality.

本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態1で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態1と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。 In the present embodiment, the configuration of the receiving apparatus is as described in Embodiment 1. Particularly, regarding the configuration of the receiving apparatus, the operation is described by limiting the number of antennas, but the number of antennas increases. Can be similarly implemented. That is, the number of antennas in the receiving apparatus does not affect the operation and effects of this embodiment. Further, in the present embodiment, the error correction code is not limited as in the first embodiment.

また、本実施の形態では、実施の形態1と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態1で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニ
ークワード等)、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。
Further, although the present embodiment has described the precoding weight changing method on the time axis in contrast to the first embodiment, as described in the first embodiment, the multi-carrier transmission method is used and the frequency axis and the frequency are changed. -By arranging the symbols on the time axis, the precoding weight changing method can be similarly performed. Further, in the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), symbols for control information, etc. may be arranged in any manner in the frame.

(実施の形態4)
実施の形態3では、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方式において、プリコーディングウェイトの行列の各要素の振幅を1とβ
の2種類の場合を例に説明した。
(Embodiment 4)
In the third embodiment, the amplitude of each element of the matrix of precoding weights is set to 1 and β in the method of regularly switching the precoding weights.
The two cases have been described as an example.

なお、ここでは、 In addition, here

は無視している。

続いて、βの値をスロットで切り替える場合の例について説明する。
実施の形態3と対比するために、2×Nスロット周期で、プリコーディングウェイトを変更する場合について説明する。
実施の形態1、実施の形態2、実施の形態3と同様に考えると、シンボル番号に対し、以下であらわされるような処理を行うことになる。ただし、βは正の実数とし、β≠1とする。また、αは正の実数とし、α≠βとする。
シンボル番号2Niのとき(iは0以上の整数とする):
Is ignoring.

Next, an example in which the value of β is switched depending on the slot will be described.
For comparison with the third embodiment, a case where the precoding weight is changed in a 2×N slot cycle will be described.
Considering in the same manner as in the first, second and third embodiments, the symbol number is subjected to the following processing. However, β is a positive real number and β≠1. Further, α is a positive real number, and α≠β.
When the symbol number is 2Ni (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
When the symbol number is 2Ni+1:




シンボル番号2Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is 2Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号2Ni+N−1のとき:



For symbol number 2Ni+N-1:

シンボル番号2Ni+Nのとき(iは0以上の整数とする): When the symbol number is 2Ni+N (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+N+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
When the symbol number is 2Ni+N+1:




シンボル番号2Ni+N+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number 2Ni+N+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号2Ni+2N−1のとき:



When the symbol number is 2Ni+2N-1:

よって、r1、r2は以下のようにあらわされる。
シンボル番号2Niのとき(iは0以上の整数とする):
Therefore, r1 and r2 are expressed as follows.
When the symbol number is 2Ni (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
When the symbol number is 2Ni+1:




シンボル番号2Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is 2Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号2Ni+N−1のとき:



For symbol number 2Ni+N-1:

シンボル番号2Ni+Nのとき(iは0以上の整数とする): When the symbol number is 2Ni+N (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+N+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
When the symbol number is 2Ni+N+1:




シンボル番号2Ni+N+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number 2Ni+N+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号2Ni+2N−1のとき:



When the symbol number is 2Ni+2N-1:

このとき、チャネル要素h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)において、直接波の成分しか存在しないと仮定し、その直接波の成分の振幅成分は全て等しく、また、時間において、変動が起こらないとする。すると、式(110)〜式(117)は以下のようにあらわすことができる。
シンボル番号2Niのとき(iは0以上の整数とする):
At this time, it is assumed that only direct wave components exist in the channel elements h 11 (t), h 12 (t), h 21 (t), and h 22 (t), and the amplitude components of the direct wave components are It is assumed that they are all equal and that there is no fluctuation in time. Then, the expressions (110) to (117) can be expressed as follows.
When the symbol number is 2Ni (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
When the symbol number is 2Ni+1:




シンボル番号2Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is 2Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号2Ni+N−1のとき:



For symbol number 2Ni+N-1:

シンボル番号2Ni+Nのとき(iは0以上の整数とする): When the symbol number is 2Ni+N (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+N+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
When the symbol number is 2Ni+N+1:




シンボル番号2Ni+N+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number 2Ni+N+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号2Ni+2N−1のとき:



When the symbol number is 2Ni+2N-1:

ただし、式(118)〜式(125)において、Aは実数であり、qは複素数であるものとする。そして、式(118)〜式(125)を以下のようにあらわすものとする。
シンボル番号2Niのとき(iは0以上の整数とする):
However, in Expressions (118) to (125), A is a real number and q is a complex number. Then, equations (118) to (125) are represented as follows.
When the symbol number is 2Ni (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
When the symbol number is 2Ni+1:




シンボル番号2Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is 2Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号2Ni+N−1のとき:



For symbol number 2Ni+N-1:

シンボル番号2Ni+Nのとき(iは0以上の整数とする): When the symbol number is 2Ni+N (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位。
シンボル番号2Ni+N+1のとき:
However, j is an imaginary unit.
When the symbol number is 2Ni+N+1:




シンボル番号2Ni+N+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number 2Ni+N+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号2Ni+2N−1のとき:



When the symbol number is 2Ni+2N-1:

すると、qが以下のようにあらわされるとき、s1、s2のいずれかの信号を得ることができなくなる。
シンボル番号2Niのとき(iは0以上の整数とする):
Then, when q is expressed as follows, it becomes impossible to obtain either of the signals s1 and s2.
When the symbol number is 2Ni (i is an integer of 0 or more):

シンボル番号2Ni+1のとき: When the symbol number is 2Ni+1:




シンボル番号2Ni+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number is 2Ni+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号2Ni+N−1のとき:



For symbol number 2Ni+N-1:

シンボル番号2Ni+Nのとき(iは0以上の整数とする): When the symbol number is 2Ni+N (i is an integer of 0 or more):

シンボル番号2Ni+N+1のとき: When the symbol number is 2Ni+N+1:




シンボル番号2Ni+N+k(k=0、1、・・・、N−1)のとき:



When the symbol number 2Ni+N+k (k=0, 1,..., N-1):




シンボル番号2Ni+2N−1のとき:



When the symbol number is 2Ni+2N-1:

このとき、シンボル番号2N〜2Ni+N−1において、qが同一の解をもつと、直接波のチャネル要素は大きな変動がないため、いずれのシンボル番号においても、良好な受信品質を得ることができなくなるため、誤り訂正符号を導入しても、誤り訂正能力を得ることが難しい。したがって、qが同一の解をもたないためには、qの2つの解のうち、δを含まないほうの解に着目すると、式(134)〜式(141)および、α≠βより、<条件#7>または<条件#8>が必要となる。 At this time, in the symbol numbers 2N to 2Ni+N−1, if q has the same solution, the channel element of the direct wave does not significantly change, so that it is not possible to obtain good reception quality at any symbol number. Therefore, it is difficult to obtain error correction capability even if an error correction code is introduced. Therefore, in order that q does not have the same solution, focusing on the solution that does not include δ of the two solutions of q, from equations (134) to (141) and α≠β, <Condition #7> or <Condition #8> is required.

このとき、<条件#8>は、実施の形態1〜実施の形態3で述べた条件と、同様の条件であるが、<条件#7>は、α≠βであるが故に、qの2つの解のうち、δを含まないほうの解は、異なる解を持つことになる。 At this time, <condition #8> is the same as the conditions described in the first to third embodiments, but <condition #7> is α≠β. Of the two solutions, the one that does not contain δ will have a different solution.

次に、θ11、θ12のみだけではなく、λ、δについての設計要件について説明する。λについ、ある値に設定すればよく、要件としては、δについての要件を与える必要がある。そこで、λを0ラジアンとした場合のδの設定方法について説明する。 Next, design requirements for not only θ11 and θ12 but also λ and δ will be described. It is sufficient to set λ to a certain value, and it is necessary to give the requirement for δ. Therefore, a method of setting δ when λ is 0 radian will be described.

この場合、4スロット周期でプリコーディングウェイトを変更する方法のときと同様に、δに対し、π/2ラジアン≦|δ|≦πラジアン、とすると、特に、LOS環境において、良好な受信品質を得ることができる。 In this case, if π/2 radians≦|δ|≦π radians with respect to δ, as in the method of changing the precoding weight in a 4-slot cycle, good reception quality is obtained especially in the LOS environment. Obtainable.

シンボル番号2Ni〜2Ni+2N−1において、それぞれ、悪い受信品質となるqは2点存在する、したがって、4N点の点が存在することになる。LOS環境において、良好な特性を得るためには、これら4N点がすべて異なる解であるとよい。このとき、振幅に着目すると、<条件#7>または<条件#8>に対して、α≠βであるので以下の条件が必要となる。 In each of the symbol numbers 2Ni to 2Ni+2N-1, there are 2 points of q having bad reception quality, so that there are 4N points. In order to obtain good characteristics in the LOS environment, all these 4N points should be different solutions. At this time, focusing on the amplitude, since α≠β with respect to <condition #7> or <condition #8>, the following condition is required.

以上のように、MIMO伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なLOS環境において、従来の空間多重MIMO伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。 As described above, when the transmitter of the MIMO transmission system transmits a plurality of modulated signals from a plurality of antennas, the precoding weights are switched over time and the switching is regularly performed, so that the direct wave is dominant in the LOS environment. In, in comparison with the case of using the conventional spatial multiplexing MIMO transmission, it is possible to obtain the effect of improving the transmission quality.

本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態1で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態1と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。 In the present embodiment, the configuration of the receiving apparatus is as described in Embodiment 1. Particularly, regarding the configuration of the receiving apparatus, the operation is described by limiting the number of antennas, but the number of antennas increases. Can be similarly implemented. That is, the number of antennas in the receiving apparatus does not affect the operation and effects of this embodiment. Further, in the present embodiment, the error correction code is not limited as in the first embodiment.

また、本実施の形態では、実施の形態1と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態1で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード等)、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。 Further, although the present embodiment has described the precoding weight changing method on the time axis in contrast to the first embodiment, as described in the first embodiment, the multi-carrier transmission method is used and the frequency axis and the frequency are changed. -By arranging the symbols on the time axis, the precoding weight changing method can be similarly performed. Further, in the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), symbols for control information, etc. may be arranged in any way.

(実施の形態5)
実施の形態1〜実施の形態4では、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法について説明したが、本実施の形態では、その変形例について説明する。
(Embodiment 5)
Although the methods of regularly switching the precoding weights have been described in the first to fourth embodiments, a modification thereof will be described in the present embodiment.

実施の形態1〜実施の形態4では、プリコーディングウェイトを図6のように規則的に切り替える方法について説明した。本実施の形態では、図6とは異なる規則的にプリコーディングウェイトを切り替える方法について説明する。 Embodiments 1 to 4 have described methods of regularly switching precoding weights as shown in FIG. In the present embodiment, a method of regularly switching precoding weights different from FIG. 6 will be described.

図6と同様に、4つの異なるプリコーディングウェイト(行列)を切り替える方式で、図6とは異なる切り替え方法に関する図を図22に示す。図22において、4つの異なるプリコーディングウェイト(行列)をW、W、W、Wとあらわすものとする。(例えば、Wを式(37)におけるプリコーディングウェイト(行列)、Wを式(38)におけるプリコーディングウェイト(行列)、Wを式(39)におけるプリコーディングウェイト(行列)、Wを式(40)におけるプリコーディングウェイト(行列)とする。)そして、図3と図6と同様に動作するものについては同一符号を付している。図22において、固有な部分は、
・第1の周期2201、第2の周期2202、第3の周期2203、・・・はすべて、4スロットで構成されている。
・4スロットではスロットごとに異なるプリコーディングウェイト行列、つまり、W、W、W、Wをそれぞれ1度用いる。
・第1の周期2201、第2の周期2202、第3の周期2203、・・・において、必ずしもW、W、W、Wの順番を同一とする必要がない。
である。これを実現するために、プリコーディングウェイト行列生成部2200は重み付け方法に関する信号を入力とし、各周期における順番にしたがったプリコーディングウェイトに関する情報2210を出力する。そして、重み付け合成部600は、この信号と、s1(t)、s2(t)を入力とし、重み付け合成を行い、z1(t)、z2(t)を出力する。
Similar to FIG. 6, four different precoding weights (matrix) are switched, and FIG. 22 shows a switching method different from FIG. In FIG. 22, four different precoding weights (matrix) are represented as W 1 , W 2 , W 3 , and W 4 . (For example, W 1 is the precoding weight (matrix) in Expression (37), W 2 is the precoding weight (matrix) in Expression (38), W 3 is the precoding weight (matrix) in Expression (39), W 4 Is the precoding weight (matrix) in Expression (40). And, the same reference numerals are given to those that operate in the same manner as in FIG. 3 and FIG. In FIG. 22, the unique part is
The first cycle 2201, the second cycle 2202, the third cycle 2203,... All consist of 4 slots.
In 4 slots, different precoding weight matrices, that is, W 1 , W 2 , W 3 , and W 4 , are used once for each slot.
In the first cycle 2201, the second cycle 2202, the third cycle 2203,..., W 1 , W 2 , W 3 , and W 4 do not necessarily have to be in the same order.
Is. In order to realize this, the precoding weight matrix generation unit 2200 receives a signal regarding a weighting method as input, and outputs information 2210 regarding precoding weight according to the order in each cycle. Then, the weighting synthesis unit 600 receives this signal and s1(t) and s2(t), performs weighted synthesis, and outputs z1(t) and z2(t).

図23は、上述のプリコーディング方法に対し、図22とは重み付け合成方法を示している。図23において、図22の異なる点は、重み付け合成部以降に並び換え部を配置し、信号の並び換えを行うことで、図22と同様な方法を実現している点である。 FIG. 23 shows a weighting combining method as compared with the above-mentioned precoding method. 23 is different from FIG. 22 in that a rearrangement unit is arranged after the weighting synthesis unit and the signals are rearranged to realize the same method as that in FIG.

図23において、プリコーディングウェイト生成部2200は、重み付け方法に関する情報315を入力とし、プリコーディングウェイトW、W、W、W4、、W、W、W4、・・・の順にプリコーディングウェイトの情報2210を出力する。したがって、重み付け合成部600は、プリコーディングウェイトW、W、W、W4、、W、W、W4、・・・の順にプリコーディングウェイトを用い、プリコーディング後の信号2300A、2300Bを出力する。 In FIG. 23, the precoding weight generation unit 2200 receives the information 315 regarding the weighting method, and inputs the precoding weights W 1 , W 2 , W 3 , W 4, W 1 , W 2 , W 3 , W 4, W 4, ... The precoding weight information 2210 is output in the order of. Therefore, the weighting synthesis unit 600 uses precoding weights in the order of precoding weights W 1 , W 2 , W 3 , W 4, W 1 , W 2 , W 3 , W 4, ... The signals 2300A and 2300B are output.

並び替え部2300は、プリコーディング後の信号2300A、2300Bを入力とし、図23の第1の周期2201、第2の周期2202、第3の周期2203の順番となるように、プリコーディング後の信号2300A、2300Bについて並び換えを行い、z1(t)、z2(t)を出力する。
なお、上述では、プリコーディングウェイトの切り替え周期を図6と比較するために4として説明したが、実施の形態1〜実施の形態4のように、周期4以外のときでも同様に実施することが可能である。
また、実施の形態1〜実施の形態4、および、上述のプリコーディング方法において、周期内では、δ、βの値をスロットごとに同一であるとして説明したが、スロットごとにδ、βの値を切り替えるようにしてもよい。
The rearrangement unit 2300 receives pre-encoded signals 2300A and 2300B as input, and performs pre-encoded signals in the order of the first period 2201, the second period 2202, and the third period 2203 in FIG. 2300A and 2300B are rearranged and z1(t) and z2(t) are output.
Note that, in the above description, the switching cycle of the precoding weights is described as 4 for comparison with FIG. 6. However, as in Embodiments 1 to 4, the same operation can be performed at times other than cycle 4. It is possible.
Further, in the first to fourth embodiments and the above-described precoding method, it is described that the values of δ and β are the same for each slot within a cycle, but the values of δ and β are different for each slot. May be switched.

以上のように、MIMO伝送システムの送信装置が複数アンテナから複数の変調信号を送信する際、時間とともにプリコーディングウェイトを切り替えるとともに、切り替えを規則的に行うことで、直接波が支配的なLOS環境において、従来の空間多重MIMO伝送を用いるときと比べ、伝送品質が向上するという効果を得ることができる。 As described above, when the transmitter of the MIMO transmission system transmits a plurality of modulated signals from a plurality of antennas, the precoding weights are switched over time and the switching is regularly performed, so that the direct wave is dominant in the LOS environment. In, in comparison with the case of using the conventional spatial multiplexing MIMO transmission, it is possible to obtain the effect of improving the transmission quality.

本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態1で説明したとおりであり、特に、受信装置の構成については、アンテナ数を限定して、動作を説明したが、アンテナ数が増えても、同様に実施することができる。つまり、受信装置におけるアンテナ数は、本実施の形態の動作、効果に影響を与えるものではない。また、本実施の形態では、実施の形態1と同様に、誤り訂正符号は限定されるものではない。 In the present embodiment, the configuration of the receiving apparatus is as described in Embodiment 1. Particularly, regarding the configuration of the receiving apparatus, the operation is described by limiting the number of antennas, but the number of antennas increases. Can be similarly implemented. That is, the number of antennas in the receiving apparatus does not affect the operation and effects of this embodiment. Further, in the present embodiment, the error correction code is not limited as in the first embodiment.

また、本実施の形態では、実施の形態1と対比させ、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更方法について説明したが、実施の形態1で説明したように、マルチキャリア伝送方式を用い、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイト変更方法しても同様に実施することができる。また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード等)、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。 Further, although the present embodiment has described the precoding weight changing method on the time axis in contrast to the first embodiment, as described in the first embodiment, the multi-carrier transmission method is used and the frequency axis and the frequency are changed. -By arranging the symbols on the time axis, the precoding weight changing method can be similarly performed. Further, in the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, etc.), symbols for control information, etc. may be arranged in any way.

(実施の形態6)
実施の形態1〜4において、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法について述べたが、本実施の形態では、実施の形態1〜4で述べた内容を含め、再度、プリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法について説明する。
(Embodiment 6)
Although the method of regularly switching the precoding weights has been described in the first to fourth embodiments, the present embodiment includes the contents described in the first to fourth embodiments again to regularly change the precoding weights. The switching method will be described.

ここでは、まず、LOS環境を考慮した、通信相手からのフィードバックが存在しないプ
リコーディングを適用した空間多重型の2x2MIMOシステムのプリコーディング行列の設計
方法について述べる。
In this paper, first, we describe the design method of precoding matrix for spatial multiplexing type 2x2MIMO system that applies precoding with no feedback from the communication partner, considering LOS environment.

図30は、通信相手からのフィードバックが存在しないプリコーディングを適用した空間多重型の2x2MIMOシステムモデルを示している。情報ベクトルzは、符号化およびインタリーブが施される。そして、インタリーブの出力として、符号化後ビットのベクトルu(p)=(u1(p),u2(p))が得られる(pはスロット時間である。)。ただし、ui(p)=(ui1(p)…,uih(p))とする(h:シンボル当たりの送信ビット数)。変調後(マッピング後)の信号をs(p)=(s1(p),s2(p))Tとすると、プリコーディング行列をF(p)とするとプリコーディング後の
信号x(p)=(x1(p),x2(p))Tは次式であらわされる。
FIG. 30 shows a spatial multiplexing type 2x2 MIMO system model to which precoding in which there is no feedback from a communication partner is applied. The information vector z is coded and interleaved. Then, a vector u(p)=(u 1 (p),u 2 (p)) of coded bits is obtained as an output of interleaving (p is a slot time). However, u i (p)=(u i1 (p)..., u ih (p)) (h: number of transmission bits per symbol). If the signal after modulation (after mapping) is s(p)=(s 1 (p),s 2 (p)) T and the precoding matrix is F(p), the signal after precoding x(p) =(x 1 (p),x 2 (p)) T is expressed by the following equation.

したがって、受信ベクトルをy(p)=(y1(p), y2(p))Tとすると、次式であらわされる。 Therefore, when the received vector is y(p)=(y 1 (p), y 2 (p)) T , it is expressed by the following equation.

このとき、H(p)はチャネル行列、n(p)=(n1(p),n2(p))Tはノイズベクトルであり、ni(p)は平均値0、分散σ2のi.i.d.複素ガウス雑音である。そして、ライスファクタをKとした
とき、上式は、以下のようにあらわすことができる。
At this time, H(p) is the channel matrix, n(p)=(n 1 (p),n 2 (p)) T is the noise vector, and n i (p) is the mean value 0 and the variance σ 2 of iid is a complex Gaussian noise. Then, when the Rice factor is K, the above equation can be expressed as follows.

このとき、Hd(p)は直接波成分のチャネル行列、Hs(p)は散乱波成分のチャネル行列である。したがって、チャネル行列H(p)を以下のようにあらわす。 At this time, H d (p) is the channel matrix of the direct wave component, and H s (p) is the channel matrix of the scattered wave component. Therefore, the channel matrix H(p) is expressed as follows.

式(145)において、直接波の環境は通信機同士の位置関係で一意に決定すると仮定し、直接波成分のチャネル行列Hd(p)は時間的には変動がないものとする。また、直接波
成分のチャネル行列Hd(p)において、送信アンテナ間隔と比較し、送受信機間の距離が十
分長い環境となる可能性が高いため、直接波成分のチャネル行列正則行列であるものとする。したがって、チャネル行列Hd(p)を以下のようにあらわすものとする。
In Expression (145), it is assumed that the environment of the direct wave is uniquely determined by the positional relationship between the communication devices, and the channel matrix H d (p) of the direct wave component does not change with time. In addition, in the channel matrix H d (p) of the direct wave component, the channel matrix of the direct wave component is a regular matrix because the distance between the transmitter and the receiver is likely to be sufficiently long compared to the transmission antenna spacing. And Therefore, the channel matrix H d (p) is represented as follows.

ここで、Aは正の実数であり、qは複素数であるものとする。以下では、LOS環境を考慮
した、通信相手からのフィードバックが存在しないプリコーディングを適用した空間多重型の2x2MIMOシステムのプリコーディング行列の設計方法について述べる。
Here, it is assumed that A is a positive real number and q is a complex number. In the following, we describe a method for designing a precoding matrix for a spatially multiplexed 2x2MIMO system that applies precoding in which there is no feedback from the communication partner in consideration of the LOS environment.

式(144),(145)から、散乱波を含んだ状態での解析は困難であることから、散乱波を含んだ状態で適切なフィードバックなしのプリコーディング行列を求めるのは困難となる。加えて、NLOS環境では、LOS環境と比較し、データの受信品質の劣化が少ない
。したがって、LOS環境での適切なフィードバックなしのプリコーディング行列の設計方
法(時間とともにプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列)について述べる。
From equations (144) and (145), it is difficult to analyze in a state including scattered waves, and thus it is difficult to obtain an appropriate precoding matrix without feedback in a state including scattered waves. In addition, in the NLOS environment, deterioration of data reception quality is less than in the LOS environment. Therefore, we describe a suitable precoding matrix design without feedback in the LOS environment (precoding matrix of precoding method that switches the precoding matrix with time).

上述したように、式(144),(145)から、散乱波を含んだ状態での解析は困難であることから、直接波のみの成分を含むチャネル行列において、適切なプリコーディング行列を求めることにする。したがって、式(144)において、チャネル行列が直接波のみの成分を含む場合を考える。したがって、式(146)から、以下のようにあらわすことができる。 As described above, since it is difficult to analyze from the equations (144) and (145) in the state including the scattered wave, it is necessary to obtain an appropriate precoding matrix in the channel matrix including the component of only the direct wave. To Therefore, consider the case where the channel matrix includes the component of only the direct wave in the equation (144). Therefore, from Expression (146), it can be expressed as follows.

ここで、プリコーディング行列として、ユニタリ行列を用いるものとする。したがって、プリコーディング行列を以下のようにあらわす。 Here, a unitary matrix is used as the precoding matrix. Therefore, the precoding matrix is expressed as follows.

このときλは固定値である。したがって、式(147)は、以下のようにあらわすことができる。 At this time, λ is a fixed value. Therefore, the equation (147) can be expressed as follows.

式(149)からわかるように、受信機がZF(zero forcing)やMMSE(minimum mean squared error)の線形演算を行った場合、s1(p), s2(p)によって送信したビットを判定することはできない。このことから、実施の形態1で述べたような反復APP(または、反復Max-log APP)またはAPP(または、Max-log APP)を行い(以降ではML(Maximum Likelihood)演算とよぶ)、s1(p), s2(p)で送信した各ビットの対数尤度比を求め、誤り訂正符号における復号を行うことになる。したがって、ML演算を行う受信機に対するLOS環境での
適切なフィードバックなしのプリコーディング行列の設計方法について説明する。
As can be seen from equation (149), when the receiver performs linear operation of ZF (zero forcing) or MMSE (minimum mean squared error), the bit transmitted by s 1 (p), s 2 (p) is determined. You cannot do it. From this, iterative APP (or iterative Max-log APP) or APP (or Max-log APP) as described in the first embodiment is performed (hereinafter referred to as ML (Maximum Likelihood) operation), and s The log-likelihood ratio of each bit transmitted in 1 (p) and s 2 (p) is obtained, and decoding in the error correction code is performed. Therefore, a method of designing an appropriate precoding matrix without feedback in a LOS environment for a receiver that performs ML operation will be described.

式(149)におけるプリコーディングを考える。1行目の右辺、および、左辺にe-jΨを乗算し、同様に、2行目の右辺、および、左辺にe-jΨを乗算する。すると、次式のようにあらわされる。 Consider the precoding in equation (149). The right and left sides of the first row are multiplied by e -jΨ , and similarly, the right and left sides of the second row are multiplied by e -jΨ . Then, it is expressed as the following equation.

e-jΨy1(p), e-jΨy2(p), e-jΨqをそれぞれy1(p), y2(p), qと再定義し、また、e-jΨn(p)=(e-jΨn1(p), e-jΨn2(p))Tとなり、e-jΨn1(p), e-jΨn2(p)は平均値0、分散σ2のi.i.d.(independent identically distributed)複素ガウス雑音となるので、e-jΨn(p)をn(p)と再定義する。すると、式(150)を式(151)のようにしても一般性は失われていない。 e -jΨ y 1 (p), e -jΨ y 2 (p), e -jΨ q are redefined as y 1 (p), y 2 (p), q, respectively, and e -jΨ n(p )=(e -j Ψ n 1 (p), e -j Ψ n 2 (p)) T , where e -j Ψ n 1 (p), e -j Ψ n 2 (p) has mean 0 and variance σ 2 Since it becomes iid (independent identically distributed) complex Gaussian noise, e −jΨ n(p) is redefined as n(p). Then, even if equation (150) is changed to equation (151), generality is not lost.

次に、式(151)を理解しやすいように式(152)のように変形する。 Next, the expression (151) is transformed into the expression (152) so that it can be easily understood.

このとき、受信信号点と受信候補信号点とのユークリッド距離の最小値をdmin 2とした
とき、dmin 2がゼロという最小値をとる劣悪点であるとともに、s1(p)で送信するすべてのビット、または、s2(p)で送信するすべてのビットが消失するという劣悪な状態となるqが2つ存在する。
At this time, when the minimum value of the Euclidean distance between the reception signal point and the reception candidate signal point is d min 2 , d min 2 is a bad point that has a minimum value of zero and is transmitted at s 1 (p) There are two qs that are in a bad state where all bits or all bits transmitted in s 2 (p) are lost.

式(152)においてs1(p)が存在しない: In equation (152) s 1 (p) does not exist:

式(152)においてs2(p)が存在しない: In equation (152) s 2 (p) does not exist:

(以降では、式(153),(154)を満たすqをそれぞれ「s1, s2の受信劣悪点」
と呼ぶ)
式(153)を満たすとき、s1(p)により送信したビットすべてが消失しているためs1(p)により送信したビットすべての受信対数尤度比を求めることができず、式(154)を満たすとき、s2(p)により送信したビットすべてが消失しているためs2(p)により送信したビットすべての受信対数尤度比を求めることができない。
(Hereinafter, q satisfying the equations (153) and (154) will be referred to as “reception bad point of s 1 and s 2 ”, respectively.
Call)
When satisfying the expression (153) can not obtain the bit all received logarithmic likelihood ratio sent by s 1 (p) for all bits transmitted is lost by s 1 (p), Formula (154 When the condition (1) is satisfied, all the bits transmitted by s 2 (p) have disappeared, so the reception log-likelihood ratio of all the bits transmitted by s 2 (p) cannot be obtained.

ここで、プリコーディング行列を切り替えない場合の放送・マルチキャスト通信システムを考える。このとき、プリコーディング行列を切り替えないプリコーディング方式を用いて変調信号を送信する基地局あり、基地局が送信した変調信号を受信する端末が複数(Γ個)存在するシステムモデルを考える。 Here, consider a broadcast/multicast communication system in which the precoding matrix is not switched. At this time, consider a system model in which there is a base station that transmits a modulated signal using a precoding scheme that does not switch the precoding matrix, and there are multiple terminals (Γ) that receive the modulated signal transmitted by the base station.

基地局・端末間の直接波の状況は、時間による変化は小さいと考えられる。すると、式(153),(154)から、式(155)または式(156)の条件にあてはまるような位置にあり、ライスファクタが大きいLOS環境にある端末は、データの受信品質が劣化
するという現象に陥る可能性がある。したがって、この問題を改善するためは、時間的にプリコーディング行列を切り替える必要がある。
The situation of the direct wave between the base station and the terminal is considered to change little with time. Then, from the formulas (153) and (154), the terminal in the LOS environment where the condition of the formula (155) or the formula (156) is satisfied and the rice factor is large is deteriorated in the reception quality of data. There is a possibility of falling into a phenomenon. Therefore, to improve this problem, it is necessary to switch the precoding matrix in time.

そこで、時間周期をNスロットとし、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法
(以降ではプリコーディングホッピング方法と呼ぶ)を考える。
時間周期Nスロットのために、式(148)に基づくN種類のプリコーディング行列F[i]を用意する(i=0,1,…,N-1)。このとき、プリコーディング行列F[i]を以下のようにあらわす。
Therefore, let us consider a method in which the time period is N slots and the precoding matrix is regularly switched (hereinafter referred to as the precoding hopping method).
For the time period N slots, N kinds of precoding matrices F[i] based on Expression (148) are prepared (i=0, 1,..., N-1). At this time, the precoding matrix F[i] is expressed as follows.

ここで、αは時間的に変化しないものとし、λも時間的に変化しないものとする(変化させてもよい。)。
そして、実施の形態1と同様に、時点(時刻)N×k+i(kは0以上の整数、i=0,1,…,N-1)の式(142)におけるプリコーディング後の信号x(p= N×k+i)を得るために用いられるプ
リコーディング行列がF[i]となる。これについては、以降でも同様である。
Here, it is assumed that α does not change with time, and λ does not change with time (may be changed).
Then, as in Embodiment 1, the signal after precoding in the equation (142) at the time point (time) N×k+i (k is an integer of 0 or more, i=0, 1,..., N−1) The precoding matrix used to obtain x(p=N×k+i) is F[i]. This also applies to the following.

このとき、式 (153),(154)に基づき、以下のようなプリコーディングホッ
ピングのプリコーディング行列の設計条件が重要となる。
At this time, the following precoding matrix design conditions for precoding hopping are important based on equations (153) and (154).

<条件#10>により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s1の受
信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s1(p)で
送信したビットの対数尤度比を得ることができる。同様に、<条件#11>により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s2の受信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s2(p)で送信したビットの対数尤度比を得ることができる。
According to <Condition #10>, in all Γ terminals, the number of slots in which s 1 has a bad reception point is 1 slot or less at N in the time period. Therefore, it is possible to obtain the log-likelihood ratio of bits transmitted in s 1 (p) of N−1 slots or more. Similarly, according to <Condition #11>, in all Γ terminals, at N in the time period, the number of slots having the poor reception point of s 2 is 1 slot or less. Therefore, it is possible to obtain the log-likelihood ratio of bits transmitted in s 2 (p) over N−1 slots.

このように、<条件#10>、<条件#11>のプリコーディング行列の設計規範を与えることで、s1(p)で送信したビットの対数尤度比が得られるビット数、および、s2(p)で送信したビットの対数尤度比が得られるビット数をΓ個の端末すべてにおいて一定数以上に保証することで、Γ個の端末すべてにおいて、ライスファクタが大きいLOS環境でのデ
ータ受信品質の劣化を改善することを考える。
In this way, by giving the precoding matrix design criteria of <Condition #10> and <Condition #11>, the number of bits for which the log-likelihood ratio of the bits transmitted in s 1 (p) is obtained, and s By guaranteeing the number of bits that can obtain the log-likelihood ratio of the bits transmitted in 2 (p) above a certain number in all Γ terminals, the data in the LOS environment with a large Rice factor in all Γ terminals can be obtained. Consider improving the deterioration of reception quality.

以下では、プリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を記載する。
直接波の位相の確率密度分布は[0 2π]の一様分布であると考えることができる。した
がって、式(151),(152)におけるqの位相の確率密度分布も[0 2π]の一様分布であると考えることができる。よって、qの位相のみが異なる同一のLOS環境において、Γ個の端末に対し、可能な限り公平なデータの受信品質を与えるための条件として、以下を与える。
<条件#12>
時間周期Nスロットのプリコーディングホッピング方法を用いた場合、時間周期内のNにおいて、s1の受信劣悪点を位相に対し一様分布となるように配置し、かつ、s2の受信劣悪点を位相に対し一様分布となるように配置する。
Below, an example of the precoding matrix in the precoding hopping method will be described.
The probability density distribution of the phase of the direct wave can be considered to be a uniform distribution of [0 2π]. Therefore, it can be considered that the probability density distribution of the phase of q in Expressions (151) and (152) is also a uniform distribution of [0 2 π]. Therefore, in the same LOS environment where only the phase of q is different, the following is given as a condition for giving the reception quality of data as fair as possible to Γ terminals.
<Condition #12>
When the precoding hopping method with N slots in the time period is used, in N in the time period, the reception poor points of s 1 are arranged so as to have a uniform distribution with respect to the phase, and the reception poor points of s 2 are arranged. Arrange so that the distribution is uniform with respect to the phase.

そこで、<条件#10>から<条件#12>に基づくプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を説明する。式(157)のプリコーディング行列のα=1.0とする。
(例#5)
時間周期N=8とし、<条件#10>から<条件#12>を満たすために、次式のような
時間周期N=8のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える
Therefore, an example of a precoding matrix in the precoding hopping method based on <condition #10> to <condition #12> will be described. It is assumed that α of the precoding matrix of Expression (157) is 1.0.
(Example #5)
In order to satisfy <Condition #10> to <Condition #12> with time period N=8, a precoding matrix in the precoding hopping method with time period N=8 is given as follows.

ただし、jは虚数単位であり、i=0,1,…,7である。式(160)のかわりに式(161)と与えてもよい(λ、θ11[i]は時間的に変化しないものとする(変化してもよい)。
)。
However, j is an imaginary unit and i=0, 1,..., 7. Expression (161) may be given instead of Expression (160) (λ and θ 11 [i] do not change with time (may change).
).

したがって、s1, s2の受信劣悪点は図31(a)(b)のようになる。(図31において、横軸は実軸、縦軸は虚軸となる。)また、式(160)、式(161)のかわりに式(162)、式(163)と与えてもよい(i=0,1,…,7)(λ、θ11[i]は時間的に変化しない
ものとする(変化してもよい)。)。
Therefore, the poor reception points of s 1 and s 2 are as shown in FIGS. 31(a) and 31(b). (In FIG. 31, the horizontal axis is the real axis and the vertical axis is the imaginary axis.) Also, instead of equations (160) and (161), equations (162) and (163) may be given (i =0,1,...,7) (λ, θ 11 [i] shall not change with time (may change).)

次に、条件12とは異なる、qの位相のみが異なる同一のLOS環境において、Γ個の端末に対し、可能な限り公平なデータの受信品質を与えるための条件として、以下を与える。<条件#13>
時間周期Nスロットのプリコーディングホッピング方法を用いた場合、
Next, in the same LOS environment, which is different from the condition 12 and differs only in the phase of q, the following is given as a condition for giving the reception quality of data to Γ terminals as fair as possible. <Condition #13>
When using the precoding hopping method of time period N slot,

の条件を付加し、また、時間周期内のNにおいて、s1の受信劣悪点を位相とs2の受信劣悪
点を位相に対し、一様分布となるように配置する。
そこで、<条件#10>, <条件#11>, <条件#13>に基づくプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を説明する。式(157)のプリコーディング行列のα=1.0とする。
(例#6)
時間周期N=4とし、次式のような時間周期N=4のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。
In addition, the condition of is added, and at N in the time period, the reception poor points of s 1 are arranged so as to have a uniform distribution with respect to the phase and the reception poor points of s 2 with respect to the phase.
Therefore, an example of a precoding matrix in the precoding hopping method based on <condition #10>, <condition #11>, and <condition #13> will be described. It is assumed that α of the precoding matrix of Expression (157) is 1.0.
(Example #6)
Given a time period N=4, a precoding matrix in a precoding hopping method with a time period N=4 is given as follows.

ただし、jは虚数単位であり、i=0,1,2,3である。式(165)のかわりに式(166
)と与えてもよい(λ、θ11[i]は時間的に変化しないものとする(変化してもよい)。
)。
However, j is an imaginary unit and i=0,1,2,3. Instead of equation (165), equation (166
) May be given (λ, θ 11 [i] shall not change (may change) over time.
).

したがって、s1, s2の受信劣悪点は図32のようになる。(図32において、横軸は実軸、縦軸は虚軸となる。)また、式(165)、式(166)のかわりに式(167)、式(168)と与えてもよい(i=0,1,2,3)(λ、θ11[i]は時間的に変化しないものとする(変化してもよい)。)。 Therefore, the poor reception points of s 1 and s 2 are as shown in FIG. (In FIG. 32, the horizontal axis is the real axis and the vertical axis is the imaginary axis.) Instead of equations (165) and (166), equations (167) and (168) may be given (i =0,1,2,3) (λ, θ 11 [i] shall not change with time (may change).)

次に、非ユニタリ行列を用いたプリコーディングホッピング方法について述べる。
式(148)に基づき、本検討で扱うプリコーディング行列を以下のようにあらわす。
Next, a precoding hopping method using a non-unitary matrix will be described.
Based on equation (148), the precoding matrix handled in this study is expressed as follows.

すると、式(151),(152)に相当する式は、次式のようにあらわされる。 Then, the expressions corresponding to the expressions (151) and (152) are expressed as the following expressions.

このとき、受信信号点と受信候補信号点とのユークリッド距離の最小値dmin 2がゼロと
なるqが2つ存在する。
式(171)においてs1(p)が存在しない:
At this time, there are two qs at which the minimum Euclidean distance d min 2 between the reception signal point and the reception candidate signal point becomes zero.
In equation (171), s 1 (p) does not exist:

式(171)においてs2(p)が存在しない: In equation (171) s 2 (p) does not exist:

時間周期Nのプリコーディングホッピング方法において、式(169)を参考にし、N種類のプリコーディング行列F[i]を以下のようにあらわす。 In the precoding hopping method for the time period N, N kinds of precoding matrices F[i] are represented as follows with reference to the equation (169).

ここで、αおよびδは時間的に変化しないものとする。このとき、式(34), (35)に基づき、以下のようなプリコーディングホッピングのプリコーディング行列の設計条件を与える。 Here, it is assumed that α and δ do not change with time. At this time, the following precoding matrix design conditions for precoding hopping are given based on equations (34) and (35).

(例#7)
式(174)のプリコーディング行列のα=1.0とする。そして、時間周期N=16とし、
<条件#12>, <条件#14>, <条件#15>を満たすために、次式のような時間周期N=8のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。
(Example #7)
It is assumed that α of the precoding matrix of Expression (174) is 1.0. Then, with the time period N=16,
In order to satisfy <Condition #12>, <Condition #14>, and <Condition #15>, a precoding matrix in the precoding hopping method with the time period N=8 is given as follows.

i=0,1,…,7のとき: When i=0,1,...,7:

i=8,9,…,15のとき: When i=8,9,...,15:

また、式(177)、式(178)と異なるプリコーディング行列として、以下のように与えることができる。
i=0,1,…,7のとき:
Further, a precoding matrix different from the expressions (177) and (178) can be given as follows.
When i=0,1,...,7:

i=8,9,…,15のとき: When i=8,9,...,15:

したがって、s1, s2の受信劣悪点は図33(a)(b)のようになる。
(図33において、横軸は実軸、縦軸は虚軸となる。)また、式(177)、式(178)および式(179)、式(180)のかわりに以下のようにプリコーディング行列を与えても良い。
Therefore, the poor reception points of s 1 and s 2 are as shown in FIGS. 33(a) and 33(b).
(In FIG. 33, the horizontal axis is the real axis and the vertical axis is the imaginary axis.) In addition, instead of equation (177), equation (178), equation (179), and equation (180), precoding is performed as follows. You may give a matrix.

i=0,1,…,7のとき: When i=0,1,...,7:

i=8,9,…,15のとき: When i=8,9,...,15:

または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i=0,1,...,7:

i=8,9,…,15のとき: When i=8,9,...,15:

(また、式(177)〜(184)において、7π/8を−7π/8としてもよい。)
次に、<条件#12>とは異なる、qの位相のみが異なる同一のLOS環境において、Γ個の端末に対し、可能な限り公平なデータの受信品質を与えるための条件として、以下を与える。
<条件#16>
時間周期Nスロットのプリコーディングホッピング方法を用いた場合、
(Also, in formulas (177) to (184), 7π/8 may be −7π/8.)
Next, in the same LOS environment that differs from <Condition #12> and differs only in the phase of q, the following is given as a condition for giving as fair data reception quality as possible to Γ terminals. ..
<Condition #16>
When using the precoding hopping method of time period N slot,

の条件を付加し、また、時間周期内のNにおいて、s1の受信劣悪点を位相とs2の受信劣悪
点を位相に対し、一様分布となるように配置する。
そこで、<条件#14>, <条件#15>, <条件#16>に基づくプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列の例を説明する。式(174)のプリコーディング行列のα=1.0とする。
(例#8)
時間周期N=8とし、次式のような時間周期N=8のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列を与える。
In addition, the condition of is added, and in N in the time period, the poor reception points of s 1 are arranged so as to have a uniform distribution with respect to the phase and the poor reception points of s 2 with respect to the phase.
Therefore, an example of a precoding matrix in the precoding hopping method based on <condition #14>, <condition #15>, and <condition #16> will be described. It is assumed that α of the precoding matrix of Expression (174) is 1.0.
(Example #8)
Given a time period N=8, a precoding matrix in the precoding hopping method with a time period N=8 is given as follows.

ただし、i=0,1,…,7である。
また、式(186)と異なるプリコーディング行列として、以下のように与えることが
できる(i=0,1,…,7)(λ、θ11[i]は時間的に変化しないものとする(変化してもよい
)。)。
However, i=0,1,...,7.
Further, a precoding matrix different from the equation (186) can be given as follows (i=0, 1,..., 7) (λ, θ 11 [i] does not change with time ( It may change).

したがって、s1, s2の受信劣悪点は図34のようになる。また、式(186)、式(187)のかわりに以下のようにプリコーディング行列を与えても良い(i=0,1,…,7)(λ、θ11[i]は時間的に変化しないものとする(変化してもよい)。)。 Therefore, the poor reception points of s 1 and s 2 are as shown in FIG. Further, a precoding matrix may be given instead of equations (186) and (187) as follows (i=0, 1,..., 7) (λ, θ 11 [i] changes with time. Not (may change).

または、 Or

(また、式(186)〜式(189)において、7π/8を−7π/8としてもよい。)
次に、式(174)のプリコーディング行列において、α≠1とし、受信劣悪点同士の
複素平面における距離の点を考慮した(例#7), (例#8)と異なるプリコーディングホッピング方法について考える。
(Also, in formulas (186) to (189), 7π/8 may be −7π/8.)
Next, regarding the precoding hopping method different from (Example #7) and (Example #8) in which α≠1 is set in the precoding matrix of Expression (174) and the point of the distance in the complex plane between the poor reception points is considered. Think

ここでは、式(174)の時間周期Nのプリコーディングホッピング方法を扱っている
が、このとき、<条件#14>により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにお
いて、s1の受信劣悪点をとるスロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s1(p)で送信したビットの対数尤度比を得ることができる。同様に、<条件#15>
により、Γ個の端末すべてにおいて、時間周期内のNにおいて、s2の受信劣悪点をとるス
ロットは1スロット以下となる。したがって、N-1スロット以上s2(p)で送信したビットの
対数尤度比を得ることができる。
Here, the precoding hopping method for the time period N of Expression (174) is handled, but at this time, s 1 is received at N in the time period at all Γ terminals due to <condition #14>. The slot that takes the bad point is less than 1 slot. Therefore, it is possible to obtain the log-likelihood ratio of bits transmitted in s 1 (p) of N−1 slots or more. Similarly, <condition #15>
As a result, in all Γ terminals, the number of slots in which s 2 has a bad reception point is 1 slot or less at N in the time period. Therefore, it is possible to obtain the log-likelihood ratio of bits transmitted in s 2 (p) over N−1 slots.

したがって、時間周期Nは大きい値をしたほうが、対数尤度比を得ることができるスロ
ット数が大きくなることがわかる。
ところで、実際のチャネルモデルでは、散乱波成分の影響をうけるため、時間周期Nが
固定の場合、受信劣悪点の複素平面上の最小距離は可能な限り大きい方が、データの受信品質が向上する可能性があると考えられる。したがって、(例#7), (例#8)において、α≠1とし、(例#7), (例#8)を改良したプリコーディングホッピング方法に
ついて考える。まず、理解が容易となる、(例#8)を改良したプリコーディング方法に
ついて述べる。
(例#9)
式(186)から、(例#7)を改良した時間周期N=8のプリコーディングホッピング
方法におけるプリコーディング行列を次式で与える。
Therefore, it can be seen that the larger the time period N, the larger the number of slots for which the log-likelihood ratio can be obtained.
By the way, in the actual channel model, because of the influence of scattered wave component, if the time period N is fixed, the minimum distance on the complex plane of the reception poor point is as large as possible, the data reception quality improves. It is considered possible. Therefore, in (example #7) and (example #8), it is assumed that α≠1, and a precoding hopping method that improves (example #7) and (example #8) is considered. First, a description will be given of a precoding method that is an improved version of (Example #8) for easier understanding.
(Example #9)
From equation (186), the precoding matrix in the precoding hopping method with the time period N=8, which is an improved version of (example #7), is given by the following equation.

ただし、i=0,1,…,7である。また、式(190)と異なるプリコーディング行列として、以下のように与えることができる(i=0,1,…,7)(λ、θ11[i]は時間的に変化しない
ものとする(変化してもよい)。)。
However, i=0,1,...,7. Further, a precoding matrix different from the equation (190) can be given as follows (i=0, 1,..., 7) (λ, θ 11 [i] does not change with time ( It may change).

または、 Or

または、 Or

または、 Or

または、 Or

または、 Or

または、 Or

したがって、s1, s2の受信劣悪点はα<1.0のとき図35(a)、α>1.0のとき図35(b)のようにあらわされる。
(i)α<1.0のとき
α<1.0のとき、受信劣悪点の複素平面における最小距離は、受信劣悪点#1と#2の距離(d#1,#2)および、受信劣悪点#1と#3の距離(d#1,#3)に着目すると、min{d#1,#2, d#1,#3}とあらわされる。このとき、αとd#1,#2およびd#1,#3の関係を図36に示す。そし
て、min{d#1,#2, d#1,#3}を最も大きくするαは
Therefore, the poor reception points of s 1 and s 2 are represented as shown in FIG. 35(a) when α<1.0 and as shown in FIG. 35(b) when α>1.0.
(i) When α<1.0 When α<1.0, the minimum distance in the complex plane of the reception poor point is the distance between the reception poor points #1 and #2 (d #1,#2 ) and the reception poor point #1. Focusing on the distance (d #1,#3 ) between and #3, min{d #1,#2 ,d #1,#3 } is expressed. At this time, the relationship between α and d #1, #2 and d #1, #3 is shown in FIG. And α that maximizes min{d #1,#2 ,d #1,#3 } is

となる。このときのmin{d#1,#2, d#1,#3}は Becomes Min{d #1,#2 ,d #1,#3 } at this time is

となる。したがって、式(190)〜式(197)においてαを式(198)で与えるプリコーディング方法が有効となる。ただし、αの値を式(198)と設定することは、良好なデータの受信品質を得るための一つの適切な方法である。しかし、式(198)に近いような値をとるようにαを設定しても、同様に、良好なデータの受信品質を得ることができる可能性がある。したがって、αの設定値は、式(198)に限ったものではない。 Becomes Therefore, the precoding method that gives α in Expression (198) in Expressions (190) to (197) is effective. However, setting the value of α as equation (198) is one suitable method for obtaining good data reception quality. However, even if α is set so as to take a value close to Expression (198), it may be possible to similarly obtain good data reception quality. Therefore, the set value of α is not limited to the equation (198).

(ii)α>1.0のとき
α>1.0のとき、受信劣悪点の複素平面における最小距離は、受信劣悪点#4と#5の距離(d#4,#5)および、受信劣悪点#4と#6の距離(d#4,#6)に着目すると、min{d#4,#5, d#4,#6}とあらわされる。このとき、αとd#4,#5およびd#4,#6の関係を図37に示す。そし
て、min{d#4,#5, d#4,#6}を最も大きくするαは
(ii) When α>1.0 When α>1.0, the minimum distance in the complex plane of the reception poor point is the distance between the reception poor points #4 and #5 (d #4,#5 ) and the reception poor point #4. Focusing on the distance (d #4,#6 ) between # and # 6, it is expressed as min{d #4,#5 , d #4,#6 }. At this time, the relationship between α and d #4, #5 and d #4, #6 is shown in FIG. And α that maximizes min{d #4,#5 ,d #4,#6 } is

となる。このときのmin{d#4,#5, d#4,#6}は Becomes Min{d #4,#5 ,d #4,#6 } at this time is

となる。したがって、式(190)〜式(197)においてαを式(200)で与えるプリコーディング方法が有効となる。ただし、αの値を式(200)と設定することは、良好なデータの受信品質を得るための一つの適切な方法である。しかし、式(200)に近いような値をとるようにαを設定しても、同様に、良好なデータの受信品質を得ることができる可能性がある。したがって、αの設定値は、式(200)に限ったものではない。
(例#10)
(例#9)の検討から(例#7)を改良した時間周期N=16のプリコーディングホッピング方法におけるプリコーディング行列は次式で与えることができる(λ、θ11[i]は時間
的に変化しないものとする(変化してもよい)。)。
Becomes Therefore, in Expressions (190) to (197), the precoding method that gives α by Expression (200) is effective. However, setting the value of α as Equation (200) is one suitable method for obtaining good reception quality of data. However, even if α is set so as to take a value close to Expression (200), there is a possibility that good reception quality of data can be similarly obtained. Therefore, the set value of α is not limited to the expression (200).
(Example #10)
From the examination of (Example #9), the precoding matrix in the precoding hopping method of the time period N=16 which is an improvement of (Example #7) can be given by the following equation (λ, θ 11 [i] are temporal It shall not change (may change).

i=0,1,…,7のとき: When i=0,1,...,7:

i=8,9,…,15のとき: When i=8,9,...,15:

または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i=0,1,...,7:

i=8,9,…,15のとき: When i=8,9,...,15:

または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i=0,1,...,7:

i=8,9,…,15のとき: When i=8,9,...,15:

または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i=0,1,...,7:

i=8,9,…,15のとき: When i=8,9,...,15:

または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i=0,1,...,7:

i=8,9,…,15のとき: When i=8,9,...,15:

または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i=0,1,...,7:

i=8,9,…,15のとき: When i=8,9,...,15:

または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i=0,1,...,7:

i=8,9,…,15のとき: When i=8,9,...,15:

または、
i=0,1,…,7のとき:
Or
When i=0,1,...,7:

i=8,9,…,15のとき: When i=8,9,...,15:

ただし、αは式(198)または式(200)となると良好なデータの受信品質を得るのに適している。このとき、s1の受信劣悪点はα<1.0のとき図38(a)(b)、α>1.0のとき図39(a)(b)のようにあらわされる。 However, α is suitable for obtaining good reception quality of data when it becomes equation (198) or equation (200). At this time, the poor reception point of s 1 is represented as shown in FIGS. 38(a)(b) when α<1.0 and as shown in FIGS. 39(a)(b) when α>1.0.

本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーデ
ィング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸(または、周波数軸)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN個の
異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期Nのプリコーディン
グホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダム
に用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。
In this embodiment, a method of configuring N different precoding matrices for a precoding hopping method of time period N has been described. At this time, F[0], F[1], F[2],..., F[N-2], F[N-1] are prepared as N different precoding matrices. However, in the present embodiment, the case of the single carrier transmission method is described as an example, and therefore F[0], F[1], F[2],... In the time axis (or frequency axis) direction. , F[N-2], and F[N-1] are arranged in this order, but the present invention is not limited to this, and N different precoding matrices F[0] generated in the present embodiment. , F[1], F[2],..., F[N-2], F[N-1] can be applied to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in Embodiment 1, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although the precoding hopping method of the time period N is described, the same effect can be obtained by randomly using N different precoding matrices, that is, a regular period is not necessarily used. There is no need to use N different precoding matrices to have.

<条件#10>から<条件#16>に基づき、例#5から例#10を示したが、プリコーディング行列の切り替え周期を長くするために、例えば、例#5から例#10から複数の例を選び、その選択した例で示したプリコーディング行列を用いて長い周期のプリコーディング行列切り替え方法を実現してもよい。例えば、例#7で示したプリコーディング行列と例#10で示したプリコーディング行列を用いて、長い周期のプリコーディング行列切り替え方法を実現するということになる。この場合、<条件#10>から<条件#16>に必ずしもしたがうとはかぎらない。(<条件#10>の式(158)、<条件#11>の式(159)、<条件#13>の式(164)、<条件#14>の式(175)、<条件#15>の式(176)において、「すべてのx、すべてのy」としているところを「存在することのx、存在することのy」という条件が、良好な受信品質を与える上で重要となる、ということになる。)別の視点で考えた場合、周期N(Nは大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、例#5から例#10のいずれかのプリコーディング行列が含まれると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
(実施の形態7)
本実施の形態では、実施の形態1〜6で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法で送信された変調信号を受信する受信装置の構成について説明する。
Examples #5 to #10 are shown based on <Condition #10> to <Condition #16>. However, in order to lengthen the switching period of the precoding matrix, for example, from Example #5 to Example #10, a plurality of An example may be selected and a precoding matrix switching method with a long period may be realized using the precoding matrix shown in the selected example. For example, using the precoding matrix shown in Example #7 and the precoding matrix shown in Example #10, a precoding matrix switching method with a long cycle is realized. In this case, <Condition #10> does not necessarily follow <Condition #16>. (Expression (158) of <Condition #10>, Expression (159) of <Condition #11>, Expression (164) of <Condition #13>, Expression (175) of <Condition #14>, <Condition #15> In Expression (176) of, the condition that “all x, all y” is “existing x, existing y” is important for giving good reception quality. From another point of view, it is preferable that the precoding matrix switching method of period N (N is a large natural number) include any of the precoding matrices of Examples #5 to #10. There is a high possibility that good reception quality will be given.
(Embodiment 7)
In this embodiment, a configuration of a reception apparatus that receives a modulated signal transmitted by the transmission method that regularly switches the precoding matrices described in Embodiments 1 to 6 will be described.

実施の形態1では、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を用いて変調信号を送信する送信装置が、プリコーディング行列に関する情報を送信し、受信装置が、その情報に基づき、送信フレームに用いられている規則的なプリコーディング行列切り替え情報を得、プリコーディングの復号、および、検波を行い、送信ビットの対数尤度比を得、その後、誤り訂正復号を行う方法について説明した。 In the first embodiment, a transmitting apparatus that transmits a modulated signal using a transmitting method that regularly switches a precoding matrix transmits information about a precoding matrix, and a receiving apparatus uses it in a transmission frame based on the information. The method has been described in which the regular precoding matrix switching information is obtained, precoding decoding and detection are performed, the log-likelihood ratio of transmitted bits is obtained, and then error correction decoding is performed.

本実施の形態では、上記とは異なる受信装置の構成、および、プリコーディング行列の切り替え方法について説明する。
図40は、本実施の形態における送信装置の構成の一例を示しており、図3と同様に動作するものについては同一符号を付した。符号化器群(4002)は、送信ビット(4001)を入力とする。このとき、符号化器群(4002)は、実施の形態1で説明したように、誤り訂正符号の符号化部を複数個保持しており、フレーム構成信号313に基づき、例えば、1つの符号化、2つの符号化器、4つの符号化器のいずれかの数の符号化器が動作することになる。
In this embodiment, a configuration of a receiving apparatus different from the above and a precoding matrix switching method will be described.
FIG. 40 shows an example of the configuration of the transmitting apparatus according to the present embodiment, and the elements that operate in the same manner as in FIG. 3 are assigned the same reference numerals. The encoder group (4002) receives the transmission bit (4001) as an input. At this time, the encoder group (4002) holds a plurality of error correction code encoders as described in the first embodiment, and based on the frame configuration signal 313, for example, one encoder is used. Any number of two, four, or four encoders will work.

1つの符号化器が動作する場合、送信ビット(4001)は、符号化が行われ、符号化後の送信ビットが得られ、この符号化後の送信ビットを2系統に分配し、分配されたビット(4003A)および分配されたビット(4003B)を符号化器群(4002)は出力する。 When one encoder operates, the transmission bit (4001) is encoded, the transmission bit after encoding is obtained, and the transmission bit after encoding is distributed to two systems and distributed. The encoder group (4002) outputs the bit (4003A) and the distributed bit (4003B).

2つの符号化器が動作する場合、送信ビット(4001)を2つに分割して(分割ビットA、Bと名付ける)、第1の符号化器は、分割ビットAを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットを分配されたビット(4003A)として出力する。第2の符号化器は、分割ビットBを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットを分配されたビット(4003B)として出力する。 When two encoders operate, the transmitted bit (4001) is divided into two (named divided bits A and B), and the first encoder receives the divided bit A as an input and performs encoding. Then, the coded bits are output as distributed bits (4003A). The second encoder receives the divided bits B as input, performs encoding, and outputs the encoded bits as distributed bits (4003B).

4つの符号化器が動作する場合、送信ビット(4001)を4つに分割して(分割ビットA、B、C、Dと名付ける)、第1の符号化器は、分割ビットAを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットAを出力する。第2の符号化器は、分割ビットBを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットBを出力する。第3の符号化器は、分割ビットCを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットCを出力する。第4の符号化器は、分割ビットDを入力とし、符号化を行い、符号化後のビットDを出力する。そして、符号化後のビットA、B、C、Dを分配されたビット(4003A)、分配されたビット(4003B)に分割する。 When four encoders operate, the transmitted bit (4001) is divided into four (named divided bits A, B, C, D), and the first encoder receives the divided bit A as an input. , And outputs bit A after encoding. The second encoder receives the divided bits B as input, performs encoding, and outputs the encoded bits B. The third encoder receives the divided bits C as input, performs encoding, and outputs the encoded bits C. The fourth encoder receives the divided bits D as input, performs encoding, and outputs the encoded bits D. Then, the coded bits A, B, C, and D are divided into distributed bits (4003A) and distributed bits (4003B).

送信装置は、一例として、以下の表1(表1Aおよび表1B)のような送信方法をサポートすることになる。 As an example, the transmitting device will support a transmitting method as shown in Table 1 (Table 1A and Table 1B) below.

表1に示すように、送信信号数(送信アンテナ数)としては、1ストリームの信号の送信と2ストリームの信号の送信をサポートする。また、変調方式はQPSK、16QAM、64QAM、256QAM、1024QAMをサポートする。特に、送信信号数が2のとき、ストリーム#1とストリーム#2は別々に変調方式を設定することが可能であり、
例えば、表1において、「#1: 256QAM, #2: 1024QAM」は「ストリーム#1の変調方式は
256QAM、ストリーム#2の変調方式は1024QAM」ということを示している(他についても同様に表現している)。誤り訂正符号化方式としては、A、B、Cの3種類をサポートしているものとする。このとき、A、B、Cはいずれも異なる符号であってもよいし、A、B、Cは異なる符号化率であってもよいし、A、B、Cは異なるブロックサイズの符号化方法であってもよい。
As shown in Table 1, the number of transmission signals (the number of transmission antennas) supports the transmission of one stream of signals and the transmission of two streams of signals. In addition, the modulation method supports QPSK, 16QAM, 64QAM, 256QAM and 1024QAM. In particular, when the number of transmission signals is 2, it is possible to set the modulation schemes separately for stream #1 and stream #2,
For example, in Table 1, “#1: 256QAM, #2: 1024QAM” indicates that “the modulation method of stream #1 is 256QAM and the modulation method of stream #2 is 1024QAM” (the same applies to other expressions). doing). It is assumed that the error correction coding system supports three types of A, B, and C. At this time, A, B, and C may have different codes, A, B, and C may have different coding rates, and A, B, and C have different block size coding methods. May be

表1の送信情報は、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」を定めた各モードに対し、各送信情報を割り当てる。したがって、例えば、「送信信号数:2」「変調方式:#1:1024QAM、#2:1024QAM」「符号化器数:4」「誤り訂正符号化方法:C」の場合、送信情報を01001101と設定する。そして、送信装置は、フレームにおいて、送信情報、および、送信データを伝送する。そして、送信データを伝送する際、特に、「送信信号数」が2のとき、表1にしたがって、「プリコーディング行列切り替え方法」を用いることになる。表1において、「プリコーディング行列切り替え方法」としては、D,E,F,G,Hの5種類を用意しておき、この5種類のいずれかを、表1にしたがって、設定することになる。このとき、異なる5種類の実現方法としては、
・プリコーディング行列が異なる5種類を用意し、実現する。
・異なる5種類の周期、例えば、Dの周期を4、Eの周期を8、・・・、とすることで、実現する。
・異なるプリコーディング行列、異なる周期の両者を併用することで、実現する。
等が考えられる。
As for the transmission information in Table 1, each transmission information is assigned to each mode in which the “number of transmission signals”, “modulation method”, “number of encoders”, and “error correction coding method” are defined. Therefore, for example, in the case of "the number of transmission signals: 2", "modulation method: #1: 1024QAM, #2: 1024QAM", "the number of encoders: 4", and "error correction coding method: C", the transmission information is 01001101. Set. Then, the transmission device transmits the transmission information and the transmission data in the frame. Then, when transmitting the transmission data, particularly when the “number of transmission signals” is 2, the “precoding matrix switching method” is used according to Table 1. In Table 1, as the “precoding matrix switching method”, five types of D, E, F, G, and H are prepared, and any one of these five types is set according to Table 1. .. At this time, there are five different realization methods:
・Prepare and implement 5 types of different precoding matrix.
It is realized by setting five different types of cycles, for example, the cycle of D is 4, the cycle of E is 8,...
・Achieved by using different precoding matrices and different periods together.
Etc. are possible.

図41は、図40の送信装置が送信する変調信号のフレーム構成の一例を示しており、送信装置は、2つの変調信号z1(t)とz2(t)を送信するようなモードの設定、および、1つの変調信号を送信するモードの両者の設定が可能であるものとする。 FIG. 41 shows an example of a frame configuration of a modulation signal transmitted by the transmission device of FIG. 40, in which the transmission device sets a mode for transmitting two modulation signals z1(t) and z2(t), It is also possible to set both of the modes for transmitting one modulated signal.

図41において、シンボル(4100)は、表1に示されている「送信情報」を伝送するためのシンボルである。シンボル(4101_1、および、4101_2)は、チャネル推定用のリファレンス(パイロット)シンボルである。シンボル(4102_1、4103_1)は、変調信号z1(t)で送信するデータ伝送用のシンボル、シンボル(4102_2、4103_2)は、変調信号z2(t)で送信するデータ伝送用のシンボルであり、シンボル(4102_1)およびシンボル(4102_2)は同一時刻に同一(共通)周波数を用いて伝送され、また、シンボル(4103_1)およびシンボル(4103_2)は同一時刻に同一(共通)周波数を用いて伝送される。そして、シンボル(4102_1、4103_1)、および、シンボル(4102_2、4103_2)は、実施の形態1〜4、および、実施の形態6で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列演算後のシンボルとなる(したがって、実施の形態1で説明したように、ストリームs1(t)、s2(t)の構成は、図6のとおりである。)
さらに、図41において、シンボル(4104)は、表1に示されている「送信情報」を伝送するためのシンボルである。シンボル(4105)は、チャネル推定用のリファレンス(パイロット)シンボルである。シンボル(4106、4107)は、変調信号z1(t)で送信するデータ伝送用のシンボルであり、このとき、変調信号z1(t)で送信するデータ伝送用のシンボルは、送信信号数が1なので、プリコーディングが行われていないことになる。
In FIG. 41, a symbol (4100) is a symbol for transmitting the “transmission information” shown in Table 1. The symbols (4101_1 and 4101_2) are reference (pilot) symbols for channel estimation. Symbols (4102_1, 4103_1) are symbols for data transmission transmitted with the modulated signal z1(t), symbols (4102_2, 4103_2) are symbols for data transmission transmitted with the modulated signal z2(t), and symbols ( 4102_1) and the symbol (4102_2) are transmitted at the same time using the same (common) frequency, and the symbol (4103_1) and the symbol (4103_2) are transmitted at the same time using the same (common) frequency. Then, symbols (4102_1, 4103_1) and symbols (4102_2, 4103_2) are pre-coded when the method of regularly switching the pre-coding matrices described in the first to fourth embodiments and the sixth embodiment is used. It becomes a symbol after the coding matrix calculation (thus, as described in Embodiment 1, the configurations of the streams s1(t) and s2(t) are as shown in FIG. 6).
Further, in FIG. 41, the symbol (4104) is a symbol for transmitting the “transmission information” shown in Table 1. The symbol (4105) is a reference (pilot) symbol for channel estimation. The symbols (4106, 4107) are data transmission symbols transmitted by the modulated signal z1(t). At this time, the number of transmission signals is 1 for the data transmission symbol transmitted by the modulated signal z1(t). , It means that no precoding is done.

よって、図40の送信装置は、図41のフレーム構成、および、表1にしたがった変調信号を生成し、送信することになる。図40において、フレーム構成信号313は、表1に基づき設定した「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に
関する情報を含んでいることになる。そして、符号化部(4002)、マッピング部306A,B、重み付け合成部308A,B、は、フレーム構成信号を入力とし、表1に基づき設定した「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に基づく動作を行うことになる。また、設定した「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に相当する「送信情報」についても受信装置に送信することになる。
Therefore, the transmitting apparatus of FIG. 40 generates and transmits the modulated signal according to the frame configuration of FIG. 41 and Table 1. In FIG. 40, the frame configuration signal 313 includes information regarding “the number of transmission signals”, “modulation method”, “the number of encoders”, and “error correction coding method” set based on Table 1. Then, the coding unit (4002), the mapping units 306A and B, and the weighting/combining units 308A and B receive the frame configuration signals as input, and set the "number of transmission signals", "modulation method", and "encoder" set based on Table 1. The operation based on the "number" and "error correction coding method" will be performed. Further, the “transmission information” corresponding to the set “number of transmission signals”, “modulation method”, “number of encoders”, and “error correction coding method” is also transmitted to the receiving device.

受信装置の構成は、実施の形態1と同様図7であらわすことができる。実施の形態1と異なる点は、表1の情報を、送受信装置が予め共有しているため、送信装置が、規則的に切り替えるプリコーディング行列の情報を送信しなくても、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に相当する「送信情報」を送信装置が送信し、受信装置がこの情報を得ることで、表1から、規則的に切り替えるプリコーディング行列の情報を得ることができる、という点である。したがって、図7の受信装置は、制御情報復号部709が、図40の送信装置が送信した「送信情報」を得ることで、表1に相当する情報から、規則的に切り替えるプリコーディング行列の情報を含む送信装置が通知した送信方法の情報に関する信号710を得ることができる。したがって、信号処理部711は、送信信号数2のとき、プリコーディング行列の切り替えパターンに基づく検波を行うことができ、受信対数尤度比を得ることができる。 The configuration of the receiving device can be represented in FIG. 7 as in the first embodiment. The difference from Embodiment 1 is that the information in Table 1 is shared in advance by the transmission/reception device, and therefore the “transmission signal number” does not have to be transmitted by the transmission device even if the transmission device does not regularly transmit the information of the precoding matrix. The transmitting device transmits the “transmission information” corresponding to the “modulation method”, the “number of encoders”, and the “error correction coding method”, and the receiving device obtains this information. The point is that the information of the coding matrix can be obtained. Therefore, in the receiving apparatus of FIG. 7, the control information decoding unit 709 obtains the “transmission information” transmitted by the transmitting apparatus of FIG. 40, and the information of the precoding matrix that is regularly switched from the information corresponding to Table 1. It is possible to obtain the signal 710 relating to the information of the transmission method notified by the transmitting device including the. Therefore, when the number of transmission signals is 2, the signal processing unit 711 can perform detection based on the switching pattern of the precoding matrix, and can obtain the reception log likelihood ratio.

なお、上述では、表1のように、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に対し、「送信情報」を設定し、これに対し、プリコーディング行列切り替え方法を設定しているが、必ずしも、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」に対し、「送信情報」を設定しなくてもよく、例えば、表2のように、「送信信号数」「変調方式」に対し、「送信情報」を設定し、これに対し、プリコーディング行列切り替え方法を設定してもよい。 In the above description, as shown in Table 1, “transmission information” is set for “number of transmission signals”, “modulation method”, “number of encoders”, and “error correction coding method”, and precoding is performed for this. Although the matrix switching method is set, it is not always necessary to set “transmission information” for “number of transmission signals”, “modulation method”, “number of encoders”, and “error correction coding method”. As shown in Table 2, "transmission information" may be set for "the number of transmission signals" and "modulation method", and the precoding matrix switching method may be set for this.

ここで、「送信情報」、および、プリコーディング行列切り替え方法の設定方法は、表1や表2に限ったものではなく、プリコーディング行列切り替え方法は、「送信信号数」「変調方式」「符号化器数」「誤り訂正符号化方法」等の送信パラメータに基づいて切り替えるように予め規則が決められていれば(送信装置、受信装置で予め決められている規則が共有されていれば)、(つまり、プリコーディング行列切り替え方法を、送信パラメータのいずれか、(または、送信パラメータの複数で構成されたいずれか)によって、切り替えていれば)、送信装置は、プリコーディング行列切り替え方法に関する情報を伝送する必要がなく、受信装置は、送信パラメータの情報を判別することで、送信装置が用いたプリコーディング行列切り替え方法を判別することができるので、的確な復号、検波を行うことができる。なお、表1、表2では、送信変調信号数が2のとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を用いるものとしているが、送信変調信号数が2以上であれば、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を適用することができる。 Here, the “transmission information” and the setting method of the precoding matrix switching method are not limited to those in Table 1 and Table 2, and the precoding matrix switching method includes “the number of transmission signals”, “modulation method”, and “code”. If the rule is determined in advance so as to be switched based on the transmission parameter such as the number of rectifiers or the “error correction coding method” (if the transmission device and the reception device share a predetermined rule), (In other words, if the precoding matrix switching method is switched by any of the transmission parameters (or by any of the plurality of transmission parameters), the transmitting device provides information about the precoding matrix switching method. Since there is no need to transmit, the receiving device can determine the precoding matrix switching method used by the transmitting device by determining the information of the transmission parameter, and thus can perform accurate decoding and detection. Note that in Tables 1 and 2, when the number of transmitted modulation signals is 2, the transmission method that regularly switches the precoding matrix is used. A transmission method for switching the coding matrix can be applied.

したがって、送受信装置が、プリコーディング切り替え方法に関する情報を含む送信パラメータに関する表を共有していれば、送信装置が、プリコーディング切り替え方法に関する情報を送信せず、プリコーディング切り替え方法に関する情報を含まない制御情報を送信し、受信装置が、この制御情報を得ることで、プリコーディング切り替え方法を推定することができることになる。 Therefore, if the transmitting/receiving apparatuses share the table regarding the transmission parameters including the information about the precoding switching method, the transmitting apparatus does not transmit the information about the precoding switching method and the control does not include the information about the precoding switching method. By transmitting the information and the receiving device obtaining this control information, the precoding switching method can be estimated.

以上のように、本実施の形態では、送信装置が、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法に関する直接の情報を送信せずに、受信装置が、送信装置が用いた「規則的にプリコーディング行列を切り替える方法」のプリコーディングに関する情報を推定する方法について、説明した。これにより、送信装置は、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法に関する直接の情報を送信しないので、その分、データの伝送効率が向上するという効果を得ることができる。 As described above, in the present embodiment, the transmitting device does not directly transmit the direct information regarding the method of switching the precoding matrix, but the receiving device uses the “regular precoding matrix” used by the transmitting device. How to estimate information about precoding in "How to switch between?" By this means, the transmitting apparatus does not regularly transmit direct information regarding the method of switching the precoding matrix, so that it is possible to obtain the effect of improving the data transmission efficiency accordingly.

なお、本実施の形態において、時間軸におけるプリコーディングウェイト変更するときの実施の形態を説明したが、実施の形態1で説明したように、OFDM伝送等のマルチキャリア伝送方式を用いたときでも本実施の形態は同様に実施することができる。 In this embodiment, the embodiment in which the precoding weight on the time axis is changed has been described. However, as described in Embodiment 1, even when a multicarrier transmission scheme such as OFDM transmission is used, Embodiments can be similarly implemented.

また、特に、プリコーディング切り替え方法が、送信信号数のみによって変更されているとき、受信装置は、送信装置が送信する送信信号数の情報を得ることで、プリコーディング切り替え方法をしることができる。 Further, in particular, when the precoding switching method is changed only by the number of transmission signals, the receiving device can perform the precoding switching method by obtaining information on the number of transmission signals transmitted by the transmitting device. ..

本明細書において、送信装置を具備しているのは、例えば、放送局、基地局、アクセスポイント、端末、携帯電話(mobile phone)等の通信・放送機器であることが考えられ、このとき、受信装置を具備しているのは、テレビ、ラジオ、端末、パーソナルコンピュータ、携帯電話、アクセスポイント、基地局等の通信機器であることが考えられる。また、本発明における送信装置、受信装置は、通信機能を有している機器であって、その機器が、テレビ、ラジオ、パーソナルコンピュータ、携帯電話等のアプリケーションを実行するための装置に何らかのインターフェースを解して接続できるような形態であることも考えられる。
また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード、ポストアンブル、リファレンスシンボル等)、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。そして、ここでは、パイロットシンボル、制御情報用のシンボルと名付けているが、どのような名付け方を行ってもよく、機能自身が重要となっている。
In the present specification, it is conceivable that the transmission device is equipped with, for example, communication/broadcasting equipment such as a broadcasting station, a base station, an access point, a terminal, and a mobile phone. It is conceivable that the receiving device is equipped with a communication device such as a television, a radio, a terminal, a personal computer, a mobile phone, an access point, and a base station. Further, the transmission device and the reception device in the present invention are devices having a communication function, and the devices have some interface with a device for executing an application such as a television, a radio, a personal computer, and a mobile phone. It is also conceivable that the form is such that it can be connected after being disconnected.
Further, in the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, postamble, reference symbol, etc.), symbols for control information, etc. are arranged in any frame. Good. Although the symbols are named here as pilot symbols and symbols for control information, any naming method may be used, and the function itself is important.

パイロットシンボルは、例えば、送受信機において、PSK変調を用いて変調した既知のシンボル(または、受信機が同期をとることによって、受信機は、送信機が送信したシンボルを知ることができてもよい。)であればよく、受信機は、このシンボルを用いて、周波数同期、時間同期、(各変調信号の)チャネル推定(CSI(Channel State Information)の推定)、信号の検出等を行うことになる。 The pilot symbol may be, for example, a known symbol modulated using PSK modulation at the transceiver (or by the receiver being synchronized, the receiver may be able to know the symbol transmitted by the transmitter). .), the receiver can perform frequency synchronization, time synchronization, channel estimation (for each modulated signal) (estimation of CSI (Channel State Information)), signal detection, etc. using this symbol. Become.

また、制御情報用のシンボルは、(アプリケーション等の)データ以外の通信を実現するための、通信相手に伝送する必要がある情報(例えば、通信に用いている変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化方式の符号化率、上位レイヤーでの設定情報等)を伝送するためのシンボルである。 Further, the control information symbol is information that needs to be transmitted to a communication partner in order to realize communication other than data (such as an application) (for example, the modulation method, the error correction coding method used in communication, This is a symbol for transmitting the coding rate of the error correction coding method, setting information in the upper layer, etc.).

なお、本発明は上記実施の形態1〜5に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、通信装置として行う場合について説明しているが、これに限られるものではなく、この通信方法をソフトウェアとして行うことも可能であ
る。
The present invention is not limited to Embodiments 1 to 5 above, but can be implemented with various modifications. For example, in the above-described embodiment, the case where the communication device is used has been described, but the present invention is not limited to this, and the communication method can be performed as software.

また、上記では、2つの変調信号を2つのアンテナから送信する方法におけるプリコーディング切り替え方法について説明したが、これに限ったものではなく、4つのマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、4つの変調信号を生成し、4つのアンテナから送信する方法、つまり、N個のマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、N個の変調信号を生成し、N個のアンテナから送信する方法においても同様にプリコーディングウェイト(行列)を変更する、プリコーディング切り替え方法としても同様に実施することができる。 Further, although the precoding switching method in the method of transmitting two modulated signals from two antennas has been described above, the present invention is not limited to this, and precoding is performed on four mapped signals. In a method of generating one modulated signal and transmitting from four antennas, that is, a method of performing precoding on N mapped signals to generate N modulated signals and transmitting from N antennas Similarly, a precoding switching method in which the precoding weight (matrix) is changed can be similarly implemented.

本明細書では、「プリコーディング」「プリコーディングウェイト」等の用語を用いているが、呼び方自身は、どのようなものでもよく、本発明では、その信号処理自身が重要となる。 In this specification, terms such as "precoding" and "precoding weight" are used, but the term itself may be anything, and the signal processing itself is important in the present invention.

ストリームs1(t)、s2(t)により、異なるデータを伝送してもよいし、同一のデータを伝送してもよい。
送信装置の送信アンテナ、受信装置の受信アンテナ、共に、図面で記載されている1つのアンテナは、複数のアンテナにより構成されていても良い。
Different data may be transmitted or the same data may be transmitted by the streams s1(t) and s2(t).
For both the transmitting antenna of the transmitting device and the receiving antenna of the receiving device, one antenna described in the drawings may be composed of a plurality of antennas.

なお、例えば、上記通信方法を実行するプログラムを予めROM(Read Only
Memory)に格納しておき、そのプログラムをCPU(Central Processor Unit)によって動作させるようにしても良い。
Note that, for example, a program that executes the above communication method is stored in advance in a ROM (Read Only).
Alternatively, the program may be stored in a memory (Memory) and operated by a CPU (Central Processor Unit).

また、上記通信方法を実行するプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、記憶媒体に格納されたプログラムをコンピュータのRAM(Random Access Memory)に記録して、コンピュータをそのプログラムにしたがって動作させるようにしても良い。 A program for executing the above communication method is stored in a computer-readable storage medium, the program stored in the storage medium is recorded in a RAM (Random Access Memory) of the computer, and the computer is operated according to the program. You may do it.

そして、上記の各実施の形態などの各構成は、典型的には集積回路であるLSI(Large Scale Integration)として実現されてもよい。これらは、個別に1チップ化されてもよいし、各実施の形態の全ての構成または一部の構成を含むように1チップ化されてもよい。 ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC(Integrated Circuit)、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はLSIに限られるものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)や、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。 Each configuration of each of the above-described embodiments may be realized as an LSI (Large Scale Integration) that is typically an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include all or part of the configurations of the respective embodiments. The name used here is LSI, but it may also be called IC (Integrated Circuit), system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration. Further, the method of circuit integration is not limited to LSI, and it may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor. A programmable programmable gate array (FPGA) that can be programmed after the LSI is manufactured, or a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used.

さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。 Furthermore, if integrated circuit technology comes out to replace LSI's as a result of the advancement of semiconductor technology or a derivative other technology, it is naturally also possible to carry out function block integration using this technology. Biotechnology may be applied.


(実施の形態8)
本実施の形態では、実施の形態1〜4、実施の形態6で説明したプリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法の応用例について、ここでは説明する。

(Embodiment 8)
In this embodiment, application examples of the method of regularly switching the precoding weights described in the first to fourth embodiments and the sixth embodiment will be described here.

図6は、本実施の形態における重み付け方法(プリコーディング(Precoding)方法)に関連する図であり、重み付け合成部600は、図3の重み付け合成部308A
と308Bの両者を統合した重み付け合成部である。図6に示すように、ストリームs1(t)およびストリームs2(t)は、図3のベースバンド信号307Aおよび307Bに相当する、つまり、QPSK、16QAM、64QAMなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号同相I、直交Q成分となる。そして、図6のフレーム構成のようにストリームs1(t)は、シンボル番号uの信号をs1(u)、シンボル番号u+1の信号をs1(u+1)、・・・とあらわす。同様に、ストリームs2(t)は、シンボル番号uの信号をs2(u)、シンボル番号u+1の信号をs2(u+1)、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部600は、図3におけるベースバンド信号307A(s1(t))および307B(s2(t))、重み付け情報に関する情報315を入力とし、重み付け情報に関する情報315にしたがった重み付け方法を施し、図3の重み付け合成後の信号309A(z1(t))、309B(z2(t))を出力する。
FIG. 6 is a diagram related to the weighting method (precoding method) according to the present embodiment, and the weighting synthesis unit 600 is the weighting synthesis unit 308A of FIG.
And 308B are integrated with each other. As shown in FIG. 6, the stream s1(t) and the stream s2(t) correspond to the baseband signals 307A and 307B in FIG. 3, that is, the bases according to the modulation scheme mapping such as QPSK, 16QAM, and 64QAM. The band signal has in-phase I and quadrature Q components. Then, in the stream s1(t) as in the frame configuration of FIG. 6, the signal of the symbol number u is expressed as s1(u), the signal of the symbol number u+1 is expressed as s1(u+1),.... Similarly, in the stream s2(t), the signal with the symbol number u is represented as s2(u), the signal with the symbol number u+1 is represented as s2(u+1),.... Then, weighting synthesis section 600 receives baseband signals 307A(s1(t)) and 307B(s2(t)) and information 315 regarding weighting information in FIG. 3 as input, and applies a weighting method according to information 315 regarding weighting information. Then, the signals 309A(z1(t)) and 309B(z2(t)) after weighted synthesis in FIG. 3 are output.

このとき、例えば、実施の形態6における例8の周期N=8のプリコーディング行列切り
替え方法を用いた場合、z1(t)、z2(t)は以下のようにあらわされる。
シンボル番号8iのとき(iは0以上の整数とする):
At this time, for example, when the precoding matrix switching method with period N=8 of Example 8 in the sixth embodiment is used, z1(t) and z2(t) are expressed as follows.
When the symbol number is 8i (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位、k=0。
シンボル番号8i+1のとき:
However, j is an imaginary unit, k=0.
When the symbol number is 8i+1:

ただし、k=1。
シンボル番号8i+2のとき:
However, k=1.
When the symbol number is 8i+2:

ただし、k=2。
シンボル番号8i+3のとき:
However, k=2.
When the symbol number is 8i+3:

ただし、k=3。
シンボル番号8i+4のとき:
However, k=3.
For symbol number 8i+4:

ただし、k=4。
シンボル番号8i+5のとき:
However, k=4.
When the symbol number is 8i+5:

ただし、k=5。
シンボル番号8i+6のとき:
However, k=5.
When the symbol number is 8i+6:

ただし、k=6。
シンボル番号8i+7のとき:
However, k=6.
When the symbol number is 8i+7:

ただし、k=7。
ここで、シンボル番号と記載しているが、シンボル番号は時刻(時間)と考えてもよい。他の実施の形態で説明したとおり、例えば、式(225)において、時刻8i+7のz1(8i+7)とz2(8i+7)は、同一時刻の信号であり、かつ、z1(8i+7)とz2(8i+7)は同一(共通の)周波数を用いて送信装置が送信することになる。つまり、時刻Tの信号をs1(T)、s2(T)、z1(T)、z2(T)とすると、何らかのプリコーディング行列とs1(T)およびs2(T)から、z1(T)およびz2(T)を求め、z1(T)およびz2(T)は同一(共通の)周波数を用いて(同一時刻(時間)に)送信装置が送信することになる。また、OFDM等のマルチキャリア伝送方式を用いた場合、(サブ)キャリアL、時刻Tにおけるs1、s2、z1、z2に相当する信号をs1(T,L)、s2(T,L)、z1(T,L)、z2(T,L)とすると、何らかのプリコーディング行列とs1(T,L)およびs2(T,L)から、z1(T,L)およびz
2(T,L)を求め、z1(T,L)およびz2(T,L)は同一(共通の)周波数を用い
て(同一時刻(時間)に)送信装置が送信することになる。
However, k=7.
Here, the symbol number is described, but the symbol number may be considered as time (hour). As described in the other embodiments, for example, in Expression (225), z1(8i+7) and z2(8i+7) at time 8i+7 are signals at the same time, and z1(8i+7) and z2(8i+7). Will be transmitted by the transmitter using the same (common) frequency. That is, if the signals at time T are s1(T), s2(T), z1(T), and z2(T), some precoding matrix and s1(T) and s2(T) lead to z1(T) and z2(T) is obtained, and z1(T) and z2(T) are transmitted by the transmitter using the same (common) frequency (at the same time (time)). When a multi-carrier transmission method such as OFDM is used, signals corresponding to s1, s2, z1, and z2 at (sub)carrier L and time T are s1(T,L), s2(T,L), and z1. If (T,L) and z2(T,L), then some precoding matrix and s1(T,L) and s2(T,L), then z1(T,L) and z
2(T,L) is obtained, and z1(T,L) and z2(T,L) are transmitted by the transmitter using the same (common) frequency (at the same time (time)).

このとき、αの適切な値として、式(198)、または、式(200)がある。
本実施の形態では、上記で述べた式(190)のプリコーディング行列をもとにし、周期を大きくするプリコーディング切り替え方法について述べる。
At this time, equation (198) or equation (200) is an appropriate value for α.
In the present embodiment, a precoding switching method for increasing the period will be described based on the precoding matrix of Expression (190) described above.

プリコーディング切り替え行列の周期を8Mとしたとき、異なるプリコーディング行列8M個を以下のようにあらわす。 When the period of the precoding switching matrix is 8M, different 8M precoding matrices are represented as follows.

このとき、i=0,1,2,3,4,5,6,7、k=0,1,・・・, M-2, M-1となる。
例えば、M=2としたとき、α<1とすると、k=0のときのs1の受信劣悪点(○)、お
よび、s2の受信劣悪点(□)は、図42(a)のようにあらわされる。同様に、k=1のと
きのs1の受信劣悪点(○)、および、s2の受信劣悪点(□)は、図42(b)のようにあらわされる。このように、式(190)のプリコーディング行列をもとにすると、受信劣悪点は図42(a)ようになり、この式(190)の右辺の行列の2行目の各要素にejXを乗算した行列をプリコーディング行列とすることで(式(226)参照)、受信劣悪点が図42(a)に対し、回転した受信劣悪点をもつようにする(図42(b)参照)。(ただし、図42(a)と図42(b)の受信劣悪点は重なっていない。このように、ejXを乗算しても、受信劣悪点は重ならないようにするとよい。また、式(190)の右辺の行列の2行目の各要素にejXを乗算するのではなく、式(190)の右辺の行列の1行目の各要素にejXを乗算した行列をプリコーディング行列としてもよい。)このとき、プリコーディング行列F[0]〜F[15]は次式であらわされる。
At this time, i=0,1,2,3,4,5,6,7, k=0,1,..., M-2, M-1.
For example, when M=2 and α<1, the reception poor point (◯) of s1 and the poor reception point (□) of s2 when k=0 are as shown in FIG. 42(a). Is represented. Similarly, the poor reception point of s1 (◯) and the poor reception point of s2 (□) when k=1 are represented as shown in FIG. 42(b). Thus, based on the precoding matrix of Expression (190), the reception inferiority is as shown in FIG. 42(a), and e jX is set in each element of the second row of the matrix on the right side of Expression (190). By using the matrix multiplied by as the precoding matrix (see equation (226)), the reception poor point has a rotated reception poor point in comparison with FIG. 42(a) (see FIG. 42(b)). .. (However, the reception inferior points in FIG. 42A and FIG. 42B do not overlap. It is preferable that the reception inferior points do not overlap even when they are multiplied by e jX . 190), instead of multiplying each element on the second row of the matrix on the right side of e.g. 190) by e jX , a matrix obtained by multiplying each element on the first row of the matrix on the right side of Eq. (190) by e jX is used as a precoding matrix. At this time, the precoding matrix F[0] to F[15] is expressed by the following equation.

ただし、i=0,1,2,3,4,5,6,7、k=0,1となる。
すると、M=2のとき、F[0]〜F[15]のプリコーディング行列が生成されたことになる
(F[0]〜F[15]のプリコーディング行列は、どのような順番にならべてもよい。また、F[0]〜F[15]の行列がそれぞれ異なる行列であるとよい。)。そして、例えば、シンボル番号16iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号16i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号16i+hのときF[h]を用い
てプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、14、15)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
以上をまとめると、式(82)〜式(85)を参考にし、周期Nのプリコーディング行
列を次式であらわす。
However, i=0,1,2,3,4,5,6,7 and k=0,1.
Then, when M=2, the precoding matrix of F[0] to F[15] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[15] can be arranged in any order. Also, the matrices of F[0] to F[15] may be different from each other.) Then, for example, when the symbol number is 16i, precoding is performed using F[0], when the symbol number is 16i+1, precoding is performed using F[1],..., When the symbol number is 16i+h, F[h] ] Is used for precoding (h=0, 1, 2,..., 14, 15). (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
To summarize the above, referring to equations (82) to (85), the precoding matrix of period N is represented by the following equation.

このとき、周期がNであるので、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。そして、式(228
)をベースとする周期N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。
At this time, since the cycle is N, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. Then, the formula (228
) Is a precoding matrix of period N × M based on the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
すると、F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列は、周期N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号N×M×iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、
・・・、N×M-2、N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。なお、周期N×Mのプリコーディング行列を式(229)のようしたが、前述のように、周期N×Mのプリコーディング行列を次式のようにしてもよい。
At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1, k=0, 1,..., M-2, M-1.
Then, the precoding matrix of F[0] to F[N×M-1] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[N×M-1] has a period of N×M). They may be used in any order.) Then, for example, when the symbol number is N×M×i, precoding is performed using F[0], when the symbol number is N×M×i+1, precoding is performed using F[1],... When the symbol number is N×M×i+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,
..., NxM-2, NxM-1). (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, it is possible to implement a method of switching a precoding matrix having a large period, and it is possible to easily change the position of the poor reception point, which improves the reception quality of data. Could lead to. In addition, although the precoding matrix of the period N×M is represented by the equation (229), the precoding matrix of the period N×M may be represented by the following equation as described above.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

なお、式(229)および式(230)において、0ラジアン≦δ<2πラジアンとしたとき、δ=πラジアンのときユニタリ行列となり、δ≠πラジアンのとき非ユニタリ行列となる。本方式では、π/2ラジアン≦|δ|<πラジアンの非ユニタリ行列のときが一つの特徴的な構成であり(δの条件については、他の実施の形態のときも同様である。)、良好なデータの受信品質が得られることになる。別の構成として、ユニタリ行列の場合もあるが、実施の形態10や実施の形態16において、詳しく述べるが、式(229)、式(230)において、Nを奇数とすると、良好なデータの受信品質を得ることができ
る可能性が高くなる。
At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1, k=0, 1,..., M-2, M-1.

In Equations (229) and (230), when 0 radians≦δ<2π radians, a unitary matrix is obtained when δ=π radians, and a non-unitary matrix is obtained when δ≠π radians. In this method, one characteristic configuration is a non-unitary matrix of π/2 radians≦|δ|<π radians (the condition of δ is the same in other embodiments). Therefore, good data reception quality can be obtained. As another configuration, a unitary matrix may be used, which will be described in detail in Embodiment 10 and Embodiment 16. However, if N is an odd number in Expressions (229) and (230), good data reception is possible. The chances of getting quality are higher.


(実施の形態9)
本実施の形態では、ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。

(Embodiment 9)
In this embodiment, a method of regularly switching a precoding matrix using a unitary matrix will be described.

実施の形態8で述べたように周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法
において、式(82)〜式(85)を参考にした、周期Nのために用意するプリコーディ
ング行列を次式であらわす。
In the method of regularly switching the precoding matrix of the cycle N as described in the eighth embodiment, the precoding matrix prepared for the cycle N based on Expressions (82) to (85) is calculated as follows. It represents.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。(α>0であるものとする。)本実施の形態では、ユニタリ行列を扱うので、式(231)のプリコーディング行列は次式であらわすことができる。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. (It is assumed that α>0.) In this embodiment, since a unitary matrix is handled, the precoding matrix of Expression (231) can be expressed by the following Expression.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。(α>0であるものとする。)このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6から、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. (It is assumed that α>0.) At this time, from the condition 5 of (Equation 106) and the condition 6 of (Equation 107) of the third embodiment, the following conditions are good reception quality of data. It will be important to obtain.

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)

実施の形態6で説明した際、受信劣悪点間の距離について述べたが、受信劣悪点間の距離を大きくするためには、周期Nは3以上の奇数であることが重要となる。以下では、こ
の点について説明する。
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

In the description of the sixth embodiment, the distance between poor reception points was described, but in order to increase the distance between poor reception points, it is important that the cycle N is an odd number of 3 or more. This point will be described below.

実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件19>または<条件20>を与える。
As described in the sixth embodiment, <Condition 19> or <Condition 20> is given in order to arrange the poor reception points on the complex plane so as to have a uniform distribution with respect to the phase.



つまり、<条件19>では、位相の差が2π/Nラジアンであることを意味している。また、<条件20>では、位相の差が−2π/Nラジアンであることを意味している。


そして、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α<1としたとき、周期N=3のときの、s1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図43(a)
に、周期N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図43(
b)に示す。また、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α>1としたとき、周期N=3のときの、s1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図4
4(a)に、周期N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を
図44(b)に示す。
That is, <Condition 19> means that the phase difference is 2π/N radian. In addition, <Condition 20> means that the phase difference is −2π/N radian.


Then, when θ 11 (0)−θ 21 (0)=0 radians and α<1, when the cycle N=3, the reception poor point of s1 and the poor reception point of s2 are on the complex plane. 43(a)
FIG. 43 shows the arrangement on the complex plane of the poor reception point of s1 and the poor reception point of s2 when the period N=4.
Shown in b). Further, when θ 11 (0)−θ 21 (0)=0 radians and α>1, and the cycle N=3, on the complex plane of the poor reception point of s1 and the poor reception point of s2. Arrangement in Figure 4
FIG. 44B shows the arrangement on the complex plane of the poor reception point of s1 and the poor reception point of s2 when the period N=4 in FIG.

このとき、受信劣悪点と原点とで形成する線分と、Realの軸において、Real≧0の半直
線とで形成する位相(図43(a)参照。)を考えた場合、α>1、α<1いずれの場合についても、N=4のとき、s1に関する受信劣悪点における前述の位相とs2に関する受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合が必ず発生する。(図43の4301、4302、および図44の4401、4402参照)このとき、複素平面において、受信劣悪点間の距離が小さくなる。一方で、N=3のとき、s1に関する受信劣悪点における前述
の位相とs2に関する受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合は発生しない。
At this time, considering the phase formed by the line segment formed by the poor reception point and the origin and the half line of Real≧0 on the Real axis (see FIG. 43(a)), α>1, In either case of α<1, when N=4, the above-mentioned phase at the poor reception point regarding s1 and the above-mentioned phase at the poor reception point regarding s2 always have the same value. (See 4301 and 4302 in FIG. 43, and 4401 and 4402 in FIG. 44) At this time, the distance between the poor reception points becomes small on the complex plane. On the other hand, when N=3, it does not occur when the aforementioned phase at the poor reception point regarding s1 and the aforementioned phase at the poor reception point regarding s2 have the same value.

以上から、周期Nが偶数のときs1に関する受信劣悪点における前述の位相とs2に関する
受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合が必ず発生することを考慮すると、周期Nが奇数のときのほうが、周期Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣
悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、周期Nが小さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であ
っても、データの受信品質を確保することができる場合が存在する可能性がある。
From the above, considering that there is always a case where the above-mentioned phase at the reception poor point related to s1 and the above-mentioned phase at the reception poor point related to s2 have the same value when the cycle N is an even number, the cycle N is an odd number. Compared with the case where the period N is an even number, there is a higher possibility that the distance between the reception poor points becomes larger in the complex plane. However, when the period N is a small value, for example, N≦16 or less, the minimum distance of the reception poor points on the complex plane can be secured to some extent because the number of reception poor points is small. Therefore, in the case of N≦16, there is a possibility that the reception quality of data can be secured even if the number is even.

したがって、式(232)に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、周期Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可能性が高
い。なお、式(232)に基づきF[0]〜F[N-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[N-1]のプリコーディング行列は、周期Nに対しどのような順番にならべ
て使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号NiのときF[0]を用いてプリコー
ディングを行い、シンボル番号Ni+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・
・・、シンボル番号N×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、N-2、N-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)また、s1、s2の変調方式が、ともに16QAMのとき、αを
Therefore, in the method of regularly switching the precoding matrix based on Expression (232), if the cycle N is an odd number, there is a high possibility that the data reception quality can be improved. It should be noted that the precoding matrix of F[0] to F[N-1] is generated based on the equation (232) (the precoding matrix of F[0] to F[N-1] is the period N You may use them in any order. Then, for example, when the symbol number is Ni, precoding is performed using F[0], when the symbol number is Ni+1, precoding is performed using F[1],
.., when the symbol number is N×i+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,..., N-2, N-1). (Here, as described in the previous embodiments, it is not necessary to regularly switch the precoding matrix.) When both the modulation schemes of s1 and s2 are 16QAM, α is

とすると、IQ平面における16×16=256個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。
本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーデ
ィング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸(または、周波数軸)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN個の
異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期Nのプリコーディン
グホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダム
に用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。
Then, there is a possibility that the minimum distance between 16×16=256 signal points on the IQ plane can be increased in a certain LOS environment.
In this embodiment, a method of configuring N different precoding matrices for a precoding hopping method of time period N has been described. At this time, F[0], F[1], F[2],..., F[N-2], F[N-1] are prepared as N different precoding matrices. However, in the present embodiment, the case of the single carrier transmission method is described as an example, and therefore F[0], F[1], F[2],... In the time axis (or frequency axis) direction. , F[N-2], and F[N-1] are arranged in this order, but the present invention is not limited to this, and N different precoding matrices F[0] generated in the present embodiment. , F[1], F[2],..., F[N-2], F[N-1] can be applied to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in Embodiment 1, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although the precoding hopping method of the time period N is described, the same effect can be obtained by randomly using N different precoding matrices, that is, a regular period is not necessarily used. There is no need to use N different precoding matrices to have.

また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期Nはより
大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態におけるN個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性
が高くなる。このとき、<条件#17><条件#18>は以下のような条件に置き換えることができる。(周期はNとして考える。)
Further, in the precoding matrix switching method of the cycle H (where H is a larger natural number in the method of regularly switching the precoding matrix described above), N different precoding matrices according to the present embodiment are included. If so, there is a high possibility that good reception quality will be given. At this time, <condition #17> and <condition #18> can be replaced with the following conditions. (Think of the period as N.)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(実施の形態10)
本実施の形態では、ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について、実施の形態9とは異なる例を述べる。
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)
(Embodiment 10)
In this embodiment, an example of a method of regularly switching a precoding matrix using a unitary matrix different from that of the ninth embodiment will be described.

周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。 In the method of regularly switching the precoding matrix of period 2N, the precoding matrix prepared for period 2N is expressed by the following equation.

α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。 It is assumed that α>0 and a fixed value (regardless of i).

α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。(式(234)のαと式(235)のαは同一の値であるものとする。)
このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6から、式(234)に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要とな
る。
It is assumed that α>0 and a fixed value (regardless of i). (Α in equation (234) and α in equation (235) have the same value.)
At this time, from condition 5 of (Equation 106) and condition 6 of (Equation 107) of the third embodiment, the following condition with respect to Equation (234) is required to obtain good data reception quality. It becomes important.

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)

そして、以下の条件を付加することを考える。
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

Then, consider adding the following conditions.

次に、実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件#24>または<条件#25>を与える。 Next, as described in the sixth embodiment, <condition #24> or <condition #25> is set in order to arrange the reception poor points on the complex plane so as to have a uniform distribution with respect to the phase. give.

つまり、<条件24>では、位相の差が2π/Nラジアンであることを意味している。また、<条件25>では、位相の差が−2π/Nラジアンであることを意味している。

そして、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α>1としたとき、N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図45(a)(b)
に示す。図45(a)(b)からわかるように、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保てている。そして、α<1のときにも同様な状態となる。また、実施の形態9と同様に考えると、Nが奇数のときのほうが、Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、Nが小さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であっても、デー
タの受信品質を確保することができる場合が存在する可能性がある。
That is, <Condition 24> means that the phase difference is 2π/N radian. Further, <condition 25> means that the phase difference is −2π/N radian.

Then, when θ 11 (0)−θ 21 (0)=0 radians and α>1, when N=4, the reception poor point of s1 and the poor reception point of s2 on the complex plane are Figure 45 (a) (b)
Shown in. As can be seen from FIGS. 45(a) and 45(b), in the complex plane, the minimum distance of the reception poor point of s1 can be kept large, and similarly, the minimum distance of the reception poor point of s2 can also be kept large. There is. Then, when α<1, the same state is achieved. Further, when considered in the same manner as in the ninth embodiment, when N is an odd number, it is more likely that the distance between the reception poor points becomes larger in the complex plane than when N is an even number. However, when N is a small value, for example, N≦16 or less, the minimum distance of the reception poor points in the complex plane can be secured to some extent because the number of reception poor points is small. Therefore, in the case of N≦16, there is a possibility that the reception quality of data can be secured even if the number is even.

したがって、式(234)、(235)に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可
能性が高い。なお、式(234)、(235)に基づきF[0]〜F[2N-1]のプリコーディン
グ行列が生成されたことになる(F[0]〜F[2N-1]のプリコーディング行列は、周期2Nに対
しどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号2NiのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2Ni+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2N×i+hのときF[h]を用いてプリコー
ディングを行う(h=0、1、2、・・・、2N-2、2N-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)また、s1、s2の変調方式が、ともに16QAMのとき、αを式(233)とすると、IQ平面における16×16=256個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。
Therefore, in the method of regularly switching the precoding matrix based on equations (234) and (235), if N is an odd number, there is a high possibility that the reception quality of data can be improved. Note that the precoding matrix of F[0] to F[2N-1] is generated based on the equations (234) and (235) (precoding matrix of F[0] to F[2N-1]). May be used in any order for the period 2N). Then, for example, when the symbol number is 2Ni, precoding is performed using F[0], when the symbol number is 2Ni+1, precoding is performed using F[1],..., When the symbol number is 2N×i+h, F is used. Precoding is performed using [h] (h=0, 1, 2,..., 2N-2, 2N-1). (Here, as described in the previous embodiments, the precoding matrix does not have to be regularly switched.) When both the modulation schemes of s1 and s2 are 16QAM, α is given by equation (233). ), there is a possibility that the minimum distance between 16×16=256 signal points in the IQ plane can be increased in a certain LOS environment.

また、<条件#23>と異なる条件として、以下の条件を考える。 Also, consider the following condition as a condition different from <condition #23>.

(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)
(X is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 and y is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 And x ≠ y.)

(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)
このとき、<条件#21>かつ<条件#22>かつ<条件#26>かつ<条件#27>を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。
(X is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 and y is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 And x ≠ y.)
At this time, by satisfying <Condition #21>, <Condition #22>, <Condition #26>, and <Condition #27>, the distance between the poor reception points of s1 in the complex plane is large and the distance between s2 is large. Since the distance of the poor reception point can be increased, good reception quality of data can be obtained.

本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸(または、周波数軸)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。 In this embodiment, a method of configuring 2N different precoding matrices for a precoding hopping method with a time period of 2N has been described. At this time, F[0], F[1], F[2],..., F[2N-2], F[2N-1] are prepared as 2N different precoding matrices. However, in the present embodiment, the case of the single carrier transmission method is described as an example, and therefore F[0], F[1], F[2],... In the time axis (or frequency axis) direction. , F[2N-2], and F[2N-1] are arranged in this order, the present invention is not limited to this, and 2N different precoding matrices F[0] generated in the present embodiment are described. , F[1], F[2],..., F[2N-2], F[2N-1] can be applied to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in Embodiment 1, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although the precoding hopping method with a time period of 2N has been described, the same effect can be obtained by randomly using 2N different precoding matrices, that is, a regular period is not necessarily used. There is no need to use 2N different precoding matrices to have.

また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
(実施の形態11)
本実施の形態では、非ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。
Further, in the precoding matrix switching method of the cycle H (H is the cycle 2N of the method of regularly switching the precoding matrix described above is a larger natural number), 2N different precoding matrices according to the present embodiment are included. If so, there is a high possibility that good reception quality will be given.
(Embodiment 11)
In this embodiment, a method of regularly switching a precoding matrix using a non-unitary matrix will be described.

周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。 In the method of regularly switching the precoding matrix of period 2N, the precoding matrix prepared for period 2N is expressed by the following equation.

α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。また、δ≠πラジアン
とする。
It is assumed that α>0 and a fixed value (regardless of i). Further, δ≠π radians.

α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。(式(236)のαと式(237)のαは同一の値であるものとする。)
このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6から、式(236)に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。
It is assumed that α>0 and a fixed value (regardless of i). (Α in equation (236) and α in equation (237) have the same value.)
At this time, from the condition 5 of (Equation 106) and the condition 6 of (Equation 107) of the third embodiment, the following condition with respect to Expression (236) is required to obtain good data reception quality. It becomes important.

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)

そして、以下の条件を付加することを考える。
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

Then, consider adding the following conditions.


なお、式(237)のかわりに、次式のプリコーディング行列を与えてもよい。
Note that a precoding matrix of the following equation may be given instead of equation (237).

α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。(式(236)のαと式(238)のαは同一の値であるものとする。)
例として、実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件#31>または<条件#32>を与える。
It is assumed that α>0 and a fixed value (regardless of i). (Α in equation (236) and α in equation (238) have the same value.)
As an example, as described in Embodiment 6, <Condition #31> or <Condition #32> is set in order to arrange the reception poor points on the complex plane so as to have a uniform distribution with respect to the phase. give.



つまり、<条件31>では、位相の差が2π/Nラジアンであることを意味している。また、<条件32>では、位相の差が−2π/Nラジアンであることを意味している。
そして、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α>1とし、δ=(3π)/4ラジアンとしたとき、N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面
上での配置を図46(a)(b)に示す。このようにすることで、プルコーディング行列を切り替える周期を大きくすることができ、かつ、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保つことができるため、良好な受信品質を得ることができる。ここでは、α>1、δ=(3π)/4ラジアン、N=4のときを例に説明したがこれに限ったものではなく、π/2ラジアン
≦|δ|<πラジアン、かつ、α>0、かつ、α≠1であれば同様の効果を得ることができる。
That is, <Condition 31> means that the phase difference is 2π/N radian. Also, <Condition 32> means that the phase difference is −2π/N radian.
Then, when θ 11 (0)−θ 21 (0)=0 radians, α>1, and δ=(3π)/4 radians, the reception poor point of s1 and s2 when N=4 and s2 46(a) and 46(b) show the arrangement of the reception inferiority points of the above in the complex plane. By doing this, the period for switching the pull coding matrix can be increased, and the minimum distance of the reception poor point of s1 is kept large in the complex plane. Since the minimum distance between points can be kept large, good reception quality can be obtained. Here, the case where α>1, δ=(3π)/4 radians, and N=4 has been described as an example, but the present invention is not limited to this, and π/2 radians≦|δ|<π radians and α If >0 and α≠1, the same effect can be obtained.

また、<条件#30>と異なる条件として、以下の条件を考える。 Also, consider the following condition as a condition different from <condition #30>.

(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)
(X is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 and y is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 And x ≠ y.)

(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)
このとき、<条件#28>かつ<条件#29>かつ<条件#33>かつ<条件#34>を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。
(X is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 and y is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 And x ≠ y.)
At this time, by satisfying <Condition #28>, <Condition #29>, <Condition #33>, and <Condition #34>, the distance between the poor reception points of s1 in the complex plane is large and the distance between s2 is large. Since the distance of the poor reception point can be increased, good reception quality of data can be obtained.

本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸(または、周波数軸)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。 In this embodiment, a method of configuring 2N different precoding matrices for a precoding hopping method with a time period of 2N has been described. At this time, F[0], F[1], F[2],..., F[2N-2], F[2N-1] are prepared as 2N different precoding matrices. However, in the present embodiment, the case of the single carrier transmission method is described as an example, and therefore F[0], F[1], F[2],... In the time axis (or frequency axis) direction. , F[2N-2], and F[2N-1] are arranged in this order, the present invention is not limited to this, and 2N different precoding matrices F[0] generated in the present embodiment are described. , F[1], F[2],..., F[2N-2], F[2N-1] can be applied to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in Embodiment 1, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although the precoding hopping method with a time period of 2N has been described, the same effect can be obtained by randomly using 2N different precoding matrices, that is, a regular period is not necessarily used. There is no need to use 2N different precoding matrices to have.

また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
(実施の形態12)
本実施の形態では、非ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。
周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。
Further, in the precoding matrix switching method of the cycle H (H is the cycle 2N of the method of regularly switching the precoding matrix described above is a larger natural number), 2N different precoding matrices according to the present embodiment are included. If so, there is a high possibility that good reception quality will be given.
(Embodiment 12)
In this embodiment, a method of regularly switching a precoding matrix using a non-unitary matrix will be described.
In the method of regularly switching the precoding matrix of the cycle N, the precoding matrix prepared for the cycle N is represented by the following equation.

α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。また、δ≠πラジアン
(iによらず固定値)、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1とする。
このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6から、式(239)に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。
It is assumed that α>0 and a fixed value (regardless of i). Further, δ≠π radian (fixed value regardless of i), i=0, 1, 2,..., N-2, N-1.
At this time, from the condition 5 of (Equation 106) and the condition 6 of (Equation 107) of the third embodiment, the following condition with respect to Expression (239) is required to obtain good data reception quality. It becomes important.

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
例として、実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件#37>または<条件#38>を与える。
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)
As an example, as described in Embodiment 6, <Condition #37> or <Condition #38> is set in order to arrange the reception inferiority points on the complex plane so as to have a uniform distribution with respect to the phase. give.



つまり、<条件37>では、位相の差が2π/Nラジアンであることを意味している。また、<条件38>では、位相の差が−2π/Nラジアンであることを意味している。
このとき、π/2ラジアン≦|δ|<πラジアン、かつ、α>0、かつ、α≠1であれば、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、<条件#37>、<条件#38>は必ず必要となる条件ではない。
That is, <Condition 37> means that the phase difference is 2π/N radian. Further, <Condition 38> means that the phase difference is −2π/N radian.
At this time, if π/2 radians≦|δ|<π radians, α>0, and α≠1, the distance between the poor points of reception of s1 in the complex plane is large and the reception of s2 is large. Since the distance of the bad point can be increased, good reception quality of data can be obtained. <Condition #37> and <Condition #38> are not necessarily required.

本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーデ
ィング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸(または、周波数軸)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べる場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期Nのプリコーディン
グホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダム
に用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。
In this embodiment, a method of configuring N different precoding matrices for a precoding hopping method of time period N has been described. At this time, F[0], F[1], F[2],..., F[N-2], F[N-1] are prepared as N different precoding matrices. However, in the present embodiment, the case of the single carrier transmission method is described as an example, and therefore F[0], F[1], F[2],... In the time axis (or frequency axis) direction. , F[N-2], and F[N-1] are arranged in this order, the present invention is not limited to this, and 2N different precoding matrices F[0] generated in this embodiment are used. , F[1], F[2],..., F[N-2], F[N-1] can be applied to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in Embodiment 1, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although the precoding hopping method of the time period N is described, the same effect can be obtained by randomly using N different precoding matrices, that is, a regular period is not necessarily used. There is no need to use N different precoding matrices to have.

また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期Nはより
大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態におけるN個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性
が高くなる。このとき、<条件#35><条件#36>は以下のような条件に置き換えることができる。(周期はNとして考える。)
Further, in the precoding matrix switching method of the cycle H (where H is a larger natural number in the method of regularly switching the precoding matrix described above), N different precoding matrices according to the present embodiment are included. If so, there is a high possibility that good reception quality will be given. At this time, <condition #35> and <condition #36> can be replaced with the following conditions. (Think of the period as N.)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)

(実施の形態13)
本実施の形態では、実施の形態8の別の例について説明する。
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(Embodiment 13)
In this embodiment, another example of the eighth embodiment will be described.

周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。 In the method of regularly switching the precoding matrix of period 2N, the precoding matrix prepared for period 2N is expressed by the following equation.

α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。 It is assumed that α>0 and a fixed value (regardless of i).

α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。(式(240)のαと式(241)のαは同一の値であるものとする。)
そして、式(240)および式(241)をベースとする周期2×N×Mのプリコーディ
ング行列を次式であらわす。
It is assumed that α>0 and a fixed value (regardless of i). (Α in equation (240) and α in equation (241) have the same value.)
Then, the precoding matrix of period 2×N×M based on the equations (240) and (241) is represented by the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。また、Xk=Ykであってもよいし、Xk≠Ykであっ
てもよい。
すると、F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列は、周期2×N×Mどのような順番にならべて使用し
てもよい。)。そして、例えば、シンボル番号2×N×M×iのときF[0]を用いてプリコー
ディングを行い、シンボル番号2×N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを
行い、・・・、シンボル番号2×N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、2×N×M-2、2×N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1. Further, Xk=Yk may be satisfied, or Xk≠Yk may be satisfied.
Then, the precoding matrix of F[0] to F[2×N×M-1] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[2×N×M-1] is Period 2 × N × M may be used in any order.) Then, for example, when the symbol number is 2×N×M×i, precoding is performed using F[0], and when the symbol number is 2×N×M×i+1, precoding is performed using F[1], ..., when the symbol number is 2xNxMxi+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,..., 2xNxM-2, 2xN ×M-1) (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, it is possible to implement a method of switching a precoding matrix having a large period, and it is possible to easily change the position of the poor reception point, which improves the reception quality of data. Could lead to.


なお、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(242)を次式のようにしてもよい。

The equation (242) of the precoding matrix of the period 2×N×M may be set as the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
また、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(243)を式(245)〜式(24
7)のいずれかとしてもよい。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.
Further, the equation (243) of the precoding matrix of the period 2×N×M is transformed into the equations (245) to
It may be any of 7).

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
なお、受信劣悪点について着目すると、式(242)から式(247)において、
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.
Note that focusing on the reception inferiority, in Expression (242) to Expression (247),

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。) (X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。) (X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)


のすべてを満たすと良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、実施の形態8では、<条件#39>および<条件#40>を満たすとよい。
また、式(242)から式(247)のXk, Ykに着目すると、
When all of the above are satisfied, good data reception quality can be obtained. In the eighth embodiment, <condition #39> and <condition #40> may be satisfied.
Further, when focusing on Xk and Yk in Expressions (242) to (247),

(aは0,1,2,・・・,M-2, M -1であり、bは0,1,2,・・・, M-2, M-1であり、a≠bである。)
ただし、sは整数である。
(A is 0, 1, 2,..., M-2, M -1, b is 0, 1, 2,..., M-2, M-1, and a≠b .)
However, s is an integer.


(aは0,1,2,・・・,M-2, M -1であり、bは0,1,2,・・・, M-2, M-1であり、a≠bである。)
ただし、uは整数である。
の2つの条件を満たすと良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、実施の形態8では、<条件42>を満たすとよい。
(A is 0, 1, 2,..., M-2, M -1, b is 0, 1, 2,..., M-2, M-1, and a≠b .)
However, u is an integer.
If the above two conditions are satisfied, good data reception quality can be obtained. In the eighth embodiment, <condition 42> may be satisfied.

なお、式(242)および式(247)において、0ラジアン≦δ<2πラジアンとしたとき、δ=πラジアンのときユニタリ行列となり、δ≠πラジアンのとき非ユニタリ行列となる。本方式では、π/2ラジアン≦|δ|<πラジアンの非ユニタリ行列のときが一つの特徴的な構成であり、良好なデータの受信品質が得られることになる。別の構成として、ユニタリ行列の場合もあるが、実施の形態10や実施の形態16において、詳しく述べるが、式(242)から式(247)において、Nを奇数とすると、良好なデータの
受信品質を得ることができる可能性が高くなる。
In Equations (242) and (247), when 0 radian≦δ<2π radians, a unitary matrix is obtained when δ=π radians, and a non-unitary matrix is obtained when δ≠π radians. In this scheme, one characteristic configuration is a non-unitary matrix of π/2 radians≦|δ|<π radians, and good reception quality of data can be obtained. As another configuration, a unitary matrix may be used, which will be described in detail in Embodiment 10 and Embodiment 16. However, when N is an odd number in Expressions (242) to (247), good data reception is possible. The chances of getting quality are higher.


(実施の形態14)
本実施の形態では、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、プリコーディング行列として、ユニタリ行列を用いる場合と非ユニタリ行列を用いる場合の使い分けの例について説明する。

(Embodiment 14)
In the present embodiment, an example of properly using a unitary matrix and a non-unitary matrix as the precoding matrix in the system for regularly switching the precoding matrices will be described.

例えば、2行2列のプリコーディング行列(各要素は複素数で構成されているものとする)を用いた場合、つまり、ある変調方式に基づいた2つの変調信号(s1(t)およびs2(t))に対し、プリコーディングを施し、プリコーディング後の2つの信号を2つのアンテナから送信する場合について説明する。
規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を用いてデータを伝送する場合、図3の
図13の送信装置は、フレーム構成信号313により、マッピング部306A、306Bは、変調方式を切り替えることになる。このとき、変調方式の変調多値数(変調多値数:IQ平面における変調方式の信号点の数)とプリコーディング行列の関係について説明する。
For example, when a precoding matrix of 2 rows and 2 columns (each element is composed of complex numbers) is used, that is, two modulated signals (s1(t) and s2(t) based on a certain modulation method are used. )) is subjected to precoding and two precoded signals are transmitted from two antennas.
When transmitting data using the method of regularly switching the precoding matrix, the transmitting apparatus of FIG. 13 of FIG. 3 causes the mapping units 306A and 306B to switch the modulation method according to the frame configuration signal 313. At this time, the relationship between the modulation multilevel number of the modulation system (the modulation multilevel number: the number of signal points of the modulation system on the IQ plane) and the precoding matrix will be described.

規則的にプリコーディング行列を切り替える方法の利点は、実施の形態6において説明したようにLOS環境において、良好なデータの受信品質を得ることができる点であり、特に、受信装置がML演算やML演算に基づくAPP(または、Max-log APP)を施した場合、その効果が大きい。ところで、ML演算は、変調方式の変調多値数に伴い、回路規模(演算規模)に大きな影響を与える。例えば、プリコーディング後の2つの信号を2つのアンテナから送信し、2つの変調信号(プリコーディング前の変調方式に基づく信号)がいずれも同一の変調方式を用いているものとする場合、変調方式がQPSKの場合、IQ平面における候補信号点(図11の受信信号点1101)の数は4×4=16個、16QAMの場合16×16=256個、64QAMの場合64×64=4096個、256QAMの場合256×256=65536個、1024QAMの場合1024×1024=1048576個となり、受信装置の演算規模をある程度の回路規模で抑えるためには、変調方
式がQPSK, 16QAM, 64QAMの場合は、受信装置において、ML演算(ML演算に基づく(Max-log)APP)を用い、256QAM, 1024QAMの場合は、MMSE, ZFのような線形演算を用いた検波を
用いることになる。(場合によっては、256QAMの場合、ML演算を用いても良い。)
このような受信装置を想定した場合、多重信号分離後のSNR(signal-to-noise power ratio)を考えた場合、受信装置でMMSE, ZFのような線形演算を用いている場合は、プリコーディング行列としてユニタリ行列が適しており、ML演算を用いている場合は、プリコーディング行列としてユニタリ行列・非ユニタリ行列のいずれをもちいてもよい。上述のいずれかの実施の形態の説明を考慮すると、プリコーディング後の2つの信号を2つのアンテナから送信し、2つの変調信号(プリコーディング前の変調方式に基づく信号)がいずれも同一の変調方式を用いているものとする場合、変調方式の変調多値数が64値以下(または、256値以下)のとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたと
きのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用い、64値より大きい(または256値
より大きい)場合、ユニタリ行列を用いると、通信システムがサポートしている全ての変調方式において、どの変調方式の場合においても、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるという効果を得ることができる可能性が高くなる。
The advantage of the method of regularly switching the precoding matrix is that good reception quality of data can be obtained in the LOS environment as described in the sixth embodiment. The effect is large when APP (or Max-log APP) based on calculation is applied. By the way, the ML calculation greatly affects the circuit scale (calculation scale) according to the modulation multi-value number of the modulation method. For example, when two pre-encoded signals are transmitted from two antennas, and two modulated signals (signals based on the pre-encoding modulation system) both use the same modulation system, the modulation system Is QPSK, the number of candidate signal points (received signal points 1101 in FIG. 11) on the IQ plane is 4×4=16, 16QAM is 16×16=256, and 64QAM is 64×64=4096. In the case of 256QAM, 256×256=65536, and in the case of 1024QAM, it becomes 1024×1024=1048576.In order to suppress the calculation scale of the receiver with a certain circuit scale, when the modulation method is QPSK, 16QAM, 64QAM, the reception is In the apparatus, ML calculation ((Max-log) APP based on ML calculation) is used, and in the case of 256QAM and 1024QAM, detection using linear calculation such as MMSE and ZF is used. (In some cases, ML operation may be used for 256QAM.)
Assuming such a receiver, considering the signal-to-noise power ratio (SNR) after demultiplexing, if the receiver uses linear operations such as MMSE and ZF, precoding A unitary matrix is suitable as the matrix, and when the ML operation is used, either a unitary matrix or a non-unitary matrix may be used as the precoding matrix. Considering the description of any of the above embodiments, two signals after precoding are transmitted from two antennas, and two modulated signals (signals based on the modulation method before precoding) have the same modulation. Assuming that the method is used, when the modulation multi-value number of the modulation method is 64 values or less (or 256 values or less), the precoding matrix is not If a unitary matrix is used and the value is greater than 64 (or greater than 256), the unitary matrix will be used for all modulation methods supported by the communication system, regardless of which modulation method is used. There is a high possibility that the effect of being able to obtain good data reception quality while reducing?

また、変調方式の変調多値数が64値以下(または、256値以下)の場合においてもユニ
タリ行列を用いたほうがよい場合がある可能性がある。このようなことを考慮すると、変調方式の変調多値数が64値以下(または、256値以下)の複数の変調方式をサポートして
いる場合、サポートしている複数の64値以下の変調方式のいずれかの変調方式で規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在することが重要となる。
Further, there is a possibility that it may be better to use the unitary matrix even when the number of modulation levels of the modulation method is 64 or less (or 256 or less). Taking this into consideration, when multiple modulation methods with a modulation level of 64 levels or less (or 256 values or less) are supported, multiple supported modulation methods with 64 levels or less are supported. It is important that there is a case in which a non-unitary matrix is used as the precoding matrix when the method of regularly switching the precoding matrix in any of the above modulation methods is used.

上述では、一例として、プリコーディング後の2つの信号を2つのアンテナから送信する場合について説明したが、これに限ったものではなく、プリコーディング後のN個の信
号をN個のアンテナから送信し、N個の変調信号(プリコーディング前の変調方式に基づく信号)がいずれも同一の変調方式を用いているものとする場合、変調方式の変調多値数にβNという閾値を設け、変調方式の変調多値数がβN以下の複数の変調方式をサポートしている場合、サポートしているβN以下の複数の変調方式のいずれかの変調方式で規則的に
プリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在し、変調方式の変調多値数がβNより大きい変調方式の場
合、ユニタリ行列を用いると、通信システムがサポートしている全ての変調方式において、どの変調方式の場合においても、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるという効果を得ることができる可能性が高くなる。(変調方
式の変調多値数がβN以下のとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用
いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を常に用いてもよい。)
上述では、同時に送信するN個の変調信号の変調方式が、同一の変調方式を用いている
場合で説明したが、以下では、同時に送信するN個の変調信号において、2種類以上の変
調方式が存在する場合について説明する。
In the above, as an example, the case where two pre-encoded signals are transmitted from two antennas has been described. However, the present invention is not limited to this, and N pre-encoded signals are transmitted from N antennas. , N modulation signals (signals based on the modulation method before precoding) all use the same modulation method, a threshold value β N is set for the modulation multi-value number of the modulation method If multiple modulation schemes with a modulation level of β N or less are supported, a method that regularly switches the precoding matrix using one of the supported multiple modulation schemes of β N or less is selected. There is a case where a non-unitary matrix is used as a precoding matrix when used, and in the case of a modulation method in which the modulation multi-value number of the modulation method is larger than β N , using a unitary matrix allows all communication systems supported by the communication system. In any of the modulation methods, there is a high possibility that the effect of being able to obtain good data reception quality while reducing the circuit scale of the receiving device can be obtained. (A non-unitary matrix may always be used as the precoding matrix when the method of regularly switching the precoding matrix is used when the modulation multi-value number of the modulation method is β N or less.)
In the above description, the same modulation method is used for the N modulation signals that are transmitted at the same time. However, in the following, two or more types of modulation methods can be used for the N modulation signals that are transmitted at the same time. The case in which it exists will be described.

例として、プリコーディング後の2つの信号を2つのアンテナから送信する場合について説明する。2つの変調信号(プリコーディング前の変調方式に基づく信号)がいずれも同一の変調方式、または、異なる変調方式であるものとしたとき、変調多値数が2a1値の変調方式と変調多値数が2a2値の変調方式を用いているものとする。このとき、受信装置においてML演算(ML演算に基づく(Max-log)APP)を用いている場合、IQ平面における候補信号点(図11の受信信号点1101)の数は、2a1×2a2=2a1+a2の候補信号点が存在することになる。このとき、上記で述べたように、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるためには、2a1+a2に対し2βという閾値を設け、2a1+a2≦2βのとき、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用い、2a1+a2>2β場合、ユニタリ行列を用いるとよい。 As an example, a case where two precoded signals are transmitted from two antennas will be described. When the two modulation signals (the signals based on the modulation method before precoding) are the same modulation method or different modulation methods, the modulation method with a modulation multi-value number of 2 a1 and the modulation multi-value It is assumed that the number 2 a2 modulation method is used. At this time, when the receiving apparatus uses the ML operation ((Max-log)APP based on the ML operation), the number of candidate signal points (received signal points 1101 in FIG. 11) on the IQ plane is 2 a1 ×2 a2. =2 a1+a2 candidate signal points are present. At this time, as described above, in order to be able to obtain reception quality of good data while reducing the circuit scale of the receiving apparatus, the threshold of relative 2 a1 + a2 2 β provided, 2 a1 + a2 ≦ 2 β In this case, a non-unitary matrix is used as the precoding matrix when the method of regularly switching the precoding matrix is used, and in the case of 2 a1+a2 >2 β , the unitary matrix is preferably used.

また、2a1+a2≦2βの場合においてもユニタリ行列を用いたほうがよい場合がある可能性がある。このようなことを考慮すると、2a1+a2≦2βの複数の変調方式の組み合わせをサポートしている場合、サポートしている2a1+a2≦2βの複数の変調方式の組み合わせのいずれかの変調方式の組み合わせで規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在することが重要となる。 Also, there is a possibility that it may be better to use a unitary matrix even in the case of 2 a1 +a2 ≦2 β . In view of such fact, 2 a1 + a2 ≦ 2 if it supports a combination of a plurality of modulation schemes beta, a combination of a plurality of modulation schemes 2 a1 + a2 ≦ 2 β supporting either modulation method It is important that there is a case where a non-unitary matrix is used as the precoding matrix when the method of regularly switching the precoding matrix in combination is used.

上述では、一例として、プリコーディング後の2つの信号を2つのアンテナから送信する場合について説明したが、これに限ったものではない。例えば、N個の変調信号(プリ
コーディング前の変調方式に基づく信号)がいずれも同一の変調方式、または、異なる変調方式が存在する場合のとき、第iの変調信号の変調方式の変調多値数を2aiとする(i=1、2、・・・、N-1、N)。
In the above, as an example, the case where two signals after precoding are transmitted from two antennas has been described, but the present invention is not limited to this. For example, when all N modulation signals (signals based on the modulation method before precoding) have the same modulation method or different modulation methods, the modulation multi-value of the modulation method of the i-th modulation signal Let the number be 2 ai (i=1, 2,..., N-1, N).

このとき、受信装置においてML演算(ML演算に基づく(Max-log)APP)を用いている場合、IQ平面における候補信号点(図11の受信信号点1101)の数は、2a1×2a2×・・・×2ai×・・・×2aN=2a1+a2+・・・+ai+・・・+aNの候補信号点が存在することになる。このとき、上記で述べたように、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるためには、2a1+a2+・・・+ai+・・・+aNに対し2βという閾値を設け、 At this time, when the receiving apparatus uses the ML operation ((Max-log)APP based on the ML operation), the number of candidate signal points (received signal points 1101 in FIG. 11) on the IQ plane is 2 a1 ×2 a2. X...×2 ai x...×2 aN =2 a1+a2+...+ai+...+aN candidate signal points exist. At this time, as described above, in order to obtain good data reception quality while reducing the circuit scale of the receiving device, a threshold value of 2 β for 2 a1+a2+...+ai+...+aN is required. Is provided

<条件#44>を満たす複数の変調方式の組み合わせをサポートしている場合、サポートしている<条件#44>を満たす複数の変調方式の組み合わせのいずれかの変調方式の組み合わせで規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いる場合が存在し、 When a combination of a plurality of modulation schemes that satisfy <Condition #44> is supported, a combination of any of the plurality of modulation schemes that supports <Condition #44> is regularly used for the pre-registration. There is a case where a non-unitary matrix is used as a precoding matrix when the method of switching the coding matrix is used,

<条件#45>を満たすすべての変調方式の組み合わせの場合、ユニタリ行列を用いると、通信システムがサポートしている全ての変調方式において、どの変調方式の組み合わせの場合においても、受信装置の回路規模を小さくしながら良好なデータの受信品質を得ることができるという効果を得ることができる可能性が高くなる。(サポートしている<条件#44>を満たす複数の変調方式の組み合わせすべてにおいて、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式を用いたときのプリコーディング行列として非ユニタリ行列を用いてもよい。)
(実施の形態15)
本実施の形態では、OFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いた、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式のシステム例について説明する。
In the case of all the combinations of the modulation schemes that satisfy the <Condition #45>, if the unitary matrix is used, the circuit scale of the receiving device can be obtained in all the combinations of the modulation schemes supported by the communication system. There is a high possibility that the effect of being able to obtain good data reception quality while reducing? (A non-unitary matrix may be used as the precoding matrix when the method of regularly switching the precoding matrices is used in all the combinations of the plurality of modulation schemes that satisfy the <condition #44> that is supported.)
(Embodiment 15)
In this embodiment, a system example of a system that regularly switches precoding matrices using a multicarrier transmission system such as OFDM will be described.

図47は、本実施の形態におけるOFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いた、規則的にプリコーディング行列を切り替える方式のシステムにおいて、放送局(基地局)が送信する送信信号の、時間−周波数軸におけるフレーム構成の一例を示している。(時間$1から時間$Tまでのフレーム構成とする。)図47(A)は、実施の形態1等で説明したストリームs1の時間−周波数軸におけるフレーム構成、図47(B)は、実施の形態1等で説明したストリームs2の時間−周波数軸におけるフレーム構成を示している。ストリームs1とストリームs2の同一時間、同一(サブ)キャリアのシンボルは、複数のアンテナを用いて、同一時間、同一周波数で送信されることになる。 FIG. 47 shows the time-frequency of the transmission signal transmitted by the broadcasting station (base station) in the system of the system that regularly switches the precoding matrix using the multicarrier transmission system such as OFDM in the present embodiment. An example of the frame structure in an axis is shown. (It is assumed that the frame structure is from time $1 to time $T.) FIG. 47A shows the frame structure on the time-frequency axis of stream s1 described in Embodiment 1 and the like, and FIG. 3 illustrates a frame configuration on the time-frequency axis of the stream s2 described in the first embodiment and the like. The symbols of the stream (s1) and the stream (s2) at the same time and at the same (sub)carrier are transmitted at the same time and at the same frequency using a plurality of antennas.

図47(A)(B)では、OFDMを用いたときに使用される(サブ)キャリアは、(サブ)キャリアa〜(サブ)キャリアa+Naで構成されたキャリア群#A、(サブ)キャリアb〜(サブ)キャリアb+Nbで構成されたキャリア群#B、(サブ)キャリアc〜(サブ)キャリアc+Ncで構成されたキャリア群#C、(サブ)キャリアd〜(サブ)キャリアd+Ndで構成されたキャリア群#D、・・・で分割するものとする。そして、各サブキャリア群では、複数の送信方法をサポートするものとする。ここで、複数の送信方法をサポートすることで、各送信方法がもつ利点を効果的に活用することが可能となる。例えば、図47(A)(B)では、キャリア群#Aは、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いるものとし、キャリア群#Bは規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO伝送方式を用いるものとし、キャリア群#Cはストリームs1のみ送信し、キャリア群#Dは時空間ブロック符号を用いて送信するものとする。
図48は、本実施の形態におけるOFDMのようなマルチキャリア伝送方式を用いた、規則的
にプリコーディング行列を切り替える方式のシステムにおいて、放送局(基地局)が送信する送信信号の、時間−周波数軸におけるフレーム構成の一例を示しており、図47とは異なる時間の時間$Xから時間$X+T’までのフレーム構成を示している。図48は、図47と同様に、OFDMを用いたときに使用される(サブ)キャリアは、(サブ)キャリアa〜(サブ)キャリアa+Naで構成されたキャリア群#A、(サブ)キャリアb〜(サブ)キャリアb+Nbで構成されたキャリア群#B、(サブ)キャリアc〜(サブ)キャリアc+Ncで構成されたキャリア群#C、(サブ)キャリアd〜(サブ)キャリアd+Ndで構成されたキャリア群#D、・・・で分割するものとする。そして、図48が図47と異なる点は、図47で用いられている通信方式と図48で用いられている通信方式が異なるキャリア群が存在することである。図48では、(A)(B)では、キャリア群#Aは、時空間ブロック符号を用いて送信するものとし、キャリア群#Bは規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO伝送方式を用いるものとし、キャリア群#Cは規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO伝送方式を用いるものとし、キャリア群#Dはストリームs1のみ送信するものとする。
In FIGS. 47(A) and (B), the (sub)carriers used when OFDM is used are carrier group #A and (sub)carrier b that are composed of (sub)carrier a to (sub)carrier a+Na. ~ Carrier group #B composed of (sub)carrier b+Nb, carrier group #C composed of (sub)carrier c to (sub)carrier c+Nc, composed of (sub)carrier d to (sub)carrier d+Nd It is assumed that the carrier groups #D,... Are divided. Then, each subcarrier group shall support a plurality of transmission methods. Here, by supporting a plurality of transmission methods, it is possible to effectively utilize the advantages of each transmission method. For example, in FIGS. 47A and 47B, carrier group #A uses the spatial multiplexing MIMO transmission scheme or the MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix, and carrier group #B regularly precodes. It is assumed that the MIMO transmission method in which the matrix is switched is used, the carrier group #C transmits only the stream s1, and the carrier group #D transmits using the space-time block code.
FIG. 48 shows the time-frequency of the transmission signal transmitted by the broadcast station (base station) in the system of the system that regularly switches the precoding matrix using the multicarrier transmission system such as OFDM in the present embodiment. FIG. 48 shows an example of the frame structure on the axis, and shows the frame structure from time $X to time $X+T′ at a time different from FIG. 47. In FIG. 48, similarly to FIG. 47, the (sub)carriers used when OFDM is used are carrier group #A and (sub)carrier b that are composed of (sub)carrier a to (sub)carrier a+Na. ~ Carrier group #B composed of (sub)carrier b+Nb, carrier group #C composed of (sub)carrier c to (sub)carrier c+Nc, composed of (sub)carrier d to (sub)carrier d+Nd It is assumed that the carrier groups #D,... Are divided. The difference between FIG. 48 and FIG. 47 is that there is a carrier group in which the communication method used in FIG. 47 and the communication method used in FIG. 48 are different. In FIG. 48, in (A) and (B), it is assumed that carrier group #A transmits using a space-time block code, and carrier group #B uses a MIMO transmission method that regularly switches precoding matrices. , The carrier group #C uses the MIMO transmission method that regularly switches the precoding matrix, and the carrier group #D transmits only the stream s1.

次に、サポートする送信方法について説明する。
図49は、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いたときの信号処理方法を示しており、図6と同様の番号を付している。ある変調方式にしたがったベースバンド信号である、重み付け合成部600は、ストリームs1(t)(307A)およびストリームs2(t)(307B)、および、重み付け方法に関する情報315を入力とし、重み付け後の変調信号z1(t)(309A)および重み付け後の変調信号z2(t)(309B)を出力する。ここで、重み付け方法に関する情報315が、空間多重MIMO伝送方式を示していた場合、図49の方式#1の信号処理が行われる。つまり、以下の処理が行われる。
Next, the supported transmission methods will be described.
FIG. 49 shows a signal processing method when the spatial multiplexing MIMO transmission scheme or the MIMO transmission scheme in which the precoding matrix is fixed is used, and the same numbers as those in FIG. 6 are given. Weighting synthesis section 600, which is a baseband signal according to a certain modulation method, receives streams s1(t) (307A) and streams s2(t) (307B), and information 315 regarding the weighting method as input, The modulated signal z1(t) (309A) and the weighted modulated signal z2(t) (309B) are output. Here, when the information 315 regarding the weighting method indicates the spatial multiplexing MIMO transmission scheme, the signal processing of scheme #1 in FIG. 49 is performed. That is, the following processing is performed.

ただし、1つの変調信号を送信する方式をサポートしている場合、送信電力の点から、式(250)は、式(251)のようにあらわされることもある。 However, when the method of transmitting one modulated signal is supported, the expression (250) may be expressed as the expression (251) in terms of transmission power.

そして、重み付け方法に関する情報315が、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を示している場合、例えば、図49の方式#2の信号処理が行われる。つまり、以下の処理が行われる。 Then, when the information 315 regarding the weighting method indicates the MIMO transmission scheme in which the precoding matrix is fixed, for example, the signal processing of scheme #2 in FIG. 49 is performed. That is, the following processing is performed.

ここで、θ11、θ12、λ、δは固定値となる。
図50は、時空間ブロック符号を用いたときの変調信号の構成を示している。図50の時空間ブロック符号化部(5002)は、ある変調信号に基づくベースバンド信号が入力とする。例えば、時空間ブロック符号化部(5002)は、シンボルs1、シンボルs2、・・・を入力とする。すると、図50のように、時空間ブロック符号化が行われ、z1(5003A)は、「シンボル#0としてs1」「シンボル#1として−s2」「シンボル#2としてs3」「シンボル#3として−s4」・・・となり、z2(5003B)は、「シンボル#0としてs2」「シンボル#1としてs1」「シンボル#2としてs4」「シンボル#3としてs3」・・・となる。このとき、z1におけるシンボル#X、z2におけるシンボル#Xは同一時間に同一周波数によりアンテナから送信されることになる。
Here, θ11, θ12, λ, and δ are fixed values.
FIG. 50 shows the structure of the modulated signal when the space-time block code is used. The space-time block coding unit (5002) of FIG. 50 receives as input a baseband signal based on a certain modulated signal. For example, the space-time block coding unit (5002) receives the symbols s1, s2,... Then, as shown in FIG. 50, the space-time block coding is performed, and z1 (5003A) has “s1 as symbol #0”, “-s2 * as symbol #1”, “s3 as symbol #2”, and “symbol #3”. -S4 * "..., and z2 (5003B) is "s2 as symbol #0", "s1 * as symbol #1", "s4 as symbol #2", "s3 * as symbol #3", and so on. Become. At this time, the symbol #X in z1 and the symbol #X in z2 are transmitted from the antenna at the same time and the same frequency.

図47、図48では、データを伝送するシンボルのみを記載しているが、実際には、伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等の情報を伝送する必要がある。例えば、図51のように、1つの変調信号z1のみでこれらの情報を定期的に伝送すれば、これらの情報を通信相手に伝送することができる。また、伝送路の変動、つまり、受信装置がチャネル変動を推定するためのシンボル(例えば、パイロットシンボル、リファレンスシンボル、プリアンブル、送受信で既知の(PSK:Phase Shift Keying)シンボル)を伝送する必要がある。図47、図48では、これらのシンボルを省略して記述しているが、実際は、チャネル変動を推定するためのシンボルが時間―周波数軸のフレーム構成において、含まれることになる。したがって、各キャリア群は、データを伝送するためのシンボルのみだけで構成されているわけではない。(この点については、実施の形態1においても同様である。)
図52は、本実施の形態における放送局(基地局)の送信装置の構成の一例を示している。送信方法決定部(5205)は、各キャリア群のキャリア数、変調方式、誤り訂正方式、誤り訂正符号の符号化率、送信方法等の決定を行い、制御信号(5205)として出力する。
変調信号生成部#1(5201_1)は、情報(5200_1)および制御信号(5205)を入力とし、制御信号(5205)の通信方式の情報に基づき、図47、図48のキャリア群#Aの変調信号z1(5202_1)および変調信号z2(5203_1)を出力する。
Although only symbols for transmitting data are described in FIGS. 47 and 48, it is actually necessary to transmit information such as a transmission system, a modulation system, and an error correction system. For example, as shown in FIG. 51, if these pieces of information are periodically transmitted using only one modulated signal z1, these pieces of information can be transmitted to the communication partner. In addition, it is necessary to transmit the fluctuations of the transmission path, that is, the symbols for the receiving apparatus to estimate the channel fluctuations (for example, pilot symbols, reference symbols, preambles, and known (PSK: Phase Shift Keying) symbols for transmission and reception). .. Although these symbols are omitted in FIG. 47 and FIG. 48, the symbols for estimating channel fluctuation are actually included in the frame structure on the time-frequency axis. Therefore, each carrier group is not limited only to the symbols for transmitting data. (This also applies to the first embodiment.)
FIG. 52 shows an example of the configuration of the transmitting device of the broadcasting station (base station) in the present embodiment. The transmission method determination unit (5205) determines the number of carriers in each carrier group, the modulation method, the error correction method, the coding rate of the error correction code, the transmission method, etc., and outputs the control signal (5205).
The modulation signal generation unit #1 (5201_1) receives the information (5200_1) and the control signal (5205) as input, and modulates the carrier group #A of FIGS. 47 and 48 based on the communication method information of the control signal (5205). The signal z1 (5202_1) and the modulated signal z2 (5203_1) are output.

同様に、変調信号生成部#2(5201_2)は、情報(5200_2)および制御信号(5205)を入力とし、制御信号(5205)の通信方式の情報に基づき、図47、図48のキャリア群#Bの変調信号z1(5202_2)および変調信号z2(5203_2)を出力する。 Similarly, the modulation signal generation unit #2 (5201_2) receives the information (5200_2) and the control signal (5205) as input, and based on the communication method information of the control signal (5205), the carrier group # of FIGS. The B modulated signal z1 (5202_2) and the modulated signal z2 (5203_2) are output.

同様に、変調信号生成部#3(5201_3)は、情報(5200_3)および制御信号(5205)を入力とし、制御信号(5205)の通信方式の情報に基づき、図47、図48のキャリア群#Cの変調信号z1(5202_3)および変調信号z2(5203_3)を出力する。 Similarly, the modulation signal generation unit #3 (5201_3) receives the information (5200_3) and the control signal (5205) as input, and based on the communication method information of the control signal (5205), the carrier group # of FIGS. 47 and 48. The modulated signal z1 (5202_3) and the modulated signal z2 (5203_3) of C are output.

同様に、変調信号生成部#4(5201_4)は、情報(5200_4)および制御信号(5205)を入力とし、制御信号(5205)の通信方式の情報に基づき、図47、図48のキャリア群#Dの変調信号z1(5202_4)および変調信号z2(5203_4)を出力する。 Similarly, the modulation signal generation unit #4 (5201_4) receives the information (5200_4) and the control signal (5205) as input, and based on the communication method information of the control signal (5205), the carrier group # of FIGS. The D modulation signal z1 (5202_4) and the modulation signal z2 (5203_4) are output.




同様に、変調信号生成部#M(5201_M)は、情報(5200_M)および制御信号(5205)を入力とし、制御信号(5205)の通信方式の情報に基づき、あるキャリア群の変調信号z1(5202_M)および変調信号z2(5203_M)を出力する。



Similarly, the modulation signal generation unit #M (5201_M) receives the information (5200_M) and the control signal (5205) as input, and based on the communication method information of the control signal (5205), the modulation signal z1 (5202_M) of a certain carrier group. ) And modulated signal z2 (5203_M).

OFDM方式関連処理部(5207_1)は、キャリア群#Aの変調信号z1(5202_1)、キャリア群#Bの変調信号z1(5202_2)、キャリア群#Cの変調信号z1(5202_3)、キャリア群#Dの変調信号z1(5202_4)、・・・、あるキャリア群の変調信号z1(5202_M)、および、制御信号(5206)を入力とし、並び換え、逆フーリエ変換、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号(5208_1)を出力し、送信信号(5208_1)は、アンテナ(5209_1)から電波として出力される。 The OFDM system-related processing section (5207_1) uses the modulated signal z1 (5202_1) of the carrier group #A, the modulated signal z1 (5202_2) of the carrier group #B, the modulated signal z1 (5202_3) of the carrier group #C, and the carrier group #D. , Modulation signal z1 (5202_M) of a certain carrier group, and control signal (5206) are input, and processing such as rearrangement, inverse Fourier transform, frequency conversion, and amplification is performed. , And a transmission signal (5208_1) is output, and the transmission signal (5208_1) is output from the antenna (5209_1) as a radio wave.

同様に、OFDM方式関連処理部(5207_2)は、キャリア群#Aの変調信号z1(5203_1)、キャリア群#Bの変調信号z2(5203_2)、キャリア群#Cの変調信号z2(5203_3)、キャリア群#Dの変調信号z2(5203_4)、・・・、あるキャリア群の変調信号z2(5203_M)、および、制御信号(5206)を入力とし、並び換え、逆フーリエ変換、周波数変換、増幅等の処理を施し、送信信号(5208_2)を出力し、送信信号(5208_2)は、アンテナ(5209_2)から電波として出力される。 Similarly, the OFDM system-related processing section (5207_2) uses the modulated signal z1 (5203_1) of the carrier group #A, the modulated signal z2 (5203_2) of the carrier group #B, the modulated signal z2 (5203_3) of the carrier group #C, and the carrier The modulation signal z2(5203_4) of group #D,..., The modulation signal z2(5203_M) of a certain carrier group, and the control signal (5206) are input, and rearrangement, inverse Fourier transform, frequency conversion, amplification, etc. The transmission signal (5208_2) is processed, and the transmission signal (5208_2) is output as a radio wave from the antenna (5209_2).

図53は、図52の変調信号生成部#1〜#Mの構成の一例を示している。誤り訂正符号化部(5302)は、情報(5300)および、制御信号(5301)を入力とし、制御信号(5301)にしたがって、誤り訂正符号化方式、誤り訂正符号化の符号化率を設定し、誤り訂正符号化を行い、誤り訂正符号化後のデータ(5303)を出力する。(誤り訂正符号化方式、誤り訂正符号化の符号化率の設定により、例えば、LDPC符号、ターボ符号、畳み込み符号等を用いたとき、符号化率によっては、パンクチャを行い、符号化率を実現する場合がある。)
インタリーブ部(5304)は、誤り訂正符号化後のデータ(5303)、制御信号(5301)を入力とし、制御信号(5301)に含まれるインタリーブ方法の情報に従い、誤り訂正符号化後のデータ(5303)の並び換えを行い、インタリーブ後のデータ(5305)を出力する。
FIG. 53 shows an example of the configuration of the modulated signal generators #1 to #M of FIG. The error correction coding unit (5302) receives the information (5300) and the control signal (5301) as input, and sets the error correction coding method and the coding rate of the error correction coding according to the control signal (5301). , Error correction encoding is performed, and the data (5303) after the error correction encoding is output. (By setting the error correction coding method and the coding rate of the error correction coding, for example, when an LDPC code, a turbo code, a convolutional code, etc. are used, puncturing is performed to realize the coding rate depending on the coding rate. It may be done.)
The interleave unit (5304) receives the data (5303) after error correction coding and the control signal (5301) as input, and according to the information of the interleaving method included in the control signal (5301), the data after error correction coding (5303). ) Is rearranged and the interleaved data (5305) is output.

マッピング部(5306_1)は、インタリーブ後のデータ(5305)および制御信号(5301)を入力とし、制御信号(5301)に含まれる変調方式の情報に従い、マッピング処理を行い、ベースバンド信号(5307_1)を出力する。 The mapping unit (5306_1) receives the interleaved data (5305) and the control signal (5301) as input, performs mapping processing according to the modulation method information included in the control signal (5301), and outputs the baseband signal (5307_1). Output.

同様に、マッピング部(5306_2)は、インタリーブ後のデータ(5305)および制御信号(5301)を入力とし、制御信号(5301)に含まれる変調方式の情報に従い、マッピング処理を行い、ベースバンド信号(5307_2)を出力する。 Similarly, the mapping unit (5306_2) receives the interleaved data (5305) and the control signal (5301) as input, performs mapping processing according to the modulation scheme information included in the control signal (5301), and outputs the baseband signal ( 5307_2) is output.

信号処理部(5308)は、ベースバンド信号(5307_1)、ベースバンド信号(5307_2)および制御信号(5301)を入力とし、制御信号(5301)に含まれる伝送方法(ここでは、例えば、空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式)の情報に基づき、信号処理を行い、信号処理後の信号z1(5309_1)および信号処理後のz2(5309_2)を出力する。なお、ストリームs1のみを送信する伝送方式が選択された場合、信号処理部(5308)は、信号処理後のz2(5309_2)を出力しないこともある。また、図53では、誤り訂正符号化部が一つの場合の構成を示したがこれに限ったものではなく、例えば、図3に示すように、複数の符号化器を具備していてもよい。 The signal processing unit (5308) receives the baseband signal (5307_1), the baseband signal (5307_2) and the control signal (5301) as an input, and uses the transmission method included in the control signal (5301) (here, for example, spatial multiplexing MIMO). A transmission method, a MIMO method that uses a fixed precoding matrix, a MIMO method that regularly switches the precoding matrix, space-time block coding, and a transmission method that transmits only stream s1) The processed signal z1 (5309_1) and the processed signal z2 (5309_2) are output. When the transmission method for transmitting only the stream s1 is selected, the signal processing unit (5308) may not output z2 (5309_2) after signal processing. Further, FIG. 53 shows the configuration in the case where there is one error correction encoding unit, but the configuration is not limited to this, and for example, as shown in FIG. 3, a plurality of encoders may be provided. ..

図54は、図52におけるOFDM方式関連処理部(5207_1、および、5207_2)の構成の一例を示しており、図14と同様に動作するものについては同一符号を付している。並び替え部(5402A)は、キャリア群#Aの変調信号z1(5400_1)、キャリア群#Bの変調信号z1(5400_2)、キャリア群#Cの変調信号z1(5400_3)、キャリア群#Dの変調信号z1(5400_4)、・・・、あるキャリア群の変調信号z1(5400_M)、および、制御信号(5403)を入力とし、並び替えを行い、並び替え後の信号1405Aおよび1405Bを出力する。なお、図47、図48、図51では、キャリア群の割り当てを、集合したサブキャリアで構成する例で説明しているが、これに限ったものではなく、時間ごとに離散的なサブキャリアによりキャリア群を構成してもよい。また、図47、図48、図51では、キャリア群のキャリア数は、時間において変更しない例で説明しているが、これに限ったものではない。この点については、別途、後で、説明する。 FIG. 54 shows an example of the configuration of the OFDM system related processing sections (5207_1 and 5207_2) in FIG. 52, and the elements that operate in the same way as in FIG. 14 are assigned the same reference numerals. The rearrangement unit (5402A) modulates carrier group #A modulated signal z1 (5400_1), carrier group #B modulated signal z1 (5400_2), carrier group #C modulated signal z1 (5400_3), carrier group #D. The signals z1 (5400_4),..., The modulated signal z1 (5400_M) of a certain carrier group, and the control signal (5403) are input, rearrangement is performed, and the rearranged signals 1405A and 1405B are output. 47, FIG. 48, and FIG. 51, the carrier group allocation is described as an example of the configuration of aggregated subcarriers, but the present invention is not limited to this. You may comprise a carrier group. Further, in FIGS. 47, 48, and 51, the number of carriers in the carrier group is described as an example that does not change with time, but the number is not limited to this. This point will be separately described later.

図55は、図47、図48、図51のようにキャリア群ごとに伝送方式を設定する方式の時間−周波数軸におけるフレーム構成の詳細の例を示している。図55において、制御情報シンボルを5500、個別制御情報シンボルを5501、データシンボルを5502、パイロットシンボルを5503で示す。また、図55(A)はストリームs1の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示しており、図55(B)はストリームs2の時間―周波数軸におけるフレーム構成を示している。 FIG. 55 shows a detailed example of the frame configuration on the time-frequency axis of the method of setting the transmission method for each carrier group as in FIGS. 47, 48, and 51. In FIG. 55, control information symbols are shown by 5500, dedicated control information symbols by 5501, data symbols by 5502, and pilot symbols by 5503. Also, FIG. 55(A) shows the frame structure of the stream s1 on the time-frequency axis, and FIG. 55(B) shows the frame structure of the stream s2 on the time-frequency axis.

制御情報シンボルは、キャリア群共通の制御情報を伝送するためのシンボルであり、送受信機が周波数、時間同期を行うためのシンボル、(サブ)キャリアの割り当てに関する情報等で構成されている。そして、制御制御シンボルは、時刻$1において、ストリームs1のみから送信されるものとする。 The control information symbol is a symbol for transmitting control information common to the carrier group, and is composed of a symbol for the transceiver to perform frequency and time synchronization, information on (sub)carrier allocation, and the like. Then, control symbols are assumed to be transmitted from stream s1 only at time $1.

個別制御情報シンボルは、サブキャリア群個別の制御情報を伝送するためのシンボルであり、データシンボルの、伝送方式・変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化の符号化率・誤り訂正符号のブロックサイズ等の情報、パイロットシンボルの挿入方法の情報、パイロットシンボルの送信パワーの情報等で構成されている。個別制御情報シンボルは、時刻$1において、ストリームs1のみから送信されるものとする。 The individual control information symbol is a symbol for transmitting the control information for each subcarrier group, and is a data symbol transmission method, modulation method, error correction coding method, error correction coding rate, and error correction code. Block size information, pilot symbol insertion method information, pilot symbol transmission power information, and the like. It is assumed that the individual control information symbol is transmitted from stream s1 only at time $1.

データシンボルは、データ(情報)を伝送するためのシンボルであり、図47〜図50を用いて説明したように、例えば、空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式のいずれかの伝送方式の
シンボルである。なお、キャリア群#A、キャリア群#B、キャリア群#C、キャリア群#Dにおいて、ストリームs2にデータシンボルが存在するように記載しているが、ストリームs1のみ送信する伝送方式を用いている場合は、ストリームs2にデータシンボルが存在しない場合もある。
The data symbol is a symbol for transmitting data (information), and as described with reference to FIGS. 47 to 50, for example, the spatial multiplexing MIMO transmission scheme, the MIMO scheme using a fixed precoding matrix, and the rule. It is a symbol of any one of the transmission methods such as the MIMO method for switching the precoding matrix, the space-time block coding, and the transmission method for transmitting only the stream s1. Although carrier group #A, carrier group #B, carrier group #C, and carrier group #D are described as having data symbols in stream s2, a transmission method in which only stream s1 is transmitted is used. In some cases, there may be no data symbol in the stream s2.

パイロットシンボルは、受信装置が、チャネル推定、つまり、式(36)のh11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)に相当する変動を推定するためのシンボルである。(ここでは、OFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いているため、サブキャリアごとにh11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)に相当する変動を推定するためのシンボルということになる。)したがって、パイロットシンボルは、例えば、PSK伝送方式を用いており、送受信機で既知のパターンとなるように構成することになる。また、パイロットシンボルを、受信装置は、周波数オフセットの推定、位相ひずみ推定、時間同期に用いてもよい。 The pilot symbol is a symbol for the receiving apparatus to estimate a channel, that is, a variation corresponding to h11(t), h12(t), h21(t), and h22(t) in Expression (36). (Here, since a multicarrier transmission method such as the OFDM method is used, in order to estimate the fluctuations corresponding to h11(t), h12(t), h21(t), and h22(t) for each subcarrier. Therefore, the pilot symbol uses the PSK transmission system, for example, and is configured to have a known pattern in the transceiver. Further, the receiving apparatus may use the pilot symbol for frequency offset estimation, phase distortion estimation, and time synchronization.

図56は、図52の送信装置が送信した変調信号を受信するための受信装置の構成の一例を示しており、図7と同様に動作するものについては同一符号を付している。
図56において、OFDM方式関連処理部(5600_X)は、受信信号702_Xを入力とし、所定の処理を行い、信号処理後の信号704_Xを出力する。同様に、OFDM方式関連処理部(5600_Y)は、受信信号702_Yを入力とし、所定の処理を行い、信号処理後の信号704_Yを出力する。
FIG. 56 shows an example of the configuration of a receiving device for receiving the modulated signal transmitted by the transmitting device of FIG. 52, and those operating in the same manner as in FIG. 7 are assigned the same reference numerals.
In FIG. 56, the OFDM system related processing section (5600_X) receives the received signal 702_X as input, performs predetermined processing, and outputs the signal-processed signal 704_X. Similarly, the OFDM system related processing unit (5600_Y) receives the received signal 702_Y, performs a predetermined process, and outputs the signal-processed signal 704_Y.

図56の制御情報復号部709は、信号処理後の信号704_Xおよび信号処理後の信号704_Yを入力とし、図55における制御情報シンボルおよび個別制御情報シンボルを抽出し、これらのシンボルで伝送した制御情報を得、この情報を含む制御信号710を出力する。 Control information decoding section 709 in FIG. 56 receives signal 704_X after signal processing and signal 704_Y after signal processing as input, extracts control information symbols and individual control information symbols in FIG. 55, and transmits control information by these symbols. , And outputs a control signal 710 containing this information.

変調信号z1のチャネル変動推定部705_1は、信号処理後の信号704_X、および、制御信号710を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群(所望のキャリア群)におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号706_1を出力する。 The channel fluctuation estimation unit 705_1 of the modulated signal z1 receives the signal 704_X after signal processing and the control signal 710 as input, performs channel estimation in the carrier group (desired carrier group) required by this receiving apparatus, and performs channel estimation. The signal 706_1 is output.

同様に、変調信号z2のチャネル変動推定部705_2は、信号処理後の信号704_X、および、制御信号710を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群(所望のキャリア群)におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号706_2を出力する。 Similarly, the channel fluctuation estimation unit 705_2 of the modulated signal z2 receives the signal 704_X after signal processing and the control signal 710 as input, and performs channel estimation in the carrier group (desired carrier group) required by this receiving device. , Channel estimation signal 706_2 is output.

同様に、変調信号z1のチャネル変動推定部705_1は、信号処理後の信号704_Y、および、制御信号710を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群(所望のキャリア群)におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号708_1を出力する。 Similarly, the channel fluctuation estimation unit 705_1 of the modulated signal z1 receives the signal 704_Y after signal processing and the control signal 710 as input, and performs channel estimation in the carrier group (desired carrier group) required by this receiving device. , Channel estimation signal 708_1 is output.

同様に、変調信号z2のチャネル変動推定部705_2は、信号処理後の信号704_Y、および、制御信号710を入力とし、この受信装置が必要とするキャリア群(所望のキャリア群)におけるチャネル推定を行い、チャネル推定信号708_2を出力する。 Similarly, the channel fluctuation estimation unit 705_2 of the modulated signal z2 receives the signal 704_Y after signal processing and the control signal 710 as input, and performs channel estimation in the carrier group (desired carrier group) required by this receiving device. , Channel estimation signal 708_2 is output.

そして、信号処理部711は、信号706_1、706_2、708_1、708_2、704_X、704_Y、および制御信号710を入力とし、制御信号710に含まれている、所望のキャリア群で伝送したデータシンボルにおける、伝送方式・変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化の符号化率・誤り訂正符号のブロックサイズ等の情報に基づき、復調、復号の処理を行い、受信データ712を出力する。 Then, the signal processing unit 711 receives the signals 706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X, 704_Y and the control signal 710 as input, and transmits the data symbol transmitted in the desired carrier group included in the control signal 710. Demodulation and decoding processing is performed based on information such as the scheme, modulation scheme, error correction coding scheme, coding rate of error correction coding, block size of error correction code, etc., and received data 712 is output.

図57は、図56におけるOFDM方式関連処理部(5600_X、5600_Y)の構成を示しており、周波数変換部(5701)は、受信信号(5700)を入力とし、周
波数変換を行い、周波数変換後の信号(5702)を出力する。
FIG. 57 shows the configuration of the OFDM system related processing section (5600_X, 5600_Y) in FIG. 56. The frequency conversion section (5701) receives the received signal (5700), performs frequency conversion, and performs frequency conversion after frequency conversion. The signal (5702) is output.

フーリエ変換部(5703)は、周波数変換後の信号(5702)を入力とし、フーリエ変換を行い、フーリエ変換後の信号(5704)を出力する。
以上のように、OFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式を用いているとき、複数のキャリア群に分割し、キャリア群ごとに伝送方式を設定することで、キャリア群ごとに受信品質、かつ、伝送速度を設定することができるため、柔軟なシステムを構築できるという効果を得ることができる。このとき、他の実施の形態で述べたような、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を選択できるようにすることで、LOS環境に対し、高い受信品質を得ることができるとともに、高い伝送速度を得ることができる、という利点を得ることができる。なお、本実施の形態では、キャリア群が設定可能な伝送方式として、「空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式」をあげたがこれに限ったものではなく、このとき、時空間符号として、図50の方式を説明したがこれに限ったものではなく、また、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式は、図49の方式#2に限ったものではなく、固定的なプリコーディング行列で構成されていればよい。また、本実施の形態では、送信装置のアンテナ数を2の場合で説明したがこれに限ったものではなく、2より大きい場合においても、キャリア群ごとに「空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式」のいずれか伝送方式を選択できるようにすれば、同様の効果を得ることができる。
The Fourier transform unit (5703) receives the signal (5702) after frequency conversion as input, performs Fourier transform, and outputs the signal (5704) after Fourier transform.
As described above, when a multi-carrier transmission method such as the OFDM method is used, by dividing into a plurality of carrier groups and setting the transmission method for each carrier group, the reception quality and transmission can be performed for each carrier group. Since the speed can be set, the effect that a flexible system can be constructed can be obtained. At this time, by allowing the method of regularly switching the precoding matrix as described in the other embodiments to be selected, it is possible to obtain a high reception quality in a LOS environment and to obtain a high transmission rate. The advantage that can be obtained can be obtained. In the present embodiment, as a transmission method in which a carrier group can be set, there are “spatial multiplexing MIMO transmission method, MIMO method using fixed precoding matrix, MIMO method for regularly switching precoding matrix, and space-time block. The encoding method and the transmission method of transmitting only the stream s1" are given, but the present invention is not limited to this. At this time, the method of FIG. 50 has been described as the space-time code, but the present invention is not limited to this and is fixed. The MIMO scheme using the conventional precoding matrix is not limited to scheme #2 in FIG. 49, and may be any fixed precoding matrix. Further, although the case where the number of antennas of the transmitting device is 2 has been described in the present embodiment, the present invention is not limited to this, and even when the number of antennas is larger than 2, the “spatial multiplexing MIMO transmission system, fixed If the transmission method can be selected from any one of "a MIMO method using a precoding matrix, a MIMO method that regularly switches the precoding matrix, space-time block coding, and a transmission method that transmits only stream s1", the same effect can be obtained. Obtainable.

図58は、図47、図48、図51とは異なるキャリア群の割り当て方法を示している。図47、図48、図51、図55では、キャリア群の割り当てを、集合したサブキャリアで構成する例で説明しているが、図58では、キャリア群のキャリアを離散的に配置していることが特徴となっている。図58は、図47、図48、図51、図55とは異なる、時間−周波数軸におけるフレーム構成の一例を示しており、図58では、キャリア1からキャリアH、時間$1から時間$Kのフレーム構成を示しており、図55と同様のものについては同一符号を付している。図58のデータシンボルにおいて、「A」と記載されているシンボルはキャリア群Aのシンボルであること、「B」と記載されているシンボルはキャリア群Bのシンボルであること、「C」と記載されているシンボルはキャリア群Cのシンボルであること、「D」と記載されているシンボルはキャリア群Dのシンボルであること、を示している。このようにキャリア群は、(サブ)キャリア方向において、離散的に配置しても同様に実施することができ、また、時間軸方向において、常に同一のキャリアを使用する必要はない。このような配置を行うことで、時間、周波数ダイバーシチゲインを得ることができるという効果を得ることができる。 FIG. 58 shows a carrier group allocation method different from those in FIGS. 47, 48, and 51. 47, FIG. 48, FIG. 51, and FIG. 55, the carrier group allocation is described as an example of configuring the subcarriers, but in FIG. 58, the carriers of the carrier group are discretely arranged. It is a feature. FIG. 58 shows an example of a frame configuration on the time-frequency axis different from FIGS. 47, 48, 51 and 55. In FIG. 58, carrier 1 to carrier H, time $1 to time $K. The frame structure of FIG. 55 is shown, and the same components as those in FIG. 55 are denoted by the same reference numerals. In the data symbols of FIG. 58, the symbol described as “A” is the symbol of carrier group A, the symbol described as “B” is the symbol of carrier group B, and described as “C”. It is indicated that the symbol shown is a symbol of the carrier group C, and the symbol described as “D” is a symbol of the carrier group D. In this way, carrier groups can be similarly implemented even if they are discretely arranged in the (sub)carrier direction, and it is not always necessary to use the same carrier in the time axis direction. With such an arrangement, it is possible to obtain the effect that time and frequency diversity gains can be obtained.

図47、図48、図51、図58において、制御情報シンボル、固有制御情報シンボルをキャリア群ごとに同一の時間に配置しているが、異なる時間に配置してもよい。また、キャリア群が使用する(サブ)キャリア数は、時間とともに変更してもよい。 47, 48, 51, and 58, the control information symbols and the specific control information symbols are arranged at the same time for each carrier group, but may be arranged at different times. Also, the number of (sub)carriers used by the carrier group may change with time.



(実施の形態16)
本実施の形態では、実施の形態10と同様、ユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について、Nを奇数とする場合について述べる。


(Embodiment 16)
In the present embodiment, as in the case of Embodiment 10, a method for regularly switching the precoding matrix using a unitary matrix will be described in the case where N is an odd number.

周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。 In the method of regularly switching the precoding matrix of period 2N, the precoding matrix prepared for period 2N is expressed by the following equation.

α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。 It is assumed that α>0 and a fixed value (regardless of i).

α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。(式(253)のαと式(254)のαは同一の値であるものとする。)
このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6から、式(253)に対し、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。
It is assumed that α>0 and a fixed value (regardless of i). (Α in equation (253) and α in equation (254) have the same value.)
At this time, from the condition 5 of (Equation 106) and the condition 6 of (Equation 107) of the third embodiment, the following condition with respect to Expression (253) is required to obtain good data reception quality. It becomes important.

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)

そして、以下の条件を付加することを考える。
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

Then, consider adding the following conditions.


次に、実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件#49>または<条件#50>を与える。 Next, as described in Embodiment 6, <Condition #49> or <Condition #50> is set in order to arrange the reception inferiority points on the complex plane so as to have a uniform distribution with respect to the phase. give.



つまり、<条件49>では、位相の差が2π/Nラジアンであることを意味している。また、<条件50>では、位相の差が−2π/Nラジアンであることを意味している。
そして、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α>1としたとき、N=3のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図60(a)(b)
に示す。図60(a)(b)からわかるように、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保てている。そして、α<1のときにも同様な状態となる。また、実施の形態10の図45と比較すると、実施の形態9と同様に考えると、Nが奇数のときのほうが、Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、Nが小
さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣
悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であっても、データの受信品質を確保することができる場合が存
在する可能性がある。
That is, <condition 49> means that the phase difference is 2π/N radian. Further, <condition 50> means that the phase difference is −2π/N radian.
Then, when θ 11 (0)−θ 21 (0)=0 radians and α>1, and when N=3, the poor reception point of s1 and the poor reception point of s2 on the complex plane Figure 60 (a) (b)
Shown in. As can be seen from FIGS. 60(a) and 60(b), in the complex plane, the minimum distance of the reception poor point of s1 can be kept large, and similarly, the minimum distance of the reception poor point of s2 can also be kept large. There is. Then, when α<1, the same state is achieved. Further, comparing with FIG. 45 of the tenth embodiment, considering the same as in the ninth embodiment, when N is an odd number, compared with when N is an even number, the distance between reception poor points in the complex plane is larger. Is likely to grow. However, when N is a small value, for example, N≦16 or less, the minimum distance of the reception poor points in the complex plane can be secured to some extent because the number of reception poor points is small. Therefore, in the case of N≦16, there is a possibility that the reception quality of data can be secured even if the number is even.

したがって、式(253)、(254)に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可
能性が高い。なお、式(253)、(254)に基づきF[0]〜F[2N-1]のプリコーディン
グ行列が生成されたことになる(F[0]〜F[2N-1]のプリコーディング行列は、周期2Nに対
しどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号2NiのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2Ni+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2N×i+hのときF[h]を用いてプリコー
ディングを行う(h=0、1、2、・・・、2N-2、2N-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)また、s1、s2の変調方式が、ともに16QAMのとき、αを式(233)とすると、IQ平面における16×16=256個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。
Therefore, in the method of regularly switching the precoding matrix based on equations (253) and (254), if N is an odd number, there is a high possibility that the reception quality of data can be improved. Note that the precoding matrix of F[0] to F[2N-1] is generated based on the equations (253) and (254) (precoding matrix of F[0] to F[2N-1]). May be used in any order for the period 2N). Then, for example, when the symbol number is 2Ni, precoding is performed using F[0], when the symbol number is 2Ni+1, precoding is performed using F[1],..., When the symbol number is 2N×i+h, F is used. Precoding is performed using [h] (h=0, 1, 2,..., 2N-2, 2N-1). (Here, as described in the previous embodiments, the precoding matrix does not have to be regularly switched.) When both the modulation schemes of s1 and s2 are 16QAM, α is given by equation (233). ), there is a possibility that the minimum distance between 16×16=256 signal points in the IQ plane can be increased in a certain LOS environment.

また、<条件#48>と異なる条件として、以下の条件を考える。 Also, consider the following condition as a condition different from <condition #48>.

(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)
(X is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 and y is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 And x ≠ y.)


(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)
このとき、<条件#46>かつ<条件#47>かつ<条件#51>かつ<条件#52>を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。
(X is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 and y is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 And x ≠ y.)
At this time, by satisfying <Condition #46>, <Condition #47>, <Condition #51>, and <Condition #52>, the distance between the poor reception points of s1 on the complex plane is large and the distance between s2 is large. Since the distance of the poor reception point can be increased, good reception quality of data can be obtained.

本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、本実施の形態は、シングルキャリア伝送方式のときを例に説明しているため時間軸(または、周波数軸)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べる
場合について説明したが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。
In the present embodiment, a method of configuring 2N different precoding matrices for a precoding hopping method with a time period of 2N has been described. At this time, F[0], F[1], F[2],..., F[2N-2], F[2N-1] are prepared as 2N different precoding matrices. However, in the present embodiment, the case of the single carrier transmission method is described as an example, and therefore F[0], F[1], F[2],... In the time axis (or frequency axis) direction. , F[2N-2], and F[2N-1] are arranged in this order, but the present invention is not limited to this, and 2N different precoding matrices F[0] generated in the present embodiment are used. , F[1], F[2],..., F[2N-2], F[2N-1] can be applied to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in Embodiment 1, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although the precoding hopping method with a time period of 2N has been described, the same effect can be obtained by randomly using 2N different precoding matrices, that is, a regular period is not necessarily used. There is no need to use 2N different precoding matrices to have.

また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。
(実施の形態17)
本実施の形態では、実施の形態8に基づく具体的なプリコーディングウェイトを規則的に切り替える方法の例を説明する。
Further, in the precoding matrix switching method of the cycle H (H is the cycle 2N of the method of regularly switching the precoding matrix described above is a larger natural number), 2N different precoding matrices according to the present embodiment are included. If so, there is a high possibility that good reception quality will be given.
(Embodiment 17)
In the present embodiment, an example of a method for regularly switching the precoding weights based on Embodiment 8 will be described.

図6は、本実施の形態における重み付け方法(プリコーディング(Precoding)方法)に関連する図であり、重み付け合成部600は、図3の重み付け合成部308Aと308Bの両者を統合した重み付け合成部である。図6に示すように、ストリームs1(t)およびストリームs2(t)は、図3のベースバンド信号307Aおよび307Bに相当する、つまり、QPSK、16QAM、64QAMなどの変調方式のマッピングにしたがったベースバンド信号同相I、直交Q成分となる。
そして、図6のフレーム構成のようにストリームs1(t)は、シンボル番号uの信号をs1(u)、シンボル番号u+1の信号をs1(u+1)、・・・とあらわす。同様に、ストリームs2(t)は、シンボル番号uの信号をs2(u)、シンボル番号u+1の信号をs2(u+1)、・・・とあらわす。そして、重み付け合成部600は、図3におけるベースバンド信号307A(s1(t))および307B(s2(t))、重み付け情報に関する情報315を入力とし、重み付け情報に関する情報315にしたがった重み付け方法を施し、図3の重み付け合成後の信号309A(z1(t))、309B(z2(t))を出力する。
FIG. 6 is a diagram related to the weighting method (precoding method) according to the present embodiment. Weighting synthesis section 600 is a weighting synthesis section that integrates both weighting synthesis sections 308A and 308B of FIG. is there. As shown in FIG. 6, the stream s1(t) and the stream s2(t) correspond to the baseband signals 307A and 307B in FIG. 3, that is, the bases according to the modulation scheme mapping such as QPSK, 16QAM, and 64QAM. The band signal has in-phase I and quadrature Q components.
Then, in the stream s1(t) as in the frame configuration of FIG. 6, the signal of the symbol number u is expressed as s1(u), the signal of the symbol number u+1 is expressed as s1(u+1),.... Similarly, in the stream s2(t), the signal with the symbol number u is represented as s2(u), the signal with the symbol number u+1 is represented as s2(u+1),.... Then, weighting synthesis section 600 receives baseband signals 307A(s1(t)) and 307B(s2(t)) and information 315 regarding weighting information in FIG. 3 as input, and applies a weighting method according to information 315 regarding weighting information. Then, the signals 309A(z1(t)) and 309B(z2(t)) after weighted synthesis in FIG. 3 are output.

このとき、例えば、実施の形態6における例8の周期N=8のプリコーディング行列切り替え方法を用いた場合、z1(t)、z2(t)は以下のようにあらわされる。
シンボル番号8iのとき(iは0以上の整数とする):
At this time, for example, when the precoding matrix switching method with period N=8 of Example 8 in the sixth embodiment is used, z1(t) and z2(t) are expressed as follows.
When the symbol number is 8i (i is an integer of 0 or more):

ただし、jは虚数単位、k=0。
シンボル番号8i+1のとき:
However, j is an imaginary unit, k=0.
When the symbol number is 8i+1:

ただし、k=1。
シンボル番号8i+2のとき:
However, k=1.
When the symbol number is 8i+2:

ただし、k=2。
シンボル番号8i+3のとき:
However, k=2.
When the symbol number is 8i+3:

ただし、k=3。
シンボル番号8i+4のとき:
However, k=3.
For symbol number 8i+4:

ただし、k=4。
シンボル番号8i+5のとき:
However, k=4.
When the symbol number is 8i+5:

ただし、k=5。
シンボル番号8i+6のとき:
However, k=5.
When the symbol number is 8i+6:

ただし、k=6。
シンボル番号8i+7のとき:
However, k=6.
When the symbol number is 8i+7:

ただし、k=7。
ここで、シンボル番号と記載しているが、シンボル番号は時刻(時間)と考えてもよい。他の実施の形態で説明したとおり、例えば、式(262)において、時刻8i+7のz1(8i+7)とz2(8i+7)は、同一時刻の信号であり、かつ、z1(8i+7)とz2(8i+7)は同一(共通の)周波数を用いて送信装置が送信することになる。つまり、時刻Tの信号をs1(T)、s2(T)、z1(T)、z2(T)とすると、何らかのプリコーディング行列とs1(T)およびs2(T)から、z1(T)およびz2(T)を求め、z1(T)およびz2(T)は同一(共通の)周波数を用いて(同一時刻(時間)に)送信装置が送信することになる。また、OFDM等のマルチキャリア伝送方式を用いた場合、(サブ)キャリアL、時刻Tにおけるs1、s2、z1、z2に相当する信号をs1(T,L)、s2(T,L)、z1(T,L)、z2(T,L)とすると、何らかのプリコーディング行列とs1(T,L)およびs2(T,L)から、z1(T,L)およびz2(T,L)を求め、z1(T,L)およびz2(T,L)は同一(共通の)周波数を用いて(同一時刻(時間)に)送信装置が送信することになる。
このとき、αの適切な値として、式(198)、または、式(200)がある。また、式(255)〜式(262)において、αの値をそれぞれに異なる値に設定してもよい。つまり、式(255)〜式(262)のうち2つの式を抽出したとき(式(X)と式(Y)とする)式(X)のαと式(Y)のαが異なる値であってもよい。
However, k=7.
Here, the symbol number is described, but the symbol number may be considered as time (hour). As described in the other embodiments, for example, in Expression (262), z1(8i+7) and z2(8i+7) at time 8i+7 are signals at the same time and z1(8i+7) and z2(8i+7). Will be transmitted by the transmitter using the same (common) frequency. That is, if the signals at time T are s1(T), s2(T), z1(T), and z2(T), some precoding matrix and s1(T) and s2(T) lead to z1(T) and z2(T) is obtained, and z1(T) and z2(T) are transmitted by the transmitter using the same (common) frequency (at the same time (time)). When a multi-carrier transmission method such as OFDM is used, signals corresponding to (sub)carrier L and s1, s2, z1, and z2 at time T are s1(T,L), s2(T,L), and z1. If (T,L) and z2(T,L), then z1(T,L) and z2(T,L) are obtained from some precoding matrix and s1(T,L) and s2(T,L). , Z1(T,L) and z2(T,L) are transmitted by the transmitter using the same (common) frequency (at the same time (time)).
At this time, equation (198) or equation (200) is an appropriate value for α. Further, in Expressions (255) to (262), the value of α may be set to different values. That is, when two expressions of Expressions (255) to (262) are extracted (referred to as Expression (X) and Expression (Y)), α of Expression (X) and α of Expression (Y) are different values. It may be.

本実施の形態では、上記で述べた式(190)のプリコーディング行列をもとにし、周期を大きくするプリコーディング切り替え方法について述べる。
プリコーディング切り替え行列の周期を8Mとしたとき、異なるプリコーディング行列8M個を以下のようにあらわす。
In the present embodiment, a precoding switching method for increasing the period will be described based on the precoding matrix of Expression (190) described above.
When the period of the precoding switching matrix is 8M, different 8M precoding matrices are represented as follows.

このとき、i=0,1,2,3,4,5,6,7、k=0,1,・・・, M-2, M-1となる。
例えば、M=2としたとき、α<1とすると、k=0のときのs1の受信劣悪点(○)、および、s2の受信劣悪点(□)は、図42(a)のようにあらわされる。同様に、k=1のときのs1の受信劣悪点(○)、および、s2の受信劣悪点(□)は、追追図1(b)のようにあらわされる。このように、式(190)のプリコーディング行列をもとにすると、受信劣悪点は図42(a)ようになり、この式(190)の右辺の行列の2行目の各要素にejXを乗算した行列をプリコーディング行列とすることで(式(226)参照)、受信劣悪点が図42(a)に対し、回転した受信劣悪点をもつようにする(図42(b)参照)。(ただし、図42(a)と図42(b)の受信劣悪点は重なっていない。このように、ejXを乗算しても、受信劣悪点は重ならないようにするとよい。また、式(190)の右辺の行列の2行目の各要素にejXを乗算するのではなく、式(190)の右辺の行列の1行目の各要素にejXを乗算した行列をプリコーディング行列としてもよい。)このとき、プリコーディング行列F[0]〜F[15]は次式であらわされる。
At this time, i=0,1,2,3,4,5,6,7, k=0,1,..., M-2, M-1.
For example, when M=2 and α<1, the reception poor point (◯) of s1 and the poor reception point (□) of s2 when k=0 are as shown in FIG. 42(a). Is represented. Similarly, when k=1, the poor reception point of s1 (∘) and the poor reception point of s2 (□) are shown as in FIG. Thus, based on the precoding matrix of Expression (190), the reception inferiority is as shown in FIG. 42(a), and e jX is set in each element of the second row of the matrix on the right side of Expression (190). By using the matrix multiplied by as the precoding matrix (see equation (226)), the reception poor point has a rotated reception poor point in comparison with FIG. 42(a) (see FIG. 42(b)). .. (However, the reception inferior points in FIG. 42A and FIG. 42B do not overlap. It is preferable that the reception inferior points do not overlap even when they are multiplied by e jX . 190), instead of multiplying each element on the second row of the matrix on the right side of e.g. 190) by e jX , a matrix obtained by multiplying each element on the first row of the matrix on the right side of Eq. (190) by e jX is used as a precoding matrix. At this time, the precoding matrix F[0] to F[15] is expressed by the following equation.

ただし、i=0,1,2,3,4,5,6,7、k=0,1となる。
すると、M=2のとき、F[0]〜F[15]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[15]のプリコーディング行列は、どのような順番にならべてもよい。また、F[0]〜F[15]の行列がそれぞれ異なる行列であるとよい。)。そして、例えば、シンボル番号16iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号16i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号16i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、14、15)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
以上をまとめると、式(82)〜式(85)を参考にし、周期Nのプリコーディング行列を次式であらわす。
However, i=0,1,2,3,4,5,6,7 and k=0,1.
Then, when M=2, the precoding matrix of F[0] to F[15] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[15] can be arranged in any order. Also, the matrices of F[0] to F[15] may be different from each other.) Then, for example, when the symbol number is 16i, precoding is performed using F[0], when the symbol number is 16i+1, precoding is performed using F[1],..., When the symbol number is 16i+h, F[h] ] Is used for precoding (h=0, 1, 2,..., 14, 15). (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
To summarize the above, referring to equations (82) to (85), the precoding matrix of period N is represented by the following equation.

このとき、周期がNであるので、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。そして、式(265)をベースとする周期N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。 At this time, since the cycle is N, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. Then, a precoding matrix of period N×M based on the equation (265) is represented by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
すると、F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列は、周期N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号N×M×iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、N×M-2、N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。なお、周期N×Mのプリコーディング行列を式(266)のようしたが、前述のように、周期N×Mのプリコーディング行列を次式のようにしてもよい。
At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1, k=0, 1,..., M-2, M-1.
Then, the precoding matrix of F[0] to F[N×M-1] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[N×M-1] has a period of N×M). They may be used in any order.) Then, for example, when the symbol number is N×M×i, precoding is performed using F[0], when the symbol number is N×M×i+1, precoding is performed using F[1],... When the symbol number is N×M×i+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,..., N×M-2, N×M-1). (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, it is possible to implement a method of switching a precoding matrix having a large period, and it is possible to easily change the position of the poor reception point, which improves the reception quality of data. Could lead to. In addition, although the precoding matrix of the period N×M is represented by the formula (266), the precoding matrix of the period N×M may be represented by the following formula as described above.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
なお、式(265)および式(266)において、0ラジアン≦δ<2πラジアンとしたとき、δ=πラジアンのときユニタリ行列となり、δ≠πラジアンのとき非ユニタリ行列となる。本方式では、π/2ラジアン≦|δ|<πラジアンの非ユニタリ行列のときが特徴的な構成であり(δの条件については、他の実施の形態のときも同様である。)、良好なデータの受信品質が得られることになるが、ユニタリ行列であってもよい。
At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1, k=0, 1,..., M-2, M-1.
In Equations (265) and (266), when 0 radian≦δ<2π radian, a unitary matrix is obtained when δ=π radian, and a non-unitary matrix is obtained when δ≠π radian. The present system is characterized by a non-unitary matrix of π/2 radians≦|δ|<π radians (the condition of δ is the same in other embodiments), and is good. However, a unitary matrix may be used, though the reception quality of various data can be obtained.

なお、本実施の形態では、λを固定値としてあつかった場合のプリコーディング行列の一例としてλ=0ラジアンと設定した場合を例に挙げて説明しているが、変調方式のマッピングを考慮すると、λ=π/2ラジアン、λ=πラジアン、λ=(3π)/2ラジアンのいずれかに値に固定的に設定してもよい(例えば、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列において、λ=πラジアンとする。)。これによりλ=0ラジアンと設定した場合と同様に、回路規模の削減を図ることができる。 In the present embodiment, the case where λ=0 radian is set is described as an example of the precoding matrix when λ is used as a fixed value. However, considering the mapping of the modulation scheme, The value may be fixedly set to any one of λ=π/2 radian, λ=π radian, and λ=(3π)/2 radian (for example, the precoding method for regularly switching the precoding matrix is set In the coding matrix, let λ=π radians.). As a result, the circuit scale can be reduced as in the case where λ=0 radian is set.

(実施の形態18)
本実施の形態では、実施の形態9に基づくユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。
実施の形態8で述べたように周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、式(82)〜式(85)を参考にした、周期Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。
(Embodiment 18)
In this embodiment, a method of regularly switching a precoding matrix using a unitary matrix according to the ninth embodiment will be described.
In the method of regularly switching the precoding matrix of the cycle N as described in the eighth embodiment, the precoding matrix prepared for the cycle N based on Expressions (82) to (85) is calculated as follows. It represents.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。(α>0であるものとする。)本実施の形態では、ユニタリ行列を扱うので、式(268)のプリコーディング行列は次式であらわすことができる。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. (It is assumed that α>0.) In this embodiment, since a unitary matrix is handled, the precoding matrix of Expression (268) can be expressed by the following Expression.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。(α>0であるものとする。)このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6から、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. (It is assumed that α>0.) At this time, from the condition 5 of (Equation 106) and the condition 6 of (Equation 107) of the third embodiment, the following conditions are good reception quality of data. It will be important to obtain.

実施の形態6で説明した際、受信劣悪点間の距離について述べたが、受信劣悪点間の距離を大きくするためには、周期Nは3以上の奇数であることが重要となる。以下では、この点について説明する。 In the description of the sixth embodiment, the distance between poor reception points was described, but in order to increase the distance between poor reception points, it is important that the cycle N is an odd number of 3 or more. This point will be described below.

実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件55>または<条件56>を与える。
As described in the sixth embodiment, <condition 55> or <condition 56> is given in order to arrange the poor reception points on the complex plane so as to have a uniform distribution with respect to the phase.

そして、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α<1としたとき、周期N=3のときの、s1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図43(a)に、周期N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図43(b)に示す。また、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α>1としたとき、周期N=3のときの、s1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図44(a)に、周期N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図44(b)に示す。 Then, when θ 11 (0)−θ 21 (0)=0 radians and α<1 and the period N=3, the reception poor point of s1 and the poor reception point of s2 are on the complex plane. 43(a) shows the arrangement in FIG. 43(a), and FIG. 43(b) shows the arrangement on the complex plane of the poor reception point of s1 and the poor reception point of s2 when the period N=4. Further, when θ 11 (0)−θ 21 (0)=0 radians and α>1, and the cycle N=3, on the complex plane of the poor reception point of s1 and the poor reception point of s2. Fig. 44(a) shows the arrangement in Fig. 44(a), and Fig. 44(b) shows the arrangement on the complex plane of the poor reception point of s1 and the poor reception point of s2 when the period N=4.

このとき、受信劣悪点と原点とで形成する線分と、Realの軸において、Real≧0の半直線とで形成する位相(図43(a)参照。)を考えた場合、α>1、α<1いずれの場合についても、N=4のとき、s1に関する受信劣悪点における前述の位相とs2に関する受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合が必ず発生する。(図43の4301、追4302、および図44の4401、4402参照)このとき、複素平面において、受信劣悪点間の距離が小さくなる。一方で、N=3のとき、s1に関する受信劣悪点における前述の位相とs2に関する受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合は発生しない。 At this time, considering the phase formed by the line segment formed by the poor reception point and the origin and the half line of Real≧0 on the Real axis (see FIG. 43(a)), α>1, In either case of α<1, when N=4, the above-mentioned phase at the poor reception point regarding s1 and the above-mentioned phase at the poor reception point regarding s2 always have the same value. (See 4301 and A4 4302 in FIG. 43 and 4401 and 4402 in FIG. 44) At this time, the distance between the poor reception points becomes small on the complex plane. On the other hand, when N=3, it does not occur when the aforementioned phase at the poor reception point regarding s1 and the aforementioned phase at the poor reception point regarding s2 have the same value.

以上から、周期Nが偶数のときs1に関する受信劣悪点における前述の位相とs2に関する受信劣悪点における前述の位相とが同一の値となる場合が必ず発生することを考慮すると、周期Nが奇数のときのほうが、周期Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、周期Nが小さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であっても、データの受信品質を確保することができる場合が存在する可能性がある。 From the above, considering that there is always a case where the above-mentioned phase at the reception poor point related to s1 and the above-mentioned phase at the reception poor point related to s2 have the same value when the cycle N is an even number, the cycle N is an odd number. Compared with the case where the period N is an even number, there is a higher possibility that the distance between the reception poor points becomes larger in the complex plane. However, when the period N is a small value, for example, N≦16 or less, the minimum distance of the reception poor points on the complex plane can be secured to some extent because the number of reception poor points is small. Therefore, in the case of N≦16, there is a possibility that the reception quality of data can be secured even if the number is even.

したがって、式(269)に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、周期Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可能性が高い。なお、式(269)に基づきF[0]〜F[N-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[N-1]のプリコーディング行列は、周期Nに対しどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号NiのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号Ni+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号N×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、N-2、N-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)また、s1、s2の変調方式が、ともに16QAMのとき、αを Therefore, in the method of regularly switching the precoding matrix based on Expression (269), if the cycle N is an odd number, there is a high possibility that the data reception quality can be improved. Note that the precoding matrix of F[0] to F[N-1] is generated based on the equation (269) (the precoding matrix of F[0] to F[N-1] has a cycle N You may use them in any order. Then, for example, precoding is performed using F[0] when the symbol number is Ni, precoding is performed using F[1] when the symbol number is Ni+1,..., F when the symbol number is N×i+h. Precoding is performed using [h] (h=0, 1, 2,..., N-2, N-1). (Here, as described in the previous embodiments, it is not necessary to regularly switch the precoding matrix.) When both the modulation schemes of s1 and s2 are 16QAM, α is

とすると、IQ平面における16×16=256個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。 Then, there is a possibility that the minimum distance between 16×16=256 signal points on the IQ plane can be increased in a certain LOS environment.

図94は、同相I-直交Q平面における16QAMの信号点配置の例を示している。図94の信号点9400は、送信するビット(入力ビット)をb0〜b3とすると、(b0、b1、b2、b3)=(1、0、0、0)(この値は、図94に記載されている値である。)のときの信号点であり、同相I-直交Q平面における座標は、(−3×g、3×g)であり、信号点9400以外の信号点についても送信するビットと信号点の関係、および、信号点の同相I-直交Q平面における座標は、図94から読み取ることができる。 FIG. 94 shows an example of 16QAM signal point arrangement on the in-phase I-quadrature Q plane. The signal point 9400 in FIG. 94 is (b0, b1, b2, b3)=(1, 0, 0, 0), where the bits to be transmitted (input bits) are b0 to b3 (this value is described in FIG. 94). The signal point at the time when the signal point is 0.), the coordinates on the in-phase I-quadrature Q plane are (-3*g, 3*g), and signal points other than the signal point 9400 are also transmitted. The relationship between the bits and the signal points and the coordinates of the signal points on the in-phase I-quadrature Q plane can be read from FIG.

図95は、同相I-直交Q平面におけるQPSKの信号点配置の例を示している。図95の信号点9500は、送信するビット(入力ビット)をb0、b1とすると、(b0、b1)=(1、0)(この値は、図95に記載されている値である。)のときの信号点であり、同相I-直交Q平面における座標は、(−1×h、1×h)であり、信号点9500以外の信号点についても送信するビットと信号点の関係、および、信号点の同相I-直交Q平面における座標は、図95から読み取ることができる。 FIG. 95 shows an example of signal point arrangement of QPSK on the in-phase I-quadrature Q plane. In signal point 9500 of FIG. 95, assuming that the bits to be transmitted (input bits) are b0 and b1, (b0, b1)=(1, 0) (this value is the value described in FIG. 95). And the coordinates on the in-phase I-quadrature Q plane are (−1×h, 1×h), and the relation between the bit to be transmitted and the signal point other than the signal point 9500, and The coordinates of the signal points on the in-phase I-quadrature Q plane can be read from FIG.


また、s1の変調方式をQPSK変調とし、s2の変調方式を16QAMとしたとき、αを

When s1 modulation method is QPSK modulation and s2 modulation method is 16QAM, α is

とすると、IQ平面における候補信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。 Then, there is a possibility that the minimum distance between the candidate signal points on the IQ plane can be increased in a certain LOS environment.

なお、16QAMのI−Q平面における信号点配置は図94のとおりであり、QPSKのI−Q平面における信号点配置は図95のとおりである。そして、図94のgが、 The constellation of signal points on the IQ plane of 16QAM is as shown in FIG. 94, and the constellation of signal points on the IQ plane of QPSK is as shown in FIG. And g of FIG. 94 is

とすると、図94のhは、 Then, h in FIG.

となる。
周期Nのために用意する式(269)に基づくプリコーディング行列の例として、N=5としたとき、以下のような行列が考えられる。
Becomes
As an example of the precoding matrix based on the equation (269) prepared for the cycle N, the following matrix can be considered when N=5.

このように、送信装置の上記プリコーディングによる演算規模を少なくするためには、式(269)において、θ11(i)=0ラジアン、λ=0ラジアンに設定するとよい。ただし、λは、式(269)において、iにより、異なる値としてもよいし、同一の値であってもよい。つまり、式(269)において、F[i=x]におけるλとF[i=y]におけるλ(x≠y)は同一の値であってもよいし、異なる値であってもよい。
αの設定値としては、上述で述べた設定値が一つの効果的な値となるがこれに限ったものではなく、例えば、実施の形態17で述べたように、行列F[i]のiの値ごとにαを設定してもよい。(つまり、F[i]におけるαは、iにおいて、常に一定値とする必要はない。)
本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、シングルキャリア伝送方式のとき時間軸(または、マルチキャリアの場合周波数軸に並べることも可能)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べることになるが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、周期Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。
In this way, in order to reduce the calculation scale by the above-mentioned precoding of the transmitting apparatus, it is preferable to set θ11(i)=0 radian and λ=0 radian in the equation (269). However, λ may be a different value or the same value depending on i in Expression (269). That is, in Expression (269), λ in F[i=x] and λ in F[i=y] (x≠y) may have the same value or different values.
As the set value of α, the set value described above is one effective value, but the set value is not limited to this. For example, as described in the seventeenth embodiment, i of matrix F[i] is set. You may set a for every value of. (That is, α in F[i] does not always have to be a constant value in i.)
In this embodiment, a method of configuring N different precoding matrices for a precoding hopping method of time period N has been described. At this time, F[0], F[1], F[2],..., F[N-2], F[N-1] are prepared as N different precoding matrices. , F[0], F[1], F[2],..., F[N- in the time axis (or in the case of multi-carrier, it is also possible to arrange on the frequency axis) direction in single carrier transmission system 2] and F[N-1] are arranged in this order, but the order is not limited to this, and N different precoding matrices F[0], F[1], generated in the present embodiment, It is also possible to apply F[2],..., F[N-2], F[N-1] to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in Embodiment 1, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although the precoding hopping method with period N has been described, the same effect can be obtained by randomly using N different precoding matrices, that is, it always has a regular period. It is not necessary to use N different precoding matrices.

また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期Nはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態におけるN個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。このとき、<条件#55><条件#56>は以下のような条件に置き換えることができる。(周期はNとして考える。) Further, in the precoding matrix switching method of the cycle H (where H is a larger natural number in the method of regularly switching the precoding matrix described above), N different precoding matrices according to the present embodiment are included. If so, there is a high possibility that good reception quality will be given. At this time, <condition #55> and <condition #56> can be replaced with the following conditions. (Think of the period as N.)

なお、本実施の形態では、λを固定値としてあつかった場合のプリコーディング行列の一例としてλ=0ラジアンと設定した場合を例に挙げて説明しているが、変調方式のマッピングを考慮すると、λ=π/2ラジアン、λ=πラジアン、λ=(3π)/2ラジアンのいずれかに値に固定的に設定してもよい(例えば、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列において、λ=πラジアンとする。)。これによりλ=0ラジアンと設定した場合と同様に、回路規模の削減を図ることができる。
(実施の形態19)
本実施の形態では、実施の形態10に基づくユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。
周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。
In the present embodiment, the case where λ=0 radian is set is described as an example of the precoding matrix when λ is used as a fixed value. However, considering the mapping of the modulation scheme, The value may be fixedly set to any one of λ=π/2 radian, λ=π radian, and λ=(3π)/2 radian (for example, the precoding method for regularly switching the precoding matrix is set In the coding matrix, let λ=π radians.). As a result, the circuit scale can be reduced as in the case where λ=0 radian is set.
(Embodiment 19)
In this embodiment, a method of regularly switching a precoding matrix using a unitary matrix according to the tenth embodiment will be described.
In the method of regularly switching the precoding matrix of period 2N, the precoding matrix prepared for period 2N is expressed by the following equation.

このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6から、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。 At this time, from the condition 5 of (Equation 106) and the condition 6 of (Equation 107) of the third embodiment, the following conditions are important for obtaining good reception quality of data.

そして、以下の条件を付加することを考える。 Then, consider adding the following conditions.

次に、実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件#60>または<条件#61>を与える。 Next, as described in Embodiment 6, <Condition #60> or <Condition #61> is set in order to arrange the reception poor points on the complex plane so as to have a uniform distribution with respect to the phase. give.

そして、θ11(0)―θ21(0)=0ラジアンとし、かつ、α>1としたとき、N=4のときのs1の受信劣悪点とs2の受信劣悪点の複素平面上での配置を図43(a)(b)に示す。図43(a)(b)からわかるように、複素平面において、s1の受信劣悪点の最小距離は大きく保てており、また、同様に、s2の受信劣悪点の最小距離も大きく保てている。そして、α<1のときにも同様な状態となる。また、実施の形態9と同様に考えると、Nが奇数のときのほうが、Nが偶数のときと比較し、複素平面において、受信劣悪点間の距離が大きくなる可能性が高い。ただし、Nが小さい値、例えば、N≦16以下の場合、複素平面における受信劣悪点の最小距離は、受信劣悪点の存在する個数が少ないため、ある程度の長さを確保することができる。したがって、N≦16の場合は、偶数であっても、データの受信品質を確保することができる場合が存在する可能性がある。 Then, when θ 11 (0)−θ 21 (0)=0 radians and α>1, when N=4, the reception poor point of s1 and the poor reception point of s2 on the complex plane are The arrangement is shown in FIGS. 43(a) and (b). As can be seen from FIGS. 43(a) and 43(b), in the complex plane, the minimum distance between the poor reception points of s1 can be kept large, and similarly, the minimum distance between the poor reception points of s2 can also be kept large. There is. Then, when α<1, the same state is achieved. Further, when considered in the same manner as in the ninth embodiment, when N is an odd number, it is more likely that the distance between the reception poor points becomes larger in the complex plane than when N is an even number. However, when N is a small value, for example, N≦16 or less, the minimum distance of the reception poor points in the complex plane can be secured to some extent because the number of reception poor points is small. Therefore, in the case of N≦16, there is a possibility that the reception quality of data can be secured even if the number is even.

したがって、式(279)、(280)に基づく規則的にプリコーディング行列を切り替える方式において、Nは奇数にすると、データの受信品質を向上させることができる可能性が高い。なお、式(279)、(280)に基づきF[0]〜F[2N-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[2N-1]のプリコーディング行列は、周期2Nに対しどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号2NiのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2Ni+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2N×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、2N-2、2N-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)また、s1、s2の変調方式が、ともに16QAMのとき、αを式(270)とすると、IQ平面における16×16=256個の信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。
そして、s1の変調方式をQPSK変調とし、s2の変調方式を16QAMとしたとき、αを式(271)とすると、IQ平面における候補信号点間の最小距離をある特定のLOS環境において大きくできるという効果を得ることができる可能性がある。 なお、16QAMのI−Q平面における信号点配置は図60のとおりであり、QPSKのI−Q平面における信号点配置は図94のとおりである。そして、図60のgが、式(272)とすると、図94のhは、式(273)となる。
Therefore, in the method of regularly switching the precoding matrix based on equations (279) and (280), if N is an odd number, there is a high possibility that the data reception quality can be improved. Note that the precoding matrix of F[0] to F[2N-1] is generated based on the equations (279) and (280) (precoding matrix of F[0] to F[2N-1]). May be used in any order for the period 2N). Then, for example, when the symbol number is 2Ni, precoding is performed using F[0], when the symbol number is 2Ni+1, precoding is performed using F[1],..., When the symbol number is 2N×i+h, F is used. Precoding is performed using [h] (h=0, 1, 2,..., 2N-2, 2N-1). (Here, as described in the previous embodiments, the precoding matrix does not have to be regularly switched.) When both the modulation schemes of s1 and s2 are 16QAM, α is given by equation (270). ), there is a possibility that the minimum distance between 16×16=256 signal points in the IQ plane can be increased in a certain LOS environment.
Then, when the modulation method of s1 is QPSK modulation and the modulation method of s2 is 16QAM, if α is expressed by Expression (271), the minimum distance between candidate signal points on the IQ plane can be increased in a certain LOS environment. It may be possible to obtain an effect. The constellation of signal points on the IQ plane of 16QAM is as shown in FIG. 60, and the constellation of signal points on the IQ plane of QPSK is as shown in FIG. Then, assuming that g in FIG. 60 is equation (272), h in FIG. 94 is equation (273).

また、<条件#59>と異なる条件として、以下の条件を考える。 The following conditions are considered as conditions different from <condition #59>.

このとき、<条件#57>かつ<条件#58>かつ<条件#62>かつ<条件#63>を満たすことで、複素平面におけるs1同士の受信劣悪点の距離を大きく、かつ、s2同士の受信劣悪点の距離を大きくすることができるため、良好なデータの受信品質を得ることができる。
周期2Nのために用意する式(279)、式(280)に基づくプリコーディング行列の例として、N=15としたとき、以下のような行列が考えられる。
At this time, by satisfying <Condition #57>, <Condition #58>, <Condition #62>, and <Condition #63>, the distance between the poor reception points of s1 on the complex plane is large and the distance between s2 is large. Since the distance of the poor reception point can be increased, good reception quality of data can be obtained.
As an example of the precoding matrix based on the equations (279) and (280) prepared for the period 2N, the following matrix can be considered when N=15.

このように、送信装置の上記プリコーディングによる演算規模を少なくするためには、式(279)において、θ11(i)=0ラジアン、λ=0ラジアンに設定し、式(280)において、θ21(i)=0ラジアン、λ=0ラジアンに設定するとよい。
ただし、λは、式(279)、式(280)において、iにより、異なる値としてもよいし、同一の値であってもよい。つまり、式(279)、式(280)において、F[i=x]におけるλとF[i=y]におけるλ(x≠y)は同一の値であってもよいし、異なる値であってもよい。また、別の方法として、式(279)において、λを固定の値とし、式(280)において、λを固定の値とし、かつ、式(279)における固定したλの値と式(280)における固定したλの値を異なる値としてもよい。(別の手法として、式(279)における固定したλの値と式(280)における固定したλの値とする方法でもよい。)
αの設定値としては、上述で述べた設定値が一つの効果的な値となるがこれに限ったものではなく、例えば、実施の形態17で述べたように、行列F[i]のiの値ごとにαを設定してもよい。(つまり、F[i]におけるαは、iにおいて、常に一定値とする必要はない。)
本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、シングルキャリア伝送方式のとき時間軸(または、マルチキャリアの場合周波数軸に並べることも可能)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べることになるが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。
As described above, in order to reduce the calculation scale by the above-mentioned precoding of the transmission apparatus, in equation (279), θ11(i)=0 radian and λ=0 radian are set, and in equation (280), θ21( i)=0 radians and λ=0 radians.
However, λ may be a different value or the same value depending on i in Expressions (279) and (280). That is, in equations (279) and (280), λ in F[i=x] and λ(x≠y) in F[i=y] may be the same value or different values. May be. As another method, λ is a fixed value in Expression (279), λ is a fixed value in Expression (280), and the fixed λ value in Expression (279) and Expression (280) The fixed value of λ in may be different. (As another method, a method of using a fixed value of λ in Expression (279) and a fixed value of λ in Expression (280) may be used.)
As the set value of α, the set value described above is one effective value, but the set value is not limited to this. For example, as described in the seventeenth embodiment, i of matrix F[i] is set. You may set a for every value of. (That is, α in F[i] does not always have to be a constant value in i.)
In the present embodiment, a method of configuring 2N different precoding matrices for a precoding hopping method with a time period of 2N has been described. At this time, F[0], F[1], F[2],..., F[2N-2], F[2N-1] are prepared as 2N different precoding matrices. , F[0], F[1], F[2],..., F[2N- in the time axis (or in the case of multi-carrier, can be arranged on the frequency axis) direction in single carrier transmission system 2] and F[2N-1] are arranged in this order, but the arrangement is not limited to this, and 2N different precoding matrices F[0], F[1], generated in the present embodiment, F[2],..., F[2N-2], F[2N-1] can also be applied to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in Embodiment 1, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although the precoding hopping method with a period of 2N has been described, the same effect can be obtained by randomly using 2N different precoding matrices, that is, it does not necessarily have a regular period. So it is not necessary to use 2N different precoding matrices.

また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。 Further, in the precoding matrix switching method of the cycle H (H is the cycle 2N of the method of regularly switching the precoding matrix described above is a larger natural number), 2N different precoding matrices according to the present embodiment are included. If so, there is a high possibility that good reception quality will be given.

なお、本実施の形態では、λを固定値としてあつかった場合のプリコーディング行列の一例としてλ=0ラジアンと設定した場合を例に挙げて説明しているが、変調方式のマッピングを考慮すると、λ=π/2ラジアン、λ=πラジアン、λ=(3π)/2ラジアンのいずれかに値に固定的に設定してもよい(例えば、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列において、λ=πラジアンとする。)。これによりλ=0ラジアンと設定した場合と同様に、回路規模の削減を図ることができる。
(実施の形態20)
本実施の形態では、実施の形態13に基づくユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について述べる。
周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。
In the present embodiment, a case where λ=0 radian is set is described as an example of a precoding matrix when λ is used as a fixed value. However, considering the mapping of the modulation scheme, The value may be fixedly set to any one of λ=π/2 radians, λ=π radians, and λ=(3π)/2 radians (for example, the precoding method of regularly switching the precoding matrix In the coding matrix, let λ=π radians.). As a result, the circuit scale can be reduced as in the case where λ=0 radian is set.
(Embodiment 20)
In this embodiment, a method of regularly switching a precoding matrix using a unitary matrix according to the thirteenth embodiment will be described.
In the method of regularly switching the precoding matrix of the period 2N, the precoding matrix prepared for the period 2N is represented by the following formula.

α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。
It is assumed that α>0 and a fixed value (regardless of i).

α>0であるものとし、(iによらず)固定値であるものとする。(α<0であってもよい。)
そして、式(311)および式(312)をベースとする周期2×N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。
It is assumed that α>0 and a fixed value (regardless of i). (It may be α<0.)
Then, a precoding matrix of period 2×N×M based on the equations (311) and (312) is represented by the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。また、Xk=Ykであってもよいし、Xk≠Ykであってもよい。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1. Further, Xk=Yk may be satisfied, or Xk≠Yk may be satisfied.

すると、F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列は、周期2×N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号2×N×M×iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2×N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2×N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、2×N×M-2、2×N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。
なお、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(313)を次式のようにしてもよい。
Then, the precoding matrix of F[0] to F[2×N×M-1] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[2×N×M-1] is Period 2 × N × M may be used in any order.) Then, for example, when the symbol number is 2×N×M×i, precoding is performed using F[0], and when the symbol number is 2×N×M×i+1, precoding is performed using F[1], ..., when the symbol number is 2xNxMxi+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,..., 2xNxM-2, 2xN ×M-1) (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, it is possible to implement a method of switching a precoding matrix having a large period, and it is possible to easily change the position of the poor reception point, which improves the reception quality of data. Could lead to.
The equation (313) of the precoding matrix of the period 2×N×M may be set as the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
また、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(314)を式(316)〜式(318)のいずれかとしてもよい。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.
Further, the equation (314) of the precoding matrix with the period of 2×N×M may be any of the equations (316) to (318).

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。


なお、受信劣悪点について着目すると、式(313)から式(318)において、
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.


Note that focusing on the reception inferiority, in the equations (313) to (318),

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。) (X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。) (X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

のすべてを満たすと良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、実施の形態8では、<条件#39>および<条件#40>を満たすとよい。 When all of the above are satisfied, good data reception quality can be obtained. In the eighth embodiment, <condition #39> and <condition #40> may be satisfied.

また、式(313)から式(318)のXk, Ykに着目すると、 Also, focusing on Xk and Yk in Expressions (313) to (318),

(aは0,1,2,・・・,M-2, M -1であり、bは0,1,2,・・・, M-2, M-1であり、a≠bである。)
ただし、sは整数である。
(A is 0, 1, 2,..., M-2, M -1, b is 0, 1, 2,..., M-2, M-1, and a≠b .)
However, s is an integer.

(aは0,1,2,・・・,M-2, M -1であり、bは0,1,2,・・・, M-2, M-1であり、a≠bである。)
ただし、uは整数である。
の2つの条件を満たすと良好なデータの受信品質を得ることができる。なお、実施の形態8では、<条件42>を満たすとよい。
なお、式(313)および式(318)において、0ラジアン≦δ<2πラジアンとしたとき、δ=πラジアンのときユニタリ行列となり、δ≠πラジアンのとき非ユニタリ行列となる。本方式では、π/2ラジアン≦|δ|<πラジアンの非ユニタリ行列のときが特徴的な構成であり、良好なデータの受信品質が得られることになるが、ユニタリ行列であってもよい。
(A is 0, 1, 2,..., M-2, M -1, b is 0, 1, 2,..., M-2, M-1, and a≠b .)
However, u is an integer.
If the above two conditions are satisfied, good data reception quality can be obtained. In the eighth embodiment, <condition 42> may be satisfied.
In Equations (313) and (318), when 0 radians≦δ<2π radians, a unitary matrix is obtained when δ=π radians, and a non-unitary matrix is obtained when δ≠π radians. The present system is characterized by a non-unitary matrix of π/2 radians≦|δ|<π radians, and good data reception quality can be obtained, but a unitary matrix may be used. ..

次に、本実施の形態におけるプリコーディング方法におけるプリコーディング行列の例をあげる。周期2×N×Mの式(313)〜式(318)をベースとするプリコーディング行列の例として、N=5、M=2としたときの行列を以下に記載する。 Next, an example of the precoding matrix in the precoding method according to the present embodiment will be given. As an example of a precoding matrix based on equations (313) to (318) with a period of 2×N×M, a matrix when N=5 and M=2 is described below.

このように、上記の例では、送信装置の上記プリコーディングによる演算規模を少なくするために、式(313)において、λ=0ラジアン、δ=πラジアン、X1=0ラジアン、X2=πラジアンに設定し、式(314)において、λ=0ラジアン、δ=πラジアン、Y1=0ラジアン、Y2=πラジアンに設定している。ただし、λは、式(313)、式(314)において、iにより、異なる値としてもよいし、同一の値であってもよい。つまり、式(313)、式(314)において、F[i=x]におけるλとF[i=y]におけるλ(x≠y)は同一の値であってもよいし、異なる値であってもよい。また、別の方法として、式(313)において、λを固定の値とし、式(314)において、λを固定の値とし、かつ、式(313)における固定したλの値と式(314)における固定したλの値を異なる値としてもよい。(別の手法として、式(313)における固定したλの値と式(314)における固定したλの値とする方法でもよい。)
αの設定値としては、実施の形態18で述べた設定値が一つの効果的な値となるがこれに限ったものではなく、例えば、実施の形態17で述べたように、行列F[i]のiの値ごとにαを設定してもよい。(つまり、F[i]におけるαは、iにおいて、常に一定値とする必要はない。)
なお、本実施の形態では、λを固定値としてあつかった場合のプリコーディング行列の一例としてλ=0ラジアンと設定した場合を例に挙げて説明しているが、変調方式のマッピングを考慮すると、λ=π/2ラジアン、λ=πラジアン、λ=(3π)/2ラジアンのいずれかに値に固定的に設定してもよい(例えば、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列において、λ=πラジアンとする。)。これによりλ=0ラジアンと設定した場合と同様に、回路規模の削減を図ることができる。
As described above, in the above example, in order to reduce the calculation scale by the precoding of the transmission apparatus, in equation (313), λ=0 radian, δ=π radian, X1=0 radian, and X2=π radian. In equation (314), λ=0 radian, δ=π radian, Y1=0 radian, and Y2=π radian. However, λ may be a different value or the same value depending on i in Expressions (313) and (314). That is, in equations (313) and (314), λ in F[i=x] and λ(x≠y) in F[i=y] may be the same value or different values. May be. As another method, λ is a fixed value in Expression (313), λ is a fixed value in Expression (314), and the fixed λ value in Expression (313) and Expression (314) The fixed value of λ in may be different. (As another method, a method of using a fixed value of λ in Expression (313) and a fixed value of λ in Expression (314) may be used.)
As the set value of α, the set value described in the eighteenth embodiment is one effective value, but the set value is not limited to this. For example, as described in the seventeenth embodiment, the matrix F[i [Alpha] may be set for each value of i. (That is, α in F[i] does not always have to be a constant value in i.)
In the present embodiment, a case has been described as an example where λ=0 radian is set as an example of a precoding matrix when λ is used as a fixed value. However, considering mapping of a modulation scheme, The value may be fixedly set to any one of λ=π/2 radians, λ=π radians, and λ=(3π)/2 radians (for example, the precoding method of regularly switching the precoding matrix In the coding matrix, let λ=π radians.). As a result, the circuit scale can be reduced as in the case where λ=0 radian is set.

(実施の形態21)
本実施の形態では、実施の形態の18で述べた規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の例を示す。
(Embodiment 21)
In the present embodiment, an example of the precoding method for regularly switching the precoding matrix described in the eighteenth embodiment will be shown.

周期Nのために用意する式(269)に基づくプリコーディング行列の例として、N=9としたとき、以下のような行列が考えられる。 As an example of the precoding matrix based on the equation (269) prepared for the cycle N, the following matrix can be considered when N=9.

また、上式において、特に、αを1と設定するとよい場合がある。このとき、式(339)〜式(347)は、以下のようにあらわされる。 Further, in the above equation, it may be preferable to set α to 1. At this time, the equations (339) to (347) are expressed as follows.


別の例として、周期Nのために用意する式(269)に基づくプリコーディング行列の例として、N=15としたとき、以下のような行列が考えられる。

As another example, when N=15, the following matrix can be considered as an example of the precoding matrix based on the equation (269) prepared for the cycle N.

また、上式において、特に、αを1と設定するとよい場合がある。このとき、式(357)〜式(371)は、以下のようにあらわされる。 Further, in the above equation, it may be preferable to set α to 1. At this time, the equations (357) to (371) are expressed as follows.

αの設定値として、ここでは一例として、1と設定しているがこれに限ったものではない。αの設定値の一つの応用例としては、送信するデータに対し、図3等で示したように符号化部により、誤り訂正符号化が行われる。誤り訂正符号化で用いられる誤り訂正符号の符号化率により、αの値を変更してもよい。例えば、符号化率1/2の時にαを1と設定し、符号化率を2/3の時にαを1以外、例えば、α>1(またはα<1)とする方法が考えられる。このようにすることで、受信装置において、いずれの符号化率においても、良好なデータの受信品質を得ることができる可能性がある。(αを固定としても、良好なデータの受信品質が得られることもある。)
別の例としては、実施の形態17で述べたように、行列F[i]のiの値ごとにαを設定してもよい。(つまり、F[i]におけるαは、iにおいて、常に一定値とする必要はない。)
本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、シングルキャリア伝送方式のとき時間軸(または、マルチキャリアの場合周波数軸に並べることも可能)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べることになるが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、周期Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。
As the set value of α, 1 is set here as an example, but the set value is not limited to this. As one application example of the set value of α, error correction encoding is performed on the data to be transmitted by the encoding unit as shown in FIG. The value of α may be changed according to the coding rate of the error correction code used in the error correction coding. For example, a method in which α is set to 1 when the coding rate is 1/2 and α is set to other than 1 when the coding rate is 2/3, for example, α>1 (or α<1) can be considered. By doing so, it is possible that the receiving device can obtain good data reception quality at any coding rate. (Even if α is fixed, good data reception quality may be obtained.)
As another example, as described in the seventeenth embodiment, α may be set for each value of i in the matrix F[i]. (That is, α in F[i] does not always have to be a constant value in i.)
In this embodiment, a method of configuring N different precoding matrices for a precoding hopping method of time period N has been described. At this time, F[0], F[1], F[2],..., F[N-2], F[N-1] are prepared as N different precoding matrices. , F[0], F[1], F[2],..., F[N- in the time axis (or in the case of multi-carrier, it is also possible to arrange on the frequency axis) direction in single carrier transmission system 2] and F[N-1] are arranged in this order, but the order is not limited to this, and N different precoding matrices F[0], F[1], generated in the present embodiment, It is also possible to apply F[2],..., F[N-2], F[N-1] to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in Embodiment 1, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although the precoding hopping method with period N has been described, the same effect can be obtained by randomly using N different precoding matrices, that is, it always has a regular period. It is not necessary to use N different precoding matrices.

(実施の形態22)
本実施の形態では、実施の形態の19で述べた規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の例を示す。
(Embodiment 22)
The present embodiment shows an example of a precoding method for regularly switching the precoding matrices described in the nineteenth embodiment.

周期2Nのために用意する式(279)、式(280)に基づくプリコーディング行列の例として、N=9としたとき、以下のような行列が考えられる。 As an example of the precoding matrix based on the equations (279) and (280) prepared for the period 2N, the following matrix can be considered when N=9.

また、上式において、特に、αを1と設定するとよい場合がある。このとき、式(387)〜式(404)は、以下のようにあらわされる。 Further, in the above equation, it may be preferable to set α to 1. At this time, the expressions (387) to (404) are expressed as follows.

また、実施の形態19の式(281)〜式(310)の例に対し、αを1と設定するとよい。別のαの設定値としては、上述で述べた設定値が一つの効果的な値となるがこれに限ったものではなく、例えば、実施の形態17で述べたように、行列F[i]のiの値ごとにαを設定してもよい。(つまり、F[i]におけるαは、iにおいて、常に一定値とする必要はない。)
本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、シングルキャリア伝送方式のとき時間軸(または、マルチキャリアの場合周波数軸に並べることも可能)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べることになるが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。
Further, α may be set to 1 in the examples of the equations (281) to (310) of the nineteenth embodiment. As another set value of α, the set value described above is one effective value, but is not limited to this. For example, as described in the seventeenth embodiment, the matrix F[i] Α may be set for each value of i. (That is, α in F[i] does not always have to be a constant value in i.)
In the present embodiment, a method of configuring 2N different precoding matrices for a precoding hopping method with a time period of 2N has been described. At this time, F[0], F[1], F[2],..., F[2N-2], F[2N-1] are prepared as 2N different precoding matrices. , F[0], F[1], F[2],..., F[2N- in the time axis (or in the case of multi-carrier, can be arranged on the frequency axis) direction in single carrier transmission system 2] and F[2N-1] are arranged in this order, but the arrangement is not limited to this, and 2N different precoding matrices F[0], F[1], generated in the present embodiment, F[2],..., F[2N-2], F[2N-1] can also be applied to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in Embodiment 1, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although the precoding hopping method with a period of 2N has been described, the same effect can be obtained by randomly using 2N different precoding matrices, that is, it does not necessarily have a regular period. So it is not necessary to use 2N different precoding matrices.

また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。 Further, in the precoding matrix switching method of the cycle H (H is the cycle 2N of the method of regularly switching the precoding matrix described above is a larger natural number), 2N different precoding matrices according to the present embodiment are included. If so, there is a high possibility that good reception quality will be given.

(実施の形態23)
実施の形態9ではユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について説明したが、本実施の形態では、実施の形態9とは異なる行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について説明する。
(Embodiment 23)
Although the ninth embodiment has described the method of regularly switching the precoding matrix using the unitary matrix, the present embodiment is a method of regularly switching the precoding matrix using a matrix different from that of the ninth embodiment. Will be described.

まず、プリコーディング行列として基礎となるプリコーディング行列Fを次式であらわす。 First, a basic precoding matrix F as a precoding matrix is represented by the following equation.

式(423)において、A,B,Cは実数であり、また、μ11、μ12、μ21は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。そして、周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。 In Expression (423), A, B, and C are real numbers, and μ11, μ12, and μ21 are real numbers, and the unit is represented by radian. Then, in the method of regularly switching the precoding matrix of the cycle N, the precoding matrix prepared for the cycle N is represented by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。また、A,B,Cは、iによらず固定値であり、μ11、μ12、μ21は、iによらず固定値である。そして、式(424)の形式であらわされる行列をプリコーディング行列として扱った場合、他の実施の形態で説明した受信劣悪点が、プリコーディング行列の要素の一つに「0」が存在するため、少なくすることができるという利点をもつことになる。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. A, B, and C are fixed values regardless of i, and μ11, μ12, and μ21 are fixed values regardless of i. When the matrix represented by the formula (424) is treated as a precoding matrix, the poor reception point described in the other embodiments has "0" as one of the elements of the precoding matrix. , Which has the advantage that it can be reduced.

また、式(423)と異なる基礎となるプリコーディング行列として、次式を与える。 Further, the following formula is given as a precoding matrix which is a base different from the formula (423).

式(425)において、A,B,Dは実数であり、また、μ11、μ12、μ22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。そして、周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。 In Expression (425), A, B, and D are real numbers, and μ11, μ12, and μ22 are real numbers, and the unit is radian. Then, in the method of regularly switching the precoding matrix of the cycle N, the precoding matrix prepared for the cycle N is represented by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。また、A,B,Dは、iによらず固定値であり、μ11、μ12、μ22は、iによらず固定値である。そして、式(426)の形式であらわされる行列をプリコーディング行列として扱った場合、他の実施の形態で説明した受信劣悪点が、プリコーディング行列の要素の一つに「0」が存在するため、少なくすることができるという利点をもつことになる。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. Further, A, B, and D are fixed values regardless of i, and μ11, μ12, and μ22 are fixed values regardless of i. When the matrix represented by the formula (426) is treated as a precoding matrix, the reception poor point described in the other embodiments has "0" as one of the elements of the precoding matrix. , Which has the advantage that it can be reduced.

また、式(423)、式(425)と異なる基礎となるプリコーディング行列として、次式を与える。 Further, the following equation is given as a precoding matrix which is a basis different from the equations (423) and (425).

式(427)において、A,C、Dは実数であり、また、μ11、μ21、μ22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。そして、周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。 In Expression (427), A, C, and D are real numbers, and μ11, μ21, and μ22 are real numbers, and the unit is radian. Then, in the method of regularly switching the precoding matrix of the cycle N, the precoding matrix prepared for the cycle N is represented by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。また、A,C,Dは、iによらず固定値であり、μ11、μ21、μ22は、iによらず固定値である。そして、式(428)の形式であらわされる行列をプリコーディング行列として扱った場合、他の実施の形態で説明した受信劣悪点が、プリコーディング行列の要素の一つに「0」が存在するため、少なくすることができるという利点をもつことになる。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. Further, A, C, and D are fixed values regardless of i, and μ11, μ21, and μ22 are fixed values regardless of i. When the matrix represented by the formula (428) is treated as a precoding matrix, the poor reception described in the other embodiments has "0" as one of the elements of the precoding matrix. , Which has the advantage that it can be reduced.

また、式(423)、式(425)、式(427)と異なる基礎となるプリコーディング行列として、次式を与える。 Further, the following equation is given as a precoding matrix which is a base different from the equations (423), (425) and (427).

式(429)において、B,C,Dは実数であり、また、μ12、μ21、μ22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。そして、周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。 In Expression (429), B, C, and D are real numbers, and μ12, μ21, and μ22 are real numbers, and their units are radians. Then, in the method of regularly switching the precoding matrix of the cycle N, the precoding matrix prepared for the cycle N is represented by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。また、B,C,Dは、iによらず固定値であり、μ12、μ21、μ22は、iによらず固定値である。そして、式(430)の形式であらわされる行列をプリコーディング行列として扱った場合、他の実施の形態で説明した受信劣悪点が、プリコーディング行列の要素の一つに「0」が存在するため、少なくすることができるという利点をもつことになる。このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6と同様に考えればよいので、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. B, C, and D are fixed values regardless of i, and μ12, μ21, and μ22 are fixed values regardless of i. Then, when the matrix represented by the formula (430) is treated as a precoding matrix, the poor reception point described in the other embodiments has "0" as one of the elements of the precoding matrix. , Which has the advantage that it can be reduced. At this time, since it can be considered in the same manner as the condition 5 of (Equation 106) and the condition 6 of (Equation 107) of the third embodiment, the following conditions are important for obtaining good reception quality of data. Becomes

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件71>または<条件72>を与える。
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)
As described in the sixth embodiment, <condition 71> or <condition 72> is given in order to arrange the poor reception points on the complex plane so as to have a uniform distribution with respect to the phase.

このようにしても、受信装置は、特にLOS環境において、受信劣悪点を有効に回避することができるため、データの受信品質が改善するという効果を得ることができる。 Even in this case, since the receiving device can effectively avoid the reception inferiority, especially in the LOS environment, it is possible to obtain the effect of improving the reception quality of data.

なお、上記で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の例として、θ11(i)を0ラジアンのように固定し(iによらず一定値とする。このとき、0ラジアン以外の値に設定してもよい)、θ11(i)およびθ21(i)が上述で説明した条件を満たす方法がある。また、θ11(i)を固定値とするのではなく、θ21(i)を0ラジアンのように固定し(iによらず一定値とする。このとき、0ラジアン以外の値に設定してもよい)、θ11(i)およびθ21(i)が上述で説明した条件を満たす方法がある。 As an example of the precoding method for regularly switching the precoding matrix described above, θ11(i) is fixed as 0 radian (set to a constant value regardless of i. At this time, other than 0 radian) Value may be set), and θ11(i) and θ21(i) satisfy the conditions described above. Further, instead of fixing θ11(i) to a fixed value, θ21(i) is fixed to 0 radian (set to a constant value regardless of i. At this time, even if it is set to a value other than 0 radian Good), θ11(i) and θ21(i) satisfy the conditions described above.

本実施の形態では、時間周期Nのプリコーディングホッピング方法のためのN個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]を用意することになるが、シングルキャリア伝送方式のとき時間軸(または、マルチキャリアの場合周波数軸に並べることも可能)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]の順に並べることになるが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N-2]、F[N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、周期Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。 In this embodiment, a method of configuring N different precoding matrices for a precoding hopping method of time period N has been described. At this time, F[0], F[1], F[2],..., F[N-2], F[N-1] are prepared as N different precoding matrices. , F[0], F[1], F[2],..., F[N- in the time axis (or in the case of multi-carrier, it is also possible to arrange on the frequency axis) direction in single carrier transmission system 2] and F[N-1] are arranged in this order, but the order is not limited to this, and N different precoding matrices F[0], F[1], generated in the present embodiment, It is also possible to apply F[2],..., F[N-2], F[N-1] to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in Embodiment 1, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although the precoding hopping method with period N has been described, the same effect can be obtained by randomly using N different precoding matrices, that is, it always has a regular period. It is not necessary to use N different precoding matrices.

また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期Nはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態におけるN個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。このとき、<条件#69><条件#70>は以下のような条件に置き換えることができる。(周期はNとして考える。) Further, in the precoding matrix switching method of the cycle H (where H is a larger natural number in the method of regularly switching the precoding matrix described above), N different precoding matrices according to the present embodiment are included. If so, there is a high possibility that good reception quality will be given. At this time, <condition #69> and <condition #70> can be replaced with the following conditions. (Think of the period as N.)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(実施の形態24)
実施の形態10ではユニタリ行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について説明したが、本実施の形態では、実施の形態10とは異なる行列を用いたプリコーディング行列を規則的に切り替える方法について説明する。
周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)
(Embodiment 24)
In the tenth embodiment, the method of regularly switching the precoding matrix using the unitary matrix has been described, but in the present embodiment, a method of regularly switching the precoding matrix using a matrix different from that of the tenth embodiment. Will be described.
In the method of regularly switching the precoding matrix of period 2N, the precoding matrix prepared for period 2N is expressed by the following equation.

このとき、A,B,Cは実数であり、また、μ11、μ12、μ21は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、A,B,Cは、iによらず固定値であり、μ11、μ12、μ21は、iによらず固定値である。 At this time, A, B, and C are real numbers, and μ11, μ12, and μ21 are real numbers, and the unit is radian. A, B, and C are fixed values regardless of i, and μ11, μ12, and μ21 are fixed values regardless of i.

このとき、α,β,δは実数であり、また、ν11、ν12、ν22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、α,β,δは、iによらず固定値であり、ν11、ν12、ν22は、iによらず固定値である。 At this time, α, β, and δ are real numbers, and ν11, ν12, and ν22 are real numbers, and their units are radians. Further, α, β, and δ are fixed values regardless of i, and ν11, ν12, and ν22 are fixed values regardless of i.


式(431)、式(432)とは異なる周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

A precoding matrix prepared for a period 2N different from the expressions (431) and (432) is represented by the following expression.

このとき、A,B,Cは実数であり、また、μ11、μ12、μ21は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、A,B,Cは、iによらず固定値であり、μ11、μ12、μ21は、iによらず固定値である。 At this time, A, B, and C are real numbers, and μ11, μ12, and μ21 are real numbers, and the unit is radian. A, B, and C are fixed values regardless of i, and μ11, μ12, and μ21 are fixed values regardless of i.

このとき、β,γ、δは実数であり、また、ν12、ν21、ν22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、β,γ、δは、iによらず固定値であり、ν12、ν21、ν22は、iによらず固定値である。 At this time, β, γ, and δ are real numbers, and ν12, ν21, and ν22 are real numbers, and their units are radians. Further, β, γ, and δ are fixed values regardless of i, and ν12, ν21, and ν22 are fixed values regardless of i.


これらとは別の周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

The precoding matrix prepared for another period 2N different from these is expressed by the following equation.

このとき、A,C、Dは実数であり、また、μ11、μ21、μ22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、A,C、Dは、iによらず固定値であり、μ11、μ21、μ22は、iによらず固定値である。 At this time, A, C, and D are real numbers, and μ11, μ21, and μ22 are real numbers, and the unit is radian. Further, A, C, and D are fixed values regardless of i, and μ11, μ21, and μ22 are fixed values regardless of i.

このとき、α,β,δは実数であり、また、ν11、ν12、ν22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、α,β,δは、iによらず固定値であり、ν11、ν12、ν22は、iによらず固定値である。 At this time, α, β, and δ are real numbers, and ν11, ν12, and ν22 are real numbers, and their units are radians. Further, α, β, and δ are fixed values regardless of i, and ν11, ν12, and ν22 are fixed values regardless of i.


これらとは別の周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。

The precoding matrix prepared for another period 2N different from these is expressed by the following equation.

このとき、A,C、Dは実数であり、また、μ11、μ21、μ22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、A,C、Dは、iによらず固定値であり、μ11、μ21、μ22は、iによらず固定値である。 At this time, A, C, and D are real numbers, and μ11, μ21, and μ22 are real numbers, and the unit is radian. Further, A, C, and D are fixed values regardless of i, and μ11, μ21, and μ22 are fixed values regardless of i.

このとき、β,γ、δは実数であり、また、ν12、ν21、ν22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、β,γ、δは、iによらず固定値であり、ν12、ν21、ν22は、iによらず固定値である。 At this time, β, γ, and δ are real numbers, and ν12, ν21, and ν22 are real numbers, and their units are radians. Further, β, γ, and δ are fixed values regardless of i, and ν12, ν21, and ν22 are fixed values regardless of i.


このとき、実施の形態3の(数106)の条件5、および、(数107)の条件6と同様に考えると、以下の条件が、良好なデータの受信品質を得るためには重要となる。

At this time, considering the same as the condition 5 of (Equation 106) and the condition 6 of (Equation 107) of the third embodiment, the following conditions are important for obtaining good data reception quality. ..

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)

次に、実施の形態6で説明したように、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件#77>または<条件#78>を与える。
(X is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 and y is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 And x ≠ y.)

Next, as described in Embodiment 6, <Condition #77> or <Condition #78> is set in order to arrange the reception poor points on the complex plane so as to have a uniform distribution with respect to the phase. give.


同様に、受信劣悪点を複素平面上において、位相に対し、一様分布となるように配置するために、<条件#79>または<条件#80>を与える。

Similarly, <Condition #79> or <Condition #80> is given in order to arrange the reception poor points on the complex plane so as to have a uniform distribution with respect to the phase.

以上のようにすることで、他の実施の形態で説明した受信劣悪点が、プリコーディング行列の要素の一つに「0」が存在するため、少なくすることができるという利点をもつことになり、また、受信装置は、特にLOS環境において、受信劣悪点を有効に回避することができるため、データの受信品質が改善するという効果を得ることができる。 By doing so, the reception poor point described in the other embodiments has an advantage that it can be reduced because "0" exists in one of the elements of the precoding matrix. Moreover, since the receiving device can effectively avoid the reception inferiority, particularly in the LOS environment, it is possible to obtain the effect of improving the reception quality of data.

なお、上記で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の例として、θ11(i)を0ラジアンのように固定し(iによらず一定値とする。このとき、0ラジアン以外の値に設定してもよい)、θ11(i)およびθ21(i)が上述で説明した条件を満たす方法がある。また、θ11(i)を固定値とするのではなく、θ21(i)を0ラジアンのように固定し(iによらず一定値とする。このとき、0ラジアン以外の値に設定してもよい)、θ11(i)およびθ21(i)が上述で説明した条件を満たす方法がある。
同様に、Ψ11(i)を0ラジアンのように固定し(iによらず一定値とする。このとき、0ラジアン以外の値に設定してもよい)、Ψ11(i)およびΨ21(i)が上述で説明した条件を満たす方法がある。また、Ψ11(i)を固定値とするのではなく、Ψ21(i)を0ラジアンのように固定し(iによらず一定値とする。このとき、0ラジアン以外の値に設定してもよい)、Ψ11(i)およびΨ21(i)が上述で説明した条件を満たす方法がある。
As an example of the precoding method for regularly switching the precoding matrix described above, θ11(i) is fixed as 0 radian (set to a constant value regardless of i. At this time, other than 0 radian) Value may be set), and θ11(i) and θ21(i) satisfy the conditions described above. Further, instead of fixing θ11(i) to a fixed value, θ21(i) is fixed to 0 radian (set to a constant value regardless of i. At this time, even if it is set to a value other than 0 radian Good), θ11(i) and θ21(i) satisfy the conditions described above.
Similarly, Ψ11(i) is fixed as 0 radian (set to a constant value regardless of i. At this time, it may be set to a value other than 0 radian), and Ψ11(i) and Ψ21(i) There is a method of satisfying the conditions described above. Further, instead of setting Ψ11(i) as a fixed value, Ψ21(i) is fixed as 0 radian (set to a constant value regardless of i. At this time, even if set to a value other than 0 radian Good), Ψ11(i) and Ψ21(i) satisfy the conditions described above.

本実施の形態では、時間周期2Nのプリコーディングホッピング方法のための2N個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2N個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]を用意することになるが、シングルキャリア伝送方式のとき時間軸(または、マルチキャリアの場合周波数軸に並べることも可能)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]の順に並べることになるが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2N個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2N-2]、F[2N-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、周期2Nのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2N個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2N個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。 In this embodiment, a method of configuring 2N different precoding matrices for a precoding hopping method with a time period of 2N has been described. At this time, F[0], F[1], F[2],..., F[2N-2], F[2N-1] are prepared as 2N different precoding matrices. , F[0], F[1], F[2],..., F[2N- in the time axis (or in the case of multi-carrier, can be arranged on the frequency axis) direction in single carrier transmission system 2] and F[2N-1] are arranged in this order, but the arrangement is not limited to this, and 2N different precoding matrices F[0], F[1], generated in the present embodiment, F[2],..., F[2N-2], F[2N-1] can also be applied to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in the first embodiment, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although the precoding hopping method with a period of 2N has been described, the same effect can be obtained by randomly using 2N different precoding matrices, that is, it does not always have a regular period. So it is not necessary to use 2N different precoding matrices.

また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2Nはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2N個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。 Further, in the precoding matrix switching method of the cycle H (H is the cycle 2N of the method of regularly switching the precoding matrix described above is a larger natural number), 2N different precoding matrices according to the present embodiment are included. If so, there is a high possibility that good reception quality will be given.

(実施の形態25)
本実施の形態では、実施の形態23のプリコーディング行列に対し、実施の形態17を適用し、プリコーディング行列の切り替えに関する周期を大きくする方法について説明する。
実施の形態23より、周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期Nのために用意するプリコーディング行列は、次式であらわされる。
(Embodiment 25)
In the present embodiment, a method will be described in which Embodiment 17 is applied to the precoding matrix of Embodiment 23 to increase the period for switching the precoding matrix.
According to the twenty-third embodiment, in the method of regularly switching the precoding matrix of cycle N, the precoding matrix prepared for cycle N is expressed by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。また、A,B,Cは、iによらず固定値であり、μ11、μ12、μ21は、iによらず固定値である。そして、式(439)をベースとする周期N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. A, B, and C are fixed values regardless of i, and μ11, μ12, and μ21 are fixed values regardless of i. Then, a precoding matrix of period N×M based on the equation (439) is represented by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。すると、F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列は、周期N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号N×M×iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、N×M-2、N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。なお、周期N×Mのプリコーディング行列を式(440)のようしたが、前述のように、周期N×Mのプリコーディング行列を次式のようにしてもよい。
At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1, k=0, 1,..., M-2, M-1. Then, the precoding matrix of F[0] to F[N×M-1] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[N×M-1] has a period of N×M). They may be used in any order.) Then, for example, when the symbol number is N×M×i, precoding is performed using F[0], when the symbol number is N×M×i+1, precoding is performed using F[1],... When the symbol number is N×M×i+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,..., N×M-2, N×M-1). (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, it is possible to implement a method of switching a precoding matrix having a large period, and it is possible to easily change the position of the poor reception point, which improves the reception quality of data. Could lead to. In addition, although the precoding matrix of the period N×M is represented by the formula (440), the precoding matrix of the period N×M may be represented by the following formula as described above.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1, k=0, 1,..., M-2, M-1.

実施の形態23より、上記とは別の周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法のための、周期Nのために用意するプリコーディング行列は、次式であらわされる。 According to the twenty-third embodiment, the precoding matrix prepared for the cycle N for the method of regularly switching the precoding matrix of the cycle N different from the above is expressed by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。また、A,B,Dは、iによらず固定値であり、μ11、μ12、μ22は、iによらず固定値である。そして、式(441)をベースとする周期N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. Further, A, B, and D are fixed values regardless of i, and μ11, μ12, and μ22 are fixed values regardless of i. Then, a precoding matrix of period N×M based on equation (441) is represented by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
すると、F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列は、周期N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号N×M×iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、N×M-2、N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。なお、周期N×Mのプリコーディング行列を式(443)のようしたが、前述のように、周期N×Mのプリコーディング行列を次式のようにしてもよい。
At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1, k=0, 1,..., M-2, M-1.
Then, the precoding matrix of F[0] to F[N×M-1] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[N×M-1] has a period of N×M). They may be used in any order.) Then, for example, when the symbol number is N×M×i, precoding is performed using F[0], when the symbol number is N×M×i+1, precoding is performed using F[1],... When the symbol number is N×M×i+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,..., N×M-2, N×M-1). (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, it is possible to implement a method of switching a precoding matrix having a large period, and it is possible to easily change the position of the poor reception point, which improves the reception quality of data. Could lead to. Although the period N×M precoding matrix is represented by the equation (443), the period N×M precoding matrix may be represented by the following equation as described above.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
実施の形態23より、上記とは別の周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法のための、周期Nのために用意するプリコーディング行列は、次式であらわされる。
At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1, k=0, 1,..., M-2, M-1.
According to the twenty-third embodiment, the precoding matrix prepared for the cycle N for the method of regularly switching the precoding matrix of the cycle N different from the above is expressed by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。また、A,C,Dは、iによらず固定値であり、μ11、μ21、μ22は、iによらず固定値である。そして、式(445)をベースとする周期N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. Further, A, C, and D are fixed values regardless of i, and μ11, μ21, and μ22 are fixed values regardless of i. Then, a precoding matrix of period N×M based on the equation (445) is represented by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
すると、F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列は、周期N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号N×M×iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、N×M-2、N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。なお、周期N×Mのプリコーディング行列を式(446)のようしたが、前述のように、周期N×Mのプリコーディング行列を次式のようにしてもよい。
At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1, k=0, 1,..., M-2, M-1.
Then, the precoding matrix of F[0] to F[N×M-1] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[N×M-1] has a period of N×M). They may be used in any order.) Then, for example, when the symbol number is N×M×i, precoding is performed using F[0], when the symbol number is N×M×i+1, precoding is performed using F[1],... When the symbol number is N×M×i+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,..., N×M-2, N×M-1). (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, it is possible to implement a method of switching a precoding matrix having a large period, and it is possible to easily change the position of the poor reception point, which improves the reception quality of data. Could lead to. In addition, although the precoding matrix of the period N×M is represented by the equation (446), the precoding matrix of the period N×M may be represented by the following equation as described above.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
実施の形態23より、上記とは別の周期Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法のための、周期Nのために用意するプリコーディング行列は、次式であらわされる。
At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1, k=0, 1,..., M-2, M-1.
According to the twenty-third embodiment, the precoding matrix prepared for the cycle N for the method of regularly switching the precoding matrix of the cycle N different from the above is expressed by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1となる。また、B,C,Dは、iによらず固定値であり、μ12、μ21、μ22は、iによらず固定値である。そして、式(448)をベースとする周期N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。 At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1. B, C, and D are fixed values regardless of i, and μ12, μ21, and μ22 are fixed values regardless of i. Then, the precoding matrix of period N×M based on the equation (448) is represented by the following equation.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
すると、F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[N×M-1]のプリコーディング行列は、周期N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号N×M×iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、N×M-2、N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。なお、周期N×Mのプリコーディング行列を式(449)のようしたが、前述のように、周期N×Mのプリコーディング行列を次式のようにしてもよい。
At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1, k=0, 1,..., M-2, M-1.
Then, the precoding matrix of F[0] to F[N×M-1] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[N×M-1] has a period of N×M). They may be used in any order.) Then, for example, when the symbol number is N×M×i, precoding is performed using F[0], when the symbol number is N×M×i+1, precoding is performed using F[1],... When the symbol number is N×M×i+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,..., N×M-2, N×M-1). (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, it is possible to implement a method of switching a precoding matrix having a large period, and it is possible to easily change the position of the poor reception point, which improves the reception quality of data. Could lead to. Although the precoding matrix of period N×M is represented by the equation (449), the precoding matrix of period N×M may be represented by the following equation as described above.

このとき、i=0,1,2,・・・,N-2,N-1、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
本実施の形態では、時間周期N×Mのプリコーディングホッピング方法のためのN×M個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、N×M個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N×M-2]、F[N×M-1]を用意することになるが、シングルキャリア伝送方式のとき時間軸(または、マルチキャリアの場合周波数軸に並べることも可能)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N×M-2]、F[N×M-1]の順に並べることになるが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成したN×M個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[N×M-2]、F[N×M-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、周期N×Mのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、N×M個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つようにN×M個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。
At this time, i=0, 1, 2,..., N-2, N-1, k=0, 1,..., M-2, M-1.
The present embodiment has described the method of configuring N×M different precoding matrices for the precoding hopping method of time period N×M. At this time, as N×M different precoding matrices, F[0], F[1], F[2],..., F[N×M-2], F[N×M-1] However, F[0], F[1], F[2],... in the direction of the time axis (or in the case of multi-carrier, it is also possible to arrange them on the frequency axis) in the single carrier transmission system... , F[N×M-2] and F[N×M-1] are arranged in this order, but the arrangement is not necessarily limited to this, and N×M different preparatory patterns generated in the present embodiment are used. Apply coding matrices F[0], F[1], F[2],..., F[N×M-2], F[N×M-1] to multicarrier transmission schemes such as OFDM transmission scheme You can also do it. Regarding the application method in this case, as in Embodiment 1, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Note that although the description has been given as a precoding hopping method with a period of N×M, the same effect can be obtained by randomly using N×M different precoding matrices, that is, it is not always regular. It is not necessary to use N×M different precoding matrices to have different periods.

また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期N×Mはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態におけるN×M個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。 Further, in a precoding matrix switching method of a cycle H (H is a cycle of the system for regularly switching the precoding matrix, N×M is a larger natural number), N×M different precodings in the present embodiment are performed. The inclusion of the matrix increases the possibility of providing good reception quality.

(実施の形態26)
本実施の形態では、実施の形態24のプリコーディング行列に対し、実施の形態20を適用し、プリコーディング行列の切り替えに関する周期を大きくする方法について説明する。
周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。
(Embodiment 26)
In the present embodiment, a method will be described in which Embodiment 20 is applied to the precoding matrix of Embodiment 24 to increase the period for switching the precoding matrix.
In the method of regularly switching the precoding matrix of period 2N, the precoding matrix prepared for period 2N is expressed by the following equation.

このとき、A,B,Cは実数であり、また、μ11、μ12、μ21は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、A,B,Cは、iによらず固定値であり、μ11、μ12、μ21は、iによらず固定値である。 At this time, A, B, and C are real numbers, and μ11, μ12, and μ21 are real numbers, and the unit is radian. A, B, and C are fixed values regardless of i, and μ11, μ12, and μ21 are fixed values regardless of i.

このとき、α,β,δは実数であり、また、ν11、ν12、ν22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、α,β,δは、iによらず固定値であり、ν11、ν12、ν22は、iによらず固定値である。そして、式(451)および式(452)をベースとする周期2×N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。 At this time, α, β, and δ are real numbers, and ν11, ν12, and ν22 are real numbers, and their units are radians. Further, α, β, and δ are fixed values regardless of i, and ν11, ν12, and ν22 are fixed values regardless of i. Then, the precoding matrix of period 2×N×M based on the equations (451) and (452) is represented by the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。また、Xk=Ykであってもよいし、Xk≠Ykであってもよい。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1. Further, Xk=Yk may be satisfied, or Xk≠Yk may be satisfied.

すると、F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列は、周期2×N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号2×N×M×iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2×N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2×N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、2×N×M-2、2×N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。
なお、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(453)を次式のようにしてもよい。
Then, the precoding matrix of F[0] to F[2×N×M-1] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[2×N×M-1] is Period 2 × N × M may be used in any order.) Then, for example, when the symbol number is 2×N×M×i, precoding is performed using F[0], and when the symbol number is 2×N×M×i+1, precoding is performed using F[1], ..., when the symbol number is 2xNxMxi+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,..., 2xNxM-2, 2xN ×M-1) (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, it is possible to implement a method of switching a precoding matrix having a large period, and it is possible to easily change the position of the poor reception point, which improves the reception quality of data. Could lead to.
The equation (453) of the precoding matrix with the period of 2×N×M may be set as the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
また、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(454)を次式のようにしてもよい。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.
Further, the equation (454) of the precoding matrix of the period 2×N×M may be set as the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

上記とは、別の例を示す。周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

Another example from the above is shown. In the method of regularly switching the precoding matrix of period 2N, the precoding matrix prepared for period 2N is expressed by the following equation.

このとき、A,B,Cは実数であり、また、μ11、μ12、μ21は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、A,B,Cは、iによらず固定値であり、μ11、μ12、μ21は、iによらず固定値である。 At this time, A, B, and C are real numbers, and μ11, μ12, and μ21 are real numbers, and the unit is radian. A, B, and C are fixed values regardless of i, and μ11, μ12, and μ21 are fixed values regardless of i.

このとき、β,γ、δは実数であり、また、ν12、ν21、ν22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、β,γ、δは、iによらず固定値であり、ν12、ν21、ν22は、iによらず固定値である。そして、式(457)および式(458)をベースとする周期2×N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。 At this time, β, γ, and δ are real numbers, and ν12, ν21, and ν22 are real numbers, and their units are radians. Further, β, γ, and δ are fixed values regardless of i, and ν12, ν21, and ν22 are fixed values regardless of i. Then, a precoding matrix of period 2×N×M based on equations (457) and (458) is represented by the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。また、Xk=Ykであってもよいし、Xk≠Ykであってもよい。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1. Further, Xk=Yk may be satisfied, or Xk≠Yk may be satisfied.

すると、F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列は、周期2×N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号2×N×M×iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2×N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2×N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、2×N×M-2、2×N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。
なお、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(459)を次式のようにしてもよい。
Then, the precoding matrix of F[0] to F[2×N×M-1] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[2×N×M-1] is Period 2 × N × M may be used in any order.) Then, for example, when the symbol number is 2×N×M×i, precoding is performed using F[0], and when the symbol number is 2×N×M×i+1, precoding is performed using F[1], ..., when the symbol number is 2xNxMxi+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,..., 2xNxM-2, 2xN ×M-1) (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, it is possible to implement a method of switching a precoding matrix having a large period, and it is possible to easily change the position of the poor reception point, which improves the reception quality of data. Could lead to.
The equation (459) of the precoding matrix with the period of 2×N×M may be set as the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
また、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(460)を次式のようにしてもよい。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.
Further, the equation (460) of the precoding matrix of the period 2×N×M may be set as the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

上記とは、別の例を示す。周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

Another example from the above is shown. In the method of regularly switching the precoding matrix of period 2N, the precoding matrix prepared for period 2N is expressed by the following equation.

このとき、A,C、Dは実数であり、また、μ11、μ21、μ22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、A,C、Dは、iによらず固定値であり、μ11、μ21、μ22は、iによらず固定値である。 At this time, A, C, and D are real numbers, and μ11, μ21, and μ22 are real numbers, and the unit is radian. Further, A, C, and D are fixed values regardless of i, and μ11, μ21, and μ22 are fixed values regardless of i.

このとき、α,β,δは実数であり、また、ν11、ν12、ν22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、α,β,δは、iによらず固定値であり、ν11、ν12、ν22は、iによらず固定値である。そして、式(463)および式(464)をベースとする周期2×N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。 At this time, α, β, and δ are real numbers, and ν11, ν12, and ν22 are real numbers, and their units are radians. Further, α, β, and δ are fixed values regardless of i, and ν11, ν12, and ν22 are fixed values regardless of i. Then, a precoding matrix of period 2×N×M based on the equations (463) and (464) is represented by the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。また、Xk=Ykであってもよいし、Xk≠Ykであってもよい。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1. Further, Xk=Yk may be satisfied, or Xk≠Yk may be satisfied.

すると、F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列は、周期2×N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号2×N×M×iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2×N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2×N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、2×N×M-2、2×N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。
なお、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(465)を次式のようにしてもよい。
Then, the precoding matrix of F[0] to F[2×N×M-1] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[2×N×M-1] is Period 2 × N × M may be used in any order.) Then, for example, when the symbol number is 2×N×M×i, precoding is performed using F[0], and when the symbol number is 2×N×M×i+1, precoding is performed using F[1], ..., when the symbol number is 2xNxMxi+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,..., 2xNxM-2, 2xN ×M-1) (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, it is possible to implement a method of switching a precoding matrix having a large period, and it is possible to easily change the position of the poor reception point, which improves the reception quality of data. Could lead to.
The equation (465) of the precoding matrix with the period of 2×N×M may be set as the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
また、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(466)を次式のようにしてもよい。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.
Further, the equation (466) of the precoding matrix of the period 2×N×M may be set as the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

上記とは、別の例を示す。周期2Nの規則的にプリコーディング行列を切り替える方法において、周期2Nのために用意するプリコーディング行列を次式であらわす。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

Another example from the above is shown. In the method of regularly switching the precoding matrix of period 2N, the precoding matrix prepared for period 2N is expressed by the following equation.

このとき、A,C、Dは実数であり、また、μ11、μ21、μ22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、A,C、Dは、iによらず固定値であり、μ11、μ21、μ22は、iによらず固定値である。 At this time, A, C, and D are real numbers, and μ11, μ21, and μ22 are real numbers, and the unit is radian. Further, A, C, and D are fixed values regardless of i, and μ11, μ21, and μ22 are fixed values regardless of i.

このとき、β,γ、δは実数であり、また、ν12、ν21、ν22は実数であり、単位はラジアンであらわすものとする。また、β,γ、δは、iによらず固定値であり、ν12、ν21、ν22は、iによらず固定値である。そして、式(469)および式(470)をベースとする周期2×N×Mのプリコーディング行列を次式であらわす。 At this time, β, γ, and δ are real numbers, and ν12, ν21, and ν22 are real numbers, and their units are radians. Further, β, γ, and δ are fixed values regardless of i, and ν12, ν21, and ν22 are fixed values regardless of i. Then, a precoding matrix of period 2×N×M based on equations (469) and (470) is represented by the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。また、Xk=Ykであってもよいし、Xk≠Ykであってもよい。 At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1. Further, Xk=Yk may be satisfied, or Xk≠Yk may be satisfied.

すると、F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列が生成されたことになる(F[0]〜F[2×N×M-1]のプリコーディング行列は、周期2×N×Mどのような順番にならべて使用してもよい。)。そして、例えば、シンボル番号2×N×M×iのときF[0]を用いてプリコーディングを行い、シンボル番号2×N×M×i+1のときF[1]を用いてプリコーディングを行い、・・・、シンボル番号2×N×M×i+hのときF[h]を用いてプリコーディングを行う(h=0、1、2、・・・、2×N×M-2、2×N×M-1)ことになる。(ここでは、以前の実施の形態で述べたように、必ずしも規則的にプリコーディング行列を切り替えなくてもよい。)
このようにプリコーディング行列を生成すると、周期の大きいプリコーディング行列の切り替え方法を実現することができ、受信劣悪点の位置を簡単に変更することができることができ、これが、データの受信品質の向上につながる可能性がある。
なお、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(471)を次式のようにしてもよい。
Then, the precoding matrix of F[0] to F[2×N×M-1] is generated (the precoding matrix of F[0] to F[2×N×M-1] is Period 2 × N × M may be used in any order.) Then, for example, when the symbol number is 2×N×M×i, precoding is performed using F[0], and when the symbol number is 2×N×M×i+1, precoding is performed using F[1], ..., when the symbol number is 2xNxMxi+h, precoding is performed using F[h] (h=0, 1, 2,..., 2xNxM-2, 2xN ×M-1) (Here, as described in the previous embodiments, it is not always necessary to switch the precoding matrix regularly.)
When the precoding matrix is generated in this way, it is possible to implement a method of switching a precoding matrix having a large period, and it is possible to easily change the position of the poor reception point, which improves the reception quality of data. Could lead to.
The equation (471) of the precoding matrix with the period of 2×N×M may be set as the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。
また、周期2×N×Mのプリコーディング行列の式(472)を次式のようにしてもよい。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.
Further, the equation (472) of the precoding matrix of the period 2×N×M may be set as the following equation.

このとき、k=0,1,・・・,M-2,M-1となる。

なお、上述の例において、受信劣悪点について着目すると、以下の条件が重要となる。
At this time, k=0, 1,..., M-2, M-1.

In the above-mentioned example, the following conditions are important when focusing on poor reception.

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。) (X is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 and y is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 And x ≠ y.)

を満たすと良好なデータの受信品質を得ることができる可能性がある。また、以下の条件を満たすとよい。(実施の形態24参照)
If the above condition is satisfied, good data reception quality may be obtained. In addition, the following conditions may be satisfied. (Refer to Embodiment 24)

(xは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、yは0,1,2,・・・,N-2,N-1であり、x≠yである。)
(X is 0,1,2,...,N-2,N-1, y is 0,1,2,...,N-2,N-1, and x≠y .)

(xはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、yはN,N+1,N+2,・・・,2N-2,2N-1であり、x≠yである。)

また、Xk, Ykに着目すると、
(X is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 and y is N,N+1,N+2,...,2N-2,2N-1 And x ≠ y.)

Also, focusing on Xk and Yk,

(aは0,1,2,・・・,M-2, M -1であり、bは0,1,2,・・・, M-2, M-1であり、a≠bである。)
ただし、sは整数である。
(A is 0, 1, 2,..., M-2, M -1, b is 0, 1, 2,..., M-2, M-1, and a≠b .)
However, s is an integer.

(aは0,1,2,・・・,M-2, M -1であり、bは0,1,2,・・・, M-2, M-1であり、a≠bである。)
ただし、uは整数である。
の2つの条件を満たすと良好なデータの受信品質を得ることができる可能性がある。なお、実施の形態25では、<条件87>を満たすとよい。
(A is 0, 1, 2,..., M-2, M -1, b is 0, 1, 2,..., M-2, M-1, and a≠b .)
However, u is an integer.
If the above two conditions are satisfied, there is a possibility that good reception quality of data can be obtained. In the twenty-fifth embodiment, <condition 87> may be satisfied.

本実施の形態では、周期2N×Mのプリコーディングホッピング方法のための2×N×M個の異なるプリコーディング行列の構成方法について説明した。このとき、2×N×M個の異なるプリコーディング行列として、F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2×N×M-2]、F[2×N×M-1]を用意することになるが、シングルキャリア伝送方式のとき時間軸(または、マルチキャリアの場合周波数軸に並べることも可能)方向にF[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2×N×M-2]、F[2×N×M-1]の順に並べることになるが、必ずしもこれに限ったものではなく、本実施の形態で生成した2×N×M個の異なるプリコーディング行列F[0]、F[1]、F[2]、・・・、F[2×N×M-2]、F[2×N×M-1]をOFDM伝送方式等のマルチキャリア伝送方式に適用することもできる。この場合の適用方法については、実施の形態1と同様に、周波数軸、周波数―時間軸に対し、シンボルを配置することで、プリコーディングウェイトを変更することができる。なお、周期2×N×Mのプリコーディングホッピング方法として説明しているが、2×N×M個の異なるプリコーディング行列をランダムに用いるようにしても同様の効果を得ることができる、つまり、必ずしも、規則的な周期を持つように2×N×M個の異なるプリコーディング行列を用いる必要はない。 In this embodiment, a method of configuring 2×N×M different precoding matrices for a precoding hopping method with a period of 2N×M has been described. At this time, as 2×N×M different precoding matrices, F[0], F[1], F[2],..., F[2×N×M-2], F[2× N×M-1] will be prepared, but in the case of single carrier transmission system, F[0], F[1], F in the time axis (or in the case of multi-carrier, it is possible to arrange on the frequency axis) direction [2],..., F[2×N×M-2], F[2×N×M-1] are arranged in this order, but the order is not limited to this, and the present embodiment 2×N×M different precoding matrices F[0], F[1], F[2],..., F[2×N×M-2], F[2×N× M-1] can also be applied to a multicarrier transmission system such as an OFDM transmission system. Regarding the application method in this case, as in the first embodiment, the precoding weight can be changed by arranging symbols on the frequency axis and the frequency-time axis. Although described as a precoding hopping method with a period of 2×N×M, the same effect can be obtained by randomly using 2×N×M different precoding matrices, that is, It is not always necessary to use 2×N×M different precoding matrices to have a regular period.

また、周期H(Hは上記規則的にプリコーディング行列を切り替える方式の周期2×N×Mはより大きな自然数とする)のプリコーディング行列切り替え方法において、本実施の形態における2×N×M個の異なるプリコーディング行列が含まれていると良好な受信品質を与える可能性が高くなる。 Further, in the precoding matrix switching method of the cycle H (where H is the cycle 2×N×M of the method of regularly switching the precoding matrix described above is a larger natural number), 2×N×M pieces in the present embodiment are used. If different precoding matrices are included, there is a high possibility that good reception quality will be given.

(実施の形態A1)
本実施の形態では、これまで説明してきた規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法をDVB(Digital Video Broadcasting)−T2(T:Terrestrial)規格を用いた通信システムに適用する方法について、詳しく説明する。
(Embodiment A1)
In the present embodiment, a method of applying the transmission method of regularly switching the precoding matrix described above to a communication system using the DVB (Digital Video Broadcasting)-T2 (T: Terrestrial) standard will be described in detail. ..

図61は、DVB−T2規格における、放送局が送信する信号のフレーム構成の概要を示している。DVB−T2規格では、OFDM方式を用いているため、時間―周波数軸にフレームが構成されている。図61は、時間−周波数軸におけるフレーム構成を示しており、フレームは、P1 Signalling data(6101)、L1 Pre-Signalling data(6102)、L1 Post-Signalling data(6103)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)で構成されている(PLP:Physical Layer Pipe)。 (ここで、L1 Pre-Signalling data(6102)、L1 Post-Signalling data(6103)をP2シンボルと呼ぶ。)このように、P1 Signalling data(6101)、L1 Pre-Signalling data(6102)、L1 Post-Signalling data(6103)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)で構成されているフレームをT2フレームと名付けており、フレーム構成の一つの単位となっている。 FIG. 61 shows an outline of a frame structure of a signal transmitted by a broadcasting station in the DVB-T2 standard. Since the DVB-T2 standard uses the OFDM method, a frame is formed on the time-frequency axis. FIG. 61 shows a frame configuration on the time-frequency axis. The frames are P1 Signaling data (6101), L1 Pre-Signalling data (6102), L1 Post-Signalling data (6103), Common PLP (6104), It is composed of PLP#1 to #N (6105_1 to 6105_N) (PLP: Physical Layer Pipe). (Here, L1 Pre-Signalling data (6102) and L1 Post-Signalling data (6103) are called P2 symbols.) As described above, P1 Signaling data (6101), L1 Pre-Signalling data (6102), and L1 Post -A frame composed of Signaling data (6103), Common PLP (6104), and PLP#1 to #N (6105_1 to 6105_N) is named T2 frame, which is one unit of the frame structure.

P1 Signalling data(6101)により、受信装置が信号検出、周波数同期(周波数オフセット推定も含む)を行うためのシンボルであると同時に、フレームでにおけるFFT(Fast Fourier Transform)サイズの情報、SISO(Single-Input Single-Output)/MISO(Multiple-Input Single-Output)のいずれの方式で変調信号を送信するかの情報等を伝送する。(SISO方式の場合、一つの変調信号を送信する方式で、MISO方式の場合、複数の変調信号を送信する方法であり、かつ、時空間ブロック符号を用いている。)
L1 Pre-Signalling data(6102)により、送信フレームで使用するガードインターバルの情報、PAPR(Peak to Average Power Ratio)の方法に関する情報、L1 Post-Signalling dataを伝送する際の変調方式、誤り訂正方式(FEC: Forward Error Correction)、誤り訂正方式の符号化率の情報、L1 Post-Signalling dataのサイズおよび情報サイズの情報、パイロットパターンの情報、セル(周波数領域)固有番号の情報、ノーマルモードおよび拡張モード(ノーマルモードと拡張モードでは、データ伝送に用いるサブキャリア数が異なる。)のいずれの方式を用いているかの情報等を伝送する。
The P1 Signaling data (6101) is a symbol for the receiving device to perform signal detection and frequency synchronization (including frequency offset estimation), and at the same time, information of FFT (Fast Fourier Transform) size in a frame, SISO (Single- Information such as which of Input Single-Output)/MISO (Multiple-Input Single-Output) is used to transmit the modulated signal is transmitted. (The SISO method is a method for transmitting one modulated signal, and the MISO method is a method for transmitting a plurality of modulated signals, and uses a space-time block code.)
The L1 Pre-Signalling data (6102) allows information on guard intervals used in transmission frames, information on PAPR (Peak to Average Power Ratio) method, modulation method for transmitting L1 Post-Signalling data, and error correction method ( FEC: Forward Error Correction), error rate coding rate information, L1 Post-Signalling data size and information size information, pilot pattern information, cell (frequency domain) unique number information, normal mode and extended mode (The number of subcarriers used for data transmission differs between the normal mode and the extended mode.) Information such as which method is used is transmitted.

L1 Post-Signalling data(6103)により、PLPの数の情報、使用する周波数領域に関する情報、各PLPの固有番号の情報、各PLPを伝送するのに使用する変調方式、誤り訂正方式、誤り訂正方式の符号化率の情報、各PLPの送信するブロック数の情報等を伝送する。
Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)は、データを伝送するための領域である。
図61のフレーム構成では、P1 Signalling data(6101)、L1 Pre-Signalling data(6102)、L1 Post-Signalling data(6103)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)は時分割で送信されているように記載いるが、実際は、同一時刻に2種類以上の信号が存在している。その例を図62に示す。図62に示すように、同一時刻に、L1 Pre-Signalling data、L1 Post-Signalling data、Common PLPが存在していたり、同一時刻に、PLP#1、PLP#2が存在したりすることもある。つまり、各信号は、時分割および周波数分割を併用し、フレームが構成されている。
図63は、DVB−T2規格における(例えば、放送局)の送信装置に対し、これまでに説明してきた規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を適用した送信装置の構成の一例を示している。PLP信号生成部6302は、PLP用の送信データ6301(複数PLP用のデータ)、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれる各PLPの誤り訂正符号化の情報、変調方式の情報等の情報に基づき、誤り訂正符号化、変調方式に基づくマッピングを行い、PLPの(直交)ベースバンド信号6303を出力する。
P2シンボル信号生成部6305は、P2シンボル用送信データ6304、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるP2シンボルの誤り訂正の情報、変調方式の情報等の情報に基づき、誤り訂正符号化、変調方式に基づくマッピングを行い、P2シンボルの(直交)ベースバンド信号6306を出力する。
制御信号生成部6308は、P1シンボル用の送信データ6307、P2シンボル用送信データ6304を入力とし、図61における各シンボル群(P1 Signalling data(6101)、L1 Pre-Signalling data(6102)、L1 Post-Signalling data(6103)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N))の送信方法(誤り訂正符号、誤り訂正符号の符号化率、変調方式、ブロック長、フレーム構成、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を含む選択した送信方法、パイロットシンボル挿入方法、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)/FFTの情報等、PAPR削減方法の情報、ガードインターバル挿入方法の情報)の情報を制御信号6309として出力する。
フレーム構成部6310は、PLPのベースバンド信号6312、P2シンボルのベースバンド信号6306、制御信号6309を入力とし、制御信号に含まれるフレーム構成の情報に基づき、周波数、時間軸における並び替えを施し、フレーム構成にしたがった、ストリーム1の(直交)ベースバンド信号6311_1、ストリーム2の(直交)ベースバンド信号6311_2を出力する。
信号処理部6312は、ストリーム1のベースバンド信号6311_1、ストリーム2のベースバンド信号6311_2、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれる送信方法に基づいた信号処理後の変調信号1(6313_1)および信号処理後の変調信号2(6313_2)を出力する。ここで特徴的な点は、送信方法として、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法が選択されたとき、信号処理部は、図6、図22、図23、図26と同様に、規則的にプリコーディング行列を切り替えるとともに、重み付け合成(プリコーディング)を行い、プリコーディング後の信号が、信号処理後の変調信号1(6313_1)および信号処理後の変調信号2(6313_2)となる。
パイロット挿入部6314_1は、信号処理後の変調信号1(6313_1)、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるパイロットシンボルの挿入方法に関する情報に基づき、信号処理後の変調信号1(6313_1)にパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボル挿入後の変調信号6315_1を出力する。
パイロット挿入部6314_2は、信号処理後の変調信号2(6313_2)、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるパイロットシンボルの挿入方法に関する情報に基づき、信号処理後の変調信号2(6313_2)にパイロットシンボルを挿入し、パイロットシンボル挿入後の変調信号6315_2を出力する。
IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)部6316_1は、パイロットシンボル挿入後の変調信号6315_1、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるIFFTの方法の情報に基づき、IFFTを施し、IFFT後の信号6317_1を出力する。
IFFT部6316_2は、パイロットシンボル挿入後の変調信号6315_2、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるIFFTの方法の情報に基づき、IFFTを施し、IFFT後の信号6317_2を出力する。
PAPR削減部6318_1は、IFFT後の信号6317_1、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるPAPR削減に関する情報に基づき、IFFT後の信号6317_1にPAPR削減のための処理を施し、PAPR削減後の信号6319_1を出力する。
PAPR削減部6318_2は、IFFT後の信号6317_2、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるPAPR削減に関する情報に基づき、IFFT後の信号6317_2にPAPR削減のための処理を施し、PAPR削減後の信号6319_2を出力する。
ガードインターバル挿入部6320_1は、PAPR削減後の信号6319_1、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるガードインターバルの挿入方法に関する情報に基づき、PAPR削減後の信号6319_1にガードインターバルを挿入し、ガードインターバル挿入後の信号6321_1を出力する。
ガードインターバル挿入部6320_2は、PAPR削減後の信号6319_2、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれるガードインターバルの挿入方法に関する情報に基づき、PAPR削減後の信号6319_2にガードインターバルを挿入し、ガードインターバル挿入後の信号6321_2を出力する。
P1シンボル挿入部6322は、ガードインターバル挿入後の信号6321_1、ガードインターバル挿入後の信号6321_2、P1シンボル用の送信データ6307を入力とし、P1シンボル用の送信データ6307からP1シンボルの信号を生成し、ガードインターバル挿入後の信号6321_1に対し、P1シンボルを付加し、P1シンボル用処理後の信号6323_1、および、ガードインターバル挿入後の信号6321_2に対し、P1シンボルを付加し、P1シンボル用処理後の信号6323_2を出力する。なお、P1シンボルの信号は、P1シンボル用処理後の信号6323_1、P1シンボル用処理後の信号6323_2両者に付加されていてもよく、また、いずれもか一方に付加されていてもよい。一方に付加されている場合、付加されている信号の付加されている区間では、付加されていない信号には、ベースバンド信号としてゼロの信号が存在することになる。
無線処理部6324_1は、P1シンボル用処理後の信号6323_1を入力とし、周波数変換、増幅等の処理が施され、送信信号6325_1を出力する。そして、送信信号6325_1は、アンテナ6326_1から電波として出力される。
無線処理部6324_2は、P1シンボル用処理後の信号6323_2を入力とし、周波数変換、増幅等の処理が施され、送信信号6325_2を出力する。そして、送信信号6325_2は、アンテナ6326_2から電波として出力される。
次に、DVB−T2システムに対し、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を適用したときの放送局(基地局)の送信信号のフレーム構成、制御情報(P1シンボルおよびP2シンボルにより送信する情報)の伝送方法について、詳しく説明する。
図64は、P1シンボル、P2シンボル、Common PLPを送信後、複数のPLPを送信する場合の周波数−時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。図64において、ストリームs1は、周波数軸において、サブキャリア#1〜サブキャリア#Mを用いており、同様にストリームs2も、周波数軸において、サブキャリア#1〜サブキャリア#Mを用いている。したがって、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。
図64に示すように、区間1は、ストリームs1、ストリームs2を用いてPLP#1のシンボル群6401を伝送しており、図49に示した、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いてデータを伝送するものとする。
区間2は、ストリームs1を用いてPLP#2のシンボル群6402を伝送しており、一つの変調信号を送信することでデータを伝送するものとする。
区間3は、ストリームs1、ストリームs2を用いてPLP#3のシンボル群6403を伝送しており、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式を用いてデータを伝送するものとする。
区間4は、ストリームs1、ストリームs2を用いてPLP#4のシンボル群6404を伝送しており、図50に示した、時空間ブロック符号を用いてデータを伝送するものとする。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。
放送局が、図64のように各PLPを送信した場合、図64の送信信号を受信する受信装置では、各PLPの送信方法を知る必要がある。したがって、前述で述べたように、P2シンボルであるL1 Post-Signalling data(図61の6103)を用いて、各PLPの送信方法の情報を伝送する必要がある。以下では、このときのP1シンボルの構成方法、および、P2シンボルの構成方法の一例について説明する。
表3にP1シンボルを用いて送信する制御情報の具体例を示す。
By L1 Post-Signalling data (6103), information on the number of PLPs, information on the frequency domain to be used, information on the unique number of each PLP, a modulation method, an error correction method, an error correction method used to transmit each PLP. The information of the coding rate, the information of the number of blocks transmitted by each PLP, etc. are transmitted.
Common PLP (6104) and PLP#1 to #N (6105_1 to 6105_N) are areas for transmitting data.
In the frame configuration of FIG. 61, P1 Signaling data (6101), L1 Pre-Signalling data (6102), L1 Post-Signalling data (6103), Common PLP (6104), and PLP#1 to #N (6105_1 to 6105_N) are Although it is described that they are transmitted in time division, in reality, two or more types of signals exist at the same time. An example thereof is shown in FIG. As shown in FIG. 62, L1 Pre-Signalling data, L1 Post-Signalling data, and Common PLP may exist at the same time, or PLP#1 and PLP#2 may exist at the same time. .. That is, each signal uses both time division and frequency division to form a frame.
FIG. 63 shows an example of the configuration of a transmission device that applies the transmission method that regularly switches the precoding matrix described so far to the transmission device (for example, a broadcasting station) in the DVB-T2 standard. .. The PLP signal generation unit 6302 receives the transmission data 6301 for PLP (data for a plurality of PLPs) and the control signal 6309, and receives the error correction coding information of each PLP included in the control signal 6309, the information of the modulation method, and the like. Based on the information, error correction coding and mapping based on the modulation method are performed, and the PLP (orthogonal) baseband signal 6303 is output.
P2 symbol signal generation section 6305 receives P2 symbol transmission data 6304 and control signal 6309 as input, and performs error correction coding based on information such as P2 symbol error correction information and modulation method information included in control signal 6309. , P2 symbol (orthogonal) baseband signal 6306 is output.
The control signal generator 6308 receives the transmission data 6307 for P1 symbols and the transmission data 6304 for P2 symbols as input, and each symbol group (P1 Signaling data (6101), L1 Pre-Signalling data (6102), L1 Post in FIG. 61. -Signalling data (6103), Common PLP (6104), PLP#1 to #N (6105_1 to 6105_N)) transmission method (error correction code, coding rate of error correction code, modulation method, block length, frame configuration, Information on the selected transmission method including the transmission method that regularly switches the precoding matrix, pilot symbol insertion method, IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)/FFT information, PAPR reduction method information, guard interval insertion method information, etc. Is output as a control signal 6309.
The frame configuration unit 6310 receives the PLP baseband signal 6312, the P2 symbol baseband signal 6306, and the control signal 6309 as input, and performs rearrangement on the frequency and time bases based on the frame configuration information included in the control signal, The (orthogonal) baseband signal 6311_1 of stream 1 and the (orthogonal) baseband signal 6311_2 of stream 2 are output according to the frame structure.
The signal processing unit 6312 receives the baseband signal 6311_1 of stream 1, the baseband signal 6311_2 of stream 2, and the control signal 6309 as input, and performs modulation processing 1 (6313_1) after signal processing based on the transmission method included in the control signal 6309. And modulated signal 2 (6313_2) after signal processing is output. A characteristic point here is that when a transmission method for regularly switching the precoding matrix is selected as the transmission method, the signal processing unit performs the regular operation in the same manner as in FIGS. 6, 22, 23, and 26. The precoding matrix is switched to, and weighted synthesis (precoding) is performed, and the signal after precoding becomes modulated signal 1 (6313_1) after signal processing and modulated signal 2 (6313_2) after signal processing.
The pilot insertion unit 6314_1 receives the modulated signal 1 (6313_1) after signal processing and the control signal 6309 as input, and based on the information on the pilot symbol insertion method included in the control signal 6309, the modulated signal 1 after signal processing (6313_1). , And outputs a modulated signal 6315_1 after the pilot symbol is inserted.
The pilot insertion unit 6314_2 receives the modulated signal 2 (6313_2) after signal processing and the control signal 6309 as input, and based on the information on the pilot symbol insertion method included in the control signal 6309, the modulated signal 2 after signal processing (6313_2). , And outputs a modulated signal 6315_2 after the pilot symbol insertion.
IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) section 6316_1 receives modulated signal 6315_1 after the pilot symbol insertion and control signal 6309 as input, performs IFFT based on the information of the IFFT method included in control signal 6309, and outputs signal 6317_1 after IFFT. Is output.
IFFT section 6316_2 receives modulated signal 6315_2 after the pilot symbol insertion and control signal 6309 as input, performs IFFT based on the IFFT method information included in control signal 6309, and outputs post-IFFT signal 6317_2.
The PAPR reduction unit 6318_1 receives the signal 6317_1 after IFFT and the control signal 6309 as input, performs processing for PAPR reduction on the signal 6317_1 after IFFT based on the information on PAPR reduction included in the control signal 6309, and after the PAPR reduction. The signal 6319_1 is output.
The PAPR reduction unit 6318_2 receives the signal 6317_2 after IFFT and the control signal 6309 as input, performs processing for PAPR reduction on the signal 6317_2 after IFFT based on the information on PAPR reduction included in the control signal 6309, and after PAPR reduction. Signal 6319_2 is output.
The guard interval insertion unit 6320_1 receives the signal 6319_1 after PAPR reduction and the control signal 6309 as input, and inserts the guard interval into the signal 6319_1 after PAPR reduction based on the information about the insertion method of the guard interval included in the control signal 6309, The signal 6321_1 after the guard interval is inserted is output.
The guard interval insertion unit 6320_2 receives the signal 6319_2 after PAPR reduction and the control signal 6309 as input, and inserts a guard interval into the signal 6319_2 after PAPR reduction based on the information about the insertion method of the guard interval included in the control signal 6309, The signal 6321_2 after inserting the guard interval is output.
The P1 symbol insertion unit 6322 receives the signal 6321_1 after the guard interval insertion, the signal 6321_2 after the guard interval insertion, and the transmission data 6307 for the P1 symbol as input, and generates a signal of the P1 symbol from the transmission data 6307 for the P1 symbol, A signal after the P1 symbol is added to the signal 6321_1 after the guard interval is inserted, and a P1 symbol is added to the signal 6323_1 after the P1 symbol processing and the signal 6321_2 after the guard interval insertion is performed. 6323_2 is output. The signal of the P1 symbol may be added to both the signal 6323_1 after the P1 symbol processing and the signal 6323_2 after the P1 symbol processing, or any one of them may be added. When it is added to one side, in the section where the added signal is added, a signal of zero exists as a baseband signal in the non-added signal.
Radio processing section 6324_1 receives signal 6323_1 after the P1 symbol processing, performs processing such as frequency conversion and amplification, and outputs transmission signal 6325_1. Then, the transmission signal 6325_1 is output as a radio wave from the antenna 6326_1.
Radio processing section 6324_2 receives as input signal 6323_2 after the P1 symbol processing, performs processing such as frequency conversion and amplification, and outputs transmission signal 6325_2. Then, the transmission signal 6325_2 is output as a radio wave from the antenna 6326_2.
Next, the frame structure of the transmission signal of the broadcasting station (base station) when the method of regularly switching the precoding matrix is applied to the DVB-T2 system, and control information (information transmitted by P1 symbol and P2 symbol) The transmission method will be described in detail.
FIG. 64 shows an example of a frame configuration on the frequency-time axis in the case of transmitting a plurality of PLPs after transmitting the P1 symbol, the P2 symbol, and the Common PLP. In FIG. 64, stream s1 uses subcarriers #1 to #M on the frequency axis, and stream s2 also uses subcarriers #1 to #M on the frequency axis. Therefore, when symbols exist in the same subcarrier at the same time in both s1 and s2, it means that symbols of two streams exist in the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method that regularly switches the precoding matrix is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
As shown in FIG. 64, in the section 1, the symbol group 6401 of PLP#1 is transmitted using the stream s1 and the stream s2, and the spatial multiplexing MIMO transmission scheme or the precoding matrix shown in FIG. Data shall be transmitted using a fixed MIMO transmission method.
In the section 2, the symbol group 6402 of PLP#2 is transmitted using the stream s1, and it is assumed that data is transmitted by transmitting one modulated signal.
In the section 3, the symbol group 6403 of PLP#3 is transmitted using the stream s1 and the stream s2, and it is assumed that data is transmitted using the precoding method that regularly switches the precoding matrix.
In the section 4, the symbol group 6404 of PLP#4 is transmitted using the streams s1 and s2, and it is assumed that the data is transmitted using the space-time block code shown in FIG. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction but may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in the symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
When the broadcasting station transmits each PLP as shown in FIG. 64, the receiving device that receives the transmission signal of FIG. 64 needs to know the transmission method of each PLP. Therefore, as described above, it is necessary to use L1 Post-Signalling data (6103 in FIG. 61), which is the P2 symbol, to transmit information on the transmission method of each PLP. Hereinafter, an example of a P1 symbol forming method and a P2 symbol forming method at this time will be described.
Table 3 shows a specific example of control information transmitted using the P1 symbol.

DVB−T2規格では、S1の制御情報(3ビットの情報)により、DVB−T2の規格を用いているかどうか、また、DVB−T2規格を用いている場合、用いている送信方法を受信装置が判断できるようになっている。3ビットのS1情報として、“000”を設定した場合、送信する変調信号が、「DVB−T2規格の一つの変調信号送信」に準拠していることになる。
また、3ビットのS1情報として、“001”を設定した場合、送信する変調信号が、「DVB−T2規格の時空間ブロック符号を用いた送信」に準拠していることになる。
DVB−T2規格では、“010”〜“111”は将来のために「Reserve」となっている。ここで、DVB−T2との互換性があるように本発明を適用するために、3ビットのS1情報として、例えば“010”と設定した場合(“000”“001”以外であればよい。)、送信する変調信号がDVB−T2以外の規格に準拠しているを示すことにし、端末の受信装置は、この情報が“010”であることがわかると、放送局が送信した変調信号がDVB−T2以外の規格に準拠していることを知ることができる。
次に、放送局が送信した変調信号がDVB−T2以外の規格に準拠している場合のP2シンボルの構成方法の例を説明する。最初の例では、DVB−T2規格におけるP2シンボルを利用した方法について説明する。
表4に、P2シンボルのうち、L1 Post-Signalling dataにより送信する、制御情報の第1の例を示す。
According to the DVB-T2 standard, whether or not the DVB-T2 standard is used is determined by the control information (3-bit information) of S1 and, if the DVB-T2 standard is used, the receiving apparatus determines the transmission method used. You can judge. When “000” is set as the 3-bit S1 information, the modulated signal to be transmitted complies with “one modulated signal transmission of the DVB-T2 standard”.
When "001" is set as the 3-bit S1 information, the modulated signal to be transmitted complies with "transmission using the space-time block code of the DVB-T2 standard".
In the DVB-T2 standard, “010” to “111” are “Reserve” for the future. Here, in order to apply the present invention so as to be compatible with DVB-T2, when the 3-bit S1 information is set to, for example, "010" (any other than "000" and "001" may be used. ), indicating that the modulated signal to be transmitted conforms to a standard other than DVB-T2, and when the receiving device of the terminal finds that this information is "010", the modulated signal transmitted by the broadcasting station is It can be known that the standard conforms to a standard other than DVB-T2.
Next, an example of a method of constructing the P2 symbol when the modulated signal transmitted by the broadcasting station complies with a standard other than DVB-T2 will be described. In the first example, a method using the P2 symbol in the DVB-T2 standard will be described.
Table 4 shows a first example of control information transmitted by L1 Post-Signalling data among P2 symbols.

SISO: Single-Input Single-Output (一つの変調信号送信、一つのアンテナで受信)
SIMO: Single-Input Multiple-Output(一つの変調信号送信、複数のアンテナで受信)
MISO: Multiple-Input Single-Output(複数の変調信号を複数アンテナで送信、一つのアンテナで受信)
MIMO: Multiple-Input Multiple-Output(複数の変調信号を複数アンテナで送信、複数のアンテナで受信)
表4に示した2ビットの情報である「PLP_MODE」は、図64に示したように、各PLP(図64ではPLP#1から#4)の送信方法を端末に通知するための制御情報であり、PLP_MODEの情報は、PLPごとに存在することになる。つまり、図64の場合、PLP#1のためのPLP_MODEの情報、PLP#2のためのPLP_MODEの情報、PLP#3のためのPLP_MODEの情報、PLP#4のためのPLP_MODEの情報・・・が、放送局から送信されることになる。当然であるが、端末は、この情報を復調(また、誤り訂正復号も行う)することで、放送局がPLPに用いた伝送方式を認識することができる。
「PLP_MODE」として、“00”と設定した場合、そのPLPは、「一つの変調信号を送信」することにより、データが伝送される。“01”と設定した場合、そのPLPは、「時空間ブロック符号化を行った複数の変調信号を送信」することにより、データが伝送される。“10”と設定した場合、そのPLPは、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法」を用いて、データが伝送される。“11”と設定した場合、そのPLPは、「プリコーディング行列が固定的なMIMO方式、または、空間多重MIMO伝送方式」を用いて、データが伝送される。
なお、「PLP_MODE」として、“01”〜“11”と設定された場合、放送局が具体的にどのような処理を施したか(例えば、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法における具体的な切り替え方法、使用した時空間具ロック符号化方法、プリコーディング行列として使用した行列の構成)を端末に伝送する必要がある。このときの制御情報の構成を含めた、表4とは異なる制御情報の構成方法について以下では説明する。
表5は、P2シンボルのうち、L1 Post-Signalling dataにより送信する、制御情報の表4とは異なる第2の例である。
SISO: Single-Input Single-Output (one modulation signal transmission, one antenna reception)
SIMO: Single-Input Multiple-Output (one modulation signal transmission, multiple antenna reception)
MISO: Multiple-Input Single-Output (Multiple modulation signals are transmitted by multiple antennas and received by one antenna)
MIMO: Multiple-Input Multiple-Output (multiple modulated signals are transmitted by multiple antennas, received by multiple antennas)
The 2-bit information "PLP_MODE" shown in Table 4 is control information for notifying the terminal of the transmission method of each PLP (PLP #1 to #4 in FIG. 64) as shown in FIG. Yes, the PLP_MODE information is present for each PLP. That is, in the case of FIG. 64, PLP_MODE information for PLP#1, PLP_MODE information for PLP#2, PLP_MODE information for PLP#3, PLP_MODE information for PLP#4,... , Will be transmitted from the broadcasting station. As a matter of course, the terminal can recognize the transmission method used by the broadcasting station for PLP by demodulating this information (also performing error correction decoding).
When "00" is set as the "PLP_MODE", the PLP "transmits one modulation signal" to transmit data. When "01" is set, the PLP transmits data by "transmitting a plurality of modulated signals subjected to space-time block coding". When set to "10", the PLP uses the "precoding method for regularly switching the precoding matrix" to transmit data. When set to “11”, the PLP uses the “MIMO scheme with a fixed precoding matrix or the spatial multiplexing MIMO transmission scheme” to transmit data.
When “01” to “11” are set as “PLP_MODE”, what kind of processing is specifically performed by the broadcasting station (for example, specific switching in the method of regularly switching the precoding matrix) Method, the used space-time tool lock coding method, and the matrix configuration used as the precoding matrix) should be transmitted to the terminal. A method of configuring control information different from that in Table 4 including the configuration of control information at this time will be described below.
Table 5 is a second example of P2 symbols, which is different from Table 4 of control information, which is transmitted by L1 Post-Signalling data.

表5のように、1ビットの情報である「PLP_MODE」、1ビットの情報である「MIMO_MODE」、2ビットの情報である「MIMO_PATTERN#1」、2ビットの情報である「MIMO_PATTER#2」が存在し、これら4つの制御情報は、図64に示したように、各PLP(図64ではPLP#1から#4)の送信方法を端末に通知するための情報であり、したがって、これら4つの制御情報は、PLPごとに存在することになる。つまり、図64の場合、PLP#1のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報、PLP#2のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報、PLP#3のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報、PLP#4のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報・・・が、放送局から送信されることになる。当然であるが、端末は、この情報を復調(また、誤り訂正復号も行う)することで、放送局がPLPに用いた伝送方式を認識することができる。 As shown in Table 5, 1-bit information "PLP_MODE", 1-bit information "MIMO_MODE", 2-bit information "MIMO_PATTERN#1", 2-bit information "MIMO_PATTER#2" These four pieces of control information are information for notifying the terminal of the transmission method of each PLP (PLPs #1 to #4 in FIG. 64), as shown in FIG. The control information will exist for each PLP. That is, in the case of FIG. 64, PLP_MODE information for PLP#1/MIMO_MODE information/MIMO_PATTERN#1 information/MIMO_PATTER#2 information, PLP_MODE information for PLP#2/MIMO_MODE information/MIMO_PATTERN#1 Information/MIMO_PATTER#2 information, PLP_MODE information for PLP#3/MIMO_MODE information/MIMO_PATTERN#1 information/MIMO_PATTER#2 information, PLP_MODE information/MIMO_MODE information/MIMO_MODE information for PLP#4. Information of #1/information of MIMO_PATTER #2... Is transmitted from the broadcasting station. As a matter of course, the terminal can recognize the transmission method used by the broadcasting station for PLP by demodulating this information (also performing error correction decoding).

「PLP_MODE」として、“0”と設定した場合、そのPLPは、「一つの変調信号を送信」することにより、データが伝送される。“1”と設定した場合、そのPLPは、「時空間ブロック符号化を行った複数の変調信号を送信」、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法」、「プリコーディング行列が固定的なMIMO方式」、「空間多重MIMO伝送方式」のいずれかの方式で、データが伝送される。 When “0” is set as “PLP_MODE”, the PLP “transmits one modulation signal” to transmit data. When set to “1”, the PLP has “transmission of a plurality of modulated signals subjected to space-time block coding”, “precoding method for regularly switching precoding matrices”, “precoding matrix is fixed Data is transmitted by any of the following two types: a MIMO scheme" and a "spatial multiplexing MIMO transmission scheme".

「PLP_MODE」が「1」と設定された場合、「MIMO_MODE」の情報は有効な情報となり、「MIMO_MODE」として、“0”と設定した場合、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を使用しないで、データが伝送される。「MIMO_MODE」として、“1”と設定した場合、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を使用して、データが伝送される。
「PLP_MODE」が「1」、「MIMO_MODE」が「0」と設定された場合、「MIMO_PATTERN#1」の情報は有効な情報となり、「MIMO_PATTERN#1」として、“00”と設定した場合、時空間ブロック符号を用いて、データが伝送される。“01”と設定した場合、プリコーディング行列#1を固定的に用いて重み付け合成を行うプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“10”と設定した場合、プリコーディング行列#2を固定的に用いて重み付け合成を行うプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。(ただし、プリコーディング行列#1とプリコーディング行列#2はことなる行列である。)“11”と設定した場合、空間多重MIMO伝送方式を用いて、データが伝送される。(当然であるが、図49の方式1のプリコーディング行列が選択された、とも解釈することができる。)
「PLP_MODE」が「1」、「MIMO_MODE」が「1」と設定された場合、「MIMO_PATTERN#2」の情報は有効な情報となり、「MIMO_PATTERN#2」として、“00”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#1の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“01”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#2の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“10”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#3の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“11”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#4の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。ここで、プリコーディング行列切り替え方法#1〜#4はそれぞれ異なる方法となるが、このとき、異なる方法とは、例えば、#Aと#Bが異なる方法とすると、
・#Aに用いる複数のプリコーディング行列と#Bに用いる複数のプリコーディング行列の中に、同一のプリコーディング行列を含むが、周期が異なる、
・#Aには含まれるいるが#Bには含まれていないプリコーディング行列が存在する、
・#Aで使用する複数のプリコーディング行列を、#Bの方法では使用するプリコーディングに含まない
という方法がある。
When “PLP_MODE” is set to “1”, the information of “MIMO_MODE” becomes valid information, and when “0” is set as “MIMO_MODE”, the precoding method for regularly switching the precoding matrix is used. Instead, the data is transmitted. When “1” is set as “MIMO_MODE”, data is transmitted using the precoding method that regularly switches the precoding matrix.
When "PLP_MODE" is set to "1" and "MIMO_MODE" is set to "0", the information of "MIMO_PATTERN#1" is valid information. When "MIMO_PATTERN#1" is set to "00", the time is Data is transmitted using the spatial block code. When set to “01”, data is transmitted using the precoding method in which the precoding matrix #1 is fixedly used to perform weighted combining. When set to “10”, data is transmitted using the precoding method in which the precoding matrix #2 is fixedly used and weighted synthesis is performed. (However, precoding matrix #1 and precoding matrix #2 are different matrices.) When set to “11”, data is transmitted using the spatial multiplexing MIMO transmission scheme. (Of course, it can be interpreted that the precoding matrix of scheme 1 in FIG. 49 is selected.)
When "PLP_MODE" is set to "1" and "MIMO_MODE" is set to "1", the information of "MIMO_PATTERN#2" is valid information. When "MIMO_PATTERN#2" is set to "00", Data is transmitted using the precoding method of switching the precoding matrix regularly according to the coding matrix switching method #1. When set to “01”, data is transmitted using the precoding method for regularly switching the precoding matrix of the precoding matrix switching method #2. When set to “10”, data is transmitted using the precoding method for regularly switching the precoding matrix of the precoding matrix switching method #3. When set to “11”, data is transmitted using the precoding method for switching the precoding matrix regularly in the precoding matrix switching method #4. Here, the precoding matrix switching methods #1 to #4 are different from each other. At this time, for example, if #A and #B are different,
The same precoding matrix is included in the plurality of precoding matrices used for #A and the plurality of precoding matrices used for #B, but the periods are different,
-There is a precoding matrix that is included in #A but not #B,
-There is a method in which multiple precoding matrices used in #A are not included in the precoding used in #B.

上述では、表4、表5の制御情報を、P2シンボルのうち、L1 Post-Signalling dataにより送信するものとして説明した。ただし、DVB−T2規格では、P2シンボルとして送信できる情報量に制限がある。したがって、DVB−T2規格におけるP2シンボルで伝送する必要がある情報に加え、表4、表5の情報を加えることで、P2シンボルとして送信できる情報量の制限を超えた場合、図65に示すように、Signalling PLP(6501)を設け、DVB−T2規格以外の規格で必要となる制御情報(一部でもよい、つまり、L1 Post-Signalling dataとSignalling PLPの両者で伝送する)を伝送すればよい。なお、図65では、図61と同様のフレーム構成としているが、このようなフレーム構成に限ったものではなく、図62のL1 Pre-signalling data等のように、Signalling PLPを時間−周波数軸において、特定の時間−特定のキャリアの領域に割り当てるようにしてもよい、つまり、時間−周波数軸において、Signalling PLPをどのように割り当ててもよい。
以上のように、OFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式を用い、かつ、DVB−T2規格に対し、互換性を保ちながら、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を選択できるようにすることで、LOS環境に対し、高い受信品質を得ることができるとともに、高い伝送速度を得ることができる、という利点を得ることができる。なお、本実施の形態では、キャリア群が設定可能な伝送方式として、「空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式」をあげたがこれに限ったものではなく、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式は、図49の方式#2に限ったものではなく、固定的なプリコーディング行列で構成されていればよい。
そして、「空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式」を放送局が選択可能としている例で説明したが、これらすべての送信方法が選択可能な送信方法でなくてもよく、例えば、
・ 固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
・ 固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化が選択可能な送信方法
・ 固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
・ 規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
・ 固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式が選択可能な送信方法
・ 規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化が選択可能な送信方法
・ 規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
のように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式を含むことで、LOS環境で、高速なデータ伝送を行うことができ、かつ、受信装置の受信データ品質を確保することができるという効果を得ることができる。
このとき、上記で述べたようにP1シンボルにおけるS1を設定する必要があるとともに、P2シンボルとして、表4とは異なる制御情報の設定方法(各PLPの伝送方式の設定方法)として、例えば、表6が考えられる。
In the above description, the control information in Tables 4 and 5 has been described as being transmitted by L1 Post-Signalling data of P2 symbols. However, the DVB-T2 standard limits the amount of information that can be transmitted as P2 symbols. Therefore, by adding the information of Tables 4 and 5 in addition to the information that needs to be transmitted by the P2 symbol in the DVB-T2 standard, if the limit of the amount of information that can be transmitted as the P2 symbol is exceeded, as shown in FIG. In this case, a Signaling PLP (6501) is provided to transmit control information (partial, that is, transmitted by both L1 Post-Signalling data and Signaling PLP) required by a standard other than the DVB-T2 standard. .. Note that FIG. 65 has the same frame configuration as that of FIG. 61, but the frame configuration is not limited to such a frame configuration, and Signaling PLP on the time-frequency axis is used as in L1 Pre-signalling data of FIG. , A specific time-specific carrier region may be allocated, that is, a Signaling PLP may be allocated in any time-frequency axis.
As described above, by using a multi-carrier transmission method such as the OFDM method and allowing the method of regularly switching the precoding matrix while maintaining compatibility with the DVB-T2 standard, With respect to the LOS environment, it is possible to obtain an advantage that a high reception quality can be obtained and a high transmission rate can be obtained. In the present embodiment, as a transmission method in which a carrier group can be set, there are “spatial multiplexing MIMO transmission method, MIMO method using fixed precoding matrix, MIMO method for regularly switching precoding matrix, and space-time block. The encoding method is not limited to this, and the MIMO method using a fixed precoding matrix is not limited to the method #2 of FIG. 49 and is fixed. It suffices if it is composed of a pre-coding matrix.
Then, the broadcasting station selects “spatial multiplexing MIMO transmission method, MIMO method using fixed precoding matrix, MIMO method for regularly switching precoding matrix, space-time block coding, transmission method for transmitting only stream s1” Although explained in the example that allows, all of these transmission methods may not be selectable transmission methods, for example,
-A MIMO method that uses a fixed precoding matrix, a MIMO method that regularly switches the precoding matrix, space-time block coding, and a transmission method in which a transmission method that transmits only stream s1 can be selected.-A fixed precoding matrix MIMO scheme to be used, MIMO scheme to regularly switch precoding matrices, transmission method in which space-time block coding is selectable-MIMO scheme to use fixed precoding matrix, MIMO scheme to regularly switch precoding matrices, stream A transmission method in which a transmission method for transmitting only s1 can be selected. A MIMO method in which a precoding matrix is regularly switched, space-time block coding, and a transmission method in which a transmission method for transmitting only stream s1 can be selected. , A transmission method in which a MIMO scheme that regularly switches a precoding matrix can be selected, a MIMO scheme that regularly switches a precoding matrix, a transmission method that can select space-time block coding, and a regular precoding By including a MIMO method that regularly switches the precoding matrix, such as a MIMO method that switches matrices and a transmission method that can select a transmission method that transmits only stream s1, high-speed data transmission can be performed in the LOS environment. It is possible to obtain the effect that the reception data quality of the receiving device can be secured.
At this time, as described above, it is necessary to set S1 in the P1 symbol, and as the P2 symbol, as a control information setting method different from Table 4 (transmission method setting method of each PLP), for example, 6 is considered.

表6が表4とは異なる点は、「PLP_MODE」を“11”としたときはReserveとしている点である。このように、PLPの伝送方式として、選択可能な伝送方式が上記で示した例のような場合、選択可能な伝送方式の数によって、例えば、表4、表6のPLP_MODEを構成するビット数を大きく、または、小さくすればよい。
表5についても同様で、例えば、MIMO伝送方式として、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法しかサポートしていない場合は、「MIMO_MODE」の制御情報は必要ないことになる。また、「MIMO_PATTER#1」において、例えば、プリコーディング行列が固定的なMIMO方式をサポートしていない場合、「MIMO_PATTER#1」の制御情報を必要としない場合もあり、また、プリコーディング行列が固定的なMIMO方式に用いるプリコーディング行列が複数必要としない場合、2ビットの制御情報ではなく、1ビットの制御情報としてもよいし、さらに、複数のプリコーディング行列を設定可能とする場合は、2ビット以上の制御情報としてもよい。
「MIMO_PATTERN#2」について同様に考えることができ、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法としてプリコーディング行列の切り替え方法が複数必要としない場合、2ビットの制御情報ではなく、1ビットの制御情報としてもよいし、さらに、複数のプリコーディング行列の切り替え方法を設定可能とする場合は、2ビット以上の制御情報としてもよい。
また、本実施の形態では、送信装置のアンテナ数を2の場合で説明したがこれに限ったものではなく、2より大きい場合においても、同様に、制御情報を送信すればよい。このとき、2アンテナを用いて変調信号を送信する場合に加え、4アンテナを用いて変調信号を送信する場合を実施するために、各制御情報を構成するビット数を増やす必要がある場合が発生する。このとき、P1シンボルで制御情報を送信する、P2シンボルで制御情報を送信する、という点は、上記で説明した場合と同様である。
放送局が送信するPLPのシンボル群のフレーム構成について、図64のように時分割で送信する方法を説明したが、以下では、その変形例について説明する。
図66は、図64とは異なる、P1シンボル、P2シンボル、Common PLPを送信後の、周波数−時間軸における、ストリームs1およびs2のシンボルの配置方法の一例を示している。図66において、「#1」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#1のシンボル群のうちの1シンボルを示している。同様に、「#2」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#2のシンボル群のうちの1シンボルを示しており、「#3」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#3のシンボル群のうちの1シンボルを示しており、「#4」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#4のシンボル群のうちの1シンボルを示している。そして、図64と同様、PLP#1は、図49に示した、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いてデータを伝送するものとする。そして、PLP#2は、一つの変調信号を送信することでデータを伝送するものとする。PLP#3は、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式を用いてデータを伝送するものとする。PLP#4は、図50に示した、時空間ブロック符号を用いてデータを伝送するものとする。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。
なお、図66において、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。
図66が図64と異なる点は、前述のように、図64では、複数のPLPを時分割に配置する例を示したが、図66では、図64と異なり、時分割、および、周波数分割を併用して、複数のPLPを存在させている。つまり、例えば、時刻1では、PLP#1のシンボルとPLP#2のシンボルが存在しており、時刻3では、PLP#3のシンボルとPLP#4のシンボルが存在している。このように、(1時刻、1サブキャリアで構成される)シンボルごとに、異なるインデックス(#X; X=1、2、・・・)のPLPのシンボルを割り当てることができる。
なお、図66では、簡略的に、時刻1では、「#1」「#2」しか存在していないが、これに限ったものではなく、「#1」「#2」のPLP以外のインデックスのPLPのシンボルが時刻1に存在してもよく、また、時刻1におけるサブキャリアとPLPのインデックスの関係は、図66に限ったものではなく、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。また、同様に、他の時刻においても、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。
図67は、図64とは異なるP1シンボル、P2シンボル、Common PLPを送信後の、周波数−時間軸における、ストリームs1およびs2のシンボルの配置方法の一例を示している。図67における特徴的な部分は、T2フレームにおいて、PLPの伝送方式として、複数アンテナ送信を基本とした場合、「ストリームs1のみ送信する伝送方式」を選択できないという点である。
したがって、図67において、PLP#1のシンボル群6701は、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」により、データが伝送されるものとする。PLP#2のシンボル群6702は、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」により、データが伝送されるものとする。PLP#3のシンボル群6703は、「時空間ブロック符号」により、データが伝送されるものとする。そして、PLP#3のシンボル群6703以降のT2フレーム内でのPLPシンボル群は、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」のいずれかの送信方法により、データが伝送されることになる。
図68は、図66とは異なる、P1シンボル、P2シンボル、Common PLPを送信後の、周波数−時間軸における、ストリームs1およびs2のシンボルの配置方法の一例を示している。図68において、「#1」と記載されているシンボルは、図67におけるPLP#1のシンボル群のうちの1シンボルを示している。同様に、「#2」と記載されているシンボルは、図67におけるPLP#2のシンボル群のうちの1シンボルを示しており、「#3」と記載されているシンボルは、図67におけるPLP#3のシンボル群のうちの1シンボルを示している。そして、図67と同様、PLP#1は、図49に示した、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いてデータを伝送するものとする。そして、PLP#2は、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式を用いてデータを伝送するものとする。PLP#3は、図50に示した、時空間ブロック符号を用いてデータを伝送するものとする。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。
なお、図68において、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。
図68が図67と異なる点は、前述のように、図67では、複数のPLPを時分割に配置する例を示したが、図68では、図67と異なり、時分割、および、周波数分割を併用して、複数のPLPを存在させている。つまり、例えば、時刻1では、PLP#1のシンボルとPLP#2のシンボルが存在している。このように、(1時刻、1サブキャリアで構成される)シンボルごとに、異なるインデックス(#X; X=1、2、・・・)のPLPのシンボルを割り当てることができる。
なお、図68では、簡略的に、時刻1では、「#1」「#2」しか存在していないが、これに限ったものではなく、「#1」「#2」のPLP以外のインデックスのPLPのシンボルが時刻1に存在してもよく、また、時刻1におけるサブキャリアとPLPのインデックスの関係は、図68に限ったものではなく、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。また、同様に、他の時刻においても、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。一方で、時刻3のように、ある時刻において、一つのPLPのシンボルのみを割り当ててもよい。つまり、PLPのシンボルを時間―周波数におけるフレーム方法において、どのように割り当ててもよい。
このように、T2フレーム内において、「ストリームs1のみ送信する伝送方式」を用いたPLPが存在しないため、端末が受信する受信信号のダイナミックレンジを抑えることができるため、良好な受信品質を得る可能性を高くすることができという効果を得ることができる。
なお、図68で説明するにあたって、送信方法として、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」をいずれかを選択する例で説明したが、これらの送信方法をすべて選択可能であるとする必要がなく、例えば、
・「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」、「固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」を選択可能
・「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」を選択可能
・「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」を選択可能
としてもよい。
上述では、T2フレーム内に複数のPLPが存在する場合について説明したが、以降では、T2フレーム内に一つのPLPのみ存在する場合について説明する。
図69は、T2フレーム内に一つのみPLPが存在する場合の、時間―周波数軸におけるストリームs1およびs2のフレーム構成の一例を示している。図69において、「制御シンボル」と記載しているが、これは、上述で説明したP1シンボル、および、P2シンボル等のシンボルを意味している。そして、図69では、区間1を用いて第1のT2フレームを送信しており、同様に、区間2を用いて第2のT2フレームを送信しており、区間3を用いて第3のT2フレームを送信しており、区間4を用いて第4のT2フレームを送信している。
また、図69において、第1のT2フレームでは、PLP#1−1のシンボル群6801を送信しており、送信方法としては、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」を選択している。
第2のT2フレームでは、PLP#2−1のシンボル群6802を送信しており、送信方法としては、「一つの変調信号を送信する方法」を選択している。
第3のT2フレームでは、PLP#3−1のシンボル群6803を送信しており、送信方法としては、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」を選択している。
第4のT2フレームでは、PLP#4−1のシンボル群6804を送信しており、送信方法としては、「時空間ブロック符号」を選択している。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。
なお、図69において、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。
このようにすることで、PLPごとに、データの伝送速度、端末のデータ受信品質を考慮して、送信方法を設定できるので、データの伝送速度の向上とデータの受信品質の確保の両立を図ることが可能となる。なお、P1シンボル、P2シンボル(場合によっては、Signalling PLP)の伝送方法等の制御情報の構成方法の例は、上記の表3から表6のように構成すれば、同様に実施することができる。異なる点は、図64等のフレーム構成では、一つのT2フレームに、複数のPLPを有しているため、複数のPLPに対する伝送方法等の制御情報を必要としていたが、図69のフレーム構成の場合、一つのT2フレームには、一つのPLPしか存在しないため、その一つのPLPに対する伝送方法等の制御情報のみ必要となるという点である。
上述では、P1シンボル、P2シンボル(場合によっては、Signalling PLP)を用いて、PLPの伝送方法に関する情報を伝送する方法について述べたが、以降では、特に、P2シンボルを用いずにPLPの伝送方法に関する情報を伝送する方法について説明する。
図70は、放送局がデータを伝送する相手である端末が、DVB−T2規格でない規格に対応している場合の、時間−周波数軸におけるフレーム構成である。図70において、図61と同様に動作するものについては、同一符号を付している。図70のフレームは、P1 Signalling data(6101)、第1 Signalling data(7001)、第2 Signalling data(7002)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)で構成されている(PLP:Physical Layer Pipe)。このように、P1 Signalling data(6101)、第1 Signalling data(7001)、第2 Signalling data(7002)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)で構成されているフレームが一つのフレームの単位となっている。
Table 6 is different from Table 4 in that when "PLP_MODE" is set to "11", it is set as Reserve. Thus, in the case where the selectable transmission method is the above-described example as the PLP transmission method, the number of bits configuring PLP_MODE in Tables 4 and 6 is determined according to the number of selectable transmission methods, for example. It may be larger or smaller.
The same applies to Table 5, for example, if the MIMO transmission method only supports a precoding method that regularly switches the precoding matrix, the control information of "MIMO_MODE" is not necessary. Further, in "MIMO_PATER#1", for example, if the precoding matrix does not support a fixed MIMO scheme, the control information of "MIMO_PATER#1" may not be necessary, and the precoding matrix is fixed. When a plurality of precoding matrices used in the conventional MIMO scheme are not required, 1-bit control information may be used instead of 2-bit control information. Further, when a plurality of precoding matrices can be set, 2 The control information may be bits or more.
"MIMO_PATTERN#2" can be considered in the same way, and when multiple precoding matrix switching methods are not required as regular precoding matrix switching methods, 1-bit control is used instead of 2-bit control information. The information may be used, or if more than one precoding matrix switching method can be set, the control information may be 2 bits or more.
Further, in the present embodiment, the case where the number of antennas of the transmitter is 2 has been described, but the present invention is not limited to this, and control information may be similarly transmitted when the number of antennas is larger than 2. At this time, in order to carry out the case of transmitting the modulation signal using the four antennas in addition to the case of transmitting the modulation signal using the two antennas, it may be necessary to increase the number of bits forming each control information. To do. At this time, the point that the control information is transmitted with the P1 symbol and the control information is transmitted with the P2 symbol is similar to the case described above.
Regarding the frame configuration of the PLP symbol group transmitted by the broadcasting station, the method of transmitting in time division as shown in FIG. 64 has been described, but a modification thereof will be described below.
66 shows an example of a method of arranging the symbols of the streams s1 and s2 on the frequency-time axis after transmitting the P1 symbol, the P2 symbol, and the Common PLP, which is different from FIG. In FIG. 66, the symbol described as “#1” indicates one symbol of the symbol group of PLP#1 in FIG. Similarly, the symbol described as “#2” indicates one symbol in the symbol group of PLP#2 in FIG. 64, and the symbol described as “#3” is the PLP in FIG. 64. One symbol of the symbol group of #3 is shown, and a symbol described as "#4" is one symbol of the symbol group of PLP#4 in FIG. Then, as in FIG. 64, PLP#1 is assumed to transmit data using the spatial multiplexing MIMO transmission scheme or the MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix shown in FIG. Then, PLP#2 is assumed to transmit data by transmitting one modulated signal. It is assumed that PLP#3 transmits data using a precoding method that regularly switches precoding matrices. It is assumed that PLP#4 transmits data using the space-time block code shown in FIG. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction but may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in the symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
Note that, in FIG. 66, when symbols are present in the same subcarrier at the same time in s1 and s2, it means that symbols of two streams are present in the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method that regularly switches the precoding matrix is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
The difference between FIG. 66 and FIG. 64 is that, as described above, FIG. 64 shows an example in which a plurality of PLPs are arranged in time division. However, in FIG. 66, unlike FIG. 64, time division and frequency division are performed. Are used together to make a plurality of PLPs exist. That is, for example, at time 1, there are symbols of PLP#1 and PLP#2, and at time 3, there are symbols of PLP#3 and PLP#4. In this way, PLP symbols of different indexes (#X; X=1, 2,...) Can be assigned to each symbol (composed of one subcarrier at one time).
In FIG. 66, for simplicity, at time 1, only “#1” and “#2” exist, but the present invention is not limited to this, and indexes other than PLPs of “#1” and “#2” are present. Symbol of PLP may exist at time 1, and the relationship between the subcarrier and the index of PLP at time 1 is not limited to that of FIG. 66, and the PLP symbol of which index is assigned to the subcarrier. Is also good. Similarly, at other times, the PLP symbol of any index may be assigned to the subcarrier.
FIG. 67 shows an example of a method of arranging the symbols of the streams s1 and s2 on the frequency-time axis after transmitting P1 symbols, P2 symbols, and Common PLP different from those in FIG. A characteristic part in FIG. 67 is that, in the T2 frame, when the multiple antenna transmission is basically used as the PLP transmission method, the “transmission method for transmitting only the stream s1” cannot be selected.
Therefore, in FIG. 67, it is assumed that data is transmitted in the symbol group 6701 of PLP#1 by the “spatial multiplexing MIMO transmission method or the MIMO method using a fixed precoding matrix”. It is assumed that data is transmitted to the symbol group 6702 of PLP#2 by the “precoding method that regularly switches the precoding matrix”. Data is transmitted by the symbol group 6703 of PLP#3 by the "space-time block code". Then, the PLP symbol group in the T2 frame after the symbol group 6703 of PLP#3 includes “a spatial multiplexing MIMO transmission method or a MIMO method using a fixed precoding matrix” and “a regular precoding matrix. Data is transmitted by a transmission method of either "precoding method for switching" or "space-time block code".
68 shows an example of a method of arranging the symbols of the streams s1 and s2 on the frequency-time axis after transmitting the P1 symbol, the P2 symbol, and the Common PLP, which is different from FIG. In FIG. 68, the symbol described as “#1” indicates one symbol of the symbol group of PLP#1 in FIG. 67. Similarly, the symbol described as “#2” indicates one symbol of the symbol group of PLP#2 in FIG. 67, and the symbol described as “#3” is the PLP in FIG. 67. One symbol of the symbol group of #3 is shown. Then, as in FIG. 67, PLP#1 is assumed to transmit data using the spatial multiplexing MIMO transmission scheme shown in FIG. 49 or the MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix. Then, it is assumed that PLP#2 transmits data using a precoding method that regularly switches the precoding matrix. It is assumed that PLP#3 transmits data using the space-time block code shown in FIG. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction but may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in the symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
Note that, in FIG. 68, when symbols are present in the same subcarrier at the same time in both s1 and s2, it means that symbols of two streams are present in the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method that regularly switches the precoding matrix is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
68 differs from FIG. 67 in that, as described above, FIG. 67 shows an example of arranging a plurality of PLPs in time division, but in FIG. 68, unlike FIG. 67, time division and frequency division are performed. Are used together to make a plurality of PLPs exist. That is, for example, at time 1, the symbol of PLP#1 and the symbol of PLP#2 exist. In this way, PLP symbols of different indexes (#X; X=1, 2,...) Can be assigned to each symbol (composed of one subcarrier at one time).
In FIG. 68, for simplicity, at time 1, only “#1” and “#2” exist, but the present invention is not limited to this, and indexes other than PLPs of “#1” and “#2” are present. Symbol of PLP may exist at time 1, and the relationship between the subcarrier and the index of PLP at time 1 is not limited to that in FIG. 68, and the PLP symbol of which index is assigned to the subcarrier. Is also good. Similarly, at other times, the PLP symbol of any index may be assigned to the subcarrier. On the other hand, as at time 3, only one PLP symbol may be allocated at a certain time. That is, the PLP symbols may be assigned in any manner in the time-frequency frame method.
In this way, since there is no PLP using the “transmission method for transmitting only stream s1” in the T2 frame, it is possible to suppress the dynamic range of the reception signal received by the terminal, so that good reception quality can be obtained. It is possible to obtain the effect that the property can be enhanced.
In the description with reference to FIG. 68, as a transmission method, “spatial multiplexing MIMO transmission method or MIMO method using fixed precoding matrix”, “precoding method for regularly switching precoding matrix”, and “time” Although an example of selecting one of "spatial block codes" has been described, it is not necessary that all of these transmission methods be selectable.
-"Precoding method that regularly switches the precoding matrix", "space-time block code", and "MIMO method that uses a fixed precoding matrix" can be selected. "Precoding method that regularly switches the precoding matrix. , “Space-time block code” can be selected, “a precoding method for regularly switching the precoding matrix”, and “a MIMO method using a fixed precoding matrix” can be selected.
Although the case where a plurality of PLPs exist in the T2 frame has been described above, the case where only one PLP exists in the T2 frame will be described below.
FIG. 69 shows an example of the frame configuration of the streams s1 and s2 on the time-frequency axis when only one PLP exists in the T2 frame. In FIG. 69, it is described as “control symbol”, but this means symbols such as the P1 symbol and the P2 symbol described above. Then, in FIG. 69, the first T2 frame is transmitted using the section 1, the second T2 frame is transmitted similarly using the section 2, and the third T2 frame is transmitted using the section 3. The frame is being transmitted, and the fourth T2 frame is being transmitted using section 4.
Also, in FIG. 69, symbol group 6801 of PLP#1-1 is transmitted in the first T2 frame, and the transmission method is “spatial multiplexing MIMO transmission method or fixed precoding matrix is used. "MIMO system" is selected.
In the second T2 frame, the symbol group 6802 of PLP#2-1 is transmitted, and the “method of transmitting one modulated signal” is selected as the transmission method.
In the third T2 frame, the symbol group 6803 of PLP#3-1 is transmitted, and the “precoding method for regularly switching the precoding matrix” is selected as the transmission method.
In the fourth T2 frame, the symbol group 6804 of PLP#4-1 is transmitted, and “space-time block code” is selected as the transmission method. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction but may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in the symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
Note that, in FIG. 69, if s1 and s2 both have symbols at the same time on the same subcarrier, it means that symbols of two streams exist at the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method that regularly switches the precoding matrix is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
By doing so, the transmission method can be set for each PLP in consideration of the data transmission rate and the data reception quality of the terminal, so that both the improvement of the data transmission rate and the assurance of the data reception quality are achieved. It becomes possible. It should be noted that an example of a method of configuring control information such as a transmission method of P1 symbols and P2 symbols (Signaling PLP in some cases) can be implemented in the same manner if configured as shown in Tables 3 to 6 above. .. The different point is that in the frame configuration of FIG. 64 and the like, since one T2 frame has a plurality of PLPs, control information such as a transmission method for a plurality of PLPs is required. In this case, since only one PLP exists in one T2 frame, only control information such as the transmission method for that one PLP is required.
In the above, the method of transmitting information about the PLP transmission method using the P1 symbol and the P2 symbol (in some cases, Signaling PLP) has been described, but in the following, particularly, the PLP transmission method without using the P2 symbol. A method for transmitting information regarding the above will be described.
FIG. 70 shows a frame configuration on the time-frequency axis when the terminal to which the broadcast station transmits data corresponds to a standard other than the DVB-T2 standard. In FIG. 70, the same operation as that in FIG. 61 is denoted by the same reference numeral. The frame of FIG. 70 is composed of P1 Signaling data (6101), first Signaling data (7001), second Signaling data (7002), Common PLP (6104), and PLP#1 to #N (6105_1 to 6105_N). (PLP: Physical Layer Pipe). In this way, a frame composed of P1 Signaling data (6101), first Signaling data (7001), second Signaling data (7002), Common PLP (6104), and PLP#1 to #N (6105_1 to 6105_N). Is a unit of one frame.

P1 Signalling data(6101)により、受信装置が信号検出、周波数同期(周波数オフセット推定も含む)を行うためのシンボルであると同時に、この場合、DVB−T2規格のフレームであるかどうかを識別するためのデータ、例えば、表3で示したS1により、DVB−T2規格の信号であること/信号でないことを伝送する必要がある。 The P1 Signaling data (6101) is a symbol for the receiving device to perform signal detection and frequency synchronization (including frequency offset estimation), and at the same time, to identify whether or not it is a DVB-T2 standard frame. Data, for example, S1 shown in Table 3, it is necessary to transmit whether or not the signal is a DVB-T2 standard signal.

第1 Signalling data(7001)により、例えば、送信フレームで使用するガードインターバルの情報、PAPR(Peak to Average Power Ratio)の方法に関する情報、第2 Signalling dataを伝送する際の変調方式、誤り訂正方式、誤り訂正方式の符号化率の情報、第2 Signalling dataのサイズおよび情報サイズの情報、パイロットパターンの情報、セル(周波数領域)固有番号の情報、ノーマルモードおよび拡張モードのいずれの方式を用いているかの情報等を伝送する方法が考えられる。このとき、第1 Signalling data(7001)は、DVB−T2規格に準拠したデータを必ずしも伝送する必要はない。
第2 Signalling data(7002)により、例えば、PLPの数の情報、使用する周波数領域に関する情報、各PLPの固有番号の情報、各PLPを伝送するのに使用する変調方式、誤り訂正方式、誤り訂正方式の符号化率の情報、各PLPの送信するブロック数の情報等を伝送する。
図70のフレーム構成では、第1 Signalling data(7001)、第2 Signalling data(7002)、L1 Post-Signalling data(6103)、Common PLP(6104)、PLP#1〜#N(6105_1〜6105_N)は時分割で送信されているように記載いるが、実際は、同一時刻に2種類以上の信号が存在している。その例を図71に示す。図71に示すように、同一時刻に、第1 Signalling data、第2 Signalling data、Common PLPが存在していたり、同一時刻に、PLP#1、PLP#2が存在したりすることもある。つまり、各信号は、時分割および周波数分割を併用し、フレームが構成されている。
図72は、DVB−T2とは異なる規格における(例えば、放送局)の送信装置に対し、これまでに説明してきた規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を適用した送信装置の構成の一例を示している。図72において、図63と同様に動作するものについては、同一符号を付しており、その動作についての説明は、上述と同様となる。制御信号生成部6308は、第1、第2 Signalling data用の送信データ7201、P1シンボル用の送信データ6307を入力とし、図70における各シンボル群の送信方法(誤り訂正符号、誤り訂正符号の符号化率、変調方式、ブロック長、フレーム構成、規則的にプリコーディング行列を切り替える送信方法を含む選択した送信方法、パイロットシンボル挿入方法、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)/FFTの情報等、PAPR削減方法の情報、ガードインターバル挿入方法の情報)の情報を制御信号6309として出力する。
制御シンボル信号生成部7202は、第1、第2 Signalling data用の送信データ7201、制御信号6309を入力とし、制御信号6309に含まれる第1、第2 Signalling dataの誤り訂正の情報、変調方式の情報等の情報に基づき、誤り訂正符号化、変調方式に基づくマッピングを行い、第1、第2 Signalling dataの(直交)ベースバンド信号7203を出力する。
次に、DVB−T2とは異なる規格のシステムに対し、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を適用したときの放送局(基地局)の送信信号のフレーム構成、制御情報(P1シンボルおよび、第1、第2 Signalling dataにより送信する情報)の伝送方法について、詳しく説明する。
図64は、P1シンボル、第1、第2 Signalling data、Common PLPを送信後、複数のPLPを送信する場合の周波数−時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。図64において、ストリームs1は、周波数軸において、サブキャリア#1〜サブキャリア#Mを用いており、同様にストリームs2も、周波数軸において、サブキャリア#1〜サブキャリア#Mを用いている。したがって、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。
図64に示すように、区間1は、ストリームs1、ストリームs2を用いてPLP#1のシンボル群6401を伝送しており、図49に示した、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いてデータを伝送するものとする。
区間2は、ストリームs1を用いてPLP#2のシンボル群6402を伝送しており、一つの変調信号を送信することでデータを伝送するものとする。
区間3は、ストリームs1、ストリームs2を用いてPLP#3のシンボル群6403を伝送しており、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式を用いてデータを伝送するものとする。
区間4は、ストリームs1、ストリームs2を用いてPLP#4のシンボル群6404を伝送しており、図50に示した、時空間ブロック符号を用いてデータを伝送するものとする。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。
放送局が、図64のように各PLPを送信した場合、図64の送信信号を受信する受信装置では、各PLPの送信方法を知る必要がある。したがって、前述で述べたように、第1、第2 Signalling dataを用いて、各PLPの送信方法の情報を伝送する必要がある。以下では、このときのP1シンボルの構成方法、および、第1、第2 Signalling dataの構成方法の一例について説明する。表3にP1シンボルを用いて送信する制御情報の具体例は表3のとおりである。
DVB−T2規格では、S1の制御情報(3ビットの情報)により、DVB−T2の規格を用いているかどうか、また、DVB−T2規格を用いている場合、用いている送信方法を受信装置が判断できるようになっている。3ビットのS1情報として、“000”を設定した場合、送信する変調信号が、「DVB−T2規格の一つの変調信号送信」に準拠していることになる。
また、3ビットのS1情報として、“001”を設定した場合、送信する変調信号が、「DVB−T2規格の時空間ブロック符号を用いた送信」に準拠していることになる。
DVB−T2規格では、“010”〜“111”は将来のために「Reserve」となっている。ここで、DVB−T2との互換性があるように本発明を適用するために、3ビットのS1情報として、例えば“010”と設定した場合(“000”“001”以外であればよい。)、送信する変調信号がDVB−T2以外の規格に準拠しているを示すことにし、端末の受信装置は、この情報が“010”であることがわかると、放送局が送信した変調信号がDVB−T2以外の規格に準拠していることを知ることができる。
次に、放送局が送信した変調信号がDVB−T2以外の規格に準拠している場合の第1、第2 Signalling dataの構成方法の例を説明する。第1、第2 Signalling dataの制御情報の第1の例は表4のとおりである。
表4に示した2ビットの情報である「PLP_MODE」は、図64に示したように、各PLP(図64ではPLP#1から#4)の送信方法を端末に通知するための制御情報であり、PLP_MODEの情報は、PLPごとに存在することになる。つまり、図64の場合、PLP#1のためのPLP_MODEの情報、PLP#2のためのPLP_MODEの情報、PLP#3のためのPLP_MODEの情報、PLP#4のためのPLP_MODEの情報・・・が、放送局から送信されることになる。当然であるが、端末は、この情報を復調(また、誤り訂正復号も行う)することで、放送局がPLPに用いた伝送方式を認識することができる。
「PLP_MODE」として、“00”と設定した場合、そのPLPは、「一つの変調信号を送信」することにより、データが伝送される。“01”と設定した場合、そのPLPは、「時空間ブロック符号化を行った複数の変調信号を送信」することにより、データが伝送される。“10”と設定した場合、そのPLPは、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法」を用いて、データが伝送される。“11”と設定した場合、そのPLPは、「プリコーディング行列が固定的なMIMO方式、または、空間多重MIMO伝送方式」を用いて、データが伝送される。
なお、「PLP_MODE」として、“01”〜“11”と設定された場合、放送局が具体的にどのような処理を施したか(例えば、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法における具体的な切り替え方法、使用した時空間具ロック符号化方法、プリコーディング行列として使用した行列の構成)を端末に伝送する必要がある。このときの制御情報の構成を含めた、表4とは異なる制御情報の構成方法について以下では説明する。
第1、第2 Signalling dataの制御情報の第2の例は表5のとおりである。
表5のように、1ビットの情報である「PLP_MODE」、1ビットの情報である「MIMO_MODE」、2ビットの情報である「MIMO_PATTERN#1」、2ビットの情報である「MIMO_PATTER#2」が存在し、これら4つの制御情報は、図64に示したように、各PLP(図64ではPLP#1から#4)の送信方法を端末に通知するための情報であり、したがって、これら4つの制御情報は、PLPごとに存在することになる。つまり、図64の場合、PLP#1のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報、PLP#2のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報、PLP#3のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報、PLP#4のためのPLP_MODEの情報/MIMO_MODEの情報/MIMO_PATTERN#1の情報/MIMO_PATTER#2の情報・・・が、放送局から送信されることになる。当然であるが、端末は、この情報を復調(また、誤り訂正復号も行う)することで、放送局がPLPに用いた伝送方式を認識することができる。
「PLP_MODE」として、“0”と設定した場合、そのPLPは、「一つの変調信号を送信」することにより、データが伝送される。“1”と設定した場合、そのPLPは、「時空間ブロック符号化を行った複数の変調信号を送信」、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法」、「プリコーディング行列が固定的なMIMO方式」、「空間多重MIMO伝送方式」のいずれかの方式で、データが伝送される。
「PLP_MODE」が「1」と設定された場合、「MIMO_MODE」の情報は有効な情報となり、「MIMO_MODE」として、“0”と設定した場合、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を使用しないで、データが伝送される。「MIMO_MODE」として、“1”と設定した場合、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を使用して、データが伝送される。
「PLP_MODE」が「1」、「MIMO_MODE」が「0」と設定された場合、「MIMO_PATTERN#1」の情報は有効な情報となり、「MIMO_PATTERN#1」として、“00”と設定した場合、時空間ブロック符号を用いて、データが伝送される。“01”と設定した場合、プリコーディング行列#1を固定的に用いて重み付け合成を行うプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“10”と設定した場合、プリコーディング行列#2を固定的に用いて重み付け合成を行うプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。(ただし、プリコーディング行列#1とプリコーディング行列#2はことなる行列である。)“11”と設定した場合、空間多重MIMO伝送方式を用いて、データが伝送される。(当然であるが、図49の方式1のプリコーディング行列が選択された、とも解釈することができる。)
「PLP_MODE」が「1」、「MIMO_MODE」が「1」と設定された場合、「MIMO_PATTERN#2」の情報は有効な情報となり、「MIMO_PATTERN#2」として、“00”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#1の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“01”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#2の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“10”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#3の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。“11”と設定した場合、プリコーディング行列切り替え方法#4の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いて、データが伝送される。ここで、プリコーディング行列切り替え方法#1〜#4はそれぞれ異なる方法となるが、このとき、異なる方法とは、例えば、#Aと#Bが異なる方法とすると、
・#Aに用いる複数のプリコーディング行列と#Bに用いる複数のプリコーディング行列の中に、同一のプリコーディング行列を含むが、周期が異なる、
・#Aには含まれるいるが#Bには含まれていないプリコーディング行列が存在する、
・#Aで使用する複数のプリコーディング行列を、#Bの方法では使用するプリコーディングに含まない
という方法がある。
上述では、表4、表5の制御情報を、第1、第2 Signalling dataにより送信するものとして説明した。この場合、制御情報を伝送するために、特に、PLPを利用する必要がないという利点がある。
以上のように、OFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式を用い、かつ、DVB−T2規格との識別が可能でありながら、DVB−T2とは異なる規格に対し、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を選択できるようにすることで、LOS環境に対し、高い受信品質を得ることができるとともに、高い伝送速度を得ることができる、という利点を得ることができる。なお、本実施の形態では、キャリア群が設定可能な伝送方式として、「空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式」をあげたがこれに限ったものではなく、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式は、図49の方式#2に限ったものではなく、固定的なプリコーディング行列で構成されていればよい。
そして、「空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式」を放送局が選択可能としている例で説明したが、これらすべての送信方法が選択可能な送信方法でなくてもよく、例えば、
・ 固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
・ 固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化が選択可能な送信方法
・ 固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
・ 規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
・ 固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式が選択可能な送信方法
・ 規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、時空間ブロック符号化が選択可能な送信方法
・ 規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式、ストリームs1のみ送信する伝送方式が選択可能な送信方法
のように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるMIMO方式を含むことで、LOS環境で、高速なデータ伝送を行うことができ、かつ、受信装置の受信データ品質を確保することができるという効果を得ることができる。
このとき、上記で述べたようにP1シンボルにおけるS1を設定する必要があるとともに、第1、第2 Signalling dataとして、表4とは異なる制御情報の設定方法(各PLPの伝送方式の設定方法)として、例えば、表6が考えられる。
表6が表4とは異なる点は、「PLP_MODE」を“11”としたときはReserveとしている点である。このように、PLPの伝送方式として、選択可能な伝送方式が上記で示した例のような場合、選択可能な伝送方式の数によって、例えば、表4、表6のPLP_MODEを構成するビット数を大きく、または、小さくすればよい。
表5についても同様で、例えば、MIMO伝送方式として、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法しかサポートしていない場合は、「MIMO_MODE」の制御情報は必要ないことになる。また、「MIMO_PATTER#1」において、例えば、プリコーディング行列が固定的なMIMO方式をサポートしていない場合、「MIMO_PATTER#1」の制御情報を必要としない場合もあり、また、プリコーディング行列が固定的なMIMO方式に用いるプリコーディング行列が複数必要としない場合、2ビットの制御情報ではなく、1ビットの制御情報としてもよいし、さらに、複数のプリコーディング行列を設定可能とする場合は、2ビット以上の制御情報としてもよい。
「MIMO_PATTERN#2」について同様に考えることができ、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法としてプリコーディング行列の切り替え方法が複数必要としない場合、2ビットの制御情報ではなく、1ビットの制御情報としてもよいし、さらに、複数のプリコーディング行列の切り替え方法を設定可能とする場合は、2ビット以上の制御情報としてもよい。
また、本実施の形態では、送信装置のアンテナ数を2の場合で説明したがこれに限ったものではなく、2より大きい場合においても、同様に、制御情報を送信すればよい。このとき、2アンテナを用いて変調信号を送信する場合に加え、4アンテナを用いて変調信号を送信する場合を実施するために、各制御情報を構成するビット数を増やす必要がある場合が発生する。このとき、P1シンボルで制御情報を送信する、第1、第2 Signalling dataで制御情報を送信する、という点は、上記で説明した場合と同様である。
放送局が送信するPLPのシンボル群のフレーム構成について、図64のように時分割で送信する方法を説明したが、以下では、その変形例について説明する。
図66は、図64とは異なる、P1シンボル、第1、第2 Signalling data、Common PLPを送信後の、周波数−時間軸における、ストリームs1およびs2のシンボルの配置方法の一例を示している。
図66において、「#1」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#1のシンボル群のうちの1シンボルを示している。同様に、「#2」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#2のシンボル群のうちの1シンボルを示しており、「#3」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#3のシンボル群のうちの1シンボルを示しており、「#4」と記載されているシンボルは、図64におけるPLP#4のシンボル群のうちの1シンボルを示している。そして、図64と同様、PLP#1は、図49に示した、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いてデータを伝送するものとする。そして、PLP#2は、一つの変調信号を送信することでデータを伝送するものとする。PLP#3は、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式を用いてデータを伝送するものとする。PLP#4は、図50に示した、時空間ブロック符号を用いてデータを伝送するものとする。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。
なお、図66において、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。
図66が図64と異なる点は、前述のように、図64では、複数のPLPを時分割に配置する例を示したが、図66では、図64と異なり、時分割、および、周波数分割を併用して、複数のPLPを存在させている。つまり、例えば、時刻1では、PLP#1のシンボルとPLP#2のシンボルが存在しており、時刻3では、PLP#3のシンボルとPLP#4のシンボルが存在している。このように、(1時刻、1サブキャリアで構成される)シンボルごとに、異なるインデックス(#X; X=1、2、・・・)のPLPのシンボルを割り当てることができる。
なお、図66では、簡略的に、時刻1では、「#1」「#2」しか存在していないが、これに限ったものではなく、「#1」「#2」のPLP以外のインデックスのPLPのシンボルが時刻1に存在してもよく、また、時刻1におけるサブキャリアとPLPのインデックスの関係は、図66に限ったものではなく、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。また、同様に、他の時刻においても、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。
図67は、図64とは異なるP1シンボル、第1、第2 Signalling data、Common PLPを送信後の、周波数−時間軸における、ストリームs1およびs2のシンボルの配置方法の一例を示している。図67における特徴的な部分は、T2フレームにおいて、PLPの伝送方式として、複数アンテナ送信を基本とした場合、「ストリームs1のみ送信する伝送方式」を選択できないという点である。
したがって、図67において、PLP#1のシンボル群6701は、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」により、データが伝送されるものとする。PLP#2のシンボル群6702は、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」により、データが伝送されるものとする。PLP#3のシンボル群6703は、「時空間ブロック符号」により、データが伝送されるものとする。そして、PLP#3のシンボル群6703以降の単位フレーム内でのPLPシンボル群は、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」のいずれかの送信方法により、データが伝送されることになる。
図68は、図66とは異なる、P1シンボル、第1、第2 Signalling data、Common PLPを送信後の、周波数−時間軸における、ストリームs1およびs2のシンボルの配置方法の一例を示している。
図68において、「#1」と記載されているシンボルは、図67におけるPLP#1のシンボル群のうちの1シンボルを示している。同様に、「#2」と記載されているシンボルは、図67におけるPLP#2のシンボル群のうちの1シンボルを示しており、「#3」と記載されているシンボルは、図67におけるPLP#3のシンボル群のうちの1シンボルを示している。そして、図67と同様、PLP#1は、図49に示した、空間多重MIMO伝送方式、または、プリコーディング行列が固定のMIMO伝送方式を用いてデータを伝送するものとする。そして、PLP#2は、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式を用いてデータを伝送するものとする。PLP#3は、図50に示した、時空間ブロック符号を用いてデータを伝送するものとする。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。
なお、図68において、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。
図68が図67と異なる点は、前述のように、図67では、複数のPLPを時分割に配置する例を示したが、図68では、図67と異なり、時分割、および、周波数分割を併用して、複数のPLPを存在させている。つまり、例えば、時刻1では、PLP#1のシンボルとPLP#2のシンボルが存在している。このように、(1時刻、1サブキャリアで構成される)シンボルごとに、異なるインデックス(#X; X=1、2、・・・)のPLPのシンボルを割り当てることができる。
なお、図68では、簡略的に、時刻1では、「#1」「#2」しか存在していないが、これに限ったものではなく、「#1」「#2」のPLP以外のインデックスのPLPのシンボルが時刻1に存在してもよく、また、時刻1におけるサブキャリアとPLPのインデックスの関係は、図68に限ったものではなく、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。また、同様に、他の時刻においても、サブキャリアにどのインデックスのPLPのシンボルを割り当てても良い。一方で、時刻3のように、ある時刻において、一つのPLPのシンボルのみを割り当ててもよい。つまり、PLPのシンボルを時間―周波数におけるフレーム方法において、どのように割り当ててもよい。
このように、単位フレーム内において、「ストリームs1のみ送信する伝送方式」を用いたPLPが存在しないため、端末が受信する受信信号のダイナミックレンジを抑えることができるため、良好な受信品質を得る可能性を高くすることができという効果を得ることができる。
なお、図68で説明するにあたって、送信方法として、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」をいずれかを選択する例で説明したが、これらの送信方法をすべて選択可能であるとする必要がなく、例えば、
・「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」、「固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」を選択可能
・「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「時空間ブロック符号」を選択可能
・「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」、「固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」を選択可能
としてもよい。
上述では、単位フレーム内に複数のPLPが存在する場合について説明したが、以降では、単位フレーム内に一つのPLPのみ存在する場合について説明する。
図69は、単位フレーム内に一つのみPLPが存在する場合の、時間―周波数軸におけるストリームs1およびs2のフレーム構成の一例を示している。
図69において、「制御シンボル」と記載しているが、これは、上述で説明したP1シンボル、および、第1、第2 Signalling data等のシンボルを意味している。そして、図69では、区間1を用いて第1の単位フレームを送信しており、同様に、区間2を用いて第2の単位フレームを送信しており、区間3を用いて第3の単位フレームを送信しており、区間4を用いて第4の単位フレームを送信している。
また、図69において、第1の単位フレームでは、PLP#1−1のシンボル群6801を送信しており、送信方法としては、「空間多重MIMO伝送方式、または、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式」を選択している。
第2の単位フレームでは、PLP#2−1のシンボル群6802を送信しており、送信方法としては、「一つの変調信号を送信する方法」を選択している。
第3の単位フレームでは、PLP#3−1のシンボル群6803を送信しており、送信方法としては、「規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方式」を選択している。
第4の単位フレームでは、PLP#4−1のシンボル群6804を送信しており、送信方法としては、「時空間ブロック符号」を選択している。なお、時空間ブロック符号におシンボルの配置は、時間方向に限ったものではなく、周波数軸方向に配置してもよいし、時間―周波数で形成したシンボル群に適宜配置してもよい。また、時空間ブロック符号は、図50で説明した方法に限ったものではない。
なお、図69において、s1、s2、両者で、同一サブキャリアの同一時刻にシンボルが存在している場合、同一周波数に2つのストリームのシンボルが存在していることになる。なお、他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングの方法を含むプリコーディングを行っている場合、s1、s2は、プリコーディング行列を用いて重み付け、および、合成が行われ、z1、z2が、それぞれ、アンテナから出力されることになる。
このようにすることで、PLPごとに、データの伝送速度、端末のデータ受信品質を考慮して、送信方法を設定できるので、データの伝送速度の向上とデータの受信品質の確保の両立を図ることが可能となる。なお、P1シンボル、第1、第2 Signalling dataの伝送方法等の制御情報の構成方法の例は、上記の表3から表6のように構成すれば、同様に実施することができる。異なる点は、図64等のフレーム構成では、一つの単位フレームに、複数のPLPを有しているため、複数のPLPに対する伝送方法等の制御情報を必要としていたが、図69のフレーム構成の場合、一つの単位フレームには、一つのPLPしか存在しないため、その一つのPLPに対する伝送方法等の制御情報のみ必要となるという点である。
According to the first Signaling data (7001), for example, information on a guard interval used in a transmission frame, information on a PAPR (Peak to Average Power Ratio) method, a modulation method when transmitting the second Signaling data, an error correction method, Which of the error correction method coding rate information, second signaling data size and information size information, pilot pattern information, cell (frequency domain) unique number information, normal mode or extended mode is used? A method of transmitting the information and the like can be considered. At this time, the first Signaling data (7001) does not necessarily need to transmit data conforming to the DVB-T2 standard.
By the second Signaling data (7002), for example, information on the number of PLPs, information on the frequency domain to be used, information on the unique number of each PLP, a modulation method used to transmit each PLP, an error correction method, an error correction Information on the coding rate of the system, information on the number of blocks transmitted by each PLP, and the like are transmitted.
In the frame configuration of FIG. 70, the first Signaling data (7001), the second Signaling data (7002), the L1 Post-Signalling data (6103), the Common PLP (6104), and the PLP#1 to #N (6105_1 to 6105_N) are Although it is described that they are transmitted in a time division manner, in reality, two or more types of signals exist at the same time. An example thereof is shown in FIG. As shown in FIG. 71, the first Signaling data, the second Signaling data, and the Common PLP may exist at the same time, or PLP#1 and PLP#2 may exist at the same time. That is, each signal uses both time division and frequency division to form a frame.
FIG. 72 shows an example of the configuration of a transmission device that applies the transmission method that regularly switches the precoding matrix described so far to a transmission device of a standard (for example, a broadcast station) different from DVB-T2. Showing. In FIG. 72, those that operate in the same manner as in FIG. 63 are assigned the same reference numerals, and the description of their operation is the same as that described above. The control signal generation unit 6308 receives the transmission data 7201 for the first and second Signaling data and the transmission data 6307 for the P1 symbol as input, and transmits the transmission method (error correction code, code of error correction code of each symbol group in FIG. 70. PAPR reduction methods such as conversion rate, modulation method, block length, frame configuration, selected transmission method including transmission method that regularly switches the precoding matrix, pilot symbol insertion method, IFFT (Inverse Fast Fourier Transform)/FFT information, etc. Information of (1) and information of guard interval insertion method) is output as a control signal 6309.
The control symbol signal generation unit 7202 receives the transmission data 7201 for the first and second Signaling data and the control signal 6309 as input, and the error correction information of the first and second Signaling data included in the control signal 6309 and the modulation method. Based on information such as information, error correction coding and mapping based on a modulation method are performed, and (orthogonal) baseband signal 7203 of the first and second Signaling data is output.
Next, the frame configuration of the transmission signal of the broadcasting station (base station) when the method of regularly switching the precoding matrix is applied to a system of a standard different from DVB-T2, control information (P1 symbol and The transmission method of the information transmitted by the first and second signaling data) will be described in detail.
FIG. 64 shows an example of a frame configuration on the frequency-time axis in the case of transmitting a plurality of PLPs after transmitting the P1 symbol, the first and second Signaling data, and the Common PLP. In FIG. 64, stream s1 uses subcarriers #1 to #M on the frequency axis, and stream s2 also uses subcarriers #1 to #M on the frequency axis. Therefore, when symbols exist in the same subcarrier at the same time in both s1 and s2, it means that symbols of two streams exist in the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method that regularly switches the precoding matrix is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
As shown in FIG. 64, in the section 1, the symbol group 6401 of PLP#1 is transmitted using the stream s1 and the stream s2, and the spatial multiplexing MIMO transmission scheme or the precoding matrix shown in FIG. Data shall be transmitted using a fixed MIMO transmission method.
In the section 2, the symbol group 6402 of PLP#2 is transmitted using the stream s1, and it is assumed that data is transmitted by transmitting one modulated signal.
In the section 3, the symbol group 6403 of PLP#3 is transmitted using the stream s1 and the stream s2, and it is assumed that data is transmitted using the precoding method that regularly switches the precoding matrix.
In the section 4, the symbol group 6404 of PLP#4 is transmitted using the streams s1 and s2, and it is assumed that the data is transmitted using the space-time block code shown in FIG. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction but may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in the symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
When the broadcasting station transmits each PLP as shown in FIG. 64, the receiving device that receives the transmission signal of FIG. 64 needs to know the transmission method of each PLP. Therefore, as described above, it is necessary to transmit the information on the transmission method of each PLP using the first and second Signaling data. In the following, an example of the method of configuring the P1 symbol and the method of configuring the first and second Signaling data at this time will be described. Table 3 shows specific examples of control information transmitted using P1 symbols in Table 3.
According to the DVB-T2 standard, whether or not the DVB-T2 standard is used is determined by the control information (3-bit information) of S1 and, if the DVB-T2 standard is used, the receiving apparatus determines the transmission method used. You can judge. When “000” is set as the 3-bit S1 information, the modulated signal to be transmitted complies with “one modulated signal transmission of the DVB-T2 standard”.
When "001" is set as the 3-bit S1 information, the modulated signal to be transmitted complies with "transmission using the space-time block code of the DVB-T2 standard".
In the DVB-T2 standard, “010” to “111” are “Reserve” for the future. Here, in order to apply the present invention so as to be compatible with DVB-T2, when the 3-bit S1 information is set to, for example, "010" (any other than "000" and "001" may be used. ), indicating that the modulated signal to be transmitted conforms to a standard other than DVB-T2, and when the receiving device of the terminal finds that this information is "010", the modulated signal transmitted by the broadcasting station is It can be known that the standard conforms to a standard other than DVB-T2.
Next, an example of a method of configuring the first and second Signaling data when the modulated signal transmitted by the broadcasting station complies with a standard other than DVB-T2 will be described. Table 4 shows a first example of the control information of the first and second signaling data.
The 2-bit information "PLP_MODE" shown in Table 4 is control information for notifying the terminal of the transmission method of each PLP (PLP #1 to #4 in FIG. 64) as shown in FIG. Yes, the PLP_MODE information is present for each PLP. That is, in the case of FIG. 64, PLP_MODE information for PLP#1, PLP_MODE information for PLP#2, PLP_MODE information for PLP#3, PLP_MODE information for PLP#4,... , Will be transmitted from the broadcasting station. As a matter of course, the terminal can recognize the transmission method used by the broadcasting station for PLP by demodulating this information (also performing error correction decoding).
When "00" is set as the "PLP_MODE", the PLP "transmits one modulation signal" to transmit data. When "01" is set, the PLP transmits data by "transmitting a plurality of modulated signals subjected to space-time block coding". When set to "10", the PLP uses the "precoding method for regularly switching the precoding matrix" to transmit data. When set to “11”, the PLP uses the “MIMO scheme with a fixed precoding matrix or the spatial multiplexing MIMO transmission scheme” to transmit data.
When “01” to “11” are set as “PLP_MODE”, what kind of processing is specifically performed by the broadcasting station (for example, specific switching in the method of regularly switching the precoding matrix) Method, the used space-time tool lock coding method, and the matrix configuration used as the precoding matrix) should be transmitted to the terminal. A method of configuring control information different from that in Table 4 including the configuration of control information at this time will be described below.
Table 5 shows a second example of the control information of the first and second signaling data.
As shown in Table 5, 1-bit information "PLP_MODE", 1-bit information "MIMO_MODE", 2-bit information "MIMO_PATTERN#1", 2-bit information "MIMO_PATTER#2" These four pieces of control information are information for notifying the terminal of the transmission method of each PLP (PLPs #1 to #4 in FIG. 64), as shown in FIG. The control information will exist for each PLP. That is, in the case of FIG. 64, PLP_MODE information for PLP#1/MIMO_MODE information/MIMO_PATTERN#1 information/MIMO_PATTER#2 information, PLP_MODE information for PLP#2/MIMO_MODE information/MIMO_PATTERN#1 Information/MIMO_PATTER#2 information, PLP_MODE information for PLP#3/MIMO_MODE information/MIMO_PATTERN#1 information/MIMO_PATTER#2 information, PLP_MODE information/MIMO_MODE information/MIMO_MODE information for PLP#4. Information of #1/information of MIMO_PATTER #2... Is transmitted from the broadcasting station. As a matter of course, the terminal can recognize the transmission method used by the broadcasting station for PLP by demodulating this information (also performing error correction decoding).
When “0” is set as “PLP_MODE”, the PLP “transmits one modulation signal” to transmit data. When set to “1”, the PLP has “transmission of a plurality of modulated signals subjected to space-time block coding”, “precoding method for regularly switching precoding matrices”, “precoding matrix is fixed Data is transmitted by any of the following two types: a MIMO scheme" and a "spatial multiplexing MIMO transmission scheme".
When “PLP_MODE” is set to “1”, the information of “MIMO_MODE” becomes valid information, and when “0” is set as “MIMO_MODE”, the precoding method for regularly switching the precoding matrix is used. Instead, the data is transmitted. When “1” is set as “MIMO_MODE”, data is transmitted using the precoding method that regularly switches the precoding matrix.
When "PLP_MODE" is set to "1" and "MIMO_MODE" is set to "0", the information of "MIMO_PATTERN#1" is valid information. When "MIMO_PATTERN#1" is set to "00", the time is Data is transmitted using the spatial block code. When set to “01”, data is transmitted using the precoding method in which the precoding matrix #1 is fixedly used to perform weighted combining. When set to “10”, data is transmitted using the precoding method in which the precoding matrix #2 is fixedly used and weighted synthesis is performed. (However, precoding matrix #1 and precoding matrix #2 are different matrices.) When set to “11”, data is transmitted using the spatial multiplexing MIMO transmission scheme. (Of course, it can be interpreted that the precoding matrix of scheme 1 in FIG. 49 is selected.)
When "PLP_MODE" is set to "1" and "MIMO_MODE" is set to "1", the information of "MIMO_PATTERN#2" is valid information. When "MIMO_PATTERN#2" is set to "00", Data is transmitted using the precoding method of switching the precoding matrix regularly according to the coding matrix switching method #1. When set to “01”, data is transmitted using the precoding method for regularly switching the precoding matrix of the precoding matrix switching method #2. When set to “10”, data is transmitted using the precoding method for regularly switching the precoding matrix of the precoding matrix switching method #3. When set to “11”, data is transmitted using the precoding method for switching the precoding matrix regularly in the precoding matrix switching method #4. Here, the precoding matrix switching methods #1 to #4 are different from each other. At this time, for example, if #A and #B are different,
The same precoding matrix is included in the plurality of precoding matrices used for #A and the plurality of precoding matrices used for #B, but the periods are different,
-There is a precoding matrix that is included in #A but not #B,
-There is a method in which multiple precoding matrices used in #A are not included in the precoding used in #B.
In the above description, the control information in Tables 4 and 5 is described as being transmitted by the first and second Signaling data. In this case, there is an advantage that it is not necessary to use the PLP in particular for transmitting the control information.
As described above, a pre-coding matrix is regularly switched to a standard different from DVB-T2 while using a multi-carrier transmission system such as the OFDM system and being discriminable from the DVB-T2 standard. By making it possible to select the method, it is possible to obtain an advantage that a high reception quality can be obtained and a high transmission rate can be obtained in the LOS environment. In the present embodiment, as a transmission method in which a carrier group can be set, there are “spatial multiplexing MIMO transmission method, MIMO method using fixed precoding matrix, MIMO method for regularly switching precoding matrix, and space-time block. The encoding method is not limited to this, and the MIMO method using a fixed precoding matrix is not limited to the method #2 of FIG. 49 and is fixed. It suffices if it is composed of a pre-coding matrix.
Then, the broadcasting station selects “spatial multiplexing MIMO transmission method, MIMO method using fixed precoding matrix, MIMO method for regularly switching precoding matrix, space-time block coding, transmission method for transmitting only stream s1” Although explained in the example that allows, all of these transmission methods may not be selectable transmission methods, for example,
-A MIMO method that uses a fixed precoding matrix, a MIMO method that regularly switches the precoding matrix, space-time block coding, and a transmission method in which a transmission method that transmits only stream s1 can be selected.-A fixed precoding matrix MIMO scheme to be used, MIMO scheme to regularly switch precoding matrices, transmission method in which space-time block coding is selectable-MIMO scheme to use fixed precoding matrix, MIMO scheme to regularly switch precoding matrices, stream A transmission method in which a transmission method for transmitting only s1 can be selected. A MIMO method in which a precoding matrix is regularly switched, space-time block coding, and a transmission method in which a transmission method for transmitting only stream s1 can be selected. , A transmission method in which a MIMO scheme that regularly switches a precoding matrix can be selected, a MIMO scheme that regularly switches a precoding matrix, a transmission method that can select space-time block coding, and a regular precoding By including a MIMO method that regularly switches the precoding matrix, such as a MIMO method that switches matrices and a transmission method that can select a transmission method that transmits only stream s1, high-speed data transmission can be performed in the LOS environment. It is possible to obtain the effect that the reception data quality of the receiving device can be secured.
At this time, it is necessary to set S1 in the P1 symbol as described above, and a control information setting method different from Table 4 as the first and second Signaling data (transmission method setting method for each PLP). For example, Table 6 can be considered.
Table 6 is different from Table 4 in that when "PLP_MODE" is set to "11", it is set as Reserve. Thus, in the case where the selectable transmission method is the above-described example as the PLP transmission method, the number of bits configuring PLP_MODE in Tables 4 and 6 is determined according to the number of selectable transmission methods, for example. It may be larger or smaller.
The same applies to Table 5, for example, if the MIMO transmission method only supports a precoding method that regularly switches the precoding matrix, the control information of "MIMO_MODE" is not necessary. Further, in "MIMO_PATER#1", for example, if the precoding matrix does not support a fixed MIMO scheme, the control information of "MIMO_PATER#1" may not be necessary, and the precoding matrix is fixed. When a plurality of precoding matrices used in the conventional MIMO scheme are not required, 1-bit control information may be used instead of 2-bit control information. Further, when a plurality of precoding matrices can be set, 2 The control information may be bits or more.
"MIMO_PATTERN#2" can be considered in the same way, and when multiple precoding matrix switching methods are not required as regular precoding matrix switching methods, 1-bit control is used instead of 2-bit control information. The information may be used, or if more than one precoding matrix switching method can be set, the control information may be 2 bits or more.
Further, in the present embodiment, the case where the number of antennas of the transmitter is 2 has been described, but the present invention is not limited to this, and control information may be similarly transmitted when the number of antennas is larger than 2. At this time, in order to carry out the case of transmitting the modulation signal using the four antennas in addition to the case of transmitting the modulation signal using the two antennas, it may be necessary to increase the number of bits forming each control information. To do. At this time, the point that the control information is transmitted by the P1 symbol and the control information is transmitted by the first and second Signaling data is the same as the case described above.
Regarding the frame configuration of the PLP symbol group transmitted by the broadcasting station, the method of transmitting in time division as shown in FIG. 64 has been described, but a modification thereof will be described below.
66 shows an example of a method of arranging the symbols of the streams s1 and s2 on the frequency-time axis after transmitting the P1 symbol, the first and second Signaling data, and the Common PLP, which is different from FIG.
In FIG. 66, the symbol described as “#1” indicates one symbol of the symbol group of PLP#1 in FIG. Similarly, the symbol described as “#2” indicates one symbol in the symbol group of PLP#2 in FIG. 64, and the symbol described as “#3” is the PLP in FIG. 64. One symbol of the symbol group of #3 is shown, and a symbol described as "#4" is one symbol of the symbol group of PLP#4 in FIG. Then, as in FIG. 64, PLP#1 is assumed to transmit data using the spatial multiplexing MIMO transmission scheme or the MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix shown in FIG. Then, PLP#2 is assumed to transmit data by transmitting one modulated signal. It is assumed that PLP#3 transmits data using a precoding method that regularly switches precoding matrices. It is assumed that PLP#4 transmits data using the space-time block code shown in FIG. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction but may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in the symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
Note that, in FIG. 66, when symbols are present in the same subcarrier at the same time in s1 and s2, it means that symbols of two streams are present in the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method that regularly switches the precoding matrix is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
The difference between FIG. 66 and FIG. 64 is that, as described above, FIG. 64 shows an example in which a plurality of PLPs are arranged in time division. However, in FIG. 66, unlike FIG. 64, time division and frequency division are performed. Are used together to make a plurality of PLPs exist. That is, for example, at time 1, there are symbols of PLP#1 and PLP#2, and at time 3, there are symbols of PLP#3 and PLP#4. In this way, PLP symbols of different indexes (#X; X=1, 2,...) Can be assigned to each symbol (composed of one subcarrier at one time).
In FIG. 66, for simplicity, at time 1, only “#1” and “#2” exist, but the present invention is not limited to this, and indexes other than PLPs of “#1” and “#2” are present. Symbol of PLP may exist at time 1, and the relationship between the subcarrier and the index of PLP at time 1 is not limited to that of FIG. 66, and the PLP symbol of which index is assigned to the subcarrier. Is also good. Similarly, at other times, the PLP symbol of any index may be assigned to the subcarrier.
FIG. 67 shows an example of a method of arranging the symbols of the streams s1 and s2 on the frequency-time axis after transmitting the P1 symbol, the first and second Signaling data, and the Common PLP different from those in FIG. A characteristic part in FIG. 67 is that, in the T2 frame, when the multiple antenna transmission is basically used as the PLP transmission method, the “transmission method for transmitting only the stream s1” cannot be selected.
Therefore, in FIG. 67, it is assumed that data is transmitted in the symbol group 6701 of PLP#1 by the “spatial multiplexing MIMO transmission method or the MIMO method using a fixed precoding matrix”. It is assumed that data is transmitted to the symbol group 6702 of PLP#2 by the “precoding method that regularly switches the precoding matrix”. Data is transmitted by the symbol group 6703 of PLP#3 by the "space-time block code". Then, the PLP symbol group in the unit frame after the symbol group 6703 of PLP#3 includes a “spatial multiplexing MIMO transmission scheme or a MIMO scheme using a fixed precoding matrix” and “regular precoding matrix Data is transmitted by a transmission method of either "precoding method for switching" or "space-time block code".
68 shows an example of a method of arranging the symbols of the streams s1 and s2 on the frequency-time axis after transmitting the P1 symbol, the first and second Signaling data, and the Common PLP, which is different from FIG. 66.
In FIG. 68, the symbol described as “#1” indicates one symbol of the symbol group of PLP#1 in FIG. 67. Similarly, the symbol described as “#2” indicates one symbol of the symbol group of PLP#2 in FIG. 67, and the symbol described as “#3” is the PLP in FIG. 67. One symbol of the symbol group of #3 is shown. Then, as in FIG. 67, PLP#1 is assumed to transmit data using the spatial multiplexing MIMO transmission scheme shown in FIG. 49 or the MIMO transmission scheme with a fixed precoding matrix. Then, it is assumed that PLP#2 transmits data using a precoding method that regularly switches the precoding matrix. It is assumed that PLP#3 transmits data using the space-time block code shown in FIG. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction but may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in the symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
Note that, in FIG. 68, when symbols are present in the same subcarrier at the same time in both s1 and s2, it means that symbols of two streams are present in the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method that regularly switches the precoding matrix is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
68 differs from FIG. 67 in that, as described above, FIG. 67 shows an example of arranging a plurality of PLPs in time division, but in FIG. 68, unlike FIG. 67, time division and frequency division are performed. Are used together to make a plurality of PLPs exist. That is, for example, at time 1, the symbol of PLP#1 and the symbol of PLP#2 exist. In this way, PLP symbols of different indexes (#X; X=1, 2,...) Can be assigned to each symbol (composed of one subcarrier at one time).
In FIG. 68, for simplicity, at time 1, only “#1” and “#2” exist, but the present invention is not limited to this, and indexes other than PLPs of “#1” and “#2” are present. Symbol of PLP may exist at time 1, and the relationship between the subcarrier and the index of PLP at time 1 is not limited to that in FIG. 68, and the PLP symbol of which index is assigned to the subcarrier. Is also good. Similarly, at other times, the PLP symbol of any index may be assigned to the subcarrier. On the other hand, as at time 3, only one PLP symbol may be allocated at a certain time. That is, the PLP symbols may be assigned in any manner in the time-frequency frame method.
In this way, since there is no PLP using the “transmission method for transmitting only stream s1” in the unit frame, it is possible to suppress the dynamic range of the reception signal received by the terminal, so that good reception quality can be obtained. It is possible to obtain the effect that the property can be enhanced.
In the description with reference to FIG. 68, as a transmission method, “spatial multiplexing MIMO transmission method or MIMO method using fixed precoding matrix”, “precoding method for regularly switching precoding matrix”, and “time” Although an example of selecting one of "spatial block codes" has been described, it is not necessary that all of these transmission methods be selectable.
-"Precoding method that regularly switches the precoding matrix", "space-time block code", and "MIMO method that uses a fixed precoding matrix" can be selected. "Precoding method that regularly switches the precoding matrix. , “Space-time block code” can be selected, “a precoding method for regularly switching the precoding matrix”, and “a MIMO method using a fixed precoding matrix” can be selected.
Although the case where a plurality of PLPs exist in the unit frame has been described above, the case where only one PLP exists in the unit frame will be described below.
FIG. 69 shows an example of the frame configuration of the streams s1 and s2 on the time-frequency axis when only one PLP exists in the unit frame.
In FIG. 69, “control symbol” is described, but this means the P1 symbol described above, and symbols such as the first and second Signaling data. In FIG. 69, the first unit frame is transmitted using the section 1, the second unit frame is similarly transmitted using the section 2, and the third unit is used using the section 3. A frame is being transmitted, and the fourth unit frame is being transmitted using section 4.
Also, in FIG. 69, symbol group 6801 of PLP#1-1 is transmitted in the first unit frame, and the transmission method is “spatial multiplexing MIMO transmission method or fixed precoding matrix is used. "MIMO system" is selected.
In the second unit frame, the symbol group 6802 of PLP#2-1 is transmitted, and the “method of transmitting one modulated signal” is selected as the transmission method.
In the third unit frame, the symbol group 6803 of PLP#3-1 is transmitted, and the “precoding scheme for regularly switching the precoding matrix” is selected as the transmission method.
In the fourth unit frame, the symbol group 6804 of PLP#4-1 is transmitted, and “space-time block code” is selected as the transmission method. The arrangement of symbols in the space-time block code is not limited to the time direction but may be arranged in the frequency axis direction, or may be appropriately arranged in the symbol group formed by time-frequency. The space-time block code is not limited to the method described with reference to FIG.
Note that, in FIG. 69, if s1 and s2 both have symbols at the same time on the same subcarrier, it means that symbols of two streams exist at the same frequency. As described in other embodiments, when precoding including a precoding method that regularly switches the precoding matrix is performed, s1 and s2 are weighted using the precoding matrix, and Combining is performed, and z1 and z2 are output from the antenna, respectively.
By doing so, the transmission method can be set for each PLP in consideration of the data transmission rate and the data reception quality of the terminal, so that both the improvement of the data transmission rate and the assurance of the data reception quality are achieved. It becomes possible. It should be noted that examples of the method of configuring the control information such as the transmission method of the P1 symbol and the first and second Signaling data can be similarly implemented if configured as shown in Tables 3 to 6 above. The different point is that in the frame configuration of FIG. 64 and the like, since one unit frame has a plurality of PLPs, control information such as a transmission method for a plurality of PLPs is required. In this case, since only one PLP exists in one unit frame, only control information such as a transmission method for that one PLP is required.

本実施の形態では、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を、DVB規格を用いたシステムに適用した場合の適用方法について述べた。このとき、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の例には、実施の形態1から実施の形態16で示したとおりである。しかし、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法については、実施の形態1から実施の形態16で示した方法に限ったものではなく、プリコーディング行列を複数用意しておき、用意しておいた複数のプリコーディング行列の中からスロットごとに、一つのプリコーディング行列を選択し、プリコーディングを行うとともに、スロットごとに規則的に使用するプリコーディング行列を切り替える方式であれば、本実施の形態は、同様に実施することができる。 The present embodiment has described the application method when the precoding method that regularly switches the precoding matrix is applied to the system using the DVB standard. At this time, examples of the precoding method for regularly switching the precoding matrix are as shown in the first to sixteenth embodiments. However, the method of regularly switching the precoding matrix is not limited to the method shown in the first to sixteenth embodiments, and a plurality of precoding matrices may be prepared and prepared. If one precoding matrix is selected for each slot from among the precoding matrices of, the precoding matrix is regularly switched for each slot, the present embodiment is It can be implemented similarly.

また、本実施の形態では、制御情報を特別な呼び方をしているが、呼び方は、本発明に影響を与えるものではない。
(実施の形態A2)
本実施の形態では、実施の形態A1で説明した、DVB−T2規格を用いた通信システムに、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を適用した方法を用いた時の受信方法、および、受信装置の構成について詳しく説明する。
図73は、図63の放送局の送信装置が、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用したときの、端末の受信装置の構成の一例を示しており、図7、図56と同様に動作するものについては同一符号を付している。
図73において、P1シンボル検出、復号部7301は、放送局が送信した信号を受信し、信号処理後の信号704_X、704_Yを入力とし、P1シンボルを検出することで、信号検出、時間周波数同期を行うと同時に、P1シンボルに含まれる制御情報を(復調、および、誤り訂正復号を行うことで)得、P1シンボル制御情報7302を出力する。
OFDM方式関連処理部5600_X、および、5600_Yは、P1シンボル制御情報7302を入力としており、この情報に基づき、OFDM方式のための信号処理方法を変更する。(実施の形態A1に記載したように、放送局が送信する信号の伝送方法の情報が、P1シンボルに含まれているからである。)
P2シンボル(Signalling PLPを含む場合もある。)復調部7303は、信号処理後の信号704_X、704_Y、および、P1シンボル制御情報7302を入力とし、P1シンボル制御情報に基づき、信号処理を行い、復調(誤り訂正復号を含む)を行い、P2シンボル制御情報7304を出力する。
制御情報生成部7305は、P1シンボル制御情報7302、および、P2シンボル制御情報7304を入力とし、(受信動作に関係する)制御情報をたばね、制御信号7306として出力する。そして、制御信号7306は、図73に示したように、各部に入力されることになる。
信号処理部711は、信号706_1、706_2、708_1、708_2、704_X、704_Y、および、制御信号7306を入力とし、制御信号7306に含まれている、各PLPを伝送するために用いた伝送方式・変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化の符号化率・誤り訂正符号のブロックサイズ等の情報に基づき、復調、復号の処理を行い、受信データ712を出力する。
このとき、PLPを伝送するために、空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のいずれかの伝送方式を用いている場合、(数41)の式(41)、(数153)の式(143)の関係式を用いて、信号処理部711は、復調処理を行えばよい。なお、チャネル行列(H)は、チャネル変動推定部(705_1、705_2、707_1、707_2)の出力結果から得ることができ、プリコーディング行列(FまたはW)は、用いた伝送方式により、その行列の構成は異なる。特に、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いた場合、都度、用いているプリコーディング行列を切り替え、復調することになる。また、時空間ブロック符号を用いているときも、チャネル推定値、受信(ベースバンド)信号を用いて、復調を行うことになる。
図74は、図72の放送局の送信装置が、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用したときの、端末の受信装置の構成の一例を示しており、図7、図56、図73と同様に動作するものについては同一符号を付している。
図74の受信装置と図73の受信装置の異なる点は、図73の受信装置は、DVB−T2規格とそれ以外の規格の信号を受信し、データを得ることができるに対し、図74の受信装置は、DVB−T2規格以外の信号のみ受信し、データを得ることができる点である。
図74において、P1シンボル検出、復号部7301は、放送局が送信した信号を受信し、信号処理後の信号704_X、704_Yを入力とし、P1シンボルを検出することで、信号検出、時間周波数同期を行うと同時に、P1シンボルに含まれる制御情報を(復調、および、誤り訂正復号を行うことで)得、P1シンボル制御情報7302を出力する。
OFDM方式関連処理部5600_X、および、5600_Yは、P1シンボル制御情報7302を入力としており、この情報に基づき、OFDM方式のための信号処理方法を変更する。(実施の形態A1に記載したように、放送局が送信する信号の伝送方法の情報が、P1シンボルに含まれているからである。)
第1、第2 Signalling data復調部7401は、信号処理後の信号704_X、704_Y、および、P1シンボル制御情報7302を入力とし、P1シンボル制御情報に基づき、信号処理を行い、復調(誤り訂正復号を含む)を行い、第1、第2 Signalling data制御情報7402を出力する。
制御情報生成部7305は、P1シンボル制御情報7302、および、第1、第2 Signalling data制御情報7402を入力とし、(受信動作に関係する)制御情報をたばね、制御信号7306として出力する。そして、制御信号7306は、図73に示したように、各部に入力されることになる。
信号処理部711は、信号706_1、706_2、708_1、708_2、704_X、704_Y、および、制御信号7306を入力とし、制御信号7306に含まれている、各PLPを伝送するために用いた伝送方式・変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化の符号化率・誤り訂正符号のブロックサイズ等の情報に基づき、復調、復号の処理を行い、受信データ712を出力する。
このとき、PLPを伝送するために、空間多重MIMO伝送方式、固定的なプリコーディング行列を用いるMIMO方式、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のいずれかの伝送方式を用いている場合、(数41)の式(41)、(数153)の式(143)の関係式を用いて、信号処理部711は、復調処理を行えばよい。なお、チャネル行列(H)は、チャネル変動推定部(705_1、705_2、707_1、707_2)の出力結果から得ることができ、プリコーディング行列(FまたはW)は、用いた伝送方式により、その行列の構成は異なる。特に、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を用いた場合、都度、用いているプリコーディング行列を切り替え、復調することになる。また、時空間ブロック符号を用いているときも、チャネル推定値、受信(ベースバンド)信号を用いて、復調を行うことになる。
図75は、DVB−T2規格に対応し、かつ、DVB−T2以外の規格に対応した、端末の受信装置の構成を示しており、図7、図56、図73と同様に動作するものについては同一符号を付している。
図75の受信装置と図73、図74の受信装置の異なる点は、図75の受信装置は、DVB−T2規格とそれ以外の規格の信号の両者に対し、復調が可能となるように、P2シンボル、または、第1、第2 Signalling data復調部7501を具備している点である。
第1、第2 Signalling data復調部7501は、信号処理後の信号704_X、704_Y、および、P1シンボル制御情報7302を入力とし、P1シンボル制御情報に基づき、受信した信号が、DVB−T2規格に対応した信号か、または、それ以外の規格に対応した信号なのか、を判断し(例えば、表3により判断が可能である。)、信号処理を行い、復調(誤り訂正復号を含む)を行い、受信信号が対応している規格が何であるかの情報を含んだ制御情報7502を出力する。それ以外の部分については、図73、図74と同様の動作となる。
以上のように、本実施の形態で示したような受信装置の構成とすることで、実施の形態A1で記載した放送局の送信装置が送信した信号を受信し、適切な信号処理を施すことで、受信品質の高いデータを得ることができる。特に、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の信号を受信したときは、LOS環境において、データの伝送効率の向上とデータ受信品質の向上の両立を実現することができる。
なお、本実施の形態において、実施の形態A1で述べた放送局の送信方法に対応する受信装置の構成について説明したため、受信アンテナ数を2本のときの受信装置の構成について説明したが、受信装置のアンテナ数は2本に限ったものではなく、3本以上としても同様に実施することができ、このとき、ダイバーシチゲインが向上するため、データの受信品質を向上させることができる。また、放送局の送信装置の送信アンテナ数を3本以上とし、送信変調信号数を3以上としたときも、端末の受信装置の受信アンテナ数を増加させることで、同様に実施することができる。このとき、送信方法として、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用していることが望ましい。
また、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の例には、実施の形態1から実施の形態16で示したとおりである。しかし、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法については、実施の形態1から実施の形態16で示した方法に限ったものではなく、プリコーディング行列を複数用意しておき、用意しておいた複数のプリコーディング行列の中からスロットごとに、一つのプリコーディング行列を選択し、プリコーディングを行うとともに、スロットごとに規則的に使用するプリコーディング行列を切り替える方式であれば、本実施の形態は、同様に実施することができる。
Further, in the present embodiment, the control information is called in a special way, but the calling does not affect the present invention.
(Embodiment A2)
In the present embodiment, a receiving method and a receiving apparatus when the method in which the method of regularly switching the precoding matrix is applied to the communication system using the DVB-T2 standard described in Embodiment A1 is applied The configuration will be described in detail.
FIG. 73 shows an example of the configuration of the receiving device of the terminal when the transmitting device of the broadcasting station of FIG. 63 applies the precoding method of regularly switching the precoding matrix. Components that operate in the same manner are designated by the same reference numerals.
In FIG. 73, a P1 symbol detection/decoding unit 7301 receives a signal transmitted by a broadcast station, inputs signals 704_X and 704_Y after signal processing, and detects a P1 symbol to perform signal detection and time frequency synchronization. At the same time, the control information included in the P1 symbol is obtained (by demodulation and error correction decoding), and P1 symbol control information 7302 is output.
The OFDM scheme-related processing sections 5600_X and 5600_Y receive the P1 symbol control information 7302 as input, and change the signal processing method for the OFDM scheme based on this information. (This is because, as described in Embodiment A1, the information on the transmission method of the signal transmitted by the broadcasting station is included in the P1 symbol.)
A P2 symbol (which may include Signaling PLP) demodulation section 7303 receives signals 704_X and 704_Y after signal processing and P1 symbol control information 7302 as input, performs signal processing based on the P1 symbol control information, and demodulates. (Including error correction decoding) is performed and P2 symbol control information 7304 is output.
The control information generation unit 7305 receives the P1 symbol control information 7302 and the P2 symbol control information 7304 as inputs, and outputs the control information (related to the receiving operation) as a spring control signal 7306. Then, the control signal 7306 is input to each unit as shown in FIG. 73.
The signal processing unit 711 receives the signals 706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X, 704_Y and the control signal 7306 as input, and uses the transmission method/modulation used to transmit each PLP included in the control signal 7306. Based on information such as the scheme, error correction coding scheme, coding rate of error correction coding, block size of error correction code, etc., demodulation and decoding processing is performed, and received data 712 is output.
At this time, in the case of using one of the spatial multiplexing MIMO transmission method, the MIMO method using a fixed precoding matrix, and the precoding method for regularly switching the precoding matrix to transmit the PLP, The signal processing unit 711 may perform demodulation processing using the relational expressions of the equation (41) of the (expression 41) and the equation (143) of the (expression 153). Note that the channel matrix (H) can be obtained from the output result of the channel fluctuation estimation unit (705_1, 705_2, 707_1, 707_2), and the precoding matrix (F or W) depends on the transmission method used. The composition is different. In particular, when the precoding method that regularly switches the precoding matrix is used, the precoding matrix used is switched and demodulated each time. Further, even when the space-time block code is used, demodulation is performed using the channel estimation value and the received (baseband) signal.
FIG. 74 shows an example of the configuration of the receiving device of the terminal when the transmitting device of the broadcasting station of FIG. 72 applies the precoding method of regularly switching the precoding matrix, and FIG. Elements that operate in the same manner as in FIG. 73 are assigned the same reference numerals.
The receiving device of FIG. 74 differs from the receiving device of FIG. 73 in that the receiving device of FIG. 73 can receive signals of the DVB-T2 standard and other standards and obtain data, while the receiving device of FIG. The receiving device can receive data only by receiving signals other than the DVB-T2 standard.
In FIG. 74, a P1 symbol detection/decoding unit 7301 receives a signal transmitted by a broadcast station, inputs signals 704_X and 704_Y after signal processing, and detects a P1 symbol to perform signal detection and time frequency synchronization. At the same time, the control information included in the P1 symbol is obtained (by demodulation and error correction decoding), and P1 symbol control information 7302 is output.
The OFDM scheme-related processing sections 5600_X and 5600_Y receive the P1 symbol control information 7302 as input, and change the signal processing method for the OFDM scheme based on this information. (This is because, as described in Embodiment A1, the information on the transmission method of the signal transmitted by the broadcasting station is included in the P1 symbol.)
First and second Signaling data demodulation section 7401 receives signals 704_X and 704_Y after signal processing and P1 symbol control information 7302 as input, performs signal processing based on P1 symbol control information, and performs demodulation (error correction decoding). (Including), and outputs the first and second Signaling data control information 7402.
The control information generation unit 7305 receives the P1 symbol control information 7302 and the first and second Signaling data control information 7402, and outputs the control information (related to the receiving operation) as a spring control signal 7306. Then, the control signal 7306 is input to each unit as shown in FIG. 73.
The signal processing unit 711 receives the signals 706_1, 706_2, 708_1, 708_2, 704_X, 704_Y and the control signal 7306 as input, and uses the transmission method/modulation used to transmit each PLP included in the control signal 7306. Based on information such as the scheme, error correction coding scheme, coding rate of error correction coding, block size of error correction code, etc., demodulation and decoding processing is performed, and received data 712 is output.
At this time, in the case of using one of the spatial multiplexing MIMO transmission method, the MIMO method using a fixed precoding matrix, and the precoding method for regularly switching the precoding matrix to transmit the PLP, The signal processing unit 711 may perform demodulation processing using the relational expressions of the equation (41) of the (expression 41) and the equation (143) of the (expression 153). Note that the channel matrix (H) can be obtained from the output result of the channel fluctuation estimation unit (705_1, 705_2, 707_1, 707_2), and the precoding matrix (F or W) depends on the transmission method used. The composition is different. In particular, when the precoding method that regularly switches the precoding matrix is used, the precoding matrix used is switched and demodulated each time. Further, even when the space-time block code is used, demodulation is performed using the channel estimation value and the received (baseband) signal.
FIG. 75 shows a configuration of a receiving device of a terminal, which is compatible with the DVB-T2 standard and is compatible with standards other than DVB-T2, and is similar to those of FIG. 7, FIG. 56, and FIG. 73. Are given the same reference numerals.
The receiver of FIG. 75 differs from the receivers of FIGS. 73 and 74 in that the receiver of FIG. 75 can demodulate both signals of the DVB-T2 standard and other standards. This is a point including the P2 symbol or the first and second Signaling data demodulation units 7501.
The first and second Signaling data demodulation unit 7501 receives signals 704_X and 704_Y after signal processing and P1 symbol control information 7302 as input, and the received signal conforms to the DVB-T2 standard based on the P1 symbol control information. Signal, or a signal corresponding to another standard (for example, it is possible to determine according to Table 3), performs signal processing, demodulates (including error correction decoding), Control information 7502 including information about what standard the received signal corresponds to is output. The operation other than that is the same as that in FIGS. 73 and 74.
As described above, with the configuration of the receiving device as shown in this embodiment, the signal transmitted by the transmitting device of the broadcasting station described in Embodiment A1 is received and appropriate signal processing is performed. Thus, data with high reception quality can be obtained. In particular, when a signal of a precoding method that regularly switches the precoding matrix is received, it is possible to achieve both improvement of data transmission efficiency and improvement of data reception quality in the LOS environment.
In addition, in the present embodiment, the configuration of the receiving apparatus corresponding to the transmitting method of the broadcasting station described in Embodiment A1 has been described. Therefore, the configuration of the receiving apparatus when the number of receiving antennas is 2 has been described. The number of antennas of the device is not limited to two, but can be similarly implemented with three or more. At this time, the diversity gain is improved, so that the data reception quality can be improved. Further, even when the number of transmitting antennas of the transmitting device of the broadcasting station is three or more and the number of transmitting modulated signals is three or more, the same operation can be performed by increasing the number of receiving antennas of the receiving device of the terminal. .. At this time, it is desirable that a precoding method that regularly switches the precoding matrix is applied as the transmission method.
Further, examples of the precoding method for regularly switching the precoding matrix are as shown in the first to sixteenth embodiments. However, the method of regularly switching the precoding matrix is not limited to the method shown in the first to sixteenth embodiments, and a plurality of precoding matrices may be prepared and prepared. If one precoding matrix is selected for each slot from among the precoding matrices of, the precoding matrix is regularly switched for each slot, the present embodiment is It can be implemented similarly.

(実施の形態A3)
実施の形態A1で記載した、DVB−T2規格に、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用したシステムにおいて、L1 Pre-Signallingで、パイロットの挿入パターンを指定する制御情報が存在する。本実施の形態では、L1 pre-signallingでパイロット挿入パターンを変更するときの、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の適用方法について説明する。
(Embodiment A3)
In a system in which the precoding method for regularly switching the precoding matrix is applied to the DVB-T2 standard described in Embodiment A1, there is control information that specifies the pilot insertion pattern in L1 Pre-Signalling. In this embodiment, a method of applying a precoding method for regularly switching precoding matrices when changing a pilot insertion pattern by L1 pre-signaling will be described.

図76、図77は、同一周波数帯域を用いて、複数の変調信号を複数アンテナから送信する送信方法を用いているときの、DVB−T2規格の周波数―時間軸におけるフレーム構成の一例を示している。図76、図77において、横軸は周波数、つまり、キャリア番号を示しており、縦軸は、時間を示しており、(A)は、これまで説明した実施の形態における、変調信号z1のフレーム構成、(B)は、これまで説明した実施の形態における、変調信号z2のフレーム構成を示している。キャリア番号として、「f0、f1、f2、・・・」、時間として、「t1、t2、t3、・・・」というインデックスを付している。そして、図76、図77において、同一キャリア番号、同一時間のシンボルは、同一周波数、同一時刻に存在しているシンボルとなる。 76 and 77 show an example of the frame structure on the frequency-time axis of the DVB-T2 standard when the transmission method of transmitting a plurality of modulated signals from a plurality of antennas using the same frequency band is used. There is. 76 and 77, the horizontal axis represents frequency, that is, the carrier number, and the vertical axis represents time. (A) shows the frame of the modulated signal z1 in the above-described embodiments. The configuration, (B), shows the frame configuration of the modulation signal z2 in the above-described embodiments. The carrier numbers are indexed as “f0, f1, f2,... ”, and the time is indexed as “t1, t2, t3,. 76 and 77, symbols having the same carrier number and the same time are symbols existing at the same frequency and at the same time.

図76、図77は、DVB−T2規格におけるパイロットシンボルの挿入位置の例である。(DVB−T2規格において、複数アンテナを用いて複数の変調信号を送信する場合、パイロットの挿入位置に関する方法は、8種類存在するが、図76、図77は、そのうちの2つを示している。)図76、図77において、パイロットのためのシンボル、データ伝送のためのシンボルの2種類のシンボルが記載されている。他の実施の形態で説明したように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法、または、プリコーディング行列が固定的なプリコーディング方法を用いているとき、変調信号z1のデータ伝送のためのシンボルは、ストリームs1とストリームs2の重み付け後合成後のシンボルとなり、また、変調信号z2のデータ伝送のためのシンボルも、ストリームs1とストリームs2の重み付け合成後のシンボルとなる。時空間ブロック符号、空間多重MIMO伝送方式を用いている場合、変調信号z1のデータ伝送のためのシンボルは、ストリームs1またはストリームs2のいずれかのシンボルとなり、また、変調信号z2のデータ伝送のためのシンボルも、ストリームs1またはストリームs2のいずれかのシンボルとなる。図76、図77において、パイロットのためのシンボルには、「PP1」または「PP2」のインデックスのいずれかが付されており、「PP1」と「PP2」では異なる構成方法のパイロットシンボルとなる。前述でも述べたように、DVB−T2規格では、8種類のパイロット挿入方法(パイロットシンボルのフレームにおける挿入頻度が異なる)のいずれかの挿入方法を放送局が指定することができるようになっており、図76、図77は、前述の8種類のうちの2種類のパイロット挿入方法を示している。そして、放送局が8種類のうちから選択したパイロット挿入方法に関する情報は、実施の形態A1で述べた、P2シンボルのうちのL1 Pre-Signalling dataとして、送信相手である端末に、伝送される。 76 and 77 are examples of pilot symbol insertion positions in the DVB-T2 standard. (In the DVB-T2 standard, when transmitting a plurality of modulated signals using a plurality of antennas, there are eight types of pilot insertion position methods, and FIGS. 76 and 77 show two of them. 76 and 77, two types of symbols are described: a symbol for pilot and a symbol for data transmission. As described in the other embodiments, the precoding method for regularly switching the precoding matrix, or the data transmission of the modulated signal z1 when using the precoding method in which the precoding matrix is fixed is used. The symbol is a symbol after the weighted combination of the streams s1 and s2, and the symbol for data transmission of the modulated signal z2 is also the symbol after the weighted combination of the streams s1 and s2. When the space-time block code and the spatial multiplexing MIMO transmission method are used, the symbol for data transmission of the modulated signal z1 becomes either the symbol of the stream s1 or the stream s2, and for the data transmission of the modulated signal z2. The symbol is also a symbol of either stream s1 or stream s2. In FIG. 76 and FIG. 77, the symbols for pilot are attached with either “PP1” or “PP2” index, and “PP1” and “PP2” are pilot symbols of different configuration methods. As described above, the DVB-T2 standard allows the broadcasting station to specify any one of eight types of pilot insertion methods (different insertion frequencies in the pilot symbol frame). 76 and 77 show two types of pilot insertion methods out of the above eight types. Then, the information on the pilot insertion method selected from the eight types by the broadcasting station is transmitted to the terminal as the transmission partner as the L1 Pre-Signalling data of the P2 symbol described in Embodiment A1.

次に、パイロット挿入方法に伴う、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の適用方法について説明する。例として、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法における用意する複数の異なるプリコーディング行列Fを10種類とし、プリコーディング行列をF[0],F[1],F[2],F[3],F[4],F[5],F[6],F[7],F[8],F[9]とあらわすものとする。図76の周波数―時間軸におけるフレーム構成において、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用したときのプリコーディング行列の割り当てを行ったときの状況を図78に、図77の周波数−時間におけるフレーム構成において、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用したときのプリコーディング行列の割り当てを行ったときの状況を図79に示す。例えば、図78の(A)の変調信号z1のフレーム構成、(B)の変調信号z2のフレーム構成、いずれにおいても、f1,t1のシンボルにおいて「#1」と記載されているが、これは、f1,t1のシンボルは、F[1]のプリコーディング行列を用いてプリコーディングが行われることを意味している。したがって、図78、図79において、キャリアfx(x=0、1、2、・・・)、ty(y=1、2、3、・・・)のシンボルにおいて「#Z」と記載されていた場合、fx,tyのシンボルは、F[Z]のプリコーディング行列を用いてプリコーディングが行われることを意味している。 Next, a method of applying a precoding method for regularly switching the precoding matrix, which is associated with the pilot insertion method, will be described. As an example, a plurality of different precoding matrices F prepared in the precoding method for regularly switching the precoding matrix are 10 types, and the precoding matrix is F[0], F[1], F[2], F[ 3], F[4], F[5], F[6], F[7], F[8], F[9]. In the frame structure on the frequency-time axis of FIG. 76, the situation when the precoding matrix is assigned when the precoding method of regularly switching the precoding matrix is applied is shown in FIG. 78, and the frequency-time of FIG. 77 is shown. FIG. 79 shows the situation when the precoding matrix is assigned when the precoding method for regularly switching the precoding matrix is applied in the frame structure in FIG. For example, in both of the frame configuration of the modulated signal z1 in FIG. 78A and the frame configuration of the modulated signal z2 in FIG. 78B, the symbols f1 and t1 are described as “#1”. , F1 and t1 means that precoding is performed using the F[1] precoding matrix. Therefore, in FIGS. 78 and 79, the symbols of carriers fx (x=0, 1, 2,...) And ty (y=1, 2, 3,...) Are described as “#Z”. In this case, the fx and ty symbols mean that precoding is performed using the F[Z] precoding matrix.

当然であるが、図78、図79の周波数―時間軸におけるフレーム構成において、パイロットシンボルの挿入方法(挿入間隔)は異なる。また、パイロットシンボルにたいしては、規則的なプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法は適用しない。このため、図78、図79において、ともに同一周期(規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法として用意する異なるプリコーディング行列の数)の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用しても、図78、図79からわかるように、図78,図79において、同一キャリア、同一時間のシンボルでも、割り当てられるプリコーディング行列は異なる場合が発生する。例えば、図78のf5,t2のシンボルは、「#7」と示されており、F[7]でプリコーディング行列によりプリコーディングが行われることになる。一方、図79のf5,t2のシンボルは、「#8」と示されており、F[8]でプリコーディング行列によりプリコーディングが行われることになる。
したがって、L1 Pre-Signalling dataにより、パイロットパターン(パイロット挿入方法)を示す制御情報を放送局は送信することになるが、このパイロットパターンを示す制御情報は、パイロット挿入方法を示すと同時に、表4または表5の制御情報により、放送局がPLPを伝送する伝送方法として、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を選択した場合、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法におけるプリコーディング行列の割り当て方法を示すようにしてもよい。したがって、放送局が送信した変調信号を受信する端末の受信装置は、L1 Pre-Signnaling dataにおけるパイロットパターンを示す制御情報を得ることで、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法におけるプリコーディング行列の割り当て方法を知ることができる。(このとき、表4または表5の制御情報により、放送局がPLPを伝送する伝送方法として、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を選択していることが前提となる。)なお、ここでは、L1 Pre-Signalling dataを用いて説明しているが、P2シンボルが存在しない図70のフレーム構成の場合は、パイロットパターン、および、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法におけるプリコーディング行列の割り当て方法を示す制御情報は、第1、第2 Signalling dataに存在することになる。
以下では、さらなる別の例を説明する。例えば、表2のように、変調方式が指定されると同時に規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法で使用するプリコーディング行列が決定される場合、上述の説明と同様に考えることができ、P2シンボルの、パイロットパターンの制御情報とPLPの伝送方法の制御情報と変調方式の制御情報のみを伝送することで、端末の受信装置は、これらの制御情報を得ることで、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列の(周波数―時間軸における)割り当て方法を推定することができる。同様に、表1Bのように、変調方式および誤り訂正符号の方法が指定されると同時に規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法で使用するプリコーディング行列が決定される場合、P2シンボルの、パイロットパターンの制御情報とPLPの伝送方法の制御情報と変調方式の制御情報、誤り訂正符号の方法のみを伝送することで、端末の受信装置は、これらの制御情報を得ることで、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列の(周波数―時間軸における)割り当て方法を推定することができる。
しかし、表1B、表2と異なり、変調方式を決定しても、2種類以上の異なる規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のいずれかを選択できる(例えば、周期が異なる規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法から選択できる、または、プリコーディング行列自身が異なる規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法から選択できる)、または、変調方式・誤り訂正方式を決定しても、2種類以上の異なる規則的にプリコーディング行列を切り替える方法のいずれかを選択できる、または、誤り訂正方式を決定しても、2種類以上の異なる規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法から選択できる場合、表5のように、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列切り替え方法を伝送することになるが、これに加え、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列の(周波数―時間軸における)割り当て方法に関する情報を伝送してもよい。
そのときの、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列の(周波数―時間軸における)割り当て方法に関する情報に関する制御情報の構成例を表7に示す。
As a matter of course, the pilot symbol insertion method (insertion interval) is different in the frame configurations on the frequency-time axis of FIGS. 78 and 79. Further, the precoding method for switching the regular precoding matrix is not applied to the pilot symbols. Therefore, in FIGS. 78 and 79, the precoding method for regularly switching the precoding matrices of the same cycle (the number of different precoding matrices prepared as a precoding method for regularly switching the precoding matrices) is applied. However, as can be seen from FIGS. 78 and 79, different precoding matrices may be assigned to the same carrier and the same time symbol in FIGS. 78 and 79. For example, the symbols of f5 and t2 in FIG. 78 are shown as “#7”, and precoding is performed by the precoding matrix in F[7]. On the other hand, the symbols f5 and t2 in FIG. 79 are shown as “#8”, and precoding is performed by the precoding matrix in F[8].
Therefore, the broadcasting station transmits the control information indicating the pilot pattern (pilot insertion method) by the L1 Pre-Signalling data. The control information indicating the pilot pattern indicates the pilot insertion method and at the same time, Table 4 Alternatively, according to the control information of Table 5, when the broadcasting station selects a precoding method for regularly switching the precoding matrix as a transmission method for transmitting the PLP, the precoding matrix in the precoding method for regularly switching the precoding matrix is selected. May be indicated. Therefore, the receiving device of the terminal receiving the modulated signal transmitted by the broadcast station, by obtaining the control information indicating the pilot pattern in the L1 Pre-Signnaling data, the precoding matrix in the precoding method to regularly switch the precoding matrix You can learn how to assign. (At this time, it is premised that the broadcasting station selects a precoding method for regularly switching the precoding matrix as the transmission method for transmitting the PLP by the control information of Table 4 or Table 5.) Although the description is given here using L1 Pre-Signalling data, in the case of the frame configuration of FIG. 70 in which P2 symbols do not exist, pilot patterns and precoding in a precoding method that regularly switches precoding matrices are used. The control information indicating the matrix allocation method is present in the first and second Signaling data.
Another example will be described below. For example, as shown in Table 2, when a modulation scheme is designated and at the same time a precoding matrix to be used in a precoding method for regularly switching the precoding matrix is determined, it can be considered in the same manner as the above description, By transmitting only the control information of the pilot pattern, the control information of the PLP transmission method, and the control information of the modulation method of the P2 symbol, the receiving device of the terminal obtains these control information, and thereby the regular precoding is performed. It is possible to estimate the allocation method (in the frequency-time axis) of the precoding matrix of the precoding method for switching matrices. Similarly, as shown in Table 1B, when the modulation scheme and the error correction code method are designated and at the same time the precoding matrix used in the precoding method for regularly switching the precoding matrix is determined, By transmitting only the control information of the pilot pattern, the control information of the transmission method of the PLP, the control information of the modulation method, and the method of the error correction code, the receiving device of the terminal regularly obtains these control information. It is possible to estimate the allocation method (in the frequency-time axis) of the precoding matrix of the precoding method for switching the precoding matrix.
However, unlike Tables 1B and 2, even if the modulation scheme is determined, one of two or more different precoding methods for regularly switching the precoding matrix can be selected (for example, regular precoding with different periods is performed). The precoding method for switching the coding matrix can be selected, or the precoding matrix itself can be selected from the precoding methods for switching the precoding matrix differently), or even if the modulation method/error correction method is determined, 2 It is possible to select one of more than two types of regular precoding matrix switching methods, or to select from two or more different types of regular precoding matrix switching even if an error correction method is determined. In this case, as shown in Table 5, the precoding matrix switching method of the precoding method of regularly switching the precoding matrix is transmitted. In addition to this, the precoding method of the precoding matrix of regularly switching the precoding matrix is transmitted. Information about the allocation method (on the frequency-time axis) of the coding matrix may be transmitted.
Table 7 shows a configuration example of the control information regarding the information about the allocation method (on the frequency-time axis) of the precoding matrix of the precoding method that regularly switches the precoding matrix at that time.

例えば、放送局の送信装置が、パイロットの挿入パターンとして、図76を選択したものとし、かつ、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法として、Aという方法を選択したものとする。このとき、放送局の送信装置は、プリコーディング行列の(周波数―時間軸における)割り当て方法として、図78,図80のいずれかを選択可能であるとする。例えば、放送局の送信装置が、図78を選択した場合、表7の「MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT」を「00」と設定し、図80を選択した場合、表7の「MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT」を「01」と設定するものとする。そして、端末の受信装置は、表7の制御情報を得ることで、プリコーディング行列の(周波数―時間軸における)割り当て方法を知ることができる。なお、表7の制御情報は、P2シンボルにより伝送することが可能であり、また、第1、第2、Signalling dataにより、伝送することも可能である。
以上のように、パイロット挿入方法に基づいた、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列の割り当て方法を実現し、かつ、その割り当て方法の情報を的確に送信相手に伝送することで、送信相手である端末の受信装置は、データの伝送効率の向上と、データの受信品質の向上の両立を図ることができるという効果を得ることができる。
なお、本実施の形態において、放送局の送信信号数を2とした場合を説明したが、放送局の送信装置の送信アンテナ数を3本以上とし、送信変調信号数を3以上としたときも、同様に実施することができる。また、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の例には、実施の形態1から実施の形態16で示したとおりである。しかし、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法については、実施の形態1から実施の形態16で示した方法に限ったものではなく、プリコーディング行列を複数用意しておき、用意しておいた複数のプリコーディング行列の中からスロットごとに、一つのプリコーディング行列を選択し、プリコーディングを行うとともに、スロットごとに規則的に使用するプリコーディング行列を切り替える方式であれば、本実施の形態は、同様に実施することができる。
For example, it is assumed that the transmitter of the broadcasting station selects FIG. 76 as the pilot insertion pattern and selects the method A as the precoding method for regularly switching the precoding matrix. At this time, it is assumed that the transmitter of the broadcasting station can select either of FIG. 78 and FIG. 80 as the allocation method (on the frequency-time axis) of the precoding matrix. For example, when the transmitter of the broadcasting station selects FIG. 78, “MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT” in Table 7 is set to “00”, and when FIG. 80 is selected, “MATRIX_FRAME_ARRANGEMENT” in Table 7 is set to “01”. I shall. Then, the receiving device of the terminal can know the allocation method (on the frequency-time axis) of the precoding matrix by obtaining the control information in Table 7. The control information in Table 7 can be transmitted by the P2 symbol, and can also be transmitted by the first, second, and signaling data.
As described above, the precoding matrix allocation method of the precoding method that regularly switches the precoding matrix based on the pilot insertion method is realized, and the information of the allocation method is accurately transmitted to the transmission partner. Then, the receiving device of the terminal that is the transmission partner can obtain the effect that both improvement of the data transmission efficiency and improvement of the data reception quality can be achieved.
In this embodiment, the case where the number of transmission signals of the broadcasting station is set to 2 has been described. , Can be similarly implemented. Further, examples of the precoding method for regularly switching the precoding matrix are as shown in the first to sixteenth embodiments. However, the method of regularly switching the precoding matrix is not limited to the method shown in the first to sixteenth embodiments, and a plurality of precoding matrices may be prepared and prepared. If one precoding matrix is selected for each slot from among the precoding matrices of, the precoding matrix is regularly switched for each slot, the present embodiment is It can be implemented similarly.

(実施の形態A4)
本実施の形態では、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法において、データの受信品質を向上させるためのレペティション(repetition)方法について述べる。
規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用した送信装置の構成は、図3、図4、図13、図40、図53に示したとおりであるが、本実施の形態では、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法に対し、レペティションを適用した場合の応用例について説明する。
図81は、レペティション適用時の規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の信号処理部の構成の一例を示している。図81は、図53で考えた場合、信号処理部5308に相当する。
図81のベースバンド信号8101_1は、図53のベースバンド信号5307_1に相当し、マッピング後のベースバンド信号であり、ストリームs1のベースバンド信号となる。同様に、図81のベースバンド信号8101_2は、図53のベースバンド信号5307_2に相当し、マッピング後のベースバンド信号であり、ストリームs2のベースバンド信号となる。
信号処理部(複製部)8102_1は、ベースバンド信号8101_1、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報に基づき、ベースバンド信号の複製を行う。例えば、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報が、4回のレペティションと示されていた場合、ベースバンド信号8101_1が、時間軸に対し、s11、s12、s13、s14、・・・の信号となっている場合、信号処理部(複製部)8102_1は、各信号を4回複製し、出力する。したがって、信号処理部(複製部)8102_1の出力、つまり、レベティション後のベースバンド信号8103_1は、時間軸に対し、s11、s11、s11、s11のようにs11を4個出力し、その後、s12、s12、s12、s12のようにs12を4個出力し、その後、s13、s13、s13、s13、s14、s14、s14、s14、・・・と出力する。
信号処理部(複製部)8102_2は、ベースバンド信号8101_2、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報に基づき、ベースバンド信号の複製を行う。例えば、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報が、4回のレペティションと示されていた場合、ベースバンド信号8101_2が、時間軸に対し、s21、s22、s23、s24、・・・の信号となっている場合、信号処理部(複製部)8102_2は、各信号を4回複製し、出力する。したがって、信号処理部(複製部)8102_2の出力、つまり、レベティション後のベースバンド信号8103_2は、時間軸に対し、s21、s21、s21、s21のようにs21を4個出力し、その後、s22、s22、s22、s22のようにs22を4個出力し、その後、s23、s23、s23、s23、s24、s24、s24、s24、・・・と出力する。
(Embodiment A4)
This embodiment describes a repetition method for improving data reception quality in a precoding method that regularly switches precoding matrices.
The configuration of the transmission apparatus to which the precoding method for regularly switching the precoding matrix is applied is as shown in FIG. 3, FIG. 4, FIG. 13, FIG. 40, and FIG. An application example in which repetition is applied to the precoding method for switching the precoding matrix will be described.
FIG. 81 shows an example of the configuration of the signal processing unit of the precoding method that regularly switches the precoding matrix when the repetition is applied. 81 corresponds to the signal processing unit 5308 when considered in FIG.
The baseband signal 8101_1 in FIG. 81 corresponds to the baseband signal 5307_1 in FIG. 53, is the baseband signal after mapping, and becomes the baseband signal of the stream s1. Similarly, the baseband signal 8101_2 in FIG. 81 corresponds to the baseband signal 5307_2 in FIG. 53, is the baseband signal after mapping, and becomes the baseband signal of the stream s2.
The signal processing unit (duplication unit) 8102_1 receives the baseband signal 8101_1 and the control signal 8104, and duplicates the baseband signal based on the information on the number of repetitions included in the control signal 8104. For example, when the information on the number of repetitions included in the control signal 8104 indicates that the number of repetitions is 4, the baseband signal 8101_1 is a signal of s11, s12, s13, s14,... With respect to the time axis. If so, the signal processing unit (duplication unit) 8102_1 duplicates each signal four times and outputs it. Therefore, the output of the signal processing unit (duplication unit) 8102_1, that is, the baseband signal 8103_1 after revelation outputs four s11 like s11, s11, s11, and s11 with respect to the time axis, and then outputs s12. , S12, s12, s12, four s12 are output, and then s13, s13, s13, s13, s14, s14, s14, s14,.
The signal processing unit (duplication unit) 8102_2 receives the baseband signal 8101_2 and the control signal 8104, and duplicates the baseband signal based on the information on the number of repetitions included in the control signal 8104. For example, when the information on the number of repetitions included in the control signal 8104 indicates that the number of repetitions is four, the baseband signal 8101_2 is a signal of s21, s22, s23, s24,... With respect to the time axis. If so, the signal processing unit (duplication unit) 8102_2 duplicates each signal four times and outputs it. Therefore, the output of the signal processing unit (duplication unit) 8102_2, that is, the baseband signal 8103_2 after revelation outputs four s21s like s21, s21, s21, and s21 with respect to the time axis, and then outputs s22. , S22, s22, s22, four s22 are output, and then s23, s23, s23, s23, s24, s24, s24, s24,.

重み付け合成部(プリコーディング演算部)8105は、レベティション後のベースバンド信号8103_1、8103_2、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれている規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の情報に基づくプリコーディングを施す、つまり、レベティション後のベースバンド信号8103_1、8103_2に対し、重み付け合成を行い、プリコーディング後のベースバンド信号8106_1(ここでは、z1(i)とあらわす。)、プリコーディング後のベースバンド信号8106_2(ここでは、z2(i)とあらわす。)を出力する(ただし、iは、(時間、または、周波数の)順番をあらわす)
レベティション後のベースバンド信号8103_1、8103_2をそれぞれ、y1(i)、y2(i)、プリコーディング行列をF(i)とすると、以下の関係が成り立つ。
A weighting synthesis unit (precoding operation unit) 8105 receives the baseband signals 8103_1 and 8103_2 after revelation and the control signal 8104 as input, and uses a precoding method of regularly switching the precoding matrix included in the control signal 8104. Precoding based on information is performed, that is, weighting synthesis is performed on the baseband signals 8103_1 and 8103_2 after revelation, and the baseband signal 8106_1 after precoding (here, expressed as z1(i)), pre. The coded baseband signal 8106_2 (here, represented as z2(i)) is output (where i represents the order (in time or frequency)).
When the baseband signals 8103_1 and 8103_2 after revelation are y1(i) and y2(i) and the precoding matrix is F(i), the following relationship is established.

ただし、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のために用意するN(Nは2以上の整数)個のプリコーディング行列をF[0], F[1], F[2], F[3], ・・・, F[N-1]とすると、式(475)において、プリコーディング行列をF(i)は、F[0], F[1], F[2], F[3], ・・・, F[N-1]のいずれかを用いるものとする。 However, N (N is an integer greater than or equal to 2) precoding matrices prepared for a precoding method that regularly switches precoding matrices are F[0], F[1], F[2], F[ 3],..., F[N-1], in equation (475), the precoding matrix F(i) is F[0], F[1], F[2], F[3 ],..., F[N-1] is used.

ここで、例えば、iが0、1、2、3において、y1(i)は、4個の複製ベースバンド信号s11、s11、s11、s11であり、y2(i)は、4個の複製ベースバンド信号s21、s21、s21、s21であるものとする。すると、以下の条件が成立することが重要となる。 Here, for example, when i is 0, 1, 2, and 3, y1(i) is four replication baseband signals s11, s11, s11, and s11, and y2(i) is four replication bases. It is assumed that the band signals are s21, s21, s21, and s21. Then, it is important that the following conditions are met.

以上を一般化して考える。レペティション回数をK回とし、iがg、g、g,・・・、gK−1(つまり、g jは0からK−1の整数)において、y1(i)は、s11であるものとする。すると、以下の条件が成立することが重要となる。 Generalize the above. When the number of repetitions is K and i is g 0 , g 1 , g 2 ,..., G K−1 (that is, g j j is an integer from 0 to K−1), y1(i) is s11. Shall be Then, it is important that the following conditions are met.

同様に、レペティション回数をK回とし、iがh、h、h,・・・、hK−1(つまり、h jは0からK−1の整数)において、y2(i)は、s21であるものとする。すると、以下の条件が成立することが重要となる。 Similarly, when the number of repetitions is K and i is h 0 , h 1 , h 2 ,..., h K−1 (that is, h j j is an integer from 0 to K−1), y2(i) Is s21. Then, it is important that the following conditions are met.

このとき、g=hが成立すしてもよいし、成立しなくてもよい。このようにすることで、レペティションすることにより発生した同一のストリームを異なるプリコーディング行列を利用することで、伝送することになるので、データの受信品質が向上するという効果を得ることができる。 At this time, g j =h j may or may not hold true. By doing so, the same stream generated by repetition is transmitted by using different precoding matrices, so that it is possible to obtain the effect of improving the reception quality of data.

なお、本実施の形態において、放送局の送信信号数を2とした場合を説明したが、放送局の送信装置の送信アンテナ数を3本以上とし、送信変調信号数を3以上としたときも、同様に実施することができる。送信信号数をQとしたとき、レペティション回数をK回とし、iがg、g、g,・・・、gK−1(つまり、g jは0からK−1の整数)において、yb(i)は、sb1であるものとする(bは1からQの整数)。すると、以下の条件が成立することが重要となる。 In this embodiment, the case where the number of transmission signals of the broadcasting station is set to 2 has been described. , Can be similarly implemented. When the number of transmission signals is Q, the number of repetitions is K, and i is g 0 , g 1 , g 2 ,..., G K−1 (that is, g j j is an integer from 0 to K−1). In, yb(i) is assumed to be sb1 (b is an integer from 1 to Q). Then, it is important that the following conditions are met.

ただし、F(i)は、送信信号数をQのときのプリコーディング行列となる。 However, F(i) is a precoding matrix when the number of transmission signals is Q.

次に、図81とは異なる実施例を、図82を用いて説明する。図82において、図81と同様に動作するものについては同一符号を付した。図82において、図81と異なる点は、同一のデータを異なるアンテナから送信するように、データの並び替えを行っている点である。 Next, an embodiment different from FIG. 81 will be described with reference to FIG. In FIG. 82, those that operate in the same manner as in FIG. 81 are assigned the same reference numerals. 82 is different from FIG. 81 in that data is rearranged so that the same data is transmitted from different antennas.

図82のベースバンド信号8101_1は、図53のベースバンド信号5307_1に相当し、マッピング後のベースバンド信号であり、ストリームs1のベースバンド信号となる。同様に、図81のベースバンド信号8101_2は、図53のベースバンド信号5307_2に相当し、マッピング後のベースバンド信号であり、ストリームs2のベースバンド信号となる。
信号処理部(複製部)8102_1は、ベースバンド信号8101_1、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報に基づき、ベースバンド信号の複製を行う。例えば、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報が、4回のレペティションと示されていた場合、ベースバンド信号8101_1が、時間軸に対し、s11、s12、s13、s14、・・・の信号となっている場合、信号処理部(複製部)8102_1は、各信号を4回複製し、出力する。したがって、信号処理部(複製部)8102_1の出力、つまり、レベティション後のベースバンド信号8103_1は、時間軸に対し、s11、s11、s11、s11のようにs11を4個出力し、その後、s12、s12、s12、s12のようにs12を4個出力し、その後、s13、s13、s13、s13、s14、s14、s14、s14、・・・と出力する。
信号処理部(複製部)8102_2は、ベースバンド信号8101_2、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報に基づき、ベースバンド信号の複製を行う。例えば、制御信号8104に含まれるレペティション回数の情報が、4回のレペティションと示されていた場合、ベースバンド信号8101_2が、時間軸に対し、s21、s22、s23、s24、・・・の信号となっている場合、信号処理部(複製部)8102_2は、各信号を4回複製し、出力する。したがって、信号処理部(複製部)8102_2の出力、つまり、レベティション後のベースバンド信号8103_2は、時間軸に対し、s21、s21、s21、s21のようにs21を4個出力し、その後、s22、s22、s22、s22のようにs22を4個出力し、その後、s23、s23、s23、s23、s24、s24、s24、s24、・・・と出力する。
並び替え部8201は、レベティション後のベースバンド信号8103_1、レベティション後のベースバンド信号8103_2、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれるレペティション方法の情報に基づき、データの並び換えを行い、並び替え後のベースバンド信号8202_1および8202_2を出力する。例えば、レベティション後のベースバンド信号8103_1が、時間軸に対し、s11、s11、s11、s11のようにs11を4個で構成されており、同様に、レベティション後のベースバンド信号8103_2は、時間軸に対し、s21、s21、s21、s21のようにs21を4個で構成されているものとする。図82では、s11を、式(475)のy1(i)、y2(i)の両者として出力し、同様に、s21を、式(475)のy1(i)、y2(i)の両者として出力する。したがって、s11と同様の並び替えを(s12、s13、・・・)に対しても施し、また、s21と同様の並び替えを(s22、s23、・・・)に対しても施す。したがって、並び替え後のベースバンド信号8202_1は、s11、s21、s11、s21、s12、s22、s12、s22、s13、s23、s13、s23、・・・となり、これが、式(475)のy1(i)に相当する。なお、s11、s21の順番(ここでは、s11、s21、s11、s21としている)はこれに限ったものではなく、どのような順番となってもよく、同様に、s12、s22についても、また、s13、s23についても順番は、どのような順番となってもよい。そして、並び替え後のベースバンド信号8202_2は、s21、s11、s21、s11、s22、s12、s22、s12、s23、s13、s23、s13、・・・となり、これが、式(475)のy2(i)に相当する。なお、s11、s21の順番(ここでは、s21、s11、s21、s11としている)はこれに限ったものではなく、どのような順番となってもよく、同様に、s12、s22についても、また、s13、s23についても順番は、どのような順番となってもよい。
The baseband signal 8101_1 in FIG. 82 corresponds to the baseband signal 5307_1 in FIG. 53, is the baseband signal after mapping, and becomes the baseband signal of the stream s1. Similarly, the baseband signal 8101_2 in FIG. 81 corresponds to the baseband signal 5307_2 in FIG. 53, is the baseband signal after mapping, and becomes the baseband signal of the stream s2.
The signal processing unit (duplication unit) 8102_1 receives the baseband signal 8101_1 and the control signal 8104, and duplicates the baseband signal based on the information on the number of repetitions included in the control signal 8104. For example, when the information on the number of repetitions included in the control signal 8104 indicates that the number of repetitions is 4, the baseband signal 8101_1 is a signal of s11, s12, s13, s14,... With respect to the time axis. If so, the signal processing unit (duplication unit) 8102_1 duplicates each signal four times and outputs it. Therefore, the output of the signal processing unit (duplication unit) 8102_1, that is, the baseband signal 8103_1 after revelation outputs four s11 like s11, s11, s11, and s11 with respect to the time axis, and then outputs s12. , S12, s12, s12, four s12 are output, and then s13, s13, s13, s13, s14, s14, s14, s14,.
The signal processing unit (duplication unit) 8102_2 receives the baseband signal 8101_2 and the control signal 8104, and duplicates the baseband signal based on the information on the number of repetitions included in the control signal 8104. For example, when the information on the number of repetitions included in the control signal 8104 indicates that the number of repetitions is four, the baseband signal 8101_2 is a signal of s21, s22, s23, s24,... With respect to the time axis. If so, the signal processing unit (duplication unit) 8102_2 duplicates each signal four times and outputs it. Therefore, the output of the signal processing unit (duplication unit) 8102_2, that is, the baseband signal 8103_2 after revelation outputs four s21s like s21, s21, s21, and s21 with respect to the time axis, and then outputs s22. , S22, s22, s22, four s22 are output, and then s23, s23, s23, s23, s24, s24, s24, s24,.
The rearrangement unit 8201 inputs the baseband signal 8103_1 after revelation, the baseband signal 8103_2 after revelation, and the control signal 8104, and rearranges the data based on the information on the repetition method included in the control signal 8104. , And outputs the rearranged baseband signals 8202_1 and 8202_2. For example, the baseband signal 8103_1 after revelation is composed of four s11 like s11, s11, s11, and s11 with respect to the time axis, and similarly, the baseband signal 8103_2 after revelation is It is assumed that four s21s are formed on the time axis, such as s21, s21, s21, and s21. In FIG. 82, s11 is output as both y1(i) and y2(i) of equation (475), and similarly, s21 is output as both y1(i) and y2(i) of equation (475). Output. Therefore, the same rearrangement as s11 is applied to (s12, s13,...) And the same rearrangement as s21 is applied to (s22, s23,...). Therefore, the rearranged baseband signal 8202_1 becomes s11, s21, s11, s21, s12, s22, s12, s22, s13, s23, s13, s23,..., Which is y1( of expression (475). It corresponds to i). The order of s11 and s21 (here, s11, s21, s11, and s21) is not limited to this, and any order may be used. , S13, s23, the order may be any order. Then, the rearranged baseband signal 8202_2 becomes s21, s11, s21, s11, s22, s12, s22, s12, s23, s13, s23, s13,..., Which is y2( of Expression (475). It corresponds to i). The order of s11 and s21 (here, s21, s11, s21, and s11) is not limited to this, and any order may be used. Similarly, for s12 and s22, , S13, s23, the order may be any order.

重み付け合成部(プリコーディング演算部)8105は、並び替え後のベースバンド信号8202_1および8202_2、制御信号8104を入力とし、制御信号8104に含まれている規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の情報に基づくプリコーディングを施す、つまり、並び替え後のベースバンド信号8202_1および8202_2に対し、重み付け合成を行い、プリコーディング後のベースバンド信号8106_1(ここでは、z1(i)とあらわす。)、プリコーディング後のベースバンド信号8106_2(ここでは、z2(i)とあらわす。)を出力する(ただし、iは、(時間、または、周波数の)順番をあらわす)
並び替え後のベースバンド信号8202_1および8202_2をそれぞれ、前述のとおり、y1(i)、y2(i)、プリコーディング行列をF(i)とすると、式(475)の関係が成立する。
A weighting synthesis unit (precoding operation unit) 8105 receives the rearranged baseband signals 8202_1 and 8202_2 and a control signal 8104 as input, and uses a precoding method of regularly switching the precoding matrix included in the control signal 8104. Precoding based on information is performed, that is, rearranged baseband signals 8202_1 and 8202_2 are weighted and combined, and precoded baseband signal 8106_1 (here, represented as z1(i)), pre. The coded baseband signal 8106_2 (here, represented as z2(i)) is output (where i represents the order (in time or frequency)).
As described above, when the rearranged baseband signals 8202_1 and 8202_2 are y1(i) and y2(i) and the precoding matrix is F(i), the relationship of Expression (475) is established.

ただし、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のために用意するN(Nは2以上の整数)個のプリコーディング行列をF[0], F[1], F[2], F[3], ・・・, F[N-1]とすると、式(475)において、プリコーディング行列をF(i)は、F[0], F[1], F[2], F[3], ・・・, F[N-1]のいずれかを用いるものとする。 However, N (N is an integer greater than or equal to 2) precoding matrices prepared for a precoding method that regularly switches precoding matrices are F[0], F[1], F[2], F[ 3],..., F[N-1], in equation (475), the precoding matrix F(i) is F[0], F[1], F[2], F[3 ],..., F[N-1] is used.

上述では、レペティション回数を4回として説明したがこれに限ったものではない。そして、図81を用いて説明したときと同様に、図82の構成のときに対しても、数304から数307の条件が成立すると、高い受信品質を得ることができる。 In the above description, the number of repetitions is four, but the number of repetitions is not limited to this. Then, similarly to the case described with reference to FIG. 81, even in the case of the configuration of FIG. 82, if the conditions of Expressions 304 to 307 are satisfied, high reception quality can be obtained.

受信装置の構成は、図7、図56に示したとおりであり、式(144)および式(475)の関係が成立することを利用し、信号処理部では、(s11、s12、s13、s14、・・・)のそれぞれで送信されているビットの復調を行い、また、(s21、s22、s23、s24、・・・)のそれぞれで送信されているビットの復調を行う。なお、各ビットは対数尤度比として算出してもよく、また、硬判定値として得てもよい。また、例えば、s11は、K回のレペティションが行われているので、これを利用することで、信頼性の高い、s1で送信されたビットの推定値を得ることが可能となる。(s12、s13、・・・)および、を(s21、s22、s23、・・・)に対しても同様で、信頼性の高い送信されたビットの推定値を得ることができる。 The configuration of the receiving device is as shown in FIGS. 7 and 56, and by utilizing the fact that the relationships of Expression (144) and Expression (475) are established, the signal processing unit uses (s11, s12, s13, s14). ,...) are demodulated for each bit transmitted, and the bits transmitted for each (s21, s22, s23, s24,...) Are demodulated. Note that each bit may be calculated as a log likelihood ratio or may be obtained as a hard decision value. Further, for example, since s11 has been repeated K times, by using this, it is possible to obtain a highly reliable estimated value of the bit transmitted in s1. Similarly for (s12, s13,...) And for (s21, s22, s23,...), a highly reliable estimate of the transmitted bits can be obtained.

本実施の形態では、レペティションを行ったときに、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用する方法について説明した。このとき、レペティションを行ってデータを送信しているスロットとレペティションを行なわずにデータを送信しているスロットの両者が存在したとき、レペティションを行なわずにデータを送信しているスロットの通信方式は、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法、プリコーディング行列が固定的なプリコーディング方法を含むいずれの伝送方式を用いてもよい。つまり、レペティションを行ったスロットに対し、本実施の形態の送信方法を用いること自身が、受信装置において、高いデータの受信品質を得る上で重要となる。 In this embodiment, the method of applying the precoding method of regularly switching the precoding matrix when performing repetition has been described. At this time, when there are both a slot transmitting data with repetition and a slot transmitting data without repetition, the communication method of the slot transmitting data without repetition is Any transmission method including a precoding method that regularly switches the precoding matrix and a precoding method in which the precoding matrix is fixed may be used. That is, the use of the transmission method of this embodiment for the repeated slots is important for the receiving apparatus to obtain high data reception quality.

また、実施の形態A1から実施の形態A3で説明したDVB規格に関連するシステムでは、P2シンボル、第1、第2 signalling dataは、PLPより受信品質を確保する必要があるので、P2シンボル、第1、第2 signalling dataを伝送する方式として、本実施の形態で説明した、レペティションを適用した、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法を適用すると、制御情報の受信装置における受信品質が向上するため、システムを安定的に動作させるためには重要となる。
なお、本実施の形態において、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法の例には、実施の形態1から実施の形態16で示したとおりである。しかし、規則的にプリコーディング行列を切り替える方法については、実施の形態1から実施の形態16で示した方法に限ったものではなく、プリコーディング行列を複数用意しておき、用意しておいた複数のプリコーディング行列の中からスロットごとに、一つのプリコーディング行列を選択し、プリコーディングを行うとともに、スロットごとに規則的に使用するプリコーディング行列を切り替える方式であれば、本実施の形態は、同様に実施することができる。
Further, in the system related to the DVB standard described in the embodiments A1 to A3, since it is necessary to secure the reception quality of the P2 symbol, the first and second signaling data from the PLP, the P2 symbol, As a method for transmitting the first and second signaling data, if the precoding method to which the repetition is applied and the precoding matrix is regularly switched which is described in the present embodiment is applied, the reception quality of the control information receiving device is improved. Therefore, it is important for stable operation of the system.
In addition, in the present embodiment, examples of the precoding method for regularly switching the precoding matrices are as shown in Embodiments 1 to 16. However, the method of regularly switching the precoding matrix is not limited to the method shown in the first to sixteenth embodiments, and a plurality of precoding matrices may be prepared and prepared. If one precoding matrix is selected for each slot from among the precoding matrices of, the precoding matrix is regularly switched for each slot, the present embodiment is It can be implemented similarly.

(実施の形態A5)
本実施の形態では、実施の形態A1で説明した送信方法に対し、共通増幅を行うことで、変調信号を送信する方法について説明する。
(Embodiment A5)
In this embodiment, a method of transmitting a modulated signal by performing common amplification will be described with respect to the transmission method described in Embodiment A1.

図83は、送信装置の構成の一例を示しており、図52と同様に動作するものについては、同一符号を付した。
図83の変調信号生成部#1から#M(5201_1から5201_M)は、入力信号(入力データ)から、図63、または、図72のP1シンボル用処理後の信号6323_1および6323_2を生成するためのものであり、変調信号z1(5202_1から5202_M)および変調信号z2(5203_1から5203_M)を出力する。
FIG. 83 shows an example of the configuration of the transmitting apparatus, and those operating in the same manner as in FIG. 52 are assigned the same reference numerals.
The modulated signal generators #1 to #M (5201_1 to 5201_M) of FIG. 83 generate the signals 6323_1 and 6323_2 after the P1 symbol processing of FIG. 63 or FIG. 72 from the input signal (input data). And outputs modulated signal z1 (5202_1 to 5202_M) and modulated signal z2 (5203_1 to 5203_M).

図83の無線処理部8301_1は、変調信号z1(5202_1から5202_M)を入力とし、周波数変換等の信号処理を行い、増幅を行い、変調信号8302_1を出力し、変調信号8302_1はアンテナ8303_1から電波として出力さる。 The wireless processing unit 8301_1 in FIG. 83 receives the modulated signal z1 (5202_1 to 5202_M) as input, performs signal processing such as frequency conversion, performs amplification, and outputs a modulated signal 8302_1. The modulated signal 8302_1 is transmitted from the antenna 8303_1 as a radio wave. Output monkey.

同様に、無線処理部8301_2は、変調信号z1(5203_1から5203_M)を入力とし、周波数変換等の信号処理を行い、増幅を行い、変調信号8302_2を出力し、変調信号8302_2はアンテナ8303_2から電波として出力さる。 Similarly, the wireless processing unit 8301_2 receives the modulated signal z1 (5203_1 to 5203_M) as input, performs signal processing such as frequency conversion, performs amplification, and outputs a modulated signal 8302_2. The modulated signal 8302_2 is output from the antenna 8303_2 as a radio wave. Output monkey.

以上のように、実施の形態A1の送信方法に対し、異なる周波数帯の変調信号を一度に周波数変換し、増幅するという送信方法をとってもよい。
(実施の形態B1)
以下では、上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法の応用例とそれを用いたシステムの構成例を説明する。
As described above, in contrast to the transmission method of the embodiment A1, a transmission method of frequency-converting and amplifying modulated signals of different frequency bands at once may be adopted.
(Embodiment B1)
In the following, application examples of the transmission method and the reception method shown in each of the above embodiments and a configuration example of a system using the same will be described.

図84は、上記実施の形態で示した送信方法及び受信方法を実行する装置を含むシステムの構成例を示す図である。上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法は、図84に示すような放送局と、テレビ(テレビジョン)8411、DVDレコーダ8412、STB(Set Top Box)8413、コンピュータ8420、車載のテレビ8441及び携帯電話8430等の様々な種類の受信機を含むデジタル放送用システム8400において実施される。具体的には、放送局8401が、映像データや音声データ等が多重化された多重化データを上記各実施の形態で示した送信方法を用いて所定の伝送帯域に送信する。 FIG. 84 is a diagram showing an example of the configuration of a system including an apparatus that executes the transmitting method and the receiving method shown in the above embodiment. The transmitting method and the receiving method described in each of the above-described embodiments are the same as those of the broadcasting station as shown in FIG. It is implemented in a digital broadcasting system 8400 that includes various types of receivers such as the 8441 and the mobile phone 8430. Specifically, the broadcasting station 8401 transmits multiplexed data in which video data, audio data, etc. are multiplexed in a predetermined transmission band using the transmission method described in each of the above embodiments.

放送局8401から送信された信号は、各受信機に内蔵された、または外部に設置され当該受信機と接続されたアンテナ(例えば、アンテナ8560、8440)で受信される。各受信機は、アンテナにおいて受信された信号を上記各実施の形態で示した受信方法を用いて復調し、多重化データを取得する。これにより、デジタル放送用システム8400は、上記各実施の形態で説明した本願発明の効果を得ることができる。 A signal transmitted from the broadcasting station 8401 is received by an antenna (eg, antennas 8560 and 8440) incorporated in each receiver or installed outside and connected to the receiver. Each receiver demodulates the signal received by the antenna using the receiving method described in each of the above embodiments, and acquires multiplexed data. As a result, the digital broadcasting system 8400 can obtain the effects of the present invention described in each of the above embodiments.

ここで、多重化データに含まれる映像データは、例えばMPEG(Moving Picture Experts Group)2、MPEG4−AVC(Advanced Video Coding)、VC−1などの規格に準拠した動画符号化方法を用いて符号化されている。また、多重化データに含まれる音声データは例えばドルビーAC(Audio Coding)−3、Dolby Digital Plus、MLP(Meridian Lossless Packing)、DTS(Digital Theater Systems)、DTS−HD、リニアPCM(Pulse Coding Modulation)等の音声符号化方法で符号化されている。 Here, the video data included in the multiplexed data is encoded using a moving image encoding method that conforms to standards such as MPEG (Moving Picture Experts Group) 2, MPEG4-AVC (Advanced Video Coding), and VC-1. Has been done. The audio data included in the multiplexed data is, for example, Dolby AC (Audio Coding)-3, Dolby Digital Plus, MLP (Meridian Lossless Packing), DTS (Digital Theatre Systems), DTS-HD, and Linear PCM Coding (Pulse Modulation). It is encoded by a voice encoding method such as.

図85は、上記各実施の形態で説明した受信方法を実施する受信機8500の構成の一例を示す図である。図85に示すように、受信機8500の一つの構成の一例として、モデム部分を一つのLSI(またはチップセット)で構成し、コーデックの部分を別の一つのLSI(またはチップセット)で構成するという構成方法が考えられる。図85に示す受信機8500は、図84に示したテレビ(テレビジョン)8411、DVDレコーダ8412、STB(Set Top Box)8413、コンピュータ8420、車載のテレビ8441及び携帯電話8430等が備える構成に相当する。受信機8500は、アンテナ8560で受信された高周波信号をベースバンド信号に変換するチューナ8501と、周波数変換されたベースバンド信号を復調して多重化データを取得する復調部8502とを備える。上記各実施の形態で示した受信方法は復調部8502において実施され、これにより上記各実施の形態で説明した本願発明の効果を得ることができる。 FIG. 85 is a diagram showing an example of a configuration of a receiver 8500 that implements the reception method described in each of the above embodiments. As shown in FIG. 85, as an example of one configuration of the receiver 8500, the modem part is configured by one LSI (or chipset), and the codec part is configured by another one LSI (or chipset). The following configuration method is possible. The receiver 8500 illustrated in FIG. 85 corresponds to the configuration included in the television (television) 8411, the DVD recorder 8412, the STB (Set Top Box) 8413, the computer 8420, the vehicle-mounted television 8441, the mobile phone 8430, and the like illustrated in FIG. To do. The receiver 8500 includes a tuner 8501 that converts a high-frequency signal received by the antenna 8560 into a baseband signal, and a demodulation unit 8502 that demodulates the frequency-converted baseband signal to obtain multiplexed data. The receiving method shown in each of the above-described embodiments is implemented in demodulation section 8502, whereby the effects of the present invention described in each of the above-described embodiments can be obtained.

また、受信機8500は、復調部8502で得られた多重化データから映像データと音声データとを分離するストリーム入出力部8520と、分離された映像データに対応する動画像復号方法を用いて映像データを映像信号に復号し、分離された音声データに対応する音声復号方法を用いて音声データを音声信号に復号する信号処理部8504と、復号された音声信号を出力するスピーカ等の音声出力部8506と、復号された映像信号を表示するディスプレイ等の映像表示部8507とを有する。 Further, the receiver 8500 uses a stream input/output unit 8520 for separating video data and audio data from the multiplexed data obtained by the demodulation unit 8502, and a video decoding method corresponding to the separated video data. A signal processing unit 8504 that decodes the data into a video signal and that uses the audio decoding method corresponding to the separated audio data to decode the audio data into an audio signal, and an audio output unit such as a speaker that outputs the decoded audio signal. 8506 and a video display unit 8507 such as a display for displaying the decoded video signal.

例えば、ユーザは、リモコン(リモートコントローラ)8550を用いて、選局したチャネル(選局した(テレビ)番組、選局した音声放送)の情報を操作入力部8510に送信する。すると、受信機8500は、アンテナ8560で受信した受信信号において、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信機8500は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法(上記の実施の形態で述べた伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等)(これについては、実施の形態A1〜実施の形態A4で述べており、また、図5、図41に記載のとおりである。)の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局(基地局)で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。上述では、ユーザは、リモコン8550によって、チャネルを選局する例を説明したが、受信機8500が搭載している選局キーを用いて、チャネルを選局しても、上記と同様の動作となる。 For example, the user uses the remote controller (remote controller) 8550 to transmit the information of the selected channel (selected (TV) program, selected audio broadcast) to the operation input unit 8510. Then, the receiver 8500 performs processing such as demodulation and error correction decoding of the signal corresponding to the selected channel in the received signal received by the antenna 8560, and obtains the received data. At this time, the receiver 8500 uses the transmission method (the transmission method, the modulation method, the error correction method, etc. described in the above embodiments) included in the signal corresponding to the selected channel (for this, the embodiment A1 ~ Described in Embodiment A4, and as described in FIGS. 5 and 41.) A method of receiving operation, demodulation method, error correction decoding, etc. by obtaining control symbol information including information By correctly setting, it becomes possible to obtain the data included in the data symbol transmitted by the broadcasting station (base station). In the above description, the user has described an example of selecting a channel with the remote controller 8550, but even if the channel is selected using the tuning key installed in the receiver 8500, the same operation as above is performed. Become.

上記の構成により、ユーザは、受信機8500が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した番組を視聴することができる。
また、本実施の形態の受信機8500は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データ(場合によっては、復調部8502で復調されて得られる信号に対して誤り訂正復号を行わないこともある。また、受信機8500は、誤り訂正復号後に他の信号処理が施されることもある。以降について、同様の表現を行っている部分についても、この点は同様である。)に含まれるデータ、または、そのデータに相当するデータ(例えば、データを圧縮することによって得られたデータ)や、動画、音声を加工して得られたデータを、磁気ディスク、光ディスク、不揮発性の半導体メモリ等の記録メディアに記録する記録部(ドライブ)8508を備える。ここで光ディスクとは、例えばDVD(Digital Versatile Disc)やBD(Blu−ray Disc)等の、レーザ光を用いて情報の記憶と読み出しがなされる記録メディアである。磁気ディスクとは、例えばFD(Floppy Disk)(登録商標)やハードディスク(Hard Disk)等の、磁束を用いて磁性体を磁化することにより情報を記憶する記録メディアである。不揮発性の半導体メモリとは、例えばフラッシュメモリや強誘電体メモリ(Ferroelectric Random Access Memory)等の、半導体素子により構成された記録メディアであり、フラッシュメモリを用いたSDカードやFlash SSD(Solid State Drive)などが挙げられる。なお、ここで挙げた記録メディアの種類はあくまでその一例であり、上記の記録メディア以外の記録メディアを用いて記録を行っても良いことは言うまでもない。
With the above configuration, the user can view the program received by the receiver 8500 by the receiving method described in each of the above embodiments.
Further, the receiver 8500 according to the present embodiment demodulates the multiplexed data obtained by demodulating the demodulator 8502 and performing error correction decoding (in some cases, for the signal obtained by demodulating the demodulator 8502). In some cases, receiver 8500 may be subjected to other signal processing after error correction decoding. Is the same as the above), or data corresponding to the data (for example, data obtained by compressing the data), or data obtained by processing a moving image or sound. , A recording unit (drive) 8508 for recording on a recording medium such as an optical disk and a non-volatile semiconductor memory. Here, the optical disc is a recording medium such as a DVD (Digital Versatile Disc) or a BD (Blu-ray Disc) that stores and reads information by using laser light. A magnetic disk is a recording medium such as an FD (Floppy Disk) (registered trademark) or a hard disk (Hard Disk) that stores information by magnetizing a magnetic body using magnetic flux. The non-volatile semiconductor memory is a recording medium configured by a semiconductor element such as a flash memory or a ferroelectric memory (Ferroelectric Random Access Memory), and is an SD card or a Flash SSD (Solid State Drive) using the flash memory. ) And the like. It is needless to say that the types of recording media mentioned here are just examples and recording media other than the above recording media may be used for recording.

上記の構成により、ユーザは、受信機8500が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した番組を記録して保存し、番組の放送されている時間以降の任意の時間に記録されたデータを読み出して視聴することが可能になる。 With the above configuration, the user records and saves the program received by the receiver 8500 by the receiving method described in each of the above embodiments, and the data recorded at any time after the time when the program is broadcast. Can be read and viewed.

なお、上記の説明では、受信機8500は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録部8508で記録するとしたが、多重化データに含まれるデータのうち一部のデータを抽出して記録しても良い。例えば、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに映像データや音声データ以外のデータ放送サービスのコンテンツ等が含まれる場合、記録部8508は、復調部8502で復調された多重化データから映像データや音声データを抽出して多重した新しい多重化データを記録しても良い。また、記録部8508は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データ及び音声データのうち、どちらか一方のみを多重した新しい多重化データを記録しても良い。そして、上記で述べた多重化データに含まれるデータ放送サービスのコンテンツを記録部8508は、記録してもよい。 In the above description, the receiver 8500 demodulates the demodulation unit 8502 and records the multiplexed data obtained by performing the error correction decoding in the recording unit 8508. However, the data included in the multiplexed data is described. Part of the data may be extracted and recorded. For example, when the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 8502 and performing error correction decoding includes content of a data broadcasting service other than video data and audio data, the recording unit 8508 causes the demodulating unit 8502. It is also possible to extract video data and audio data from the multiplexed data demodulated in 1. and record new multiplexed data. The recording unit 8508 demodulates by the demodulation unit 8502 and newly multiplexed data obtained by multiplexing only one of the video data and the audio data included in the multiplexed data obtained by performing the error correction decoding. May be recorded. Then, the recording unit 8508 may record the content of the data broadcasting service included in the multiplexed data described above.

さらには、テレビ、記録装置(例えば、DVDレコーダ、Blu−rayレコーダ、HDDレコーダ、SDカード等)、携帯電話に、本発明で説明した受信機8500が搭載されている場合、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに、テレビや記録装置を動作させるのに使用するソフトウェアの欠陥(バグ)を修正するためのデータや個人情報や記録したデータの流出を防ぐためのソフトウェアの欠陥(バグ)を修正するためのデータが含まれている場合、これらのデータをインストールすることで、テレビや記録装置のソフトウェアの欠陥を修正してもよい。そして、データに、受信機8500のソフトウェアの欠陥(バグ)を修正するためのデータが含まれていた場合、このデータにより、受信機8500の欠陥を修正することもできる。これにより、受信機8500が搭載されているテレビ、記録装置、携帯電話が、より安定的の動作させることが可能となる。 Furthermore, when the receiver 8500 described in the present invention is installed in a television, a recording device (for example, a DVD recorder, a Blu-ray recorder, an HDD recorder, an SD card, etc.) or a mobile phone, the demodulation unit 8502 performs demodulation. However, the multiplexed data obtained by performing error correction decoding leaks data for correcting defects (bug) in the software used to operate the television or recording device, personal information, and recorded data. When the data for correcting the defect (bug) of the software for preventing the above is included, the defect of the software of the television or the recording device may be corrected by installing these data. Then, when the data includes data for correcting a defect (bug) in the software of the receiver 8500, the defect of the receiver 8500 can also be corrected by this data. As a result, the television, the recording device, and the mobile phone equipped with the receiver 8500 can be operated more stably.

ここで、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる複数のデータから一部のデータを抽出して多重する処理は、例えばストリーム入出力部8503で行われる。具体的には、ストリーム入出力部8503が、図示していないCPU等の制御部からの指示により、復調部8502で復調された多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離し、分離後のデータから指定されたデータのみを抽出して多重し、新しい多重化データを生成する。なお、分離後のデータからどのデータを抽出するかについては、例えばユーザが決定してもよいし、記録メディアの種類毎に予め決められていてもよい。 Here, the process of extracting a part of the data from the plurality of data included in the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulation unit 8502 and performing the error correction decoding and multiplexing the data is, for example, the stream input/output unit 8503. Done in. Specifically, the stream input/output unit 8503 sends the multiplexed data demodulated by the demodulation unit 8502 to video data, audio data, data broadcasting service content, etc., according to an instruction from a control unit such as a CPU (not shown). The data is separated into a plurality of data, and only the specified data is extracted from the separated data and multiplexed to generate new multiplexed data. Note that which data is to be extracted from the separated data may be determined by the user, or may be determined in advance for each type of recording medium.

上記の構成により、受信機8500は記録された番組を視聴する際に必要なデータのみを抽出して記録することができるので、記録するデータのデータサイズを削減することができる。 With the above configuration, the receiver 8500 can extract and record only the data necessary for viewing the recorded program, so that the data size of the recorded data can be reduced.

また、上記の説明では、記録部8508は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録するとしたが、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データを、当該映像データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換し、変換後の映像データを多重した新しい多重化データを記録してもよい。このとき、元の映像データに施された動画像符号化方法と変換後の映像データに施された動画像符号化方法とは、互いに異なる規格に準拠していてもよいし、同じ規格に準拠して符号化時に使用するパラメータのみが異なっていてもよい。同様に、記録部8508は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる音声データを、当該音声データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換し、変換後の音声データを多重した新しい多重化データを記録してもよい。 Further, in the above description, the recording unit 8508 records the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 8502 and performing error correction decoding. However, the recording unit 8508 demodulates by the demodulating unit 8502 and performs error correction decoding. The video code included in the multiplexed data obtained by performing the video coding different from the video coding method applied to the video data so that the data size or the bit rate is lower than the video data. It may be converted into video data encoded by the encoding method, and new multiplexed data in which the converted video data is multiplexed may be recorded. At this time, the moving image coding method applied to the original video data and the moving image coding method applied to the converted video data may be based on different standards or may be based on the same standard. Then, only the parameters used at the time of encoding may be different. Similarly, the recording unit 8508 demodulates by the demodulating unit 8502, and the audio data included in the multiplexed data obtained by performing the error correction decoding has a data size or bit rate lower than that of the audio data. Alternatively, the audio data may be converted into audio data encoded by an audio encoding method different from the audio encoding method applied to the audio data, and new multiplexed data obtained by multiplexing the converted audio data may be recorded.

ここで、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データや音声データをデータサイズまたはビットレートが異なる映像データや音声データに変換する処理は、例えばストリーム入出力部8503及び信号処理部8504で行われる。具体的には、ストリーム入出力部8503が、CPU等の制御部からの指示により、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離する。信号処理部8504は、制御部からの指示により、分離後の映像データを当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換する処理、及び分離後の音声データを当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換する処理を行う。ストリーム入出力部8503は、制御部からの指示により、変換後の映像データと変換後の音声データとを多重し、新しい多重化データを生成する。なお、信号処理部8504は制御部からの指示に応じて、映像データと音声データのうちいずれか一方に対してのみ変換の処理を行っても良いし、両方に対して変換の処理を行っても良い。また、変換後の映像データ及び音声データのデータサイズまたはビットレートは、ユーザが決定してもよいし、記録メディアの種類毎に予め決められていてもよい。 Here, the process of converting the video data and the audio data included in the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulation unit 8502 and performing the error correction decoding into the video data and the audio data having different data sizes or bit rates is performed. , The stream input/output unit 8503 and the signal processing unit 8504, for example. Specifically, the stream input/output unit 8503 demodulates by the demodulation unit 8502 according to an instruction from a control unit such as a CPU, and multiplex data obtained by performing error correction decoding is converted into video data, audio data, Separated into multiple data such as data broadcasting service contents. The signal processing unit 8504 converts the separated video data into video data encoded by a moving image encoding method different from the moving image encoding method applied to the image data according to an instruction from the control unit. , And processing of converting the separated audio data into audio data encoded by an audio encoding method different from the audio encoding method applied to the audio data. The stream input/output unit 8503 multiplexes the converted video data and the converted audio data according to an instruction from the control unit, and generates new multiplexed data. Note that the signal processing unit 8504 may perform the conversion process on only one of the video data and the audio data according to an instruction from the control unit, or may perform the conversion process on both. Is also good. The data size or bit rate of the converted video data and audio data may be determined by the user or may be determined in advance for each type of recording medium.

上記の構成により、受信機8500は、記録メディアに記録可能なデータサイズや記録部8508がデータの記録または読み出しを行う速度に合わせて映像データや音声データのデータサイズまたはビットレートを変更して記録することができる。これにより、記録メディアに記録可能なデータサイズが復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データのデータサイズよりも小さい場合や、記録部がデータの記録または読み出しを行う速度が復調部8502で復調された多重化データのビットレートよりも低い場合でも記録部が番組を記録することが可能となるので、ユーザは番組の放送されている時間以降の任意の時間に記録されたデータを読み出して視聴することが可能になる。 With the above configuration, the receiver 8500 changes the data size or bit rate of video data and audio data and records the data in accordance with the data size recordable on the recording medium and the speed at which the recording unit 8508 records or reads data. can do. As a result, when the data size that can be recorded on the recording medium is smaller than the data size of the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulation unit 8502 and performing error correction decoding, or when the recording unit records or reads data. Even when the speed at which the program is performed is lower than the bit rate of the multiplexed data demodulated by the demodulation unit 8502, the recording unit can record the program, so that the user can set an arbitrary time after the time when the program is broadcast. It becomes possible to read and view the data recorded in.

また、受信機8500は、復調部8502で復調された多重化データを外部機器に対して通信媒体8530を介して送信するストリーム出力IF(Interface:インターフェース)8509を備える。ストリーム出力IF8509の一例としては、Wi−Fi(登録商標)(IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等)、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth、Zigbee等の無線通信規格に準拠した無線通信方法を用いて変調した多重化データを、無線媒体(通信媒体8530に相当)を介して外部機器に送信する無線通信装置が挙げられる。また、ストリーム出力IF8509は、イーサネットやUSB(Universal Serial Bus)、PLC(Power Line Communication)、HDMI(High−Definition Multimedia Interface)等の有線通信規格に準拠した通信方法を用いて変調された多重化データを当該ストリーム出力IF8509に接続された有線伝送路(通信媒体8530に相当)を介して外部機器に送信する有線通信装置であってもよい。 The receiver 8500 also includes a stream output IF (Interface) 8509 that transmits the multiplexed data demodulated by the demodulation unit 8502 to an external device via the communication medium 8530. As an example of the stream output IF 8509, wireless communication complying with wireless communication standards such as Wi-Fi (registered trademark) (IEEE802.11a, IEEE802.11b, IEEE802.11g, IEEE802.11n, etc.), WiGiG, WirelessHD, Bluetooth, Zigbee, etc. An example is a wireless communication device that transmits multiplexed data modulated using a communication method to an external device via a wireless medium (corresponding to the communication medium 8530). Further, the stream output IF 8509 is multiplexed data modulated using a communication method based on a wired communication standard such as Ethernet, USB (Universal Serial Bus), PLC (Power Line Communication), and HDMI (High-Definition Multimedia Interface). May be a wired communication device for transmitting to the external device via a wired transmission path (corresponding to the communication medium 8530) connected to the stream output IF 8509.

上記の構成により、ユーザは、受信機8500が上記各実施の形態で示した受信方法により受信した多重化データを外部機器で利用することができる。ここでいう多重化データの利用とは、ユーザが外部機器を用いて多重化データをリアルタイムで視聴することや、外部機器に備えられた記録部で多重化データを記録すること、外部機器からさらに別の外部機器に対して多重化データを送信すること等を含む。 With the above configuration, the user can use the multiplexed data received by the receiver 8500 by the receiving method described in each of the above-described embodiments, in the external device. The use of multiplexed data here means that a user views the multiplexed data in real time using an external device, records the multiplexed data in a recording unit provided in the external device, and This includes transmitting multiplexed data to another external device.

なお、上記の説明では、受信機8500は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データをストリーム出力IF8509が出力するとしたが、多重化データに含まれるデータのうち一部のデータを抽出して出力しても良い。例えば、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに映像データや音声データ以外のデータ放送サービスのコンテンツ等が含まれる場合、ストリーム出力IF8509は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データから映像データや音声データを抽出して多重した新しい多重化データを出力しても良い。また、ストリーム出力IF8509は、復調部8502で復調された多重化データに含まれる映像データ及び音声データのうち、どちらか一方のみを多重した新しい多重化データを出力しても良い。 In the above description, in the receiver 8500, the stream output IF 8509 outputs the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulation unit 8502 and performing error correction decoding, but the data included in the multiplexed data Part of the data may be extracted and output. For example, when the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulation unit 8502 and performing error correction decoding includes the contents of the data broadcasting service other than the video data and the audio data, the stream output IF 8509 causes the demodulation unit 8502. It is also possible to output new multiplexed data in which video data and audio data are extracted and multiplexed from the multiplexed data obtained by demodulating in step S1 and performing error correction decoding. Also, the stream output IF 8509 may output new multiplexed data in which only one of the video data and the audio data included in the multiplexed data demodulated by the demodulation unit 8502 is multiplexed.

ここで、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる複数のデータから一部のデータを抽出して多重する処理は、例えばストリーム入出力部8503で行われる。具体的には、ストリーム入出力部8503が、図示していないCPU(Central Processing Unit)等の制御部からの指示により、復調部8502で復調された多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離し、分離後のデータから指定されたデータのみを抽出して多重し、新しい多重化データを生成する。なお、分離後のデータからどのデータを抽出するかについては、例えばユーザが決定してもよいし、ストリーム出力IF8509の種類毎に予め決められていてもよい。 Here, the process of extracting a part of the data from the plurality of data included in the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulation unit 8502 and performing the error correction decoding and multiplexing the data is, for example, the stream input/output unit 8503. Done in. Specifically, the stream input/output unit 8503 transmits the multiplexed data demodulated by the demodulation unit 8502 to video data, audio data, or data broadcasting according to an instruction from a control unit such as a CPU (Central Processing Unit) (not shown). The data is separated into a plurality of data such as service contents, and only the specified data is extracted from the separated data and multiplexed to generate new multiplexed data. Note that which data is to be extracted from the separated data may be determined by the user, or may be determined in advance for each type of stream output IF 8509.

上記の構成により、受信機8500は外部機器が必要なデータのみを抽出して出力することができるので、多重化データの出力により消費される通信帯域を削減することができる。 With the above configuration, the receiver 8500 can extract and output only the data required by the external device, so that the communication band consumed by the output of the multiplexed data can be reduced.

また、上記の説明では、ストリーム出力IF8509は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを記録するとしたが、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データを、当該映像データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換し、変換後の映像データを多重した新しい多重化データを出力してもよい。このとき、元の映像データに施された動画像符号化方法と変換後の映像データに施された動画像符号化方法とは、互いに異なる規格に準拠していてもよいし、同じ規格に準拠して符号化時に使用するパラメータのみが異なっていてもよい。同様に、ストリーム出力IF8509は、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる音声データを、当該音声データよりもデータサイズまたはビットレートが低くなるよう、当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換し、変換後の音声データを多重した新しい多重化データを出力してもよい。 Further, in the above description, the stream output IF 8509 records the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulating unit 8502 and performing error correction decoding, but demodulating by the demodulating unit 8502 performs error correction decoding. The video code included in the multiplexed data obtained by performing the video coding different from the video coding method applied to the video data so that the data size or the bit rate is lower than the video data. It may be converted into video data encoded by the encoding method, and new multiplexed data obtained by multiplexing the converted video data may be output. At this time, the moving image coding method applied to the original video data and the moving image coding method applied to the converted video data may be based on different standards or may be based on the same standard. Then, only the parameters used at the time of encoding may be different. Similarly, the stream output IF 8509 demodulates the audio data included in the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulation unit 8502 and performing error correction decoding so that the data size or bit rate of the audio data becomes lower than that of the audio data. Alternatively, the audio data may be converted into audio data encoded by an audio encoding method different from the audio encoding method applied to the audio data, and new multiplexed data obtained by multiplexing the converted audio data may be output.

ここで、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データに含まれる映像データや音声データをデータサイズまたはビットレートが異なる映像データや音声データに変換する処理は、例えばストリーム入出力部8503及び信号処理部8504で行われる。具体的には、ストリーム入出力部8503が、制御部からの指示により、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを映像データ、音声データ、データ放送サービスのコンテンツ等の複数のデータに分離する。信号処理部8504は、制御部からの指示により、分離後の映像データを当該映像データに施された動画像符号化方法とは異なる動画像符号化方法で符号化された映像データに変換する処理、及び分離後の音声データを当該音声データに施された音声符号化方法とは異なる音声符号化方法で符号化された音声データに変換する処理を行う。ストリーム入出力部8503は、制御部からの指示により、変換後の映像データと変換後の音声データとを多重し、新しい多重化データを生成する。なお、信号処理部8504は制御部からの指示に応じて、映像データと音声データのうちいずれか一方に対してのみ変換の処理を行っても良いし、両方に対して変換の処理を行っても良い。また、変換後の映像データ及び音声データのデータサイズまたはビットレートは、ユーザが決定してもよいし、ストリーム出力IF8509の種類毎に予め決められていてもよい。 Here, the process of converting the video data and the audio data included in the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulation unit 8502 and performing the error correction decoding into the video data and the audio data having different data sizes or bit rates is performed. , The stream input/output unit 8503 and the signal processing unit 8504, for example. Specifically, the stream input/output unit 8503 demodulates by the demodulation unit 8502 according to an instruction from the control unit, and multiplex data obtained by performing error correction decoding is used as video data, audio data, or a data broadcasting service. Separated into multiple data such as The signal processing unit 8504 converts the separated video data into video data encoded by a moving image encoding method different from the moving image encoding method applied to the image data according to an instruction from the control unit. , And processing of converting the separated audio data into audio data encoded by an audio encoding method different from the audio encoding method applied to the audio data. The stream input/output unit 8503 multiplexes the converted video data and the converted audio data according to an instruction from the control unit, and generates new multiplexed data. Note that the signal processing unit 8504 may perform the conversion process on only one of the video data and the audio data according to an instruction from the control unit, or may perform the conversion process on both. Is also good. In addition, the data size or bit rate of the converted video data and audio data may be determined by the user or may be determined in advance for each type of stream output IF 8509.

上記の構成により、受信機8500は、外部機器との間の通信速度に合わせて映像データや音声データのビットレートを変更して出力することができる。これにより、外部機器との間の通信速度が、復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データのビットレートよりも低い場合でもストリーム出力IFから外部機器新しい多重化データを出力することが可能となるので、ユーザは他の通信装置において新しい多重化データを利用することが可能になる。 With the above configuration, the receiver 8500 can change and output the bit rate of the video data and the audio data according to the communication speed with the external device. As a result, even if the communication speed with the external device is lower than the bit rate of the multiplexed data obtained by demodulating by the demodulation unit 8502 and performing error correction decoding, the new multiplexing from the stream output IF to the external device is performed. Since it becomes possible to output the encoded data, the user can use the new multiplexed data in another communication device.

また、受信機8500は、外部機器に対して信号処理部8504で復号された映像信号及び音声信号を外部の通信媒体に対して出力するAV(Audio and Visual)出力IF(Interface)8511を備える。AV出力IF8511の一例としては、Wi−Fi(登録商標)(IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等)、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth、Gigbee等の無線通信規格に準拠した無線通信方法を用いて変調した映像信号及び音声信号を、無線媒体を介して外部機器に送信する無線通信装置が挙げられる。また、ストリーム出力IF8509は、イーサネットやUSB、PLC、HDMI等の有線通信規格に準拠した通信方法を用いて変調された映像信号及び音声信号を当該ストリーム出力IF8509に接続された有線伝送路を介して外部機器に送信する有線通信装置であってもよい。また、ストリーム出力IF8509は、映像信号及び音声信号をアナログ信号のまま出力するケーブルを接続する端子であってもよい。 Further, the receiver 8500 includes an AV (Audio and Visual) output IF (Interface) 8511 that outputs the video signal and the audio signal decoded by the signal processing unit 8504 to an external device to an external communication medium. As an example of the AV output IF 8511, Wi-Fi (registered trademark) (IEEE802.11a, IEEE802.11b, IEEE802.11g, IEEE802.11n, etc.), wireless communication conforming to wireless communication standards such as WiGiG, WirelessHD, Bluetooth, and Gigbee. There is a wireless communication device that transmits a video signal and an audio signal modulated by using a communication method to an external device via a wireless medium. In addition, the stream output IF 8509 transmits the video signal and the audio signal, which are modulated using a communication method conforming to a wired communication standard such as Ethernet, USB, PLC, HDMI, via a wired transmission path connected to the stream output IF 8509. It may be a wired communication device that transmits to an external device. Further, the stream output IF 8509 may be a terminal for connecting a cable that outputs the video signal and the audio signal as analog signals.

上記の構成により、ユーザは、信号処理部8504で復号された映像信号及び音声信号を外部機器で利用することができる。
さらに、受信機8500は、ユーザ操作の入力を受け付ける操作入力部8510を備える。受信機8500は、ユーザの操作に応じて操作入力部8510に入力される制御信号に基づいて、電源のON/OFFの切り替えや、受信するチャネルの切り替え、字幕表示の有無や表示する言語の切り替え、音声出力部8506から出力される音量の変更等の様々な動作の切り替えや、受信可能なチャネルの設定等の設定の変更を行う。
With the above configuration, the user can use the video signal and the audio signal decoded by the signal processing unit 8504 in the external device.
Furthermore, the receiver 8500 includes an operation input unit 8510 that receives an input of a user operation. The receiver 8500 switches ON/OFF of the power supply, switching of the channel to be received, presence/absence of subtitle display, and switching of the language to be displayed, based on a control signal input to the operation input unit 8510 according to the user's operation. Switching of various operations such as changing the volume output from the audio output unit 8506 and changing settings such as setting of receivable channels are performed.

また、受信機8500は、当該受信機8500で受信中の信号の受信品質を示すアンテナレベルを表示する機能を備えていてもよい。ここで、アンテナレベルとは、例えば受信機8500が受信した信号のRSSI(Received Signal Strength Indication、Received Signal Strength Indicator、受信信号強度)、受信電界強度、C/N(Carrier−to−noise power ratio)、BER(Bit Error Rate:ビットエラー率)、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報(Channel State Information)等に基づいて算出される受信品質を示す指標であり、信号レベル、信号の優劣を示す信号である。この場合、復調部8502は受信した信号のRSSI、受信電界強度、C/N、BER、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等を測定する受信品質測定部を備え、受信機8500はユーザの操作に応じてアンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)をユーザが識別可能な形式で映像表示部8507に表示する。アンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)の表示形式は、RSSI、受信電界強度、C/N、BER、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等に応じた数値を表示するものであっても良いし、RSSI、受信電界強度、C/N、BER、パケットエラー率、フレームエラー率、チャネル状態情報等に応じて異なる画像を表示するようなものであっても良い。また、受信機8500は、上記各実施の形態で示した受信方法を用いて受信して分離された複数のストリームs1、s2、・・・毎に求めた複数のアンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)を表示しても良いし、複数のストリームs1、s2、・・・から求めた1つのアンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)を表示しても良い。また、番組を構成する映像データや音声データが階層伝送方式を用いて送信されている場合は、階層毎に信号のレベル(信号の優劣を示す信号)を示しても可能である。 Further, the receiver 8500 may have a function of displaying the antenna level indicating the reception quality of the signal being received by the receiver 8500. Here, the antenna level is, for example, RSSI (Received Signal Strength Indication, Received Signal Strength Indicator, received signal strength), received electric field strength, and C/N (Carrier-to-noise power) of a signal received by the receiver 8500. , BER (Bit Error Rate), packet error rate, frame error rate, channel state information (Channel State Information), and the like, which is an index showing the reception quality calculated based on the signal level and the superiority or inferiority of the signal. It is a signal to show. In this case, the demodulation unit 8502 includes a reception quality measurement unit that measures RSSI, received electric field strength, C/N, BER, packet error rate, frame error rate, channel state information, etc. of the received signal, and the receiver 8500 is a user The antenna level (signal level, signal indicating the superiority or inferiority of the signal) is displayed on the video display unit 8507 in a format that can be identified by the user according to the operation. The display format of the antenna level (signal level, signal indicating superiority or inferiority of the signal) displays numerical values according to RSSI, received electric field strength, C/N, BER, packet error rate, frame error rate, channel state information, etc. Alternatively, different images may be displayed according to RSSI, received electric field strength, C/N, BER, packet error rate, frame error rate, channel state information and the like. Further, the receiver 8500 receives a plurality of antenna levels (signal level, signal level) for each of a plurality of streams s1, s2,... (Signal indicating superiority or inferiority) may be displayed, or one antenna level (signal level, signal indicating superiority or inferiority of signal) obtained from a plurality of streams s1, s2,... May be displayed. In addition, when the video data and the audio data forming the program are transmitted by using the hierarchical transmission method, it is possible to indicate the signal level (signal indicating the superiority or inferiority of the signal) for each hierarchical layer.

上記の構成により、ユーザは上記各実施の形態で示した受信方法を用いて受信する場合のアンテナレベル(信号レベル、信号の優劣を示す信号)を数値的に、または、視覚的に把握することができる。 With the above configuration, the user can numerically or visually grasp the antenna level (signal level, signal indicating superiority or inferiority of signal) when receiving using the receiving method described in each of the above embodiments. You can

なお、上記の説明では受信機8500が、音声出力部8506、映像表示部8507、記録部8508、ストリーム出力IF8509、及びAV出力IF8511を備えている場合を例に挙げて説明したが、これらの構成の全てを備えている必要はない。受信機8500が上記の構成のうち少なくともいずれか一つを備えていれば、ユーザは復調部8502で復調し、誤り訂正の復号を行うことで得られた多重化データを利用することができるため、各受信機はその用途に合わせて上記の構成を任意に組み合わせて備えていれば良い。
(多重化データ)
次に、多重化データの構造の一例について詳細に説明する。放送に用いられるデータ構造としてはMPEG2−トランスポートストリーム(TS)が一般的であり、ここではMPEG2−TSを例に挙げて説明する。しかし、上記各実施の形態で示した送信方法及び受信方法で伝送される多重化データのデータ構造はMPEG2−TSに限られず、他のいかなるデータ構造であっても上記の各実施の形態で説明した効果を得られることは言うまでもない。
In the above description, the receiver 8500 is described as an example in which the receiver 8500 includes the audio output unit 8506, the video display unit 8507, the recording unit 8508, the stream output IF 8509, and the AV output IF 8511. However, these configurations are described. It is not necessary to have all of. If the receiver 8500 has at least one of the above configurations, the user can use the multiplexed data obtained by demodulating with the demodulating unit 8502 and performing error correction decoding. Each receiver may be provided with any combination of the above configurations according to its use.
(Multiplexed data)
Next, an example of the structure of multiplexed data will be described in detail. An MPEG2-transport stream (TS) is generally used as a data structure used for broadcasting, and here, MPEG2-TS will be described as an example. However, the data structure of the multiplexed data transmitted by the transmission method and the reception method shown in each of the above embodiments is not limited to MPEG2-TS, and any other data structure will be described in each of the above embodiments. It goes without saying that the effect obtained can be obtained.

図86は、多重化データの構成の一例を示す図である。図86に示すように多重化データは、各サービスで現在提供されている番組(programmeまたはその一部であるevent)を構成する要素である、例えばビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリーム(PG)、インタラクティブグラファイックスストリーム(IG)などのエレメンタリーストリームのうち、1つ以上を多重化することで得られる。多重化データで提供されている番組が映画の場合、ビデオストリームは映画の主映像および副映像を、オーディオストリームは映画の主音声部分と当該主音声とミキシングする副音声を、プレゼンテーショングラフィックスストリームとは映画の字幕をそれぞれ示している。ここで主映像とは画面に表示される通常の映像を示し、副映像とは主映像の中に小さな画面で表示する映像(例えば、映画のあらすじを示したテキストデータの映像など)のことである。また、インタラクティブグラフィックスストリームは、画面上にGUI部品を配置することにより作成される対話画面を示している。 FIG. 86 is a diagram showing an example of the structure of multiplexed data. As shown in FIG. 86, the multiplexed data is an element constituting a program (program or event which is a part thereof) currently provided by each service, for example, a video stream, an audio stream, a presentation graphics stream (PG). ), and one or more of elementary streams such as an interactive graphics stream (IG). If the program provided by the multiplexed data is a movie, the video stream is the main video and sub-video of the movie, the audio stream is the main audio part of the movie and the sub-audio mixing with the main audio, and the presentation graphics stream. Indicates the subtitles of the movie, respectively. Here, the main video refers to a normal video displayed on the screen, and the sub-video refers to a video displayed on a small screen in the main video (for example, video of text data showing the synopsis of a movie). is there. The interactive graphics stream indicates an interactive screen created by arranging GUI parts on the screen.

多重化データに含まれる各ストリームは、各ストリームに割り当てられた識別子であるPIDによって識別される。例えば、映画の映像に利用するビデオストリームには0x1011が、オーディオストリームには0x1100から0x111Fまでが、プレゼンテーショングラフィックスには0x1200から0x121Fまでが、インタラクティブグラフィックスストリームには0x1400から0x141Fまでが、映画の副映像に利用するビデオストリームには0x1B00から0x1B1Fまで、主音声とミキシングする副音声に利用するオーディオストリームには0x1A00から0x1A1Fが、それぞれ割り当てられている。 Each stream included in the multiplexed data is identified by a PID that is an identifier assigned to each stream. For example, 0x1011 is used for a video stream used for movie images, 0x1100 to 0x111F is used for an audio stream, 0x1200 to 0x121F is used for presentation graphics, and 0x1400 to 0x141F is used for an interactive graphics stream. 0x1B00 to 0x1B1F are assigned to the video stream used for the sub-picture, and 0x1A00 to 0x1A1F are assigned to the audio stream used for the sub-audio to be mixed with the main audio.

図87は、多重化データがどのように多重化されているかの一例を模式的に示す図である。まず、複数のビデオフレームからなるビデオストリーム8701、複数のオーディオフレームからなるオーディオストリーム8704を、それぞれPESパケット列8702および8705に変換し、TSパケット8703および8706に変換する。同じくプレゼンテーショングラフィックスストリーム8711およびインタラクティブグラフィックス8714のデータをそれぞれPESパケット列8712および8715に変換し、さらにTSパケット8713および8716に変換する。多重化データ8717はこれらのTSパケット(8703、8706、8713、8716)を1本のストリームに多重化することで構成される。 FIG. 87 is a diagram schematically showing an example of how multiplexed data is multiplexed. First, a video stream 8701 including a plurality of video frames and an audio stream 8704 including a plurality of audio frames are converted into PES packet sequences 8702 and 8705, respectively, and converted into TS packets 8703 and 8706. Similarly, the data of the presentation graphics stream 8711 and the data of the interactive graphics 8714 are converted into PES packet strings 8712 and 8715, respectively, and further converted into TS packets 8713 and 8716. The multiplexed data 8717 is configured by multiplexing these TS packets (8703, 8706, 8713, 8716) into one stream.

図88は、PESパケット列に、ビデオストリームがどのように格納されるかをさらに詳しく示している。図88における第1段目はビデオストリームのビデオフレーム列を示す。第2段目は、PESパケット列を示す。図88の矢印yy1,yy2,yy3,yy4に示すように、ビデオストリームにおける複数のVideo Presentation UnitであるIピクチャ、Bピクチャ、Pピクチャは、ピクチャ毎に分割され、PESパケットのペイロードに格納される。各PESパケットはPESヘッダを持ち、PESヘッダには、ピクチャの表示時刻であるPTS(Presentation Time−Stamp)やピクチャの復号時刻であるDTS(Decoding Time−Stamp)が格納される。 FIG. 88 shows in more detail how the video stream is stored in the PES packet sequence. The first row in FIG. 88 shows a video frame stream in a video stream. The second row shows the PES packet sequence. As shown by arrows yy1, yy2, yy3, and yy4 in FIG. 88, a plurality of Video Presentation Units of I picture, B picture, and P picture in the video stream are divided for each picture and stored in the payload of the PES packet. .. Each PES packet has a PES header, and the PES (Presentation Time-Stamp) which is the display time of the picture and the DTS (Decoding Time-Stamp) which is the decoding time of the picture are stored in the PES header.

図89は、多重化データに最終的に書き込まれるTSパケットの形式を示している。TSパケットは、ストリームを識別するPIDなどの情報を持つ4ByteのTSヘッダとデータを格納する184ByteのTSペイロードから構成される188Byte固定長のパケットであり、上記PESパケットは分割されTSペイロードに格納される。BD−ROMの場合、TSパケットには、4ByteのTP_Extra_Headerが付与され、192Byteのソースパケットを構成し、多重化データに書き込まれる。TP_Extra_HeaderにはATS(Arrival_Time_Stamp)などの情報が記載される。ATSは当該TSパケットのデコーダのPIDフィルタへの転送開始時刻を示す。多重化データには図89下段に示すようにソースパケットが並ぶこととなり、多重化データの先頭からインクリメントする番号はSPN(ソースパケットナンバー)と呼ばれる。 FIG. 89 shows the format of TS packets finally written in the multiplexed data. The TS packet is a 188-byte fixed-length packet composed of a 4-byte TS header having information such as PID for identifying a stream and a 184-byte TS payload storing data. The PES packet is divided and stored in the TS payload. It In the case of BD-ROM, TP_Extra_Header of 4 Bytes is added to the TS packet to form a 192 Byte source packet, which is written in the multiplexed data. Information such as ATS (Arrival_Time_Stamp) is described in TP_Extra_Header. ATS indicates the transfer start time of the TS packet to the PID filter of the decoder. Source packets are arranged in the multiplexed data as shown in the lower part of FIG. 89, and the number incremented from the beginning of the multiplexed data is called SPN (source packet number).

また、多重化データに含まれるTSパケットには、ビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリームなどの各ストリーム以外にもPAT(Program Association Table)、PMT(Program Map Table)、PCR(Program Clock Reference)などがある。PATは多重化データ中に利用されるPMTのPIDが何であるかを示し、PAT自身のPIDは0で登録される。PMTは、多重化データ中に含まれる映像・音声・字幕などの各ストリームのPIDと各PIDに対応するストリームの属性情報(フレームレート、アスペクト比など)を持ち、また多重化データに関する各種ディスクリプタを持つ。ディスクリプタには多重化データのコピーを許可・不許可を指示するコピーコントロール情報などがある。PCRは、ATSの時間軸であるATC(Arrival Time Clock)とPTS・DTSの時間軸であるSTC(System Time Clock)の同期を取るために、そのPCRパケットがデコーダに転送されるATSに対応するSTC時間の情報を持つ。 In addition to each stream such as a video stream, an audio stream, and a presentation graphics stream, TS packets included in the multiplexed data include PAT (Program Association Table), PMT (Program Map Table), and PCR (Program Clock Reference). and so on. The PAT indicates what the PID of the PMT used in the multiplexed data is, and the PID of the PAT itself is registered as 0. The PMT has PID of each stream such as video/audio/caption included in the multiplexed data and attribute information (frame rate, aspect ratio, etc.) of the stream corresponding to each PID, and various descriptors related to the multiplexed data. To have. The descriptor includes copy control information for instructing permission/prohibition of copying of multiplexed data. The PCR corresponds to the ATS whose PCR packet is transferred to the decoder in order to synchronize the ATC (Arrival Time Clock) which is the time axis of the ATS and the STC (System Time Clock) which is the time axis of the PTS/DTS. Holds STC time information.

図90はPMTのデータ構造を詳しく説明する図である。PMTの先頭には、そのPMTに含まれるデータの長さなどを記したPMTヘッダが配置される。その後ろには、多重化データに関するディスクリプタが複数配置される。上記コピーコントロール情報などが、ディスクリプタとして記載される。ディスクリプタの後には、多重化データに含まれる各ストリームに関するストリーム情報が複数配置される。ストリーム情報は、ストリームの圧縮コーデックなどを識別するためのストリームタイプ、ストリームのPID、ストリームの属性情報(フレームレート、アスペクト比など)が記載されたストリームディスクリプタから構成される。ストリームディスクリプタは多重化データに存在するストリームの数だけ存在する。 FIG. 90 is a diagram for explaining the data structure of the PMT in detail. At the beginning of the PMT, a PMT header describing the length of data included in the PMT and the like is arranged. Behind it, a plurality of descriptors regarding multiplexed data are arranged. The copy control information and the like are described as descriptors. A plurality of stream information regarding each stream included in the multiplexed data is arranged after the descriptor. The stream information is composed of a stream type for identifying a compression codec of the stream, a PID of the stream, and a stream descriptor in which stream attribute information (frame rate, aspect ratio, etc.) is described. There are as many stream descriptors as there are streams in the multiplexed data.

記録媒体などに記録する場合には、上記多重化データは、多重化データ情報ファイルと共に記録される。
図91は、その多重化データファイル情報の構成を示す図である。多重化データ情報ファイルは、図91に示すように多重化データの管理情報であり、多重化データと1対1に対応し、多重化データ情報、ストリーム属性情報とエントリマップから構成される。
When recorded on a recording medium or the like, the multiplexed data is recorded together with the multiplexed data information file.
FIG. 91 is a diagram showing the structure of the multiplexed data file information. As shown in FIG. 91, the multiplexed data information file is multiplexed data management information, and corresponds to the multiplexed data in a one-to-one correspondence, and is composed of multiplexed data information, stream attribute information, and an entry map.

多重化データ情報は図91に示すようにシステムレート、再生開始時刻、再生終了時刻から構成されている。システムレートは多重化データの、後述するシステムターゲットデコーダのPIDフィルタへの最大転送レートを示す。多重化データ中に含まれるATSの間隔はシステムレート以下になるように設定されている。再生開始時刻は多重化データの先頭のビデオフレームのPTSであり、再生終了時刻は多重化データの終端のビデオフレームのPTSに1フレーム分の再生間隔を足したものが設定される。 As shown in FIG. 91, the multiplexed data information includes a system rate, a reproduction start time, and a reproduction end time. The system rate indicates the maximum transfer rate of multiplexed data to the PID filter of the system target decoder described later. The interval between ATSs included in the multiplexed data is set to be equal to or lower than the system rate. The reproduction start time is the PTS of the first video frame of the multiplexed data, and the reproduction end time is set to the PTS of the end video frame of the multiplexed data plus the reproduction interval of one frame.

図92は、多重化データファイル情報に含まれるストリーム属性情報の構成を示す図である。ストリーム属性情報は図92に示すように、多重化データに含まれる各ストリームについての属性情報が、PID毎に登録される。属性情報はビデオストリーム、オーディオストリーム、プレゼンテーショングラフィックスストリーム、インタラクティブグラフィックスストリーム毎に異なる情報を持つ。ビデオストリーム属性情報は、そのビデオストリームがどのような圧縮コーデックで圧縮されたか、ビデオストリームを構成する個々のピクチャデータの解像度がどれだけであるか、アスペクト比はどれだけであるか、フレームレートはどれだけであるかなどの情報を持つ。オーディオストリーム属性情報は、そのオーディオストリームがどのような圧縮コーデックで圧縮されたか、そのオーディオストリームに含まれるチャンネル数は何であるか、何の言語に対応するか、サンプリング周波数がどれだけであるかなどの情報を持つ。これらの情報は、プレーヤが再生する前のデコーダの初期化などに利用される。 FIG. 92 is a diagram showing the structure of stream attribute information included in the multiplexed data file information. As shown in FIG. 92, as the stream attribute information, attribute information about each stream included in the multiplexed data is registered for each PID. The attribute information has different information for each video stream, audio stream, presentation graphics stream, and interactive graphics stream. The video stream attribute information includes what kind of compression codec the video stream was compressed with, what is the resolution of each picture data forming the video stream, what is the aspect ratio, and is the frame rate. It has information such as how much it is. The audio stream attribute information includes what kind of compression codec the audio stream was compressed with, what the number of channels included in the audio stream, what language it corresponds to, what sampling frequency, etc. With information. These pieces of information are used for initialization of the decoder before reproduction by the player.

本実施の形態においては、上記多重化データのうち、PMTに含まれるストリームタイプを利用する。また、記録媒体に多重化データが記録されている場合には、多重化データ情報に含まれる、ビデオストリーム属性情報を利用する。具体的には、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置において、PMTに含まれるストリームタイプ、または、ビデオストリーム属性情報に対し、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置によって生成された映像データであることを示す固有の情報を設定するステップまたは手段を設ける。この構成により、上記各実施の形態で示した動画像符号化方法または装置によって生成した映像データと、他の規格に準拠する映像データとを識別することが可能になる。 In the present embodiment, of the multiplexed data, the stream type included in the PMT is used. When multiplexed data is recorded on the recording medium, the video stream attribute information included in the multiplexed data information is used. Specifically, in the moving picture coding method or apparatus shown in each of the above-described embodiments, the moving picture coding shown in each of the above-described embodiments is applied to the stream type or the video stream attribute information included in the PMT. There is provided a step or means for setting unique information indicating that the image data is generated by the method or apparatus. With this configuration, it is possible to distinguish between the video data generated by the moving picture coding method or apparatus shown in each of the above embodiments and the video data conforming to another standard.

図93は、放送局(基地局)から送信された、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータを含む変調信号を受信する受信装置9304を含む映像音声出力装置9300の構成の一例を示している。なお、受信装置9304の構成は、図85の受信装置8500に相当する。映像音声出力装置9300には、例えば、OS(Operating System:オペレーティングシステム)が搭載されており、また、インターネットに接続するための通信装置9306(例えば、無線LAN(Local Area Network)やイーザーネットのための通信装置)が搭載されている。これにより、映像を表示する部分9301では、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータにおける映像9302、および、インターネット上で提供されるハイパーテキスト(World Wide Web(ワールド ワイド ウェブ:WWW))9303を同時に表示することが可能となる。そして、リモコン(携帯電話やキーボードであってもよい)9307を操作することにより、データ放送のためのデータにおける映像9302、インターネット上で提供されるハイパーテキスト9303のいずれかを選択し、動作を変更することになる。例えば、インターネット上で提供されるハイパーテキスト9303が選択された場合、表示しているWWWのサイトを、リモコンを操作することにより、変更することになる。また、映像および音声のデータ、または、データ放送のためのデータにおける映像9302が選択されている場合、リモコン9307により、選局したチャネル(選局した(テレビ)番組、選局した音声放送)の情報を送信する。すると、IF9305は、リモコンで送信された情報を取得し、受信装置9304は、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信装置9304は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法(これについては、実施の形態A1〜実施の形態A4で述べており、また、図5、図41に記載のとおりである。)の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局(基地局)で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。上述では、ユーザは、リモコン9307によって、チャネルを選局する例を説明したが、映像音声出力装置9300が搭載している選局キーを用いて、チャネルを選局しても、上記と同様の動作となる。 FIG. 93 is an example of the configuration of a video/audio output device 9300 including a receiving device 9304 that receives video and audio data transmitted from a broadcasting station (base station) or a modulated signal containing data for data broadcasting. Is shown. The configuration of the receiving device 9304 corresponds to the receiving device 8500 in FIG. The video/audio output device 9300 has, for example, an OS (Operating System) installed therein, and also has a communication device 9306 (for example, a wireless LAN (Local Area Network) or Ethernet network) for connecting to the Internet. Communication device) is installed. As a result, in the video display portion 9301, the video and audio data, or the video 9302 in the data for data broadcasting, and the hypertext provided on the Internet (World Wide Web (WWW)) ) 9303 can be displayed simultaneously. Then, by operating a remote controller (which may be a mobile phone or a keyboard) 9307, either the video 9302 in the data for data broadcasting or the hypertext 9303 provided on the Internet is selected and the operation is changed. Will be done. For example, when the hypertext 9303 provided on the Internet is selected, the displayed WWW site is changed by operating the remote controller. Further, when the video and audio data or the video 9302 in the data for data broadcasting is selected, the remote controller 9307 selects the channel (channel selected (TV) program, channel selected audio broadcast). Send information. Then, the IF 9305 acquires the information transmitted by the remote controller, and the receiving device 9304 performs processing such as demodulation and error correction decoding of the signal corresponding to the selected channel to obtain the reception data. At this time, the reception device 9304 uses the transmission method included in the signal corresponding to the selected channel (this has been described in Embodiment A1 to Embodiment A4, and is also described in FIG. 5 and FIG. 41). By including the information of the control symbol including the information of (1), the reception operation, the demodulation method, the error correction decoding method, etc. are set correctly, and the data symbol transmitted by the broadcasting station (base station) is included. It is possible to obtain the data that is obtained. In the above description, the user has described an example of selecting a channel with the remote controller 9307. However, even if a user selects a channel using the tuning key installed in the video/audio output device 9300, the same operation as above is performed. It will work.

また、インターネットを用い、映像音声出力装置9300を操作してもよい。例えば、他のインターネット接続している端末から、映像音声出力装置9300に対し、録画(記憶)の予約を行う。(したがって、映像音声出力装置9300は、図85のように、記録部8508を有していることになる。)そして、録画を開始する前に、チャネルを選局することになり、受信装置9304は、選局したチャネルに相当する信号を復調、誤り訂正復号等の処理を行い、受信データを得ることになる。このとき、受信装置9304は、選局したチャネルに相当する信号に含まれる伝送方法(上記の実施の形態で述べた伝送方式、変調方式、誤り訂正方式等)(これについては、実施の形態A1〜実施の形態A4で述べており、また、図5、図41に記載のとおりである。)の情報を含む制御シンボルの情報を得ることで、受信動作、復調方法、誤り訂正復号等の方法を正しく設定することで、放送局(基地局)で送信したデータシンボルに含まれるデータを得ることが可能となる。 Alternatively, the video/audio output device 9300 may be operated using the Internet. For example, another terminal connected to the Internet makes a reservation for recording (storing) to the video/audio output device 9300. (Thus, the video/audio output device 9300 has a recording unit 8508 as shown in FIG. 85.) Then, before starting recording, the channel is selected, and the receiving device 9304. Will perform processing such as demodulation and error correction decoding of the signal corresponding to the selected channel to obtain received data. At this time, the receiving device 9304 uses the transmission method (the transmission method, the modulation method, the error correction method, etc. described in the above embodiments) included in the signal corresponding to the selected channel (for this, the embodiment A1 ~ Described in Embodiment A4, and as described in FIGS. 5 and 41.) A method of receiving operation, demodulation method, error correction decoding, etc. by obtaining control symbol information including information By correctly setting, it becomes possible to obtain the data included in the data symbol transmitted by the broadcasting station (base station).

(その他補足)
本明細書において、送信装置を具備しているのは、例えば、放送局、基地局、アクセスポイント、端末、携帯電話(mobile phone)等の通信・放送機器であることが考えられ、このとき、受信装置を具備しているのは、テレビ、ラジオ、端末、パーソナルコンピュータ、携帯電話、アクセスポイント、基地局等の通信機器であることが考えられる。また、本発明における送信装置、受信装置は、通信機能を有している機器であって、その機器が、テレビ、ラジオ、パーソナルコンピュータ、携帯電話等のアプリケーションを実行するための装置に何らかのインターフェース(例えば、USB)を介して接続できるような形態であることも考えられる。
(Other supplements)
In the present specification, it is conceivable that the transmission device is equipped with, for example, communication/broadcasting equipment such as a broadcasting station, a base station, an access point, a terminal, and a mobile phone. It is conceivable that the receiving device is equipped with a communication device such as a television, a radio, a terminal, a personal computer, a mobile phone, an access point, and a base station. Further, the transmitting device and the receiving device in the present invention are devices having a communication function, and the devices have some interface with a device for executing an application such as a television, a radio, a personal computer, and a mobile phone. For example, it may be possible to connect via USB).

また、本実施の形態では、データシンボル以外のシンボル、例えば、パイロットシンボル(プリアンブル、ユニークワード、ポストアンブル、リファレンスシンボル等)、制御情報用のシンボルなどが、フレームにどのように配置されていてもよい。そして、ここでは、パイロットシンボル、制御情報用のシンボルと名付けているが、どのような名付け方を行ってもよく、機能自身が重要となっている。 Further, in the present embodiment, symbols other than data symbols, for example, pilot symbols (preamble, unique word, postamble, reference symbol, etc.), symbols for control information, etc. are arranged in any frame. Good. Although the symbols are named here as pilot symbols and symbols for control information, any naming method may be used, and the function itself is important.

パイロットシンボルは、例えば、送受信機において、PSK変調を用いて変調した既知のシンボル(または、受信機が同期をとることによって、受信機は、送信機が送信したシンボルを知ることができてもよい。)であればよく、受信機は、このシンボルを用いて、周波数同期、時間同期、(各変調信号の)チャネル推定(CSI(Channel State Information)の推定)、信号の検出等を行うことになる。 The pilot symbol may be, for example, a known symbol modulated using PSK modulation at the transceiver (or by the receiver being synchronized, the receiver may be able to know the symbol transmitted by the transmitter). .), the receiver can perform frequency synchronization, time synchronization, channel estimation (for each modulated signal) (estimation of CSI (Channel State Information)), signal detection, etc. using this symbol. Become.

また、制御情報用のシンボルは、(アプリケーション等の)データ以外の通信を実現するための、通信相手に伝送する必要がある情報(例えば、通信に用いている変調方式・誤り訂正符号化方式・誤り訂正符号化方式の符号化率、上位レイヤーでの設定情報等)を伝送するためのシンボルである。 Further, the control information symbol is information that needs to be transmitted to a communication partner in order to realize communication other than data (such as an application) (for example, the modulation method, the error correction coding method used in communication, This is a symbol for transmitting the coding rate of the error correction coding method, setting information in the upper layer, etc.).

なお、本発明は上記実施の形態1〜5に限定されず、種々変更して実施することが可能である。例えば、上記実施の形態では、通信装置として行う場合について説明しているが、これに限られるものではなく、この通信方法をソフトウェアとして行うことも可能である。 The present invention is not limited to Embodiments 1 to 5 above, but can be implemented with various modifications. For example, in the above-described embodiment, the case where the communication device is used has been described, but the present invention is not limited to this, and the communication method can be performed as software.

また、上記では、2つの変調信号を2つのアンテナから送信する方法におけるプリコーディング切り替え方法について説明したが、これに限ったものではなく、4つのマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、4つの変調信号を生成し、4つのアンテナから送信する方法、つまり、N個のマッピング後の信号に対し、プリコーディングを行い、N個の変調信号を生成し、N個のアンテナから送信する方法においても同様にプリコーディングウェイト(行列)を変更する、プリコーディング切り替え方法としても同様に実施することができる。 Further, although the precoding switching method in the method of transmitting two modulated signals from two antennas has been described above, the present invention is not limited to this, and precoding is performed on four mapped signals. In a method of generating one modulated signal and transmitting from four antennas, that is, a method of performing precoding on N mapped signals to generate N modulated signals and transmitting from N antennas Similarly, a precoding switching method in which the precoding weight (matrix) is changed can be similarly implemented.

本明細書では、「プリコーディング」「プリコーディングウェイト」「プリコーディング行列」等の用語を用いているが、呼び方自身は、どのようなものでもよく(例えば、コードブック(codebook)と呼んでもよい。)、本発明では、その信号処理自身が重要となる。 In this specification, terms such as “precoding”, “precoding weights”, “precoding matrix”, etc. are used, but the term itself may be anything (for example, even if it is called a codebook). Good.) In the present invention, the signal processing itself is important.

また、本明細書において、受信装置で、ML演算、APP、Max-logAPP、ZF、MMSE等を用いて説明しているが、この結果、送信装置が送信したデータの各ビットの軟判定結果(対数尤度、対数尤度比)や硬判定結果(「0」または「1」)を得ることになるが、これらを総称して、検波、復調、検出、推定、分離と呼んでもよい。 Further, in the present specification, the receiving device is described using ML operation, APP, Max-logAPP, ZF, MMSE, etc., but as a result, the soft decision result of each bit of the data transmitted by the transmitting device ( The log-likelihood, the log-likelihood ratio) and the hard decision result (“0” or “1”) are obtained, but these may be collectively referred to as detection, demodulation, detection, estimation, and separation.

2ストリームのベースバンド信号s(i)、s(i)(ある変調方式のマッピング後のベースバンド信号)(ただし、iは、(時間、または、周波数(キャリア)の)順番をあらわす)に対し、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディングを行い生成された、プリコーディング後のベースバンド信号z(i)、z(i)において、プリコーディング後のベースバンド信号z(i)の同相I成分をI(i)、直交成分をQ(i)とし、プリコーディング後のベースバンド信号z(i)の同相I成分をI(i)、直交成分をQ(i)とする。このとき、ベースバンド成分の入れ替えを行い、
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をQ(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をQ(i)
とし、入れ替え後のベースバンド信号r(i)に相当する変調信号を送信アンテナ1、入れ替え後のベースバンド信号r(i)に相当する変調信号を送信アンテナ2から、同一時刻に同一周波数を用いて送信する、というように、入れ替え後のベースバンド信号r(i)に相当する変調信号と入れ替え後のベースバンド信号r(i)を異なるアンテナから、同一時刻に同一周波数を用いて送信するとしてもよい。また、
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をI(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をQ(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をI(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をQ(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をI(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をQ(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をI(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をQ(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をQ(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をI(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をI(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をQ(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をI(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をI(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をI(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をQ(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をI(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をQ(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をI(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をQ(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をI(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をQ(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をQ(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をQ(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をQ(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をI(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をI(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i)、直交成分をQ(i)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をI(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i)、直交成分をI(i)
としてもよい。また、上述では、2ストリームの信号に対しプリコーディングを行い、プリコーディング後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えについて説明したが、これに限ったものではなく、2ストリームより多い信号に対しプリコーディングを行い、プリコーディング後の信号の同相成分と直交成分の入れ替えを行うことも可能である。
また、上記の例では、同一時刻(同一周波数((サブ)キャリア))のベースバンド信号の入れ替えを説明しているが、同一時刻のベースバンド信号の入れ替えでなくてもよい。例として、以下のように記述することができる
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+v)、直交成分をQ(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+w)、直交成分をQ(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+v)、直交成分をI(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+v)、直交成分をQ(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+w)、直交成分をI(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+v)、直交成分をQ(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+v)、直交成分をI(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+w)、直交成分をQ(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+w)、直交成分をI(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+w)、直交成分をQ(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+v)、直交成分をQ(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+v)、直交成分をI(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+w)、直交成分をI(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+w)、直交成分をQ(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+w)、直交成分をI(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+v)、直交成分をI(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+v)、直交成分をI(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+v)、直交成分をQ(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+w)、直交成分をI(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+v)、直交成分をQ(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+v)、直交成分をI(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+w)、直交成分をQ(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+w)、直交成分をI(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+w)、直交成分をQ(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+v)、直交成分をQ(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+w)、直交成分をQ(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+v)、直交成分をQ(i+w)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+v)、直交成分をI(i+w)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+w)、直交成分をI(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をI(i+w)、直交成分をQ(i+v)
・入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+w)、直交成分をI(i+v)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をQ(i+v)、直交成分をI(i+w)
図96は、上記の記載を説明するための図である。図96に示すように、プリコーディング後のベースバンド信号z(i)、z(i)において、プリコーディング後のベースバンド信号z(i)の同相I成分をI(i)、直交成分をQ(i)とし、プリコーディング後のベースバンド信号z(i)の同相I成分をI(i)、直交成分をQ(i)とする。そして、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をIr(i)、直交成分をQr(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分をIr(i)、直交成分をQr(i)とすると、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分Ir(i)、直交成分Qr(i)、入れ替え後のベースバンド信号r(i)の同相成分Ir(i)、直交成分をQr(i)は上述で説明したいずれかであらわされるものとする。なお、この例では、同一時刻(同一周波数((サブ)キャリア))のプリコーディング後のベースバンド信号の入れ替えについて説明したが、上述のように、異なる時刻(異なる周波数((サブ)キャリア))のプリコーディング後のベースバンド信号の入れ替えであってもよい。
そして、入れ替え後のベースバンド信号r(i)に相当する変調信号を送信アンテナ1、入れ替え後のベースバンド信号r(i)に相当する変調信号を送信アンテナ2から、同一時刻に同一周波数を用いて送信する、というように、入れ替え後のベースバンド信号r(i)に相当する変調信号と入れ替え後のベースバンド信号r(i)を異なるアンテナから、同一時刻に同一周波数を用いて送信することになる。
Two streams of baseband signals s 1 (i) and s 2 (i) (baseband signals after mapping of a certain modulation method) (where i represents the order of (time or frequency (carrier))) On the other hand, in pre-encoded baseband signals z 1 (i) and z 2 (i) generated by performing pre-encoding to regularly switch the pre-encoding matrix, pre-encoded base band signal z 1 (i , I 1 (i), the quadrature component is Q 1 (i), the in-phase I component of the baseband signal z 2 (i) after precoding is I 2 (i), and the quadrature component is Q 2 (I). At this time, swap the baseband components,
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 1 (i), the quadrature component is Q 2 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 2 (i). ), the orthogonal component is Q 1 (i)
Then, the modulated signal corresponding to the replaced baseband signal r 1 (i) is transmitted from the transmitting antenna 1, and the modulated signal corresponding to the replaced baseband signal r 2 (i) is transmitted from the transmitting antenna 2 at the same frequency at the same time. , The modulated signal corresponding to the replaced baseband signal r 1 (i) and the replaced baseband signal r 2 (i) are transmitted from different antennas at the same time and at the same frequency. You may send it. Also,
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 1 (i), the quadrature component is I 2 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 1 (i). ), the orthogonal component is Q 2 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 1 (i). ), the orthogonal component is Q 2 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 1 (i), the quadrature component is I 2 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 2 (i). ), the orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 2 (i). ), the orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 1 (i), the quadrature component is Q 2 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 1 (i). ), the orthogonal component is I 2 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 2 (i). ), the orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 1 (i). ), the orthogonal component is I 2 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 1 (i), the quadrature component is I 2 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 1 (i). ), the orthogonal component is Q 2 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 1 (i). ), the orthogonal component is Q 2 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 1 (i), the quadrature component is I 2 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 2 (i). ), the orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 2 (i). ), the orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 1 (i), the quadrature component is Q 2 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 2 (i) ), the orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 1 (i), the quadrature component is Q 2 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 1 (i). ), the orthogonal component is I 2 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 2 (i). ), the orthogonal component is Q 1 (i)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 2 (i), the quadrature component is I 1 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 1 (i). ), the orthogonal component is I 2 (i)
May be In the above description, precoding is performed on signals of two streams, and replacement of in-phase components and quadrature components of pre-encoded signals has been described. It is also possible to perform coding and replace the in-phase component and the quadrature component of the pre-coded signal.
Further, in the above example, the replacement of the baseband signals at the same time (same frequency ((sub)carrier)) is described, but the replacement of the baseband signals at the same time may not be necessary. For example, it can be described as follows: I 1 (i+v) is the in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement, Q 2 (i+w) is the quadrature component, and the baseband signal r after replacement is The in- phase component of 2 (i) is I 2 (i+w), and the quadrature component is Q 1 (i+v).
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 1 (i+v), the quadrature component is I 2 (i+w), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 1 (i+v). ), the orthogonal component is Q 2 (i+w)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 2 (i+w), the quadrature component is I 1 (i+v), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 1 (i+v). ), the orthogonal component is Q 2 (i+w)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 1 (i+v), the quadrature component is I 2 (i+w), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 2 (i+w). ), the orthogonal component is Q 1 (i+v)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 2 (i+w), the quadrature component is I 1 (i+v), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 2 (i+w). ), the orthogonal component is Q 1 (i+v)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is I 1 (i+v), the quadrature component is Q 2 (i+w), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i+v). ), the orthogonal component is I 2 (i+w)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 2 (i+w), the quadrature component is I 1 (i+v), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 2 (i+w). ), the orthogonal component is Q 1 (i+v)
The in-phase component of the baseband signal r 1 (i) after replacement is Q 2 (i+w), the quadrature component is I 1 (i+v), and the in-phase component of the baseband signal r 2 (i) after replacement is Q 1 (i+v). ), the orthogonal component is I 2 (i+w)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 1 (i+v), the quadrature component is I 2 (i+w), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 1 (i+v). ), the orthogonal component is Q 2 (i+w)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 2 (i+w), the quadrature component is I 1 (i+v), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 1 (i+v). ), the orthogonal component is Q 2 (i+w)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 1 (i+v), the quadrature component is I 2 (i+w), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 2 (i+w). ), the orthogonal component is Q 1 (i+v)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 2 (i+w), the quadrature component is I 1 (i+v), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 2 (i+w). ), the orthogonal component is Q 1 (i+v)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 1 (i+v), the quadrature component is Q 2 (i+w), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 2 (i+w). ), the orthogonal component is Q 1 (i+v)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is I 1 (i+v), the quadrature component is Q 2 (i+w), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 1 (i+v). ), the orthogonal component is I 2 (i+w)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 2 (i+w), the quadrature component is I 1 (i+v), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is I 2 (i+w). ), the orthogonal component is Q 1 (i+v)
The in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Q 2 (i+w), the quadrature component is I 1 (i+v), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Q 1 (i+v). ), the orthogonal component is I 2 (i+w)
FIG. 96 is a diagram for explaining the above description. As shown in FIG. 96, in the pre-encoded baseband signals z 1 (i) and z 2 (i), the in-phase I component of the pre-encoded baseband signal z 1 (i) is I 1 (i), The quadrature component is Q 1 (i), the in-phase I component of the baseband signal z 2 (i) after precoding is I 2 (i), and the quadrature component is Q 2 (i). The in-phase component of the replaced baseband signal r 1 (i) is Ir 1 (i), the quadrature component is Qr 1 (i), and the in-phase component of the replaced baseband signal r 2 (i) is Ir 2 (i). i), when the quadrature component Qr 2 and (i), in-phase component Ir 1 of the baseband signal r 1 after the replacement (i) (i), the quadrature component Qr 1 (i), the baseband signal r 2 after replacement It is assumed that the in-phase component Ir 2 (i) and the quadrature component Qr 2 (i) of (i) are represented by any of the above-described ones. In this example, the replacement of the baseband signals after precoding at the same time (same frequency ((sub)carrier)) has been described, but as described above, different time (different frequency ((sub)carrier)) The baseband signal after precoding may be replaced.
Then, the modulated signal corresponding to the replaced baseband signal r 1 (i) is transmitted from the transmitting antenna 1, and the modulated signal corresponding to the replaced baseband signal r 2 (i) is transmitted from the transmitting antenna 2 at the same frequency at the same time. , The modulated signal corresponding to the replaced baseband signal r 1 (i) and the replaced baseband signal r 2 (i) are transmitted from different antennas at the same time and at the same frequency. Will be sent.

送信装置の送信アンテナ、受信装置の受信アンテナ、共に、図面で記載されている1つのアンテナは、複数のアンテナにより構成されていても良い。 For both the transmitting antenna of the transmitting device and the receiving antenna of the receiving device, one antenna described in the drawings may be composed of a plurality of antennas.

本明細書において、「∀」は全称記号(universal quantifier)をあらわしており、「∃」は存在記号(existential quantifier)をあらわしている。 In the present specification, “∀” represents a universal quantifier and “∃” represents an existential quantifier.

また、本明細書において、複素平面における、例えば、偏角のような、位相の単位は、「ラジアン(radian)」としている。
複素平面を利用すると、複素数の極座標による表示として極形式で表示できる。複素数 z = a + jb (a、bはともに実数であり、jは虚数単位である)に、複素平面上の点 (a, b) を対応させたとき、この点が極座標で[r, θ] とあらわされるなら、
a=r×cosθ、
b=r×sinθ
Further, in the present specification, the unit of phase in the complex plane, such as the argument, is “radian”.
By using the complex plane, it is possible to display in polar form as a display in polar coordinates of complex numbers. When a complex number z = a + jb (both a and b are real numbers and j is an imaginary unit) is associated with a point (a, b) on the complex plane, this point has polar coordinates [r, θ ],
a=r×cos θ,
b=r×sin θ

が成り立ち、r は z の絶対値 (r = |z|) であり、θ が偏角 (argument)となる。そして、z = a + jbは、rejθとあらわされる。 Where r is the absolute value of z (r = |z|), and θ is the argument. Then, z=a+jb is expressed as re .

本発明の説明において、ベースバンド信号、s1、s2、z1、z2は複素信号となるが、複素信号とは、同相信号をI、直交信号をQとしたとき、複素信号はI + jQ(jは虚数単位)とあらわされることになる。このとき、Iがゼロとなってもよいし、Qがゼロとなってもよい。 In the description of the present invention, the baseband signals, s1, s2, z1, and z2 are complex signals. When the in-phase signal is I and the quadrature signal is Q, the complex signal is I + jQ ( j will be represented as an imaginary unit). At this time, I may be zero and Q may be zero.

本明細書で説明した規則的にプリコーディング行列を切り替える方法を用いた放送システムの一例を図59に示す。図59において、映像符号化部5901は、映像を入力とし、映像符号化を行い、映像符号化後のデータ5902を出力する。音声符号化部5903は、音声を入力とし、音声符号化を行い、音声符号化後のデータ5904を出力する。データ符号化部5905は、データを入力とし、データの符号化(例えば、データ圧縮)を行い、データ符号化後のデータ5906を出力する。これらをまとめて、情報源符号化部5900とする。 FIG. 59 shows an example of a broadcasting system using the method of regularly switching the precoding matrix described in this specification. In FIG. 59, a video coding unit 5901 receives a video as input, performs video coding, and outputs data 5902 after video coding. A voice encoding unit 5903 receives voice as input, performs voice encoding, and outputs data 5904 after voice encoding. The data encoding unit 5905 receives the data as input, encodes the data (for example, compresses the data), and outputs the data 5906 after the data encoding. These are collectively referred to as an information source coding unit 5900.

送信部5907は、映像符号化後のデータ5902、音声符号化後のデータ5904、データ符号化後のデータ5906を入力とし、これらのデータのいずれか、または、これらのデータ全てを送信データとし、誤り訂正符号化、変調、プリコーディング等の処理(例えば、図3の送信装置における信号処理)を施し、送信信号5908_1から5908_Nを出力する。そして、送信信号5908_1から5908_Nはそれぞれアンテナ5909_1から5909_Nにより、電波として送信される。 The transmission unit 5907 inputs the data 5902 after video encoding, the data 5904 after audio encoding, and the data 5906 after data encoding, and makes any of these data or all of these data transmission data, Processing such as error correction coding, modulation, and precoding (for example, signal processing in the transmission apparatus in FIG. 3) is performed, and transmission signals 5908_1 to 5908_N are output. Then, the transmission signals 5908_1 to 5908_N are transmitted as radio waves by the antennas 5909_1 to 5909_N, respectively.

受信部5912は、アンテナ5910_1から5910_Mで受信した受信信号5911_1から5911_Mを入力とし、周波数変換、プリコーディングのデコード、対数尤度比算出、誤り訂正復号等の処理(例えば、図7の受信装置における処理)を施し、受信データ5913、5915、5917を出力する。情報源復号部5919は、受信データ5913、5915、5917を入力とし、映像復号化部5914は、受信データ5913を入力とし、映像用の復号を行い、映像信号を出力し、映像は、テレビ、ディスプレーに表示される。また、音声復号化部5916は、受信データ5915を入力とし。音声用の復号を行い、音声信号を出力し、音声は、スピーカーから流れる。また、データ復号化部5918は、受信データ5917を入力とし、データ用の復号を行い、データの情報を出力する。 The receiving unit 5912 receives the received signals 5911_1 to 5911_M received by the antennas 5910_1 to 5910_M, and performs processing such as frequency conversion, precoding decoding, log-likelihood ratio calculation, and error correction decoding (for example, in the receiving device in FIG. 7). Processing) and outputs received data 5913, 5915, 5917. The information source decoding unit 5919 receives the received data 5913, 5915, 5917 as input, and the video decoding unit 5914 receives the received data 5913 as input, performs video decoding, outputs a video signal, and a video is displayed on a television. Displayed on the display. Further, the voice decoding unit 5916 receives the received data 5915 as an input. Decoding for voice, outputting a voice signal, the voice flows from the speaker. The data decoding unit 5918 receives the received data 5917, decodes the data, and outputs the data information.

また、本発明の説明を行っている実施の形態において、以前にも説明したようにOFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式において、送信装置が保有している符号化器の数は、いくつであってもよい。したがって、例えば、図4のように、送信装置が、符号化器を1つ具備し、出力を分配する方法を、OFDM方式のようなマルチキャリア伝送方式にも適用することも当然可能である。このとき、図4の無線部310A、310Bを図13のOFDM方式関連処理部1301A、1301Bに置き換えればよいことになる。このとき、OFDM方式関連処理部の説明は、実施の形態1のとおりである。 Further, in the embodiment of the present invention, as described previously, in a multi-carrier transmission system such as the OFDM system, the number of encoders held by the transmission device is how many. May be. Therefore, for example, as shown in FIG. 4, it is naturally possible to apply the method in which the transmission device includes one encoder and distributes the output to a multicarrier transmission system such as the OFDM system. At this time, the radio units 310A and 310B in FIG. 4 may be replaced with the OFDM method related processing units 1301A and 1301B in FIG. At this time, the description of the OFDM system related processing section is as in the first embodiment.

また、実施の形態A1から実施の形態A5、および、実施の形態1で述べたシンボルの配置方法では、本明細書で述べた「異なるプリコーディング行列を切り替える方法」とは異なる複数のプリコーディング行列を用いて規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法としても、同様に実施することができる。また、他の実施の形態についても同様である。なお、以下では、異なる複数のプリコーディング行列について補足説明する。
規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のためにN個の用意するプリコーディングをF[0], F[1], F[2],・・・F[N-3],F[N-2],F[N-1]であらわすものとする。このとき、上記で述べた「異なる複数のプリコーディング行列」とは、以下の2つの条件(条件*1および条件*2)を満たすものであるものとする。
Further, in the symbol arrangement methods described in Embodiments A1 to A5 and Embodiment 1, a plurality of precoding matrices different from the “method of switching between different precoding matrices” described in this specification. A precoding method that regularly switches the precoding matrix by using can be similarly implemented. The same applies to the other embodiments. Note that a plurality of different precoding matrices will be supplementarily described below.
F[0], F[1], F[2],... F[N-3], F[N -2], F[N-1]. At this time, it is assumed that the “different plurality of precoding matrices” described above satisfy the following two conditions (condition *1 and condition *2).

「(xは0からN-1の整数、yは0からN-1の整数であり、x≠yとする)そして、前述を満たす、すべてのx、すべてのyに対して、F[x]≠F[y]が成立するものとする」ということになる。 "(X is an integer from 0 to N-1, y is an integer from 0 to N-1, and x≠y) And, for all x and all y satisfying the above, F[x ] ≠ F[y] holds."

xは0からN-1の整数、yは0からN-1の整数であり、x≠yとしたときのすべてのx、すべてのyに対して、上式を満たす実数または複素数のkが存在しない。 x is an integer from 0 to N-1, y is an integer from 0 to N-1, and for all x and all y when x≠y, the real or complex k satisfying the above equation is not exist.

なお、2×2の行列を例に補足を行う。2x2の行列R、Sを以下のようにあらわすものとする。 Note that a 2×2 matrix is used as an example for supplementation. The 2×2 matrices R and S are represented as follows.

a=Aejδ11、b=Bejδ12、c=Cejδ21、d=Dejδ22、および、e=Eejγ11、f=Fejγ12、g=Gejγ21、h=Hejγ22であらわされるものとする。ただし、A、B、C、D、E、F、G、Hは0以上の実数とし、δ11、δ12、δ21、δ22、γ11、γ12、γ21、γ22の単位はラジアンであらわされるものとする。このとき、R≠Sであるとは、(1)a≠e、(2)b≠f、(3)c≠g、(4)d≠hとしたとき、(1)(2)(3)(4)のうち少なくとも一つが成立することになる。 It is assumed that a=Ae jδ11 , b=Be jδ12 , c=Ce jδ21 , d=De jδ22 , and e=Ee jγ11 , f=Fe jγ12 , g=Ge jγ21 , h=He jγ22 . However, A, B, C, D, E, F, G, and H are real numbers of 0 or more, and the units of δ11, δ12, δ21, δ22, γ11, γ12, γ21, and γ22 are expressed in radians. At this time, R≠S means that (1)a≠e, (2)b≠f, (3)c≠g, and (4)d≠h, and (1)(2)(3 ) At least one of (4) is established.

また、プリコーディング行列として、行列Rにおいて、a、b、c、dのいずれか一つが「ゼロ」である行列を用いてもよい。つまり、(1)aがゼロであり、b、c、dはゼロでない、(2)bがゼロであり、a、c、dはゼロでない、(3)cがゼロであり、a、b、dはゼロでない、(4)dがゼロであり、a、b、cはゼロでない、であってもよいことになる。 Further, as the precoding matrix, a matrix in which any one of a, b, c, and d is “zero” in the matrix R may be used. That is, (1) a is zero, b, c, d are not zero, (2) b is zero, a, c, d are not zero, (3) c is zero, and a, b , D may be non-zero, (4) d may be zero and a, b, c may be non-zero.

そして、本発明の説明で示したシステム例では、2つの変調信号を2つのアンテナから送信し、それぞれを2つのアンテナで受信するMIMO方式の通信システムを開示したが、本発明は、当然にMISO(Multiple Input Single Output)方式の通信システムにも適用できる。MISO方式の場合、送信装置において、複数のプリコーディング行列を規則的に切り替えるプリコーディング方法を適用している点は、これまでの説明のとおりである。一方で、受信装置は、図7に示す構成のうち、アンテナ701_Y、無線部703_Y、変調信号z1のチャネル変動推定部707_1、変調信号z2のチャネル変動推定部707_2がない構成となるが、この場合であっても、本明細書の中で示した処理を実行することで、送信装置が送信したデータを推定することができる。なお、同一周波数帯、同一時間において、送信された複数の信号を1つのアンテナで受信して復号できることは周知のこと(1アンテナ受信において、ML演算等(Max-log APP等)の処理を施せばよい。)であり、本発明では、図7の信号処理部711において、送信側で用いた規則的に切り替えるプリコーディング方法を考慮した復調(検波)を行えばよいことになる。 In the system example shown in the description of the present invention, a MIMO communication system in which two modulated signals are transmitted from two antennas and each of which is received by two antennas is disclosed. It is also applicable to (Multiple Input Single Output) communication systems. In the case of the MISO method, the point that the precoding method that regularly switches a plurality of precoding matrices is applied in the transmitting apparatus is as described above. On the other hand, in the receiving apparatus, in the configuration shown in FIG. 7, the antenna 701_Y, the radio unit 703_Y, the channel fluctuation estimation unit 707_1 of the modulated signal z1, and the channel fluctuation estimation unit 707_2 of the modulated signal z2 are not provided. Even in this case, the data transmitted by the transmission device can be estimated by executing the processing described in this specification. It should be noted that it is well known that a plurality of transmitted signals can be received and decoded by one antenna in the same frequency band and at the same time (in one antenna reception, processing such as ML calculation (Max-log APP etc.) should be performed. In the present invention, the signal processing unit 711 in FIG. 7 may perform demodulation (detection) in consideration of the precoding method used regularly on the transmission side and switched.

なお、本明細書では、λを固定値としてあつかった場合のプリコーディング行列の一例としてλ=0ラジアンと設定した場合を例に挙げて説明しているが、変調方式のマッピングを考慮すると、λ=π/2ラジアン、λ=πラジアン、λ=(3π)/2ラジアンのいずれかに値に固定的に設定してもよい(例えば、規則的にプリコーディング行列を切り替えるプリコーディング方法のプリコーディング行列において、λ=πラジアンとする。)。これによりλ=0ラジアンと設定した場合と同様に、回路規模の削減を図ることができる。 It should be noted that although the case where λ=0 radian is set as an example of the precoding matrix when λ is used as a fixed value has been described in this specification, in consideration of the mapping of the modulation scheme, λ =π/2 radians, λ=π radians, or λ=(3π)/2 radians may be fixedly set to a value (for example, precoding of a precoding method for regularly switching precoding matrices). In the matrix, λ=π radians.). As a result, the circuit scale can be reduced as in the case where λ=0 radian is set.

なお、例えば、上記通信方法を実行するプログラムを予めROM(Read Only Memory)に格納しておき、そのプログラムをCPU(Central Processor Unit)によって動作させるようにしても良い。 Note that, for example, a program that executes the above communication method may be stored in advance in a ROM (Read Only Memory), and the program may be operated by a CPU (Central Processor Unit).

また、上記通信方法を実行するプログラムをコンピュータで読み取り可能な記憶媒体に格納し、記憶媒体に格納されたプログラムをコンピュータのRAM(Random Access Memory)に記録して、コンピュータをそのプログラムにしたがって動作させるようにしても良い。 A program for executing the above communication method is stored in a computer-readable storage medium, the program stored in the storage medium is recorded in a RAM (Random Access Memory) of the computer, and the computer is operated according to the program. You may do it.

そして、上記の各実施の形態などの各構成は、典型的には集積回路であるLSI(Large Scale Integration)として実現されてもよい。これらは、個別に1チップ化されてもよいし、各実施の形態の全ての構成または一部の構成を含むように1チップ化されてもよい。 ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC(Integrated Circuit)、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はLSIに限られるものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現しても良い。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)や、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。 Each configuration of each of the above-described embodiments may be realized as an LSI (Large Scale Integration) that is typically an integrated circuit. These may be individually made into one chip, or may be made into one chip so as to include all or part of the configurations of the respective embodiments. The name used here is LSI, but it may also be called IC (Integrated Circuit), system LSI, super LSI, or ultra LSI depending on the degree of integration. Further, the method of circuit integration is not limited to LSI, and it may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor. A programmable programmable gate array (FPGA) that can be programmed after the LSI is manufactured, or a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used.

さらに、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。 Furthermore, if integrated circuit technology comes out to replace LSI's as a result of the advancement of semiconductor technology or a derivative other technology, it is naturally also possible to carry out function block integration using this technology. Biotechnology may be applied.

本発明は、複数のアンテナからそれぞれ異なる変調信号を送信する無線システムに広く適用でき、例えばOFDM−MIMO通信システムに適用して好適である。また、複数の送信箇所を持つ有線通信システム(例えば、PLC(Power Line Communication)システム、光通信システム、DSL(Digital Subscriber Line:デジタル加入者線)システム)において、MIMO伝送を行う場合についても適用することができ、このとき、複数の送信箇所を用いて、本発明で説明したような複数の変調信号を送信することになる。また、変調信号は、複数の送信箇所から送信されてもよい。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be widely applied to radio systems that transmit different modulated signals from a plurality of antennas, and is suitable for application to, for example, an OFDM-MIMO communication system. Further, the present invention is also applied to a case where MIMO transmission is performed in a wired communication system having a plurality of transmission points (for example, a PLC (Power Line Communication) system, an optical communication system, a DSL (Digital Subscriber Line) system). At this time, a plurality of transmission points are used to transmit a plurality of modulated signals as described in the present invention. Further, the modulated signal may be transmitted from a plurality of transmission points.

302A,302B 符号化器
304A,304B インタリーバ
306A,306B マッピング部
314 重み付け合成情報生成部
308A,308B 重み付け合成部
310A,310B 無線部
312A,312B アンテナ
402 符号化器
404 分配部
504#1,504#2 送信アンテナ
505#1,505#2 受信アンテナ
600 重み付け合成部
703_X 無線部
701_X アンテナ
705_1 チャネル変動推定部
705_2 チャネル変動推定部
707_1 チャネル変動推定部
707_2 チャネル変動推定部
709 制御情報復号部
711 信号処理部
803 INNER MIMO検波部
805A,805B 対数尤度算出部
807A,807B デインタリーバ
809A,809B 対数尤度比算出部
811A,811B Soft−in/soft−outデコーダ
813A,813B インタリーバ
815 記憶部
819 重み付け係数生成部
901 Soft−in/soft−outデコーダ
903 分配器
1301A,1301B OFDM方式関連処理部
1402A,1402A シリアルパラレル変換部
1404A,1404B 並び換え部
1406A,1406B 逆高速フーリエ変換部
1408A,1408B 無線部
2200 プリコーディングウェイト行列生成部
2300 並び替え部
4002 符号化器群
302A, 302B Encoders 304A, 304B Interleavers 306A, 306B Mapping section 314 Weighting synthesis information generating sections 308A, 308B Weighting synthesis sections 310A, 310B Radio sections 312A, 312B Antenna 402 Encoder 404 Distributing sections 504#1, 504#2 Transmit antenna 505#1, 505#2 Receive antenna 600 Weighting combiner 703_X Radio 701_X Antenna 705_1 Channel fluctuation estimator 705_2 Channel fluctuation estimator 707_1 Channel fluctuation estimator 707_2 Channel fluctuation estimator 709 Control information decoder 711 Signal processor 803 INNER MIMO detection units 805A and 805B Log likelihood calculation units 807A and 807B Deinterleaver 809A and 809B Log likelihood ratio calculation units 811A and 811B Soft-in/soft-out decoders 813A and 813B Interleaver 815 Storage unit 819 Weighting coefficient generation unit 901 Soft-in/soft-out decoder 903 Distributors 1301A and 1301B OFDM scheme related processing sections 1402A and 1402A Serial/parallel conversion sections 1404A and 1404B Rearrangement sections 1406A and 1406B Inverse fast Fourier transform sections 1408A and 1408B Radio section 2200 Precoding weight matrix Generation unit 2300 Sorting unit 4002 Encoder group

Claims (8)

固定のプリコーディング行列を用いるか、規則的にプリコーディング行列を切り替えるかを示すビットを含む制御情報を生成し、
規則的にプリコーディング行列を切り替える場合は、N個のプリコーディング行列F[i](ただし、iは0以上N−1以下の整数であり、Nは2以上の整数である。)をシンボル毎に切り替えて選択し、
第1のビット群から生成された第1の変調信号s1と第2のビット群から生成された第2の変調信号s2とに対して、前記シンボル毎に選択されたプリコーディング行列F[i]を乗算することにより、同一の周波数で同時に送信される、第1の送信信号z1と第2の送信信号z2とを生成し、
固定のプリコーディング行列を用いる場合は、前記第1の変調信号s1と前記第2の変調信号s2とに対して、前記固定のプリコーディング行列を用いて、前記第1の送信信号z1と前記第2の送信信号z2とを生成し、
前記制御情報と前記第1の送信信号z1と前記第2の送信信号z2とを複数のアンテナから送信する、
送信方法。
Generate control information including a bit indicating whether to use a fixed precoding matrix or regularly switch the precoding matrix,
When the precoding matrix is regularly switched, N precoding matrices F[i] (where i is an integer of 0 or more and N-1 or less, and N is an integer of 2 or more) for each symbol. Switch to and select
For the first modulated signal s1 generated from the first bit group and the second modulated signal s2 generated from the second bit group, the precoding matrix F[i] selected for each symbol By generating a first transmission signal z1 and a second transmission signal z2 that are transmitted simultaneously at the same frequency,
When a fixed precoding matrix is used, the fixed transmission precoding matrix is used for the first modulated signal s1 and the second modulated signal s2, and the first transmission signal z1 and the first modulated signal s1 are used. 2 transmit signals z2 and
Transmitting the control information, the first transmission signal z1 and the second transmission signal z2 from a plurality of antennas,
How to send.
前記N個のプリコーディング行列F[i]は、周期的に切り替わる、
請求項1に記載の送信方法。
The N precoding matrices F[i] are switched periodically,
The transmission method according to claim 1.
前記第1の変調信号s1及び前記第2の変調信号s2は、ともに16QAMを用いて生成された変調信号である、
請求項1又は2に記載の送信方法。
The first modulated signal s1 and the second modulated signal s2 are both modulated signals generated by using 16QAM.
The transmission method according to claim 1 or 2.
前記制御情報は、前記第1の送信信号z1及び前記第2の送信信号z2を生成するのに用いられた誤り訂正符号化方式、符号化率、変調方式に関する情報を含む、
請求項1から3いずれか一項に記載の送信方法。
The control information includes information about an error correction coding scheme, a coding rate, and a modulation scheme used to generate the first transmission signal z1 and the second transmission signal z2.
The transmission method according to claim 1.
固定のプリコーディング行列を用いるか、規則的にプリコーディング行列を切り替えるかを示すビットを含む制御情報を生成し、
規則的にプリコーディング行列を切り替える場合は、N個のプリコーディング行列F[i](ただし、iは0以上N−1以下の整数であり、Nは2以上の整数である。)をシンボル毎に切り替えて選択し、第1のビット群から生成された第1の変調信号s1と第2のビット群から生成された第2の変調信号s2とに対して、前記シンボル毎に選択されたプリコーディング行列F[i]を乗算することにより、同一の周波数で同時に送信される、第1の送信信号z1と第2の送信信号z2とを生成し、
固定のプリコーディング行列を用いる場合は、前記第1の変調信号s1と前記第2の変調信号s2とに対して、前記固定のプリコーディング行列を用いて、前記第1の送信信号z1と前記第2の送信信号z2とを生成する、信号生成部と、
前記制御情報と前記第1の送信信号z1と前記第2の送信信号z2とを送信する複数のアンテナを有する送信部と、
を具備する送信装置。
Generate control information including a bit indicating whether to use a fixed precoding matrix or regularly switch the precoding matrix,
When the precoding matrix is regularly switched, N precoding matrices F[i] (where i is an integer of 0 or more and N-1 or less, and N is an integer of 2 or more) for each symbol. To the first modulation signal s1 generated from the first bit group and the second modulation signal s2 generated from the second bit group and selected for each symbol. Multiplying the coding matrix F[i] produces a first transmit signal z1 and a second transmit signal z2 that are transmitted simultaneously at the same frequency,
When a fixed precoding matrix is used, the fixed transmission precoding matrix is used for the first modulated signal s1 and the second modulated signal s2, and the first transmission signal z1 and the A signal generation unit that generates two transmission signals z2;
A transmitter having a plurality of antennas for transmitting the control information, the first transmission signal z1 and the second transmission signal z2;
A transmission device comprising:
前記N個のプリコーディング行列F[i]は、周期的に切り替わる、
請求項5に記載の送信装置。
The N precoding matrices F[i] are switched periodically,
The transmission device according to claim 5.
信号生成部において、前記第1の変調信号s1及び前記第2の変調信号s2は、ともに16QAMを用いて生成される、
請求項5又は6に記載の送信装置。
In the signal generator, the first modulated signal s1 and the second modulated signal s2 are both generated using 16QAM.
The transmitter according to claim 5 or 6.
前記制御情報は、前記第1の送信信号z1及び前記第2の送信信号z2を生成するのに用いられた誤り訂正符号化方式、符号化率、変調方式に関する情報を含む、
請求項5から7いずれか一項に記載の送信装置。
The control information includes information about an error correction coding scheme, a coding rate, and a modulation scheme used to generate the first transmission signal z1 and the second transmission signal z2.
The transmitter according to any one of claims 5 to 7.
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