JP6685723B2 - Electric vehicle control device - Google Patents

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Description

本発明の実施形態は、電気車制御装置に関する。   Embodiments of the present invention relate to an electric vehicle control device.

架線からパンタグラフおよび変圧器を介して供給される交流電力は、電気車に設けられた変換部において直流電力に変換され、電気車用モータを駆動するインバータに供給される。このような交直変換では容量を増加せるために、複数の変換部がインバータに並列に接続されている。   The AC power supplied from the overhead wire via the pantograph and the transformer is converted into DC power in the conversion unit provided in the electric vehicle, and is supplied to the inverter that drives the electric vehicle motor. In such AC / DC conversion, a plurality of conversion units are connected in parallel to the inverter in order to increase the capacity.

しかしながら、複数の変換部それぞれがインバータに直流電力を供給し得るので、複数の変換部間の負荷分担のバランスがくずれてしまう恐れがある。   However, since each of the plurality of converters can supply DC power to the inverter, there is a risk that the load sharing among the plurality of converters will be unbalanced.

特開２０１５−２３７０９号公報JP, 2005-23709, A

そこで、本実施形態は、このような点を考慮してなされたものであり、複数の変換部それぞれの負荷分担のバランスがくずれるのを回避した電気車制御装置を提供することを目的とする。   Therefore, the present embodiment has been made in consideration of such a point, and an object thereof is to provide an electric vehicle control device that avoids an unbalanced load sharing among a plurality of conversion units.

本実施形態に係る電気車制御装置は、電気車に設けられる複数の変換部と、インバータと、モータと、を備えることを特徴とする。複数の変換部それぞれが、架線から供給される交流電力を直流電力に変換するＰＷＭコンバータと、ＰＷＭコンバータの出力電圧値に基づき所定値の電圧を出力させる制御をＰＷＭコンバータに対して行う制御部と、を有する。インバータは、複数の変換部それぞれから並列に供給される直流電力を交流電力に変換する。モータは、インバータから供給される交流電力を用いて電気車を駆動する。   The electric vehicle control device according to the present embodiment is characterized by including a plurality of conversion units provided in the electric vehicle, an inverter, and a motor. Each of the plurality of converters converts the AC power supplied from the overhead wire into DC power, and a controller that controls the PWM converter to output a voltage of a predetermined value based on the output voltage value of the PWM converter. With. The inverter converts DC power supplied in parallel from each of the plurality of converters into AC power. The motor drives the electric vehicle using the AC power supplied from the inverter.

複数の変換部それぞれの負荷分担のバランスがくずれるのを回避した電気車制御装置を提供できる。   It is possible to provide the electric vehicle control device that avoids the load distribution balance of each of the plurality of conversion units being disturbed.

第１実施形態に係る電気車制御装置における構成の一例を示す図。The figure which shows an example of a structure in the electric vehicle control apparatus which concerns on 1st Embodiment. 第１実施形態に係る制御部の詳細な構成を示すブロック図。The block diagram which shows the detailed structure of the control part which concerns on 1st Embodiment. コンバータの出力電流の値と係数ＫＧとの関係を係数特性として示す図（係数ＫＧが一定の場合）。The figure which shows the relationship between the value of the output current of a converter, and coefficient KG as a coefficient characteristic (when coefficient KG is constant). コンバータの出力電流の値と係数ＫＧとの関係を係数特性として示す図（係数ＫＧが出力電流の増加に従い増加する場合）。The figure which shows the relationship between the value of the output current of a converter, and coefficient KG as a coefficient characteristic (when coefficient KG increases as the output current increases). 第２実施形に係る制御部の詳細な構成示すブロック図。The block diagram which shows the detailed structure of the control part which concerns on 2nd Embodiment.

以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。本実施形態は、本発明を限定するものではない。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. This embodiment does not limit the present invention.

（第１実施形態）
第１実施形態に係る電気車制御装置は、複数の変換部それぞれが所定電圧の直流電力を出力するように、それぞれを独立に制御することにより、変換部それぞれの負荷分担のバランスが崩れるのを回避しようとしたものである。より詳しくを、以下に説明する。 (First embodiment)
The electric vehicle controller according to the first embodiment controls the plurality of converters independently so that each converter outputs DC power of a predetermined voltage, thereby preventing the load sharing of the converters from being unbalanced. I tried to avoid it. More details will be described below.

図１に基づき電気車制御装置１の構成を説明する。図１は、第１実施形態に係る電気車制御装置１における構成の一例を示す図である。この図１に示すように、第１実施形態に係る電気車制御装置１は、電気車に搭載され、架線２からパンダグラフ４を介して供給される交流電力を用いて電気車を走行させる。この電気車制御装置１は、変圧部２０と、指示部３５と、第１の変換部４０Ａと、第２の変換部４０Ｂと、インバータ６０と、モータ８０とを、備えて構成されている。すなわち、変換部４０Ａ、４０Ｂが二重化して設けられており、それぞれが独立して、交直変換を行い得るように構成されている。なお、以後の説明で、第１の変換部４０Ａの構成に関する符号にはＡを付するものとし、第２の変換部４０Ｂの構成に関する符号にはＢを付するものとする。   The configuration of the electric vehicle control device 1 will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a diagram showing an example of a configuration of an electric vehicle control device 1 according to the first embodiment. As shown in FIG. 1, the electric vehicle control device 1 according to the first embodiment is mounted on an electric vehicle and runs the electric vehicle using AC power supplied from an overhead line 2 via a panda graph 4. The electric vehicle control device 1 includes a transformer 20, an instruction unit 35, a first converter 40A, a second converter 40B, an inverter 60, and a motor 80. That is, the converters 40A and 40B are provided in a duplicated manner, and are configured to be able to independently perform AC-DC conversion. It should be noted that in the following description, reference numerals relating to the configuration of the first conversion unit 40A will be denoted by A, and reference numerals relating to the configuration of the second conversion unit 40B will be denoted by B.

変圧部２０は、架線２から供給される交流電力をより低圧の交流電力に変換する。この変圧部２０は、一次側巻線２２と、第１の二次側巻線２４と、第２の二次側巻線２６と、電圧検出器２８、３０とを、備えて構成されている。   The transformer 20 converts the AC power supplied from the overhead wire 2 into a lower voltage AC power. The transformer 20 includes a primary winding 22, a first secondary winding 24, a second secondary winding 26, and voltage detectors 28 and 30. ..

この一次側巻線２２は、パンダグラフ４と線路を介して接地された車輪６との間に接続されている。第１の二次側巻線２４は、架線２から供給される交流電力をより低圧の交流電力に変換し、第１の交流電力として出力する。第２の二次側巻線２６も、第１の二次側巻線２４と同等の構成であり、架線２から供給される交流電力をより低圧の交流電力に変換し、第２の交流電力として出力する。電圧検出器２８は、第１の交流電力の電圧ＳＶ１を検出し、電圧検出器３０は、第２の交流電力の電圧ＳＶ２を検出する。指示部３５は、直流電圧の値である電流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆを出力する。 The primary winding 22 is connected between the panda graph 4 and the wheel 6 grounded via a line. The first secondary winding 24 converts the AC power supplied from the overhead wire 2 into a lower voltage AC power, and outputs it as the first AC power. The second secondary winding 26 also has the same configuration as the first secondary winding 24, converts the AC power supplied from the overhead wire 2 into a lower voltage AC power, and outputs the second AC power. Output as. The voltage detector 28 detects the voltage SV1 of the first AC power, and the voltage detector 30 detects the voltage SV2 of the second AC power. The instruction unit 35 outputs the current-voltage command value Vdc_Ref , which is the value of the DC voltage.

第１の変換部４０Ａは、変圧部２０から供給される第１の交流電力を直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆに従った電圧の直流電力に変換する。この第１の変換部４０Ａは、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａと、第１の制御部４４Ａと、電圧検出器４６Ａと、電流検出器４８Ａとを備えて構成されている。 40 A of 1st conversion parts convert the 1st alternating current power supplied from the transformation | transformation part 20 into the direct current power of the voltage according to the direct current voltage command value Vdc_Ref . The first conversion unit 40A includes a first PWM converter 42A, a first control unit 44A, a voltage detector 46A, and a current detector 48A.

第１のＰＷＭコンバータ４２Ａは、第１の二次側巻線２４に接続され、第１の交流電力を直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆの電圧値を示す直流電力に変換する。この第１のＰＷＭコンバータ４２Ａには、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆに従った電圧指令値Ｖac＿s1として交流信号が入力され、この交流信号の振幅に応じた直流電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１を出力する。すなわち、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａは、例えば複数のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を有し、電圧指令値Ｖac＿s1に応じてＩＧＢＴそれぞれをＯＮ−ＯＦＦすることで、交流電力を電圧指令値Ｖac＿s1に基づく電圧の直流電力に変換する。 The first PWM converter 42A is connected to the first secondary winding 24 and converts the first AC power into DC power indicating the voltage value of the DC voltage command value V dc_Ref . This first PWM converter 42A, an AC signal is input as a voltage command value V Ac_s1 in accordance with the DC voltage command value V dc_ref, to output a DC voltage V DC_DET1 corresponding to the amplitude of the AC signal. That is, the first PWM converter 42A has, for example, a plurality of IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors), and turns on and off each of the IGBTs according to the voltage command value V ac_s1, thereby changing the AC power to the voltage command value V ac_s1. Convert to DC power of voltage based on.

第１の制御部４４Ａは、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａの出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１に基づき、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆで指示される電圧の直流電力を第１のＰＷＭコンバータ４２Ａから出力させる制御を行う。すなわち、第１の制御部４４Ａは、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆで指示される所定電圧と出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１との差分を縮小させる制御信号を電圧指令値Ｖaｃ＿s1として、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａに出力する。 The first control unit 44A controls the first PWM converter 42A to output the DC power of the voltage indicated by the DC voltage command value V dc_Ref , based on the output voltage VDC_DET1 of the first PWM converter 42A. That is, the first control unit 44A supplies the control signal for reducing the difference between the predetermined voltage instructed by the DC voltage command value V dc_Ref and the output voltage V DC_DET1 to the first PWM converter 42A as the voltage command value V ac_s1. Output.

ここで、直流電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１は、電圧検出器４６Ａにより検出される。すなわち、電圧検出器４６Ａは、直流電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１を検出し、第１の制御部４４Ａに出力する。電流検出器４８Ａは、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａの出力電流Ｉｏｕｔ１を検出し、第１の制御部４４Ａに出力する。 Here, the DC voltage V DC_DET1 is detected by the voltage detector 46A. That is, the voltage detector 46A detects the DC voltage V DC_DET1 and outputs it to the first controller 44A. The current detector 48A detects the output current Iout1 of the first PWM converter 42A and outputs it to the first controller 44A.

また、第１の制御部４４Ａでは、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆを出力電流Ｉｏｕｔ１に応じて調整してもよい。この場合、第１の制御部４４Ａは、出力電流Ｉｏｕｔ１に応じて直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆを調整し、出力電流Ｉｏｕｔ１をより高速に所定値に近づける制御を行う。なお、第１の制御部４４Ａの詳細な構成については後述する。 Further, the first control unit 44A may adjust the DC voltage command value V dc_Ref according to the output current Iout1. In this case, the first control unit 44A adjusts the DC voltage command value V dc_Ref according to the output current Iout1 and controls the output current Iout1 to approach the predetermined value at a higher speed. The detailed configuration of the first control unit 44A will be described later.

さらにまた、第１の制御部４４Ａには、インバータ６０の動作状態を示す信号も入力されており、インバータ６０の力行動作時に、第１の制御部４４Ａは、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆに従った電圧を出力させる制御を行う。一方で、第１の制御部４４Ａは、インバータ６０の回生動作時に、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆに従った電圧を出力させる制御を停止する。これにより、力行動作時には、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａを直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆに従った電圧を出力させることができ、回生動作時には、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａへの制御動作が回生動作へ影響することを回避できる。 Furthermore, a signal indicating the operating state of the inverter 60 is also input to the first control unit 44A, and during the powering operation of the inverter 60, the first control unit 44A follows the DC voltage command value V dc_Ref . Control to output voltage. On the other hand, the first control unit 44A stops the control for outputting the voltage according to the DC voltage command value V dc_Ref during the regenerative operation of the inverter 60. This allows the first PWM converter 42A to output a voltage according to the DC voltage command value V dc_Ref during the power running operation, and the control operation to the first PWM converter 42A influences the regenerative operation during the regenerative operation. Can be avoided.

第２の変換部４０Ｂも、第１の変換部４０Ａと同等の構成である。すなわち、この第２の変換部４０Ｂも、第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂと、第２の制御部４４Ｂと、電圧検出器４６Ｂと、電流検出器４８Ｂと、を備えて構成されており、第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂが第２の二次側巻線２６に接続され、第２の交流電力を直流電力に変換し、第２の制御部４４Ｂが、第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂの出力電圧値ＶＤＣ＿ＤＥＴ２に基づき、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆに従った電圧を出力させる。ここで、電圧検出器４６Ｂが、出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ２を検出し、電流検出器４８Ｂが、出力電流値Ｉｏｕｔ２を検出し、それぞれが第２の制御部４４Ｂに出力する。 The second conversion unit 40B also has the same configuration as the first conversion unit 40A. That is, the second converter 40B is also configured to include the second PWM converter 42B, the second controller 44B, the voltage detector 46B, and the current detector 48B, and the second converter 40B is also provided. The PWM converter 42B is connected to the second secondary winding 26, converts the second AC power into DC power, and the second control unit 44B sets the output voltage value VDC_DET2 of the second PWM converter 42B. Based on this, the voltage according to the DC voltage command value V dc_Ref is output. Here, the voltage detector 46B detects the output voltage VDC_DET2 , the current detector 48B detects the output current value Iout2, and outputs each to the second controller 44B.

インバータ６０には、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａ及び第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂが並列に接続されている。このインバータ６０は、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａ及び第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂのそれぞれから並列に供給された直流電力を交流電力に変換する。   A first PWM converter 42A and a second PWM converter 42B are connected in parallel to the inverter 60. The inverter 60 converts DC power supplied in parallel from each of the first PWM converter 42A and the second PWM converter 42B into AC power.

モータ８０は、電気車用交流モータである。このモータ８０は、インバータ６０から入力された例えば三相交流電力を用いて回転し、電気車の車輪を駆動する。   The motor 80 is an electric motor AC motor. The motor 80 rotates using, for example, three-phase AC power input from the inverter 60, and drives the wheels of the electric vehicle.

これらのことから分かるように、第１の制御部４４Ａは、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａの出力値に基づき第１のＰＷＭコンバータ４２Ａに対して制御を行う。また、第２の制御部４４Ｂは、第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂの出力値に基づき第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂに対して制御を行う。このため、第１の制御部４４Ａが制御に用いる情報と第２の制御部４４Ｂが制御に用いる情報とは相互に独立しており、第１の変換部４０Ａ、及び第２の変換部４０Ｂの間で信号のやり取りすることなく制御可能である。さらにまた、第１の変換部４０Ａ、及び第２の変換部４０Ｂそれぞれの出力電圧は、同等の値に制御されるので、複数の変換部４０Ａ，４０Ｂ間の負荷分担のバランスがくずれてしまうことが回避される。なお、図１では、変換部４０Ａ，４０Ｂを一例として二重化したが、例としてのみ提示したものであり、変換部４０Ａ，４０Ｂを３以上に多重化してもよい。   As can be seen from these, the first control unit 44A controls the first PWM converter 42A based on the output value of the first PWM converter 42A. The second control unit 44B also controls the second PWM converter 42B based on the output value of the second PWM converter 42B. Therefore, the information used by the first control unit 44A for control and the information used by the second control unit 44B for control are independent of each other, and the information of the first conversion unit 40A and the second conversion unit 40B is It can be controlled without exchanging signals between them. Furthermore, since the output voltage of each of the first conversion unit 40A and the second conversion unit 40B is controlled to an equivalent value, the load sharing balance between the plurality of conversion units 40A and 40B is lost. Is avoided. In FIG. 1, the conversion units 40A and 40B are duplicated as an example, but the conversion units 40A and 40B are presented only as an example, and the conversion units 40A and 40B may be multiplexed to three or more.

次に図２に基づいて制御部４４Ａ、４４Ｂの詳細な構成を説明する。図２は、制御部４４Ａ、４４Ｂの詳細な構成を示すブロック図である。この図２に示すように、第１の制御部４４Ａは、係数変換部４４２Ａと、第１減算器４４４Ａと、第２減算器４４６Ａと、ＰＩ制御部４４８Ａと、乗算部４５０Ａと、Ｐ制御部４５２Ａと、を備えて構成されている。   Next, a detailed configuration of the control units 44A and 44B will be described based on FIG. FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of the control units 44A and 44B. As shown in FIG. 2, the first controller 44A includes a coefficient converter 442A, a first subtractor 444A, a second subtractor 446A, a PI controller 448A, a multiplier 450A, and a P controller. And 452A.

係数変換部４４２Ａは、出力電流Ｉｏｕｔ１の値を係数ＫＧに基づいて電圧値に変換する。例えばこの係数ＫＧは定数である。   The coefficient conversion unit 442A converts the value of the output current Iout1 into a voltage value based on the coefficient KG. For example, this coefficient KG is a constant.

第１減算器４４４Ａは、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆから、係数変換部４４２Ａで得られた電圧値を減じ、調整後の直流電圧指令値Ｖｄｃ１＿Ｒｅｆ’として出力する。第２減算器４４６Ａは、第１減算器４４４Ａが出力した調整後の直流電圧指令値Ｖｄｃ１＿Ｒｅｆ’から、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａの出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１を減じる演算を行い、減算値として出力する。 First subtractor 444A are from the DC voltage command value V dc_ref, subtracting the voltage value obtained by the coefficient conversion unit 442A, and outputs it as the DC voltage command value V Dc1_Ref the adjusted '. The second subtractor 446A performs an operation of subtracting the output voltage V DC_DET1 of the first PWM converter 42A from the adjusted DC voltage command value V dc1_Ref ′ output by the first subtractor 444A, and outputs the subtracted value.

ＰＩ制御部４４８Ａは、比例積分補償演算を行い、第２減算器４４６Ａで演算された減算値を０に近づけるための電圧制御量ΔＶ１を出力する。乗算部４５０Ａは、電圧検出器２８から入力された入力電圧ＶＳ１と電圧制御量ΔＶ１とを乗算する。   The PI control unit 448A performs proportional-plus-integral compensation calculation, and outputs a voltage control amount ΔV1 for bringing the subtraction value calculated by the second subtractor 446A close to zero. The multiplication unit 450A multiplies the input voltage VS1 input from the voltage detector 28 by the voltage control amount ΔV1.

そして、Ｐ制御部４５２Ａは、第１乗算部４５０Ａの出力値とゲインとを乗算し、電圧指令値Ｖaｃ＿s1として第１のＰＷＭコンバータ４２Ａに出力する。 Then, the P control unit 452A multiplies the output value of the first multiplication unit 450A by the gain and outputs it as the voltage command value Vac_s1 to the first PWM converter 42A.

これらのことから分かるように、電圧指令値Ｖaｃ＿s1である交流信号の周波数は入力電圧ＶＳ１の周波数と等しく、振幅は電圧制御量ΔＶ１に応じて変更される。このように、電圧指令値Ｖaｃ＿s1である交流信号の振幅は、出力電流Ｉｏｕｔ１と出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１とに応じて変更される。すなわち、出力電流Ｉｏｕｔ１が増加すると、電圧指令値Ｖaｃ＿s1である交流信号の振幅は小さくなるように制御され、出力電流Ｉｏｕｔ１が減少すると、この交流信号の振幅は大きくなるように制御され、出力電流Ｉｏｕｔ１が所定値に収束するように制御される。一方で、出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１は、収束した出力電流Ｉｏｕｔ１の値で定まる調整後の直流電圧指令値Ｖｄｃ１＿Ｒｅｆ’ に収束するように制御されるのである。 As can be seen from these, the frequency of the AC signal having the voltage command value Vac_s1 is equal to the frequency of the input voltage VS1, and the amplitude is changed according to the voltage control amount ΔV1. In this way, the amplitude of the AC signal having the voltage command value Vac_s1 is changed according to the output current Iout1 and the output voltage VDC_DET1 . That is, when the output current Iout1 increases, the amplitude of the AC signal that is the voltage command value Vac_s1 is controlled to decrease, and when the output current Iout1 decreases, the amplitude of the AC signal increases and the output current Iout1 decreases. The Iout1 is controlled so as to converge to a predetermined value. On the other hand, the output voltage VDC_DET1 is controlled so as to converge to the adjusted DC voltage command value Vdc1_Ref ' which is determined by the converged value of the output current Iout1.

第２の制御部４４Ｂも、第１の制御部４４Ａと同等の構成であり、第２の係数変換部４４２Ｂと、第１減算器４４４Ｂと、第２減算器４４６Ｂと、ＰＩ制御部４４８Ｂと、乗算部４５０Ｂと、Ｐ制御部４５２Ｂと、を備えて構成されている。すなわち、係数変換部４４２Ｂが、出力電流Ｉｏｕｔ２の値を係数ＫＧに基づいて変換し、第１減算器４４４Ｂが、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆの値から係数変換部４４２Ｂで値が変換された出力電流Ｉｏｕｔ１の値を減じる。また、第２減算器４４６Ｂが、値が調整された直流電圧指令値Ｖｄｃ２＿Ｒｅｆ’から第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂの出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ２を減じることで減算値として出力し、ＰＩ制御部４４８Ｂがこの減算値に対して比例積分補償演算を行いうことで電圧制御量ΔＶ２を出力し、第２乗算部４５０Ｂが、第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂの入力電圧ＶＳ２と電圧制御量ΔＶ２とを乗算し、電圧指令値Ｖaｃ＿s２として第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂに出力する。 The second control unit 44B also has the same configuration as the first control unit 44A, and includes a second coefficient conversion unit 442B, a first subtractor 444B, a second subtractor 446B, and a PI control unit 448B. The multiplication unit 450B and the P control unit 452B are provided. That is, the coefficient conversion unit 442B converts the value of the output current Iout2 based on the coefficient KG, and the first subtractor 444B converts the value of the DC voltage command value V dc_Ref to the output current of the coefficient conversion unit 442B. Decrease the value of Iout1. Further, the second subtractor 446B subtracts the output voltage VDC_DET2 of the second PWM converter 42B from the DC voltage command value Vdc2_Ref ' whose value has been adjusted, and outputs the subtracted value, and the PI control unit 448B performs this subtraction. The voltage control amount ΔV2 is output by performing the proportional-plus-integral compensation calculation on the value, and the second multiplication unit 450B multiplies the input voltage VS2 of the second PWM converter 42B by the voltage control amount ΔV2 to obtain the voltage command. The value Vac_s2 is output to the second PWM converter 42B.

以上が本実施形態に係る電気車制御装置１の構成の説明であるが、次に電気車制御装置１の制御動作例を説明する。   The above is the description of the configuration of the electric vehicle control device 1 according to the present embodiment. Next, an example of the control operation of the electric vehicle control device 1 will be described.

図２を参照にしつつ図３及び図４に基づいて、制御動作例を説明する。図３及び図４は、コンバータ４２Ａの出力電流Ｉｏｕｔ１の値と係数ＫＧとの関係を係数特性として示す図である。横軸は第１のＰＷＭコンバータ４２Ａの出力電流Ｉｏｕｔ１をあらわし、縦軸は係数の大きさをあらわしている。第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂに関しても同等の係数特性を用いて制御する。図３に示す係数は定数である。一方、図４で示す係数は出力電流における電流値の増加に従い単調増加する。また、この図４に示すように、目標値近傍における係数の値は、０に設定されている。   An example of the control operation will be described based on FIGS. 3 and 4 with reference to FIG. 3 and 4 are diagrams showing the relationship between the value of the output current Iout1 of the converter 42A and the coefficient KG as a coefficient characteristic. The horizontal axis represents the output current Iout1 of the first PWM converter 42A, and the vertical axis represents the magnitude of the coefficient. The second PWM converter 42B is also controlled using equivalent coefficient characteristics. The coefficient shown in FIG. 3 is a constant. On the other hand, the coefficient shown in FIG. 4 increases monotonically as the current value of the output current increases. Further, as shown in FIG. 4, the coefficient value near the target value is set to zero.

一般にＰＷＭコンバータ４２Ａ、４２Ｂの半導体素子及び配線のインピーダンスのうちのいずれかにばらつきがあり得る。また、電流検出器４６Ａ、４６Ｂ、及び電圧検出器２８、３０，４４Ａ、４４Ｂなどのいずれかにもばらつきがあり得る。これにより、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａ及び第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂを同等の条件で制御すると、出力電流Ｉｏｕｔ１と出力電流Ｉｏｕｔ２との間にアンバランスが生じる場合がある。特に、無負荷の時は、一方のコンバータからもう一方のコンバータに電流が流れることになる。このため、この動作例では、第１の制御部４４Ａが第１のＰＷＭコンバータ４２Ａの直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆを出力電流Ｉｏｕｔ１に応じて調整し、第２の制御部４４Ｂが第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂの直流電圧指令値Ｖｄｃ＿ＲｅｆをＩｏｕｔ２に応じて調整する。これにより、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａの出力電流Ｉｏｕｔ１と第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂの出力電流Ｉｏｕｔ２とをそれぞれ独立に制御すると共に、負荷分担のバランスが崩れることを回避しようとしたものである。 Generally, there may be variations in any of the impedances of the semiconductor elements and wirings of the PWM converters 42A and 42B. Further, there may be variations in any of the current detectors 46A, 46B, the voltage detectors 28, 30, 44A, 44B, and the like. Accordingly, if the first PWM converter 42A and the second PWM converter 42B are controlled under the same conditions, an imbalance may occur between the output current Iout1 and the output current Iout2. In particular, when there is no load, current flows from one converter to the other converter. Therefore, in this operation example, the first control unit 44A adjusts the DC voltage command value Vdc_Ref of the first PWM converter 42A according to the output current Iout1, and the second control unit 44B controls the second PWM converter 42B. The DC voltage command value Vdc_Ref of is adjusted according to Iout2. Thus, the output current Iout1 of the first PWM converter 42A and the output current Iout2 of the second PWM converter 42B are independently controlled, and the balance of the load sharing is prevented from being lost.

ここで、図３で示す係数特性にしたがった制御動作例について説明する。ここでは、処理の開始時刻Ｔ０において、出力電流Ｉｏｕｔ１＞出力電流Ｉｏｕｔ２である場合の制御動作例を説明する。   Here, an example of control operation according to the coefficient characteristic shown in FIG. 3 will be described. Here, an example of the control operation when the output current Iout1> the output current Iout2 at the processing start time T0 is described.

まず、出力電流Ｉｏｕｔ１及び出力電流Ｉｏｕｔ２がそれぞれ同等の所定値に収束する制御動作例を説明する。図２及び図３に示すように、係数変換部４４２Ａは、出力電流Ｉｏｕｔ１（Ｔ０）に係数ＫＧ（例えば０．１）を乗算し、第１減算器４４４Ａに出力する。   First, an example of control operation in which the output current Iout1 and the output current Iout2 converge to the same predetermined value will be described. As shown in FIGS. 2 and 3, the coefficient conversion unit 442A multiplies the output current Iout1 (T0) by the coefficient KG (for example, 0.1) and outputs the result to the first subtractor 444A.

次に、第１減算器４４４Ａは、入力された直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆから係数変換部４４２Ａが出力する値を減算し、調整後の直流電圧指令値Ｖｄｃ１＿Ｒｅｆ’（Ｔ０）として第２減算器４４６Ａに出力する。続いて、第２減算器４４６Ａは、調整後の直流電圧指令値Ｖｄｃ１＿Ｒｅｆ’（Ｔ０）から第１のＰＷＭコンバータ４２Ａの出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１（Ｔ０）を減じ、減算値をＰＩ制御部４４８Ａに出力する。そして、ＰＩ制御部４４８Ａは、入力された減算値に応じた電圧制御量ΔＶ１（Ｔ０）を第１乗算部４５０Ａに出力する。 Next, the first subtractor 444A subtracts the value output by the coefficient conversion unit 442A from the input DC voltage command value V dc_Ref, and outputs the adjusted DC voltage command value V dc1_Ref ′ (T0) as the second subtracter. Output to 446A. Then, the second subtractor 446A subtracts the output voltage VDC_DET1 (T0) of the first PWM converter 42A from the adjusted DC voltage command value Vdc1_Ref ' (T0), and outputs the subtracted value to the PI controller 448A. To do. Then, the PI control unit 448A outputs the voltage control amount ΔV1 (T0) according to the input subtraction value to the first multiplication unit 450A.

次に、電圧制御量ΔＶ１（Ｔ０）と入力電圧値ＶＳ１とが乗算部４５０Ａにて乗算され、続いて、Ｐ制御部４５２Ａでゲインが乗算される。Ｐ制御部４５２Ａの出力値は、電圧指令値Ｖaｃ＿s1として第１のＰＷＭコンバータ４２Ａに出力される。そして、この電圧指令値Ｖaｃ＿s1に従った次のタイミングＴ１における出力電流Ｉｏｕｔ１（Ｔ１）が第１のＰＷＭコンバータ４２Ａから出力され、処理が順次繰り返される。 Next, the voltage control amount ΔV1 (T0) and the input voltage value VS1 are multiplied by the multiplication unit 450A, and subsequently, the gain is multiplied by the P control unit 452A. The output value of the P control unit 452A is output to the first PWM converter 42A as the voltage command value Vac_s1 . Then, the output current Iout1 (T1) at the next timing T1 according to the voltage command value Vac_s1 is output from the first PWM converter 42A, and the processing is sequentially repeated.

この一連の処理の中では、出力電流Ｉｏｕｔ１（Ｔ０）は正の値なので、調整後の第１の直流電圧指令値Ｖｄｃ１＿Ｒｅｆ’（Ｔ０）の値は、調整前の直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆ（Ｔ０）の値より小さくなり、次に出力される出力電流Ｉｏｕｔ１（Ｔ１）は出力電流Ｉｏｕｔ１（Ｔ０）よりも減少する。このため、次の処理で演算される調整後の直流電圧指令値Ｖｄｃ１＿Ｒｅｆ’（Ｔ１）の値は、最初に演算された調整後の直流電圧指令値Ｖｄｃ１＿Ｒｅｆ’（Ｔ０）の値よりも大きく、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆ（Ｔ０）よりも小さくなる。これにより、次のタイミングＴ２に出力される出力電流Ｉｏｕｔ１（Ｔ２）は、Ｉｏｕｔ１（Ｔ０）よりも小さく、Ｉｏｕｔ１（Ｔ１）よりも大きくなる。 In this series of processing, the output current Iout1 (T0) is a positive value, so the value of the adjusted first DC voltage command value V dc1_Ref ' (T0) is the unadjusted DC voltage command value V dc_Ref ( The output current Iout1 (T1) that is output next becomes smaller than the value of T0), and is smaller than the output current Iout1 (T0). Therefore, the value of the adjusted DC voltage command value V dc1_Ref ′ (T1) calculated in the next process is larger than the value of the adjusted DC voltage command value V dc1_Ref ′ (T0) calculated first. , DC voltage command value V dc_Ref (T0). As a result, the output current Iout1 (T2) output at the next timing T2 is smaller than Iout1 (T0) and larger than Iout1 (T1).

このように、処理を繰り返すことで、出力電流Ｉｏｕｔ１は振動を繰り返しながら、Ｉｏｕｔ１（Ｔ０）よりも小さく、且つＩｏｕｔ１（Ｔ１）よりも大きい所定値に収束する。この所定値は、係数ＫＧの値に応じて定められる。すなわち、係数ＫＧが大きくなる程、所定値の値は小さくなり、係数ＫＧが小さくなる程、所定値の値は大きくなる。   By repeating the process in this way, the output current Iout1 converges to a predetermined value that is smaller than Iout1 (T0) and larger than Iout1 (T1) while repeating oscillation. This predetermined value is determined according to the value of the coefficient KG. That is, the larger the coefficient KG, the smaller the predetermined value, and the smaller the coefficient KG, the larger the predetermined value.

同様に、第２の制御部４４Ｂの制御にしたがい、出力電流Ｉｏｕｔ２の値も、出力電流Ｉｏｕｔ１の収束値と同等の値に収束する。このように、出力電流Ｉｏｕｔ１及び出力電流Ｉｏｕｔ２は、独立に制御され、それぞれが係数ＫＧで定まる所定値の電流に収束する。   Similarly, according to the control of the second controller 44B, the value of the output current Iout2 also converges to a value equivalent to the converged value of the output current Iout1. In this way, the output current Iout1 and the output current Iout2 are independently controlled, and each converges to a current of a predetermined value determined by the coefficient KG.

次に、出力電流Ｉｏｕｔ１及び出力電流Ｉｏｕｔ２の大小関係の変動について説明する。出力電流Ｉｏｕｔ１（Ｔ０）＞出力電流Ｉｏｕｔ２（Ｔ０）の場合、調整後の直流電圧指令値Ｖｄｃ１＿Ｒｅｆ’（Ｔ０）よりも調整後の直流電圧指令値Ｖｄｃ２＿Ｒｅｆ’（Ｔ０）の値の方が大きくなるように演算される。また、出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１（Ｔ０）＞出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ２（Ｔ０）であるので、電圧制御量ΔＶ１（Ｔ０）＜電圧制御量ΔＶ２（Ｔ０）となる。 Next, a variation in the magnitude relation between the output current Iout1 and the output current Iout2 will be described. If the output current Iout1 (T0)> output current Iout2 (T0), is greater towards the value of the DC voltage command value V Dc1_Ref the adjusted '(T0) DC voltage command value V Dc2_Ref after adjustment than' (T0) Is calculated as follows. Further, since the output voltage VDC_DET1 (T0)> the output voltage VDC_DET2 (T0), the voltage control amount ΔV1 (T0) <the voltage control amount ΔV2 (T0).

このことから分かるように、出力電流Ｉｏｕｔ１（Ｔ０）＞出力電流Ｉｏｕｔ２（Ｔ０）の場合、電圧制御量ΔＶ１（Ｔ０）＜電圧制御量ΔＶ２（Ｔ０）であり、出力電流Ｉｏｕｔ１（Ｔ１）＜出力電流Ｉｏｕｔ２（Ｔ１）となるように制御される。次の制御処理では、出力電流Ｉｏｕｔ１（Ｔ１）＜出力電流Ｉｏｕｔ２（Ｔ１）となった出力電流は、出力電流Ｉｏｕｔ１（Ｔ２）＞出力電流Ｉｏｕｔ２（Ｔ２）となるように制御される。   As can be seen from the above, when the output current Iout1 (T0)> the output current Iout2 (T0), the voltage control amount ΔV1 (T0) <the voltage control amount ΔV2 (T0), and the output current Iout1 (T1) <the output current. It is controlled to be Iout2 (T1). In the next control process, the output current Iout1 (T1) <output current Iout2 (T1) is controlled so that the output current Iout1 (T2)> output current Iout2 (T2).

そして、このような大小関係が入れ替わる振動を繰り返しながら出力電流Ｉｏｕｔ１は上述の所定値に収差し、同様に出力電流Ｉｏｕｔ２は出力電流Ｉｏｕｔ１とほぼ同じ値に収差する。このように、出力電流Ｉｏｕｔ１と出力電流Ｉｏｕｔ２とは、相互に大小関係が入れ替わりながら所定値に収束する。   Then, the output current Iout1 is aberrated to the above-described predetermined value while repeating the vibration in which the magnitude relationship is changed, and the output current Iout2 is aberrated to the substantially same value as the output current Iout1. In this way, the output current Iout1 and the output current Iout2 converge to a predetermined value while changing their magnitude relationship with each other.

このことから分かるように、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａの直流電流Ｉｏｕｔ１の値と、第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂの直流電流Ｉｏｕｔ２の値とが所定値に収束することでバランスする。また、直流電流Ｉｏｕｔ１及び出力電流Ｉｏｕｔ２が所定値に収束した場合、出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１と出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ２も、ほぼ同一の電圧に収束する。これにより、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａと第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂ２との負荷分担のバランスがくずれることが回避される。 As can be seen from this, the value of the DC current Iout1 of the first PWM converter 42A and the value of the DC current Iout2 of the second PWM converter 42B are converged to a predetermined value to balance. When the direct current Iout1 and the output current Iout2 converge to a predetermined value, the output voltage VDC_DET1 and the output voltage VDC_DET2 also converge to substantially the same voltage. As a result, it is possible to prevent the load sharing of the first PWM converter 42A and the second PWM converter 42B2 from being unbalanced.

次に図４に基づき、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａの直流電流Ｉｏｕｔ１の値、及び第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂの直流電流Ｉｏｕｔ２の値の振動を抑制する場合の制御動作例について説明する。図３に示すように係数ＫＧが一定の値である場合、モータ８０の負荷に依存せず、電流値のアンバランスをより急速にバランスさせる場合に有効である。ところが、出力電流の減衰に時間がかかる。以下では上述した図３に基づく動作例と異なる部分を説明する。   Next, based on FIG. 4, an example of control operation in the case of suppressing the oscillation of the value of the direct current Iout1 of the first PWM converter 42A and the value of the direct current Iout2 of the second PWM converter 42B will be described. As shown in FIG. 3, when the coefficient KG has a constant value, it is effective when the imbalance of the current value is balanced more rapidly without depending on the load of the motor 80. However, it takes time to attenuate the output current. Below, parts different from the operation example based on FIG. 3 described above will be explained.

再び図４に示すように、出力電流Ｉｏｕｔ１が目標値よりも大きい場合、係数ＫＧは正の値であり、調整後の直流電圧指令値Ｖｄｃ１＿Ｒｅｆ’は減少する。これにより出力電流Ｉｏｕｔ１は減少し、目標値に近づく。出力電流Ｉｏｕｔ１が目標値に近づくに従い、係数ＫＧは０に近づく。このため、このような処理を繰り返すことで、出力電流Ｉｏｕｔ１は減少をしながら目標値近傍に、より高速に収束する。これにより、出力電流Ｉｏｕｔ１が目標値に近づくとともに係数ＫＧは０となり、振動は停止する。 As shown in FIG. 4 again, when the output current Iout1 is larger than the target value, the coefficient KG is a positive value, and the adjusted DC voltage command value V dc1_Ref ′ decreases. As a result, the output current Iout1 decreases and approaches the target value. The coefficient KG approaches 0 as the output current Iout1 approaches the target value. Therefore, by repeating such processing, the output current Iout1 converges to the vicinity of the target value at a higher speed while decreasing. As a result, the coefficient KG becomes 0 as the output current Iout1 approaches the target value, and the vibration stops.

一方で、出力電流Ｉｏｕｔ１が目標値よりも小さい場合、係数ＫＧは負の値であり、調整後の直流電圧指令値Ｖｄｃ１＿Ｒｅｆ’は増加する。このような処理を繰り返すことで、出力電流Ｉｏｕｔ１は増加をしながら目標値近傍に、より高速に収束する。これにより、出力電流Ｉｏｕｔ１が目標値に近づくとともに係数ＫＧは０となり、振動は停止する。 On the other hand, when the output current Iout1 is smaller than the target value, the coefficient KG is a negative value, and the adjusted DC voltage command value V dc1_Ref ′ increases. By repeating such processing, the output current Iout1 converges to the vicinity of the target value at a higher speed while increasing. As a result, the coefficient KG becomes 0 as the output current Iout1 approaches the target value, and the vibration stops.

このように、直流電流Ｉｏｕｔ１が目標値近傍に収束し、出力電流Ｉｏｕｔ２も直流電流Ｉｏｕｔ１と同様に、目標値近傍に収束する。そして、出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１及び出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ２のそれぞれも、ほぼ同一の電圧値に収束する。これにより、第１のＰＷＭコンバータ４２Ａと第２のＰＷＭコンバータ４２Ｂとの負荷分布をバランスさせることが可能である。 Thus, the DC current Iout1 converges near the target value, and the output current Iout2 also converges near the target value, like the DC current Iout1. Then, the output voltage VDC_DET1 and the output voltage VDC_DET2 also converge to substantially the same voltage value. As a result, it is possible to balance the load distribution between the first PWM converter 42A and the second PWM converter 42B.

以上のように本実施形態に係る電気車制御装置１によれば、複数の変換部４０Ａ、４０Ｂそれぞれが出力する電圧値ＶＤＣ＿ＤＥＴ１、ＶＤＣ＿ＤＥＴ２を直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆの電圧に近づける制御をＰＷＭコンバータ４２Ａ、４２Ｂそれぞれに対して行うこととした。このため、複数の変換部４０Ａ、４０Ｂそれぞれが出力する電圧値が同じ直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆに近づき、複数の変換部４０Ａ、４０Ｂそれぞれにおける負荷分担のバランスが崩れることを回避させることができる。さらにまた、複数の変換部４０Ａ、４０Ｂそれぞれが出力する電流Ｉｏｕｔ１、Ｉｏｕｔ２に応じて、直流電圧指令値Ｖｄｃ＿Ｒｅｆを調整するようにしたので、複数の変換部４０Ａ、４０Ｂそれぞれが出力する電流値もより高速にバランスさせることができる。
（第２実施形態）
第２実施形態に係る電気車制御装置１は、脈動成分を減衰させたＰＷＭコンバータの出力電流を係数変換部で係数変換させることにより、脈動成分の影響を低減した制御を変換部に対してしようとしたものである。以下、上述した第１実施形態と異なる部分を説明する。 As described above, according to the electric vehicle control device 1 according to the present embodiment, the control for bringing the voltage values VDC_DET1 and VDC_DET2 output by the plurality of conversion units 40A and 40B close to the voltage of the DC voltage command value Vdc_Ref is PWM. It is decided to perform this for each of the converters 42A and 42B. Therefore, it is possible to prevent the voltage values output by the plurality of conversion units 40A and 40B from approaching the same DC voltage command value V dc_Ref, and the balance of the load sharing in the plurality of conversion units 40A and 40B from being lost. Furthermore, since the DC voltage command value V dc_Ref is adjusted according to the currents Iout1 and Iout2 output by the plurality of converters 40A and 40B, respectively, the current values output by the plurality of converters 40A and 40B are also adjusted. It can be balanced at a higher speed.
(Second embodiment)
In the electric vehicle control device 1 according to the second embodiment, the output current of the PWM converter in which the pulsation component is attenuated is subjected to the coefficient conversion in the coefficient conversion unit, so that the conversion unit is subjected to the control in which the influence of the pulsation component is reduced. It is what Hereinafter, parts different from the above-described first embodiment will be described.

図５に基づき第２実施形に係る制御部４４Ａ、４４Ｂの構成を説明する。図５は、第２実施形に係る制御部４４Ａ、４４Ｂの詳細な構成示すブロック図である。この図５に示すように、第１の制御部４４Ａは、第１のバンドパスフィルタ４５４Ａと、第１３減算器４５６Ａと、を更に備えて構成されている。   The configuration of the control units 44A and 44B according to the second embodiment will be described based on FIG. FIG. 5 is a block diagram showing a detailed configuration of the control units 44A and 44B according to the second embodiment. As shown in FIG. 5, the first control unit 44A further includes a first bandpass filter 454A and a thirteenth subtractor 456A.

第１のバンドパスフィルタ４５４Ａは、出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１から所定の周波数帯の脈動成分を抽出する。単相コンバータである第１のＰＷＭコンバータ４２Ａでは、一般に入力電力ＶＳ１の周波数の２倍の周波数の脈動成分が出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１及び出力電流Ｉｏｕｔ１に重畳される。このため、第１のバンドパスフィルタ４５４Ａは、入力電力ＶＳ１の周波数の２倍の周波数の脈動成分を抽出する。 The first bandpass filter 454A extracts a pulsating component in a predetermined frequency band from the output voltage VDC_DET1 . In the first PWM converter 42A, which is a single-phase converter, a pulsating component having a frequency that is twice the frequency of the input power VS1 is generally superimposed on the output voltage VDC_DET1 and the output current Iout1. Therefore, the first bandpass filter 454A extracts a pulsating component having a frequency twice the frequency of the input power VS1.

第１３減算器４５６Ａは、出力電流Ｉｏｕｔ１の値から第１のバンドパスフィルタ４５４Ａの出力値を減じる。すなわち、この第１３減算器４５６Ａは、出力電流Ｉｏｕｔ１の値から入力電力ＶＳ１の２倍の周波数である脈動成分を減じ、第１の係数変換部４４２Ａに出力する。このように、脈動成分を減衰した出力電流Ｉｏｕｔ１を用いて係数変換を行うので、脈動成分の影響を低減させることができる。   The thirteenth subtractor 456A subtracts the output value of the first bandpass filter 454A from the value of the output current Iout1. That is, the thirteenth subtractor 456A subtracts the pulsating component having a frequency twice the input power VS1 from the value of the output current Iout1 and outputs the subtracted component to the first coefficient conversion unit 442A. In this way, since the coefficient conversion is performed using the output current Iout1 in which the pulsation component is attenuated, the influence of the pulsation component can be reduced.

第２の制御部４４Ｂも第１の制御部４４Ａと同等の構成であり、第２のバンドパスフィルタ４５４Ｂと、第２３減算器４５６Ｂと、を更に備えて構成されている。第２のバンドパスフィルタ４５４Ｂが、出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ２から所定の周波数帯の脈動成分を抽出し、第２３減算器４５６Ｂが、出力電流Ｉｏｕｔ２の値から第２のバンドパスフィルタ４５８４の出力値を減じる。 The second control unit 44B also has the same configuration as the first control unit 44A, and further includes a second bandpass filter 454B and a 23rd subtractor 456B. The second bandpass filter 454B extracts a pulsating component in a predetermined frequency band from the output voltage VDC_DET2 , and the 23rd subtractor 456B subtracts the output value of the second bandpass filter 4584 from the value of the output current Iout2. .

なお、バンドパスフィルタ４５４Ａ、４５４Ｂは、出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１、ＶＤＣ＿ＤＥＴ２から所定の周波数帯の脈動成分を抽出しているが、これは必ずしも出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１、ＶＤＣ＿ＤＥＴ２でなくともよく、出力電流Ｉｏｕｔ１、Ｉｏｕｔ２から所定の周波数帯の脈動成分を抽出してもよい。この場合、出力電圧ＶＤＣ＿ＤＥＴ１、ＶＤＣ＿ＤＥＴ２を用いなくとも、同等の脈動成分を抽出できる。 Although the bandpass filters 454A and 454B extract the pulsating component in a predetermined frequency band from the output voltages VDC_DET1 and VDC_DET2 , this does not necessarily have to be the output voltages VDC_DET1 and VDC_DET2 , and the output current Iout1. , Iout2 may be extracted as a pulsating component in a predetermined frequency band. In this case, equivalent pulsation components can be extracted without using the output voltages VDC_DET1 and VDC_DET2 .

以上のように本実施形態に係る電気車制御装置１によれば、バンドパスフィルタ４５４Ａ、４５４Ｂが出力電流Ｉｏｕｔ１、Ｉｏｕｔ２に重畳される脈動成分を抽出し、第１３及び第２３減算器４５６Ａ、４５６Ｂが脈動成分を出力電流Ｉｏｕｔ１、Ｉｏｕｔ２から減ずることとした。このため、出力電流Ｉｏｕｔ１、Ｉｏｕｔ２から脈動成分を減衰させることができ、脈動成分の影響を低減した制御を変換部４０Ａ，４０Ｂに対して行うことができる。   As described above, according to the electric vehicle control device 1 of the present embodiment, the bandpass filters 454A and 454B extract the pulsating component superimposed on the output currents Iout1 and Iout2, and the thirteenth and twenty-third subtractors 456A and 456B are extracted. Determines that the pulsating component is subtracted from the output currents Iout1 and Iout2. Therefore, the pulsation component can be attenuated from the output currents Iout1 and Iout2, and the conversion units 40A and 40B can be controlled with the influence of the pulsation component reduced.

以上、いくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例としてのみ提示したものであり、発明の範囲を限定することを意図したものではない。本明細書で説明した新規な装置は、その他の様々な形態で実施することができる。また、本明細書で説明した装置の形態に対し、発明の要旨を逸脱しない範囲内で、種々の省略、置換、変更を行うことができる。添付の特許請求の範囲およびこれに均等な範囲は、発明の範囲や要旨に含まれるこのような形態や変形例を含むように意図されている。   Although some embodiments have been described above, these embodiments are presented only as examples and are not intended to limit the scope of the invention. The novel apparatus described herein can be implemented in various other forms. Further, various omissions, substitutions, and changes can be made to the form of the apparatus described in this specification without departing from the spirit of the invention. The appended claims and their equivalents are intended to cover such forms and modifications as fall within the scope and spirit of the invention.

１：電気車制御装置、４０Ａ：第１の変換部、４０Ｂ：第２の変換部、４２Ａ：第１のＰＷＭコンバータ、４２Ｂ：第２のＰＷＭコンバータ、４４Ａ：第１の制御部、４４Ｂ：第２の制御部、６０：インバータ、８０：モータ、４５４Ａ：第１のバンドパスフィルタ、４５４Ｂ：第２のバンドパスフィルタ 1: Electric vehicle control device, 40A: first conversion unit, 40B: second conversion unit, 42A: first PWM converter, 42B: second PWM converter, 44A: first control unit, 44B: first 2, control unit 60, inverter, 80: motor, 454A: first bandpass filter, 454B: second bandpass filter

Claims (9)

架線から交流電力を受電する一次側巻線と、前記一次側巻線に供給される交流電力をより低圧の交流電力に変換する複数の二次側巻線とを有し、電気車に設けられる変圧部と、
前記電気車に設けられ、それぞれが前記複数の二次側巻線から供給される交流電力を直流電力に変換するＰＷＭコンバータと、当該ＰＷＭコンバータの出力電圧に基づき、所定電圧の直流電力を出力させる制御を当該ＰＷＭコンバータに対して行う制御部と、を有する複数の変換部と、
前記複数の変換部それぞれから並列に供給される直流電力を交流電力に変換するインバータと、
前記インバータから供給される交流電力を用いて前記電気車を駆動するモータと、
を備え、
前記複数の変換部のそれぞれが有する前記制御部は、前記所定電圧をＰＷＭコンバータの出力電流に応じて調整し、調整後の電圧と当該ＰＷＭコンバータの出力電圧との差を縮小させる制御を行う電気車制御装置。 Provided in an electric vehicle having a primary winding for receiving AC power from an overhead wire and a plurality of secondary windings for converting AC power supplied to the primary winding into lower-voltage AC power. Transformer section,
Provided in the electric vehicle, a PWM converter for converting AC power, each supplied from the plurality of secondary winding into DC power based on the output voltage of the PWM converter to output a DC power of a predetermined voltage A plurality of conversion units having a control unit that controls the PWM converter;
An inverter that converts DC power supplied in parallel from each of the plurality of conversion units into AC power,
A motor that drives the electric vehicle using AC power supplied from the inverter,
Equipped with
The control unit included in each of the plurality of conversion units adjusts the predetermined voltage according to the output current of the PWM converter, and performs an electric control for reducing the difference between the adjusted voltage and the output voltage of the PWM converter. Car control device. 前記複数の変換部のそれぞれが有する前記制御部は、前記所定電圧からＰＷＭコンバータの出力電流の値を係数特性に基づき減じることで、当該所定電圧の値を調整することを特徴とする請求項１に記載の電気車制御装置。 Said control unit each comprising a plurality of conversion units, by subtracting based on the value of the coefficients characteristic of the output current of PWM converter from said predetermined voltage, claim 1, characterized in that adjusting the value of the predetermined voltage serial mounting of the electric vehicle control device. 前記複数の変換部のそれぞれが有する前記制御部は、前記係数特性にしたがった係数に応じて、前記ＰＷＭコンバータの出力電流を電圧値に係数変換する係数変換部を更に有し、前記係数変換部で得られた前記電圧値を前記所定電圧から減じることで、当該所定電圧の値を調整することを特徴とする請求項２に記載の電気車制御装置。 The control unit included in each of the plurality of conversion units further includes a coefficient conversion unit that converts the output current of the PWM converter into a voltage value in accordance with the coefficient according to the coefficient characteristic. The electric vehicle control device according to claim 2 , wherein the value of the predetermined voltage is adjusted by subtracting the voltage value obtained in step 3 from the predetermined voltage. 前記係数の値は、前記ＰＷＭコンバータの出力電流が大きくなるに従い単調増加することを特徴とする請求項３に記載の電気車制御装置。 The value of the coefficient, the PWM converter output current serial mounting of the electric vehicle control device according to claim 3, wherein a monotonically increases with increase. 前記ＰＷＭコンバータの出力電流の脈動成分を減じた後に前記係数変換することを特徴とする請求項３又は４に記載の電気車制御装置。 The electric vehicle control device according to claim 3 or 4, wherein the coefficient conversion is performed after the pulsating component of the output current of the PWM converter is reduced. 前記ＰＷＭコンバータの出力電圧の脈動成分に基づき、前記出力電流における振動成分を減じることを特徴とする請求項５に記載の電気車制御装置。 The electric vehicle control device according to claim 5 , wherein a vibration component in the output current is reduced based on a pulsating component of an output voltage of the PWM converter. 前記ＰＷＭコンバータの出力電流における脈動成分をバンドパスフィルタにより減じることを特徴とする請求項５に記載の電気車制御装置。 The electric vehicle controller according to claim 5, wherein a pulsating component in the output current of the PWM converter is reduced by a bandpass filter. 前記インバータの力行動作時に前記制御部のそれぞれは前記所定電圧を出力させる制御を行うことを特徴とする請求項１乃至７のいずれか一項に記載の電気車制御装置。 Electric vehicle control device according to claim 1 to 7 Neu deviation or claim wherein each of the control unit to the power running operation of the inverter and performing control to output the predetermined voltage. 前記インバータの回生動作時には前記制御部のそれぞれは前記所定電圧を出力させる制御を行わないことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載の電気車制御装置。 Electric vehicle control device according to any one of claims 1 to 8 wherein each of said control unit at the time of regenerative operation of the inverter is characterized by not performing control to output the predetermined voltage.
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