JP6662798B2 - Dielectric constant measurement system, apparatus and method - Google Patents

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Description

本発明は、電磁波を用いて物体の比誘電率を測定する誘電率測定システム、装置および方法に関するものである。   The present invention relates to a dielectric constant measurement system, apparatus, and method for measuring the relative dielectric constant of an object using electromagnetic waves.

近年、物品の製造メーカにおいては、製品検査の重要度が増している。特に、食品の製造メーカにおいては、加工食品への異物混入により、会社の信頼性低下や出荷停止など、業績を逼迫する状況になる場合も生じている。製品の出荷検査の段階で、製品への異物混入を検出して、異物が混入した製品の出荷を未然に防ぐことが望ましい。しかしながら、既存の検出装置であるイメージング装置は、金属の検出は可能であるが、昆虫や、製品とは異なる食品などの有機物質を高い精度で検出することはできないという問題点があった。   In recent years, the importance of product inspection has been increasing in article manufacturers. In particular, for food manufacturers, there is a case where business performance becomes tight due to foreign matters mixed into processed foods, such as a decrease in company reliability or a suspension of shipment. It is desirable to detect foreign matter in the product at the stage of product shipping inspection and prevent the product containing the foreign material from being shipped. However, the existing imaging apparatus, which is an imaging apparatus, can detect metals, but cannot detect organic substances such as insects and foods different from products with high accuracy.

一方、物体の比誘電率を求めることができれば、物体への異物の混入を検出することが可能になる。従来、物体の比誘電率を測定する方法として、2つの異なる周波数間の位相傾きを用いる方法がある(非特許文献1参照)。図13は従来の誘電率測定システムの構成を示すブロック図である。誘電率測定システムは、送信機100と、受信機101とから構成される。   On the other hand, if the relative permittivity of the object can be obtained, it becomes possible to detect the intrusion of the foreign object into the object. Conventionally, as a method for measuring the relative permittivity of an object, there is a method using a phase gradient between two different frequencies (see Non-Patent Document 1). FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a conventional dielectric constant measurement system. The dielectric constant measurement system includes a transmitter 100 and a receiver 101.

送信機100は、電圧制御発振器(VCO:Voltage Controlled Oscillator)1000を用いて、図14(A)のように無線周波信号(以下、RF信号)の周波数を時間掃引し、RF信号をアンテナ1001から送出する。   The transmitter 100 uses a voltage controlled oscillator (VCO) 1000 to time-sweep the frequency of a radio frequency signal (hereinafter, RF signal) as shown in FIG. Send out.

受信機101は、物体102を透過したRF信号をアンテナ1010で受信する。ミキサ1011は、受信されたRF信号と受信機用のローカル信号(以下、LO信号)とを混合することにより、RF信号を中間周波信号(以下、IF信号)に変換する。RF信号の周波数をf1,f2、LO信号の周波数をfloとすると、図14(B)に示すようにIF信号の周波数はf1−flo,f2−floとなる。 The receiver 101 receives the RF signal transmitted through the object 102 with the antenna 1010. The mixer 1011 converts the RF signal into an intermediate frequency signal (hereinafter, IF signal) by mixing the received RF signal with a local signal for a receiver (hereinafter, LO signal). Assuming that the frequency of the RF signal is f 1 and f 2 and the frequency of the LO signal is f lo , the frequencies of the IF signal are f 1 -f lo and f 2 -f lo as shown in FIG.

AD変換器(ADC:Analog to Digital Converter)1012は、IF信号をデジタル信号に変換する。位相測定部1013は、IF信号の2つの周波数f1−flo,f2−floのそれぞれにおける位相θ1,θ2を測定する。位相差算出部1014は、位相差θ1−θ2を算出する。そして、比誘電率算出部103は、位相差θ1−θ2から物体102の比誘電率εrを算出する。 An AD converter (ADC: Analog to Digital Converter) 1012 converts an IF signal into a digital signal. The phase measuring unit 1013 measures the phases θ 1 and θ 2 at the two frequencies f 1 -f lo and f 2 -f lo of the IF signal. The phase difference calculator 1014 calculates the phase difference θ 1 −θ 2 . Then, the dielectric constant calculator 103 calculates the dielectric constant epsilon r of the object 102 from the phase difference θ 12.

送信機100と、受信機101のアンテナ1010とミキサ1011とAD変換器1012と位相測定部1013としては、ネットワークアナライザー(VNA:Network Analyzer)が使用される。VNAについては例えば非特許文献2に開示されている。   As the transmitter 10, the antenna 1010, the mixer 1011, the AD converter 1012, and the phase measurement unit 1013 of the receiver 101, a network analyzer (VNA) is used. The VNA is disclosed in Non-Patent Document 2, for example.

しかしながら、従来の誘電率測定システムでは、主に次の2つの理由により測定時間が長いという問題点があった。
(I)第1の理由は、RF信号の周波数を時間掃引しているためである。従来の誘電率測定システムでは、2つの周波数のRF信号を順次生成して物体に照射し、物体を透過した信号の位相を別々に測定していた。
(II)第2の理由は、RF信号の周波数の切り替えをVCOによって行なう際に、所望の周波数に落ち着くまでにセトリング時間が必要であり、周波数の切り替えに時間がかかることである。非特許文献3によると、セトリング時間は、一般的に数msである。
However, the conventional permittivity measurement system has a problem that the measurement time is long mainly for the following two reasons.
(I) The first reason is that the frequency of the RF signal is time-swept. In a conventional dielectric constant measurement system, RF signals of two frequencies are sequentially generated and irradiated on an object, and the phases of signals transmitted through the object are separately measured.
(II) The second reason is that when switching the frequency of the RF signal by the VCO, a settling time is required until the desired frequency is settled, and it takes time to switch the frequency. According to Non-Patent Document 3, the settling time is generally several ms.

上記のように食品への異物混入を検査する場合には、生産ラインを流れる食品を短時間で検査する必要があるため、測定時間は短いことが望ましい。したがって、誘電率測定システムの測定時間の改善が求められている。   As described above, when inspecting for contamination of food, it is necessary to inspect the food flowing on the production line in a short time, and therefore it is desirable that the measurement time is short. Therefore, there is a need for an improvement in the measurement time of the dielectric constant measurement system.

T.Jyo,et al.,“THz Permittivity Imaging Using Multi-tone Unwrapped Phase Slope method”,IRMMW 2016T. Jyo, et al., “THz Permittivity Imaging Using Multi-tone Unwrapped Phase Slope method”, IRMMW 2016 “計測の基礎セミナ RF/マイクロ波コース ネットワーク・アナライザの基礎”,アジレント・テクノロジー株式会社,p.49,2013年,<http://cp.literature.agilent.com/litweb/pdf/5988-6966JA.pdf>"Basics of Measurement Seminar RF / Microwave Course Basics of Network Analyzer", Agilent Technologies, p. 49, 2013, <http://cp.literature.agilent.com/litweb/pdf/5988-6966EN.pdf> Roberto Nonis,et al.,“Modeling,design and characterization of a new low-jitter analog dual tuning LC-VCO PLL architecture”,IEEE Journal of Solid-State Circuits,Vol.40,No.6,2005Roberto Nonis, et al., “Modeling, design and characterization of a new low-jitter analog dual tuning LC-VCO PLL architecture”, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 40, No. 6, 2005

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、従来と比較して測定時間を短縮することが可能な誘電率測定システム、装置および方法を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above problems, and has as its object to provide a dielectric constant measurement system, apparatus, and method capable of reducing the measurement time as compared with the related art.

本発明の誘電率測定システムは、2つの周波数の信号が混ざった無線周波信号を送信する送信機と、この送信機との間に測定対象の物体が存在しない状態と前記物体が存在する状態のそれぞれについて前記無線周波信号を受信して前記物体の比誘電率を算出する受信機とを備え、前記受信機は、前記無線周波信号を受信する第1のアンテナと、この第1のアンテナで受信された無線周波信号を検波し、前記2つの周波数の信号の差周波信号を出力する検波器と、前記送信機と前記受信機との間に前記物体が存在しない状態と前記物体が存在する状態のそれぞれについて前記差周波信号の位相を測定する位相測定部と、前記物体が存在しない状態で測定された前記差周波信号の位相と、前記物体が存在する状態で測定された前記差周波信号の位相と、前記物体の厚さとから、前記物体の比誘電率を算出する比誘電率算出部とを備えることを特徴とするものである。   A dielectric constant measurement system according to the present invention includes a transmitter for transmitting a radio frequency signal in which signals of two frequencies are mixed, a state where an object to be measured does not exist between the transmitter and a state where the object exists. A receiver for receiving the radio frequency signal and calculating a relative permittivity of the object for each of the radio frequency signals, the receiver comprising: a first antenna for receiving the radio frequency signal; A detector that detects the detected radio frequency signal and outputs a difference frequency signal between the two frequency signals, a state where the object does not exist between the transmitter and the receiver, and a state where the object exists. For each of the phase measurement unit for measuring the phase of the difference frequency signal, the phase of the difference frequency signal measured in the absence of the object, and the difference frequency signal measured in the presence of the object Rank If, from the thickness of the object, it is characterized in that and a dielectric constant calculator for calculating a relative dielectric constant of the object.

また、本発明の誘電率測定システムの1構成例において、前記受信機は、前記検波器と前記位相測定部との間に設けられ、前記検波器の出力信号を増幅するアンプをさらに備える。
また、本発明の誘電率測定システムの1構成例において、前記受信機は、第1のローカル信号を出力する第1の発振器と、前記アンプと前記位相測定部との間に設けられ、前記アンプから出力された前記差周波信号と前記第1の発振器から出力された前記第1のローカル信号とを混合することにより、前記差周波信号の周波数を、前記無線周波信号および前記第1のローカル信号よりも低い周波数に変換する第1のミキサとをさらに備える。
In one configuration example of the dielectric constant measurement system according to the present invention, the receiver further includes an amplifier provided between the detector and the phase measurement unit and amplifying an output signal of the detector.
In one configuration example of the dielectric constant measurement system of the present invention, the receiver is provided between a first oscillator that outputs a first local signal and the amplifier and the phase measurement unit, The difference frequency signal output from the first oscillator is mixed with the first local signal output from the first oscillator, thereby changing the frequency of the difference frequency signal to the radio frequency signal and the first local signal. A first mixer that converts the frequency to a lower frequency.

また、本発明の誘電率測定システムの1構成例において、前記送信機は、中間周波信号を出力する第2の発振器と、第2のローカル信号を出力する第3の発振器と、前記第2の発振器から出力された中間周波信号と前記第3の発振器から出力された第2のローカル信号とを混合する第2のミキサと、この第2のミキサから出力された無線周波信号を送信する第2のアンテナとを備える。
また、本発明の誘電率測定システムの1構成例において、前記第2のミキサは、前記第2のローカル信号、および前記第2のローカル信号と前記中間周波信号との和の周波数の信号を通過させ、前記第2のローカル信号と前記中間周波信号との差の周波数の信号を遮断する通過帯域特性を有する単側波帯ミキサである。
また、本発明の誘電率測定システムの1構成例は、前記第2のミキサと前記第2のアンテナとの間に設けられたバンドパスフィルタをさらに備え、前記第2のミキサは、前記第2のローカル信号、前記第2のローカル信号と前記中間周波信号との和の周波数の信号、および前記第2のローカル信号と前記中間周波信号との差の周波数の信号を通過させる通過帯域特性を有する両側波帯ミキサであり、前記バンドパスフィルタは、前記第2のミキサから出力された信号のうち、前記第2のローカル信号、および前記第2のローカル信号と前記中間周波信号との和の周波数の信号を通過させ、前記第2のローカル信号と前記中間周波信号との差の周波数の信号を遮断する通過帯域特性を有する。
また、本発明の誘電率測定システムの1構成例において、前記送信機は、中間周波信号と第2のローカル信号との和の周波数の信号を出力する第2の発振器と、前記第2のローカル信号を出力する第3の発振器と、前記第2の発振器から出力された信号と前記第3の発振器から出力された第2のローカル信号とを合波する合波器と、この合波器から出力された無線周波信号を送信する第2のアンテナとを備える。
Further, in one configuration example of the dielectric constant measurement system of the present invention, the transmitter includes a second oscillator that outputs an intermediate frequency signal, a third oscillator that outputs a second local signal, A second mixer for mixing the intermediate frequency signal output from the oscillator with the second local signal output from the third oscillator, and a second mixer for transmitting the radio frequency signal output from the second mixer Antenna.
In one configuration example of the dielectric constant measurement system of the present invention, the second mixer passes the second local signal and a signal having a sum frequency of the second local signal and the intermediate frequency signal. A single sideband mixer having a pass band characteristic of blocking a signal having a frequency difference between the second local signal and the intermediate frequency signal.
Further, one configuration example of the dielectric constant measurement system of the present invention further includes a band-pass filter provided between the second mixer and the second antenna, wherein the second mixer includes the second mixer. Has a pass band characteristic of passing a signal having a frequency of a sum of the second local signal and the intermediate frequency signal, and a signal having a frequency of a difference between the second local signal and the intermediate frequency signal. A double-sideband mixer, wherein the band-pass filter has a frequency of a sum of the second local signal and a sum of the second local signal and the intermediate frequency signal among signals output from the second mixer. Of the second local signal and the intermediate frequency signal.
In one configuration example of the dielectric constant measurement system according to the present invention, the transmitter includes a second oscillator that outputs a signal having a frequency equal to the sum of an intermediate frequency signal and a second local signal, and the second local oscillator. A third oscillator for outputting a signal, a multiplexer for multiplexing the signal output from the second oscillator and the second local signal output from the third oscillator, A second antenna for transmitting the output radio frequency signal.

また、本発明の誘電率測定装置は、無線周波信号を受信するアンテナと、このアンテナで受信された無線周波信号を検波し、この無線周波信号に含まれる2つの周波数の信号の差周波信号を出力する検波器と、前記無線周波信号の到来方向に測定対象の物体が存在しない状態と前記物体が存在する状態のそれぞれについて前記差周波信号の位相を測定する位相測定部と、前記物体が存在しない状態で測定された前記差周波信号の位相と、前記物体が存在する状態で測定された前記差周波信号の位相と、前記物体の厚さとから、前記物体の比誘電率を算出する比誘電率算出部とを備えることを特徴とするものである。   Further, the dielectric constant measuring apparatus of the present invention detects an antenna for receiving a radio frequency signal, detects a radio frequency signal received by the antenna, and detects a difference frequency signal between two signals included in the radio frequency signal. An output detector, a phase measurement unit that measures the phase of the difference frequency signal in each of a state where the object to be measured does not exist in the arrival direction of the radio frequency signal and a state where the object exists, and Phase of the difference frequency signal measured in the absence of the object, the phase of the difference frequency signal measured in the presence of the object, and the thickness of the object, the relative dielectric constant of the object to calculate the relative permittivity And a rate calculation unit.

また、本発明の誘電率測定方法は、送信機が、この送信機と受信機との間に測定対象の物体が存在しない状態で2つの周波数の信号が混ざった無線周波信号を送信する第1のステップと、前記受信機が、前記物体が存在しない状態で前記無線周波信号を受信する第2のステップと、前記受信機が、前記物体が存在しない状態で前記無線周波信号を検波し、前記2つの周波数の信号の差周波信号を出力する第3のステップと、前記受信機が、前記物体が存在しない状態で前記差周波信号の位相を測定する第4のステップと、前記送信機が、前記物体が存在する状態で前記2つの周波数の信号が混ざった無線周波信号を送信する第5のステップと、前記受信機が、前記物体が存在する状態で前記無線周波信号を受信する第6のステップと、前記受信機が、前記物体が存在する状態で前記無線周波信号を検波し、前記差周波信号を出力する第7のステップと、前記受信機が、前記物体が存在する状態で前記差周波信号の位相を測定する第8のステップと、前記受信機が、前記物体が存在しない状態で測定した前記差周波信号の位相と、前記物体が存在する状態で測定した前記差周波信号の位相と、前記物体の厚さとから、前記物体の比誘電率を算出する第9のステップとを含むことを特徴とするものである。   Further, according to the dielectric constant measuring method of the present invention, a transmitter transmits a radio frequency signal in which signals of two frequencies are mixed in a state where an object to be measured does not exist between the transmitter and the receiver. And the second step, wherein the receiver receives the radio frequency signal in a state where the object is not present, and the receiver detects the radio frequency signal in a state where the object is not present, A third step of outputting a difference frequency signal between the two frequency signals, a fourth step of the receiver measuring a phase of the difference frequency signal in a state where the object is not present, and the transmitter A fifth step of transmitting a radio frequency signal in which the signals of the two frequencies are mixed in the presence of the object, and a sixth step of receiving the radio frequency signal in the presence of the object by the receiver. Steps and the receiving A seventh step of detecting the radio frequency signal in a state where the object is present and outputting the difference frequency signal, and the receiver is configured to detect a phase of the difference frequency signal in a state where the object is present. Eighth step of measuring, the receiver, the phase of the difference frequency signal measured in the absence of the object, the phase of the difference frequency signal measured in the presence of the object, A ninth step of calculating a relative dielectric constant of the object from the thickness.

本発明によれば、送信機から2つの異なる周波数の信号が混ざった無線周波信号を送信して、送信機と受信機との間に測定対象の物体が存在しない状態と物体が存在する状態のそれぞれについて無線周波信号を受信して、無線周波信号の位相の情報を基に物体の比誘電率を算出するので、無線周波信号の周波数の時間掃引が不要となり、また従来のVCOで要していたセトリング時間も不要となるので、測定時間を短縮することが可能となる。   According to the present invention, a radio frequency signal in which signals of two different frequencies are mixed is transmitted from a transmitter, and a state where an object to be measured does not exist between a transmitter and a receiver and a state where an object exists are present. Since the radio frequency signal is received for each and the relative permittivity of the object is calculated based on the information on the phase of the radio frequency signal, the time sweep of the frequency of the radio frequency signal is unnecessary, and the conventional VCO requires it. Since the settling time is not required, the measuring time can be shortened.

本発明の第1の実施例に係る誘電率測定システムの構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a dielectric constant measurement system according to a first example of the present invention. 本発明の第1の実施例に係る誘電率測定システムの動作を説明するフローチャートである。4 is a flowchart illustrating an operation of the dielectric constant measurement system according to the first example of the present invention. 本発明の第1の実施例に係る誘電率測定システムにおける無線周波信号および差周波信号の周波数を説明する図である。FIG. 3 is a diagram illustrating frequencies of a radio frequency signal and a difference frequency signal in the dielectric constant measurement system according to the first example of the present invention. 物体の比誘電率の算出原理を説明する図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a principle of calculating a relative dielectric constant of an object. 本発明の第2の実施例に係る誘電率測定システムの構成を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of a dielectric constant measurement system according to a second example of the present invention. 本発明の第2の実施例に係る誘電率測定システムの動作を説明するフローチャートである。6 is a flowchart illustrating an operation of a dielectric constant measurement system according to a second example of the present invention. 本発明の第2の実施例に係る誘電率測定システムにおける無線周波信号および差周波信号の周波数を説明する図である。FIG. 7 is a diagram illustrating frequencies of a radio frequency signal and a difference frequency signal in a dielectric constant measurement system according to a second example of the present invention. 本発明の第2の実施例において試験測定に用いた物体の断面図および物体の厚さを示す図である。It is a figure which shows the cross section of the object used for the test measurement in 2nd Example of this invention, and the thickness of an object. 本発明の第2の実施例における比誘電率の測定結果を示す図である。It is a figure showing the measurement result of the relative permittivity in the 2nd example of the present invention. 本発明の第3の実施例に係る誘電率測定システムの送信機の構成を示すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter of a dielectric constant measurement system according to a third example of the present invention. 本発明の第4の実施例に係る誘電率測定システムの送信機の構成を示すブロック図である。FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter of a dielectric constant measurement system according to a fourth embodiment of the present invention. 本発明の第5の実施例に係る誘電率測定システムの受信機の構成を示すブロック図である。FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of a receiver of a dielectric constant measurement system according to a fifth example of the present invention. 従来の誘電率測定システムの構成を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of a conventional dielectric constant measurement system. 従来の誘電率測定システムにおける無線周波信号および中間周波信号の周波数を説明する図である。It is a figure explaining the frequency of the radio frequency signal and the intermediate frequency signal in the conventional dielectric constant measurement system.

[第1の実施例]
以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。図1は本発明の第1の実施例に係る誘電率測定システムの構成を示すブロック図である。誘電率測定システムは、送信機1と、受信機2(誘電率測定装置)とから構成される。
[First Embodiment]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a dielectric constant measuring system according to a first embodiment of the present invention. The dielectric constant measuring system includes a transmitter 1 and a receiver 2 (dielectric constant measuring device).

送信機1は、発振器10,11と、ミキサ12と、アンテナ13とから構成される。受信機2は、アンテナ20と、検波用ダイオード21(検波器)と、ADC22と、位相測定部23と、比誘電率算出部24と、算出結果出力部25とから構成される。   The transmitter 1 includes oscillators 10 and 11, a mixer 12, and an antenna 13. The receiver 2 includes an antenna 20, a detection diode 21 (detector), an ADC 22, a phase measurement unit 23, a relative permittivity calculation unit 24, and a calculation result output unit 25.

図2は本実施例の誘電率測定システムの動作を説明するフローチャートである。まず、送信機1と受信機2との間に測定対象の物体3がない状態で、送信機1は、2つの周波数f1,f2(f2>f1)の無線周波信号(以下、RF信号)を受信機2に向けて照射する(図2ステップS100)。具体的には、送信機1の発振器10は、周波数がfif=f2−f1の中間周波信号(以下、IF信号)を出力し、発振器11は、周波数がflo=f1のローカル信号(以下、LO信号)を出力する。 FIG. 2 is a flowchart illustrating the operation of the dielectric constant measurement system according to the present embodiment. First, in a state where there is no object 3 to be measured between the transmitter 1 and the receiver 2, the transmitter 1 transmits radio frequency signals of two frequencies f 1 and f 2 (f 2 > f 1 ) (hereinafter, referred to as “f 1” ). An RF signal) is emitted toward the receiver 2 (step S100 in FIG. 2). Specifically, the oscillator 10 of the transmitter 1 outputs an intermediate frequency signal (hereinafter referred to as an IF signal) having a frequency f if = f 2 −f 1 , and the oscillator 11 outputs a local signal having a frequency f lo = f 1 . A signal (hereinafter, LO signal) is output.

送信機1のミキサ12は、発振器10からのIF信号と発振器11からのLO信号とを混合する。ミキサ12は、f1=flo,f2=flo+fifの周波数の信号を通過させ、flo−fifの周波数の信号を遮断する通過帯域特性を有する単側波帯(SSB:Single Sideband)ミキサである。このため、ミキサ12は、図3(A)に示すように周波数f1とf2が混ざったRF信号を出力する。アンテナ13は、ミキサ12から出力されたRF信号を受信機2に向けて送信する。 The mixer 12 of the transmitter 1 mixes the IF signal from the oscillator 10 and the LO signal from the oscillator 11. The mixer 12 passes a signal having a frequency of f 1 = f lo , f 2 = f lo + f if and blocks a signal having a frequency of f lo −f if , and has a single sideband (SSB: Single) having a pass band characteristic. Sideband) mixer. For this reason, the mixer 12 outputs an RF signal in which the frequencies f 1 and f 2 are mixed as shown in FIG. The antenna 13 transmits the RF signal output from the mixer 12 to the receiver 2.

受信機2の検波用ダイオード21は、アンテナ20で受信されたRF信号を自乗検波し、2つの周波数のRF信号の差周波信号を出力する(図2ステップS101)。上記のように、RF信号の周波数をf1,f2とすると、図3(B)に示すように差周波信号の周波数はf2−f1である。 The detection diode 21 of the receiver 2 square-detects the RF signal received by the antenna 20, and outputs a difference frequency signal between the RF signals of the two frequencies (Step S101 in FIG. 2). As described above, assuming that the frequencies of the RF signals are f 1 and f 2 , the frequency of the difference frequency signal is f 2 −f 1 as shown in FIG.

ここで、検波用ダイオード21の入力Sanoを式(1)のように記述すると、検波用ダイオード21の出力Scathは、検波用ダイオード21の自乗検波作用により式(2)のようになる。 Here, if the input Sano of the detection diode 21 is described as in Expression (1), the output Scath of the detection diode 21 is expressed by Expression (2) due to the square detection operation of the detection diode 21.

式(1)、式(2)におけるθ1,θ2は、それぞれアンテナ20で受信した周波数f1,f2のRF信号の位相である。式(2)の右辺第5項から明らかなように、θ2−θ1の位相成分を有する、周波数f2−f1の差周波信号が生成されることが分かる。 Θ 1 and θ 2 in the equations (1) and (2) are the phases of the RF signals of the frequencies f 1 and f 2 received by the antenna 20, respectively. As is apparent from the fifth term on the right side of the equation (2), it is found that a difference frequency signal having a phase component of θ 2 −θ 1 and a frequency f 2 −f 1 is generated.

次に、受信機2のADC22は、検波用ダイオード21から出力された差周波信号をデジタル信号に変換する(図2ステップS102)。なお、本実施例では明記していないが、後述の実施例で説明するように、式(2)の右辺第1項のDC成分と右辺第2項〜第4項の高調波成分(周波数f1,f2,f1+f2の成分)を除去し、差周波の成分のみがADC22に入力されるようにしておくことが望ましい。 Next, the ADC 22 of the receiver 2 converts the difference frequency signal output from the detection diode 21 into a digital signal (Step S102 in FIG. 2). Although not explicitly described in the present embodiment, as will be described in the embodiments described later, the DC component of the first term on the right side and the harmonic components of the second to fourth terms on the right side (frequency f 1 , f 2 , and f 1 + f 2 ) are desirably removed so that only the difference frequency component is input to the ADC 22.

受信機2の位相測定部23は、差周波信号の位相(正確には送信側の基準のIF信号に対する差周波信号の位相の変化量)を測定する(図2ステップS103)。本実施例では、送信機1と受信機2との間に物体3がない場合(空気のみが存在する場合)に測定される差周波信号の位相をθairとする。位相測定部23は、例えばDSP(Digital Signal Processor)によって構成することができる。 The phase measuring unit 23 of the receiver 2 measures the phase of the difference frequency signal (more precisely, the amount of change in the phase of the difference frequency signal with respect to the reference IF signal on the transmission side) (step S103 in FIG. 2). In this embodiment, the phase of the difference frequency signal measured when there is no object 3 between the transmitter 1 and the receiver 2 (when only air is present) is defined as θ air . The phase measurement unit 23 can be configured by, for example, a DSP (Digital Signal Processor).

次に、誘電率測定システムを使用するユーザは、厚さLが既知の物体3を、送信機1と受信機2との間に配置する。
送信機1は、このように物体3が配置された状態で、2つの周波数f1,f2のRF信号を物体3に向けて照射する(図2ステップS104)。このステップS104の処理は、ステップS100と同様である。
Next, the user using the dielectric constant measurement system places the object 3 having the known thickness L between the transmitter 1 and the receiver 2.
The transmitter 1 irradiates the object 3 with the RF signals of the two frequencies f 1 and f 2 in the state where the object 3 is arranged as described above (Step S104 in FIG. 2). The process of step S104 is the same as step S100.

受信機2の検波用ダイオード21は、送信機1のアンテナ13から送信され、物体3を透過してアンテナ20で受信されたRF信号を自乗検波し、2つの周波数f1,f2のRF信号の差周波信号を出力する(図2ステップS105)。 The detection diode 21 of the receiver 2 square-detects the RF signal transmitted from the antenna 13 of the transmitter 1 and transmitted through the object 3 and received by the antenna 20, and detects the RF signal of two frequencies f 1 and f 2 . Is output (step S105 in FIG. 2).

受信機2のADC22と位相測定部23の動作(図2ステップS106,S107)は、それぞれステップS102,S103と同様である。本実施例では、送信機1と受信機2との間に物体3が存在する場合に測定される差周波信号の位相をθsampleとする。 The operations of the ADC 22 and the phase measurement unit 23 of the receiver 2 (steps S106 and S107 in FIG. 2) are the same as those in steps S102 and S103, respectively. In the present embodiment, the phase of the difference frequency signal measured when the object 3 exists between the transmitter 1 and the receiver 2 is assumed to be θ sample .

次に、受信機2の比誘電率算出部24は、送信機1と受信機2との間に物体3が存在しない場合に測定された差周波信号の位相θairと、物体3が存在する場合に測定された差周波信号の位相θsampleと、RF信号の透過方向(図1の左から右への方向)における物体3の既知の厚さLとから、物体3の比誘電率εrを算出する(図2ステップS108)。 Next, the relative permittivity calculation unit 24 of the receiver 2 determines that the phase θ air of the difference frequency signal measured when the object 3 does not exist between the transmitter 1 and the receiver 2, and the object 3 exists. From the measured phase θ sample of the difference frequency signal and the known thickness L of the object 3 in the transmission direction of the RF signal (the direction from left to right in FIG. 1), the relative permittivity ε r of the object 3 Is calculated (step S108 in FIG. 2).

なお、送信機1と受信機2との間に物体3が存在する状態か存在しない状態かを示す状態信号をユーザが比誘電率算出部24に入力すれば、比誘電率算出部24は2つの状態を識別することが可能である。
ここで、本実施例の比誘電率εrの算出原理を図4(A)〜図4(D)を用いて説明する。図4(A)は比誘電率εrの小さい物体3に対して周波数f1,f2のRF信号を順番に照射して、物体3を透過した周波数f1,f2のRF信号の位相θ1,θ2を順番に測定する処理を模式的に表している。この場合、位相差Δθ=θ2−θ1が図4(B)のように得られたとする。
If the user inputs a state signal indicating whether the object 3 exists between the transmitter 1 and the receiver 2 or not to the relative permittivity calculating unit 24, the relative permittivity calculating unit 24 It is possible to identify two states.
Here, the principle of calculating the dielectric constant epsilon r of this embodiment will be described with reference to FIG. 4 (A) ~ FIG 4 (D). FIG. 4 (A) the ratio of the RF signal of frequency f 1, f 2 is irradiated in sequence on small objects 3 dielectric constant epsilon r, the frequency f 1, f 2 of the RF signal transmitted through the object 3 phase The process of sequentially measuring θ 1 and θ 2 is schematically illustrated. In this case, it is assumed that the phase difference Δθ = θ 2 −θ 1 is obtained as shown in FIG.

一方、図4(C)は比誘電率εrの大きい物体3に対して周波数f1,f2のRF信号を順番に照射して、物体3を透過した周波数f1,f2のRF信号の位相θ1,θ2を順番に測定する処理を模式的に表している。この場合、位相差Δθ=θ2−θ1は図4(D)のようになる。このように位相差Δθ(位相の傾き)は、物体3の比誘電率εrに応じて異なる値をとる。物体3の比誘電率εrは式(3)により求めることができる。 On the other hand, FIG. 4C shows an RF signal of frequencies f 1 and f 2 transmitted through the object 3 by sequentially irradiating an RF signal of frequencies f 1 and f 2 to the object 3 having a large relative permittivity ε r. Schematically illustrates the process of measuring the phases θ 1 and θ 2 in order. In this case, the phase difference Δθ = θ 2 −θ 1 is as shown in FIG. The phase difference [Delta] [theta] (phase slope) as takes a different value depending on the relative dielectric constant epsilon r of the object 3. The relative permittivity ε r of the object 3 can be obtained by Expression (3).

式(3)のcは光速である。以上の比誘電率εrの算出原理は非特許文献1に開示されている。
本実施例では、送信機1から周波数f1とf2が混ざったRF信号を送信するが、位相測定部23が測定する位相情報の中に位相差Δθ=θ2−θ1の情報が含まれる。したがって、本実施例の比誘電率算出部24は、式(3)に基づく以下の式(4)により物体3の比誘電率εrを求めることが可能である。
C in equation (3) is the speed of light. The principle of calculating the relative permittivity ε r is disclosed in Non-Patent Document 1.
In the present embodiment, the transmitter 1 transmits an RF signal in which the frequencies f 1 and f 2 are mixed, but the phase information measured by the phase measuring unit 23 includes the information of the phase difference Δθ = θ 2 −θ 1. It is. Therefore, the dielectric constant calculator 24 of this embodiment, it is possible to determine the dielectric constant epsilon r of the object 3 by the equation (3) to based the following equation (4).

なお、誘電率測定システムの各素子で発生する固定の位相オフセットは、位相θsampleとθairとの差分をとることで相殺される。したがって、位相オフセットが比誘電率εrの算出に影響を与えることはない。 Note that the fixed phase offset generated in each element of the dielectric constant measurement system is canceled by taking the difference between the phases θ sample and θ air . Therefore, there is no possibility that the phase offset affects the calculation of the dielectric constant epsilon r.

受信機2の算出結果出力部25は、比誘電率算出部24の算出結果を出力する(図2ステップS109)。具体的には、算出結果出力部25は、例えば比誘電率算出部24が算出した物体3の比誘電率εrの値を表示したり、比誘電率εrの情報を外部に送信したりする。こうして、本実施例の誘電率測定システムの処理が終了する。 The calculation result output unit 25 of the receiver 2 outputs the calculation result of the relative permittivity calculation unit 24 (Step S109 in FIG. 2). Specifically, the calculation result output unit 25, and transmits for example, to display the value of the relative dielectric constant epsilon r of the object 3 relative dielectric constant calculator 24 has calculated, the information of the relative permittivity epsilon r to the outside I do. Thus, the processing of the dielectric constant measurement system according to the present embodiment ends.

比誘電率算出部24と算出結果出力部25とは、CPU(Central Processing Unit)、記憶装置及びインタフェースを備えたコンピュータと、これらのハードウェア資源を制御するプログラムによって実現することができる。コンピュータのCPUは、記憶装置に格納されたプログラムに従って本実施例または以下の実施例で説明する処理を実行する。   The relative permittivity calculation unit 24 and the calculation result output unit 25 can be realized by a computer having a CPU (Central Processing Unit), a storage device, and an interface, and a program that controls these hardware resources. The CPU of the computer executes the processing described in this embodiment or the following embodiment according to a program stored in the storage device.

本実施例では、送信機1から2つの異なる周波数の信号が混ざった2トーンRF信号を送信して、物体3を透過したRF信号の位相の情報を基に物体3の比誘電率εrを算出するため、RF信号の周波数の時間掃引が不要となり、また従来のVCOで要していたセトリング時間も不要となるので、測定時間を短縮することが可能である。 In this embodiment, the transmitter 1 transmits a two-tone RF signal in which signals of two different frequencies are mixed, and determines the relative permittivity ε r of the object 3 based on information on the phase of the RF signal transmitted through the object 3. Since the calculation is performed, the time sweep of the frequency of the RF signal is not required, and the settling time required in the conventional VCO is not required, so that the measurement time can be reduced.

[第2の実施例]
次に、本発明の第2の実施例について説明する。図5は本発明の第2の実施例に係る誘電率測定システムの構成を示すブロック図であり、図1と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施例は、第1の実施例の具体例を説明するものである。本実施例の誘電率測定システムは、送信機1aと、受信機2a(誘電率測定装置)とから構成される。
[Second embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a dielectric constant measuring system according to a second embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. This embodiment describes a specific example of the first embodiment. The dielectric constant measuring system according to the present embodiment includes a transmitter 1a and a receiver 2a (dielectric constant measuring device).

送信機1aは、発振器10,11aと、ミキサ12と、アンテナ13と、周波数逓倍器14とから構成される。
受信機2aは、アンテナ20と、検波用ダイオード21と、ADC22と、位相測定部23と、比誘電率算出部24と、算出結果出力部25と、IFアンプ26と、発振器27と、IFミキサ28とから構成される。
The transmitter 1a includes oscillators 10 and 11a, a mixer 12, an antenna 13, and a frequency multiplier 14.
The receiver 2a includes an antenna 20, a detection diode 21, an ADC 22, a phase measurement unit 23, a relative permittivity calculation unit 24, a calculation result output unit 25, an IF amplifier 26, an oscillator 27, and an IF mixer. 28.

図6は本実施例の誘電率測定システムの動作を説明するフローチャートである。送信機1aは、送信機1aと受信機2aとの間に測定対象の物体3がない状態で、2つの周波数f1,f2のRF信号を受信機2aに向けて照射する(図6ステップS200)。 FIG. 6 is a flowchart illustrating the operation of the dielectric constant measurement system according to the present embodiment. The transmitter 1a irradiates the receiver 2a with RF signals of two frequencies f 1 and f 2 in a state where there is no object 3 to be measured between the transmitter 1a and the receiver 2a (step in FIG. 6). S200).

送信機1aの発振器10は、第1の実施例と同様に、周波数がfif=f2−f1のIF信号を出力する。一方、発振器11aは、周波数がfa(fa<flo)の信号を出力する。周波数逓倍器14は、発振器11aから出力された信号のN(Nは2以上の整数)倍の周波数flo=f1=fa×NのLO信号を出力する。 The oscillator 10 of the transmitter 1a outputs an IF signal having a frequency f if = f 2 −f 1 as in the first embodiment. On the other hand, the oscillator 11a is frequency output signals f a (f a <f lo ). The frequency multiplier 14 outputs a LO signal having a frequency f lo = f 1 = f a × N which is N times (N is an integer of 2 or more) times the signal output from the oscillator 11a.

送信機1aのミキサ12は、発振器10からのIF信号と周波数逓倍器14からのLO信号とを混合する。第1の実施例で説明したとおり、ミキサ12は、f1=flo,f2=flo+fifの周波数の信号を通過させ、flo−fifの周波数の信号を遮断する通過帯域特性を有する。このため、ミキサ12は、図7(A)に示すように周波数f1とf2が混ざったRF信号を出力する。図7(A)の120はミキサ12の通過帯域を示している。アンテナ13は、ミキサ12から出力されたRF信号を受信機2aに向けて送信する。 The mixer 12 of the transmitter 1a mixes the IF signal from the oscillator 10 and the LO signal from the frequency multiplier 14. As described in the first embodiment, the mixer 12 allows the signal of the frequency of f 1 = f lo , f 2 = f lo + f if to pass the signal, and cuts off the signal of the frequency of f lo −f if. Having. Therefore, mixer 12 outputs an RF signal frequency f 1 and f 2 are mixed as shown in FIG. 7 (A). Reference numeral 120 in FIG. 7A indicates a pass band of the mixer 12. The antenna 13 transmits the RF signal output from the mixer 12 to the receiver 2a.

受信機2aの検波用ダイオード21は、第1の実施例と同様に、アンテナ20で受信されたRF信号を自乗検波し、2つの周波数f1,f2のRF信号の差周波信号を出力する(図6ステップS201)。 As in the first embodiment, the detection diode 21 of the receiver 2a square-detects the RF signal received by the antenna 20 and outputs a difference frequency signal between the two RF signals f 1 and f 2. (Step S201 in FIG. 6).

受信機2aのIFアンプ26は、検波用ダイオード21の出力信号を増幅する(図6ステップS202)。第1の実施例で説明したとおり、検波用ダイオード21の出力には、差周波信号の他に、DC成分と高調波成分とが含まれるが、これらDC成分と高調波成分とはIFアンプ26の帯域特性によって除去される。したがって、IFアンプ26からは、図7(B)に示すように周波数f2−f1の、増幅された差周波信号が出力される。 The IF amplifier 26 of the receiver 2a amplifies the output signal of the detection diode 21 (Step S202 in FIG. 6). As described in the first embodiment, the output of the detection diode 21 includes a DC component and a harmonic component in addition to the difference frequency signal. Is removed by the band characteristic of Accordingly, the IF amplifier 26 outputs an amplified difference frequency signal having the frequency f 2 −f 1 as shown in FIG. 7B.

次に、受信機2aのIFミキサ28は、IFアンプ26から出力された周波数f2−f1の差周波信号と発振器27から出力された周波数flo_rxの受信機用のLO信号とを混合することにより、差周波信号の周波数を変換(ダウンコンバート)する(図6ステップS203)。このミキサ28によるダウンコンバートにより、f2−f1の差周波信号の周波数は、図7(C)に示すようにf2−f1−flo_rxに変換される。 Next, the IF mixer 28 of the receiver 2a outputs the difference frequency signal of the frequency f 2 −f 1 output from the IF amplifier 26 and the LO signal for the receiver of the frequency f lo — rx output from the oscillator 27. The frequency of the difference frequency signal is converted (down-converted) by mixing (step S203 in FIG. 6). The down-converted by the mixer 28, the frequency of the difference frequency signal f 2 -f 1 is converted into f 2 -f 1 -f lo _ rx as shown in FIG. 7 (C).

受信機2aのADC22は、IFミキサ28から出力された差周波信号をデジタル信号に変換する(図6ステップS204)。
受信機2aの位相測定部23の動作(図6ステップ205)は、第1の実施例と同様である。本実施例においても、送信機1aと受信機2aとの間に物体3がない場合に測定される差周波信号の位相をθairとする。
The ADC 22 of the receiver 2a converts the difference frequency signal output from the IF mixer 28 into a digital signal (Step S204 in FIG. 6).
The operation of the phase measurement unit 23 of the receiver 2a (Step 205 in FIG. 6) is the same as in the first embodiment. Also in this embodiment, the phase of the difference frequency signal measured when there is no object 3 between the transmitter 1a and the receiver 2a is assumed to be θ air .

次に、ユーザは、厚さLが既知の物体3を、送信機1aと受信機2aとの間に配置する。送信機1aは、物体3が配置された状態で、2つの周波数f1,f2のRF信号を物体3に向けて照射する(図6ステップS206)。このステップS206の処理は、ステップS200と同様である。 Next, the user places the object 3 having the known thickness L between the transmitter 1a and the receiver 2a. The transmitter 1a irradiates the object 3 with RF signals of two frequencies f 1 and f 2 in a state where the object 3 is arranged (Step S206 in FIG. 6). The processing in step S206 is the same as that in step S200.

受信機2aの検波用ダイオード21は、送信機1aのアンテナ13から送信され、物体3を透過してアンテナ20で受信されたRF信号を自乗検波し、2つの周波数f1,f2のRF信号の差周波信号を出力する(図6ステップS207)。 The detection diode 21 of the receiver 2a square-detects the RF signal transmitted from the antenna 13 of the transmitter 1a, transmitted through the object 3, and received by the antenna 20, and detects the RF signals of the two frequencies f 1 and f 2 . Is output (step S207 in FIG. 6).

受信機2aのIFアンプ26とIFミキサ28とADC22と位相測定部23の動作(図6ステップS208,S209,S210,S211)は、それぞれステップS202,S203,S204,S205と同様である。本実施例においても、送信機1aと受信機2aとの間に物体3が存在する場合に測定される差周波信号の位相をθsampleとする。 The operations of the IF amplifier 26, the IF mixer 28, the ADC 22, and the phase measuring unit 23 (steps S208, S209, S210, S211 in FIG. 6) of the receiver 2a are the same as those in steps S202, S203, S204, and S205, respectively. Also in the present embodiment, the phase of the difference frequency signal measured when the object 3 exists between the transmitter 1a and the receiver 2a is assumed to be θ sample .

受信機2aの比誘電率算出部24は、第1の実施例と同様に式(4)により物体3の比誘電率εrを算出する(図6ステップS212)。
受信機2aの算出結果出力部25の動作(図6ステップ213)は、第1の実施例と同様である。
The dielectric constant calculator 24 of the receiver 2a is the as in the first embodiment Equation (4) to calculate the relative dielectric constant epsilon r of the object 3 (Fig. 6 step S212).
The operation of the calculation result output unit 25 of the receiver 2a (step 213 in FIG. 6) is the same as in the first embodiment.

次に、本実施例の誘電率測定システムを用いて物体3の比誘電率εrを実際に測定した結果を示す。ここでは、図8(A)に示すように厚さLが階段状に変化する物体3に対して誘電率測定を行った。図8(A)のインデックスi1〜i9は物体3上の位置を示している。インデックスi1〜i9の位置の物体3の厚さLを図8(B)に示す。この例では、厚さLが0.8mmから40mmまで階段状に変化している。 Next, a result of actually measuring the relative permittivity ε r of the object 3 using the permittivity measuring system of the present embodiment will be described. Here, as shown in FIG. 8A, the dielectric constant of the object 3 whose thickness L changes stepwise was measured. Indices i1 to i9 in FIG. 8A indicate positions on the object 3. FIG. 8B shows the thickness L of the object 3 at the positions of the indexes i1 to i9. In this example, the thickness L changes stepwise from 0.8 mm to 40 mm.

この測定では、fif=15GHz、fa=14.888…GHz、N=18、flo=268GHz、f1=268GHz、f2=283GHz、flo_rx=15.01GHzとした。図8(A)に示した物体3の材料は樹脂で、この物体3のテラヘルツ帯における比誘電率は2.55である。比誘電率εrの測定結果を図9に示す。図9におけるε3は物体3の正しい比誘電率である。 In this measurement, f if = 15 GHz, f a = 14.888... GHz, N = 18, f lo = 268 GHz, f 1 = 268 GHz, f 2 = 283 GHz, and f lo — rx = 15.01 GHz. The material of the object 3 shown in FIG. 8A is a resin, and the relative permittivity of the object 3 in the terahertz band is 2.55. The measurement results of the relative permittivity epsilon r shown in FIG. Ε 3 in FIG. 9 is the correct relative permittivity of the object 3.

図9によると、最大誤差5.8%で比誘電率εrを測定できていることが分かる。また、インデックスi1〜i9の1点毎に必要な測定時間は0.028msであった。測定時間が0.028msであったのは、ADC22に入力される10MHzの差周波信号(1周期0.1μs)を285周期測定しているからである。 FIG. 9 shows that the relative permittivity ε r can be measured with a maximum error of 5.8%. The measurement time required for each point of the indexes i1 to i9 was 0.028 ms. The reason why the measurement time is 0.028 ms is that 285 cycles of a 10 MHz difference frequency signal (one cycle of 0.1 μs) input to the ADC 22 are measured.

一方、VNAを用いた従来の誘電率測定システムで同様の測定を行うためには、6msの測定時間が必要である(文献「“Keysight E8361A/C PNA Network Analyzer”,keysight,p.79,<http://literature.cdn.keysight.com/litweb/pdf/E8361-90007.pdf?id=451064>」参照)。したがって、本実施例によれば、測定時間を1/200に短縮できていることが分かる。   On the other hand, in order to perform the same measurement with a conventional dielectric constant measurement system using a VNA, a measurement time of 6 ms is required (refer to the document “Keysight E8361A / C PNA Network Analyzer”, keysight, p.79, < http://literature.cdn.keysight.com/litweb/pdf/E8361-90007.pdf?id=451064> ”). Therefore, according to the present embodiment, it can be seen that the measurement time can be reduced to 1/200.

こうして、本実施例では、第1の実施例と同様の効果を得ることができる。また、本実施例では、差周波信号をダウンコンバートするため、第1の実施例よりも低速のADCを採用することができる。   Thus, in this embodiment, the same effects as in the first embodiment can be obtained. Further, in the present embodiment, since the difference frequency signal is down-converted, an ADC having a lower speed than that of the first embodiment can be adopted.

[第3の実施例]
次に、本発明の第3の実施例について説明する。図10は本発明の第3の実施例に係る誘電率測定システムの送信機の構成を示すブロック図であり、図1、図5と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施例の送信機1bは、発振器10,11と、アンテナ13と、両側波帯(DSB:Double Sideband)ミキサ12bと、バンドパスフィルタ15とから構成される。
[Third embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a transmitter of a dielectric constant measuring system according to a third embodiment of the present invention. The same components as those in FIGS. 1 and 5 are denoted by the same reference numerals. The transmitter 1b according to the present embodiment includes oscillators 10 and 11, an antenna 13, a double sideband (DSB) mixer 12b, and a bandpass filter 15.

発振器10,11の動作は第1の実施例で説明したとおりである。DSBミキサ12bは、発振器10からのIF信号と発振器11からのLO信号とを混合する。このとき、DSBミキサ12bは、第1、第2の実施例のミキサ12と異なり、f1,f2の周波数の信号を通過させるだけでなく、flo−fif=2f1−f2の周波数の信号も通過させる。 The operations of the oscillators 10 and 11 are as described in the first embodiment. The DSB mixer 12b mixes the IF signal from the oscillator 10 and the LO signal from the oscillator 11. At this time, DSB mixer 12b, unlike the first, mixer 12 of the second embodiment, not only passes signals of a frequency of f 1, f 2, of f lo -f if = 2f 1 -f 2 The signal of the frequency is also passed.

バンドパスフィルタ15は、DSBミキサ12bから出力された信号のうち、f1,f2の周波数の信号を通過させ、flo−fif=2f1−f2の周波数の信号を遮断する通過帯域特性を有する。このため、バンドパスフィルタ15は、周波数f1とf2が混ざったRF信号を出力する。アンテナ13は、バンドパスフィルタ15から出力されたRF信号を送信する。
こうして、本実施例では、第1の実施例と同様の機能を有する送信機1bを実現することができる。
The band-pass filter 15 passes a signal having a frequency of f 1 and f 2 among signals output from the DSB mixer 12b and blocks a signal having a frequency of f lo −f if = 2f 1 −f 2. Has characteristics. Therefore, the band-pass filter 15 outputs an RF signal in which the frequencies f 1 and f 2 are mixed. The antenna 13 transmits the RF signal output from the band pass filter 15.
Thus, in the present embodiment, it is possible to realize the transmitter 1b having the same function as that of the first embodiment.

受信機の構成としては、第1の実施例の受信機2を用いてもよいし、第2の実施例の受信機2aを用いてもよい。
また、発振器11の代わりに、第2の実施例の発振器11aと周波数逓倍器14とを用いて周波数faの信号からLO信号を生成してもよい。
As the configuration of the receiver, the receiver 2 of the first embodiment may be used, or the receiver 2a of the second embodiment may be used.
Further, instead of the oscillator 11, an oscillator 11a and a frequency multiplier 14 of the second embodiment may generate the LO signal from the signal of the frequency f a with.

[第4の実施例]
次に、本発明の第4の実施例について説明する。図11は本発明の第4の実施例に係る誘電率測定システムの送信機の構成を示すブロック図であり、図1、図5と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施例の送信機1cは、発振器10c,11と、アンテナ13と、合波器16とから構成される。
[Fourth embodiment]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a transmitter of a dielectric constant measuring system according to a fourth embodiment of the present invention. The same components as those in FIGS. 1 and 5 are denoted by the same reference numerals. The transmitter 1c according to the present embodiment includes oscillators 10c and 11, an antenna 13, and a multiplexer 16.

発振器10cは、flo+fif=f2のIF信号を出力する。合波器16は、発振器10cからの周波数flo+fif=f2のIF信号と発振器11からの周波数flo=f1のLO信号とを合波(周波数加算)する。このため、合波器16は、周波数f1とf2が混ざったRF信号を出力する。アンテナ13は、合波器16から出力されたRF信号を送信する。
こうして、本実施例では、第1の実施例と同様の機能を有する送信機1cを実現することができる。
The oscillator 10c outputs an IF signal of f lo + f if = f 2 . The multiplexer 16 multiplexes (frequency addition) the IF signal of the frequency f lo + f if = f 2 from the oscillator 10c and the LO signal of the frequency f lo = f 1 from the oscillator 11. For this reason, the multiplexer 16 outputs an RF signal in which the frequencies f 1 and f 2 are mixed. The antenna 13 transmits the RF signal output from the multiplexer 16.
Thus, in the present embodiment, it is possible to realize the transmitter 1c having the same function as that of the first embodiment.

受信機の構成としては、第1の実施例の受信機2を用いてもよいし、第2の実施例の受信機2aを用いてもよい。
また、発振器11の代わりに、第2の実施例の発振器11aと周波数逓倍器14とを用いて周波数faの信号からLO信号を生成してもよい。
As the configuration of the receiver, the receiver 2 of the first embodiment may be used, or the receiver 2a of the second embodiment may be used.
Further, instead of the oscillator 11, an oscillator 11a and a frequency multiplier 14 of the second embodiment may generate the LO signal from the signal of the frequency f a with.

[第5の実施例]
次に、本発明の第5の実施例について説明する。図12は本発明の第5の実施例に係る誘電率測定システムの受信機の構成を示すブロック図であり、図1、図5と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施例の受信機2dは、アンテナ20と、検波用ダイオード21と、ADC22と、位相測定部23と、比誘電率算出部24と、算出結果出力部25と、IFアンプ26とから構成される。
[Fifth embodiment]
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described. FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a receiver of a dielectric constant measuring system according to a fifth embodiment of the present invention. The same components as those in FIGS. 1 and 5 are denoted by the same reference numerals. The receiver 2d of the present embodiment includes an antenna 20, a detection diode 21, an ADC 22, a phase measurement unit 23, a relative permittivity calculation unit 24, a calculation result output unit 25, and an IF amplifier 26. You.

本実施例は、第1の実施例の受信機2の検波用ダイオード21とADC22との間に、第2の実施例で説明したIFアンプ26を挿入したものである。これにより、検波用ダイオード21の出力信号を増幅すると共に、検波用ダイオード21の出力信号に含まれるDC成分と高調波成分とは除去することができる。   In the present embodiment, the IF amplifier 26 described in the second embodiment is inserted between the detection diode 21 and the ADC 22 of the receiver 2 of the first embodiment. Thereby, the output signal of the detection diode 21 can be amplified, and the DC component and the harmonic component included in the output signal of the detection diode 21 can be removed.

送信機の構成としては、第1の実施例〜第4の実施例の送信機1,1a,1b,1cのいずれかを用いればよい。
なお、本実施例では、第2の実施例のような差周波信号のダウンコンバートを実施していないため、第1の実施例と同様の高速のADCが必要になることは言うまでもない。
As the configuration of the transmitter, any one of the transmitters 1, 1a, 1b, and 1c of the first to fourth embodiments may be used.
In this embodiment, since the down-conversion of the difference frequency signal as in the second embodiment is not performed, it goes without saying that a high-speed ADC similar to that of the first embodiment is required.

[第6の実施例]
第1〜第5の実施例では、測定対象の物体3の厚さLを既知の値としたが、厚さ検出部(不図示)を用いて物体3の厚さLを検出し、検出した厚さLの値を比誘電率算出部24に入力するようにしてもよい。厚さ検出部の例としては、例えば超音波を用いた厚さ検出部、赤外光を用いた厚さ検出部、カメラで取得した物体3の可視画像から厚さLを算出する厚さ検出部など、既存の様々な厚さ検出の技術を適用することができる。こうして、本実施例では、厚さLが未知の物体3についても、厚さLをリアルタイムに取得して物体3の比誘電率εrを算出することができる。
[Sixth embodiment]
In the first to fifth embodiments, the thickness L of the object 3 to be measured is set to a known value. However, the thickness L of the object 3 is detected by using a thickness detection unit (not shown). The value of the thickness L may be input to the relative permittivity calculation unit 24. Examples of the thickness detector include, for example, a thickness detector using ultrasonic waves, a thickness detector using infrared light, and a thickness detector that calculates a thickness L from a visible image of the object 3 acquired by a camera. Various existing techniques for thickness detection, such as a part, can be applied. Thus, in the present embodiment, even for the object 3 whose thickness L is unknown, the thickness L can be obtained in real time and the relative permittivity ε r of the object 3 can be calculated.

本発明は、電磁波を用いて物体の比誘電率を測定する技術に適用することができる。   INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be applied to a technique for measuring the relative permittivity of an object using electromagnetic waves.

1,1a…送信機、2,2a…受信機、10,11,11a,27…発振器、12…ミキサ、12b…両側波帯ミキサ、13,20…アンテナ、14…周波数逓倍器、15…バンドパスフィルタ、16…合波器、21…検波用ダイオード、22…AD変換器、23…位相測定部、24…比誘電率算出部、25…算出結果出力部、26…IFアンプ、28…IFミキサ。   1, 1a: Transmitter, 2, 2a: Receiver, 10, 11, 11a, 27: Oscillator, 12: Mixer, 12b: Double-sideband mixer, 13, 20: Antenna, 14: Frequency multiplier, 15: Band Pass filter, 16: multiplexer, 21: detection diode, 22: AD converter, 23: phase measurement unit, 24: relative permittivity calculation unit, 25: calculation result output unit, 26: IF amplifier, 28: IF Mixer.

Claims (9)

2つの周波数の信号が混ざった無線周波信号を送信する送信機と、
この送信機との間に測定対象の物体が存在しない状態と前記物体が存在する状態のそれぞれについて前記無線周波信号を受信して前記物体の比誘電率を算出する受信機とを備え、
前記受信機は、
前記無線周波信号を受信する第1のアンテナと、
この第1のアンテナで受信された無線周波信号を検波し、前記2つの周波数の信号の差周波信号を出力する検波器と、
前記送信機と前記受信機との間に前記物体が存在しない状態と前記物体が存在する状態のそれぞれについて前記差周波信号の位相を測定する位相測定部と、
前記物体が存在しない状態で測定された前記差周波信号の位相と、前記物体が存在する状態で測定された前記差周波信号の位相と、前記物体の厚さとから、前記物体の比誘電率を算出する比誘電率算出部とを備えることを特徴とする誘電率測定システム。
A transmitter for transmitting a radio frequency signal in which signals of two frequencies are mixed,
A receiver that receives the radio frequency signal for each of the state where the object to be measured does not exist between the transmitter and the state where the object exists, and calculates the relative permittivity of the object,
The receiver,
A first antenna for receiving the radio frequency signal;
A detector for detecting a radio frequency signal received by the first antenna and outputting a difference frequency signal between the two frequency signals;
A phase measurement unit that measures the phase of the difference frequency signal for each of the state where the object is not present between the transmitter and the receiver and the state where the object is present,
From the phase of the difference frequency signal measured in the absence of the object, the phase of the difference frequency signal measured in the presence of the object, and the thickness of the object, the relative permittivity of the object A dielectric constant measurement system, comprising: a relative dielectric constant calculation unit that calculates the relative dielectric constant.
請求項1記載の誘電率測定システムにおいて、
前記受信機は、前記検波器と前記位相測定部との間に設けられ、前記検波器の出力信号を増幅するアンプをさらに備えることを特徴とする誘電率測定システム。
The dielectric constant measurement system according to claim 1,
The dielectric constant measurement system, further comprising an amplifier provided between the detector and the phase measurement unit, for amplifying an output signal of the detector.
請求項2記載の誘電率測定システムにおいて、
前記受信機は、
第1のローカル信号を出力する第1の発振器と、
前記アンプと前記位相測定部との間に設けられ、前記アンプから出力された前記差周波信号と前記第1の発振器から出力された前記第1のローカル信号とを混合することにより、前記差周波信号の周波数を、前記無線周波信号および前記第1のローカル信号よりも低い周波数に変換する第1のミキサとをさらに備えることを特徴とする誘電率測定システム。
The dielectric constant measurement system according to claim 2,
The receiver,
A first oscillator for outputting a first local signal;
The difference frequency signal, which is provided between the amplifier and the phase measurement unit, is mixed by mixing the difference frequency signal output from the amplifier and the first local signal output from the first oscillator. A dielectric constant measurement system, further comprising: a first mixer that converts a frequency of a signal to a lower frequency than the radio frequency signal and the first local signal.
請求項1乃至3のいずれか1項に記載の誘電率測定システムにおいて、
前記送信機は、
中間周波信号を出力する第2の発振器と、
第2のローカル信号を出力する第3の発振器と、
前記第2の発振器から出力された中間周波信号と前記第3の発振器から出力された第2のローカル信号とを混合する第2のミキサと、
この第2のミキサから出力された無線周波信号を送信する第2のアンテナとを備えることを特徴とする誘電率測定システム。
The dielectric constant measurement system according to any one of claims 1 to 3,
The transmitter is
A second oscillator for outputting an intermediate frequency signal,
A third oscillator that outputs a second local signal;
A second mixer that mixes the intermediate frequency signal output from the second oscillator with a second local signal output from the third oscillator;
A second antenna for transmitting a radio frequency signal output from the second mixer.
請求項4記載の誘電率測定システムにおいて、
前記第2のミキサは、前記第2のローカル信号、および前記第2のローカル信号と前記中間周波信号との和の周波数の信号を通過させ、前記第2のローカル信号と前記中間周波信号との差の周波数の信号を遮断する通過帯域特性を有する単側波帯ミキサであることを特徴とする誘電率測定システム。
The dielectric constant measurement system according to claim 4,
The second mixer passes the second local signal and a signal having a sum frequency of the second local signal and the intermediate frequency signal, and outputs the second local signal and the intermediate frequency signal. A dielectric constant measuring system, which is a single sideband mixer having a passband characteristic of blocking a signal of a difference frequency.
請求項4記載の誘電率測定システムにおいて、
前記第2のミキサと前記第2のアンテナとの間に設けられたバンドパスフィルタをさらに備え、
前記第2のミキサは、前記第2のローカル信号、前記第2のローカル信号と前記中間周波信号との和の周波数の信号、および前記第2のローカル信号と前記中間周波信号との差の周波数の信号を通過させる通過帯域特性を有する両側波帯ミキサであり、
前記バンドパスフィルタは、前記第2のミキサから出力された信号のうち、前記第2のローカル信号、および前記第2のローカル信号と前記中間周波信号との和の周波数の信号を通過させ、前記第2のローカル信号と前記中間周波信号との差の周波数の信号を遮断する通過帯域特性を有することを特徴とする誘電率測定システム。
The dielectric constant measurement system according to claim 4,
A bandpass filter provided between the second mixer and the second antenna;
The second mixer includes a second local signal, a signal having a sum frequency of the second local signal and the intermediate frequency signal, and a frequency having a difference between the second local signal and the intermediate frequency signal. A double-sideband mixer having a passband characteristic for passing the signal of
The band-pass filter, among the signals output from the second mixer, the second local signal, and a signal having a frequency of the sum of the second local signal and the intermediate frequency signal, A dielectric constant measurement system having a pass band characteristic of blocking a signal having a frequency of a difference between a second local signal and the intermediate frequency signal.
請求項1乃至3のいずれか1項に記載の誘電率測定システムにおいて、
前記送信機は、
中間周波信号と第2のローカル信号との和の周波数の信号を出力する第2の発振器と、
前記第2のローカル信号を出力する第3の発振器と、
前記第2の発振器から出力された信号と前記第3の発振器から出力された第2のローカル信号とを合波する合波器と、
この合波器から出力された無線周波信号を送信する第2のアンテナとを備えることを特徴とする誘電率測定システム。
The dielectric constant measurement system according to any one of claims 1 to 3,
The transmitter is
A second oscillator that outputs a signal having a frequency equal to the sum of the intermediate frequency signal and the second local signal;
A third oscillator that outputs the second local signal;
A multiplexer for multiplexing a signal output from the second oscillator and a second local signal output from the third oscillator;
A second antenna for transmitting a radio frequency signal output from the multiplexer.
無線周波信号を受信するアンテナと、
このアンテナで受信された無線周波信号を検波し、この無線周波信号に含まれる2つの周波数の信号の差周波信号を出力する検波器と、
前記無線周波信号の到来方向に測定対象の物体が存在しない状態と前記物体が存在する状態のそれぞれについて前記差周波信号の位相を測定する位相測定部と、
前記物体が存在しない状態で測定された前記差周波信号の位相と、前記物体が存在する状態で測定された前記差周波信号の位相と、前記物体の厚さとから、前記物体の比誘電率を算出する比誘電率算出部とを備えることを特徴とする誘電率測定装置。
An antenna for receiving a radio frequency signal;
A detector that detects a radio frequency signal received by the antenna and outputs a difference frequency signal between two signals included in the radio frequency signal;
A phase measurement unit that measures the phase of the difference frequency signal for each of a state where the object to be measured does not exist in the arrival direction of the radio frequency signal and a state where the object exists.
From the phase of the difference frequency signal measured in the absence of the object, the phase of the difference frequency signal measured in the presence of the object, and the thickness of the object, the relative permittivity of the object A dielectric constant measurement device, comprising: a relative dielectric constant calculation unit for calculating.
送信機が、この送信機と受信機との間に測定対象の物体が存在しない状態で2つの周波数の信号が混ざった無線周波信号を送信する第1のステップと、
前記受信機が、前記物体が存在しない状態で前記無線周波信号を受信する第2のステップと、
前記受信機が、前記物体が存在しない状態で前記無線周波信号を検波し、前記2つの周波数の信号の差周波信号を出力する第3のステップと、
前記受信機が、前記物体が存在しない状態で前記差周波信号の位相を測定する第4のステップと、
前記送信機が、前記物体が存在する状態で前記2つの周波数の信号が混ざった無線周波信号を送信する第5のステップと、
前記受信機が、前記物体が存在する状態で前記無線周波信号を受信する第6のステップと、
前記受信機が、前記物体が存在する状態で前記無線周波信号を検波し、前記差周波信号を出力する第7のステップと、
前記受信機が、前記物体が存在する状態で前記差周波信号の位相を測定する第8のステップと、
前記受信機が、前記物体が存在しない状態で測定した前記差周波信号の位相と、前記物体が存在する状態で測定した前記差周波信号の位相と、前記物体の厚さとから、前記物体の比誘電率を算出する第9のステップとを含むことを特徴とする誘電率測定方法。
A first step in which a transmitter transmits a radio frequency signal in which signals of two frequencies are mixed in a state where no object to be measured exists between the transmitter and the receiver;
A second step in which the receiver receives the radio frequency signal in a state where the object is not present;
A third step in which the receiver detects the radio frequency signal in a state where the object is not present, and outputs a difference frequency signal between the two frequency signals;
A fourth step in which the receiver measures the phase of the difference frequency signal in the absence of the object;
A fifth step in which the transmitter transmits a radio frequency signal in which the signals of the two frequencies are mixed in a state where the object is present;
A sixth step in which the receiver receives the radio frequency signal in a state where the object is present;
A seventh step in which the receiver detects the radio frequency signal in a state where the object is present, and outputs the difference frequency signal;
An eighth step in which the receiver measures the phase of the difference frequency signal in the presence of the object;
The receiver, the phase of the difference frequency signal measured in the absence of the object, the phase of the difference frequency signal measured in the presence of the object, from the thickness of the object, the ratio of the object A ninth step of calculating a dielectric constant.
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