JP6634311B2 - Power supply device, device and control method - Google Patents
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Description
本発明は、電源装置、機器及び制御方法に関する。 The present invention relates to a power supply, a device, and a control method.
電圧変換が可能な複数の変換部を並列接続した多相コンバータでは、一部の変換部に負荷が集中しないように各変換部を流れる電流を均等化するバランス制御等が行われる。例えば、特許文献１に記載の多相ＤＣ−ＤＣコンバータの制御システムでは、２つのレグ（レギュレータ）を流れる電流の量を最適化して、各レグが所望の量の熱を放散するように、インダクタ電流を２つのレグの間で再分配する。
In a polyphase converter in which a plurality of converters capable of voltage conversion are connected in parallel, balance control or the like is performed to equalize the current flowing through each converter so that the load does not concentrate on some converters. For example, in the control system of the multi-phase DC-DC converter described in
特許文献１に記載の制御システムでは、多相ＤＣ−ＤＣコンバータの２つのレグを流れる電流の量を最適化してインダクタ電流を２つのレグの間で再分配する。しかし、再分配したインダクタ電流によるレグの発熱量がどちらも多いと、または一方のレグの発熱量が極端に多いと、前述したインダクタ電流の再分配を利用した各レグの熱の拡散が十分に機能しない。この場合、いずれのレグも高温になり、多相ＤＣ−ＤＣコンバータが過熱状態に至る可能性がある。
In the control system described in
本発明の目的は、過熱状態に至る前の温度上昇を抑制可能な電源装置、機器及び制御方法を提供することである。 An object of the present invention is to provide a power supply device, a device, and a control method that can suppress a rise in temperature before reaching an overheat state.
上記の目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、
電源（例えば、後述の実施形態での燃料電池１０１）と、
前記電源が供給する電力の電圧変換が可能な変換部を複数有し、当該複数の変換部が電気的に並列に接続された変換モジュール（例えば、後述の実施形態でのＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３）と、
前記電圧変換を行う前記変換部の数である動作数を変更する変更部（例えば、後述の実施形態でのＥＣＵ１１３）と、
前記変換モジュールの温度を検出する検出部（例えば、後述の実施形態での温度センサ１０９１〜１０９４）と、を備え、
前記変更部は、前記変換モジュールの温度が第１しきい値を超えると、前記動作数を現在の数より大きな数に変更するものであって、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えたことによる前記動作数の変更に要する時間を、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値以下のときに行う前記動作数の変更に要する時間よりも短く設定する、電源装置である。
In order to achieve the above object, the invention according to
A power source (for example, a
A conversion module (for example, FC-VCU 103, 203 in an embodiment to be described later) having a plurality of conversion units capable of converting the voltage of the power supplied by the power supply, and the plurality of conversion units being electrically connected in parallel. When,
A changing unit (for example, the
A detection unit (for example,
The change unit changes the number of operations to a number larger than a current number when the temperature of the conversion module exceeds a first threshold value, and the temperature of the conversion module is equal to the first threshold value. A power supply device that sets a time required for changing the number of operations due to exceeding the threshold value to be shorter than a time required for changing the number of operations performed when the temperature of the conversion module is equal to or less than the first threshold value. .
請求項２に記載の発明では、請求項１に記載の発明において、
前記変更部は、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えると、前記動作数を前記変換部の総数に変更する。
According to the invention described in
The change unit changes the number of operations to the total number of the conversion units when the temperature of the conversion module exceeds the first threshold.
請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載の発明において、
前記変更部は、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えたことによる前記動作数の変更から所定時間が経過するまで、前記動作数の変更を禁止する。
The invention according to
The change unit prohibits the change in the number of operations until a predetermined time elapses from the change in the number of operations due to the temperature of the conversion module exceeding the first threshold.
請求項４に記載の発明は、請求項１から３のいずれか１項に記載の発明において、
前記変更部は、前記第１しきい値を超えた前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値より低い第２しきい値未満になれば、前記動作数を前記電源から前記変換モジュールへの入力電流に応じた数に変更する。
請求項５に記載の発明は、請求項１から４のいずれか１項に記載の発明において、
前記電圧変換を行う変換部を駆動して、前記変換モジュールを制御する制御部を備え、
前記制御部は、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えると、前記電源から前記変換モジュールへの入力電流を低減する低減制御を行う。
The invention according to
The change unit is configured to, when the temperature of the conversion module exceeding the first threshold is less than a second threshold lower than the first threshold, change the number of operations from the power supply to the conversion module. Change the number according to the input current.
The invention according to
Driving a conversion unit that performs the voltage conversion, comprising a control unit that controls the conversion module,
When the temperature of the conversion module exceeds the first threshold, the control unit performs a reduction control to reduce an input current from the power supply to the conversion module.
請求項６に記載の発明は、請求項５に記載の発明において、
前記制御部は、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えたことによる前記動作数の変更から所定時間が経過するまで、前記入力電流の低減制御の停止を禁止する。
The invention according to
The control unit prohibits stop of the input current reduction control until a predetermined time elapses from the change in the number of operations due to the temperature of the conversion module exceeding the first threshold.
請求項７に記載の発明は、請求項５又は６に記載の発明において、
前記制御部は、前記第１しきい値を超えた前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値より低い第２しきい値未満になれば、前記入力電流の低減制御を停止する。
The invention according to
The control unit stops the input current reduction control when the temperature of the conversion module that exceeds the first threshold becomes less than a second threshold that is lower than the first threshold.
請求項８に記載の発明は、請求項１から７のいずれか１項に記載の発明において、
前記変換モジュールは、２つの変換部に共通なコア（例えば、後述の実施形態での鉄芯Ｃｏａ，Ｃｏｂ）と、当該コアに対する巻線方向が逆な２つのコイルと、を有する磁気結合した誘導素子の対を含む前記変換部の組を少なくとも１つ備え、
前記変更部は、少なくとも前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えると、前記変換部の組の一方のみが前記電圧変換を行う動作数への変更を禁止する。
The invention according to
The conversion module is a magnetically coupled induction having a core common to the two conversion units (for example, iron cores Coa and Cob in an embodiment described later) and two coils whose winding directions are opposite to the cores. At least one set of the conversion units including a pair of elements;
The change unit prohibits a change to the number of operations in which only one of the sets of the conversion units performs the voltage conversion when at least the temperature of the conversion module exceeds the first threshold value.
請求項９に記載の発明は、請求項１から８のいずれか１項に記載の電源装置を有する、機器である。 According to a ninth aspect of the present invention, there is provided an apparatus having the power supply device according to any one of the first to eighth aspects .
請求項１０に記載の発明は、
電源（例えば、後述の実施形態での燃料電池１０１）と、
前記電源が供給する電力の電圧変換が可能な変換部を複数有し、当該複数の変換部が電気的に並列に接続された変換モジュール（例えば、後述の実施形態でのＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３）と、
前記電圧変換を行う前記変換部の数である動作数を変更する変更部（例えば、後述の実施形態でのＥＣＵ１１３）と、
前記変換モジュールの温度を検出する検出部（例えば、後述の実施形態での温度センサ１０９１〜１０９４）と、を備えた電源装置が行う制御方法であって、
前記変更部は、前記変換モジュールの温度が第１しきい値を超えると、前記動作数を現在の数より大きな数に変更するものであって、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えたことによる前記動作数の変更は、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値以下のときに行う前記動作数の変更に要する時間よりも短い時間で行う、制御方法である。
The invention according to
A power source (for example, a
A conversion module (for example, FC-VCU 103, 203 in an embodiment to be described later) having a plurality of conversion units capable of converting the voltage of the power supplied by the power supply, and the plurality of conversion units being electrically connected in parallel. When,
A changing unit (for example, the
A detection unit (e.g.,
The change unit changes the number of operations to a number larger than a current number when the temperature of the conversion module exceeds a first threshold value, and the temperature of the conversion module is equal to the first threshold value. Is a control method in which the change in the number of operations is performed in a shorter time than the time required to change the number of operations performed when the temperature of the conversion module is equal to or less than the first threshold value .
請求項１、請求項９及び請求項１０の発明によれば、変換モジュールの温度が第１しきい値を超える場合は、変換モジュールの動作数を現在の数より大きな数に変更するため、電圧変換を行う各変換部にかかる負荷を軽減できる。このため、変換モジュールが過熱状態に至る前の温度上昇を抑制できる。また、変換モジュールの温度が第１しきい値を超えた場合、早急に動作数を増やして、電圧変換を行う各変換部にかかる負荷を軽減した状態に迅速に移行できる。 According to the first, ninth, and tenth aspects of the present invention, when the temperature of the conversion module exceeds the first threshold, the number of operation of the conversion module is changed to a number larger than the current number. The load on each conversion unit that performs conversion can be reduced. For this reason, the temperature rise before the conversion module reaches the overheated state can be suppressed. In addition, when the temperature of the conversion module exceeds the first threshold value, the number of operations can be immediately increased to quickly shift to a state in which the load on each conversion unit that performs voltage conversion is reduced.
請求項２の発明によれば、変換モジュールの温度が第１しきい値を超える場合は、変換モジュールの動作数を変換部の総数に変更するため、電圧変換を行う各変換部にかかる負荷を最大限に軽減できる。このため、変換モジュールが過熱状態に至る前の温度上昇を最大限に抑制できる。
According to the invention of
請求項３の発明によれば、電圧変換を行う各変換部にかかる負荷を軽減した状態を所定時間維持することによって、変換モジュールは通常の温度の状態に戻ることができる。 According to the third aspect of the invention, the conversion module can return to the normal temperature state by maintaining the state in which the load on each conversion unit that performs voltage conversion is reduced for a predetermined time.
請求項４の発明によれば、電圧変換を行う各変換部にかかる負荷を軽減した状態を変換モジュールの温度が第２しきい値に低下するまで維持することによって、変換モジュールは通常の温度の状態に戻ることができる。特に請求項４の発明は、請求項３の発明と組み合わせることにより、各変換部にかかる負荷を軽減した状態を解除するためには、所定時間の経過と変換モジュールの温度が第２しきい値に低下することが必要になるため、各変換部にかかる負荷を軽減した状態を適切な時間だけ継続でき、その後は各変換部にかかる負荷を軽減しない通常の電圧変換を再開できるという、格別の効果を奏する。
請求項５の発明によれば、変換モジュールの温度が第１しきい値を超える場合は、電源から変換モジュールへの入力電流を低減する制御を行うため、電圧変換を行う各変換部にかかる負荷をより一層軽減できる。このため、変換モジュールが過熱状態に至る前の温度上昇を効果的に抑制できる。
According to the invention of
According to the fifth aspect of the present invention, when the temperature of the conversion module exceeds the first threshold value, control is performed to reduce the input current from the power supply to the conversion module. Can be further reduced. For this reason, the temperature rise before the conversion module reaches the overheated state can be effectively suppressed.
請求項６の発明によれば、電圧変換を行う各変換部にかかる負荷をより一層軽減した状態を所定時間の間維持することによって、変換モジュールは通常の温度の状態に確実に戻ることができる。 According to the sixth aspect of the present invention, by maintaining the state in which the load on each conversion unit for performing voltage conversion is further reduced for a predetermined time, the conversion module can reliably return to the normal temperature state. .
請求項７の発明によれば、電圧変換を行う各変換部にかかる負荷をより一層軽減した状態を変換モジュールの温度が第２しきい値に低下するまで維持することによって、変換モジュールは通常の温度の状態に確実に戻ることができる。特に請求項７の発明は、請求項６の発明と組み合わせることにより、各変換部にかかる負荷をより一層軽減した状態を解除するためには、所定時間の経過と変換モジュールの温度が第２しきい値に低下することが必要になるため、各変換部にかかる負荷を軽減した状態をより一層適切な時間だけ継続でき、その後は各変換部にかかる負荷を軽減しない通常の電圧変換を再開できるという、格別の効果を奏する。
According to the invention of
請求項８の発明によれば、磁気結合型の変換部を含む変換モジュールに対しては、誘導電流によって一部の変換部への負荷の集中が生じる動作数への変更が禁止されるため、一部の変換部への負荷の集中を防ぐことができる。
According to the invention of
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１は、本発明に係る一実施形態の電源装置を搭載した電動車両の概略構成を示すブロック図である。図１中の太い実線は機械連結を示し、二重点線は電力配線を示し、細い実線の矢印は制御信号を示す。図１に示す１ＭＯＴ型の電動車両は、モータジェネレータ（MG）１１と、ＰＤＵ（Power Drive Unit）１３と、ＶＣＵ（Voltage Control Unit）１５と、バッテリ１７と、一実施形態の電源装置１００とを備える。以下、電動車両が備える各構成要素について説明する。
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an electric vehicle equipped with a power supply device according to one embodiment of the present invention. In FIG. 1, a thick solid line indicates a mechanical connection, a double dotted line indicates a power wiring, and a thin solid arrow indicates a control signal. The 1MOT type electric vehicle shown in FIG. 1 includes a motor generator (MG) 11, a PDU (Power Drive Unit) 13, a VCU (Voltage Control Unit) 15, a
モータジェネレータ１１は、バッテリ１７及び電源装置１００の少なくとも一方から供給される電力によって駆動され、電動車両が走行するための動力を発生する。モータジェネレータ１１で発生したトルクは、変速段又は固定段を含むギヤボックスＧＢ及びデファレンシャル・ギアＤを介して駆動輪Ｗに伝達される。また、モータジェネレータ１１は、電動車両の減速時には発電機として動作して、電動車両の制動力を出力する。なお、モータジェネレータ１１を発電機として動作させることで生じた回生電力は、バッテリ１７に蓄えられる。
ＰＤＵ１３は、直流電圧を三相交流電圧に変換してモータジェネレータ１１に印加する。また、ＰＤＵ１３は、モータジェネレータ１１の回生動作時に入力される交流電圧を直流電圧に変換する。
The
ＶＣＵ１５は、バッテリ１７の出力電圧を直流のまま昇圧する。また、ＶＣＵ１５は、電動車両の減速時にモータジェネレータ１１が発電して直流に変換された電力を降圧する。さらに、ＶＣＵ１５は、電源装置１００の出力電圧を直流のまま降圧する。ＶＣＵ１５によって降圧された電力は、バッテリ１７に充電される。
The
バッテリ１７は、リチウムイオン電池やニッケル水素電池等といった複数の蓄電セルを有し、ＶＣＵ１５を介してモータジェネレータ１１に高電圧の電力を供給する。なお、バッテリ１７は、リチウムイオン電池やニッケル水素電池といった二次電池に限定される訳ではない。例えば、蓄電可能容量は少ないものの、短時間に大量の電力を充放電可能なコンデンサやキャパシタをバッテリ１７として用いても構わない。
電源装置１００は、図１に示すように、燃料電池（FC）１０１と、ＦＣ−ＶＣＵ（Fuel Cell Voltage Control Unit）１０３と、電流センサ１０５と、相電流センサ１０５１〜１０５４（図２参照）と、電圧センサ１０７１，１０７２と、温度センサ１０９１〜１０９４（図２参照）と、パワースイッチ１１１と、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）１１３とを備える。
As shown in FIG. 1, the
燃料電池１０１は、水素タンク、水素ポンプ及びＦＣスタックを有する。水素タンクは、電動車両が走行するための燃料である水素を蓄える。水素ポンプは、水素タンクからＦＣスタックに送られる水素量を調整する。また、水素ポンプは、水素タンクが蓄えている乾燥した水素を、水素ポンプ内の貯水槽に経由してから、ＦＣスタックに供給することで、水素の加湿量も調整できる。ＦＣスタックは、水素ポンプから供給される水素と空気中の酸素を取り込み、化学反応により電気エネルギーを生成する。ＦＣスタックで生成された電気エネルギーは、モータジェネレータ１１又はバッテリ１７に供給される。
The
燃料電池１０１には、固体高分子化型燃料電池（PEFC = Polymer Electrolyte Fuel Cell）以外にも、りん酸型燃料電池（PAFC = Phosphoric Acid Fuel Cell）や溶融炭酸塩型燃料電池（MCFC = Molten Carbonate Fuel Cell）、固体酸化物型燃料電池（SOFC = Solid Oxide Fuel Cell）など様々な種類の燃料電池が適用できる。
The
なお、燃料電池１０１の閉回路電圧は、出力電流に応じて変動する。また、燃料電池１０１の特性と上述したバッテリ１７の特性は互いに異なる。燃料電池１０１は、燃料である水素と酸素を供給する限り大電流を継続して放電できる。しかし、供給される燃料ガスの電気化学反応により電気を生成する原理上、燃料電池１０１の出力を短時間に不連続的に変動させることは難しい。これらの特性を考慮すると、燃料電池１０１は高容量型の電源としての特性を備えていると言える。一方のバッテリ１７は、内部の活物質の電気化学反応により電気を生成する原理上、大電流を継続して放電することは難しいが、その出力を短時間に不連続的に変動させることは決して難しくない。これらの特性を考慮すると、バッテリ１７は、高出力型の電源としての特性を備えていると言える。
Note that the closed circuit voltage of the
ＦＣ−ＶＣＵ１０３は、燃料電池１０１が出力した電力（電気エネルギー）の電圧変換が可能な変換部を４つ有し、これらを互いに並列に接続し、その出力ノードと入力ノードを共通化した、いわゆる多相コンバータである。図２は、電源装置１００、バッテリ１７、ＶＣＵ１５、ＰＤＵ１３及びモータジェネレータ１１の関係を示す電気回路図である。図２に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する各変換部は、リアクトルと、当該リアクトルに直列接続されたダイオードと、リアクトルとダイオードの間に接続されたスイッチング素子を含む昇圧チョッパ回路の回路構成を有する。なお、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力側には、４つの変換部と並列に平滑コンデンサＣ１が設けられ、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力側には、ＶＣＵ１５と並列に平滑コンデンサＣ２が設けられる。
The FC-
ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する４つの変換部は電気的に並列に接続されており、少なくとも１つの変換部のスイッチング素子を所望のタイミングでオンオフ切換動作することによって、燃料電池１０１の電圧を直流のまま昇圧して出力する。変換部のスイッチング素子のオンオフ切換動作は、ＥＣＵ１１３からＦＣ−ＶＣＵ１０３へのパルス状の所定のデューティ比を有するスイッチング信号によって制御される。
The four converters of the FC-
ＥＣＵ１１３の制御によって駆動する変換部の数は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流のリプルに影響する。変換部のスイッチング素子をオンオフ切換制御すると、オン動作中にはＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流がスイッチング素子側に流れてリアクトルはエネルギーを蓄え、オフ動作中にはＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流がダイオード側に流れてリアクトルは蓄えたエネルギーを放出する。このため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する４つの変換部のうち１つのみを駆動すると、図３に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３からはオフ動作中の変換部を流れた電流が出力される。また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する４つの変換部の全てを駆動する場合には、図４に示すように、各変換部のオンオフ切換位相を９０度ずつずらすインターリーブ制御が行われる。この場合、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流のリプルは、各変換部の出力電流がＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力ノードで合成させることにより、図３に示す１つの変換部のみを駆動する場合と比べて小さい。また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する４つの変換部のうち２つを駆動する場合には、駆動する各変換部のオンオフ切換位相を１８０度ずつずらすインターリーブ制御が行われる。このときのＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流のリプルは、図４に示す４つの変換部を駆動する場合と比べると大きいが、図３に示す１つの変換部のみを駆動する場合と比べると小さい。このように、駆動する変換部の数によって出力電流のリプルは変化する。駆動する変換部の間の位相差を、３６０度を駆動する変換部の数で割った値と等しくすると、出力電流のリプルを最小化できる。
The number of converters driven by the control of the
また、駆動する変換部の数は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３で発生する損失にも影響する。ＦＣ−ＶＣＵ１０３で発生する損失には、スイッチング素子がオンとオフ状態の間を遷移する際に生じる遷移損失ηtransと、スイッチング素子などが有する抵抗成分から生じる導通損失ηconductと、スイッチングによって生じるスイッチング損失ηswitch(Fsw)の３つが含まれる。
The number of converters to be driven also affects the loss generated in the FC-
４つの変換部のうち１つのみを駆動する場合にＦＣ−ＶＣＵ１０３で発生する損失ηtotal_1は以下の式（１）によって表される。但し、「IFC」はＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流であり、「V1」はＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電圧であり、「V2」はＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電圧である。また、「Ttrans」は、スイッチング素子におけるオンからオフ又はオフからオンへの遷移時間であり、「Fsw」はスイッチング周波数であり、「RDSon」は変換部を構成するスイッチング素子のオン抵抗である。また、「A」は定数である。
式（１）に示す損失ηtotal_1に基づくと、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣが大きくなるほど特に導通損失が増大し、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の発熱量が増加する。そこで、駆動する変換部の数を増やし、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）の変換部を駆動する場合には、ＦＣ−ＶＣＵ１０３で発生する損失ηtotal_Nは以下の式（２）によって表される。
式（２）に示す損失ηtotal_Nに基づくと、駆動する変換部の数の増加によってスイッチング損失は増大するが、導通損失は減少する。このため、ＥＣＵ１１３は、駆動する変換部の数Ｎ毎の損失を考慮したＦＣ−ＶＣＵ１０３のエネルギー効率を示すマップ等を用いて、駆動する変換部の数を選択する。図５は、駆動する変換部の数Ｎ毎の入力電流ＩＦＣに対する損失を考慮したＦＣ−ＶＣＵ１０３のエネルギー効率を示すグラフである。ＥＣＵ１１３は、図５のグラフに基づくマップから、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに応じた適切な数Ｎを選択する。
Based on the loss ηtotal_N shown in equation (2), the switching loss increases as the number of converters to be driven increases, but the conduction loss decreases. For this reason, the
図６は、図２に示したＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する４つの変換部の各構成要素及び平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の、Ｚ軸方向から見た位置関係を示す図である。以下の説明では、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する４つの変換部の各々を「相」と表現する。したがって、本実施形態では、図６に示すように、リアクトルＬ１を含む変換部を「相１」、リアクトルＬ２を含む変換部を「相２」、リアクトルＬ３を含む変換部を「相３」、リアクトルＬ４を含む変換部を「相４」と表す。また、駆動する変換部（相）の数（以下、「動作相数」と記載することもある。）が１つであれば「１相」、駆動する変換部（相）の数が２つであれば「２相」といったように、駆動する変換部（相）の数Ｎによって動作相数を「Ｎ相」と表す。
FIG. 6 is a diagram illustrating a positional relationship of each component of the four conversion units and the smoothing capacitors C1 and C2 of the FC-
図６に示すように、本実施形態では、相１〜相４がＸＹ平面上に一列に並んで配置されており、ＸＹ平面での最も外側に相１及び相４が配置され、相１の内側には相２が配置され、相４の内側には相３が配置されている。また、相１を構成するリアクトルＬ１の鉄芯と相２を構成するリアクトルＬ２の鉄芯が共用化され、各リアクトルのコイルの鉄芯に対する巻線方向は互いに逆である。同様に、リアクトルＬ３の鉄芯とリアクトルＬ４の鉄芯も共用化され、各リアクトルのコイルの鉄芯に対する巻線方向は互いに逆である。このため、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２は互いに磁気結合し、リアクトルＬ３とリアクトルＬ４は互いに磁気結合する。
As shown in FIG. 6, in the present embodiment, phases 1 to 4 are arranged in a line on the XY plane, and phases 1 and 4 are arranged on the outermost sides on the XY plane.
さらに図６においては、互いに磁気結合したリアクトルに同一の電流を流した場合、それぞれの相に生じる磁束が相殺される点を示してる。リアクトルＬ３に流れる電流ＩＬ３は磁束３を、リアクトルＬ４に流れる電流ＩＬ４は磁束４をそれぞれ電磁誘導によって生じさせる。前述したようにリアクトルＬ３の鉄芯とリアクトルＬ４の鉄芯は共用化されているので、磁束３と磁束４は逆向きとなって互いに相殺する。したがって、リアクトルＬ３とリアクトルＬ４における磁気飽和を抑制できる。また、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２においても同様である。
Further, FIG. 6 shows that when the same current flows through reactors that are magnetically coupled to each other, the magnetic fluxes generated in the respective phases are canceled. Current IL3 flowing through reactor L3 generates
また、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２とで共用化された鉄芯Ｃｏａは、相１及び相２にわたってＸＹ平面上に配置され、リアクトルＬ３とリアクトルＬ４とで共用化された鉄芯Ｃｏｂは、相３及び相４にわたってＸＹ平面上に配置される。ＸＹ平面は、水平面であっても、鉛直面であっても良い。なお、磁気結合するリアクトルの数は２に限られない。前述したように鉄芯を共用化することで、３や４またはそれ以上のリアクトルを磁気結合させることができる。
Further, iron core Coa shared by reactor L1 and reactor L2 is arranged on the XY plane over
各相のリアクトルＬ１〜Ｌ４の誘導電流ＩＬ１〜ＩＬ４は、スイッチング素子の一端とダイオードの一端を接続したノードにつながるノードＮｏｄｅ２に入力される。スイッチング素子の他端のノードＮｏｄｅ１は、グランド線に接続される。また、各相の出力電流は、ダイオードの他端のノードＮｏｄｅ３より出力される。 The induced currents IL1 to IL4 of the reactors L1 to L4 of each phase are input to a node Node2 connected to a node connecting one end of the switching element and one end of the diode. A node Node1 at the other end of the switching element is connected to a ground line. The output current of each phase is output from a node Node3 at the other end of the diode.
なお、図７に示すように、相１〜相４を構成する各リアクトルの鉄芯が独立した構成であっても良い。但し、この場合であっても、図８に示すように、相１〜相４がＸＹ平面上に一列に並んで配置されており、ＸＹ平面での最も外側に相１及び相４が配置され、相１の内側には相２が配置され、相４の内側には相３が配置される。
In addition, as shown in FIG. 7, the iron cores of the reactors constituting the
電源装置１００が有する電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４は、電流の検出対象である回路と電気的接点（ノード）を有さない、いわゆるホール型の電流センサである。各電流センサは、コア及びホール素子を有し、コアのギャップに発生する入力電流に比例した磁界を磁電変換素子であるホール素子が電圧に変換する。電流センサ１０５は、燃料電池１０１の出力電流でもあるＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣを検出する。電流センサ１０５が検出した入力電流ＩＦＣに応じた電圧を示す信号はＥＣＵ１１３に送られる。図２に示される相電流センサ１０５１〜１０５４は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の各相（各変換部）を流れる相電流ＩＬ１〜ＩＬ４を検出する。相電流センサ１０５１〜１０５４が検出した相電流ＩＬ１〜ＩＬ４に応じた電圧を示す信号はＥＣＵ１１３に送られる。なお、電流センサ１０５の制御周期と相電流センサ１０５１〜１０５４の制御周期は、ＥＣＵ１１３での制御の干渉を防止するために互いに異なる。本実施形態では、電流センサ１０５の制御周期の方が相電流センサ１０５１〜１０５４の制御周期よりも早い。これは、その検出値を用いて動作相数の変更という、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の効率に大きな影響を与える電流センサ１０５と、その検出値を用いて駆動している各相の電流値のバランスを図るという補助的な相電流センサ１０５１〜１０５４の役割の違いに起因するものである。
The
電圧センサ１０７１は、燃料電池１０１の出力電圧でもあるＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電圧Ｖ１を検出する。電圧センサ１０７１が検出した電圧Ｖ１を示す信号は、ＥＣＵ１１３に送られる。電圧センサ１０７２は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電圧Ｖ２を検出する。電圧センサ１０７２が検出した電圧Ｖ２を示す信号は、ＥＣＵ１１３に送られる。
The
温度センサ１０９１〜１０９４は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の特に各相（各変換部）のスイッチング素子近辺の温度を検出する。温度センサ１０９１〜１０９４が検出した温度Ｔ１〜Ｔ４を示す信号はＥＣＵ１１３に送られる。
The
パワースイッチ１１１は、電源装置１００を搭載する電動車両を起動又は停止する際に運転者によって操作されるスイッチである。電動車両が停止した状態のときにパワースイッチ１１１が操作（オン操作）されると、ＥＣＵ１１３には起動を示すパワースイッチ信号が入力される。一方、電動車両が作動した状態のときにパワースイッチ１１１が操作（オフ操作）されると、ＥＣＵ１１３には停止を示すパワースイッチ信号が入力される。
The
ＥＣＵ１１３は、燃料電池１０１の制御、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を構成する４つの相のうち駆動する相の選択、及び選択した相のスイッチング素子に供給するスイッチング信号によるオンオフ切換制御、並びに、ＰＤＵ１３及びＶＣＵ１５の制御を行う。また、ＥＣＵ１１３は、特性の異なる燃料電池１０１とバッテリ１７の各々の特性を活かすよう、ＶＣＵ１５を用いた電力分配制御を行う。この電力分配制御を行えば、燃料電池１０１は、電動車両の加速走行時に一定の電力をモータジェネレータ１１に電力を供給するよう用いられ、バッテリ１７は、電動車両の走行のために大きな駆動力が必要なときに、モータジェネレータ１１に電力を供給するよう用いられる。また、電動車両の減速走行時には、ＥＣＵ１１３は、モータジェネレータ１１が発電した回生電力によってバッテリ１７を充電する。
The
さらに、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３に対して以下説明する第１〜第１１制御例の各制御を行う。以下、各制御例の制御について、図面を参照して詳細に説明する。
Further, the
（第１制御例）
第１制御例のＥＣＵ１１３は、パワースイッチ１１１のオンオフ操作に基づき、ＦＣ−ＶＣＵ１０３における相の駆動パターンを切り替える。
(First control example )
The
図９は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３における駆動パターン毎の駆動する相を動作相数別に示す第１制御例の図である。第１制御例のＥＣＵ１１３は、図９に示す４つの駆動パターンのいずれかに基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する。例えば、駆動パターン１でＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合、ＥＣＵ１１３は、相１のスイッチング素子をオンオフ切換制御し、２相で駆動する場合には相１及び相２の各スイッチング素子を１８０度の位相差でオンオフ切換制御し、４相で駆動する場合には相１〜相４の各スイッチング素子を９０度の位相差でオンオフ切換制御する。なお、２相の場合には、「相１及び相２」又は「相３及び相４」といったように、１相の場合に駆動する相及び当該相とリアクトルの鉄芯を共用化した相、換言すれば当該相と磁気結合した相の２つの相を駆動する。但し、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を２相で駆動する場合には、１相の場合に駆動する相と他の３つの相のいずれか１つとが駆動される。また、図９に示したＦＣ−ＶＣＵ１０３における駆動パターンでは、後述する理由により３相動作が除外されているが、図７及び図８に示したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には３相で駆動しても良い。ＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３の動作相数は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに基づいてＥＣＵ１１３が決定する。
FIG. 9 is a diagram of a first control example showing phases to be driven for each drive pattern in the FC-
図１０は、第１制御例のＥＣＵ１１３によるＦＣ−ＶＣＵ１０３の駆動パターンの選択手順を説明するフローチャートである。図１０に示すように、ＥＣＵ１１３は、電動車両が停止した状態でパワースイッチ１１１がオン操作されるたびに、図９に示した４つの駆動パターン１〜４のうちの１つを順番に選択する。ＥＣＵ１１３は、図１０のフローチャートに従って選択した駆動パターンが示す相のスイッチング素子がオンオフ切換動作を行うようＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する。その結果、上述した駆動パターンのローテーションにより、各相にかかる負荷が均等化されるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化および高寿命化を図れる。
FIG. 10 is a flowchart illustrating a procedure for selecting a drive pattern of the FC-
以上説明したように、第１制御例による各相の負荷を均等化するための制御は、電動車両が停止した状態でパワースイッチ１１１がオン操作されるたびに、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の駆動パターン１〜４のうちの１つを順番に選択するといった簡便な制御である。簡便な制御である点に加えて、駆動パターンのローテーションという大掛かりな制御パラメータ変更をＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作中ではなく、動作が開始される前に行えるためにＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御は安定する。なお、図１０に示したフローチャートでは、ＥＣＵ１１３は、パワースイッチ１１１がオン操作された後に駆動パターンを選択するが、パワースイッチ１１１がオフ操作された際に駆動パターンを選択して記憶し、その後、パワースイッチ１１１がオン操作された際に当該記憶した駆動パターンを読み出しても良い。また、図９に示した図には、どの駆動パターンも１相、２相及び４相に限定され、３相での駆動は含まれていないが、一部の駆動パターンには、１相、２相及び４相に加え、３相の場合に駆動する３つの相が設定されていても良い。
As described above, the control for equalizing the load of each phase according to the first control example is performed each time the
なお、第１制御例のＥＣＵ１１３は、上記説明した制御に加え、第７制御例で説明するパワーセーブ制御又は第８制御例で説明する相電流バランス制御を電動車両の走行中に行っても良い。第１制御例の制御だけでは電動車両が走行中の負荷均等化は行われないが、上述の追加制御を行うことによって、電動車両の走行中にも各相の負荷を均等化でき、より一層のＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化および高寿命化を図れる。
In addition, the
加えて、第１制御例で説明した駆動パターンのローテーション、並びに、第７制御例で説明するパワーセーブ制御や第８制御例で説明する相電流バランス制御は、特定の相に対する負荷の集中を抑制することを共通の目的としている。これらの制御を組み合わせて、より適切に各相の負荷の均等化を図るためには、それぞれの制御が正常に機能するように、制御間での競合（ハンチング）を回避する必要がある。 In addition, the rotation of the drive pattern described in the first control example , the power save control described in the seventh control example , and the phase current balance control described in the eighth control example suppress concentration of a load on a specific phase. Has a common purpose. In order to more appropriately equalize the load of each phase by combining these controls, it is necessary to avoid competition (hunting) between the controls so that each control functions normally.
第１制御例で説明した駆動パターンのローテーションにおける主要な制御パラメータは、パワースイッチ１１１のオンオフ操作であり、第７制御例で説明するパワーセーブ制御における主要な制御パラメータは、温度センサ１０９１〜１０９４の出力値であり、第８制御例で説明する相電流バランス制御における主要な制御パラメータは、相電流センサ１０５１〜１０５４の検出値である。このように、これらの制御における主要な制御パラメータは互いに異なるため、他の制御には全く影響を与えない。
The main control parameter in the rotation of the driving pattern described in the first control example is the on / off operation of the
さらに、第７制御例で説明するパワーセーブ制御や第８制御例で説明する相電流バランス制御は、電動車両が走行中に行われ、第１制御例で説明した駆動パターンのローテーションは、電動車両が停車中（起動時）に行われるため、適用される場面が全く異なる。 Further, the power save control described in the seventh control example and the phase current balance control described in the eighth control example are performed while the electric vehicle is running, and the rotation of the drive pattern described in the first control example is performed in the electric vehicle. Is performed while the vehicle is stopped (at the time of start-up), so that the applied scene is completely different.
すなわち、第１制御例で説明した駆動パターンのローテーション、並びに、第７制御例で説明するパワーセーブ制御や第８制御例で説明する相電流バランス制御には、主要な制御パラメータと制御の適用場面による二重のハンチング対策が講じられているため、これらの制御を適切に組み合わせることによって、より一層のＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化および高寿命化を図れる。
That is, the main control parameters and the application scene of the control are included in the rotation of the driving pattern described in the first control example , the power save control described in the seventh control example , and the phase current balance control described in the eighth control example. Therefore, by appropriately combining these controls, the durability and life of the FC-
（第２制御例）
第２制御例のＥＣＵ１１３は、図２及び図６に示した磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際、ＸＹ平面上に一列に並んで配置された相１〜相４のうち内側に配置された相２又は相３を駆動する。
(Second control example )
When driving the magnetic coupling type FC-
図１１は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３における駆動パターン毎の駆動する相を動作相数別に示す第２制御例の図である。第２制御例のＥＣＵ１１３は、図１１に示す２つの駆動パターンのいずれかに基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する。例えば、駆動パターン１でＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合、ＥＣＵ１１３は、相２のスイッチング素子をオンオフ切換制御し、２相で駆動する場合には相１及び相２の各スイッチング素子を１８０度の位相差でオンオフ切換制御し、４相で駆動する場合には相１〜相４の各スイッチング素子を９０度の位相差でオンオフ切換制御する。なお、２相の場合には、「相１及び相２」又は「相３及び相４」といったように、１相の場合に駆動する相及び当該相とリアクトルの鉄芯を共用化した相、換言すれば当該相と磁気結合した相の２つの相を駆動する。但し、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を２相で駆動する場合には、１相の場合に駆動する相（相２又は相３）及び当該相に隣接する内側に配置された相（相３又は相２）が駆動される。また、図７及び図８に示したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には３相で駆動しても良い。ＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３の動作相数は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに基づいてＥＣＵ１１３が決定する。
FIG. 11 is a diagram of a second control example showing phases to be driven for each drive pattern in the FC-
図１２は、第２制御例のＥＣＵ１１３によるＦＣ−ＶＣＵ１０３の駆動パターンの選択手順を説明するフローチャートである。図１２に示すように、ＥＣＵ１１３は、電動車両が停止した状態でパワースイッチ１１１がオン操作されるたびに、図１１に示した２つの駆動パターン１，２のうちの１つを順番に選択する。ＥＣＵ１１３は、図１２のフローチャートに従って選択した駆動パターンに基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する。
FIG. 12 is a flowchart illustrating a procedure for selecting a drive pattern of the FC-
以上説明したように、第２制御例によれば、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際に駆動される相は、図６に示す一例に並んで配置された相１〜相４のうちの内側に配置された相２又は相３である。このように相２又は相３が優先的に利用される理由は、相２又は相３から平滑コンデンサＣ１，Ｃ２への配線の長さ（ｌ１２，ｌ１３，ｌ２２，ｌ２３）が、相１又は相４から平滑コンデンサＣ１，Ｃ２への配線の長さ（ｌ１１，ｌ１４，ｌ２１，ｌ２４）よりも短いためである。配線が長いとＬ成分が増加して平滑コンデンサＣ１，Ｃ２による平滑能力が低下する。このため、相１又は相４が選択されるとパワースイッチ１１１の動作によるスイッチングリプルが増大する。しかし、本制御例のように、電圧変換を行う相として平滑コンデンサＣ１，Ｃ２までの配線長が最も短い相２又は相３が優先的に利用し、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２までの配線長が最も長い相１及び相４を利用しなければ、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入出力電流が平滑コンデンサＣ１，Ｃ２によって十分に平滑されてリプルが抑制される。また、相２及び相３がＦＣ−ＶＣＵ１０３の外部へ及ぼすノイズレベルは、外側に配置された相１及び相４よりも低く、これら相１及び相４によって周囲に設けられた他の電装品からのノイズが遮られるために、ノイズレベルは遮蔽効果によって低くリプルも小さい。このため、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際には相２又は相３を優先的に利用する。その結果、一部の相への負荷の集中を防ぐことができ、かつ、周囲に設けられた他の電装品に対する悪影響を極力抑制できる。なお、図１１に示した図には、どの駆動パターンも１相、２相及び４相に限定され、３相での駆動は含まれていないが、一部の駆動パターンには、１相、２相及び４相に加え、３相の場合に駆動する３つの相が設定されていても良い。
As described above, according to the second control example , when the FC-
第２制御例による第１の効果として、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流の低リプル化によって平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の体格を小さくできるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を軽量かつ小型化できる点が挙げられる。加えて第２の効果として、各相にかかる負荷が均等化されるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を高耐久化および高寿命化できる点が挙げられる。つまり、第２制御例によってこれら第１および第２の効果の双方を、同時に奏することができる。
The first effect of the second control example is that the size of the smoothing capacitors C1 and C2 can be reduced by reducing the ripple of the output current of the FC-
また、第１制御例で説明した駆動パターンのローテーションと同様に、第２制御例で説明した駆動パターンのローテーションを、第７制御例で説明するパワーセーブ制御や第８制御例で説明する相電流バランス制御と組み合わせることで、より一層のＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化および高寿命化が可能となる。第１制御例と同様に、第２制御例で説明した駆動パターンのローテーションは、第７制御例で説明するパワーセーブ制御や第８制御例で説明する相電流バランス制御に対して、主要な制御パラメータと制御の適用場面による二重のハンチング対策が講じられているため、これらの制御を適切に組み合わせることによって、より一層のＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化および高寿命化を図れる。
Further, similarly to the rotation of the driving pattern described in the first control example , the rotation of the driving pattern described in the second control example is performed by the power saving control described in the seventh control example and the phase current described in the eighth control example. By combining with the balance control, it is possible to further increase the durability and life of the FC-
なお、第２制御例で説明した駆動パターンのローテーションは、４相の磁気結合型多相コンバータ以外にも適用可能である点に留意されたい。第２制御例の第１変形例としては、隣接する２つの相が互いに磁気結合した、２Ｎ相の磁気結合型多相コンバータにおける駆動パターンのローテーションが挙げられる。なお、Ｎは３以上の自然数である。例えば６相の磁気結合型多相コンバータおいては、第２制御例で述べてきたように、１相で駆動する場合には多相コンバータの中心に位置する相３または相４の一方を用い、２相で駆動する場合には互いに磁気結合した相３と相４の双方を用い、３相で駆動する場合には、相３と相４の次に多相コンバータの中心に位置する相２または相５のいずれか一方を用いる。即ち、多相コンバータのより中心に位置する相と当該相と磁気結合した相が、優先的に駆動される駆動パターンとすれば良い。
It should be noted that the rotation of the drive pattern described in the second control example can be applied to other than the four-phase magnetic coupling type multi-phase converter. As a first modification of the second control example , there is a rotation of a drive pattern in a 2N-phase magnetic coupling type multi-phase converter in which two adjacent phases are magnetically coupled to each other. Note that N is a natural number of 3 or more. For example, in a six-phase magnetic coupling type polyphase converter, as described in the second control example , when driving in one phase, one of
なお、第２制御例で説明した駆動パターンのローテーションは、磁気結合した相の数が２以外の多相コンバータにも適応可能である点に留意されたい。第２制御例の第２の変形例としては、隣接するＭ個の相が互いに磁気結合した、Ｌ×Ｍ相の磁気結合型多相コンバータにおける駆動パターンのローテーションが挙げられる。なお、Ｍは３以上の自然数であり、Ｌは１以上の自然数である。例えば６相の磁気結合型多相コンバータにおいては、第１の駆動パターンとして、１相で駆動する場合には多相コンバータの中心に位置する相３を用い、２相で駆動する場合には相３と互いに磁気結合した相１，相２のうち多相コンバータの中心に近い相２を用い、３相で駆動する場合には相１〜３を用い、４相で駆動する場合は、相１〜３に加えて多相コンバータの中心に位置する相４を用いる。第２の駆動パターンとして、１相で駆動する場合には多相コンバータの中心に位置する相４を用い、２相で駆動する場合には相４と互いに磁気結合した相５，相６のうち多相コンバータの中心に近い相５を用い、３相で駆動する場合には相４〜６を用い、４相で駆動する場合は、相４〜６に加えて多相コンバータの中心に位置する相３を用いる。これら第１と第２の駆動パターンをローテーションする。
It should be noted that the rotation of the drive pattern described in the second control example is applicable to a multi-phase converter having a number of magnetically coupled phases other than two. As a second modification of the second control example , there is a rotation of a driving pattern in an L × M-phase magnetically coupled polyphase converter in which adjacent M phases are magnetically coupled to each other. Note that M is a natural number of 3 or more, and L is a natural number of 1 or more. For example, in a six-phase magnetic coupling type polyphase converter, a
さらに、第２制御例で説明した駆動パターンのローテーションは、磁気結合していない多相コンバータにも適応可能である点に留意されたい。第２制御例の第３変形例としては、磁気結合していない多相コンバータにおける駆動パターンのローテーションが挙げられる。第３変形例では、全ての相が互いに磁気結合していないため、駆動する相が増える度に、多相コンバータの中心に位置する相ほど優先的に用いる。 Further, it should be noted that the rotation of the drive pattern described in the second control example can be applied to a polyphase converter that is not magnetically coupled. As a third modification of the second control example , there is a rotation of a driving pattern in a polyphase converter that is not magnetically coupled. In the third modification, since all phases are not magnetically coupled to each other, the phase located at the center of the multiphase converter is preferentially used each time the number of phases to be driven increases.
（第３制御例）
第３制御例のＥＣＵ１１３は、燃料電池１０１の出力電流でもあるＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣと、燃料電池１０１の出力電圧でもあるＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電圧Ｖ１と、目標値であるＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電圧Ｖ２とに基づき予め作成した損失マップから、入力電流ＩＦＣのみに基づいてＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定する。なお、以下の説明では、「出力電圧Ｖ２／入力電圧Ｖ１」をＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率という。
(Third control example )
The
図１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電力（＝ＩＦＣ×Ｖ１）を一定とした場合の、動作相数Ｎ毎の入力電流ＩＦＣに対するＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失ηtotal_Nを示すグラフである。また、図１４は、入力電力を一定とし所定の相数でＦＣ−ＶＣＵ１０３を駆動した場合の、昇圧率に対するＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失を示すグラフである。図１３に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失の大きさは入力電流ＩＦＣによって異なり、動作相数Ｎによっても異なる。このため、入力電力を一定とした場合の損失が最も小さくなる動作相数Ｎは入力電流ＩＦＣから求められる。但し、図１４に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失の大きさは昇圧率（＝出力電圧Ｖ２／入力電圧Ｖ１）によっても異なる。定電力電源である商用電力系統などは、図１３と図１４のみに基いて、適切な動作相数の変更が可能であるが、後述するように出力電流に応じて出力電圧が変動するＩＶ特性を有する電源においては、このＩＶ特性を考慮しなければ、適切な動作相数の変更ができない。
FIG. 13 is a graph showing the loss η total_N in the FC-
したがって、本制御例では、入力電流ＩＦＣに対するＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失を、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電圧Ｖ２毎に予め導出して、動作相数Ｎ毎の損失マップを作成する。本制御例では、図２及び図６に示したＦＣ−ＶＣＵ１０３を後述する理由により１相、２相及び４相のいずれかで駆動するため、図１５に示す１相、２相及び４相の各損失マップを作成する。図１５に示す各損失マップの横軸は入力電流ＩＦＣであり、縦軸は出力電圧Ｖ２を示し、各入力電流ＩＦＣ及び所定範囲から抽出された各出力電圧Ｖ２に対応するＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失値が記載されている。入力電流ＩＦＣはそれぞれＩ１〜Ｉ２０で表されており、これらＩ１〜Ｉ２０は等間隔で設けられた値となっている。また、出力電圧Ｖ２はそれぞれＶ２＿１〜Ｖ２＿２１で表されており、これらＶ２＿１〜Ｖ２＿２１は等間隔に設けられた値となっている。なお、「出力電圧Ｖ２＝昇圧率×入力電圧Ｖ１ …（３）」の関係が成り立つ。また、図１５と後述の図１７に示す各損失マップに記載された損失は、実際の損失値（Ｗ）ではなく、各条件における損失値の大小関係を説明するための値であり、例えば実際の損失値を正規化したものである点に留意されたい。
Therefore, in the present control example , the loss at the FC-
入力電圧Ｖ１は、入力電流ＩＦＣに対して図１６に示す燃料電池１０１のＩＶ特性に基づく所定の関係を有するため、入力電流ＩＦＣから導出できる。したがって、前出の式（３）において入力電圧Ｖ１を係数とすると、図１５に示す出力電圧Ｖ２は昇圧率を間接的に示す変数である。
Since the input voltage V1 has a predetermined relationship with the input current IFC based on the IV characteristics of the
図１５の各損失マップには、同じ入力電流ＩＦＣ及び同じ出力電圧Ｖ２に対応する３つの損失値のうち、最も小さい値のマス、換言すれば最も効率が良いマスにハッチングがされている。本制御例では、図１５に示した３つの損失マップでハッチングされた最小の損失値を抽出した図１７に示す合成損失マップを作成し、この合成損失マップに基づいてＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値を設定する。
In each loss map in FIG. 15, among the three loss values corresponding to the same input current IFC and the same output voltage V2, the cell having the smallest value, that is, the cell having the highest efficiency is hatched. In this control example , the combined loss map shown in FIG. 17 is created by extracting the minimum loss value hatched by the three loss maps shown in FIG. 15, and the number of operating phases of the FC-
図１７の合成損失マップが示すように、同じ入力電流ＩＦＣであっても損失値が最小となる動作相数が出力電圧Ｖ２によって異なる場合、同入力電流ＩＦＣに対しては、異なる出力電圧Ｖ２の各々に対応する損失値が最小なマスの数が多い動作相数が電圧変換を行う動作相数に設定される。例えば、図１７に示す例では、入力電流ＩＦＣがＩ１２（Ａ）のときの異なる出力電圧Ｖ２の各々に対応する損失値が最小なマスの数が、動作相数が４相では３つであるが２相では１８つであるため、入力電流ＩＦＣがＩ１２（Ａ）のときの動作相数は２相に設定し、２相と４相を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値をＩ１２（Ａ）とＩ１３（Ａ）の間の値ＩＦＣｂに設定する。また、損失値が最小なマスの数が最も少ない動作相数を除くことによって合成損失マップが作成されても良い。合成損失マップに基づき設定されるしきい値は、上述のマスの数に応じた設定に限らず、所定の出力電圧Ｖ２での各動作相数の損失値の大小に応じて設定されても良い。所定の出力電圧Ｖ２は、例えば、損失マップにおける出力電圧Ｖ２の範囲の平均値又は中央値である。所定の出力電圧Ｖ２がＶ２＿１１であれば、１相と２相を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値がＩ５（Ａ）とＩ６（Ａ）の間の値ＩＦＣａに設定され、２相と４相を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値がＩ１２（Ａ）とＩ１３（Ａ）の間の値ＩＦＣｂに設定される。 As shown in the combined loss map of FIG. 17, even when the input current IFC is the same and the number of operating phases at which the loss value is minimum differs depending on the output voltage V2, the output voltage V2 of the different The number of operating phases with the largest number of cells with the minimum loss value corresponding to each is set to the number of operating phases for performing voltage conversion. For example, in the example shown in FIG. 17, when the input current IFC is I12 (A), the number of cells having the minimum loss value corresponding to each of the different output voltages V2 is three when the number of operating phases is four. Is 18 in two phases, the number of operating phases when the input current IFC is I12 (A) is set to two phases, and the threshold value of the input current IFC for switching between two phases and four phases is I12 (A). And I13 (A). Further, a combined loss map may be created by removing the number of operating phases having the smallest number of cells having the smallest loss value. The threshold value set based on the combined loss map is not limited to the setting according to the number of cells, and may be set according to the magnitude of the loss value of each operating phase at a predetermined output voltage V2. . The predetermined output voltage V2 is, for example, an average value or a median value of the range of the output voltage V2 in the loss map. If the predetermined output voltage V2 is V2_11, the threshold value of the input current IFC for switching between one phase and two phases is set to a value IFCa between I5 (A) and I6 (A), and the two phases and four phases are switched. The threshold value of the input current IFC to be switched is set to a value IFCb between I12 (A) and I13 (A).
なお、動作相数を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値には、入力電流ＩＦＣが上昇する場合と下降する場合でヒステリシスが設けられても良い。例えば、２相と４相を切り替えるポイントであるしきい値ＩＦＣｂは、入力電流ＩＦＣが上昇して２相から４相に切り替える場合はＩ１３（Ａ）に設定され、入力電流ＩＦＣが下降して４相から２相に切り替える場合はＩ１３−Δ（Ａ）に設定される。このヒステリシスが設けられることによって制御の競合を排除できる。 Note that the threshold value of the input current IFC for switching the number of operating phases may be provided with hysteresis when the input current IFC increases and when the input current IFC decreases. For example, the threshold value IFCb, which is a point at which the two-phase and the four-phase are switched, is set to I13 (A) when the input current IFC rises and the two-phase is switched to the four-phase. When switching from the phase to the two phases, it is set to I13-Δ (A). By providing this hysteresis, control conflict can be eliminated.
また、図１５に示した損失マップ及び図１７に示した合成損失マップは損失値のマップであるが、損失値の代わりに効率のマップが用いられても良い。この場合、入力電流ＩＦＣのしきい値は、効率が最大の動作相数に基づく合成効率マップが用いられる。 Although the loss map shown in FIG. 15 and the combined loss map shown in FIG. 17 are maps of loss values, an efficiency map may be used instead of a loss value. In this case, as the threshold value of the input current IFC, a combined efficiency map based on the number of operating phases having the highest efficiency is used.
また、入力電流ＩＦＣの指令値の上昇速度の絶対値と、入力電流ＩＦＣの指令値の下降速度の絶対値のうち、絶対値が小さい方のしきい値ＩＦＣｂをＩ１３（Ａ）に、絶対値が大きい方のしきい値ＩＦＣｂをＩ１３−Δ（Ａ）に設定することが好ましい。絶対値が小さい方が、しきい値近傍にＩＦＣが属する時間が長いため、より適切に動作相数の切替が行え、損失が減少するからである。本制御例では、入力電流ＩＦＣの指令値の上昇速度の絶対値の方が、入力電流ＩＦＣの指令値の下降速度の絶対値より小さいため、入力電流ＩＦＣが上昇して２相から４相に切り替える場合には、しきい値ＩＦＣｂはＩ１３（Ａ）に設定され、入力電流ＩＦＣが下降して４相から２相に切り替える場合には、しきい値ＩＦＣｂはＩ１３−Δ（Ａ）に設定される。 The threshold value IFCb having the smaller absolute value of the absolute value of the rising speed of the command value of the input current IFC and the absolute value of the falling speed of the command value of the input current IFC is set to I13 (A). Is preferably set to I13−Δ (A). This is because the smaller the absolute value is, the longer the IFC belongs to the vicinity of the threshold value, so that the number of operating phases can be more appropriately switched and the loss is reduced. In this control example , since the absolute value of the rising speed of the command value of the input current IFC is smaller than the absolute value of the falling speed of the command value of the input current IFC, the input current IFC rises and changes from two phases to four phases. In the case of switching, the threshold value IFCb is set to I13 (A), and in the case where the input current IFC drops and switches from four phases to two phases, the threshold value IFCb is set to I13−Δ (A). You.
本制御例のＥＣＵ１１３は、上記説明した図１７に示す合成損失マップに応じた動作相数の切替ポイントである入力電流ＩＦＣのしきい値ＩＦＣａ，ＩＦＣｂを基準値として、電流センサ１０５が検出した入力電流ＩＦＣのみ又は相電流センサ１０５１〜１０５４の検出値から得られた入力電流ＩＦＣのみに基づいてＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定する。なお、図１５に示した損失マップ及び図１７に示した合成損失マップは、ＥＣＵ１１３とは別の計算機によって事前に作成される。
The
以上説明したように、第３制御例のＥＣ１１３がＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定するために必要な値は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣのみであり、ＥＣ１１３は、しきい値ＩＦＣａ，ＩＦＣｂを基準値とした簡便な制御によって動作相数を決定できる。このように、動作相数の決定に入力電流ＩＦＣ以外の値を必要としないため、効率の良い適切な動作相数の切替制御が可能である。その結果、燃料電池１０１の出力が変化しても、ＦＣ−ＶＣＵ１０３は効率良く動作する。
As described above, the value necessary for the
なお、上記説明では、図２及び図６に示す磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相、２相又は４相であると説明したが、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には、３相を含む１相〜４相の４つの損失マップに基づく合成損失マップに応じて、１相と２相、２相と３相及び３相と４相の間の切替ポイントである各しきい値を設定する。また、第３制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を複数相で駆動する場合には、第８制御例で説明する相電流バランス制御を行っても良い。
In the above description, the number of operating phases of the magnetic coupling type FC-
なお、上記説明では図１５と図１７において、ＦＣ−ＶＣＵ１０３に要求される出力電圧Ｖ２の範囲であるＶ２＿１〜Ｖ２＿２１（Ｖ）において、所定電圧（Ｖ）間隔で各条件における損失を計算しているが、変形例として、ＦＣ−ＶＣＵ１０３に要求される出力電圧Ｖ２の範囲の平均値のみにおいて各条件における損失を計算し、これに基づき入力電流ＩＦＣに対する動作相数を決定しても良い。図１７に示す合成損失マップにおいて、ＦＣ−ＶＣＵ１０３に要求される出力電圧Ｖ２の範囲の平均値であるＶ２＿１１（Ｖ）のみに注目しても、入力電流ＩＦＣのしきい値を得ることが可能である。この変形例によれば、効率の良い点でＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を変更できるのみならず、当該動作相数に関する制御構築に掛かる工数を格別に削減できる。
In the above description, in FIGS. 15 and 17, the loss under each condition is calculated at predetermined voltage (V) intervals in V2_1 to V2_21 (V), which is the range of the output voltage V2 required for the FC-
また、本制御例では入力電流ＩＦＣのみに基づいて動作相数を変更する場合について説明したが、より高効率の電圧変換を行うべく、本制御例の変形例として、入力電流ＩＦＣに加え出力電圧Ｖ２に基づいて動作相数を変更しても良い。当該変形例においては、入力電流ＩＦＣがＩ１２（Ａ）かつ出力電圧Ｖ２がＶ２＿１〜Ｖ２＿３（Ｖ）では４相で駆動し、入力電流ＩＦＣがＩ１２（Ａ）かつ出力電圧Ｖ２がＶ２＿４〜Ｖ２＿２１（Ｖ）では２相で駆動する。 Further, in the present control example , the case where the number of operating phases is changed based on only the input current IFC has been described. However, in order to perform voltage conversion with higher efficiency, as a modification of the present control example , in addition to the input current IFC, the output voltage The number of operating phases may be changed based on V2. In this modification, when the input current IFC is I12 (A) and the output voltage V2 is V2_1 to V2_3 (V), driving is performed in four phases. In ()), two-phase driving is performed.
（第４制御例）
第４制御例のＥＣＵ１１３は、図２及び図６に示した磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数として、１相を除く奇数相を禁止する。
(Fourth control example )
The
図１８は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３における駆動パターン毎の駆動する相を動作相数別に示す第４制御例の図である。第４制御例のＥＣＵ１１３は、図１８に示す４つの駆動パターンのいずれかに基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する。例えば、駆動パターン１でＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合、ＥＣＵ１１３は、相１のスイッチング素子をオンオフ切換制御し、２相で駆動する場合には相１及び相２の各スイッチング素子を１８０度の位相差でオンオフ切換制御し、４相で駆動する場合には相１〜相４の各スイッチング素子を９０度の位相差でオンオフ切換制御する。なお、２相の場合には、「相１及び相２」又は「相３及び相４」といったように、１相の場合に駆動する相及び当該相とリアクトルの鉄芯を共用化した相の２つの相を駆動する。
FIG. 18 is a diagram of a fourth control example showing the phases to be driven for each drive pattern in the FC-
図１９は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を４相で駆動する際の各相を流れる相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の経時変化を示す図である。図１９に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を４相で駆動する際の相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の振幅の変化は、第８制御例で説明する相電流バランス制御によって各相の入力電流のバランスが図られているため、均等である。同様に、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を２相で駆動する場合において、相１及び相２を駆動する際の相電流ＩＬ１，ＩＬ２の振幅の変化及び相３及び相４を駆動する際の相電流ＩＬ３，ＩＬ４の振幅の変化は均等である。
FIG. 19 is a diagram illustrating temporal changes in phase currents IL1 to IL4 flowing through the respective phases when the FC-
図２０は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を３相で駆動する際の各相を流れる相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の経時変化を示す図である。第８制御例で説明する相電流バランス制御によって各相の入力電流のバランスが図られていても、動作相数を４相から３相に変更すると、相４に流れていた相電流ＩＬ４が減少して図６に示す鉄芯Ｃｏｂの磁束３を打ち消す方向に作用していた磁束４が減少し、逆巻きの磁気結合のペアとなる相３の相電流ＩＬ３が増加する。その結果、図２０に示すように、相電流ＩＬ１，ＩＬ２の振幅の変化に対して相電流ＩＬ３の振幅の変化が大きくなり、相３への負荷が他の相に比べて高くなってしまう。したがって、本制御例のＥＣＵ１１３は、１相を除き奇数相でのＦＣ−ＶＣＵ１０３の駆動を禁止する。なお、動作相数を２相から３相に変更する際にも同様の相電流のアンバランスが生じる。
FIG. 20 is a diagram showing temporal changes in phase currents IL1 to IL4 flowing in the respective phases when driving FC-
なお、１相での駆動も禁止すると、図５に示すようにＦＣ−ＶＣＵ１０３のエネルギー効率は特に入力電流ＩＦＣが低い状態で低下してしまう。したがって、本制御例のＥＣＵ１１３は、磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３であっても、１相での駆動は許可する。
If driving in one phase is also prohibited, as shown in FIG. 5, the energy efficiency of the FC-
以上説明したように、第４制御例によれば、磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数として、１相を除く奇数相は禁止される。このため、１つの相への負荷の集中を防止できるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の高寿命化と高耐久化が図れる。また、奇数相での駆動が禁止されると、動作相数１の場合を除き、鉄芯を共用化した相の組の一方は駆動されないため、駆動する相の相電流の振幅の変化は均等となり、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御は安定する。さらに、駆動する相の相電流の振幅の変化は均等なため、前述したインターリーブ制御によって、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流のリプルが低減され、平滑コンデンサＣ２の体格を小さくでき、ひいてはＦＣ−ＶＣＵ１０３の軽量・小型化が可能となる。
As described above, according to the fourth control example , as the number of operating phases of the magnetic coupling type FC-
なお、第４制御例においては隣接する２つの相が互いに磁気結合している場合について説明したが、本制御例の変形例としては、隣接するＮ個の相が互いに磁気結合している場合では、１相とＮの倍数の相のみが動作相数として用いられ、１相を除き、互いに磁気結合しているＮ相の一部のみを動作相数に用いることを禁止する。なお、Ｎは３以上の自然数である。 Note that, in the fourth control example , the case where two adjacent phases are magnetically coupled to each other has been described. However, as a modified example of the present control example , in a case where adjacent N phases are magnetically coupled to each other, Only one phase and a multiple of N are used as the number of operating phases. Excluding one phase, it is prohibited to use only a part of the N phases magnetically coupled to each other as the number of operating phases. Note that N is a natural number of 3 or more.
また、上記説明では特に入力電流ＩＦＣが低い状態におけるＦＣ−ＶＣＵ１０３のエネルギー効率の低下を抑制すべく、例外的に１相動作を許可しているが、変形例としてＦＣ−ＶＣＵ１０３のより一層の高耐久化と高寿命化を図るべく、１相動作を禁止しても良い。
Further, in the above description, one-phase operation is exceptionally permitted in order to suppress a decrease in energy efficiency of the FC-
（第５制御例）
第５制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を切り替える際に、駆動を開始する相又は駆動を停止する相のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比を段階的かつ連続的に変更する。
(Fifth control example )
When switching the number of operating phases of the FC-
図２１は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を１相から２相に切り替える際の、駆動を継続する相１及び駆動を開始する相２のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ１，Ｄ２、各相電流ＩＬ１，ＩＬ２及び入力電流ＩＦＣの経時変化の一例を示す第５制御例の図である。本制御例のＥＣＵ１１３は、図２１に示すように、駆動中の相１に加えて相２の駆動を新たに開始する際には、１相から２相への相数切替期間Ｔｉを設定し、この期間Ｔｉ中に、駆動を継続する相１のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ１は固定したまま、駆動を開始する相２のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ２を段階的に上げる。なお、相数切替期間Ｔｉ後の相２の最終的なデューティ比は、相１のデューティ比である。
FIG. 21 shows the duty ratios D1 and D2 of the on / off switching control for the switching elements of
仮に相数切替期間Ｔｉを設定せずに、ＥＣＵ１１３が相２の駆動をＦＣ−ＶＣＵ１０３における所望の昇圧率に応じたデューティ比で開始すると、図２１に一点鎖線で示すように、入力電流ＩＦＣが変動する。この入力電流ＩＦＣの変動は、制御の安定性を損ねるばかりか、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の体格の増大、ひいてはＦＣ−ＶＣＵ１０３の軽量化及び小型化を阻害する。しかし、本制御例のように、駆動を開始する相のデューティ比を駆動中の相のデューティ比に向けて段階的に上げることによって、駆動を開始する相を流れる相電流が徐々に変化するため、入力電流ＩＦＣの変動を抑止できる。
If the
一方、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を２相から１相に切り替えるために、例えば相２の駆動を停止する際には、本制御例のＥＣＵ１１３は、図２２に示すように、２相から１相への相数切替期間Ｔｄを設定し、この期間Ｔｄ中に、駆動を継続する相１のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ３は固定したまま、駆動を停止する相２のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ４を段階的に０まで下げる。図２２は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を２相から１相に切り替える際の、駆動中の相１及び駆動を停止する相２に対するオンオフ切換制御のデューティ比Ｄ３，Ｄ４、各相電流ＩＬ１，ＩＬ２及び入力電流ＩＦＣの経時変化の一例を示す図である。
On the other hand, in order to switch the number of operating phases of the FC-
図２１のように動作相数を増やす場合には、駆動する相（以下「駆動相」という。）の１つにかかる負荷は軽減されるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性は向上し、かつ、負荷の軽減がＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化と高寿命化に寄与する。一方、図２２のように動作相数を減らす場合には、１つあたりの駆動相にかかる負荷は増加するため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性は低下し、かつ、負荷の増加がＦＣ−ＶＣＵ１０３の高耐久化と高寿命化を阻害する。このように、動作相数を減らすとＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性が低下する状態に移行するため、ＥＣＵ１１３は、動作相数を減らす際に設定される相数切替期間Ｔｄを、動作相数を増やす際に設定される相数切替期間Ｔｉよりも長く設定して、デューティ比Ｄ２の変化率を図２１の場合よりも小さくする。
When the number of operating phases is increased as shown in FIG. 21, the load on one of the driving phases (hereinafter referred to as “driving phase”) is reduced, so that the control stability of the FC-
上記説明した図２１及び図２２に示す例は、動作相数を１相と２相の間で切り替える場合であるが、２相と４相の間で切り替える場合も同様である。但し、図２３に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３で発生する損失に基づいて予め決定された動作相数を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値ＩＦＣａ，ＩＦＣｂを基準に動作相数を切り替える場合、ＥＣＵ１１３は、動作相数の切り替えに伴う駆動相である、駆動を継続する相を流れる相電流の変化量又は駆動を開始若しくは停止する相を流れる相電流の変化量が大きいほど相数切替期間Ｔｉ，Ｔｄを長く設定してデューティ比の変化率を小さくする。図２３に示す例では、１相と２相を切り替える場合の駆動相における相電流の変化量は「ＩＦＣａ／２」であり、２相と４相を切り替える場合の駆動相における相電流の変化量は「ＩＦＣｂ／２−ＩＦＣｂ／４」である。なお、２相と４相の間の切り替えといったように動作相数を不連続に切り替える場合の相電流の変化量は、動作相数を連続して切り替える場合の相電流の変化量よりも大きい可能性が高い。このため、動作相数の不連続な切り替え時の相数切替期間は、連続切替時よりも長く設定される。
The examples shown in FIGS. 21 and 22 described above are cases where the number of operating phases is switched between one phase and two phases, but the same applies to the case where the number of operating phases is switched between two phases and four phases. However, as shown in FIG. 23, when switching the number of operating phases based on thresholds IFCa and IFCb of input current IFC for switching the number of operating phases determined in advance based on the loss occurring in FC-
なお、動作相数を切り替えるポイントである入力電流ＩＦＣのしきい値には、入力電流ＩＦＣが上昇する場合と下降する場合でヒステリシスが設けられても良い。この場合の動作相数の変化に伴う駆動相における相電流の変化量は、入力電流ＩＦＣが上昇する場合と下降する場合とで異なる。 Note that the threshold of the input current IFC, which is the point at which the number of operating phases is switched, may be provided with hysteresis when the input current IFC rises and when it falls. In this case, the amount of change in the phase current in the drive phase due to the change in the number of operating phases differs depending on whether the input current IFC rises or falls.
図２４は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を切り替える際の第５制御例のＥＣＵ１１３が行う動作を示すフローチャートである。図２４に示すように、ＥＣＵ１１３は、動作相数を切り替えるか否かを判断し（ステップＳ５０１）、動作相数を切り替える場合はステップＳ５０３に進む。ステップＳ５０３では、ＥＣＵ１１３は、動作相数の増減及び動作相数の切替前後の駆動相における相電流の変化量に基づき、相数切替期間Ｔを設定する。このとき、ＥＣＵ１１３は、動作相数を増やす場合より減らす場合の相数切替期間Ｔを長く設定し、動作相数の切替前後の駆動相における相電流の変化量が大きいほど相数切替期間Ｔを長く設定する。さらに、ＥＣＵ１１３は、動作相数を連続して切り替える場合より不連続に切り替える場合の相数切替期間Ｔを長く設定する。
FIG. 24 is a flowchart illustrating an operation performed by the
次に、ＥＣＵ１１３は、駆動を継続する相のデューティ比Ｄを取得する（ステップＳ５０５）。次に、ＥＣＵ１１３は、時間を示すカウント値ｔを０に設定する（ステップＳ５０７）。次に、ＥＣＵ１１３は、カウント値ｔに制御周期Δｔを足した値を新たなカウント値ｔに設定する（ステップＳ５０９）。次に、ＥＣＵ１１３は、駆動を継続する相のデューティ比Ｄは固定したまま、動作相数を増やす場合には駆動を開始する相のスイッチング素子を（ｔ／Ｔ）×Ｄのデューティ比でオンオフ切換制御し、動作相数を減らす場合には駆動を停止する相のスイッチング素子をＤ−（ｔ／Ｔ）×Ｄのデューティ比でオンオフ切換制御する（ステップＳ５１１）。次に、ＥＣＵ１１３は、カウント値ｔが相数切替期間Ｔ以上（ｔ≧Ｔ）であるか否かを判断し（ステップＳ５１３）、ｔ≧Ｔであれば一連の処理を終了し、ｔ＜ＴであればステップＳ５０９に戻る。
Next, the
以上説明したように、第５制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を切り替える際に、駆動を開始する相又は駆動を停止する相のスイッチング素子に対するオンオフ切換制御のデューティ比を段階的に変更することによって、駆動を開始する相又は駆動を停止する相を流れる相電流が徐々に変化するため、動作相数の切替時における入力電流ＩＦＣの変動を抑止できる。また、動作相数を減らす際のＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性は低下するが、当該制御安定性は低下に応じて相数切替期間が長く設定されるため、動作相数を減らす場合であっても動作相数の切替時における入力電流ＩＦＣの変動を抑止できる。同様に、動作相数の切替時における駆動相の相電流の変化量が大きいほど制御安定性が低下するため、この場合の相数切替期間を長く設定することによって、動作相数の切替時における入力電流ＩＦＣの変動を抑止できる。また、動作相数を不連続に切り替える場合も相電流の変化量が大きく制御安定性が低下する可能性が高いため、この場合の相数切替期間を長く設定することによって、動作相数の切替時における入力電流ＩＦＣの変動を抑止できる。従って、制御の安定性を確保しつつ、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の体格の増大に伴う、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の重量化及び大型化を抑制できる。
As described above, when switching the number of operating phases of the FC-
なお、図２３に示した例は、図２及び図６に示す磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相、２相又は４相である場合を示すが、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には、３相を含む１相〜４相の動作相数が利用される。この場合は、図２５に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３で発生する損失に基づいて予め決定された動作相数を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値ＩＦＣａａ，ＩＦＣｂｂ，ＩＦＣｃｃを基準に動作相数が切り替えられ、ＥＣＵ１１３は、動作相数の切り替えに伴う駆動相を流れる相電流の変化量が大きいほど相数切替期間Ｔｉ，Ｔｄを長く設定してデューティ比の変化率を小さくする。
The example illustrated in FIG. 23 illustrates a case where the number of operating phases of the magnetic coupling type FC-
（第６制御例）
第６制御例のＥＣＵ１１３は、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の入出力電流のリプルがしきい値以下となるよう、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに基づきスイッチング信号の周波数（以下「スイッチング周波数」という。）を設定し、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数の変更をスイッチング周波数の設定変更と同期させる。
(Sixth control example )
The
図２６は、スイッチング周波数ｆで制御するＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相である場合、スイッチング周波数ｆ／２で制御するＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相である場合、及びスイッチング周波数ｆ／２で制御するＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が２相で前述したインターリーブ制御されている場合の、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流及び入力電流ＩＦＣの経時変化の例を示す図である。図２６の左側の例に示すように、ＥＣＵ１１３がＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際に、駆動相のスイッチング素子をスイッチング周波数ｆでオンオフ切換制御すると、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流及び入力電流ＩＦＣの各周波数は、スイッチング周波数ｆと同じ「ｆ」になる。ここで動作相数は１相のままスイッチング周波数ｆ／２に変更すると、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流及び入力電流ＩＦＣの各周波数は、スイッチング周波数ｆ／２と同じ「ｆ／２」になる。この周波数ｆ又はｆ／２が、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力側に設けられた平滑コンデンサＣ１を含む回路とＦＣ−ＶＣＵ１０３の上流に設けられた回路の共振周波数、又は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力側に設けられた平滑コンデンサＣ２を含む回路とＦＣ−ＶＣＵ１０３の下流に設けられた回路の共振周波数であると、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流及び入力電流ＩＦＣのリプルが大きくなるために好ましくない。本制御例では、周波数ｆ／２が共振周波数であると仮定して説明する。
FIG. 26 shows the case where the number of operating phases of the FC-
また、特に入力電流ＩＦＣが低くＦＣ−ＶＣＵ１０３が１相で駆動されている場合のスイッチング周波数が低く設定されると、入力電流ＩＦＣは値が０となる期間を含む（ゼロクロスする）不連続な波形になる場合がある。こういった不連続な波形の入力電流ＩＦＣはＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性を低下させるため好ましくない。
In particular, when the switching frequency is set low when the input current IFC is low and the FC-
このように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が１相で駆動されるときのスイッチング周波数が低いと、リプルの増加及び制御安定性の低下といった問題が生じるため、このときのスイッチング周波数は、上記問題が発生しない程度に高いことが望ましい。但し、この高い周波数を２相以上の動作相数にも適用すると、ＦＣ−ＶＣＵ１０３全体におけるスイッチング損失が増大し、スイッチング素子の発熱によるＦＣ−ＶＣＵ１０３の過熱といった別の問題が生じる可能性がある。このため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３のスイッチング周波数は、動作相数の増加に応じて低く設定されることが望ましい。図２６には、左側の例に対して右側の例に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を２相で駆動する際には、駆動相のスイッチング素子をスイッチング周波数ｆ／２でオンオフ切換制御する。このときのＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流の周波数は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３がインターリーブ制御されているため左側の例に示す場合の周波数と変わらず、共振周波数ｆ／２を回避できる。
As described above, if the switching frequency when the FC-
図２７は、第６制御例のＥＣＵ１１３がＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する際の入力電流ＩＦＣとスイッチング周波数、動作相数及び入出力電流の周波数との関係を示す図である。本制御例のＥＣＵ１１３は、図２７に示す関係に基づいてＦＣ−ＶＣＵ１０３のスイッチング周波数と動作相数を決定する。すなわち、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに応じたスイッチング周波数を設定し、スイッチング周波数の設定変更に同期して動作相数を切り替える。なお、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際のスイッチング周波数ｆは、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流及び入力電流ＩＦＣのリプルの振幅がしきい値以下となる値が設定される。また、多相動作時においてインターリーブ制御を行う場合は、スイッチング周波数に動作相数を掛けた値が共振周波数にならないように、入力電流ＩＦＣに応じたスイッチング周波数が設定される。好ましくは、動作相数を変更しても出力電流の周波数が変動しないように、入力電流ＩＦＣに応じたスイッチング周波数が設定される。
FIG. 27 is a diagram illustrating a relationship between the input current IFC, the switching frequency, the number of operating phases, and the frequency of the input / output current when the
なお、本制御例のように動作相数の変更をスイッチング周波数の設定変更と同期させずに、例えば図２８に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３での損失に基づく入力電流ＩＦＣのしきい値ＩＦＣｘに基づいて動作相数を変更すると、エネルギー効率が常に高い状態でＦＣ−ＶＣＵ１０３を駆動できる。しかし、入力電流ＩＦＣの値によっては、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入出力電流の周波数が共振周波数ｆ／２となってリプルが増加してしまう。
It should be noted that the change in the number of operating phases is not synchronized with the change in the setting of the switching frequency as in the present control example . For example, as shown in FIG. If the number of operating phases is changed based on this, the FC-
以上説明したように、第６制御例では、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入出力側での共振によるリプルがしきい値以下となるよう、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに基づきスイッチング信号の周波数（以下「スイッチング周波数」という。）が設定され、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数は、入力電流ＩＦＣに基づくスイッチング周波数の設定変更と同期して変更される。このように、仮にＦＣ−ＶＣＵ１０３の設定を変更した場合であっても、ハードウェアの構成変更を行うことなくソフトウェアの変更を行えば、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入出力側における共振の発生を防止でき、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性を向上できる。
As described above, in the sixth control example , the frequency of the switching signal (hereinafter referred to as “the frequency of the switching signal” based on the input current IFC to the FC-
また、入力電流ＩＦＣが低いときに設定されるスイッチング周波数はＦＣ−ＶＣＵ１０３の過熱問題が発生しない程度に高い値が設定されるため、入力電流ＩＦＣがゼロクロスせずに連続した波形となる電流レベルの下限を下げることができる。すなわち、所定レベル以上の制御安定性を担保可能な入力電流の領域を広めることができる。さらに、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流及び入力電流ＩＦＣのリプルの振幅がしきい値以下となるので、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の体格の増大を回避でき、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の小型化及び軽量化が可能となる。
Further, since the switching frequency set when the input current IFC is low is set to a value high enough not to cause the overheating problem of the FC-
なお、図２７に示した例は、図２及び図６に示す磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相、２相又は４相である場合を示すが、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には、３相を含む１相〜４相の動作相数が利用される。この場合、入力電流ＩＦＣとスイッチング周波数及び動作相数との関係は図２９に示される。また、スイッチング周波数及び動作相数を切り替える入力電流ＩＦＣのしきい値には、入力電流ＩＦＣが上昇する場合と下降する場合でヒステリシスが設けられても良い。例えば、１相と２相を切り替えるポイントである図２７及び図２９に示すしきい値ＩＦＣａは、入力電流ＩＦＣが上昇して１相から２相に切り替える場合に設定される値に対し、入力電流ＩＦＣが下降して２相から１相に切り替える場合には当該値よりも低い値が設定される。このヒステリシスが設けられることによって制御の競合（ハンチング）を排除できる。
The example shown in FIG. 27 shows a case where the number of operating phases of the magnetic coupling type FC-
（第７制御例）
第７制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の温度がしきい値を超えると、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を現在の相数よりも大きな相数に増やす。
(Seventh control example )
When the temperature of the FC-
本制御例のＥＣＵ１１３は、温度センサ１０９１〜１０９４が検出した温度Ｔ１〜Ｔ４の少なくとも１つ（以下、単に「温度Ｔ」という。）がしきい値ｔｈ１を超えると、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の過熱を防止するために、燃料電池１０１の出力電流である入力電流ＩＦＣを低減する制御（以下「パワーセーブ制御」という。）を行う。しかし、ＥＣＵ１１３が図３０に示すグラフに基づいてＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を入力電流ＩＦＣに基づいて決定する場合においては、パワーセーブ制御を行うことで入力電流ＩＦＣが低下して動作相数が減らされると、図３１に示すように、駆動相を流れる相電流が増加して、思惑とは逆にＦＣ−ＶＣＵ１０３の温度Ｔがさらに上昇してしまう可能性があった。なお、パワーセーブ制御は、駆動相のデューティ比を変更することによるＦＣ−ＶＣＵ１０３に対して行われる制御であるが、燃料電池１０１に対して行う出力制御であっても良い。
The
本制御例のＥＣＵ１１３は、温度Ｔがしきい値ｔｈ１を超えてパワーセーブ制御を行う場合であっても、図３２に示すように、入力電流ＩＦＣによらずにＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数をパワーセーブ制御前の相数より増やす。図３２に示す例では、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を２相で駆動しているときに温度Ｔがしきい値ｔｈ１を超えると、パワーセーブ制御を行うと共に、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を４相に変更する。その結果、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の各相を流れる相電流ＩＬは低下して各相にかかる負荷は軽減されるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の温度Ｔは下降する。
Even in the case where the power save control is performed when the temperature T exceeds the threshold value th1, the
本制御例のＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を行ってＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を増やした状態を所定時間τ以上継続する。すなわち、ＥＣＵ１１３は、所定時間τを経過する前のパワーセーブ制御の停止及び動作相数の変更を禁止する。所定時間τが経過した後、温度Ｔがしきい値ｔｈ２を下回れば、ＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を停止し、パワーセーブ制御を停止した後の入力電流ＩＦＣに応じた動作相数に変更する。なお、しきい値ｔｈ２は、しきい値ｔｈ１未満の値である。
The
図３３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の温度がしきい値を超えた際の第７制御例のＥＣＵ１１３が行う動作を示すフローチャートである。図３３に示すように、ＥＣＵ１１３は、温度Ｔがしきい値ｔｈ１を超えた（Ｔ＞ｔｈ１）か否かを判断し（ステップＳ７０１）、Ｔ＞ｔｈ１の場合はステップＳ７０３に進む。ステップＳ７０３では、ＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を開始する。次に、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数をパワーセーブ制御前の相数より増やす（ステップＳ７０５）。なお、動作相数を増やす際、ＥＣＵ１１３は、第５制御例で説明したように相数切替期間を設定し、駆動を開始する相のデューティ比を段階的かつ連続的に上げる。但し、ステップＳ７０５で設定される相数切替期間は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の温度がしきい値以下のときパワーセーブ制御を行わず単に動作相数を増やす際の相数切替期間よりも短く設定される。その結果、ステップＳ７０５で行われる動作相数の増加は早く完了する。
FIG. 33 is a flowchart illustrating an operation performed by the
次に、ＥＣＵ１１３は、時間を示すカウント値ｔを０に設定する（ステップＳ７０７）。次に、ＥＣＵ１１３は、カウント値ｔに制御周期Δｔを足した値を新たなカウント値ｔに設定する（ステップＳ７０９）。次に、ＥＣＵ１１３は、カウント値ｔが所定時間τ以上（ｔ≧τ）であるか否かを判断し（ステップＳ７１１）、ｔ≧τであればステップＳ７１３に進み、ｔ＜τであればステップＳ７０９に戻る。ステップＳ７１３では、ＥＣＵ１１３は、温度Ｔがしきい値ｔｈ２を下回った（Ｔ＜ｔｈ２）か否かを判断し、Ｔ＜ｔｈ２の場合はステップＳ７１５に進む。ステップＳ７１５では、ＥＣＵ１１３は、ステップＳ７０３で開始したパワーセーブ制御を停止する。次に、ＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を停止した後の入力電流ＩＦＣに応じた動作相数に変更する（ステップＳ７１７）。
Next, the
以上説明したように、第７制御例によれば、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の温度がしきい値を超えてパワーセーブ制御を行う場合は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を現在の相数よりも大きな相数に増やすことによって駆動相にかかる負荷を軽減する。このため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の駆動を維持しつつ、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が過熱状態に至る前の温度上昇を抑制でき、正常状態を維持できる。
As described above, according to the seventh control example , when the temperature of the FC-
なお、図３２に示した例は、図２及び図６に示す磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相、２相又は４相である場合を示している。第４制御例で示したように、磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３においては、一部の相に対する負荷の集中を回避するため、互いに磁気結合した複数の相の一部のみを使用することは好ましくない。仮に動作相数を増やして、駆動相にかかる負荷の軽減を図っても、一部の相に負荷が集中するため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の過熱状態に至る可能性を解消できないからである。
The example illustrated in FIG. 32 illustrates a case where the number of operating phases of the magnetic coupling type FC-
一方、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には、３相を含む１相〜４相の動作相数が利用される。この場合、ＦＣ−ＶＣＵ２０３を２相で駆動しているときに温度Ｔがしきい値ｔｈ１を超えると、パワーセーブ制御を行うと共に、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を２相より多い３相又は４相に変更する。また、ＥＣＵ１１３は、磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３及び非磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ２０３のいずれでの場合も、温度Ｔがしきい値ｔｈ１を超えた際の動作相数にかかわらず、最大の動作相数に変更しても良い。最大の動作相数に変更することで、駆動相にかかる負荷を最大限に低減でき、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が過熱状態に至る可能性をより早期に解消でき、正常状態を維持できる。
On the other hand, when using the FC-
なお、図２と図７に示した例では、スイッチング素子の近傍にのみ温度センサ１０９１〜１０９４を設けているが、ダイオードやリアクトルＬ１〜Ｌ４といったＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３内部の他の箇所や、燃料電池１０１や平滑コンデンサＣ１，Ｃ２といったＦＣ−ＶＣＵ１０３，２０３外部に温度センサを設け、それらが検出した温度に基づいて本制御例で述べたパワーセーブ制御を行っても良い。
In the examples shown in FIGS. 2 and 7, the
（第８制御例）
第８制御例のＥＣＵ１１３は、相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つ又は電流センサ１０５が故障した際に、故障状態に応じた適当な制御を行う。なお、電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４の故障判定は、ＥＣＵ１１３によって行われる。電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４の故障判定には、公知の種々の方法を用いることができる。例えば、特開平１０−２５３６８２号公報に開示されている上張り付き故障や中間張り付き故障、下張り付き故障の判定方法を用いる場合、ＥＣＵ１１３は、検出された電流値に応じた電圧を示す信号が規定範囲外の値を表す状態が所定時間以上継続した場合に、故障した異常な状態と判定する。
(Eighth control example )
When at least one of the phase
本制御例では、電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４の全てが正常である場合、電流センサ１０５が検出したＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣの値は、ＥＣＵ１１３がＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定するために用いられる。また、相電流センサ１０５１〜１０５４が検出した相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の各値は、ＥＣＵ１１３が相電流バランス制御を行うために用いられる。相電流バランス制御は、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の移動平均値の総和をＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数で割った値を目標値として、駆動相における各相電流が当該目標値となるよう、各駆動相に対するスイッチング信号のデューティ比を増減する制御をいう。
In this control example , when all of the
動作相数の切替制御は、第３制御例で記述したように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣ又は相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の合計値に基づいて行われる。しかし、相電流センサの製品誤差やインターリーブ制御によって各相の相電流の位相が異なる事によって、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の合計値が必ずしもＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流の真値を示すとは限らないので、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣを用いることが好ましい。一方、相電流バランス制御を行うには、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の各値が必要なため、相電流センサ１０５１〜１０５４を用いる。いずれの制御によっても、一部の相に負荷が集中することを防止できる。
The switching control of the number of operating phases is performed based on the input current IFC to the FC-
図３４は、動作相数決定のための電流値、相電流バランス制御のための電流値、及びパワーセーブ制御実行の有無を、電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４の異なる状態毎に示す第８制御例の図である。図３４に示すように、相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つが故障した場合、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数は、正常時と変わらずに電流センサ１０５が検出したＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣの値に基づき決定され、かつ、相電流バランス制御は行われない。また、電流センサ１０５が故障した場合、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数は、相電流センサ１０５１〜１０５４が検出した相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の合計に基づき決定され、かつ、相電流バランス制御は正常時と変わらずに相電流センサ１０５１〜１０５４が検出した相電流ＩＬ１〜ＩＬ４に基づき行われる。
FIG. 34 is a diagram illustrating a current value for determining the number of operating phases, a current value for phase current balance control, and whether or not power save control is performed for each of different states of the
なお、相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つが故障した場合も、電流センサ１０５が故障した場合も、燃料電池１０１の出力電流である入力電流ＩＦＣを低減する制御（以下「パワーセーブ制御」という。）が行われる。なお、パワーセーブ制御は、駆動相のデューティ比を変更することによるＦＣ−ＶＣＵ１０３に対して行われる制御であるが、燃料電池１０１に対して行う出力制御であっても良い。相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つが故障した場合に行われるパワーセーブ制御は、相電流バランス制御を行わないことで低下する制御安定性を補完するために行われる。また、電流センサ１０５が故障した場合に行われるパワーセーブ制御は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定するための相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の合計に基づく制御の周期と、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４に基づく相電流バランス制御の周期とが同調することで低下する制御安定性を補完するために行われる。加えて、前述したように相電流センサの製品誤差やインターリーブ制御によって各相の相電流の位相が異なる事によって、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の合計値が必ずしもＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流の真値を示すとは限らないので、この点を補完するためにも行われる。
In addition, when at least one of the phase
なお、電流センサ１０５の制御周期と相電流センサ１０５１〜１０５４の制御周期は、ＥＣＵ１１３での制御の干渉を防止するために互いに異なる。本実施形態では、電流センサ１０５の制御周期の方が相電流センサ１０５１〜１０５４の制御周期よりも早い。これは前述したように、その検出値を用いて動作相数の変更という、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の効率に大きな影響を与える電流センサ１０５と、その検出値を用いて駆動している各相の電流値のバランスを図るという補助的な相電流センサ１０５１〜１０５４の役割の違いに起因するものである。
Note that the control cycle of the
図３５は、電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４の状態に応じて第８制御例のＥＣＵ１１３が行う動作を示すフローチャートである。図３５に示すように、ＥＣＵ１１３は、電流センサ１０５及び相電流センサ１０５１〜１０５４の故障判定を行う（ステップＳ８０１）。次に、ＥＣＵ１１３は、ステップＳ８０１で行った故障判定の結果、電流センサ１０５が正常であるか故障した異常な状態であるかを判定し（ステップＳ８０３）、正常であればステップＳ８０５に進み、故障した異常な状態であればステップＳ８１７に進む。ステップＳ８０５では、ＥＣＵ１１３は、相電流センサ１０５１〜１０５４が正常であるか故障した異常な状態であるかを判定し、相電流センサ１０５１〜１０５４の全てが正常であればステップＳ８０７に進み、相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つが故障した異常な状態であればステップＳ８１１に進む。
FIG. 35 is a flowchart showing an operation performed by the
ステップＳ８０７では、ＥＣＵ１１３は、例えば第３制御例で述べた動作相数の切替制御を用いて、入力電流ＩＦＣに基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定する。次に、ＥＣＵ１１３は、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の各値に基づき相電流バランス制御を行う（ステップＳ８０９）。ステップＳ８１１では、ＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を実行する。次に、ＥＣＵ１１３は、入力電流ＩＦＣに基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定する（ステップＳ８１３）。さらに、ＥＣＵ１１３は、相電流バランス制御を停止する（ステップＳ８１５）。なお、上記の説明によれば、相電流バランス制御の停止（ステップＳ８１５）に先立って、ＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を実行する（ステップＳ８１１）。これはパワーセーブによって制限された入力電流ＩＦＣの値に基づいて動作相数が減少し、相電流バランス制御を停止しても、各相の相電流の偏差が生じにくくなるからである。
In step S807, the
ステップＳ８１７では、ＥＣＵ１１３は、相電流センサ１０５１〜１０５４が正常であるか故障した異常な状態であるかを判定し、相電流センサ１０５１〜１０５４の全てが正常であればステップＳ８１９に進み、相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つが故障した異常な状態であればステップＳ８２５に進む。ステップＳ８１９では、ＥＣＵ１１３は、パワーセーブ制御を実行する。次に、ＥＣＵ１１３は、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の合計に基づきＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数を決定する（ステップＳ８２１）。次に、ＥＣＵ１１３は、相電流ＩＬ１〜ＩＬ４の各値に基づき相電流バランス制御を行う（ステップＳ８２３）。ステップＳ８２５では、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御を停止する。
In step S817, the
以上説明したように、第８制御例によれば、相電流センサ１０５１〜１０５４の少なくとも１つ又は電流センサ１０５が故障しても、一部の相に負荷が集中しないための動作相数の切替制御や相電流バランス制御を行うために正常な電流センサの検出値を相補的に用いることによって、これらの制御を継続できる。その結果、一部の電流センサが故障しても、上記制御の効果である各相の負荷の均等化や１つの相への負荷の集中の抑制を維持できる。
As described above, according to the eighth control example , even if at least one of the phase
（第９制御例）
第９制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御する当該ＥＣＵ１１３におけるフィードバック制御のループ（以下「フィードバックループ」という。）の外部で、フィードバックループから出力されたＦＣ−ＶＣＵ１０３のスイッチング素子をオンオフ切換制御するための制御信号（以下、単に「制御信号」という。）に交流信号を重畳する。さらに、ＥＣＵ１１３は、交流信号が重畳された制御信号に基づきパルス状のスイッチング信号を生成し、当該スイッチング信号をＦＣ−ＶＣＵ１０３の各スイッチング素子に出力する。なお、スイッチング信号に含まれる交流成分は、燃料電池１０１のインピーダンスを測定するために重畳される。また、交流信号の振幅値は後述する第１０制御例又は第１１制御例に基づいて設定される。
(Ninth control example )
The
図３６は、第９制御例のＥＣＵ１１３を有する電源装置を搭載した電動車両の概略構成を示すブロック図である。図３６に示すように、第９制御例のＥＣＵ１１３は、フィードバック制御部１２１と、交流信号発生部１２３と、スイッチング信号生成部１２５とを有する。なお、本制御例ではＦＣ−ＶＣＵ１０３は電流制御モードで制御されるためＥＣＵ１１３には、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電流ＩＦＣの目標値（以下「ＩＦＣ電流目標値」という。）を入力としてフィードバック制御部１２１が出力した結果、つまり電流センサ１０５の検出値（入力電流ＩＦＣ）を帰還するフィードバックループが形成されている。
FIG. 36 is a block diagram illustrating a schematic configuration of an electric vehicle equipped with a power supply device having the
フィードバック制御部１２１は、ＩＦＣ電流目標値と電流センサ１０５が検出した入力電流ＩＦＣの値の差分に基づく制御信号を出力する。交流信号発生部１２３は、燃料電池１０１のインピーダンスを測定するために制御信号に重畳する交流信号を発生する。交流信号発生部１２３が発生した交流信号は、フィードバックループの外部で、フィードバック制御部１２１が出力した制御信号に重畳される。スイッチング信号生成部１２５は、交流信号が重畳された制御信号に基づきパルス状のスイッチング信号を生成し、当該スイッチング信号をＦＣ−ＶＣＵ１０３の各スイッチング素子に出力する。
なお、上述のフィードバックループでの制御周期と、フィードバックループの外部で制御信号に交流信号を重畳する段での制御周期とは互いに異なり、フィードバックループでの制御周期に比べて、交流信号を重畳する段での制御周期の方が遅い。これはＦＣ−ＶＣＵ１０３が後述する電流制御モードにおいては目標電圧を、後述する電流制御モードにおいては目標電流を出力できるように、フィードバックループにおいては比較的が早い制御周期が求められるためである。一方、交流信号を重畳する段での制御周期には、そこまでの早い制御周期に対する要請がなく、正確に燃料電池１０１のインピーダンスを測定できるように比較的遅いほうが好ましい。
Note that the control cycle in the above-described feedback loop is different from the control cycle in the stage where the AC signal is superimposed on the control signal outside the feedback loop, and the AC signal is superimposed as compared with the control cycle in the feedback loop. The control cycle at the stage is slower. This is because a relatively fast control cycle is required in the feedback loop so that the FC-
なお、上記説明では、ＥＣＵ１１３は、電圧Ｖ２がモータジェネレータ１１の駆動効率がしきい値以上となる最適電圧となるよう駆動する電圧制御モードでＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御しているために、フィードバックループにはＶ２電圧目標値を入力し、電圧Ｖ２を帰還させている。ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御が安定する電流制御モードでＦＣ−ＶＣＵ１０３を制御しても良い。この場合、フィードバックループには、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電流の目標値が入力され、当該出力電流の検出値が帰還される。この場合においても、交流信号発生部１２３が発生した交流信号は、フィードバックループの外部で、フィードバック制御部１２１が出力した制御信号に重畳される。
In the above description, the
ＥＣＵ１１３は、交流成分を含むスイッチング信号に応じてオンオフ切換制御されたＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電流ＩＦＣ及び入力電圧Ｖ１でもある燃料電池１０１の出力電圧に基づいて、交流インピーダンス法により燃料電池１０１のインピーダンスを測定し、間接的に燃料電池１０１内部の含水状態を把握する。なお、交流インピーダンス法によれば、ＥＣＵ１１３は、電流センサ１０５及び電圧センサ１０７１の各検出値を所定のサンプリングレートでサンプリングし、フーリエ変換処理（ＦＦＴ演算処理やＤＦＴ演算処理）などを施した後、フーリエ変換処理後の電圧値をフーリエ変換処理後の電流値で除するなどして燃料電池１０１のインピーダンスを求める。燃料電池１０１内部の含水状態は、燃料電池１０１内部の電解質におけるイオン伝導に影響を与えるため、燃料電池１０１のインピーダンスとの間に相関関係を有する。従って、前述した交流インピーダンス法により燃料電池１０１のインピーダンスを測定することで、間接的に燃料電池１０１内部の含水状態を把握できる。
The
以上説明したように、第９制御例によれば、ＦＣ−ＶＣＵ１０３のスイッチング素子をオンオフ切換制御するスイッチング信号に含まれる交流成分を重畳するタイミングは、ＥＣＵ１１３におけるフィードバックループの外部である。仮にフィードバックループ内で交流信号を重畳すると、特に交流信号が高周波の場合には帰還成分であるＦＣ−ＶＣＵ１０３の入力電流ＩＦＣの揺れが大きくなり、この揺れに追従されるためフィードバックループにおけるゲインを高くする必要があり、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性が低下する可能性がある。
As described above, according to the ninth control example , the timing at which the AC component included in the switching signal for controlling the switching element of the FC-
加えて原理上、重畳させる交流信号よりフィードバックループにおける制御周期を充分に早くしないと、ＥＣＵ１１３が交流信号を認識できないため、交流重畳が行えない。従って、特に交流信号が高周波の場合にはフィードバックループにおける制御周期が超高速となり、ＥＣＵ１１３の計算負荷が膨大なものとなってしまう。
In addition, in principle, if the control cycle in the feedback loop is not sufficiently earlier than the AC signal to be superimposed, the AC signal cannot be recognized by the
しかし、フィードバックループの外部での制御周期はフィードバックループにおける制御周期よりも遅いため、本制御例のようにフィードバックの外部で交流信号を重畳することによって、上述した問題は発生せず、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性とＥＣＵ１１３の計算負荷の抑制を担保しつつ、燃料電池１０１のインピーダンスを測定することができる。当該測定した燃料電池１０１のインピーダンスに基づいて、燃料電池１０１に供給する燃料ガスの加湿量を調整することで、燃料電池１０１の含水状態を適切な状態に常に保持することができ、燃料電池１０１の劣化や効率低下を抑制できる。
However, since the control cycle outside the feedback loop is slower than the control cycle in the feedback loop, by superimposing an AC signal outside the feedback as in this control example , the above-described problem does not occur, and the FC-
また、本制御例のＥＣＵ１１３におけるフィードバックループは入力電流ＩＦＣが帰還しているが、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の出力電圧Ｖ２が帰還するフィードバックループであっても良い。
Although the input current IFC is fed back in the feedback loop in the
（第１０制御例）
ＦＣ−ＶＣＵ１０３を単相で駆動する場合、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する複数のスイッチング素子のうち１つのスイッチング素子のみがオンオフ切換制御される。したがって、スイッチング素子を制御するスイッチング信号に交流成分が重畳されていても、当該交流成分の振幅が適正であれば、相電流におけるゼロクロスは抑制されるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性は損なわれない。しかし、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を多相で駆動する場合には、複数のスイッチング素子がオンオフ切換制御されるため、各スイッチング信号に重畳された交流成分により、いずれかの相電流のゼロクロスや、スイッチング素子に対し通常のデューティ制御やインターリーブ制御に加えて行われる交流重畳制御に起因して、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性が低下する可能性がある。この可能性は、スイッチング素子のオンオフ切換位相をずらすインターリーブ制御を行う場合に高くなる。なお、ＦＣ−ＶＣＵ１０３へのスイッチング信号に含まれる交流成分は、第９制御例で説明した燃料電池１０１のインピーダンスの測定のために重畳される。
(Tenth control example )
When the FC-
上記事情を鑑みて、第１０制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに基づいて決定したＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数に対応する区間を設定する。そしてＥＣＵ１１３は、各駆動相のスイッチング素子をオンオフ切換制御するための制御信号（以下、単に「制御信号」という。）に、区間毎に適した振幅値の交流信号を重畳する。ＥＣＵ１１３は、このようにして交流信号が重畳された制御信号に基づきパルス状のスイッチング信号を生成し、当該スイッチング信号をＦＣ−ＶＣＵ１０３に出力する。さらに、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合に対応する区間は２つに分けられ、ＥＣＵ１１３は、駆動相の制御信号に、区間毎に適した振幅値の交流信号を重畳して得られたスイッチング信号を出力する。
In view of the above circumstances, the
図３７は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数に応じた交流信号の基本振幅と当該基本振幅合計値の経時変化を示す第１０制御例の図である。また、図３８は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際に重畳する交流信号の振幅の大小による入力電流ＩＦＣの波形の違いを説明するための、入力電流ＩＦＣの値が０（Ａ）近傍の拡大図である。図３８の左側には周期が同じで、振幅が異なる２つの交流信号が示してある。図３８の左側の上の交流信号の振幅は、図３８の左側の下の交流信号の振幅より小さい。また、図３８の右側には、図３８の左側に示した交流信号に対応する交流成分を含んだ入力電流ＩＦＣの波形が示されている。なお、入力電流ＩＦＣの直流成分は、制御信号の大きさに基づく。
FIG. 37 is a diagram of a tenth control example showing the basic amplitude of an AC signal and the change over time of the basic amplitude total value according to the number of operating phases of the FC-
重畳する交流信号の振幅が小さいと、電流センサ１０５及び電圧センサ１０７１の各検出値に十分な交流成分が現れず、正確に燃料電池１０１のインピーダンスが測定できない。従って、重畳する交流信号の振幅は、燃料電池１０１の性能に影響を与えたり、燃料電池１０１やＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性を損なわない程度に大きいことが好ましい。しかし、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が１相で駆動される際の入力電流ＩＦＣは多相で駆動される場合と比較して小さく、このような入力電流ＩＦＣのときに駆動相の制御信号に大きな振幅の交流信号を重畳すると、当該交流信号のために現れる入力電流ＩＦＣの振幅が大きくなり、図３８の右下に示すように、入力電流ＩＦＣは値が０となる期間を含む（ゼロクロスする）不連続な波形になる。こういった不連続な波形の入力電流ＩＦＣは、燃料電池１０１の制御を不安定にするため、好ましくない。したがって、本制御例では、図３７に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合には、入力電流ＩＦＣの大小によって２つの区間、区間１と区間２に分ける。入力電流ＩＦＣが小さな区間１では、ＥＣＵ１１３は、１駆動相あたりの交流信号の基本振幅（以下「基本重畳量」という。）を入力電流ＩＦＣの増加に伴い、入力電流ＩＦＣが不連続な波形にならないように徐々に上げる。そして、当該基本重畳量がしきい値ｔｈａｃに到達する入力電流ＩＦＣ以上を区間２に設定する。区間２では、当該基本重畳量として好適なしきい値ｔｈａｃを、入力電流ＩＦＣを不連続にすることなく重畳できるため、ＥＣＵ１１３は、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらずしきい値ｔｈａｃに設定する。
If the amplitude of the AC signal to be superimposed is small, a sufficient AC component does not appear in each detection value of the
また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を２相で駆動する場合に対応する区間３では、ＥＣＵ１１３は、２つの駆動相の各制御信号に重畳する交流信号の振幅の合計値が上述した当該基本重畳量として好適なしきい値ｔｈａｃに等しくなるよう、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらず「ｔｈａｃ／２」に設定する。同様に、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を４相で駆動する場合に対応する区間４では、ＥＣＵ１１３は、４つの駆動相の各制御信号に重畳する交流信号の振幅の合計値が当該基本重畳量として好適なしきい値ｔｈａｃに等しくなるよう、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらず「ｔｈａｃ／４」に設定する。なお、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を多相（ｎ相）で駆動する場合の区間における基本重畳量を、入力電流ＩＦＣの増加に従って「ｔｈａｃ／ｎ」から減らした値に設定しても良い。
In the
さらに、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率に応じて異なる係数を基本重畳量に乗算する。図３９は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率と基本重畳量に乗算する係数との関係を示す図である。図３９に示すように、基本重畳量に乗算する係数は、昇圧率が大きいほど小さい。これは、昇圧率が大きいほど入力電流ＩＦＣのリプルが大きくなるため、交流重畳が容易になるからである。ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率に応じた係数を、図３７の関係に基づき導出した基本重畳量に乗算した上で、当該算出値が示す振幅値の交流信号を各駆動相の制御信号に重畳して得られたスイッチング信号を出力する。
Further, the
以上説明したように、第１０制御例によれば、スイッチング信号に含まれる交流成分の振幅は区間毎に適した値であるため、当該交流成分によってＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性が損なわれることなく、燃料電池１０１のインピーダンスを正確に測定できる。
As described above, according to the tenth control example , since the amplitude of the AC component included in the switching signal is a value suitable for each section, the control stability of the FC-
なお、図３７に示した例は、図２及び図６に示す磁気結合型のＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数が１相、２相又は４相である場合を示すが、図７及び図８に示した各相のリアクトルの鉄芯が独立したＦＣ−ＶＣＵ２０３を用いる場合には、３相を含む１相〜４相の動作相数が利用される。この場合、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を３相で駆動する場合に対応する区間では、ＥＣＵ１１３は、３つの駆動相の各制御信号に重畳する交流信号の振幅の合計値が上述した当該基本重畳量として好適なしきい値ｔｈａｃに等しくなるよう、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらず「ｔｈａｃ／３」に設定する。
The example shown in FIG. 37 shows a case where the number of operating phases of the magnetic coupling type FC-
（第１１制御例）
ＦＣ−ＶＣＵ１０３を単相で駆動する場合、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する複数のスイッチング素子のうち１つのスイッチング素子のみがオンオフ切換制御される。したがって、スイッチング素子を制御するスイッチング信号に交流成分が重畳されていても、当該交流成分の振幅が適正であれば、相電流におけるゼロクロスは抑制されるため、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性は損なわれない。しかし、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を多相で駆動する場合には、複数のスイッチング素子がオンオフ切換制御されるため、各スイッチング信号に重畳された交流成分により、いずれかの相電流のゼロクロスや、スイッチング素子に対し通常のデューティ制御やインターリーブ制御に加えて行われる交流重畳制御に起因して、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性が低下する可能性がある。また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を多相で駆動する場合の動作相数が多いほど、各スイッチング信号に含まれた交流成分による制御安定性の低下が顕著になる。なお、ＦＣ−ＶＣＵ１０３へのスイッチング信号に含まれる交流成分は、第９制御例で説明した燃料電池１０１のインピーダンスの測定のために重畳される。
(Eleventh control example )
When the FC-
上記事情を鑑みて、第１１制御例のＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに基づいて決定したＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数に対応する区間を設定する。そしてＥＣＵ１１３は、各駆動相のスイッチング素子をオンオフ切換制御するための制御信号（以下、単に「制御信号」という。）に、区間毎に適した振幅値の交流信号を重畳する。ＥＣＵ１１３は、このようにして交流信号が重畳された制御信号に基づきパルス状のスイッチング信号を生成し、当該スイッチング信号をＦＣ−ＶＣＵ１０３に出力する。さらに、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合に対応する区間は２つに分けられ、ＥＣＵ１１３は、駆動相の制御信号に、区間毎に適した振幅値の交流信号を重畳して得られたスイッチング信号を出力する。
In view of the above circumstances, the
図４０は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数に応じた交流信号の基本振幅と当該基本振幅合計値の経時変化を示す第１１制御例の図である。また、図４１は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する際に重畳する交流信号の振幅の大小による入力電流ＩＦＣの波形の違いを説明するための、入力電流ＩＦＣの値が０（Ａ）近傍の拡大図である。図４１の左側には周期が同じで、振幅が異なる２つの交流信号が示してある。図４１の左側の上の交流信号の振幅は、図４１の左側の下の交流信号の振幅より小さい。また、図４１の右側には、図４１の左側に示した交流信号に対応する交流成分を含んだ入力電流ＩＦＣの波形が示されている。なお、入力電流ＩＦＣの直流成分は、制御信号の大きさに基づく。
FIG. 40 is a diagram of an eleventh control example showing a basic amplitude of an AC signal according to the number of operating phases of the FC-
重畳する交流信号の振幅が小さいと、電流センサ１０５及び電圧センサ１０７１の各検出値に十分な交流成分が現れず、正確に燃料電池１０１のインピーダンスが測定できない。従って、重畳する交流信号の振幅は、燃料電池１０１の性能に影響を与えたり、燃料電池１０１やＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性を損なわない程度に大きいことが好ましい。しかし、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が１相で駆動される際の入力電流ＩＦＣは多相で駆動される場合と比較して小さく、このような入力電流ＩＦＣのときに駆動相の制御信号に大きな振幅の交流信号を重畳すると、当該交流成分のために現れる入力電流ＩＦＣの振幅が大きくなり、図４１の右下に示すように、入力電流ＩＦＣは値が０となる期間を含む（ゼロクロスする）不連続な波形になる。こういった不連続な波形の入力電流ＩＦＣは、燃料電池１０１の制御を不安定にするため、好ましくない。したがって、本制御例では、図４０に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を１相で駆動する場合には、入力電流ＩＦＣの大小によって２つの区間、区間１と区間２に分ける。入力電流ＩＦＣが小さな区間１では、ＥＣＵ１１３は、１駆動相あたりの交流信号の基本振幅（以下「基本重畳量」という。）を入力電流ＩＦＣの増加に伴い、入力電流ＩＦＣが不連続な波形にならないように徐々に上げる。そして、当該基本重畳量がしきい値ｔｈａｃに到達する入力電流ＩＦＣ以上を区間２に設定する。区間２では、当該基本重畳量として好適なしきい値ｔｈａｃを、入力電流ＩＦＣを不連続にすることなく重畳できるため、ＥＣＵ１１３は、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらずしきい値ｔｈａｃに設定する。
If the amplitude of the AC signal to be superimposed is small, a sufficient AC component does not appear in each detection value of the
また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を２相で駆動する場合に対応する区間３では、ＥＣＵ１１３は、２つの駆動相の各制御信号に重畳する交流信号の振幅の合計値が上述した当該基本重畳量として好適なしきい値ｔｈａｃに等しくなるよう、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらず「ｔｈａｃ／２」に設定する。なお、ＥＣＵ１１３は、基本重畳量を、入力電流ＩＦＣの増加に従って「ｔｈａｃ／２」から減らした値に設定しても良い。これは、入力電流ＩＦＣが増大するほど、入力電流ＩＦＣのリプルが大きくなるため、交流重畳が容易になるからである。また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を４相で駆動する場合に対応する区間４では、ＥＣＵ１１３は、基本重畳量を入力電流ＩＦＣの大きさによらず０に設定する。すなわち、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を４相で駆動する場合における交流信号の重畳を禁止する。なお、本制御例では、第４制御例と同様の理由でＦＣ−ＶＣＵ１０３の動作相数として、１相を除く奇数相を禁止する。したがって、ＦＣ−ＶＣＵ１０３を３相で駆動する場合の交流信号の重畳も行われない。
In the
さらに、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率に応じて異なる係数を基本重畳量に乗算する。図４２は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率と基本重畳量に乗算する係数との関係を示す図である。図４２に示すように、基本重畳量に乗算する係数は、昇圧率が大きいほど小さい。これは前述した通り、昇圧率が大きいほど入力電流ＩＦＣのリプルが大きくなるため、交流重畳が容易になるからである。ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率に応じた係数を、図４０の関係に基づき導出した基本重畳量に乗算した上で、当該算出値が示す振幅値の交流信号を各駆動相の制御信号に重畳して得られたスイッチング信号を出力する。
Further, the
図４３は、駆動相の制御信号に交流信号を重畳する際の第１１制御例のＥＣＵ１１３が行う動作を示すフローチャートである。図４３に示すように、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３への入力電流ＩＦＣに応じた区間の基本重畳量を導出する（ステップＳ１１０１）。次に、ＥＣＵ１１３は、ＦＣ−ＶＣＵ１０３の昇圧率に応じた係数を導出する（ステップＳ１１０３）。次に、ＥＣＵ１１３は、基本重畳量に係数を乗算した振幅値の交流信号を各駆動相の制御信号に重畳して得られたスイッチング信号を出力する（ステップＳ１１０５）。次に、ＥＣＵ１１３は、第９制御例で説明した交流インピーダンス法により燃料電池１０１のインピーダンスを測定する（ステップＳ１１０７）。次に、ＥＣＵ１１３は、燃料電池１０１のインピーダンスに応じた燃料電池１０１の含水状態を判別する（ステップＳ１１０９）。次に、ＥＣＵ１１３は、ステップＳ１１０９で判別した含水状態に応じた量の加湿を燃料電池１０１に対して行う（ステップＳ１１１１）。
FIG. 43 is a flowchart illustrating an operation performed by the
以上説明したように、第１１制御例によれば、スイッチング信号に含まれる交流成分の振幅は区間毎に適した値であるため、当該交流成分によってＦＣ−ＶＣＵ１０３の制御安定性が損なわれることなく、燃料電池１０１のインピーダンスを測定できる。
As described above, according to the eleventh control example , since the amplitude of the AC component included in the switching signal is a value suitable for each section, the control stability of the FC-
なお、本発明は、前述した実施形態に限定されるものではなく、適宜、変形、改良、等が可能である。例えば、上述の第１〜第１１制御例はそれぞれ独立に説明したが、２つ以上の制御例を組み合わせた電源装置としても良い。また、上記説明した電動車両は、エネルギー源として燃料電池１０１及びバッテリ１７を備えるが、燃料電池１０１の代わりに、バッテリ１７よりもエネルギー重量密度が高いリチウムイオン電池やニッケル水素電池等の二次電池を用いても良い。この場合、図４４に示すように、ＦＣ−ＶＣＵ１０３が有する各変換部には、リアクトルに直列接続されたダイオードと並列にスイッチング素子が設けられ、ＥＣＵ１１３がハイサイドとローサイドから成る２つのスイッチング素子をオンオフ切換動作することによって、燃料電池１０１の代わりに設けられた二次電池の電圧を昇圧して出力する。
Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be appropriately modified and improved. For example, the above-described first to eleventh control examples have been described independently of each other, but a power supply device combining two or more control examples may be used. The above-described electric vehicle includes the
また、上記説明した電動車両は、１ＭＯＴ型のＥＶ（Electrical Vehicle）であるが、複数のモータジェネレータを搭載したＥＶであっても、少なくとも１つのモータジェネレータと共に内燃機関を搭載したＨＥＶ（Hybrid Electrical Vehicle）又はＰＨＥＶ（Plug-in Hybrid Electrical Vehicle）であっても良い。また、本実施形態では、電源装置１００が電動車両に搭載されているが、輸送を目的としない電気機器に電源装置１００が設けられても良い。電源装置１００は大電流が出力可能な電源に対して好適であり、近年大電流化が著しいコンピュータへの適用が特に好ましい。
Further, the above-described electric vehicle is a 1MOT type EV (Electrical Vehicle). However, even if the EV has a plurality of motor generators, the HEV (Hybrid Electrical Vehicle) includes an internal combustion engine together with at least one motor generator. ) Or PHEV (Plug-in Hybrid Electrical Vehicle). Further, in the present embodiment, the
本実施形態のＶＣＵ１５は、バッテリ１７の電圧を昇圧するが、燃料電池１０１の電圧がバッテリ１７の電圧よりも低い場合、バッテリ１７の電圧を降圧するＶＣＵが用いられる。また、双方向に昇降圧が可能なＶＣＵを用いても良い。また、ＦＣ−ＶＣＵ１０３は、昇圧型に限らず、降圧型又は昇降圧型であっても良い。
The
１１ モータジェネレータ（MG）
１３ ＰＤＵ
１５ ＶＣＵ
１７ バッテリ
１００ 電源装置
１０１ 燃料電池（FC）
１０３，２０３ ＦＣ−ＶＣＵ
１０５ 電流センサ
１０５１〜１０５４ 相電流センサ
１０７１，１０７２ 電圧センサ
１０９１〜１０９４ 温度センサ
１１１ パワースイッチ
１１３ ＥＣＵ
１２１ フィードバック制御部
１２３ 交流信号発生部
１２５ スイッチング信号生成部
Ｃ１，Ｃ２ 平滑コンデンサ
Ｌ１〜Ｌ４ リアクトル
Ｃｏａ，Ｃｏｂ 鉄芯
11 Motor generator (MG)
13 PDU
15 VCU
17
103, 203 FC-VCU
105
121
Claims (10)
前記電源が供給する電力の電圧変換が可能な変換部を複数有し、当該複数の変換部が電気的に並列に接続された変換モジュールと、
前記電圧変換を行う前記変換部の数である動作数を変更する変更部と、
前記変換モジュールの温度を検出する検出部と、を備え、
前記変更部は、前記変換モジュールの温度が第１しきい値を超えると、前記動作数を現在の数より大きな数に変更するものであって、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えたことによる前記動作数の変更に要する時間を、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値以下のときに行う前記動作数の変更に要する時間よりも短く設定する、電源装置。 Power and
A conversion module having a plurality of conversion units capable of voltage conversion of the power supplied by the power supply, and the plurality of conversion units are electrically connected in parallel,
A changing unit that changes the number of operations that is the number of the conversion units that perform the voltage conversion;
A detection unit for detecting the temperature of the conversion module,
The change unit changes the number of operations to a number larger than a current number when the temperature of the conversion module exceeds a first threshold value, and the temperature of the conversion module is equal to the first threshold value. A power supply device , wherein a time required for changing the number of operations due to exceeding the threshold is set shorter than a time required for changing the number of operations performed when the temperature of the conversion module is equal to or less than the first threshold value .
前記変更部は、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えると、前記動作数を前記変換部の総数に変更する、電源装置。 The power supply device according to claim 1 ,
The power supply device, wherein, when the temperature of the conversion module exceeds the first threshold, the change unit changes the number of operations to the total number of the conversion units.
前記変更部は、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えたことによる前記動作数の変更から所定時間が経過するまで、前記動作数の変更を禁止する、電源装置。 The power supply device according to claim 1 or 2 ,
The power supply device, wherein the change unit prohibits the change in the number of operations until a predetermined time elapses after the change in the number of operations due to the temperature of the conversion module exceeding the first threshold.
前記変更部は、前記第１しきい値を超えた前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値より低い第２しきい値未満になれば、前記動作数を前記電源から前記変換モジュールへの入力電流に応じた数に変更する、電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 3 , wherein
The change unit is configured to, when the temperature of the conversion module exceeding the first threshold is less than a second threshold lower than the first threshold, change the number of operations from the power supply to the conversion module. A power supply that changes the number according to the input current.
前記電圧変換を行う変換部を駆動して、前記変換モジュールを制御する制御部を備え、
前記制御部は、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えると、前記電源から前記変換モジュールへの入力電流を低減する低減制御を行う、電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 4 , wherein
Driving a conversion unit that performs the voltage conversion, comprising a control unit that controls the conversion module,
The power supply device, wherein, when the temperature of the conversion module exceeds the first threshold value, the control unit performs reduction control to reduce an input current from the power supply to the conversion module.
前記制御部は、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えたことによる前記動作数の変更から所定時間が経過するまで、前記低減制御の停止を禁止する、電源装置。 The power supply device according to claim 5 , wherein
The power supply device, wherein the control unit prohibits the stop of the reduction control until a predetermined time elapses from a change in the number of operations due to the temperature of the conversion module exceeding the first threshold value.
前記制御部は、前記第１しきい値を超えた前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値より低い第２しきい値未満になれば、前記入力電流の低減制御を停止する、電源装置。 The power supply device according to claim 5 , wherein:
A power supply unit configured to stop the input current reduction control when a temperature of the conversion module that exceeds the first threshold becomes less than a second threshold that is lower than the first threshold; .
前記変換モジュールは、２つの変換部に共通なコアと、当該コアに対する巻線方向が逆な２つのコイルと、を有する磁気結合した誘導素子の対を含む前記変換部の組を少なくとも１つ備え、
前記変更部は、少なくとも前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えると、前記変換部の組の一方のみが前記電圧変換を行う動作数への変更を禁止する、電源装置。 The power supply device according to claim 1 , wherein:
The conversion module includes at least one set of the conversion units including a pair of magnetically coupled inductive elements having a core common to two conversion units and two coils having winding directions opposite to the cores. ,
The power supply device, wherein the change unit prohibits a change to the number of operations in which only one of the sets of the conversion units performs the voltage conversion when at least a temperature of the conversion module exceeds the first threshold value.
前記電源が供給する電力の電圧変換が可能な変換部を複数有し、当該複数の変換部が電気的に並列に接続された変換モジュールと、
前記電圧変換を行う前記変換部の数である動作数を変更する変更部と、
前記変換モジュールの温度を検出する検出部と、を備えた電源装置が行う制御方法であって、
前記変更部は、前記変換モジュールの温度が第１しきい値を超えると、前記動作数を現在の数より大きな数に変更するものであって、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値を超えたことによる前記動作数の変更は、前記変換モジュールの温度が前記第１しきい値以下のときに行う前記動作数の変更に要する時間よりも短い時間で行う、制御方法。 Power and
A conversion module having a plurality of conversion units capable of voltage conversion of the power supplied by the power supply, and the plurality of conversion units are electrically connected in parallel,
A changing unit that changes the number of operations that is the number of the conversion units that perform the voltage conversion;
A detection unit that detects the temperature of the conversion module, and a control method performed by a power supply device including:
The change unit changes the number of operations to a number larger than a current number when the temperature of the conversion module exceeds a first threshold value, and the temperature of the conversion module is equal to the first threshold value. The change in the number of operations due to exceeding the number of operations is performed in a shorter time than the time required to change the number of operations performed when the temperature of the conversion module is equal to or less than the first threshold value .
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