JP6598948B2 - FM-CW radar - Google Patents
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Description
本発明は、FM−CW(Frequency Modulated Continuous Waves)方式による周波数変調を利用するFM−CWレーダに関する。 The present invention relates to an FM-CW radar that uses frequency modulation by FM-CW (Frequency Modulated Continuous Waves).
FM−CWレーダは、構成の容易さ、ベースバンドで取り扱う周波数帯域が比較的低周波数で信号処理が容易となることなどから、昨今では、低価格化を狙ったミリ波帯の衝突防止レーダなどに多く使用されている。 The FM-CW radar is easy to configure, and the frequency band handled by the baseband is relatively low, making signal processing easy. It is used a lot.
FM−CW方式では、送信周波数を低周波から高周波へと変化させるUpチャープ信号と、高周波から低周波へと変化させるDownチャープ信号とが用いられ、各々から得られるビート信号のピーク周波数の和およびピーク周波数の差から、目標物体との距離および相対速度が算出される。 In the FM-CW system, an Up chirp signal that changes the transmission frequency from a low frequency to a high frequency and a Down chirp signal that changes from a high frequency to a low frequency are used. From the peak frequency difference, the distance to the target object and the relative speed are calculated.
一方、FM−CWレーダを構成する送受信モジュール部は、電圧制御発振器(Voltage Control Oscillator:以下「VCO」と表記)の個体差ばらつき、および温度特性により、出荷検査工程における調整作業が必須であり、量産時の検査時間削減の足枷となっている。また、出荷後はフィードバック制御が無いため、経年劣化等によるVCOの特性変動に対応できないことも課題となっている。 On the other hand, the transmission / reception module part constituting the FM-CW radar requires adjustment work in the shipping inspection process due to the individual difference variation of the voltage control oscillator (hereinafter referred to as “VCO”) and the temperature characteristics. This is a hindrance to reducing inspection time during mass production. In addition, since there is no feedback control after shipment, it is also a problem that it is not possible to cope with the VCO characteristic fluctuation due to deterioration over time.
なお、下記特許文献1には、アナログの制御電圧に応じて発振周波数が変化するVCOの出力信号を分周数Nで分周する分周器と、分周器の出力信号から位相情報を検出してディジタル位相情報を出力するディジタル位相検出器と、ディジタル位相検出器が出力したディジタル位相情報を微分してディジタル周波数情報に変換する微分器と、を備える構成が開示されている。
In
上記特許文献1では、上述のように、VCO出力の位相情報に基づいて周波数情報を求めるようにしているが、VCO出力の具体的な生成方法については開示されていない。このため、従来技術では、経年劣化等によるVCOの特性変動に的確に対応することができなかった。
In
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、経年劣化等によるVCOの特性変動に的確に対応することができるFM−CWレーダを得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain an FM-CW radar that can accurately cope with a change in characteristics of a VCO due to deterioration over time or the like.
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、FM−CW方式による周波数変調を利用するFM−CWレーダであって、変調電圧に基づいて周波数変調された高周波信号を発生する電圧制御発振器を具備し、目標物体からの反射波を受信する高周波回路と、前記電圧制御発振器の分周信号の周波数を整数分の1の周波数に低下させるプリスケーラと、前記高周波回路が生成したアナログ信号をディジタル信号に変換し、前記目標物体までの距離および前記目標物体の速度を検出する信号処理部と、を備え、前記信号処理部は、前記プリスケーラの出力信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器と、変調制御データの初期値が格納されるルックアップテーブルと、を備え、前記アナログディジタル変換器でサンプリングされたデータを直交復調し、直交復調したデータに基づいて瞬時周波数データを算出し、算出した前記瞬時周波数データを前記プリスケーラにて低下させた分だけ上昇させる演算を行って周波数情報を算出し、算出した前記周波数情報を使用し、電圧刻みを一定とし、且つ、時間刻みを変化させることで生成した補正データで前記ルックアップテーブルに格納されたデータを更新することを特徴とする。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, the present invention is an FM-CW radar that uses frequency modulation by the FM-CW method, and generates a high-frequency signal that is frequency-modulated based on a modulation voltage. A high-frequency circuit that includes a voltage-controlled oscillator and receives a reflected wave from a target object, a prescaler that reduces the frequency of the frequency-divided signal of the voltage-controlled oscillator to a fraction of an integer, and an analog generated by the high-frequency circuit A signal processing unit that converts a signal into a digital signal and detects a distance to the target object and a speed of the target object, and the signal processing unit converts the output signal of the prescaler into a digital signal. A converter and a look-up table in which initial values of modulation control data are stored. Data is orthogonally demodulated, instantaneous frequency data is calculated based on the orthogonally demodulated data, and the calculated instantaneous frequency data is increased by the amount reduced by the prescaler to calculate frequency information. The calculated frequency information is used, the voltage increment is constant, and the data stored in the lookup table is updated with the correction data generated by changing the time increment.
本発明によれば、経年劣化等によるVCOの特性変動に的確に対応することができる、という効果を奏する。 According to the present invention, it is possible to accurately cope with fluctuations in the characteristics of the VCO due to aging degradation or the like.
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るFM−CWレーダについて詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。 Hereinafter, an FM-CW radar according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In addition, this invention is not limited by embodiment shown below.
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係るFM−CWレーダの構成を示すブロック図である。実施の形態1に係るFM−CWレーダは、FM−CW方式による周波数変調を利用するFM−CWレーダであって、図1に示すように、送信アンテナ1(Tx)を介して送信信号を電波として空間に放射すると共に、送信した電波の目標物体からの反射波を受信アンテナ2(Rx)を介して受信する高周波回路13と、高周波回路13から出力されたアナログ信号をディジタル信号に変換し、目標物体までの距離および目標物体の速度を検出し、要すれば目標物体の方位を検出する信号処理部14と、高周波回路13に供給する各種の制御電圧を制御する制御回路12と、を主たる構成要素として構成されている。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an FM-CW radar according to the first embodiment. The FM-CW radar according to the first embodiment is an FM-CW radar that uses frequency modulation by the FM-CW method, and transmits a transmission signal via a transmission antenna 1 (Tx) as a radio wave as shown in FIG. And the
高周波回路13は、基本要素として、信号処理部14から送信指令として、三角波電圧信号であるVCO変調電圧を受けて周波数変調された高周波信号を発生するVCO4と、VCO4が出力する高周波信号の大部分を送信アンテナ1に与え、残りをローカル信号として与える電力分配器3と、ローカル信号が付与され、受信アンテナ2の受信信号をローカル信号によって周波数変換、具体的にはダウンコンバートするミキサ5と、を備えている。なお、高周波回路13の各要素は、MMIC(Microwave Monolithic IC)で構成されている。
The high-
高周波回路13と信号処理部14との間には、ベースバンドアンプ回路6、プリスケーラ15、ミキサ17および基準周波数発生器18が設けられる。これらの各構成部の機能については後述する。なお、以上に説明した、送信アンテナ1、受信アンテナ2、ベースバンドアンプ回路6、制御回路12、高周波回路13、信号処理部14、プリスケーラ15、ミキサ17および基準周波数発生器18は、ミリ波送受信モジュールを構成する。
A baseband amplifier circuit 6, a
信号処理部14は、FM−CWレーダにおける送信処理と計測処理とを主に行う主回路部であるマイコン10と、マイコン10からの送信指令である三角波電圧信号をアナログ信号に変換し高周波回路13のVCO4に付与するディジタルアナログ変換器(以下、適宜「DAC」と表記)7と、ベースバンドアンプ回路6からの受信信号をディジタル信号に変換しマイコン10に与えるアナログディジタル変換器(以下、適宜「ADC」と表記)8と、詳細な機能は後述するADC16と、を備えている。なお、マイコン10は、VCO4に与える三角波電圧信号データを格納するルックアップテーブル(以下、適宜「LUT」と表記)9を有している。また、FM−CWレーダには、周囲温度をモニタする周囲温度モニタ11が設けられており、周囲温度モニタ11の検出値がマイコン10に入力されるように構成されている。
The
制御回路12は、マイコン10の制御下で、高周波回路13内の各MMICに供給する各種の制御電圧を制御する。マイコン10には、不揮発性メモリ19が設けられている。ここで、高周波回路13内の各MMICは、製造ロットによってばらつきがある。このため、マイコン10内の不揮発性メモリ19には、ミリ波送受信モジュールの製品ごと、個々に調整して決定した制御電圧値を格納しておく。実際の運用時には、不揮発性メモリ19から制御電圧値がマイコン10によって読み出され、制御回路12を介して高周波回路13内の各MMICに供給される。
The
VCO4は、信号処理部14から三角波電圧信号であるVCO変調電圧を受けて、周波数が一定期間内に上昇する上昇変調信号と、一定期間内に下降する下降変調信号とを含む高周波信号であるFM−CW信号を発生する。発生したFM−CW信号の大部分は、電力分配器3から送信アンテナ1に供給され、送信アンテナ1からミリ波電波が目標物体に向けて照射される。また、残りのFM−CW信号、すなわち送信アンテナ1に供給されなかった部分は、ローカル信号としてミキサ5に供給される。
The VCO 4 receives a VCO modulation voltage that is a triangular wave voltage signal from the
受信アンテナ2に捕捉された目標物体での反射波は、受信信号としてミキサ5に入力される。ミキサ5は、受信アンテナ2からの受信信号と電力分配器3からのローカル信号とをミキシングし、両者の周波数差を周波数に持つビート信号を出力する。このビート信号は、ベースバンドアンプ回路6にて適宜レベルに増幅され、ADC8を介してマイコン10に入力される。マイコン10は、入力したビート信号における上昇変調期間での周波数と下降変調期間での周波数とから、目標物体までの距離および相対速度を求め、また、要すれば目標物体の方位を求める。
The reflected wave at the target object captured by the
ここで、VCO4の分周信号は、プリスケーラ15にて、ある整数分の1の周波数に落とされ、ミキサ17に入力される。ミキサ17は、プリスケーラ15からの出力信号と基準周波数発生器18からのローカル信号とをミキシングし、両者の周波数差を周波数に持つ信号を出力する。ミキサ17の出力信号は、ADC16を介してマイコン10に入力され、LUT9内にある三角波電圧信号データの更新に利用される。
Here, the frequency-divided signal of the VCO 4 is dropped to a frequency of a certain integer by the
なお、図1の構成において、ミキサ17および基準周波数発生器18を使用しない構成も可能であり、当該構成を図2に示す。図2の構成では、ADC16に入力される信号の周波数帯はプリスケーラ15が出力する信号の周波数帯となる。このため、図1で使用するADC16よりも処理クロックの高いものが必要となるが、ミキサ17および基準周波数発生器18を使用しないという利点があり、ミリ波送受信モジュールのコスト低減、信頼性向上に有効である。
In addition, the structure which does not use the
つぎに、実施の形態1に係るFM−CWレーダの要部について、図1、図3から図7の図面を参照して説明する。図3は、LUT9に格納される変調制御データを構成する各パラメータの説明に供する図である。図4は、マイコン10における周波数情報の算出処理の流れを示すフローチャートである。図5は、図4に示す処理を専用のプロセッサで行う場合の算出処理の流れを示すブロック図である。図6は、多項式近似による補正処理の流れを示すフローチャートである。図7は、LUTの更新および更新後の送信処理の説明に供するタイムチャートである。
Next, the main part of the FM-CW radar according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. 1 and 3 to 7. FIG. 3 is a diagram for explaining each parameter constituting the modulation control data stored in the
まず、図3を参照して、LUT9に格納される変調制御データについて説明する。変調制御データは、電圧ステップDV、開始電圧BV、時間刻みDC、時間データ数DNによって構成される。図3では、横軸に時間をとり、縦軸は電圧値を表している。時間刻みDCおよび時間データ数DNのパラメータは時間軸でのパラメータであり、開始電圧BVおよび電圧ステップDVは、電圧軸でのパラメータである。さらに詳細な説明は以下の通りである。
First, the modulation control data stored in the
(電圧ステップDV)
DAC7における電圧分解能の整数倍で設定され、基本的には一定値である。DAC7が、例えばリファレンス電圧:5V、分解能:10bitである場合、電圧分解能は、5/1024≒0.00488Vとなる。
(Voltage step DV)
It is set at an integer multiple of the voltage resolution in the
(開始電圧BV)
変調制御データの開始電圧であり、電圧ステップDVと同様に、DAC7の電圧分解能の整数倍で設定される。
(Starting voltage BV)
This is the start voltage of the modulation control data, and is set at an integer multiple of the voltage resolution of the
(時間刻みDC)
ある電圧値における維持時間であり、マイコン10の最小時間分解能の整数倍に設定される。基本的には、この時間刻みDCによって、波形の形状がコントロールされる。なお、初期値としてLUT9に格納されるデフォルトチャープデータは、時間刻みDCを一定値としている。
(Time step DC)
This is a maintenance time at a certain voltage value, and is set to an integral multiple of the minimum time resolution of the microcomputer 10. Basically, the waveform shape is controlled by the time step DC. Note that the default chirp data stored in the
(時間データ数DN)
任意の一区間における時間刻みDCの累積値であり、当該一区間におけるデータ数を意味する。
(Time data DN)
This is a cumulative value of time step DC in an arbitrary section, and means the number of data in the section.
なお、補正の高精度化のため、本実施の形態では、電圧ステップDVは一定とし、時間刻みDCを変化させることで目的の波形を成形する。なお、電圧ステップDVを一定ではなく、可変としてもよいことは言うまでもない。 In the present embodiment, the voltage step DV is constant and the target waveform is formed by changing the time step DC in order to increase the accuracy of the correction. Needless to say, the voltage step DV may be variable instead of constant.
つぎに、図4および図5を参照して、周波数情報の算出処理について説明する。 Next, frequency information calculation processing will be described with reference to FIGS. 4 and 5.
(直交復調処理)
図4のステップS101の処理および図5における余弦関数および正弦関数発生器31、乗算器32a,32bでの処理がこれに対応する。具体的には、ADC16にてサンプリングしたデータを、直交検波によりI(In-phase、同相)成分およびQ(Quadrature、直交)成分という2つの信号に分離する。これらI成分およびQ成分の信号は、次式で表される。
(Quadrature demodulation processing)
The processing in step S101 in FIG. 4 and the processing in the cosine function and
(フィルタ処理)
図4のステップS102の処理および図5におけるローパスフィルタ(Low Pass Filter:以下「LPF」と表記)33a,33bでの処理がこれに対応する。なお、本実施の形態では、ステップS101の直交復調処理で得られたI信号およびQ信号の各々に対して、FIR(Finite Impulse Response)フィルタによる重み付け係数を乗算した処理とする。このFIRフィルタ処理は次式で表すことができる。なお、フィルタ処理は、FIRフィルタに限定されるものではなく、IIR(Infinite Impulse Response)フィルタを用いてもよい。
(Filter processing)
The processing in step S102 in FIG. 4 and the processing in the low pass filters (hereinafter referred to as “LPF”) 33a and 33b in FIG. 5 correspond to this. In the present embodiment, each of the I signal and the Q signal obtained by the orthogonal demodulation process in step S101 is multiplied by a weighting coefficient by a FIR (Finite Impulse Response) filter. This FIR filter processing can be expressed by the following equation. The filter process is not limited to the FIR filter, and an IIR (Infinite Impulse Response) filter may be used.
(位相計算)
図4のステップS103の処理および図5における逆正接関数演算器34での処理がこれに対応する。ステップS103の処理では、次式で示される瞬時位相θ(n)が生成される。
(Phase calculation)
The processing in step S103 in FIG. 4 and the processing in the arc
(周波数の算出)
図4のステップS104の処理および図5における周波数演算器35での処理がこれに対応する。ステップS104の処理では、次式で示される瞬時周波数f''(n)が生成される。
(Frequency calculation)
The processing in step S104 in FIG. 4 and the processing in the
以上の計算により、時間と周波数の関係が得られる。得られた周波数は、次式で示される変換式にて、76から77GHz帯の数値に変換される。 With the above calculation, the relationship between time and frequency is obtained. The obtained frequency is converted into a numerical value in the 76 to 77 GHz band by a conversion formula shown by the following formula.
なお、上記(5)式は、基準周波数発生器18の局部発振信号周波数fxoが19GHzである場合、すなわち、VCO4の分周信号を19GHz帯でモニタした場合の算出式である。
The above equation (5) is a calculation equation when the local oscillation signal frequency f xo of the
(フィルタによる遅延時間の考慮)
図4のステップS105の処理がこれに対応する。ステップS105の処理では、ステップS101からステップS104の処理で得られた時間と周波数の関係を、FIRフィルタにより発生した遅延時間を考慮して、周波数データをシフトする処理を行う。具体的に、ステップS105では、次式で示されるシフト処理を行う。
(Consider delay time by filter)
The processing in step S105 in FIG. 4 corresponds to this. In the process of step S105, the process of shifting the frequency data is performed in consideration of the delay time generated by the FIR filter with respect to the relationship between the time and the frequency obtained in the processes of step S101 to step S104. Specifically, in step S105, a shift process represented by the following equation is performed.
つぎに、多項式近似による補正処理について説明する。まず、図4に示した「周波数情報の算出処理」のフローによって算出された周波数情報は、時間に対する周波数データとしてマイコン10の不揮発性メモリ19に格納される。また、図3の図面を参照して説明した変調制御データは、時間に対する電圧データとして、マイコン10のLUT9に格納されている。ここで説明する多項式近似による補正処理は、「時間に対する周波数データ」と「時間に対する電圧のデータ」を参照することにより、電圧と周波数との関係を多項式にて近似する処理を行うものである。なお、多項式で近似された近似関数をもとに、周波数の線形性を得るために必要な変調データが生成され、次周期に出力する変調制御データとしてLUT9に適用される。すなわち、多項式で近似された近似関数によって、LUT9に格納された変調制御データが更新される。
Next, correction processing by polynomial approximation will be described. First, the frequency information calculated by the flow of “frequency information calculation process” shown in FIG. 4 is stored in the
つぎに、多項式近似による補正処理の一例について、図6を参照して説明する。なお、図6の例の前提として、DAC7のビット数を10ビットとし、多項式近似の関数として2次関数を使用する。
Next, an example of correction processing by polynomial approximation will be described with reference to FIG. As a premise of the example of FIG. 6, the number of bits of the
(電圧範囲の決定)
図6のステップS201の処理がこれに対応する。具体的には、次式に示すように周波数を電圧の2次関数で表し、中心電圧Vcに対応する中心周波数fcを求め、必要な変調幅Δf分の開始周波数fminと、開始電圧Vminとを設定する。
(Determination of voltage range)
The processing in step S201 in FIG. 6 corresponds to this. Specifically, as shown in the following equation, the frequency is expressed by a quadratic function of voltage, the center frequency fc corresponding to the center voltage Vc is obtained, and the start frequency fmin corresponding to the necessary modulation width Δf and the start voltage Vmin are obtained. Set.
(電圧刻みの設定)
図6のステップS202の処理がこれに対応する。具体的には、電圧ステップDVを固定値で設定する。
(Voltage increment setting)
The processing in step S202 in FIG. 6 corresponds to this. Specifically, the voltage step DV is set as a fixed value.
(初期電圧および初期周波数の設定)
図6のステップS203の処理がこれに対応する。具体的に、初期電圧V0は、上記(7)式で求めた開始電圧Vminを電圧刻みごとにDAC7の持ちうる値に丸めたものであり、この値が開始電圧BVとなる。また、初期周波数f0はV0に対応する周波数である。次式で求められる。
(Initial voltage and initial frequency settings)
The processing in step S203 in FIG. 6 corresponds to this. Specifically, the initial voltage V 0 is obtained by rounding the start voltage Vmin obtained by the above equation (7) to a value that the
(時間刻みデータの算出)
図6のステップS204の処理がこれに対応する。目標とする周波数データは、次式のように表現できる。なお、αは変調幅と規定時間から求められる周波数の理論傾きである。
(Calculation of time step data)
The processing in step S204 in FIG. 6 corresponds to this. The target frequency data can be expressed as: Α is the theoretical slope of the frequency obtained from the modulation width and the specified time.
上記(9)式と上記(7)式における2次関数の近似式(第1式)から、時間算出式は次式のように表現できる。 From the approximate expression (first expression) of the quadratic function in the expression (9) and the expression (7), the time calculation expression can be expressed as the following expression.
なお、電圧は初期電圧をVoとして、電圧刻みを1ステップずつ変化させる。求めた時間は、マイコン10の最小時間分解能で量子化されて表現される。 Note that the voltage is changed step by step by setting the initial voltage to V o . The obtained time is quantized and expressed with the minimum time resolution of the microcomputer 10.
(最終電圧の算出)
図6のステップS205の処理がこれに対応する。具体的には、ステップS204で算出する時間刻みデータの累積時間が、規定時間を超えないところまで計算する。得られた時間刻みDCの個数が時間データ数DNとなる。なお、初期電圧Voに対し、最終電圧Veは、次式のように計算できる。
(Calculation of final voltage)
The processing in step S205 in FIG. 6 corresponds to this. Specifically, the cumulative time of the time step data calculated in step S204 is calculated up to a point where it does not exceed the specified time. The number of obtained time increments DC is the time data number DN. Incidentally, with respect to the initial voltage V o, the final voltage Ve can be calculated as follows.
つぎに、実施の形態1に係るLUTの更新処理および更新後の送信処理について、図7のタイムチャートを使用して説明する。図7では、横軸に時間をとり、縦軸には、上部側から、モジュール電源のON状態、三角波変調信号、送信周波数、VCO制御電圧および送信系制御電圧を示している。 Next, the LUT update process and the updated transmission process according to the first embodiment will be described with reference to the time chart of FIG. In FIG. 7, the horizontal axis represents time, and the vertical axis represents the module power ON state, triangular wave modulation signal, transmission frequency, VCO control voltage, and transmission system control voltage from the upper side.
LUT9には、変調制御データの初期値として、予め決められたデータが格納されている。この予め決められたデータは、デフォルトチャープデータと称される。図7において、デフォルトチャープデータは、三角波変調信号における波形K1で示されている。VCO4の特性変動がない場合、送信アンテナ1から送信されるFM−CW信号の周波数の波形は、波形K4に示すようなリニアリティのある波形となる。一方、経年劣化等により、VCO4に特性変動が生じた場合、送信アンテナ1から送信されるFM−CW信号の周波数の波形は、波形K2に示されるようなリニアリティのない波形となる。そこで、実施の形態1では、VCO4の分周信号をディジタル信号に変換して定期的にモニタすると共に、VCO4の分周信号における位相情報から周波数情報を算出している(図4の処理フロー)。さらに、算出結果を使用して補正処理を行い、送信周波数のリニアリティ確保に必要な電圧データを計算している(図6の処理フロー)。図6の処理を行った後、LUT9のデータは波形K3で示されるようなデータに更新されており、波形K2に対して波形K3を用いてFM−CW信号を生成すれば、波形K4に示されるようなリニアリティのある波形が生成される。
The
なお、1回目の周波数情報を算出し、補正処理を行ってLUT9を更新するまでは、FM−CW信号の送信は行わない。この処理は、図7に示すように、モジュール電源がオンされた後にVCO制御電圧をオンにして周波数の算出処理および補正処理は行うものの、送信系制御電圧をオフにしておけば、FM−CW信号の送信を抑止することができる。また、LUT9の更新に同期させて、送信系制御電圧をオンにすれば、LUT9の更新後に速やかにFM−CW信号の送信が可能となる。
The FM-CW signal is not transmitted until the first frequency information is calculated, correction processing is performed, and the
以上説明したように、実施の形態1では、VCO4の分周信号の位相情報から周波数情報を算出し、算出結果を使用して生成した補正データでLUT9に格納されたデータを更新することとしたので、経年劣化等によるVCOの特性変動に的確に対応することができる。また、VCOの特性変動に的確に対応することができるので、出荷検査工程における検査時間を削減でき、出荷後におけるフィードバック制御の仕組みを構築でき、VCO補正の高精度が可能となる。
As described above, in the first embodiment, the frequency information is calculated from the phase information of the divided signal of the VCO 4, and the data stored in the
実施の形態2.
実施の形態1では、位相計算による周波数の算出処理と、多項式近似による補正処理とを併用して、LUT9の更新処理を行う実施の形態について説明したが、実施の形態2では、LUT9の2回目以降の更新処理を時間誤差計算による補正処理で代用する実施の形態を説明するものである。なお、基本的な構成は、図1または図2に示す実施の形態1の構成と同一または同等であり、具体的な構成に関する説明は省略する。
In the first embodiment, the frequency calculation processing by phase calculation and the correction processing by polynomial approximation are used together to perform the update processing of the
つぎに、実施の形態2に係るFM−CWレーダの要部について、図8および図9を参照して説明する。図8は、マイコン10における時間誤差計算による補正処理の流れを示すフローチャートである。図9は、「時間誤差計算による補正処理」の概念の説明に供する図である。 Next, the main part of the FM-CW radar according to the second embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 8 is a flowchart showing a flow of correction processing by time error calculation in the microcomputer 10. FIG. 9 is a diagram for explaining the concept of “correction processing by time error calculation”.
(理想周波数直線からの誤差の計算)
図8のステップS301の処理がこれに対応する。具体的には、まず、図4に示した「周波数情報の算出処理」のフローによって「時間に対する周波数データ」を算出する。つぎに、「時間に対する周波数データ」と理想周波数直線との誤差δt(i)を次式に基づいて計算する。
(Calculation of error from ideal frequency line)
The processing in step S301 in FIG. 8 corresponds to this. Specifically, first, “frequency data with respect to time” is calculated by the flow of “frequency information calculation processing” shown in FIG. Next, an error δt (i) between the “frequency data with respect to time” and the ideal frequency line is calculated based on the following equation.
上記(12)式において、fidealは理想周波数直線であり、fdetectは、図4のフローで算出した周波数データである。また、αは変調幅と規定時間とから求められる周波数の理論的な傾き値(以下「理論傾き値」という)である。算出のイメージは、図9に示す通りであり、実線波形で示される周波数データの波形fdetectと、理想周波数直線の波形fidealとの間の矢印の成分、すなわち時間軸方向の差分値を誤差として算出する処理となる。 In the above equation (12), f ideal is an ideal frequency line, and f detect is frequency data calculated in the flow of FIG. Α is a theoretical slope value of frequency (hereinafter referred to as “theoretical slope value”) obtained from the modulation width and the specified time. The image of the calculation is as shown in FIG. 9, and the component of the arrow between the waveform f detect of the frequency data indicated by the solid line waveform and the waveform f ideal of the ideal frequency line, that is, the difference value in the time axis direction is an error Is calculated as follows.
(時間刻みデータの補正)
図8のステップS302の処理がこれに対応する。具体的には、上記(12)式にて算出した理想周波数直線からの誤差を利用し、時間刻みDCを補正する。データ範囲の最初をk番目とすると、補正後の時間刻みDCは、次式で求めることができる。
(Time correction data correction)
The processing in step S302 in FIG. 8 corresponds to this. More specifically, the time step DC is corrected using the error from the ideal frequency line calculated by the above equation (12). If the beginning of the data range is kth, the corrected time step DC can be obtained by the following equation.
上記(13)式において、DC(k)はk番目における補正前データであり、δt(k)はDC(k)を使用して求めた誤差成分であり、DC'(k)はk番目における補正後のデータである。同様に、DC(k+1)はk+1番目における補正前のデータであり、δt(k+1)はDC(k+1)を使用して求めた誤差成分であり、DC'(k+1)はk+1番目における補正後のデータである。 In the above equation (13), DC (k) is the pre-correction data at the kth, δt (k) is the error component obtained using DC (k), and DC ′ (k) is at the kth. Data after correction. Similarly, DC (k + 1) is data before correction at the (k + 1) th, δt (k + 1) is an error component obtained using DC (k + 1), and DC ′ (k + 1) is after the correction at the (k + 1) th. It is data.
図8のフローを用いた場合、実施の形態2に係るLUT9の更新は以下の処理となる。まず、LUT9の1回目の更新では、デフォルトチャープデータに対する周波数特性を多項式近似し(上述の例では2次関数近似)、その結果からリニアリティ確保に必要な電圧テーブルを計算する。一方、LUT9の2回目以降の更新では、多項式近似は使用せず、図8のフローに従って、理想周波数直線に対する時間誤差を算出し、当該時間誤差を使用して各時間データの補正を行う。
When the flow of FIG. 8 is used, the update of the
以上のように、実施の形態2では、算出した周波数情報のデータと、理想周波数直線の波形データとの間の時間軸方向の差分を誤差として算出し、算出した誤差で時間軸方向の補正を行うこととしたので、実施の形態1と同様な効果を得ることができる。 As described above, in the second embodiment, the difference in the time axis direction between the calculated frequency information data and the ideal frequency line waveform data is calculated as an error, and the correction in the time axis direction is performed with the calculated error. Since this is done, the same effect as in the first embodiment can be obtained.
実施の形態3.
実施の形態3では、周囲温度の変動によるVCOの特性変動の兆候を把握し、FM−CWレーダにおける送信周波数の異常を検出して警報およびエラーを出力する機能を付加するものである。なお、基本的な構成は、図1または図2に示す実施の形態1の構成と同一または同等であり、具体的な構成に関する説明は省略する。
Embodiment 3 FIG.
In the third embodiment, a function of grasping a sign of a VCO characteristic variation due to a variation in ambient temperature, detecting a transmission frequency abnormality in the FM-CW radar, and outputting an alarm and an error is added. Note that the basic configuration is the same as or equivalent to the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1 or FIG. 2, and a description of the specific configuration is omitted.
つぎに、実施の形態3に係るFM−CWレーダの要部について、図10から図12を参照して説明する。図10は、マイコン10の不揮発性メモリ19に格納される格納データのイメージを表形式で示す図である。図11は、実施の形態3に係る「警報処理」の流れを示すフローチャートである。図12は、実施の形態3に係る「異常判定処理」の流れを示すフローチャートである。
Next, the main part of the FM-CW radar according to the third embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 10 is a diagram showing an image of stored data stored in the
周囲温度モニタ11によって送受信モジュールの周囲温度が定期的にモニタされる。周囲温度モニタ11がモニタした温度データは、FM−CW信号における送信信号の周波数である送信周波数と共に不揮発性メモリ19に格納される。
The ambient temperature monitor 11 periodically monitors the ambient temperature of the transmission / reception module. The temperature data monitored by the ambient temperature monitor 11 is stored in the
図11に示す警報処理のフローでは、まず、送信周波数が予め設定された公差内であるか否かが判定され(ステップS401)、送信周波数が予め設定された公差から外れていれば(ステップS401,No)、劣化兆候があるものとして、上位の制御部に警報を出力する(ステップS402)。送信周波数が予め設定された公差内であれば(ステップS401,Yes)、警報は出力しない。 In the alarm processing flow shown in FIG. 11, first, it is determined whether or not the transmission frequency is within a preset tolerance (step S401), and if the transmission frequency is out of the preset tolerance (step S401). , No), an alarm is output to the host control unit assuming that there is a sign of deterioration (step S402). If the transmission frequency is within a preset tolerance (step S401, Yes), no alarm is output.
周囲温度のデータと共に送信周波数の情報を不揮発性メモリ19に格納することで、送信周波数が規定値からズレが生じていないかを確認することができ、要すれば上位制御部に警報を出力することが可能となる。
By storing the transmission frequency information together with the ambient temperature data in the
なお、格納できるデータ数には制限があるため、予め決められた温度間隔でデータを保持し、該当する温度のデータがない場合には、該当する温度の値を線形近似によって求めればよい。 Since the number of data that can be stored is limited, the data is held at a predetermined temperature interval, and when there is no data of the corresponding temperature, the value of the corresponding temperature may be obtained by linear approximation.
図11の処理フローは、送信信号の周波数が公差内であるか否かの判定処理であったが、電波法を遵守しているか否かの判定処理として、図12の処理フローを実行してもよい。なお、図11の処理フローと、図12の処理フローとは併存が可能である。 The process flow in FIG. 11 is a process for determining whether or not the frequency of the transmission signal is within the tolerance, but the process flow in FIG. 12 is executed as a process for determining whether or not the radio wave law is observed. Also good. Note that the processing flow of FIG. 11 and the processing flow of FIG. 12 can coexist.
図12の処理フローを実施する場合、図10に示すように、電波法で規定された送信周波数の上限値である送信周波数Maxと、送信周波数の下限値である送信周波数Minと、送信レーダ信号の変調幅とを、周囲温度モニタ11がモニタした温度データと共に不揮発性メモリ19に格納しておく。
When the processing flow of FIG. 12 is performed, as shown in FIG. 10, the transmission frequency Max, which is the upper limit value of the transmission frequency defined by the Radio Law, the transmission frequency Min, which is the lower limit value of the transmission frequency, and the transmission radar signal Are stored in the
図12に示す異常判定処理のフローでは、まず、送信周波数が上限値と下限値との範囲内にあるか否かが判定され(ステップS501)、上限値と下限値との範囲内でなければ(ステップS501,No)、異常が発生しているとして、上位制御部にエラーを出力する(ステップS503)。また、上限値と下限値との範囲内にある場合でも(ステップS501,Yes)、さらにFM−CW信号の変調帯域幅が上限値の範囲内にあるか否かを判定し(ステップS502)、変調帯域幅が上限値の範囲内になければ(ステップS502,No)、上位制御部にエラーを出力する(ステップS503)。 In the flow of the abnormality determination process shown in FIG. 12, it is first determined whether or not the transmission frequency is within the range between the upper limit value and the lower limit value (step S501), and if not within the range between the upper limit value and the lower limit value. (No in step S501), an error is output to the upper control unit, assuming that an abnormality has occurred (step S503). Further, even when the value is within the range between the upper limit value and the lower limit value (step S501, Yes), it is further determined whether the modulation bandwidth of the FM-CW signal is within the upper limit value range (step S502). If the modulation bandwidth is not within the upper limit range (step S502, No), an error is output to the upper control unit (step S503).
なお、上位制御部にエラーが出力された場合、送信出力停止等の処置が行われることは言うまでもない。 Needless to say, when an error is output to the higher-level control unit, measures such as stopping transmission output are performed.
以上説明したように、実施の形態3では、高周波回路13を含む送受信モジュールの周囲温度をモニタし、モニタした温度データをFM−CW信号における送信周波数と共に不揮発性メモリ19に格納することとしたので、実施の形態1の効果に加え、警報処理および異常判定処理を行うことができるという効果が得られる。
As described above, in the third embodiment, the ambient temperature of the transmission / reception module including the high-
なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 Note that the configurations shown in the above embodiments are examples of the contents of the present invention, and can be combined with other known techniques, and can be combined without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change a part of.
例えば、実施の形態1の処理と、実施の形態2の処理とを組み合わせて実施してもよい。また、実施の形態1の処理と、実施の形態3の処理と、を組み合わせてもよいし、実施の形態2の処理と、実施の形態3の処理と、を組み合わせてもよい。また、実施の形態1から実施の形態3までの全ての処理を組み合わせてもよい。 For example, the process of the first embodiment and the process of the second embodiment may be performed in combination. Further, the process of the first embodiment and the process of the third embodiment may be combined, or the process of the second embodiment and the process of the third embodiment may be combined. Further, all the processes from the first embodiment to the third embodiment may be combined.
1 送信アンテナ(Tx)、2 受信アンテナ(Rx)、3 電力分配器、5,17 ミキサ、6 ベースバンドアンプ回路、7 DAC(ディジタルアナログ変換器)、8,16 ADC(アナログディジタル変換器)、9 LUT(ルックアップテーブル)、10 マイコン、11 周囲温度モニタ、12 制御回路、13 高周波回路、14 信号処理部、15 プリスケーラ、18 基準周波数発生器、19 不揮発性メモリ、31 余弦関数および正弦関数発生器、32a,32b 乗算器、34 逆正接関数演算器、35 周波数演算器。 1 transmit antenna (Tx), 2 receive antenna (Rx), 3 power distributor, 5,17 mixer, 6 baseband amplifier circuit, 7 DAC (digital / analog converter), 8,16 ADC (analog / digital converter), 9 LUT (Look Up Table), 10 microcomputer, 11 ambient temperature monitor, 12 control circuit, 13 high frequency circuit, 14 signal processing unit, 15 prescaler, 18 reference frequency generator, 19 nonvolatile memory, 31 cosine function and sine function generation , 32a, 32b multiplier, 34 arc tangent function calculator, 35 frequency calculator.
Claims (4)
変調電圧に基づいて周波数変調された高周波信号を発生する電圧制御発振器を具備し、目標物体からの反射波を受信する高周波回路と、
前記電圧制御発振器の分周信号の周波数を整数分の1の周波数に低下させるプリスケーラと、
前記高周波回路が生成したアナログ信号をディジタル信号に変換し、前記目標物体までの距離および前記目標物体の速度を検出する信号処理部と、を備え、
前記信号処理部は、
前記プリスケーラの出力信号をディジタル信号に変換するアナログディジタル変換器と、
変調制御データの初期値が格納されるルックアップテーブルと、を備え、
前記アナログディジタル変換器でサンプリングされたデータを直交復調し、直交復調したデータに基づいて瞬時周波数データを算出し、算出した前記瞬時周波数データを前記プリスケーラにて低下させた分だけ上昇させる演算を行って周波数情報を算出し、算出した前記周波数情報を使用し、電圧刻みを一定とし、且つ、時間刻みを変化させることで生成した補正データで前記ルックアップテーブルに格納されたデータを更新する
ことを特徴とするFM−CWレーダ。 An FM-CW radar that uses frequency modulation according to the FM-CW system,
A high-frequency circuit that includes a voltage-controlled oscillator that generates a high-frequency signal that is frequency-modulated based on a modulation voltage, and that receives a reflected wave from a target object;
A prescaler that reduces the frequency of the frequency-divided signal of the voltage controlled oscillator to a fraction of an integer frequency;
A signal processing unit that converts an analog signal generated by the high-frequency circuit into a digital signal and detects a distance to the target object and a speed of the target object; and
The signal processing unit
An analog-to-digital converter that converts the output signal of the prescaler into a digital signal;
A lookup table in which initial values of modulation control data are stored;
The data sampled by the analog-digital converter is orthogonally demodulated, instantaneous frequency data is calculated based on the orthogonally demodulated data, and the calculated instantaneous frequency data is increased by the amount reduced by the prescaler. The frequency information is calculated using the calculated frequency information, the voltage increment is constant, and the data stored in the lookup table is updated with the correction data generated by changing the time increment. A featured FM-CW radar.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2018160709A JP6598948B2 (en) | 2018-08-29 | 2018-08-29 | FM-CW radar |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2018160709A JP6598948B2 (en) | 2018-08-29 | 2018-08-29 | FM-CW radar |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2017500231A Division JP6479155B2 (en) | 2015-02-19 | 2015-02-19 | FM-CW radar and method of generating FM-CW signal |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2018185347A JP2018185347A (en) | 2018-11-22 |
JP6598948B2 true JP6598948B2 (en) | 2019-10-30 |
Family
ID=64355713
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2018160709A Active JP6598948B2 (en) | 2018-08-29 | 2018-08-29 | FM-CW radar |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6598948B2 (en) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP7169642B2 (en) * | 2018-11-28 | 2022-11-11 | 国立研究開発法人産業技術総合研究所 | Optical measuring device and measuring method |
DE112019006800T5 (en) | 2019-01-31 | 2021-11-11 | Mitsubishi Electric Corporation | Antenna device and radar device |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3460145B2 (en) * | 2000-03-15 | 2003-10-27 | アンリツ株式会社 | Frequency measuring device |
EP1533906B1 (en) * | 2002-08-26 | 2008-01-02 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Waveform generation method, waveform generation program, waveform generation circuit, and radar device |
JP5034306B2 (en) * | 2006-04-28 | 2012-09-26 | 富士通株式会社 | Frequency modulation circuit, FM-CW radar apparatus, and communication integrated radar apparatus |
US8416121B2 (en) * | 2010-12-08 | 2013-04-09 | International Business Machines Corporation | Narrow-band wide-range frequency modulation continuous wave (FMCW) radar system |
JP5727978B2 (en) * | 2012-09-21 | 2015-06-03 | 旭化成エレクトロニクス株式会社 | FMCW signal generator |
-
2018
- 2018-08-29 JP JP2018160709A patent/JP6598948B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2018185347A (en) | 2018-11-22 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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A621 | Written request for application examination |
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|
A977 | Report on retrieval |
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TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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R250 | Receipt of annual fees |
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