JP6569583B2 - AC motor control device - Google Patents
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Description
本発明は、交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to an AC motor control device that controls energization of an AC motor.
従来、電流センサが検出した相電流検出値に基づいてフィードバック制御を行う交流電動機の制御装置において、相電流の1次成分に重畳する高次成分の影響を低減する技術が知られている。
例えば特許文献1に開示された交流電動機の制御装置は、相電流検出値をフーリエ級数展開して1次成分を抽出し、抽出した1次電流に基づいてフィードバック制御を行う。このとき、例えば電気1周期を分割数Nで分割したサンプリング間隔でサンプリングされた値に基づく算出値を積算することにより、フーリエ係数を演算する。
2. Description of the Related Art Conventionally, in an AC motor control device that performs feedback control based on a phase current detection value detected by a current sensor, a technique for reducing the influence of higher-order components superimposed on the primary component of phase current is known.
For example, the control device for an AC motor disclosed in
特許文献1には、1次電流の検出精度を確保するため、交流電動機の回転数又は電気周波数によって、分割数Nを変更してもよいと記載されている。この従来技術の知見によると、回転数に応じて処理可能な範囲で分割数Nを最大に設定することにより、より多くのサンプリング値を用いてフーリエ係数を演算し、1次電流の検出精度を向上させることができるように思われる。
しかし、高次成分の次数と分割数Nとの関係によっては、相電流を分割数Nでサンプリングしたとき、特定次数の高次成分が相電流の1次成分と区別することができなくなる場合がある。例えば、電気1周期に12個のサンプリング値からでは、1次成分と11次、13次成分とを区別することができない。 However, depending on the relationship between the degree and the division number N of the high-order components, when sampling the phase current in the division number N, if it becomes impossible to high-order components of a particular order to distinguish the first-order component of the phase current There is. For example, the primary component and the 11th and 13th components cannot be distinguished from 12 sampling values in one electrical cycle.
すると、本来、フィルタで除去されるはずの高次成分が誤って1次成分として認識されることになる。その結果、フーリエ級数展開で演算される1次電流の検出値が真の値よりも大きくなる。したがって、従来技術のように回転数のみに基づいて分割数Nを決定すると、1次電流の振幅に誤差が生じ、検出精度が低下するおそれがある。 Then, the high-order component that should be removed by the filter is erroneously recognized as the primary component. As a result, the detected value of the primary current calculated by Fourier series expansion becomes larger than the true value. Therefore, if the division number N is determined based on only the rotation speed as in the conventional technique, an error occurs in the amplitude of the primary current, and the detection accuracy may be reduced.
本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、フィルタによるサンプリングにおいて1次電流を高精度に検出する交流電動機の制御装置を提供することにある。 The present invention was created in view of the above points, and an object thereof is to provide a control device for an AC motor that detects a primary current with high accuracy in sampling by a filter.
本発明の交流電動機の制御装置は、複数のスイッチング素子(21−26)の動作により直流電力を交流電力に変換し、交流電動機(80)に供給するインバータ(20)と、フィードバックされた相電流に基づいてインバータを操作し、交流電動機の通電を制御するインバータ制御部(30)とを備える。
本明細書で「交流電動機」は、交流駆動のモータ、発電機、及びモータジェネレータを含むものであり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機として用いられ駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータジェネレータが該当する。また、例えば、モータジェネレータの通電を制御する制御装置が「交流電動機の制御装置」に該当する。
The control apparatus for an AC motor of the present invention includes an inverter (20) that converts DC power into AC power by operation of a plurality of switching elements (21-26) and supplies the AC power to the AC motor (80), and a fed back phase current. And an inverter control unit (30) for controlling the energization of the AC motor.
In the present specification, the “AC motor” includes an AC drive motor, a generator, and a motor generator. For example, the AC motor is used as a main machine of a hybrid vehicle or an electric vehicle, and generates torque for driving drive wheels. Applicable to motor generators. Further, for example, a control device that controls energization of the motor generator corresponds to the “control device for an AC motor”.
インバータ制御部は、フィルタ(51)と、スペクトル演算部(401、403、404)と、分割数設定部(53、54)とを有する。
スペクトル演算部は、交流電動機に流れる相電流のスペクトルを検出又は推定する。
フィルタは、電気1周期を「分割数N(Nは2以上の整数)」で分割したサンプリング間隔で相電流をサンプリングし、サンプリングした相電流値に基づいて、相電流の1次成分を抽出する。
分割数設定部は、相電流を分割数Nでサンプリングした場合に、スペクトル演算部が検出又は推定した相電流のスペクトルに基づいて決定される特定次数の高次成分が、相電流の1次成分と区別することができなくなることを避けるように、分割数Nを設定する。
The inverter control unit includes a filter (51), a spectrum calculation unit (401, 403, 404), and a division number setting unit (53, 54).
The spectrum calculation unit detects or estimates the spectrum of the phase current flowing through the AC motor.
The filter samples the phase current at a sampling interval obtained by dividing one electrical cycle by “the number of divisions N (N is an integer of 2 or more)”, and extracts a primary component of the phase current based on the sampled phase current value. .
If the division number setting section, obtained by sampling the phase current in the division number N, the higher order components of the specific orders spectrum calculating unit is determined based on the spectrum of the phase current detected or estimated, first-order component of the phase current The division number N is set so as to avoid being indistinguishable .
好ましくは、本発明のフィルタは、相電流検出値を電気角の関数としてフーリエ級数展開した1次成分を抽出し、当該相の1次電流を算出する1次電流演算部(51)である。
この1次電流演算部は、サンプリング間隔でサンプリングされた相電流検出値に基づく算出値を電気1周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算し、当該フーリエ係数を基に1次電流を算出する。
Preferably, the filter of the present invention is a primary current calculation unit (51) that extracts a primary component obtained by Fourier-phase expansion of a phase current detection value as a function of an electrical angle and calculates a primary current of the phase.
The primary current calculation unit calculates a Fourier coefficient by integrating a calculated value based on a phase current detection value sampled at a sampling interval over one electrical cycle, and calculates a primary current based on the Fourier coefficient.
このように本発明では、フィルタによるサンプリングにおいて、分割数Nは、相電流のスペクトルに基づいて設定される。このとき、分割数Nは、相電流を分割数Nでサンプリングした場合に、特定次数の高次成分が相電流の1次成分と区別することができなくなることを避けるように設定される。これにより、特定次数の高次成分が誤って1次成分として認識されることを防止し、1次電流の検出精度を向上させることができる。 Thus, in the present invention, in the sampling by the filter, the division number N is set based on the spectrum of the phase current. At this time, the division number N is set so that, when the phase current is sampled by the division number N, a high-order component of a specific order cannot be distinguished from the primary component of the phase current . Thereby, it is possible to prevent a high-order component of a specific order from being erroneously recognized as a primary component, and to improve the detection accuracy of the primary current.
以下、交流電動機の制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。また、以下の第1〜第5実施形態を包括して「本実施形態」という。
本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ(以下「MG」)を駆動するシステムにおいて、三相交流モータであるMGの通電を制御する装置である。各実施形態の「MG」及び「MG制御装置」は、特許請求の範囲に記載の「交流電動機」及び「交流電動機の制御装置」に相当する。
Hereinafter, a plurality of embodiments of an AC motor control device will be described with reference to the drawings. In the plurality of embodiments, substantially the same configuration is denoted by the same reference numeral, and description thereof is omitted. The following first to fifth embodiments are collectively referred to as “this embodiment”.
The control apparatus for an AC motor according to this embodiment is an apparatus that controls energization of an MG that is a three-phase AC motor in a system that drives a motor generator (hereinafter referred to as “MG”) that is a power source of a hybrid vehicle or an electric vehicle. . “MG” and “MG control device” in each embodiment correspond to “AC motor” and “AC motor control device” recited in the claims.
[システム構成]
まず、各実施形態のMG制御装置が適用されるMG駆動システムの全体構成について図1を参照して説明する。図1には、一つのMGを備えるシステムを例示する。
MG駆動システム90は、充放電可能な二次電池であるバッテリ11の直流電力をインバータ20で三相交流電力に変換してMG80に供給するシステムである。MG駆動システム90においてMG制御装置10は、主にインバータ20及びインバータ制御部30を含む。
なお、MG制御装置10は、バッテリ11の電圧を昇圧してインバータ20に出力するコンバータを備えたMG駆動システムに適用されてもよい。また、MG制御装置10は、二つ以上のMGを備えたMG駆動システムにも同様に適用可能である。
[System configuration]
First, the overall configuration of an MG drive system to which the MG control device of each embodiment is applied will be described with reference to FIG. FIG. 1 illustrates a system including one MG.
MG
The
MG80は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、MG80は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。 The MG 80 is, for example, a permanent magnet type synchronous three-phase AC motor. In the present embodiment, the MG 80 has a function as an electric motor that generates torque for driving driving wheels of a hybrid vehicle and a function as a generator that recovers energy by generating electric power transmitted from the engine and driving wheels.
MG80の三相巻線81、82、83のうち二相の巻線に接続される電流経路には、相電流を検出する電流センサが設けられる。図1の例では、V相巻線82及びW相巻線83に接続される電流経路に、それぞれ相電流Iv、Iwを検出する電流センサ87、88が設けられており、残るU相の電流Iuをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
MG80の電気角θeは、例えばレゾルバ等の回転角センサ85により検出される。
A current sensor for detecting a phase current is provided in a current path connected to the two-phase winding among the three-
The electrical angle θe of the
インバータ20は、上下アームの6つのスイッチング素子21−26がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子21、22、23は、それぞれU相、V相、W相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子24、25、26は、それぞれU相、V相、W相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子21−26は、例えばIGBTで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。
In the
インバータ20は、インバータ制御部30からのゲート信号UU、UL、VU、VL、WU、WLに従ってスイッチング素子21−26が動作することで直流電力を三相交流電力に変換する。そして、インバータ制御部30が演算した電圧指令に応じた相電圧Vu、Vv、VwをMG80の各相巻線81、82、83に印加する。平滑コンデンサ15は、インバータ20に入力されるシステム電圧Vsysを平滑化する。システム電圧Vsysは、特許請求の範囲に記載の「インバータ電圧」に相当する。
電圧センサ27はシステム電圧Vsysを検出する。
The
インバータ制御部30は、マイコン等により構成され、図示しないCPU、ROM、I/O、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。マイコンは、予め記憶されたプログラムをCPUで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。
The
インバータ制御部30は、各センサが検出したシステム電圧Vsys、二相の相電流Iv、Iw、電気角θeを取得する。また、インバータ制御部30は、微分器86により電気角θeが時間微分された電気角速度ω[deg/s]を取得する。なお、インバータ制御部30の内部に微分器86を有してもよい。
電気角速度ωは、比例定数を乗じることにより、回転数Nr[rpm]に換算される。本明細書では「電気角速度ωを換算した回転数」を省略して、適宜「回転数ω」といい、「回転数ω」と「回転数Nr」とを併用する。特に「回転数Nr」は、後述の電流処理部にて分割数上限値Nlimを算出する場面で用いる。それ以外のモータ制御の説明では、主に「回転数ω」を用いる。
The
The electrical angular velocity ω is converted to a rotational speed Nr [rpm] by multiplying by a proportionality constant. In this specification, “the rotational speed converted from the electrical angular velocity ω” is omitted, and is appropriately referred to as “the rotational speed ω”, and “the rotational speed ω” and “the rotational speed Nr” are used together. In particular, the “rotation speed Nr” is used in a scene where the division number upper limit value Nlim is calculated by a current processing unit described later. In other motor control descriptions, “rotational speed ω” is mainly used.
さらにインバータ制御部30は、上位制御回路からトルク指令Trq*が入力される。
インバータ制御部30は、これらの情報に基づいて、インバータ20を操作するゲート信号UU、UL、VU、VL、WU、WLを演算する。インバータ20は、ゲート信号UU、UL、VU、VL、WU、WLに従ってスイッチング素子21−26が動作することにより、バッテリ11から入力される直流電力を交流電力に変換しMG80に供給する。
Further, the
Based on such information, the
[インバータ制御部の構成]
以下、インバータ制御部30の構成について実施形態毎に説明する。各実施形態のインバータ制御部の符号として、「30」に続く3桁目に実施形態の番号を付して区別する。また、各実施形態のインバータ制御部に含まれる変調器、スペクトル演算部、電流処理部の符号として、それぞれ「60」、「40」、「50」に続く3桁目に実施形態の番号を付して区別する。ただし、それらの構成が前出の実施形態の構成と実質的に同一である場合、前出の構成の符号を援用する。
[Configuration of inverter control unit]
Hereinafter, the configuration of the
(第1実施形態)
第1、第2実施形態に共通のインバータ制御部及び変調器の構成について、図2、図3を参照して説明する。
図2に示すように、インバータ制御部301は、一般的なフィードバック制御(図中、「FB制御」)の構成として、dq変換部31、トルク推定部32、トルクフィードバック制御部340、電流指令演算部35、電流フィードバック制御部380、変調器601及びゲート信号生成部79を含む。また、インバータ制御部301は、特徴構成として、スペクトル演算部401、及び、第1実施形態の電流処理部501若しくは第2実施形態の電流処理部502を含む。以下、第1、第2実施形態の電流処理部501、502に共通の事項については、「電流処理部501」として記載する。
(First embodiment)
The configuration of the inverter control unit and the modulator common to the first and second embodiments will be described with reference to FIGS.
As shown in FIG. 2, the
まず、一般的なフィードバック制御の構成について説明する。本実施形態は、MG80の三相巻線81、82、83に流れる電流のうち少なくとも一相の電流がフィードバックされる構成において成立する。したがって、インバータ制御部301は、電流フィードバック制御部380のみを備え、トルクフィードバック制御部340を備えなくてもよい。或いは、図2に示すように、フィードバック電流に基づいてトルク推定値Trq_estを算出する構成のトルクフィードバック制御部340のみを備えてもよい。
First, a general feedback control configuration will be described. This embodiment is established in a configuration in which at least one phase of the current flowing through the three-
ただし、ハイブリッド自動車のMG駆動システム90に現実に適用される構成として、トルクフィードバック制御部340と電流フィードバック制御部380との両方を備える構成が一般的であるため、ここでは、その構成を代表的な実施形態として説明する。
この構成では、演算した電圧ベクトルの振幅Vrとシステム電圧Vsysとから算出される変調率に応じて、電圧ベクトルを演算するフィードバック方式が切り替えられる。すなわち、トルクフィードバック制御部340と電流フィードバック制御部380とが協働して電圧ベクトルを演算する場合と、電流フィードバック制御部380が単独で電圧ベクトルを演算する場合とがある。
However, since a configuration including both the torque
In this configuration, the feedback method for calculating the voltage vector is switched according to the modulation factor calculated from the calculated amplitude Vr of the voltage vector and the system voltage Vsys. That is, there are a case where the torque
トルクフィードバック制御部340は、トルク減算器33及び制御器34を有する。
電流フィードバック制御部380は、電流減算器36、制御器37、制御器38、電圧振幅/位相演算部39を有する。このうち、制御器37と、制御器38及び電圧振幅/位相演算部39とは、上述の二つのフィードバック方式に応じて選択的に設けられる。
The torque
The current
最初に、両方のフィードバック方式に共通の構成を説明する。
dq変換部31は、電気角θeに基づき、電流処理部501が出力した1次電流Iv1s、Iw1sをdq軸電流Id、Iqに変換し、電流減算器36にフィードバックする。
電流指令演算部35は、トルク指令Trq*に基づき、例えば電流当たり最大トルクが得られるように、マップや数式を用いてdq軸電流指令Id*、Iq*を演算する。
電流フィードバック制御部380の電流減算器36は、dq軸電流指令Id*、Iq*と、dq変換部31からフィードバックされるdq軸電流Id、Iqとの電流偏差ΔId、ΔIqを算出する。
First, a configuration common to both feedback systems will be described.
The
Based on the torque command Trq * , the current
The
続いて、トルクフィードバック制御部340と電流フィードバック制御部380とが協働して電圧ベクトルを演算する場合の構成を説明する。
トルク推定部32は、dq軸電流Id、Iq、及び、MG80のモータ定数に基づき、式(1)を用いてトルク推定値Trq_estを算出する。
Trq_est=p×{Iq×ψ+(Ld−Lq)×Id×Iq} ・・・(1)
ただし、
p :MGの極対数
ψ :逆起電圧定数
Ld、Lq:d軸インダクタンス、q軸インダクタンス
Next, a configuration when the torque
Trq_est = p × {Iq × ψ + (Ld−Lq) × Id × Iq} (1)
However,
p: number of pole pairs of MG ψ: counter electromotive voltage constant Ld, Lq: d-axis inductance, q-axis inductance
トルクフィードバック制御部340のトルク減算器33は、トルク指令Trq*とトルク推定値Trq_estとのトルク偏差ΔTrqを算出する。制御器34は、トルク偏差ΔTrqを0に収束させるように、PI演算により電圧位相φを演算し、変調器601に出力する。
また、電流フィードバック制御部380の制御器37は、電流偏差ΔId、ΔIqを0に収束させるように、PI演算により電圧振幅Vrを演算し、変調器601に出力する。
The
The
次に、電流フィードバック制御部380が単独で電圧ベクトルを演算する場合の構成を説明する。
電流フィードバック制御部380の制御器38は、電流偏差ΔId、ΔIqを0に収束させるように、PI演算によりdq軸電圧指令Vd*、Vq*を演算する。電圧振幅/位相演算部39は、dq軸電圧指令Vd*、Vq*を電圧振幅Vr及び電圧位相φに変換し、変調器601に出力する。なお、図2には、電圧位相φをd軸基準で定義する例を参考に示しているが、q軸基準で電圧位相を定義してもよい。
Next, a configuration when the current
The
こうして変調器601は、いずれかのフィードバック方式で演算された電圧振幅Vr及び電圧位相φが入力される。また、変調器601は、システム電圧Vsys、電気角θe、回転数ω等の情報が入力される。
変調器601は、これらの情報に基づき、インバータ20を操作するパルス電圧の出力波形として、パルスパターン又はPWM信号をゲート信号生成部79に出力する。
ゲート信号生成部79は、変調器601が出力したパルスパターン又はPWM信号に基づいて、ゲート信号UU、UL、VU、VL、WU、WLを生成し、インバータ20のスイッチング素子21−26に出力する。
Thus, the
Based on this information, the
The gate
図3に示すように、変調器601は、変調率算出部61、方式切替部62、同期数設定部63、パルスパターン選択部64、パルスパターン記憶部65、PWM信号生成部66及び搬送波周波数設定部67を有する。
このうち、同期数設定部63、パルスパターン選択部64及びパルスパターン記憶部65は、パルスパターンを生成するブロックであり、PWM信号生成部66及び搬送波周波数設定部67は、PWM信号を生成するブロックである。第1実施形態では、変調器601は、少なくともいずれか一方のブロックを含めばよい。本明細書では、パルスパターンに、電気1周期に1パルスの矩形波を出力するパターンを含むものとする。
As shown in FIG. 3, the
Among them, the synchronization
変調率算出部61は、電流フィードバック制御部380が出力した電圧振幅Vrとシステム電圧Vsysとの比から、式(2)により変調率mを算出する。
m=2√(2/3)×(Vr/Vsys) ・・・(2)
方式切替部62は、変調率m等に基づいて、電圧波形の特定方式を切り替える。
同期数設定部63、パルスパターン選択部64及びパルスパターン記憶部65については、後述の第3実施形態で説明する。
The modulation
m = 2√ (2/3) × (Vr / Vsys) (2)
The
The synchronization
PWM信号生成部66は、インバータ20が出力する電圧波形を特定する方式として、電流フィードバック制御部380の出力に基づいて算出される相電圧と搬送波とを比較しPWM信号を生成する。インバータ20が出力する電圧波形を特定する。
詳しくは、PWM信号は、相電圧が換算されたdutyと、三角波等の搬送波とが比較されることにより生成される。
搬送波周波数設定部67は、PWM信号生成部66が用いる搬送波の周波数(以下「搬送波周波数」)Fcを設定する。
The PWM
Specifically, the PWM signal is generated by comparing the duty in which the phase voltage is converted with a carrier wave such as a triangular wave.
The carrier
図2に戻り、次に、本実施形態の特徴構成であるスペクトル演算部401及び電流処理部501について説明する。
各実施形態のスペクトル演算部は、MG80に流れる一相以上の相電流のスペクトルを検出又は推定する。特に第1実施形態のスペクトル演算部401は、電流センサ87、88が検出した相電流検出値Iv、Iwを取得し、当該相電流のスペクトルを検出する。
Returning to FIG. 2, the
The spectrum calculation unit of each embodiment detects or estimates a spectrum of one or more phase currents flowing through the
電流処理部501には、電流センサ87、88が検出した相電流検出値Iv、Iwに加え、電気角θe及び回転数Nrが入力される。
ところで、従来技術である特許文献1(特許第5741966号公報)に記載されている通り、MG制御装置では、フィードバックされる相電流に高次成分が重畳したり、相電流がオフセットしたりする場合がある。そこで、相電流検出値をフーリエ級数展開して抽出した1次電流演算値を用いてフィードバック制御することで、高次成分による騒音を低減し、相電流のオフセットによるトルク変動やパワー変動を抑制可能となる。
In addition to the phase current detection values Iv and Iw detected by the
By the way, as described in Patent Document 1 (Japanese Patent No. 5741966) which is a prior art, in the MG control device, a high-order component is superimposed on a phase current to be fed back or the phase current is offset. There is. Therefore, feedback control is performed using the primary current calculation value extracted by Fourier series expansion of the phase current detection value, thereby reducing noise due to high-order components and suppressing torque fluctuation and power fluctuation due to phase current offset. It becomes.
本実施形態の電流処理部501は、従来技術の「1次電流演算部」の基本構成を基に、さらに他の機能部が付加されたものである。電流処理部501は、従来技術が備えない特徴として、特に、スペクトル演算部401が検出した相電流スペクトルの情報を取得し、それに基づいて、フーリエ級数展開における「分割数N(Nは2以上の整数)」を設定する。そして、電流処理部501は、取得した情報に基づいて演算した1次電流Iv1s、Iw1sをdq変換部31に出力する。
The
電流処理部501の全体的な構成は、図9を参照して後述する。その前に、電流処理部501の「1次電流演算部51」について、ここで説明する。
1次電流演算部51は、従来技術と同様に、相電流検出値を電気角の関数としてフーリエ級数展開した1次成分を抽出し、当該相の1次電流を算出するものであり、特許請求の範囲に記載の「フィルタ」として機能する。1次電流演算部51は、電気1周期を分割数Nで分割したサンプリング間隔でサンプリングされた相電流検出値に基づく算出値を電気1周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算し、当該フーリエ係数を基に1次電流を算出する。
The overall configuration of the
The primary
なお、特許文献1では、「電気1周期を分割数Nで分割したサンプリング間隔」を「積算角の間隔」と表している。積算角の考え方やフーリエ係数の演算式、及び、フーリエ係数を用いた1次電流の演算式等については特許文献1の開示内容に準ずるものとし、本明細書では詳細な説明を省略する。また、特許文献1に記載された「電気角k周期」について、本明細書では、「k=1」として考える。
In
従来技術の第2実施形態では、積算角の間隔は、電気1周期を分割数Nで等分割した一定間隔に設定される。例えば図4に示すように、分割数Nが12のとき、積算角の間隔は30degとなる。この場合、電気1周期につき12個の電気角θe及びV相電流Ivのデータに基づいて、フーリエ係数が演算される。 In the second embodiment of the prior art, the interval between the integrated angles is set to a constant interval obtained by equally dividing one electrical cycle by the division number N. For example, as shown in FIG. 4, when the number of divisions N is 12, the interval between the integrated angles is 30 degrees. In this case, the Fourier coefficient is calculated based on the data of 12 electrical angles θe and V-phase current Iv per electrical cycle.
また、特許文献1の段落[0084]には、次のように記載されている。
「分割数Nを固定した場合、回転数Nrに応じて積算タイミングの周期が変動する。そこで、積算の精度を適正に確保できるよう、交流電動機の回転数Nr、又は電気周波数によって、分割数Nを変更してもよい。具体的には、回転数Nr又は電気周波数が高くなるほど分割数Nを少なくし、回転数Nr又は電気周波数が低くなるほど分割数Nを多くするとよい。」
この従来技術の知見によると、回転数に応じて処理可能な範囲で分割数Nを最大に設定することにより、より多くのサンプリング値を用いてフーリエ係数を演算し、1次電流の検出精度を向上させることができるように思われる。
Further, paragraph [0084] of
“When the number of divisions N is fixed, the period of integration timing varies according to the number of rotations Nr. Therefore, the number of divisions N depends on the number of rotations Nr of the AC motor or the electrical frequency so that the accuracy of integration can be appropriately secured. Specifically, the division number N may be decreased as the rotational speed Nr or the electrical frequency is increased, and the division number N may be increased as the rotational speed Nr or the electrical frequency is decreased.
According to the knowledge of this prior art, by setting the division number N to the maximum within the range that can be processed according to the rotation speed, the Fourier coefficient is calculated using more sampling values, and the detection accuracy of the primary current is improved. Seems to be able to improve.
しかし、高次成分の次数と分割数Nとの関係によっては、1次電流を正しく演算することができない場合がある。これについて、図5〜図8を参照して説明する。 However, depending on the relationship between the degree and the division number N of the high-order component, it may not be possible to calculate the primary current correctly. This will be described with reference to FIGS.
図5(a)、(b)には、相電流の11次成分及び13次成分を分割数12(すなわちサンプリング間隔30deg)でサンプリングしたときの検出値を示す。サンプリングされた12個の点の軌跡は、1次のsin波を描く。そのため、電気1周期に12個のサンプリング値からでは、1次成分と11次、13次成分とを区別することができない。
FIGS. 5A and 5B show detection values when the 11th-order component and the 13th-order component of the phase current are sampled at the division number 12 (that is, the
図6は、この現象を相電流スペクトルとフィルタ特性との関係で表した図である。
フィルタ特性は、分割数12の場合における、各次数成分の「フィルタ処理前の振幅に対するフィルタ処理後の振幅の減衰率」を示す。例えば、減衰率が−20[dB]とは、フィルタ前の振幅がフィルタ後に10分の1に減衰することを意味する。また、減衰率が0[dB]とは、フィルタ前の振幅がフィルタ後に全く減衰されないことを意味する。
図6には、0次から30次まで、0.25次毎に算出した減衰率の点をつないだ特性線を示す。1次を除くと、11次、13次、23次、25次で減衰率が0[dB]となる。一方、1次と11次との間、13次と23次との間、25次から30次までの区間では、減衰率の絶対値が大きくなっている。
FIG. 6 is a diagram showing this phenomenon by the relationship between the phase current spectrum and the filter characteristics.
The filter characteristic indicates the “attenuation rate of the amplitude after the filter processing relative to the amplitude before the filter processing” of each order component in the case of the
FIG. 6 shows characteristic lines connecting the attenuation rate points calculated every 0.25th order from the 0th order to the 30th order. Excluding the first order, the attenuation rate is 0 [dB] in the 11th, 13th, 23rd, and 25th orders. On the other hand, the absolute value of the attenuation factor is large in the section between the first order and the eleventh order, between the thirteenth order and the twenty-third order, and from the 25th order to the 30th order.
また、相電流スペクトルは、説明のために示した仮想のスペクトルであり、実際には、高速フーリエ変換(FFT)等の手段によって検出される周波数スペクトルに相当する。
図6では、相電流検出値に含まれる11次成分及び13次成分のスペクトル振幅が比較的大きい状態を仮に想定する。なお、1次、11次、13次以外の比較的振幅の小さい次数成分は、単に「その他の次数成分」が存在していることを示しているに過ぎず、次数の値自体に意味は無い。
The phase current spectrum is a virtual spectrum shown for explanation, and actually corresponds to a frequency spectrum detected by means such as fast Fourier transform (FFT).
In FIG. 6, it is assumed that the spectrum amplitudes of the 11th and 13th components included in the phase current detection value are relatively large. The order components having relatively small amplitudes other than the first, eleventh, and thirteenth orders merely indicate that “other order components” exist, and the order values themselves have no meaning. .
このように、スペクトル振幅が比較的大きい11次成分及び13次成分について、フィルタ特性の減衰率が0[dB]であると、11次成分及び13次成分は、誤って1次成分として認識される。その結果、誤って認識された高次成分の振幅が1次電流の振幅に加算される。したがって、フィルタが検出した1次電流の振幅Asnsは、真の振幅Arealに対しプラス側に誤差が生じるため、1次電流の検出精度が低下する。 As described above, when the attenuation factor of the filter characteristic is 0 [dB] for the 11th and 13th components having a relatively large spectrum amplitude, the 11th and 13th components are erroneously recognized as the primary components. The As a result, the amplitude of the erroneously recognized high-order component is added to the amplitude of the primary current. Therefore, the amplitude A sns of the primary current detected by the filter has an error on the plus side with respect to the true amplitude A real, so that the detection accuracy of the primary current is lowered.
次に、図7(a)、(b)には、それぞれ11次成分、13次成分を分割数24(すなわちサンプリング間隔15deg)でサンプリングしたときの電流値を示す。この場合、サンプリングされた24個の点の軌跡は、フィルタ前の電流波形にある程度追従しており、1次成分の電流波形と区別可能である。
図8に示すように、分割数24の場合のフィルタ特性によると、11次、13次成分の減衰率は−30[dB]より負側にあり、絶対値が30を超えている。このことは、相電流検出値を分割数24でサンプリングしたとき、11次成分、13次成分が適切に除去されることを意味している。その結果、フィルタが検出した1次電流の振幅Asnsは、真の振幅Arealに精度良く一致する。
Next, FIGS. 7A and 7B show current values when the 11th-order component and the 13th-order component are sampled at the division number 24 (that is, sampling
As shown in FIG. 8, according to the filter characteristics in the case of the division number of 24, the attenuation factors of the 11th and 13th components are on the negative side from −30 [dB], and the absolute value exceeds 30. This means that the 11th order component and the 13th order component are appropriately removed when the phase current detection value is sampled by the
要するに、フーリエ級数展開の分割数Nの設定にあたっては、従来技術のように回転数Nrのみによって判断すればよいわけでなく、相電流スペクトルの振幅と、注目する次数成分の減衰率との関係を考慮することが重要である。
そこで本実施形態は、1次電流演算部51がフーリエ級数展開に用いる分割数Nを適切に設定するための電流処理部の構成及び作用に特徴を有する。
In short, when setting the division number N of the Fourier series expansion, it is not only necessary to make a determination based on the rotational speed Nr as in the prior art, but the relationship between the amplitude of the phase current spectrum and the attenuation factor of the order component of interest. It is important to consider.
Therefore, this embodiment is characterized by the configuration and operation of the current processing unit for appropriately setting the division number N used by the primary
第1実施形態の電流処理部501の構成、及び、電流処理部501による分割数設定例について、図9、図10、図11を参照して説明する。
図10に示す設定例では、1回目に設定した分割数「N=24」が不適当であるため、2回目に分割数「N=18」に変更する。このように、第1実施形態では、「設定し、不適当ならば変更する」というトライアンドエラーの思想に基づき分割数Nを設定する。
A configuration of the
In the setting example shown in FIG. 10, the division number “N = 24” set for the first time is inappropriate, so the division number is changed to “N = 18” for the second time. Thus, in the first embodiment, the division number N is set based on the idea of trial and error that “set and change if inappropriate”.
図11のフローチャートには、第1実施形態による分割数設定処理のルーチンを示す。以下のフローチャートの説明で、記号「S」はステップを意味する。
図10中の「S2−1」、「S7−2」等は、図11における同番号のステップに対応する。例えば「S2−1」は、1回目のループの「S2」を意味し、「S7−2」は、2回目のループの「S7」を意味する。
The flowchart of FIG. 11 shows a division number setting process routine according to the first embodiment. In the description of the flowchart below, the symbol “S” means a step.
“S2-1”, “S7-2”, etc. in FIG. 10 correspond to the steps with the same numbers in FIG. For example, “S2-1” means “S2” of the first loop, and “S7-2” means “S7” of the second loop.
図9に示すように、電流処理部501は、1次電流演算部51、スペクトル比較部52、分割数設定部53、減衰率取得部55、非減衰成分特定部56及び分割数制限部57を有する。
1次電流演算部51の一般的な説明は上述の通りである。図9に示すように、1次電流演算部51は、例えばV相、W相電流の検出値Iv、Iw、及び電気角θeの情報が入力され、これらの情報に基づいてフーリエ級数展開した1次成分を抽出する。そして、この例では、V相、W相の1次電流Iv1s、Iw1sを算出し、フィードバック電流としてdq変換部31に出力する。
As shown in FIG. 9, the
The general description of the primary
スペクトル比較部52は、スペクトル演算部401が検出した相電流スペクトルの振幅と判定閾値Athとを比較する。第1実施形態では、非減衰成分特定部56が特定した非減衰成分についてのスペクトル振幅を判定閾値Athと比較する。
分割数設定部53は、まず、ある分割数Nを設定する。この分割数Nは、例えば、従来技術のように回転数Nrのみから算出してもよいし、或いは、以前の制御で使用した値を流用してもよい。検出精度を向上させる観点から、分割数Nは、原則として、回転数Nrに応じて処理可能な範囲で可及的に大きく設定することが好ましい。
その後、分割数設定部53は、スペクトル比較部52によるスペクトル振幅の比較結果に基づき、設定した分割数Nが不適当であると判断された場合、分割数Nを変更する。
The
The division
Thereafter, the division
分割数制限部57は、電流処理部501の処理時間Tc及びMG80の回転数Nrに基づいて分割数の上限値Nlimを算出し、分割数設定部53が設定可能な分割数Nを上限値Nlim以下に制限する。ここで、以下のように記号を定義する。
Tc:処理時間[s]
T :電気1周期の時間[s]
p :MGの極対数[−]
Nr:回転数[rpm]
θs:サンプリング間隔[deg](=360/N)
θslim:サンプリング間隔の下限値[deg]
The division
Tc: Processing time [s]
T: Time of one electrical cycle [s]
p: Number of pole pairs of MG [−]
Nr: number of revolutions [rpm]
θs: Sampling interval [deg] (= 360 / N)
θslim: Lower limit of sampling interval [deg]
MG80の回転数Nrに応じて、電気1周期の時間Tは、式(3)で算出される。
T=60/(p×Nr) ・・・(3)
分割数Nは、電気1周期の時間T内に処理時間Tcの処理を繰り返し可能な回数以下とする必要があるから、式(4)が得られる。
N≦T/Tc=60/(p×Nr×Tc)=Nlim ・・・(4)
なお、式(4)は、サンプリング間隔の下限値θslimの式(5)に書き換えることができる。
θs≧(360/60)×p×Nr×Tc=6(p×Nr×Tc)=θslim
・・・(5)
Depending on the rotation speed Nr of the
T = 60 / (p × Nr) (3)
Since the division number N needs to be equal to or less than the number of times that the processing of the processing time Tc can be repeated within the time T of one electrical cycle, Equation (4) is obtained.
N ≦ T / Tc = 60 / (p × Nr × Tc) = Nlim (4)
Equation (4) can be rewritten as Equation (5) for the lower limit value θslim of the sampling interval.
θs ≧ (360/60) × p × Nr × Tc = 6 (p × Nr × Tc) = θslim
... (5)
減衰率取得部55は、分割数設定部53が設定した分割数Nでサンプリングされる一つ以上の次数の高次成分について、フィルタ処理前の振幅に対するフィルタ処理後の振幅の減衰率を取得する。
図5〜図8に例示した通り、高次成分の次数と分割数Nとの関係によって、各次数成分の減衰率は理論的に求められる。そのため、減衰率取得部55は、例えば高次成分の次数毎に分割数Nと減衰率との関係を規定したマップ等を記憶してもよい。
The attenuation
As illustrated in FIGS. 5 to 8, the attenuation rate of each order component is theoretically determined by the relationship between the order of the higher order component and the division number N. Therefore, the attenuation
非減衰成分特定部56は、減衰率取得部が取得した減衰率の絶対値が閾値Rth未満である次数の高次成分を「非減衰成分」として特定する。以下、閾値Rthとの大小比較については、減衰率の絶対値により表現するものとし、「絶対値」の記載を適宜省略する。したがって、「減衰率が閾値Rth未満」であるとは、負の値である閾値Rthよりも減衰率が0に近いこと、すなわち、ほとんど減衰しないことを意味する。
The non-attenuating
次に、図9〜図11を合わせて参照しつつ、図11のフローチャートに沿って、分割数Nの設定手順を説明する。
まず、ルーチン全体の流れを一通り説明してから、図10に示す具体例を対照する。
S1で、分割数制限部57は、処理時間Tc及び回転数Nrを取得し、それらの情報に基づいて分割数上限値Nlimを算出する。なお、1回のルーチン中に処理時間Tc及び回転数Nrは変化しないことを前提とする。
Next, a procedure for setting the division number N will be described along the flowchart of FIG. 11 with reference to FIGS.
First, the overall flow of the routine will be described, and then the specific example shown in FIG. 10 will be compared.
In S1, the division
S2で、分割数設定部53は分割数Nを設定する。なお、破線枠内の注記については後述する。
S3では、設定された分割数Nが上限値Nlim以下であるか判定される。S3でNOの場合、S2に戻り、分割数設定部53は分割数Nを再設定する。S3でYESの場合、S4に移行する。
In S2, the division
In S3, it is determined whether the set division number N is equal to or less than the upper limit value Nlim. If NO in S3, the process returns to S2, and the division
S4、S5で、スペクトル演算部401は、一相以上の電流を取得し、スペクトルを検出する。
S6で、減衰率取得部55及び非減衰成分特定部56は、分割数Nに応じた減衰率を取得し、減衰率が閾値Rth未満である「非減衰成分」を特定する。
In S4 and S5, the
In S6, the attenuation
S7で、スペクトル比較部52は、非減衰成分のスペクトル振幅が判定閾値Ath未満であるか判定する。S7でNOの場合、S2に戻り、分割数設定部53は分割数Nを再設定する。S7でYESの場合、S10に移行する。
S10では、1次電流演算部51は、決定された分割数Nを用いてフーリエ係数を演算し、フーリエ級数展開により1次電流を演算する。
In S7, the
In S10, the primary
続いて図10を参照し、具体例を説明する。この例のS3では、1回目、2回目ともYESと判定される。S7では、1回目のS7−1でNOと判定された後、2回目のS7−2でYESと判定される。
1回目のS2−1で、分割数設定部53は、分割数Nを24(すなわち、サンプリング間隔15deg)に設定する。S6−1では、「N=24」のフィルタ特性により、23次成分及び25次成分が非減衰成分として特定される。
Next, a specific example will be described with reference to FIG. In S3 of this example, YES is determined for both the first time and the second time. In S7, it is determined NO in the first S7-1, and then YES is determined in the second S7-2.
In the first S2-1, the division
S7−1で、スペクトル比較部52は、23次成分及び25次成分について、スペクトル振幅を判定閾値Athと比較する。すると、23次成分及び25次成分のスペクトル振幅が判定閾値Ath以上であるため、S7−1で「NO」と判定される。よって、分割数24の不採用が決定される。
次に2回目のS2−2で、分割数設定部53は、分割数Nを24から18(すなわち、サンプリング間隔20deg)に変更し再設定する。S6−2では、「N=18」のフィルタ特性により、17次成分及び19次成分が非減衰成分として特定される。
In S7-1, the
Next, in the second S2-2, the division
S7−2で、スペクトル比較部52は、17次成分及び19次成分について、スペクトル振幅を判定閾値Athと比較する。すると、17次成分及び19次成分のスペクトル振幅が判定閾値Ath未満であるため、S7−2で「YES」と判定される。こうして、分割数18が採用される。
この例が示すように、分割数Nは大きいほど良いとは限らない。例えば分割数Nを24から18に減らした方が、検出精度が向上する場合がある。
In S7-2, the
As shown in this example, the larger the division number N, the better. For example, the detection accuracy may be improved by reducing the division number N from 24 to 18.
再び図11を参照し、S2の破線枠内に記載した注記について説明する。この注記は、S7でNOと判定されS2に戻ったとき、分割数Nの再設定条件を既定するものである。
分割数設定部53は、分割数Nを相対的に大きい値から小さい値に変更するとき、変更後の分割数N(x)を変更前の分割数N(x−1)の「約数以外の値」に設定する。
Referring to FIG. 11 again, the notes described in the dashed frame in S2 will be described. This note defines the reset condition for the division number N when NO is determined in S7 and the process returns to S2.
When the division
例えば図10の例の通り、1回目のループで分割数Nを24に設定したとき、非減衰成分である23次成分及び25次成分のスペクトル振幅が判定閾値Ath以上であるため、S7−1でNOと判定された場合を想定する。
この場合、図6に示すように、24の約数である分割数12のフィルタ特性では、23次成分及び25次成分は、やはり非減衰成分となり除去されない。したがって、2回目のループで分割数Nを12に設定してもS7の肯定条件に適合しない。これは、他の24の約数である8、6、4、3、2に変更した場合も同様である。
そこで、変更後の分割数N(x)を設定するとき、変更前の分割数N(x−1)の約数を予め除外することで、変更後の分割数N(x)を効率的に再設定することができる。
For example, as shown in the example of FIG. 10, when the division number N is set to 24 in the first loop, the spectrum amplitudes of the 23rd and 25th components that are non-attenuating components are equal to or greater than the determination threshold Ath. Suppose the case of NO is determined.
In this case, as shown in FIG. 6, in the filter characteristics of the
Therefore, when the division number N (x) after the change is set, the division number N (x) after the change is efficiently removed by excluding the divisors of the division number N (x−1) before the change in advance. Can be reset.
(効果)
第1実施形態の効果について説明する。
(1)第1実施形態以下の各実施形態では、1次電流演算部51による相電流サンプリングにおいて、分割数Nは、相電流のスペクトルに基づいて設定される。このとき、分割数Nは、相電流を分割数Nでサンプリングした場合に、特定次数の高次成分が相電流の1次成分と区別することができなくなることを避けるように設定される。これにより、特定次数の高次成分が誤って1次成分として認識されることを防止し、1次電流の検出精度を向上させることができる。
(effect)
The effect of the first embodiment will be described.
(1) First Embodiment In the following embodiments, in the phase current sampling by the primary
(2)非減衰成分特定部56は、減衰率取得部55が取得した減衰率の絶対値が閾値Rth未満である次数の高次成分を「非減衰成分」として特定する。
また、第1実施形態の分割数設定部53は、設定した分割数Nに応じて特定された非減衰成分について、相電流のスペクトル振幅が判定閾値Ath以上となる場合、分割数Nを変更し再設定する。
このように、全周波数域のスペクトル振幅を漫然と評価するのでなく、フィルタ特性として影響の大きい非減衰成分について集中的に振幅を評価することにより、適切に分割数Nを設定し、1次電流の検出精度を向上させることができる。
(2) The non-attenuating
In addition, the division
In this way, the spectral amplitude in the entire frequency range is not evaluated loosely, but by evaluating the amplitude intensively with respect to the non-attenuating component having a large influence as a filter characteristic, the division number N is appropriately set, and the primary current Detection accuracy can be improved.
(3)分割数設定部53は、分割数Nを相対的に大きい値から小さい値に変更するとき、変更後の分割数N(x)を変更前の分割数N(x−1)の約数以外の値に設定する。これにより、変更後の分割数N(x)を効率的に再設定することができる。
(4)分割数制限部57は、電流処理部501の処理時間Tc及びMG80の回転数Nrに基づいて分割数の上限値Nlimを算出し、分割数設定部53が設定可能な分割数Nを上限値Nlim以下に制限する。これにより、制御の破綻を防止することができる。
(3) When the division
(4) The division
(第2実施形態)
第2実施形態について、図12〜図14を参照して説明する。
第2実施形態は、インバータ制御部301及び変調器601の構成について、図2、図3に示す第1実施形態の構成と共通である。また、第2実施形態の図12、図13、図14は、それぞれ、第1実施形態の図9、図10、図11に対応する。
(Second Embodiment)
A second embodiment will be described with reference to FIGS.
In the second embodiment, the configurations of the
図13に示す相電流スペクトル及びフィルタ特性は、図10に示すものと同一である。図14では、図11と実質的に同一のステップに同一のステップ番号を付し、説明の一部を省略する。図13中の「S8」、「S9」は、図14における同番号のステップに対応する。
第2実施形態では、分割数設定部54は、予め記憶している複数の分割数Nの候補の中から、相電流のスペクトル振幅が判定閾値以上となる高次成分の次数に応じて分割数Nを「選択」する。
The phase current spectrum and filter characteristics shown in FIG. 13 are the same as those shown in FIG. In FIG. 14, the same step numbers are assigned to substantially the same steps as in FIG. 11, and a part of the description is omitted. “S8” and “S9” in FIG. 13 correspond to steps with the same numbers in FIG.
In the second embodiment, the division
図12に示すように、第2実施形態の電流処理部502は、第1実施形態の電流処理部501に対し非減衰成分特定部56を有していない。また、減衰率取得部55は、取得した減衰率を分割数設定部54に通知する。
以下、図12〜図14を合わせて参照する。
図14のS1で、分割数制限部57は、分割数上限値Nlimを算出する。S4、S5で、スペクトル演算部401は、一相以上の電流を取得し、スペクトルを検出する。
As illustrated in FIG. 12, the
Hereinafter, FIGS. 12 to 14 will be referred to together.
In S <b> 1 of FIG. 14, the division
S8で、スペクトル比較部52は、全周波数域にわたって各次数成分のスペクトル振幅を判定閾値Athと比較し、スペクトル振幅が判定閾値Ath以上となる「高振幅成分」を特定する。図13に示す例では、23次成分及び25次成分が高振幅成分として特定される。スペクトル比較部52は、この特定結果を分割数設定部54に通知する。
In S8, the
分割数設定部54は、複数の分割数Nの候補を予め記憶している。そのうち、上限値Nlim以下である分割数Nのフィルタ特性に関し、高振幅成分の減衰率を減衰率取得部55から読み出す。図13の例では、23次成分及び25次成分の減衰率が評価される。
すると、分割数Nが24のとき、23次成分、25次成分の減衰率は閾値Rth未満であり、フィルタで除去されない。一方、分割数Nが18のとき、23次成分、25次成分の減衰率は閾値Rth以上であり、フィルタで除去される。その他の分割数Nのフィルタ特性についても、23次成分及び25次成分の減衰率が同様に評価される。
The division
Then, when the division number N is 24, the attenuation rate of the 23rd-order component and the 25th-order component is less than the threshold value Rth and is not removed by the filter. On the other hand, when the division number N is 18, the attenuation factors of the 23rd-order component and the 25th-order component are equal to or greater than the threshold value Rth and are removed by a filter. For the other filter characteristics of the division number N, the attenuation factors of the 23rd-order component and the 25th-order component are similarly evaluated.
その結果、S9で、分割数設定部54は、「上限値Nlim以下、且つ、高振幅成分の減衰率が閾値Rth以上」となる分割数Nとして「N=18」を選択する。
1次電流演算部51は、選択された分割数18を用いて、相電流Iv、Iwをフーリエ級数展開し、1次電流を抽出する。
第2実施形態は、第1実施形態の効果(1)、(4)を共通に奏する。また、第2実施形態では、複数回の処理ループを繰り返すことなく、一回のシーケンスで分割数Nを選択するため、処理時間のばらつきを低減することができる。
As a result, in S9, the division
The primary
The second embodiment has the effects (1) and (4) of the first embodiment in common. In the second embodiment, since the division number N is selected in a single sequence without repeating a plurality of processing loops, variations in processing time can be reduced.
(第3実施形態)
第3実施形態について図15〜図18を参照して説明する。
図15に示すように、第3実施形態のインバータ制御部303では、スペクトル演算部403は、変調器603から取得したパルスパターンの電圧波形に基づいて、相電流スペクトルを推定する。つまり、第3実施形態は、スペクトル演算部403によるスペクトルの演算構成が第1実施形態と異なる。なお、第3実施形態の電流処理部の構成は、第1又は第2実施形態の電流処理部501、502と共通である。
(Third embodiment)
A third embodiment will be described with reference to FIGS.
As shown in FIG. 15, in the
第3実施形態の変調器603は、パルスパターンを生成するブロックの作用が特徴であるため、図15において「パルスパターン」の文字を丸で囲む。また、図16において、PWM信号を生成するブロックを二点鎖線で記す。図16に示すように、変調器603のパルスパターン選択部64が選択した電圧波形がスペクトル演算部403に出力される。
Since the
ここで、第1実施形態の説明で省略した同期数設定部63、パルスパターン選択部64及びパルスパターン記憶部65について説明する。
同期数設定部63は、回転数ωに基づいて、同期数s、すなわち電気1周期の最大パルス数を設定する。
パルスパターン選択部64は、変調率算出部61が算出した変調率m、及び、同期数設定部63が設定した同期数sに基づいて、パルスパターン記憶部65に記憶された複数のパルスパターンからいずれかのパルスパターンを選択する。
Here, the synchronization
The synchronization
The pulse
パルスパターン記憶部65は、インバータ20が出力可能な電圧波形として複数のパルスパターンを予め記憶している。なお、パルスパターン記憶部65は、PWM制御で搬送波比較により生成される電圧波形をパルスパターンとして記憶してもよい。
図16では、パルスパターン選択部64とパルスパターン記憶部65との間の入出力の関係を双方向の矢印で表す。
The pulse
In FIG. 16, the input / output relationship between the pulse
各パルスパターンは、電気1周期の同期数、各パルスの位置及び幅が規定されており、これらの値に応じて、相電流に含まれる各次数の高次成分の振幅が決まる。したがって、スペクトル演算部403は、パルスパターン選択部64が選択したパルスパターンの電圧波形に基づいて、相電流のスペクトルを推定することができる。
図17に示すように、スペクトル演算部403が推定した相電流スペクトルに基づいて、第1実施形態と同様の電流処理部501の分割数設定部53が分割数Nを変更しつつ設定してもよい。或いは、これに代えて、第2実施形態と同様の電流処理部502の分割数設定部54が分割数Nを選択してもよい。
Each pulse pattern defines the number of synchronizations in one electrical cycle, the position and width of each pulse, and the amplitude of each order higher order component included in the phase current is determined according to these values. Therefore, the
As shown in FIG. 17, even if the division
さらに、第3実施形態の変形例について説明する。
この変形例では、パルスパターン記憶部65は、パルスパターン毎に、1次電流演算部51が相電流のサンプリングに用いる分割数Nを記憶している。
例えば図18に示すように、パルスパターン記憶部65は、同期数s及び変調率mと、パルスパターンの電圧波形及び分割数Nとを関連付けたマップを記憶している。図18中の分割数「N_*#」は、変調率mが第*行の値であり、同期数sが第#列の値であるときに選択されるパルスパターンに対応する分割数Nを意味する。
Furthermore, a modification of the third embodiment will be described.
In this modification, the pulse
For example, as illustrated in FIG. 18, the pulse
このマップは、パルスパターンと分割数Nとの関係が製造時にデフォルトとして記憶されてもよい。また、実際に使用されたパルスパターンと、そのとき設定された分割数Nとを関連付けて都度学習するようにしてもよい。
また、同期数s及び変調率mと分割数Nとの対応関係は、一対一に限らない。例えば、ある範囲の変調率mに対して第1の分割数N1を対応させ、それ以外の範囲の変調率mに対して第2の分割数N2を対応させてもよい。
In this map, the relationship between the pulse pattern and the division number N may be stored as a default at the time of manufacture. Alternatively, the pulse pattern actually used and the division number N set at that time may be associated and learned each time.
The correspondence relationship between the synchronization number s, the modulation rate m, and the division number N is not limited to one-to-one. For example, the first division number N1 may correspond to the modulation rate m in a certain range, and the second division number N2 may correspond to the modulation rate m in other ranges.
さらに、図15、図16、図17に破線で示すように、この変形例では、パルスパターン選択部64がパルスパターンを選択したとき、パルスパターン記憶部65が記憶している分割数Nが電流処理部501の分割数設定部53に通知される。そのため、スペクトル演算部403により、常に相電流スペクトルを推定する必要はないように考えられる。
ただし、少なくともパルスパターンと分割数Nとの関係を記憶する段階では、「非減衰成分の相電流スペクトルの振幅を判定閾値未満にする」という技術的思想に基づいて分割数Nが設定される。したがって、この変形例の構成も、特許請求の範囲に記載された「スペクトル演算部を備える構成」に該当するものである。
Further, as shown by broken lines in FIGS. 15, 16, and 17, in this modification, when the pulse
However, at least in the stage of storing the relationship between the pulse pattern and the division number N, the division number N is set based on the technical idea that “the amplitude of the phase current spectrum of the non-attenuating component is less than the determination threshold”. Therefore, the configuration of this modified example also corresponds to the “configuration including a spectrum calculation unit” recited in the claims.
(第4実施形態)
第4実施形態について、図19、図20を参照して説明する。
図19に示すように、第4実施形態のインバータ制御部304では、スペクトル演算部404は、変調器604から取得した搬送波周波数Fc及び変調率mに基づいて、相電流スペクトルを推定する。つまり、第4実施形態は、スペクトル演算部404によるスペクトルの演算構成が第1、第3実施形態と異なる。なお、第4実施形態の電流処理部の構成は、第1又は第2実施形態の電流処理部501、502と共通である。
(Fourth embodiment)
A fourth embodiment will be described with reference to FIGS. 19 and 20.
As shown in FIG. 19, in the
第4実施形態の変調器604は、PWM信号を生成するブロックの作用が特徴であるため、図19において「PWM信号」の文字を丸で囲む。また、図20において、パルスパターンを生成するブロックを二点鎖線で記す。図20に示すように、変調器604の搬送波周波数設定部67が設定した搬送波周波数Fc、及び、変調率算出部61が算出した変調率mがスペクトル演算部404に出力される。
Since the
PWM制御では、搬送波周波数Fc及び変調率mに応じて、電圧波形の同期数、各パルスの位置及び幅が規定されるため、相電流に含まれる各次数の高次成分の振幅が決まる。したがって、スペクトル演算部404は、搬送波周波数Fc及び変調率mに基づいて、相電流のスペクトルを推定することができる。
In PWM control, the number of synchronizations of the voltage waveform and the position and width of each pulse are defined according to the carrier frequency Fc and the modulation factor m, so that the amplitude of the higher-order component of each order included in the phase current is determined. Therefore, the
(第5実施形態)
第5実施形態について、図21を参照して説明する。第5実施形態のインバータ制御部305は、図2に示す第1実施形態のインバータ制御部301に対し、電流処理部501及びdq変換部31を統合した電流処理部59を備えている。電流処理部59は、相電流検出値Iv、Iwから1次成分を抽出し、dq変換するまでの演算を一連の処理として実行する。その他、第5実施形態の作用効果は、第1実施形態と同様である。
また、他の実施形態についても同様に、電流処理部及びdq変換部を統合してもよい。
(Fifth embodiment)
A fifth embodiment will be described with reference to FIG. The
Similarly, in other embodiments, the current processing unit and the dq conversion unit may be integrated.
(その他の実施形態)
(a)上記実施形態では、特許請求の範囲に記載の「フィルタ」として、フーリエ級数展開により1次成分を抽出する「1次電流演算部」を用いている。これに限らず、本発明は、フーリエ級数展開以外のフィルタに適用されてもよい。
(b)スペクトル演算部によるスペクトルの演算方法は、上記実施形態で説明した方法に限らず、どのような方法で相電流スペクトルを検出又は推定してもよい。
(Other embodiments)
(A) In the above embodiment, a “primary current calculation unit” that extracts a primary component by Fourier series expansion is used as the “filter” described in the claims. However, the present invention is not limited to this, and may be applied to filters other than the Fourier series expansion.
(B) The spectrum calculation method by the spectrum calculation unit is not limited to the method described in the above embodiment, and the phase current spectrum may be detected or estimated by any method.
(c)上記実施形態では、スペクトル演算部401等はインバータ制御部30等に含まれる。しかし、それは機能上の関連性があることを意味しているに過ぎず、例えば物理的に同一基板上に設けられる形態に限定されない。
(d)本発明が適用されるシステムにおいて駆動される交流電動機の相の数は、三相に限らず何相でもよい。また、交流電動機は、永久磁石式同期型モータに限らず、誘導電動機やその他の同期モータであってもよい。
(C) In the above embodiment, the
(D) The number of phases of the AC motor driven in the system to which the present invention is applied is not limited to three phases, and may be any number of phases. Further, the AC motor is not limited to a permanent magnet type synchronous motor, and may be an induction motor or other synchronous motor.
(e)本発明による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のMG駆動システムに限らず、一般機械用等、どのような用途の交流電動機の駆動システムに適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。
(E) The control apparatus for an AC motor according to the present invention is not limited to an MG drive system for a hybrid vehicle or an electric vehicle, and may be applied to an AC motor drive system for any application, such as for a general machine.
As mentioned above, this invention is not limited to the said embodiment at all, In the range which does not deviate from the meaning of invention, it can implement with a various form.
10・・・MG制御装置(交流電動機の制御装置)、
20・・・インバータ、 21−26・・・スイッチング素子、
301、303、304、305・・・インバータ制御部、
401、403、404・・・スペクトル演算部、
51・・・1次電流演算部(フィルタ)、
53、54・・・分割数設定部、
70・・・スペクトル演算部、
80・・・MG(交流電動機)。
10 ... MG control device (control device for AC motor),
20 ... Inverter, 21-26 ... Switching element,
301, 303, 304, 305... Inverter control unit,
401, 403, 404 ... spectrum calculation unit,
51... Primary current calculation unit (filter),
53, 54... Division number setting unit,
70: Spectrum calculation unit,
80: MG (AC motor).
Claims (12)
フィードバックされた相電流に基づいて前記インバータを操作し、前記交流電動機の通電を制御するインバータ制御部(30)と、
を備え、
前記インバータ制御部は、
前記交流電動機に流れる相電流のスペクトルを検出又は推定するスペクトル演算部(401、403、404)と、
電気1周期を分割数N(Nは2以上の整数)で分割したサンプリング間隔で相電流をサンプリングし、サンプリングした相電流値に基づいて、相電流の1次成分を抽出するフィルタ(51)と、
前記相電流を前記分割数でサンプリングした場合に、前記スペクトル演算部が検出又は推定した相電流のスペクトルに基づいて決定される特定次数の高次成分が、前記相電流の1次成分と区別することができなくなることを避けるように、前記分割数を設定する分割数設定部(53、54)と、
を有する交流電動機の制御装置。 An inverter (20) that converts DC power into AC power by operation of the plurality of switching elements (21-26) and supplies the AC power to the AC motor (80);
An inverter control unit (30) for operating the inverter based on the fed back phase current and controlling the energization of the AC motor;
With
The inverter control unit
A spectrum calculator (401, 403, 404) for detecting or estimating a spectrum of a phase current flowing in the AC motor;
A filter (51) for sampling a phase current at a sampling interval obtained by dividing one electrical cycle by a division number N (N is an integer of 2 or more), and extracting a primary component of the phase current based on the sampled phase current value; ,
When sampling the phase currents in the division number, high order components of a particular order that the spectrum calculating unit is determined based on the spectrum of the phase current detected or estimated, distinguishing the primary component of the phase current A division number setting unit (53, 54) for setting the number of divisions , so as to avoid being unable to
A control apparatus for an AC electric motor.
前記1次電流演算部は、
前記サンプリング間隔でサンプリングされた相電流検出値に基づく算出値を電気1周期にわたって積算することによりフーリエ係数を演算し、当該フーリエ係数を基に1次電流を算出する請求項1に記載の交流電動機の制御装置。 The filter is a primary current calculation unit (51) that extracts a primary component obtained by expanding a Fourier series of a phase current detection value as a function of an electrical angle and calculates a primary current of the phase.
The primary current calculator is
2. The AC motor according to claim 1, wherein a Fourier coefficient is calculated by integrating calculated values based on phase current detection values sampled at the sampling interval over one electrical cycle, and a primary current is calculated based on the Fourier coefficient. Control device.
前記分割数設定部が設定した前記分割数でサンプリングされる一つ以上の次数の高次成分について、フィルタ処理前の振幅に対するフィルタ処理後の振幅の減衰率を取得する減衰率取得部(55)をさらに有する請求項1または2に記載の交流電動機の制御装置。 The inverter control unit
An attenuation rate acquisition unit (55) for acquiring an attenuation rate of the amplitude after the filter processing with respect to the amplitude before the filter processing for one or more high-order components sampled at the division number set by the division number setting unit The control device for an AC motor according to claim 1, further comprising:
前記減衰率取得部が取得した減衰率の絶対値が閾値(Rth)未満である次数の高次成分を非減衰成分として特定する非減衰成分特定部(56)をさらに有し、
前記分割数設定部(53)は、
設定した前記分割数に応じて特定された前記非減衰成分について、相電流のスペクトル振幅が判定閾値(Ath)以上となる場合、前記分割数を変更し再設定する請求項3に記載の交流電動機の制御装置。 The inverter control unit
A non-attenuating component specifying unit (56) for specifying, as a non-attenuating component, a higher-order component of the order whose absolute value of the attenuation rate acquired by the attenuation rate acquiring unit is less than a threshold (Rth);
The division number setting unit (53)
4. The AC motor according to claim 3, wherein for the non-attenuating component specified according to the set number of divisions, the division number is changed and reset when a spectrum amplitude of a phase current is equal to or greater than a determination threshold (Ath). 5. Control device.
変更後の分割数(N(x))を変更前の分割数(N(x−1))の約数以外の値に設定する請求項4に記載の交流電動機の制御装置。 When the division number setting unit changes the division number from a relatively large value to a small value,
The control apparatus for an AC motor according to claim 4, wherein the division number (N (x)) after the change is set to a value other than a divisor of the division number (N (x-1)) before the change.
予め記憶している複数の前記分割数の候補の中から、相電流のスペクトル振幅が判定閾値(Ath)以上となる高次成分である高振幅成分の次数に応じて、前記分割数を選択する請求項1〜3のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。 The division number setting unit (54)
The division number is selected from among a plurality of division number candidates stored in advance according to the order of the high-amplitude component, which is a high-order component whose phase current spectral amplitude is equal to or greater than the determination threshold (Ath). The control apparatus of the alternating current motor as described in any one of Claims 1-3.
前記インバータが出力可能な電圧波形として複数のパルスパターンを予め記憶したパルスパターン記憶部(65)と、
前記交流電動機の回転数、及び、電圧振幅(Vr)とインバータ電圧との比から算出される変調率に基づいて、前記パルスパターン記憶部に記憶された複数のパルスパターンからいずれかのパルスパターンを選択するパルスパターン選択部(64)と、
をさらに有する請求項1〜6のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。 The inverter control unit
A pulse pattern storage unit (65) that stores a plurality of pulse patterns in advance as voltage waveforms that can be output by the inverter;
Based on the number of rotations of the AC motor and the modulation factor calculated from the ratio between the voltage amplitude (Vr) and the inverter voltage, any one of the pulse patterns stored in the pulse pattern storage unit is selected. A pulse pattern selection unit (64) to select;
The control device for an AC motor according to any one of claims 1 to 6, further comprising:
前記パルスパターン毎に、前記フィルタが相電流のサンプリングに用いる前記分割数を記憶している請求項7に記載の交流電動機の制御装置。 The pulse pattern storage unit
The control apparatus for an AC motor according to claim 7, wherein the division number used by the filter for sampling of phase current is stored for each pulse pattern.
一つ以上の電流センサ(87、88)が検出した一相以上の相電流検出値を取得し、当該相電流のスペクトルを検出する請求項1〜8のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。 The spectrum calculation unit (401)
The AC motor according to any one of claims 1 to 8, wherein one or more phase current detection values detected by one or more current sensors (87, 88) are acquired and a spectrum of the phase current is detected. Control device.
前記パルスパターン選択部が選択したパルスパターンの電圧波形に基づいて、相電流のスペクトルを推定する請求項7または8に記載の交流電動機の制御装置。 The spectrum calculation unit (403)
The control apparatus for an AC motor according to claim 7 or 8, wherein a spectrum of a phase current is estimated based on a voltage waveform of a pulse pattern selected by the pulse pattern selection unit.
電流フィードバック制御により演算された相電圧と搬送波とを比較してPWM信号を生成し、前記インバータが出力する電圧波形を特定するPWM信号生成部(66)をさらに有し、
前記スペクトル演算部(404)は、
前記PWM信号の生成に用いられる搬送波周波数、及び、電圧振幅(Vr)とインバータ電圧との比から算出される変調率に基づいて、相電流のスペクトルを推定する請求項1〜6のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。 The inverter control unit
A PWM signal generator (66) for comparing the phase voltage calculated by the current feedback control and the carrier wave to generate a PWM signal and specifying the voltage waveform output by the inverter;
The spectrum calculation unit (404)
7. The phase current spectrum is estimated based on a carrier frequency used for generating the PWM signal and a modulation rate calculated from a ratio between a voltage amplitude (Vr) and an inverter voltage. The control apparatus for an AC motor described in the paragraph.
当該制御装置の処理時間(Tc)及び前記交流電動機の回転数(Nr)に基づいて前記分割数の上限値(Nlim)を算出し、前記分割数設定部が設定可能な前記分割数を前記上限値以下に制限する分割数制限部(57)をさらに有する請求項1〜11のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。 The inverter control unit
The upper limit value (Nlim) of the division number is calculated based on the processing time (Tc) of the control device and the rotation speed (Nr) of the AC motor, and the division number that can be set by the division number setting unit is set to the upper limit. The control device for an AC electric motor according to any one of claims 1 to 11, further comprising a division number limiting unit (57) for limiting to a value less than or equal to the value.
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