JP6548112B2 - Broadband antenna - Google Patents
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Description
本発明は、広帯域に整合のとれる広帯域アンテナに関する。 The present invention relates to a wide band antenna that can be matched to a wide band.
近年はスマートフォン等の普及により、高速・大容量の伝送を可能にする超広帯域（ＵＷＢ）無線システム、ＵＨＦ帯のホワイトスペースを使った無線システムやコグニティブ無線システム等が注目されている。このような通信システムでは非常に広帯域の周波数を使用することが前提であるため、広帯域特性を有するアンテナが必要となる。 In recent years, with the spread of smartphones and the like, an ultra-wide band (UWB) wireless system that enables high-speed and large-capacity transmission, a wireless system using a white space in the UHF band, a cognitive wireless system, and the like are attracting attention. Such a communication system is premised on using a very wide band frequency, so an antenna having a wide band characteristic is required.
また、広帯域アンテナは、携帯通信デバイスに収容するために、広帯域特性を備えつつもアンテナ自体の小形化が重要である。アンテナを小形化しつつも広帯域を実現できるものとして、無線通信装置に収納可能な地板の端部に誘電体を配置し、誘電体の一方の面には折り返しＬ型アンテナを、誘電体の他方の面には広帯域モノポールアンテナを各々配置することにより、一つのアンテナ装置で複数の無線通信方式に対応する周波数帯域をカバーできるようにしたアンテナ装置が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。 Moreover, in order to accommodate a broadband antenna in a portable communication device, it is important to miniaturize the antenna itself while having a broadband characteristic. A dielectric is placed at the end of the ground plate that can be stored in a wireless communication device, while a miniaturized antenna can be realized, and a folded L-shaped antenna is placed on one side of the dielectric and the other side of the dielectric. There is proposed an antenna apparatus in which one antenna apparatus can cover frequency bands corresponding to a plurality of wireless communication systems by arranging wide-band monopole antennas on each surface (see, for example, Patent Document 1). ).
しかしながら、上記特許文献１に記載された発明では、地板の小形化について考慮されておらず、折り返しＬ型アンテナおよび広帯域モノポールアンテナを配置する誘電体が小形であっても、地板を含むアンテナ装置全体としては小形とはいえず、携帯式通信デバイス内で占有空間を大きくとることとなるため、十分な小形化を図れるとは言えない。
However, in the invention described in
そこで、本発明は、必要十分な広帯域で整合をとることができ、地板も含めたアンテナ全体の小形化が可能な広帯域アンテナの提供を目的とする。 Therefore, an object of the present invention is to provide a wide band antenna capable of matching in a necessary and sufficient wide band and capable of downsizing the entire antenna including the ground plane.
前記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、誘電体基板の一方の面には地導体を設け、他方の面には導電性のアンテナ素子を設けてなる広帯域アンテナであって、前記地導体は、直線状の地導体基準縁部が前記誘電体基板の基板基準縁部より適宜距離を隔てて位置するように設けることで、少なくとも前記基板基準縁部と地導体基準縁部との間に非導電領域を形成し、前記アンテナ素子は、前記地導体基準縁部に平行な３つの導体である第１アンテナ部、第２アンテナ部および第３アンテナ部を順に連結した構造で、且つ、第１アンテナ部および第２アンテナ部の大部分は、前記誘電体基板の非導電領域に対向する領域に形成し、前記第１アンテナ部は、前記第２アンテナ部と連結されない非連結側端部より給電され、前記誘電体基板の基板基準縁部側に位置して前記地導体基準縁部と平行な第１側縁部と、前記地導体の地導体基準縁部側に位置して前記地導体基準縁部と平行な第２側縁部とにより、非連結側端部より連結側端部まで幅Ｗ１の帯状となし、さらに、前記第２側縁部と前記地導体基準縁部との離隔距離ｄ１が負の値となるように配置することで、誘電体基板を挟んで第１アンテナ部の第２側縁部側が前記地導体と重なる領域を形成する第１インピーダンス調整手段を形成し、前記第２アンテナ部は、前記第１アンテナ部の連結側端部に一方端部が連結されると共に他方端部が前記第３アンテナ部に連結され、前記誘電体基板の基板基準縁部側に位置して前記地導体基準縁部と平行な第１側縁部と、前記地導体の地導体基準縁部側に位置して前記地導体基準縁部と平行な第２側縁部とにより、前記第１アンテナ部との連結端部より第３アンテナ部との連結端部まで幅Ｗ２の帯状となし、さらに、前記第２アンテナ部の第２側縁部と前記地導体基準縁部との離隔距離ｄ２が正の値となるように配置することで、誘電体基板を挟んで第２アンテナ部の第２側縁部側が前記地導体から隔たる領域を形成する第２インピーダンス調整手段を形成し、前記第３アンテナ部は、前記第２アンテナ部と一方端が連結されると共に他方端部が開放端となるようにした、ことを特徴とする。
In order to solve the above-mentioned problems, the invention according to
また、請求項２に係る発明は、前記請求項１に記載の広帯域アンテナにおいて、前記第３アンテナ部は、前記誘電体基板の基板基準縁部側に位置して前記地導体基準縁部と平行な第１側縁部と、該第１側縁部と反対側に位置して前記地導体基準縁部と平行な第２側縁部とにより、前記第２アンテナ部との連結端部より開放端まで幅Ｗ３が一定となる帯状導体としたことを特徴とする。
The invention according to
また、請求項３に係る発明は、前記請求項１に記載の広帯域アンテナにおいて、前記第３アンテナ部は、基端部を前記第２アンテナ部と接続した伸縮可能なロッドアンテナであることを特徴とする。
The invention according to
本発明に係る広帯域アンテナによれば、地導体の地導体基準縁部に沿うように第１アンテナ部および第２アンテナ部を配置するので、地導体の長尺な方向にアンテナ素子を折りたたんだような構造となり、アンテナ全体を小形化できる。しかも、第１アンテナ部により実現する第１インピーダンス調整手段および第２アンテナ部により実現する第２インピーダンス調整手段によって、整合周波数を広帯域化できる。 According to the wide band antenna of the present invention, since the first antenna portion and the second antenna portion are disposed along the ground conductor reference edge of the ground conductor, the antenna element is folded in the long direction of the ground conductor. And the entire antenna can be miniaturized. Moreover, the matching frequency can be broadened by the first impedance adjusting means realized by the first antenna unit and the second impedance adjusting means realized by the second antenna unit.
次に、添付図面に基づいて、本発明に係る広帯域アンテナの実施形態につき説明する。 Next, an embodiment of a broadband antenna according to the present invention will be described based on the attached drawings.
図１は、本発明に係る広帯域アンテナ１の第１実施形態を示すもので、誘電体基板２の一方の面をアンテナ素子形成面２１としてアンテナ素子３を形成し、他方の面を地導体形成面２２として地導体４を形成したものである。なお、以下の説明においては、便宜上、広帯域アンテナ１において、Ｘ軸方向を左右（＋Ｘ側を右、−Ｘ側を左）、Ｙ軸方向を前後（＋Ｙ側を前、−Ｙ側を後）、Ｚ軸方向を上下（＋Ｚ方向を上、−Ｚ方向を下）と呼ぶ。また、本実施形態の広帯域アンテナ１は、ＵＨＦ帯で動作するように設計してある。
FIG. 1 shows a first embodiment of a
誘電体基板２は、厚さｈが０．８ｍｍのテフロン（登録商標）（εｒ＝２．１７，ｔａｎδ＝０．０００８）製の板材で、左右方向の幅が１１０．０４ｍｍ、上下方向の高さが５２１．６６ｍｍの大きさで、後述するアンテナ素子３および地導体４の最外縁にちょうど接するサイズである。
The
上記誘電体基板２のアンテナ素子形成面２１に形成するアンテナ素子３および地導体形成面２２に形成する地導体４を構成する銅箔の厚さｔは３５μｍである。
The thickness t of the copper foil constituting the
地導体４は、上下の高さＬｇを３０４．６３ｍｍ、左右の幅Ｗｇを８７．６０ｍｍとした縦長の長方形で、地導体左側縁部４ｌと地導体下縁部４ｂが、各々誘電体基板２の基板下縁部２ｂと基板左側縁部２ｌにほぼ接する。しかしながら、地導体４における直線状の地導体基準縁部である地導体右側縁部４ｒは、誘電体基板２の基板基準縁部である基板右側縁部２ｒから適宜距離を隔てて位置するように設けることで、少なくとも基板右側縁部２ｒと地導体右側縁部４ｒとの間に非導電領域を形成する。また、本実施形態では、地導体４における地導体上縁部４ｔより上方にも非導電領域が形成されるように、誘電体基板２における基板上縁部２ｔが地導体４の地導体上縁部４ｔよりも適宜上方となるように誘電体基板２の高さを設定してある。なお、アンテナ素子３への信号入力および取り出しは、給電部５により地導体４の側から行う。
The
アンテナ素子３は、地導体右側縁部４ｒに平行な３つの線状導体である第１アンテナ部３１、第２アンテナ部３２および第３アンテナ部３３を下から上へ順に連結した構造である。また、本実施形態では、第１アンテナ部３１および第２アンテナ部３２の大部分は、基板右側縁部２ｒと地導体右側縁部４ｒとの間の非導電領域に対向する領域に形成され、第３アンテナ部３３は、地導体４の地導体上縁部４ｔよりも上方、すなわち基板上縁部２ｔと地導体上縁部４ｔとの間の非導電領域に対向する領域に形成されるものとした。
The
第１アンテナ部３１は、第２アンテナ部３２と連結されない非連結側端部がアンテナ素子３の下端部３ｂとなり、給電部５から斜めに形成したマイクロストリップ線路３４を介して下端部３ｂより給電される。なお、マイクロストリップ線路３４の線路幅Ｗｆは、５０Ωの特性インピーダンスになるよう２．４４ｍｍとし、マイクロストリップ線路の影響をインピーダンス整合の範囲から排除するために、線路長Ｌｆは短く５０．０ｍｍとした。
In the
また、第１アンテナ部３１は、誘電体基板２の基板右側縁部２ｒ側に位置して地導体右側縁部４ｒと平行な第１側縁部である右側縁部３１ｒと、地導体４の地導体右側縁部４ｒ側に位置して地導体右側縁部４ｒと平行な第２側縁部である左側縁部３１ｌとにより、下端部から上端部（第２アンテナ部３２との連結側端部）までの長さがアンテナ長Ｌ１で、一定の幅Ｗ１である帯状とする。このアンテナ長Ｌ１は１７２．３７ｍｍ、幅Ｗ１は１８．４９ｍｍである。
In addition, the
さらに、第１アンテナ部３１の左側縁部３１ｌと地導体右側縁部４ｒとの離隔距離ｄ１が負の値（ｄ１は−０．２１ｍｍ）となるように配置することで、誘電体基板２を挟んで第１アンテナ部３１の左側縁部３１ｌ側が地導体４と重なる領域を形成する。この重なる領域、すなわちｄ１を適宜に設定することにより、第１インピーダンス調整手段（後に詳述）が形成されるのである。
Furthermore, the
第２アンテナ部３２は、第１アンテナ部３１の上端部に下端部が連結されると共に上端部が第３アンテナ部３３の下端部に連結される。
The lower end portion of the
また、第２アンテナ部３２は、誘電体基板２の基板右側縁部２ｒ側に位置して地導体右側縁部４ｒと平行な第１側縁部である右側縁部３２ｒと、地導体４の地導体右側縁部４ｒ側に位置して地導体右側縁部４ｒと平行な第２側縁部である左側縁部３２ｌとにより、下端部（第１アンテナ部３１との連結端部）から上端部（第３アンテナ部３３との連結端部）までの長さがアンテナ長Ｌ２で、一定の幅Ｗ２である帯状とする。このアンテナ長Ｌ２は１５６．９４ｍｍ、幅Ｗ２は１４．６６ｍｍである。
Further, the
さらに、第２アンテナ部３２の左側縁部３２ｌと地導体右側縁部４ｒとの離隔距離ｄ２が正の値（ｄ２は７．７８ｍｍ）となるように配置することで、誘電体基板２を挟んで第２アンテナ部３２の左側縁部３２ｌ側が地導体４の地導体右側縁部４ｒから隔たる領域を形成する。この離隔領域、すなわちｄ２を適宜に設定することにより、第２インピーダンス調整手段（後に詳述）が形成されるのである。
Furthermore, the
第３アンテナ部３３は、下端部が第２アンテナ部３２の上端部と連結されると共に上端部がアンテナ素子３の開放端３ｔとなる。なお、本実施形態の設計例では、第１アンテナ３１のアンテナ長Ｌ１と第２アンテナ３２のアンテナ長Ｌ２の合計は３２９．３１ｍｍであり、地導体４の高さＬｇ＝３０４．６３ｍｍよりも長いので、第２アンテナ部３２の上端部は地導体４の地導体上縁部４ｔよりも上方に延出することとなる。このため、本実施形態の広帯域アンテナ１では、第３アンテナ部３３が地導体４の地導体上縁部４ｔよりも適宜上方にて第２アンテナ部３２の上端部と連結される構造となるが、この構造は広帯域化実現のための必須条件ではなく、地導体４の地導体上縁部４ｔよりも下方にて第３アンテナ部３３が第２アンテナ部３２と連結される設計値となることもあり得る。
The lower end portion of the
また、第３アンテナ部３３は、誘電体基板２の基板右側縁部２ｒ側に位置して地導体右側縁部４ｒと平行な第１側縁部である右側縁部３３ｒと、その反対側に位置して地導体右側縁部４ｒと平行な第２側縁部である左側縁部３３ｌとにより、下端部（第２アンテナ部３２との連結部）から上端部（開放端部）までの長さがアンテナ長Ｌ３で、一定の幅Ｗ３である帯状とする。このアンテナ長Ｌ３は１９２．３５ｍｍ、幅Ｗ３は３４．６８ｍｍである。また、本実施形態における第３アンテナ部３３の右側縁部３３ｒは、第２アンテナ部３２の右側縁部３２ｒと一直線に連続させるものとする。
In addition, the
上記のように構成した広帯域アンテナ１は、上下方向に帯状の第１〜第３アンテナ部３１〜３３が連結されて、平板型のモノポールアンテナに類似した構造であるが、第１アンテナ部３１の左右側縁部３１ｒ，３１ｌ、第２アンテナ部３２の左側縁部３２ｌ、第３アンテナ部３３の左側縁部３３ｌは不連続（但し、第２アンテナ部３２の右側縁部３２ｒと第３アンテナ部３３の右側縁部３３ｒは連続）となり、第１アンテナ部３１と第２アンテナ部３２との連結部、第２アンテナ部３２と第３アンテナ部３３との連結部において、大きな電磁界分布の変化を伴う。この変化を第１インピーダンス調整手段および第２インピーダンス調整手段によって電磁界分布の変換整合をコントロールすることで、整合周波数を広帯域化できるのである。
The
また、マイクロストリップラインの接続は、整合を考慮した太さが支配的であり、その太さ方向のずれの影響は大きくないので、第２アンテナ部３２と第３アンテナ部３３をマイクロストリップラインに見立てて考えると、第３アンテナ部３３の幅Ｗ３が保持されていれば、第３アンテナ部３３の右側縁部３３ｒと第２アンテナ部３２の右側縁部３２ｒとが一直線に連続していなくても（接続部に段差ができていても）、整合周波数の広帯域化が阻害されることはない。しかしながら、本実施形態のように、第３アンテナ部３３の右側縁部３３ｒと第２アンテナ部３２の右側縁部３２ｒとが一直線に連続する形状にしておけば、アンテナ全幅を小さくすることができるし、製作も容易となる。
In addition, the connection of the microstrip line is dominated by the thickness in consideration of the matching, and the influence of the deviation in the thickness direction is not large, so the
ここで、第１インピーダンス調整手段および第２インピーダンス調整手段を適切に設定しない場合には、整合周波数を広帯域化できないことを示すため、図２に示すような第１〜第４比較例と対比させた反射係数｜Ｓ11｜の周波数特性を図３に示す。これは、米国Ａｎｓｙｓ社製の有限要素法ソフトウェアＨｉｇｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＳｔｒｕｃｔｕｒｅＳｉｍｕｌａｔｏｒ（ＨＦＳＳ）を用いて計算した結果である。 Here, in order to show that the matching frequency can not be broadened if the first impedance adjusting means and the second impedance adjusting means are not set appropriately, the comparison with the first to fourth comparative examples as shown in FIG. The frequency characteristic of the reflection coefficient | S11 | is shown in FIG. This is the result of calculation using the finite element method software High Frequency Structure Simulator (HFSS) manufactured by US Ansys.
図１に示した本発明の構成によれば、反射係数｜Ｓ11｜が２２０ＭＨｚから６０５ＭＨｚの比帯域約９３％で−１０ｄＢ以下に保たれる。しかも、広帯域アンテナ１の幅（１１０．０４ｍｍ）は最低整合周波数２２０ＭＨｚの波長λＬに対して０．０８λＬと非常に細く、広帯域アンテナ１のアンテナ長（５２１．６６ｍｍ）は０．３８λＬであり、半波長ダイポールよりも短い。このように、第１インピーダンス調整手段および第２インピーダンス調整手段を適切に設定すれば、アンテナの広帯域化と小形化を同時に実現できるのである。
According to the configuration of the present invention shown in FIG. 1, the reflection coefficient | S11 | is maintained at -10 dB or less in the relative bandwidth of about 93% from 220 MHz to 605 MHz. Moreover, the width (110.04 mm) of the
一方、図２（ａ）に示す第１比較例１０１は、ｄ１＝ｄ２＝−０．２１ｍｍとすることで、第２インピーダンス調整手段を最適設計値と異なる設定にした場合であり、広帯域化を実現できていない。図２（ｂ）に示す第２比較例１０２は、ｄ１＝ｄ２＝７．７８２ｍｍとすることで第１インピーダンス調整手段を最適設計値と異なる設定にした場合であり、やはり広帯域化を実現できない。図２（ｃ）に示す第３比較例１０３は、ｄ１＝ｄ２＝３．７８６ｍｍとすることで第１インピーダンス調整手段および第２インピーダンス調整手段のどちらも最適設計値と異なる設定にした場合であり、やはり広帯域化を実現できない。図２（ｄ）に示す第４比較例１０４は、第１アンテナ部３１の左右側縁部３１ｒ，３１ｌから第２アンテナ部３２の左右側縁部３２ｒ，３２ｌまで連続する構造（第１アンテナ部３１の下端でｄ１＝−０．２１の幅Ｗ１、第２アンテナ部３２の上端でｄ２＝７．７８２の幅Ｗ２）とすることで、第１アンテナ部３１と第２アンテナ部３２との接合部に電磁界分布の変化を無くした場合であるが、やはり広帯域化は実現できない。
On the other hand, the first comparative example 101 shown in FIG. 2A is a case where the second impedance adjustment means is set to be different from the optimum design value by setting d1 = d2 = −0.21 mm, and wide band is achieved. It has not been realized. The second comparative example 102 shown in FIG. 2B is a case where the first impedance adjusting means is set to be different from the optimum design value by setting d1 = d2 = 7.782 mm, and it is not possible to realize wide band as well. The third comparative example 103 shown in FIG. 2C is a case where both the first impedance adjusting means and the second impedance adjusting means are set to be different from the optimum design value by setting d1 = d2 = 3.786 mm. Again, we can not achieve broadband. The fourth comparative example 104 shown in FIG. 2D has a structure in which the left and right side edges 31r, 31l of the
以上のことから、少なくとも第１アンテナ部３１と第２アンテナ部３２とを不連続に変化させ、第１インピーダンス調整手段と第２インピーダンス調整手段を別個独立させて最適値に設定することが広帯域整合特性を実現するのに有効であることが理解できよう。
From the above, at least the
図４は、図１の広帯域アンテナ１を４００ＭＨｚで動作させた状態をＨＦＳＳによりシミュレートした結果で、誘電体中の電界ベクトルの分布を表す。なお、このシミュレーションでは、アンテナ素子３に対して斜め４５゜に形成したマイクロストリップ線路３４に起因する電界が分布に影響を与えないようにするため、アンテナ素子３の下端部３ｂよりウェーブポートモデルで給電するものとした。
FIG. 4 shows the distribution of the electric field vector in the dielectric, as a result of simulating by HFSS the state where the
第１アンテナ部３１の左側縁部３１ｌと地導体４の右側縁部４ｒとの離隔距離ｄ１＝−０．２１ｍｍ、第２アンテナ部３２の左側縁部３２ｌと地導体４の右側縁部４ｒとの離隔距離ｄ２＝７．７８ｍｍとした広帯域アンテナ１から、次のような特徴が読み取れる。第１アンテナ部３１において、電界はアンテナ素子３と地導体４との間に集中し、Ｙ軸方向（アンテナの前後方向）に向いている。第２アンテナ部３２において、電界は２つの部分に集中している。アンテナ素子３と地導体４との間に集中している電界は、誘電体基板２の表面に沿うようにＸ軸方向（アンテナの左右方向）に向いており、アンテナ素子３の右側端に集中している電界は、ほぼＹ軸方向（アンテナの前後方向）に向いている。第３アンテナ部３３において、電界はアンテナ素子３の右側縁側に集中しており、ほぼＹ軸方向（アンテナの前後方向）に向いている。すなわち、広帯域アンテナ１における前後方向の電界は第１アンテナ部３１から第３アンテナ部３３に渡ってほぼ連続的な位相変化で分布している。
The separation distance d1 = -0.21 mm between the left side edge 31l of the
第１アンテナ部３１の電界は、アンテナ素子３と地導体４との間に集中しているので、モノポールに沿った伝送波に相当すると考えられる。同様に、第２アンテナ部３２においても、アンテナ素子３と地導体４との間に集中している電界は伝送波であると考えられる。ここで、第１アンテナ部３１においてアンテナ素子３と地導体４との間に集中している電界の向きは、第２アンテナ部３２においてアンテナ素子３と地導体４との間に集中している電界の向きとは違う。しかしながら、電波はインピーダンスが整合すれば伝送モードによらず伝送（整合）が可能なので、電波は第１アンテナ部３１から第２アンテナ部３２へ伝送される。
Since the electric field of the
一方、第３アンテナ部３３の電界は、アンテナ素子３の外側（右側）に分布し、近くに地導体４がないので、放射に寄与すると考えられる。同様に、第２アンテナ部３２において、アンテナ素子３の外側（右側）に集中している電界は放射に寄与していると考えられる。ここで、第３アンテナ部３３の電界の向きは、第２アンテナ部３２の右側（外側）に集中する電界の向きと同じであるので、それらは電気的に結合する。ここで、放射に寄与すると考えられる電界が分布する第２アンテナ部３２から第３アンテナ部３３までの全長（Ｌ２＋Ｌ３）は３４９．２９ｍｍである。この長さは最低整合周波数０．２２ＧＨｚの約０．２５６波長であり、通常のモノポール長（λ／４）に一致する。ゆえに、Ｌ２＋Ｌ３の長さは最低整合周波数の妥当な見積もりを与えると考えられる。
On the other hand, the electric field of the
このように、第２アンテナ部３２は、伝送波である電界と放射に寄与する電界の両方を持つので、伝送波である電界によって第１アンテナ部３１の電界と結合し、放射に寄与する電界によって第３アンテナ部３３の電界と結合する。すなわち、第２アンテナ部３２が、第１アンテナ部３１の伝送波を第３アンテナ部３３の放射波に橋渡しするように機能することで、広帯域整合を実現できるものと考えられる。そして、第２アンテナ部３２が伝送波と放射波の橋渡し的機能を担うための条件を第１インピーダンス調整手段と第２インピーダンス調整手段によって整えるのである。
As described above, since the
図５は、図２（ａ）の第１比較例であるアンテナ１０１を４００ＭＨｚで動作させた状態をＨＦＳＳによりシミュレートした結果である。ｄ１＝ｄ２＝−０．２１ｍｍの場合、Ｙ軸方向（アンテナの前後方向）の電界は、第１アンテナ部３１と第２アンテナ部３２において、アンテナ素子３と地導体４との間に集中し、電界強度はモノポールに沿ってＺ軸方向へ連続的に分布している。一方、第３アンテナ部３３の電界は上端部を除いて弱い。第３アンテナ部３３の近傍に地導体４がないため、第２アンテナ部３２を伝搬する電波が第３アンテナ部３３へ効率的に伝送されないものと考えられる。
FIG. 5 is a result of simulating, with HFSS, a state in which the
図６は、図２（ｂ）の第２比較例であるアンテナ１０２を４００ＭＨｚで動作させた状態をＨＦＳＳによりシミュレートした結果である。ｄ１＝ｄ２＝７．７８ｍｍの場合、第１アンテナ部３１と第２アンテナ部３２では、電界は２つの部分に集中しており、アンテナ素子３と地導体４との間に集中している電界は誘電体基板２の表面に沿うようにＸ軸方向（左右方向）に向いており、アンテナ素子３の右側縁（外側）に集中する電界はＹ軸方向（アンテナの前後方向）に向いている。これらの電界の位相は共にアンテナ素子３に沿ってＺ軸方向（上下方向）へほぼ連続的に分布している。第３アンテナ部３３では、電界はアンテナ素子３に沿ってＺ軸方向（上下方向）に分布し、Ｙ軸方向（アンテナの前後方向）に向いている。この電界の振幅は上端部（開放端部）で不連続的であるが、第２アンテナ部３２のＹ軸方向の電界と位相が連続的に分布している。しかしながら、第１アンテナ部３１の特性インピーダンスが給電点において５０オームに整合していないため、広帯域整合が得られないものと考えられる。
FIG. 6 shows the result of simulating, with HFSS, the state in which the
これら比較例の結果として、第１〜第３アンテナ部３１〜３３には、以下のような関係があると考えられる。離隔距離ｄ１＝ｄ２＝−０．２１ｍｍのとき、アンテナ素子３と地導体４との間にＹ軸方向（アンテナの前後方向）の強い電界が分布する。アンテナ素子３の右側縁（外側）にも第１アンテナ部３１から第２アンテナ部３２に沿って弱い電界が分布し、この電界は誘電体基板２の表面に沿うようにＸ軸方向に向く。一方、離隔距離ｄ１＝ｄ２＝７．７８ｍｍのとき、アンテナ素子３と地導体４との間の電界は誘電体基板２の表面に沿うようにＸ軸方向に向く。アンテナ素子３の右側縁（外側）に分布する電界はＹ軸方向（アンテナの前後方向）に向く。第２アンテナ部３２の右側縁（外側）に沿って、Ｙ軸方向（アンテナの前後方向）に電界が分布するとき、第３アンテナ部３３にも強い電界が現れる。第３アンテナ部３３では、電界はＹ軸方向（アンテナの前後方向）に向き、右側縁（外側）に沿って電界が分布し、特に上端部に強い電界が生じている。
As a result of these comparative examples, it is considered that the first to
一方、広帯域アンテナ１を５５０ＭＨｚで動作させた状態をＨＦＳＳによりシミュレートした結果を図７に、広帯域アンテナ１を２５０ＭＨｚで動作させた状態をＨＦＳＳによりシミュレートした結果を図８にそれぞれ示す。これら図７および図８の電界分布は、図４に示した電界分布と同様の傾向にあることがわかる。すなわち、広帯域アンテナ１は、異なる周波数での動作においても、第２アンテナ部３２が、第１アンテナ部３１の伝送波を第３アンテナ部３３の放射波に橋渡しするように機能することで、広帯域整合を実現できるものと考えられる。
On the other hand, FIG. 7 shows the result of simulating the state in which the
次に、第１アンテナ部３１と第２アンテナ部３２の幅を変化させて、第１インピーダンス調整手段および第２インピーダンス調整手段としての機能変化を考える。
Next, the widths of the
図９は、第１アンテナ部３１の幅Ｗ１を変えた場合の反射係数｜Ｓ11｜の周波数特性をＨＦＳＳによりシミュレートした結果である。図９（ａ）は、第１アンテナ部３１の左側縁部３１ｌを１ｌ方向（地導体４との重なり幅を広くする方向）へ０．５ｍｍ増減させた場合の特性変化を示す周波数特性図である。この結果より、第１アンテナ部３１の左側縁部３１ｌ側が地導体４と重なる領域を最適設計値からずらすと、敏感に特性変化が生じ、広帯域特性が失われてしまうことが分かる。一方、図９（ｂ）は、第１アンテナ部３１の右側縁部３１ｒを１ｒ方向（幅Ｗ１を右側へ広げる方向）へ２ｍｍ増減させた場合の特性変化を示す周波数特性図である。この結果より、第１アンテナ部３１の右側縁部３１ｒを変えて幅Ｗ１を広げたり狭めたりしても、顕著な特性変化は生じないことが分かる。
FIG. 9 shows the result of simulating the frequency characteristic of the reflection coefficient | S11 | when the width W1 of the
図１０は、第２アンテナ部３２の幅Ｗ２を変えた場合の反射係数｜Ｓ11｜の周波数特性をＨＦＳＳによりシミュレートした結果である。図１０（ａ）は、第２アンテナ部３２の左側縁部３２ｌを２ｌ方向（地導体４との離隔距離ｄ２を狭くする方向）へ２ｍｍ増減させた場合の特性変化を示す周波数特性図である。この結果より、第２アンテナ部３２の左側縁部３２ｌと地導体４の地導体右側縁部４ｒとの離隔距離ｄ２を最適設計値からずらすと、敏感に特性変化が生じ、広帯域特性に大きな影響を及ぼすことが分かる。一方、図１０（ｂ）は、第２アンテナ部３２の右側縁部３２ｒを２ｒ方向（幅Ｗ２を右側へ広げる方向）へ２ｍｍ増減させた場合の特性変化を示す周波数特性図である。この結果より、第２アンテナ部３２の右側縁部３２ｒを変えて幅Ｗ２を広げたり狭めたりしても、顕著な特性変化は生じないことが分かる。
FIG. 10 shows the result of simulating the frequency characteristics of the reflection coefficient | S11 | when the width W2 of the
図１１に示すのは、前述した第１実施形態の広帯域アンテナ１を設計値通りに試作した外観図である。この試作アンテナで反射係数｜Ｓ11｜の周波数特性を実測した結果を図１２に示す。図１２から、試作アンテナによって２２０ＭＨｚ〜６００ＭＨｚの比帯域約９３％（シミュレーション結果とほぼ同じ）でインピーダンス整合を実現できていることが確認できる。
FIG. 11 is an external view of the
図１３〜図１５は、それぞれ２５０ＭＨｚ、４００ＭＨｚ、５５０ＭＨｚで駆動させた試作アンテナの実測結果とＨＦＳＳで演算したシミュレーション結果とを対比して示した動作利得パターンである。測定結果とシミュレーション結果は正確に一致していないが、似た傾向を示している。この相違の原因は、測定設定誤差、給電線路の影響、電波吸収体の特性がこの低周波数帯域で十分でないことなどが考えられる。また、地導体４の地導体上縁部４ｔに平行な水平偏波の放射を伴うが、ほぼ無指向性の垂直偏波が広帯域に実現できていることが分かる。
FIGS. 13 to 15 are operation gain patterns comparing the actual measurement results of the trial antennas driven at 250 MHz, 400 MHz, and 550 MHz with the simulation results calculated by HFSS, respectively. The measurement results and the simulation results do not exactly match, but show similar trends. The cause of this difference may be that the measurement setting error, the influence of the feed line, and the characteristic of the radio wave absorber are not sufficient in this low frequency band. Also, it can be seen that, although radiation of horizontal polarization parallel to the ground conductor
このように、広帯域アンテナ１によれば、反射係数｜Ｓ11｜が−１０ｄＢ以下となる比帯域が約９３％の広帯域整合を得ることができる。すなわち、アンテナ素子３の給電点に近い部分（第１アンテナ部３１）は、地導体４と重なる領域である第１インピーダンス調整手段を適切に設定することで伝送波が主に分布することとなり、アンテナ素子３の給電点からやや遠い部分（第２アンテナ部３２）は、地導体４との離隔距離である第２インピーダンス調整手段を適切に設定することで伝送波と放射波の両方が分布することとなり、伝送波は電気的に結合するので、第２アンテナ部３２で放射波に変換され、第２アンテナ部３２と第３アンテナ部３３を合わせた全体から、電波が効率的に放射されると考えられる。しかも、伝送波は広帯域にインピーダンスがほぼ一定であることから、放射波への変換が広帯域に作用するので、広帯域特性が得られると考えられる。
As described above, according to the
また、本実施形態の広帯域アンテナ１は、誘電体基板２の厚さｈ＝０．８ｍｍ、比誘電率εｒ＝２．１７、整合周波数帯域を２２０ＭＨｚ〜６０５ＭＨｚとした場合の設計例であり、誘電体基板２の厚さｈを小さくする、或いは誘電率を低くする、或いは整合周波数帯域をより低周波帯にすると、アンテナ素子３と地導体４の間隔は電気的に狭くなるので、広帯域整合を実現するための適切な離隔距離ｄ１の絶対値は小さく（第１アンテナ部３１と地導体４との重なり幅は狭く）なり、適切な離隔距離ｄ２は大きく（第２アンテナ部３２と地導体４との離隔幅は広く）なる傾向にあると考えられる。
Further, the
上述した第１実施形態の広帯域アンテナ１は、アンテナ素子３の全てを誘電体基板２のアンテナ素子形成面２１に形成する構造としたが、これに限定されるものではない。例えば、図１６に示す第２実施形態の広帯域アンテナ１′においては、アンテナ素子３′の第１アンテナ部３１および第２アンテナ部３２を誘電体基板２′のアンテナ素子形成面２１に設けて、第３アンテナ部として伸縮可能なロッドアンテナ３３′を誘電体基板２の基板上縁部２ｔから突出するように設け、ロッドアンテナ３３′の基端部と第２アンテナ部３２の上端部とを電気的に接続した構成である。
Although the
第１インピーダンス調整手段を実現する第１アンテナ部３１および第２インピーダンス調整手段を実現する第２アンテナ部３２は、地導体４との位置関係でシビアな特性変化を及ぼすのに対して、第３アンテナ部にはそのような厳しい配設要件が課されていないので、第２アンテナ部２の上端部に接続したロッドアンテナ３３′を第３アンテナ部とした場合でも、放射波は第２アンテナ部３２から第３アンテナ部３３へ連続的に伝搬するので、広帯域特性を保持できる。しかも、不使用時にはロッドアンテナ３３′を縮めておくことで、更なる小形化を実現できる。なお、ロッドアンテナ３３′の基部が傾動自在な構造としておけば、不使用時にロッドアンテナ３３′を誘電体基板２の基板上縁部２ｔに沿うよう横に倒して収納できるので、可搬性が一層高まる。
While the
また、上述した第１実施形態及び第２実施形態の広帯域アンテナ１，１′のように、誘電体基板２の基板下縁部２ｔと第１アンテナ素子３１の下端部を一致させて、アンテナ素子３の延設方向と約４５゜の角度を成すマイクロストリップ線路３４によりアンテナ素子３の下端部３ｂから給電する構造とすれば、誘電体基板２の基板高さを抑制できるが、この給電手法に限定されるものではない。
Further, as in the
例えば、図１７に示す第３実施形態の広帯域アンテナ３″では、一般的なマイクロストリップライン給電と同様に、アンテナ素子３″に対して直交するように５０Ωの特性インピーダンスが得られるマイクロストリップ線路３４″を設けた。この第３実施形態に係る広帯域アンテナ３″では、誘電体基板２の基板下縁部２ｂおよび地導体４の地導体下縁部４ｂがアンテナ素子３の下端部３ｂよりも下方に位置するように形成しなければならないため、アンテナサイズが大きくなってしまうものの、マイクロストリップ線路３４″と第１アンテナ部３１との不要な相互結合を低減できるという利点がある。従って、広帯域アンテナ３″は、目的とする周波数帯が高く、アンテナの小形化があまり重要でない場合に用いれば、動作安定性を高めることができ、信頼性向上に有効である。
For example, in the
以上、本発明に係る広帯域アンテナを実施形態に基づき説明したが、本発明は、これらの実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の構成を変更しない限りにおいて実現可能な全ての広帯域アンテナを権利範囲として包摂するものである。 As mentioned above, although the wideband antenna concerning the present invention was explained based on the embodiment, the present invention is not limited to these embodiments, and all that can be realized without changing the configuration described in the claims. It is intended to include the broadband antenna of
１ 広帯域アンテナ
２ 誘電体基板
２１ アンテナ素子形成面
２２ 地導体形成面
３ アンテナ素子
３１ 第１アンテナ部
３１ｌ 左側縁部
３１ｒ 右側縁部
３２ 第２アンテナ部
３２ｌ 左側縁部
３２ｒ 右側縁部
３３ 第３アンテナ部
３３ｌ 左側縁部
３３ｒ 右側縁部
３４ マイクロストリップ線路
４ 地導体
４ｒ 地導体右側縁部
５ 給電部
DESCRIPTION OF
Claims (3)
前記地導体は、直線状の地導体基準縁部が前記誘電体基板の基板基準縁部より適宜距離を隔てて位置するように設けることで、少なくとも前記基板基準縁部と地導体基準縁部との間に非導電領域を形成し、
前記アンテナ素子は、前記地導体基準縁部に平行な３つの導体である第１アンテナ部、第２アンテナ部および第３アンテナ部を順に連結した構造で、且つ、第１アンテナ部および第２アンテナ部の大部分は、前記誘電体基板の非導電領域に対向する領域に形成し、
前記第１アンテナ部は、前記第２アンテナ部と連結されない非連結側端部より給電され、前記誘電体基板の基板基準縁部側に位置して前記地導体基準縁部と平行な第１側縁部と、前記地導体の地導体基準縁部側に位置して前記地導体基準縁部と平行な第２側縁部とにより、非連結側端部より連結側端部まで幅Ｗ１の帯状となし、さらに、前記第２側縁部と前記地導体基準縁部との離隔距離ｄ１が負の値となるように配置することで、誘電体基板を挟んで第１アンテナ部の第２側縁部側が前記地導体と重なる領域を形成する第１インピーダンス調整手段を形成し、
前記第２アンテナ部は、前記第１アンテナ部の連結側端部に一方端部が連結されると共に他方端部が前記第３アンテナ部に連結され、前記誘電体基板の基板基準縁部側に位置して前記地導体基準縁部と平行な第１側縁部と、前記地導体の地導体基準縁部側に位置して前記地導体基準縁部と平行な第２側縁部とにより、前記第１アンテナ部との連結端部より第３アンテナ部との連結端部まで幅Ｗ２の帯状となし、さらに、前記第２アンテナ部の第２側縁部と前記地導体基準縁部との離隔距離ｄ２が正の値となるように配置することで、誘電体基板を挟んで第２アンテナ部の第２側縁部側が前記地導体から隔たる領域を形成する第２インピーダンス調整手段を形成し、
前記第３アンテナ部は、前記第２アンテナ部と一方端が連結されると共に他方端部が開放端となるようにした、
ことを特徴とする広帯域アンテナ。 A broadband antenna comprising a ground conductor provided on one side of a dielectric substrate and a conductive antenna element provided on the other side,
The ground conductor is provided such that the linear ground conductor reference edge is located at an appropriate distance from the substrate reference edge of the dielectric substrate, thereby at least the substrate reference edge and the ground conductor reference edge. Form a nonconductive region between
The antenna element has a structure in which a first antenna unit, a second antenna unit, and a third antenna unit, which are three conductors parallel to the ground conductor reference edge, are connected in order, and the first antenna unit and the second antenna Most of the portion is formed in a region facing the nonconductive region of the dielectric substrate,
The first antenna portion is supplied with power from the non-connecting side end portion not connected to the second antenna portion, and is located on the substrate reference edge side of the dielectric substrate and is parallel to the ground conductor reference edge portion. A strip having a width W1 from the non-connecting side end to the connecting side end by an edge and a second side edge located on the ground conductor reference edge side of the ground conductor and parallel to the ground conductor reference edge And the second side of the first antenna portion across the dielectric substrate by arranging such that the separation distance d1 between the second side edge and the ground conductor reference edge has a negative value. Forming a first impedance adjusting means forming an area where an edge side overlaps with the ground conductor;
One end of the second antenna unit is connected to the connection side end of the first antenna unit and the other end is connected to the third antenna unit, and the second antenna unit is connected to the substrate reference edge of the dielectric substrate. A first side edge located parallel to the ground conductor reference edge and a second side edge located on the ground conductor reference edge side of the ground conductor parallel to the ground conductor reference edge, A band of width W2 is formed from the connection end with the first antenna portion to the connection end with the third antenna portion, and the second side edge of the second antenna portion and the ground conductor reference edge By arranging so that the separation distance d2 is a positive value, a second impedance adjustment means is formed in which the second side edge side of the second antenna portion forms a region separated from the ground conductor with the dielectric substrate interposed therebetween. And
In the third antenna unit, one end is connected to the second antenna unit and the other end is an open end.
Wideband antenna characterized by
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