JP6383304B2

JP6383304B2 - Power converter and double cell

Info

Publication number: JP6383304B2
Application number: JP2015038328A
Authority: JP
Inventors: 井上　重徳; 重徳井上; 加藤　修治; 修治加藤
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2015-02-27
Filing date: 2015-02-27
Publication date: 2018-08-29
Anticipated expiration: 2035-02-27
Also published as: JP2016163391A

Description

本発明は、電力変換装置に関する。例えば前記電力変換装置の制御電源に関する。 The present invention relates to a power conversion device. For example, the present invention relates to a control power supply for the power converter.

一つまたは複数の単位変換器を直列に接続して構成する電力変換器がある。
例えば、非特許文献１には、モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器（ＭＭＣＣ：Modular Multilevel Cascade Converter）の４つの回路方式とその技術が開示されている（abstract、Fig２(a)、(b)、Fig３(a)、(b)参照）。
ＭＭＣＣは、１つまたは複数の単位変換器（非特許文献１では「cell」と称している）を直列に接続して構成したアームをＹ結線、Δ結線、またはブリッジ状（２つのＹ結線と見なすこともできる）に接続して構成された電力変換回路である。
ＭＭＣＣの特徴は、複数の単位変換器を直列接続しているために、個々の単位変換器に用いているＩＧＢＴ等の耐圧を超える高電圧、かつ、正弦波に近い電圧を直接出力できる点である。
また、特許文献１には、電力変換装置であるMODULAR MULTILEVEL VOLTAGE SOURSE CONVERTERの単位変換器（cell）のＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）のコレクタ・エミッタ間に自給電源装置を接続し、該自給電源装置が、前記ＩＧＢＴのゲート駆動回路に電源を供給する構成、技術が開示されている（ＦＩＧ．２参照）。 There is a power converter configured by connecting one or a plurality of unit converters in series.
For example, Non-Patent Document 1 discloses four circuit systems of Modular Multilevel Cascade Converter (MMCC) and its technology (abstract, Fig. 2 (a), (b), (See Fig 3 (a) and (b)).
In the MMCC, an arm formed by connecting one or a plurality of unit converters (referred to as “cell” in Non-Patent Document 1) in series is Y-connected, Δ-connected, or bridge-shaped (two Y-connected It is a power conversion circuit configured to be connected to (which can also be considered).
The feature of MMCC is that a plurality of unit converters are connected in series, so that a high voltage exceeding the withstand voltage of the IGBT used for each unit converter and a voltage close to a sine wave can be directly output. is there.
Patent Document 1 discloses that a self-powered power supply device is connected between a collector and an emitter of an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) of a unit converter (cell) of a MODULAR MULTILEVEL VOLTAGE SOURSE CONVERTER, which is a power conversion device. However, a configuration and a technique for supplying power to the gate drive circuit of the IGBT are disclosed (see FIG. 2).

国際公開２０１３／０９１６７５号International Publication No. 2013/091675

H. Akagi, “Classification, terminology, and applica-tion of the modular multilevel cascade converter (MMCC),” IEEE Trans-actions on Power Electronics, vol. 26、 no. 11, Nov. 2011, pp. 3119-3129.H. Akagi, “Classification, terminology, and applica-tion of the modular multilevel cascade converter (MMCC),” IEEE Trans-actions on Power Electronics, vol. 26, no. 11, Nov. 2011, pp. 3119-3129.

しかしながら、非特許文献１に開示された技術では、ＭＭＣＣに備えられた２つの双方向チョッパが同一回路構成である場合、オン・オフ制御デバイスの動作に伴って、１つの双方向チョッパのどの点を基準としても、いずれかのコンデンサの電位が変動してしまう。したがって、電力供給手段に印加されるコモンモードノイズが大きくなってしまうという課題があった。
また、特許文献１に開示された技術では、単位変換器を構成するＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧からエネルギーを得て、該ＩＧＢＴのゲート駆動回路に供給しているので、単位変換器が故障し、該単位変換器の出力端子を短絡した場合、前記のＩＧＢＴのコレクタ・エミッタ間電圧が低下して、ある時点でゲート駆動回路も動作を停止してしまうという課題があった。また、それにともない単位変換器のモニタリングや追加の制御ができなくなるという課題があった。 However, in the technique disclosed in Non-Patent Document 1, when two bidirectional choppers provided in the MMCC have the same circuit configuration, any point of one bidirectional chopper is controlled according to the operation of the on / off control device. As a reference, the potential of one of the capacitors fluctuates. Therefore, there has been a problem that common mode noise applied to the power supply means becomes large.
In the technique disclosed in Patent Document 1, energy is obtained from the collector-emitter voltage of the IGBT constituting the unit converter and supplied to the gate drive circuit of the IGBT, so that the unit converter fails. When the output terminal of the unit converter is short-circuited, the voltage between the collector and emitter of the IGBT is lowered, and the gate drive circuit also stops operating at a certain point. In addition, there is a problem that the unit converter cannot be monitored and cannot be additionally controlled.

本発明は、前記した課題に鑑みて創案されたものであり、その目的とするところは、信頼性の高い電力変換装置等を提供することである。 The present invention has been made in view of the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a highly reliable power conversion device and the like.

前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、本発明のダブルセルは、直列に接続された第１、第２のオン・オフ制御デバイスと該第１、第２のオン・オフ制御デバイスの直列回路の両端に接続された第１、第２のコンデンサの直列回路と前記第１、第２のオン・オフ制御デバイスの接続点と前記第１、第２のコンデンサの接続点との間に接続された第１の機械スイッチとを有する第１のハーフブリッジと、前記第１、第２のコンデンサの直列回路の両端から電力を受けて所定の電圧に変換して出力する第１の電力供給手段と、該第１の電力供給手段の出力端子に接続された第１の逆流防止ダイオードと、前記第１のコンデンサの両端の電圧を検出する第１の電圧検出手段と、前記第２のコンデンサの両端の電圧を検出する第２の電圧検出手段と、を具備する第１の単位変換器と、直列に接続された第３、第４のオン・オフ制御デバイスと該第３、第４のオン・オフ制御デバイスの直列回路の両端に接続された第３、第４のコンデンサの直列回路と前記第３、第４のオン・オフ制御デバイスの接続点と前記第３、第４のコンデンサの接続点との間に接続された第２の機械スイッチとを有する第２のハーフブリッジと、前記第３、第４のコンデンサの直列回路の両端から電力を受けて所定の電圧に変換して出力する第２の電力供給手段と、該第２の電力供給手段の出力端子に接続された第２の逆流防止ダイオードと、前記第３のコンデンサの両端の電圧を検出する第３の電圧検出手段と、前記第４のコンデンサの両端の電圧を検出する第４の電圧検出手段と、を具備する第２の単位変換器と、前記第１、第２、第３、第４のオン・オフ制御デバイス、および前記第１、第２の機械スイッチのオン・オフを制御するダブルセル制御手段と、を備え、前記第１、第２のコンデンサの接続点と前記第３、第４のコンデンサの接続点とが共有点として接続され、前記第１の電力供給手段の出力端子と前記第２の電力供給手段の出力端子とが前記第１の逆流防止ダイオードと前記第２の逆流防止ダイオードとを介して並列に接続されて、前記ダブルセル制御手段の電源端子に接続され、前記第１、第２、第３、第４の電圧検出手段のそれぞれの電圧検出値が前記ダブルセル制御手段に入力し、前記第１、第２のオン・オフ制御デバイスの接続点と、前記第２、第３のオン・オフ制御デバイスの接続点とが出力端子となることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。 In order to solve the above-described problems and achieve the object of the present invention, the present invention is configured as follows.
That is, the double cell of the present invention includes first and second ON / OFF control devices connected in series and first and second ON / OFF control devices connected to both ends of a series circuit of the first and second ON / OFF control devices. And a first mechanical switch connected between a connection point of the first and second on / off control devices and a connection point of the first and second capacitors. 1 half bridge and first power supply means for receiving power from both ends of the series circuit of the first and second capacitors, converting it to a predetermined voltage and outputting it, and output of the first power supply means A first backflow prevention diode connected to the terminal, a first voltage detection means for detecting a voltage across the first capacitor, and a second voltage detection for detecting the voltage across the second capacitor. And a first unit converter comprising: A third and a fourth on / off control device connected in series and a third and a fourth capacitor series circuit connected across the series circuit of the third and fourth on / off control devices; A second half bridge having a second mechanical switch connected between a connection point of the third and fourth on / off control devices and a connection point of the third and fourth capacitors; Second power supply means for receiving power from both ends of the series circuit of the third and fourth capacitors, converting it to a predetermined voltage and outputting it, and a second power supply connected to the output terminal of the second power supply means A backflow prevention diode, a third voltage detecting means for detecting a voltage across the third capacitor, and a fourth voltage detecting means for detecting the voltage across the fourth capacitor. Two unit converters and the first, second, third, On / off control device and double cell control means for controlling on / off of the first and second mechanical switches, and a connection point of the first and second capacitors and the third and fourth Are connected as a common point, and the output terminal of the first power supply means and the output terminal of the second power supply means are connected to the first backflow prevention diode and the second backflow prevention. It is connected in parallel via a diode, connected to the power supply terminal of the double cell control means, and the respective voltage detection values of the first, second, third and fourth voltage detection means are supplied to the double cell control means. The connection point of the first and second on / off control devices and the connection point of the second and third on / off control devices are output terminals .
Other means will be described in the embodiment for carrying out the invention.

本発明によれば、信頼性の高い電力変換装置等を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, a reliable power converter device etc. can be provided.

本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の回路構成例を示すとともに、交流系統および直流装置との接続を示す図である。It is a figure which shows the connection with an alternating current system and a DC device while showing the circuit structural example of the power converter device which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置のアームに用いられるダブルセルの回路構成例を示す図である。It is a figure which shows the circuit structural example of the double cell used for the arm of the power converter device which concerns on 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置に備えられる電力供給手段の回路構成例を示す図である。It is a figure which shows the circuit structural example of the electric power supply means with which the power converter device which concerns on 1st Embodiment of this invention is equipped. 本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の回路構成例を示すとともに、交流系統および直流装置との接続を示す図である。It is a figure which shows the connection with an alternating current system and a DC device while showing the circuit structural example of the power converter device which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３実施形態に係る電力変換装置の回路構成例を示すとともに、交流系統および直流装置との接続を示す図である。It is a figure which shows the connection with an alternating current system and a DC device while showing the circuit structural example of the power converter device which concerns on 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４実施形態に係る電力変換装置の回路構成例を示すとともに、交流系統および直流装置との接続を示す図である。It is a figure which shows the connection with an alternating current system and a DC device while showing the circuit structural example of the power converter device which concerns on 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５実施形態に係る電力変換装置の回路構成例を示すとともに、交流系統および直流装置との接続を示す図である。It is a figure which shows the connection with an alternating current system and a DC device while showing the circuit structural example of the power converter device which concerns on 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６実施形態に係る電力変換装置が備えるハーフブリッジ形ダブルセルの回路構成例を示す図である。It is a figure which shows the circuit structural example of the half bridge type double cell with which the power converter device which concerns on 6th Embodiment of this invention is provided. 本発明の第６実施形態に係る電力変換装置の回路構成例を示すとともに、交流系統との接続を示す図である。It is a figure which shows the connection with an alternating current system while showing the circuit structural example of the power converter device which concerns on 6th Embodiment of this invention. 本発明の第７実施形態に係る電力変換装置が備える２つの単位変換器によるセル群の回路構成例とそれら単位変換器の関連を示す図である。It is a figure which shows the example of a circuit structure of the cell group by the two unit converters with which the power converter device which concerns on 7th Embodiment of this invention is provided, and the relationship of these unit converters. 本発明の第７実施形態に係る電力変換装置が備える３つの単位変換器によるセル群の回路構成例とそれら単位変換器の関連を示す図である。It is a figure which shows the example of a circuit structure of the cell group by the three unit converter with which the power converter device which concerns on 7th Embodiment of this invention is provided, and the relationship of these unit converters.

以下、本発明を実施するための形態（以下においては「実施形態」と称する）を、図面を参照して説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は、適宜、省略する。 Hereinafter, modes for carrying out the present invention (hereinafter referred to as “embodiments”) will be described with reference to the drawings. Note that components having the same function are denoted by the same reference symbols throughout the drawings for describing the embodiment, and the repetitive description thereof will be omitted as appropriate.

≪第１実施形態≫
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置について以下に説明する。
なお、主要な項目の構成としては、＜電力変換装置の構成＞、＜ダブルセルの回路構成＞、＜電力供給手段の詳細＞、＜双方向チョッパ回路の接続についての詳細＞、＜各オン・オフ制御デバイスのオン・オフ状態と、ダブルセルの出力電圧の関係＞、＜電力変換装置が交直変換回路として動作する原理＞、＜補足＞、＜第１実施形態の効果＞の内容と順番で説明する。なお、各項目で、適宜、内容を細分化して記載している。 << First Embodiment >>
The power converter according to the first embodiment of the present invention will be described below.
The main items are as follows: <Power converter configuration>, <Double cell circuit configuration>, <Details of power supply means>, <Details about connection of bidirectional chopper circuit>, <Each on / off Relationship between ON / OFF state of control device and output voltage of double cell><Principle of operation of power converter as AC / DC converter circuit>, <Supplement>, <Effect of first embodiment> . In each item, the contents are appropriately subdivided and described.

＜電力変換装置の構成＞
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０１の回路構成例を示すとともに、交流系統１００および直流装置１０３との接続を示す図である。
図１において、電力変換装置１０１は、ＭＭＣＣ（Modular Multilevel Cascade Converter）であって、交流系統１００から受電した三相交流（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の交流電力（電圧）を、直流電力（電圧）に変換する装置である。また、変換した直流電力を直流装置１０３に供給している。
三相交流電力（電圧）を直流電力（電圧）に変換するために、電力変換装置１０１は、Ｕ相正側アーム１０４ｕｐ、Ｕ相負側アーム１０４ｕｎと、Ｖ相正側アーム１０４ｖｐ、Ｖ相負側アーム１０４ｖｎと、Ｗ相正側アーム１０４ｗｐ、Ｗ相負側アーム１０４ｗｎと、各相のそれぞれの正側アームと負側アームの接続点側に直列接続した複数のバッファリアクトル（リアクトル）１０５と、前記の各アームを統一して制御する中央制御手段１０８とを備えて構成されている。 <Configuration of power converter>
FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit configuration example of the power conversion device 101 according to the first embodiment of the present invention and a connection between the AC system 100 and the DC device 103.
In FIG. 1, the power conversion device 101 is an MMCC (Modular Multilevel Cascade Converter), which converts AC power (voltage) of three-phase AC (U phase, V phase, W phase) received from the AC system 100 into DC power. It is a device that converts (voltage). The converted DC power is supplied to the DC device 103.
In order to convert three-phase AC power (voltage) into DC power (voltage), the power converter 101 includes a U-phase positive arm 104up, a U-phase negative arm 104un, a V-phase positive arm 104vp, and a V-phase negative. A side arm 104vn, a W-phase positive arm 104wp, a W-phase negative arm 104wn, and a plurality of buffer reactors (reactors) 105 connected in series to the connection point side of each positive-side arm and negative-side arm of each phase; Central control means 108 for controlling the arms in a unified manner is provided.

Ｕ相正側アーム１０４ｕｐとＵ相負側アーム１０４ｕｎとは、それぞれバッファリアクトル１０５を介してＵ点で接続されている。
Ｖ相正側アーム１０４ｖｐとＵ相負側アーム１０４ｖｎとは、それぞれバッファリアクトル１０５を介してＶ点で接続されている。
Ｗ相正側アーム１０４ｗｐとＷ相負側アーム１０４ｗｎとは、それぞれバッファリアクトル１０５を介してＷ点で接続されている。
Ｕ相正側アーム１０４ｕｐとＶ相正側アーム１０４ｖｐとＷ相正側アーム１０４ｗｐとは、それぞれの正側端子を正側直流端子１１０Ｐに接続されている。
Ｕ相負側アーム１０４ｕｎとＵ相負側アーム１０４ｖｎとＷ相負側アーム１０４ｗｎとは、それぞれの負側端子を負側直流端子１１０Ｎに接続されている。
なお、前記の各アームにバッファリアクトル１０５を直列に接続しているのは、主として、各レグ（＜アーム１０４ｕｐとアーム１０４ｕｎ＞、＜アーム１０４ｖｐとアーム１０４ｖｎ＞、＜アーム１０４ｗｐとアーム１０４ｗｎ＞）を循環するスイッチングリプル電流を抑制するためである。 The U-phase positive arm 104up and the U-phase negative arm 104un are connected to each other at the U point via the buffer reactor 105.
The V-phase positive arm 104vp and the U-phase negative arm 104vn are connected to each other at a point V via a buffer reactor 105.
The W-phase positive arm 104wp and the W-phase negative arm 104wn are connected to each other at a point W via a buffer reactor 105.
The U-phase positive side arm 104up, the V-phase positive side arm 104vp, and the W-phase positive side arm 104wp have their positive side terminals connected to the positive side DC terminal 110P.
The U-phase negative arm 104un, the U-phase negative arm 104vn, and the W-phase negative arm 104wn have their negative terminals connected to the negative DC terminal 110N.
It is to be noted that the buffer reactor 105 is connected to each arm in series mainly for each leg (<arm 104up and arm 104un>, <arm 104vp and arm 104vn>, <arm 104wp and arm 104wn>). This is to suppress the circulating switching ripple current.

電力変換装置１０１は、前記のＵ点、Ｖ点、Ｗ点において、交流系統１００のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電力線と、それぞれ接続されている。
また、電力変換装置１０１は、正側直流端子１１０Ｐと負側直流端子１１０Ｎとによって、直流装置１０３（正側端子Ｐ点、負側端子Ｎ点）と接続されている。ここで、直流装置１０３は、直流負荷、直流電源、他の電力変換装置等を代表して表記している。 The power converter 101 is connected to the U-phase, V-phase, and W-phase power lines of the AC system 100 at the U point, V point, and W point, respectively.
The power converter 101 is connected to the DC device 103 (positive side terminal P point, negative side terminal N point) by a positive side DC terminal 110P and a negative side DC terminal 110N. Here, the DC device 103 is represented as a representative of a DC load, a DC power supply, another power converter, and the like.

６つのアーム、すなわちＵ相正側アーム１０４ｕｐ、Ｕ相負側アーム１０４ｕｎ、Ｖ相正側アーム１０４ｖｐ、Ｖ相負側アーム１０４ｖｎ、Ｗ相正側アーム１０４ｗｐ、Ｗ相負側アーム１０４ｗｎを特に区別する必要が無い場合、以下において、単に「アーム１０４」と、適宜、表記する。
各アーム１０４は、ダブルセル１０６の直列回路で構成されている。
なお、ダブルセル１０６の具体的回路構成は後記する。 The six arms are specifically distinguished: U-phase positive arm 104up, U-phase negative arm 104un, V-phase positive arm 104vp, V-phase negative arm 104vn, W-phase positive arm 104wp, and W-phase negative arm 104wn. In the case where there is no need, it is simply expressed as “arm 104” where appropriate.
Each arm 104 is composed of a series circuit of double cells 106.
A specific circuit configuration of the double cell 106 will be described later.

各ダブルセル１０６は、制御通信線１２８を介して、中央制御手段１０８に接続されている。
中央制御手段１０８は、前記したように、各アーム１０４、および各アーム１０４に備えられた各ダブルセル１０６を統一して制御する。
この制御によって、電力変換装置１０１は、交流系統１００から供給される三相交流電力（電圧）を直流電力（電圧）に変換する。変換された直流電力は、直流装置１０３に供給される。
なお、図１の電力変換装置１０１は、６つのアームをブリッジ状に構成して三相交流を直流に変換する構成であるので、「三相ブリッジ」と称される構成でもある。 Each double cell 106 is connected to the central control means 108 via a control communication line 128.
As described above, the central control unit 108 controls each arm 104 and each double cell 106 provided in each arm 104 in a unified manner.
By this control, the power conversion device 101 converts the three-phase AC power (voltage) supplied from the AC system 100 into DC power (voltage). The converted DC power is supplied to the DC device 103.
1 has a configuration in which six arms are configured in a bridge shape to convert a three-phase alternating current into a direct current, and is also a configuration referred to as a “three-phase bridge”.

また、以降の説明のために、図１における各部の電圧・電流を以下のように定義する。
三相交流の交流系統１００の相電圧をＶＳｕ、ＶＳｖ、ＶＳｗ（図１ではＶＳｕ、ｖ、ｗと簡略化して表記）、電流をＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗと表記する。
Ｕ相正側アーム１０４ｕｐ、Ｕ相負側アーム１０４ｕｎの出力電圧をそれぞれＶｕｐ、Ｖｕｎと表記する。
Ｖ相正側アーム１０４ｖｐ、Ｖ相負側アーム１０４ｖｎの出力電圧をそれぞれＶｖｐ、Ｖｖｎと表記する。
Ｗ相正側アーム１０４ｗｐ、Ｗ相負側アーム１０４ｗｎの出力電圧をそれぞれＶｗｐ、Ｖｗｎと表記する。
また、直流装置１０３を接続しているＰ点（１１０Ｐ）とＮ点（１１０Ｎ）の間の電圧をＶｄｃ、直流装置１０３に流れている電流をＩｄｃと表記する。 For the following explanation, the voltage and current of each part in FIG. 1 are defined as follows.
The phase voltage of the AC system 100 of three-phase AC is expressed as VSu, VSv, VSW (abbreviated as VSu, v, w in FIG. 1), and the current is expressed as Iu, Iv, Iw.
The output voltages of the U-phase positive arm 104up and the U-phase negative arm 104un are denoted as Vup and Vun, respectively.
The output voltages of the V-phase positive arm 104vp and the V-phase negative arm 104vn are expressed as Vvp and Vvn, respectively.
The output voltages of the W-phase positive arm 104wp and the W-phase negative arm 104wn are denoted as Vwp and Vwn, respectively.
Further, the voltage between the point P (110P) and the point N (110N) connecting the DC device 103 is expressed as Vdc, and the current flowing through the DC device 103 is expressed as Idc.

＜ダブルセルの回路構成＞
次に、図２Ａと図２Ｂを参照して、ダブルセル１０６の内部の回路構成を説明する。
図２Ａは、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０１のアーム１０４に用いられるダブルセル１０６の回路構成例を示す図である。
図２Ａにおいて、ダブルセル１０６は、双方向チョッパ２０９ｘ、２０９ｙと、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙと、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙと、逆流防止ダイオード（ダイオード）２０５ｘ、２０５ｙと、電圧検出手段２０６ｘ、２０６ｙと、ダブルセル制御手段２１８とを備えて構成されている。
ダブルセル１０６は、２つの単位変換器（セル）を備えている。すなわち、双方向チョッパ２０９ｘと、電力供給手段２０４ｘと、機械スイッチ２０７ｘと、逆流防止ダイオード２０５ｘと、電圧検出手段２０６ｘとで、一つの単位変換器（第１の単位変換器）を構成している。
また、双方向チョッパ２０９ｙと、電力供給手段２０４ｙと、機械スイッチ２０７ｙと、逆流防止ダイオード２０５ｙと、電圧検出手段２０６ｙとで、もう一つの単位変換器（第２の単位変換器）を構成している。 <Circuit configuration of double cell>
Next, an internal circuit configuration of the double cell 106 will be described with reference to FIGS. 2A and 2B.
FIG. 2A is a diagram illustrating a circuit configuration example of the double cell 106 used in the arm 104 of the power conversion device 101 according to the first embodiment of the present invention.
2A, the double cell 106 includes bidirectional choppers 209x and 209y, power supply means 204x and 204y, mechanical switches 207x and 207y, backflow prevention diodes (diodes) 205x and 205y, voltage detection means 206x and 206y, And a double cell control means 218.
The double cell 106 includes two unit converters (cells). That is, the bidirectional chopper 209x, the power supply means 204x, the mechanical switch 207x, the backflow prevention diode 205x, and the voltage detection means 206x constitute one unit converter (first unit converter). .
The bidirectional chopper 209y, the power supply means 204y, the mechanical switch 207y, the backflow prevention diode 205y, and the voltage detection means 206y constitute another unit converter (second unit converter). Yes.

ただし、機能としての観点から、双方向チョッパ２０９ｘ、あるいは２０９ｙを一つの単位変換器とみなすこともある。また、そのように表記することもある。
また、双方向チョッパ２０９ｘ、あるいは２０９ｙを特別に区別する必要がない場合、以下において、単に「双方向チョッパ２０９」、あるいは「単位変換器２０９」と、適宜、表記する。
また、機械スイッチ２０７ｘ、あるいは２０７ｙを特別に区別する必要がない場合、以下において、単に「機械スイッチ２０７」と、適宜、表記する。 However, from the viewpoint of function, the bidirectional chopper 209x or 209y may be regarded as one unit converter. It may also be written as such.
In addition, when there is no need to particularly distinguish the bidirectional chopper 209x or 209y, in the following, simply referred to as “bidirectional chopper 209” or “unit converter 209” as appropriate.
Further, in the case where it is not necessary to particularly distinguish the mechanical switch 207x or 207y, hereinafter, it is simply expressed as “mechanical switch 207” as appropriate.

《双方向チョッパ》
図２Ａにおいて、双方向チョッパ２０９ｘ（第１の双方向チョッパ）は、それぞれエミッタとカソードで直列に接続されたＩＧＢＴ２０１ｘｐ（第１のオン・オフ制御デバイス）、ＩＧＢＴ２０１ｘｎ（第２のオン・オフ制御デバイス）と、この接続点と反対側のＩＧＢＴ２０１ｘｐのカソードとＩＧＢＴ２０１ｘｎのエミッタとの間に接続されたコンデンサ（エネルギー貯蔵素子）２０３ｘ（第１のコンデンサ）と、ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、ＩＧＢＴ２０１ｘｎにそれぞれ逆並列に接続された還流ダイオード（ダイオード）２０２ｘｐ、２０２ｘｎと、を備えて構成されている。
双方向チョッパ２０９ｙ（第２の双方向チョッパ）は、それぞれエミッタとカソードで直列に接続されたＩＧＢＴ２０１ｙｐ（第３のオン・オフ制御デバイス）、ＩＧＢＴ２０１ｙｎ（第４のオン・オフ制御デバイス）と、この接続点と反対側のＩＧＢＴ２０１ｙｐのカソードとＩＧＢＴ２０１ｙｎのエミッタとの間に接続されたコンデンサ２０３ｙ（第２のコンデンサ）と、ＩＧＢＴ２０１ｙｐ、ＩＧＢＴ２０１ｙｎにそれぞれ逆並列に接続された還流ダイオード２０２ｙｐ、２０２ｙｎと、を備えて構成されている。
なお、オン・オフ制御デバイス（ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎ）を特に区別する必要がない場合、適宜、単に「オン・オフ制御デバイス２０１」と表記する。
また、エネルギー貯蔵素子（コンデンサ２０３ｘ、２０３ｙ）を特に区別する必要がない場合、適宜、単に「エネルギー貯蔵素子２０３」または「コンデンサ２０３」と表記する。《Bidirectional Chopper》
In FIG. 2A, bidirectional chopper 209x (first bidirectional chopper) includes IGBT 201xp (first on / off control device) and IGBT 201xn (second on / off control device) connected in series with an emitter and a cathode, respectively. ), A capacitor (energy storage element) 203x (first capacitor) connected between the cathode of the IGBT 201xp and the emitter of the IGBT 201xn on the opposite side of the connection point, and the IGBT 201xp and the IGBT 201xn, respectively, connected in antiparallel. The free-wheeling diodes (diodes) 202xp and 202xn are provided.
The bidirectional chopper 209y (second bidirectional chopper) includes an IGBT 201yp (third on / off control device) and an IGBT 201yn (fourth on / off control device) connected in series with an emitter and a cathode, respectively. A capacitor 203y (second capacitor) connected between the cathode of the IGBT 201yp opposite to the connection point and the emitter of the IGBT 201yn, and free-wheeling diodes 202yp and 202yn connected in reverse parallel to the IGBT 201yp and the IGBT 201yn, respectively. Configured.
In addition, when it is not necessary to particularly distinguish the on / off control devices (IGBTs 201xp, 201xn, 201yp, 201yn), they are simply expressed as “on / off control device 201” as appropriate.
Further, when it is not necessary to particularly distinguish the energy storage elements (capacitors 203x and 203y), they are simply expressed as “energy storage element 203” or “capacitor 203” as appropriate.

双方向チョッパ２０９ｘのＩＧＢＴ２０１ｘｐのエミッタとＩＧＢＴ２０１ｘｎのカソードとの接続点がダブルセル１０６の一方の出力端子１０６ｐとなっている。
双方向チョッパ２０９ｙのＩＧＢＴ２０１ｙｐのエミッタとＩＧＢＴ２０１ｙｎのカソードとの接続点がダブルセル１０６の他方の出力端子１０６ｎとなっている。
また、ＩＧＢＴ２０１ｘｎのエミッタ端子とコンデンサ２０３ｘの一端との接続点と、ＩＧＢＴ２０１ｙｐのカソードとコンデンサ２０３ｙの一端との接続点とが、互いに接続されてｍ点として共有する構成となっている。
すなわち、ダブルセル１０６は、２つの双方向チョッパ２０９ｘ、２０９ｙがｍ点を共有して接続した構成である。このｍ点で一つの共通電位を作り、この共通電位をダブルセル制御手段の筺体電位（グランド）としてダブルセル制御手段２１８の回路を構成している。 A connection point between the emitter of the IGBT 201 xp of the bidirectional chopper 209 x and the cathode of the IGBT 201 xn is one output terminal 106 p of the double cell 106.
A connection point between the emitter of the IGBT 201 yp of the bidirectional chopper 209 y and the cathode of the IGBT 201 yn is the other output terminal 106 n of the double cell 106.
In addition, the connection point between the emitter terminal of the IGBT 201xn and one end of the capacitor 203x and the connection point between the cathode of the IGBT 201yp and one end of the capacitor 203y are connected to each other and shared as m points.
That is, the double cell 106 has a configuration in which two bidirectional choppers 209x and 209y are connected by sharing m points. One common potential is created at the point m, and the circuit of the double cell control means 218 is configured by using this common potential as a housing potential (ground) of the double cell control means.

双方向チョッパ２０９ｘは、ＩＧＢＴ２０１ｘｐとＩＧＢＴ２０１ｘｎとをオン・オフして出力端子１０６ｐとコンデンサ２０３ｘとの間で電荷のやり取りをすることによって、等価的に種々の電気的特性を生成する。
同様に、双方向チョッパ２０９ｙは、ＩＧＢＴ２０１ｙｐとＩＧＢＴ２０１ｙｎとをオン・オフして出力端子１０６ｎとコンデンサ２０３ｙとの間で電荷のやり取りをすることによって、等価的に種々の電気的特性を生成する。
双方向チョッパ２０９ｘと双方向チョッパ２０９ｙは、ｍ点を共有化しているので、ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、ＩＧＢＴ２０１ｘｎ、ＩＧＢＴ２０１ｙｐ、ＩＧＢＴ２０１ｙｎを、オン・オフして出力端子１０６ｐ、出力端子１０６ｎと、コンデンサ２０３ｘ、コンデンサ２０３ｙとの間で電荷のやり取りをすることによって、等価的に種々の電気的特性を生成する。
図１の電力変換装置は、図２Ａに示した各ダブルセル１０６を統一的に所定の制御することにより、三相交流電力（電圧）を直流電力（電圧）に変換している。 The bidirectional chopper 209x generates various electrical characteristics equivalently by turning on and off the IGBT 201xp and the IGBT 201xn to exchange charges between the output terminal 106p and the capacitor 203x.
Similarly, the bidirectional chopper 209y generates various electrical characteristics equivalently by turning on and off the IGBT 201yp and the IGBT 201yn to exchange charges between the output terminal 106n and the capacitor 203y.
Since the bidirectional chopper 209x and the bidirectional chopper 209y share the m point, the IGBT 201xp, the IGBT 201xn, the IGBT 201yp, and the IGBT 201yn are turned on / off, and the output terminal 106p, the output terminal 106n, the capacitor 203x, and the capacitor 203y. Various electric characteristics are equivalently generated by exchanging electric charges between them.
The power conversion device in FIG. 1 converts three-phase AC power (voltage) into DC power (voltage) by uniformly performing predetermined control on each double cell 106 shown in FIG. 2A.

なお、図２Ａにおいて、オン・オフ制御デバイスであるＩＧＢＴ２０１ｘｎのコレクタ・エミッタ間電圧をＶｘｊｋと表記する。
また、ＩＧＢＴ２０１ｙｐのコレクタ・エミッタ間電圧をＶｙｊｋと表記する。
ちなみに、電圧Ｖｘｊｋ、Ｖｙｊｋにおける添え字ｊは、ダブルセル１０６が属するアームを表わしておりｊ＝ｕｐ、ｕｎ、ｖｐ、ｖｎ、ｗｐ、ｗｎである。また、添え字ｋは該アームにおける該ダブルセルの順番を示し、ｋ＝１、２、・・・、Ｎである。
また、ダブルセル１０６の出力電圧である出力端子１０６ｐと出力端子１０６ｎ間の電圧Ｖｊｋは、ＶｘｊｋとＶｙｊｋの和である。 In FIG. 2A, the collector-emitter voltage of the IGBT 201xn which is an on / off control device is denoted as Vxjk.
Further, the collector-emitter voltage of the IGBT 201 yp is expressed as Vyjk.
Incidentally, the subscript j in the voltages Vxjk and Vyjk represents the arm to which the double cell 106 belongs, and j = up, un, vp, vn, wp, wn. The subscript k indicates the order of the double cells in the arm, and k = 1, 2,.
The voltage Vjk between the output terminal 106p and the output terminal 106n, which is the output voltage of the double cell 106, is the sum of Vxjk and Vyjk.

《機械スイッチ》
図２Ａにおいて、機械スイッチ２０７ｘ（第１の機械スイッチ）、機械スイッチ２０７ｙ（第２の機械スイッチ）は、例えばコイルを備えた電磁接触器であり、ダブルセル制御手段２１８が前記コイルを励磁することでオンして、電圧Ｖｘｊｋ、または電圧Ｖｙｊｋを短絡する
機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙは、通常はオフの状態であるが、双方向チョッパ２０９ｘ、もしくは双方向チョッパ２０９ｙが故障した場合に、オンすることによって、双方向チョッパ２０９ｘ、もしくは双方向チョッパ２０９ｙを回路から等価的に排除することによって、残りの正常な双方向チョッパのみの動作とする。
例えば、双方向チョッパ２０９ｘが故障した場合には、機械スイッチ２０７ｘをオンさせて、出力端子１０６ｐとｍ点とを短絡（ショート）する。出力端子１０６ｐとｍ点が短絡すると双方向チョッパ２０９ｘの各素子には、電位差がなくなり電気的な動作ができなくなる。《Mechanical switch》
In FIG. 2A, a mechanical switch 207x (first mechanical switch) and a mechanical switch 207y (second mechanical switch) are, for example, electromagnetic contactors including coils, and the double cell control means 218 excites the coils. The mechanical switches 207x and 207y that are turned on to short-circuit the voltage Vxjk or the voltage Vyjk are normally in an off state, but by turning on when the bidirectional chopper 209x or the bidirectional chopper 209y fails, By removing the bidirectional chopper 209x or the bidirectional chopper 209y from the circuit equivalently, only the remaining normal bidirectional chopper is operated.
For example, when the bidirectional chopper 209x fails, the mechanical switch 207x is turned on to short-circuit the output terminal 106p and the point m. When the output terminal 106p and the point m are short-circuited, each element of the bidirectional chopper 209x has no potential difference and cannot operate electrically.

また、出力端子１０６ｐとｍ点が短絡すると、ｍ点が出力端子１０６ｐと同電位となって、双方向チョッパ２０９ｙが出力端子１０６ｐと出力端子１０６ｎとの間で動作できるようになる。
また、双方向チョッパ２０９ｙが故障した場合には、機械スイッチ２０７ｙをオンさせて、出力端子１０６ｎとｍ点とを短絡（ショート）する。この場合には、双方向チョッパ２０９ｙが回路から排除され、双方向チョッパ２０９ｘが出力端子１０６ｐと出力端子１０６ｎとの間で動作できるようになる。 When the output terminal 106p and the m point are short-circuited, the m point has the same potential as the output terminal 106p, and the bidirectional chopper 209y can operate between the output terminal 106p and the output terminal 106n.
Further, when the bidirectional chopper 209y fails, the mechanical switch 207y is turned on to short-circuit the output terminal 106n and the point m. In this case, the bidirectional chopper 209y is excluded from the circuit, and the bidirectional chopper 209x can operate between the output terminal 106p and the output terminal 106n.

《電力供給手段》
図２Ａにおいて、電力供給手段２０４ｘ（第１の電力供給手段）は、双方向チョッパ２０９ｘのコンデンサ２０３ｘから電力を受けて、適正な電圧に変換してからダブルセル制御手段２１８に電力を供給する。
一方、電力供給手段２０４ｙ（第２の電力供給手段）は、双方向チョッパ２０９ｙのコンデンサ２０３ｙから電力を受けて、適正な電圧に変換してからダブルセル制御手段２１８に電力を供給する。
逆流防止ダイオード（ダイオード）２０５ｘ（第１の逆流防止ダイオード）は、電力供給手段２０４ｘの一方の出力端子に備えられている。
逆流防止ダイオード２０５ｙ（第２の逆流防止ダイオード）は、電力供給手段２０４ｙの一方の出力端子に備えられている。
電力供給手段２０４ｘの出力端子と電力供給手段２０４ｙの出力端子は、それぞれ逆流防止ダイオード２０５ｘ、２０５ｙを介して、並列に接続されている。 << Power supply means >>
In FIG. 2A, the power supply means 204x (first power supply means) receives power from the capacitor 203x of the bidirectional chopper 209x, converts it to an appropriate voltage, and then supplies power to the double cell control means 218.
On the other hand, the power supply unit 204y (second power supply unit) receives power from the capacitor 203y of the bidirectional chopper 209y, converts it to an appropriate voltage, and then supplies power to the double cell control unit 218.
A backflow prevention diode (diode) 205x (first backflow prevention diode) is provided at one output terminal of the power supply means 204x.
The backflow prevention diode 205y (second backflow prevention diode) is provided at one output terminal of the power supply means 204y.
The output terminal of the power supply means 204x and the output terminal of the power supply means 204y are connected in parallel via the backflow prevention diodes 205x and 205y, respectively.

この逆流防止ダイオード２０５ｘと逆流防止ダイオード２０５ｙを備えるのは、電力供給手段２０４ｘと電力供給手段２０４ｙは、前記のように逆流防止ダイオード２０５ｘ、２０５ｙを介して、それぞれの出力端子が並列に接続され、同一の配線でダブルセル制御手段２１８に電力を供給しているからである。
すなわち、双方向チョッパ２０９ｘもしくは双方向チョッパ２０９ｙが故障した場合に、電力供給手段２０４ｘと電力供給手段２０４ｙの出力電圧に差がでて、電力供給手段２０４ｘと電力供給手段２０４ｙとの間に逆流電流が流れるのを防止するためである。
また、電力供給手段（電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙ）を特に区別する必要がない場合、適宜、単に「電力供給手段２０４」と表記する。
また、逆流防止ダイオード（ダイオード２０５ｘ、２０５ｙ）を特に区別する必要がない場合、適宜、単に「逆流防止ダイオード２０５」と表記する。
なお、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙについてのより詳細な説明については後記する。 The power supply means 204x and the power supply means 204y are provided with the backflow prevention diodes 205x and 205y as described above, and the output terminals thereof are connected in parallel via the backflow prevention diodes 205x and 205y, respectively. This is because power is supplied to the double cell control means 218 by the same wiring.
That is, when the bidirectional chopper 209x or the bidirectional chopper 209y fails, a difference occurs in the output voltage between the power supply means 204x and the power supply means 204y, and a reverse current flows between the power supply means 204x and the power supply means 204y. This is for the purpose of preventing the current from flowing.
Further, when it is not necessary to particularly distinguish the power supply means (power supply means 204x and 204y), they are simply referred to as “power supply means 204” as appropriate.
Further, when it is not necessary to particularly distinguish the backflow prevention diodes (diodes 205x and 205y), they are simply referred to as “a backflow prevention diode 205” as appropriate.
A more detailed description of the power supply means 204x and 204y will be described later.

《電圧検出手段》
図２Ａにおいて、電圧検出手段２０６ｘ（第１の電圧検出手段）は、双方向チョッパ２０９ｘのコンデンサ２０３ｘの電圧を検出して、ダブルセル制御手段２１８にその電圧検出値を入力している。
一方、電圧検出手段２０６ｙ（第２の電圧検出手段）は、双方向チョッパ２０９ｙのコンデンサ２０３ｙの電圧を検出して、ダブルセル制御手段２１８にその電圧検出値を入力している。 << Voltage detection means >>
In FIG. 2A, the voltage detection means 206x (first voltage detection means) detects the voltage of the capacitor 203x of the bidirectional chopper 209x and inputs the detected voltage value to the double cell control means 218.
On the other hand, the voltage detection means 206y (second voltage detection means) detects the voltage of the capacitor 203y of the bidirectional chopper 209y and inputs the detected voltage value to the double cell control means 218.

《ダブルセル制御手段》
図２Ａにおいて、ダブルセル制御手段２１８は、前記したように、電力供給手段２０４ｘと電力供給手段２０４ｙとから、電力（電力エネルギー）を受けて自身が動作するための電源（エネルギー源）としている。
また、ダブルセル制御手段２１８は、前記したように、双方向チョッパ２０９ｘのコンデンサ２０３ｘの電圧の電圧検出値と、双方向チョッパ２０９ｙのコンデンサ２０３ｙの電圧の電圧検出値と、を入力している。
また、ダブルセル制御手段２１８は、中央制御手段１０８（図１）からの制御指示情報を制御通信線１２８から得ている。《Double cell control means》
In FIG. 2A, as described above, the double cell control means 218 is a power source (energy source) for receiving power (power energy) from the power supply means 204x and the power supply means 204y and operating itself.
Further, as described above, the double cell control means 218 inputs the voltage detection value of the voltage of the capacitor 203x of the bidirectional chopper 209x and the voltage detection value of the voltage of the capacitor 203y of the bidirectional chopper 209y.
Further, the double cell control means 218 obtains control instruction information from the central control means 108 (FIG. 1) from the control communication line 128.

このダブルセル制御手段２１８は、各ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎのゲート・エミッタ間電圧を制御することで、各ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎのオン・オフを制御する。
また、ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎのオン・オフを、制御通信線１２８を介して、中央制御手段１０８（図１）からの制御指示情報に基づいて行う。
また、ダブルセル制御手段２１８は、電圧検出手段２０６ｐ、２０６ｎを用いて検出したコンデンサ２０３ｐ、２０３ｎの電圧ＶＣｘｊｐ、ＶＣｙｊｋを、制御通信線１２８を介して中央制御手段１０８に伝送する。
また、ダブルセル制御手段２１８は、電圧検出手段２０６ｘ、２０６ｙの電圧検出値による双方向チョッパ２０９ｘ、双方向チョッパ２０９ｙが正常か否かの判断情報に基づき、または、中央制御手段１０８の指令に基づき、必要に応じて、機械スイッチ２０７ｘ、もしくは機械スイッチ２０７ｙをオン（短絡）する。 The double cell control means 218 controls on / off of each IGBT 201xp, 201xn, 201yp, 201yn by controlling the gate-emitter voltage of each IGBT 201xp, 201xn, 201yp, 201yn.
The IGBTs 201xp, 201xn, 201yp, and 201yn are turned on / off based on control instruction information from the central control unit 108 (FIG. 1) via the control communication line 128.
The double cell control means 218 transmits the voltages VCxjp and VCyjk of the capacitors 203p and 203n detected using the voltage detection means 206p and 206n to the central control means 108 via the control communication line 128.
Further, the double cell control means 218 is based on the determination information as to whether or not the bidirectional chopper 209x and the bidirectional chopper 209y are normal based on the voltage detection values of the voltage detection means 206x and 206y, or based on a command from the central control means 108. If necessary, the mechanical switch 207x or the mechanical switch 207y is turned on (short-circuited).

《その他》
なお、図２Ａにおいて、双方向チョッパ２０９ｘと双方向チョッパ２０９ｙが共有するｍ点は、ダブルセル制御手段２１８の筺体電位ＦＧｊｋ（ＦＧ：Frame Ground、ｊはアーム位置、ｋはダブルセルの順番）となっている。
図２Ａに示したダブルセル１０６は、図１における各ダブルセル１０６のすべてに用いられる。図１において、アームの配列の位置をｊ番目、同一のアームにおけるダブルセルの順番をｋ番目とする。
このとき、各ダブルセル１０６のｍ点の電位、すなわち筺体電位ＦＧｊｋは、ダブルセル１０６が電力変換装置１０１のどの位置（ｊ，ｋ）に配置されるかによって異なる。
そのため、ｊ，ｋを添え字として筺体電位ＦＧｊｋとして、表記している。 <Others>
In FIG. 2A, the point m shared by the bidirectional chopper 209x and the bidirectional chopper 209y is the frame potential FGjk of the double cell control means 218 (FG: Frame Ground, j is the arm position, and k is the order of the double cells). Yes.
The double cell 106 shown in FIG. 2A is used for all of the double cells 106 in FIG. In FIG. 1, the position of the arm arrangement is jth, and the order of double cells in the same arm is kth.
At this time, the potential at the m point of each double cell 106, that is, the housing potential FGjk, differs depending on the position (j, k) of the power converter 101 where the double cell 106 is disposed.
Therefore, j and k are indicated as subscripts as the body potential FGjk.

また、双方向チョッパ２０９ｘ、機械スイッチ２０７ｘ、電力供給手段２０４ｘ、電圧検出手段２０６ｘ、およびダブルセル制御手段２１８によって、一つの単位変換器が構成される。
また、同様に、双方向チョッパ２０９ｙ、機械スイッチ２０７ｙ、電力供給手段２０４ｙ、電圧検出手段２０６ｙ、およびダブルセル制御手段２１８によって、一つの単位変換器が構成される。
この二つの単位変換器をひとつにまとめて、ダブルセル１０６が構成されている。なお、ダブルセル１０６においては、前記のダブルセル制御手段２１８は共用されている。 The bidirectional chopper 209x, the mechanical switch 207x, the power supply means 204x, the voltage detection means 206x, and the double cell control means 218 constitute one unit converter.
Similarly, the bidirectional chopper 209y, the mechanical switch 207y, the power supply means 204y, the voltage detection means 206y, and the double cell control means 218 constitute one unit converter.
These two unit converters are combined into one to form a double cell 106. In the double cell 106, the double cell control means 218 is shared.

＜電力供給手段の詳細＞
電力供給手段について、より詳しく説明する。 <Details of power supply means>
The power supply means will be described in more detail.

《電力供給手段の回路構成例》
図２Ｂは、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０１に備えられる電力供給手段２０４（２０４ｘ、２０４ｙ）の回路構成の一例を示す図である。
図２Ｂにおいて、抵抗１００１、ツェナーダイオード（定電圧ダイオード）１００２、コンデンサ１００３、変圧器１００６、ＩＧＢＴ１００５、３個のダイオード１００４、平滑コンデンサ１００７によって、絶縁型フォワードコンバータの電力供給手段２０４が構成されている。
まず、コンデンサ２０３ｘ（図２Ａ）の電圧ＶＣｘｊｋ、またはコンデンサ２０３ｙ（図２Ａ）の電圧ＶＣｙｊｋのいずれかを電圧ＶＣｐｊｋと表記するものとする。
この電圧ＶＣｐｊｋを、抵抗１００１とツェナーダイオード１００２を用いて分圧し、コンデンサ１００３の両端に電圧Ｖｚｄを得る。 << Circuit configuration example of power supply means >>
FIG. 2B is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of the power supply unit 204 (204x, 204y) provided in the power conversion device 101 according to the first embodiment of the present invention.
In FIG. 2B, the resistor 1001, the Zener diode (constant voltage diode) 1002, the capacitor 1003, the transformer 1006, the IGBT 1005, the three diodes 1004, and the smoothing capacitor 1007 constitute the power supply means 204 of the insulated forward converter. .
First, either the voltage VCxjk of the capacitor 203x (FIG. 2A) or the voltage VCyjk of the capacitor 203y (FIG. 2A) is expressed as a voltage VCpjk.
This voltage VCpjk is divided using a resistor 1001 and a Zener diode 1002 to obtain a voltage Vzd across the capacitor 1003.

オン・オフ制御デバイス（スイッチング素子）であるＩＧＢＴ１００５は、スイッチングによって、電圧Ｖｚｄから交流電圧を作り、変圧器１００６の１次コイル１００６ａに印加する。
変圧器１００６の２次コイル１００６ｂ側では、二次側に伝達された前記の交流電圧（電力）を２個のダイオード１００４ｂによって整流し、コンデンサ（平滑コンデンサ）１００７の両端に電圧Ｖｐｓｐを得る。 The IGBT 1005 that is an on / off control device (switching element) generates an alternating voltage from the voltage Vzd by switching and applies it to the primary coil 1006a of the transformer 1006.
On the secondary coil 1006b side of the transformer 1006, the AC voltage (power) transmitted to the secondary side is rectified by two diodes 1004b, and a voltage Vpsp is obtained across the capacitor (smoothing capacitor) 1007.

以下、より具体的な動作を説明する。
ＩＧＢＴ１００５がオンである場合、電圧Ｖｚｄが１次コイル１００６ａに印加される。
また、変圧器１００６の２次コイル側では、２次コイル１００６ｂに巻数比に応じた電圧が誘起される。
誘起された電圧は、ダイオード１００４ｂを介してコンデンサ１００７を充電する。 Hereinafter, a more specific operation will be described.
When the IGBT 1005 is on, the voltage Vzd is applied to the primary coil 1006a.
Further, on the secondary coil side of the transformer 1006, a voltage corresponding to the turn ratio is induced in the secondary coil 1006b.
The induced voltage charges capacitor 1007 through diode 1004b.

ＩＧＢＴ１００５がオフになると、１次コイル１００６ａに流れていた電流は零となり、変圧器１００６の鉄心に蓄積されていた磁束の変化によってリセットコイル１００６ｃに電圧が誘起され、ダイオード１００４ａに電流が流れる。
この場合，２次コイル１００６ｂには、ＩＧＢＴ１００５がオンである場合とは逆極性の電圧が誘起されるが、ダイオード１００４ｂが逆バイアスされるため、２次コイル１００６ｂには電流が流れない。
変圧器１００６の鉄心に蓄積された磁気エネルギーは、コンデンサ１００３に流入し、リセットコイル１００６ｃの電流は零に減衰する。 When the IGBT 1005 is turned off, the current flowing through the primary coil 1006a becomes zero, a voltage is induced in the reset coil 1006c due to the change in magnetic flux accumulated in the iron core of the transformer 1006, and current flows through the diode 1004a.
In this case, a voltage having a reverse polarity to that in the case where the IGBT 1005 is on is induced in the secondary coil 1006b, but no current flows through the secondary coil 1006b because the diode 1004b is reverse-biased.
The magnetic energy stored in the iron core of the transformer 1006 flows into the capacitor 1003, and the current of the reset coil 1006c is attenuated to zero.

ＩＧＢＴ１００５が再びオンすると、前記のようにコンデンサ１００７が充電される。
以上のように、オン・オフ制御デバイスであるＩＧＢＴ１００５がオン、オフを繰り返すことにより、変圧器１００６によって電気的絶縁を確保しつつ、コンデンサ２０３ｘまたはコンデンサ２０３ｙ（図２Ａ）の電圧ＶＣｐｊｋから電圧（直流電圧）Ｖｐｓｐを得られる。
また、変圧器１００６の巻数比やＩＧＢＴ１００５のオン時間比率によって、電圧Ｖｐｓｐの電圧値を制御できる。 When the IGBT 1005 is turned on again, the capacitor 1007 is charged as described above.
As described above, the IGBT 1005 that is an on / off control device is repeatedly turned on and off, thereby ensuring electrical insulation by the transformer 1006, and the voltage (direct current) from the voltage VCpjk of the capacitor 203x or the capacitor 203y (FIG. 2A). Voltage) Vpsp can be obtained.
Further, the voltage value of the voltage Vpsp can be controlled by the turn ratio of the transformer 1006 and the on-time ratio of the IGBT 1005.

なお、図２Ｂに示した電力供給手段２０４（２０４ｘ、２０４ｙ）の回路構成は一例であって、前記したフォワードコンバータ以外にも、フライバックコンバータ、あるいはシャントレギュレータとフォワードコンバータの組み合わせ、シャントレギュレータとフォワードコンバータの組み合わせ等が考えられる。
また、図２Ｂにおける出力電圧の直流電圧Ｖｐｓｐは、図２Ａにおいて、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙのそれぞれ出力電圧Ｖｐｓｘ、Ｖｐｓｙとなる。この出力電圧Ｖｐｓｘ、Ｖｐｓｙは、コンデンサ２０３ｘ、２０３ｙと電気的に絶縁されていることが望ましいので、図２Ｂのようにトランス（変圧器）１００６を用いる回路方式が望ましい。 Note that the circuit configuration of the power supply means 204 (204x, 204y) shown in FIG. 2B is an example, and besides the above-described forward converter, a flyback converter or a combination of a shunt regulator and a forward converter, a shunt regulator and a forward Combinations of converters are conceivable.
2B becomes the output voltages Vpsx and Vpsy of the power supply means 204x and 204y, respectively, in FIG. 2A. Since the output voltages Vpsx and Vpsy are preferably electrically insulated from the capacitors 203x and 203y, a circuit system using a transformer (transformer) 1006 as shown in FIG. 2B is desirable.

《２つの電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙの接続について》
以下、本発明に特徴的な、２つの電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙの接続について説明する。 << Connection of Two Power Supply Units 204x and 204y >>
Hereinafter, the connection of the two power supply means 204x and 204y, which is characteristic of the present invention, will be described.

図２Ａにおいて、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙのそれぞれの出力電圧ＶｐｓｘとＶｐｓｙは、逆流防止ダイオード２０５ｘ、２０５ｙを介して突き合わされ（並列接続）、電圧Ｖｐｓを得る。
すなわち、電圧Ｖｐｓは、ＶｐｓｘとＶｐｓｙのうち高い方の電圧となる。電圧Ｖｐｓは、ダブルセル制御手段２１８に、ダブルセル１０６が自給する電源電圧（電力）として供給される。 In FIG. 2A, the output voltages Vpsx and Vpsy of the power supply means 204x and 204y are abutted via the backflow prevention diodes 205x and 205y (in parallel connection) to obtain the voltage Vps.
That is, the voltage Vps is the higher voltage of Vpsx and Vpsy. The voltage Vps is supplied to the double cell control means 218 as a power supply voltage (power) supplied by the double cell 106.

例えば、電力供給手段２０４ｘが故障、あるいは、コンデンサ２０３ｘが放電し、電圧が零となると、電力供給手段２０４ｘは動作を停止し、Ｖｐｓｘは零となる。
しかし、ダブルセル制御手段２１８の電源電圧Ｖｐｓは、Ｖｐｓ＝Ｖｐｓｙに維持できるため、ダブルセル制御手段２１８は動作を継続できる。 For example, when the power supply unit 204x fails or the capacitor 203x is discharged and the voltage becomes zero, the power supply unit 204x stops operating and Vpsx becomes zero.
However, since the power supply voltage Vps of the double cell control means 218 can be maintained at Vps = Vpsy, the double cell control means 218 can continue its operation.

また、電力供給手段２０４ｙが故障、あるいはコンデンサ２０３ｙが放電し、電圧が零となった場合も同様に、Ｖｐｓ＝Ｖｐｓｘに維持できる。
したがって、本発明の第１実施形態では、一つの電力供給手段２０４が動作を停止しても、ダブルセル制御手段２１８は、動作を継続できるという効果を得られる。 Similarly, when the power supply unit 204y fails or the capacitor 203y is discharged and the voltage becomes zero, Vps = Vpsx can be maintained.
Therefore, in the first embodiment of the present invention, even if one power supply unit 204 stops operating, the double cell control unit 218 can obtain an effect that the operation can be continued.

前記したように、電力変換装置１０１は、例えば１つのオン・オフ制御デバイス（ＩＧＢＴ）が故障した場合には、該オン・オフ制御デバイスを含む双方向チョッパ２０９（２０９ｘ、２０９ｙのいずれか）を、機械スイッチ２０７（２０７ｘ、２０７ｙのいずれか）で短絡して、全体としては運転を継続できる。
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０１のように、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙのいずれかが停止しても、ダブルセル制御手段２１８に電源を供給できる場合、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙを確実にオンできる（コイルを励磁できる）という効果が得られる。
すなわち、電力変換装置１０１として、信頼性が向上する効果がある。 As described above, when one on / off control device (IGBT) fails, for example, the power conversion apparatus 101 has a bidirectional chopper 209 (either 209x or 209y) including the on / off control device. The operation can be continued as a whole by short-circuiting with the mechanical switch 207 (either 207x or 207y).
When the power can be supplied to the double cell control unit 218 even if either of the power supply units 204x and 204y stops, as in the power conversion device 101 according to the first embodiment of the present invention, the mechanical switches 207x and 207y are securely connected. Can be turned on (the coil can be excited).
That is, the power conversion apparatus 101 has an effect of improving reliability.

＜双方向チョッパ２０９ｘ、２０９ｙの接続についての詳細＞
次に、本発明のもう一つの特徴である、ダブルセル１０６内における双方向チョッパ２０９ｘ、２０９ｙの接続について説明する。 <Details about connection of bidirectional choppers 209x and 209y>
Next, the connection of the bidirectional choppers 209x and 209y in the double cell 106, which is another feature of the present invention, will be described.

図２Ａにおいて、２つの双方向チョッパ２０９ｘ、２０９ｙは、前記したように、ｍ点を共有して接続されている。したがって、ｍ点は２つの双方向チョッパ２０９ｘ、２０９ｙの共通電位である。 In FIG. 2A, two bidirectional choppers 209x and 209y are connected by sharing m points as described above. Therefore, the point m is a common potential of the two bidirectional choppers 209x and 209y.

例えばｍ点をダブルセル１０６の筺体電位ＦＧｊｋ（ＦＧ：Frame Ground、ｊはアーム位置、ｋはダブルセルの順番）に接続し、ダブルセル制御手段２１８も筺体電位ＦＧｊｋに接続すれば、ダブルセル制御手段２１８から各オン・オフ制御デバイスまでの電位は、コンデンサ２０３ｘ、２０３ｙの１つ分の電位（ＶＣｘｊｋあるいは−ＶＣｙｊｋ）にできる。 For example, if the m point is connected to the frame potential FGjk of the double cell 106 (FG: Frame Ground, j is the arm position, k is the order of the double cell), and the double cell control unit 218 is also connected to the frame potential FGjk, the double cell control unit 218 The potential to the on / off control device can be the potential (VCxjk or -VCyjk) of one of the capacitors 203x and 203y.

また、コンデンサ２０３ｘ、２０３ｙのそれぞれの１端子は、ｍ点に接続されているため、このｍ点を基準としたコンデンサ２０３ｘ、２０３ｙの電位は変動しない。
このため、コンデンサ２０３ｘ、２０３ｙにそれぞれ接続している電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙの電位も変動しない。
したがって、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙに印加されるコモンモードノイズが低減されるという効果が得られる。
なお、前記した背景技術（非特許文献１）のように、２つの双方向チョッパが共通電位を持たない場合、オン・オフ制御デバイスの動作に伴って、１つの双方向チョッパのどの点を基準としても、いずれかのコンデンサの電位が変動してしまい、電力供給手段に印加されるコモンモードノイズが大きくなっていた。
それに対し、第１実施形態の電力変換装置１０１は、前記のように、コンデンサ２０３ｘ、２０３ｙに接続している電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙの電位も変動せず、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙに印加されるコモンモードノイズを低減できるという効果が得られる。 Further, since one terminal of each of the capacitors 203x and 203y is connected to the m point, the potentials of the capacitors 203x and 203y with respect to the m point do not fluctuate.
For this reason, the potentials of the power supply means 204x and 204y connected to the capacitors 203x and 203y do not change.
Therefore, an effect that common mode noise applied to the power supply means 204x and 204y is reduced can be obtained.
As in the background art described above (Non-Patent Document 1), when two bidirectional choppers do not have a common potential, which point of one bidirectional chopper is a reference in accordance with the operation of the on / off control device. However, the potential of one of the capacitors fluctuates, and the common mode noise applied to the power supply means is large.
On the other hand, in the power conversion device 101 of the first embodiment, as described above, the potentials of the power supply units 204x and 204y connected to the capacitors 203x and 203y do not fluctuate and are applied to the power supply units 204x and 204y. The common mode noise can be reduced.

さらに、オン・オフ制御デバイス２０１を圧接型のＩＧＢＴやＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off thyristor）等で構成した場合、４つのオン・オフ制御デバイス２０１を１つのスタックとして構成できるという効果を得られる。すなわち、デバイスとしてのコンパクト化や低コスト化に効果がある。 Further, when the on / off control device 201 is configured by a pressure contact type IGBT, GCT (Gate Commutated Turn-off thyristor) or the like, it is possible to obtain an effect that the four on / off control devices 201 can be configured as one stack. In other words, it is effective in reducing the size and cost of the device.

＜各オン・オフ制御デバイスのオン・オフ状態と、ダブルセルの出力電圧Ｖｊｋの関係＞
以下、図２Ａを参照して、各オン・オフ制御デバイス（ＩＧＢＴ）２０１のオン・オフ状態と、ダブルセル１０６の出力電圧Ｖｊｋの関係を説明する。 <Relationship between ON / OFF state of each ON / OFF control device and output voltage Vjk of double cell>
Hereinafter, the relationship between the on / off state of each on / off control device (IGBT) 201 and the output voltage Vjk of the double cell 106 will be described with reference to FIG. 2A.

《双方向チョッパ２０９ｘの出力電圧Ｖｘｊｋについて》
まず、双方向チョッパ２０９ｘの出力電圧Ｖｘｊｋについて説明する。
オン・オフ制御デバイスであるＩＧＢＴ２０１ｘｐがオン、ＩＧＢＴ２０１ｘｎがオフの場合、出力電圧Ｖｘｊｋはコンデンサ２０３ｘの電圧ＶＣｘｊｋと概ね等しくなる。すなわち、概ねＶｘｊｋ＝ＶＣｘｊｋである。 << Regarding Output Voltage Vxjk of Bidirectional Chopper 209x >>
First, the output voltage Vxjk of the bidirectional chopper 209x will be described.
When the IGBT 201xp, which is an on / off control device, is on and the IGBT 201xn is off, the output voltage Vxjk is substantially equal to the voltage VCxjk of the capacitor 203x. That is, Vxjk = VCxjk.

ＩＧＢＴ２０１ｘｐがオフ、ＩＧＢＴ２０１ｘｎがオンの場合、出力電圧Ｖｘｊｋは概ね零となる。すなわち、概ねＶｘｊｋ＝０である。 When the IGBT 201xp is off and the IGBT 201xn is on, the output voltage Vxjk is substantially zero. That is, Vxjk = 0.

したがって、ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎを制御することで、双方向チョッパ２０９ｘの出力電圧Ｖｘｊｋを制御できる。 Therefore, the output voltage Vxjk of the bidirectional chopper 209x can be controlled by controlling the IGBTs 201xp and 201xn.

《双方向チョッパ２０９ｙの出力電圧Ｖｙｊｋについて》
次に、双方向チョッパ２０９ｙの出力電圧Ｖｙｊｋについて説明する。
オン・オフ制御デバイスであるＩＧＢＴ２０１ｙｐがオン、ＩＧＢＴ２０１ｙｎがオフの場合、出力電圧Ｖｙｊｋは概ね零となる。すなわち、概ねＶｙｊｋ＝０である。 << Regarding Output Voltage Vyjk of Bidirectional Chopper 209y >>
Next, the output voltage Vyjk of the bidirectional chopper 209y will be described.
When the IGBT 201 yp which is an on / off control device is on and the IGBT 201 yn is off, the output voltage Vyjk is substantially zero. That is, Vyjk = 0 in general.

ＩＧＢＴ２０１ｙｐがオフ、ＩＧＢＴ２０１ｙｎがオンの場合、Ｖｙｊｋはコンデンサ２０３ｙの電圧ＶＣｙｊｋと概ね等しくなる。すなわち、概ねＶｙｊｋ＝ＶＣｙｊｋである。 When the IGBT 201 yp is off and the IGBT 201 yn is on, Vyjk is approximately equal to the voltage VCyjk of the capacitor 203y. That is, Vyjk = VCyjk.

したがって、ＩＧＢＴ２０１ｙｐ、２０１ｙｎを制御することで、双方向チョッパ２０９ｙの出力電圧Ｖｙｊｋを制御できる。 Therefore, the output voltage Vyjk of the bidirectional chopper 209y can be controlled by controlling the IGBTs 201yp and 201yn.

ダブルセル１０６の出力電圧Ｖｊｋは、ＶｘｊｋとＶｙｊｋの和であるから、ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎのそれぞれのオン・オフ状態を制御することにより、Ｖｊｋ＝０、ＶＣｘｊｋ、ＶＣｙｊｋ、（ＶＣｘｊｋ＋ＶＣｙｊｋ）の４通りに制御できる。 Since the output voltage Vjk of the double cell 106 is the sum of Vxjk and Vyjk, 4j of Vjk = 0, VCxjk, VCyjk, (VCxjk + VCyjk) is controlled by controlling the on / off states of the IGBTs 201xp, 201xn, 201yp, 201yn. Can be controlled on the street.

なお、ＶＣｘｊｋ＝ＶＣｙｊｋ＝ＶＣである場合は、０、ＶＣ、２ＶＣの３通りに制御できる。 When VCxjk = VCyjk = VC, control can be performed in three ways: 0, VC, and 2VC.

＜電力変換装置１０１が交直変換回路として動作する原理＞
次に、図１を参照して、電力変換装置１０１が交直変換回路として動作する原理を説明する。 <Principle in which power converter 101 operates as an AC / DC converter circuit>
Next, with reference to FIG. 1, the principle by which the power converter 101 operates as an AC / DC converter circuit will be described.

前記のように、ダブルセル１０６の出力電圧は、オン・オフ制御デバイス（ＩＧＢＴ）２０１のオン・オフ状態を制御することで制御できる。 As described above, the output voltage of the double cell 106 can be controlled by controlling the on / off state of the on / off control device (IGBT) 201.

各アーム１０４は、ダブルセル１０６の直列回路であるから、ダブルセル１０６の出力電圧を制御することで、アーム１０４の出力電圧Ｖｕｐ、Ｖｕｎ、Ｖｖｐ、Ｖｖｎ、Ｖｗｐ、Ｖｗｎを制御できる。
このように、アーム１０４の出力電圧Ｖｕｐ、Ｖｕｎ、Ｖｖｐ、Ｖｖｎ、Ｖｗｐ、Ｖｗｎを制御できるので、これらを適切に制御することによって、電力変換装置１０１として三相交流電力（電圧）を受けながら、所定の電圧を出力して直流電力（電圧）を出力することができる。 Since each arm 104 is a series circuit of double cells 106, the output voltage Vup, Vun, Vvp, Vvn, Vwp, Vwn of the arm 104 can be controlled by controlling the output voltage of the double cell 106.
Thus, since the output voltages Vup, Vun, Vvp, Vvn, Vwp, Vwn of the arm 104 can be controlled, by appropriately controlling them, the power converter 101 receives three-phase AC power (voltage), A predetermined voltage can be output to output DC power (voltage).

前記したように、図１において、電力変換装置１０１は、交流系統から三相交流電力（電圧：ＶＳｕ、ＶＳｖ、ＶＳｗ、図１ではＶＳｕ，ｖ，ｗと表記）を受けて、直流電力（電圧：Ｖｄｃ）に変換し、直流装置１０３に直流電力（電圧）を供給している。
これらの過程をより具体的に、「交流系統１００と電力変換装置１０１の間の電力授受」と「直流装置１０３と電力変換装置１０１の間の電力授受」として、次に、より詳しく説明する。 As described above, in FIG. 1, the power conversion device 101 receives three-phase AC power (voltage: VSu, VSv, VSW, expressed as VSu, v, w in FIG. 1) from the AC system, and receives DC power (voltage : Vdc), and DC power (voltage) is supplied to the DC device 103.
More specifically, these processes will be described in more detail as “power transmission / reception between AC system 100 and power conversion device 101” and “power transmission / reception between DC device 103 and power conversion device 101”.

《交流系統１００と電力変換装置１０１の間の電力授受について》
まず、以下において、交流系統１００と電力変換装置１０１の間の電力授受について説明する。 << About power transfer between AC system 100 and power converter 101 >>
First, the power transfer between the AC system 100 and the power conversion device 101 will be described below.

三相交流のＵ相に着目すると、交流系統１００のＵ相に流れる電流Ｉｕは、次に示す（１）式に従う。
ＶＳｕ＝Ｌｂ／２×（ｄ／ｄｔ）Ｉｕ＋（Ｖｕｎ−Ｖｕｐ）／２・・・（１）
ここで、ＶＳｕは交流系統１００のＵ相の電圧、Ｖｕｎ、ＶｕｐはそれぞれＵ相の上アームと下アームの出力電圧、Ｌｂはバッファリアクトル１０５のインダクタンス（値）である。 When attention is paid to the U phase of the three-phase AC, the current Iu flowing in the U phase of the AC system 100 conforms to the following equation (1).
VSu = Lb / 2 × (d / dt) Iu + (Vun−Vup) / 2 (1)
Here, VSu is the U-phase voltage of the AC system 100, Vun and Vup are the output voltages of the upper and lower arms of the U-phase, and Lb is the inductance (value) of the buffer reactor 105.

したがって、Ｕ相正側アーム１０４ｕｐとＵ相負側アーム１０４ｕｎの出力電圧Ｖｕｐと出力電圧Ｖｕｎを制御することによって、（１）式の右辺第３項を制御すれば、Ｕ相に流れる電流Ｉｕを任意の振幅、位相に制御できる。
Ｉｕの振幅と位相を制御できれば、交流系統１００と電力変換装置１０１のＵ相が授受する電力を制御できる。 Therefore, by controlling the output voltage Vup and the output voltage Vun of the U-phase positive arm 104up and the U-phase negative arm 104un, and controlling the third term on the right side of the equation (1), the current Iu flowing in the U-phase is It can be controlled to any amplitude and phase.
If the amplitude and phase of Iu can be controlled, the power exchanged between the U phase of AC system 100 and power converter 101 can be controlled.

Ｖ相、Ｗ相についても同様に、各アーム（１０４ｖｐ、１０４ｖｎ、１０４ｗｐ、１０４ｗｎ）の各出力電圧（Ｖｖｐ、Ｖｖｎ、Ｖｗｐ、Ｖｗｎ）を制御することで、Ｖ相、Ｗ相がそれぞれ授受する電力を制御できる。 Similarly, for the V phase and the W phase, by controlling each output voltage (Vvp, Vvn, Vwp, Vwn) of each arm (104 vp, 104 vn, 104 wp, 104 wn), the electric power exchanged between the V phase and the W phase, respectively. Can be controlled.

《直流装置１０３と電力変換装置１０１の間の電力授受について》
次に、直流装置１０３と電力変換装置１０１の間の電力授受について説明する。ただし、直流装置１０３を電圧源であるとし、その電圧をＶｄｃとして説明する。 << Power Transfer Between DC Device 103 and Power Conversion Device 101 >>
Next, power transfer between the DC device 103 and the power conversion device 101 will be described. However, it is assumed that the DC device 103 is a voltage source, and the voltage is Vdc.

直流装置１０３に流れる電流Ｉｄｃは、次に示す（２）式に従う。
（２／３）×Ｌｂ×（ｄ／ｄｔ）Ｉｄｃ＝（Ｖｕｐ＋Ｖｕｎ＋Ｖｖｐ
＋Ｖｖｎ＋Ｖｗｐ＋Ｖｗｎ）／６−Ｖｄｃ・・・（２） The current Idc flowing through the DC device 103 follows the following equation (2).
(2/3) × Lb × (d / dt) Idc = (Vup + Vun + Vvp
+ Vvn + Vwp + Vwn) / 6-Vdc (2)

したがって、各アーム１０４の電圧を制御することで、（２）式の右辺第１項を制御すれば、Ｉｄｃを制御できる。
Ｉｄｃを制御すれば、電力変換装置１０１と直流装置１０３が授受する電力を制御できる。 Therefore, by controlling the voltage of each arm 104, the Idc can be controlled by controlling the first term on the right side of the equation (2).
By controlling the Idc, the power exchanged between the power conversion device 101 and the DC device 103 can be controlled.

なお、図１の中央制御手段１０８は、制御通信線１２８を介して得られた各ダブルセル１０６（ｊ，ｋ）のコンデンサ２０３ｘ、２０３ｙのそれぞれの電圧ＶＣｘｊｋ、ＶＣｙｊｋに基づき、制御通信線１２８を介して各ダブルセル１０６（ｊ，ｋ）のＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎのオン・オフを統一的に制御する指示を各ダブルセル１０６（ｊ，ｋ）に対して送信する。
また、制御通信線１２８を介して得られた前記の電圧ＶＣｘｊｋ、ＶＣｙｊｋによって、いずれかのダブルセル１０６の故障、不具合を検出した場合には、制御通信線１２８を介して該当するダブルセル１０６の機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙのいずれか、または両方にオン（短絡）する指示を該当するダブルセル１０６に対して送信する。
なお、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙのいずれか、または両方がオン（短絡）されている場合には、その状態を前提に、中央制御手段１０８は、各ダブルセル１０６のＩＧＢＴのオン・オフを統一的に制御する。 The central control unit 108 in FIG. 1 passes through the control communication line 128 based on the voltages VCxjk and VCyjk of the capacitors 203x and 203y of each double cell 106 (j, k) obtained through the control communication line 128. Thus, an instruction for uniformly controlling on / off of the IGBTs 201xp, 201xn, 201yp, 201yn of each double cell 106 (j, k) is transmitted to each double cell 106 (j, k).
In addition, if a failure or malfunction of any of the double cells 106 is detected by the voltages VCxjk and VCyjk obtained via the control communication line 128, the mechanical switch of the corresponding double cell 106 is detected via the control communication line 128. An instruction to turn on (short circuit) one or both of 207x and 207y is transmitted to the corresponding double cell 106.
When one or both of the mechanical switches 207x and 207y are turned on (short-circuited), the central control means 108 uniformly turns on / off the IGBT of each double cell 106 on the assumption of the state. Control.

＜補足＞
図１に示した第１実施形態の電力変換装置１０１において、交流電力側を、交流系統１００として説明したが、これに限定されない。
交流系統１００に代えて、電動機などの交流負荷を接続しても、電力変換装置１０１は、同様の効果が得られる。
また、前記したように、図１における直流装置１０３は、直流負荷、直流電源、他の電力変換装置等を代表しているので、直流装置１０３が何であるかに関わらず、電力変換装置１０１は、同様の効果が得られる。
また、図１の電力変換装置１０１は、三相交流電力（電圧）を直流電力（電圧）変換する装置として説明したが、中央制御手段１０８の制御方法を変えることによって、電力変換装置１０１は、直流電力（電圧）を、三相交流電力（電圧）に変換することもできる。 <Supplement>
In the power conversion device 101 according to the first embodiment shown in FIG. 1, the AC power side has been described as the AC system 100, but is not limited thereto.
Even if an AC load such as an electric motor is connected instead of the AC system 100, the power converter 101 can obtain the same effect.
Further, as described above, the DC device 103 in FIG. 1 represents a DC load, a DC power supply, another power conversion device, and the like. Therefore, regardless of what the DC device 103 is, the power conversion device 101 is A similar effect can be obtained.
Moreover, although the power converter device 101 of FIG. 1 was demonstrated as an apparatus which converts three-phase alternating current power (voltage) into direct-current power (voltage), by changing the control method of the central control means 108, the power converter device 101 is DC power (voltage) can also be converted into three-phase AC power (voltage).

＜第１実施形態の効果＞
以上、第１実施形態の電力変換装置１０１によれば、ある単位変換器が故障した場合においても、他の健全な単位変換器が、該故障した単位変換器の出力電圧を分担して肩代わりすることによって、ＭＭＣ全体としての運転を継続できる。
また、一つの電力供給手段２０４が動作を停止しても、ダブルセル制御手段２１８は動作を継続できるという効果がある。
また、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙのいずれかが停止しても、ダブルセル制御手段２１８に電源を供給できるので、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙを確実にオン（短絡）できるという効果がある。
このｍ点を基準としたコンデンサ２０３ｘ、２０３ｙの電位は変動しないので、コンデンサ２０３ｘ、２０３ｙにそれぞれ接続している電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙの電位も変動しない。すなわち安定した電位が得られる。したがって、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙに印加されるコモンモードノイズが低減されるという効果が得られる。
さらに、オン・オフ制御デバイス２０１を圧接型のＩＧＢＴやＧＣＴ等で構成した場合、４つのオン・オフ制御デバイス２０１を１つのスタックとして構成できるという効果を得られる。すなわち、デバイスとしてのコンパクト化や低コスト化に効果がある。 <Effects of First Embodiment>
As described above, according to the power conversion device 101 of the first embodiment, even when a certain unit converter fails, another healthy unit converter shares the output voltage of the failed unit converter and takes over. As a result, the operation of the entire MMC can be continued.
Further, even if one power supply unit 204 stops operating, the double cell control unit 218 has an effect that the operation can be continued.
In addition, even if one of the power supply units 204x and 204y stops, power can be supplied to the double cell control unit 218, so that there is an effect that the mechanical switches 207x and 207y can be reliably turned on (short-circuited).
Since the potentials of the capacitors 203x and 203y with respect to the m point do not vary, the potentials of the power supply means 204x and 204y connected to the capacitors 203x and 203y respectively do not vary. That is, a stable potential can be obtained. Therefore, an effect that common mode noise applied to the power supply means 204x and 204y is reduced can be obtained.
Furthermore, when the on / off control device 201 is configured by a pressure contact type IGBT, GCT, or the like, it is possible to obtain an effect that the four on / off control devices 201 can be configured as one stack. In other words, it is effective in reducing the size and cost of the device.

≪第２実施形態≫
本発明の第２実施形態に係る電力変換装置３０１について、以下に説明する。 << Second Embodiment >>
The power converter device 301 according to the second embodiment of the present invention will be described below.

《電力変換装の構成》
図３は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置３０１の回路構成例を示すとともに、交流系統１００および直流装置１０３との接続を示す図である。
以下、図３を参照して、本発明の第２実施形態の電力変換装置３０１の全体構成を説明する。ただし、第１実施形態の電力変換装置を示した図１との相違点について、主として説明し、図１と重複する箇所については、適宜、説明を省略する。 <Configuration of power converter>
FIG. 3 is a diagram illustrating a circuit configuration example of the power conversion device 301 according to the second embodiment of the present invention and a connection between the AC system 100 and the DC device 103.
Hereinafter, with reference to FIG. 3, the whole structure of the power converter device 301 of 2nd Embodiment of this invention is demonstrated. However, differences from FIG. 1 showing the power conversion device of the first embodiment will be mainly described, and description of portions overlapping with FIG. 1 will be omitted as appropriate.

図３において、電力変換装置３０１は、変圧器３０２を介して交流系統１００に接続している。交流系統１００はＡ相、Ｂ相、Ｃ相からなる三相交流である。
変圧器３０２の交流系統１００側が例えばΔ結線であり、アーム１０４ｕ、１０４ｖ、１０４ｗ側が千鳥結線である。
以下、便宜上、変圧器３０２の交流系統１００側を１次側あるいは１次巻線、変圧器３０３のアーム１０４ｕ、１０４ｖ、１０４ｗ側を２次側あるいは２次巻線と称する。 In FIG. 3, the power conversion device 301 is connected to the AC system 100 via a transformer 302. The AC system 100 is a three-phase AC composed of an A phase, a B phase, and a C phase.
The AC system 100 side of the transformer 302 is, for example, a Δ connection, and the arms 104u, 104v, 104w side is a staggered connection.
Hereinafter, for convenience, the AC system 100 side of the transformer 302 is referred to as a primary side or a primary winding, and the arms 104u, 104v, and 104w side of the transformer 303 are referred to as a secondary side or a secondary winding.

各アーム１０４ｕ、１０４ｖ、１０４ｗの一端は、それぞれ変圧器３０２の２次側のＵ、Ｖ、Ｗ点の各点に接続されており、他端はそれぞれ正側直流端子３１０ｐを介してＰ点に接続している。
また、変圧器３０２の２次巻線の中性点を引き出し、中性側直流端子３１０ｎを介してＮ点に接続している。
Ｐ点とＮ点の間には、図１と同様に直流装置１０３が接続している。
各アーム１０４ｕ、１０４ｖ、１０４ｗは、それぞれダブルセル１０６の直列回路である。
なお、図３の電力変換装置３０１は、図１の電力変換装置１０１が６つのアームをブリッジ状に構成して三相交流を直流に変換する構成であるのに対し、３つのアームを片側だけに用いた構成であるので、「ハーフブリッジ」または「三相ハーフブリッジ」と称される構成でもある。 One end of each arm 104u, 104v, 104w is connected to each of the U, V, W points on the secondary side of the transformer 302, and the other end is connected to the P point via the positive DC terminal 310p. Connected.
Further, the neutral point of the secondary winding of the transformer 302 is drawn out and connected to the N point through the neutral side DC terminal 310n.
A DC device 103 is connected between the point P and the point N as in FIG.
Each arm 104u, 104v, 104w is a series circuit of double cells 106, respectively.
The power conversion device 301 in FIG. 3 has a configuration in which the power conversion device 101 in FIG. 1 has six arms configured in a bridge shape to convert three-phase alternating current to direct current, whereas the three arms are only on one side. Therefore, it is also a configuration called “half bridge” or “three-phase half bridge”.

以下、図３各部の電圧・電流を定義する。
交流系統１００の相電圧をＶＳａ、ＶＳｂ、ＶＳｃ、交流系統１００の各相（Ａ相、Ｂ相、Ｃ相）の電流をＩａ、Ｉｂ、Ｉｃ、各アーム１０４ｕ、１０４ｖ、１０４ｗの出力電圧をＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗと表記する。
図１に示した第１実施形態と同様に、各アーム１０４ｕ、１０４ｖ、１０４ｗの出力電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、ダブルセル１０６のオン・オフ制御デバイス２０１のオン・オフ状態を制御することによって、制御可能である。 Hereinafter, the voltage and current of each part in FIG. 3 are defined.
The phase voltage of AC system 100 is VSa, VSb, VSc, the current of each phase (A phase, B phase, C phase) of AC system 100 is Ia, Ib, Ic, and the output voltage of each arm 104u, 104v, 104w is Vu. , Vv, Vw.
As in the first embodiment shown in FIG. 1, the output voltages Vu, Vv, Vw of the arms 104u, 104v, 104w are controlled by controlling the on / off state of the on / off control device 201 of the double cell 106. It can be controlled.

《交流系統１００と電力変換装置３０１の電力授受について》
図３に示した第２実施形態における、交流系統１００と電力変換装置３０１の電力授受について説明する。
交流系統１００のＡ相に着目すると、電流Ｉａは、次に示す（３）式に従う。ただし、ｍは変圧器３０２の変圧比、Ｌは変圧器３０２の漏れインダクタンスである。
ＶＳａ＝Ｌ×（ｄ／ｄｔ）Ｉａ＋ｍ（Ｖｕ−Ｖｄｃ）・・・（３） << About power transfer of AC system 100 and power converter 301 >>
The power transfer between the AC system 100 and the power converter 301 in the second embodiment shown in FIG. 3 will be described.
Focusing on the A phase of the AC system 100, the current Ia follows the following equation (3). Here, m is a transformation ratio of the transformer 302, and L is a leakage inductance of the transformer 302.
VSa = L × (d / dt) Ia + m (Vu−Vdc) (3)

したがって、アーム１０４ｕの電圧Ｖｕを制御することで電流Ｉａを制御できる。
同様に、交流系統１００のＢ相、Ｃ相についても電流Ｉｂ、電流Ｉｃを制御できる。
電流Ｉａ、電流Ｉｂ、電流Ｉｃのそれぞれの振幅と位相を制御することで、交流系統１００と電力変換装置３０１が授受する電力を制御できる。 Therefore, the current Ia can be controlled by controlling the voltage Vu of the arm 104u.
Similarly, the current Ib and the current Ic can be controlled for the B phase and the C phase of the AC system 100.
By controlling the amplitude and phase of each of the current Ia, current Ib, and current Ic, it is possible to control the power exchanged between the AC system 100 and the power conversion device 301.

《直流装置１０３と電力変換装置３０１の間の電力授受について》
次に、直流装置１０３と電力変換装置３０１の間の電力授受について説明する。ただし、直流装置１０３を電圧源であるとし、その電圧をＶｄｃとして説明する。 << Power Transfer Between DC Device 103 and Power Conversion Device 301 >>
Next, power transfer between the DC device 103 and the power conversion device 301 will be described. However, it is assumed that the DC device 103 is a voltage source, and the voltage is Vdc.

直流装置１０３に流れる電流Ｉｄｃは、次に示す（４）式に従う。ただし、Ｌ０は変圧器３０２の２次巻線の零相電流に対するインダクタンスである。
Ｌ０／３×（ｄ／ｄｔ）Ｉｄｃ＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３−Ｖｄｃ・・・（４） The current Idc flowing through the DC device 103 follows the following equation (4). However, L0 is the inductance with respect to the zero phase current of the secondary winding of the transformer 302.
L0 / 3 × (d / dt) Idc = (Vu + Vv + Vw) / 3−Vdc (4)

したがって、各アーム１０４の電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を制御することで、（４）式の右辺第１項を制御すれば、直流装置１０３に流れる電流Ｉｄｃを制御できる。
電流Ｉｄｃを制御すれば、電力変換装置３０１と直流装置１０３が授受する電力を制御できる。 Therefore, by controlling the voltage (Vu, Vv, Vw) of each arm 104 and controlling the first term on the right side of the equation (4), the current Idc flowing through the DC device 103 can be controlled.
By controlling the current Idc, the power exchanged between the power converter 301 and the DC device 103 can be controlled.

＜第２実施形態の効果＞
本発明の第２実施形態では、各アームにダブルセル１０６を用いることにより、第１実施形態と同様の効果を得られる。
また、第２実施形態においては、変圧器３０２の２次側は、千鳥結線となっているので、３次高調波を打ち消し、リップルが少なくなるという特徴がある。 <Effects of Second Embodiment>
In the second embodiment of the present invention, the same effect as that of the first embodiment can be obtained by using the double cell 106 for each arm.
In the second embodiment, since the secondary side of the transformer 302 is staggered, the third harmonic is canceled out and the ripple is reduced.

≪第３実施形態≫
本発明の第３実施形態に係る電力変換装置ついて以下に説明する。
図４は、本発明の第３実施形態に係る電力変換装置４０１の回路構成例を示すとともに、交流系統１００および直流装置１０３との接続を示す図である。
図４において、図３と異なるのは、アームの構成と変圧器４０２の２次側の巻線の構成である。
図３の電力変換装置３０１は、３つのアームを片側だけに用いたハーフブリッジと称される構成であるのに対し、図４の電力変換装置５０１は、６つのアームを正側と負側の両側に用いてブリッジ状（フルブリッジ）に構成していることである。
また、変圧器４０２の２次側の巻線を正側の３本で千鳥結線を構成し、また負側の３本で千鳥結線を構成している。
そして、２次側の巻線の正側の３本を、それぞれ正側の３つのアームに接続するとともに、２次側の巻線の負側の３本を、それぞれ負側の３つのアームに接続している。
ただし、それ以外は同一であるので、図４に示した第３実施形態の電力変換装置４０１は、図３に示した第２実施形態の電力変換装置３０１と同じ動作をして、同じ効果がある。重複する説明は省略する。 «Third embodiment»
A power conversion apparatus according to the third embodiment of the present invention will be described below.
FIG. 4 is a diagram illustrating a circuit configuration example of a power conversion device 401 according to the third embodiment of the present invention and a connection between the AC system 100 and the DC device 103.
4 is different from FIG. 3 in the configuration of the arm and the configuration of the secondary winding of the transformer 402.
The power conversion device 301 in FIG. 3 has a configuration called a half bridge using three arms on only one side, whereas the power conversion device 501 in FIG. 4 has six arms on the positive side and the negative side. It is used as a bridge (full bridge) on both sides.
Further, three secondary windings of the transformer 402 constitute a staggered connection, and three negative windings constitute a staggered connection.
Then, connect the positive three of the secondary windings to the three positive arms, respectively, and connect the negative three of the secondary windings to the negative three arms, respectively. Connected.
However, since the rest is the same, the power conversion device 401 of the third embodiment shown in FIG. 4 performs the same operation as the power conversion device 301 of the second embodiment shown in FIG. is there. A duplicate description is omitted.

なお、前記したように、図４において、６つのアームを正側と負側の両側に用いてブリッジ状（フルブリッジ）に構成であり、図３においては、３つのアームを片側だけに用いたハーフブリッジと称される構成である。そのため、第３実施形態の電力変換装置４０１は、より高い値の直流電圧と、脈流の少ない直流電力（電圧）を直流装置１０３に供給できるという特徴がある。 As described above, in FIG. 4, the six arms are used on both the positive and negative sides to form a bridge (full bridge), and in FIG. 3, three arms are used only on one side. This structure is called a half bridge. Therefore, the power conversion device 401 according to the third embodiment is characterized in that it can supply the DC device 103 with a higher value DC voltage and less DC power (voltage) with less pulsating flow.

≪第４実施形態≫
本発明の第４実施形態に係る電力変換装置ついて以下に説明する。
図５は、本発明の第４実施形態に係る電力変換装置５０１の回路構成例を示すとともに、交流系統１００および直流装置１０３との接続を示す図である。
図５において、図４と異なるのは、変圧器５０２の一次側の結線である。
図４における、変圧器４０２の一次側は、Δ結線であるのに対し、図５の変圧器５０２の一次側は、Ｙ結線である。ただし、それ以外は同一であるので、図５に示した第４実施形態の電力変換装置５０１は、図４に示した第３実施形態の電力変換装置４０１と同じ動作をして、同じ効果がある。重複する説明は省略する。
なお、前記したように、図５において、変圧器５０２の一次側の結線はＹ結線であり、図４における変圧器４０２の一次側の結線はΔ結線である。そのため、変圧器５０２の一次側にＹ結線を用いた第４実施形態の電力変換装置５０１は、より高圧の交流系統１００に対応できるという特徴がある。 << Fourth Embodiment >>
A power conversion device according to the fourth embodiment of the present invention will be described below.
FIG. 5 is a diagram illustrating a circuit configuration example of the power conversion device 501 according to the fourth embodiment of the present invention and a connection between the AC system 100 and the DC device 103.
5 is different from FIG. 4 in the connection on the primary side of the transformer 502.
The primary side of the transformer 402 in FIG. 4 is a Δ connection, whereas the primary side of the transformer 502 in FIG. 5 is a Y connection. However, since the rest is the same, the power conversion device 501 of the fourth embodiment shown in FIG. 5 performs the same operation as the power conversion device 401 of the third embodiment shown in FIG. is there. A duplicate description is omitted.
As described above, in FIG. 5, the primary side connection of the transformer 502 is a Y connection, and the primary side connection of the transformer 402 in FIG. 4 is a Δ connection. Therefore, the power conversion device 501 of the fourth embodiment using the Y connection on the primary side of the transformer 502 has a feature that it can correspond to the higher-voltage AC system 100.

≪第５実施形態≫
本発明の第５実施形態に係る電力変換装置ついて以下に説明する。
図６は、本発明の第５実施形態に係る電力変換装置６０１の回路構成例を示すとともに、交流系統１００および直流装置１０３との接続を示す図である。 «Fifth embodiment»
A power conversion device according to the fifth embodiment of the present invention will be described below.
FIG. 6 is a diagram illustrating a circuit configuration example of a power conversion device 601 according to the fifth embodiment of the present invention and a connection between the AC system 100 and the DC device 103.

以下、図６を参照して、本発明の第５実施形態の電力変換装置の全体構成を説明する。ただし、第１実施形態の電力変換装置を示した図１との相違点について、主として説明し、図１と重複する箇所については、適宜、説明を省略する。 Hereinafter, with reference to FIG. 6, the whole structure of the power converter device of 5th Embodiment of this invention is demonstrated. However, differences from FIG. 1 showing the power conversion device of the first embodiment will be mainly described, and description of portions overlapping with FIG. 1 will be omitted as appropriate.

図６において、電力変換装置６０１は、変圧器６０２を介して交流系統１００に接続している。
変圧器６０２の交流系統１００側がΔ結線であり、アーム１０４ｕｐ、１０４ｖｐ、１０４ｗｐ側がスター結線（Ｙ結線）、アーム１０４ｕｎ、１０４ｖｎ、１０４ｗｎ側がスター結線（Ｙ結線）である。以下、便宜上、変圧器６０２の交流系統１００側を１次側あるいは１次巻線、変圧器６０２のアーム１０４ｕｐ、１０４ｖｐ、１０４ｗｐ側を２次側あるいは２次巻線、変圧器６０２のアーム１０４ｕｎ、１０４ｖｎ、１０４ｗｎ側を３次側あるいは３次巻線と称する。 In FIG. 6, the power conversion device 601 is connected to the AC system 100 via a transformer 602.
The AC system 100 side of the transformer 602 is a Δ connection, the arms 104 up, 104 vp, and 104 wp are star connections (Y connection), and the arms 104 un, 104 vn, and 104 wn are star connections (Y connection). Hereinafter, for convenience, the AC system 100 side of the transformer 602 is the primary side or primary winding, the arm 104up, 104vp, 104wp side of the transformer 602 is the secondary side or secondary winding, the arm 104un of the transformer 602, The 104 vn and 104 wn sides are referred to as a tertiary side or a tertiary winding.

変圧器６０２の２次巻線と３次巻線の中性点（ｎ２点とｎ３点）は接続されている。
アーム１０４ｕｐ、ｖｐ、ｗｐ側の一端は、それぞれ変圧器６０２の２次側のＵ２、Ｖ２、Ｗ２点の各点に接続されており、他端はそれぞれＰ点（６１０ｐ）に接続している。
アーム１０４ｕｎ、ｖｎ、ｗｎ側の一端は、それぞれ変圧器６０２の３次側のＵ３、Ｖ３、Ｗ３点の各点に接続されており、他端はそれぞれＮ点（６１０ｎ）に接続している。
Ｐ点とＮ点の間には、図１と同様に直流装置１０３が接続している。
各アーム１０４ｕｐ、１０４ｕｎ、１０４ｖｐ、１０４ｖｎ、１０４ｗｐ、１０４ｗｎは、それぞれダブルセル１０６の直列回路である。 The neutral points (n2 point and n3 point) of the secondary winding and the tertiary winding of the transformer 602 are connected.
One end on the arm 104up, vp, and wp side is connected to each of the U2, V2, and W2 points on the secondary side of the transformer 602, and the other end is connected to the P point (610p).
One end on the arm 104un, vn, wn side is connected to each point of U3, V3, W3 on the tertiary side of the transformer 602, and the other end is connected to N point (610n).
A DC device 103 is connected between the point P and the point N as in FIG.
Each arm 104up, 104un, 104vp, 104vn, 104wp, 104wn is a series circuit of double cells 106, respectively.

《各部の電圧・電流を定義》
以下、図６の各部における電圧・電流を定義する。
交流系統１００の相電圧をＶＳａ、ＶＳｂ、ＶＳｃ、交流系統１００の各相の電流をＩａ、Ｉｂ、Ｉｃ、各アーム１０４ｕｐ、１０４ｕｎ、１０４ｖｐ、１０４ｖｎ、１０４ｗｐ、１０４ｗｎの出力電圧をＶｕｐ、Ｖｕｎ、Ｖｖｐ、Ｖｖｎ、Ｖｗｐ、Ｖｗｎと表記する。
第１実施形態と同様に、各アーム１０４ｕｐ、１０４ｕｎ、１０４ｖｐ、１０４ｖｎ、１０４ｗｐ、１０４ｗｎの出力電圧Ｖｕｐ、Ｖｕｎ、Ｖｖｐ、Ｖｖｎ、Ｖｗｐ、Ｖｗｎは、ダブルセル１０６のオン・オフ制御デバイス２０１のオン・オフ状態を制御することによって、制御可能である。 << Defining the voltage and current of each part >>
Hereinafter, the voltage and current in each part of FIG. 6 are defined.
The phase voltage of the AC system 100 is VSa, VSb, VSc, the current of each phase of the AC system 100 is Ia, Ib, Ic, and the output voltage of each arm 104up, 104un, 104vp, 104vn, 104wp, 104wn is Vup, Vun, Vvp. , Vvn, Vwp, Vwn.
As in the first embodiment, the output voltages Vup, Vun, Vvp, Vvn, Vwp, and Vwn of the arms 104up, 104un, 104vp, 104vn, 104wp, and 104wn are turned on / off of the on / off control device 201 of the double cell 106, respectively. It can be controlled by controlling the state.

《交流系統１００と電力変換装置６０１の電力授受について》
以下、交流系統１００と電力変換装置６０１の電力授受について説明する。
交流系統１００を三相交流Ａ相、Ｂ相、Ｃ相として、このＡ相（ａ相）に着目すると、電流Ｉａは（５）式に従う。ただし、ｍは変圧器６０２の変圧比、Ｌは変圧器６０２の漏れインダクタンスである。
ＶＳａ＝Ｌ×（ｄ／ｄｔ）Ｉａ＋ｍ（Ｖｕｎ−Ｖｕｐ）／２・・・（５） << About power transfer of AC system 100 and power converter 601 >>
Hereinafter, the power transfer between the AC system 100 and the power conversion device 601 will be described.
When the AC system 100 is a three-phase AC A-phase, B-phase, and C-phase, paying attention to this A-phase (a-phase), the current Ia follows the equation (5). Here, m is a transformation ratio of the transformer 602, and L is a leakage inductance of the transformer 602.
VSa = L × (d / dt) Ia + m (Vun−Vup) / 2 (5)

したがって、アーム１０４ｕの電圧Ｖｕ（Ｖｕｎ，Ｖｕｐ）を制御することで、電流Ｉａを制御できる。
電流Ｉａの振幅と位相を制御することで、交流系統１００と電力変換装置６０１が授受する電力を制御できる。 Therefore, the current Ia can be controlled by controlling the voltage Vu (Vun, Vup) of the arm 104u.
By controlling the amplitude and phase of the current Ia, the power exchanged between the AC system 100 and the power converter 601 can be controlled.

《直流装置１０３と電力変換装置６０１の間の電力授受について》
次に、直流装置１０３と電力変換装置６０１の間の電力授受について説明する。ただし、直流装置１０３を電圧源であるとし、その直流電圧を電圧Ｖｄｃとして説明する。 << Power Transfer Between DC Device 103 and Power Conversion Device 601 >>
Next, power transfer between the DC device 103 and the power converter 601 will be described. However, the DC device 103 is assumed to be a voltage source, and the DC voltage is described as the voltage Vdc.

直流装置１０３に流れる電流Ｉｄｃは、次に示す（６）式に従う。ただし、Ｌ０は変圧器４０２の２次巻線と３次巻線の零相電流に対するインダクタンスである。
Ｌ０／３×（ｄ／ｄｔ）Ｉｄｃ＝（Ｖｕｐ＋Ｖｕｎ＋Ｖｖｐ
＋Ｖｖｎ＋Ｖｗｐ＋Ｖｗｎ）／６−Ｖｄｃ・・・（６） The current Idc flowing through the DC device 103 follows the following equation (6). However, L0 is the inductance with respect to the zero phase current of the secondary winding and the tertiary winding of the transformer 402.
L0 / 3 × (d / dt) Idc = (Vup + Vun + Vvp
+ Vvn + Vwp + Vwn) / 6-Vdc (6)

したがって、各アーム１０４の電圧（Ｖｕｐ、Ｖｕｎ、Ｖｖｐ、Ｖｖｎ、Ｖｗｐ、Ｖｗｎ）を制御することで、（６）式の右辺第１項を制御すれば、Ｉｄｃを制御できる、Ｉｄｃを制御すれば、電力変換装置６０１と直流装置１０３が授受する電力を制御できる。 Therefore, by controlling the voltage (Vup, Vun, Vvp, Vvn, Vwp, Vwn) of each arm 104, the Idc can be controlled by controlling the first term on the right side of the equation (6). If the Idc is controlled The electric power exchanged between the power converter 601 and the DC device 103 can be controlled.

＜第５実施形態の効果＞
以上の第５実施形態では、各アームにダブルセル１０６を用いることにより、第１実施形態と同様の効果を得られる。例えば、１つの単位変換器の故障時にも、ダブルセル制御手段の動作を継続できるという効果を得られる。その他の重複する説明は省略する。
なお、図６においては、変圧器６０２の１次側に対して、２次側と３次側とに二つ（ｎ２、ｎ３）に分かれている。したがって、上アーム（１０４ｕｐ、１０４ｖｐ、１０４ｗｐ）から下アーム（１０４ｕｎ、１０４ｕｖ、１０４ｗｎ）に直接、流れる経路が存在しない。
すなわち、上アームから下アームを循環するスイッチングリブル電流がなく、ノイズの少ない直流電力（電圧）を直流装置１０３に供給できるという効果がある。 <Effect of Fifth Embodiment>
In the fifth embodiment described above, the same effect as that of the first embodiment can be obtained by using the double cell 106 for each arm. For example, it is possible to obtain an effect that the operation of the double cell control means can be continued even when one unit converter fails. Other overlapping explanations are omitted.
In FIG. 6, the primary side of the transformer 602 is divided into two (n2, n3) on the secondary side and the tertiary side. Therefore, there is no direct flow path from the upper arm (104up, 104vp, 104wp) to the lower arm (104un, 104uv, 104wn).
That is, there is no switching rible current circulating from the upper arm to the lower arm, and there is an effect that DC power (voltage) with less noise can be supplied to the DC device 103.

≪第６実施形態≫
本発明の第６実施形態に係る電力変換装置ついて以下に説明する。
図７は、本発明の第６実施形態に係る電力変換装置が備えるハーフブリッジ形ダブルセル７０６の回路構成例を示す図である。
また、図８は、本発明の第６実施形態に係る電力変換装置８０１の回路構成例を示すとともに、交流系統１００との接続を示す図である。
なお、第６実施形態の電力変換装置８０１は、例えばＳＴＡＴＣＯＭ（Static Synchronous Compensator：静止形無効電力補償装置）として機能する回路である。すなわち、電力変換装置８０１は、交流系統１００に等価的に無効電力を供給し、交流系統１００の力率の改善と、電圧の調整を行う機能を有するものである。 << Sixth Embodiment >>
A power conversion apparatus according to the sixth embodiment of the present invention will be described below.
FIG. 7 is a diagram illustrating a circuit configuration example of a half-bridge type double cell 706 included in the power conversion device according to the sixth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a circuit configuration example of a power conversion device 801 according to the sixth embodiment of the present invention and a connection with the AC system 100.
Note that the power converter 801 of the sixth embodiment is a circuit that functions as, for example, a STATCOM (Static Synchronous Compensator). That is, the power conversion device 801 has a function of equivalently supplying reactive power to the AC system 100 and improving the power factor of the AC system 100 and adjusting the voltage.

まず、図７を参照して、ハーフブリッジ形ダブルセル（ダブルセル）７０６の構成を説明する。その後、図８を参照して、第６実施形態の電力変換装置の全体構成を説明する。 First, the configuration of the half-bridge type double cell (double cell) 706 will be described with reference to FIG. Then, with reference to FIG. 8, the whole structure of the power converter device of 6th Embodiment is demonstrated.

＜ハーフブリッジ形ダブルセル＞
図７において、ハーフブリッジ形ダブルセル（ダブルセル）７０６は、２つのハーフブリッジ７０９ｘ、７０９ｙのそれぞれの直列接続したコンデンサ（＜２０３ｘ１，２０３ｘ２＞、＜２０３ｙ１、２０３ｙ２＞）の中点を互いに接続した構成である。 <Half-bridge type double cell>
In FIG. 7, a half-bridge type double cell (double cell) 706 has a configuration in which midpoints of capacitors (<203x1, 203x2>, <203y1, 203y2>) of two half bridges 709x and 709y are connected to each other. is there.

ハーフブリッジ形ダブルセル７０６は、ハーフブリッジ７０９ｘ（第１のハーフブリッジ）、ハーフブリッジ７０９ｙ（第２のハーフブリッジ）と、電力供給手段２０４ｘ（第１の電力供給手段）、電力供給手段２０４ｙ（第２の電力供給手段）と、逆流防止ダイオード２０５ｘ（第１の逆流防止ダイオード）、逆流防止ダイオード２０５ｙ（第２の逆流防止ダイオード）と、電圧検出手段２０６ｘ１（第１の電圧検出手段）、電圧検出手段２０６ｘ２（第２の電圧検出手段）、電圧検出手段２０６ｙ１（第３の電圧検出手段）、電圧検出手段２０６ｙ２（第４の電圧検出手段）と、ダブルセル制御手段７１８とを備えて構成されている。
また、ハーフブリッジ形ダブルセル７０６は、２つの単位変換器（セル）を備えている。すなわち、ハーフブリッジ７０９ｘと、電力供給手段２０４ｘと、逆流防止ダイオード２０５ｘと、電圧検出手段２０６ｘ１、２０６ｘ２とで、一つの単位変換器（第１の単位変換器）を構成している。
また、ハーフブリッジ７０９ｙと、電力供給手段２０４ｙと、逆流防止ダイオード２０５ｙと、電圧検出手段２０６ｙ１、２０６ｙ２とで、もう一つの単位変換器（第２の単位変換器）を構成している。 The half bridge type double cell 706 includes a half bridge 709x (first half bridge), a half bridge 709y (second half bridge), a power supply unit 204x (first power supply unit), and a power supply unit 204y (second second). Power supply means), backflow prevention diode 205x (first backflow prevention diode), backflow prevention diode 205y (second backflow prevention diode), voltage detection means 206x1 (first voltage detection means), voltage detection means 206x2 (second voltage detection means), voltage detection means 206y1 (third voltage detection means), voltage detection means 206y2 (fourth voltage detection means), and double cell control means 718 are provided.
The half-bridge type double cell 706 includes two unit converters (cells). That is, the half bridge 709x, the power supply means 204x, the backflow prevention diode 205x, and the voltage detection means 206x1 and 206x2 constitute one unit converter (first unit converter).
The half bridge 709y, the power supply unit 204y, the backflow prevention diode 205y, and the voltage detection units 206y1 and 206y2 constitute another unit converter (second unit converter).

《ハーフブリッジ》
ハーフブリッジ７０９ｘは、それぞれエミッタとカソードで直列に接続されたＩＧＢＴ２０１ｘｐ（第１のオン・オフ制御デバイス）、ＩＧＢＴ２０１ｘｎ（第２のオン・オフ制御デバイス）と、それぞれの一端で直列に接続されたコンデンサ２０３ｘ１（第１のコンデンサ）、コンデンサ２０３ｘ２（第２のコンデンサ）と、ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、ＩＧＢＴ２０１ｘｎにそれぞれ逆並列に接続された還流ダイオード２０２ｘｐ、２０２ｘｎと、機械スイッチ２０７ｘと、を備えて構成されている。
なお、ＩＧＢＴ２０１ｘｐのカソードとコンデンサ２０３ｘ１の他端は接続され、ＩＧＢＴ２０１ｘｎのエミッタとコンデンサ２０３ｘ２の他端は接続されている。
また、機械スイッチ２０７ｘ（第１の機械スイッチ）は、ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、ＩＧＢＴ２０１ｘｎの接続点と、コンデンサ２０３ｘ１、コンデンサ２０３ｘ２の接続点との間に設けられている。《Half Bridge》
The half bridge 709x includes an IGBT 201xp (first on / off control device) and an IGBT 201xn (second on / off control device) connected in series at the emitter and cathode, respectively, and a capacitor connected in series at one end of each. 203x1 (first capacitor), capacitor 203x2 (second capacitor), freewheeling diodes 202xp and 202xn connected in reverse parallel to the IGBT 201xp and IGBT 201xn, respectively, and a mechanical switch 207x.
The cathode of the IGBT 201xp and the other end of the capacitor 203x1 are connected, and the emitter of the IGBT 201xn and the other end of the capacitor 203x2 are connected.
The mechanical switch 207x (first mechanical switch) is provided between the connection point of the IGBT 201xp and the IGBT 201xn and the connection point of the capacitor 203x1 and the capacitor 203x2.

ハーフブリッジ７０９ｙは、それぞれエミッタとカソードで直列に接続されたＩＧＢＴ２０１ｙｐ（第３のオン・オフ制御デバイス）、ＩＧＢＴ２０１ｙｎ（第４のオン・オフ制御デバイス）と、それぞれの一端で直列に接続されたコンデンサ２０３ｙ１（第３のコンデンサ）、コンデンサ２０３ｙ２（第４のコンデンサ）と、ＩＧＢＴ２０１ｙｐ、ＩＧＢＴ２０１ｙｎにそれぞれ逆並列に接続された還流ダイオード２０２ｙｐ、２０２ｙｎと、機械スイッチ２０７ｙと、を備えて構成されている。
なお、ＩＧＢＴ２０１ｙｐのカソードとコンデンサ２０３ｙ１の他端は接続され、ＩＧＢＴ２０１ｙｎのエミッタとコンデンサ２０３ｙ２の他端は接続されている。
また、機械スイッチ２０７ｙ（第２の機械スイッチ）は、ＩＧＢＴ２０１ｙｐ、ＩＧＢＴ２０１ｙｎの接続点と、コンデンサ２０３ｙ１、コンデンサ２０３ｙ２の接続点との間に設けられている。 The half bridge 709y includes an IGBT 201yp (third on / off control device) and an IGBT 201yn (fourth on / off control device) connected in series at the emitter and the cathode, respectively, and a capacitor connected in series at one end of each. 203y1 (third capacitor), capacitor 203y2 (fourth capacitor), freewheeling diodes 202yp and 202yn respectively connected in reverse parallel to the IGBT 201yp and IGBT 201yn, and a mechanical switch 207y.
In addition, the cathode of IGBT201yp and the other end of capacitor | condenser 203y1 are connected, and the emitter of IGBT201yn and the other end of capacitor | condenser 203y2 are connected.
The mechanical switch 207y (second mechanical switch) is provided between the connection point of the IGBT 201yp and the IGBT 201yn and the connection point of the capacitor 203y1 and the capacitor 203y2.

ハーフブリッジ７０９ｘのＩＧＢＴ２０１ｘｐのエミッタとＩＧＢＴ２０１ｘｎのカソードとの接続点がハーフブリッジ形ダブルセル７０６の一方の出力端子７０６ｐとなっている。
ハーフブリッジ５０９ｙのＩＧＢＴ２０１ｙｐのエミッタとＩＧＢＴ２０１ｙｎのカソードとの接続点がハーフブリッジ形ダブルセル７０６の他方の出力端子７０６ｎとなっている。
また、コンデンサ２０３ｘ１、コンデンサ２０３ｘ２との接続点と、コンデンサ２０３ｙ１、コンデンサ２０３ｙ２との接続点とが、接続されてｍ点となっている。 A connection point between the emitter of the IGBT 201 xp of the half bridge 709 x and the cathode of the IGBT 201 xn is one output terminal 706 p of the half bridge type double cell 706.
The connection point between the emitter of the IGBT 201 yp of the half bridge 509 y and the cathode of the IGBT 201 yn is the other output terminal 706 n of the half bridge double cell 706.
In addition, the connection point between the capacitor 203x1 and the capacitor 203x2 and the connection point between the capacitor 203y1 and the capacitor 203y2 are connected to m points.

ハーフブリッジ７０９ｘは、ＩＧＢＴ２０１ｘｐとＩＧＢＴ２０１ｘｎとをオン・オフして出力端子７０６ｐとコンデンサ２０３ｘとの間で電荷のやり取りをすることによって、等価的に種々の電気的特性を生成する。
同様に、ハーフブリッジ７０９ｙは、ＩＧＢＴ２０１ｙｐとＩＧＢＴ２０１ｙｎとをオン・オフして出力端子７０６ｎとコンデンサ２０３ｙとの間で電荷のやり取りをすることによって、等価的に種々の電気的特性を生成する。
ハーフブリッジ７０９ｘとハーフブリッジ７０９ｙは、ｍ点を共有化しているので、ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、ＩＧＢＴ２０１ｘｎ、ＩＧＢＴ２０１ｙｐ、ＩＧＢＴ２０１ｙｎを、オン・オフして出力端子７０６ｐ、出力端子７０６ｎと、コンデンサ２０３ｘ１、２０３ｘ２、コンデンサ２０３ｙ１、２０３ｙ２との間で電荷のやり取りをすることによって、等価的に種々の電気的特性を生成する。
なお、ハーフブリッジ７０９ｘ、７０９ｙを特に区別する必要がない場合、適宜、単に「ハーフブリッジ７０９」と表記する。 The half bridge 709x generates various electrical characteristics equivalently by turning on and off the IGBT 201xp and the IGBT 201xn to exchange charges between the output terminal 706p and the capacitor 203x.
Similarly, the half bridge 709y generates various electrical characteristics equivalently by turning on and off the IGBT 201yp and the IGBT 201yn to exchange charges between the output terminal 706n and the capacitor 203y.
Since the half bridge 709x and the half bridge 709y share the m point, the IGBT 201xp, the IGBT 201xn, the IGBT 201yp, and the IGBT 201yn are turned on / off, and the output terminal 706p, the output terminal 706n, the capacitors 203x1, 203x2, and the capacitors 203y1, 203y2 Various electrical characteristics are equivalently generated by exchanging electric charges between them.
In addition, when it is not necessary to particularly distinguish the half bridges 709x and 709y, they are simply expressed as “half bridge 709” as appropriate.

また、オン・オフ制御デバイスであるＩＧＢＴ２０１ｘｎのコレクタ・エミッタ間電圧をＶｘｊｋと表記する。
また、ＩＧＢＴ２０１ｙｐのコレクタ・エミッタ間電圧をＶｙｊｋと表記する。これは、ｙ点を基準としたｍ点の電圧をＶｙｊｋと表記することでもある。
ただし、添え字ｊは、ハーフブリッジ形ダブルセル７０６が属するアームを表わしておりｊ＝ｕｐ、ｕｎ、ｖｐ、ｖｎ、ｗｐ、ｗｎである。また、添え字ｋは、前記アームにおけるハーフブリッジ形ダブルセル７０６の順番を示し、ｋ＝１、２、・・・、Ｎである。
また、ハーフブリッジ形ダブルセル７０６の出力電圧である出力端子７０６ｐと出力端子７０６ｎ間の電圧Ｖｊｋは、ＶｘｊｋとＶｙｊｋの和である。 Further, the collector-emitter voltage of the IGBT 201xn which is an on / off control device is denoted as Vxjk.
Further, the collector-emitter voltage of the IGBT 201 yp is expressed as Vyjk. This is also to express the voltage at the m point with respect to the y point as Vyjk.
However, the subscript j represents the arm to which the half-bridge type double cell 706 belongs, and j = up, un, vp, vn, wp, wn. The subscript k indicates the order of the half-bridge type double cell 706 in the arm, and k = 1, 2,...
The voltage Vjk between the output terminal 706p and the output terminal 706n, which is the output voltage of the half-bridge type double cell 706, is the sum of Vxjk and Vyjk.

なお、ハーフブリッジ７０９ｘとハーフブリッジ７０９ｙとで共有するｍ点は、ダブルセル制御手段７１８の筺体電位ＦＧｊｋ（ＦＧ：Frame Ground、ｊはアーム位置、ｋはハーフブリッジ形ダブルセルの順番）となっている。
図７に示したハーフブリッジ形ダブルセル７０６は、図８に示した電力変換装置８０１おける各ハーフブリッジ形ダブルセル７０６のすべてに用いられる。
このとき、各ハーフブリッジ形ダブルセル７０６のｍ点の電位、すなわち筺体電位ＦＧｊｋは、ハーフブリッジ形ダブルセル７０６が電力変換装置８０１のどの位置（ｊ，ｋ）に配置されるかによって、異なる。そのため、ｊ，ｋを添え字として筺体電位ＦＧｊｋとして、表記している。 Note that the m point shared by the half bridge 709x and the half bridge 709y is the frame potential FGjk of the double cell control means 718 (FG: Frame Ground, j is the arm position, and k is the order of the half bridge type double cell).
The half-bridge type double cell 706 shown in FIG. 7 is used for all the half-bridge type double cells 706 in the power conversion device 801 shown in FIG.
At this time, the potential at the m point of each half-bridge type double cell 706, that is, the housing potential FGjk, differs depending on which position (j, k) of the power converter 801 the half-bridge type double cell 706 is arranged. Therefore, j and k are indicated as subscripts as the body potential FGjk.

《機械スイッチ》
図７において、機械スイッチ２０７ｘは、ハーフブリッジ形ダブルセル７０６の一方の出力端子７０６ｐとｍ点との間をオン・オフする。
機械スイッチ２０７ｙは、ハーフブリッジ形ダブルセル７０６の他方の出力端子７０６ｎとｍ点との間をオン・オフする。
機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙは、例えばコイルを備えた電磁接触器であり、ダブルセル制御手段７１８が、前記のコイルを励磁することでオンして、Ｖｘｊｋ、またはＶｙｊｋを短絡する。
なお、図７では、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙは、それぞれハーフブリッジ７０９ｘ、７０９ｙの構成要素として含まれている。《Mechanical switch》
In FIG. 7, the mechanical switch 207x turns on / off between one output terminal 706p of the half-bridge type double cell 706 and the point m.
The mechanical switch 207y turns on / off between the other output terminal 706n of the half-bridge type double cell 706 and the point m.
The mechanical switches 207x and 207y are, for example, electromagnetic contactors including coils, and the double cell control unit 718 is turned on by exciting the coils to short-circuit Vxjk or Vyjk.
In FIG. 7, mechanical switches 207x and 207y are included as components of half bridges 709x and 709y, respectively.

《電力供給手段》
電力供給手段２０４ｘは、ハーフブリッジ７０９ｘのコンデンサ２０３ｘ１の他端とコンデンサ２０３ｘ２の他端とから電力を受けて、適正な電圧に変換してからダブルセル制御手段７１８に電力を供給する。
電力供給手段２０４ｙは、ハーフブリッジ５０９ｙのコンデンサ２０３ｙ１の他端とコンデンサ２０３ｙ２の他端とから電力を受けて、適正な電圧に変換してからダブルセル制御手段７１８に電力を供給する。
逆流防止ダイオード２０５ｘは、電力供給手段２０４ｘの出力端子に備えられている。
逆流防止ダイオード２０５ｙは、電力供給手段２０４ｙの出力端子に備えられている。
逆流防止ダイオード２０５ｘ、２０５ｙを備える理由は、第１実施形態と同様であって、電力供給手段２０４ｘと電力供給手段２０４ｙの高い方の電圧を出力することと、電圧が低い方への逆流を防止するためである。 << Power supply means >>
The power supply unit 204x receives power from the other end of the capacitor 203x1 and the other end of the capacitor 203x2 of the half bridge 709x, converts it to an appropriate voltage, and then supplies power to the double cell control unit 718.
The power supply unit 204y receives power from the other end of the capacitor 203y1 and the other end of the capacitor 203y2 of the half bridge 509y, converts the power into an appropriate voltage, and then supplies power to the double cell control unit 718.
The backflow prevention diode 205x is provided at the output terminal of the power supply means 204x.
The backflow prevention diode 205y is provided at the output terminal of the power supply means 204y.
The reason why the backflow prevention diodes 205x and 205y are provided is the same as in the first embodiment, and outputs the higher voltage of the power supply means 204x and the power supply means 204y and prevents the backflow to the lower voltage. It is to do.

《電圧検出手段》
電圧検出手段２０６ｘ１は、ハーフブリッジ７０９ｘのコンデンサ２０３ｘ１の電圧を検出して、ダブルセル制御手段２１８にその電圧検出値を入力している。
電圧検出手段２０６ｘ２は、ハーフブリッジ７０９ｘのコンデンサ２０３ｘ２の電圧を検出して、ダブルセル制御手段２１８にその電圧検出値を入力している。
電圧検出手段２０６ｙ１は、ハーフブリッジ７０９ｙのコンデンサ２０３ｙ１の電圧を検出して、ダブルセル制御手段２１８にその電圧検出値を入力している。
電圧検出手段２０６ｙ２は、ハーフブリッジ７０９ｙのコンデンサ２０３ｙ２の電圧を検出して、ダブルセル制御手段７１８にその電圧検出値を入力している。 << Voltage detection means >>
The voltage detection unit 206 x 1 detects the voltage of the capacitor 203 x 1 of the half bridge 709 x and inputs the detected voltage value to the double cell control unit 218.
The voltage detection means 206x2 detects the voltage of the capacitor 203x2 of the half bridge 709x, and inputs the detected voltage value to the double cell control means 218.
The voltage detection means 206y1 detects the voltage of the capacitor 203y1 of the half bridge 709y, and inputs the detected voltage value to the double cell control means 218.
The voltage detection means 206y2 detects the voltage of the capacitor 203y2 of the half bridge 709y, and inputs the detected voltage value to the double cell control means 718.

《ダブルセル制御手段》
ダブルセル制御手段７１８は、前記したように、電力供給手段２０４ｘと電力供給手段２０４ｙとから、電力（電力エネルギー）を受けて動作するための電源（エネルギー源）としている。《Double cell control means》
As described above, the double cell control means 718 is a power source (energy source) for receiving power (power energy) from the power supply means 204x and the power supply means 204y.

また、ダブルセル制御手段７１８は、前記したように、ハーフブリッジ７０９ｘのコンデンサ２０３ｘ１、２０３ｘ２の電圧検出値と、ハーフブリッジ７０９ｙのコンデンサ２０３ｙ１、２０３ｙ２の電圧検出値と、を入力している。
また、ダブルセル制御手段７１８は、中央制御手段８０８（図８）からの制御指示情報を制御通信線１２８から得ている。
また、ダブルセル制御手段７１８は、各ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎのゲート・エミッタ間電圧を制御することで、各ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎのオン・オフを制御する。
また、各ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎのオン・オフを、制御通信線１２８を介して、中央制御手段８０８（図８）からの制御指示情報に基づいて行う。 Further, as described above, the double cell control means 718 receives the voltage detection values of the capacitors 203x1 and 203x2 of the half bridge 709x and the voltage detection values of the capacitors 203y1 and 203y2 of the half bridge 709y.
Further, the double cell control means 718 obtains control instruction information from the central control means 808 (FIG. 8) from the control communication line 128.
Further, the double cell control means 718 controls the on / off of each IGBT 201xp, 201xn, 201yp, 201yn by controlling the gate-emitter voltage of each IGBT 201xp, 201xn, 201yp, 201yn.
The IGBTs 201xp, 201xn, 201yp, and 201yn are turned on / off based on control instruction information from the central control unit 808 (FIG. 8) via the control communication line 128.

また、ダブルセル制御手段７１８は、電圧検出手段２０６ｘ１、２０６ｘ２、２０６ｙ１、２０６ｙ２を用いて検出したコンデンサ２０３ｘ１、２０３ｘ２、２０３ｙ１、２０３ｙ２の電圧ＶＣｘ１、ＶＣｘ２、ＶＣｙ１、ＶＣｙ２を、制御通信線１２８を介して中央制御手段８０８（図８）に伝送する。
また、ダブルセル制御手段７１８は、電圧検出手段２０６ｘ１、２０６ｘ２、２０６ｙ１、２０６ｙ２の電圧検出値によるハーフブリッジ７０９ｘ、ハーフブリッジ７０９ｙが正常か否かの判断情報に基づき、または、中央制御手段８０８の指令に基づき、必要に応じて、機械スイッチ２０７ｘ、もしくは機械スイッチ２０７ｙをオンする。 Further, the double cell control means 718 is configured to control the voltages VCx1, VCx2, VCy1, and VCy2 of the capacitors 203x1, 203x2, 203y1, and 203y2 detected by using the voltage detection means 206x1, 206x2, 206y1, and 206y2 through the control communication line 128. It transmits to the control means 808 (FIG. 8).
Further, the double cell control means 718 determines whether the half bridge 709x and half bridge 709y are normal based on the voltage detection values of the voltage detection means 206x1, 206x2, 206y1, 206y2, or in response to a command from the central control means 808. Based on this, the mechanical switch 207x or the mechanical switch 207y is turned on as necessary.

《電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙの接続について》
図７のハーフブリッジ形ダブルセル７０６における２つの電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙについては、エネルギー源となる入力電力をコンデンサ２０３ｘ１、２０３ｘ２の両端から得ていること以外は、図２Ａのダブルセル１０６における電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙと同じであるので、重複する説明は省略する。
ただし、重要なポイントは、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙのいずれか一つが動作を停止しても、ダブルセル制御手段７１８は動作を継続できるという効果があることである。
そのため、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙを確実にオンできて、オン・オフ制御デバイス２０１のひとつが故障した場合にも、機械スイッチ２０７で短絡して、電力変換装置８０１（図８）全体としては運転を継続できるという利点を有する。 << Connection of power supply means 204x and 204y >>
As for the two power supply means 204x and 204y in the half-bridge type double cell 706 of FIG. 7, the power supply means in the double cell 106 of FIG. 2A is obtained except that input power as an energy source is obtained from both ends of the capacitors 203x1 and 203x2. Since it is the same as 204x and 204y, a duplicate description is omitted.
However, an important point is that even if any one of the power supply units 204x and 204y stops operating, the double cell control unit 718 has an effect that the operation can be continued.
Therefore, even if the mechanical switches 207x and 207y can be reliably turned on and one of the on / off control devices 201 fails, the mechanical switch 207 short-circuits and the power converter 801 (FIG. 8) operates as a whole. It has the advantage of being able to continue.

《ハーフブリッジ７０９ｘ、７０９ｙの接続について》
次に、本発明のもう一つの特徴である、ハーフブリッジ７０９ｘ、７０９ｙの接続について説明する。 << About connection of half bridge 709x, 709y >>
Next, connection of the half bridges 709x and 709y, which is another feature of the present invention, will be described.

２つのハーフブリッジ７０９ｘ、７０９ｙはｍ点を共有して接続されている。したがって、ｍ点は２つのハーフブリッジ７０９ｘ、７０９ｙの共通電位である。 The two half bridges 709x and 709y are connected by sharing m points. Therefore, the point m is a common potential of the two half bridges 709x and 709y.

例えばｍ点をハーフブリッジ形ダブルセル７０６の筺体電位ＦＧｊｋ（ＦＧ：Frame Ground、ｊはアーム位置、ｋはハーフブリッジ形ダブルセルの順番）に接続し、ダブルセル制御手段７１８もＦＧｊｋに接続すれば、ダブルセル制御手段７１８から各オン・オフ制御デバイス２０１までの電位は、コンデンサ２０３ｘ１、２０３ｘ２、２０３ｙ１、２０３ｙ２の１つ分の電位（ＶＣｘ１、−ＶＣｘ２、ＶＣｙ１、あるいは−ＶＣｙ２）にできる。 For example, if the m point is connected to the frame potential FGjk (FG: Frame Ground, j is the arm position, k is the order of the half bridge type double cell) of the half bridge type double cell 706, and the double cell control means 718 is also connected to FGjk, double cell control is performed. The potential from the means 718 to each on / off control device 201 can be the potential of one of the capacitors 203x1, 203x2, 203y1, 203y2 (VCx1, -VCx2, VCy1, or -VCy2).

また、コンデンサ２０３ｘ１、２０３ｘ２、２０３ｙ１、２０３ｙ２のｍ点に対する電位は変動しないため、コンデンサ２０３ｘ１、２０３ｘ２、２０３ｙ１、２０３ｙ２に接続している電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙの電位も変動しない。
このため、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙに印加されるコモンモードノイズを低減できるという効果が得られる。 Further, since the potentials of the capacitors 203x1, 203x2, 203y1, and 203y2 with respect to the point m do not vary, the potentials of the power supply means 204x and 204y connected to the capacitors 203x1, 203x2, 203y1, and 203y2 do not vary.
For this reason, the effect that the common mode noise applied to the electric power supply means 204x and 204y can be reduced is acquired.

＜各オン・オフ制御デバイスのオン・オフ状態と、ハーフブリッジ形ダブルセルの出力電圧Ｖｊｋの関係＞
次に、各オン・オフ制御デバイス２０１のオン・オフ状態と、ハーフブリッジ形ダブルセル７０６の出力電圧Ｖｊｋの関係について説明する。 <Relationship between ON / OFF state of each ON / OFF control device and output voltage Vjk of half bridge type double cell>
Next, the relationship between the on / off state of each on / off control device 201 and the output voltage Vjk of the half-bridge type double cell 706 will be described.

まず、ハーフブリッジ７０９ｘの出力電圧Ｖｘｊｋについて説明する。
ＩＧＢＴ２０１ｘｐがオン、ＩＧＢＴ２０１ｘｎがオフの場合、出力電圧Ｖｘｊｋは、コンデンサ２０３ｘ１の電圧ＶＣｘ１と概ね等しくなる。すなわち、概ね、Ｖｘｊｋ＝ＶＣｘ１である。 First, the output voltage Vxjk of the half bridge 709x will be described.
When the IGBT 201xp is on and the IGBT 201xn is off, the output voltage Vxjk is approximately equal to the voltage VCx1 of the capacitor 203x1. That is, approximately Vxjk = VCx1.

ＩＧＢＴ２０１ｘｐがオフ、ＩＧＢＴ２０１ｘｎがオンの場合、出力電圧Ｖｘｊｋは、コンデンサ２０３ｘ２の電圧ＶＣｘ２の逆極性の電圧と概ね等しくなる。すなわち、概ねＶｘｊｋ＝−ＶＣｘ２である。 When the IGBT 201xp is off and the IGBT 201xn is on, the output voltage Vxjk is approximately equal to the voltage having the opposite polarity to the voltage VCx2 of the capacitor 203x2. That is, Vxjk = −VCx2.

したがって、オン・オフ制御デバイスであるＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎを制御することで、出力電圧Ｖｘｊｋを制御できる。 Therefore, the output voltage Vxjk can be controlled by controlling the IGBTs 201xp and 201xn which are on / off control devices.

次に、ハーフブリッジ７０９ｙの出力電圧Ｖｙｊｋについて説明する。
ＩＧＢＴ２０１ｙｐがオン、ＩＧＢＴ２０１ｙｎがオフの場合、出力電圧Ｖｙｊｋは、コンデンサ２０３ｙ１の電圧ＶＣｙ１の逆極性の電圧と概ね等しくなる。すなわち、概ねＶｙｊｋ＝−ＶＣｙ１である。 Next, the output voltage Vyjk of the half bridge 709y will be described.
When the IGBT 201 yp is on and the IGBT 201 yn is off, the output voltage Vyjk is approximately equal to the voltage having the opposite polarity to the voltage VCy1 of the capacitor 203y1. That is, Vyjk = −VCy1.

ＩＧＢＴ２０１ｙｐがオフ、ＩＧＢＴ２０１ｙｎがオンの場合、出力電圧Ｖｙｊｋは、コンデンサ２０３ｙ２の電圧ＶＣｙ２と概ね等しくなる。すなわち、概ねＶｙｊｋ＝ＶＣｙ２である。 When the IGBT 201 yp is off and the IGBT 201 yn is on, the output voltage Vyjk is approximately equal to the voltage VCy2 of the capacitor 203y2. That is, Vyjk = VCy2.

したがって、オン・オフ制御デバイスであるＩＧＢＴ２０１ｙｐ、２０１ｙｎを制御することで、出力電圧Ｖｙｊｋを制御できる。 Therefore, the output voltage Vyjk can be controlled by controlling the IGBTs 201 yp and 201 yn which are on / off control devices.

ハーフブリッジ形ダブルセル７０６の出力電圧Ｖｊｋは、ＶｘｊｋとＶｙｊｋの和である。
したがって、オン・オフ制御デバイスであるＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎのオン・オフ状態を制御することにより、Ｖｊｋ＝ＶＣｘ１＋ＶＣｙ２、−ＶＣｘ１＋ＶＣｙ２、−ＶＣｘ２−ＶＣｙ１、−ＶＣｘ２＋ＶＣｙ２の４通りに制御できる。 The output voltage Vjk of the half bridge type double cell 706 is the sum of Vxjk and Vyjk.
Therefore, by controlling the on / off states of the IGBTs 201xp, 201xn, 201yp, and 201yn that are on / off control devices, it is possible to perform control in four ways: Vjk = VCx1 + VCy2, −VCx1 + VCy2, −VCx2−VCy1, and −VCx2 + VCy2.

ただし、ＶＣｘ１＝ＶＣｘ２＝ＶＣｙ１＝ＶＣｙ２＝ＶＣである場合は、ＶＣ、０、−ＶＣの３通りに制御できる。 However, when VCx1 = VCx2 = VCy1 = VCy2 = VC, control can be performed in three ways: VC, 0, and -VC.

＜第６実施形態の全体の回路構成＞
次に、図８を参照して、第６実施形態の全体構成を説明する。 <Overall Circuit Configuration of Sixth Embodiment>
Next, the overall configuration of the sixth embodiment will be described with reference to FIG.

なお、第１〜第５実施形態とは異なり、第６実施形態の電力変換装置８０１は交直電力変換回路ではない。
前記したように、第６実施形態の電力変換装置８０１は、例えばＳＴＡＴＣＯＭ（Static Synchronous Compensator：静止形無効電力補償装置）として機能する回路である。すなわち、電力変換装置８０１は、交流系統１００に等価的に無効電力を供給し、交流系統１００の力率の改善と、電圧の調整を行う機能を有するものである。
図７のハーフブリッジ７０９ｘ（７０９ｙ）は、ＩＧＢＴ２０１ｘｐとＩＧＢＴ２０１ｘｎ（ＩＧＢＴ２０１ｙｐとＩＧＢＴ２０１ｙｎ）とをオン・オフして出力端子７０６ｐ（出力端子７０６ｎ）とコンデンサ２０３ｘ１、２０３ｘ２（コンデンサ２０３ｙ１、２０３ｙ２）との間で電荷のやり取りをすることによって、等価的に種々の電気的特性を生成する。
図８の電力変換装置は、図７に示した各ハーフブリッジ形ダブルセル７０６を統一的に所定の制御することにより、交流系統１００に無効電力を生成している。 Unlike the first to fifth embodiments, the power conversion device 801 of the sixth embodiment is not an AC / DC power conversion circuit.
As described above, the power conversion device 801 of the sixth embodiment is a circuit that functions as, for example, a STATCOM (Static Synchronous Compensator). That is, the power conversion device 801 has a function of equivalently supplying reactive power to the AC system 100 and improving the power factor of the AC system 100 and adjusting the voltage.
The half bridge 709x (709y) in FIG. 7 turns on and off the IGBT 201xp and the IGBT 201xn (IGBT 201yp and IGBT 201yn) and charges between the output terminal 706p (output terminal 706n) and the capacitors 203x1 and 203x2 (capacitors 203y1 and 203y2). By exchanging these, various electrical characteristics are equivalently generated.
The power conversion device in FIG. 8 generates reactive power in the AC system 100 by uniformly controlling each half bridge type double cell 706 shown in FIG.

前記したように、図８は、本発明の第６実施形態に係る電力変換装置８０１の回路構成例を示すとともに、交流系統１００との接続を示す図である。
図８に示した電力変換装置８０１の回路構成は、ＭＭＣＣ−ＳＤＢＣ（modular multilevel cascade converter based on single-delta bridge-cells）と呼称されるものである。図８における単位変換器（７０６）に、図７で説明したハーフブリッジ形ダブルセル７０６を用いるのが本発明の第６実施形態に係る電力変換装置８０１の特徴である。
なお、ハーフブリッジ形ダブルセル７０６は、前記したように２つの単位変換器を有していると説明したが、繰り返せば図７のハーフブリッジ形ダブルセル７０６を図８における単位変換器（７０６）に用いる。 As described above, FIG. 8 is a diagram illustrating a circuit configuration example of the power conversion device 801 according to the sixth embodiment of the present invention and a connection with the AC system 100.
The circuit configuration of the power conversion device 801 illustrated in FIG. 8 is referred to as MMCC-SDBC (modular multilevel cascade converter based on single-delta bridge-cells). A characteristic of the power converter 801 according to the sixth embodiment of the present invention is to use the half-bridge double cell 706 described in FIG. 7 for the unit converter (706) in FIG.
Although the half-bridge type double cell 706 has been described as having two unit converters as described above, the half-bridge type double cell 706 of FIG. 7 is used as the unit converter (706) in FIG. .

図８において、電力変換装置８０１は、変圧器８０２と、アーム８０４ｕｖ、アーム８０４ｖｗ、アーム８０４ｗｕと、３個のリアクトル８０５と、中央制御手段８０８とを備えている。
電力変換装置８０１は、内部に備えられた変圧器８０２を介して交流系統１００に接続している。
変圧器８０２の交流系統１００側は、例えばΔ結線であり、電力変換装置６０１に備えられたアーム１０４ｕｖ、１０４ｖｗ、１０４ｗｕ側は、例えばΔ結線である。
以下において、便宜上、変圧器８０２の交流系統１００側を１次側あるいは１次巻線、変圧器８０２のアーム８０４ｕｖ、８０４ｖｗ、８０４ｗｕ側を２次側あるいは２次巻線と表記する。 In FIG. 8, the power conversion device 801 includes a transformer 802, an arm 804 uv, an arm 804 vw, an arm 804 wu, three reactors 805, and central control means 808.
The power conversion device 801 is connected to the AC system 100 via a transformer 802 provided inside.
The AC system 100 side of the transformer 802 is, for example, Δ connection, and the arms 104uv, 104vw, 104wu side provided in the power converter 601 are, for example, Δ connection.
Hereinafter, for convenience, the AC system 100 side of the transformer 802 is referred to as a primary side or a primary winding, and the arms 804uv, 804vw, and 804wu sides of the transformer 802 are referred to as a secondary side or a secondary winding.

アーム８０４ｕｖと第１のリアクトル８０５は直列に接続され、この直列回路のアーム８０４ｕｖ側の一端は、変圧器８０２の２次側のＶ点に接続され、リアクトル８０５側の他端は、変圧器８０２の２次側のＵ点に接続されている。
アーム８０４ｖｗと第２のリアクトル８０５は直列に接続され、この直列回路のアーム８０４ｖｗ側の一端は、変圧器８０２の２次側のＷ点に接続され、リアクトル８０５側の他端は、変圧器８０２の２次側のＶ点に接続されている。
アーム８０４ｗｕと第３のリアクトル８０３は直列に接続され、この直列回路のアーム８０４ｗｕ側の一端は、変圧器８０２の２次側のＵ点に接続され、リアクトル８０５側の他端は、変圧器８０２の２次側のＷ点に接続されている。 The arm 804uv and the first reactor 805 are connected in series, one end on the arm 804uv side of this series circuit is connected to the V point on the secondary side of the transformer 802, and the other end on the reactor 805 side is the transformer 802. Is connected to the U point on the secondary side.
The arm 804vw and the second reactor 805 are connected in series. One end of the series circuit on the arm 804vw side is connected to the W point on the secondary side of the transformer 802, and the other end on the reactor 805 side is the transformer 802. Are connected to the V point on the secondary side.
The arm 804wu and the third reactor 803 are connected in series. One end of the series circuit on the arm 804wu side is connected to the U point on the secondary side of the transformer 802, and the other end on the reactor 805 side is the transformer 802. Are connected to the W point on the secondary side.

換言すれば、電力変換装置８０１は。アーム８０４ｕｖ、８０４ｖｗ、８０４ｗｕの各々とリアクトル８０５との直列回路でΔ結線を構成した回路を、変圧器８０２を介して交流系統１００に接続した回路である。 In other words, the power conversion device 801. In this circuit, a series circuit of each of the arms 804uv, 804vw, and 804wu and a reactor 805 constitutes a Δ connection and is connected to the AC system 100 via a transformer 802.

アーム８０４ｕｖ、８０４ｖｗ、８０４ｗｕは、それぞれ図７に示したハーフブリッジ形ダブルセル７０６の直列回路である。 Each of the arms 804uv, 804vw, and 804wu is a series circuit of the half-bridge type double cell 706 shown in FIG.

また、中央制御手段８０８は、制御通信線１２８を介して、アーム８０４ｕｖ、８０４ｖｗ、８０４ｗｕの各ハーフブリッジ形ダブルセル７０６に備えられたダブルセル制御手段７１８を制御する。
前記したようにダブルセル制御手段７１８は、ダブルセル制御手段７１８に備えられたＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎを中央制御手段８０８の制御指示情報に基づいて行う。
すなわち、中央制御手段８０８は、ダブルセル制御手段７１８を介して、すべてのＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎを統一的に制御する。
また、各ダブルセル制御手段７１８が取得した電圧検出手段２０６ｘ１、２０６ｘ２、２０６ｙ１、２０６ｙ２の電圧検出値は、制御通信線１２８を介して、中央制御手段８０８に集約される。 Further, the central control unit 808 controls the double cell control unit 718 provided in each half bridge type double cell 706 of the arms 804uv, 804vw, and 804wu via the control communication line 128.
As described above, the double cell control means 718 performs the IGBTs 201xp, 201xn, 201yp, 201yn provided in the double cell control means 718 based on the control instruction information of the central control means 808.
That is, the central control unit 808 controls all the IGBTs 201xp, 201xn, 201yp, 201yn in a unified manner via the double cell control unit 718.
Further, the voltage detection values of the voltage detection means 206x1, 206x2, 206y1, and 206y2 acquired by each double cell control means 718 are collected by the central control means 808 via the control communication line 128.

＜数値解析による説明＞
図８に示した第６実施形態を数値解析によって、より詳しい動作、機能の説明をする。
以下、図８の各部の電圧・電流を定義する。
各アーム８０４ｕｖ、８０４ｖｗ、８０４ｗｕの出力電圧をそれぞれＶｕｖ、Ｖｖｗ、Ｖｗｕと表記することにする。
また、交流系統１００の各相に流れる電流をＩａ、Ｉｂ、Ｉｃ、各アーム８０４ｕｖ、８０４ｖｗ、８０４ｗｕに流れる電流をＩｕｖ、Ｉｖｗ、Ｉｗｕ、変圧器８０２のＵ、Ｖ、Ｗ点に流れる電流をそれぞれＩｕ、Ｉｖ、Ｉｗと表記することにする。 <Explanation by numerical analysis>
The sixth embodiment shown in FIG. 8 will be described in more detail by the numerical analysis.
Hereinafter, the voltage and current of each part in FIG. 8 are defined.
The output voltages of the arms 804uv, 804vw, and 804wu will be expressed as Vuv, Vvw, and Vwu, respectively.
Further, the current flowing through each phase of the AC system 100 is Ia, Ib, Ic, the current flowing through each arm 804uv, 804vw, 804wu is the current flowing through the U, V, W points of the transformer 802, Iuv, Ivw, Iwu, respectively. It will be expressed as Iu, Iv, Iw.

以下、交流系統１００と電力変換装置８０１の電力授受について説明する。
変圧器８０２の２次側のＵ、Ｖ相に着目すると、電流Ｉｕｖは、次に示す（７）式に従う。ただし、ｍは変圧器８０２の変圧比、Ｌはリアクトル８０５のインダクタンスである。
ＶＳａ−ＶＳｂ＝ｍ｛Ｌ×（ｄ／ｄｔ）Ｉｕｖ＋Ｖｕｖ｝・・・（７） Hereinafter, the power transfer between the AC system 100 and the power converter 801 will be described.
When attention is paid to the U and V phases on the secondary side of the transformer 802, the current Iuv follows the following equation (7). Here, m is the transformation ratio of the transformer 802, and L is the inductance of the reactor 805.
VSa−VSb = m {L × (d / dt) Iuv + Vuv} (7)

同様に、変圧器８０２の２次側のＷ、Ｕ相に着目すると、電流Ｉｗｕは、次に示す（８）式に従う。
ＶＳｃ−ＶＳａ＝ｍ｛Ｌ×（ｄ／ｄｔ）Ｉｗｕ＋Ｖｗｕ｝・・・（８） Similarly, paying attention to the W and U phases on the secondary side of the transformer 802, the current Iwu follows the following equation (8).
Vsc−VSa = m {L × (d / dt) Iwu + Vwu} (8)

（７）、（８）式より、出力電圧Ｖｕｖを制御することで電流Ｉｕｖを制御でき、また出力電圧Ｖｗｕを制御することで電流Ｉｗｕを制御できることが分かる。 From equations (7) and (8), it can be seen that the current Iuv can be controlled by controlling the output voltage Vuv, and the current Iwu can be controlled by controlling the output voltage Vwu.

ここで、変圧器８０２の２次側のＵ点に流れる電流Ｉｕは、
Ｉｕ＝Ｉｕｖ−Ｉｗｕ
である。したがって、電流Ｉｕｖ、Ｉｗｕを制御することで、電流Ｉｕを制御できる。 Here, the current Iu flowing through the U point on the secondary side of the transformer 802 is
Iu = Iuv-Iwu
It is. Therefore, the current Iu can be controlled by controlling the currents Iuv and Iwu.

また、変圧器８０２の１次側のＡ相の電流Ｉａは、変圧器８０２の変圧比をｍとすれば、
Ｉａ＝Ｉｕ／ｍ
である。したがって、電流Ｉｕを制御できれば、電流Ｉａを制御できる。 Further, the phase A current Ia on the primary side of the transformer 802 is expressed as follows, where m is the transformation ratio of the transformer 802.
Ia = Iu / m
It is. Therefore, if the current Iu can be controlled, the current Ia can be controlled.

以上より、アーム８０４ｕｖとアーム８０４ｗｕの出力電圧Ｖｕｖ、Ｖｗｕを制御することで、電流Ｉａを制御できる。
電流Ｉａの振幅と位相を制御すれば、交流系統１００と電力変換装置８０１が授受する電力を制御できる。 As described above, the current Ia can be controlled by controlling the output voltages Vuv and Vwu of the arm 804uv and the arm 804wu.
By controlling the amplitude and phase of the current Ia, the power exchanged between the AC system 100 and the power converter 801 can be controlled.

以上では、変圧器８０２の１次側のＡ相に着目して説明したが、Ｂ、Ｃ相についても同様に制御可能である。 In the above, description has been given focusing on the A phase on the primary side of the transformer 802, but the B and C phases can be similarly controlled.

＜第６実施形態の効果＞
図８に示した第６実施形態は、前記したように、無効電力補償装置（ＳＴＡＴＣＯＭ）として機能する回路であるが、図７に示すハーフブリッジ形ダブルセル７０６を用いることによって、電力変換装置の第１実施形態と同様に、１つの単位変換器の故障時にも、ダブルセル制御手段７１８（図７）の動作を継続できるという効果を得られる。
したがって、無効電力補償装置として動作の信頼性が向上する効果がある。 <Effects of Sixth Embodiment>
As described above, the sixth embodiment shown in FIG. 8 is a circuit that functions as a reactive power compensator (STATCOM). By using the half-bridge double cell 706 shown in FIG. As in the case of the first embodiment, it is possible to obtain an effect that the operation of the double cell control means 718 (FIG. 7) can be continued even when one unit converter fails.
Therefore, there is an effect of improving the operation reliability as a reactive power compensator.

≪第７実施形態≫
本発明の第７実施形態に係る電力変換装置ついて以下に説明する。
図９は、本発明の第７実施形態に係る電力変換装置が備える２つの単位変換器（９１１、９１２）によるセル群の回路構成例とそれら単位変換器の関連を示す図である。
なお、図９に示す２つの単位変換器によるセル群を備える電力変換装置の回路構成は、図１の回路を準用するものとする。すなわち、電力変換装置としては図１の回路構成であって、図１のダブルセル１０６の箇所に図９に示した回路を用いるものである。
図９のセル群の回路構成は、単位変換器９１１と単位変換器９１２とセル制御手段９２８とを備えて構成されている。 << Seventh Embodiment >>
The power conversion device according to the seventh embodiment of the present invention will be described below.
FIG. 9 is a diagram illustrating a circuit configuration example of a cell group including two unit converters (911, 912) included in the power conversion device according to the seventh embodiment of the present invention and a relationship between these unit converters.
Note that the circuit configuration of the power conversion device including the cell group including the two unit converters illustrated in FIG. 9 is applied to the circuit illustrated in FIG. That is, the power converter has the circuit configuration of FIG. 1 and uses the circuit shown in FIG. 9 at the location of the double cell 106 of FIG.
The circuit configuration of the cell group in FIG. 9 includes a unit converter 911, a unit converter 912, and cell control means 928.

単位変換器９１１は、双方向チョッパ９０９ｘと、電力供給手段２０４ｘと、逆流防止ダイオード２０５ｘと、電圧検出手段２０６ｘとを備えて構成されている。
また、単位変換器９１２は、双方向チョッパ９０９ｙと、電力供給手段２０４ｙと、逆流防止ダイオード２０５ｙと、電圧検出手段２０６ｙとを備えて構成されている。
単位変換器９１１と単位変換器９１２とは、同一の構成である。 The unit converter 911 includes a bidirectional chopper 909x, a power supply unit 204x, a backflow prevention diode 205x, and a voltage detection unit 206x.
The unit converter 912 includes a bidirectional chopper 909y, a power supply unit 204y, a backflow prevention diode 205y, and a voltage detection unit 206y.
The unit converter 911 and the unit converter 912 have the same configuration.

双方向チョッパ９０９ｘは、それぞれエミッタとカソードで直列に接続されたＩＧＢＴ（オン・オフ制御デバイス）２０１ｘｐ、ＩＧＢＴ２０１ｘｎと、この接続点と反対側のＩＧＢＴ２０１ｘｐのカソードとＩＧＢＴ２０１ｘｎのエミッタとの間に接続されたコンデンサ（エネルギー貯蔵素子）２０３ｘと、ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、ＩＧＢＴ２０１ｘｎにそれぞれ逆並列に接続された還流ダイオード２０２ｘｐ、２０２ｘｎと、ＩＧＢＴ２０１ｘｎのエミッタとカソード間に接続された機械スイッチ２０７ｘと、を備えて構成されている。
なお、ＩＧＢＴ２０１ｘｎのカソードとエミッタに、それぞれ出力端子９１１ｐ、９１１ｎを有している。 The bidirectional chopper 909x is connected between IGBTs (on / off control devices) 201xp and IGBT201xn connected in series at the emitter and the cathode, respectively, and the cathode of the IGBT201xp and the emitter of the IGBT201xn opposite to this connection point. A capacitor (energy storage element) 203x, freewheeling diodes 202xp and 202xn connected in antiparallel to the IGBT 201xp and IGBT 201xn, respectively, and a mechanical switch 207x connected between the emitter and cathode of the IGBT 201xn are configured.
The cathode and emitter of the IGBT 201xn have output terminals 911p and 911n, respectively.

双方向チョッパ９０９ｙは、それぞれエミッタとカソードで直列に接続されたＩＧＢＴ２０１ｙｐ、ＩＧＢＴ２０１ｙｎと、この接続点と反対側のＩＧＢＴ２０１ｙｐのカソードとＩＧＢＴ２０１ｙｎのエミッタとの間に接続されたコンデンサ２０３ｙと、ＩＧＢＴ２０１ｙｐ、ＩＧＢＴ２０１ｙｎにそれぞれ逆並列に接続された還流ダイオード２０２ｙｐ、２０２ｙｎと、ＩＧＢＴ２０１ｙｎのエミッタとカソード間に接続された機械スイッチ２０７ｙと、を備えて構成されている。
なお、ＩＧＢＴ２０１ｙｎのカソードとエミッタに、それぞれ出力端子９１２ｐ、９１２ｎを有している。
また、双方向チョッパ９０９ｘの出力端子９１１ｎと双方向チョッパ９０９ｙの出力端子９１２ｐとは接続されている。この接続により、２個の単位変換器９１１、９１２の出力端子は直列に接続される。
また、双方向チョッパ９０９ｘの出力端子９１１ｐと双方向チョッパ９０９ｙの出力端子９１２ｎが、図１におけるダブルセル１０６の２本の出力端子に相当する。 The bidirectional chopper 909y includes an IGBT 201yp and an IGBT 201yn connected in series with an emitter and a cathode, a capacitor 203y connected between the cathode of the IGBT 201yp opposite to the connection point and the emitter of the IGBT 201yn, and an IGBT 201yp and an IGBT 201yn, respectively. Each is configured to include freewheeling diodes 202 yp and 202 yn connected in antiparallel, and a mechanical switch 207 y connected between the emitter and cathode of the IGBT 201 yn.
The cathode and emitter of the IGBT 201yn have output terminals 912p and 912n, respectively.
The output terminal 911n of the bidirectional chopper 909x and the output terminal 912p of the bidirectional chopper 909y are connected. With this connection, the output terminals of the two unit converters 911 and 912 are connected in series.
Further, the output terminal 911p of the bidirectional chopper 909x and the output terminal 912n of the bidirectional chopper 909y correspond to the two output terminals of the double cell 106 in FIG.

第７実施形態の図９における電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙと電圧検出手段２０６ｘ、２０６ｙは、第１実施形態の図１における電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙ、電圧検出手段２０６ｘ、２０６ｙと、それぞれ同じ構成、機能であるので重複する説明は省略する。 The power supply means 204x and 204y and the voltage detection means 206x and 206y in FIG. 9 of the seventh embodiment are the same as the power supply means 204x and 204y and the voltage detection means 206x and 206y in FIG. 1 of the first embodiment, respectively. Since it is a function, a duplicate description is omitted.

セル制御手段９２８は、双方向チョッパ９０９ｘにおけるＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎと、機械スイッチ２０７ｘ、および双方向チョッパ９０９ｙにおけるＩＧＢＴ２０１ｙｐ、２０１ｙｎと、機械スイッチ２０７ｙのそれぞれのオン・オフを制御している。
また、セル制御手段９２８には、電力供給手段２０４ｘの出力電圧Ｖｐｓｘと、電力供給手段２０４ｙの出力電圧Ｖｐｓｙが、それぞれ逆流防止ダイオード２０５ｘと逆流防止ダイオード２０５ｙを介して、並列接続され出力電圧Ｖｐｓとして、入力している。
また、セル制御手段９２８には、電圧検出手段２０６ｘ、２０６ｙが、それぞれ検出した双方向チョッパ９０９ｘのコンデンサ２０３ｘの電圧検出値と、双方向チョッパ９０９ｙのコンデンサ２０３ｙの電圧検出値とを入力している。
また、セル制御手段９２８は、中央制御手段１０８（図１）に制御通信線１２８を介して、前記の電圧検出値を送る。また、セル制御手段９２８は、中央制御手段１０８（図１）から双方向チョッパ９０９ｘ、９０９ｙにおけるＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎのオン・オフの制御指示情報を、制御通信線１２８を介して、得ている。 The cell control means 928 controls ON / OFF of the IGBTs 201xp and 201xn in the bidirectional chopper 909x, the mechanical switch 207x, and the IGBTs 201yp and 201yn and the mechanical switch 207y in the bidirectional chopper 909y.
The cell control means 928 is connected in parallel with the output voltage Vpsx of the power supply means 204x and the output voltage Vpsy of the power supply means 204y via the backflow prevention diode 205x and the backflow prevention diode 205y, respectively, as the output voltage Vps. , Have entered.
Further, the voltage detection means 206x and 206y input the detected voltage value of the capacitor 203x of the bidirectional chopper 909x and the detected voltage value of the capacitor 203y of the bidirectional chopper 909y to the cell control means 928, respectively. .
The cell control means 928 sends the voltage detection value to the central control means 108 (FIG. 1) via the control communication line 128. Further, the cell control means 928 obtains the ON / OFF control instruction information of the IGBTs 201xp, 201xn, 201yp, 201yn in the bidirectional choppers 909x, 909y from the central control means 108 (FIG. 1) via the control communication line 128. ing.

以上の第７実施形態である図９の単位変換器９１１と単位変換器９１２によるセル群の回路構成は、第１実施形態の図２Ａに示したダブルセル１０６の構成とは、主に次の点に相違がある。すなわち、共通電位をとっていないこと、および単位変換器９１１と単位変換器９１２が同一の回路構成であることである。
このように、第１実施形態の図２Ａと異なる第７実施形態の図９の回路構成でも、セル制御手段９２８の電源確保に有効であること、およびオン・オフ制御デバイスであるＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎの制御によって、単位変換器９１１の出力電圧Ｖｘｊｋと、単位変換器９１２の出力電圧Ｖｙｊ（ｋ＋１）の制御が可能であることを次に説明する。
なお、図９の回路構成においては、２個の単位変換器９１１と単位変換器９１２があるという意味で単位変換器９１１にはアームにおける単位変換器の位置をｋ番目とし、単位変換器９１２にはアームにおける単位変換器の位置を（ｋ＋１）番目としている。
そのため、前記のように、単位変換器９１１の出力電圧Ｖｘｊｋに対して、単位変換器９１２の出力を出力電圧Ｖｙｊ（ｋ＋１）として、異なるアームにおける単位変換器の位置の番号を割り当てた表記となっている。 The unit converter 911 and the unit converter 912 in FIG. 9 according to the seventh embodiment described above are mainly configured in the following points from the configuration of the double cell 106 shown in FIG. 2A in the first embodiment. There is a difference. That is, the common potential is not taken, and the unit converter 911 and the unit converter 912 have the same circuit configuration.
Thus, even in the circuit configuration of FIG. 9 of the seventh embodiment different from FIG. 2A of the first embodiment, it is effective for securing the power source of the cell control means 928 and IGBTs 201xp, 201xn, which are on / off control devices, Next, it will be described that the output voltage Vxjk of the unit converter 911 and the output voltage Vyj (k + 1) of the unit converter 912 can be controlled by the control of 201 yp and 201 yn.
In the circuit configuration of FIG. 9, the unit converter 911 has the unit converter position in the arm as k-th in the sense that there are two unit converters 911 and unit converters 912. Is the (k + 1) th position of the unit converter in the arm.
Therefore, as described above, the output of the unit converter 912 is set to the output voltage Vyj (k + 1) with respect to the output voltage Vxjk of the unit converter 911, and the unit converter position number in a different arm is assigned. ing.

《電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙの接続》 << Connection of power supply means 204x and 204y >>

図９において、前記したように、電力供給手段２０４ｘの出力の電圧Ｖｐｓｘと電力供給手段２０４ｙの出力の電圧Ｖｐｓｙは、それぞれ逆流防止ダイオード２０５ｘと、逆流防止ダイオード２０５ｙとを介して突き合わされ（並列に接続され）、電圧Ｖｐｓを得る。
すなわち、電圧Ｖｐｓは電圧Ｖｐｓｘと電圧Ｖｐｓｙのうち高い方の電圧となる。電圧Ｖｐｓは、セル制御手段９２８に自給の電源電圧として供給される。 In FIG. 9, as described above, the output voltage Vpsx of the power supply means 204x and the output voltage Vpsy of the power supply means 204y are abutted via the backflow prevention diode 205x and the backflow prevention diode 205y, respectively (in parallel). Connected) to obtain the voltage Vps.
That is, the voltage Vps is a higher one of the voltage Vpsx and the voltage Vpsy. The voltage Vps is supplied to the cell control unit 928 as a self-supplied power supply voltage.

例えば、電力供給手段２０４ｘが故障、あるいは、コンデンサ２０３ｘが放電し、電圧が零となると、電力供給手段２０４ｘは、動作を停止し、Ｖｐｓｘは零となる。
しかし、電力供給手段２０４ｙが正常であれば、セル制御手段９２８の電源電圧Ｖｐｓは，Ｖｐｓ＝Ｖｐｓｙに維持できるため、セル制御手段９２８は動作を継続できる。 For example, when the power supply unit 204x fails or the capacitor 203x is discharged and the voltage becomes zero, the power supply unit 204x stops operating and Vpsx becomes zero.
However, if the power supply means 204y is normal, the power supply voltage Vps of the cell control means 928 can be maintained at Vps = Vpsy, so that the cell control means 928 can continue its operation.

また、逆に電力供給手段２０４ｙが故障、あるいはコンデンサ２０３ｙが放電し、電圧が零となった場合も同様に、電力供給手段２０４ｘが正常であれば、Ｖｐｓ＝Ｖｐｓｘに維持できる。
したがって、本発明の第７実施形態では、１つの電力供給手段２０４（２０４ｘ、２０４ｙ）が動作を停止しても、セル制御手段９２８は動作を継続できるという効果を得られる。
すなわち、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙのいずれかが停止しても、セル制御手段９２８に電源を供給できるので、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙを確実にオンできる（コイルを励磁できる）という効果が得られる。 Conversely, when the power supply unit 204y fails or the capacitor 203y is discharged and the voltage becomes zero, similarly, if the power supply unit 204x is normal, Vps = Vpsx can be maintained.
Therefore, in the seventh embodiment of the present invention, even if one power supply means 204 (204x, 204y) stops operating, the cell control means 928 can obtain an effect that the operation can be continued.
That is, even if one of the power supply units 204x and 204y stops, power can be supplied to the cell control unit 928, so that the mechanical switches 207x and 207y can be reliably turned on (the coil can be excited).

そのため、図９に示した２個の単位変換器をアームに用いた電力変換装置１０１（図１）は、例えば、図９における１つのオン・オフ制御デバイスが故障した場合には、該オン・オフ制御デバイスを含む双方向チョッパ９０９ｘ、９０９ｙのいずれかを、機械スイッチ２０７ｘ、機械スイッチ２０７ｙのいずれかで短絡して、電力変換装置１０１（図１）の全体としては運転を継続できるという利点を有する。 Therefore, the power conversion device 101 (FIG. 1) using the two unit converters shown in FIG. 9 as an arm, for example, when one on / off control device in FIG. One of the bidirectional choppers 909x and 909y including the off-control device is short-circuited by either the mechanical switch 207x or the mechanical switch 207y, and the operation of the power converter 101 (FIG. 1) as a whole can be continued. Have.

《双方向チョッパの出力電圧》
以下、各オン・オフ制御デバイスであるＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎのオン・オフ状態と、双方向チョッパ９０９ｘの出力電圧Ｖｘｊｋの関係を説明する。
なお、ＩＧＢＴ２０１ｘｎのコレクタ・エミッタ間電圧をＶｘｊｋと表記する。
また、ＩＧＢＴ２０１ｙｎのコレクタ・エミッタ間電圧をＶｘｊ（ｋ＋１）と表記する。
また、コンデンサ２０３ｘの両端の電圧をＶＣｊｋと表記する。
また、コンデンサ２０３ｙの両端の電圧をＶＣｊ（ｋ＋１）と表記する。
以上において、添え字ｊは、単位変換器（９１１、９１２）が属するアームを表わしておりｊ＝ｕｐ、ｕｎ、ｖｐ、ｖｎ、ｗｐ、ｗｎである。また、添え字ｋは、該アームにおける該単位変換器の順番を示し、ｋ＝１、２、・・・、Ｎである。 <Output voltage of bidirectional chopper>
Hereinafter, the relationship between the on / off states of the IGBTs 201xp and 201xn that are the on / off control devices and the output voltage Vxjk of the bidirectional chopper 909x will be described.
The collector-emitter voltage of the IGBT 201xn is expressed as Vxjk.
Further, the collector-emitter voltage of the IGBT 201yn is expressed as Vxj (k + 1).
The voltage across the capacitor 203x is denoted as VCjk.
Further, the voltage across the capacitor 203y is expressed as VCj (k + 1).
In the above, the subscript j represents the arm to which the unit converter (911, 912) belongs, and j = up, un, vp, vn, wp, wn. The subscript k indicates the order of the unit converters in the arm, and k = 1, 2,.

図９において、ＩＧＢＴ２０１ｘｐがオン、ＩＧＢＴ２０１ｘｎがオフの場合、Ｖｘｊｋはコンデンサ２０３ｘの電圧ＶＣｊｋと概ね等しくなる。すなわち、概ねＶｘｊｋ＝ＶＣｊｋである。
また、ＩＧＢＴ２０１ｘｐがオフ、ＩＧＢＴ２０１ｘｎがオンの場合、Ｖｘｊｋは概ね零となる。すなわち、概ねＶｘｊｋ＝０である。
したがって、ＩＧＢＴ２０１ｘｐ、２０１ｘｎを制御することで、Ｖｘｊｋを制御できる。 In FIG. 9, when the IGBT 201xp is on and the IGBT 201xn is off, Vxjk is approximately equal to the voltage VCjk of the capacitor 203x. That is, Vxjk = VCjk.
Further, when the IGBT 201xp is off and the IGBT 201xn is on, Vxjk is substantially zero. That is, Vxjk = 0.
Therefore, Vxjk can be controlled by controlling IGBTs 201xp and 201xn.

同様に、図９において、ＩＧＢＴ２０１ｙｐがオン、ＩＧＢＴ２０１ｙｎがオフの場合、Ｖｙｊ（ｋ＋１）はコンデンサ２０３ｙの電圧ＶＣｊ（ｋ＋１）と概ね等しくなる。すなわち、概ねＶｙｊ（ｋ＋１）＝ＶＣｊ（ｋ＋１）である。
また、ＩＧＢＴ２０１ｙｐがオフ、ＩＧＢＴ２０１ｙｎがオンの場合、Ｖｙｊ（ｋ＋１）は概ね零となる。すなわち、概ねＶｙｊ（ｋ＋１）＝０である。
したがって、ＩＧＢＴ２０１ｙｐ、２０１ｙｎを制御することで、Ｖｙｊ（ｋ＋１）を制御できる。 Similarly, in FIG. 9, when IGBT 201 yp is on and IGBT 201 yn is off, Vyj (k + 1) is approximately equal to voltage VCj (k + 1) of capacitor 203y. That is, approximately Vyj (k + 1) = VCj (k + 1).
Further, when the IGBT 201 yp is off and the IGBT 201 yn is on, Vyj (k + 1) is substantially zero. That is, approximately Vyj (k + 1) = 0.
Therefore, Vyj (k + 1) can be controlled by controlling the IGBTs 201 yp and 201 yn.

すなわち、図１において、ダブルセル１０６の箇所に、図９に示した２個の単位変換器９１１と単位変換器９１２とセル制御手段９２８とによる回路を用いて、図１の中央制御手段１０８で、図９のセル制御手段９２８をそれぞれ制御すれば、ある単位変換器が故障した場合においても、他の健全な単位変換器が、該故障した単位変換器の出力電圧を分担して肩代わりすることによって、電力変換装置（ＭＭＣ）全体としての運転を継続できるという効果がある。
また、一つの電力供給手段２０４（２０４ｘ、２０４ｙ）が動作を停止しても、セル制御手段９２８は動作を継続できるので、信頼性が高いという効果がある。
なお、電力変換装置（１０１）としては、図１の回路構成で説明をしたが、図３、図４、図５、図６の回路構成に、図９に示した２個の単位変換器９１１と単位変換器９１２とセル制御手段９２８とによる回路を適用してもよい。 That is, in FIG. 1, the central control means 108 in FIG. 1 uses the circuit of the two unit converters 911, unit converters 912, and cell control means 928 shown in FIG. If each of the cell control means 928 in FIG. 9 is controlled, even if a unit converter fails, another healthy unit converter shares the output voltage of the failed unit converter and takes over. There is an effect that the operation of the entire power conversion device (MMC) can be continued.
In addition, even if one power supply unit 204 (204x, 204y) stops operating, the cell control unit 928 can continue to operate, so that there is an effect of high reliability.
The power converter (101) has been described with reference to the circuit configuration of FIG. 1, but the two unit converters 911 shown in FIG. 9 are added to the circuit configurations of FIG. 3, FIG. 4, FIG. Alternatively, a circuit including the unit converter 912 and the cell control means 928 may be applied.

≪第８実施形態≫
本発明の第８実施形態に係る電力変換装置ついて以下に説明する。
図１０は、本発明の第７実施形態に係る電力変換装置が備える３つの単位変換器（９１１、９１２、９１３）によるセル群の回路構成例とそれら単位変換器の関連を示す図である。
なお、図１０に示す３つの単位変換器によるセル群を備える電力変換装置の回路構成は、図１の回路を準用するものとする。
図１０において、図９に示した２個の単位変換器９１１、９１２に対して、さらに単位変換器９１３を備えたものである。
単位変換器９１３は、双方向チョッパ９０９ｚと、電力供給手段２０４ｚと、逆流防止ダイオード２０５ｚと、電圧検出手段２０６ｚとを備えて構成されている。
単位変換器９１３の回路構成は、単位変換器９１１、あるいは、単位変換器９１２と同じ構成である。 << Eighth Embodiment >>
A power conversion device according to the eighth embodiment of the present invention will be described below.
FIG. 10 is a diagram illustrating a circuit configuration example of a cell group including three unit converters (911, 912, and 913) included in the power conversion device according to the seventh embodiment of the present invention and a relationship between these unit converters.
In addition, the circuit structure of a power converter device provided with the cell group by three unit converters shown in FIG. 10 shall apply mutatis mutandis to the circuit of FIG.
In FIG. 10, a unit converter 913 is further provided in addition to the two unit converters 911 and 912 shown in FIG.
The unit converter 913 includes a bidirectional chopper 909z, a power supply unit 204z, a backflow prevention diode 205z, and a voltage detection unit 206z.
The circuit configuration of the unit converter 913 is the same as that of the unit converter 911 or the unit converter 912.

また、双方向チョッパ９０９ｘの出力端子９１１ｎと双方向チョッパ９０９ｙの出力端子９１２ｐとは接続されている。双方向チョッパ９０９ｙの出力端子９１２ｎと双方向チョッパ９０９ｚの出力端子９１３ｐとは接続されている。この接続により、３個の単位変換器９１１、９１２、９１３の出力端子は直列に接続される。
また、双方向チョッパ９０９ｘの出力端子９１１ｐと双方向チョッパ９０９ｚの出力端子９１３ｎが、図１におけるダブルセル１０６の２本の出力端子に相当する。 The output terminal 911n of the bidirectional chopper 909x and the output terminal 912p of the bidirectional chopper 909y are connected. The output terminal 912n of the bidirectional chopper 909y and the output terminal 913p of the bidirectional chopper 909z are connected. With this connection, the output terminals of the three unit converters 911, 912, and 913 are connected in series.
Further, the output terminal 911p of the bidirectional chopper 909x and the output terminal 913n of the bidirectional chopper 909z correspond to the two output terminals of the double cell 106 in FIG.

第８実施形態の図１０における電力供給手段２０４ｚと電圧検出手段２０６ｚは、第７実施形態の図１０における電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙ、電圧検出手段２０６ｘ、２０６ｙと、それぞれ同じ構成、機能であるので重複する説明は省略する。 The power supply means 204z and the voltage detection means 206z in FIG. 10 of the eighth embodiment have the same configuration and function as the power supply means 204x and 204y and the voltage detection means 206x and 206y in FIG. 10 of the seventh embodiment, respectively. A duplicate description is omitted.

セル制御手段９３８は、双方向チョッパ９０９ｘ、９０９ｙと同様に、双方向チョッパ９０９ｚにおけるＩＧＢＴ２０１ｚｐ、２０１ｚｎと、機械スイッチ２０７ｚのオン・オフを制御している。
また、セル制御手段９３８には、電力供給手段２０４ｚの出力電圧Ｖｐｓｚが、電力供給手段２０４ｘの出力電圧Ｖｐｓｘと、電力供給手段２０４ｙの出力電圧Ｖｐｓｙとともに、それぞれ逆流防止ダイオード２０５ｚとダイオード２０５ｘとダイオード２０５ｙを介して、並列接続され出力電圧Ｖｐｓとして、入力している。
また、セル制御手段９３８には、電圧検出手段２０６ｚが、検出した双方向チョッパ９０９ｚのコンデンサ２０３ｚの電圧検出値を入力している。 Similar to the bidirectional choppers 909x and 909y, the cell control means 938 controls on / off of the IGBTs 201zp and 201zn and the mechanical switch 207z in the bidirectional chopper 909z.
In addition, the cell control means 938 includes the output voltage Vpsz of the power supply means 204z together with the output voltage Vpsx of the power supply means 204x and the output voltage Vpsy of the power supply means 204y, respectively, a backflow prevention diode 205z, a diode 205x, and a diode 205y. Are input in parallel as an output voltage Vps.
Further, the voltage detection means 206z inputs the detected voltage value of the capacitor 203z of the bidirectional chopper 909z to the cell control means 938.

以上の構成により、本発明の第８実施形態では、１つの電力供給手段２０４（２０４ｘ、２０４ｙ、２０４ｚ）が動作を停止しても、セル制御手段９３８は動作を継続できるという効果を得られる。
すなわち、電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙ、２０４ｚのいずれかが停止しても、セル制御手段９３８に電源を供給できるので、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙ、２０７ｚを確実にオンできる（コイルを励磁できる）という効果が得られる。 With the above configuration, in the eighth embodiment of the present invention, even if one power supply unit 204 (204x, 204y, 204z) stops operating, the cell control unit 938 can continue to operate.
That is, even if any one of the power supply units 204x, 204y, and 204z stops, the power can be supplied to the cell control unit 938, so that the mechanical switches 207x, 207y, and 207z can be reliably turned on (the coil can be excited). Is obtained.

そのため、図１０に示した３個の単位変換器をアームに用いた電力変換装置１０１（図１）は、例えば、図１０における１つのオン・オフ制御デバイスが故障した場合には、該オン・オフ制御デバイスを含む双方向チョッパ２０９ｘ、２０９ｙ、２０９ｚのいずれかを、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙ、２０７ｚのいずれかで短絡して、電力変換装置１０１（図１）の全体としては運転を継続できるという利点を有する。 Therefore, the power conversion device 101 (FIG. 1) using the three unit converters shown in FIG. 10 as an arm, for example, when one on / off control device in FIG. One of the bidirectional choppers 209x, 209y, and 209z including the off-control device is short-circuited by any of the mechanical switches 207x, 207y, and 207z, and the operation of the power converter 101 (FIG. 1) can be continued as a whole. Have advantages.

前記の第７実施形態においては２個の単位変換器が２個の電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙがセル制御手段９２８に電源電力を供給しているのに対し、この第８実施形態においては、３個の単位変換器が３個の電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙ、２０４ｚがセル制御手段９３８に電源電力を供給している。
したがって、３個の電力供給手段２０４ｘ、２０４ｙ、２０４ｚからセル制御手段９３８に電源電力を供給される第８実施形態の方が、第７実施形態よりも、電力供給手段に関連する異常に対しては、より信頼性が高い。 In the seventh embodiment, two unit converters supply power to the cell control unit 928 from two power supply units 204x and 204y, whereas in the eighth embodiment, 3 unit converters Each unit converter supplies three power supply means 204x, 204y, and 204z to the cell control means 938.
Therefore, the eighth embodiment in which the power supply power is supplied from the three power supply means 204x, 204y, and 204z to the cell control means 938 is more effective against the abnormality related to the power supply means than the seventh embodiment. Is more reliable.

≪その他の実施形態≫
以上、本発明は、前記した実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。
以下に、その他の実施形態や変形例について、さらに説明する。 << Other Embodiments >>
Although the present invention has been specifically described above based on the above-described embodiment, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention.
Other embodiments and modifications will be further described below.

《交流系統１００への接続》 << Connection to AC system 100 >>

第１実施形態では、図１に示したように、交流系統１００と電力変換装置１０１が直接接続しているが、交流系統１００と電力変換装置１０１の間に変圧器を設けても、第１実施形態で説明した同様の効果を得られる。
また、逆に第６実施形態では、図８に示したように、変圧器８０２を介して交流系統１００に接続しているが、変圧器８０２を用いることなく、各アーム８０４ｕｖ、８０４ｖｗ、８０４ｗｖとリアクトル８０５の直列回路が、直接に交流系統１００に接続する場合にも、第６実施形態で説明した同様の効果が得られる。 In the first embodiment, as shown in FIG. 1, the AC system 100 and the power conversion device 101 are directly connected, but even if a transformer is provided between the AC system 100 and the power conversion device 101, the first The same effect as described in the embodiment can be obtained.
Conversely, in the sixth embodiment, as shown in FIG. 8, the AC system 100 is connected via the transformer 802, but each arm 804 uv, 804 vw, 804 wv is used without using the transformer 802. Even when the series circuit of the reactor 805 is directly connected to the AC system 100, the same effect as described in the sixth embodiment can be obtained.

《ハーフブリッジの組数について》
図８に示した第６実施形態において、ハーフブリッジ形ダブルセル７０６（図７）の構成を２つのハーフブリッジ７０９ｘ、７０９ｙの組としたが、これに限定されない。
３つ以上のハーフブリッジ７０９を１組とする場合にも、本発明の効果を得ることができる。《About the number of half-bridge pairs》
In the sixth embodiment shown in FIG. 8, the configuration of the half-bridge double cell 706 (FIG. 7) is a set of two half-bridges 709x and 709y, but is not limited to this.
The effect of the present invention can also be obtained when three or more half bridges 709 are used as one set.

《双方向チョッパの組数について》
図１に示した第１実施形態、図３に示した第２実施形態、および図６に示した第５実施形態において、ダブルセル１０６の構成を２つの双方向チョッパ２０９ｘ、２０９ｙの組としたが、これに限定されない。
３つ以上の双方向チョッパ２０９を１組とする場合にも、本発明の効果を得ることができる。《Number of sets of bidirectional choppers》
In the first embodiment shown in FIG. 1, the second embodiment shown in FIG. 3, and the fifth embodiment shown in FIG. 6, the configuration of the double cell 106 is a set of two bidirectional choppers 209x and 209y. However, the present invention is not limited to this.
The effects of the present invention can also be obtained when three or more bidirectional choppers 209 are used as one set.

《セル群を構成する単位変換器の個数》
第７実施形態の図９においては、単位変換器が２個、第８実施形態の図１０においては、単位変換器が３個でセル群を構成する回路例を示したが、これらの単位変換器の個数に限定されない。単位変換器が４個以上で構成してもよい。構成する単位変換器の数が大きい程、一つの電力供給手段の故障に対する信頼性は向上する。
また、図９、図１０のセル群を構成する単位変換器の個数は、必ずしも同一の個数に限定されない。単位変換器が２個で構成されたセル群と、単位変換器が３個で構成されたセル群が混在してもよい。この場合には、アームにおいて単位変換器の数が奇数や素数を含めて任意の個数の場合においても、適用できて、前記した本発明の実施形態の効果と同様の効果が得られる。 <Number of unit converters constituting cell group>
FIG. 9 of the seventh embodiment shows a circuit example in which a cell group is configured by two unit converters and in FIG. 10 of the eighth embodiment by three unit converters. It is not limited to the number of vessels. You may comprise four or more unit converters. The greater the number of unit converters configured, the more reliable the failure of one power supply means is.
Further, the number of unit converters constituting the cell group in FIGS. 9 and 10 is not necessarily limited to the same number. A cell group composed of two unit converters and a cell group composed of three unit converters may be mixed. In this case, the present invention can be applied even when the number of unit converters in the arm is an arbitrary number including an odd number or a prime number, and the same effect as the effect of the embodiment of the present invention described above can be obtained.

《機械スイッチの配置》
第１実施形態におけるダブルセルの構成を示した図２Ａでは、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙは、双方向チョッパ２０９ｘ、２０９ｙには含まれていない。
一方、第７実施形態における２個の単位変換器の構成を示した図９では、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙは、双方向チョッパ９０９ｘ、９０９ｙに含まれて配置されている。
すなわち、機械スイッチが双方向チョッパに含まれているか、独立しているかは本質的な問題ではない。
そのため、図２Ａでは、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙを、双方向チョッパ２０９ｘ、２０９ｙにそれぞれ含まれている回路構成も可能である。
また、図９において、機械スイッチ２０７ｘ、２０７ｙを、双方向チョッパ９０９ｘ、９０９ｙから除いて、独立させた回路構成も可能である。《Arrangement of mechanical switch》
In FIG. 2A showing the configuration of the double cell in the first embodiment, the mechanical switches 207x and 207y are not included in the bidirectional choppers 209x and 209y.
On the other hand, in FIG. 9 showing the configuration of the two unit converters in the seventh embodiment, the mechanical switches 207x and 207y are included in the bidirectional choppers 909x and 909y.
That is, whether the mechanical switch is included in the bidirectional chopper or independent is not an essential problem.
Therefore, in FIG. 2A, a circuit configuration in which the mechanical switches 207x and 207y are included in the bidirectional choppers 209x and 209y, respectively, is possible.
In FIG. 9, the mechanical switches 207x and 207y are removed from the bidirectional choppers 909x and 909y, and an independent circuit configuration is also possible.

《オン・オフ制御デバイス、エネルギー貯蔵素子》
第１実施形態において、オン・オフ制御デバイス（スイッチング素子）としてＩＧＢＴで説明したが、ＩＧＢＴに限定されない。例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＢｉＣＭＯＳ（バイポーラCMOS）、サイリスタ、ＧＴＯ（Gate Turn-Off thyristor）、ＧＣＴ（Gate Commutated Turn-off thyristor）等のスイッチング素子でもよい。
また、エネルギー貯蔵素子として単にコンデンサとして説明したが、各種のコンデンサ、および等価の機能を有する素子であればよい。《On / off control device, energy storage device》
In the first embodiment, the IGBT is described as the on / off control device (switching element), but is not limited to the IGBT. For example, MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), super junction MOSFET, bipolar transistor, BiCMOS (bipolar CMOS), thyristor, GTO (Gate Turn-Off thyristor), GCT (Gate Commutated Turn-off thyristor), etc. A switching element may be used.
Moreover, although it demonstrated as a capacitor | condenser only as an energy storage element, what is necessary is just an element which has various capacitors and an equivalent function.

第２実施形態を示した図３において、変圧器３０２の２次側の巻線を千鳥結線の場合について説明したが、変圧器３０２の２次側の巻線をＹ結線とした場合についても、ダルセル１０６（図２Ａ）を用いる効果のある電力変換装置となる。
すなわち、図３において、変圧器３０２の２次側の巻線をＹ結線とした回路図の構成の電力変換装置も有効である。
同様に、第３実施形態として示した図４の変圧器４０２の２次側をＹ結線とした場合についても、ダルセル１０６（図２Ａ）を用いる効果のある電力変換装置となる。
また、同様に、第４実施形態として示した図５の変圧器５０２の２次側をＹ結線とした場合についても、ダルセル１０６（図２Ａ）を用いる効果のある電力変換装置となる。 In FIG. 3 showing the second embodiment, the case where the secondary winding of the transformer 302 is staggered is described. However, the case where the secondary winding of the transformer 302 is Y connected is An electric power conversion device having an effect using the Darcell 106 (FIG. 2A) is obtained.
That is, in FIG. 3, a power conversion device having a circuit diagram configuration in which the secondary winding of the transformer 302 is Y-connected is also effective.
Similarly, even when the secondary side of the transformer 402 in FIG. 4 shown as the third embodiment is Y-connected, the power conversion device is effective using the Darcell 106 (FIG. 2A).
Similarly, when the secondary side of the transformer 502 of FIG. 5 shown as the fourth embodiment is Y-connected, the power conversion device is effective using the Darcell 106 (FIG. 2A).

《ハーフブリッジ形ダブルセルの他の装置への応用》
第６実施形態では、図８に示したＭＭＣＣ−ＳＤＢＣ（modular multilevel cascade converter based on single-delta bridge-cells）の装置の単位変換器をハーフブリッジ形ダブルセル７０６とした場合を説明した。
しかし、単位変換器をハーフブリッジ形ダブルセル７０６とするのは、前記のＭＭＣＣ−ＳＤＢＣ（３つのアームをΔ結線）に限定されない。
３つのアームをＹ結線しているＭＭＣＣ−ＳＳＢＣ（modular multilevel cascade converter based on single-star bridge-cells）の単位変換器をハーフブリッジ形ダブルセル７０６とした場合にも、本発明の効果を得られる。 <Application of half-bridge type double cell to other devices>
In the sixth embodiment, the case where the unit converter of the MMCC-SDBC (modular multilevel cascade converter based on single-delta bridge-cells) device shown in FIG.
However, the unit converter used as the half-bridge type double cell 706 is not limited to the MMCC-SDBC (three arms are Δ-connected).
Even when the unit converter of MMCC-SSBC (modular multilevel cascade converter based on single-star bridge-cells) in which three arms are Y-connected is a half-bridge type double cell 706, the effect of the present invention can be obtained.

《交流の相数》
図１、図３、図４の電力変換装置は、三相交流を直流に電力変換している回路構成であるが、三相に限定されない。すなわち、単相（一相）でも二相でもよい。また、四相以上でもよい。《Number of AC phases》
1, 3, and 4 have a circuit configuration in which three-phase alternating current is converted into direct current, but is not limited to three phases. That is, it may be single phase (one phase) or two phases. Also, four or more phases may be used.

１００交流系統
１０１、３０１、４０１、５０１、６０１、８０１電力変換装置
１０３直流装置
１０４、１０４ｕ、１０４ｖ、１０４ｗ、１０４ｕｐ、１０４ｕｎ、１０４ｖｐ、１０４ｖｎ、１０４ｗｐ、１０４ｗｎ、８０４ｕｖ、８０４ｖｗ、８０４ｗｕアーム
１０５、８０５リアクトル、バッファリアクトル
１０６ダブルセル
１０８、３０８、４０８、５０８、６０８、８０８中央制御手段
１２８制御通信線
２０１、２０１ｘｐ、２０１ｘｎ、２０１ｙｐ、２０１ｙｎ、２０１ｚｐ、２０１ｚｎ、１００５ＩＧＢＴ、オン・オフ制御デバイス
２０２ｘｐ、２０２ｘｎ、２０２ｙｐ、２０２ｙｎ、２０２ｚｐ、２０２ｚｎ環流ダイオード
２０３、２０３ｘ、２０３ｙ、２０３ｘ１、２０３ｘ２、２０３ｙ１、２０３ｙ２、２０３ｚ、１００３、１００７コンデンサ（エネルギー貯蔵素子）
２０４、２０４ｘ、２０４ｙ、２０４ｚ電力供給手段
２０５、２０５ｘ、２０５ｙ、２０５ｚ逆流防止ダイオード
２０６ｘ、２０６ｙ、２０６ｘ１、２０６ｘ２、２０６ｙ１、２０６ｙ２、２０６ｚ電圧検出手段
２０７ｘ、２０７ｙ、２０７ｚ機械スイッチ
２１８、７１８ダブルセル制御手段
２０９、２０９ｘ、２０９ｙ、９０９ｘ、９０９ｙ、９０９ｚ双方向チョッパ（単位変換器）
３０２、４０２、５０２、６０２、８０２、１００６変圧器
７０６ハーフブリッジ形ダブルセル、ダブルセル
７０９ｘ、７０９ｙハーフブリッジ
９１１、９１２、９１３単位変換器
９２８、９３８セル制御手段
１００１抵抗
１００２ツェナーダイオード
１００４ａ、１００４ｂダイオード 100 AC system 101, 301, 401, 501, 601, 801 Power converter 103 DC device 104, 104u, 104v, 104w, 104up, 104un, 104vp, 104vn, 104wp, 104wn, 804uv, 804vw, 804wu arm 105, 805 reactor , Buffer reactor 106 Double cell 108, 308, 408, 508, 608, 808 Central control means 128 Control communication line 201, 201xp, 201xn, 201yp, 201yn, 201zp, 201zn, 1005 IGBT, on / off control device 202xp, 202xn, 202yp , 202yn, 202zp, 202zn Freewheeling diodes 203, 203x, 203y, 203x1, 203x2, 203y1, 203y2, 2 3z, 1003 and 1007 capacitor (energy storage device)
204, 204x, 204y, 204z Power supply means 205, 205x, 205y, 205z Backflow prevention diode 206x, 206y, 206x1, 206x2, 206y1, 206y2, 206z Voltage detection means 207x, 207y, 207z Mechanical switch 218, 718 Double cell control means 209 , 209x, 209y, 909x, 909y, 909z Bidirectional chopper (unit converter)
302, 402, 502, 602, 802, 1006 Transformer 706 Half bridge type double cell, double cell 709x, 709y Half bridge 911, 912, 913 Unit converter 928, 938 Cell control means 1001 Resistance 1002 Zener diode 1004a, 1004b Diode

Claims

A series circuit of first and second capacitors connected to both ends of a first and second on / off control device connected in series and a series circuit of the first and second on / off control devices; A first half bridge having a first mechanical switch connected between a connection point of the first and second on / off control devices and a connection point of the first and second capacitors;
First power supply means for receiving power from both ends of the series circuit of the first and second capacitors, converting the power into a predetermined voltage, and outputting it;
A first backflow prevention diode connected to the output terminal of the first power supply means;
First voltage detecting means for detecting a voltage across the first capacitor;
Second voltage detecting means for detecting a voltage across the second capacitor;
A first unit converter comprising:
A series circuit of third and fourth capacitors connected to both ends of the third and fourth on / off control devices connected in series and the series circuit of the third and fourth on / off control devices; A second half bridge having a second mechanical switch connected between a connection point of the third and fourth on / off control devices and a connection point of the third and fourth capacitors;
Second power supply means for receiving electric power from both ends of the series circuit of the third and fourth capacitors, converting the electric power into a predetermined voltage, and outputting it;
A second backflow prevention diode connected to the output terminal of the second power supply means;
Third voltage detecting means for detecting a voltage across the third capacitor;
Fourth voltage detection means for detecting a voltage across the fourth capacitor;
A second unit converter comprising:
Double cell control means for controlling on / off of the first, second, third, and fourth on / off control devices and the first and second mechanical switches;
With
The connection point of the first and second capacitors and the connection point of the third and fourth capacitors are connected as a common point,
An output terminal of the first power supply means and an output terminal of the second power supply means are connected in parallel via the first backflow prevention diode and the second backflow prevention diode, and the double cell Connected to the power terminal of the control means,
Respective voltage detection values of the first, second, third and fourth voltage detection means are input to the double cell control means,
A double cell, wherein a connection point of the first and second on / off control devices and a connection point of the second and third on / off control devices are output terminals.

The power converter device provided with the double cell of Claim 1 .