JP6379730B2

JP6379730B2 - Power converter

Info

Publication number: JP6379730B2
Application number: JP2014130483A
Authority: JP
Inventors: 浅倉　史生; 史生浅倉; 健次越智; 金山　光浩; 光浩金山
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2014-06-25
Filing date: 2014-06-25
Publication date: 2018-08-29
Anticipated expiration: 2034-06-25
Also published as: JP2016010258A

Description

ここに開示される発明は、直流電力を交流電力に変換する直交変換機能を提供する電力変換装置に関する。 The invention disclosed herein relates to a power converter that provides an orthogonal transform function for converting DC power to AC power.

特許文献１および特許文献２は、直流電力を交流電力に変換する直交変換機能を提供する電力変換装置を開示する。特許文献１および特許文献２が開示する電力変換装置は、可変のスイッチング周波数を利用している。特許文献１は、負荷が大きいときにスイッチング周波数を低く設定することにより、発熱を抑制している。特許文献２は、ノイズの集中を避けるために、多様な周波数を利用する技術を開示する。 Patent Document 1 and Patent Document 2 disclose a power conversion device that provides an orthogonal transform function for converting DC power into AC power. The power converters disclosed in Patent Document 1 and Patent Document 2 use a variable switching frequency. Patent Document 1 suppresses heat generation by setting the switching frequency low when the load is large. Patent Document 2 discloses a technique that uses various frequencies in order to avoid noise concentration.

特開平６−１４１４０２号公報JP-A-6-141402 特開２００９−６５７９１号公報JP 2009-65791 A

従来技術の構成では、負荷の大きさ、例えば出力電流の大きさに応じてスイッチング周波数が設定されるから、負荷が大きいときには発熱が抑制され、損失が抑制される。しかし、この構成では、負荷が大きいときだけ損失の抑制が図られる。 In the configuration of the prior art, since the switching frequency is set according to the size of the load, for example, the size of the output current, heat generation is suppressed and loss is suppressed when the load is large. However, with this configuration, loss can be suppressed only when the load is large.

別の観点では、従来技術の構成では、負荷が大きいときにスイッチング周波数が低くなるから、出力の歪が大きくなる。特に、負荷が大きいときの歪は負荷機器に好ましくない影響を与えることがある。 From another viewpoint, in the configuration of the related art, the switching frequency becomes low when the load is large, and thus the distortion of the output becomes large. In particular, distortion when the load is large may adversely affect the load equipment.

上述の観点において、または言及されていない他の観点において、電力変換装置にはさらなる改良が求められている。 In view of the above or other aspects not mentioned, there is a need for further improvements in power conversion devices.

発明の目的のひとつは、損失を抑制しながら、出力の歪を抑制することができる電力変換装置を提供することである。 One of the objects of the invention is to provide a power converter that can suppress distortion of output while suppressing loss.

発明の目的の他のひとつは、交流出力の１周期の中において、損失を抑制しながら、出力の歪を抑制することができる電力変換装置を提供することである。 Another object of the present invention is to provide a power converter that can suppress distortion of output while suppressing loss in one cycle of AC output.

ここに開示される発明は上記目的を達成するために以下の技術的手段を採用する。なお、特許請求の範囲およびこの項に記載した括弧内の符号は、ひとつの態様として後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものであって、発明の技術的範囲を限定するものではない。 The invention disclosed herein employs the following technical means to achieve the above object. Note that the reference numerals in parentheses described in the claims and in this section indicate a corresponding relationship with specific means described in the embodiments described later as one aspect, and limit the technical scope of the invention. Not what you want.

開示される発明のひとつにより、電力変換装置が提供される。電力変換装置は、複数のスイッチング素子（Ｔｒ１−Ｔｒ４）を所定のスイッチング周波数でスイッチング駆動することにより直流電力を交流電力に変換し、交流出力を供給するインバータ回路（１２）と、交流出力が正弦波となるようにインバータ回路をフィードバック制御する制御装置（８）とを備える。制御装置は、交流出力の山部および谷部におけるスイッチング周波数を、交流出力のゼロクロス付近におけるスイッチング周波数より低く設定する周波数設定部（２２）を備え、周波数設定部は、交流出力の変化に同期して台形波状にスイッチング周波数を設定し、台形波形は、スイッチング周波数が最高値の近傍にある期間において、上に向けて凸となる波形を与えられていることを特徴とする。 According to one disclosed invention, a power converter is provided. The power conversion device converts a DC power into an AC power by switching driving a plurality of switching elements (Tr1-Tr4) at a predetermined switching frequency and supplies an AC output, and the AC output is a sine. And a control device (8) that feedback-controls the inverter circuit so as to form a wave. The control device includes a frequency setting unit (22) that sets a switching frequency at a peak and a valley of the AC output to be lower than a switching frequency near the zero cross of the AC output , and the frequency setting unit is synchronized with a change in the AC output. Te sets the switching frequency to trapezoidal, trapezoidal waveform, the time period in the vicinity of the switching frequency is the maximum value, characterized that you have given waveform tapering toward the top.

この発明によると、スイッチング周波数は可変である。スイッチング周波数は、交流出力の１周期の中で変化させられる。スイッチング周波数は、交流出力の山部および谷部におけるスイッチング周波数が、交流出力のゼロクロス付近におけるスイッチング周波数より低くなるように設定される。言い換えると、スイッチング周波数は、交流出力のゼロクロス付近におけるスイッチング周波数が、交流出力の山部および谷部におけるスイッチング周波数より高くなるように設定される。交流出力の山部および谷部においては電流および／または電流が大きいから、スイッチング損失が大きい。しかし、この発明によると、山部および谷部においてスイッチング周波数が低く設定される。よって、山部および谷部におけるスイッチング損失が抑制される。その一方で、交流出力が急速に変化するゼロクロス付近では、スイッチング周波数が高く設定される。よって、フィードバック制御の高い応答性が得られ、交流出力の波形の歪が抑制される。 According to the present invention, the switching frequency is variable. The switching frequency is changed in one cycle of the AC output. The switching frequency is set so that the switching frequency at the peaks and valleys of the AC output is lower than the switching frequency near the zero cross of the AC output. In other words, the switching frequency is set so that the switching frequency in the vicinity of the zero cross of the AC output is higher than the switching frequency in the peak and valley of the AC output. Since the current and / or current is large in the peaks and valleys of the AC output, the switching loss is large. However, according to the present invention, the switching frequency is set low in the peaks and valleys. Therefore, the switching loss in the peak part and the valley part is suppressed. On the other hand, the switching frequency is set high near the zero cross where the AC output changes rapidly. Therefore, high responsiveness of feedback control is obtained, and distortion of the waveform of the AC output is suppressed.

発明の第１実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。It is a block diagram of the power converter device concerning a 1st embodiment of the invention. 第１実施形態の電圧を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the voltage of 1st Embodiment. 第１実施形態の電流を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the electric current of 1st Embodiment. 第１実施形態のスイッチング周波数を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the switching frequency of 1st Embodiment. 比較例の電圧を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the voltage of a comparative example. 比較例の電圧を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the voltage of a comparative example. 発明の第２実施形態に係る電力変換装置のブロック図である。It is a block diagram of the power converter device which concerns on 2nd Embodiment of invention. 第２実施形態の電圧を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the voltage of 2nd Embodiment. 第２実施形態の電流を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the electric current of 2nd Embodiment. 第２実施形態のスイッチング周波数およびゲインを示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the switching frequency and gain of 2nd Embodiment. 発明の第３実施形態の電圧を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the voltage of 3rd Embodiment of invention. 第３実施形態の電流を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the electric current of 3rd Embodiment. 第３実施形態のスイッチング周波数およびゲインを示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the switching frequency and gain of 3rd Embodiment. 発明の第４実施形態の電圧を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the voltage of 4th Embodiment of invention. 第４実施形態の電流を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the electric current of 4th Embodiment. 第４実施形態のスイッチング周波数およびゲインを示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the switching frequency and gain of 4th Embodiment.

図面を参照しながら、ここに開示される発明を実施するための複数の形態を説明する。各形態において、先行する形態で説明した事項に対応する部分には同一の参照符号を付して重複する説明を省略する場合がある。また、後続の実施形態においては、先行する実施形態で説明した事項に対応する部分に百以上の位だけが異なる参照符号を付することにより対応関係を示し、重複する説明を省略する場合がある。各形態において、構成の一部のみを説明している場合は、構成の他の部分については他の形態の説明を参照し適用することができる。 A plurality of modes for carrying out the invention disclosed herein will be described with reference to the drawings. In each embodiment, portions corresponding to the matters described in the preceding embodiment may be denoted by the same reference numerals and redundant description may be omitted. Further, in the following embodiments, the correspondence corresponding to the matters corresponding to the matters described in the preceding embodiments is indicated by adding reference numerals that differ only by one hundred or more, and redundant description may be omitted. . In each embodiment, when only a part of the structure is described, the other parts of the structure can be applied with reference to the description of the other forms.

（第１実施形態）
図１において、発明を実施するための第１実施形態に係る電力変換装置１と、この電力変換装置１を含む電力システム２とが図示されている。電力システム２は、直流電源（ＤＣＰＳ）３と交流負荷（ＡＣＬＤ）４との間に配置された電力変換装置１を備える。電力変換装置１は、インバータ装置とも呼ばれることがある。 (First embodiment)
In FIG. 1, a power conversion device 1 according to a first embodiment for carrying out the invention and a power system 2 including the power conversion device 1 are illustrated. The power system 2 includes a power converter 1 disposed between a direct current power supply (DCPS) 3 and an alternating current load (ACLD) 4. The power converter device 1 may also be called an inverter device.

直流電源３は、化学的反応を利用する二次電池、直流を出力する半導体太陽光電池、燃料電池、交流発電機の交流出力を直流に変換する発電機など多様な電源機器によって提供することができる。この実施形態では、リチウムイオン電池が直流電源３を提供する。交流負荷４は、例えば交流電力を受けて機能する家庭用の電気機器によって提供される。また、交流負荷４は、電力網、すなわち系統でもよい。例えば、交流負荷４は、商用電力網、家庭内および事業所などの限られた範囲内に構築される構内電力網によって提供される場合がある。これらの場合、電力変換装置１は、系統連系電力変換装置、パワーコンディショナ、系統インバータといった名称で呼ばれる場合がある。 The direct current power source 3 can be provided by various power supply devices such as a secondary battery using a chemical reaction, a semiconductor solar battery that outputs direct current, a fuel cell, and a generator that converts the alternating current output of the alternating current generator into direct current. . In this embodiment, a lithium ion battery provides the DC power supply 3. The AC load 4 is provided by, for example, household electric equipment that functions by receiving AC power. The AC load 4 may be a power network, that is, a system. For example, the AC load 4 may be provided by a local power network constructed within a limited range such as a commercial power network, a home, and a business office. In these cases, the power conversion device 1 may be referred to as a grid-connected power conversion device, a power conditioner, or a system inverter.

電力変換装置１は、直流電源３に接続される直流端５と、交流負荷４に接続される交流端６とを備える。電力変換装置１は、直流端５に供給される直流電力を交流電力に変換し、交流電力を交流端６から出力する。電力変換装置１は、５０Ｈｚまたは６０ＨｚのＡＣ１００ＶまたはＡＣ２００Ｖを供給する。電力変換装置１は、電力回路７と、制御装置８とを有する。電力回路７は、直交変換を提供するスイッチング回路である。電力回路７は、交流負荷４に求められる相数に応じて、多様な構成をとることができる。電力回路７は、直流電力を単相交流に変換する単相回路である。電力回路７は、直流電力を三相などの多相交流に変換する多相回路によって提供されてもよい。電力回路７は、入力側に配置された直流電源３と出力側に配置された交流負荷４との間に設けられている。 The power conversion device 1 includes a DC terminal 5 connected to a DC power source 3 and an AC terminal 6 connected to an AC load 4. The power conversion device 1 converts the DC power supplied to the DC terminal 5 into AC power and outputs the AC power from the AC terminal 6. The power converter 1 supplies 50 Hz or 60 Hz AC100V or AC200V. The power conversion device 1 includes a power circuit 7 and a control device 8. The power circuit 7 is a switching circuit that provides orthogonal transformation. The power circuit 7 can take various configurations depending on the number of phases required for the AC load 4. The power circuit 7 is a single-phase circuit that converts DC power into single-phase AC. The power circuit 7 may be provided by a multiphase circuit that converts DC power into multiphase AC such as three-phase. The power circuit 7 is provided between the DC power source 3 disposed on the input side and the AC load 4 disposed on the output side.

電力回路７は、直流フィルタ回路１１、インバータ回路１２、リアクトル回路１３、交流フィルタ回路１４を有する。直流フィルタ回路１１は、直流端５に接続されている。直流フィルタ回路１１は、直流端５とインバータ回路１２との間に設けられている。直流フィルタ回路１１は、少なくともひとつの平滑コンデンサを含むことができる。図示の例では、２つの平滑コンデンサが設けられている。 The power circuit 7 includes a DC filter circuit 11, an inverter circuit 12, a reactor circuit 13, and an AC filter circuit 14. The DC filter circuit 11 is connected to the DC terminal 5. The DC filter circuit 11 is provided between the DC terminal 5 and the inverter circuit 12. The DC filter circuit 11 can include at least one smoothing capacitor. In the illustrated example, two smoothing capacitors are provided.

インバータ回路１２は、直流端５と交流端６との間に設けられている。インバータ回路１２は、直流フィルタ回路１１とリアクトル回路１３との間に設けられている。インバータ回路１２は、複数のスイッチング素子を有するフルブリッジ回路によって提供される。インバータ回路１２は、複数のスイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ２、Ｔｒ３、Ｔｒ４と、平滑用コンデンサＣ１０とを有する。スイッチング素子Ｔｒ１−Ｔｒ４は、電力用ＦＥＴ素子、またはＩＧＢＴ素子によって提供される。インバータ回路１２は、少なくとも直流電力を交流電力に変換可能である。インバータ回路１２は、直流端５から供給された直流電力を交流電力に変換する直交変換機能を少なくとも有する。インバータ回路１２は、直流電力を交流電力に変換する直交変換と、交流電力を直流電力に変換する交直変換とが可能な双方向変換回路によって提供することができる。インバータ回路１２は、交流負荷４が系統である場合、系統の交流電圧の位相と、電力変換装置１から系統へ出力される出力電流の位相とを一致させる運転が可能である。 The inverter circuit 12 is provided between the DC terminal 5 and the AC terminal 6. The inverter circuit 12 is provided between the DC filter circuit 11 and the reactor circuit 13. The inverter circuit 12 is provided by a full bridge circuit having a plurality of switching elements. The inverter circuit 12 includes a plurality of switching elements Tr1, Tr2, Tr3, Tr4 and a smoothing capacitor C10. The switching elements Tr1-Tr4 are provided by power FET elements or IGBT elements. The inverter circuit 12 can convert at least DC power into AC power. The inverter circuit 12 has at least a quadrature conversion function for converting DC power supplied from the DC terminal 5 into AC power. The inverter circuit 12 can be provided by a bidirectional conversion circuit capable of performing orthogonal conversion for converting DC power to AC power and AC / DC conversion for converting AC power to DC power. When the AC load 4 is a system, the inverter circuit 12 can be operated to match the phase of the AC voltage of the system with the phase of the output current output from the power converter 1 to the system.

リアクトル回路１３は、インバータ回路１２と交流出力のための交流端６との間に設けられている。リアクトル回路１３は、インバータ回路１２と交流フィルタ回路１４との間に設けられている。リアクトル回路１３は、リアクトルを提供するノーマルモードのコイルＬ１、Ｌ２と、出力用の平滑コンデンサＣ１を有する。コイルＬ１と、平滑コンデンサＣ１の間には、電流センサ１５が設けられている。電流センサ１５は、交流負荷４に流れる電流を測定する。電流センサ１５の検出信号は制御装置８に入力され、交流負荷４に電流が流れ過ぎて過負荷になることがないように渦電流制限制御に利用される。 The reactor circuit 13 is provided between the inverter circuit 12 and the AC terminal 6 for AC output. The reactor circuit 13 is provided between the inverter circuit 12 and the AC filter circuit 14. The reactor circuit 13 includes normal mode coils L1 and L2 that provide a reactor, and a smoothing capacitor C1 for output. A current sensor 15 is provided between the coil L1 and the smoothing capacitor C1. The current sensor 15 measures the current flowing through the AC load 4. The detection signal of the current sensor 15 is input to the control device 8 and is used for eddy current limiting control so that an excessive current does not flow through the AC load 4 and an overload occurs.

交流フィルタ回路１４は、交流端６に接続されている。交流フィルタ回路１４は、リアクトル回路１３と交流端６との間に設けられている。交流フィルタ回路１４は、多段のノイズ除去回路によって提供されている。交流フィルタ回路１４は、複数のコモンモードのノイズ除去用コイルと、コンデンサとを有する。交流フィルタ回路１４は、リアクトル回路１３と交流端６との間に、コモンモードコイル、端子間コンデンサ、接地コンデンサ回路、コモンモードコイル、および端子間コンデンサを有する。 The AC filter circuit 14 is connected to the AC terminal 6. The AC filter circuit 14 is provided between the reactor circuit 13 and the AC terminal 6. The AC filter circuit 14 is provided by a multistage noise removal circuit. The AC filter circuit 14 includes a plurality of common mode noise removing coils and a capacitor. The AC filter circuit 14 includes a common mode coil, an inter-terminal capacitor, a ground capacitor circuit, a common mode coil, and an inter-terminal capacitor between the reactor circuit 13 and the AC terminal 6.

電力回路７は、各部の電圧、電流を検出するための複数のセンサを備える。電力回路７は、直流電圧Ｖｄｃを検出するための電圧センサ回路を備える。電力回路７は、交流電圧Ｖａｃを検出するための電圧センサ回路を備える。 The power circuit 7 includes a plurality of sensors for detecting the voltage and current of each unit. The power circuit 7 includes a voltage sensor circuit for detecting the DC voltage Vdc. The power circuit 7 includes a voltage sensor circuit for detecting the AC voltage Vac.

制御装置８は、インバータ回路１２を制御する。制御装置８は、電子制御装置（Electronic Control Unit）である。制御装置８は、少なくともひとつの演算処理装置（ＣＰＵ）と、プログラムとデータとを記憶する記憶媒体としての少なくともひとつのメモリ装置（ＭＭＲ）を有する。制御装置８は、コンピュータによって読み取り可能な記憶媒体を備えるマイクロコンピュータによって提供される。記憶媒体は、コンピュータによって読み取り可能なプログラムを非一時的に格納している。記憶媒体は、半導体メモリまたは磁気ディスクなどによって提供される。制御装置８は、ひとつのコンピュータ、またはデータ通信装置によってリンクされた一組のコンピュータ資源によって提供される。プログラムは、制御装置８によって実行されることによって、制御装置８をこの明細書に記載される装置として機能させ、この明細書に記載される方法を実行するように制御装置８を機能させる。制御装置８は、多様な要素を提供する。それらの要素の少なくとも一部は、機能を実行するための手段と呼ぶことができ、別の観点では、それらの要素の少なくとも一部は、構成的なブロック、またはモジュールと呼ぶことができる。 The control device 8 controls the inverter circuit 12. The control device 8 is an electronic control device. The control device 8 has at least one arithmetic processing unit (CPU) and at least one memory device (MMR) as a storage medium for storing programs and data. The control device 8 is provided by a microcomputer provided with a computer-readable storage medium. The storage medium stores a computer-readable program non-temporarily. The storage medium is provided by a semiconductor memory or a magnetic disk. The control device 8 is provided by a computer or a set of computer resources linked by a data communication device. The program is executed by the control device 8 to cause the control device 8 to function as the device described in this specification, and to cause the control device 8 to perform the method described in this specification. The control device 8 provides various elements. At least some of those elements can be referred to as a means for performing functions, and in another aspect, at least some of those elements can be referred to as constituent blocks or modules.

制御装置８は、交流出力が正弦波となるようにインバータ回路１２をフィードバック制御する。フィードバック制御は、ＰＩ制御、ＰＩＤ制御など多様な手法によって提供することができる。制御装置８は、比例積分制御（ＰＩ制御）によってインバータ回路１２をフィードバック制御する。制御装置８は、交流出力が正弦波となるように複数のスイッチング素子Ｔｒ１−Ｔｒ４をスイッチング制御する。制御装置８は、交流出力が正弦波となるようにスイッチング制御のためのデューティ比を変化させる。 The control device 8 performs feedback control of the inverter circuit 12 so that the AC output becomes a sine wave. Feedback control can be provided by various methods such as PI control and PID control. The control device 8 performs feedback control of the inverter circuit 12 by proportional-integral control (PI control). The control device 8 performs switching control of the plurality of switching elements Tr1 to Tr4 so that the AC output becomes a sine wave. The control device 8 changes the duty ratio for switching control so that the AC output becomes a sine wave.

さらに、この実施形態では、スイッチング制御のためのスイッチング周波数ｆｓｗ（以下、ＳＷ周波数という）も可変である。制御装置８は、交流出力の１周期の間中にＳＷ周波数ｆｓｗを変化させる。制御装置８は、交流出力の１周期の間中にＳＷ周波数ｆｓｗを最高値ｆＨと最低値ｆＬとの間で変化させる。制御装置８は、交流出力の１周期の間中に、交流出力の大きさに応答してＳＷ周波数ｆｓｗを変化させる。制御装置８は、交流出力の１周期の間中に、交流出力が正負に大きい期間におけるＳＷ周波数ｆｓｗを、交流出力が小さい期間のＳＷ周波数ｆｓｗより低くする。制御装置８は、交流出力が小さい期間におけるＳＷ周波数ｆｓｗを、交流出力が正負に大きい期間のＳＷ周波数ｆｓｗより高くする。制御装置８は、交流出力の１周期の間中に、交流出力が正負に最大となるときのＳＷ周波数ｆｓｗを、交流出力が最小となるときのＳＷ周波数ｆｓｗより低くする。制御装置８は、交流出力の１周期の間中に、交流出力が最小となるとき、すなわちゼロクロス付近におけるＳＷ周波数ｆｓｗを、交流出力が正負に最大となるときのＳＷ周波数ｆｓｗより高くする。 Furthermore, in this embodiment, the switching frequency fsw (hereinafter referred to as SW frequency) for switching control is also variable. The control device 8 changes the SW frequency fsw during one cycle of the AC output. The control device 8 changes the SW frequency fsw between the maximum value fH and the minimum value fL during one cycle of the AC output. The control device 8 changes the SW frequency fsw in response to the magnitude of the AC output during one cycle of the AC output. The control device 8 lowers the SW frequency fsw during a period in which the AC output is positive and negative during one cycle of the AC output to be lower than the SW frequency fsw during a period when the AC output is small. The control device 8 sets the SW frequency fsw during a period in which the AC output is small to be higher than the SW frequency fsw in a period in which the AC output is positively or negatively large. The control device 8 sets the SW frequency fsw when the AC output is maximized positively and negatively during one cycle of the AC output to be lower than the SW frequency fsw when the AC output is minimized. The control device 8 increases the SW frequency fsw when the AC output is minimum during one cycle of the AC output, that is, near the zero cross, to be higher than the SW frequency fsw when the AC output is positively and negatively maximized.

これにより、交流出力が大きいときにはスイッチング素子Ｔｒ１−Ｔｒ４をスイッチング駆動するためのスイッチング損失が抑制される。一方で、交流出力が小さいときには交流出力の歪が抑制される。交流出力の歪みは、正弦波に対する歪み率によって示すことができる。 As a result, when the AC output is large, the switching loss for switching driving the switching elements Tr1-Tr4 is suppressed. On the other hand, when the AC output is small, distortion of the AC output is suppressed. The distortion of the AC output can be indicated by a distortion rate with respect to a sine wave.

制御装置８は、電圧指令値Ｖ＊を設定するための指令値設定部２１を備える。指令値設定部２１は、正弦波の指令値Ｖ＊を設定する。制御装置８は、ＳＷ周波数ｆｓｗを設定するための周波数設定部２２を備える。周波数設定部２２は、後続のパルス幅変調回路に供給する基準波である三角波の周波数を変化させることにより、ＳＷ周波数ｆｓｗを変化させる。周波数設定部２２は、交流出力の変化に同期して三角波状にＳＷ周波数ｆｓｗを設定する。 The control device 8 includes a command value setting unit 21 for setting the voltage command value V *. The command value setting unit 21 sets a sine wave command value V *. The control device 8 includes a frequency setting unit 22 for setting the SW frequency fsw. The frequency setting unit 22 changes the SW frequency fsw by changing the frequency of a triangular wave that is a reference wave supplied to the subsequent pulse width modulation circuit. The frequency setting unit 22 sets the SW frequency fsw in a triangular waveform in synchronization with the change in the AC output.

周波数設定部２２は、交流出力の１周期の間中に、交流出力の増減と反対となるようにＳＷ周波数ｆｓｗを増減させる。周波数設定部２２は、交流出力が正の最大値にあるときのＳＷ周波数ｆｓｗ、および負の最大値（絶対値が最大）にあるときのＳＷ周波数ｆｓｗが、交流出力が最小となるとき、すなわちゼロクロス付近にあるときのＳＷ周波数ｆｓｗより低くなるようにＳＷ周波数ｆｓｗを設定する。逆にいうと、周波数設定部２２は、交流出力が最小となるとき、すなわちゼロクロス付近にあるときのＳＷ周波数ｆｓｗが、交流出力が正の最大値にあるときのＳＷ周波数ｆｓｗ、および負の最大値（絶対値が最大）にあるときのＳＷ周波数ｆｓｗより高くなるようにＳＷ周波数ｆｓｗを設定する。 The frequency setting unit 22 increases or decreases the SW frequency fsw so as to be opposite to the increase or decrease of the AC output during one cycle of the AC output. The frequency setting unit 22 sets the SW frequency fsw when the AC output is at a positive maximum value and the SW frequency fsw when the AC output is at a negative maximum value (maximum absolute value) when the AC output is minimum, that is, The SW frequency fsw is set so as to be lower than the SW frequency fsw in the vicinity of the zero cross. Conversely, the frequency setting unit 22 determines that the SW frequency fsw when the AC output is minimum, that is, near the zero cross, the SW frequency fsw when the AC output is at the maximum positive value, and the negative maximum. The SW frequency fsw is set to be higher than the SW frequency fsw when the value (absolute value is maximum).

言い換えると、周波数設定部２２は、交流出力の山部および谷部におけるＳＷ周波数ｆｓｗを、交流出力のゼロクロスにおけるＳＷ周波数ｆｓｗより低く設定している。逆にいうと、周波数設定部２２は、交流出力のゼロクロスにおけるＳＷ周波数ｆｓｗを、交流出力の山部および谷部におけるＳＷ周波数ｆｓｗより高く設定している。ここで、交流出力は、交流電圧Ｖａｃ、電圧指令値Ｖ＊、交流電流など多様な指標によって示すことができる。この実施形態では、交流出力は指令値Ｖ＊によって示される。 In other words, the frequency setting unit 22 sets the SW frequency fsw at the peak and valley of the AC output lower than the SW frequency fsw at the zero cross of the AC output. Conversely, the frequency setting unit 22 sets the SW frequency fsw at the zero cross of the AC output higher than the SW frequency fsw at the peak and valley of the AC output. Here, the AC output can be indicated by various indexes such as an AC voltage Vac, a voltage command value V *, and an AC current. In this embodiment, the AC output is indicated by the command value V *.

周波数設定部２２は、電圧指令値Ｖ＊の変化に反転的に同期するようにＳＷ周波数ｆｓｗを徐々に変化させる。周波数設定部２２は、電圧指令値Ｖ＊に反転的に同期した三角波のようにＳＷ周波数ｆｓｗを変化させる。ＳＷ周波数ｆｓｗは、最大値ｆＨと最低値ｆＬとの間において変化する。周波数設定部２２は、交流出力が正負において最大値となるときにＳＷ周波数ｆｓｗを最小値ｆＬに設定する。周波数設定部２２は、交流出力がゼロクロスするときにＳＷ周波数ｆｓｗを最大値ｆＨに設定する。 The frequency setting unit 22 gradually changes the SW frequency fsw so as to reversely synchronize with the change in the voltage command value V *. The frequency setting unit 22 changes the SW frequency fsw like a triangular wave that is inversely synchronized with the voltage command value V *. The SW frequency fsw changes between the maximum value fH and the minimum value fL. The frequency setting unit 22 sets the SW frequency fsw to the minimum value fL when the AC output has a maximum value in positive and negative. The frequency setting unit 22 sets the SW frequency fsw to the maximum value fH when the AC output crosses zero.

制御装置８は、フィードバック制御部２３を備える。フィードバック制御部２３は、比例積分制御によって制御量を設定する。フィードバック制御部２３は、加算器と、比例積分制御部と、乗算器と、除算器と、ゲイン設定部２４とを有する。加算器は、電圧指令値Ｖ＊と電力回路７から検出された出力電圧としての交流電圧Ｖａｃとの偏差を算出する偏差算出部である。比例積分制御部は、ゲイン設定部２４によって設定されるゲインと、加算器において算出された偏差とに基いて比例積分演算を実行する。除算器は、電力回路７から検出される入力電圧としての直流電圧Ｖｄｃの逆数を算出する。乗算器は、比例積分制御部から出力される信号と除算器から出力される信号とを乗算する。フィードバック制御部２３により、交流電圧Ｖａｃを電圧指令値Ｖ＊に追従させて変化させるための制御量が算出される。 The control device 8 includes a feedback control unit 23. The feedback control unit 23 sets the control amount by proportional integral control. The feedback control unit 23 includes an adder, a proportional integration control unit, a multiplier, a divider, and a gain setting unit 24. The adder is a deviation calculating unit that calculates a deviation between the voltage command value V * and the AC voltage Vac as the output voltage detected from the power circuit 7. The proportional-integral control unit performs a proportional-integral calculation based on the gain set by the gain setting unit 24 and the deviation calculated by the adder. The divider calculates the reciprocal of the DC voltage Vdc as the input voltage detected from the power circuit 7. The multiplier multiplies the signal output from the proportional integration control unit by the signal output from the divider. The feedback control unit 23 calculates a control amount for changing the AC voltage Vac so as to follow the voltage command value V *.

制御装置８は、制御量に応じたディーティ比を設定するためのパルス幅変調回路を提供する比較部２５を備える。比較部２５は、周波数設定部２２から出力された三角波と、フィードバック制御部２３から出力された制御量とを比較することにより、デューティ信号を出力する。制御装置８は、スイッチング素子Ｔｒ１−Ｔｒ４をオンオフ駆動するための駆動部２６を備える。駆動部２６は、スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ４と、スイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ３とを反転的に駆動する。さらに駆動部２６は、スイッチング素子Ｔｒ１、Ｔｒ４と、スイッチング素子Ｔｒ２、Ｔｒ３とが同時にオン状態になることを回避するデッドタイムを設定する。 The control device 8 includes a comparison unit 25 that provides a pulse width modulation circuit for setting a duty ratio according to the control amount. The comparison unit 25 outputs a duty signal by comparing the triangular wave output from the frequency setting unit 22 with the control amount output from the feedback control unit 23. The control device 8 includes a drive unit 26 for driving the switching elements Tr1-Tr4 on and off. The drive unit 26 drives the switching elements Tr1 and Tr4 and the switching elements Tr2 and Tr3 in a reverse manner. Furthermore, the drive unit 26 sets a dead time for avoiding the switching elements Tr1 and Tr4 and the switching elements Tr2 and Tr3 from being turned on simultaneously.

図２は、電力変換装置１において観測される交流電圧Ｖａｃの電圧波形を示す。図３は、電力変換装置１において観測される交流電流Ｉａｃの電流波形を示す。図４は、ＳＷ周波数ｆｓｗの波形を示す。 FIG. 2 shows a voltage waveform of the AC voltage Vac observed in the power conversion device 1. FIG. 3 shows a current waveform of the alternating current Iac observed in the power conversion device 1. FIG. 4 shows a waveform of the SW frequency fsw.

周波数設定部２２は、交流電圧Ｖａｃがゼロから正の最大値へ増加する期間においてＳＷ周波数ｆｓｗを徐々に減少させる。周波数設定部２２は、交流電圧Ｖａｃが正の最大値からゼロへ減少する期間においてＳＷ周波数ｆｓｗを徐々に増加させる。周波数設定部２２は、交流電圧Ｖａｃがゼロから負の最大値へ増加する期間においてＳＷ周波数ｆｓｗを徐々に減少させる。周波数設定部２２は、交流電圧Ｖａｃが負の最大値からゼロへ減少する期間においてＳＷ周波数ｆｓｗを徐々に増加させる。ＳＷ周波数ｆｓｗが最低値となるボトム点は、交流出力のピーク点およびボトム点に対して１／８周期の範囲内（±４５°）にある。 The frequency setting unit 22 gradually decreases the SW frequency fsw in a period in which the AC voltage Vac increases from zero to a positive maximum value. The frequency setting unit 22 gradually increases the SW frequency fsw during a period in which the AC voltage Vac decreases from the positive maximum value to zero. The frequency setting unit 22 gradually decreases the SW frequency fsw during a period in which the AC voltage Vac increases from zero to a negative maximum value. The frequency setting unit 22 gradually increases the SW frequency fsw during a period in which the AC voltage Vac decreases from the negative maximum value to zero. The bottom point at which the SW frequency fsw is minimum is within the range of 1/8 cycle (± 45 °) with respect to the peak point and bottom point of the AC output.

この実施形態では、交流出力の山部および谷部の両方においてＳＷ周波数ｆｓｗが小さい値、すなわち最小値ｆＬに設定される。この結果、スイッチング素子Ｔｒ１−Ｔｒ４におけるスイッチング損失が抑制される。低いスイッチング周波数は、電圧および／または電流の波形と、正弦波との間の歪み率を大きくする。しかし、電圧および／または電流の変化が緩慢となる山部および谷部では、歪み率の過剰な増加が回避される。 In this embodiment, the SW frequency fsw is set to a small value, that is, the minimum value fL in both the peak and valley of the AC output. As a result, switching loss in the switching elements Tr1-Tr4 is suppressed. A low switching frequency increases the distortion rate between the voltage and / or current waveform and the sine wave. However, an excessive increase in the distortion rate is avoided in peaks and valleys where the change in voltage and / or current is slow.

一方、交流出力のゼロクロスにおいてＳＷ周波数ｆｓｗが大きい値、すなわち最大値ｆＨに設定される。この結果、制御装置８が提供するフィードバック制御は高い応答性を示す。よって、ゼロクロス付近では電圧および／または電流の変化が大きく急速であるが、歪み率が抑制される。 On the other hand, the SW frequency fsw is set to a large value, that is, the maximum value fH at the zero cross of the AC output. As a result, the feedback control provided by the control device 8 exhibits high responsiveness. Therefore, although the voltage and / or current change is large and rapid near the zero cross, the distortion rate is suppressed.

なお、可変周波数の条件は出力周波数の１周期、または１／２周期、または１／４周期はその区間の可変するＳＷ周波数ｆｓｗの周期の合計と等しい。理由は周期の１周期、または１／２周期、または１／４周期の切り変わり目がずれると山部および谷部との関係がずれてしまい損失や歪が大きくなるためである。また、周期毎に強制的に周波数を調整しようとすると周波数が急激に変わるのでリップルが大きく出てしまうためである。この構成は、ハイサイドのスイッチング素子とローサイドのスイッチング素子とのスイッチングタイミングの同期を可能とする。ＳＷ周波数ｆｓｗは交流出力の周期と完全に同期して変化させられる。これにより、ＳＷ周波数ｆｓｗはスキップ状の変化のような不連続を生じることなく変化する。 Note that the variable frequency condition is that one cycle, half cycle, or quarter cycle of the output frequency is equal to the sum of the cycles of the variable SW frequency fsw in that section. The reason is that if the transition of one cycle, one half cycle, or one quarter cycle shifts, the relationship between the peaks and valleys shifts and loss and distortion increase. In addition, if the frequency is forcibly adjusted for each period, the frequency changes abruptly, resulting in a large ripple. This configuration enables synchronization of switching timing between the high-side switching element and the low-side switching element. The SW frequency fsw is changed in complete synchronization with the AC output cycle. As a result, the SW frequency fsw changes without causing a discontinuity such as a skip-like change.

図５は、ＳＷ周波数ｆｓｗを最大値ｆＨに固定した比較例において観測される交流電圧Ｖａｃの電圧波形を示す。図６は、ＳＷ周波数ｆｓｗを最小値ｆＬに固定した比較例において観測される交流電圧Ｖａｃの電圧波形を示す。 FIG. 5 shows a voltage waveform of the AC voltage Vac observed in the comparative example in which the SW frequency fsw is fixed to the maximum value fH. FIG. 6 shows a voltage waveform of the AC voltage Vac observed in the comparative example in which the SW frequency fsw is fixed to the minimum value fL.

図示されるように最大値ｆＨに固定した場合、周期の全域において歪み率が抑制される。しかし、高いＳＷ周波数ｆｓｗは、大きいスイッチング損失を生じさせる。一方、最小値ｆＬに固定した場合、周期の全域において大きい歪み率が発生する。これでは交流出力における高調波成分が多く、交流電力の品質が低い。 As shown in the figure, when the maximum value fH is fixed, the distortion rate is suppressed over the entire period. However, a high SW frequency fsw causes a large switching loss. On the other hand, when the value is fixed to the minimum value fL, a large distortion rate occurs over the entire period. This has many harmonic components in the AC output, and the quality of the AC power is low.

交流電圧および／または交流電流の山部および谷部では電圧および／または電流が大きい。このため、スイッチング損失が大きくなる。この実施形態によると、交流電圧および／または交流電流の山部および谷部ではスイッチング周波数ｆｓｗがゼロクロス付近より下げられるから、スイッチング回数が少なくなる。このため、スイッチング損失が低減される。一方、０Ｖおよび／または０Ａの付近、すなわちゼロクロス付近では、スイッチング周波数ｆｓｗが山部および谷部より上げられる。ゼロクロス付近では、電圧および電流が小さいので、スイッチング回数が増えても山部および谷部に比べてスイッチング損失は大きくならない。むしろ、スイッチング周波数ｆｓｗを上げることによって、リップルを小さくして歪み率が改善される。この実施形態によると、図２−図４に図示し説明したように、交流出力の１周期の中において、スイッチング損失の抑制と、歪み率の抑制とを両立することができる。 The voltage and / or current is large at the peaks and valleys of the AC voltage and / or AC current. For this reason, a switching loss becomes large. According to this embodiment, since the switching frequency fsw is lowered from the vicinity of the zero cross at the peaks and valleys of the AC voltage and / or AC current, the number of times of switching is reduced. For this reason, switching loss is reduced. On the other hand, in the vicinity of 0V and / or 0A, that is, in the vicinity of the zero cross, the switching frequency fsw is increased from the peak and valley. In the vicinity of the zero cross, the voltage and current are small, so that the switching loss does not increase compared to the peak and valley even if the number of switching increases. Rather, by increasing the switching frequency fsw, the ripple is reduced and the distortion rate is improved. According to this embodiment, as shown in FIGS. 2 to 4, it is possible to achieve both suppression of switching loss and suppression of distortion rate in one cycle of AC output.

（第２実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、ＳＷ周波数ｆｓｗだけが可変とされている。これに代えて、この実施形態では、フィードバック制御部２３におけるフィードバック制御演算のためのゲインが可変とされている。図７に図示されるように、制御装置８は、ゲイン設定部２２４を備える。 (Second Embodiment)
This embodiment is a modification based on the preceding embodiment. In the above embodiment, only the SW frequency fsw is variable. Instead, in this embodiment, the gain for the feedback control calculation in the feedback control unit 23 is variable. As illustrated in FIG. 7, the control device 8 includes a gain setting unit 224.

ゲイン設定部２２４は、フィードバック制御により制御量を決定するためのゲインが、ＳＷ周波数ｆｓｗの変化に同期して変化するようにゲインＧａｉｎを設定する。ゲイン設定部（２２４）を備えるゲイン設定部２２４は、交流出力の１周期の間中に、交流出力の増減と反対となるようにゲインＧａｉｎを増減させる。比例積分演算においてゲインＧａｉｎは、制御量の大きさに対応する。以下の説明では、ゲインの大きさを制御量の大きさとして表現することがある。ゲイン設定部２２４は、交流出力が正の最大値にあるときのゲインＧａｉｎ、および交流出力が負の最大値（絶対値が最大）にあるときのゲインＧａｉｎが、交流出力が最小となるとき、すなわちゼロクロス付近にあるときのゲインＧａｉｎより小さくなるようにゲインＧａｉｎを設定する。逆にいうと、ゲイン設定部２２４は、交流出力が最小となるとき、すなわちゼロクロス付近にあるときのゲインＧａｉｎが、交流出力が正の最大値にあるときのゲインＧａｉｎ、および負の最大値（絶対値が最大）にあるときのゲインＧａｉｎより大きくなるようにゲインＧａｉｎを設定する。 The gain setting unit 224 sets the gain Gain so that the gain for determining the control amount by feedback control changes in synchronization with the change of the SW frequency fsw. The gain setting unit 224 including the gain setting unit (224) increases or decreases the gain Gain during one cycle of the AC output so as to be opposite to the increase or decrease of the AC output. In the proportional integration calculation, the gain Gain corresponds to the magnitude of the control amount. In the following description, the magnitude of the gain may be expressed as the magnitude of the control amount. The gain setting unit 224 has a gain Gain when the AC output is at a positive maximum value, and a gain Gain when the AC output is at a negative maximum value (absolute value is maximum). That is, the gain Gain is set so as to be smaller than the gain Gain in the vicinity of the zero cross. In other words, the gain setting unit 224 determines that the gain Gain when the AC output is minimum, that is, near the zero cross, the Gain when the AC output is at the positive maximum value, and the negative maximum value ( The gain Gain is set so as to be larger than the gain Gain when the absolute value is at the maximum.

言い換えると、ゲイン設定部２２４は、交流出力の山部および谷部におけるゲインＧａｉｎを、交流出力のゼロクロス付近におけるゲインＧａｉｎより小さく設定している。逆にいうと、ゲイン設定部２２４は、交流出力のゼロクロス付近におけるゲインＧａｉｎを、交流出力の山部および谷部におけるゲインＧａｉｎより大きく設定している。 In other words, the gain setting unit 224 sets the gain Gain at the peaks and valleys of the AC output to be smaller than the gain Gain near the zero cross of the AC output. In other words, the gain setting unit 224 sets the gain Gain near the zero cross of the AC output to be larger than the gain Gain at the peak and valley of the AC output.

ゲイン設定部２２４は、電圧指令値Ｖ＊の変化に対して同期して、反転的に大きさが変化するようにゲインＧａｉｎを徐々に変化させる。ゲイン設定部２２４は、電圧指令値Ｖ＊に対して同期して大きさが反転的に変化する全波整流波形のようにゲインＧａｉｎを変化させる。ゲインＧａｉｎは、最大値ＧＨと最小値ＧＬとの間において変化する。ゲイン設定部２２４は、交流出力が正負において最大値となるときにゲインＧａｉｎを最小値ＧＬに設定する。ゲイン設定部２２４は、交流出力がゼロクロスするときにゲインＧａｉｎを最大値ＧＨに設定する。 The gain setting unit 224 gradually changes the gain Gain so as to reversely change in magnitude in synchronization with the change in the voltage command value V *. The gain setting unit 224 changes the gain Gain like a full-wave rectified waveform whose magnitude changes in a reversible manner in synchronization with the voltage command value V *. The gain Gain changes between the maximum value GH and the minimum value GL. The gain setting unit 224 sets the gain Gain to the minimum value GL when the AC output has a maximum value in positive and negative. The gain setting unit 224 sets the gain Gain to the maximum value GH when the AC output is zero-crossed.

図８は、電力変換装置１において観測される交流電圧Ｖａｃの電圧波形を示す。図９は、電力変換装置１において観測される交流電流Ｉａｃの電流波形を示す。図１０は、ＳＷ周波数ｆｓｗの波形と、ゲインＧａｉｎの波形とを示す。 FIG. 8 shows a voltage waveform of the AC voltage Vac observed in the power conversion device 1. FIG. 9 shows a current waveform of the alternating current Iac observed in the power conversion device 1. FIG. 10 shows a waveform of the SW frequency fsw and a waveform of the gain Gain.

ゲイン設定部２２４は、交流電圧Ｖａｃがゼロから正の最大値へ増加する期間においてゲインＧａｉｎを徐々に減少させる。ゲイン設定部２２４は、交流電圧Ｖａｃが正の最大値からゼロへ減少する期間においてゲインＧａｉｎを徐々に増加させる。ゲイン設定部２２４は、交流電圧Ｖａｃがゼロから負の最大値へ増加する期間においてゲインＧａｉｎを徐々に減少させる。ゲイン設定部２２４は、交流電圧Ｖａｃが負の最大値からゼロへ減少する期間においてゲインＧａｉｎを徐々に増加させる。 The gain setting unit 224 gradually decreases the gain Gain during a period in which the AC voltage Vac increases from zero to a positive maximum value. The gain setting unit 224 gradually increases the gain Gain during a period in which the AC voltage Vac decreases from the positive maximum value to zero. The gain setting unit 224 gradually decreases the gain Gain during a period in which the AC voltage Vac increases from zero to a negative maximum value. The gain setting unit 224 gradually increases the gain Gain during the period in which the AC voltage Vac decreases from the negative maximum value to zero.

ゲインＧａｉｎの波形は、全波整流された正弦波のような形状である。このため、交流出力がゼロクロスする付近においてゲインＧａｉｎはゆっくりと変化しながら変化方向を反転する。一方、交流出力が正負の最大値となる付近、すなわちピーク点およびボトム点においてゲインＧａｉｎは比較的急激に変化しながら急激に変化方向を反転する。よって、ゲイン設定部２２４は、交流出力のピーク付近においてのみ短い期間だけゲインを低下させる。 The waveform of the gain Gain has a shape like a sine wave that is full-wave rectified. For this reason, in the vicinity where the AC output is zero-crossed, the gain is slowly changed and the direction of change is reversed. On the other hand, in the vicinity where the AC output becomes a positive and negative maximum value, that is, at the peak point and the bottom point, the gain Gain changes relatively abruptly while reversing the direction of change. Therefore, the gain setting unit 224 decreases the gain only for a short period only near the peak of the AC output.

この実施形態では、フィードバック制御部２３における制御量（ゲイン）を正弦波状に可変としている。ゲイン設定部２２４は、交流出力の変化に同期して正弦波状に変化するようにゲインを設定する。ゲイン設定部２２４は、交流出力のピーク近傍において、交流出力のゼロクロス近傍に対して相対的に短い期間にわたってゲインＧａｉｎを小さい値に設定する。小さいゲインは、フィードバック制御の応答性を低下させるが、制御の安定性を高める。制御量を小さくすると交流出力、特に交流電圧の歪みは小さくなるが、負荷や入力電圧の急変に対する応答性が低下する。よって、交流出力のピーク近傍における少ない変化に適したゲインが設定される。 In this embodiment, the control amount (gain) in the feedback control unit 23 is variable in a sine wave shape. The gain setting unit 224 sets the gain so as to change in a sine wave shape in synchronization with the change in the AC output. The gain setting unit 224 sets the gain Gain to a small value in the vicinity of the peak of the AC output over a relatively short period with respect to the vicinity of the zero cross of the AC output. A small gain decreases the responsiveness of the feedback control, but increases the stability of the control. When the control amount is reduced, the AC output, particularly the distortion of the AC voltage, is reduced, but the response to sudden changes in the load and input voltage is reduced. Therefore, a gain suitable for a small change near the peak of the AC output is set.

その一方で、ゲイン設定部２２４は、交流出力のゼロクロス近傍において、交流出力のピーク近傍に対して相対的に長い期間にわたってゲインＧａｉｎを大きい値に設定する。大きいゲインは、フィードバック制御の応答性を高める。制御量を大きくすると、応答性は良くなるが、交流出力、特に交流電圧の歪みが大きくなる。よって、交流出力のゼロクロス近傍における大きい変化に適したゲインが設定され、ゼロクロス近傍における歪み率が抑制される。 On the other hand, the gain setting unit 224 sets the gain Gain to a large value in the vicinity of the AC output zero cross over a period relatively longer than the vicinity of the peak of the AC output. A large gain increases the responsiveness of feedback control. When the control amount is increased, the response is improved, but the distortion of the AC output, particularly the AC voltage, is increased. Therefore, a gain suitable for a large change in the vicinity of the zero cross of the AC output is set, and the distortion rate in the vicinity of the zero cross is suppressed.

この実施形態では、交流電圧の山部および谷部では制御量を下げ、ゼロクロス付近では制御量を上げる。これによって、交流電圧の山部および谷部では歪を低減し、全体の歪み率を改善する。また、制御量を小さくすることによる応答性の低下は、同じ周期の中に制御量が大きく設定される期間が設けられるから、１周期以内に改善される。 In this embodiment, the control amount is decreased at the peak and valley portions of the AC voltage, and the control amount is increased near the zero cross. As a result, distortion is reduced at the peaks and valleys of the AC voltage, and the overall distortion rate is improved. In addition, the decrease in responsiveness due to the small control amount is improved within one cycle because a period during which the control amount is set large is provided in the same cycle.

（第３実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、制御量（ゲイン）は正弦波状に変化している。これに代えて、この実施形態では、制御量（ゲイン）は、三角波状に変化させられる。図１１、図１２、図１３は、それぞれ、図２、図３、図４に対応する波形図である。ゲイン設定部２４は、交流出力の変化に同期して三角波状に変化するようにゲインを設定する。この実施形態によると、交流電圧の１周期の全体における歪み率が改善される。 (Third embodiment)
This embodiment is a modification based on the preceding embodiment. In the above embodiment, the control amount (gain) changes in a sine wave shape. Instead, in this embodiment, the control amount (gain) is changed in a triangular wave shape. 11, 12, and 13 are waveform diagrams corresponding to FIGS. 2, 3, and 4, respectively. The gain setting unit 24 sets the gain so as to change in a triangular waveform in synchronization with the change in the AC output. According to this embodiment, the distortion rate in one cycle of the AC voltage is improved.

（第４実施形態）
この実施形態は、先行する実施形態を基礎的形態とする変形例である。上記実施形態では、ＳＷ周波数ｆｓｗは三角波状に変化している。これに代えて、この実施形態では、ＳＷ周波数ｆｓｗは、台形波状に変化させられる。図１４、図１５、図１６は、それぞれ、図２、図３、図４に対応する波形図である。周波数設定部２２は、交流出力の変化に同期して台形波状にＳＷ周波数ｆｓｗを設定する。しかも、台形波形は、ＳＷ周波数ｆｓｗが最高値ｆＨの近傍にある期間において上に向けて凸となる波形を与えられている。 (Fourth embodiment)
This embodiment is a modification based on the preceding embodiment. In the above embodiment, the SW frequency fsw changes in a triangular wave shape. Instead, in this embodiment, the SW frequency fsw is changed to a trapezoidal wave shape. FIGS. 14, 15, and 16 are waveform diagrams corresponding to FIGS. 2, 3, and 4, respectively. The frequency setting unit 22 sets the SW frequency fsw in a trapezoidal shape in synchronization with the change in the AC output. Moreover, the trapezoidal waveform is given a waveform that is convex upward in a period in which the SW frequency fsw is in the vicinity of the maximum value fH.

この実施形態によると、ＳＷ周波数ｆｓｗが抑制される期間が、交流出力のピーク点とボトム点とを含む所定の範囲にわたって連続的に広がっている。言い換えると、ＳＷ周波数ｆｓｗが低い期間は、ＳＷ周波数ｆｓｗが高い期間より長い。このため、長期間にわたってスイッチング損失が抑制される。また、上へ凸の曲線をもつ台形波は、ＳＷ周波数ｆｓｗが最高値ｆＨから大幅に下げられる期間を抑制し、歪み率の抑制に寄与する。この実施形態によると、交流電圧の１周期の全体における歪み率が改善される。 According to this embodiment, the period during which the SW frequency fsw is suppressed continuously extends over a predetermined range including the peak point and the bottom point of the AC output. In other words, the period in which the SW frequency fsw is low is longer than the period in which the SW frequency fsw is high. For this reason, switching loss is suppressed over a long period of time. Moreover, the trapezoidal wave having the upwardly convex curve suppresses the period during which the SW frequency fsw is significantly lowered from the maximum value fH, and contributes to the suppression of the distortion rate. According to this embodiment, the distortion rate in one cycle of the AC voltage is improved.

（他の実施形態）
ここに開示される発明は、その発明を実施するための実施形態に何ら制限されることなく、種々変形して実施することが可能である。開示される発明は、実施形態において示された組み合わせに限定されることなく、種々の組み合わせによって実施可能である。実施形態は追加的な部分をもつことができる。実施形態の部分は、省略される場合がある。実施形態の部分は、他の実施形態の部分と置き換え、または組み合わせることも可能である。実施形態の構造、作用、効果は、あくまで例示である。開示される発明の技術的範囲は、実施形態の記載に限定されない。開示される発明のいくつかの技術的範囲は、特許請求の範囲の記載によって示され、さらに特許請求の範囲の記載と均等の意味及び範囲内での全ての変更を含むものと解されるべきである。 (Other embodiments)
The invention disclosed herein is not limited to the embodiments for carrying out the invention, and can be implemented with various modifications. The disclosed invention is not limited to the combinations shown in the embodiments, and can be implemented in various combinations. Embodiments can have additional parts. The portion of the embodiment may be omitted. The parts of the embodiments can be replaced or combined with the parts of the other embodiments. The structure, operation, and effect of the embodiment are merely examples. The technical scope of the disclosed invention is not limited to the description of the embodiments. Some technical scope of the disclosed invention is indicated by the description of the claims, and should be understood to include all modifications within the meaning and scope equivalent to the description of the claims. It is.

例えば、制御装置が提供する手段と機能は、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、制御装置をアナログ回路によって構成してもよい。 For example, the means and functions provided by the control device can be provided by software only, hardware only, or a combination thereof. For example, the control device may be configured by an analog circuit.

また、上記実施形態では、ＳＷ周波数ｆｓｗのボトム点が交流出力の山部および谷部のピーク点とボトム点とに完全に一致してあらわれるようにＳＷ周波数ｆｓｗを変化させている。これに代えて、ＳＷ周波数ｆｓｗのボトム点は、交流出力のピーク点またはボトム点を中心とする前後４５度（±４５°）の電気角の範囲内に設定することができる。同様に、上記実施形態では、ＳＷ周波数ｆｓｗのピーク点が交流出力のゼロクロス点に完全に一致してあらわれるようにＳＷ周波数ｆｓｗを変化させている。これに代えて、ＳＷ周波数ｆｓｗのピーク点は、交流出力のゼロクロス点を中心とする前後４５度（±４５°）の電気角の範囲内に設定することができる。例えば、図４には、破線によって＋４５°の例が図示されている。このような構成においても、交流出力のピーク点またはボトム点におけるＳＷ周波数ｆｓｗは、交流出力のゼロクロス点におけるＳＷ周波数ｆｓｗより低く設定される。 In the above embodiment, the SW frequency fsw is changed so that the bottom point of the SW frequency fsw appears completely coincident with the peak point and the bottom point of the peak and valley of the AC output. Instead, the bottom point of the SW frequency fsw can be set within a range of electrical angles of 45 degrees (± 45 °) around the peak point or bottom point of the AC output. Similarly, in the above embodiment, the SW frequency fsw is changed so that the peak point of the SW frequency fsw appears completely coincident with the zero cross point of the AC output. Instead, the peak point of the SW frequency fsw can be set within an electrical angle range of 45 degrees (± 45 °) around the zero cross point of the AC output. For example, FIG. 4 illustrates an example of + 45 ° by a broken line. Even in such a configuration, the SW frequency fsw at the peak point or the bottom point of the AC output is set lower than the SW frequency fsw at the zero cross point of the AC output.

また、ＳＷ周波数ｆｓｗおよび制御量（ゲインＧａｉｎ）は、台形波状、矩形波状など多様な波形となるように変化させてもよい。例えば、ＳＷ周波数ｆｓｗは、１／８周期（４５°）ごとに反転する矩形波状に変化させてもよい。 Further, the SW frequency fsw and the control amount (gain Gain) may be changed so as to have various waveforms such as a trapezoidal waveform and a rectangular waveform. For example, the SW frequency fsw may be changed to a rectangular wave shape that is inverted every 1/8 cycle (45 °).

また、上記第４実施形態では、ＳＷ周波数ｆｓｗが低い期間は、ＳＷ周波数ｆｓｗが高い期間より長く設定されている。これに代えて、ＳＷ周波数ｆｓｗが低い期間が、ＳＷ周波数ｆｓｗが高い期間より短くなるように、ＳＷ周波数ｆｓｗを変化させる台形波を設定してもよい。このような設定は、交流出力のピークおよびボトム付近におけるスイッチング損失および歪みと、交流出力のゼロクロス付近におけるスイッチング損失および歪みとのどちらを重要視するかに応じて調節することができる。 In the fourth embodiment, the period in which the SW frequency fsw is low is set longer than the period in which the SW frequency fsw is high. Instead, a trapezoidal wave that changes the SW frequency fsw may be set so that the period in which the SW frequency fsw is low is shorter than the period in which the SW frequency fsw is high. Such a setting can be adjusted depending on whether switching loss and distortion near the peak and bottom of the AC output or switching loss and distortion near the zero cross of the AC output are regarded as important.

上記実施形態では、制御装置８は、電圧のみをフィードバック制御したが、電流もフィードバック制御してもよい。例えば、制御装置８は、交流電圧と交流電流力率改善制御部を備えることができる。 In the above embodiment, the control device 8 feedback-controls only the voltage, but the current may also be feedback-controlled. For example, the control device 8 can include an AC voltage and an AC current power factor improvement control unit.

１電力変換装置、２電力システム、３直流電源、４交流負荷、
５直流端、６交流端、７電力回路、８制御装置、
１１直流フィルタ回路、１２インバータ回路、
１３リアクトル回路、１４交流フィルタ回路、１５電流センサ
２１指令値設定部、２２周波数設定部、２３フィードバック制御部、
２４、２２４ゲイン設定部、２５比較部、２６駆動部。 1 power converter, 2 power system, 3 DC power supply, 4 AC load,
5 DC terminal, 6 AC terminal, 7 power circuit, 8 control device,
11 DC filter circuit, 12 inverter circuit,
13 reactor circuit, 14 AC filter circuit, 15 current sensor 21 command value setting unit, 22 frequency setting unit, 23 feedback control unit,
24, 224 Gain setting unit, 25 comparison unit, 26 drive unit.

Claims

An inverter circuit (12) for converting a DC power into an AC power by switching driving a plurality of switching elements (Tr1-Tr4) at a predetermined switching frequency and supplying an AC output;
A control device (8) that feedback-controls the inverter circuit so that the AC output is a sine wave;
The controller is
A frequency setting unit (22) for setting the switching frequency at the peak and valley of the AC output lower than the switching frequency near the zero cross of the AC output ;
The frequency setting unit sets the switching frequency in a trapezoidal shape in synchronization with the change in the AC output,
The trapezoidal waveform, the time period in the vicinity of the switching frequency is the highest value, the power conversion apparatus characterized that you have given waveform tapering toward the top.

2. The electric power according to claim 1, wherein the bottom point at which the switching frequency becomes the lowest value is within a range of 1/8 period (± 45 °) with respect to the peak point and the bottom point of the AC output. Conversion device.

The control device further includes a gain setting unit (224) that sets the gain so that a gain for determining a control amount by the feedback control changes in synchronization with a change in the switching frequency. The power converter according to claim 1 or 2 .

The power conversion device according to claim 3 , wherein the gain setting unit sets the gain in a sine wave shape in synchronization with a change in the AC output.

The power conversion device according to claim 3 , wherein the gain setting unit sets the gain in a triangular waveform in synchronization with a change in the AC output.