JP6334367B2 - Inverter control device - Google Patents

Inverter control device Download PDF

Info

Publication number
JP6334367B2
JP6334367B2 JP2014226578A JP2014226578A JP6334367B2 JP 6334367 B2 JP6334367 B2 JP 6334367B2 JP 2014226578 A JP2014226578 A JP 2014226578A JP 2014226578 A JP2014226578 A JP 2014226578A JP 6334367 B2 JP6334367 B2 JP 6334367B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
discharge
inverter
circuit
control device
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2014226578A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2016093018A (en
Inventor
船場　誠司
誠司 船場
光一 八幡
光一 八幡
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Astemo Ltd
Original Assignee
Hitachi Automotive Systems Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Automotive Systems Ltd filed Critical Hitachi Automotive Systems Ltd
Priority to JP2014226578A priority Critical patent/JP6334367B2/en
Publication of JP2016093018A publication Critical patent/JP2016093018A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP6334367B2 publication Critical patent/JP6334367B2/en
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/72—Electric energy management in electromobility

Description

本発明は、インバータ制御装置に関し、特に電動車両のインバータ回路の放電回路に係わるものである。   The present invention relates to an inverter control device, and more particularly to a discharge circuit of an inverter circuit of an electric vehicle.

（インバータ）
電動車両のモータ駆動用インバータは、高電圧バッテリから供給された直流電力を車両駆動モータに供給する交流電力に変換する機能を備えている。そのためにインバータはIGBTなどのスイッチング素子を有しており、このモータ駆動用のスイッチング素子がオンやオフを繰り返すことにより直流電力から交流電力への変換を行う。 (Inverter)
An inverter for driving a motor of an electric vehicle has a function of converting DC power supplied from a high voltage battery into AC power supplied to a vehicle drive motor. For this purpose, the inverter has a switching element such as an IGBT, and the switching element for driving the motor is repeatedly turned on and off to convert the DC power into the AC power.

（放電回路）
インバータには前記スイッチング素子のオン・オフ動作の際、瞬時に大電流を出力するために平滑コンデンサを有している。インバータ装置には電源を切った後に、この平滑コンデンサに残存する電荷を放電するための放電回路が設けられる。放電回路は、主に放電抵抗、放電スイッチング素子、制御回路から構成され、放電抵抗とスイッチング素子の直列回路が平滑コンデンサと並列に接続されている。そして制御回路が上位からの指令に基づいて放電スイッチング素子を導通させて平滑コンデンサを放電する。 (Discharge circuit)
The inverter has a smoothing capacitor in order to output a large current instantaneously when the switching element is turned on / off. The inverter device is provided with a discharge circuit for discharging the electric charge remaining in the smoothing capacitor after the power is turned off. The discharge circuit is mainly composed of a discharge resistor, a discharge switching element, and a control circuit, and a series circuit of the discharge resistor and the switching element is connected in parallel with the smoothing capacitor. Then, the control circuit conducts the discharge switching element based on a command from the host and discharges the smoothing capacitor.

電動車両では高電圧バッテリとインバータは、コンタクタと呼ばれるリレー装置で接続されており、車両のキーがオンされるとコンタクタがオンされ、高電圧バッテリとインバータの直流電源入力が接続される。またキーがオフされるとコンタクタがオフされ、高電圧バッテリとインバータの直流電源入力が遮断される。   In an electric vehicle, the high voltage battery and the inverter are connected by a relay device called a contactor. When the vehicle key is turned on, the contactor is turned on, and the high voltage battery and the DC power input of the inverter are connected. When the key is turned off, the contactor is turned off, and the DC power supply input to the high voltage battery and the inverter is shut off.

放電回路は車両がキーオフされた場合や、衝突事故が起こった時など放電が必要な場合に使用される。この時、コンタクタをオフしてから制御回路が放電スイッチング素子を導通させて平滑コンデンサを放電する必要がある。なぜならばコンタクタがオンしたまま放電しようと放電スイッチング素子をオンさせても放電抵抗には高電圧バッテリから電流が供給され続け、平滑コンデンサは放電されない。さらに放電抵抗に長時間大電流が流れ続けると放電抵抗が発熱してその定格温度を越え、放電抵抗が焼損してしまう。   The discharge circuit is used when discharge is necessary, such as when the vehicle is keyed off or when a collision occurs. At this time, the control circuit needs to discharge the smoothing capacitor by turning on the discharge switching element after the contactor is turned off. This is because even if the discharge switching element is turned on to discharge while the contactor is on, current is continuously supplied from the high voltage battery to the discharge resistor, and the smoothing capacitor is not discharged. Furthermore, if a large current continues to flow through the discharge resistor for a long time, the discharge resistor generates heat and exceeds its rated temperature, causing the discharge resistor to burn out.

（従来例 放電回路）
特許文献１には放電回路の従来例が示されている。平滑コンデンサの電圧をマイコンで測定するための分圧回路を有している。この分圧回路を用いてマイコンが放電中の平滑コンデンサの電圧を逐次測定し，コンタクタがオンになると時間経過に伴う平滑コンデンサの電圧が正常時の推移から乖離することを検知する。これによってコンタクタがオンになっている場合は放電を中止し、放電抵抗を焼損から保護している。 (Conventional example discharge circuit)
Patent Document 1 discloses a conventional example of a discharge circuit. A voltage dividing circuit for measuring the voltage of the smoothing capacitor with a microcomputer is provided. Using this voltage divider circuit, the microcomputer measures the voltage of the smoothing capacitor that is being discharged one after another, and when the contactor turns on, it detects that the voltage of the smoothing capacitor with time has deviated from the normal transition. This stops the discharge when the contactor is on, and protects the discharge resistance from burning.

（従来例 ３相ショート）
また電動車両では電力を効率的に利用するために、制動時や坂を下る時などにモータを外力で回転させて発電機として働かせ、逆起電力を利用して直流電源を充電している。しかし、インバータが故障して無制御発電機動作モード(UCG動作モード)になった場合，モータの回転数が高くなり大きな電圧が発生するため、モータ駆動用スイッチング素子や平滑コンデンサが耐圧破壊を起こしてしまうことがある。そこで、このような耐圧破壊を防止するため、従来の電力変換装置では過電圧を抑制する手段が設けられている。 (Conventional example 3-phase short)
In order to efficiently use electric power, an electric vehicle uses a counter electromotive force to charge a DC power supply by rotating the motor with an external force to act as a generator when braking or going down a hill. However, when the inverter breaks down and enters the uncontrolled generator operation mode (UCG operation mode), the motor speed increases and a large voltage is generated, causing the motor drive switching element and smoothing capacitor to break down. May end up. Therefore, in order to prevent such breakdown of breakdown voltage, the conventional power converter is provided with means for suppressing overvoltage.

例えば特許文献２には、無制御発電機動作モードにおいてインバータから直流電源に入力される電圧を分圧回路とマイコンで逐次測定し、その測定結果に基づいて、電圧が所定の値以上である場合、下アームのモータ駆動用スイッチング素子を全てオンとし、上アームを全てオフとし，モータの出力端子を電源の基準電位（接地端子）に接続することにより、モータと基準電位（接地端子）の間に電流を還流させて過電圧を抑制する方法（３相ショート制御）が述べられている。   For example, in Patent Document 2, when the voltage input to the DC power supply from the inverter in the uncontrolled generator operation mode is sequentially measured by a voltage dividing circuit and a microcomputer, the voltage is equal to or higher than a predetermined value based on the measurement result. By turning on all lower arm motor drive switching elements, turning off all upper arms, and connecting the motor output terminal to the reference potential (ground terminal) of the power supply, the motor and the reference potential (ground terminal) Describes a method (three-phase short control) for suppressing overvoltage by circulating current.

以上説明したような従来の放電方法もしくは過電圧抑制方法では高電圧の直流電源電圧を分圧回路で低電圧に分圧した電圧をマイコンで測定している。そのため分圧回路が故障した場合には，高電圧の直流電源電圧を測定できないので放電や過電圧抑制が正常に動作せず，放電抵抗やモータ駆動用スイッチング素子や平滑コンデンサの信頼性を低下させてしまうおそれがあった。   In the conventional discharging method or overvoltage suppressing method as described above, a voltage obtained by dividing a high DC power supply voltage into a low voltage by a voltage dividing circuit is measured by a microcomputer. Therefore, if the voltage divider circuit fails, the high-voltage DC power supply voltage cannot be measured, so discharge and overvoltage suppression do not operate normally, reducing the reliability of the discharge resistor, motor drive switching element, and smoothing capacitor. There was a risk of it.

特許5094797号公報Japanese Patent No. 5094797 特許5433608号公報Japanese Patent No. 5433608

上記問題を鑑み、本発明は高電圧測定用分圧回路が故障した場合において信頼性の高いバックアップ機能を少ないオーバーヘッドで提供することを主たる課題とする。   In view of the above problems, it is a main object of the present invention to provide a reliable backup function with low overhead when a high-voltage measuring voltage dividing circuit fails.

上記課題を解決するために本発明に係るインバータ制御装置は、インバータ回路に接続される平滑コンデンサと並列にＤＣラインを介して接続される放電回路部と、前記インバータ回路を制御する制御部と、を備え、前記放電回路部は、前記平滑用コンデンサの電荷を放電する放電抵抗と、当該放電抵抗と直列に接続される放電スイッチング素子と、当該放電抵抗に流れる電流を検知する電流センサと、を有し、前記制御部は、前記放電スイッチング素子が通電状態における前記電流センサの検出値に基づいて前記ＤＣライン間電圧を推定する。   In order to solve the above problems, an inverter control device according to the present invention includes a discharge circuit unit connected via a DC line in parallel with a smoothing capacitor connected to an inverter circuit, a control unit for controlling the inverter circuit, The discharge circuit unit includes: a discharge resistor that discharges the electric charge of the smoothing capacitor; a discharge switching element connected in series with the discharge resistor; and a current sensor that detects a current flowing through the discharge resistor. And the control unit estimates the DC line voltage based on a detection value of the current sensor when the discharge switching element is energized.

本発明により、高電圧測定用分圧回路が故障した場合において信頼性の高いバックアップ機能を提供する。   According to the present invention, a reliable backup function is provided when a high-voltage measuring voltage dividing circuit fails.

本発明の第１の実施例におけるインバータの構成図である。It is a block diagram of the inverter in the 1st Example of this invention. 本発明の第１の実施例におけるパワードライバの構成図である。It is a block diagram of the power driver in the 1st Example of this invention. 本発明の第１の実施例におけるＤＣライン間電圧監視による放電回路保護のタイミングチャートである。It is a timing chart of discharge circuit protection by DC line voltage monitoring in the 1st example of the present invention. 本発明の実施形態に係る放電抵抗によるＤＣライン間電圧測定の放電パルスを示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the discharge pulse of the voltage measurement between DC lines by the discharge resistance which concerns on embodiment of this invention. 本発明の第２の実施例におけるインバータの構成図である。It is a block diagram of the inverter in the 2nd Example of this invention. 本発明の第２の実施例におけるパワードライバの構成図である。It is a block diagram of the power driver in the 2nd Example of this invention. 本発明の第２の実施例におけるＤＣライン間電圧監視による３相ショート制御のタイミングチャートである。It is a timing chart of the three-phase short control by the voltage monitoring between DC lines in the 2nd example of the present invention.

（図1 図2 インバータ及び放電回路）
図1は本発明の放電回路を有する第１の実施例のインバータの構成図である。 (Fig. 1 Fig. 2 Inverter and discharge circuit)
FIG. 1 is a block diagram of an inverter according to a first embodiment having a discharge circuit of the present invention.

インバータ101は外部で高電圧の電源として高電圧バッテリ129に接続される。つまり高電圧バッテリ129の正極はコンタクタ104を介してインバータのＤＣラインの正極107に、また高電圧バッテリ129の負極はインバータのＤＣラインの負極108に接続されている。インバータ101は外部の上位コントローラ102によってコントロールされ、インバータ101の出力133によって３相モータ105を駆動する。なお上位コントローラ102はバッテリコントローラ103を介し、コンタクタ制御信号106によってコンタクタ104の開閉を制御する。
The inverter 101 is externally connected to a high voltage battery 129 as a high voltage power source. That is, the positive electrode of the high voltage battery 129 is connected to the positive electrode 107 of the DC line of the inverter via the contactor 104, and the negative electrode of the high voltage battery 129 is connected to the negative electrode 108 of the DC line of the inverter. Inverter 101 is controlled by an external host controller 102, drives the output 13 3 by a three-phase motor 105 of the inverter 101. The host controller 102 controls the opening and closing of the contactor 104 by the contactor control signal 106 via the battery controller 103.

インバータ101は主にモータコントローラ112、パワードライバ127、平滑コンデンサ126から構成され、インバータ101はモータコントローラ112がゲート信号132によってパワードライバ127を制御し、パワードライバ127及びその出力133を介して３相モータ105を駆動している。パワードライバ127の構成を図2に示す。パワードライバ127はゲートドライブ回路202とIGBTモジュール203で構成されている。IGBTモジュール203は３相モータ105を駆動するためにU相、V相、W相の計３相分の出力回路となっており、各相には上下直列接続された２つのIGBTを有している。ここで上側のIGBTは上アームと呼ばれ、そのコレクタ端子はＤＣラインの正極107に、またエミッタ端子は相の出力端子に接続されている。また下側のIGBTは下アームと呼ばれ、そのコレクタ端子は相の出力端子に、またエミッタ端子はＤＣラインの負極108に接続されている。ゲートドライブ回路202はUVW各相及び上下アーム毎（計６つ）にフォトカプラ、ドライバ回路がある。例えばW相下アームにおいてはモータコントローラ112からのゲート信号132のうちW相下アーム用ゲート信号210がフォトカプラ206を通ってドライバ回路208に入力され、W相下アームIGBTのゲート211を駆動する
。
Motor controller 112 inverter 101 is primarily a power driver 127 is composed of a smoothing capacitor 126, an inverter 101 controls the power driver 127 the motor controller 112 by the gate signal 132, 3 through the power driver 127 and its output 13 3 The phase motor 105 is driven. The configuration of the power driver 127 is shown in FIG. The power driver 127 includes a gate drive circuit 202 and an IGBT module 203. The IGBT module 203 is an output circuit for a total of three phases, U-phase, V-phase, and W-phase, for driving the three-phase motor 105. Each phase has two IGBTs connected in series vertically Yes. Here, the upper IGBT is called the upper arm, and its collector terminal is connected to the positive electrode 107 of the DC line, and the emitter terminal is connected to the output terminal of the phase. The lower IGBT is called a lower arm, and its collector terminal is connected to the phase output terminal and its emitter terminal is connected to the negative electrode 108 of the DC line. The gate drive circuit 202 includes a photocoupler and a driver circuit for each UVW phase and each upper and lower arm (total of 6). For example, in the W-phase lower arm is inputted to the driver circuit 208 W-phase lower-arm gate signal 2 1 0 through the photocoupler 206 of the gate signals 132 from the motor controller 112, the gate 211 of the W-phase lower arm IGBT To drive.

図1に戻ってインバータ101はその他に平滑コンデンサ126の放電のための放電抵抗124、放電スイッチ125、電流センサ130及び放電制御回路100を有している。   Returning to FIG. 1, the inverter 101 further includes a discharge resistor 124 for discharging the smoothing capacitor 126, a discharge switch 125, a current sensor 130, and a discharge control circuit 100.

放電抵抗124とスイッチング素子125及び電流センサ130は直列に接続され、それが平滑コンデンサ126と並列に接続されている。放電制御回路100はマイコン119、マイコン用電源118、フォトカプラ113及び115、分圧回路117、バッファ123から構成される。マイコン用電源118はインバータのＤＣラインからマイコンの電源電圧5Vを供給する。フォトカプラ113はモータコントローラ110からの放電指令信号114をマイコン119に伝達する。フォトカプラ115はマイコン119からのエラー信号115をモータコントローラ112に伝達する。分圧回路117は高精度の上側抵抗Ra、下側抵抗Rbの２つの抵抗による直列回路になっており、ＤＣライン電圧即ち平滑コンデンサ126の電圧をRb / (Ra+Rb) に分圧してマイコン119の電圧測定回路（AD変換回路）で測定できる電圧範囲に変換している。これにより分圧出力電圧をHVdivとするとＤＣライン電圧HVDCは次式で計算できる。
〔数1〕 HVDC = (Ra + Rb) / Rb×HVdiv The discharge resistor 124, the switching element 125, and the current sensor 130 are connected in series, and are connected in parallel with the smoothing capacitor 126. The discharge control circuit 100 includes a microcomputer 119, a microcomputer power supply 118, photocouplers 113 and 115, a voltage dividing circuit 117, and a buffer 123. The microcomputer power supply 118 supplies a microcomputer power supply voltage of 5 V from the DC line of the inverter. The photocoupler 113 transmits a discharge command signal 114 from the motor controller 110 to the microcomputer 119. The photocoupler 115 transmits the error signal 115 from the microcomputer 119 to the motor controller 112. The voltage dividing circuit 117 is a series circuit composed of two resistors, a high-precision upper resistance Ra and a lower resistance Rb. The microcomputer divides the DC line voltage, that is, the voltage of the smoothing capacitor 126 into Rb / (Ra + Rb). The voltage is converted into a voltage range that can be measured by the 119 voltage measurement circuit (AD conversion circuit). Thus, when the divided output voltage is HVdiv, the DC line voltage HVDC can be calculated by the following equation.
(Equation 1) HVDC = (Ra + Rb) / Rb x HVdiv

バッファ123はマイコン119から出力される放電制御信号128（5Vレベル）をスイッチング素子125のゲート動作レベル信号（15Vレベル）にレベル変換して、スイッチング素子125のゲートに与える。マイコン119はモータコントローラ112からフォトカプラ113を介して放電指令信号114を受信し、スイッチング素子125を制御する放電制御信号128を出力する。またマイコン119は平滑コンデンサ126の電圧を分圧回路117を介して測定し、平滑コンデンサ126の電圧が放電の最終目標電圧まで下がったら放電を終了する。   The buffer 123 converts the level of the discharge control signal 128 (5 V level) output from the microcomputer 119 into a gate operation level signal (15 V level) of the switching element 125 and supplies the signal to the gate of the switching element 125. The microcomputer 119 receives the discharge command signal 114 from the motor controller 112 via the photocoupler 113 and outputs a discharge control signal 128 for controlling the switching element 125. Further, the microcomputer 119 measures the voltage of the smoothing capacitor 126 via the voltage dividing circuit 117, and ends the discharge when the voltage of the smoothing capacitor 126 decreases to the final target voltage of the discharge.

なお電流センサ130は放電時の放電電流を測定し、電流値に応じた電圧信号をマイコン119に出力する。マイコン119は電流センサの出力信号を電圧測定回路（AD変換回路）で測定して、放電制御信号128と電流センサ130の出力信号を比較し、整合しない場合、エラー信号116を出力する。具体的には放電している場合つまり放電制御信号128を’H’レベルとしているときに電流センサ130によって放電電流が流れていない事が示された場合は放電回路断線故障としてエラー信号116を出力する。また放電していない場合つまり放電制御信号128を’L’レベルとしているときに電流センサ130によって放電電流が流れている事が示された場合は放電回路短絡故障としてエラー信号116を出力する。   The current sensor 130 measures the discharge current at the time of discharge and outputs a voltage signal corresponding to the current value to the microcomputer 119. The microcomputer 119 measures the output signal of the current sensor with a voltage measurement circuit (AD conversion circuit), compares the discharge control signal 128 with the output signal of the current sensor 130, and outputs an error signal 116 if they do not match. Specifically, when discharging, that is, when the discharge control signal 128 is set to the “H” level and the current sensor 130 indicates that no discharge current is flowing, the error signal 116 is output as a discharge circuit disconnection failure. To do. If the discharge is not discharged, that is, if the current sensor 130 indicates that the discharge current is flowing when the discharge control signal 128 is at the 'L' level, an error signal 116 is output as a discharge circuit short-circuit failure.

（図3 放電電圧監視）
図3は放電中にコンタクタがオンになる場合における放電回路保護のタイミングチャートである。モータコントローラ112が放電回路100への放電指令信号114をアクティブにしたとする。するとマイコン119は放電制御信号128を'L'レベルから'H'レベルにして（301）、放電を開始する。この時刻をT0とする。すると平滑コンデンサ126の電圧204が初期値V0から放電抵抗124の抵抗値Rdと平滑コンデンサ126の容量値Cの時定数で低下を始める（304）。マイコン119は平滑コンデンサ126の電圧204を一定時間毎に時刻T1、T2…Tn-1におけるそれぞれの電圧V1、V2…Vn-1を測定し、平滑コンデンサ126の時間によって決まる電圧基準値303と比較する。そして時刻Tnでコンタクタが放電中にもかかわらず誤動作によってオフからオンになると、平滑コンデンサ126の電圧Vn 308は電圧基準値303を上回る。するとマイコン119は放電異常と判定し、放電制御信号128を'H'レベルから'L'レベルにし（309）、放電を中止する。 (Figure 3 Discharge voltage monitoring)
FIG. 3 is a timing chart of discharge circuit protection when the contactor is turned on during discharge. Assume that the motor controller 112 activates the discharge command signal 114 to the discharge circuit 100. Then, the microcomputer 119 changes the discharge control signal 128 from the “L” level to the “H” level (301) and starts discharging. This time is T0. Then, the voltage 204 of the smoothing capacitor 126 starts to decrease from the initial value V0 with the time constant of the resistance value Rd of the discharge resistor 124 and the capacitance value C of the smoothing capacitor 126 (304). The microcomputer 119 measures the voltage 204 of the smoothing capacitor 126 at the time T1, T2... Tn-1 at regular intervals, and compares it with the voltage reference value 303 determined by the time of the smoothing capacitor 126. To do. When the contactor is being discharged at time Tn but turned off due to malfunction, the voltage Vn 308 of the smoothing capacitor 126 exceeds the voltage reference value 303. Then, the microcomputer 119 determines that the discharge is abnormal, changes the discharge control signal 128 from the “H” level to the “L” level (309), and stops the discharge.

このように放電中の間、平滑コンデンサ126の電圧即ちＤＣライン電圧を監視し、異常を検知したら直ちに放電を停止する事により放電抵抗124の焼損を防いでいる。   As described above, during the discharge, the voltage of the smoothing capacitor 126, that is, the DC line voltage is monitored, and when an abnormality is detected, the discharge is immediately stopped to prevent the discharge resistor 124 from being burned out.

（電圧センサ故障時のＤＣライン電圧測定）
さて先に述べたように分圧回路117はＤＣライン107〜108間の高電圧をマイコン119の電圧測定回路（AD変換回路）で測定できる電圧範囲に変換している。つまり分圧回路117が故障した場合、それを使ったＤＣライン電圧の測定が出来なくなる。そこでこの状態でインバータ101においてＤＣライン電圧の測定が必要になった場合は、分圧回路117の代わりに放電抵抗124と電流センサ130を使って測定する。 (DC line voltage measurement at the time of voltage sensor failure)
As described above, the voltage dividing circuit 117 converts the high voltage between the DC lines 107 to 108 into a voltage range that can be measured by the voltage measurement circuit (AD conversion circuit) of the microcomputer 119. That is, when the voltage dividing circuit 117 fails, it becomes impossible to measure the DC line voltage using it. Therefore, when it is necessary to measure the DC line voltage in the inverter 101 in this state, the measurement is performed using the discharge resistor 124 and the current sensor 130 instead of the voltage dividing circuit 117.

具体的には分圧回路117の上側抵抗が断線故障もしくは下側抵抗が短絡故障すると分圧回路117の出力電圧は下側抵抗を介して基準電圧すなわち0Vに張り付く。また上側抵抗が短絡故障もしくは下側抵抗が断線故障すると分圧回路117の出力電圧は上側抵抗を介してマイコンの電源電圧以上になる。そこでマイコン119はマイコンの電圧測定回路（AD変換回路）の入力電圧が0Vになったか、もしくは5V以上になった場合、マイコン119は分圧回路117が故障した事を検知する。   Specifically, when the upper resistance of the voltage dividing circuit 117 is disconnected or the lower resistance is short-circuited, the output voltage of the voltage dividing circuit 117 sticks to the reference voltage, that is, 0 V via the lower resistance. When the upper resistor is short-circuited or the lower resistor is broken, the output voltage of the voltage dividing circuit 117 becomes higher than the power supply voltage of the microcomputer via the upper resistor. Therefore, the microcomputer 119 detects that the voltage dividing circuit 117 has failed when the input voltage of the microcomputer voltage measurement circuit (AD conversion circuit) becomes 0 V or 5 V or more.

マイコン119が分圧回路117の故障を検知した後、ＤＣライン電圧の測定が必要になった場合、マイコン119は放電を行い放電抵抗124に放電電流Id 122を流す。そこでマイコン119は電流センサ130の出力電圧 131をマイコン119の電圧測定回路（AD変換回路）で測定し、その値から放電電流Id 122を得てこのときのＤＣライン電圧計算値HVDC1は次式で表される。
〔数２〕 HVDC1 = Rd ×Id If the microcomputer 119 detects a failure of the voltage dividing circuit 117 and then needs to measure the DC line voltage, the microcomputer 119 discharges and causes the discharge current Id 122 to flow through the discharge resistor 124. Therefore, the microcomputer 119 measures the output voltage 131 of the current sensor 130 with the voltage measurement circuit (AD conversion circuit) of the microcomputer 119, obtains the discharge current Id 122 from the value, and the DC line voltage calculation value HVDC1 at this time is as follows: expressed.
[Equation 2] HVDC1 = Rd x Id

ここでRdは放電抵抗の抵抗値である。   Here, Rd is the resistance value of the discharge resistance.

（図4 放電抵抗を使ったＤＣライン電圧測定における放電パルス）
この際、放電抵抗の焼損を避けるため、放電は出来る限り短パルスで行い、ＤＣライン電圧を繰り返し測定する事が必要な場合はパルスのデューティ比を出来る限り低くする事が望ましい。図4にＤＣライン電圧測定用放電パルスの例を示す。ＤＣライン電圧測定のタイミングにおいて、放電制御信号128としてパルス幅5usのパルス信号を出力すると、それに伴い放電電流Id 122も5usの間流れる。そしてこのときの放電電流に伴う電流センサ130の出力信号131も5usのパルス信号として出力される。そしてマイコン119はこの5usの間に出力信号131の電圧測定を行い、ＤＣライン電圧を計算する。 (Fig. 4 Discharge pulse in DC line voltage measurement using discharge resistance)
At this time, in order to avoid burning of the discharge resistance, it is desirable to perform the discharge with as short a pulse as possible, and to make the pulse duty ratio as low as possible when it is necessary to repeatedly measure the DC line voltage. FIG. 4 shows an example of a discharge pulse for DC line voltage measurement. When a pulse signal having a pulse width of 5 us is output as the discharge control signal 128 at the timing of measuring the DC line voltage, the discharge current Id 122 also flows for 5 us accordingly. The output signal 131 of the current sensor 130 accompanying the discharge current at this time is also output as a 5 us pulse signal. The microcomputer 119 measures the voltage of the output signal 131 during this 5 us and calculates the DC line voltage.

このとき繰り返し測定の周期を100us、放電パルス幅を5usとすれば、デューティ比は5%となり放電抵抗の平均消費電力は継続的に放電させた場合の5%で済む。ＤＣライン電圧500V、放電抵抗500Ωの場合、放電抵抗の消費電力は500V2/500Ω×5%=500W×5%=25Wとなり、放電抵抗として定格電力30〜40Wの小型のものが使用できる。 At this time, if the cycle of the repeated measurement is 100 us and the discharge pulse width is 5 us, the duty ratio is 5%, and the average power consumption of the discharge resistor is 5% when continuously discharged. When the DC line voltage is 500V and the discharge resistance is 500Ω, the power consumption of the discharge resistor is 500V 2 / 500Ω × 5% = 500W × 5% = 25W, and a small discharge resistor with a rated power of 30 to 40W can be used.

（図5 図6 バックアップ３相ショート回路）
図5は本発明の３相ショート回路を有する第２の実施例のインバータの構成図である。 (Figure 5 Figure 6 Backup 3-phase short circuit)
FIG. 5 is a block diagram of the inverter of the second embodiment having the three-phase short circuit of the present invention.

インバータ501は先に説明したインバータ101とほぼ同様であるがモータコントローラが故障した時に３相ショートを行うバックアップ保護機能が追加されている。つまりモータコントローラ506は自身の故障を検知したことを示すバックアップ指令信号503が追加されている。このバックアップ指令信号503はフォトカプラ505を通ってマイコン507に入力される。またマイコン507には３相ショート指令信号504の出力が追加されている。そしてパワードライバ502は３相ショート指令信号504により３相ショートを行う機能が追加されている。
The inverter 501 is substantially the same as the inverter 101 described above, but has a backup protection function for performing a three-phase short circuit when the motor controller fails. In other words, the backup command signal 503 indicating that the motor controller 506 has detected its own failure is added. This backup command signal 503 is input to the microcomputer 507 through the photocoupler 505. Further, the microcomputer 507 has an output of a three-phase short command signal 504 added. The power driver 502 has a function of performing a three-phase short in response to a three-phase short command signal 504.

パワードライバ502の構成を図6に示す。パワードライバ502は図2のパワードライバ127に対し、下アームの３つのドライバ回路の前段にOR論理回路が追加されており、フォトカプラからの出力と３相ショート指令信号504のどちらかがアクティブであればアクティブとなる信号がドライバ回路に入力されるようになっている。例えばW相下アームの場合、ドライバ回路208の前段にOR論理回路601があり、フォトカプラ206の出力と３相ショート指令信号504が入力され、これらのどちらかがアクティブな場合にアクティブとなる信号がOR論理回路601からドライバ回路208に出力され、ドライバ回路208はIGBT 211のゲートにオン信号を出力する。なおOR論理回路はゲートロジックICでなくオープンコレクタ形式もしくはオープンドレイン形式出力回路を用いたワイヤードオア回路でも良い。   The configuration of the power driver 502 is shown in FIG. In the power driver 502, an OR logic circuit is added before the three driver circuits in the lower arm with respect to the power driver 127 in FIG. 2, and either the output from the photocoupler or the three-phase short command signal 504 is active. If there is an active signal, it is input to the driver circuit. For example, in the case of the W-phase lower arm, there is an OR logic circuit 601 in front of the driver circuit 208, and the output of the photocoupler 206 and the three-phase short command signal 504 are input. Is output from the OR logic circuit 601 to the driver circuit 208, and the driver circuit 208 outputs an ON signal to the gate of the IGBT 211. The OR logic circuit may be a wired OR circuit using an open collector type or an open drain type output circuit instead of the gate logic IC.

そしてモータコントローラ506が故障してゲート信号132が出力されなくなった場合、保護動作としてマイコン507がモータコントローラ506に代わって３相ショート制御を行う。   When the motor controller 506 fails and the gate signal 132 is not output, the microcomputer 507 performs three-phase short control as a protection operation instead of the motor controller 506.

また放電電流Id 122を測定する電流センサ508はシャント抵抗となっており、その抵抗値Rsは放電抵抗124の抵抗Rd、分圧回路117の上側抵抗Ra、下側抵抗Rbに対してRd : Rs = Ra : Rb となるように次式のように決められている。
〔数３〕 Rs = (Rb / Ra)×Rd The current sensor 508 that measures the discharge current Id 122 is a shunt resistor, and its resistance value Rs is Rd: Rs with respect to the resistance Rd of the discharge resistor 124, the upper resistance Ra of the voltage dividing circuit 117, and the lower resistance Rb. = Ra: Rb is determined as follows:
[Equation 3] Rs = (Rb / Ra) × Rd

（図7 バックアップ３相ショートの動作）
図7はモータコントローラ506の故障した時、マイコン507がモータコントローラ506に代わって３相ショート制御を行い、IGBTモジュール及び平滑コンデンサを保護する場合のタイミングチャートである。 (Fig. 7 Backup 3-phase short operation)
FIG. 7 is a timing chart when the microcomputer 507 performs three-phase short control instead of the motor controller 506 to protect the IGBT module and the smoothing capacitor when the motor controller 506 fails.

本実施例のインバータ501ではモータコントローラ506が故障すると、車両の上位コントローラ102がコンタクタ104をオフする。モータコントローラ506はゲート信号132を出力できなくなるので、パワードライバ502のIGBTはこの時点で一旦３相上下アームすべてオフとなる。そしてモータコントローラ506が故障した事を示す信号バックアップ指令信号 503が'H'レベルから'L'レベルに落ちる（703）。するとマイコン507が３相ショート制御を始める。このマイコン507が３相ショート制御を行っている間、マイコン507は分圧回路117を介して一定の時間間隔でＤＣライン間電圧を測定している。   In the inverter 501 of this embodiment, when the motor controller 506 fails, the host controller 102 of the vehicle turns off the contactor 104. Since the motor controller 506 cannot output the gate signal 132, the IGBT of the power driver 502 is temporarily turned off at this time for all the three-phase upper and lower arms. Then, the signal backup command signal 503 indicating that the motor controller 506 has failed falls from the “H” level to the “L” level (703). Then, the microcomputer 507 starts three-phase short control. While the microcomputer 507 performs the three-phase short control, the microcomputer 507 measures the voltage between the DC lines through the voltage dividing circuit 117 at a constant time interval.

３相ショート制御の開始直後、ＤＣライン間電圧があらかじめ設定された３相ショートオン閾値電圧701より大きければ３相ショート信号504を'H'にする（704）。そうすると下アームゲート３相すべての下アームのIGBTがオンし、３相ショートを行う。そして３相ショートが行われるとモータの逆起電力電流が下アームのIGBT及び還流ダイオードを介してモータとＤＣラインの負極108の間を還流し、平滑コンデンサ126に充電されなくなるので、ＤＣライン間電圧が下がっていく（705）。ここで３相ショートオフ閾値電圧702はマイコン電源118が活動できるＤＣライン間電圧の下限より余裕を持って高い電圧に設定されている。












Immediately after the start of the 3-phase short control, the three-phase short-circuit signal 504 if DC line voltage is greater than 3-phase short-on threshold voltage 70 1 which is set in advance to 'H' (704). Then, the lower arm IGBTs of all the lower arm gates in three phases are turned on and a three-phase short circuit is performed. When a three-phase short circuit occurs, the back electromotive force current of the motor circulates between the motor and the negative electrode 108 of the DC line via the lower arm IGBT and the freewheeling diode, and the smoothing capacitor 126 is not charged. The voltage goes down (705). Here, the three-phase short-off threshold voltage 702 is set higher than the lower limit of the DC line voltage at which the microcomputer power supply 118 can operate.












次にＤＣライン間電圧が下がり続け、３相ショートオフ閾値電圧702を下回ると（706）、マイコン507が３相ショート信号504を'H'から'L'にする（707）。そうすると３相すべての下アームのIGBTがオフになり、再びIGBTは３相上下アームすべてオフとなる。これによってＤＣライン間電圧の下降が止まり、マイコン電源118の活動下限を下回る事を防ぐことができる。ここでモータ105が回転していると、逆起電力電流が上アームの還流ダイオードを介してＤＣラインの正極107に戻り、平滑コンデンサ126を充電しＤＣライン間電圧が上昇する（708）。   Next, when the voltage between the DC lines continues to decrease and falls below the three-phase short-off threshold voltage 702 (706), the microcomputer 507 changes the three-phase short signal 504 from 'H' to 'L' (707). This will turn off the lower arm IGBTs in all three phases, and again turn off all three phase upper and lower arms. As a result, the decrease in the voltage between the DC lines is stopped, and it can be prevented that the voltage falls below the lower limit of the activity of the microcomputer power supply 118. When the motor 105 is rotating, the back electromotive force current returns to the positive electrode 107 of the DC line through the upper arm freewheeling diode, and the smoothing capacitor 126 is charged to increase the voltage between the DC lines (708).

次にＤＣライン間電圧が上がり続け、あらかじめ設定された３相ショートオン閾値電圧701を上回ると（709）、マイコン507が３相ショート信号504を'L'から'H'にする（710）。そうすると３相すべての下アームのIGBTがオンし、３相ショートを行う。これによって再び、ＤＣライン間電圧の上昇が止まり(711)、ＤＣライン間電圧がパワードライバ502や平滑コンデンサ126の耐圧を上回る事を防ぐことができる。   Next, when the voltage between the DC lines continues to rise and exceeds a preset three-phase short-on threshold voltage 701 (709), the microcomputer 507 changes the three-phase short signal 504 from 'L' to 'H' (710). Then, the lower arm IGBTs of all three phases are turned on and a three-phase short circuit is performed. This again stops the rise of the DC line voltage (711) and prevents the DC line voltage from exceeding the breakdown voltage of the power driver 502 and the smoothing capacitor 126.

（電圧センサ故障時のＤＣライン電圧測定）
さて先に述べたように分圧回路117はＤＣライン107〜108間の高電圧をマイコン119の電圧測定回路（AD変換回路）で測定できる電圧範囲に変換している。つまり分圧回路117が故障した場合、それを使ったＤＣライン電圧の測定が出来なくなる。そこでこの状態でインバータ501においてＤＣライン電圧の測定が必要になった場合は、分圧回路117の代わりに放電抵抗124と電流センサ508を使って測定する。 (DC line voltage measurement at the time of voltage sensor failure)
As described above, the voltage dividing circuit 117 converts the high voltage between the DC lines 107 to 108 into a voltage range that can be measured by the voltage measurement circuit (AD conversion circuit) of the microcomputer 119. That is, when the voltage dividing circuit 117 fails, it becomes impossible to measure the DC line voltage using it. Therefore, when it is necessary to measure the DC line voltage in the inverter 501 in this state, the measurement is performed using the discharge resistor 124 and the current sensor 508 instead of the voltage dividing circuit 117.

具体的には分圧回路117の上側抵抗が断線故障もしくは下側抵抗が短絡故障すると分圧回路117の出力電圧は下側抵抗を介して基準電圧すなわち0Vに張り付く。また上側抵抗が短絡故障もしくは下側抵抗が断線故障すると分圧回路117の出力電圧は上側抵抗を介してマイコンの電源電圧以上になる。そこでマイコン119はマイコンの電圧測定回路（AD変換回路）の入力電圧が0Vになったか、もしくは5V以上になった場合、マイコン119は分圧回路117が故障した事を検知する。   Specifically, when the upper resistance of the voltage dividing circuit 117 is disconnected or the lower resistance is short-circuited, the output voltage of the voltage dividing circuit 117 sticks to the reference voltage, that is, 0 V via the lower resistance. When the upper resistor is short-circuited or the lower resistor is broken, the output voltage of the voltage dividing circuit 117 becomes higher than the power supply voltage of the microcomputer via the upper resistor. Therefore, the microcomputer 119 detects that the voltage dividing circuit 117 has failed when the input voltage of the microcomputer voltage measurement circuit (AD conversion circuit) becomes 0 V or 5 V or more.

マイコン119が分圧回路117の故障を検知した後、ＤＣライン電圧の測定が必要になった場合、マイコン119は放電を行い放電抵抗124に放電電流Id 122を流す。そこでマイコン119は電流センサ508の出力電圧Vs 131をマイコン119の電圧測定回路（AD変換回路）で測定し、その値からＤＣライン電圧の計算値HVDC2は次式で表される。
〔数４〕 HVDC2 = (Rd + Rs)×Id = (Rd + Rs)×Vs/Rs=(Rd + Rs)/Rs×Vs If the microcomputer 119 detects a failure of the voltage dividing circuit 117 and then needs to measure the DC line voltage, the microcomputer 119 discharges and causes the discharge current Id 122 to flow through the discharge resistor 124. Therefore, the microcomputer 119 measures the output voltage Vs 131 of the current sensor 508 with the voltage measurement circuit (AD conversion circuit) of the microcomputer 119, and the calculated value HVDC2 of the DC line voltage is expressed by the following equation from the measured value.
[Equation 4] HVDC2 = (Rd + Rs) x Id = (Rd + Rs) x Vs / Rs = (Rd + Rs) / Rs x Vs

ここでRdは放電抵抗の抵抗値、Rsは電流センサ508のシャント抵抗値である。   Here, Rd is the resistance value of the discharge resistance, and Rs is the shunt resistance value of the current sensor 508.

（計算効率化について）
また前記の通りRsはRd : Rs = Ra : Rb となるように（数３）のように決められているので、（数４）は次式のようにも表わすことができる。
〔数５〕 HVDC2=(Ra+Rb)/Rb×Vs (About calculation efficiency)
Further, as described above, Rs is determined as (Equation 3) such that Rd: Rs = Ra: Rb, so (Equation 4) can also be expressed as the following equation.
[Formula 5] HVDC2 = (Ra + Rb) / Rb × Vs

これは（数１）でHVdivがVsになったものと同一である。これによりマイコン507におけるＤＣライン間電圧の計算処理においてVsをHVdivと等価的に使うことができ、（数４）に対応するために新たな計算処理を追加する必要がなくなる。   This is the same as (Expression 1) in which HVdiv becomes Vs. As a result, Vs can be used equivalently to HVdiv in the calculation process of the DC line voltage in the microcomputer 507, and it is not necessary to add a new calculation process to cope with (Equation 4).

ここで電流センサ508はシャント抵抗を用いているが、ホール素子などを用いたものであっても内部回路のゲイン設計や外部に電圧変換回路を追加するなどして出力電圧/測定電流ゲインAcs(V/A)をRa/Rb=Rd/Acsを満足するようにすれば同様となる。   Here, the current sensor 508 uses a shunt resistor, but even if it uses a Hall element or the like, the output voltage / measurement current gain Acs ( If V / A) satisfies Ra / Rb = Rd / Acs, the same result is obtained.

（キャリブレーションについて）
また先に説明した通り、分圧回路117はＤＣライン間電圧を高精度で測定するために高精度な抵抗で構成されている。しかし一般的に放電抵抗は定格電力が大きく抵抗値の精度は高くない。そこで高精度な電圧測定ができるように実測を用いたフィッティング係数KFを設け、ＤＣライン間電圧HVDC3を次式で計算するとよい。
〔数６〕 HVDC3=KF×Vs (About calibration)
In addition, as described above, the voltage dividing circuit 117 is configured with a high-precision resistor in order to measure the DC line voltage with high accuracy. However, in general, the discharge resistor has a large rated power and the accuracy of the resistance value is not high. Therefore, a fitting coefficient KF using actual measurement is provided so that high-accuracy voltage measurement can be performed, and the DC line voltage HVDC3 may be calculated by the following equation.
[Equation 6] HVDC3 = KF × Vs

このKFは分圧回路117が故障していないときに短パルスのテスト放電を行い、HVDC3が分圧回路117を使って測定したＤＣライン間電圧値HVDCと一致するように設定される。すなわち（数６）のKFは次式で決定される。
〔数７〕 KF = HVDC / Vs This KF is set so that a short pulse test discharge is performed when the voltage dividing circuit 117 is not faulty, and HVDC3 coincides with the DC line voltage value HVDC measured using the voltage dividing circuit 117. That is, KF in (Equation 6) is determined by the following equation.
[Equation 7] KF = HVDC / Vs

これにより放電抵抗を使った場合のＤＣライン間電圧計算は分圧回路117を使った場合のそれと合うように補正されるので、抵抗精度の高くない放電抵抗を使っても、高精度な測定が可能となる。   As a result, the voltage calculation between the DC lines when using the discharge resistor is corrected to match that when using the voltage divider circuit 117. Therefore, even if a discharge resistor with low resistance accuracy is used, highly accurate measurement is possible. It becomes possible.

ここで電流センサ508はシャント抵抗を用いているが、ホール素子などを用いたものであってもＤＣライン間電圧HVDC3をVsの代わりに測定電流Idを使って同様の方法で計算できる。   Here, the current sensor 508 uses a shunt resistor, but even if it uses a Hall element or the like, the DC line voltage HVDC3 can be calculated in the same manner using the measured current Id instead of Vs.

なお、KFの設定のための放電電流の測定は分圧回路117が故障していない状態で平滑コンデンサ126を放電する時の放電開始の最初の測定（図3のT0のタイミング）で良い。またKFの設定は放電の機会毎に行い、随時更新するのが望ましい。   The measurement of the discharge current for setting KF may be the first measurement at the start of discharge (timing T0 in FIG. 3) when discharging the smoothing capacitor 126 in a state where the voltage dividing circuit 117 has not failed. It is desirable to set KF at every discharge opportunity and update it as needed.

（図4 放電抵抗を使ったＤＣライン間電圧測定における放電パルス）
この際、放電抵抗の焼損を避けるため、放電は出来る限り短パルスで行い、ＤＣライン電圧を繰り返し測定する事が必要な場合はパルスのデューティ比を出来る限り低くする事が望ましい。図4にＤＣライン電圧測定用放電パルスの例を示す。ＤＣライン電圧測定のタイミングにおいて、放電制御信号128としてパルス幅5usのパルス信号を出力すると、それに伴い放電電流Id 122も5usの間流れる。そしてこのときの放電電流に伴う電流センサ130の出力信号131も5usのパルス信号として出力される。そしてマイコン119はこの5usの間に出力信号131の電圧測定を行い、ＤＣライン電圧を計算する。 (Fig. 4 Discharge pulse in DC line voltage measurement using discharge resistance)
At this time, in order to avoid burning of the discharge resistance, it is desirable to perform the discharge with as short a pulse as possible, and to make the pulse duty ratio as low as possible when it is necessary to repeatedly measure the DC line voltage. FIG. 4 shows an example of a discharge pulse for DC line voltage measurement. When a pulse signal having a pulse width of 5 us is output as the discharge control signal 128 at the timing of measuring the DC line voltage, the discharge current Id 122 also flows for 5 us accordingly. The output signal 131 of the current sensor 130 accompanying the discharge current at this time is also output as a 5 us pulse signal. The microcomputer 119 measures the voltage of the output signal 131 during this 5 us and calculates the DC line voltage.

このとき繰り返し測定の周期を100us、放電パルス幅を5usとすれば、デューティ比は5%となり放電抵抗の平均消費電力は継続的に放電させた場合の5%で済む。ＤＣライン電圧500V、放電抵抗500Ωの場合、放電抵抗の消費電力は500V2/500Ω×5%=500W×5%=25Wとなり、放電抵抗として定格電力30〜40Wの小型のものが使用できる。 At this time, if the cycle of the repeated measurement is 100 us and the discharge pulse width is 5 us, the duty ratio is 5%, and the average power consumption of the discharge resistor is 5% when continuously discharged. When the DC line voltage is 500V and the discharge resistance is 500Ω, the power consumption of the discharge resistor is 500V 2 / 500Ω × 5% = 500W × 5% = 25W, and a small discharge resistor with a rated power of 30 to 40W can be used.

以上に述べたように本発明を用いれば、高電圧測定用分圧回路が故障しても，放電抵抗が焼損しない短い時間で放電抵抗に電流を流し，そのとき流れる電流から高電圧直流電源電圧を推定できるので，放電抵抗の焼損を招くことなく放電することが可能となる。また高電圧直流電源電圧を推定できるので，３相ショート制御を行い，モータ駆動用スイッチング素子や平滑コンデンサを過電圧破壊から守ることができる。また放電抵抗の小型化、低コスト化ができ、インバータ装置の小型化・低コスト化が図れる。   As described above, if the present invention is used, even if the voltage dividing circuit for high voltage measurement fails, a current is passed through the discharge resistor in a short time that the discharge resistor does not burn, and the current flowing from the current flows to the high voltage DC power supply voltage. Therefore, it is possible to discharge without causing burnout of the discharge resistance. In addition, since the high-voltage DC power supply voltage can be estimated, three-phase short control can be performed to protect the motor driving switching element and the smoothing capacitor from overvoltage breakdown. In addition, the discharge resistance can be reduced in size and cost, and the inverter device can be reduced in size and cost.

また放電抵抗と電圧センサの出力電圧/測定電流ゲインの比を高精度分圧回路の抵抗比と同じにするので、計算処理の共通化が可能となり、メモリサイズ及び計算負荷・計算時間の増大を防ぐ事ができる。   In addition, since the ratio of the discharge resistance and the output voltage / measurement current gain of the voltage sensor is the same as the resistance ratio of the high-precision voltage divider, it is possible to share the calculation process, increasing the memory size, calculation load, and calculation time. It can be prevented.

また精度の高くない放電抵抗を用いてもあらかじめ高精度分圧回路を用いた補正を行うので、ＤＣライン間電圧を高精度で測定でき、放電抵抗保護と３相ショート制御の信頼性向上が図れる。   In addition, since correction using a high-precision voltage dividing circuit is performed in advance even if a discharge resistor with low accuracy is used, the DC line voltage can be measured with high accuracy, and the reliability of discharge resistance protection and three-phase short control can be improved. .

209…ゲートドライブ回路の絶縁電源回路、204…ゲートドライブ回路のW相上アーム用フォトカプラ、205…ゲートドライブ回路のW相上アーム用ドライバ回路   209 ... Insulated power supply circuit for gate drive circuit, 204 ... Photocoupler for W-phase upper arm of gate drive circuit, 205 ... Driver circuit for W-phase upper arm of gate drive circuit

Claims (9)

インバータ回路に接続される平滑コンデンサと並列にＤＣラインを介して接続される放電回路部と、
前記インバータ回路を制御する制御部と、を備え、
前記放電回路部は、前記平滑用コンデンサの電荷を放電する放電抵抗と、当該放電抵抗と直列に接続される放電スイッチング素子と、当該放電抵抗に流れる電流を検知する電流センサと、を有し、
前記制御部は、前記放電スイッチング素子が通電状態における前記電流センサの検出値に基づいて前記ＤＣライン間電圧を推定するインバータ制御装置。 A discharge circuit connected via a DC line in parallel with a smoothing capacitor connected to the inverter circuit;
A control unit for controlling the inverter circuit,
The discharge circuit unit includes a discharge resistor that discharges the electric charge of the smoothing capacitor, a discharge switching element connected in series with the discharge resistor, and a current sensor that detects a current flowing through the discharge resistor,
The said control part is an inverter control apparatus which estimates the said voltage between DC lines based on the detected value of the said current sensor in the said conduction state in the said discharge switching element. 請求項１に記載のインバータ制御装置であって、
前記制御部は、前記ＤＣライン間電圧を測定するための電圧センサと、前記電圧センサの故障検知手段とを有し、
さらに前記制御部は、前記故障検知手段の検知結果に基づき前記電圧センサが故障した時、前記スイッチング素子が通電状態における前記電流センサの検出値に基づいて前記ＤＣライン間電圧を推定するインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 1,
The control unit includes a voltage sensor for measuring the voltage between the DC lines, and a failure detection unit of the voltage sensor,
Further, the control unit estimates the voltage between the DC lines based on a detection value of the current sensor when the switching element is energized when the voltage sensor fails based on a detection result of the failure detection unit. . 請求項１または請求項２に記載のインバータ制御装置であって、
前記平滑用コンデンサの電圧の測定するタイミングにおいて、前記スイッチング素子が通電するインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 1 or 2,
An inverter control device in which the switching element is energized at the timing of measuring the voltage of the smoothing capacitor. 請求項３に記載のインバータ制御装置であって、
前記スイッチング素子の通電は、前記平滑用コンデンサの電圧の測定するタイミングを含むパルス通電になっているインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 3,
The inverter control device in which energization of the switching element is pulse energization including timing for measuring the voltage of the smoothing capacitor. 請求項２ないし４に記載のいずれかのインバータ制御装置であって、
前記ＤＣライン間電圧を前記スイッチング素子が通電状態における前記電流センサの検出値に基づいて、前記ＤＣライン間電圧を推定するための係数を有し、
前記係数は、前記電圧センサが故障する以前に前記スイッチング素子が通電状態における前記電流センサの検出値に基づいた前記ＤＣライン間電圧の推定値が前記ＤＣライン間電圧を前記電圧センサで測定した値と一致するように設定されるインバータ制御装置。 The inverter control device according to any one of claims 2 to 4,
The DC line voltage has a coefficient for estimating the DC line voltage based on the detection value of the current sensor when the switching element is energized,
The coefficient is a value obtained by measuring the DC line voltage with the voltage sensor based on the estimated value of the DC line voltage based on the detected value of the current sensor when the switching element is energized before the voltage sensor fails. Inverter controller set to match. 請求項５に記載のインバータ制御装置であって、
前記係数の設定は、前記平滑用コンデンサの電荷を放電する際に行われるインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 5,
The setting of the coefficient is an inverter control device that is performed when discharging the charge of the smoothing capacitor. 請求項１に記載のインバータ制御装置であって、
前記制御部は、前記ＤＣライン間電圧を測定するための電圧センサと、前記電圧センサの故障検知手段とを有し、
前記電圧センサは、前記平滑用コンデンサと並列に設けられるとともに前記ＤＣライン間において直列接続された上側抵抗および下側抵抗を有し、前記平滑用コンデンサの電圧を測定可能な所定の電圧範囲に分圧する高電圧測定用分圧回路を備え、
前記電流センサは、前記放電抵抗の抵抗値と前記電流センサの出力電圧/測定電流ゲインの比を前記高電圧測定用分圧回路の前記上側抵抗および前記下側抵抗の抵抗比と同一にするインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 1,
The control unit includes a voltage sensor for measuring the voltage between the DC lines, and a failure detection unit of the voltage sensor,
The voltage sensor is provided in parallel with the smoothing capacitor and has an upper resistance and a lower resistance connected in series between the DC lines, and divides the voltage of the smoothing capacitor into a predetermined voltage range that can be measured. It has a voltage dividing circuit for high voltage measurement
Said current sensor, inverter for the output voltage / measure current gain ratio of the discharge the current sensor and the resistance value of the resistor in the same manner as the high voltage measuring divider the resistance ratio of the upper resistors and the lower resistance of the Control device. 請求項７記載のインバータ制御装置であって、
前記制御部は、前記電圧センサが故障した時、前記スイッチング素子が通電状態における前記電流センサの検出値に基づいて、前記ＤＣライン間電圧を推定するインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 7 ,
Before SL control unit, when the voltage sensor fails, the switching element based on a detection value of the current sensor in the energized state, the inverter control apparatus for estimating the DC line voltage. 請求項７または請求項８のインバータ制御装置であって、
前記電流センサとしてシャント抵抗を有し、
前記電流センサは、前記放電抵抗と前記シャント抵抗の抵抗比を前記高電圧測定用分圧回路の前記上側抵抗及び前記下側抵抗の抵抗比と同一にするインバータ制御装置。 The inverter control device according to claim 7 or claim 8,
The current sensor has a shunt resistor,
It said current sensor, the discharge resistor and the inverter control apparatus for a resistance ratio of the shunt resistance equal to the upper resistance and the lower the resistance the resistance ratio of the high-voltage measuring divider.
JP2014226578A 2014-11-07 2014-11-07 Inverter control device Expired - Fee Related JP6334367B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014226578A JP6334367B2 (en) 2014-11-07 2014-11-07 Inverter control device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014226578A JP6334367B2 (en) 2014-11-07 2014-11-07 Inverter control device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2016093018A JP2016093018A (en) 2016-05-23
JP6334367B2 true JP6334367B2 (en) 2018-05-30

Family

ID=56017341

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2014226578A Expired - Fee Related JP6334367B2 (en) 2014-11-07 2014-11-07 Inverter control device

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP6334367B2 (en)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6969200B2 (en) * 2017-08-03 2021-11-24 株式会社デンソー Power system
CN109038757B (en) * 2018-09-05 2023-12-05 国充充电科技江苏股份有限公司 Charging pile system for discharging type direct current power grid
US11949341B2 (en) * 2019-06-14 2024-04-02 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power converter and electric motor braking method
JP6804703B1 (en) * 2020-02-04 2020-12-23 三菱電機株式会社 Power converter and power conversion system

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5648000B2 (en) * 2012-01-05 2015-01-07 日立オートモティブシステムズ株式会社 Power converter
JP2014166033A (en) * 2013-02-25 2014-09-08 Toyota Motor Corp Power unit
JP5979055B2 (en) * 2013-03-26 2016-08-24 トヨタ自動車株式会社 Power supply

Also Published As

Publication number Publication date
JP2016093018A (en) 2016-05-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8970155B2 (en) Power inverter
US8976551B2 (en) Power converter
US10541539B1 (en) Converter, inverter, AC motor driving apparatus, and air conditioner using the same
KR20190040463A (en) Inverter for an electric automobile
JP6361466B2 (en) Discharge control device and power conversion device including the same
JP2012005229A (en) Electric power converter
JP6334367B2 (en) Inverter control device
JP6183460B2 (en) Inverter device
US9941815B2 (en) Power conversion apparatus with overcurrent simulating circuit
US10972017B2 (en) Control unit for controlling an inverter, inverter and method for operating an inverter
JP2012120376A (en) Inverter device
US20210221428A1 (en) Control for electric power steering
US9207691B2 (en) Control apparatus for semiconductor switches of an inverter, and method for driving an inverter
JP5111208B2 (en) Power converter
US9350229B2 (en) System and method of controlling an inverter based on a calculated capacitance of a DC link capacitor
JP7326440B2 (en) Converter equipment, industrial machinery
JP2012239247A (en) Motor control device
US20220393633A1 (en) Power converter control circuit
JP7322653B2 (en) switch drive
US10374509B2 (en) Control circuit for power converter
JP2013099187A (en) Power conversion device
JP6788489B2 (en) Electric circuit and its control device
CN113556079B (en) Motor driving device, motor driving method, and computer-readable medium
JP2018057225A (en) Inverter device
US20210111656A1 (en) Motor driving apparatus and motor driving method

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20161125

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20161125

RD04 Notification of resignation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424

Effective date: 20170117

RD04 Notification of resignation of power of attorney

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424

Effective date: 20170124

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20171018

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20171024

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20171219

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20180403

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20180426

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6334367

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

S533 Written request for registration of change of name

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees