JP6224044B2 - アレイアンテナ - Google Patents

Description

本発明は、アレイアンテナに関する。特に、給電線路に複数の放射素子が直列に付加された直列給電アレイアンテナに関する。

無線通信の大容量化を図るために、使用する周波数帯域の広帯域化及び高周波化が進んでいる。近年では、マイクロ波帯（０．３ＧＨｚ以上３０ＧＨｚ以下）のみならず、ミリ波帯（３０ＧＨｚ以上３００ＧＨｚ以下）が無線通信に使用されるようになっている。なかでも、大気中での減衰が大きい６０ＧＨｚ帯は、データの漏洩が生じ難い帯域として注目されている。

６０ＧＨｚ帯の無線通信に使用されるアンテナには、広帯域性の他に高利得性が求められる。６０ＧＨｚ帯は、上述したように、大気中での減衰が大きいからである。６０ＧＨｚ帯での使用に耐える高利特性を有するアンテナとしては、例えば、アレイアンテナが挙げられる。ここで、アレイアンテナとは、複数の放射素子をアレイ状又はマトリクス状に並べたアンテナのことを指す。

アレイアンテナのなかでも、直列給電回路を用いた直列給電アレイアンテナは、並列給電回路を用いた並列給電アレイアンテナと比べて構造が簡単であるという利点を持つ。また、直列給電アレイアンテナは、並列給電アレイアンテナと比べて各放射素子までの給電線路を短く、銅損を小さく抑えることができる。なお、アレイアンテナの給電回路については、例えば、非特許文献１を参照されたい。

電子情報通信学会編、「アンテナ工学ハンドブック」、オーム社、平成２０年７月２５日発行、ｐ４２２〜ｐ４２３

しかしながら、直列給電アレイアンテナには、放射される電磁波の主ビーム方向が周波数に応じて変化してしまうという問題があった。

すなわち、直列給電アレイアンテナでは、給電線路に直列に付加された放射素子の間隔に応じた特定の周波数を有する高周波電流を入力したときに、各放射素子から放射される電磁波が同位相になる。直列給電アレイアンテナは、このときに放射される電磁波（各放射素子から放射される電磁波を重ね合わせたもの）の主ビーム方向が所期の方向（例えば、放射素子が形成された面に垂直な方向）に一致するように設計されている。入力される高周波電流の周波数が変化すると、各放射素子から放射される電磁波の位相の関係が変化し、その結果、放射される電磁波の主ビーム方向が変化する。このため、入力される高周波電流の周波数が上記特定の周波数から外れると、放射される電磁波の主ビーム方向が所期の方向から外れてしまう。

本発明は、上記の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、周波数が変化しても主ビーム方向が所期の方向から外れ難い直列給電アレイアンテナを実現することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係るアレイアンテナは、給電線路と、前記給電線路に直列に付加されたｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎと、各放射素子Ａｉ（ｉ＝１，２，…，ｎ）から放射された電磁波の位相を遅延させるフィルタＦｉと、を備えたアレイアンテナであって、各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）は、（１）第１の周波数ｆ１において、各フィルタＦｉを透過した電磁波が同位相になり、かつ、（２）第２の周波数ｆ２において、フィルタＦ１を透過した電磁波とフィルタＦ１以外の各フィルタＦｉを透過した電磁波との位相差が放射素子Ａ１から放射された電磁波と放射素子Ａ１以外の各放射素子Ａｉから放射された電磁波との位相差よりも小さくなる、ように設定されている、ことを特徴とする。

上記の構成によれば、ｆ１以上ｆ２以下の周波数帯域において、フィルタＦ１以外の各フィルタＦｉを透過した電磁波の位相を、フィルタＦ１を透過した電磁波の位相に近づけることができる。これにより、ｆ１以上ｆ２以下の周波数帯域において、アレイアンテナの主ビーム方向を初期の方向に近づけることができる。

本発明に係るアレイアンテナにおいて、各フィルタＦｉの位相遅延量δ（ｆ）は、前記第２の周波数ｆ２において、各フィルタＦｉを透過した電磁波が同位相になるように設定されている、ことが好ましい。

上記の構成によれば、ｆ１以上ｆ２以下の周波数帯域において、フィルタＦ１以外の各フィルタＦｉを透過した電磁波の位相を、フィルタＦ１を透過した電磁波の位相に概ね一致させることができる。これにより、ｆ１以上ｆ２以下の周波数帯域において、アレイアンテナの主ビーム方向を初期の方向（例えば、放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎが形成された面に垂直な方向）に概ね一致させることができる。

なお、ｎ個の放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎは、前記第１の周波数ｆ１において各放射素子Ａｉから放射される電磁波の位相が同位相になるように配置されている場合、上記の条件（１）は、「前記第１の周波数ｆ１において、フィルタＦ１以外の各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ１）が、フィルタＦ１の位相遅延量δ１（ｆ１）に一致する」ことと等価であり、上記の条件（２）は、「前記第２の周波数ｆ２において、フィルタＦ１以外の各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ２）が、フィルタＦ１の位相遅延量δ１（ｆ２）よりも（ｉ−１）×２π×（ｆ２−ｆ１）／ｆ１だけ小さくなる」ことと等価である。

本発明に係るアレイアンテナにおいて、各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）は、前記第１の周波数ｆ１と前記第２の周波数ｆ２と含む帯域において周波数ｆに線形に依存する、ことが好ましい。

上記の構成によれば、ｆ１以上ｆ２以下の周波数帯域において、フィルタＦ１以外の各フィルタＦｉを透過した電磁波の位相を、フィルタＦ１を透過した電磁波の位相に理論上厳密に一致させることができる（実際上厳密に一致することを要さない）。これにより、ｆ１以上ｆ２以下の周波数帯域において、アレイアンテナの主ビーム方向を初期の方向に理論上厳密に一致させることができる（実際上厳密に一致することを要さない）。

なお、各フィルタＦｉとしては、例えば、周波数選択板を用いることができる。

前記第１の周波数ｆ１は、６０ＧＨｚ帯の中心周波数であり、前記第２の周波数ｆ２は、前記６０ＧＨｚ帯の上限周波数である、ことが好ましい。

上記の構成によれば、６０ＧＨｚ帯において、アレイアンテナの主ビーム方向を初期の方向に近づけることができる。

本発明に係るアレイアンテナにおいて、前記第１の周波数ｆ１は、７０ＧＨｚ帯の中心周波数であり、前記第２の周波数ｆ２は、前記７０ＧＨｚ帯の上限周波数である、ことが好ましい。

上記の構成によれば、６０ＧＨｚ帯において、アレイアンテナの主ビーム方向を初期の方向に近づけることができる。

上記課題を解決するために、本発明に係るアレイアンテナは、平行に並んだｍ個の直線部Ｌ１，Ｌ２，…，Ｌｍを有する給電線路と、各直線部Ｌｊ（ｊ＝１，２，…，ｍ）に直列に付加されたｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａｊ１，Ａｊ２，…，Ａｊｎと、各放射素子Ａｊｉ（ｉ＝１，２，…，ｎ）から放射された電磁波の位相を遅延させるフィルタＦｊｉと、を備えたアレイアンテナであって、各フィルタＦｊｉの位相遅延量δｊｉ（ｆ）は、（１）第１の周波数ｆ１において、各フィルタＦｊｉを透過した電磁波が同位相になり、かつ、（２）第２の周波数ｆ２において、各直線部Ｌｊについて、フィルタＦｊ１を透過した電磁波とフィルタＦｊ１以外の各フィルタＦｊｉを透過した電磁波との位相差が放射素子Ａｊ１から放射された電磁波と放射素子Ａｊ１以外の各放射素子Ａｊｉから放射された電磁波との位相差よりも小さくなる、ように設定されている、ことを特徴とする。

上記の構成によれば、ｆ１以上ｆ２以下の周波数帯域において、各直線部Ｌｊについて、フィルタＦｊ１以外の各フィルタＦｊｉを透過した電磁波の位相を、フィルタＦｊ１を透過した電磁波の位相に近づけることができる。これにより、ｆ１以上ｆ２以下の周波数帯域において、アレイアンテナの主ビーム方向を初期の方向に近づけることができる。

本発明によれば、周波数が変化しても主ビーム方向が所期の方向から外れ難い直列給電アレイアンテナを実現することができる。

本発明の第１の実施形態に係るアレイアンテナの構成を示す図である。（ａ）は、そのアレイアンテナの平面図であり、（ｂ）は、そのアレイアンテナの側面図である。 図１に示すアレイアンテナにおける各フィルタの位相遅延量の周波数依存性を示す 図１に示すアレイアンテナの第１の実施例における各フィルタの位相遅延量の周波数依存性を示すグラフである。 （ａ）は、フィルタを省略したアレイアンテナの放射パターンを示すグラフであり、（ｂ）は、図１に示すアレイアンテナの第１の実施例の放射パターンを示すグラフである。 図１に示すアレイアンテナの第２の実施例における各フィルタの位相遅延量の周波数依存性を示すグラフである。 本発明の第２の実施形態に係るアレイアンテナの平面図である。

≪第１の実施形態≫
〔アレイアンテナの構成〕
本発明の第１の実施形態に係るアレイアンテナ１について、図１〜図２を参照して説明する。

図１は、アレイアンテナ１の構成を示す図である。図１において、（ａ）は、アレイアンテナ１の平面図であり、（ｂ）は、アレイアンテナ１の側面図である。

アレイアンテナ１は、図１に示すように、誘電体基板１１と、給電線路１２と、グランド導体１３と、ｎ個の放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎと、ｎ個のフィルタＦ１，Ｆ２，…，Ｆｎとを備えている。ここで、ｎは、２以上の任意の整数である。図１には、ｎ＝３である場合のアレイアンテナ１の構成を例示している。

誘電体基板１１は、誘電体からなる板状、シート状、又はフィルム状の部材である。本実施形態においては、比誘電率２．９の液晶ポリマーからなるＬＣＰ（Liquid Crystal Polymer）基板を誘電体基板１１として用いる。

誘電体基板１１の表面には、線状又は帯状の導体である給電線路１２が形成されており、誘電体基板１１の裏面は、面状の導体であるグランド導体１３により覆われている。誘電体基板１１を介して互いに対向する給電線路１２及びグランド導体１３は、マイクロストリップ線路を構成している。本実施形態においては、帯状の銅箔を給電線路１２として用い、面状の銅箔をグランド導体１３として用いる。

給電線路１２には、放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎが直列に付加されている。放射素子Ａｉ（ｉ＝１，２，…，ｎ）は、給電線路１２の入力端１２ａ側から数えてｉ番目の放射素子である。例えば、放射素子Ａ１は、給電線路１２の入力端１２ａ側から数えて１番目の放射素子であり、放射素子Ａ２は、給電線路１２の入力端１２ａ側から数えて２番目の放射素子であり、放射素子Ａ３は、給電線路１２の入力端１２ａから数えて３番目の放射素子である。各放射素子Ａｉは、誘電体基板１１の表面に形成された導体パターンであり、例えば、給電線路１２上の点Ｐｉ（以下、「給電点Ｐｉ」と記載）を起点とするオープンスタブである。

本実施形態において、給電線路１２における各放射素子Ａｉの位置は、給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ１であるときに、各放射素子Ａｉから放射される電磁波の位相φ１（ｆ１），φ２（ｆ１），…，φｎ（ｆ１）が一致するように定められている。すなわち、給電線路１２における放射素子Ａ１の位置は、任意に定められており、給電線路１２における放射素子Ａ１以外の放射素子Ａｉの位置は、放射素子Ａ１（への給電点Ｐ１）から放射素子Ａｉ（への給電点Ｐｉ）までの給電線路１２の長さＬｉが第１の周波数ｆ１に対応する実効波長λ１＝ｃ／（ｆ１×ε１／２）の整数倍（具体的には、ｉ−１倍）になるように定められている。ここで、ｃは、光速であり、εは、誘電体基板１１の比誘電率である。

給電線路１２における各放射素子Ａｉの位置を上記のように定めた場合、給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ２＞ｆ１であるとき、放射素子Ａ１以外の放射素子Ａｉから放射される電磁波の位相φｉ（ｆ２）は、放射素子Ａ１から放射される電磁波の位相φ１（ｆ２）よりも（ｉ−１）×２π×（ｆ２−ｆ１）／ｆ１だけ遅れる。

各放射素子Ａｉは、対応する（符号Ｆの後に同じ添え字が付された）フィルタＦｉに覆われており、各放射素子Ａｉから放射された電磁波は、対応するフィルタＦｉを透過した後、空間に放射される。各フィルタＦｉは、放射素子Ａｉから放射された電磁波の位相を遅延させる作用を有する。周波数ｆにおけるフィルタＦｉの位相遅延量（「透過位相」と呼ばれることもある）をδｉ（ｆ）とすると、フィルタＦｉを透過した電磁波の位相φｉ’（ｆ）は、φｉ’（ｆ）＝φｉ（ｆ）＋δｉ（ｆ）と表すことができる。ここで、位相遅延量δｉ（ｆ）は、負の値を取る。各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）を周波数ｆの関数として図示すれば、図２に示すグラフのようになる。

図２に示す各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）は、下記の条件を満たすように個別に設定されたものである。各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）を下記の条件を満たすように個別に設定すれば、各フィルタＦｉを透過した電磁波の位相φ１’（ｆ），φ２’（ｆ），…，φｎ’（ｎ）を、ｆ１以上ｆ２以下の周波数帯域において概ね一致させることができる。特に、図２に示すように、ｆ１，ｆ２を含む周波数帯域において各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）が周波数ｆに線形に依存する場合、各フィルタＦｉを透過した電磁波の位相φ１’（ｆ），φ２’（ｆ），…，φｎ’（ｎ）を、当該周波数帯域において理論上厳密に一致させることができる。これにより、アレイアンテナ１の主ビーム方向を初期の方向（誘電体基板１１の表面に垂直な方向）に一致させることができる。

条件１：給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ１であるときに、フィルタＦ１以外のフィルタＦｉ（ｉ＝２，３，…，ｎ）を透過した電磁波の位相φｉ’（ｆ１）＝φｉ（ｆ１）＋δｉ（ｆ１）がフィルタＦ１を透過した電磁波の位相φ１’（ｆ１）＝φ１（ｆ１）＋δ１（ｆ１）と一致する。すなわち、φｉ（ｆ１）＋δｉ（ｆ１）＝φ１（ｆ１）＋δ１（ｆ１）（ｍｏｄ２π）が成り立つ。

条件２：給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ２（＞ｆ１）であるときに、フィルタＦ１以外のフィルタＦｉ（ｉ＝２，３，…，ｎ）を透過した電磁波の位相φｉ’（ｆ２）＝φｉ（ｆ２）＋δｉ（ｆ２）がフィルタＦ１を透過した電磁波の位相φ１’（ｆ２）＝φ１（ｆ２）＋δ１（ｆ２）と一致する。すなわち、φｉ（ｆ２）＋δｉ（ｆ２）＝φ１（ｆ２）＋δ１（ｆ２）（ｍｏｄ２π）が成り立つ。

給電線路１２における各放射素子Ａｉの位置が上記のように定められている場合、給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ１であるとき、放射素子Ａ１以外の放射素子Ａｉ（ｉ＝２，３）から放射される電磁波の位相φｉ（ｆ１）が、放射素子Ａ１から放射される電磁波の位相φ１（ｆ１）と一致する。したがって、上記の条件１は、下記の条件１’と等価になる。

条件１’：フィルタＦ１以外のフィルタＦｉ（ｉ＝２，３，…，ｎ）の周波数ｆ１における位相遅延量δｉ（ｆ１）は、フィルタＦ１の周波数ｆ１における位相遅延量δ１（ｆ１）に一致する。すなわち、δｉ（ｆ１）＝δ１（ｆ１）が成り立つ。

また、給電線路１２における各放射素子Ａｉの位置が上記のように定められている場合、給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ２（＞ｆ１）であるとき、放射素子Ａ１以外の放射素子Ａｉから放射される電磁波の位相φｉ（ｆ２）が、放射素子Ａ１から放射される電磁波の位相φ１（ｆ２）よりもΔｉ（ｆ２）＝（ｉ−１）×２π×（ｆ２−ｆ１）／ｆ１だけ遅れる。このため、上記の条件２は、下記の条件２’と等価になる。

条件２’：フィルタＦ１以外のフィルタＦｉ（ｉ＝２，３，…，Ｎ）の周波数ｆ２における位相遅延量δｉ（ｆ２）は、フィルタＦ１の周波数ｆ２における位相遅延量δ１（ｆ２）よりも（ｉ−１）×２π×（ｆ２−ｆ１）／ｆ１だけ大きくなる（位相遅延量δｉ（ｆ）は負の値を取るので、位相遅延量δｉ（ｆ２）の絶対値は、位相遅延量δ１（ｆ２）の絶対値よりも（ｉ−１）×２π×（ｆ２−ｆ１）／ｆ１だけ小さくなる。）。すなわち、δｉ（ｆ２）＝δ１（ｆ２）＋（ｉ−１）×２π×（ｆ２−ｆ１）／ｆ１が成り立つ。

すなわち、各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）を上記の条件１’及び条件２’を満たすように個別に設定すれば、各フィルタＦｉを透過した電磁波の位相φｉ’（ｆ）を、ｆ１以上ｆ２以下の周波数帯域において概ね一致させることができる。特に、ｆ１，ｆ２を含む特定の周波数帯域において各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）が周波数ｆに線形に依存する場合には、各フィルタＦｉを透過した電磁波の位相φｉ’（ｆ）を、当該周波数帯域において理論上厳密に一致させることができる。これにより、アレイアンテナ１の主ビーム方向を初期の方向（誘電体基板１１の表面に垂直な方向）に一致させることができる。

なお、位相遅延量δｉ（ｆ）が上記の条件１’及び条件２’を満たすフィルタＦｉは、例えば公知の周波数選択板を用いて実現することができる。周波数選択板の詳細については、例えば下記文献を参照されたい。

Mudar A. Al-Joumayly, "A Generalized Method for Synthesizing Low-Profile, Band-Pass Frequency Selective Surface With Non-Resonant Constituting Elements", IEEE Transactions on Antennas and Propagation, Vol. 58, No. 12, December 2010
なお、本実施形態においては、「給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ２（≠ｆ１）であるときに、フィルタＦｉ（ｉ＝２，３）を透過した電磁波の位相φｉ’（ｆ２）とフィルタＦ１を透過した電磁波の位相φ１’（ｆ２）との差φｉ’（ｆ２）−φ１’（ｆ２）が、０になる」ことを条件２として課しているが、本発明は、これに限定されない。すなわち、「給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ２（≠ｆ１）であるときに、フィルタＦｉ（ｉ＝２，３）を透過した電磁波の位相φｉ’（ｆ２）とフィルタＦ１を透過した電磁波の位相φ１’（ｆ２）との差φｉ’（ｆ２）−φ１’（ｆ２）が、放射素子Ａｉ（ｉ＝２，３）から放射された電磁波の位相φｉ（ｆ２）と放射素子Ａ１から放射された電磁波の位相φ１（ｆ２）との差φｉ（ｆ２）−φ１（ｆ２）よりも小さくなる」ことを条件２の代わりに課してもよい。この場合、フィルタＦｉを透過した電磁波の位相φｉ’（ｆ）を、フィルタＦ１を透過した電磁波の位相φ１’（ｆ）に一致させるという作用までは得られないものの、フィルタＦｉを透過した電磁波の位相φｉ’（ｆ）を、フィルタＦ１を透過した電磁波の位相φ１’（ｆ）に近づけるという作用は得られる。すなわち、アレイアンテナ１の主ビーム方向を初期の方向に一致させるという効果までは得られないものの、アレイアンテナ１の主ビーム方向を初期の方向に近づけるという効果は得られる。

〔第１の実施例〕
次に、アレイアンテナ１の第１の実施例について、図３〜図４を参照して説明する。

本実施例に係るアレイアンテナ１は、３つの放射素子Ａ１，Ａ２，Ａ３を備えた、６０ＧＨｚ帯（具体的には、５７ＧＨｚ以上６６ＧＨｚ以下の周波数帯域）で動作するアレイアンテナである。

本実施例においては、６０ＧＨｚ帯の中心周波数ｆ１＝６０ＧＨｚにおいて放射素子Ａ１，Ａ２，Ａ３から放射される電磁波の位相φ１（ｆ１），φ２（ｆ１），φ３（ｆ１）を一致させるために、放射素子Ａ１から放射素子Ａ２，Ａ３までの給電線路１２の長さＬ２，Ｌ３を下記のように定めた。なお、２．９３６ｍｍは、６０ＧＨｚに対応する実効波長λ１である。

Ｌ１＝２．９３６ｍｍ
Ｌ２＝２×２．９３６ｍｍ。

放射素子Ａ１から放射素子Ａ２までの給電線路１２の長さＬ２、及び、放射素子Ａ１から放射素子Ａ３までの給電線路１２の長さＬ３を上記のように定めた場合、６０ＧＨｚ帯の上限周波数ｆ２＝６６ＧＨｚにおいて、放射素子Ａ２から放射される電磁波の位相φ２（ｆ２）は、放射素子Ａ１から放射される電磁波の位相φ１（ｆ２）よりも２π×（６６−６０）／６０＝０．２πだけ遅れ、放射素子Ａ３から放射される電磁波の位相φ３（ｆ２）は、放射素子Ａ１から放射される電磁波の位相φ１（ｆ２）よりも２×２π×（６６−６０）／６０＝０．４πだけ遅れる。

本実施例においては、６０ＧＨｚ帯の上限周波数ｆ２＝６６ＧＨｚにおいて放射素子Ａ２，Ａ３から放射される電磁波の位相φ２（ｆ２），φ３（ｆ２）の遅れ０．２π，０．４πを補償するために、フィルタＦ１，Ｆ２，Ｆ３の位相遅延量δ１（ｆ），δ２（ｆ），δ３（ｆ）を下記の条件を満たすように定めた。なお、フィルタＦ１，Ｆ２，Ｆ３としては、上記の文献に記載された周波数選択板を用いた。各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）を周波数ｆの関数として図示すれば、図３に示すグラフのようになる。

条件１’：δ２（ｆ１）＝δ１（ｆ１），δ３（ｆ１）＝δ１（ｆ１），
条件２’：δ２（ｆ２）＝δ１（ｆ２）＋０．２π，δ３（ｆ２）＝δ１（ｆ２）＋０．４π。

フィルタＦ１，Ｆ２，Ｆ３の位相遅延量δ１（ｆ），δ２（ｆ），δ３（ｆ）を上記の条件を満たすように定めた場合、フィルタＦ１，Ｆ２，Ｆ３を透過した電磁波の位相φ１’（ｆ），φ２’（ｆ），φ３’（ｆ）を一致させることができる。

図４の（ａ）は、フィルタＦ１，Ｆ２，Ｆ３を設けない場合のアレイアンテナ１の放射パターンを示すグラフであり、図４の（ｂ）は、フィルタＦ１，Ｆ２，Ｆ３を設けた場合のアレイアンテナ１の放射パターンを示すグラフである。図４によれば、上記の条件を満たすように位相遅延量δ１（ｆ），δ２（ｆ），δ３（ｆ）が定められたフィルタＦ１，Ｆ２，Ｆ３を設けたことによって、アレイアンテナ１の主ビーム方向が所期の方向（誘電体基板１１の表面に直交する方向）に一致することが確かめられた。

〔第２の実施例〕
次に、アレイアンテナ１の第２の実施例について、図５を参照して説明する。本実施例に係るアレイアンテナ１は、３つの放射素子Ａ１，Ａ２，Ａ３を備えた、７０ＧＨｚ帯（具体的には、７１ＧＨｚ以上７６ＧＨｚ以下の周波数帯域）で動作するアレイアンテナである。

本実施例においては、７０ＧＨｚ帯の中心周波数ｆ１＝７３．５ＧＨｚにおいて放射素子Ａ１，Ａ２，Ａ３から放射される電磁波の位相φ１（ｆ１），φ２（ｆ１），φ３（ｆ１）を一致させるために、放射素子Ａ１から放射素子Ａ２，Ａ３までの給電線路１２の長さＬ２，Ｌ３を下記のように定めた。なお、２．３９７ｍｍは、７３．５ＧＨｚに対応する実効波長λ１である。

Ｌ１＝２．３９７ｍｍ、
Ｌ２＝２×２．３９７ｍｍ。

放射素子Ａ１から放射素子Ａ２までの給電線路１２の長さＬ２、及び、放射素子Ａ１から放射素子Ａ３までの給電線路１２の長さＬ３を上記のように定めた場合、７０ＧＨｚ帯の上限周波数ｆ２＝７６ＧＨｚにおいて、放射素子Ａ２から放射される電磁波の位相φ２（ｆ２）は、放射素子Ａ１から放射される電磁波の位相φ１（ｆ２）よりも２π×（７６−７３．５）／７３．５≒０．０６８πだけ遅れ、放射素子Ａ３から放射される電磁波の位相φ３（ｆ２）は、放射素子Ａ１から放射される電磁波の位相φ１（ｆ２）よりも２×２π×（７６−７３．５）／７３．５≒０．１３６πだけ遅れる。

本実施例においては、７０ＧＨｚ帯の上限周波数ｆ２＝７６ＧＨｚにおいて放射素子Ａ２，Ａ３から放射される電磁波の位相φ２（ｆ２），φ３（ｆ２）の遅れ０．０６８π，０．１３６πを補償するために、フィルタＦ１，Ｆ２，Ｆ３の位相遅延量δ１（ｆ），δ２（ｆ），δ３（ｆ）を下記の条件を満たすように定めた。なお、フィルタＦ１，Ｆ２，Ｆ３としては、上記の文献に記載された周波数選択板を用いた。各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）を周波数ｆの関数として図示すれば、図５に示すグラフのようになる。

条件１’：δ２（ｆ１）＝δ１（ｆ１），δ３（ｆ１）＝δ１（ｆ１），
条件２’：δ２（ｆ２）＝δ１（ｆ２）＋０．０６８π，δ３（ｆ２）＝δ１（ｆ２）＋０．１３６π。

フィルタＦ１，Ｆ２，Ｆ３の位相遅延量δ１（ｆ），δ２（ｆ），δ３（ｆ）を上記の条件を満たすように定めた場合、フィルタＦ１，Ｆ２，Ｆ３を透過した電磁波の位相φ１’（ｆ），φ２’（ｆ），φ３’（ｆ）を一致させることができる。したがって、アレイアンテナ１の主ビーム方向を所期の方向（誘電体基板１１の表面に直交する方向）に一致させることができる。

≪第２の実施形態≫
本発明の第２の実施形態に係るアレイアンテナ２について、図６を参照して説明する。図６は、アレイアンテナ２の平面図である。

アレイアンテナ２は、図６に示すように、誘電体基板１１と、給電線路１２と、グランド導体１３と、ｍ×ｎ個の放射素子Ａ１１，Ａ１２，…，Ａ１ｎ，…，Ａｍ１，Ａｍ２，…，Ａｍｎと、ｍ×ｎ個のフィルタＦ１１，Ｆ１２，…，Ｆ１ｎ，…，Ｆｍ１，Ｆｍ２，…，Ｆｍｎとを備えている。ここで、ｍ及びｎは、それぞれ２以上の任意の整数である。図６には、ｍ＝４及びｎ＝３である場合のアレイアンテナ２の構成を例示している。

誘電体基板１１は、誘電体からなる板状、シート状、又はフィルム状の部材である。本実施形態においては、比誘電率２．９の液晶ポリマーからなるＬＣＰ（Liquid Crystal Polymer）基板を誘電体基板１１として用いる。

誘電体基板１１の表面には、線状又は帯状の導体である給電線路１２が形成されており、誘電体基板１１の裏面は、面状の導体であるグランド導体１３により覆われている。誘電体基板１１を介して互いに対向する給電線路１２及びグランド導体１３は、マイクロストリップ線路を構成している。本実施形態においては、帯状の銅箔を給電線路１２として用い、面状の銅箔をグランド導体１３として用いる。給電線路１２は、平行に並んだｍ個の直線部１２ｂ１〜１２ｂｍを含んでいる。

給電線路１２の各直線部１２ｂｊ（ｊ＝１，２，…，ｍ）には、放射素子Ａｊ１，Ａｊ２，…，Ａｊｎが直列に付加されている。放射素子Ａｊｉ（ｉ＝１，２，…，ｎ）は、直線部１２ｂｊに付加された放射素子Ａｊ１，Ａｊ２，…，Ａｊｎのうち、給電線路１２の入力端１２ａ側から数えてｉ番目の放射素子である。各放射素子Ａｊｉは、誘電体基板１１の表面に形成された導体パターンであり、例えば、給電線路１２上の点Ｐｊｉ（以下、「給電点Ｐｊｉ」と記載）を起点とするオープンスタブである。

本実施形態において、給電線路１２における各放射素子Ａｊｉの位置は、給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ１であるときに、各放射素子Ａｊｉから放射される電磁波の位相φ１１（ｆ１），φ１２（ｆ１），…，φ１ｎ，…，φｍ１（ｆ１），φｍ２（ｆ１），…，φｍｎが一致するように定められている。すなわち、給電線路１２の各直線部１２ｂｊにおける放射素子Ａｊ１の位置は、入力端１２ａから放射素子Ａ１１，Ａ２１，…，Ａｍ１（への給電点Ｐ１１，Ｐ２１，…，Ｐｍ１）までの給電線路１２の長さが一致するように定められている。また、給電線路１２の各直線部１２ｂｊにおける放射素子Ａｊ１以外の放射素子Ａｊｉの位置は、放射素子Ａｊ１（への給電点Ｐｊ１）から放射素子Ａｊｉ（への給電点Ｐｊｉ）までの給電線路１２の長さが第１の周波数ｆ１に対応する実効波長λ１＝ｃ／（ｆ１×ε１／２）の整数倍（具体的には、ｉ−１倍）になるように定められている。ここで、ｃは、光速であり、εは、誘電体基板１１の比誘電率である。給電線路１２の各直線部１２ｂｊにおける各放射素子Ａｊｉの位置をこのように定めた場合、給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ２＞ｆ１であるとき、放射素子Ａｊ１以外の放射素子Ａｊｉから放射される電磁波の位相φｊｉ（ｆ２）は、放射素子Ａｊ１から放射される電磁波の位相φｊ１（ｆ２）よりも（ｉ−１）×２π×（ｆ２−ｆ１）／ｆ１だけ遅れる。

本実施形態においては、下記の条件を満たすように各フィルタＦｊｉの位相遅延量δｊｉ（ｆ）を個別に設定する。下記の条件を満たすように各フィルタＦｊｉの位相遅延量δｊｉ（ｆ）を個別に設定すれば、各フィルタＦｊｉを透過した電磁波の位相φｊｉ’（ｆ）を、周波数ｆ１以上周波数ｆ２以下の周波数帯域において概ね一致させることができる。特に、周波数ｆ１，ｆ２を含む周波数帯域において各フィルタＦｊｉの位相遅延量δｊｉ（ｆ）が周波数ｆに線形に依存する場合には、各フィルタＦｊｉを透過した電磁波の位相φｊｉ’（ｆ）を、当該周波数帯域において理論上厳密に一致させることができる。これにより、アレイアンテナ１の主ビーム方向を初期の方向（誘電体基板１１の表面に垂直な方向）に一致させることができる。

条件１：給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ１であるときに、給電線路１２の各直線部１２ｂｊにおいて、フィルタＦｊ１以外のフィルタＦｊｉ（ｉ＝２，３，…，Ｎ）を透過した電磁波の位相φｊｉ’（ｆ１）＝φｊｉ（ｆ１）＋δｊｉ（ｆ１）がフィルタＦｊ１を透過した電磁波の位相φｊ１’（ｆ１）＝φｊ１（ｆ１）＋δｊ１（ｆ１）と一致する。すなわち、φｊｉ（ｆ１）＋δｊｉ（ｆ１）＝φｊ１（ｆ１）＋δｊ１（ｆ１）（ｍｏｄ２π）が成り立つ。

条件２：給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ２（＞ｆ１）であるときに、給電線路１２の各直線部１２ｂｊにおいて、フィルタＦｊ１以外のフィルタＦｊｉ（ｉ＝２，３，…，Ｎ）を透過した電磁波の位相φｊｉ’（ｆ２）＝φｊｉ（ｆ２）＋δｊｉ（ｆ２）がフィルタＦｊ１を透過した電磁波の位相φｊ１’（ｆ２）＝φｊ１（ｆ２）＋δｊ１（ｆ２）と一致する。すなわち、φｊｉ（ｆ２）＋δｊｉ（ｆ２）＝φｊ１（ｆ２）＋δｊ１（ｆ２）（ｍｏｄ２π）が成り立つ。

給電線路１２における放射素子Ａｊｉの位置が上記のように定められている場合、給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ１であるとき、給電線路１２の各直線部１２ｂｊにおいて、放射素子Ａｊ１以外の放射素子Ａｊｉ（ｉ＝２，３）から放射される電磁波の位相φｊｉ（ｆ１）が、放射素子Ａｊ１から放射される電磁波の位相φｊ１（ｆ１）と一致する。したがって、上記の条件１は、下記の条件１’と等価になる。

条件１’：フィルタＦｊ１以外のフィルタＦｊｉ（ｉ＝２，３，…，Ｎ）の周波数ｆ１における位相遅延量δｊｉ（ｆ１）は、フィルタＦｊ１の周波数ｆ１における位相遅延量δｊ１（ｆ１）に一致する。すなわち、δｊｉ（ｆ１）＝δｊ１（ｆ１）が成り立つ。

また、給電線路１２における各放射素子Ａｊｉの位置が上記のように定められている場合、給電線路１２に入力される高周波信号の周波数がｆ２（＞ｆ１）であるとき、給電線路１２の各直線部１２ｂｊにおいて、放射素子Ａｊ１以外の放射素子Ａｊｉから放射される電磁波の位相φｊｉ（ｆ２）が、放射素子Ａｊ１から放射される電磁波の位相φｊ１（ｆ２）よりも（ｉ−１）×２π×（ｆ２−ｆ１）／ｆ１だけ遅れる。このため、上記の条件２は、下記の条件２’と等価になる。

条件２’：フィルタＦｊ１以外のフィルタＦｊｉ（ｉ＝２，３，…，Ｎ）の周波数ｆ２における位相遅延量δｊｉ（ｆ２）は、フィルタＦｊ１の周波数ｆ２における位相遅延量δｊ１（ｆ２）よりも（ｉ−１）×２π×（ｆ２−ｆ１）／ｆ１だけ大きくなる（位相遅延量δｊｉ（ｆ）は負の値を取るので、位相遅延量δｊｉ（ｆ２）の絶対値は、位相遅延量δｊ１（ｆ２）の絶対値よりも（ｉ−１）×２π×（ｆ２−ｆ１）／ｆ１だけ小さくなる）。すなわち、δｊｉ（ｆ２）＝δｊ１（ｆ２）＋（ｉ−１）×２π×（ｆ２−ｆ１）／ｆ１が成り立つ。

すなわち、各フィルタＦｊｉの位相遅延量δｊｉ（ｆ）を上記の条件１’及び条件２’を満たすように個別に設定すれば、各フィルタＦｊｉを透過した電磁波の位相φｊｉ’（ｆ）を、ｆ１以上ｆ２以下の周波数帯域において概ね一致させることができる。特に、ｆ１，ｆ２を含む特定の周波数帯域において各フィルタＦｊｉの位相遅延量δｊｉ（ｆ）が周波数ｆに線形に依存する場合には、各フィルタＦｊｉを透過した電磁波の位相φｊｉ’（ｆ）を、当該周波数帯域において理論上厳密に一致させることができる。これにより、アレイアンテナ１の主ビーム方向を初期の方向（誘電体基板１１の表面に垂直な方向）に一致させることができる。

≪付記事項≫
本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

１ アレイアンテナ（第１の実施形態）
２ アレイアンテナ（第２の実施形態）
１１ 誘電体基板
１２ 給電線路
１３ グランド導体
Ａ１〜Ａｎ 放射素子（第１の実施形態）
Ｆ１〜Ｆｎ フィルタ（第１の実施形態）
Ａ１１〜Ａｍｎ 放射素子（第２の実施形態）
Ｆ１１〜Ｆｍｎ フィルタ（第２の実施形態）

Claims (8)

1. 給電線路と、
   前記給電線路に直列に付加されたｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎと、
   各放射素子Ａｉ（ｉ＝１，２，…，ｎ）から放射された電磁波の位相を遅延させるフィルタＦｉと、を備えたアレイアンテナであって、
   各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）は、（１）第１の周波数ｆ１において、各フィルタＦｉを透過した電磁波が同位相になり、かつ、（２）前記第１の周波数ｆ１とは異なる第２の周波数ｆ２において、フィルタＦ１を透過した電磁波とフィルタＦ１以外の各フィルタＦｉを透過した電磁波との位相差が放射素子Ａ１から放射された電磁波と放射素子Ａ１以外の各放射素子Ａｉから放射された電磁波との位相差よりも小さくなる、ように設定されている、
   ことを特徴とするアレイアンテナ。
2. 各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）は、前記第２の周波数ｆ２において、各フィルタＦｉを透過した電磁波が同位相になるように設定されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のアレイアンテナ。
3. ｎ個の放射素子Ａ１，Ａ２，…，Ａｎは、前記第１の周波数ｆ１において各放射素子Ａｉから放射される電磁波の位相が同位相になるように配置されており、
   各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）は、（１）前記第１の周波数ｆ１において、フィルタＦ１以外の各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ１）が、フィルタＦ１の位相遅延量δ１（ｆ１）に一致し、かつ、（２）前記第２の周波数ｆ２において、フィルタＦ１以外の各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ２）が、フィルタＦ１の位相遅延量δ１（ｆ２）よりも（ｉ−１）×２π×（ｆ２−ｆ１）／ｆ１だけ大きくなる、ように設定されている、
   ことを特徴とする請求項２に記載のアレイアンテナ。
4. 各フィルタＦｉの位相遅延量δｉ（ｆ）は、前記第１の周波数ｆ１と前記第２の周波数ｆ２と含む帯域において周波数ｆに線形に依存する、
   ことを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載のアレイアンテナ。
5. 各フィルタＦｉは、周波数選択板である、
   ことを特徴とする請求項１〜４までの何れか１項に記載のアレイアンテナ。
6. 前記第１の周波数ｆ１は、６０ＧＨｚ帯の中心周波数であり、前記第２の周波数ｆ２は、前記６０ＧＨｚ帯の上限周波数である、
   ことを特徴とする請求項１〜５までの何れか１項に記載のアレイアンテナ。
7. 前記第１の周波数ｆ１は、７０ＧＨｚ帯の中心周波数であり、前記第２の周波数ｆ２は、前記７０ＧＨｚ帯の上限周波数である、
   ことを特徴とする請求項１〜５までの何れか１項に記載のアレイアンテナ。
8. 平行に並んだｍ個の直線部Ｌ１，Ｌ２，…，Ｌｍを有する給電線路と、
   各直線部Ｌｊ（ｊ＝１，２，…，ｍ）に直列に付加されたｎ個（ｎは２以上の整数）の放射素子Ａｊ１，Ａｊ２，…，Ａｊｎと、
   各放射素子Ａｊｉ（ｉ＝１，２，…，ｎ）から放射された電磁波の位相を遅延させるフィルタＦｊｉと、を備えたアレイアンテナであって、
   各フィルタＦｊｉの位相遅延量δｊｉ（ｆ）は、（１）第１の周波数ｆ１において、各フィルタＦｊｉを透過した電磁波が同位相になり、かつ、（２）前記第１の周波数ｆ１とは異なる第２の周波数ｆ２において、各直線部Ｌｊについて、フィルタＦｊ１を透過した電磁波とフィルタＦｊ１以外の各フィルタＦｊｉを透過した電磁波との位相差が放射素子Ａｊ１から放射された電磁波と放射素子Ａｊ１以外の各放射素子Ａｊｉから放射された電磁波との位相差よりも小さくなる、ように設定されている、
   ことを特徴とするアレイアンテナ。

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