JP6189893B2 - 無線通信システムにおいて参照信号を送受信する方法及び装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムに係り、特に、生成された参照信号シーケンスを用いて参照信号を送受信する方法及び装置に関するものである。

本発明の適用されうる移動通信システムの一例として、３ＧＰＰ ＬＴＥ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ；以下、「ＬＴＥ」という。）、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ（以下、「ＬＴＥ−Ａ」という。）通信システムについて概略的に説明する。

図１は、移動通信システムの一例としてＥ−ＵＭＴＳネットワーク構造を概略的に示す図である。Ｅ−ＵＭＴＳ（Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）は、既存ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）から進展したシステムで、現在３ＧＰＰで基礎的な標準化作業が進行中である。一般に、Ｅ−ＵＭＴＳは、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムと呼ぶことができる。ＵＭＴＳ及びＥ−ＵＭＴＳの技術規格（ｔｅｃｈｎｉｃａｌ ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ）の詳細な内容はそれぞれ、「３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ；Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｓｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｇｒｏｕｐ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ Ｎｅｔｗｏｒｋ」のＲｅｌｅａｓｅ ７とＲｅｌｅａｓｅ ８を参照すればよい。

図１を参照すると、Ｅ−ＵＭＴＳは、端末（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ、ＵＥ）、基地局（ｅＮｏｄｅ Ｂ；ｅＮＢ）、及びネットワーク（Ｅ−ＵＴＲＡＮ）の末端に位置して外部ネットワークと接続するアクセスゲートウェイ（Ａｃｃｅｓｓ Ｇａｔｅｗａｙ、ＡＧ）を含む。基地局は、ブロードキャストサービス、マルチキャストサービス及び／またはユニキャストサービスのために多重データストリームを同時に転送することができる。

一つの基地局には一つ以上のセルが存在する。セルは、１．２５、２．５、５、１０、１５、２０ＭＨｚなどの帯域幅のいずれかに設定され、複数の端末にダウンリンクまたはアップリンク転送サービスを提供する。互いに異なるセルは、互いに異なる帯域幅を提供するように設定することができる。基地局は、複数の端末に対するデータ送受信を制御する。ダウンリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ、ＤＬ）データについて、基地局は、ダウンリンクスケジューリング情報を転送し、該当の端末にデータが転送される時間／周波数領域、符号化、データサイズ、ハイブリッド自動再送要請（Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ ａｎｄ ｒｅｑｕｅｓｔ、ＨＡＲＱ）関連情報などを知らせる。

また、アップリンク（Ｕｐｌｉｎｋ、ＵＬ）データについて、基地局は、アップリンクスケジューリング情報を該当の端末に転送し、該端末が使用できる時間／周波数領域、符号化、データサイズ、ハイブリッド自動再送要請関連情報などを知らせる。基地局間では、ユーザトラフィックまたは制御トラフィックの転送のためのインターフェースを用いることができる。コアネットワーク（Ｃｏｒｅ Ｎｅｔｗｏｒｋ、ＣＮ）は、ＡＧ、及び端末のユーザ登録などのためのネットワークノードなどで構成することができる。ＡＧは、複数のセルから構成されるＴＡ（Ｔｒａｃｋｉｎｇ Ａｒｅａ）単位で端末の移動性を管理する。

無線通信技術は、広帯域コード分割多元接続（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ、ＷＣＤＭＡ）を基にしてＬＴＥまで開発されてきているが、ユーザと事業者の要求及び期待は増加する一方である。また、新規な無線接続技術の開発が続いており、将来、競争力を持つためには、新しい技術の進展を図らなければならない。ビット当たりコストの低減、サービス可用性の増大、融通性ある周波数バンドの使用、単純構造と開放型インターフェース、端末の適切なパワー消耗などが要求される。

近年、３ＧＰＰは、ＬＴＥの後続技術に対する標準化作業を進行している。この技術を、本明細書では、「ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ」または「ＬＴＥ−Ａ」と称する。ＬＴＥシステムとＬＴＥ−Ａシステムとの主な相違点の一つは、システム帯域幅の相違である。ＬＴＥ−Ａシステムは、最大１００ＭＨｚの広帯域を支援することを目指しており、そのために、複数の周波数ブロックを用いて広帯域を達成するキャリアアグリゲーション（ｃａｒｒｉｅｒ ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）または帯域幅アグリゲーション（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）技術を用いている。キャリアアグリゲーションは、より広い周波数帯域を得るために、複数の周波数ブロックを一つの大きな論理周波数帯域として用いる構成になっている。各周波数ブロックの帯域幅は、ＬＴＥシステムで用いられるシステムブロックの帯域幅に基づいて定義することができる。それぞれの周波数ブロックは、コンポーネントキャリア（ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ ｃａｒｒｉｅｒ）を用いて転送される。

しかしながら、ＬＴＥ−Ａシステムでは、８個のレイヤーに参照信号を乗せて転送する場合に、各レイヤーで参照信号の転送のための参照信号シーケンス生成方法などについては全く論議されていない現状である。

本発明で達成しようとする技術的課題は、無線通信システムにおいて参照信号を送受信する方法を提供することである。

本発明で達成しようとする他の技術的課題は、無線通信システムにおいて参照信号を送受信する装置を提供することである。

本発明が達成しようとする技術的課題は、上記の技術的課題に制限されず、言及していない他の技術的課題は、下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

上記の技術的課題を達成するための、本発明に係る、無線通信システムにおいて基地局が参照信号を転送する方法は、各レイヤー（ｌａｙｅｒ）別に第１のｍ−シーケンスと第２のｍ−シーケンスを用いて擬似ランダム（Ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ）シーケンスを生成すること、前記生成された擬似ランダムシーケンスとウォルシュコードを用いて参照信号シーケンスを生成すること、及び前記各レイヤー別に生成された参照信号シーケンスが適用された参照信号を、前記各レイヤー別に端末に転送すること、を含み、前記擬似ランダムシーケンスは、シーケンス初期値を用いて生成され、前記シーケンス初期値は、無線フレーム内のスロット番号、物理レイヤーセルＩＤ値及び周波数で区別されるレイヤーインデックスグループを指示する値を用いて生成される。

上記の技術的課題を達成するための、本発明に係る、無線通信システムにおいて基地局が参照信号を転送する方法は、各レイヤー別に参照信号転送のために割り当てられたリソース要素（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ、ＲＥ）に対して同じスクランブリングシーケンスを生成すること、前記リソース要素で生成されたスクランブリングシーケンス間に時間軸に互いに直交するようにウォルシュコードを拡散またはカバリング（ｃｏｖｅｒｉｎｇ）して参照信号シーケンスを生成すること、及び前記生成された参照信号シーケンスが適用された参照信号を、各レイヤーを通じて端末に転送すること、を含み、前記ウォルシュコード拡散またはカバリングは、リソースブロックまたはリソースブロックペア（ｐａｉｒ）間に互いに異なるシーケンス値を有する互いに異なるシーケンスを有するように、複数のリソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ、ＲＢ）またはリソースブロックペア単位で周波数軸に適用される。

上記の方法で、前記ウォルシュコード拡散またはカバリングは、複数のリソースブロックペアのうち第１のリソースブロックにおいて、第１のコード分割多重化（ＣＤＭ）グループは、ウォルシュコード要素が１つずつ、前記第１のリソースブロックに割り当てられた第１の副搬送波のリソース要素に時間軸方向に、第２の副搬送波のリソース要素に時間軸反対方向に、第３の副搬送波のリソース要素に時間軸方向にそれぞれマッピングされるように適用され、前記複数のリソースブロックペアのうち第２のリソースブロックにおいて、前記第１のＣＤＭグループは、ウォルシュコード要素が１つずつ、前記第２のリソースブロックに割り当てられた第１の副搬送波のリソース要素に時間軸反対方向に、第２の副搬送波のリソース要素に時間軸方向に、第３の副搬送波のリソース要素に時間軸反対方向にそれぞれマッピングされるように適用されるとよい。

ここで、前記第１及び第２のリソースブロックペアにおいて第２のＣＤＭグループは、前記第１のＣＤＭグループに適用されたウォルシュコード要素と異なる順序で適用されてもよい。

上記の方法で、前記参照信号シーケンスを生成することは、前記互いに異なるシーケンス値を有する互いに異なるシーケンスが、２個のリソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ、ＲＢ）ペア単位で周波数軸に反復して適用されるとよい。

また、前記ウォルシュコード要素は、４個のレイヤー（ｌａｙｅｒ）のうち、レイヤー１に対しては（１，１、１，１）、レイヤー２に対しては（１，−１，１，−１）、レイヤー３に対しては（１，１，−１，−１）、レイヤー４に対しては（１，−１，−１，１）が適用されるとよい。

上記の他の技術的課題を達成するための、本発明に係る、無線通信システムにおいて参照信号を転送するための基地局装置は、各レイヤー（ｌａｙｅｒ）別に第１のｍ−シーケンスと第２のｍ−シーケンスを用いて擬似ランダム（Ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ）シーケンスを生成し、前記生成された擬似ランダムシーケンスとウォルシュコードを用いて参照信号シーケンスを生成するプロセッサと、前記各レイヤー別に生成された参照信号シーケンスが適用された参照信号を、前記各レイヤー別に端末に転送する転送モジュールと、を含み、前記プロセッサで前記擬似ランダムシーケンスはシーケンス初期値を用いて生成され、前記シーケンス初期値は、無線フレーム内のスロット番号、物理レイヤーセルＩＤ値及び周波数で区別されるレイヤーインデックスグループを指示する値を用いて生成される。

上記の他の技術的課題を達成するための、本発明に係る、無線通信システムにおいて参照信号を転送するための基地局装置は、各レイヤー別に参照信号転送のために割り当てられたリソース要素（ＲＥ、Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ）に対して同じスクランブリングシーケンスを生成し、前記リソース要素で生成されたスクランブリングシーケンス間に時間軸に互いに直交するようにウォルシュコードを拡散またはカバリング（ｃｏｖｅｒｉｎｇ）して参照信号シーケンスを生成するプロセッサと、前記生成された参照信号シーケンスが適用された参照信号を、各レイヤーを通じて端末に転送する転送モジュールと、を含み、前記プロセッサの前記ウォルシュコード拡散またはカバリングを、リソースブロックまたはリソースブロックペア（ｐａｉｒ）間に互いに異なるシーケンス値を有する互いに異なるシーケンスがマッピングされるように、複数のリソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ、ＲＢ）またはリソースブロックペア単位で周波数軸に適用することができる。

本発明に係る参照信号シーケンス生成及び転送方法によれば、３ＧＰＰ ＬＴＥ−Ａシステムなどで基地局と端末との通信性能を顕著に向上させることが可能になる。

本発明で得られる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及していない他の効果は、下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部として含まれる添付の図面は、本発明の実施例を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的思想を説明する。

移動通信システムの一例としてＥ−ＵＭＴＳネットワーク構造を概略的に示す図である。 ３ＧＰＰ無線接続ネットワーク規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮ間の無線インターフェースプロトコル（Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）の制御プレーン（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｐｌａｎｅ）及びユーザプレーン（Ｕｓｅｒ Ｐｌａｎｅ）構造を示す図である。 ３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャンネル及びこれらを用いた一般的な信号転送方法を説明するための図である。 移動通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥシステムで用いられる無線フレームの構造を例示する図である。 移動通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥシステムのダウンリンク及びアップリンクサブフレームの構造を示す図である。 移動通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥシステムで用いられるダウンリンクの時間−周波数リソース格子構造（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）を示す図である。 一般的な多重アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。 Ｎ_T個の送信アンテナから受信アンテナｉへのチャネルを示す図である。 ＯＦＤＭＡ及びＳＣ−ＦＤＭＡのための一般的なシステム構造を示す図である。 移動通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおけるアップリンクＳＣ−ＦＤＭＡのためのシステム構造を示す図である。 移動通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおけるアップリンクＳＣ−ＦＤＭＡ転送フレーム構造の一例を示す図である。 ＳＣ−ＦＤＭＡ転送に基づくＭＩＭＯシステムのためのデータ信号のマッピング関係の一例を示す図である。 ３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおける参照信号パターンの例を示す図である。 １ ＲＢ内でＤＲＳレイヤー１及び２のためにコード多重化されたＲＥのパターン例を示す図である。 ＤＲＳシーケンスを生成する方法の一例を示す図である。 ＤＲＳシーケンスを生成する方法の他の例を示す図である。 ＤＲＳシーケンスを生成する方法の一例を説明するための図である。 １ ＲＢ内でシーケンスを生成する方法の例を説明する図である。 ＤＲＳシーケンスを生成する方法の一例を説明するための図である。 １ ＲＢ内でシーケンスを生成する方法の例を説明する図である。 １ ＲＢ内でＤＲＳシーケンスを生成する方法の例を説明する図である。 ２つのセルが、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する一例を示す図である。 １ ＲＢ内でシーケンスを生成する方法の例を説明する図である。 ２つのセルが、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する一例を示す図である。 ２枚のＤＲＳレイヤーにプリコーディングを適用し、４個の送信アンテナにマッピングして転送する方法の一例と、このような方式でＤＲＳを転送する場合におけるＯＦＤＭシンボルの間の電力差を示す図である。 ＤＲＳシーケンスを生成する方法の例を説明する図である。 図２６の方法によって生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する一例を示す図である。 ＤＲＳシーケンスを生成する方法の一例を示す図である。 ＤＲＳシーケンスを生成する方法の一例を示す図である。 ２個のセルで生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳ信号を転送する例を示す図である。 図２６に関するＤＲＳシーケンス生成方法の他の例を説明する図である。 各ＯＦＤＭシンボル別にＤＲＳシーケンスを生成する方法の例を説明するための図である。 図３２に関するシーケンスマッピング方法をより具体的に示す図である。 （ａ）は特定ＤＲＳレイヤーのために用いられる直交コードカバーコードのパターンの例を示す図であり、（ｂ）、（ｃ）はＲＢにおいてウォルシュコード使用の具体的な例を示す図である。 周波数ＣＤＭ ＲＥセットでウォルシュコードをマッピングする方法の一例を示す図である。 ２枚のレイヤーに対するコードホッピングの例を示す図である。 ２枚のレイヤーに対するコードホッピングの例を示す図である。 ４枚のレイヤーに対するウォルシュコードマッピングの例を示す図である。 ２シーケンスの生成方法の例を説明する図である。 ２つのセルが、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する一例を示す図である。 ２つのセルが、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する他の例を示す図である。 ２つのセルが、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する他の例を示す図である。 （ａ）は生成されたＤＲＳシーケンスを転送する一例を示す図であり、（ｂ）は（ａ）のような転送例による転送電力を示す図である。 生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する他の例を示す図である。 各レイヤー別にＣＤＭコードを割り当てる方法の一例を示す図である。 （ａ）はＤＭ ＲＳシーケンスを転送するための他の例を示す図であり、（ｂ）は（ａ）の例による転送電力を示す図である。 ＤＲＳシーケンスをマッピングする方法の一例を示す図である。 生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する他の例を示す図である。 ＤＭ ＲＳにウォルシュコードを適用する方法の例を示す図である。 ４個のＤＭ ＲＳにウォルシュコードを適用する方法の例を示す図である。 ４個のＤＭ ＲＳにウォルシュコードを適用する方法の例を示す図である。 ＤＭ ＲＳシーケンスをマッピングする方法の一例を示す図である。 本発明に係る装置（５０）の構成要素を示すダイヤグラムである。

以下、本発明の好適な実施の形態を、添付の図面を参照して詳細に説明する。添付の図面と共に以下に開示される詳細な説明は、本発明の例示的な実施の形態を説明するためのもので、本発明が実施できる唯一の実施の形態を表すためのものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために具体的な細部事項を含む。しかし、当業者にはそれら具体的な細部事項なしにも本発明を実施できることが理解できる。例えば、以下の詳細な説明は、移動通信システムが３ＧＰＰ ＬＴＥシステムである例にして具体的に説明するが、３ＧＰＰ ＬＴＥシステム特有の事項を除けば、他の任意の移動通信システムにも適用可能である。

場合によって、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置を省略したり、各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図の形式で示すことができる。また、本明細書全体において同一の構成要素には同一の図面符号を付して説明する。

なお、以下の説明において、端末はＵＥ（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）、ＭＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＡＭＳ（Ａｄｖａｎｃｅｄ Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）等のような移動または固定型のユーザ端の機器を総称するとする。また、基地局は、Ｎｏｄｅ Ｂ、ｅＮｏｄｅ Ｂ、ＢＳ（Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＡＰ（Ａｃｃｅｓｓ Ｐｏｉｎｔ）等のような端末と通信するネットワーク端の任意のノードを総称するとする。

移動通信システムにおいて、端末（ＵＥ）は、基地局からダウンリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）を通じて情報を受信し、また、アップリンク（Ｕｐｌｉｎｋ）を通じて情報を転送することができる。端末が転送または受信する情報にはデータ及び種々の制御情報があり、端末が転送または受信する情報の種類用途によって種々の物理チャネルが存在する。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）などのような種々の無線接続システムで用いることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ）やＣＤＭＡ２０００のような無線技術（ｒａｄｉｏ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）とすることができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）／ＧＰＲＳ（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｐａｃｋｅｔ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）／ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のような無線技術とすることができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ）などのような無線技術とすることができる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）の一部である。３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ） ＬＴＥ（ｌｏｎｇ ｔｅｒｍ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、Ｅ−ＵＴＲＡを用いるＥ−ＵＭＴＳ（Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＭＴＳ）の一部であり、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクでＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（Ａｄｖａｎｃｅｄ）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進展である。

説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａシステムを中心に説明するが、本発明の技術的思想がこれに制限されるわけでない。

移動通信システムにおいて、端末（ＵＥ）は、基地局からダウンリンク（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ）を通じて情報を受信し、また、アップリンク（Ｕｐｌｉｎｋ）を通じて情報を転送することができる。端末が転送または受信する情報にはデータ及び種々の制御情報があり、端末が転送または受信する情報の種類用途によって種々の物理チャネルが存在する。

図２は、３ＧＰＰ無線接続ネットワーク規格に基づく端末とＥ−ＵＴＲＡＮとの間における無線インターフェースプロトコル（Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）の制御プレーン（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｐｌａｎｅ）及びユーザプレーン（Ｕｓｅｒ Ｐｌａｎｅ）の構造を示す図である。

図２を参照すると、制御プレーンは、端末（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ；ＵＥ）とネットワークが呼を管理するために用いる制御メッセージが転送される通路のことを意味する。ユーザプレーンは、アプリケーション層で生成されたデータ、例えば、音声データまたはインターネットパケットデータなどが転送される通路のことを意味する。

第１の層である物理層は、物理チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）を用いて上位層に情報転送サービス（Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｓｅｒｖｉｃｅ）を提供する。物理層は、上位にある媒体接続制御（Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ）層とは転送チャネル（Ｔｒａｎｓｐｏｒｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を通じて接続している。該転送チャネルを通じて媒体接続制御層と物理層との間にデータが移動する。送信側の物理層と受信側の物理層との間には物理チャネルを通じてデータが移動する。該物理チャネルは時間及び周波数を無線リソースとする。特に、物理チャネルは、ダウンリンクにおいてＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式で変調され、アップリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）方式で変調される。

第２の層における媒体接続制御（Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＭＡＣ）層は、論理チャネル（Ｌｏｇｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）を通じて上位層である無線リンク制御（Ｒａｄｉｏ Ｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＬＣ）層にサービスを提供する。第２の層のＲＬＣ層は、信頼性あるデータ転送を支援する。ＲＬＣ層の機能は、ＭＡＣ内部の機能ブロックにより具現してもよい。第２の層におけるＰＤＣＰ（Ｐａｃｋｅｔ Ｄａｔａ Ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）層は、帯域幅の狭い無線インターフェースにおいてＩＰｖ４やＩＰｖ６のようなＩＰパケットを効率的に転送するために、不必要な制御情報を減らすヘッダー圧縮（Ｈｅａｄｅｒ Ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ）機能を実行する。

第３の層の最下部に位置している無線リソース制御（Ｒａｄｉｏ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ；ＲＲＣ）層は、制御プレーンでのみ定義される。ＲＲＣ層は、無線ベアラ（Ｒａｄｉｏ Ｂｅａｒｅｒ；ＲＢ）の設定（Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）、再設定（Ｒｅ−ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）及び解除（Ｒｅｌｅａｓｅ）と関連して論理チャネル、転送チャネル及び物理チャネルの制御を担当する。ＲＢとは、端末とネットワークとの間におけるデータ伝達のために第２の層により提供されるサービスのことを意味する。そのために、端末及びネットワークのＲＲＣ層は、互いにＲＲＣメッセージを交換する。端末及びネットワークのＲＲＣ層の間にＲＲＣ接続（ＲＲＣ Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ）がある場合に、端末は、ＲＲＣ接続状態（Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ Ｍｏｄｅ）にあり、そうでない場合は、ＲＲＣ休止状態（Ｉｄｌｅ Ｍｏｄｅ）にあるようになる。ＲＲＣ層の上位にあるＮＡＳ（Ｎｏｎ−Ａｃｃｅｓｓ Ｓｔｒａｔｕｍ）層は、セッション管理（Ｓｅｓｓｉｏｎ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）と移動性管理（Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｍａｎａｇｅｍｅｎｔ）などの機能を担当する。

基地局（ｅＮＢ）を構成する一つのセルは、１．２５、２．５、５、１０、１５、２０ＭＨｚなどの帯域幅のいずれか一つに設定され、複数の端末にダウンリンクまたはアップリンク転送サービスを提供する。それぞれ異なるセルは、互いに異なる帯域幅を提供するように設定することができる。

ネットワークから端末にデータを転送するダウンリンク転送チャネルは、システム情報を転送するＢＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ページングメッセージを転送するＰＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを転送するダウンリンクＳＣＨ（Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。ダウンリンクマルチキャストまたは放送サービスのトラフィックまたは制御メッセージは、ダウンリンクＳＣＨを通じて転送されてもよく、または、別のダウンリンクＭＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を通じて転送されてもよい。一方、端末からネットワークにデータを転送するアップリンク転送チャネルには、初期制御メッセージを転送するＲＡＣＨ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ユーザトラフィックや制御メッセージを転送するアップリンクＳＣＨ（Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）がある。転送チャネルの上位にあり、転送チャネルにマッピングされる論理チャネル（Ｌｏｇｉｃａｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）には、ＢＣＣＨ（Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＣＣＨ（Ｐａｇｉｎｇ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＣＣＣＨ（Ｃｏｍｍｏｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＭＣＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＭＴＣＨ（Ｍｕｌｔｉｃａｓｔ Ｔｒａｆｆｉｃ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。

図３は、３ＧＰＰシステムに用いられる物理チャネル及びこれらのチャネルを用いる一般的な信号転送方法を説明するための図である。

図３を参照すると、端末は、電源がついたり、新しくセルに進入したりした場合、基地局と同期を合わせる等の初期セル探索（Ｉｎｉｔｉａｌ ｃｅｌｌ ｓｅａｒｃｈ）作業を行う（Ｓ３１０）。そのために、端末は基地局からプライマリ同期チャネル（Ｐｒｉｍａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｐ−ＳＣＨ）及びセカンダリ同期チャネル（Ｓｅｃｏｎｄａｒｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ；Ｓ−ＳＣＨ）を受信して基地局と同期を合わせ、セルＩＤなどの情報を獲得することができる。その後、端末は、基地局から物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ）を受信して、セル内の放送情報を獲得することができる。一方、端末は、初期セル探索段階においてダウンリンク参照信号（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＤＬＲＳ）を受信してダウンリンクチャネル状態を確認することができる。

初期セル探索を終えた端末は、物理ダウンリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）及び該ＰＤＣＣＨに乗せられた情報に基づいて物理ダウンリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＳＣＨ）を受信することによって、より具体的なシステム情報を獲得することができる（Ｓ３２０）。

一方、基地局に最初にアクセスしたり、信号転送のための無線リソースがない場合に、端末は、基地局に対してランダムアクセス手順（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ；ＲＡＣＨ）を行うことができる（段階Ｓ３３０乃至段階Ｓ３６０）。そのために、端末は、物理ランダムアクセスチャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＲＡＣＨ）を通じて特定シーケンスをプリアンブルとして転送し（Ｓ３３０及びＳ３５０）、ＰＤＣＣＨ及び対応するＰＤＳＣＨを通じてプリアンブルに対する応答メッセージを受信することができる（Ｓ３４０及びＳ３６０）。競合ベースＲＡＣＨの場合に、衝突解決手順（Ｃｏｎｔｅｎｔｉｏｎ Ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ）をさらに行うことができる。

上述のような手順を行った端末は、以降、一般的なアップリンク／ダウンリンク信号転送手順として、ＰＤＣＣＨ／ＰＤＳＣＨ受信（Ｓ３７０）及び物理アップリンク共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＳＣＨ）／物理アップリンク制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ）転送（Ｓ３８０）を行うことができる。端末がアップリンクを通じて基地局に転送する、または端末が基地局から受信する制御情報は、ダウンリンク／アップリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）、ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）などを含む。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおいて、端末は、上記のＣＱＩ／ＰＭＩ／ＲＩなどの制御情報をＰＵＳＣＨ及び／またはＰＵＣＣＨを通じて転送することができる。

図４は、移動通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥシステムで用いられる無線フレームの構造を例示する図である。

図４を参照すると、無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）は、１０ｍｓ（３２７２００・Ｔ_s）の長さを有し、１０個の均等なサイズのサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）で構成されている。それぞれのサブフレームは、１ｍｓの長さを有し、２個のスロット（ｓｌｏｔ）で構成されている。それぞれのスロットは、０．５ｍｓ（１５３６０・Ｔ_s）の長さを有する。ここで、Ｔ_sは、サンプリング時間を表し、Ｔ_s＝１／（１５ｋＨｚ×２０４８）＝３．２５５２×１０^-8（約３３ｎｓ）で表示される。スロットは、時間領域において複数のＯＦＤＭシンボルを含み、周波数領域において複数のリソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ；ＲＢ）を含む。

ＬＴＥシステムにおいて、一つのリソースブロックは１２個の副搬送波×７（６）個のＯＦＤＭシンボル、またはＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）を含む。データが転送される単位時間であるＴＴＩ（Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｔｉｍｅ Ｉｎｔｅｒｖａｌ）は、一つ以上のサブフレーム単位に定めることができる。上述した無線フレームの構造は例示に過ぎず、無線フレームに含まれるサブフレームの数、サブフレームに含まれるスロットの数、スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルまたはＳＣ−ＦＤＭＡの数は様々に変更可能である。

図５は、移動通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥシステムのダウンリンク及びアップリンクサブフレームの構造を示す図である。

図５の（ａ）を参照すると、１つのダウンリンクサブフレームは、時間領域で２個のスロットを含む。ダウンリンクサブフレーム内の１番目のスロットにおける先頭の最大３ ＯＦＤＭシンボルが、制御チャネルの割り当てられる制御領域（ｃｏｎｔｒｏｌ ｒｅｇｉｏｎ）に相応し、残りのＯＦＤＭシンボルがＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｎｅｌ）の割り当てられるデータ領域に相当する。

３ＧＰＰ ＬＴＥで用いられるダウンリンク制御チャネルは、ＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ−ＡＲＱ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ）などがある。サブフレームの１番目のＯＦＤＭシンボルで転送されるＰＣＦＩＣＨは、サブフレーム内で制御チャネルの転送に用いられるＯＦＤＭシンボルの数（すなわち、制御領域のサイズ）に関する情報を運ぶ。ＰＤＣＣＨを通じて転送される制御情報を、ダウンリンク制御情報（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ、ＤＣＩ）と呼ぶ。ＤＣＩは、アップリンクリソース割当情報、ダウンリンクリソース割当情報及び任意の端末グループに対するアップリンク転送パワー制御命令などを指示する。ＰＨＩＣＨは、アップリンクＨＡＲＱ（Ｈｙｂｒｉｄ Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｒｅｐｅａｔ Ｒｅｑｕｅｓｔ）に対するＡＣＫ（Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）／ＮＡＣＫ（Ｎｏｔ−Ａｃｋｎｏｗｌｅｄｇｅｍｅｎｔ）信号を運ぶ。すなわち、端末が転送したアップリンクデータに対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号は、ＰＨＩＣＨで転送される。

次に、ダウンリンク物理チャネルであるＰＤＣＣＨについて記述する。

ＰＤＣＣＨは、ＰＤＳＣＨのリソース割当及び転送フォーマット（これをＤＬ ｇｒａｎｔという。）、ＰＵＳＣＨのリソース割当情報（これをＵＬ ｇｒａｎｔという。）、任意の端末グループ内の個別端末に対する転送パワー制御命令の集合及びＶｏＩＰ（Ｖｏｉｃｅ ｏｖｅｒ Ｉｎｔｅｒｎｅｔ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）の活性化などを運ぶことができる。複数のＰＤＣＣＨが制御領域内で転送されることが可能であり、端末は、複数のＰＤＣＣＨをモニタリングすることができる。ＰＤＣＣＨは、１つまたは複数の連続するＣＣＥ（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｌｅｍｅｎｔｓ）の集合（ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）で構成される。１つまたは複数の連続するＣＣＥの集合で構成されたＰＤＣＣＨは、サブブロックインターリービング（ｓｕｂｂｌｏｃｋ ｉｎｔｅｒｌｅａｖｉｎｇ）を経た後に制御領域を通じて転送されることが可能である。ＣＣＥは、無線チャネルの状態に基づく符号化率をＰＤＣＣＨに提供するために用いられる論理的割当単位である。ＣＣＥは、複数のリソース要素グループ（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｅｌｅｍｅｎｔ ｇｒｏｕｐ）に対応する。ＣＣＥの数とＣＣＥにより提供される符号化率の関連関係に応じてＰＤＣＣＨのフォーマット及び可能なＰＤＣＣＨのビット数が決定される。

ＰＤＣＣＨを通じて転送される制御情報をダウンリンク制御情報（ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ、ＤＣＩ）という。下記の表１は、ＤＣＩフォーマットによるＤＣＩを表すものである。

ＤＣＩフォーマット０は、アップリンクリソース割当情報を示し、ＤＣＩフォーマット１〜２は、ダウンリンクリソース割当情報を示し、ＤＣＩフォーマット３、３Ａは、任意の端末グループに対するアップリンクＴＰＣ（ｔｒａｎｓｍｉｔ ｐｏｗｅｒ ｃｏｎｔｒｏｌ）命令を示す。

図５（ｂ）を参照すると、アップリンクサブフレームを、周波数領域において制御領域とデータ領域とに区別することができる。制御領域は、アップリンク制御情報を運ぶＰＵＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ）に割り当てられる。データ領域は、ユーザデータを運ぶためのＰＵＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ ＣＨａｎｎｅｌ）に割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、一つの端末はＰＵＣＣＨ及びＰＵＳＣＨを同時に転送しない。一つの端末のためのＰＵＣＣＨは、一つのサブフレームにおいてＲＢペアに割り当てられる。ＲＢペアに属するＲＢはそれぞれ、２個のスロットにおいて異なる副搬送波を占めている。ＰＵＣＣＨに割り当てられたＲＢペアはスロット境界（ｓｌｏｔ ｂｏｕｎｄａｒｙ）で周波数ホッピングされる。

図６は、移動通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥシステムで用いられるダウンリンクの時間−周波数リソース格子構造（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）を示す図である。

図６に示すリソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ、ＲＢ）は、ある物理チャネルとリソース要素間のマッピング（ｍａｐｐｉｎｇ）関係を記述するために用いられる。ＲＢは、物理リソースブロック（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ、ＰＲＢ）と仮想リソースブロック（Ｖｉｒｔｕａｌ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ、ＶＲＢ）とに区別される。

ＶＲＢのサイズはＰＲＢのサイズと同一である。ＶＲＢは、ローカル型ＶＲＢ（Ｌｏｃａｌｉｚｅｄ ＶＲＢ、ＬＶＲＢ）と分散型ＶＲＢ（Ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ＶＲＢ、ＤＶＲＢ）とに分類することができる。各タイプのＶＲＢに対して、１つのサブフレーム内の２つのスロットにおける１対のＶＲＢは、単一のＶＲＢナンバーn_VRBが共に割り当てられる。

次に、一般的な多重アンテナ（ＭＩＭＯ）技術の概括について説明する。ＭＩＭＯは、「Ｍｕｌｔｉ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉ−Ｏｕｔｐｕｔ」の略語で、今まで１個の送信アンテナと１個の受信アンテナを用いたことから脱皮し、多重送信アンテナと多重受信アンテナを採択して送受信データ効率を向上させる方法のことをいう。すなわち、無線通信システムの送信端あるいは受信端で多重アンテナを用いて容量増大あるいは性能改善を試みる技術のことを指す。以下、「ＭＩＭＯ」を「多重アンテナ」と称する。

多重アンテナ技術は、１つの全体メッセージを受信するために単一アンテナ経路に依存せずに、複数のアンテナから受信したデータ断片を一つに集めて完成する技術を応用したものである。この技術により、特定範囲でデータ転送速度を向上させたり、特定データ転送速度に対してシステム範囲を増大させたりすることができる。

次世代移動通信は、既存移動通信に比べて格段に高いデータ転送率を要求するから、効率的な多重アンテナ技術が必須になると予想される。このような状況下で、ＭＩＭＯ通信技術は、移動通信端末と中継器などに幅広く利用可能な次世代移動通信技術であり、データ通信拡大などによる限界状況に応じて他の移動通信の転送量限界を克服できる技術として関心を集めている。

一方、現在研究中の様々な転送効率向上技術のうち、送受信端とも複数のアンテナを用いる多重アンテナ（ＭＩＭＯ）技術は、追加的な周波数割当や電力増加無しにも通信容量及び送受信性能を画期的に向上させることができる方法として現在最も注目を浴びている。

図７は、一般的な多重アンテナ（ＭＩＭＯ）通信システムの構成図である。

図７に示すように、送信アンテナの数をＮ_T個、受信アンテナの数をＮ_R個として同時に増やすと、送信機または受信機のいずれか一方でのみ複数のアンテナを使用する場合とは違い、アンテナ数に比例して理論的なチャネル転送容量が増加するので、転送レートを向上させ、周波数効率を画期的に向上させることができる。チャネル転送容量の増加により得られる転送レートは、１つのアンテナを用いる場合の最大転送レート（Ｒｏ）に下記のようなレート増加率（Ｒｉ）がかけられた値と等しく、理論的に増加することができる。レート増加率（Ｒｉ）は、下記の式１のように表すことができる。

上述したような多重アンテナシステムにおける通信方法をより具体的な方法で説明するために、それを数学的にモデリングすると、下記の通りである。

まず、図７に示すように、Ｎ_T個の送信アンテナとＮ_R個の受信アンテナが存在するとする。

まず、送信信号について説明すると、Ｎ_T個の送信アンテナが存在する場合に、最大転送可能な情報はＮ_T個であるから、下記の式２のようなベクトルで表すことができる。

一方、それぞれの転送情報ｓ_１，ｓ_２，…，ｓ_ＮTにおいて転送電力を別々にすることができ、この時、それぞれの転送電力をＰ_１，Ｐ_２，…，Ｐ_ＮTとすれば、転送電力の調整された転送情報は、下記の式３のようなベクトルで表すことができる。

一方、転送電力の調整された情報ベクトルは、以降、重み行列Ｗがかけられて実際転送されるＮ_T個の転送信号x_１，x_２，…，ｘ_ＮTを構成する。ここで、重み行列は、転送情報を転送チャネル状況などに応じて各アンテナに適切に分配する役割を果たす。このような転送信号ｘ_１，ｘ_２，…，ｘ_ＮTを、ベクトルｘを用いて下記の式５のように表すことができる。

上記の式５で、ｗ_ijは、ｉ番目の送信アンテナとｊ番目の転送情報間の重み値を表し、Ｗはこれを行列で表したものである。このような行列Ｗを、重み行列（Ｗｅｉｇｈｔ Ｍａｔｒｉｘ）またはプリコーディング行列（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ）と呼ぶ。

一方、上述したような転送信号（ｘ）は、空間ダイバーシティを用いる場合と空間マルチプレクシングを用いる場合とに分けて考えることができる。

空間マルチプレクシングを用いる場合は、互いに異なる信号を多重化して送るので、情報ベクトルｓの元素がいずれも異なる値を有するのに対し、空間ダイバーシティを用いる場合は、同じ信号を複数のチャネル経路を通じて送るので、情報ベクトルｓの元素がいずれも同一値を有することになる。

もちろん、空間マルチプレクシングと空間ダイバーシティとを混合する方法も考慮可能である。すなわち、例えば、３個の送信アンテナを通じて同じ信号を空間ダイバーシティを用いて転送し、残りは、それぞれ異なる信号を空間マルチプレクシングして送る場合も考慮することができる。次に、受信信号は、Ｎ_R個の受信アンテナがある場合に、各アンテナの受信信号ｙ_１，ｙ_２，…，ｙ_ＮＲをベクトルｙで下記の式６のように表すとする。

一方、多重アンテナ通信システムにおけるチャネルをモデリングする場合に、チャネルは、送受信アンテナインデックスによって区別することができ、送信アンテナｊから受信アンテナｉを経るチャネルをｈ_ijと表示するものとする。ここで、ｈ_ijのインデックスの順序は、受信アンテナインデックスが先で、送信アンテナのインデックスが後ろであることに留意されたい。このようなチャネルは、複数のものを１つにまとめてベクトル及び行列形態とすることも可能である。ベクトル表示を例にして説明すると、下記の通りである。

図８は、Ｎ_T個の送信アンテナから受信アンテナｉへのチャネルを示す図である。

図８に示すように、総Ｎ_T個の送信アンテナから受信アンテナｉに到着するチャネルは、下記の式７のように表現可能である。

また、上記の式７のような行列表現によりＮ_T個の送信アンテナからＮ_R個の受信アンテナを経るチャネルを全て表す場合に、下記の式８のように表すことができる。

一方、実際チャネルは、このようなチャネル行列Ｈを経た後に白色雑音（ＡＷＧＮ：Ａｄｄｉｔｉｖｅ Ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｎｏｉｓｅ）が加えられるので、Ｎ_R個の受信アンテナのそれぞれに加えられる白色雑音ｎ_１，ｎ_２，…，ｎ_ＮＲをベクトルで表現すると、下記の式９の通りである。

上述したような転送信号、受信信号、チャネル、及び白色雑音のモデリングにより、多重アンテナ通信システムにおいてそれぞれは下記の式１０のような関係で表すことができる。

一方、チャネルの状態を表すチャネル行列Ｈの行（ｒｏｗ）と列（ｃｏｌｕｍｎ）の数は、送受信アンテナ数によって決定される。チャネル行列Ｈは、前述したように、行の数は受信アンテナの数Ｎ_Rに相当し、列の数は送信アンテナの数Ｎ_Tに相当する。すなわち、チャネル行列Ｈは、Ｎ_R×Ｎ_T行列になる。

一般に、行列のランク（ｒａｎｋ）は、互いに独立している（ｉｎｄｅｐｅｎｄｅｎｔ）行または列の個数のうち、最小個数と定義される。そのため、行列のランクは、行または列の個数より大きくなることがない。数式的に例示すると、チャネル行列Ｈのランク（ｒａｎｋ(Ｈ)）は、下記の式１１のように制限される。

一方、プリコーディング行列の特性を観察することができる。プリコーディング行列を考慮しないチャネル行列Ｈは、下記の式１２のように表すことができる。

一般に、ｋ番目の受信ＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）ρ_ｋを、所定のＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）受信機の場合に、下記の式１３のように定義できる。

したがって、ｋ番目の有効受信ＳＩＮＲρ_ｋは、ＭＭＳＥ受信機が用いられるという仮定の下に、下記の式１５のように表すことができる。

上記の式１７から、仮に２つの列ベクトルがパーミュテーションされるとすれば、受信ＳＩＮＲ値自体はチャネル容量／和レートを一定にするために、順序（ｏｒｄｅｒ）以外は変わらない。そこで、上記の式１４及び式１５のように、パーミュテーションされた有効チャネル及びｋ番目の受信ＳＩＮＲρ_ｋを獲得することができる。

上記の式１９から、干渉及び雑音部分は、下記の式２０に示す通りであることに留意すべきである。

図９は、ＯＦＤＭＡ及びＳＣ−ＦＤＭＡのための一般的システム構造を示す図である。

ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）またはＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ−Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）に基づく一般的なＭＩＭＯアンテナシステムにおいて、データ信号は、一つの転送シンボル内で複素マッピング関係（ｃｏｍｐｌｅｘ ｍａｐｐｉｎｇ ｒｅｌａｔｉｏｎ）を経る。転送されるデータはコードワードに分離される。大部分のアプリケーションにおいて、コードワードは、ＭＡＣ（Ｍｅｄｉｕｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｃｏｎｔｒｏｌ）レイヤーによって与えられた転送ブロックと等価になるだろう。各コードワードは、ターボコードまたはテールバイティング畳み込み符号（ｔａｉｌ ｂｉｔｉｎｇ ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ ｃｏｄｅ）のようなチャネルエンコーダを用いて個別にエンコーディングされる。コードワードは、エンコーディング後、適切なサイズにレートマッチング（ｒａｔｅ ｍａｔｃｈｉｎｇ）され、そしてレイヤーにマッピングされる。図９に示すように、ＳＣ−ＦＤＭＡ転送において、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）プリコーディングが各レイヤーで行われ、ＯＦＤＭＡ転送において、ＤＦＴ変換が行われない。

各レイヤーでＤＦＴ変換された信号にプリコーディングベクトル／行列がかけられた後に(ｍｕｌｔｉｐｌｙ)、転送アンテナポートにマッピングされる。転送アンテナポートは、アンテナ仮想化によって再び実際の物理アンテナにマッピングされることがある。

単一搬送波信号（ＳＣ−ＦＤＭＡ転送信号のような）の一般的なＣＭ（Ｃｕｂｉｃ Ｍｅｔｒｉｃ）は、多重搬送波信号よりも遥かに小さい。この一般的な概念は、ＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ Ｐｏｗｅｒ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）と同一である。ＣＭ及びＰＡＰＲは、送信機のパワーアンプ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ、ＰＡ）が支援すべき電力の動的範囲と関連している。同じＰＡ下で、任意の転送信号が、低いＣＭ及びＰＡＰＲを有し、一部の他の信号形式は、高い転送電力で転送されることがある。逆に、ＰＡの最大電力が固定され、送信機が高いＣＭ及びＰＡＰＲ信号を転送することを希望すると、低いＣＭ信号よりも転送電力をやや減らすことができる。単一搬送波信号が多重搬送波信号よりも低いＣＭを有する理由は、多重搬送波信号において信号の多数はオーバーラップして、たまには信号の共同位相（Ｃｏ−ｐｈａｓｅ）の追加につながるためである。このような可能性は、信号のサイズをより大きくさせる。これが、ＯＦＤＭシステムが大きいＰＡＰＲ及びＣＭ値を有する理由である。

出力信号ｙは、単に情報シンボルｘ₁で構成され、この信号は、ｙ＝ｘ₁のような単一搬送波信号と見なすことができる。しかし、出力信号ｙが複数の情報シンボルｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，…，ｘ_Nで構成されると、信号は、ｙ＝ｘ₁＋ｘ₂＋ｘ₃＋…＋ｘ_Nのように、多重搬送波信号と見なすことができる。ＰＡＰＲまたはＣＭは、出力信号波形においてコヒーレントに（ｃｏｈｅｒｅｎｔｌｙ）共に追加された情報シンボルの数に比例するが、その値は、情報シンボルが特定個数になると飽和する傾向がある。したがって、出力信号波形は、単一搬送波信号をほとんど追加することなく生成され、ＣＭ及びＰＡＰＲは、多重搬送波信号よりは小さく、単一搬送波信号よりはやや大きい。

図１０は、移動通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおけるアップリンクＳＣ−ＦＤＭＡのためのシステム構造を示す図であり、図１１は、移動通信システムの一例である３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおけるアップリンクＳＣ−ＦＤＭＡ転送フレーム構造の一例を示す図である。

Ｒｅｌ−８ＬＴＥシステムにおいて、アップリンクＳＣ−ＦＤＭＡのためのシステム構造及び転送フレームが、図１０及び図１１に示すように採択された。基本転送ユニットは、１サブフレームである。１サブフレームは、２スロットで構成され、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）の構成に応じて、１スロット内のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの数は７または６になる。各スロットにおいて、データ転送のために用いられない少なくとも１つの参照信号ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが存在する。１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内には多数の副搬送波が存在する。ＲＥ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ）は、１副搬送波にマッピングされた複素情報シンボルである。ＤＦＴ変換プリコーディングが用いられる場合に、転送で用いられるＤＦＴサイズ及び副搬送波の数はＳＣ−ＦＤＭＡと同一であるから、ＲＥは、ＤＦＴ変換インデックスにマッピングされた１つの情報シンボルである。

ＬＴＥ−Ａシステムでは、アップリンク転送において４枚のレイヤーまでの空間多重化が考慮されている。アップリンク単一ユーザ空間多重化の場合に、アップリンクコンポネント搬送波（Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ Ｃａｒｒｉｅｒ、ＣＣ）別に１サブフレームで２転送ブロックまでスケジューリングされた端末（ｔｅｒｍｉｎａｌ）から転送されることが可能である。転送レイヤーの数に応じて、各転送ブロックと関連した変調シンボルは、Ｒｅｌ−８ＬＴＥダウンリンク空間多重化と同様の原理に従って１枚または２枚のレイヤーにマッピングされる。さらに、ＤＦＴ−プリコーディングされたＯＦＤＭが、空間多重化の適用されるか否かによらず、アップリンクデータ転送のために多重接続方式として採択される。多数のコンポネント搬送波の場合に、コンポネント搬送波別に１つのＤＦＴがある。ＬＴＥ−Ａシステムにおいて、特に、周波数−連続（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）及び周波数−不連続（ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）リソース割当は、各コンポネント搬送波で支援される。

図１２は、ＳＣ−ＦＤＭＡ転送に基づくＭＩＭＯシステムのためのデータ信号のマッピング関係の一例を示す図である。

コードワードの数がＮ_Cで、レイヤー数がＮ_Lであれば、Ｎ_C個の情報シンボルまたはＮ_C個の倍数（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ）の情報シンボルが、Ｎ_L個のシンボルにまたはＮ_L個の倍数のシンボルに割り当てられる。ＳＣ−ＦＤＭＡのためのＤＦＴ変換プリコーディングは、レイヤーのサイズを変化させない。プリコーディングが各レイヤーで行われた後、情報シンボルの数はＮ_LからＮ_Tに変わり、Ｎ_T＊Ｎ_L行列の乗算（ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ）になる。一般に、空間的に多重化されたデータの転送ランクは、与えられた転送インスタント（ｉｎｓｔａｎｔ）（図１２の例でＮ_L）でデータを運ぶレイヤーの数と同一である。

次世代通信システムにおいて１Ｇｂｐｓのような非常に高速なデータ転送率を支援するために、ランク８のような高いランクのデータ転送の支援が必要である。空間レイヤー多重化された情報を正確に転送し、データ復調及びチャネル推定のためのよく設計された参照信号シーケンスを受信することが必要である。制御信号位置（Ｐｌａｃｅｍｅｎｔ）、及び後方の（ｂａｃｋ）ＩＥ測定に必要な他の参照信号を考慮すると、空間レイヤー多重化されたデータ情報設計のための参照信号シーケンスは複雑で難しい。そこで、本発明では専用参照信号（ｄｅｄｉｃａｔｅｄ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅｓｉｇｎａｌ）シーケンスを、データ情報を含むＲＢ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ）に挿入する方法を提案する。

ＬＴＥのような通信システムにおいて、多数の空間レイヤーに対してデータ復調及びチャネル推定のための参照信号を、図１３に示すように、サブフレームにおけるリソース要素（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ、ＲＥ）に挿入することができる。

以下では、移動通信システムにおいて送信端及び受信端間に送受信される参照信号（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ、ＲＳ）について説明する。

移動通信システムにおいて送信端が受信端へパケット（あるいは信号）を転送する時に、送信端が転送するパケットは、無線チャネルを通じて転送されるため、転送過程で信号の歪みが発生することがある。このように歪まれた信号を受信端で正しく受信するためには、受信端は、チャネル情報を見つけ、このチャネル情報に相応する分だけ受信信号において転送信号の歪みを補正することができる。このようにチャネル情報を見つけるためには、送信端と受信端の両方が知っている信号を転送する必要がある。すなわち、受信端で知っている信号がチャネルを通じて受信される時に、当該信号の歪みの度合によりチャネル情報を見つけ出す方法を主に用いるが、この時に転送される送信側と受信側の両方が知っている信号を、参照信号またはパイロット信号（Ｐｉｌｏｔ Ｓｉｇｎａｌ）という。

今までは、送信端が受信端にパケットを転送する時に、１個の送信アンテナと１個の受信アンテナを用いてきた。これに対し、最近では、大部分の移動通信システムにおいて、多重送信アンテナと多重受信アンテナを採択して送受信データ効率を向上させる方法を用いている。移動通信システムの送信端あるいは受信端において容量増大、通信性能の改善のために多重アンテナを用いてデータを送受信する場合に、各送信アンテナ別に別個の参照信号が存在する。受信端は、知っている各送信アンテナ別参照信号を用いて、各送信アンテナから転送された信号を正しく受信することができる。

移動通信システムにおいて、参照信号を、その目的によって２種類に大別することができる。参照信号には、チャネル情報獲得のためのものと、データ復調のためのものがある。前者は、端末がダウンリンクでのチャネル情報を獲得するためのもので、広帯域に転送される必要がある。すなわち、特定サブフレームでダウンリンクデータを受信しない端末であっても、この参照信号を受信し測定できるようにしなければならない。また、このようなチャネル測定用参照信号は、ハンドオーバーの測定などのために用いられてもよい。後者は、基地局がダウンリンク信号を転送する時に、該当のリソースで共に送る参照信号であり、端末は、この参照信号を受信することによってチャネル推定をし、データを復調することが可能になる。この復調用参照信号は、データが転送される領域で転送されなければならない。

移動通信システムの一例であるＲｅｌｅａｓｅ ８ＬＴＥシステムでは、ユニキャストサービスのために２種類のダウンリンク参照信号が定義されている。チャネル状態に関する情報獲得及びハンドオーバーなどの測定などのために用いられる共通参照信号（Ｃｏｍｍｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；以下、「ＣＲＳ」という。）と、データ復調のために用いられる専用参照信号（ＤＲＳ：Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ ＲＳ；以下、「ＤＲＳ」という。）（ＵＥ−特定参照信号に該当する。）との２種類の参照信号がある。Ｒｅｌｅａｓｅ ８ＬＴＥシステムにおいて、ＵＥ−特定参照信号は、データ復調用にのみ用いられ、ＣＲＳは、チャネル情報獲得及びデータ復調の２つの目的のために用いられる。このＣＲＳは、セル−特定（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）参照信号で、基地局は広帯域にわたって毎サブフレームごとにＣＲＳを転送する。セル−特定（Ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）ＣＲＳは、基地局の転送アンテナ個数に応じて最大４個のアンテナポートに対して転送される。例えば、基地局の送信アンテナの個数が２個であれば、０番と１番のアンテナポートに対するＣＲＳが転送され、４個であれば、０乃至３番のアンテナポートに対するＣＲＳがそれぞれ転送される。

図１３は、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおける参照信号パターンの例を示す図である。

図１３の（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）はそれぞれ、１つのＲＢにおけるＲＳ位置を表している。複数の参照信号（ＲＳ）を１ ＲＢ内で互いに異なる用途で転送することができる。図１３に示すＣＲＳ（Ｃｏｍｍｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）は、セル共通参照信号で、システム全帯域にわたって転送される。ＣＲＳは、データ転送の復調、チャネル推定、チャネルトラッキング（ｔｒａｃｋｉｎｇ）、セル検出などのような用途に用いられるものでよい。ＤＲＳ（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）は、データ復調のために用いられる参照信号で、端末が基地局からデータを受信する時にのみ特定ＲＢで転送される。ＤＲＳは端末特定信号として転送されるため、一般に、特定端末は、他の端末へのＤＲＳ転送がわからない。Ｎ枚までの空間レイヤー（ｓｐａｔｉａｌ ｌａｙｅｒ）データ転送を支援するために、Ｎ個のＤＲＳが必要である。

以下の例では、システムが８枚の空間レイヤーデータ転送まで支援するとして説明する。ＭＵ−ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉ Ｕｓｅｒ−ＭＩＭＯ）転送を正しく支援するために、基地局が各端末に転送する８個のＤＲＳが直交したり、または良好な相関特性を有する必要がある。また、８枚のレイヤーまで支援するシステムは、各レイヤー別にＤＲＳを転送することができ、互いに異なる端末の組み合わせに対するデータ転送のために、１枚以上のレイヤーが用いられることが可能である。ＤＲＳは、ＬＴＥ−ＡシステムなどではＤＭ ＲＳ（Ｄａｔａ Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ＲＳ）とも呼ばれる。

各レイヤー別ＤＲＳを様々な方法で多重化することができる。例えば、コード分割多重化（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＣＤＭ）、周波数分割多重化（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＦＤＭ）、または時分割多重化（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ、ＴＤＭ）方式で多重化したり、あるいはこれらの組み合わせで多重化することができる。図１３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はそれぞれ、ＤＲＳ多重化に基づくＣＤＭ及びＦＤＭ方式を示している。レイヤー１及び２（ＤＲＳレイヤー３及び４またはｅｖｅｎレイヤー５、６、７、８は、ＤＲＳシーケンスをマッピングする方法と類似の方法に従う）のための１２個のＲＥを調べてみると、１ ＲＢ内の１２個のＲＥは、図１４に示す通りである。

図１４は、１ ＲＢ内でＤＲＳレイヤー１及び２のためにコード多重化されたＲＥのパターン例を示す図である。

図１４で、ウォルシュ−アダマール（ｗａｌｓｈ−ｈａｄａｍａｒｄ）コードのようなコードがＲＥ（１４１０）及びＲＥ（１４２０）に適用されている（すなわち、ＲＥ（１４１０）には＋１を、ＲＥ（１４２０）にも＋１をかけたり、または、ＲＥ（１４１０）には＋１を、ＲＥ（１４２０）には−１をかけることで、時間軸で２つの連続するＲＥがウォルシュコードでかけられる）。実際ＤＲＳシーケンスが各ＤＲＳ ＲＥに適用される方法について以下に記述する。一般に、特定端末のために割り当てられたＲＢは、システムで用いられる全体利用可能なＲＢのサブセット（ｓｕｂｓｅｔ）に該当する。

図１５は、ＤＲＳシーケンスを生成する方法の一例を示す図である。

図１５に示すように、全体システム帯域幅のうち、一部のＲＢが特定端末にスケジューリングなどの理由から割り当てられることがある。図１５に示すように、基地局は、全体システム帯域幅に該当するＲＢサイズでＤＲＳシーケンスを生成することができる。基地局が特定端末に対してスケジューリングする場合に、基地局は、全体生成されたＤＲＳシーケンスのうち、該当の端末に割り当てたＲＢに対応するＤＲＳシーケンスを用いることができる。

図１６は、ＤＲＳシーケンスを生成する方法の他の例を示す図である。

図１６を参照すると、図１５でのＤＲＳシーケンスを生成する方法と違い、基地局は、特定端末のために割り当てたデータＲＢと同じサイズでＤＲＳシーケンスを生成することができる。このように、基地局が特定端末に割り当てたＲＢサイズと同一のサイズでＤＲＳシーケンス生成して用いると、基地局は、ＭＵ−ＭＩＭＯのように、空間領域多重化を通じて互いに異なるＲＢを割り当てられた多数の端末をスケジューリングすることができる。空間多重化された端末が互いに異なるＲＢを割り当てられる場合に、各端末のために用いられるＤＲＳシーケンスは、空間的に多重化されたＲＢで用いられるシーケンスがそれぞれ異なるように生成することができる。

図１６の（ａ）に示すように、ハッチング領域は、特定端末にＤＲＳを転送するために割り当てられたＲＢである。基地局は、特定端末に割り当てられたＲＢにデータＲＢサイズに該当するＲＳシーケンスを適用してＤＲＳシーケンスを生成することができる。

図１６の（ｂ）は、基地局が各端末（ＵＥ１、ＵＥ２）別に互いに異なるシーケンスを適用してＤＲＳシーケンスを生成する場合を示している。各端末に対して互いに異なるシーケンスを適用すると、各端末のためのＤＲＳが直交せず、結果としてチャネル推定性能の劣化を招き、通信性能の損失につながる。基地局が多数の端末への転送のための各転送レイヤーに対して直交ＤＲＳを用いるために、コード多重化されたレイヤーのためのＤＲＳに対して同じシーケンスを用いる必要がある。しかし、周波数多重化されたレイヤーのためのＤＲＳに対しては同じシーケンスを用いる必要はない。互いに異なる端末に対して同じＤＲＳシーケンスを生成するために、２個のシーケンス生成方法を考慮することができる。

図１７は、ＤＲＳシーケンスを生成する方法の一例を説明するための図である。

第一の方法として、それぞれの割り当てられたＲＢに対してＤＲＳシーケンスを生成する方法がある。ＤＲＳのために用いられるシーケンスを、割り当てられたＲＢのそれぞれに対して生成することができる。また、各ＲＢで用いられたシーケンスパターンをランダム化するために、各ＲＢ別に互いに異なるＤＲＳシーケンスを生成することができる。異なるＲＢに対して異なるシーケンスを生成する方法の一つに、シーケンス生成関数の初期値部分にＲＢインデックスを追加することがある。

次に、図１８を参照して、１ ＲＢ内でコード分割多重化方式で用いられたＲＥセットのためにシーケンスを追加（あるいは挿入）する３つの方法について記述する。

図１８は、１ ＲＢ内でシーケンスを生成する方法の例を説明する図である。

図１８の（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）に示すシーケンス生成方法はそれぞれ、１ ＲＢ内でコード分割多重化方式で用いられたＲＥセットのためのシーケンスを生成する方法に相当する。

図１８の（ａ）に示すように、第１のシーケンス生成方法として、コード多重化されたＤＲＳ ＲＥレイヤーのための１つのＤＲＳシーケンスを生成することができる。この第１のシーケンス生成方法において、ＤＲＳ ＲＥ位置に生成されてマッピングされた長いシーケンス（ｌｏｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）は、全てのＣＤＭ ＤＲＳレイヤーに共通する。各ＤＲＳレイヤーについて、互いに異なるウォルシュコードが互いに異なるＤＲＳレイヤー間に直交性を保障するように適用される（ウォルシュカバリング）。長いシーケンスを有し、ＲＥにかけられたウォルシュコードにわたり互いに異なるシーケンス要素の可能性を有することの利点は、ＤＲＳ ＲＥが効率よくランダム化され、結果として他のセル間への干渉をよりランダム化できることである。

図１８の（ｂ）に示すように、第２のシーケンス生成方法として、コード多重化されたＤＲＳ ＲＥレイヤーに対して１つ以上のＤＲＳシーケンスを生成することができる。第２のシーケンス生成方法において、長いシーケンス（ｌｏｎｇ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）が生成されて、ウォルシュコードが適用される（例えば、ウォルシュ拡散される）ことになるリソース上で同じシーケンスが反復されるＤＲＳ ＲＥ位置でマッピングされる。各レイヤーに対するシーケンスは、互いに異なってもよい。各ＤＲＳレイヤーには、互いに異なるウォルシュコードを互いに異なるＤＲＳレイヤー間の直交性を保障するために適用することができる。このような方法において、ウォルシュコードの適用されるＲＥに沿って同じシーケンスが反復され、互いに異なるレイヤーは互いに異なるＤＲＳシーケンスを有することができ、この場合も同様、互いに異なるＤＲＳレイヤー間に直交性が保障される。これにより、互いに異なるＤＲＳシーケンスを有する互いに異なるセル間にも直交的なＤＲＳ転送が可能になる。この第２のシーケンス生成方法において、レイヤーインデックスはＤＲＳシーケンス生成初期値に入力されるとよい。

図１８の（ｃ）に示すように、第３のシーケンス生成方法として、図１８の（ａ）及び（ｂ）における第１及び第２のシーケンス生成方法を混合（ｈｙｂｒｉｄ）することができる。可能な互いに異なるＤＲＳシーケンスがＤＲＳ ＲＥにマッピングされ、このＤＲＳ ＲＥにはウォルシュコードが適用される。図１８の（ｃ）に例示するように、２つの異なるＤＲＳシーケンスはＤＲＳ ＲＥ位置にマッピングされて、ウォルシュコードが互いに異なるＤＲＳシーケンスにわたって適用されるようにする。このような方法は、２番目のＤＲＳシーケンスを実際に１番目のＤＲＳシーケンスと同じものとしてＤＲＳシーケンスを構成することも可能である。この場合、互いに異なるＤＲＳシーケンスを第３のシーケンス生成方法と同一にして構成すると、第２のシーケンス生成方法のように見えることができる。ＤＲＳシーケンスが互いに異なる場合に、第３のシーケンス生成方法は第１のシーケンス生成方法と類似になりうる。このような方法によれば、互いに異なるセル間のＤＲＳ干渉をランダム化でき、セル間のＤＲＳ転送の直交性を維持する構成を可能にすることができる。

第３のシーケンス生成方法において、ウォルシュコードのかけられたＲＥセット指示子の間に同一のまたは異なるＤＲＳシーケンス（可能な限り同一のＤＲＳシーケンス）及びレイヤーインデックスがＤＲＳシーケンス生成初期値のために入力されてもよい。

図１９は、ＤＲＳシーケンスを生成する方法の一例を説明するための図である。

第２の方法として、全体システム帯域幅に対してＤＲＳシーケンスを生成し、長く生成されたＤＲＳシーケンスの一部（ｓｕｂ−ｐｏｒｔｉｏｎ）を各ＲＢ位置で用いることができる。基地局は、全体システム帯域幅に対するＤＲＳシーケンスを生成でき、割り当てられたＲＢのそれぞれに対して、長いＤＲＳシーケンスの一部のＤＲＳシーケンスを用いることができる。このようなＤＲＳシーケンス生成方法において、コード分割多重化のために用いられるＲＥセットに対するシーケンスを挿入する３つの方法について記述する。

図２０は、１ ＲＢ内でシーケンスを生成する方法の例を説明する図である。

図２０の（ａ）、（ｂ）及び（ｃ）はそれぞれ、１ ＲＢ内でコード分割多重化方式で用いられたＲＥセットのためにシーケンスを挿入する方法に示している。

図２０の（ａ）に示す第１のシーケンス生成方法は、生成された長いＤＲＳシーケンスの一部を特定ＲＢに対するＤＲＳシーケンスとしてマッピングすることができる。長いＤＲＳシーケンスは、最も周波数の低い副搬送波から最も周波数の高い副搬送波までマッピングされる。データ転送のためにいずれのＲＢが用いられるかによって、特定ＲＢのためのＤＲＳシーケンスとしては、既に全体システム帯域幅にわたってマッピングされた長いＤＲＳシーケンスのうち一部が用いられる。この第１のシーケンス生成方法において、同じＤＲＳシーケンスは、１つのウォルシュコードセットがかけられる互いに異なるＯＦＤＭシンボルに用いられる。これは、レイヤー間に互いに異なるＤＲＳシーケンスを許容することに相当し、ＤＲＳレイヤー間に直交性を相変らず保障する。また、他のセルとのＤＲＳ直交性を保障することができる。

図２０の（ｂ）に示す第２のシーケンス生成方法は、生成された長いＤＲＳシーケンスの一部を、特定ＲＢに対するＤＲＳのためにマッピングすることができる。長いＤＲＳシーケンスは最も周波数の低い副搬送波から最も周波数の高い副搬送波までマッピングされる。データ転送のためにいずれのＲＢが用いられるかによって、特定ＲＢのためのＤＲＳシーケンスとしては、既に全体システム帯域幅にわたってマッピングされた長いＤＲＳシーケンスのうちの一部が用いられる。この第２のシーケンス生成方法において、可能な互いに異なるＤＲＳシーケンスは、１つのウォルシュコードセットがかけられる互いに異なるＯＦＤＭシンボルに用いられる。この場合に、コード分割多重化された各レイヤーに対する基本（ｂａｓｅ）ＤＲＳシーケンスは同一であり、互いに異なるＤＲＳレイヤーは、与えられた基本ＤＲＳシーケンスに加えて、互いに異なるウォルシュコードを用いることができる。

周波数分割多重化（ＦＤＭ）された異なるレイヤーに対するＤＲＳは、互いに異なる基本ＤＲＳシーケンスを有することができる。上記の第２のシーケンス生成方法は、各ＯＦＤＭシンボルに対する互いに異なるＤＲＳシーケンスを有するように適用されるとよい。レイヤーインデックス、ＯＦＤＭシンボルインデックス、及びスロット番号（あるいはサブフレーム番号）が、長いＤＲＳシーケンス生成初期値に入力されることが可能である。

また、上記の第２のシーケンス生成方法に加えて、システムは、互いに異なるＯＦＤＭシンボルに対して同じＤＲＳシーケンスを適用するように構成することができ、同じＤＲＳシーケンスは、図２０の（ａ）に示す第１のシーケンス生成方法と同様に、ウォルシュコードセットでかけられたＲＥに用いることができる。図２０の（ｂ）で、ＤＲＳシーケンスｂ_i及びｄ_iはそれぞれ、ＤＲＳシーケンスａ_i及びｃ_iと同一でよい。これは、図２０の（ａ）における第１のシーケンス生成方法が、図２０の（ｂ）における第２のシーケンス生成方法のように構成されるようにする。互いに異なるＯＦＤＭシンボル構成の指示に対する同一のまたは互いに異なるＤＲＳシーケンスは、ＤＲＳシーケンス生成初期値に入力されてもよい。

図２０の（ｃ）に示す第３のシーケンス生成方法は、図２０の（ａ）及び（ｂ）における上記の各第１及び第２のシーケンス生成方法により生成されたＤＲＳシーケンス要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）に対して要素間の積（ｅｌｅｍｅｎｔ ｂｙ ｅｌｅｍｅｎｔ）によってＤＲＳシーケンスを新しく生成することができる。図２０の（ｃ）の左側に示す方法で生成されたＤＲＳシーケンスは、１ ＲＢに該当するシーケンスであり、同様に、図２０の（ｃ）の右側に示す方法で生成されたＤＲＳシーケンスも、１ ＲＢに該当するシーケンスである。各ＲＢで生成された要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）をかけて新しくＤＲＳシーケンスを生成することができる。このような場合には、２ ＲＢ単位でＤＲＳシーケンスを生成することを反復することができる。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムのシステム帯域幅を１２ＲＢとすれば、このような過程を６回反復できる。

この方法において、ウォルシュ拡散ＲＳシーケンスは、全てのＲＥにおいて互いに異なるシーケンス値を有する互いに異なるＲＳシーケンスによりさらにスクランブリングされることが可能である。この方法により、ウォルシュ拡散ＲＳシーケンス（ＤＲＳ ＯＦＤＭシンボル上での同じシーケンス）による干渉ランダム化有効損失は、ｓｅｃｏｎｄａｒｙ ＲＳシーケンススクランブリングによって低減することができる。この第３のシーケンス生成方法は、互いに異なるシーケンス特性及び１つのＲＳシーケンスを制御するシーケンス生成値に２個の入力フィールドを有することによって具現することができる。第３のシーケンス生成方法は、セルのグループが協力する場合に、グループ内のセルが互いに異なるウォルシュコードを共有し、同時にセルの他のグループがランダム化される必要がある時に有用な方法である。

次に、ＤＲＳシーケンスを生成する上で必要なシーケンス初期化値について説明する。

効果的なＭＵ−ＭＩＭＯを支援するために、ＤＲＳシーケンスは端末ＩＤで初期化することができず、むしろ、セルＩＤ、サブフレーム番号（あるいはスロット番号）、ＯＦＤＭシンボルインデックス（サブフレームまたはスロット内で）、レイヤーインデックス、ノーマルＣＰ（ｎｏｒｍａｌ Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）または拡張ＣＰ（ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ）指示など（すなわち、異なるＯＦＤＭシンボル構成指示のための同一のまたは異なるＤＲＳシーケンス）の組み合わせでのみ初期化することができる。追加のシーケンス初期化パラメータは、レイヤーインデックス（コード分割多重化されたＤＲＳレイヤー内で計算される（ｎｕｍｅｒａｔｅｄ））、及び周波数オフセットインデックス（全体的に、異なるＲＥ時間／周波数位置セットにマッピングされたＤＲＳを区別するためにＦＤＭ ＤＲＳレイヤー間に計算される）でよい。

さらに、ウォルシュコードがＤＲＳシーケンスを時間軸上で拡散させたり、またはウォルシュコードがＤＲＳシーケンスにカバリング（あるいはＭｕｌｔｉｐｌｙ）される方式で、ＤＲＳシーケンスはＤＲＳレイヤーＲＥにマッピングされてもよい。ウォルシュコード拡散シーケンスは、より好ましい直交性を保障する一方で、ウォルシュカバリングされたシーケンスは、相互−相関特性をより好ましくさせる。これは、システムにおいてウォルシュコードがＤＲＳマッピングプロセスで用いられるようにする構成を可能にする。

ここで、全てのＤＲＳシーケンスはＰＲＢＳ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｒａｎｄｏｍ Ｂｉｎａｒｙ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）生成器で生成されるとする。ＰＲ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｒａｎｄｏｍ）シーケンスは、長さ３１のゴールドシーケンスで定義される。長さＭ_ＰＮの出力シーケンスｃ（ｎ）は、下記の式２４のように定義することができる（ここで、ｎ＝0, 1, ..., Ｍ_ＰＮ−1）。

ここで、Ｎ_Ｃ＝1600であり、１番目のｍ−シーケンスは、ｘ_１(0)＝1、ｘ_１(n)＝0、ｎ＝1, 2, ..., 30と初期化される。

全てのＤＲＳシーケンス生成方法において、レイヤーインデックス値が、全てのＣＤＭ／ＦＤＭ ＤＲＳ ＲＥセットのうち特定ＣＤＭ ＲＥセットがシーケンス生成初期値の一部として用いられる旨を指示することを提案する。この場合、全てのレイヤーインデックス指示子値が必ずしも全てのＤＲＳレイヤーに対して異なる必要はない。一部のＤＲＳレイヤーは、同じレイヤーインデックス指示子を有してもよい。レイヤーインデックス指示子を周波数オフセット指示子と表現することもできる。

図１８の（ａ）及び（ｂ）で説明した第１及び第２のシーケンス生成方法で適用可能なＤＲＳシーケンス生成関数及びその初期値はそれぞれ、下記の式２５及び式２６のように表すことができる。

図１８の（ｃ）で説明した第３のシーケンス生成方法で適用可能なＤＲＳシーケンス生成関数及びその初期値はそれぞれ、下記の式２７及び式２８のように表すことができる。ここで、Ｎ_ＦＯは、ＤＲＳレイヤーインデックスの関数で、周波数で区別されるレイヤーグループを指示する値として用いられる。

ここで、Ｎ_ｒｂは、該当のＰＤＳＣＨ転送のリソースブロック（ＲＢ）インデックスを表し、ｗ(ｍ)は、ＤＲＳシーケンスにかけられるウォルシュコードを表す。Ｎ_layerは、基本ＤＲＳシーケンスのためのレイヤーインデックスを表し、ｌ’は、ＯＦＤＭシンボルインデックスの関数であるＤＲＳシーケンスインデックスである。同じ２個のＤＲＳシーケンスインデックスが１ ＲＢ内で用いられることが可能である。互いに異なるＤＲＳレイヤーは、ＤＲＳレイヤー間の直交性を保障し、ウォルシュコードを適用するために、同じ基本シーケンス（ｂａｓｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を有することができる。シーケンス初期化値の一例として、下記の式２８のような値を有することができる。

また、図２０の（ａ）で説明した第１のシーケンス生成方法で適用可能なＤＲＳシーケンス生成関数及びその初期値をそれぞれ、下記の式２９及び式３０のように表すことができる。式２９は、ＤＲＳシーケンスを生成する式の一例を、式３０はＤＲＳシーケンスを生成するための初期値を表す。

ここで、ｌ’は、ＯＦＤＭシンボルインデックスの関数であるＤＲＳシーケンスインデックス、Ｎ_layerは、基本ＤＲＳシーケンスのためのレイヤーインデックスを表す。互いに異なるＤＲＳレイヤーは、ウォルシュコードを適用し、直交性を保障するために、同じ基本シーケンス（ｂａｓｅ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を有することができる。ＤＲＳシーケンスインデックスは、サブフレーム内でＤＲＳ ＲＥを含むＯＦＤＭシンボルを計算した（ｎｕｍｅｒａｔｅ）インデックスでよい。互いに異なるＯＦＤＭシンボルで同じＤＲＳシーケンスを有する特定ＤＲＳシーケンスは同じ値を有するように選択し、同じシーケンスが生成されるようにする。２個の互いに異なるＤＲＳシーケンス全体は、１ ＲＢ内で１ ＤＲＳレイヤーのために用いられ、Ｎ_dmrsは、２のような値でよい。下記の式３１及び式３２で表すように、特定レイヤーは、追加的に初期値に挿入される互いに異なる基本シーケンスレイヤー情報を有している。

ＤＲＳは、専用参照信号であるから、ノーマルＣＰと拡張ＣＰ間のシーケンスを区別する必要がない。したがって、いずれのＣＰ情報も初期値を求めるのに挿入されない。初期値の一例を、下記の式３２のように表すことができる。

図２０の（ｂ）で説明した第２のシーケンス生成方法で適用可能なＤＲＳシーケンス生成関数及びその初期値はそれぞれ、下記の式３３及び式３４のように表すことができる。

ここで、ｌ’は、ＯＦＤＭシンボルインデックスの関数であるＤＲＳシーケンスインデックスであり、ＤＲＳシーケンスインデックスは、サブフレーム内でＤＲＳ ＲＥを含むＯＦＤＭシンボルを計算した（ｎｕｍｅｒａｔｅ）インデックスでよい。互いに異なるＯＦＤＭシンボルで同じＤＲＳシーケンスを有する特定ＤＲＳシーケンスは同じｌ’値を有するように選択して、同じシーケンスが生成されるようにする。特定レイヤーは、追加的に初期値に挿入される互いに異なる基本シーケンスレイヤー情報を有している。これを下記の式３５のように表すことができる。

図２０の（ｃ）で説明した第２のシーケンス生成方法で適用可能なＤＲＳシーケンス生成は、３つ方式で具現できる。

第一の具現方式として、互いに異なる初期値で初期化される２個のゴールドコードシーケンスを用いてＤＲＳシーケンスを生成することができる。下記の式３６は、このようなＤＲＳシーケンス生成の一例を表すものである。

そして、１番目のシーケンスの初期化値は、下記の式３７乃至式３９のいずれかで表すことができる。

２番目のシーケンスのための可能なゴールドコード初期化特性は、下記の通りである。
１．各コード分割多重化されたレイヤーに対して同じシーケンス
２．各周波数分割多重化されたレイヤーに対して同じシーケンス
３．ウォルシュコードのかけられたＲＥ間の互いに異なるシーケンス
４．セル間の互いに異なるシーケンス

上記の図２０の（ｃ）に関するシーケンス生成方法において、ＲＳシーケンスの１つは、セルＩＤ、ＯＦＤＭシンボルインデックス（あるいはＤＲＳシンボルカウンタ／インデックス）、レイヤーインデックス、及び周波数オフセットインデックスを組み合わせて初期化することができる。他のＲＳシーケンスは、Ｎ_I、及びＯＦＤＭシンボルインデックス（あるいはＤＲＳシンボルカウンタ／インデックス）を組み合わせて初期化することができる。１番目のＲＳシーケンスは、ウォルシュコード多重化されたＲＥで同じシーケンスを有するだろう。しかし、２番目のＲＳシーケンスは、ウォルシュコード多重化されたＲＥで同じシーケンスを有しないだろう。

Ｎ_Iは、ＣｏＭＰ（Ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｄ Ｍｕｌｔｉ Ｐｏｉｎｔ）セルＩＤ番号、または多数のセルが共有する値でよい。Ｎ_Iは、端末がＲＳシーケンスを正確に受信するために、端末にシグナリングされる必要がある。１番目の初期化値は、ＯＦＤＭシンボルに含まれた全てのＤＲＳ上で変わらないが、２番目の初期化値は、ＯＦＤＭシンボルに含まれた全てのＤＲＳ上で変わることがある。

図２１は、１ ＲＢ内でＤＲＳシーケンスを生成する方法の例を説明する図である。

図２１は、各レイヤー別に互いに異なるシーケンスを生成し、ウォルシュ拡散を用いる場合である。図２１で、全てのコード分割多重化（ＣＤＭ）ＤＲＳレイヤーにわたって互いに異なるシーケンスを使用し、ＤＲＳレイヤーにわたって直交性を維持するために互いに異なるウォルシュコードを使用する。各ＣＤＭ ＤＲＳレイヤーのために用いられた各シーケンスは、ウォルシュコードで拡散される。これは、１つのＲＥセットがウォルシュコードで拡散され、ウォルシュコード要素乗算値（ｗａｌｓｈ ｃｏｄｅ ｅｌｅｍｅｎｔ ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｖａｌｕｅ）以外は同じシーケンス値が用いられる。

図２２は、２つのセルが、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する一例を示す図である。

図２２の右側における受信端で受信した信号の式、及び受信アンテナポートで受信した信号に対して推定されたチャネルはそれぞれ、下記の式４４及び式４５のように表すことができる。

ここで、ｈ₀、ｈ₁、ｈ₂、ｈ₃はそれぞれ、有効チャネル係数を表し、ａ_i、ｂ_iは、スクランブリングコードシーケンス、ｎ₀、ｎ₁は雑音を表す。

上記の式４４及び式４５から、推定された有効チャネル係数は、１個の干渉係数Ｚ₁を有する。そのため、受信端で推定した有効チャネル係数は、干渉係数に影響を受ける。

図２３は、１ ＲＢ内でシーケンスを生成する方法の例を説明する図である。

図２３は、基地局が各レイヤー別に同じシーケンスを生成し、ウォルシュ拡散を用いる場合である。図２３で、全てのＣＤＭ ＤＲＳレイヤーにわたって互いに異なるシーケンスを使用し、ＤＲＳレイヤーにわたって直交性を維持するために互いに異なるウォルシュコードを使用する。図２３に示す例は、セル間の干渉ランダム化を最大にすることを許容する。

図２４は、２つのセルが、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する一例を示す図である。

図２４の右側における受信端で受信した信号の式、及び受信アンテナポートで受信した信号に対して推定されたチャネルはそれぞれ、下記の式４６及び式４７のように表すことができる。

ここで、ｈ₀、ｈ₁、ｈ₂、ｈ₃はそれぞれ、有効チャネル係数を表し、ｓ_i、ｘ_iは、スクランブリングコードシーケンス、ｎ₀、ｎ₁は、雑音を表す。

上記の式４５を参照すると、推定された有効チャネル係数は、４個の互いに異なる係数Ｚ₁、Ｚ₂、Ｚ₃、Ｚ₄を有し、ランダム化された係数は互いに相殺されるため、ｈ₀に対するチャネル推定がより正確になりうる。これらの式から、図２３で説明したシーケンス生成方法は、図２１で説明したシーケンス生成方法に比べて干渉ランダム化効果が４倍にもなることがわかる。

互いに異なるセルらからのＤＲＳシーケンス干渉ランダム化を最大化するために、ＤＲＳシーケンスは、好ましくは全てのＲＥでランダム値を有する必要がある。しかし、同時にＤＲＳレイヤー間の直交性を維持するためには同じＤＲＳシーケンスが全てのＤＲＳレイヤーで用いられる必要がある。全てのＤＲＳレイヤーで同じＤＲＳシーケンスを有すると、特定プリコーディング環境下で、ウォルシュコードがＯＦＤＭシンボル同士間に深刻な電力差を招くという問題につながる。

図２５は、２枚のＤＲＳレイヤーに対してプリコーディングを適用して４個の送信アンテナにマッピングして転送する方法の一例、及びこの方式でＤＲＳを転送する場合にＯＦＤＭシンボル同士に生じる電力差を示す図である。

図２５の（ａ）を参照すると、送信端で２個のＤＲＳレイヤーを用い、プリコーディングを適用して４個の送信アンテナから信号を転送することができる。図２５に示すプリコーディングを適用する場合に、各送信アンテナを通して各シンボル別に転送される信号を、図２５の（ａ）の右側に示す。このようにして送信端で信号を転送する場合に、隣接ＯＦＤＭシンボル間の電力差は、図２５の（ｂ）に示すように、約２．２５ｄＢと大きくなる。

図２６は、ＤＲＳシーケンスを生成する方法の例を説明する図である。

図２６では、各レイヤー別に互いに異なるシーケンスがウォルシュ拡散され、その後、ウォルシュ拡散されたシーケンスをスクランブリングすることができる。

図２６で、「ａ」で表示した１番目のシーケンスは、ＣＤＭレイヤー間のシーケンスを異ならせるのに用いられる。「ｓ」で表示した２番目のシーケンスは、上位層指示されたＩＤ（ＩＤｅｎｔｉｔｙ）間にシーケンスを異ならせるのに用いられる。上位層指示されたＩＤは、セルＩＤ、ＣｏＭＰセルグループＩＤ、または各ＩＤからＤＲＳシーケンスを異ならせるために与えられる他のＩＤでよい。「ａ」で表示した１番目のシーケンスは、ウォルシュコードセットのかけられたＲＥ間（例えば、２個の隣接するＯＦＤＭシンボルＲＥ間）に値が変わらないことが好ましい。ウォルシュコードは、１番目のシーケンス上にかけることができる。これは、ウォルシュ−アダマールコードを有するＤＲＳのためのＲＥが位置している時間領域において１番目のシーケンスを拡散することによって（長いシーケンスを生成するシーケンスにウォルシュコードをかけることによって）具現することができる。「ｓ」で表示した２番目のシーケンスは、全てのＲＥでランダムに値が変わる。２番目のシーケンスは、レイヤーで不変であり、その結果、同じ共通シーケンスが全てのレイヤーに用いられる。

図２７は、図２６の方法によって生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する一例を示す図である。

図２７の右側における受信端で受信した信号の式、及び受信アンテナポートで受信した信号に対して推定されたチャネルはそれぞれ、下記の式４８及び式４９のように表すことができる。

上記の式４８及び式４９から、推定された有効チャネル係数が４個の互いに異なる係数Ｚ₁、Ｚ₂、Ｚ₃、Ｚ₄を有し、ランダム化された係数は互いに相殺されることで、ｈ₀に対するチャネル推定がより正確になりうる。これら式から、図２７で説明したシーケンス生成方法は、図２３で説明したシーケンス生成方法と同じレベルの干渉ランダム化効果を有し、図２１で説明したシーケンス生成方法に比べて、４倍の干渉ランダム化効果を有することがわかる。

図２８の（ａ）及び（ｂ）は、ＤＲＳシーケンスを生成する方法の一例を示す図である。

また、各レイヤーのための１番目のシーケンスは、ゴールドコードのようなシーケンスから生成されたランダム複素値シーケンス及び単位円での固定された位相オフセット複素値シーケンスを組み合わせて生成することができる。このような例を、図２９の（ａ）及び（ｂ）に示す。図２９の（ａ）及び（ｂ）は、ＤＲＳシーケンスを生成する方法の一例を示す図である。

図２１、図２３及び図２６で上述したシーケンス生成方法を、他の方式で再び定義することができる。図２１に関連するシーケンス生成方法は、互いに異なるレイヤーに対して異なるシーケンスを用いるが、時間軸にわたってシーケンスは変わらない（ウォルシュコード乗算因数（ｆａｃｔｏｒ）は除外）。また、図２４に関連するシーケンス生成方法は、互いに異なるレイヤーに対して同じシーケンスを用いることができるが、時間軸に従ってシーケンスは変わる。この図２１に関連するシーケンス生成方法は、他のセルからの干渉をランダム化する効果があり、図２３に関連するシーケンス生成方法は、基地局でのパワーアンプ（ＰＡ）設計の問題を有している。図２６に関連するシーケンス生成方法は、互いに異なるレイヤーに対して互いに異なるシーケンスとして時間軸上で互いに異なるシーケンスを用いることによって、図２１及び図２３に関連するシーケンス生成方法を含む。２タイプのシーケンスの直交性を維持するために、図２６に関連するシーケンス生成方法でシーケンスを生成することができる。シーケンスのうち、特定シーケンスは、レイヤー間に互いに異なるシーケンスを生成し、他のシーケンスは、時間軸上で互いに異なるシーケンスを生成する。さらに、２タイプのシーケンスとも周波数軸上で変わることがある。

図２６に関連するシーケンス生成方法は、様々な方式で具現可能である。第一の具現方案は、各レイヤーに対して互いに異なるシーケンスを生成し、ウォルシュコードを用いてシーケンスを拡散し、全てのレイヤーに対して共通する２番目のシーケンスをかけることができる。第二の具現方案は、レイヤーに対して共通シーケンスを生成し、ウォルシュコードを用いてシーケンスをカバリングした後に、各レイヤー別に互いに異なる２番目のシーケンスをかけることができる。第三の具現方案は、１番目及び２番目のシーケンスのシーケンスマッピングを再構成し、ウォルシュコードをかけることができる。

ＤＲＳシーケンスを生成する他の例として、各レイヤー別に互いに異なるシーケンスを生成し、レイヤーに対してａｌａｍｏｕｔｉコーディングを適用することもできる。

図３０は、２個のセルで、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳ信号を転送する例を示す図である。

図３０で、各セルは、レイヤー別に互いに異なるシーケンスを生成し、レイヤーに対してａｌａｍｏｕｔｉコーディングを用いて生成されたＤＲＳシーケンスを転送することができる。各レイヤー別に互いに異なるシーケンスを生成し、ａｌａｍｏｕｔｉコーディングを各シーケンスペア（paｉr）に適用することで、レイヤー間に直交性を維持することができる。この方法は、他のセルからの良好な干渉ランダム化効果を得ることができ、同時に各レイヤーに対して互いに異なるシーケンスを獲得するのに有効である。

図３１は、図２６に関連するＤＲＳシーケンス生成方法の他の例を説明する図である。

図２６に関連するＤＲＳシーケンス生成方法は、シーケンスの一部をかけて最終ＤＲＳシーケンスを生成することができる。すなわち、レイヤー特定シーケンスを拡散することによって全体ＤＲＳ（ＬＴＥ−ＡシステムではＤＭ ＲＳともいう。）シーケンスを生成し、ウォルシュ拡散レイヤー特定シーケンスの特定部分にレイヤー共通スクランブリングシーケンスをかける。特に、２番目のシーケンスは１番目のシーケンスの一部にかけられ、ウォルシュコードで効果的に拡張される。これは、図３１で例示したようなウォルシュ拡散シーケンスの一部をスクランブリングする２番目のシーケンスの一部を「１」と有するように具現することができる。

図３２の（ａ）及び（ｂ）は、各ＯＦＤＭシンボル別にＤＲＳシーケンスを生成する方法の例を説明するための図である。

図３２の（ａ）を参照すると、このＤＲＳマッピング方法は、各レイヤーに対してＤＲＳで用いられた１番目または／及び２番目のシーケンスが各サブフレームで最大帯域幅によって生成される。

図３２の（ｂ）に関連するシーケンスマッピング方法において、１番目のシーケンスがウォルシュ−アダマールコードで拡散されるから、１番目のシーケンス及び２番目のシーケンスのためのシーケンス長さは互いに異なる。拡散された１番目のシーケンスは、最後から２番目のシーケンスのような同じシーケンス長さを有する。

図３３は、図３２と関連したシーケンスマッピング方法をより具体的に示す図である。

一般に、シーケンスは、ＲＢ内でまず周波数軸にマッピングされた後に、ＤＲＳ ＲＥを含むＯＦＤＭシンボルにマッピングされる。選択的に、スクランブリングシーケンスのマッピングは、全てのＣＤＭ ＤＲＳレイヤーがＣＤＭ ＲＥのセットでまず周波数軸にマッピングされ、続いて、ＤＲＳ ＲＥを含むＯＦＤＭシンボルＲＥセットにマッピングされてもよい。このような方法を用いることによって、端末は一部のダウンリンクサブフレームのみを受信する時に、端末がＤＲＳシーケンスを生成するようにチャネルを推定することができる。

以下では、ウォルシュコードランダム化について説明する。

特定プリコーディング行列に対して特定送信アンテナポートの高い転送電力の問題を解決するために、周波数軸に巡回シフトされたウォルシュコードを用いることを考慮することができる。１つのＤＲＳレイヤーの観点から見ると、周波数軸に沿ってウォルシュコードがかけられたＲＥは変わる。特に、ＲＥセットにかけられるウォルシュコードは、巡回シフトされたウォルシュコードである。長さ２のウォルシュコードが用いられ、与えられたウォルシュコードに対する２個の直交コードがＷ_0,1及びＷ_1,1であるとする。さらに、巡回シフトされた直交コードは、Ｗ_0,2及びＷ_1,2で表すことができる。
W_0,1 = ｛ +1, +1 ｝
W_1,1 = ｛ +1, -1 ｝

W_0,2 = ｛ +1, +1 ｝
W_1,2 = ｛ -1, +1 ｝

長さ４のウォルシュコードが用いられ、与えられたウォルシュコードに対する４個の直交コードがＷ_0,1及びＷ_1,1と与えられるとしよう。さらに、巡回シフトされた直交コードはＷ_0,k、Ｗ_1,k、Ｗ_2,k、及びＷ_3,kとし、ここで、ｋは、巡回シフトされた値である。
W_0,1 = ｛ +1, +1, +1, +1 ｝
W_1,1 = ｛ +1, -1, +1, -1 ｝
W_2,1 = ｛ +1, +1, -1, -1 ｝
W_3,1 = ｛ +1, -1, -1, +1 ｝

W_0,2 = ｛ +1, +1, +1, +1 ｝
W_1,2 = ｛ -1, +1, -1, +1 ｝
W_2,2 = ｛ +1, -1, -1, +1 ｝
W_3,2 = ｛ -1, -1, +1, +1 ｝

W_0,3 = ｛ +1, +1, +1, +1 ｝
W_1,3 = ｛ +1, -1, +1, -1 ｝
W_2,3 = ｛ -1, -1, +1, +1 ｝
W_3,3 = ｛ -1, +1, +1, -1 ｝

W_0,4 = ｛ +1, +1, +1, +1 ｝
W_1,4 = ｛ -1, +1, -1, +1 ｝
W_2,4 = ｛ -1, +1, +1, -1 ｝
W_3,4 = ｛ +1, +1, -1, -1 ｝

各ＤＲＳレイヤーは、ＤＲＳシーケンスにかけるためのウォルシュコードＷ_n,mを使用し、ここで、ｎはＤＲＳレイヤーインデックス、ｍは副搬送波インデックスの関数である。一例として、ｍ＝ｋ ｍｏｄ ２またはｍ＝ｋ ｍｏｄ ４であり、ｋは、ＤＲＳを運ぶ副搬送波のみをカウンティングした副搬送波インデックスである。１ ＲＢ内で特定ＤＲＳレイヤーのために用いられる直交コードカバーコードの正確なパターンは、ＲＢ間では変わることがある。

図３４の（ａ）は、特定ＤＲＳレイヤーのために用いられる直交コードカバーコードのパターンの例を示す図である。図３４の（ｂ）及び（ｃ）は、ＲＢにおいてウォルシュコード使用の具体的な例を示す図である。

各副搬送波に対して互いに異なる巡回シフトされたウォルシュコードをかけることは（巡回ウォルシュコードパターンはそれ自体が２ＲＢまたは４ＲＢ後に反復されるようにするために）、送信（Ｔｘ）アンテナ観点からＯＦＤＭシンボル間に電力差を低減するのに役立つ。

図２５の（ｂ）で例示したように、電力の溜まっている（ｐｏｗｅｒ ｐｏｏｌｅｄ）シンボル（プリコーディング後の２＊Ｓ_i）は、ＯＦＤＭシンボル間の電力差を誘発するから、基本的に多数のＯＦＤＭシンボルがインターリービングされる。時間軸上で電力の溜まっているシンボルをランダム化することによって、１ ＯＦＤＭシンボルでの電力集中を緩和することができる。

図３５は、周波数ＣＤＭ ＲＥセットでウォルシュコードをマッピングする方法の一例を示す図である。

図３５に示すような形態を用いてランダム化方法について説明する。各周波数ＣＤＭ ＲＥセットまたは時間−周波数ＣＤＭ ＲＥセットでウォルシュコードを異なるようにマッピングすることができる。一例として、特定の第１のＲＢペア（または １ＲＢ）に対しては、ウォルシュコード要素をＣＤＭ ＲＥセットで時間軸方向（あるいは、順（ｆｏｒｗａｒｄ）方向）にマッピングし、第１のＲＢペアと隣接する他のＲＢペアである第２のＲＢペアに対しては、他のＣＤＭ ＲＥセットで時間軸反対方向（あるいは、逆（ｒｅｖｅｒｓｅ）方向）にマッピングを始めることができる。

第１のＲＢペア及び第１のＲＢペアと隣接する第２のＲＢペアに適用されるウォルシュコード要素は、ウォルシュコードセットの要素に該当する。このような１つ以上のＲＢペアに対して複数のＣＤＭグループが存在することができる。例えば、各ＲＢペアにはＣＤＭグループ１、ＣＤＭグループ２が存在できる。ここで、各ＲＢペアに適用されるウォルシュコードセットは、｛ａ，ｂ，ｃ，ｄ｝で構成されるとする。ここで、第１のＲＢペアで特定ＣＤＭグループ（例えば、ＣＤＭグループ１）に対してウォルシュコードを適用する時に、ウォルシュコードセット｛ａ，ｂ，ｃ，ｄ｝においてウォルシュコード要素ａ，ｂ，ｃ，ｄは１つずつ時間軸方向に各ＲＥにマッピング（適用）され、再び時間軸反対方向にａ，ｂ，ｃ，ｄが１つずつ各ＲＥにマッピングされ、再び時間軸方向にａ，ｂ，ｃ，ｄが１つずつ各ＲＥにマッピングされることが可能である。

上記の第１のＲＢペアと隣接する他の第２のＲＢペアにおいて特定ＣＤＭグループ（例えば、ＣＤＭグループ１）に対してウォルシュコードを適用する時に、ウォルシュコードセット｛ａ，ｂ，ｃ，ｄ｝においてウォルシュコード要素ａ，ｂ，ｃ，ｄは、上記の第１のＲＢペアとは違い、時間軸反対方向に各ＲＥへのマッピングを始めることができる。その後、時間軸方向にウォルシュコード要素ａ，ｂ，ｃ，ｄが１つずつ各ＲＥにマッピングされ、再び時間軸反対方向にウォルシュコード要素ａ，ｂ，ｃ，ｄが１つずつ各ＲＥにマッピングされることが可能である。

第１及び第２のＲＢペアでそれぞれＣＤＭグループ１及びＣＤＭグループ２は、ホッピング（ｈｏｐｐｉｎｇ）された形態でウォルシュコードが適用される。例えば、第１のＲＢペアについて、ＣＤＭグループ１ではウォルシュコード要素ａ，ｂ，ｃ，ｄが時間軸方向に１つずつ各ＲＥにマッピングされると、これと隣接する周波数ではＣＤＭグループ２が、ＣＤＭグループ１がホッピングされたような形態で時間軸方向にウォルシュコード要素ｃ，ｄ，ａ，ｂが１つずつ各ＲＥにマッピングされる（ＣＤＭグループ１とＣＤＭグループ２に適用されるウォルシュコード要素の順序が互いに異なる）。このようなホッピング形態は、第２のＲＢペアについても同様に適用することができる。このように、各ＲＢではＣＤＭグループ別にホッピングされた形態のウォルシュコード要素を適用することができる。レイヤー間のコード−干渉をランダム化するために、時間−周波数ＣＤＭ ＲＥセットで各レイヤーに対してコードホッピング（ｃｏｄｅ ｈｏｐｐｉｎｇ）を適用することができる。このような方法において、各レイヤーは、特定時間−周波数ＣＤＭ ＲＥセット（ＣＤＭが適用されたＲＥのセットを指す。）でウォルシュコードを用いる。

図３６の（ａ）及び（ｂ）は、２枚のレイヤーに対するコードホッピングの例を示す図である。

図３６の（ａ）及び（ｂ）では、ウォルシュコードの長さ２を使用し、Ｗ_0,0は、ウォルシュコード｛＋１，＋１｝を、Ｗ_1,0は、ウォルシュコード｛＋１，−１｝を表す。特定時間−周波数ＣＤＭ ＲＥセットで用いられるウォルシュコードをＷ_kとすれば（ここで、ｋはコードインデックスを表す）、ｋ値は、周波数、または時間−周波数関数として定義することができる。一例として、ｋ＝（Ｉ_RB＋Ｉ_freq＋ｎ_s） ｍｏｄ ２、ここで、Ｉ_RBはＲＢインデックスで、ｎ_sはスロットインデックスである。Ｉ_freqが１ ＲＢ内でＣＤＭ ＲＥセットの周波数インデックス０、１、２値を有することができる。他の例として、ｋ＝（Ｉ_RB ｍｏｄ ３＋Ｉ_freq）である。

図３７は、２枚のレイヤーに対するコードホッピングの例を示す図である。

図３７では、長さ４のウォルシュコードを用いた場合を示している。ウォルシュコードをＷ_kとすれば、ｋはコードインデックスを表す。ウォルシュコードＷ_kの例は、下記のように表すことができる。
W₀ = ｛+1, +1, +1, +1｝
W₁ = ｛+1, -1, +1, -1｝
W₂ = ｛+1, +1, -1, -1｝
W₃ = ｛+1, -1, -1, +1｝
または
W₀ = ｛+1, +1, +1, +1｝
W₁ = ｛+1, -1, +1, -1｝
W₂ = ｛+1, -1, -1, +1｝
W₃ = ｛+1, +1, -1, -1｝

さらに、周波数、または時間−周波数ＣＤＭ ＲＥセットでコードホッピングを組み合わせて用いる方法なども可能である。

図３５に示すウォルシュコードマッピングランダム化方式が適用され、長さ４のウォルシュコードが用いられる場合に、レイヤー間にシーケンスはランダム化されない。

図３８の（ａ）及び（ｂ）は、４枚のレイヤーに対するウォルシュコードマッピングの例を示す図である。

図３８の（ａ）からわかるように、レイヤー１及びレイヤー４間の値のランダム化がなされていない。このような特別な場合について、全てのレイヤー間にシンボルランダム化のためにＤＦＴベースのコードを用いることを考慮することができる。図３８の（ｂ）に示すように、ＤＦＴベースの直交コードを用いると、全てのレイヤーの組み合わせに対して効果的に値をランダム化することができる。ここで、ＤＦＴシーケンス値（下に表したＤＦＴの列ベクトル）に代えてＤＦＴの変換されたコードシーケンスを用いることも可能である。

レイヤー間の直交性を保障するために、コードとしてＤＦＴ行列の列ベクトルを用いる代わりに、Ｍ’の列ベクトルを用いることができる（ここで、Ｍ’＝Ｕ・Ｍ_ＤＦＴであり、Ｕは、ユニタリ行列（ｕｎｉｔａｒｙ ｍａｔｒｉｘ）である）。ＤＦＴベースのコードは、本発明で提案したコードホッピング方法の他、他の特徴にも適用可能である。

図３８の（ａ）を参照すると、上述したように、図３８の（ａ）について、図３５に示すウォルシュコードマッピングランダム化方式が適用され、長さ４のウォルシュコードが用いられる場合に、レイヤー間にシーケンスはランダム化されない。図３５で説明したウォルシュコード要素は、下のような４＊４行列で表すことができ、これは図３８にも適用することができる。

上記４＊４行列で、各レイヤー別にウォルシュコード要素（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）は変わることがある。例えば、レイヤー１では、（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）は、上記４＊４行列の１番目の行である（１，１，１，１）であり、レイヤー２では、（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）が、２番目の行である（１，−１，１，−１）であり、レイヤー３では、（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）が、３番目の行である（１，１，−１，−１）であり、レイヤー４では、（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）が、４番目の行である（１，−１，−１，１）でよい。

このような各レイヤー別にウォルシュコード要素（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）を、図３５で説明した方法と同じ方法で、複数のＲＢペア（例えば、第１及び第２のＲＢペア）にマッピングすることができる。

図３８の（ａ）を参照すると、レイヤー１において、（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）＝（１，１、１，１）が時間軸方向にリソース要素にマッピングされ、時間軸反対方向に（１，１、１，１）がリソース要素にマッピングされ、再び時間軸方向に（１，１、１，１）がリソース要素にそれぞれマッピングされたことがわかる。図３８の（ａ）のレイヤー１では、２個の副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）に対するリソース要素のみ示しているが、１ＲＢペアにおいて１つのＣＤＭグループに対して３個の副搬送波にウォルシュコード要素が適用されることは、既に説明した通りである。レイヤー３では、（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）＝（１，１，−１，−１）がまず時間軸方向にリソース要素にマッピングされ、その後、時間軸反対方向に（１，１，−１，−１）がマッピングされ、再び時間軸方向に（１，１，−１，−１）がマッピングされることがわかる。

このように、図３５で適用されたウォルシュシーケンスを、図３８の（ａ）に示すように、複数の周波数単位（例えば、２ ＲＢ）で反復される形態でマッピングすることができる。

次に、シーケンス初期値について説明する。

全てのＤＲＳシーケンスがＰＲＢＳ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｒａｎｄｏｍ Ｂｉｎａｒｙ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）生成器で生成されるとする。ＰＲＳ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｒａｎｄｏｍ Ｓｅｑｕｅｎｃｅ）は、長さ３１のゴールドシーケンスで定義される。長さＭ_ＰＮの出力シーケンスｃ(ｎ)は、下記の式５２のように定義することができる（ここで、ｎ＝0,1,..., Ｍ_ＰＮ−1）。

ここで、Ｎ_Ｃ＝1600、１番目のｍ−シーケンスはｘ₁(0)＝1,ｘ₁(ｎ)＝0, ｎ＝1,2,...,30と初期化されなければならない。

図３９は、２つのシーケンスの生成方法に対する例を説明する図である。

１番目及び２番目のシーケンスのための初期化値の巡回レジスタ（ｓｈｉｆｔ ｒｅｇｉｓｔｅｒｓ）にローディングされた初期化パラメータは、各パラメータに対して排他的な巡回レジスタフィールドを用いる。また、１番目のシーケンスにローディングされた初期化パラメータは、巡回レジスタポジションの観点から、２番目のシーケンスにローディングされた初期化パラメータと共に内部に入れる（ｃｏ−ｉｎｓｉｄｅ）べきではない。これは、両シーケンスが同じシーケンスを生成しないことを保障するためである。

下記の式５３は、シーケンスを生成するための式の例を表す。

互いに異なるＤＲＳレイヤー間にスクランブリング値に関与する１番目のシーケンスは、初期化値において次のようなパラメータの組み合わせを必要とする。Ｎ_layerはレイヤーインデックスであり、Ｎ_cellidはセルＩＤ、ｎ_sは無線フレーム内のスロットインデックス、ｌはサブフレーム内のＯＦＤＭシンボルインデックス、ｋはサブフレーム内でＤＲＳ ＯＦＤＭシンボルインデックスである。

互いに異なる上位層指示されたＩＤ間にスクランブリング値に関与する２番目のシーケンスは、初期化値において次のようなパラメータの組み合わせを必要とする。Ｎ_LH-IDは、上位層指示されたＩＤ（例えば、Ｃｅｌｌ−ＩＤ、ＣｏＭＰグループＩＤなど）であり、Ｎ_cellidはセルＩＤ、ｎ_sは無線フレーム内のスロットインデックス、ｌはサブフレーム内のＯＦＤＭシンボルインデックス、ｋはサブフレーム内でＤＲＳ ＯＦＤＭシンボルインデックスである。

初期化値の例を、下記の式５４及び式５５のように表すことができる。

上記の式５４及び式５５の初期化値の例において、ｉ₁、ｉ₂、ｉ₃、ｉ₄値は、初期化値のシフトレジスタ上にローディングされた情報が互いに異なるシフトレジスタ位置（例えば、Ｎ_layerは３ビット、Ｎ_HL-IDは９ビットと仮定すれば、ｉ₁＝７、ｉ₂＝１６、ｉ₃＝０、ｉ₄＝３）にローディングされ、０〜１３までの値を取ることができる。ｋは、０から３まで取ることができ、ｎ_sは、０から２０まで取ることができる。

シーケンス生成方法の他の例を説明する。下記の式５６は、シーケンスを生成するための式の例を表す。

互いに異なるＤＲＳレイヤー間にスクランブリング値に関与する１番目のシーケンスは、初期化値において次のようなパラメータの組み合わせを必要とする。Ｎ_layerはレイヤーインデックスで、Ｎ_cellidはセルＩＤである。

互いに異なる上位層指示されたＩＤ間にスクランブリング値に関与する２番目のシーケンスは、初期化値において次のようなパラメータの組み合わせを必要とする。Ｎ_LH-IDは、上位層指示されたＩＤ（例えば、Ｃｅｌｌ−ＩＤ、ＣｏＭＰグループＩＤなど）であり、Ｎ_cellidはセルＩＤ、ｎ_sは無線フレーム内のスロットインデックスである。

初期化値の例を、下記の式５７のように表すことができる。

上記の式５７の初期化値の例において、ｉ₁、ｉ₂、ｉ₃値は、初期化値のシフトレジスタ上にローディングされた情報が互いに異なるシフトレジスタ位置（例えば、Ｎ_layerは３ビット、Ｎ_HL-IDは９ビットとすれば、ｉ₁＝３、ｉ₂＝１２、ｉ₃＝０）にローディングされることが可能である。

他のシーケンス生成方法及びマッピング方法

割り当てられたＲＢにシーケンス長さを同一に生成して、１番目のシーケンス（すなわち、レイヤー特定ウォルシュ拡散シーケンス）を生成しマッピングすることができる。また、同時にシステム帯域幅（あるいは各通信スペックで支援される最大ＲＢサイズと可能な限り同一に）と同じシーケンス長を生成して、２番目のシーケンス（すなわち、レイヤー共通シーケンス）生成しマッピングすることができる。このような場合におけるシーケンス初期値は、下記の式５８のように表すことができる。

１番目のシーケンス（すなわち、レイヤー特定ウォルシュ拡散シーケンス）が互いに異なるＤＲＳレイヤー間にスクランブリング値に関与し、ＤＲＳレイヤー間に直交性を維持するために、初期化値において次のようなパラメータの組み合わせを必要とする。パラメータには、レイヤーインデックスを表すＮ_layer、セルＩＤを表すＮ_cellid、端末ＩＤを表すＮ_rnti、無線フレーム内のスロットインデックスを表すｎ_sがある。

互いに異なる上位層指示されたＩＤ間にスクランブリング値に関与する２番目のシーケンスは、初期化値において次のようなパラメータの組み合わせを必要とする。パラメータには、上位層指示されたＩＤ（例えば、Ｃｅｌｌ−ＩＤ、ＣｏＭＰグループＩＤなど）を表すＮ_LH-ID、セルＩＤを表すＮ_cellid、無線フレーム内のスロットインデックスを表すｎ_sがある。

初期化値の例を、下記の式５９のように表すことができる。

上記の初期化値の例で、ｉ₁＝０、ｉ₂＝９、ｉ₃＝３０、ｉ₄＝１６、ｉ₅＝０であり、Ｎ_HL-IDは、９ビット情報である。

レイヤーインデックスを、１番目のシーケンス（すなわち、レイヤー特定ウォルシュ拡散シーケンス）のためのｍ−シーケンスのいずれか１つに、そしてセルＩＤ、端末ＩＤ及びサブフレームインデックスで構成された他のｍ−シーケンスローディング値にローディングすることができる。

上記初期化値の例で、ｉ₁＝０、ｉ₂＝９、ｉ₃＝１、ｉ₄＝１６、ｉ₅＝０、Ｎ_HL-IDは９ビット情報である。

次に、互いに異なるセル間に及ぶ干渉をランダム化する理由と方案について説明する。

図４０は、２つのセルが生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する一例を示す図である。

図４０の右側に示すように、受信端の受信アンテナポート観点で、受信された信号の式と推定されたチャネルに対する式はそれぞれ、下記の式６０及び式６１のように表すことができる。

ここで、ｈ₀、ｈ₁、ｈ₂、ｈ₃はそれぞれ、有効チャネル係数を表し、ａ_i、ｃ_iはスクランブリングコードシーケンス、ｎ₀、ｎ₁は雑音を表す。

図４１は、２つのセルが、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する他の例を示す図である。

図４１に示すような受信アンテナポート観点で、受信された信号の式と推定されたチャネルに対する式はそれぞれ、下記の式６２及び式６３のように表すことができる。

ここで、ｈ₀、ｈ₁、ｈ₂、ｈ₃はそれぞれ、有効チャネル係数を表し、ｓ_i、ｘ_iはスクランブリングコードシーケンス、ｎ₀、ｎ₁は雑音を表す。

図４１と関連した受信信号及び推定されたチャネルの式である上記の式６２及び式６３では、他のセルからレイヤー間の干渉が全てのレイヤーに拡散されるが、これは、図４０と関連した受信信号及び推定されたチャネルの式である上記の式６０及び式６１と比較して、干渉ランダム因子（ｆａｃｔｏｒｓ）がより多いためである。この方法により、全体干渉ランダム化を得ることができる。

図４２は、２つのセルが、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する他の例を示す図である。

図４２では、ハイブリッド（ｈｙｂrｉｄ）方法のためのウォルシュカバリングのような同一の干渉ランダム化効果を得ることができる。

図４２に示すような受信アンテナポート観点で、受信された信号の式と推定されたチャネルに対する式はそれぞれ、下記の式６４及び式６５のように表すことができる。

ここで、ｈ₀、ｈ₁、ｈ₂、ｈ₃はそれぞれ、有効チャネル係数を表し、ｓ_i、ｘ_iは、スクランブリングコードシーケンス、ｎ₀、ｎ₁は雑音を表す。

図４３の（ａ）は、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する一例を示す。図４３の（ｂ）は、図４３の（ａ）のような転送例においての転送電力を示す図である。

コード分割多重化された２枚のレイヤー（可能な限り４枚のレイヤー）に対して同じＤＲＳシーケンスを適用すると、図４３の（ｂ）に示すような特定プリコーディング環境下で隣接ＯＦＤＭシンボル同士間に転送電力差を経る。

図４３の（ａ）では、単にレイヤー共通シーケンスが用いられるとする。同じシーケンスが各レイヤーで用いられる。また、プリコーディング行列［＋１，−１，＋１，−１；＋１，＋ｊ、−１，＋１］が、大部分の帯域幅を占めている一つの端末のための広帯域プリコーディングとして用いられる。プリコーディングされたウォルシュコード結合に起因する最大転送電力差は、他のＯＦＤＭシンボルと比較して、図４３の（ｂ）に示すように、＋１ｄＢ〜−１．２５ｄＢ電力差を有する。ＬＴＥ−Ａシステムでは、４枚のレイヤーをコード多重化することができ、よって、ＬＴＥ−Ａシステムでは潜在的な最大転送電力差が＋２．４ｄＢ〜−１．２４ｄＢ程度と増加することがある。

図４４は、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する他の例を示す図である。

図４４に示すように、各レイヤーで互いに異なるシーケンス値を有すると、電力集中及び電力ヌリング（ｎｕｌｌｉｎｇ）効果がランダム化可能になる。このような電力集中は、図４３に示されるように、プリコーディング後に特定シンボルが２＊Ｓ_i（全発展的加算（ｆｕｌｌ ｃｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅ ｓｕｍ））を有する時に発生し、電力ヌリングは、プリコーディング行列の特定シンボルが０（全破壊的加算（ｆｕｌｌ ｄｅｓｔｒｕｃｔｉｖｅ ｓｕｍ））の時に、特定周波数副搬送波及びＯＦＤＭシンボル位置で発生する。

シーケンス値が周波数及び時間軸上で変わるため、全発展的及び全破壊的加算が効果的にランダム化されるため、最悪のシナリオ（全体帯域幅に沿って発生する発展的または破壊的加算）は避けることができる。このような特定アンテナポートでの電力集中または電力ヌリングを避けるために、各レイヤーに対するシーケンスは互いに異なる必要がある。したがって、他のＲＥへと電力集中が分散され、電力集中を効果的に防止することができる。

以下では、ウォルシュコード変化（ｖａｒｉａｔｉｏｎ）及び平均ピーク電力問題を解決するための方法について説明する。

図４５は、各レイヤー別にＣＤＭコードを割り当てる方法の一例を示す図である。

全てのレイヤーに同じシーケンスを適用する場合に、各レイヤーに対するＤＭ ＲＳは、互いに異なるＣＤＭコードを用いてＤＭ ＲＳ間の直交性を維持する。各ＤＭ ＲＳレイヤーに対してＣＤＭコードを割り当てる最も簡単な方法は、図４５に示したように、割り当てられたＲＢ内の全てのＣＤＭ ＲＥセットに対して１番目のレイヤーに｛＋１，＋１｝コードを、２番目のレイヤーに｛＋１，−１｝を割り当てることである。

図４６の（ａ）は、ＤＭ ＲＳシーケンスを転送するための他の例を示し、図４６の（ｂ）は、図４６の（ａ）の例における転送電力を示す図である。

各レイヤーに対するＤＭ ＲＳシーケンスは、プリコーディング要素がかけられて多重化される。プリコーディング要素は、図４６の（ａ）に示すように、［＋１，＋１］または［＋１，−１］のような特定プリコーディング行列の行ベクトル（ｒｏｗ ｖｅｃｔｏｒ）のことを指す。ＤＭ ＲＳシーケンス値は組み合わせられて物理アンテナポート上で転送される。物理アンテナポートでＣＤＭコードの組み合わせから、特定プリコーディングされたＲＥは電力０であり、他のプリコーディングされたＲＥは、２倍の電力を有することができる。

図４６の（ａ）は、プリコーディング前のＤＭ ＲＳシーケンス、プリコーディング後の各送信アンテナでのＤＭ ＲＳシーケンスを示している。図４５の（ｂ）を参照すると、広帯域プリコーディングを適用し、２枚のレイヤーが転送されるとすれば、特定ＯＦＤＭシンボルで１つの物理アンテナポート内の全てのＤＭ ＲＳ ＲＥは、２倍の電力または電力０を有することができる。また、ＣＤＭ方式で４枚のレイヤーが多重化されて転送されるとすれば、特定ＯＦＤＭシンボルで特定ＤＭ ＲＳ ＲＥは４倍の転送電力を、他のＤＭ ＲＳＲＥは電力０を有することができる。図４６の（ｂ）は、各ＯＦＤＭシンボルに対する平均転送電力が変わる特定物理アンテナポートに対する最悪のシナリオを示している。

図４７は、ＤＲＳシーケンスをマッピングする方法の一例を示す図である。

基地局にとって、特定ＲＥで電力の高いピーク平均（Ｐｅａｋ Ａｖｅｒａｇｅ、ＰＡ）は重要な問題である。ピーク平均の一部は、特定ＯＦＤＭシンボルでより高い転送出力を転送できるように設計する必要がある。このような点から、ＣＤＭコードをランダム化して、プリコーディングされたＤＭ ＲＳ値を周波数軸に沿って変わるようにすることが好ましい。ＣＤＭコードをランダム化する一方法として、図４６に示すように、ＤＭ ＲＳを運ぶ各周波数搬送波でウォルシュコードを互いに異なるようにマッピングすることがある。

図４８は、生成されたＤＲＳシーケンスを用いてＤＲＳを転送する他の例を示す図である。

送信アンテナ１からの平均電力は、副搬送波ｋからｋ＋４までのＲＥの和で表すことができる。ウォルシュコードは、ピーク電力を多少軽減させることはできるものの、完全に除去することは難しい。そのため、ピーク電力問題の一般的接近がさらに考慮される必要がある。

図４９は、ＤＭ ＲＳに対してウォルシュコードを適用する方法の例を示す図である。

ピーク電力問題を解決するためのアプローチは、２番目のレイヤーに対するウォルシュコードをランダム化することである。図４８に示すように、ＤＭ ＲＳを運ぶ各副搬送波で互いに異なる値のウォルシュコードをかけることができる。各ＤＭ ＲＳレイヤーに対して十分にランダム化を許容すると、４枚のＣＤＭレイヤーに対するピーク電力問題を解決することができる。このために、特定周波数または時間領域で特定値のウォルシュコードをかけることができる。各物理アンテナポートに対するプリコーディングされたＤＭ ＲＳ ＲＥをランダム化することも可能である。

図５０及び図５１はそれぞれ、４個のＤＭ ＲＳに対してウォルシュコードを適用する方法の例を示す図である。

図５０及び図５１に例示するように、他の固定されたシーケンスが周波数ドメイン（または長さ２のウォルシュコードが用いられるという仮定の下で時間ドメイン）で各ＤＭ ＲＳレイヤーのウォルシュコードにかけられる。このような過程により、ピーク電力ランダム化の他、各ＤＭ ＲＳの直交性も保障することができる。

図５２は、ＤＭ ＲＳシーケンスをマッピングする方法の一例を示す図である。

端末で効率的にチャネル推定を具現するためにＤＭ ＲＳに用いられるスクランブリングコードは、端末がスクランブリングコード生成し、且つチャネル推定を進行する方向にマッピングされる必要がある。ＤＭ ＲＳ ＣＤＭコードは、時間軸で適用されるため、ＤＭ ＲＳシーケンスを全てのＣＤＭペアにマッピングし、次の副搬送波に移動するように特定端末を具現することが好ましい。このような具現方法の一例を、図５０に示している。

互いに異なるＣＤＭ ＲＥセット上に同じウォルシュコードの使用によりピーク問題が発生することになるが、これは、基地局ＰＡ設計において重要な問題である。このような問題を解決するために、各レイヤーに用いられるウォルシュコードを特定値（任意の値でよい）をかけて、プリコーディングされたＤＭ ＲＳ ＲＥに対してランダム化することができる。ＬＴＥ Ｒｅｌ−１０に対しては４個のＣＤＭ ＤＭ ＲＳレイヤーを決定することで、これを解決することができる。図４８では、２ＣＤＭレイヤーに対する例を示している。図５０のようにＤＭ ＲＳスクランブリングコードをマッピングすることによって、効率的な端末のチャネル推定具現が可能になる。

本発明で説明した１ ＲＢという用語は、１ ＲＢペアという概念を含む。すなわち、１ ＲＢは、周波数軸上の１２個の副搬送波と時間軸上の７個のＯＦＤＭシンボルとからなり、１ ＲＢペアは、時間軸上で１ＲＢよりも７個のＯＦＤＭシンボルをさらに含めて１４個のＯＦＤＭシンボルで構成される。本発明では、１ＲＢという用語を１ＲＢペアに該当するリソースも含む形式で表現した。

図５３は、本発明に係る装置５０の構成要素を示すダイヤグラムである。

図５３を参照すると、装置５０は、端末または基地局でよい。装置５０は、プロセッサ５１、メモリー５２、無線周波数（ＲＦ）ユニット５３、ディスプレイユニット５４、及びユーザインターフェースユニット５５を含む。

無線インターフェースプロトコルのレイヤー（ｌａｙｅｒｓ）は、プロセッサ５１内で具現される。プロセッサ５１は、制御プレーンとユーザプレーンを提供する。各レイヤーの機能をプロセッサ５１内で具現することができる。メモリー５２は、プロセッサ５１に接続し、オペレーティングシステム、アプリケーション、及び一般ファイル（ｇｅｎｅｒａｌ ｆｉｌｅｓ）を格納する。

ディスプレイユニット５４は、種々の情報をディスプレイし、ＬＣＤ（ｌｉｑｕｉｄ ｃｒｙｓｔａｌ ｄｉｓｐｌａｙ）、ＯＬＥＤ（ｏｒｇａｎｉｃ ｌｉｇｈｔ ｅｍｉｔｔｉｎｇ ｄｉｏｄｅ）のような周知の要素を用いることができる。

ユーザインターフェースユニット５５は、キーパッド、タッチスクリーンなどのような周知のユーザインターフェースの組み合わせで構成することができる。

ＲＦユニット５３は、プロセッサ５１に接続して無線信号を送受信することができる。ＲＦユニット５３は、転送モジュール（図示せず）と受信モジュール（図示せず）とに区別することができる。

端末とネットワーク間の無線インターフェースプロトコルのレイヤーは、通信システムで周知であるＯＳＩ（ｏｐｅｎ ｓｙｓｔｅｍ ｉｎｔｅｒｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）モデルの下位３層に基づいて第１のレイヤー（Ｌ１）、第２のレイヤー（Ｌ２）、及び第３のレイヤー（Ｌ３）に分類することができる。

物理レイヤーは、第１のレイヤーに属するもので、物理チャネルを通じて情報転送サービスを提供する。ＲＲＣ（ｒａｄｉｏ ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｃｏｎｔｒｏｌ）レイヤーは、第３のレイヤーに属するもので、端末とネットワーク間の制御無線リソースを提供する。端末とネットワークは、ＲＲＣレイヤーを通じてＲＲＣメッセージを交換する。

以上説明してきた実施例は、本発明の構成要素及び特徴を所定形態に結合したものである。各構成要素または特徴は、別の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮しなければならない。各構成要素または特徴は、他の構成要素や特徴と結合しない形態で実施することもでき、一部の構成要素及び／または特徴を結合して本発明の実施例を構成することもできる。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更可能である。ある実施例の一部の構成や特徴は、別の実施例に含まれることもでき、別の実施例の対応する構成または特徴に代えることもできる。特許請求の範囲において明示的な引用関係を有しない請求項を結合して実施例を構成したり、出願後の補正により新しい請求項として含めたりすることができることは明らかである。

本発明による実施例は様々な手段、例えば、ハードウェア、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェアまたはそれらの結合などにより具現することができる。ハードウェアによる具現の場合、本発明の一実施例は、一つまたはそれ以上のＡＳＩＣｓ（ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｓｐｅｃｉｆｉｃ ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔｓ）、ＤＳＰｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ）、ＤＳＰＤｓ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＰＬＤｓ（ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｌｏｇｉｃ ｄｅｖｉｃｅｓ）、ＦＰＧＡｓ（ｆｉｅｌｄ ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ｇａｔｅ ａｒｒａｙｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどにより具現することができる。

ファームウェアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の一実施例は、以上で説明された機能または動作を行うモジュール、手順、関数などの形態に具現することができる。ソフトウェアコードは、メモリユニットに記憶されて、プロセッサにより駆動されるものでよい。メモリユニットは、プロセッサの内部または外部に設けられ、既に公知の様々な手段によりプロセッサとデータを授受することができる。

本発明は、本発明の精神及び必須特徴から逸脱しない範囲で別の特定の形態に具体化できるということは、当業者にとっては自明である。そのため、上記の詳細な説明は、いずれの面においても制限的に解釈してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付の請求項の合理的な解釈により決定すべきであり、本発明の等価的範囲内における変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。

本発明に係る無線通信システムにおいて参照信号を送受信する装置及びその方法は、３ＧＰＰ ＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａ、ＩＥＥＥ ８０２．１６システムなどのような無線通信システムに適用可能である。

Claims (8)

1. 無線通信システムにおいて基地局が複数のレイヤーに対するＵＥ−特定参照信号（ＵＥ−ＲＳ）を送信する方法であって、
   前記基地局が、ＵＥ−ＲＳ送信のために前記複数のレイヤーに割当てられたＵＥ−ＲＳリソース要素（ＲＥ）に対する参照信号（ＲＳ）を生成するステップと、
   前記基地局が、複数のリソースブロック（ＲＢ）ペア上で前記複数のレイヤーに割当てられた前記ＵＥ−ＲＳ ＲＥ内の前記ＲＳに前記複数のレイヤーに対する複数のウォルシュコードをそれぞれ適用することにより、前記複数のレイヤーに対するＵＥ−ＲＳを生成するステップと、
   前記基地局が、前記複数のレイヤーに対する前記ＵＥ−ＲＳを、前記複数のＲＢペア上のそれぞれの複数のレイヤーを介して端末に送信するステップと、
   を有し、
   前記複数のＲＢペアの中の第１のＲＢペアのＲＳに適用される第１のウォルシュコードパターンは、前記複数のＲＢペアの中の第２のＲＢペアのＲＳに適用される第２のウォルシュコードパターンと異なり、前記第２のＲＢペアは、周波数領域の方向で前記第１のＲＢペアに隣接し、
   前記第１のウォルシュコードパターンは、前記複数のＲＢペア内で、前記周波数領域に沿って前記第２のウォルシュコードパターンと交互に生じ、
   前記複数のＲＢペアのそれぞれは、前記周波数領域内で前記ＵＥ−ＲＳ送信に対し割当てられた３つのＵＥ−ＲＳ副搬送波、及び時間領域内で前記ＵＥ−ＲＳ送信に対し割当てられた４つのＵＥ−ＲＳ ＯＦＤＭシンボルを含み、
   前記複数のＲＢペアのそれぞれの副搬送波０〜１１の内、前記複数のＲＢペアのそれぞれの前記３つのＵＥ−ＲＳ副搬送波は、副搬送波０、５及び１０、または１、６及び１１であり、
   前記複数のＲＢペアのそれぞれのＯＦＤＭシンボル０〜１３の内、前記複数のＲＢペアのそれぞれの前記４つのＵＥ−ＲＳ ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボル５、６、１２及び１３であり、
   前記ＵＥ−ＲＳ送信に対し割当てられた前記ＵＥ−ＲＳ ＲＥのそれぞれは、前記３つのＵＥ−ＲＳ副搬送波の１つと前記４つのＵＥ−ＲＳ ＯＦＤＭシンボルの１つとにより定義され、
   前記複数のレイヤーに対する前記複数のウォルシュコードを適用することは、前記第１のウォルシュコードパターンまたは前記第２のウォルシュコードパターンに従い、対応するレイヤーに割当てられた各ＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに各ウォルシュコードのウォルシュコード要素をそれぞれ乗算することを含み、
   前記第１のウォルシュコードパターンに従い、前記複数のウォルシュコードのそれぞれのウォルシュコード要素が、前記第１のＲＢペアの第１のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の正方向に１つずつ順次に乗算され、前記第１のＲＢペアの第２のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の反対方向に１つずつ順次に乗算され、及び前記第１のＲＢペアの第３のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の正方向に１つずつ順次に乗算され、
   前記第２のウォルシュコードパターンに従い、前記複数のウォルシュコードのそれぞれのウォルシュコード要素が、前記第２のＲＢペアの第１のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の反対方向に１つずつ順次に乗算され、前記第２のＲＢペアの第２のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の正方向に１つずつ順次に乗算され、及び前記第２のＲＢペアの第３のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の反対方向に１つずつ順次に乗算される、ＵＥ−特定参照信号送信方法。
2. 前記複数のウォルシュコードは、第１のレイヤーにおける（１，１，１，１）、第２のレイヤーにおける（１，−１，１，−１）、第３のレイヤーにおける（１，１，−１，−１）及び第４のレイヤーにおける（１，−１，−１，１）の中から、少なくとも２つのウォルシュコードを含む、請求項１に記載のＵＥ−特定参照信号送信方法。
3. 無線通信システムにおいて端末が複数のレイヤーに対するＵＥ−特定参照信号（ＵＥ−ＲＳ）を受信する方法であって、
   前記端末が、前記複数のレイヤーに対する前記ＵＥ−ＲＳを、複数のリソースブロック（ＲＢ）ペア上のそれぞれの複数のレイヤーを介して受信するステップを有し、
   前記複数のレイヤーに対する前記ＵＥ−ＲＳは、前記複数のＲＢペア上でのＵＥ−ＲＳ送信に対して前記複数のレイヤーに割当てられたＵＥ−ＲＳリソース要素（ＲＥ）に対する参照信号（ＲＳ）に前記複数のレイヤーに対する複数のウォルシュコードをそれぞれ適用することにより生成され、
   前記複数のＲＢペアの中の第１のＲＢペアのＲＳに適用される第１のウォルシュコードパターンは、前記複数のＲＢペアの中の第２のＲＢペアのＲＳに適用される第２のウォルシュコードパターンと異なり、前記第２のＲＢペアは、周波数領域の方向で前記第１のＲＢペアに隣接し、
   前記第１のウォルシュコードパターンは、前記複数のＲＢペア内で、前記周波数領域に沿って前記第２のウォルシュコードパターンと交互に生じ、
   前記複数のＲＢペアのそれぞれは、前記周波数領域内で前記ＵＥ−ＲＳ送信に対し割当てられた３つのＵＥ−ＲＳ副搬送波、及び時間領域内で前記ＵＥ−ＲＳ送信に対し割当てられた４つのＵＥ−ＲＳ ＯＦＤＭシンボルを含み、
   前記複数のＲＢペアのそれぞれの副搬送波０〜１１の内、前記複数のＲＢペアのそれぞれの前記３つのＵＥ−ＲＳ副搬送波は、副搬送波０、５及び１０、または１、６及び１１であり、
   前記複数のＲＢペアのそれぞれのＯＦＤＭシンボル０〜１３の内、前記複数のＲＢペアのそれぞれの前記４つのＵＥ−ＲＳ ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボル５、６、１２及び１３であり、
   前記ＵＥ−ＲＳ送信に対し割当てられた前記ＵＥ−ＲＳ ＲＥのそれぞれは、前記３つのＵＥ−ＲＳ副搬送波の１つと前記４つのＵＥ−ＲＳ ＯＦＤＭシンボルの１つとにより定義され、
   前記複数のレイヤーに対する前記複数のウォルシュコードを適用することは、前記第１のウォルシュコードパターンまたは前記第２のウォルシュコードパターンに従い、対応するレイヤーに割当てられた各ＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに各ウォルシュコードのウォルシュコード要素をそれぞれ乗算することを含み、
   前記第１のウォルシュコードパターンに従い、前記複数のウォルシュコードのそれぞれのウォルシュコード要素が、前記第１のＲＢペアの第１のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の正方向に１つずつ順次に乗算され、前記第１のＲＢペアの第２のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の反対方向に１つずつ順次に乗算され、及び前記第１のＲＢペアの第３のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の正方向に１つずつ順次に乗算され、
   前記第２のウォルシュコードパターンに従い、前記複数のウォルシュコードのそれぞれのウォルシュコード要素が、前記第２のＲＢペアの第１のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の反対方向に１つずつ順次に乗算され、前記第２のＲＢペアの第２のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の正方向に１つずつ順次に乗算され、及び前記第２のＲＢペアの第３のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の反対方向に１つずつ順次に乗算される、ＵＥ−特定参照信号受信方法。
4. 前記複数のウォルシュコードは、第１のレイヤーにおける（１，１，１，１）、第２のレイヤーにおける（１，−１，１，−１）、第３のレイヤーにおける（１，１，−１，−１）及び第４のレイヤーにおける（１，−１，−１，１）の中から、少なくとも２つのウォルシュコードを含む、請求項３に記載のＵＥ−特定参照信号受信方法。
5. 無線通信システムにおいて複数のレイヤーに対すＵＥ−特定参照信号（ＵＥ−ＲＳ）を送信するための基地局装置であって、
   ＵＥ−ＲＳ送信のために前記複数のレイヤーに割当てられたＵＥ−ＲＳリソース要素（ＲＥ）に対する参照信号（ＲＳ）を生成し、複数のリソースブロック（ＲＢ）ペア上で前記複数のレイヤーに割当てられた前記ＵＥ−ＲＳ ＲＥ内の前記ＲＳに前記複数のレイヤーに対する複数ウォルシュコードをそれぞれ適用することにより、前記複数のレイヤーに対するＵＥ−ＲＳを生成するよう構成されたプロセッサと、
   前記複数のレイヤーに対する前記ＵＥ−ＲＳを、前記複数のＲＢペア上のそれぞれの複数のレイヤーを介して端末に送信するよう構成されたＲＦユニットと、
   を有し、
   前記複数のＲＢペアの中の第１のＲＢペアのＲＳに適用される第１のウォルシュコードパターンは、前記複数のＲＢペアの中の第２のＲＢペアのＲＳに適用される第２のウォルシュコードパターンと異なり、前記第２のＲＢペアは、周波数領域の方向で前記第１のＲＢペアに隣接し、
   前記第１のウォルシュコードパターンは、前記複数のＲＢペア内で、前記周波数領域に沿って前記第２のウォルシュコードパターンと交互に生じ、
   前記複数のＲＢペアのそれぞれは、前記周波数領域内で前記ＵＥ−ＲＳ送信に対し割当てられた３つのＵＥ−ＲＳ副搬送波、及び時間領域内で前記ＵＥ−ＲＳ送信に対し割当てられた４つのＵＥ−ＲＳ ＯＦＤＭシンボルを含み、
   前記複数のＲＢペアのそれぞれの副搬送波０〜１１の内、前記複数のＲＢペアのそれぞれの前記３つのＵＥ−ＲＳ副搬送波は、副搬送波０、５及び１０、または１、６及び１１であり、
   前記複数のＲＢペアのそれぞれのＯＦＤＭシンボル０〜１３の内、前記複数のＲＢペアのそれぞれの前記４つのＵＥ−ＲＳ ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボル５、６、１２及び１３であり、
   前記ＵＥ−ＲＳ送信に対し割当てられた前記ＵＥ−ＲＳ ＲＥのそれぞれは、前記３つのＵＥ−ＲＳ副搬送波の１つと前記４つのＵＥ−ＲＳ ＯＦＤＭシンボルの１つとにより定義され、
   前記複数のレイヤーに対する前記複数のウォルシュコードを適用することは、前記第１のウォルシュコードパターンまたは前記第２のウォルシュコードパターンに従い、対応するレイヤーに割当てられた各ＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに各ウォルシュコードのウォルシュコード要素をそれぞれ乗算することを含み、
   前記第１のウォルシュコードパターンに従い、前記複数のウォルシュコードのそれぞれのウォルシュコード要素が、前記第１のＲＢペアの第１のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の正方向に１つずつ順次に乗算され、前記第１のＲＢペアの第２のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の反対方向に１つずつ順次に乗算され、及び前記第１のＲＢペアの第３のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の正方向に１つずつ順次に乗算され、
   前記第２のウォルシュコードパターンに従い、前記複数のウォルシュコードのそれぞれのウォルシュコード要素が、前記第２のＲＢペアの第１のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の反対方向に１つずつ順次に乗算され、前記第２のＲＢペアの第２のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の正方向に１つずつ順次に乗算され、及び前記第２のＲＢペアの第３のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の反対方向に１つずつ順次に乗算される、基地局装置。
6. 前記複数のウォルシュコードは、第１のレイヤーにおける（１，１，１，１）、第２のレイヤーにおける（１，−１，１，−１）、第３のレイヤーにおける（１，１，−１，−１）及び第４のレイヤーにおける（１，−１，−１，１）の中から、少なくとも２つのウォルシュコードを含む、請求項５に記載の基地局装置。
7. 無線通信システムにおいて複数のレイヤーに対するＵＥ−特定参照信号（ＵＥ−ＲＳ）を受信するための端末であって、
   ＲＦユニットと、
   複数のリソースブロック（ＲＢ）ペア上のそれぞれの複数のレイヤーに対する前記ＵＥ−ＲＳを受信するために前記ＲＦユニットを制御するよう構成されたプロセッサと、を有し、
   前記複数のレイヤーに対する前記ＵＥ−ＲＳは、前記複数のＲＢペア上でのＵＥ−ＲＳ送信に対して前記複数のレイヤーに割当てられたＵＥ−ＲＳリソース要素（ＲＥ）に対する参照信号（ＲＳ）に前記複数のレイヤーに対する複数のウォルシュコードをそれぞれ適用することにより生成され、
   前記複数のＲＢペアの中の第１のＲＢペアのＲＳに適用される第１のウォルシュコードパターンは、前記複数のＲＢペアの中の第２のＲＢペアのＲＳに適用される第２のウォルシュコードパターンと異なり、前記第２のＲＢペアは、周波数領域の方向で前記第１のＲＢペアに隣接し、
   前記第１のウォルシュコードパターンは、前記複数のＲＢペア内で、前記周波数領域に沿って前記第２のウォルシュコードパターンと交互に生じ、
   前記複数のＲＢペアのそれぞれは、前記周波数領域内で前記ＵＥ−ＲＳ送信に対し割当てられた３つのＵＥ−ＲＳ副搬送波、及び時間領域内で前記ＵＥ−ＲＳ送信に対し割当てられた４つのＵＥ−ＲＳ ＯＦＤＭシンボルを含み、
   前記複数のＲＢペアのそれぞれの副搬送波０〜１１の内、前記複数のＲＢペアのそれぞれの前記３つのＵＥ−ＲＳ副搬送波は、副搬送波０、５及び１０、または１、６及び１１であり、
   前記複数のＲＢペアのそれぞれのＯＦＤＭシンボル０〜１３の内、前記複数のＲＢペアのそれぞれの前記４つのＵＥ−ＲＳ ＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボル５、６、１２及び１３であり、
   前記ＵＥ−ＲＳ送信に対し割当てられた前記ＵＥ−ＲＳ ＲＥのそれぞれは、前記３つのＵＥ−ＲＳ副搬送波の１つと前記４つのＵＥ−ＲＳ ＯＦＤＭシンボルの１つとにより定義され、
   前記複数のレイヤーに対する前記複数のウォルシュコードを適用することは、前記第１のウォルシュコードパターンまたは前記第２のウォルシュコードパターンに従い、対応するレイヤーに割当てられた各ＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに各ウォルシュコードのウォルシュコード要素をそれぞれ乗算することを含み、
   前記第１のウォルシュコードパターンに従い、前記複数のウォルシュコードのそれぞれのウォルシュコード要素が、前記第１のＲＢペアの第１のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の正方向に１つずつ順次に乗算され、前記第１のＲＢペアの第２のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の反対方向に１つずつ順次に乗算され、及び前記第１のＲＢペアの第３のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の正方向に１つずつ順次に乗算され、
   前記第２のウォルシュコードパターンに従い、前記複数のウォルシュコードのそれぞれのウォルシュコード要素が、前記第２のＲＢペアの第１のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の反対方向に１つずつ順次に乗算され、前記第２のＲＢペアの第２のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の正方向に１つずつ順次に乗算され、及び前記第２のＲＢペアの第３のＵＥ−ＲＳ副搬送波のＵＥ−ＲＳ ＲＥに前記時間領域の反対方向に１つずつ順次に乗算される、端末。
8. 前記複数のウォルシュコードは、第１のレイヤーにおける（１，１，１，１）、第２のレイヤーにおける（１，−１，１，−１）、第３のレイヤーにおける（１，１，−１，−１）及び第４のレイヤーにおける（１，−１，−１，１）の中から、少なくとも２つのウォルシュコードを含む、請求項７に記載の端末。

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