JP6177446B1 - Signal processing apparatus, signal processing method, and radar apparatus - Google Patents
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Abstract
送信波分離部(4)から出力されたレーダ信号s1(t)とインバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)から、レーダ信号s1(t),s2,aft(t)に含まれている雑音電力σ2を推定する雑音電力推定部(13)と、送信波分離部(4)から出力されたレーダ信号s1(t)と、インバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)と、雑音電力推定部(13)により推定された雑音電力σ2とから、レーダ信号s1(t),s2,aft(t)に含まれている信号電力P(t)を推定する信号電力推定部(14)とを備える。Included in radar signals s1 (t), s2, aft (t) from radar signal s1 (t) output from transmission wave separation unit (4) and radar signals s2, aft (t) after imbalance correction A noise power estimator (13) for estimating the noise power σ2 that is present, a radar signal s1 (t) output from the transmission wave separator (4), radar signals s2 and aft (t) after imbalance correction, A signal power estimation unit (14) that estimates the signal power P (t) included in the radar signals s1 (t), s2, and aft (t) from the noise power σ2 estimated by the noise power estimation unit (13). ).
Description
この発明は、レーダ信号に含まれている信号成分の電力と雑音成分の電力とを推定する信号処理装置、信号処理方法及びレーダ装置に関するものである。 The present invention relates to a signal processing device, a signal processing method, and a radar device that estimate the power of a signal component and the power of a noise component contained in a radar signal.
以下の非特許文献1に開示されている信号処理装置は、同一幾何条件で撮像された2枚の合成開口レーダ(Synthetic Aperture Radar:SAR)画像間の干渉画像と、2枚のSAR画像間の差分画像とを算出する。
そして、この信号処理装置は、2枚のSAR画像内に存在している目標を検出し、その干渉画像を構成している画素のうち、その目標を構成している画素の画素値の平均値から信号電力を推定している。
また、その差分画像を構成している画素のうち、その目標を構成している画素の画素値の平均値から雑音電力を推定している。The signal processing device disclosed in the following Non-Patent Document 1 includes an interference image between two Synthetic Aperture Radar (SAR) images imaged under the same geometric condition, and between two SAR images. The difference image is calculated.
And this signal processing apparatus detects the target which exists in two SAR images, and among the pixels which comprise the interference image, the average value of the pixel value of the pixel which comprises the target The signal power is estimated from
Moreover, noise power is estimated from the average value of the pixel values of the pixels constituting the target among the pixels constituting the difference image.
従来の信号処理装置は以上のように構成されているので、信号電力を推定するには、2枚のSAR画像内に存在している目標を検出する処理を実施しなければならず、信号処理量が増大してしまうという課題があった。
また、干渉画像を構成している画素のうち、目標を構成している画素の個数が無限であれば、目標を構成している画素の画素値の平均値から信号電力を大数の法則に則った統計量に沿って推定することができるが、目標を構成している画素の個数が有限であるため、その信号電力の推定値には推定誤差が残余する。そのため、信号電力を精度よく推定することができないという課題があった。Since the conventional signal processing apparatus is configured as described above, in order to estimate the signal power, it is necessary to perform processing for detecting a target existing in two SAR images. There was a problem that the amount would increase.
If the number of pixels constituting the target among the pixels constituting the interference image is infinite, the signal power is calculated from the average value of the pixel values of the pixels constituting the target according to the law of a large number. Although the estimation can be performed according to regular statistics, an estimation error remains in the estimated value of the signal power because the number of pixels constituting the target is finite. For this reason, there has been a problem that the signal power cannot be accurately estimated.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、目標の検出処理を実施することなく、精度よくレーダ信号に含まれている信号電力を推定することができる信号処理装置、信号処理方法及びレーダ装置を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and is a signal processing device and signal that can accurately estimate the signal power contained in the radar signal without performing target detection processing. An object is to obtain a processing method and a radar apparatus.
この発明に係る信号処理装置は、複数のレーダ信号の間の干渉信号を求め、干渉信号を複数のレーダ信号のサンプル数で平均化するとともに、複数のレーダ信号に含まれている雑音成分の電力である雑音電力をサンプル数で平均化し、平均化した干渉信号における複素数の実部と平均化した雑音電力とを用いて、複数のレーダ信号の少なくとも2つに含まれている信号成分の値からなる電力である1つの信号電力を推定する信号電力推定部を備え、複数のレーダ信号が、複数のアンテナにより受信された各々の電波から得られるレーダ信号であり、複数のアンテナにより受信された各々の電波の幾何条件が同一、複数のレーダ信号に含まれている信号成分の値が同一、複数のレーダ信号に含まれている雑音成分の平均電力が同一であるものである。 The signal processing apparatus according to the present invention obtains an interference signal between a plurality of radar signals, averages the interference signal with the number of samples of the plurality of radar signals, and power of noise components included in the plurality of radar signals. Is averaged by the number of samples, and using the real part of the complex number in the averaged interference signal and the averaged noise power, from the value of the signal component contained in at least two of the plurality of radar signals A signal power estimator for estimating one signal power that is a power to be obtained, wherein a plurality of radar signals are radar signals obtained from respective radio waves received by a plurality of antennas, and each received by a plurality of antennas The radio wave has the same geometric condition, the signal component values included in multiple radar signals are the same, and the average power of noise components included in the multiple radar signals is the same. That.
この発明によれば、信号電力推定部が、複数のレーダ信号の間の干渉信号を求め、干渉信号を複数のレーダ信号のサンプル数で平均化するとともに、複数のレーダ信号に含まれている雑音成分の電力である雑音電力をサンプル数で平均化し、平均化した干渉信号における複素数の実部と平均化した雑音電力とを用いて、複数のレーダ信号の少なくとも2つに含まれている信号成分の値からなる電力である1つの信号電力を推定するように構成したので、目標の検出処理を実施することなく、精度よくレーダ信号に含まれている信号電力を推定することができる効果がある。 According to the present invention, the signal power estimation unit obtains an interference signal between a plurality of radar signals, averages the interference signal with the number of samples of the plurality of radar signals, and includes noise included in the plurality of radar signals. The noise power that is the power of the component is averaged by the number of samples, and the signal component contained in at least two of the plurality of radar signals using the complex real part and the averaged noise power in the averaged interference signal Since it is configured to estimate one signal power that is the power of the value of, it is possible to accurately estimate the signal power included in the radar signal without performing target detection processing. .
以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面にしたがって説明する。 Hereinafter, in order to describe the present invention in more detail, modes for carrying out the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
実施の形態1.
図1はこの発明の実施の形態1によるレーダ装置を示す構成図である。
図2はこの発明の実施の形態1による信号処理装置を示す構成図であり、図3はこの発明の実施の形態1による信号処理装置のハードウェア構成図である。
図1から図3において、受信装置1は送受の位相中心が同一となるアンテナ構成を有しており、各アンテナにより受信された電波を出力する。
この実施の形態1では、説明の簡単化のために、受信装置1が2本のアンテナを備え、MIMO(Multiple−Input Multiple−Output)を行って、2本のアンテナから信号を同時に送信し、同時に信号を受信するものとする。その結果、2つの送受の位相中心が重複するものが1組できるようになる。それらの送受の位相中心から得られる2つの信号は同一の幾何条件を満たすので、その同一の幾何条件である2つの信号の組み合わせに対して適用されるように実施の形態を記載していく。
MIMOの詳細は、例えば、以下の非特許文献2に開示されている。
[非特許文献2]
Haowen Chen, Xiang Li, Weidong Jiang, and Zhaowen Zhuang “MIMO Radar Sensitivity Analysis of Antenna Position for Direction Finding,” IEEE TRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING, VOL. 60, NO. 10, OCTOBER 2012
ただし、これは一例に過ぎず、受信装置1が3本以上のアンテナを備えていてもよい。 また、各々のアンテナは、物理的に1本のアンテナであってもよいが、複数の素子アンテナからなるフェーズドアレイアンテナであってもよい。
この実施の形態1では、受信装置1により受信される電波は、パルス形状の電波を想定している。ただし、これは一例に過ぎず、パルス形状の電波に限るものではない。Embodiment 1 FIG.
1 is a block diagram showing a radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
2 is a block diagram showing a signal processing apparatus according to Embodiment 1 of the present invention, and FIG. 3 is a hardware block diagram of the signal processing apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
1 to 3, the receiving device 1 has an antenna configuration in which the phase centers of transmission and reception are the same, and outputs radio waves received by each antenna.
In the first embodiment, for simplification of description, the receiving apparatus 1 includes two antennas, performs MIMO (Multiple-Input Multiple-Output), and transmits signals simultaneously from the two antennas. It is assumed that signals are received simultaneously. As a result, a set of two transmission / reception phase centers overlapping each other can be made. Since the two signals obtained from the phase centers of transmission and reception have the same geometric condition, the embodiment will be described so as to be applied to a combination of two signals having the same geometric condition.
Details of MIMO are disclosed in Non-Patent
[Non-Patent Document 2]
Haowen Chen, Xiang Li, Weidong Jiang, and Zhaowen Zhuang “MIMO Radar Sensitivity Analysis of Antenna Position for Direction Finding,” IEEE TRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING, VOL. 60, NO. 10, OCTOBER 2012
However, this is only an example, and the receiving apparatus 1 may include three or more antennas. Each antenna may be physically one antenna, but may be a phased array antenna including a plurality of element antennas.
In the first embodiment, the radio wave received by the receiving device 1 is assumed to be a pulse-shaped radio wave. However, this is only an example and is not limited to pulse-shaped radio waves.
アナログ回路2は例えば増幅器、周波数変換器や復調器などからなる受信機を備えている。この実施の形態1では、受信装置1が2本のアンテナを備えて、MIMOを実施するため、2個の受信機を備えている。
アナログ回路2が備える一方の受信機は受信装置1により受信された電波を復調して、その復調信号である受信信号を出力し、他方の受信機は受信装置1により受信された電波を復調して、その復調信号である受信信号を出力する。
ここでは、アナログ回路2が受信機を備えている例を示しているが、アナログ回路2が2個の送信機を備え、2個の送信機が送信信号を変調して、その変調信号を電波として、受信装置1に出力することで、その電波が空間に放射されるようにしてもよい。
A/D変換器3はアナログ回路2から出力された受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、そのデジタル信号を出力する。
送信波分離部4は、A/D変換器3より出力されたデジタル信号からレーダ信号を生成し、MIMOによって多重化された信号をアンテナ毎に分離して、分離後のレーダ信号を出力する。The
One receiver included in the
Here, an example is shown in which the
The A /
The transmission
記憶装置5は例えばRAM(Random Access Memory)やハードディスクなどで構成されており、送信波分離部4から出力されたレーダ信号を保持する。
信号処理装置6は図2の信号処理装置であり、送信波分離部4から出力されたレーダ信号に含まれている雑音成分の電力である雑音電力を推定する処理を実施するとともに、そのレーダ信号に含まれている信号成分の電力である信号電力を推定する処理を実施する。
表示装置7は信号処理装置6により推定された信号電力及び雑音電力やレーダ信号をディスプレイに表示する装置である。The
The
The
図1では、送信波分離部4から出力されたレーダ信号が、記憶装置5に保持されるとともに信号処理装置6に入力され、信号処理装置6の出力結果を記憶装置5で保持し、記憶装置5に保持されている値を信号処理装置6に入力するよう構成されている。
以下、A/D変換後のデジタル信号のうち、MIMOで得られた信号に対して送信波形の分離を行って得られた対となる同一幾何条件のレンジ時間tにおける2つのレーダ信号を、レーダ信号s1(t),s2,bef(t)のように表記する。
また、この実施の形態1では、2本のアンテナの幾何条件が同一であるため、レーダ信号s1(t)とレーダ信号s2,bef(t)に含まれる所望信号成分は、同一の信号とみなすことができるが、例えば、各々のアンテナや受信機の間には個体差があるために、レーダ信号s1(t)とレーダ信号s2,bef(t)の間にはインバランスが生じている。In FIG. 1, the radar signal output from the transmission
Hereinafter, of the digital signals after A / D conversion, two radar signals in a range time t having the same geometric condition as a pair obtained by performing transmission waveform separation on a signal obtained by MIMO are represented by radar. Signals s 1 (t) , s 2, bef (t) are represented.
In the first embodiment, since the geometric conditions of the two antennas are the same, the desired signal components included in the radar signal s 1 (t) and the radar signal s 2, bef (t) are the same signal. For example, since there is an individual difference between the respective antennas and receivers , there is an imbalance between the radar signal s 1 (t) and the radar signal s 2, bef (t). Has occurred.
信号処理装置6のインバランス補正部11は例えばCPU(Central Processing Unit)を実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどが実装されているインバランス補正処理回路21によって実現されるものであり、送信波分離部4から出力された複数のレーダ信号のインバランスを補正する処理を実施する。この実施の形態1では、送信波分離部4から2つのレーダ信号s1(t),s2,bef(t)が出力されているので、レーダ信号s1(t)に対するレーダ信号s2,bef(t)のインバランスを補正し、インバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)を電力推定部12に出力している。
なお、レーダ信号s1(t),s2,bef(t),s2,aft(t)は、複素数データである。The
The radar signals s 1 (t), s 2, bef (t), s 2, aft (t) are complex data.
電力推定部12は雑音電力推定部13と信号電力推定部14を含んでいる。
雑音電力推定部13は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどが実装されている雑音電力推定処理回路22によって実現されるものであり、送信波分離部4から出力されたレーダ信号s1(t)とインバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)から、レーダ信号s1(t),s2,aft(t)に含まれている雑音成分の電力である雑音電力σ2を推定する処理を実施する。雑音電力σ2は実数データである。The
The noise
信号電力推定部14は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどが実装されている信号電力推定処理回路23によって実現されるものであり、送信波分離部4から出力されたレーダ信号s1(t)と、インバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)と、雑音電力推定部13により推定された雑音電力σ2とから、レーダ信号s1(t),s2,aft(t)に含まれている信号成分の電力である信号電力P(t)を推定する処理を実施する。信号電力P(t)は実数データである。The signal
図2の例では、信号処理装置6の構成要素であるインバランス補正部11、雑音電力推定部13及び信号電力推定部14のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを想定しているが、信号処理装置6がコンピュータで構成されているものであってもよい。
図4はこの発明の実施の形態1による信号処理装置6がコンピュータで構成される場合のハードウェア構成図である。
信号処理装置6がコンピュータで構成される場合、インバランス補正部11、雑音電力推定部13及び信号電力推定部14の処理内容を記述しているプログラムをコンピュータのメモリ31に格納し、コンピュータのプロセッサ32がメモリ31に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
図5はこの発明の実施の形態1による信号処理装置6の処理内容である信号処理方法を示すフローチャートである。In the example of FIG. 2, it is assumed that each of the
FIG. 4 is a hardware configuration diagram when the
When the
FIG. 5 is a flowchart showing a signal processing method which is a processing content of the
次に動作について説明する。
受信装置1は、受信電波の幾何条件が同一となるアンテナ構成であるアンテナを2本有しており、自装置の2本のアンテナからそれぞれパルス形状の電波が空間に放射された後、空間に存在している目標に反射されて戻ってきたパルス形状の電波を受信するMIMOレーダを実現している。
受信装置1は、一方のアンテナにより受信された電波をアナログ回路2に出力し、他方のアンテナにより受信された電波をアナログ回路2に出力する。Next, the operation will be described.
The receiving device 1 has two antennas having an antenna configuration in which the geometric conditions of the received radio waves are the same. After the pulse-shaped radio waves are radiated from the two antennas of the own device to the space, A MIMO radar that receives a pulse-shaped radio wave reflected back from an existing target is realized.
The receiving device 1 outputs the radio wave received by one antenna to the
アナログ回路2は、受信装置1から一方のアンテナにより受信された電波を受けると、その電波を復調して、その復調信号である受信信号をA/D変換器3に出力し、受信装置1から他方のアンテナにより受信された電波を受けると、その電波を復調して、その復調信号である受信信号をA/D変換器3に出力する。
A/D変換器3は、アナログ回路2から一方のアンテナにより受信された電波に係る受信信号を受けると、その受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、そのデジタル信号を送信波分離部4に出力する。
また、A/D変換器3は、アナログ回路2から他方のアンテナにより受信された電波に係る受信信号を受けると、その受信信号をアナログ信号からデジタル信号に変換し、そのデジタル信号を送信波分離部4に出力する。
送信波分離部4は、A/D変換器3からデジタル信号を受けると、そのデジタル信号からレーダ信号を生成し、MIMOによって多重化された信号をアンテナ毎に分離する。
送信波分離部4は、分離後のレーダ信号として、レーダ信号s1(t)とレーダ信号s2,bef(t)を記憶装置5及び信号処理装置6に出力する。なお、レーダ信号s1(t)とレーダ信号s2,bef(t)の間にはインバランスが生じている。When the
When the A /
In addition, when the A /
When receiving a digital signal from the A /
The transmission
信号処理装置6のインバランス補正部11は、送信波分離部4からレーダ信号s1(t),s2,bef(t)を受けると、そのレーダ信号s1(t)に対するレーダ信号s2,bef(t)のインバランスを補正し、インバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)を電力推定部12に出力する(図5のステップST1)。
インバランスの補正処理として、レーダ信号s1(t)とレーダ信号s2,bef(t)における波形の位置合わせを行うレジストレーション処理のほか、振幅のインバランス補正処理や、位相のインバランス補正処理がある。
以下、インバランス補正部11によるインバランスの補正処理を具体的に説明する。
As imbalance correction processing, in addition to registration processing for aligning waveforms in radar signal s 1 (t) and radar signal s 2, bef (t), amplitude imbalance correction processing and phase imbalance correction There is processing.
Hereinafter, the imbalance correction process by the
(1)レジストレーション処理
インバランス補正部11は、レーダ信号s1(t)とレーダ信号s2,bef(t)の相互相関をとることで、レーダ信号s1(t)とレーダ信号s2,bef(t)の間の位置のずれ量を算出する。2つの信号の相互相関をとる処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
インバランス補正部11は、位置のずれ量を算出すると、その位置のずれ量が零になるようにレーダ信号s2,bef(t)をリサンプリングすることで、レーダ信号s1(t)とレーダ信号s2,bef(t)における波形の位置合わせを行う。
例えば、レジストレーション処理をreg()で表すとすれば、レジストレーション処理後のレーダ信号s2,aft(t)は、reg(s2,bef(t))のように表記することができる。(1) Registration Processing The
When the
For example, if the registration processing is represented by reg (), the radar signal s 2, aft (t) after the registration processing can be expressed as reg (s 2, bef (t)).
(2)振幅のインバランス補正処理
インバランス補正部11は、下記の式(1)のように、振幅のインバランス補正量ampを算出する。
式(1)において、Nallはレーダ信号s1(t),s2,bef(t)のサンプル数であり、ΣNallは全サンプル数分の加算を示している。
インバランス補正部11は、振幅のインバランス補正量ampを算出すると、そのインバランス補正量ampをレジストレーション処理後のレーダ信号reg(s2,bef(t))に乗算することで、振幅のインバランスを補正する。(2) Amplitude Imbalance Correction Processing The
In Expression (1), Nall is the number of samples of the radar signals s 1 (t), s 2, and bef (t), and Σ Nall indicates the addition for the total number of samples.
After calculating the amplitude imbalance correction amount amp, the
(3)位相のインバランス補正処理
インバランス補正部11は、下記の式(2)のように、位相のインバランス量phaseを算出する。
式(2)において、argは偏角を示す記号である。
インバランス補正部11は、位相のインバランス量phaseを算出すると、指数関数であるexp()にインバランス量phaseを代入し、exp(j・phase)をレジストレーション処理後のレーダ信号reg(s2,bef(t))に乗算することで、位相のインバランスを補正する。ここで、jは虚数単位である。(3) Phase Imbalance Correction Processing The
In Expression (2), arg is a symbol indicating a declination.
After calculating the phase imbalance amount phase, the
したがって、インバランス補正部11から出力されるインバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)は、下記の式(3)のように表される。
Therefore, the imbalance-corrected radar signal s 2, aft (t) output from the
電力推定部12は、送信波分離部4からレーダ信号s1(t)を受け、インバランス補正部11からインバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)を受けると、レーダ信号s1(t),s2,aft(t)のサンプル毎に、レーダ信号s1(t),s2,aft(t)に含まれている信号電力P(t)と雑音電力σ2とを推定する。
ここで、レーダ信号s1(t),s2,aft(t)は、下記の式(4)(5)のように表すことができる。
s1(t)=s(t)+n1(t) (4)
s2,aft(t)=s(t)+n2(t) (5)
Here, the radar signals s 1 (t), s 2 and aft (t) can be expressed as the following equations (4) and (5).
s 1 (t) = s (t) + n 1 (t) (4)
s 2, aft (t) = s (t) + n 2 (t) (5)
式(4)(5)において、s(t)は、レーダ信号s1(t),s2,aft(t)の双方に含まれている共通の成分であり、この共通の成分は、目標に反射された信号である所望信号と対応している。
この実施の形態1では、2信号が観測された送受の位相中心が重複して幾何条件が同一であるとしているので、レーダ信号s1(t)に含まれている所望信号と、レーダ信号s2,aft(t)に含まれている所望信号とが一致して、共通の成分となっている。
n1(t)はレンジ時間tのときにレーダ信号s1(t)に含まれている雑音成分であり、n2(t)はレンジ時間tのときにレーダ信号s2,aft(t)に含まれている雑音成分である。
このとき、レーダ信号s1(t)に含まれている雑音成分n1(t)の平均電力E(|n1(t)|2)と、インバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)に含まれている雑音成分n2(t)の平均電力E(|n2(t)|2)とは、下記の式(6)に示すように同一である。
E(|n1(t)|2)=E(|n2(t)|2)=σ2 (6)In equations (4) and (5), s (t) is a common component included in both radar signals s 1 (t), s 2 and aft (t), and this common component is the target component. This corresponds to a desired signal which is a signal reflected by.
In the first embodiment, since the phase center of transmission / reception in which two signals are observed overlaps and the geometric condition is the same, the desired signal included in the radar signal s 1 (t) and the radar signal s 2 and aft (t) coincide with the desired signal and become a common component.
n 1 (t) is a noise component included in the radar signal s 1 (t) at the range time t, and n 2 (t) is the radar signal s 2, aft (t) at the range time t. This is a noise component included in.
At this time, the average power E (| n 1 (t) | 2 ) of the noise component n 1 (t) included in the radar signal s 1 (t) and the radar signal s 2, aft ( The average power E (| n 2 (t) | 2 ) of the noise component n 2 (t) included in t) is the same as shown in the following formula (6).
E (| n 1 (t) | 2 ) = E (| n 2 (t) | 2 ) = σ 2 (6)
以下、電力推定部12の雑音電力推定部13による雑音電力σ2の推定処理を具体的に説明する。
雑音電力推定部13は、下記の式(7)に示すように、レーダ信号s1(t),s2,aft(t)のサンプル毎に、当該サンプルでのレーダ信号s1(t)と、インバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)との差分信号Δs1−2(t)を算出する。
Δs1−2(t)=s1(t)−s2,aft(t) (7)Hereinafter, the estimation process of the noise power σ 2 by the noise
Noise
Δs 1-2 (t) = s 1 (t) −s 2, aft (t) (7)
このとき、式(4)(5)より、差分信号Δs1−2(t)は、下記の式(8)のように表される。
Δs1−2(t)=n1(t)−n2(t) (8)
したがって、差分信号Δs1−2(t)の電力の期待値であるE(|s1(t)−s2,aft(t)|2)は、下記の式(9)のように表される。
At this time, the difference signal Δs 1-2 (t) is expressed by the following equation (8) from the equations (4) and (5).
Δs 1-2 (t) = n 1 (t) −n 2 (t) (8)
Therefore, E (| s 1 (t) −s 2, aft (t) | 2 ), which is an expected value of the power of the difference signal Δs 1-2 (t), is expressed as the following equation (9). The
以上より、雑音電力推定部13は、レーダ信号s1(t),s2,aft(t)のサンプル数がNallであれば、下記の式(10)に示すように、差分信号Δs1−2(t)の2乗値を算出し、各サンプルでの2乗値の総和を2Nallで除算することで、雑音電力σ2の推定値σ2ハットを算出する(図5のステップST2)。式(10)において、「σ」の文字の上に推定値を表す“^”の記号を付しているが、電子出願の関係上、明細書の文章中では、文字の上に“^”の記号を付することができないため、「σ2ハット」のように表記している。
この実施の形態1では、レーダ信号s1(t)と、インバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)から雑音電力σ2を推定するものを示したが、各々の受信機内の雑音レベルを把握していれば、その雑音レベルから雑音電力σ2を推定するようにしてもよい。As described above, when the number of samples of the radar signals s 1 (t), s 2, aft (t) is Null, the noise
In the first embodiment, the noise power σ 2 is estimated from the radar signal s 1 (t) and the imbalance-corrected radar signal s 2, aft (t). However, the noise in each receiver is shown. If the level is known, the noise power σ 2 may be estimated from the noise level.
以下、電力推定部12の信号電力推定部14による信号電力P(t)の推定処理を具体的に説明する。
信号電力P(t)の推定方法として、干渉信号sfero(t)を用いて、信号電力P(t)を推定する方法と、加算平均信号sadd(t)を用いて、信号電力P(t)を推定する方法とが考えられる。Hereinafter, the estimation process of the signal power P (t) by the signal
As a method for estimating the signal power P (t), a method for estimating the signal power P (t) using the interference signal s fero (t), and a signal power P (t) using the addition average signal s add (t). A method for estimating t) is conceivable.
最初に、干渉信号sfero(t)を用いて、信号電力P(t)を推定する方法を説明する。
まず、信号電力推定部14は、下記の式(11)に示すように、レーダ信号s1(t)と、インバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)との干渉信号sfero(t)を算出する。
sfero(t)=s1(t)s2,aft(t)* (11)
式(11)において、*はs2,aft(t)の複素共役を示す記号である。First, a method for estimating the signal power P (t) using the interference signal s fero (t) will be described.
First, as shown in the following equation (11), the signal
s fero (t) = s 1 (t) s 2, aft (t) * (11)
In the formula (11), * is a symbol indicating the complex conjugate of s 2, aft (t).
ここで、干渉信号sfero(t)は、式(4)(5)より、下記の式(12)のように展開することができる。
また、干渉信号sfero(t)を有限のサンプル数Nで平均化を行うと、下記の式(13)のようになる。
Here, the interference signal s fero (t) can be developed as shown in the following expression (12) from the expressions (4) and (5).
Further, when the interference signal s fero (t) is averaged with a finite number of samples N, the following equation (13) is obtained.
N個のサンプル間の空間相関を“1”として、ΣN |s(t)|2/N=P(t)を仮定すると、有限のサンプル数Nで平均化された干渉信号|ΣNsfero(t)|/Nと、信号電力P(t)との平均二乗誤差(2εf)2は、下記の式(14)のようになる。
Assuming that the spatial correlation between N samples is “1” and Σ N | s (t) | 2 / N = P (t), the interference signal | Σ N s averaged with a finite number of samples N The mean square error (2ε f ) 2 between fero (t) | / N and the signal power P (t) is expressed by the following equation (14).
式(6)より、有限のサンプル数Nで雑音成分n1(t),n2(t)を平均化した電力は、下記の式(15)のように表される。
E(ΣN |n1(t)|2/N)
=E(ΣN |n2(t)|2/N)
=E(ΣN |n1(t)n2(t)*|2/N)
=E(2ΣNRe[n1(t)n2(t)*]/N)
=σ2
(15)
したがって、有限のサンプル数Nで平均化された干渉信号|ΣNsfero(t)|/Nに含まれている平均誤差2εfは、下記の式(16)のようになる。
From Equation (6), the power obtained by averaging the noise components n 1 (t) and n 2 (t) with a finite number of samples N is expressed as Equation (15) below.
E (Σ N | n 1 (t) | 2 / N)
= E (Σ N | n 2 (t) | 2 / N)
= E (Σ N | n 1 (t) n 2 (t) * | 2 / N)
= E (2Σ N Re [n 1 (t) n 2 (t) *] / N)
= Σ 2
(15)
Thus, a finite number N of samples averaged interference signal | Σ N s fero (t) | average error 2 [epsilon] f included in the / N is as shown in the following equation (16).
また、有限のサンプル数Nで平均化された干渉信号における複素数の実部Re[ΣNsfero(t)]/Nに含まれる平均誤差は、虚数成分が0であることから、干渉信号|ΣNsfero(t)|/Nに含まれている平均誤差2εfの半分となる。
したがって、干渉信号における複素数の実部Re[ΣNsfero(t)]/Nに含まれる平均誤差はεfで与えられ、信号電力を推定する際に用いるレーダ信号の平均数が有限であるために、信号電力の推定値に残余する平均誤差εfの統計的な下限値は、下記の式(17)のようになる。
The average error included in the real part Re [Σ N s fero (t)] / N of the complex number in the interference signal averaged with a finite number of samples N is 0 because the imaginary component is 0. It becomes half of the average error 2ε f included in Σ N s fero (t) | / N.
Thus, the average error included in the real part Re [Σ N s fero (t )] / N complex in the interference signal is given by epsilon f, the average number of radar signals used in estimating the signal power is finite Therefore, the statistical lower limit value of the average error ε f remaining in the estimated signal power is expressed by the following equation (17).
そこで、信号電力推定部14は、雑音電力推定部13により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットを用いて、下記の式(18)のように、信号電力P(t)の推定値P(t)ハットを算出する(図5のステップST3)。
このように、干渉信号sfero(t)を用いて、信号電力P(t)を推定する方法によれば、ΣN |n1(t)n2(t)*|の項の影響による誤差を軽減して、信号電力P(t)を推定することができる。Therefore, the signal
Thus, according to the method of estimating the signal power P (t) using the interference signal s fero (t), the error due to the influence of the term Σ N | n 1 (t) n 2 (t) * | And the signal power P (t) can be estimated.
なお、干渉信号sfero(t)内で所望信号の偏角が0とならない場合は、下記の式(19)に示すように、干渉信号sfero(t)の絶対値に対する補正項を2倍にして、信号電力P(t)の推定値P(t)ハットを算出するようにしてもよい。
Incidentally, if the polarization angle of the interference signal s Fero (t) in a desired signal does not become zero, as shown in the following equation (19), two times a correction term for the absolute value of the interference signal s Fero (t) Thus, the estimated value P (t) hat of the signal power P (t) may be calculated.
この実施の形態1では、2個のレーダ信号の干渉信号sfero(t)を算出している例を示しているが、L(L≧3)個のレーダ信号から干渉信号を得る場合、LC2通りの組み合わせで、LC2個の干渉信号を算出することができる。
したがって、LC2個の干渉信号の加算平均信号ΣNΣp≠q 1<p<L 1<q<p |spsq*|/(NLC2)と、信号電力P(t)との平均二乗誤差(2εg)2は、下記の式(20)のようになる。ただし、2<pとして、spがレーダ信号として与えられるものとする。
In the first embodiment, an example in which the interference signal s fero (t) of two radar signals is calculated is shown. However, when an interference signal is obtained from L (L ≧ 3) radar signals, L a combination of C 2 ways, it is possible to calculate the L C 2 pieces of interfering signals.
Thus, L averaging signal Σ N Σ p ≠ q 1 of C 2 pieces of the interference signal <p <L 1 <q < p | s p s q * | / a (N L C 2), the signal power P (t ) And the mean square error (2ε g ) 2 are expressed by the following equation (20). However, the 2 <p, s p is assumed to be given as a radar signal.
したがって、干渉信号における複素数の実部Re[ΣNΣp≠q 1<p<L 1<q<p |sp(t)sq(t)* |] /(NLC2) に含まれる平均誤差は、虚数成分が0であることから、平均誤差2εgの半分となる。
このため、干渉信号における複素数の実部Re[ΣNΣp≠q 1<p<L 1<q<p |sp(t)sq(t)* |] /(NLC2) に含まれる平均誤差はεgで与えられ、信号電力を推定する際に用いるレーダ信号の平均数が有限であるために、信号電力の推定値に残余する平均誤差εgの統計的な下限値は、下記の式(21)のようになる。
Therefore, the complex real part Re [Σ N Σ p ≠ q 1 <p <L 1 <q <p | s p (t) s q (t) * |] / (N L C 2 ) in the interference signal mean errors, since the imaginary component is zero, a half of the average error 2 [epsilon] g.
Therefore, the real part Re [Σ N Σ p ≠ q 1 <p <L 1 <q <p | s p (t) s q (t) * |] / (N L C 2 ) in the interference signal The included average error is given by ε g , and since the average number of radar signals used when estimating the signal power is finite, the statistical lower limit of the average error ε g remaining in the estimated signal power is The following equation (21) is obtained.
そこで、信号電力推定部14は、雑音電力推定部13により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットを用いて、下記の式(22)のように、信号電力P(t)の推定値P(t)ハットを算出する。
Therefore, the signal
次に、加算平均信号sadd(t)を用いて、信号電力P(t)を推定する方法を説明する。
まず、信号電力推定部14は、下記の式(23)に示すように、レーダ信号s1(t)と、インバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)との平均信号、即ち、レーダ信号s1(t)とレーダ信号s2,aft(t)の平均値である加算平均信号sadd(t)を算出する。
sadd(t)=(s1(t)+s2,aft(t))/2 (23)Next, a method for estimating the signal power P (t) using the addition average signal s add (t) will be described.
First, as shown in the following equation (23), the signal
s add (t) = (s 1 (t) + s 2, aft (t)) / 2 (23)
ここで、加算平均信号sadd(t)の2乗値は、下記の式(24)のように展開することができる。
また、加算平均信号sadd(t)の2乗値を有限のサンプル数Nで平均化を行うと、下記の式(25)のようになる。
Here, the square value of the addition average signal s add (t) can be developed as in the following Expression (24).
When the square value of the addition average signal s add (t) is averaged with a finite number of samples N, the following equation (25) is obtained.
N個のサンプル間の空間相関を“1”として、ΣN |s(t)|2/N=P(t)を仮定する。
そして、有限のサンプル数Nで平均化された加算平均信号|ΣNsadd(t)|/Nと、信号電力P(t)との平均二乗誤差をεa 2とし、|ΣNsadd(t)|/Nと、P(t)+σハット2/2との平均二乗誤差εb 2を算出すると、信号電力を推定する際に用いるレーダ信号の平均数が有限であるために、信号電力の推定値に残余する平均二乗誤差εb 2の統計的な下限値は、下記の式(26)のようになる。
Assuming that the spatial correlation between N samples is “1”, Σ N | s (t) | 2 / N = P (t).
The finite averaged sum average signal by the number of samples N | and a / N, the mean square error between the signal power P (t) and ε a 2, | | Σ N s add (t) Σ N s add (t) | / and N, calculating the mean square error epsilon b 2 and P (t) + σ hat 2/2, for the average number of radar signals used in estimating the signal power is limited, signal The statistical lower limit value of the mean square error ε b 2 remaining in the estimated power value is expressed by the following equation (26).
そこで、信号電力推定部14は、雑音電力推定部13により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットを用いて、下記の式(28)のように、信号電力P(t)の推定値P(t)ハットを算出する。
Therefore, the signal
この実施の形態1では、2個のレーダ信号の加算平均信号sadd(t)を算出している例を示しているが、L(L≧3)個のレーダ信号から加算平均信号sadd(t)を得る場合、|ΣNsadd(t)|/Nと、信号電力P(t)との平均二乗誤差をεc 2とし、|ΣNsadd(t)|/Nと、P(t)+σハット2/Lとの平均二乗誤差εd 2を算出すると、信号電力を推定する際に用いるレーダ信号の平均数が有限であるために、信号電力の推定値に残余する平均二乗誤差εd 2の統計的な下限値は、下記の式(29)のようになる。
In the first embodiment, two is shown an example that calculates averaged signal s the add a (t) of the radar signal, L (L ≧ 3) pieces averaging signals from the radar signal s the add ( when obtaining t), | Σ N s add (t) | and / N, signal power the mean square error between P (t) and ε c 2, | Σ N s add (t) | and / N, P When the mean square error ε d 2 with (t) + σ hat 2 / L is calculated, the average number of radar signals used when estimating the signal power is finite, so the mean square remaining in the estimated value of the signal power The statistical lower limit value of the error ε d 2 is expressed by the following equation (29).
そこで、信号電力推定部14は、雑音電力推定部13により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットを用いて、下記の式(31)のように、信号電力P(t)の推定値P(t)ハットを算出する。
Therefore, the signal
雑音電力推定部13により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットと、信号電力推定部14により算出された信号電力P(t)の推定値P(t)ハットとは、記憶装置5に保存される。
表示装置7は、記憶装置5に保存されている雑音電力σ2の推定値σ2ハットや信号電力P(t)の推定値P(t)ハットをディスプレイに表示する。また、記憶装置5に保存されているレーダ信号s1(t),s2,bef(t)又はs2,aft(t)などをディスプレイに表示する。
なお、信号電力推定部14により算出された信号電力P(t)の推定値P(t)ハットは、例えば、レーダ装置が目標の検出処理や追尾処理などを実施する際に補助データとして利用することができる。The estimated value σ 2 hat of the noise power σ 2 calculated by the noise
The
Note that the estimated value P (t) hat of the signal power P (t) calculated by the signal
以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、送信波分離部4から出力されたレーダ信号s1(t)とインバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)から、レーダ信号s1(t),s2,aft(t)に含まれている雑音電力σ2を推定する雑音電力推定部13と、送信波分離部4から出力されたレーダ信号s1(t)と、インバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)と、雑音電力推定部13により推定された雑音電力σ2とから、レーダ信号s1(t),s2,aft(t)に含まれている信号電力P(t)を推定する信号電力推定部14とを備えるように構成したので、目標の検出処理を実施することなく、精度よくレーダ信号に含まれている信号電力と雑音電力を推定することができる効果を奏する。As apparent from the above, according to the first embodiment, the radar signal s 1 (t) output from the transmission
この実施の形態1では、雑音電力推定部13が雑音電力σ2を推定し、信号電力推定部14が信号電力P(t)を推定するものを示したが、図6に示すように、雑音電力推定部13により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットと、信号電力推定部14により算出された信号電力P(t)の推定値P(t)ハットとから信号対雑音電力比(Signal−to−Noise Ratio:SNR)を算出する信号対雑音電力比算出部15や、信号電力推定部14により算出された信号電力P(t)の推定値P(t)ハットの平方根をとることで、その推定値P(t)ハットを信号の振幅a(t)に換算し、位相θ(t)がレーダ信号s1(t)の位相で、振幅が前記換算した振幅a(t)である信号を生成する信号生成部16を備えるようにしてもよい。In the first embodiment, the noise
信号対雑音電力比算出部15を備えることで、例えば、表示装置7が、信号対雑音電力比算出部15により算出されたSNRを表示すれば、SNRを監視することができる。
信号生成部16を備えることで、信号生成部16により生成された信号を、例えば、目標の検出処理や追尾処理などに用いることができる。
なお、信号対雑音電力比算出部15は、図7に示すように、例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどが実装されている信号対雑音電力比算出処理回路24によって実現することができる。
また、信号生成部16は、図7に示すように、例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどが実装されている信号生成処理回路25によって実現することができる。By including the signal-to-noise power
By including the
As shown in FIG. 7, the signal-to-noise power
Further, as shown in FIG. 7, the
この実施の形態1では、1つのレーダ装置内に信号処理装置6が実装されているものを示したが、図8に示すように、レーダ装置が2つの装置に分かれて構成されており、一方の装置内に信号処理装置6が実装されているものであってもよい。
図8はこの発明の実施の形態1による他のレーダ装置を示す構成図であり、図8において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
図8のレーダ装置は、第1の装置41と第2の装置42からなり、第1の装置41は、記憶装置5に保存されているデジタル信号を第2の装置42に送信する通信装置51を備えている。
第2の装置42は、第1の装置41から送信されたデジタル信号を受信する通信装置52と、通信装置52により受信されたデジタル信号からレーダ信号s1(t),s2,bef(t)を取り出す送信波分離部4と、そのレーダ信号s1(t),s2,bef(t)を記憶する記憶装置53とを備えている。
また、第2の装置42は、図2又は図6の信号処理装置6と、表示装置7とを備えている。
通信装置51と通信装置52間の通信は、有線通信でもよいし、無線通信でもよい。
このように、レーダ装置が2つの装置に分かれている場合でも、図1のレーダ装置と同様の効果を得ることができる。In the first embodiment, the
FIG. 8 is a block diagram showing another radar apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 8, the same reference numerals as those in FIG.
The radar apparatus of FIG. 8 includes a
The
The
Communication between the communication device 51 and the
Thus, even when the radar device is divided into two devices, the same effect as that of the radar device of FIG. 1 can be obtained.
実施の形態2.
上記実施の形態1では、送信波分離部4から信号処理装置6に与えられるレーダ信号s1(t),s2,bef(t)が1次元の信号であるものを示したが、A/D変換器3から2次元の信号が信号処理装置6に与えられるものであってもよい。
レーダ信号が2次元の信号である場合、レーダ信号として、例えば、SAR画像の画像データが考えられる。
In the first embodiment, the radar signals s 1 (t), s 2, bef (t) given from the transmission
When the radar signal is a two-dimensional signal, for example, image data of a SAR image can be considered as the radar signal.
以下、この実施の形態2では、A/D変換器3から信号処理装置6に出力されるレーダ信号が、SAR画像の画像データs1(x,y),s2,bef(x,y)であるとして説明する。画像データにおいて、例えば、xはアジマスビンの位置を示し、yはレンジビンの位置を示している。
ここで、2つのSAR画像は、1つの送信装置からパルス形状の電波が放射された後、軌道方向にずらして配置されている受信装置1内の2つのアンテナによって受信されたパルス形状の電波から画像再生を行って得られた画像である。したがって、画像の位置合わせを行うレジストレーションを実施することを前提とすれば、この2つの画像は同一幾何条件で撮像された画像となる。Hereinafter, in the second embodiment, radar signals output from the A /
Here, two SAR images are obtained from pulse-shaped radio waves received by two antennas in the receiving apparatus 1 that are arranged so as to be shifted in the orbit direction after pulse-shaped radio waves are radiated from one transmission apparatus. It is an image obtained by performing image reproduction. Therefore, if it is assumed that registration for performing image alignment is performed, the two images are images captured under the same geometric condition.
この実施の形態2では、送信波分離部4が実装されておらず、A/D変換器3が2次元の信号を出力する点で、上記実施の形態1と相違している。レーダ装置の構成は、送信波分離部4が実装されていない点を除いて、上記実施の形態1と同様に、図1又は図8であるものとする。
ただし、この実施の形態2では、アナログ回路2がパルス形状の電波からSAR画像を再生する画像再生機能を有しているものとする。
この実施の形態2でも、各々のアンテナや受信機の間には個体差があるために、SAR画像の画像データs1(x,y)と画像データs2,bef(x,y)の間にはインバランスが生じている。
なお、レーダ装置が上記実施の形態1のようなMIMOを採用し、かつ、パルスドップラーレーダを用いている場合、パルスドップラーレーダによって得られる同一幾何条件である2つのレンジドップラーマップを実施の形態2の2次元データとして取り扱うようにしてもよい。The second embodiment is different from the first embodiment in that the transmission
However, in the second embodiment, it is assumed that the
Also in the second embodiment, since there is an individual difference between the respective antennas and receivers, there is a difference between the image data s 1 (x, y) of the SAR image and the image data s 2, bef (x, y). Has an imbalance.
When the radar apparatus adopts MIMO as in the first embodiment and uses a pulse Doppler radar, two range Doppler maps obtained by the pulse Doppler radar, which are the same geometric condition, are used in the second embodiment. It may be handled as two-dimensional data.
図9はこの発明の実施の形態2による信号処理装置を示す構成図であり、図10はこの発明の実施の形態2による信号処理装置のハードウェア構成図である。
図9及び図10において、図2と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
信号処理装置6のインバランス補正部61は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどが実装されているインバランス補正処理回路71によって実現されるものであり、A/D変換器3から出力されたSAR画像の画像データs1(x,y)に対する画像データs2,bef(x,y)のインバランスを補正し、インバランス補正後の画像データs2,bef(x,y)を電力推定部62に出力する処理を実施する。
なお、画像データs1(x,y),s2,bef(x,y),s2,aft(x,y)は、複素数データである。FIG. 9 is a block diagram showing a signal processing apparatus according to
9 and FIG. 10, the same reference numerals as those in FIG.
The
Note that the image data s 1 (x, y), s 2, bef (x, y), s 2, aft (x, y) is complex number data.
電力推定部62は雑音電力推定部63と信号電力推定部64を含んでいる。
雑音電力推定部63は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどが実装されている雑音電力推定処理回路72によって実現されるものであり、A/D変換器3から出力されたSAR画像の画像データs1(x,y)とインバランス補正後の画像データs2,aft(x,y)から、SAR画像の画像データs1(x,y),s2,aft(x,y)に含まれている雑音成分の電力である雑音電力σ2を推定する処理を実施する。雑音電力σ2は実数データである。The
The noise
信号電力推定部64は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどが実装されている信号電力推定処理回路73によって実現されるものであり、A/D変換器3から出力されたSAR画像の画像データs1(x,y)と、インバランス補正後の画像データs2,aft(x,y)と、雑音電力推定部63により推定された雑音電力σ2とから、SAR画像の画像データs1(x,y),s2,aft(x,y)に含まれている信号成分の電力である信号電力P(x,y)を推定する処理を実施する。信号電力P(x,y)は実数データである。The signal
図10の例では、信号処理装置6の構成要素であるインバランス補正部61、雑音電力推定部63及び信号電力推定部64のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを想定しているが、信号処理装置6がコンピュータで構成されているものであってもよい。
信号処理装置6がコンピュータで構成される場合、インバランス補正部61、雑音電力推定部63及び信号電力推定部64の処理内容を記述しているプログラムを図4に示すコンピュータのメモリ31に格納し、図4に示すコンピュータのプロセッサ32がメモリ31に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。In the example of FIG. 10, it is assumed that each of the
When the
次に動作について説明する。
信号処理装置6のインバランス補正部61は、A/D変換器3からSAR画像の画像データs1(x,y),s2,bef(x,y)を受けると、その画像データs1(x,y)に対する画像データs2,bef(x,y)のインバランスを補正し、インバランス補正後の画像データs2,aft(x,y)を電力推定部62に出力する。
インバランスの補正処理として、SAR画像の画像データs1(x,y)と画像データs2,bef(x,y)間の位置合わせを行うレジストレーション処理のほか、振幅のインバランス補正処理や、位相のインバランス補正処理がある。
以下、インバランス補正部61によるインバランスの補正処理を具体的に説明する。Next, the operation will be described.
When the
As imbalance correction processing, in addition to registration processing for performing alignment between image data s 1 (x, y) of the SAR image and image data s 2, bef (x, y), amplitude imbalance correction processing, There is a phase imbalance correction process.
Hereinafter, the imbalance correction processing by the
(1)レジストレーション処理
インバランス補正部61は、画像データs1(x,y)と画像データs2,bef(x,y)の相互相関をとることで、画像データs1(x,y)と画像データs2,bef(x,y)の間の位置のずれ量を算出する。2つの信号の相互相関をとる処理自体は公知の技術であるため詳細な説明を省略する。
インバランス補正部61は、位置のずれ量を算出すると、その位置のずれ量が零になるように画像データs2,bef(x,y)をリサンプリングすることで、画像データs1(x,y)と画像データs2,bef(x,y)間の位置合わせを行う。
例えば、レジストレーション処理をreg()で表すとすれば、レジストレーション処理後の画像データs2,aft(x,y)は、reg(s2,bef(x,y))のように表記することができる。(1) Registration Processing The
When the
For example, if the registration process is expressed by reg (), the image data s 2, aft (x, y) after the registration process is expressed as reg (s 2, bef (x, y)). be able to.
(2)振幅のインバランス補正処理
インバランス補正部61は、下記の式(32)のように、振幅のインバランス補正量ampを算出する。
式(32)において、Nallは画像データs1(x,y),s2,bef(x,y)のピクセル数であり、ΣNallは全ピクセル数分の加算を示している。
インバランス補正部61は、振幅のインバランス補正量ampを算出すると、そのインバランス補正量ampをレジストレーション処理後の画像データreg(s2,bef(x,y))に乗算することで、振幅のインバランスを補正する。(2) Amplitude Imbalance Correction Processing The
In Expression (32), Nall is the number of pixels of the image data s 1 (x, y), s 2, bef (x, y), and Σ Nall indicates the addition for the total number of pixels.
After calculating the amplitude imbalance correction amount amp, the
(3)位相のインバランス補正処理
インバランス補正部61は、下記の式(33)のように、位相のインバランス量phaseを算出する。
インバランス補正部61は、位相のインバランス量phaseを算出すると、指数関数であるexp()にインバランス量phaseを代入し、exp(j・phase)をレジストレーション処理後の画像データreg(s2,bef(x,y))に乗算することで、位相のインバランスを補正する。(3) Phase Imbalance Correction Processing The
After calculating the phase imbalance amount phase, the
したがって、インバランス補正部61から出力されるインバランス補正後の画像データs2,aft(x,y)は、下記の式(34)のように表される。
Accordingly, the imbalance-corrected image data s 2, aft (x, y) output from the
電力推定部62は、A/D変換器3からSAR画像の画像データs1(x,y)を受け、インバランス補正部61からインバランス補正後の画像データs2,aft(x,y)を受けると、画像データs1(x,y),s2,aft(x,y)のピクセル毎に、画像データs1(x,y),s2,aft(x,y)に含まれている信号電力P(x,y)と雑音電力σ2とを推定する。
ここで、画像データs1(x,y),s2,aft(x,y)は、下記の式(35)(36)のように表すことができる。
s1(x,y)=s(x,y)+n1(x,y) (35)
s2,aft(x,y)=s(x,y)+n2(x,y) (36)The
Here, the image data s 1 (x, y), s 2, aft (x, y) can be expressed as the following equations (35) and (36).
s 1 (x, y) = s (x, y) + n 1 (x, y) (35)
s 2, aft (x, y) = s (x, y) + n 2 (x, y) (36)
式(35)(36)において、s(x,y)は、画像データs1(x,y),s2,aft(x,y)の双方に含まれている共通の成分であり、この共通の成分は、目標に反射された信号である所望信号と対応している。
この実施の形態2では、2本のアンテナの幾何条件が同一であるとしているので、画像データs1(x,y)に含まれている所望信号と、画像データs2,aft(x,y)に含まれている所望信号とが一致して、共通の成分となっている。
n1(x,y)はSAR画像の画像データs1(x,y)に含まれているアジマスビンx、レンジビンyでの雑音成分であり、n2(x,y)はインバランス補正後の画像データs2,aft(x,y)に含まれているアジマスビンx、レンジビンyでの雑音成分である。
このとき、画像データs1(x,y)に含まれている雑音成分n1(x,y)の平均電力E(|n1(x,y)|2)と、インバランス補正後の画像データs2,aft(x,y)に含まれている雑音成分n2(x,y)の平均電力E(|n2(x,y)|2)とは、下記の式(37)に示すように同一である。
E(|n1(x,y)|2)=E(|n2(x,y)|2)=σ2 (37)In the expressions (35) and (36), s (x, y) is a common component included in both of the image data s 1 (x, y), s 2, and aft (x, y). The common component corresponds to a desired signal that is a signal reflected by the target.
In the second embodiment, since the geometrical conditions of the two antennas are the same, the desired signal included in the image data s 1 (x, y) and the image data s 2, aft (x, y ) And the desired signal contained in the same component.
n 1 (x, y) is Ajimasubin x contained in the image data s 1 (x, y) of the SAR image, a noise component in the range bin y, n 2 (x, y ) is the post-imbalance correction This is a noise component in the azimuth bin x and the range bin y included in the image data s 2, aft (x, y).
At this time, the average power E (| n 1 (x, y) | 2 ) of the noise component n 1 (x, y) included in the image data s 1 (x, y) and the image after imbalance correction The average power E (| n 2 (x, y) | 2 ) of the noise component n 2 (x, y) included in the data s 2, aft (x, y) is expressed by the following equation (37). Identical as shown.
E (| n 1 (x, y) | 2 ) = E (| n 2 (x, y) | 2 ) = σ 2 (37)
以下、電力推定部62の雑音電力推定部63による雑音電力σ2の推定処理を具体的に説明する。
雑音電力推定部63は、下記の式(38)に示すように、画像データs1(x,y),s2,aft(x,y)のピクセル毎に、当該ピクセルでの画像データs1(x,y)と、インバランス補正後の画像データs2,aft(x,y)との差分画像Δs1−2(x,y)を算出する。
Δs1−2(x,y)=s1(x,y)−s2,aft(x,y) (38)Hereinafter, the estimation process of the noise power σ 2 by the noise
The noise
Δs 1-2 (x, y) = s 1 (x, y) −s 2, aft (x, y) (38)
このとき、式(35)(36)より、差分画像Δs1−2(x,y)は、下記の式(39)のように表される。
Δs1−2(x,y)=n1(x,y)−n2(x,y) (39)
したがって、差分画像Δs1−2(x,y)の電力の期待値であるE(|s1(x,y)−s2,aft(x,y)|2)は、下記の式(40)のように表される。
At this time, from the expressions (35) and (36), the difference image Δs 1-2 (x, y) is expressed as the following expression (39).
Δs 1-2 (x, y) = n 1 (x, y) −n 2 (x, y) (39)
Therefore, E (| s 1 (x, y) −s 2, aft (x, y) | 2 ), which is an expected value of the power of the difference image Δs 1-2 (x, y), is expressed by the following equation (40 ).
以上より、雑音電力推定部63は、画像データs1(x,y),s2,aft(x,y)のピクセル数がNallであれば、下記の式(41)に示すように、差分画像Δs1−2(x,y)の2乗値を算出し、各ピクセルでの2乗値の総和を2Nallで除算することで、雑音電力σ2の推定値σ2ハットを算出する。
この実施の形態2では、SAR画像の画像データs1(x,y)と、インバランス補正後のレーダ信号s2,aft(x,y)から雑音電力σ2を推定するものを示したが、各々の受信機内の雑音レベルを把握していれば、その雑音レベルから雑音電力σ2を推定するようにしてもよい。As described above, if the number of pixels of the image data s 1 (x, y), s 2, aft (x, y) is Nall, the noise
In the second embodiment, the noise power σ 2 is estimated from the image data s 1 (x, y) of the SAR image and the radar signal s 2, aft (x, y) after imbalance correction. If the noise level in each receiver is known, the noise power σ 2 may be estimated from the noise level.
以下、電力推定部62の信号電力推定部64による信号電力P(x,y)の推定処理を具体的に説明する。
信号電力P(x,y)の推定方法として、干渉画像sfero(x,y)を用いて、信号電力P(x,y)を推定する方法と、加算平均画像sadd(x,y)を用いて、信号電力P(x,y)を推定する方法とが考えられる。Hereinafter, the estimation process of the signal power P (x, y) by the signal
As a method for estimating the signal power P (x, y), a method for estimating the signal power P (x, y) using the interference image s fero (x, y), and an addition average image s add (x, y). And a method for estimating the signal power P (x, y) using.
最初に、干渉画像sfero(x,y)を用いて、信号電力P(x,y)を推定する方法を説明する。
まず、信号電力推定部64は、下記の式(42)に示すように、SAR画像の画像データs1(x,y)と、インバランス補正後の画像データs2,aft(x,y)との干渉画像sfero(x,y)を算出する。
sfero(x,y)=s1(x,y)s2,aft(x,y)* (42)
式(42)において、*はs2,aft(x,y)の複素共役を示す記号である。First, a method for estimating the signal power P (x, y) using the interference image s fero (x, y) will be described.
First, as shown in the following formula (42), the signal
s fero (x, y) = s 1 (x, y) s 2, aft (x, y) * (42)
In the formula (42), * is a symbol indicating the complex conjugate of s 2, aft (x, y).
ここで、干渉信号sfero(x,y)は、下記の式(43)のように展開することができる。
また、干渉画像sfero(x,y)を有限のピクセル数Nで平均化を行うと、下記の式(44)のようになる。
Here, the interference signal s fero (x, y) can be developed as shown in the following equation (43).
Further, when the interference image s fero (x, y) is averaged with a finite number of pixels N, the following equation (44) is obtained.
N個のピクセル間の空間相関を“1”として、|s(x,y)|2=ΣN |s(x,y)|2/N=P(x,y)を仮定すると、有限のピクセル数Nで平均化された干渉画像|ΣNsfero(x,y)|/Nと、信号電力P(x,y)との平均二乗誤差(2εf)2は、下記の式(45)のようになる。
Assuming that the spatial correlation between N pixels is “1” and | s (x, y) | 2 = Σ N | s (x, y) | 2 / N = P (x, y) It averaged interference image in number of pixels N | Σ N s fero (x , y) | / and N, mean square error (2 [epsilon] f) 2 of the signal power P (x, y) is the following formula (45 )become that way.
式(37)より、有限のピクセル数Nで雑音成分n1(x,y),n2(x,y)を平均化した電力は、下記の式(46)のように表される。
E(ΣN |n1(x,y)|2/N)
=E(ΣN |n2(x,y)|2/N)
=E(ΣN |n1(x,y)n2(x,y)*|2/N)
=E(2ΣNRe[n1(x,y)n2(x,y)*]/N)
=σ2
(46)
したがって、有限のピクセル数Nで平均化された干渉信号|ΣNsfero(x,y)|/Nに含まれている平均誤差2εfは、下記の式(47)のようになる。
From Expression (37), the power obtained by averaging the noise components n 1 (x, y) and n 2 (x, y) with a finite number of pixels N is expressed as the following Expression (46).
E (Σ N | n 1 ( x, y) | 2 / N)
= E (Σ N | n 2 (x, y) | 2 / N)
= E (Σ N | n 1 (x, y) n 2 (x, y) * | 2 / N)
= E (2Σ N Re [n 1 (x, y) n 2 (x, y) *] / N)
= Σ 2
(46)
Thus, it averaged interference signal with a finite number of pixels N | Σ N s fero (x , y) | / average error is included in the N 2 [epsilon] f is as the following equation (47).
また、有限のピクセル数Nで平均化された干渉画像における複素数の実部Re[ΣNsfero(x,y)]/Nに含まれる平均誤差は、虚数成分が0であることから、干渉信号|ΣNsfero(x,y)|/Nに含まれている平均誤差2εfの半分となる。
したがって、干渉画像における複素数の実部Re[ΣNsfero(x,y)]/Nに含まれる平均誤差はεfで与えられ、信号電力を推定する際に用いるピクセルの平均数が有限であるために、信号電力の推定値に残余する平均誤差εfの統計的な下限値は、下記の式(48)のようになる。
The average error included in the real part Re [Σ N s fero (x , y)] / N of the complex in an interference image that is averaged in a finite number of pixels N, since the imaginary component is zero, the interference signal | is half of the average contained in the / N error 2ε f | Σ N s fero ( x, y).
Accordingly, the real part Re [Σ N s fero (x , y)] of the complex in the interference image / average error contained in N is given by epsilon f, the average number of pixels to be used for estimating the signal power is a finite For this reason, the statistical lower limit value of the average error ε f remaining in the estimated signal power is expressed by the following equation (48).
そこで、信号電力推定部64は、雑音電力推定部63により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットを用いて、下記の式(49)のように、信号電力P(x,y)の推定値P(x,y)ハットを算出する。
このように、干渉画像sfero(x,y)を用いて、信号電力P(x,y)を推定する方法によれば、ΣN |n1(x,y)n2(x,y)*|の項の影響による誤差を軽減して、信号電力P(x,y)を推定することができる。Therefore, the signal
Thus, according to the method of estimating the signal power P (x, y) using the interference image s fero (x, y), Σ N | n 1 (x, y) n 2 (x, y) * The signal power P (x, y) can be estimated by reducing the error due to the influence of the term |.
なお、干渉画像sfero(x,y)内で所望信号の偏角が0とならない場合は、下記の式(50)に示すように、干渉画像sfero(x,y)の絶対値に対する補正項を2倍にして、信号電力P(x,y)の推定値P(x,y)ハットを算出するようにしてもよい。
Incidentally, if the polarization angle of the interference image s Fero (x, y) desired signal within does not become zero, as shown in equation (50) below, the correction for the absolute value of the interference image s Fero (x, y) The term may be doubled to calculate the estimated value P (x, y) hat of the signal power P (x, y).
この実施の形態2では、2個の画像データの干渉画像sfero(x,y)を算出している例を示しているが、L(L≧3)個の画像データから干渉画像を得る場合、LC2通りの組み合わせで、LC2個の干渉画像を算出することができる。
したがって、LC2個の干渉画像の加算平均画像ΣNΣp≠q 1<p<L 1<q<p |spsq*|/(NLC2)と、信号電力P(x,y)との平均二乗誤差(2εg)2は、下記の式(51)のようになる。ただし、2<pとして、spが画像データとして与えられるものとする。
In the second embodiment, an example in which the interference image s fero (x, y) of two pieces of image data is calculated is shown. In the case where an interference image is obtained from L (L ≧ 3) pieces of image data. , a combination of L C 2 ways, you are possible to calculate the L C 2 pieces of interference images.
Therefore, the average of the L C two interference images Σ N Σ p ≠ q 1 <p <L 1 <q <p | s p s q * | / (N L C 2 ) and the signal power P (x , Y) and the mean square error (2ε g ) 2 are given by the following equation (51). However, the 2 <p, s p is assumed to be given as image data.
したがって、干渉画像における複素数の実部Re[ΣNΣp≠q 1<p<L 1<q<p |sp(x,y)sq(x,y)* |] /(NLC2) に含まれる平均誤差は、虚数成分が0であることから、平均誤差2εgの半分となる。
このため、干渉画像における複素数の実部Re[ΣNΣp≠q 1<p<L 1<q<p |sp(x,y)sq(x,y)* |] /(NLC2) に含まれる平均誤差はεgで与えられ、信号電力を推定する際に用いるピクセル平均数が有限であるために、信号電力の推定値に残余する平均誤差εgの統計的な下限値は、下記の式(52)のようになる。
Therefore, the real part Re [Σ N Σ p ≠ q 1 <p <L 1 <q <p | s p (x, y) s q (x, y) * |] / (N L C mean error contained in 2), since the imaginary component is zero, a half of the average error 2 [epsilon] g.
Therefore, the real part of the complex number Re [Σ N Σ p ≠ q 1 <p <L 1 <q <p | s p (x, y) s q (x, y) * |] / (N L The average error included in C 2 ) is given by ε g , and since the average number of pixels used in estimating the signal power is finite, the statistical lower limit of the average error ε g remaining in the estimated value of the signal power The value is as shown in the following equation (52).
そこで、信号電力推定部64は、雑音電力推定部63により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットを用いて、下記の式(53)のように、信号電力P(x,y)の推定値P(x,y)ハットを算出する。
Therefore, the
次に、加算平均画像sadd(x,y)を用いて、信号電力P(x,y)を推定する方法を説明する。
まず、信号電力推定部64は、下記の式(54)に示すように、SAR画像の画像データs1(x,y)と、インバランス補正後の画像データs2,aft(x,y)との平均画像、即ち、画像データs1(x,y)と画像データs2,aft(x,y)の平均値である加算平均画像sadd(x,y)を算出する。
sadd(x,y)=(s1(x,y)+s2,aft(x,y))/2
(54)Next, a method for estimating the signal power P (x, y) using the addition average image s add (x, y) will be described.
First, as shown in the following formula (54), the signal
s add (x, y) = (s 1 (x, y) + s 2, aft (x, y)) / 2
(54)
ここで、加算平均画像sadd(x,y)の2乗値は、下記の式(55)のように展開することができる。
また、加算平均画像sadd(x,y)の2乗値を有限のピクセル数Nで平均化を行うと、下記の式(56)のようになる。
Here, the square value of the addition average image s add (x, y) can be developed as in the following equation (55).
Further, when the square value of the addition average image s add (x, y) is averaged with a finite number of pixels N, the following equation (56) is obtained.
N個のピクセル間の空間相関を“1”として、|s(x,y)|2=ΣN |s(x,y)|2/N=P(x,y)を仮定する。
そして、有限のピクセル数Nで平均化された加算平均画像|ΣNsadd(x,y)|/Nと、信号電力P(x,y)との平均二乗誤差をεa 2とし、|ΣNsadd(x,y)|/Nと、P(x,y)+σハット2/2との平均二乗誤差εb 2を算出すると、信号電力を推定する際に用いるピクセルの平均数が有限であるために、信号電力の推定値に残余する平均二乗誤差εb 2の統計的な下限値は、下記の式(57)のようになる。
Assume that | s (x, y) | 2 = Σ N | s (x, y) | 2 / N = P (x, y), where the spatial correlation between N pixels is “1”.
The averaged averaged image at a finite number of pixels N | and a / N, signal power P (x, y) and the mean square error and epsilon a 2 of, | Σ N s add (x , y) | Σ N s add (x, y ) | and / N, P (x, y ) when calculating the mean square error epsilon b 2 a + sigma hat 2/2, the average number of pixels used in estimating the signal power Since it is finite, the statistical lower limit value of the mean square error ε b 2 remaining in the estimated value of the signal power is expressed by the following equation (57).
そこで、信号電力推定部64は、雑音電力推定部63により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットを用いて、下記の式(59)のように、信号電力P(x,y)の推定値P(x,y)ハットを算出する。
Therefore, the signal
この実施の形態2では、2個の画像データの加算平均画像sadd(x,y)を算出している例を示しているが、L(L≧3)個の画像データの加算平均画像sadd(x,y)を得る場合、|ΣNsadd(x,y)|/Nと、信号電力P(x,y)との平均二乗誤差をεc 2とし、|ΣNsadd(x,y)|/Nと、P(x,y)+σハット2/Lとの平均二乗誤差εd 2を算出すると、信号電力を推定する際に用いるピクセルの平均数が有限であるために、信号電力の推定値に残余する平均二乗誤差εd 2の統計的な下限値は、下記の式(60)のようになる。
In the second embodiment, an example in which the addition average image s add (x, y) of two pieces of image data is calculated is shown. However, the addition average image s of L (L ≧ 3) pieces of image data is shown. when obtaining an add (x, y), | Σ N s add (x, y) | / N and signal power P (x, y) into a mean square error between the ε c 2, | Σ N s add ( When the mean square error ε d 2 between x, y) | / N and P (x, y) + σ hat 2 / L is calculated, the average number of pixels used in estimating the signal power is finite. The statistical lower limit value of the mean square error ε d 2 remaining in the estimated value of the signal power is expressed by the following equation (60).
そこで、信号電力推定部64は、雑音電力推定部63により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットを用いて、下記の式(62)のように、信号電力P(x,y)の推定値P(x,y)ハットを算出する。
Therefore, the
雑音電力推定部63により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットと、信号電力推定部64により算出された信号電力P(x,y)の推定値P(x,y)ハットとは、記憶装置5に保存される。
表示装置7は、記憶装置5に保存されている雑音電力σ2の推定値σ2ハットや信号電力P(x,y)の推定値P(x,y)ハットをディスプレイに表示する。また、記憶装置5に保存されているレーダ信号s1(x,y),s2,bef(x,y)又はs2,aft(x,y)などをディスプレイに表示する。
なお、信号電力推定部64により算出された信号電力P(x,y)の推定値P(x,y)ハットは、例えば、レーダ装置が目標の検出処理や追尾処理などを実施する際に補助データとして利用することができる。The estimated value σ 2 hat of the noise power σ 2 calculated by the noise
The
Note that the estimated value P (x, y) hat of the signal power P (x, y) calculated by the signal
以上で明らかなように、この実施の形態2によれば、A/D変換器3から出力されたSAR画像の画像データs1(x,y)とインバランス補正後の画像データs2,aft(x,y)から、画像データs1(x,y),s2,aft(x,y)に含まれている雑音電力σ2を推定する雑音電力推定部63と、A/D変換器3から出力されたSAR画像の画像データs1(x,y)と、インバランス補正後の画像データs2,aft(x,y)と、雑音電力推定部63により推定された雑音電力σ2とから、画像データs1(x,y),s2,aft(x,y)に含まれている信号電力P(x,y)を推定する信号電力推定部64とを備えるように構成したので、A/D変換器3から2次元の信号として、SAR画像の画像データs1(x,y),s2,bef(x,y)が与えられる場合でも、目標の検出処理を実施することなく、精度よく画像データに含まれている信号電力と雑音電力を推定することができる効果を奏する。As is apparent from the above, according to the second embodiment, the image data s 1 (x, y) of the SAR image output from the A /
この実施の形態2では、雑音電力推定部63が雑音電力σ2を推定し、信号電力推定部64が信号電力P(x,y)を推定するものを示したが、図11に示すように、雑音電力推定部63により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットと、信号電力推定部64により算出された信号電力P(x,y)の推定値P(x,y)ハットとから信号対雑音電力比(Signal−to−Noise Ratio:SNR)を算出する信号対雑音電力比算出部65や、信号電力推定部64により算出された信号電力P(x,y)の推定値P(x,y)ハットの平方根をとることで、その推定値P(x,y)ハットを信号の振幅a(x,y)に換算し、位相θ(x,y)が画像データs1(x,y)の位相で、振幅が前記換算した振幅a(x,y)である信号を生成する信号生成部66を備えるようにしてもよい。In the second embodiment, the noise
信号対雑音電力比算出部65を備えることで、例えば、表示装置7が、信号対雑音電力比算出部65により算出されたSNRを表示すれば、SNRを監視することができる。
信号生成部66を備えることで、信号生成部66により生成された信号を、例えば、目標の検出処理や追尾処理などに用いることができる。
なお、信号対雑音電力比算出部65は、図12に示すように、例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどが実装されている信号対雑音電力比算出処理回路74によって実現することができる。
また、信号生成部76は、図7に示すように、例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどが実装されている信号生成処理回路75によって実現することができる。By including the signal-to-noise power
By including the
As shown in FIG. 12, the signal-to-noise power
Further, as shown in FIG. 7, the signal generation unit 76 can be realized by, for example, a semiconductor integrated circuit on which a CPU is mounted, or a signal
実施の形態3.
上記実施の形態1,2では、電力推定部12,62が信号電力P(t),P(x,y)及び雑音電力σ2を推定するものを示したが、その信号電力P(t)又はP(x,y)と雑音電力σ2を用いて、レーダ信号を生成するようにしてもよい。
In the first and second embodiments, the
図13はこの発明の実施の形態3による信号処理装置を示す構成図であり、図14はこの発明の実施の形態3による信号処理装置のハードウェア構成図である。
図13及び図14において、図2及び図3と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
加算信号算出部81は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどが実装されている加算信号算出処理回路91によって実現されるものであり、送信波分離部4から出力されたレーダ信号s1(t)と、インバランス補正部11によるインバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)との加算信号sadd(t)を算出する処理を実施する。
フィルタ部82は例えばCPUを実装している半導体集積回路、あるいは、ワンチップマイコンなどが実装されているフィルタ演算回路92によって実現されるものであり、加算信号算出部81により算出された加算信号sadd(t)と、信号電力推定部14により算出された信号電力P(t)の推定値P(t)ハットと、雑音電力推定部13により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットとを用いるフィルタ演算を実施することで、レーダ信号sb(t)を生成する処理を実施する。13 is a block diagram showing a signal processing apparatus according to
13 and FIG. 14, the same reference numerals as those in FIG. 2 and FIG.
The addition
The
図13の例では、信号処理装置6の構成要素であるインバランス補正部11、雑音電力推定部13、信号電力推定部14、加算信号算出部81及びフィルタ部82のそれぞれが専用のハードウェアで構成されているものを想定しているが、信号処理装置6がコンピュータで構成されているものであってもよい。
信号処理装置6がコンピュータで構成される場合、インバランス補正部11、雑音電力推定部13、信号電力推定部14、加算信号算出部81及びフィルタ部82の処理内容を記述しているプログラムを図4に示すコンピュータのメモリ31に格納し、図4に示すコンピュータのプロセッサ32がメモリ31に格納されているプログラムを実行するようにすればよい。
図15は信号処理装置6の処理内容である信号処理方法を示すフローチャートである。図15において、図5と同一のSTは同一の処理内容を示している。In the example of FIG. 13, each of the
When the
FIG. 15 is a flowchart showing a signal processing method which is a processing content of the
次に動作について説明する。
加算信号算出部81及びフィルタ部82以外の処理内容は、上記実施の形態1と同様であるため、ここでは、加算信号算出部81及びフィルタ部82の処理内容を説明する。
加算信号算出部81は、送信波分離部4からレーダ信号s1(t)を受け、インバランス補正部11からインバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)を受けると、下記の式(63)に示すように、そのレーダ信号s1(t)とインバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)との加算信号sadd(t)を算出する(図15のステップST4)。
sadd(t)=s1(t)+s2,aft(t) (63)
ここでは、2つのレーダ信号を加算することで、加算信号sadd(t)を算出しているが、3つ以上のレーダ信号を加算することで、加算信号sadd(t)を算出するようにしてもよい。Next, the operation will be described.
Since the processing contents other than the addition
When the addition
s add (t) = s 1 (t) + s 2, aft (t) (63)
Here, by adding the two radar signals, but calculates the sum signal s add (t), by adding more than two radar signals, to calculate the sum signal s add (t) It may be.
フィルタ部82は、ウィナーフィルタによるフィルタリング処理を実施するものであり、加算信号算出部81により算出された加算信号sadd(t)と、信号電力推定部14により算出された信号電力P(t)の推定値P(t)ハットと、雑音電力推定部13により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットとを用いて、下記の式(64)に示すようなフィルタ演算を実施することで、レーダ信号sb(t)を生成する(図15のステップST5)。
ウィナーフィルタの具体的な内容は、例えば、以下の非特許文献3に開示されている。
[非特許文献3]
高木幹雄,下田暢久,“画像解析ハンドブック”, 東京大学出版会, 1991The
Specific contents of the Wiener filter are disclosed in
[Non-Patent Document 3]
Mikio Takagi, Akihisa Shimoda, “Image Analysis Handbook”, The University of Tokyo Press, 1991
この実施の形態3では、2個のレーダ信号が受信されて、SNRが2倍となるようなウィナーフィルタでフィルタリング処理を実施している。
したがって、L(L≧3)個のレーダ信号が受信される場合、下記の式(65)に示すようなフィルタ演算を実施するようにすればよい。
In the third embodiment, filtering processing is performed with a Wiener filter that receives two radar signals and doubles the SNR.
Therefore, when L (L ≧ 3) radar signals are received, a filter operation as shown in the following equation (65) may be performed.
式(64)又は式(65)に示すようなフィルタリング処理を実施することで、雑音による不要信号を統計的に最小化することができるため、雑音の小さなレーダ信号sb(t)を得ることができる。By performing the filtering process as shown in the equation (64) or the equation (65), an unnecessary signal due to noise can be statistically minimized, so that a radar signal s b (t) with small noise is obtained. Can do.
以上で明らかなように、この実施の形態3によれば、送信波分離部4から出力されたレーダ信号s1(t)と、インバランス補正部11によるインバランス補正後のレーダ信号s2,aft(t)との加算信号sadd(t)を算出する加算信号算出部81を設け、フィルタ部82が、加算信号算出部81により算出された加算信号sadd(t)と、信号電力推定部14により算出された信号電力P(t)の推定値P(t)ハットと、雑音電力推定部13により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットとを用いるフィルタ演算を実施することで、レーダ信号sb(t)を生成するように構成したので、雑音が統計的に最小化されているレーダ信号sb(t)を得ることができる効果を奏する。As apparent from the above, according to the third embodiment, the radar signal s 1 (t) output from the transmission
この実施の形態3では、加算信号算出部81及びフィルタ部82を図2の信号処理装置に適用しているものを示したが、加算信号算出部81及びフィルタ部82を図6、図9又は図11の信号処理装置に適用するようにしてもよい。
ただし、図9又は図11の信号処理装置に適用する場合、加算信号算出部81は、SAR画像の画像データs1(x,y)と、インバランス補正後のs2,aft(x,y)との加算画像sadd(x,y)を算出するようにする。
また、フィルタ部82は、その加算画像sadd(x,y)と、信号電力推定部64により算出された信号電力P(x,y)の推定値P(x,y)ハットと、雑音電力推定部63により算出された雑音電力σ2の推定値σ2ハットとを用いるフィルタ演算を実施することで、レーダ画像sb(x,y)を生成するようにする。In the third embodiment, the addition
However, when applied to the signal processing device of FIG. 9 or FIG. 11, the addition
The
なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 In the present invention, within the scope of the invention, any combination of the embodiments, or any modification of any component in each embodiment, or omission of any component in each embodiment is possible. .
この発明に係る信号処理装置、信号処理方法及びレーダ装置は、レーダ信号に含まれている信号成分の電力と雑音成分の電力とを高精度に推定するものに適している。 The signal processing apparatus, the signal processing method, and the radar apparatus according to the present invention are suitable for highly accurately estimating the power of the signal component and the power of the noise component included in the radar signal.
1 受信装置、2 アナログ回路、3 A/D変換器、4 送信波分離部、5 記憶装置、6 信号処理装置、7 表示装置、11 インバランス補正部、12 電力推定部、13 雑音電力推定部、14 信号電力推定部、15 信号対雑音電力比算出部、16 信号生成部、21 インバランス補正処理回路、22 雑音電力推定処理回路、23 信号電力推定処理回路、24 信号対雑音電力比算出処理回路、25 信号生成処理回路、31 メモリ、32 プロセッサ、41 第1の装置、42 第2の装置、51 通信装置、52 通信装置、53 記憶装置、61 インバランス補正部、62 電力推定部、63 雑音電力推定部、64 信号電力推定部、65 信号対雑音電力比算出部、66 信号生成部、71 インバランス補正処理回路、72 雑音電力推定処理回路、73 信号電力推定処理回路、74 信号対雑音電力比算出処理回路、75 信号生成処理回路、81 加算信号算出部、82 フィルタ部、91 加算信号算出処理回路、92 フィルタ演算回路。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Reception apparatus, 2 Analog circuit, 3 A / D converter, 4 Transmission wave separation part, 5 Storage apparatus, 6 Signal processing apparatus, 7 Display apparatus, 11 Imbalance correction part, 12 Power estimation part, 13 Noise power estimation part , 14 signal power estimation unit, 15 signal to noise power ratio calculation unit, 16 signal generation unit, 21 imbalance correction processing circuit, 22 noise power estimation processing circuit, 23 signal power estimation processing circuit, 24 signal to noise power ratio calculation processing Circuit, 25 signal generation processing circuit, 31 memory, 32 processor, 41 first device, 42 second device, 51 communication device, 52 communication device, 53 storage device, 61 imbalance correction unit, 62 power estimation unit, 63 Noise power estimation unit, 64 signal power estimation unit, 65 signal-to-noise power ratio calculation unit, 66 signal generation unit, 71 imbalance correction processing circuit, 72 Sound power estimation processing circuit, 73 signal power estimation processing circuit, 74 signal-to-noise power ratio calculation processing circuit, 75 signal generation processing circuit, 81 addition signal calculation unit, 82 filter unit, 91 addition signal calculation processing circuit, 92 filter operation circuit .
Claims (13)
前記複数のレーダ信号は、複数のアンテナにより受信された各々の電波から得られるレーダ信号であり、
前記複数のアンテナにより受信された各々の電波の幾何条件が同一、前記複数のレーダ信号に含まれている信号成分の値が同一、前記複数のレーダ信号に含まれている雑音成分の平均電力が同一であることを特徴とする信号処理装置。 An interference signal between a plurality of radar signals is obtained, the interference signal is averaged by the number of samples of the plurality of radar signals, and a noise power that is a power of a noise component included in the plurality of radar signals is calculated. Power comprising the values of signal components contained in at least two of the plurality of radar signals using the real part of the complex number in the averaged interference signal and the averaged noise power averaged by the number of samples A signal power estimation unit for estimating one signal power of
The plurality of radar signals are radar signals obtained from respective radio waves received by a plurality of antennas,
The geometrical conditions of the radio waves received by the plurality of antennas are the same, the values of the signal components included in the plurality of radar signals are the same, and the average power of the noise components included in the plurality of radar signals is A signal processing apparatus characterized by being identical.
前記複数のレーダ信号は、複数のアンテナにより受信された各々の電波から得られるレーダ信号であり、The plurality of radar signals are radar signals obtained from respective radio waves received by a plurality of antennas,
前記複数のアンテナにより受信された各々の電波の幾何条件が同一、前記複数のレーダ信号に含まれている信号成分の値が同一、前記複数のレーダ信号に含まれている雑音成分の平均電力が同一であることを特徴とする信号処理装置。The geometrical conditions of the radio waves received by the plurality of antennas are the same, the values of the signal components included in the plurality of radar signals are the same, and the average power of the noise components included in the plurality of radar signals is A signal processing apparatus characterized by being identical.
前記第1のレーダ信号に対する前記第2のレーダ信号のインバランスを補正するインバランス補正部と、
前記第1のレーダ信号と前記インバランス補正部による補正後の第2のレーダ信号とから、前記第1及び第2のレーダ信号に含まれている雑音成分の電力である雑音電力を推定する雑音電力推定部とを備え、
前記信号電力推定部は、前記第1のレーダ信号と、前記インバランス補正部による補正後の第2のレーダ信号との間の干渉信号を前記サンプル数で平均化することを特徴とする請求項1記載の信号処理装置。 A first radar signal and a second radar signal are obtained from two radio waves received by two antennas,
An imbalance correction unit that corrects an imbalance of the second radar signal with respect to the first radar signal ;
Noise that estimates noise power, which is power of a noise component included in the first and second radar signals, from the first radar signal and the second radar signal corrected by the imbalance correction unit. A power estimation unit,
The signal power estimation unit claims, characterized in that averaging in the number of samples the interference signals between the first radar signal and a second radar signal after correction by the imbalance correction unit and The signal processing apparatus according to 1 .
前記第1のレーダ信号に対する前記第2のレーダ信号のインバランスを補正するインバランス補正部と、An imbalance correction unit that corrects an imbalance of the second radar signal with respect to the first radar signal;
前記第1のレーダ信号と前記インバランス補正部による補正後の第2のレーダ信号とから、前記第1及び第2のレーダ信号に含まれている雑音成分の電力である雑音電力を推定する雑音電力推定部とを備え、Noise that estimates noise power, which is power of a noise component included in the first and second radar signals, from the first radar signal and the second radar signal corrected by the imbalance correction unit. A power estimation unit,
前記信号電力推定部は、前記第1のレーダ信号と、前記インバランス補正部による補正後の第2のレーダ信号との平均信号を前記サンプル数で平均化することを特徴とする請求項2記載の信号処理装置。3. The signal power estimation unit averages an average signal of the first radar signal and a second radar signal corrected by the imbalance correction unit based on the number of samples. Signal processing equipment.
前記加算信号算出部により算出された加算信号と、前記信号電力推定部により推定された信号電力と、前記雑音電力推定部により推定された雑音電力とを用いるウィナーフィルタによるフィルタ演算を実施することで、レーダ信号を生成するフィルタ部とを備えたことを特徴とする請求項3または請求項4記載の信号処理装置。 An addition signal calculation unit for calculating an addition signal between the first radar signal and the second radar signal corrected by the imbalance correction unit ;
By performing a filter operation by a Wiener filter using the addition signal calculated by the addition signal calculation unit, the signal power estimated by the signal power estimation unit, and the noise power estimated by the noise power estimation unit. 5. The signal processing apparatus according to claim 3, further comprising a filter unit that generates a radar signal.
前記複数のレーダ信号として、複数のアンテナにより受信された各々の電波から得られるレーダ信号を使用し、
前記複数のアンテナにより受信された各々の電波の幾何条件が同一、前記複数のレーダ信号に含まれている信号成分の値が同一、前記複数のレーダ信号に含まれている雑音成分の平均電力が同一であることを特徴とする信号処理方法。 A signal power estimation unit obtains an interference signal between a plurality of radar signals, averages the interference signal with the number of samples of the plurality of radar signals, and power of noise components included in the plurality of radar signals. A signal included in at least two of the plurality of radar signals by using the real part of the complex number in the averaged interference signal and the averaged noise power . When estimating one signal power that is a power composed of component values,
Using the radar signal obtained from each radio wave received by a plurality of antennas as the plurality of radar signals,
The geometrical conditions of the radio waves received by the plurality of antennas are the same, the values of the signal components included in the plurality of radar signals are the same, and the average power of the noise components included in the plurality of radar signals is A signal processing method characterized by being identical.
前記複数のレーダ信号として、複数のアンテナにより受信された各々の電波から得られるレーダ信号を使用し、
前記複数のアンテナにより受信された各々の電波の幾何条件が同一、前記複数のレーダ信号に含まれている信号成分の値が同一、前記複数のレーダ信号に含まれている雑音成分の平均電力が同一であることを特徴とする信号処理方法。 The signal power estimation unit obtains an average signal of a plurality of radar signals, averages the average signal by the number of samples of the plurality of radar signals, and is a power of a noise component included in the plurality of radar signals. Noise power is averaged by the number of samples, and using the averaged average signal and the averaged noise power, a power composed of signal component values included in at least two of the plurality of radar signals. When estimating one signal power,
Using the radar signal obtained from each radio wave received by a plurality of antennas as the plurality of radar signals,
The geometrical conditions of the radio waves received by the plurality of antennas are the same, the values of the signal components included in the plurality of radar signals are the same, and the average power of the noise components included in the plurality of radar signals is A signal processing method characterized by being identical.
前記受信装置により受信された複数の電波から得られる複数のレーダ信号の間の干渉信号を求め、前記干渉信号を前記複数のレーダ信号のサンプル数で平均化するとともに、前記複数のレーダ信号に含まれている雑音成分の電力である雑音電力を前記サンプル数で平均化し、前記平均化した干渉信号における複素数の実部と前記平均化した雑音電力とを用いて、前記複数のレーダ信号の少なくとも2つに含まれている信号成分の値からなる電力である1つの信号電力を推定する信号電力推定部を備え、
前記複数のレーダ信号は、前記受信装置が有する複数のアンテナにより受信された各々の電波から得られるレーダ信号であり、
前記複数のアンテナにより受信された各々の電波の幾何条件が同一、前記複数のレーダ信号に含まれている信号成分の値が同一、前記複数のレーダ信号に含まれている雑音成分の平均電力が同一であることを特徴とするレーダ装置。 A receiving device for receiving a plurality of radio waves;
An interference signal between a plurality of radar signals obtained from a plurality of radio waves received by the receiving device is obtained, the interference signal is averaged by the number of samples of the plurality of radar signals, and included in the plurality of radar signals Noise power , which is the power of the noise component being averaged, is averaged by the number of samples, and the real part of the complex number in the averaged interference signal and the averaged noise power are used to at least 2 of the plurality of radar signals. A signal power estimator that estimates one signal power that is a power composed of values of signal components included in the
The plurality of radar signals are radar signals obtained from radio waves received by a plurality of antennas included in the receiving device,
The geometrical conditions of the radio waves received by the plurality of antennas are the same, the values of the signal components included in the plurality of radar signals are the same, and the average power of the noise components included in the plurality of radar signals is Radar apparatus characterized by being identical.
前記受信装置により受信された複数の電波から得られる複数のレーダ信号の平均信号を求め、前記平均信号を前記複数のレーダ信号のサンプル数で平均化するとともに、前記複数のレーダ信号に含まれている雑音成分の電力である雑音電力を前記サンプル数で平均化し、前記平均化した平均信号と前記平均化した雑音電力とを用いて、前記複数のレーダ信号の少なくとも2つに含まれている信号成分の値からなる電力である1つの信号電力を推定する信号電力推定部を備え、An average signal of a plurality of radar signals obtained from a plurality of radio waves received by the receiving device is obtained, the average signal is averaged by the number of samples of the plurality of radar signals, and included in the plurality of radar signals A signal included in at least two of the plurality of radar signals by averaging the noise power, which is the power of the noise component, by the number of samples and using the averaged average signal and the averaged noise power A signal power estimator for estimating one signal power, which is a power composed of component values,
前記複数のレーダ信号は、前記受信装置が有する複数のアンテナにより受信された各々の電波から得られるレーダ信号であり、The plurality of radar signals are radar signals obtained from radio waves received by a plurality of antennas included in the receiving device,
前記複数のアンテナにより受信された各々の電波の幾何条件が同一、前記複数のレーダ信号に含まれている信号成分の値が同一、前記複数のレーダ信号に含まれている雑音成分の平均電力が同一であることを特徴とするレーダ装置。The geometrical conditions of the radio waves received by the plurality of antennas are the same, the values of the signal components included in the plurality of radar signals are the same, and the average power of the noise components included in the plurality of radar signals is Radar apparatus characterized by being identical.
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