JP6128686B2

JP6128686B2 - Power supply

Info

Publication number: JP6128686B2
Application number: JP2013190737A
Authority: JP
Inventors: 将希畑瀬; 賢斗松元; 正美河辺; 康亮池田
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2013-09-13
Filing date: 2013-09-13
Publication date: 2017-05-17
Anticipated expiration: 2033-09-13
Also published as: JP2015057018A

Description

本発明は、電源装置に関し、特に、微弱な電圧から所望の電圧を発生させる技術に関する。 The present invention relates to a power supply device, and more particularly to a technique for generating a desired voltage from a weak voltage.

従来、熱電変換素子等の発電素子を備えた電源装置が知られている。例えば特開２０１３−４７６４７号公報（特許文献１）には、ペルチエ素子により発電した電力を利用して、周辺温度を測定する電子回路の動作電源電圧を生成する技術が開示されている。また、特開２０１２−２４４８４６号公報（特許文献２）に開示された技術では、熱のほか、電波や機械的振動から電力を発生させている。 Conventionally, a power supply device including a power generation element such as a thermoelectric conversion element is known. For example, Japanese Patent Laying-Open No. 2013-47647 (Patent Document 1) discloses a technique for generating an operating power supply voltage for an electronic circuit that measures the ambient temperature using power generated by a Peltier element. In the technique disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2012-244846 (Patent Document 2), electric power is generated from radio waves and mechanical vibrations in addition to heat.

特開２０１３−４７６４７号公報JP 2013-47647 A 特開２０１２−２４４８４６号公報JP 2012-244846 A

上述の発電素子を備えた従来の電源装置は、初期の回路動作に必要な電圧が発電素子により得られることを前提としている。このため、初期の回路動作に必要な電圧を発電素子に発生させることができる充分な温度変化が得られる環境下での用途に制限される。従って、上述の従来技術によれば、例えば人間の体温を利用して熱電変換素子により得られる微弱な発電電圧から所望の電圧を発生させることは困難である。 The conventional power supply device including the above-described power generation element is premised on that a voltage necessary for initial circuit operation is obtained by the power generation element. For this reason, it is limited to an application in an environment where a sufficient temperature change that can generate a voltage necessary for initial circuit operation in the power generation element is obtained. Therefore, according to the above-described prior art, it is difficult to generate a desired voltage from a weak generated voltage obtained by a thermoelectric conversion element using, for example, human body temperature.

本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、微弱な電圧から所望の電圧を発生させることができる電源装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a power supply device capable of generating a desired voltage from a weak voltage.

本発明の一態様による電源装置は、発電素子と、前記発電素子の発電電圧を電圧変換する電圧変換部と、前記電圧変換部により電圧変換された電圧を動作電源として動作し、前記電圧変換部による電圧変換を制御する制御部と、トリガー電源を生成し、起動時に前記制御部に前記動作電源として前記トリガー電源を供給した後、前記制御部へ前記トリガー電源を供給することを停止するトリガー電源供給部と、を備え、前記制御部は、前記電圧変換部の出力電圧が規定値に到達するまでの時間を計時し、前記電圧変換部の出力電圧が前記規定値に到達するまでの期間、前記制御部の電源ノードの電圧が所定の最低電圧を下回らないように前記電圧変換部による電圧変換を制御することを特徴とする電源装置の構成を有する。 A power supply device according to an aspect of the present invention operates using a power generation element, a voltage conversion unit that converts a power generation voltage of the power generation element, a voltage converted by the voltage conversion unit as an operation power supply, and the voltage conversion unit A control unit that controls voltage conversion by the control unit, and a trigger power source that generates a trigger power source and stops supplying the trigger power source to the control unit after supplying the trigger power source as the operation power source to the control unit at the time of startup A supply unit, and the control unit measures a time until the output voltage of the voltage conversion unit reaches a specified value, and a period until the output voltage of the voltage conversion unit reaches the specified value, The power supply device has a configuration in which voltage conversion by the voltage conversion unit is controlled so that a voltage of a power supply node of the control unit does not fall below a predetermined minimum voltage .

本発明の一態様によれば、微弱な電圧から所望電圧を発生させることができる。 According to one embodiment of the present invention, a desired voltage can be generated from a weak voltage.

本発明の第１実施形態による電源装置の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the power supply device by 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１実施形態による電源装置の動作例を説明するための波形図である。It is a wave form diagram for demonstrating the operation example of the power supply device by 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２実施形態による電源装置が備えるトリガー電源供給部の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the trigger power supply part with which the power supply device by 2nd Embodiment of this invention is provided. 本発明の第３実施形態による電源装置の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the power supply device by 3rd Embodiment of this invention.

以下、図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。
[第１実施形態]
（構成の説明）
図１に、本発明の第１実施形態による電源装置１００の構成例を示す。
電源装置１００は、発電モジュール１０、電圧変換部２０、制御部３０、トリガー電源供給部４０を備えている。発電モジュール１０は、発電電圧ＶＧを発生させるものであり、直列接続された複数の発電素子１１から構成されている。本実施形態では、発電素子１１は、熱電変換素子の一種であるゼーベック素子であるものとし、２５個のゼーベック素子を直列接続することにより発電モジュール１０が構成されている。一般に、ゼーベック素子は、１℃の温度差で約１００μＶの電圧を発生させる。従って、人間の体温を３６℃とし、室温を２８℃とした場合、その温度差（８℃）から、発電モジュール１０は約２０ｍＶの発電電圧ＶＧを発生させる。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[First embodiment]
(Description of configuration)
FIG. 1 shows a configuration example of a power supply device 100 according to the first embodiment of the present invention.
The power supply device 100 includes a power generation module 10, a voltage conversion unit 20, a control unit 30, and a trigger power supply unit 40. The power generation module 10 generates a power generation voltage VG, and includes a plurality of power generation elements 11 connected in series. In the present embodiment, the power generation element 11 is a Seebeck element that is a kind of thermoelectric conversion element, and the power generation module 10 is configured by connecting 25 Seebeck elements in series. In general, the Seebeck element generates a voltage of about 100 μV with a temperature difference of 1 ° C. Therefore, when the human body temperature is 36 ° C. and the room temperature is 28 ° C., the power generation module 10 generates a power generation voltage VG of about 20 mV from the temperature difference (8 ° C.).

なお、本実施形態では、２５個の発電素子１１を直列接続して発電モジュール１０を構成しているが、発電素子１１の種類や発電特性、あるいは電源装置１００の仕様などに応じて、その個数は任意に設定することができる。また、直列接続に限らず、必要に応じて複数の発電素子１１を並列接続することにより、発電モジュール１０の電流容量を増やしてもよい。さらに、発電素子１１は、熱電変換素子に限らず、圧電変換素子や光電変換素子等、他の任意の発電素子であってもよい。 In this embodiment, the power generation module 10 is configured by connecting 25 power generation elements 11 in series. However, the number of the power generation modules 11 depends on the type and power generation characteristics of the power generation elements 11 or the specifications of the power supply device 100. Can be set arbitrarily. In addition, the current capacity of the power generation module 10 may be increased by connecting a plurality of power generation elements 11 in parallel as necessary, not limited to series connection. Furthermore, the power generation element 11 is not limited to a thermoelectric conversion element, but may be any other power generation element such as a piezoelectric conversion element or a photoelectric conversion element.

電圧変換部２０は、発電モジュール１０から出力される発電電圧ＶＧを電圧変換して出力電圧Ｖｏｕｔを発生させるものであり、入力コンデンサ２１、トランス２２、ｎチャネル型電界効果トランジスタ２３、ダイオード２４，２５、出力コンデンサ２６を備えている。入力コンデンサ２１の一端は、発電モジュール１０の正電極に接続され、入力コンデンサの他端は発電モジュール１０の負電極と共にグランドに接続されている。トランス２２の１次コイル２２１の一端は、入力コンデンサ２１の一端と共に発電モジュール１０の正電極に接続され、１次コイル２２１の他端には、ｎチャネル型電界効果トランジスタ２３のドレインが接続されている。ｎチャネル型電界効果トランジスタ２３のソースはグランドに接続されている。 The voltage conversion unit 20 converts the power generation voltage VG output from the power generation module 10 to generate an output voltage Vout, and includes an input capacitor 21, a transformer 22, an n-channel field effect transistor 23, and diodes 24 and 25. The output capacitor 26 is provided. One end of the input capacitor 21 is connected to the positive electrode of the power generation module 10, and the other end of the input capacitor is connected to the ground together with the negative electrode of the power generation module 10. One end of the primary coil 221 of the transformer 22 is connected to the positive electrode of the power generation module 10 together with one end of the input capacitor 21, and the drain of the n-channel field effect transistor 23 is connected to the other end of the primary coil 221. Yes. The source of the n-channel field effect transistor 23 is connected to the ground.

トランス２２の２次コイル２２２の一端は、ダイオード２４およびダイオード２５の各アノードに接続され、ダイオード２４のカソードは高電圧出力端子ＴＨに接続されている。また、トランス２２の２次コイル２２２の他端は低電圧出力端子ＴＬに接続されている。本実施形態では、低電圧出力端子ＴＬはグランドに接続されている。高電圧出力端子ＴＨと低電圧出力端子ＴＬとの間には出力コンデンサ２６が接続されている。本実施形態では、トランス２２の１次コイル２２１と２次コイル２２２の巻数比は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の時間で目標電圧である規定値Ｖｔａｒｇｅｔ（例えば２Ｖ）に到達するように適切に設定されており、出力電圧Ｖｏｕｔが上記規定値Ｖｔａｒｇｅｔに到達するまでの時間は上述のトランス２２の巻数比によって設定されている。 One end of the secondary coil 222 of the transformer 22 is connected to the anodes of the diode 24 and the diode 25, and the cathode of the diode 24 is connected to the high voltage output terminal TH. The other end of the secondary coil 222 of the transformer 22 is connected to the low voltage output terminal TL. In the present embodiment, the low voltage output terminal TL is connected to the ground. An output capacitor 26 is connected between the high voltage output terminal TH and the low voltage output terminal TL. In the present embodiment, the turns ratio of the primary coil 221 and the secondary coil 222 of the transformer 22 is appropriately set so that the output voltage Vout reaches a specified value Vtarget (for example, 2 V) that is a target voltage at a desired time. The time until the output voltage Vout reaches the specified value Vtarget is set by the turn ratio of the transformer 22 described above.

制御部３０は、電圧変換部２０により電圧変換された電圧を動作電源として動作し、電圧変換部２０による電圧変換を制御するものであり、計時部３１と発振部３２を備えている。制御部３０の電源ノードＮ３０には、電圧変換部２０のダイオード２５のカソードが接続されている。これにより、電圧変換部２０に備えられたトランス２２の２次コイル２２２に誘起される電圧がダイオード２５を介して制御部３０の電源ノードＮ３０に供給されるものとなっている。本実施形態では、制御部３０は、例えば制御用ＩＣ(Integrated Circuit)から構成される。 The control unit 30 operates using the voltage converted by the voltage conversion unit 20 as an operation power supply, and controls voltage conversion by the voltage conversion unit 20, and includes a timer unit 31 and an oscillation unit 32. The cathode of the diode 25 of the voltage converter 20 is connected to the power supply node N30 of the controller 30. Thereby, the voltage induced in the secondary coil 222 of the transformer 22 provided in the voltage conversion unit 20 is supplied to the power supply node N30 of the control unit 30 through the diode 25. In the present embodiment, the control unit 30 is composed of, for example, a control IC (Integrated Circuit).

計時部３１は、電圧変換部２０の出力電圧Ｖｏｕｔが規定値Ｖｔａｒｇｅｔに到達するまでの時間を計時するためのものであり、コンデンサ３１１、抵抗３１２、コンデンサ３１３、電圧時間検出回路３１４を備えている。ここで、コンデンサ３１１は、電圧変換部２０の出力コンデンサ２６を模擬するものであり、コンデンサ３１１の一端は制御部３０の電源ノードＮ３０に接続され、その他端はグランドに接続されている。出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すれば、電圧変換部２０からダイオード２５を通じて制御部３０の電源ノードＮ３０に供給される電圧、即ち、コンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１は、電圧変換部２０のダイオード２４を通じて高電圧出力端子ＴＨに供給される出力電圧Ｖｏｕｔと等価になる。出力電圧Ｖｏｕｔが低い状態では、ダイオード２５が逆バイアスされるため、制御部３０の電源ノードＮ３０の電圧は、例えば、トリガー電源供給部４０から供給されるトリガー電源に応じた電圧になる。 The timer 31 is for timing the time until the output voltage Vout of the voltage converter 20 reaches the specified value Vtarget, and includes a capacitor 311, a resistor 312, a capacitor 313, and a voltage time detection circuit 314. . Here, the capacitor 311 simulates the output capacitor 26 of the voltage conversion unit 20, and one end of the capacitor 311 is connected to the power supply node N30 of the control unit 30, and the other end is connected to the ground. When the output voltage Vout increases, the voltage supplied from the voltage converter 20 to the power supply node N30 of the controller 30 through the diode 25, that is, the voltage V311 between the terminals of the capacitor 311 is increased through the diode 24 of the voltage converter 20. This is equivalent to the output voltage Vout supplied to the output terminal TH. When the output voltage Vout is low, the diode 25 is reverse-biased, so that the voltage of the power supply node N30 of the control unit 30 is, for example, a voltage corresponding to the trigger power supply supplied from the trigger power supply unit 40.

抵抗３１２の一端は電源ノードＮ３０に接続され、その他端はコンデンサ３１３の一端に接続され、コンデンサ３１３の他端はグランドに接続されている。これら抵抗３１２とコンデンサ３１３は、一定の時定数τを有する遅延回路を構成している。
尚、時定数τは、変動しやすい電源ノードＮ３０の電圧に合わせて後述の周波数制御の期間（時刻ｔ０１〜ｔ１の起算）を調整するためのものであり、時定数τを得るための時定数回路を抵抗３１２及びコンデンサ３１３から構成し、いわゆるＣＲ構成の時定数回路が用いられている。
検出信号ＳＴは、スイッチ４２がオンしてから時定数τに応じた一定時間が経過し、かつ電源ノードＮ３０電圧が規定電圧値Ｖｔａｒｇｅｔに到達したことを示す信号である。本実施形態では、時刻ｔ０１から時刻ｔ１までの時間は、スイッチ４２がオンしてから検出信号ＳＴが出力されるまでの時間を表している。 One end of the resistor 312 is connected to the power supply node N30, the other end is connected to one end of the capacitor 313, and the other end of the capacitor 313 is connected to the ground. The resistor 312 and the capacitor 313 constitute a delay circuit having a constant time constant τ.
The time constant τ is for adjusting a frequency control period (starting from time t01 to t1) to be described later in accordance with the voltage of the power supply node N30, which is likely to fluctuate, and is a time constant for obtaining the time constant τ. The circuit is composed of a resistor 312 and a capacitor 313, and a so-called CR time constant circuit is used.
The detection signal ST is a signal indicating that a fixed time corresponding to the time constant τ has elapsed since the switch 42 was turned on, and that the voltage of the power supply node N30 has reached the specified voltage value Vtarget. In the present embodiment, the time from time t01 to time t1 represents the time from when the switch 42 is turned on until the detection signal ST is output.

ここで、前述したように、トランス２２の巻数比は、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の時間で規定値Ｖｔａｒｇｅｔに到達するように設定され、出力電圧Ｖｏｕｔが規定値Ｖｔａｒｇｅｔに到達するまでの時間はトランス２２の巻数比によって設定されている。このように設定されたトランス２２の巻数比を前提とし、抵抗３１２とコンデンサ３１３による時定数τは、電源ノードＮ３０電圧に合せて出力電圧Ｖｏｕｔが規定値Ｖｔａｒｇｅｔに到達するまでの時間と対応している。
以上のように、電圧変換部２０のトランス２２の１次コイル２２１と２次コイル２２２との巻数比が設定され、且つ、抵抗３１２およびコンデンサ３１３による時定数τを用いて、出力電圧Ｖｏｕｔに対応するコンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１の変動に合わせて、デューティ調整または周波数制御の期間（時刻ｔ１までの期間）を自動的に調整している。 Here, as described above, the turns ratio of the transformer 22 is set so that the output voltage Vout reaches the specified value Vtarget in a desired time, and the time until the output voltage Vout reaches the specified value Vtarget is the transformer 22. Is set by the turns ratio. Assuming the turn ratio of the transformer 22 set in this way, the time constant τ by the resistor 312 and the capacitor 313 corresponds to the time until the output voltage Vout reaches the specified value Vtarget according to the voltage of the power supply node N30. Yes.
As described above, the turn ratio between the primary coil 221 and the secondary coil 222 of the transformer 22 of the voltage converter 20 is set, and the time constant τ by the resistor 312 and the capacitor 313 is used to correspond to the output voltage Vout. The period of duty adjustment or frequency control (period until time t1) is automatically adjusted according to the fluctuation of the inter-terminal voltage V311 of the capacitor 311.

発振部３２は、電圧変換部２０のｎチャネル型電界効果トランジスタ２３を駆動するためのスイッチング駆動信号ＳＤを生成するものであり、発振回路３２１、抵抗３２２，３２３，３２４，３２５、ｐｎｐ型トランジスタ３２６、ｎｐｎ型トランジスタ３２７を備えている。ここで、発振回路３２１の入力部には、電圧時間検出回路３１４から検出信号ＳＴが供給される。発振回路３２１は、検出信号ＳＴに基づいて、電圧変換部２０の出力電圧Ｖｏｕｔが規定値Ｖｔａｒｇｅｔに到達するまでの期間、電源ノードＮ３０の電圧が所定の起動最低電圧Ｖｓを下回らないようように、電圧変換部２０による電圧変換を制御するためのスイッチング駆動信号ＳＣを発生させる。ここで、起動最低電圧Ｖｓは、制御用ＩＣから構成される制御部３０を起動させるために必要な電源ノードＮ３０の電源電圧の下限を指す。本実施形態では、制御部３０が起動すれば、電源装置１００の動作が正常に実施される。従って、起動最低電圧Ｖｓは、電源装置１００を起動するために必要な最低限の電源電圧である。 The oscillating unit 32 generates a switching drive signal SD for driving the n-channel field effect transistor 23 of the voltage converting unit 20, and includes an oscillating circuit 321, resistors 322, 323, 324, 325, and a pnp transistor 326. , An npn transistor 327 is provided. Here, the detection signal ST is supplied from the voltage time detection circuit 314 to the input portion of the oscillation circuit 321. Based on the detection signal ST, the oscillation circuit 321 is configured so that the voltage of the power supply node N30 does not fall below a predetermined starting minimum voltage Vs until the output voltage Vout of the voltage converter 20 reaches the specified value Vtarget. A switching drive signal SC for controlling voltage conversion by the voltage converter 20 is generated. Here, the starting minimum voltage Vs indicates the lower limit of the power supply voltage of the power supply node N30 necessary for starting the control unit 30 constituted by the control IC. In the present embodiment, when the control unit 30 is activated, the operation of the power supply apparatus 100 is normally performed. Therefore, the starting minimum voltage Vs is a minimum power supply voltage necessary for starting the power supply apparatus 100.

抵抗３２２の一端は電源ノードＮ３０に接続され、抵抗３２２の他端は抵抗３２３の一端に接続され、抵抗３２３の他端は抵抗３２４の一端に接続され、抵抗３２４の他端は抵抗３２５の一端に接続され、抵抗３２５の他端はグランドに接続されている。ｐｎｐ型トランジスタ３２６のエミッタは電源ノードＮ３０に接続され、そのベースは、抵抗３２２と抵抗３２３との間の接続点に接続されている。ｐｎｐ型トランジスタ３２６のコレクタは、ｎｐｎ型トランジスタ３２７のコレクタに接続され、ｎｐｎ型トランジスタ３２７のベースは、抵抗３２４と抵抗３２５との間の接続点に接続されている。ｎｐｎ型トランジスタ３２７のエミッタはグランドに接続されている。 One end of the resistor 322 is connected to the power supply node N30, the other end of the resistor 322 is connected to one end of the resistor 323, the other end of the resistor 323 is connected to one end of the resistor 324, and the other end of the resistor 324 is one end of the resistor 325. The other end of the resistor 325 is connected to the ground. The emitter of the pnp transistor 326 is connected to the power supply node N30, and its base is connected to a connection point between the resistor 322 and the resistor 323. The collector of the pnp transistor 326 is connected to the collector of the npn transistor 327, and the base of the npn transistor 327 is connected to the connection point between the resistor 324 and the resistor 325. The emitter of the npn transistor 327 is connected to the ground.

上述の抵抗３２２〜３２５、ｐｎｐ型トランジスタ３２６、ｎｐｎ型トランジスタ３２７は、発振回路３２１から出力されるスイッチング駆動信号ＳＣに応答して、ｐｎｐ型トランジスタ３２６とｎｐｎ型トランジスタ３２７との間の接続点からスイッチング駆動信号ＳＤを出力するためのドライバとして機能する。スイッチング駆動信号ＳＤは、抵抗Ｒを介して、電圧変換部２０のｎチャネル型電界効果トランジスタ２３のゲートに供給される。なお、本実施形態では、スイッチング駆動信号ＳＤは、スイッチング駆動信号ＳＣの反転信号となるが、周波数およびデューティはスイッチング駆動信号ＳＣと対応している。従って、ｎチャネル型電界効果トランジスタ２３のスイッチング動作の制御に関し、スイッチング駆動信号ＳＤはスイッチング駆動信号ＳＣと等価な信号である。 The resistors 322 to 325, the pnp transistor 326, and the npn transistor 327 described above are connected from the connection point between the pnp transistor 326 and the npn transistor 327 in response to the switching drive signal SC output from the oscillation circuit 321. It functions as a driver for outputting the switching drive signal SD. The switching drive signal SD is supplied to the gate of the n-channel field effect transistor 23 of the voltage converter 20 via the resistor R. In the present embodiment, the switching drive signal SD is an inverted signal of the switching drive signal SC, but the frequency and duty correspond to the switching drive signal SC. Therefore, regarding the control of the switching operation of the n-channel field effect transistor 23, the switching drive signal SD is a signal equivalent to the switching drive signal SC.

トリガー電源供給部４０は、起動時に制御部３０に対し動作電源としてトリガー電源を供給し、このトリガー電源を供給した後、制御部３０へトリガー電源を供給することを停止するものである。即ち、トリガー電源供給部４０は、制御部３０の初期の動作電源となるトリガー電源を生成し、起動時に制御部３０に対しトリガー電源を供給した後、制御部３０からトリガー電源を切り離すことにより、制御部３０へトリガー電源を供給することを停止する。本実施形態では、トリガー電源供給部４０は、ラジオやテレビの放送周波数電波等、環境に存在する任意の電波（以下、「環境電波」と称す。）を検波してトリガー電源を生成し、制御部３０の電源ノードＮ３０にトリガー電源を供給する。
なお、本実施形態では、トリガー電源の切り離しは、トリガー電源供給部４０から制御部３０へのトリガー電源の供給を停止することを意味している。
なお、本実施形態において、「トリガー電源」なる用語は、電源装置１００の起動時に制御部３０に供給される一時的な電源を指す。 The trigger power supply unit 40 supplies a trigger power as an operation power to the control unit 30 at the time of activation, and stops supplying the trigger power to the control unit 30 after supplying the trigger power. That is, the trigger power supply unit 40 generates a trigger power source that is an initial operation power source of the control unit 30, supplies the trigger power source to the control unit 30 at the time of startup, and then disconnects the trigger power source from the control unit 30. The supply of the trigger power to the control unit 30 is stopped. In the present embodiment, the trigger power supply unit 40 generates a trigger power by detecting any radio wave (hereinafter referred to as “environmental radio wave”) existing in the environment, such as a radio frequency or television broadcast frequency radio wave. Trigger power is supplied to the power supply node N30 of the unit 30.
In the present embodiment, the disconnection of the trigger power means that the trigger power supply from the trigger power supply unit 40 to the control unit 30 is stopped.
In the present embodiment, the term “trigger power” refers to temporary power supplied to the control unit 30 when the power supply apparatus 100 is activated.

トリガー電源供給部４０の構成を詳細に説明する。トリガー電源供給部４０は、トリガー電源生成部４１とスイッチ４２とから構成される。このうち、トリガー電源生成部４１は、トリガー電源を生成するものであり、アンテナ４１１、トランス４１２、整流回路４１３、コンデンサ４１４を備えている。ここで、アンテナ４１１は、環境電波を受信するためのものであり、トランス４１２の１次コイル４１２１の一端に接続されている。トランス４１２は、環境電波によりアンテナ４１１に誘導された高周波電流を検出して電圧に変換するためのものである。トランス４１２の１次コイル４１２１の他端はグランドに接続されている。トランス４１２の２次コイル４１２２の一端および他端は、それぞれ、整流回路４１３の後述の第１入力ノードおよび第２入力ノードに接続される。 The configuration of the trigger power supply unit 40 will be described in detail. The trigger power supply unit 40 includes a trigger power generation unit 41 and a switch 42. Among these, the trigger power generation unit 41 generates a trigger power, and includes an antenna 411, a transformer 412, a rectifier circuit 413, and a capacitor 414. Here, the antenna 411 is for receiving environmental radio waves, and is connected to one end of the primary coil 4121 of the transformer 412. The transformer 412 is for detecting a high-frequency current induced in the antenna 411 by environmental radio waves and converting it into a voltage. The other end of the primary coil 4121 of the transformer 412 is connected to the ground. One end and the other end of the secondary coil 4122 of the transformer 412 are connected to a first input node and a second input node, which will be described later, of the rectifier circuit 413, respectively.

整流回路４１３は、トランス４１２により変換された電圧を整流するためのものであり、ダイオード４１３１，４１３２，４１３３，４１３４からなるフルブリッジ回路として構成されている。ここで、ダイオード４１３１のカソードは、整流回路４１３の第１出力ノードに接続され、そのアノードはダイオード４１３２のカソードに接続され、ダイオード４１３２のアノードは、整流回路４１３の第２出力ノードに接続されている。本実施形態では、整流回路４１３の第２出力ノードはグランドに接続されている。ダイオード４１３１のアノードとダイオード４１３２のカソードとの間の接続点は整流回路４１３の第１入力ノードを形成している。 The rectifier circuit 413 is for rectifying the voltage converted by the transformer 412, and is configured as a full bridge circuit including diodes 4131, 4132, 4133, and 4134. Here, the cathode of the diode 4131 is connected to the first output node of the rectifier circuit 413, the anode thereof is connected to the cathode of the diode 4132, and the anode of the diode 4132 is connected to the second output node of the rectifier circuit 413. Yes. In the present embodiment, the second output node of the rectifier circuit 413 is connected to the ground. A connection point between the anode of the diode 4131 and the cathode of the diode 4132 forms a first input node of the rectifier circuit 413.

また、ダイオード４１３３のカソードは、整流回路４１３の第１出力ノードに接続され、そのアノードはダイオード４１３４のカソードに接続され、ダイオード４１３４のアノードは、整流回路４１３の第２出力ノード（グランド）に接続されている。ダイオード４１３３のアノードとダイオード４１３４のカソードとの間の接続点は整流回路４１３の第２入力ノードを形成している。
上述のトランス４１２および整流回路４１３は、アンテナ４１１により受信された環境電波を検波して直流電力に変換する一種の検波回路として機能する。 The cathode of the diode 4133 is connected to the first output node of the rectifier circuit 413, the anode thereof is connected to the cathode of the diode 4134, and the anode of the diode 4134 is connected to the second output node (ground) of the rectifier circuit 413. Has been. A connection point between the anode of the diode 4133 and the cathode of the diode 4134 forms a second input node of the rectifier circuit 413.
The above-described transformer 412 and rectifier circuit 413 function as a kind of detection circuit that detects environmental radio waves received by the antenna 411 and converts them into DC power.

コンデンサ４１４は、上述のトランス４１２および整流回路４１３により検波して得られる直流電力を蓄積するためのものであり、整流回路４１３の第１出力ノード（ダイオード４１３１，４１３３のカソード）と第２出力ノード（グランド）との間に接続されている。コンデンサ４１４に蓄積された電力がトリガー電源として用いられる。 The capacitor 414 is for accumulating DC power obtained by detection by the above-described transformer 412 and rectifier circuit 413. The first output node of the rectifier circuit 413 (the cathodes of the diodes 4131 and 4133) and the second output node. (Ground) is connected. The electric power stored in the capacitor 414 is used as a trigger power source.

スイッチ４２は、起動時にトリガー電源供給部４０を制御部３０に接続するためのものであり、整流回路４１３の第１出力ノード（ダイオード４１３１，４１３３のカソード）と上述の制御部３０の電源ノードＮ３０との間に接続されている。スイッチ４２は、例えばａ接点（常開接点）から構成されるが、手動スイッチ等、任意のスイッチを用いることができる。 The switch 42 is for connecting the trigger power supply unit 40 to the control unit 30 at the time of activation, and the first output node of the rectifier circuit 413 (the cathodes of the diodes 4131 and 4133) and the power supply node N30 of the control unit 30 described above. Connected between and. The switch 42 is composed of, for example, an a contact (normally open contact), but any switch such as a manual switch can be used.

（動作の説明）
次に、図２に示す波形図を参照して、第１実施形態による電源装置１００の動作について説明する。
図２は、第１実施形態による電源装置１００の動作例を説明するための波形図である。ここで、図２（Ａ）は、トリガー電源生成部４１のコンデンサ４１４の端子間電圧Ｖ４１４の波形の一例を示し、図２（Ｂ）は、計時部３１のコンデンサ３１３の端子間電圧Ｖ３１３の波形の一例を示し、図２（Ｃ）は、発振部３２から出力されるスイッチング駆動信号ＳＤの波形の一例を示し、図２（Ｄ）は、電圧変換部２０の出力電圧Ｖｏｕｔの波形の一例を示す。 (Description of operation)
Next, the operation of the power supply apparatus 100 according to the first embodiment will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG.
FIG. 2 is a waveform diagram for explaining an operation example of the power supply device 100 according to the first embodiment. Here, FIG. 2A shows an example of the waveform of the voltage V414 between the terminals of the capacitor 414 of the trigger power generation unit 41, and FIG. 2B shows the waveform of the voltage V313 between the terminals of the capacitor 313 of the time measuring unit 31. 2C shows an example of the waveform of the switching drive signal SD output from the oscillation unit 32, and FIG. 2D shows an example of the waveform of the output voltage Vout of the voltage conversion unit 20. Show.

時刻ｔ０以前の起動前の状態では、トリガー電源供給部４０のスイッチ４２はオフ状態（開状態）とされている。この場合、トリガー電源生成部４１は、アンテナ４１１で受信された環境電波をトランス４１２の１次コイル４１２１によって形成されるアンテナコイルで受電して整流回路４１３で検波し、この検波により得られる電圧でコンデンサ４１４を充電する。この充電によりコンデンサ４１４に蓄積された電力は、電源装置１００の起動時に制御部３０を動作させるためのトリガー電源として使用される。 In a state before activation before time t0, the switch 42 of the trigger power supply unit 40 is in an off state (open state). In this case, the trigger power generation unit 41 receives the environmental radio wave received by the antenna 411 by the antenna coil formed by the primary coil 4121 of the transformer 412 and detects it by the rectifier circuit 413, and uses the voltage obtained by this detection. Capacitor 414 is charged. The electric power stored in the capacitor 414 by this charging is used as a trigger power source for operating the control unit 30 when the power supply device 100 is activated.

詳細には、時刻ｔ０以前の起動前の状態では、アンテナ４１１が環境電波を定常的に受信している。この場合、環境電波はアンテナ４１１に高周波電流を誘導し、トランス４１２の１次コイル４１２１に高周波電圧を発生させる。トランス４１２は、１次コイル４１２１に発生された高周波電圧を巻数比に応じて昇圧して２次コイル４１２２の端子間に交流電圧を発生させる。整流回路４１３は、トランス４１２の２次コイル４１２２の端子間に発生された交流電圧を整流してコンデンサ４１４に供給する。これによりコンデンサ４１４が充電され、その充電が進むにつれてコンデンサ４１４の端子間電圧Ｖ４１４（即ち、トリガー電源の電圧）が次第に上昇する。 Specifically, in a state before activation before time t0, the antenna 411 constantly receives environmental radio waves. In this case, the environmental radio wave induces a high frequency current in the antenna 411 and generates a high frequency voltage in the primary coil 4121 of the transformer 412. The transformer 412 boosts the high-frequency voltage generated in the primary coil 4121 according to the turns ratio, and generates an AC voltage between the terminals of the secondary coil 4122. The rectifier circuit 413 rectifies the AC voltage generated between the terminals of the secondary coil 4122 of the transformer 412 and supplies the rectified voltage to the capacitor 414. As a result, the capacitor 414 is charged, and the voltage V414 between terminals of the capacitor 414 (that is, the voltage of the trigger power supply) gradually increases as the charging proceeds.

ここで、本実施形態では、コンデンサ４１４の端子間電圧Ｖ４１４として、起動時に制御部３０が電圧変換部２０のスイッチング用のｎチャネル型電界効果トランジスタ２３を安定的に駆動するために必要な所定の起動最低電圧Ｖｓ（例えば１Ｖ）以上の電圧を確保する。このため、本実施形態では、トランス４１２により、アンテナ４１１により受信して得られる高周波電圧を起動最低電圧Ｖｓ以上の電圧にまで昇圧している。ここで、コンデンサ４１４の容量値が大きいと、コンデンサ４１４の端子間電圧Ｖ４１４が起動最低電圧Ｖｓ以上にまで上昇するのに時間を要するため、コンデンサ４１４の容量値を過大な値に設定することはできない。そこで、トリガー電源として必要な電力を確保するため、図２（Ａ）に例示するように、コンデンサ４１４の端子間電圧Ｖ４１４として例えば４Ｖ程度の電圧が得られるように、トランス４１２の巻数比が設定されている。 Here, in the present embodiment, as the inter-terminal voltage V414 of the capacitor 414, the control unit 30 has a predetermined voltage necessary for stably driving the switching n-channel field effect transistor 23 of the voltage conversion unit 20 at startup. A voltage equal to or higher than the minimum starting voltage Vs (for example, 1 V) is secured. For this reason, in the present embodiment, the transformer 412 boosts the high-frequency voltage obtained by the antenna 411 to a voltage equal to or higher than the starting minimum voltage Vs. Here, if the capacitance value of the capacitor 414 is large, it takes time for the inter-terminal voltage V414 of the capacitor 414 to rise to the start-up minimum voltage Vs or more. Therefore, setting the capacitance value of the capacitor 414 to an excessive value is not possible. Can not. Therefore, in order to secure the electric power necessary for the trigger power source, the turn ratio of the transformer 412 is set so that, for example, a voltage of about 4 V is obtained as the inter-terminal voltage V414 of the capacitor 414, as illustrated in FIG. Has been.

また、環境電波を検波して得られる整流回路４１３の出力電圧は環境電波の強度やアンテナ４１１の向きに応じて変動するため、整流回路４１３からコンデンサ４１４に供給される電流が小さくなる。このため、仮に起動前にスイッチ４２がオン状態にあるとすれば、コンデンサ４１４に蓄積された電力が、例えば制御部３０の発振部３２を構成する抵抗３２２〜３２５を通じて放電され、コンデンサ４１４の端子間電圧Ｖ４１４として、起動最低電圧Ｖｓ以上のトリガー電源を確保することができなくなる。 In addition, since the output voltage of the rectifier circuit 413 obtained by detecting the environmental radio wave varies depending on the intensity of the environmental radio wave and the direction of the antenna 411, the current supplied from the rectifier circuit 413 to the capacitor 414 is reduced. For this reason, if the switch 42 is in an ON state before starting, the power stored in the capacitor 414 is discharged through, for example, the resistors 322 to 325 constituting the oscillation unit 32 of the control unit 30, and the terminal of the capacitor 414 As the inter-voltage V414, it becomes impossible to secure a trigger power supply that is equal to or higher than the minimum startup voltage Vs.

そこで、本実施形態では、電源装置１００の起動前の初期状態において、スイッチ４２をオフ状態に制御し、コンデンサ４１４を無負荷状態（コンデンサ４４の放電経路を遮断した状態）とすることにより、コンデンサ４１４の放電を抑制している。コンデンサ４１４の放電が抑制されれば、整流回路４１３からコンデンサ４１４に供給される電流が微弱であっても、時間をかければ、コンデンサ４１４の端子間電圧Ｖ４１４を起動最低電圧Ｖｓ以上にまで上昇させることができ、制御部３０の動作に必要な電圧のトリガー電源を確保することができる。 Therefore, in the present embodiment, in the initial state before the power supply device 100 is started, the switch 42 is controlled to be in the OFF state, and the capacitor 414 is set to the no-load state (the discharge path of the capacitor 44 is cut off). The discharge of 414 is suppressed. If the discharge of the capacitor 414 is suppressed, even if the current supplied from the rectifier circuit 413 to the capacitor 414 is weak, the voltage V414 between the terminals of the capacitor 414 is increased to the starting minimum voltage Vs or more over time. Therefore, it is possible to secure a trigger power source having a voltage necessary for the operation of the control unit 30.

次に、時刻ｔ０において、スイッチ４２がオン状態（閉状態）になり、電源装置１００が起動されると、トリガー電源供給部４０は、スイッチ４２を通じて、コンデンサ４１４の端子間電圧Ｖ４１４をトリガー電源として制御部３０の電源ノードＮ３０に供給する。これにより、コンデンサ４１４に蓄積された端子間電圧Ｖ４１４により制御部３０のコンデンサ３１１が充電される。このとき、コンデンサ４１４とコンデンサ３１１の容量値が同じであり、スイッチ４２がオンする前のコンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１が０Ｖであれば、スイッチ４２がオン状態になった後の制御部３０のコンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１の初期値は、スイッチ４２がオン状態になる前のコンデンサ４１４の端子間電圧Ｖ４１４（４Ｖ）を２^１／２で除算した実効値により表される（図２（Ｂ））。その後、時刻ｔ０１（図２（Ａ））でスイッチ４２がオフ状態になる。図２（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）では、横軸（時間軸）の基点を時刻ｔ０１としている。
スイッチ４２がオン状態になった後の端子間電圧Ｖ３１１の初期値が端子間電圧Ｖ４１４を２^１／２で除算した実効値により表されることについて補足する。
スイッチ４２がオン状態になる前にコンデンサ４１４に蓄積されたエネルギーＰは、スイッチ４２がオン状態になると、コンデンサ３１１とコンデンサ４１４とに振り分けられる。このことから、スイッチ４２がオン状態となった後のコンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１（＝Ｖ４１４）の初期値をＶｘとすれば、次の関係式が成り立つ。
Ｐ＝Ｃ４１４×Ｖ４１４×Ｖ４１４÷２＝（Ｃ４１４＋Ｃ３１１）×Ｖｘ×Ｖｘ÷２
ここで、コンデンサ４１４の容量Ｃ４１４とコンデンサ３１１の容量Ｃ３１１は同じであると仮定しているから、Ｖｘ＝Ｖ４１４÷２^１／２となる。従って、コンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１の初期値Ｖｘは、コンデンサ４１４の端子間電圧Ｖ４１４（４Ｖ）を２^１／２で除算した値により表される。 Next, at time t0, when the switch 42 is turned on (closed) and the power supply device 100 is activated, the trigger power supply unit 40 uses the voltage V414 between terminals of the capacitor 414 as a trigger power supply through the switch 42. The power is supplied to the power supply node N30 of the control unit 30. Thereby, the capacitor 311 of the control unit 30 is charged by the inter-terminal voltage V414 accumulated in the capacitor 414. At this time, if the capacitance values of the capacitor 414 and the capacitor 311 are the same, and the inter-terminal voltage V311 of the capacitor 311 before the switch 42 is turned on is 0 V, the control unit 30 after the switch 42 is turned on the initial value of the terminal voltage V311 of the capacitor 311 is represented by an effective value switch 42 terminal voltage V414 of the previous capacitor 414 turns on the (4V) divided by ^{2 1/2} (FIG. 2 (B )). Thereafter, the switch 42 is turned off at time t01 (FIG. 2A). 2B, 2C, and 2D, the base point on the horizontal axis (time axis) is time t01.
It is supplemented that the initial value of the inter-terminal voltage V311 after the switch 42 is turned on is represented by an effective value obtained by dividing the inter-terminal voltage V414 by ^2½ .
The energy P accumulated in the capacitor 414 before the switch 42 is turned on is distributed to the capacitor 311 and the capacitor 414 when the switch 42 is turned on. From this, if the initial value of the terminal voltage V311 (= V414) of the capacitor 311 after the switch 42 is turned on is Vx, the following relational expression is established.
P = C414 × V414 × V414 ÷ 2 = (C414 + C311) × Vx × Vx ÷ 2
Here, since it is assumed that the capacitance C414 of the capacitor 414 and the capacitance C311 of the capacitor 311 are the same, Vx = V414 / ^2½ . Therefore, the initial value Vx of the voltage between the terminals V311 of the capacitor 311 is represented by dividing the value of the terminal voltage V414 of the capacitor 414 (4V) at ^{2 1/2.}

なお、本実施形態では、時刻ｔ０１でスイッチ４２がオフ状態になると、トリガー電源供給部４０が制御部３０から切り離され、トリガー電源の供給が停止される。この場合、コンデンサ４１４は整流回路４１３の出力電圧で再充電され、その端子間電圧Ｖ４１４が上昇を開始する（図２（Ａ））。これにより、トリガー電源供給部４０は、次回の起動に備えて、トリガー電源を確保する。 In the present embodiment, when the switch 42 is turned off at time t01, the trigger power supply unit 40 is disconnected from the control unit 30, and the supply of the trigger power is stopped. In this case, the capacitor 414 is recharged with the output voltage of the rectifier circuit 413, and the inter-terminal voltage V414 starts to rise (FIG. 2A). Thereby, the trigger power supply part 40 ensures a trigger power supply in preparation for the next activation.

上述の時刻ｔ０１において、制御部３０の発振部３２は、トリガー電源供給部４０からコンデンサ３１１に供給されたトリガー電源（端子間電圧Ｖ３１１）を動作電源として発振動作を開始してスイッチング駆動信号ＳＤを生成し（図２（Ｃ））、このスイッチング駆動信号ＳＤによりｎチャネル型電界効果トランジスタ２３を駆動する。そして、ｎチャネル型電界効果トランジスタ２３のゲート電圧Ｖ２３がスイッチング駆動信号ＳＤの信号レベルに応じて変化すると、ｎチャネル型電界効果トランジスタ２３がスイッチングし、電圧変換部２０が発電モジュール１０の発電電圧ＶＧの電圧変換を開始する。これにより、トランス２２を介して出力コンデンサ２６に電圧が印加され、時刻ｔ０１から出力電圧Ｖｏｕｔが上昇を開始する（図２（Ｄ））。 At the above-described time t01, the oscillating unit 32 of the control unit 30 starts an oscillating operation using the trigger power supply (inter-terminal voltage V311) supplied from the trigger power supply unit 40 to the capacitor 311 as an operation power supply, and outputs the switching drive signal SD. (FIG. 2C), and the n-channel field effect transistor 23 is driven by the switching drive signal SD. When the gate voltage V23 of the n-channel field effect transistor 23 changes according to the signal level of the switching drive signal SD, the n-channel field effect transistor 23 is switched, and the voltage conversion unit 20 causes the power generation voltage VG of the power generation module 10 to be switched. Start voltage conversion of. As a result, a voltage is applied to the output capacitor 26 via the transformer 22, and the output voltage Vout starts to increase from time t01 (FIG. 2D).

ここで、トランス２２の２次コイル２２２に誘起される正電圧は、ダイオード２４を通じて高電圧出力端子ＴＨに供給されると共に、ダイオード２５を通じて制御部３０の電源オードＮ３０にも供給される。前述したように、電圧変換部２０の出力電圧Ｖｏｕｔが上昇すると、電圧変換部２０からダイオード２５を通じて制御部３０の電源ノードＮ３０に供給される電圧（＝電源ノードＮ３０の電圧＝端子間電圧Ｖ３１１）は、電圧変換部２０のダイオード２４を通じて高電圧出力端子ＴＨに供給される出力電圧Ｖｏｕｔと等価になる。 Here, the positive voltage induced in the secondary coil 222 of the transformer 22 is supplied to the high voltage output terminal TH through the diode 24 and is also supplied to the power supply odd N30 of the control unit 30 through the diode 25. As described above, when the output voltage Vout of the voltage conversion unit 20 increases, the voltage supplied from the voltage conversion unit 20 to the power supply node N30 of the control unit 30 through the diode 25 (= voltage of the power supply node N30 = inter-terminal voltage V311). Is equivalent to the output voltage Vout supplied to the high voltage output terminal TH through the diode 24 of the voltage converter 20.

制御部３０の発振部３２が発振動作を開始すると、この動作により消費電力が発生するため、時刻ｔ０１からコンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１が降下し始める（図２（Ｂ））。端子間電圧Ｖ３１１の降下に伴って、この端子間電圧Ｖ３１１を電源電圧として動作する発振部３２から出力されるスイッチン駆動信号ＳＤの振幅も低下する（図２（Ｃ））。しかし、スイッチング駆動信号ＳＤに基づきｎチャネル型電界効果トランジスタ２３がスイッチングを継続することにより、電圧変換部２０が発電モジュール１０の発電電圧ＶＧをトランス２２により昇圧して電圧変換し、この電圧変換により得られる電圧がダイオード２５を通じて制御部３０の電源ノードＮ３０に供給される。このため、コンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１は、一旦降下した後に、出力電圧Ｖｏｕｔの上昇に合わせて再び上昇する（図２（Ｂ））。 When the oscillating unit 32 of the control unit 30 starts an oscillating operation, power consumption is generated by this operation, so that the voltage V311 between the terminals of the capacitor 311 starts to drop from the time t01 (FIG. 2B). As the inter-terminal voltage V311 drops, the amplitude of the switched drive signal SD output from the oscillating unit 32 that operates using the inter-terminal voltage V311 as a power supply voltage also decreases (FIG. 2C). However, as the n-channel field effect transistor 23 continues switching based on the switching drive signal SD, the voltage conversion unit 20 boosts the power generation voltage VG of the power generation module 10 by the transformer 22 and converts the voltage. The obtained voltage is supplied to the power supply node N30 of the control unit 30 through the diode 25. For this reason, the inter-terminal voltage V311 of the capacitor 311 once decreases and then increases again as the output voltage Vout increases (FIG. 2B).

制御部３０は、時刻ｔ０１から電圧変換部２０の出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧である規定値Ｖｔａｒｇｅｔ（例えば２Ｖ）に到達する時刻ｔ１までの期間、電源ノードＮ３０の電圧、即ち、コンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１が起動最低電圧Ｖｓを下回らないように、ｎチャネル型電界効果トランジスタ２３のスイッチング動作の周波数を高くし、または、そのオンデューティの割合を小さく制御することにより制御部３０での消費電力を抑え、コンデンサ３１１に蓄積された電力の消費を抑える。このようなｎチャネル型電界効果トランジスタ２３のスイッチング動作に関する制御は、制御部３０において、スイッチング駆動信号ＳＤの周波数またはデューティを調整することにより行われる。 During the period from time t01 to time t1 when the output voltage Vout of the voltage converter 20 reaches a specified value Vtarget (for example, 2V), which is the target voltage, the voltage at the power supply node N30, that is, between the terminals of the capacitor 311 The power consumption in the control unit 30 can be reduced by increasing the frequency of the switching operation of the n-channel field effect transistor 23 or reducing the on-duty ratio so that the voltage V311 does not fall below the minimum starting voltage Vs. And power consumption stored in the capacitor 311 is suppressed. Such control regarding the switching operation of the n-channel field effect transistor 23 is performed in the control unit 30 by adjusting the frequency or duty of the switching drive signal SD.

また、制御部３０は、スイッチ４２がオン状態になった時刻ｔ０から出力電圧Ｖｏｕｔが規定値Ｖｔａｒｇｅｔに到達する時刻ｔ１までの時間を計時する。時刻ｔ０から時刻ｔ１までの時間は、抵抗３１２およびコンデンサ３１３による時定数τに応じた一定時間が経過し、かつ電源ノードＮ３０の電圧が規定値Ｖｔａｒｇｅｔに到達するまでの時間である。ここで、時定数τは、起動時のコンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１が出力電圧Ｖｏｕｔの基準値Ｖｔａｒｇｅｔより高い場合に重要になる。この場合、時定数τにより周波数制御の期間（時刻ｔ０１〜ｔ１）が調整される。このように時定数τを用いれば、電源ノードＮ３０の電圧に応じて自動的に周波数制御の期間を調整することができる。従って、本実施形態では、スイッチング周波数の切り替えが行われる時刻ｔ１は、時定数τと電源ノードＮ３０の電圧とに応じて設定される。また、発電モジュール１０の発電電圧ＶＧが低い場合には、その発電電圧ＶＧに応じて、デューティ調整または周波数制御の期間が延長される。 Further, the control unit 30 measures the time from the time t0 when the switch 42 is turned on to the time t1 when the output voltage Vout reaches the specified value Vtarget. The time from time t0 to time t1 is the time until a certain time corresponding to the time constant τ by the resistor 312 and the capacitor 313 passes and the voltage of the power supply node N30 reaches the specified value Vtarget. Here, the time constant τ becomes important when the voltage V311 between the terminals of the capacitor 311 at the time of startup is higher than the reference value Vtarget of the output voltage Vout. In this case, the frequency control period (time t01 to t1) is adjusted by the time constant τ. If the time constant τ is used in this way, the frequency control period can be automatically adjusted according to the voltage of the power supply node N30. Therefore, in this embodiment, the time t1 at which the switching frequency is switched is set according to the time constant τ and the voltage of the power supply node N30. When the power generation voltage VG of the power generation module 10 is low, the duty adjustment or frequency control period is extended according to the power generation voltage VG.

このように、本実施形態では、スイッチ４２が時刻ｔ０でオン状態になってから時刻ｔ１で出力電圧Ｖｏｕｔに対応するコンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１が目標電圧である規定値Ｖｔａｒｇｅｔに到達するように、発電モジュール１０の発電電圧ＶＧを考慮して、電圧変換部２０のトランス２２の１次コイル２２１と２次コイル２２２との巻数比が設定され、且つ、抵抗３１２およびコンデンサ３１３による時定数τを用いて、出力電圧Ｖｏｕｔに対応するコンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１の変動に合わせて、デューティ調整または周波数制御の期間（時刻ｔ１までの期間）を自動的に調整している。 As described above, in the present embodiment, the voltage V311 between the terminals of the capacitor 311 corresponding to the output voltage Vout reaches the specified value Vtarget that is the target voltage after the switch 42 is turned on at time t0. The winding ratio between the primary coil 221 and the secondary coil 222 of the transformer 22 of the voltage conversion unit 20 is set in consideration of the power generation voltage VG of the power generation module 10, and the time constant τ by the resistor 312 and the capacitor 313 is set. The period of duty adjustment or frequency control (period until time t1) is automatically adjusted according to the fluctuation of the inter-terminal voltage V311 of the capacitor 311 corresponding to the output voltage Vout.

そして、時刻ｔ１において、電圧変換部２０の出力電圧Ｖｏｕｔおよびコンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１が規定値Ｖｔａｒｇｅｔに到達し、スイッチング動作が安定すると、制御部３０は、それまでの周波数またはデューティに代えて、規定の周波数またはデューティを有するスイッチング駆動信号ＳＤでｎチャネル型電界効果トランジスタ２３を駆動する。これにより、電圧変換部２０のスイッチング動作が規定の通常動作に切り替えられ、電圧変換部２０の出力電圧Ｖｏｕｔは規定値Ｖｔａｒｇｅｔに維持される。また、制御部３０は、トリガー電源供給部４０からトリガー電源の供給が停止された後も、電圧変換部２０から供給される電圧を動作電源電圧とし、電圧変換部２０の電圧変換の制御を継続する。これにより、電源装置１００は、トリガー電源に依存することなく安定的に動作を継続するようになる。 At time t1, when the output voltage Vout of the voltage conversion unit 20 and the voltage V311 between the terminals of the capacitor 311 reach the specified value Vtarget and the switching operation is stabilized, the control unit 30 replaces the previous frequency or duty. The n-channel field effect transistor 23 is driven by a switching drive signal SD having a specified frequency or duty. Thereby, the switching operation of the voltage conversion unit 20 is switched to the specified normal operation, and the output voltage Vout of the voltage conversion unit 20 is maintained at the specified value Vtarget. In addition, even after the supply of the trigger power from the trigger power supply unit 40 is stopped, the control unit 30 uses the voltage supplied from the voltage conversion unit 20 as the operating power supply voltage and continues the voltage conversion control of the voltage conversion unit 20. To do. As a result, the power supply apparatus 100 continues to operate stably without depending on the trigger power supply.

このように、第１実施形態によれば、起動時にトリガー電源供給部４０から制御部３０に対し起動最低電圧Ｖｓ以上のトリガー電源が供給されるので、発電モジュール１０の発電電圧ＶＧが微弱であっても、制御部３０を起動させることができ、制御部３０が電圧変換部２０のスイッチング動作を制御することができる。従って、電源装置１００において、微弱な発電電圧ＶＧから所望の出力電圧Ｖｏｕｔを発生させることが可能になる。 As described above, according to the first embodiment, the trigger power supply unit 40 is supplied with the trigger power of the activation minimum voltage Vs or higher from the trigger power supply unit 40 to the control unit 30 at the time of activation. However, the control unit 30 can be activated, and the control unit 30 can control the switching operation of the voltage conversion unit 20. Therefore, the power supply apparatus 100 can generate a desired output voltage Vout from the weak generated voltage VG.

ところで、上述した第１実施形態では、電源装置１００の起動時に環境電波から生成したトリガー電源を用いることにより、発電モジュール１０の発電電圧ＶＧに依存することなく起動することを可能としているが、他の起動手法として、発電モジュール１０を構成する発電素子１１の個数を増やして発電電圧ＶＧを高くし、この発電電圧ＶＧを用いて電源装置１００を起動することも考えられる。しかしながら、この起動手法によれば、次のような問題があり、実際には電源装置１００の起動は困難である。 By the way, in the first embodiment described above, it is possible to start without depending on the power generation voltage VG of the power generation module 10 by using the trigger power source generated from the environmental radio wave at the time of starting the power supply device 100. As a starting method, it is also conceivable to increase the number of power generation elements 11 constituting the power generation module 10 to increase the power generation voltage VG and to start the power supply apparatus 100 using the power generation voltage VG. However, according to this activation method, there are the following problems, and it is actually difficult to activate the power supply apparatus 100.

発電素子１１として一般的なゼーベック素子を用いた場合、１素子あたり１００μＶ／Ｋ程度の発電電圧しか得ることができない。このため、電源装置１００の起動に必要な例えば１Ｖの発電電圧ＶＧを確保するためには、温度差を８℃とした場合、１２５０個のゼーベック素子を直列に接続する必要がある。この場合、１２５０個のゼーベック素子の内部インピーダンスの総和が数キロオームに達し、非常に高くなる。このため、発電モジュール１０の出力電流が小さくなり、僅かな負荷でも発電電圧ＶＧが低下するおそれがある。 When a general Seebeck element is used as the power generation element 11, only a power generation voltage of about 100 μV / K can be obtained per element. For this reason, in order to secure the generated voltage VG of, for example, 1V necessary for starting the power supply device 100, it is necessary to connect 1250 Seebeck elements in series when the temperature difference is 8 ° C. In this case, the sum of the internal impedances of 1250 Seebeck elements reaches several kilohms and is very high. For this reason, the output current of the power generation module 10 becomes small, and the power generation voltage VG may decrease even with a slight load.

また、発電素子１１の個数を増やさずに所望の発電電圧ＶＧを得るためには、発電モジュール１０に与える温度差を拡大すればよいが、この場合、発熱量の大きな発熱源を確保する必要がある。このため、例えば人間の体温を発熱源として発電する用途では、得られる温度差に限界があり、限られた個数の発電素子で所望の発電電圧ＶＧを得ることは困難である。 Further, in order to obtain a desired power generation voltage VG without increasing the number of power generation elements 11, the temperature difference applied to the power generation module 10 may be increased. In this case, it is necessary to secure a heat generation source having a large heat generation amount. is there. For this reason, for example, in an application where power is generated using human body temperature as a heat source, the temperature difference obtained is limited, and it is difficult to obtain a desired power generation voltage VG with a limited number of power generation elements.

これに対し、本実施形態によれば、起動時にトリガー電源供給部４０からトリガー電源を制御部３０に供給するため、発電モジュール１０の発電電圧ＶＧによらず、制御部３０を動作させることができ、発電電圧ＶＧを高くする必要がない。このため、発電モジュール１０を構成する発電素子１１の個数を増やすことなく、また、発電モジュール１０に与える温度差を拡大することなく、電源装置１００を起動することができ、発電モジュール１０により発電された微弱な電圧から所望の出力電圧Ｖｏｕｔを安定的かつ継続的に発生させることができる。 On the other hand, according to the present embodiment, since the trigger power is supplied from the trigger power supply unit 40 to the control unit 30 at the time of activation, the control unit 30 can be operated regardless of the power generation voltage VG of the power generation module 10. There is no need to increase the power generation voltage VG. For this reason, the power supply device 100 can be started without increasing the number of power generation elements 11 constituting the power generation module 10 and without increasing the temperature difference applied to the power generation module 10. The desired output voltage Vout can be generated stably and continuously from the weak voltage.

また、本実施形態によれば、充分な温度差を得ることができない状況であっても、発電素子１１の個数を増やすことなく、電源装置１００を起動させることができ、しかも発電モジュール１０の内部インピーダンスを低インピーダンス化することができる。このため、小さな温度差でも、所望の電圧を発生させることができる。従って、例えば、人間の体温を利用して所望の電圧を発生させ、人間の身体に取り付けられた装置の電源を半永久的に供給することも可能になる。
また、本実施形態によれば、制御部３０の起動時の初期動作に必要なトリガー電源を環境電波から生成するので、見かけ上、バッテリレスの電源装置を実現することができる。 Further, according to the present embodiment, even in a situation where a sufficient temperature difference cannot be obtained, the power supply device 100 can be started up without increasing the number of the power generation elements 11, and the inside of the power generation module 10. Impedance can be reduced. For this reason, a desired voltage can be generated even with a small temperature difference. Therefore, for example, it is possible to generate a desired voltage using the human body temperature and to supply a power source of a device attached to the human body semipermanently.
In addition, according to the present embodiment, the trigger power source required for the initial operation at the time of starting the control unit 30 is generated from the environmental radio wave, so that it is possible to realize a batteryless power source device.

なお、上述した第１実施形態では、電源装置１００は、一旦起動されると、発電モジュール１０が発電を停止するまで、電力変換動作を継続する。このため、電源装置１００の動作を停止させる必要のある用途では、例えば、発電モジュール１０と電圧変換部２０との間の電流経路にスイッチ（例えばｂ接点）を設けておき、このスイッチをオフ状態に操作することにより、電圧変換部２０に対する発電電圧ＶＧの供給を遮断すればよい。その他、制御部３０の動作電源電圧を失わせることができることを限度に、任意の手法で電源装置１００を停止させることができる。 In the first embodiment described above, once activated, the power supply device 100 continues the power conversion operation until the power generation module 10 stops power generation. For this reason, in an application in which the operation of the power supply apparatus 100 needs to be stopped, for example, a switch (for example, a b contact) is provided in the current path between the power generation module 10 and the voltage conversion unit 20, and this switch is turned off. The power supply voltage VG may be cut off from the voltage conversion unit 20 by the operation. In addition, the power supply apparatus 100 can be stopped by any method as long as the operating power supply voltage of the control unit 30 can be lost.

また、第１実施形態では、電圧変換部２０のトランス２２の２次コイル２２２に誘起される電圧を制御部３０の電源ノードＮ３０に供給するものとしたが、例えば、電圧変換部２０のトランス２２の２次コイル２２２に誘起される電圧をトリガー電源生成部４１の第１出力ノードとスイッチ４２との間の接続点に供給するようにしてもよい。この場合、電源装置１００の稼働中、制御部３０の動作電源を確保する必要上、スイッチ４２をオン状態に維持する必要がある。再起動する場合には、事前にスイッチ４２をオフ状態とし、上述したように、環境電波からトリガー電源を生成しておけばよい。 In the first embodiment, the voltage induced in the secondary coil 222 of the transformer 22 of the voltage conversion unit 20 is supplied to the power supply node N30 of the control unit 30. For example, the transformer 22 of the voltage conversion unit 20 is used. The voltage induced in the secondary coil 222 may be supplied to the connection point between the first output node of the trigger power generation unit 41 and the switch 42. In this case, during operation of the power supply device 100, it is necessary to maintain the operating power supply of the control unit 30, and it is necessary to maintain the switch 42 in the on state. When restarting, the switch 42 is turned off in advance, and the trigger power source may be generated from the environmental radio wave as described above.

[第２実施形態]
次に、本発明の第２実施形態を説明する。
第２実施形態による電源装置は、図１に示す第１実施形態による電源装置１００の構成において、トリガー電源生成部４１に代えて、図３に示すトリガー電源生成部５１を備える。その他の構成は第１実施形態と同様である。 [Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
The power supply device according to the second embodiment includes a trigger power generation unit 51 shown in FIG. 3 in place of the trigger power generation unit 41 in the configuration of the power supply device 100 according to the first embodiment shown in FIG. Other configurations are the same as those of the first embodiment.

図３は、本発明の第２実施形態による電源装置が備えるトリガー電源生成部５１の構成例を示す図である。
トリガー電源生成部５１は、アンテナ５１１１，５１１２、トランス５１２１，５１２２、ダイオード５１３１，５１３２，５１３３，５１３４、コンデンサ５１４１，５１４２を備えており、これらは、それぞれ、図１に示すトリガー電源生成部４１のアンテナ４１１、トランス４１２、ダイオード４１３１〜４１３４（整流回路４１３）、コンデンサ４１４に対応している。 FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration example of the trigger power generation unit 51 included in the power supply device according to the second embodiment of the present invention.
The trigger power generation unit 51 includes antennas 5111 and 5112, transformers 5121 and 5122, diodes 5131, 5132, 5133 and 5134, and capacitors 5141 and 5142, which are respectively the trigger power generation unit 41 shown in FIG. 1. This corresponds to the antenna 411, the transformer 412, the diodes 4131 to 4134 (rectifier circuit 413), and the capacitor 414.

ここで、アンテナ５１１１は、トランス５１２１の１次コイルの一端に接続され、トランス５１２１の１次コイルの他端はグランドに接続されている。アンテナ５１１２は、トランス５１２２の１次コイルの一端に接続され、トランス５１２２の１次コイルの他端はグランドに接続されている。トランス５１２１の２次コイルの一端は、ダイオード５１３１のアノードに接続され、トランス５１２１の２次コイルの他端はトランス５１２２の２次コイルの一端に接続され、トランス５１２２の２次コイルの他端はダイオード５１３４のカソードに接続されている。本実施形態では、トランス５１２１の１次側の極性と２次側の極性は同じに設定され、トランス５１２２の１次側の極性と２次側の極性も同じに設定される。従って、トランス５１２１の２次コイルにはトランス５１２１の１次コイルと同極性の電圧が誘起され、トランス５１２２の２次コイルにはトランス５１２２の１次コイルと同極性の電圧が誘起される。また、トランス５１２１の２次コイルとトランス５１２２の２次コイルは、これらのコイルにそれぞれ誘起される同極性の電圧を加算した電圧が後述のフルブリッジ整流回路５１３を構成するダイオード５１３１のアノード（ダイオード５１３２のカソード）とダイオード５１３４のカソード（ダイオード５１３３のアノード）との間に印加されるように、直列に接続されている。ただし、トランス５１２１の２次側とトランス５１２２の２次側にそれぞれ誘起される電圧の極性が同じになることを限度として、トランス５１２１，５１２２のそれぞれにおいて１次側と２次側は逆極性であってもよい。 Here, the antenna 5111 is connected to one end of the primary coil of the transformer 5121, and the other end of the primary coil of the transformer 5121 is connected to the ground. The antenna 5112 is connected to one end of the primary coil of the transformer 5122, and the other end of the primary coil of the transformer 5122 is connected to the ground. One end of the secondary coil of the transformer 5121 is connected to the anode of the diode 5131, the other end of the secondary coil of the transformer 5121 is connected to one end of the secondary coil of the transformer 5122, and the other end of the secondary coil of the transformer 5122 is The cathode of the diode 5134 is connected. In the present embodiment, the primary side polarity and the secondary side polarity of the transformer 5121 are set to be the same, and the primary side polarity and the secondary side polarity of the transformer 5122 are also set to be the same. Accordingly, a voltage having the same polarity as that of the primary coil of the transformer 5121 is induced in the secondary coil of the transformer 5121, and a voltage having the same polarity as that of the primary coil of the transformer 5122 is induced in the secondary coil of the transformer 5122. Further, the secondary coil of the transformer 5121 and the secondary coil of the transformer 5122 are obtained by adding the voltages of the same polarity induced in these coils to the anode (diode of the diode 5131 constituting the full-bridge rectifier circuit 513 described later. 5132 cathode) and the cathode of the diode 5134 (the anode of the diode 5133) are connected in series. However, the primary side and the secondary side of the transformers 5121 and 5122 have opposite polarities, as long as the polarities of the voltages induced on the secondary side of the transformer 5121 and the secondary side of the transformer 5122 are the same. There may be.

ダイオード５１３１，５１３２，５１３３，５１３４は、フルブリッジ整流回路５１３を構成している。ここで、ダイオード５１３１のカソードは、ダイオード５１３３のカソードに接続され、ダイオード５１３３のアノードはダイオード５１３４のカソードに接続されている。ダイオード５１３２のアノードはダイオード５１３４のアノードに接続され、ダイオード５１３２のカソードはダイオード５１３１のアノードに接続されている。ダイオード５１３１，５１３３の各カソードは、フルブリッジ整流回路５１３の第１出力ノードを形成し、ダイオード５１３２，５１３４の各アノードは、フルブリッジ整流回路５１３の第２出力ノードを形成している。フルブリッジ整流回路５１３の第２出力ノードはグランドに接続されている。 The diodes 5131, 5132, 5133, and 5134 constitute a full bridge rectifier circuit 513. Here, the cathode of the diode 5131 is connected to the cathode of the diode 5133, and the anode of the diode 5133 is connected to the cathode of the diode 5134. The anode of the diode 5132 is connected to the anode of the diode 5134, and the cathode of the diode 5132 is connected to the anode of the diode 5131. Each cathode of the diodes 5131 and 5133 forms a first output node of the full bridge rectifier circuit 513, and each anode of the diodes 5132 and 5134 forms a second output node of the full bridge rectifier circuit 513. The second output node of the full bridge rectifier circuit 513 is connected to the ground.

コンデンサ５１４１の一端はフルブリッジ整流回路５１３の第１出力ノードに接続され、コンデンサ５１４１の他端はコンデンサ５１４２の一端に接続され、コンデンサ５１４２の他端はフルブリッジ整流回路５１３の第２出力ノードに接続されている。また、コンデンサ５１４１とコンデンサ５１４２との間の接続点は、トランス５１２１の２次コイルとトランス５１２２の２次コイルとの間の接続点に接続されている。また、フルブリッジ整流回路５１３の第１出力ノードにはスイッチ４２の一端が接続され、このスイッチ４２は、フルブリッジ整流回路５１３の第１出力ノードと図１に示す制御部３０の電源ノードＮ３０との間に接続されている。 One end of the capacitor 5141 is connected to the first output node of the full bridge rectifier circuit 513, the other end of the capacitor 5141 is connected to one end of the capacitor 5142, and the other end of the capacitor 5142 is connected to the second output node of the full bridge rectifier circuit 513. It is connected. Further, a connection point between the capacitor 5141 and the capacitor 5142 is connected to a connection point between the secondary coil of the transformer 5121 and the secondary coil of the transformer 5122. Further, one end of a switch 42 is connected to the first output node of the full bridge rectifier circuit 513. The switch 42 is connected to the first output node of the full bridge rectifier circuit 513 and the power supply node N30 of the control unit 30 shown in FIG. Connected between.

第２実施形態では、トリガー電源生成部５１は、２個のアンテナ５１１，５１２で２個のコンデンサ５１４１，５１４２のそれぞれに対し１８０度逆位相で倍電圧充電を行う。具体的には、トランス５１２１の２次コイルに誘起される正電圧により、ダイオード５１３１を通じてコンデンサ５１４１の充電が行われ、トランス５１２２の２次コイルに誘起される正電圧により、ダイオード５１３４を通じてコンデンサ５１４２の充電が行われる。また、トランス５１２１の２次コイルに誘起される負電圧により、ダイオード５１３２を通じてコンデンサ５１４２の充電が行われ、トランス５１２２の２次コイルに誘起される負電圧により、ダイオード５１３３を通じてコンデンサ５１４１の充電が行われる。これにより、直列接続されたコンデンサ５１４１とコンデンサ５１４２が倍電圧で充電される。 In the second embodiment, the trigger power supply generation unit 51 performs double voltage charging with two antennas 511 and 512 with 180 degrees opposite phase to each of the two capacitors 5141 and 5142. Specifically, the capacitor 5141 is charged through the diode 5131 by the positive voltage induced in the secondary coil of the transformer 5121, and the capacitor 5142 is charged through the diode 5134 by the positive voltage induced in the secondary coil of the transformer 5122. Charging is performed. Further, the capacitor 5142 is charged through the diode 5132 by the negative voltage induced in the secondary coil of the transformer 5121, and the capacitor 5141 is charged through the diode 5133 by the negative voltage induced in the secondary coil of the transformer 5122. Is called. Thereby, the capacitor 5141 and the capacitor 5142 connected in series are charged with a double voltage.

第２実施形態によれば、上述の図１に示す第１実施形態のトリガー電源生成部４１と同等のトリガー電源（コンデンサ４１４の端子間電圧Ｖ４１４）を生成するものとした場合、図１のトランス４１２の巻数比に比較して、トランス５１２１，５１２２の各巻数比を少なくすることができる。このことは、トランス５１２１，５１２２の各２次コイルのインピーダンスを低減させ、各トランスの出力電流を増やすことができることを意味する。このため、第２実施形態によれば、コンデンサ５１４１，５１４２の充電時間を短縮することができ、短時間でトリガー電源を生成することが可能になる。また、第２実施形態のトリガー電源生成部５１は、電波の弱い地域において、コンデンサ５１４１，５１４２の加算電圧を、図１示す第１実施形態のトリガー電源生成部４１よりも高くすることができる有効な手段である。 According to the second embodiment, when the trigger power supply (voltage V414 between terminals of the capacitor 414) equivalent to the trigger power generation unit 41 of the first embodiment shown in FIG. 1 is generated, the transformer of FIG. Compared to the turn ratio of 412, each turn ratio of the transformers 5121 and 5122 can be reduced. This means that the impedance of each secondary coil of the transformers 5121 and 5122 can be reduced and the output current of each transformer can be increased. For this reason, according to the second embodiment, the charging time of the capacitors 5141 and 5142 can be shortened, and the trigger power supply can be generated in a short time. In addition, the trigger power generation unit 51 of the second embodiment is effective in making the added voltage of the capacitors 5141 and 5142 higher than the trigger power generation unit 41 of the first embodiment shown in FIG. Means.

[第３実施形態]
次に、本発明の第３実施形態を説明する。
図４は、本発明の第３実施形態による電源装置３００の構成例を示す図である。
本実施形態による電源装置３００は、前述の図１に示す第１実施形態による電源装置１００の構成において、トリガー電源供給部４０に代えて、トリガー電源供給部６０を備える。その他の構成は第１実施形態と同様である。 [Third embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration example of a power supply device 300 according to the third embodiment of the present invention.
The power supply device 300 according to the present embodiment includes a trigger power supply unit 60 instead of the trigger power supply unit 40 in the configuration of the power supply device 100 according to the first embodiment shown in FIG. Other configurations are the same as those of the first embodiment.

トリガー電源供給部６０は、バッテリ６１からトリガー電源を生成して、起動時に制御部３０に動作電源としてトリガー電源を供給した後、制御部３０へトリガー電源を供給することを停止するものであり、バッテリ６１、スイッチ６２、ｐｎｐ型トランジスタ６３、抵抗６５を備えている。バッテリ６１は、例えば乾電池であり、そのバッテリ電圧Ｖｂは、前述の起動最低電圧Ｖｓにｐｎｐ型トランジスタ６３のベース・エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥを加算した電圧以上の電圧であり、かつ出力電圧Ｖｏｕｔの規定値Ｖｔａｒｇｅｔ未満の電圧であることが必要である。 The trigger power supply unit 60 generates the trigger power from the battery 61, supplies the trigger power as the operation power to the control unit 30 at the start, and then stops supplying the trigger power to the control unit 30. A battery 61, a switch 62, a pnp transistor 63, and a resistor 65 are provided. The battery 61 is, for example, a dry cell, and the battery voltage Vb is equal to or higher than the voltage obtained by adding the base-emitter voltage V _BE of the pnp transistor 63 to the above-described minimum startup voltage Vs, and defines the output voltage Vout. The voltage must be less than the value Vtarget.

バッテリ６１の正電極は、スイッチ６２の入力端子に接続され、その負電極はグランドに接続されている。スイッチ６２の出力端子にはｐｎｐ型トランジスタ６３のエミッタが接続されている。ｐｎｐ型トランジスタ６３のベースには抵抗６５の一端が接続され、抵抗６５の他端は、電圧変換部２０のダイオード２４のカソード（高電圧出力端子ＴＨ）に接続されている。本実施形態では、ｐｎｐ型トランジスタ６３は、バッテリ電圧Ｖｂと出力電圧Ｖｏｕｔとを比較する一種のコンパレータとして機能する。 The positive electrode of the battery 61 is connected to the input terminal of the switch 62, and the negative electrode is connected to the ground. The output terminal of the switch 62 is connected to the emitter of the pnp transistor 63. One end of a resistor 65 is connected to the base of the pnp transistor 63, and the other end of the resistor 65 is connected to the cathode (high voltage output terminal TH) of the diode 24 of the voltage conversion unit 20. In the present embodiment, the pnp transistor 63 functions as a kind of comparator that compares the battery voltage Vb and the output voltage Vout.

次に、トリガー電源供給部６０に着目して電源装置３００の動作を説明するが、その他の動作は第１実施形態と同様である。
起動前の状態では、スイッチ６２はオフ状態にあり、電圧変換部２０および制御部３０は動作しておらず、出力電圧Ｖｏｕｔはグランドレベルにある。この状態から、スイッチ６２がオン状態になると、バッテリ６１のバッテリ電圧Ｖｂがスイッチ６２を通じてｐｎｐ型トランジスタ６３のエミッタに印加される。 Next, the operation of the power supply device 300 will be described focusing on the trigger power supply unit 60, but the other operations are the same as in the first embodiment.
In the state before starting, the switch 62 is in an off state, the voltage conversion unit 20 and the control unit 30 are not operating, and the output voltage Vout is at the ground level. From this state, when the switch 62 is turned on, the battery voltage Vb of the battery 61 is applied to the emitter of the pnp transistor 63 through the switch 62.

このとき、電圧変換部２０から抵抗６５を介してｐｎｐ型トランジスタ６３のベースに供給される出力電圧Ｖｏｕｔはグランドレベルにあるから、ｐｎｐ型トランジスタ６３のベース電圧は、バッテリ電圧Ｖｂからベース・エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥを減じた電圧よりも低い状態にある。このため、ｐｎｐ型トランジスタ６３はオン状態となる。この場合、バッテリ電圧Ｖｂは、スイッチ６２とｐｎｐ型トランジスタ６３を通じて、バッテリ電圧Ｖｂによりコンデンサ３１１に充電され、トリガー電源として制御部３０の電源ノードＮ３０に供給される。この結果、第１実施形態と同様に、電圧変換部２０および制御部３０が動作を開始し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇を開始する。 At this time, since the output voltage Vout supplied from the voltage converter 20 to the base of the pnp transistor 63 via the resistor 65 is at the ground level, the base voltage of the pnp transistor 63 is between the battery voltage Vb and the base-emitter. The voltage V _BE is lower than the reduced voltage. For this reason, the pnp transistor 63 is turned on. In this case, the battery voltage Vb is charged in the capacitor 311 by the battery voltage Vb through the switch 62 and the pnp transistor 63, and is supplied to the power supply node N30 of the control unit 30 as a trigger power supply. As a result, as in the first embodiment, the voltage conversion unit 20 and the control unit 30 start to operate, and the output voltage Vout starts to increase.

出力電圧Ｖｏｕｔが上昇し、ｐｎｐ型トランジスタ６３のベース電圧が、バッテリ電圧Ｖｂからベース・エミッタ電圧Ｖ_ＢＥを減じた電圧よりも高くなると、ｐｎｐ型トランジスタ６３がオフ状態になる。これにより、バッテリ電圧Ｖｂによるコンデンサ３１１の充電が停止される。この後、制御部３０の電源ノードＮ３０には、電圧変換部２０から、ダイオード２５を通じて出力電圧Ｖｏｕｔと同電圧が供給され、これにより制御部３０は動作を継続する。また、スイッチ６２の導通が短時間のみのワンショットの導通でも、バッテリ６１のインピーダンスが低いため、コンデンサ３１１の容量に関係なく、充電が十分できる。 When the output voltage Vout rises and the base voltage of the pnp transistor 63 becomes higher than the voltage obtained by subtracting the base-emitter voltage V _BE from the battery voltage Vb, the pnp transistor 63 is turned off. Thereby, the charging of the capacitor 311 by the battery voltage Vb is stopped. Thereafter, the same voltage as the output voltage Vout is supplied from the voltage conversion unit 20 to the power supply node N30 of the control unit 30 through the diode 25, whereby the control unit 30 continues to operate. Further, even when the switch 62 is turned on only for a short time, the battery 61 has a low impedance, so that charging can be sufficiently performed regardless of the capacity of the capacitor 311.

上述した第３実施形態によれば、バッテリ６１のバッテリ電圧Ｖｂからトリガー電源を生成して制御部３０に供給するので、環境電波が得られない状況であっても、発電モジュール１０の微弱な発電電圧ＶＧから所望の出力電圧Ｖｏｕｔを発生させることができる。 According to the third embodiment described above, since the trigger power is generated from the battery voltage Vb of the battery 61 and supplied to the control unit 30, the weak power generation of the power generation module 10 even in a situation where environmental radio waves are not obtained. A desired output voltage Vout can be generated from the voltage VG.

また、第３実施形態よれば、バッテリ電圧Ｖｂが、起動最低電圧Ｖｓにｐｎｐ型トランジスタ６３のベース・エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥを加算した電圧以上であって、出力電圧Ｖｏｕｔの規定値Ｖｔａｒｇｅｔ未満である場合（Ｖｓ＋Ｖ_ＢＥ≦Ｖｂ＜Ｖｔａｒｇｅｔ）には、出力電圧Ｖｏｕｔと等価なコンデンサ３１１の端子間電圧Ｖ３１１が、起動最低電圧Ｖｓにｐｎｐ型トランジスタ６３のベース・エミッタ間電圧Ｖ_ＢＥを加算した電圧以上であって、出力電圧Ｖｏｕｔの規定値Ｖｔａｒｇｅｔ未満（Ｖｓ＋Ｖ_ＢＥ≦Ｖ３１１＜Ｖｔａｒｇｅｔ）になると、ｐｎｐ型トランジスタ６３がオフ状態になるので、スイッチ６２をオン状態に維持したものとしても、バッテリ６１の消耗を最小限に留めることができる。従って、制御部３０の起動時の初期動作に必要なトリガー電源をバッテリ６１から生成しても、その放電時間が極めて短時間であるため、バッテリ６１の交換期間を大幅に伸ばすことができる。また、スイッチ６２の導通が短時間のみのワンショットの導通であれば、さらにバッテリ６１の消耗を抑えられる。 Further, according to the third embodiment, the battery voltage Vb is not less than the voltage obtained by adding the base-emitter voltage V _BE of the pnp transistor 63 to the minimum starting voltage Vs, and is less than the specified value Vtarget of the output voltage Vout. in the case _{(Vs + V bE ≦ Vb <} Vtarget), the output terminal voltage V311 of the voltage Vout equivalent capacitor 311, a voltage greater than or equal to the sum of the base-emitter voltage _{V bE} of the pnp transistor 63 to start the lowest voltage Vs If the output voltage Vout is less than the specified value Vtarget (Vs + V _BE ≦ V311 <Vtarget), the pnp transistor 63 is turned off. Even if the switch 62 is kept on, the battery 61 is consumed. Can be kept to a minimum. Therefore, even if the trigger power source necessary for the initial operation at the time of starting the control unit 30 is generated from the battery 61, the discharge time is extremely short, so that the replacement period of the battery 61 can be greatly extended. Further, if the switch 62 is turned on only for a short time, the consumption of the battery 61 can be further suppressed.

更に、本実施形態よれば、バッテリ６１のバッテリ電圧Ｖｂからトリガー電源を生成するので、環境電波からトリガー電源を生成する場合に比較して、短時間でトリガー電源を生成することができる。
なお、第３実施形態でも、第１実施形態と同様に、電源装置３００の動作を停止させる必要がある場合、例えば、発電モジュール１０と電圧変換部２０との間の電流経路にスイッチを設ければよい。 Furthermore, according to the present embodiment, the trigger power source is generated from the battery voltage Vb of the battery 61. Therefore, the trigger power source can be generated in a shorter time than when the trigger power source is generated from the environmental radio wave.
In the third embodiment, as in the first embodiment, when it is necessary to stop the operation of the power supply device 300, for example, a switch is provided in the current path between the power generation module 10 and the voltage conversion unit 20. That's fine.

以上、本発明の実施形態および変形例を説明したが、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の変形、置換、付加などが可能である。
例えば、上述の各実施形態では、電圧変換部２０は、トランス２２により電圧を昇圧するものとしたが、トランスを用いないチャージポンプ回路等を用いて昇圧することも可能である。
また、上述の各実施形態では、起動後にトリガー電源供給部を制御部から切り離すものとしたが、例えば、公知の非接触給電技術を用いて外部からトリガー電源を一時的に制御部に供給するように構成することも可能である。 As mentioned above, although embodiment and the modification of this invention were demonstrated, various deformation | transformation, substitution, addition, etc. are possible in the range which does not deviate from the summary of this invention.
For example, in each of the above-described embodiments, the voltage converter 20 boosts the voltage by the transformer 22, but it can also be boosted by using a charge pump circuit or the like that does not use a transformer.
In each of the above-described embodiments, the trigger power supply unit is disconnected from the control unit after startup. For example, the trigger power is temporarily supplied to the control unit from the outside using a known non-contact power feeding technique. It is also possible to configure.

１０…発電モジュール
１１…発電素子
２０…電圧変換部
３０…制御部
３１…計時部
３２…発振部
４０，６０…トリガー電源供給部
４１，５１…トリガー電源生成部
４２，６２…スイッチ
６１…バッテリ
６３，３２６…ｐｎｐ型トランジスタ
３１３，４１４，５１４１，５１４２…コンデンサ
６５，３１１，３１２，３２２，３２３，３２４，３２５…抵抗
１００，３００…電源装置
３１４…電圧時間検出回路
３２１…発振回路
３２７…ｎｐｎ型トランジスタ
４１１，５１１１，５１１２…アンテナ
４１２，５１２１，５１２２…トランス
４１３，５１３…整流回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Power generation module 11 ... Power generation element 20 ... Voltage conversion part 30 ... Control part 31 ... Time measuring part 32 ... Oscillation part 40, 60 ... Trigger power supply part 41, 51 ... Trigger power generation part 42, 62 ... Switch 61 ... Battery 63 , 326... Pnp type transistors 313, 414, 5141, 5142... Capacitors 65, 311, 312, 322, 323, 324, 325. Transistors 411, 5111, 5112 ... Antennas 412, 5121, 5122 ... Transformers 413, 513 ... Rectifier circuits

Claims

A power generation element;
A voltage conversion unit for converting the generated voltage of the power generation element;
A control unit that operates using the voltage converted by the voltage conversion unit as an operation power supply, and controls voltage conversion by the voltage conversion unit;
A trigger power supply unit that generates a trigger power source and supplies the trigger power source as the operation power source to the control unit at startup, and then stops supplying the trigger power source to the control unit;
Equipped with a,
The controller is
The time until the output voltage of the voltage conversion unit reaches a specified value is counted, and the voltage of the power supply node of the control unit is a predetermined minimum during the period until the output voltage of the voltage conversion unit reaches the specified value. A power supply apparatus that controls voltage conversion by the voltage conversion unit so as not to fall below a voltage .

The power supply apparatus according to claim 1, wherein the trigger power supply unit generates the trigger power supply from environmental radio waves.

The power supply apparatus according to claim 1, wherein the trigger power supply unit generates the trigger power supply from a battery.

4. The power supply device according to claim 1, wherein the power generation element is any one of a thermoelectric conversion element, a piezoelectric conversion element, and a photoelectric conversion element. 5.

A voltage induced on the secondary side of the transformer provided in the voltage conversion unit is supplied to the power supply node of the control unit,
5. The power supply device according to claim 1, wherein the trigger power supply unit supplies the trigger power to a power supply node of the control unit.

The trigger power supply unit
An antenna for receiving environmental radio waves,
A transformer for converting a high-frequency current induced in the antenna by the environmental radio wave into a voltage;
A rectifier circuit for rectifying the voltage converted by the transformer;
A switch connected between an output node of the rectifier circuit and a power supply node of the control unit;
The power supply device according to claim 1, further comprising:

The trigger power supply unit
A switch with one end connected to the battery;
A switching element that is connected between a power supply node of the control unit and the other end of the switch, and that operates using a voltage converted by the voltage conversion unit as a control voltage;
The power supply device according to claim 1, further comprising: