JP6128016B2 - AC motor control device - Google Patents
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Description
本発明は、電流フィードバック制御によって通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for an AC motor that controls energization by current feedback control.
交流電動機の制御において、相電流検出値をdq変換したd軸、q軸電流Id、Iqとd軸、q軸電流指令値Id*、Iq*との電流偏差ΔId、ΔIqをゼロにするように、d軸、q軸電圧指令値Vd*、Vq*をPI制御演算する電流フィードバック制御が知られている。従来のPI制御演算では、一般に、d軸、q軸電流偏差ΔId、ΔIqに、それぞれ比例制御ゲイン及び積分制御ゲインを乗じた項を足し合わせて、d軸、q軸電圧指令値Vd*、Vq*を算出する。 In the control of the AC motor, the current deviations ΔId, ΔIq between the d-axis, q-axis current Id, Iq and d-axis obtained by dq conversion of the phase current detection value, and the q-axis current command values Id * , Iq * are set to zero. , D-axis and q-axis voltage command values Vd * and Vq * are known as current feedback control for PI control calculation. In the conventional PI control calculation, generally, the d-axis and q-axis voltage deviations ΔId and ΔIq are added to the terms obtained by multiplying the proportional control gain and the integral control gain, respectively, to obtain the d-axis and q-axis voltage command values Vd * and Vq. * Is calculated.
ところで、下記の電圧方程式において、d軸電圧指令値Vd*にはd軸電流Idの成分とq軸電流Iqの成分とが含まれ、q軸電圧指令値Vq*にもd軸電流Idの成分とq軸電流Iqの成分とが含まれる。つまり、dq軸間での相互干渉が生じる。
Vd*=R×Id−ω×Lq×Iq
Vq*=R×Iq+ω×Ld×Id+ω×φ
(Rは電機子抵抗、ωは電気角速度、Ld、Lqは、d軸、q軸インダクタンス、φは永久磁石の電機子鎖交磁束を示す。)
In the voltage equation below, the d-axis voltage command value Vd * includes a component of the d-axis current Id and a component of the q-axis current Iq, and the q-axis voltage command value Vq * also includes a component of the d-axis current Id. And a component of the q-axis current Iq. That is, mutual interference occurs between the dq axes.
Vd * = R × Id−ω × Lq × Iq
Vq * = R × Iq + ω × Ld × Id + ω × φ
(R is an armature resistance, ω is an electrical angular velocity, Ld and Lq are d-axis and q-axis inductances, and φ is an armature interlinkage magnetic flux of a permanent magnet.)
本明細書では、上述の「従来のPI制御演算」の方式を「干渉フィードバック方式」という。例えば特許文献1に開示されたモータの駆動装置は、干渉フィードバック方式のPI制御演算により算出されたd軸、q軸電圧指令値Vd*、Vq*から、それぞれd軸電圧指令補正値Vd0(=ω×Lq×Iq*)、q軸電圧指令補正値Vq0(=−ω×Ld×Id*−ω×φ)を減算することにより、応答性向上を図っている。
特許文献1に開示された応答性向上を図った制御は、電圧方程式のωを含む項(d軸電圧方程式の第2項、q軸電圧方程式の第2項及び第3項)の演算において、実電流Id、Iqの値を指令電流Id*、Iq*で代用して演算しようとするものであり、フィードフォワード制御に近い思想である。このフィードフォワードと上記干渉フィードバック方式を組み合わせた制御が一般的に知られている。
In this specification, the above-mentioned “conventional PI control calculation” method is referred to as an “interference feedback method”. For example, the motor driving device disclosed in Patent Document 1 uses a d-axis voltage command correction value Vd0 (= ) from the d-axis and q-axis voltage command values Vd * and Vq * calculated by the PI control calculation of the interference feedback method. The responsiveness is improved by subtracting ω × Lq × Iq * ) and q-axis voltage command correction value Vq0 (= −ω × Ld × Id * −ω × φ).
In the control of the responsiveness improvement disclosed in Patent Document 1, in the calculation of the terms including ω of the voltage equation (the second term of the d-axis voltage equation, the second term and the third term of the q-axis voltage equation), The values of the actual currents Id and Iq are to be calculated by substituting with the command currents Id * and Iq * , which is a concept close to feedforward control. Control combining this feedforward and the interference feedback method is generally known.
干渉フィードバック方式について考察すると、電気角速度ωが比較的小さく、電圧方程式におけるRを含む項(第1項)の比率が支配的となる低回転領域では制御性は良好と考えられる。しかし、電気角速度ωが比較的大きい高回転領域では、実電流Id、Iqと指令電流Id*、Iq*との乖離によりωを含む項の誤差が大きくなり、制御性能が低下するおそれがある。
また、そもそも従来の干渉フィードバック方式では、d軸、q軸の実電流Id、Iqが指令電流Id*、Iq*と一致し続けることは電圧方程式から考えて理論上困難である。
Considering the interference feedback method, it is considered that the controllability is good in a low rotation region where the electrical angular velocity ω is relatively small and the ratio of the term including R (first term) in the voltage equation is dominant. However, in the high rotation region where the electrical angular velocity ω is relatively large, the error of the term including ω increases due to the difference between the actual currents Id and Iq and the command currents Id * and Iq *, and the control performance may be deteriorated.
In the first place, in the conventional interference feedback system, it is theoretically difficult in view of the voltage equation that the actual currents Id and Iq of the d-axis and q-axis continue to coincide with the command currents Id * and Iq * .
したがって、例えば、ハイブリッド自動車において車両の駆動力を発生する交流電動機のように、低回転領域から高回転領域まで広い回転数領域にわたって使用される交流電動機の制御に対し特許文献1の従来技術を適用すると、制御性確保が困難になるおそれがある。
本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、広い回転数領域にわたって電流フィードバック制御の制御性能を向上させる交流電動機の制御装置を提供することにある。
Therefore, for example, the conventional technology of Patent Document 1 is applied to control of an AC motor used over a wide rotation speed range from a low rotation range to a high rotation range, such as an AC motor that generates a driving force of a vehicle in a hybrid vehicle. Then, it may be difficult to ensure controllability.
The present invention has been made in view of such a point, and an object of the present invention is to provide a control device for an AC motor that improves the control performance of current feedback control over a wide rotational speed range.
本発明は、電流フィードバック制御によってインバータの駆動を制御することで交流電動機への印加電圧を制御する「交流電動機の制御装置」に係る発明である。
この制御装置は、d軸電流指令値(Id*)及びq軸電流指令値(Iq*)を演算する電流指令演算部、交流電動機の相電流検出値をdq変換し、d軸電流検出値(Id)及びq軸電流検出値(Iq)を算出するdq変換部、d軸電流偏差(ΔId)及びq軸電流偏差(ΔIq)に基づくPI制御演算によってd軸電圧指令値(Vd*)及びq軸電圧指令値(Vq*)を演算する電圧指令演算部、及び、交流電動機の回転数に基づいて、電圧指令演算部の制御方式について、以下に定義する「非干渉フィードバック方式」と、「干渉フィードバック方式」とを切り替える切替判定部を有することを特徴とする。
The present invention relates to an “AC motor control device” that controls the voltage applied to the AC motor by controlling the drive of the inverter by current feedback control.
The control device includes a current command calculation unit that calculates a d-axis current command value (Id * ) and a q-axis current command value (Iq * ), a dq conversion of a phase current detection value of the AC motor, and a d-axis current detection value ( Id) and a q-axis current detection value (Iq), a dq converter that calculates a d-axis voltage command value (Vd * ) and q by a PI control calculation based on the d-axis current deviation (ΔId) and the q-axis current deviation (ΔIq) Based on the voltage command calculation unit for calculating the shaft voltage command value (Vq * ) and the control method of the voltage command calculation unit based on the rotational speed of the AC motor, the “non-interference feedback method” defined below and “interference” It is characterized by having a switching determination unit that switches between “feedback method”.
「非干渉フィードバック方式」とは、「d軸電圧指令値をq軸電流偏差から演算し、q軸電圧指令値をd軸電流偏差から演算する方式」と定義する。すなわち、以下の数式1で表される。
Kid/Kiq:非干渉フィードバック方式のI(積分)制御項のゲイン、
ΔId:d軸電流偏差(ΔId=Id*−Id)、
ΔIq:q軸電流偏差(ΔIq=Iq*−Iq))
The “non-interference feedback method” is defined as “a method in which the d-axis voltage command value is calculated from the q-axis current deviation and the q-axis voltage command value is calculated from the d-axis current deviation”. That is, it is expressed by the following formula 1.
Kid / Kiq: Gain of I (integration) control term of non-interference feedback method,
ΔId: d-axis current deviation (ΔId = Id * −Id),
ΔIq: q-axis current deviation (ΔIq = Iq * −Iq))
「干渉フィードバック方式」とは、「d軸電圧指令値をd軸電流偏差から演算し、q軸電圧指令値をq軸電流偏差から演算する方式」と定義する。すなわち、以下の数式2で表される。
K’id/K’iq:干渉フィードバック方式のI(積分)制御項のゲイン)
The “interference feedback method” is defined as “a method in which the d-axis voltage command value is calculated from the d-axis current deviation and the q-axis voltage command value is calculated from the q-axis current deviation”. That is, it is expressed by the following
K'id / K'iq: I (integral) control term gain of interference feedback system)
切替判定部は、交流電動機の回転数が所定の切替回転数(A)未満の領域では干渉フィードバック方式を適用し、交流電動機の回転数が切替回転数以上の領域では非干渉フィードバック方式を適用するように、電圧指令演算部の制御方式を切り替える。 The switching determination unit applies the interference feedback method in a region where the rotation speed of the AC motor is less than the predetermined switching rotation speed (A), and applies the non-interference feedback method in a region where the rotation speed of the AC motor is equal to or higher than the switching rotation speed. As described above, the control method of the voltage command calculation unit is switched.
「非干渉フィードバック方式」の一例では、以下の数式3で示される電圧方程式を用いた以下の数式4に基づいて、d軸電圧指令値及びq軸電圧指令値を演算する。
ω:電気角速度、φ:永久磁石の電機子鎖交磁束)
In an example of the “non-interference feedback method”, the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value are calculated based on the following
(ω: electrical angular velocity, φ: armature flux linkage of permanent magnet)
ここで、数式4は、数式1に対しR項を含む。d軸電圧指令値のR項にはd軸電流偏差が含まれ、q軸電圧指令値のR項にはq軸電流偏差が含まれるという意味で、数式4は、厳密に数式1の通りではないように思われる。しかし、数式4においてRが相対的に極めて小さく、0に近いことを前提とすれば、数式4は、現実的な意味で、「非干渉フィードバック方式」の拡張された一例として扱うことができる。
Here,
本発明によると、例えば切替回転数は、電圧方程式におけるRを含む項の値が全体値に占める比率である「R項比率」が非干渉フィードバック方式を適用する回転数領域で所定値(α)以下となるように設定される。
高回転領域では、電圧指令を演算する過程でR項比率の影響が略ゼロになる。従って、高回転域において、非干渉フィードバック方式ではフィードバックゲインを適正に設定すれば、理論上、実電流Id、Iqを指令電流Id*、Iq*に一致させることができるため、干渉フィードバック方式に比べて制御性能が向上する。したがって、電流フィードバック制御において、切替回転数よりも高回転領域で非干渉フィードバック方式を適用することにより、高回転領域での制御性能を向上させることができる。
According to the present invention, for example, the switching rotational speed is a predetermined value (α) in the rotational speed region where the “R term ratio”, which is the ratio of the value of the term including R in the voltage equation to the total value, is applied to the non-interference feedback method. It is set to be as follows.
In the high speed region, the influence of the R term ratio becomes substantially zero in the process of calculating the voltage command. Therefore, if the feedback gain is set appropriately in the non-interference feedback method in the high rotation range, the actual currents Id and Iq can theoretically be matched with the command currents Id * and Iq * , so that compared with the interference feedback method. Control performance. Therefore, in the current feedback control, by applying the non-interference feedback method in the high rotation region than the switching rotational speed, the control performance in the high rotation region can be improved.
一方、電圧方程式のR項比率が支配的である低回転領域では、干渉フィードバック方式を適用しても良い制御性能が得られるため、あえて非干渉フィードバック方式を適用するメリットが少ない。したがって、交流電動機の回転数に応じて電圧指令演算部の制御方式を切り替えることにより、広い回転数領域にわたって電流フィードバック制御の制御性能を向上させることができる。
このような利点により、本発明は、例えば、ハイブリッド自動車において駆動力を発生する交流電動機の制御に適用されると特に有益である。
On the other hand, in the low-rotation region where the R term ratio of the voltage equation is dominant, control performance may be obtained by applying the interference feedback method, so that there are few merits to apply the non-interference feedback method. Therefore, the control performance of the current feedback control can be improved over a wide rotation speed region by switching the control method of the voltage command calculation unit according to the rotation speed of the AC motor.
Due to such advantages, the present invention is particularly beneficial when applied to control of an AC motor that generates driving force in a hybrid vehicle, for example.
以下、本発明の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。
(第1実施形態)
本発明の第1実施形態の交流電動機の制御装置について、図1〜図4を参照して説明する。本実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車に適用される。
図1に示すハイブリッド自動車は、いわゆるシリーズパラレルハイブリッド自動車であり、車両の駆動力源として、エンジン6及び2つのモータジェネレータを備える。
Hereinafter, a plurality of embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(First embodiment)
A control apparatus for an AC motor according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. The control device for an AC motor according to this embodiment is applied to a hybrid vehicle.
The hybrid vehicle shown in FIG. 1 is a so-called series-parallel hybrid vehicle, and includes an engine 6 and two motor generators as a driving force source of the vehicle.
モータジェネレータ(以下「MG」と記す。)は、トルクを受けて回生電力を発生する発電機としての機能、及び、力行動作により電力を消費してトルクを発生する電動機としての機能を兼ね備える。本実施形態では、第1MG3は主に発電機として機能し、第2MG4は主に電動機として機能する。第1MG3及び第2MG4は、例えば永久磁石式同期型の三相交流電動機である。
本実施形態において第1MG3及び第2MG4の通電を制御するMG制御装置20が、本発明の「交流電動機の制御装置」に相当する。詳しくは後述するように、MG制御装置20は、主に電動機として機能する第2MG4の制御において、特に、本発明の特徴的な構成を有し、それによる特有の作用効果を奏するものである。
A motor generator (hereinafter referred to as “MG”) has both a function as a generator that generates regenerative power by receiving torque and a function as a motor that generates torque by consuming electric power by a power running operation. In the present embodiment, the first MG 3 mainly functions as a generator, and the
In the present embodiment, the
エンジン6、第1MG3及び第2MG4は、動力分割機構16により接続されている。エンジン6は、例えば4気筒のガソリンエンジンである。エンジン6の動力は、クランク軸15に連結された動力分割機構16で二系統に分割され、その一方の動力でデファレンシャルギア機構19、車軸13を介して車輪14を駆動し、もう一方の動力で第1MG3に発電させる。
エンジン制御装置60は、図示しないクランク角センサから入力されるクランク角信号等に基づいてクランク軸15のクランク角やエンジン回転速度等の情報を取得し、エンジン6の運転を制御する。
The engine 6, the first MG 3, and the
The
バッテリ31は、例えばニッケル水素、リチウムイオン電池等の充放電可能な蓄電装置である。昇圧コンバータ32は、バッテリ31の直流電圧を昇圧し、インバータ33、34に出力する。インバータ33、インバータ34は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子から構成され、直流電力と三相交流電力とを相互に変換する。
The battery 31 is a chargeable / dischargeable power storage device such as a nickel hydride or lithium ion battery.
第1MG3が発電した三相交流電力は、インバータ33で直流電力に変換され、昇圧コンバータ33を経由してバッテリ31に回生される。
第2MG4は、インバータ34が変換した三相交流電力を用いて、力行動作によりトルクを出力する。第2MG4による駆動力は、プロペラ軸17、デファレンシャルギア機構19、車軸13を介して車輪14に伝達される。
回転角センサ51、52は、例えばレゾルバであり、それぞれ、第1MG3及び第2MG4のロータ近傍に設けられ、第1MG3及び第2MG4の電気角を検出する。
The three-phase AC power generated by the first MG 3 is converted into DC power by the
The
車両制御回路10は、MG制御装置20及びエンジン制御装置60と相互に通信可能に設けられている。車両制御回路10は、アクセル信号、ブレーキ信号、シフト信号、車速信号等が入力され、取得した情報に基づいて車両の運転状態を検出する。そして、運転状態に応じたトルク指令値をMG制御装置20に出力し、また、エンジン制御装置60に対して、エンジン6の運転を指令する。
The
MG制御装置20は、車両制御回路10からのトルク指令値、電流センサ(図2参照)による電流検出値、及び、回転角センサ51、52による電気角信号等に基づいて、昇圧コンバータ32及びインバータ33、34のスイッチング動作を制御することで、第1MG3及び第2MG4の通電を制御する。
以下の説明では第2MG4を「モータ4」と言い替え、専ら、MG制御装置20が実行するモータ4の制御に関して詳しく説明する。
The
In the following description, the
次に、MG制御装置20の構成及び動作について、図2〜図4を参照して説明する。以下の図中、フィードバックを「FB」と略記する。
ここで、例えば特開2010−88205号公報等に開示されるように、MG制御装置20は、モータ4の出力に要求される回転数及びトルクに応じて、正弦波PWM制御モード、過変調PWM制御モード及び矩形波制御モードを切り替え可能である。すなわち、図3に示すように、低回転、低トルク領域の出力が要求されるときは、電流フィードバック制御方式の正弦波PWM制御モードが用いられる。高回転、高トルク領域の出力が要求されるときは、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードが用いられる。その中間の領域では、電流フィードバック制御方式の過変調PWM制御モードが用いられる。
Next, the configuration and operation of the
Here, as disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-88205 and the like, the
そのうち電流フィードバック制御方式の正弦波PWM制御モード及び過変調PWM制御モードにおいて、MG制御装置20は、以下に説明する特徴的な制御を実行する。
図2に示す制御ブロックは正弦波PWM制御モードに対応する。MG制御装置20は、電流指令演算部21、減算器22、電圧指令演算部23、逆dq変換部24、PWM信号生成部25、dq変換部26、回転数変換部27、及び、切替判定部28を有する。
なお、過変調PWM制御モードでは、電圧指令演算部23と逆dq変換部24との間に電圧振幅補正部を設け、三相電圧指令の振幅を正弦波波形から歪ませるように補正する。
Among them, in the sine wave PWM control mode and the overmodulation PWM control mode of the current feedback control method, the
The control block shown in FIG. 2 corresponds to the sine wave PWM control mode. The
In the overmodulation PWM control mode, a voltage amplitude correction unit is provided between the voltage
電流指令演算部21は、車両制御回路10から取得したトルク指令値Trq*に基づき、マップや数式等を用いてd軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*を演算する。
減算器22は、d軸電流減算器221及びq軸電流減算器222からなる。d軸電流減算器221は、dq変換部26からフィードバックされるd軸電流検出値Idをd軸電流指令値Id*から減算してd軸電流偏差ΔIdを算出する。q軸電流減算器222は、dq変換部26からフィードバックされるq軸電流検出値Iqをq軸電流指令値Iq*から減算してq軸電流偏差ΔIqを算出する。
Based on the torque command value Trq * acquired from the
The
電圧指令演算部23は、d軸、q軸電流検出値Id、Iqを、それぞれd軸、q軸電流指令値Id*、Iq*に追従させるべく、d軸、q軸電流偏差ΔId、ΔIqがゼロに収束するように、PI制御演算によってd軸、q軸電圧指令値Vd*、Vq*を算出する。
電圧指令演算部23は、PI制御演算において、「干渉フィードバック方式」と「非干渉フィードバック方式」との2つの制御方式を使い分ける。この2つの制御方式の意味、及び、制御方式の切り替え方法については後述する。
The voltage
The voltage
逆dq変換部24は、回転角センサ52から取得した電気角θに基づき、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を、U相電圧指令値Vu*、V相電圧指令値Vv*、及びW相電圧指令値Vw*に変換する。
PWM信号生成部25は、三相電圧指令値Vu*、Vv*、Vw*、及び、インバータ34に印加されるシステム電圧VHに基づいて、インバータ34のスイッチング素子のオン/オフの切替えに係るPWM信号UU、UL、VU、VL、WU、WLを算出する。
PWM信号UU、UL、VU、VL、WU、WLに基づいてインバータ34のスイッチング素子のオン/オフが制御され、所望の三相交流電圧Vu、Vv、Vwが生成される。この三相交流電圧Vu、Vv、Vwがモータ4に印加されることにより、トルク指令値Trq*に応じたトルクが出力されるように、モータ4の駆動が制御される。
The
The PWM
On / off of the switching element of the
dq変換部26は、インバータ34からモータ4へ接続される電力線に設けられた電流センサ35、36から相電流検出値が入力される。本実施形態では、V相、W相に設けられた電流センサ35、36からV相電流Iv及びW相電流Iwの検出値が入力され、残るU相の電流Iuをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
dq変換部26は、回転角センサ52から取得した電気角θに基づき、三相電流検出値Iu、Iv、Iwをd軸、q軸電流検出値Id、Iqにdq変換し、減算器22にフィードバックする。
The
The
次に、「干渉フィードバック方式」及び「非干渉フィードバック方式」の意味を説明する。なお、過去の文献において、「干渉」や「非干渉」の用語は種々の異なる意味で使用されている。本明細書では、過去の文献の用語に拘束されることなく、以下に説明する定義によって、「干渉フィードバック」及び「非干渉フィードバック」の用語を使用する。
実施形態の説明では、数式の見出し番号ではなく、式(1)のように式番号を記述し、「課題を解決するための手段」の数式と重複する式にもあらためて付番する。また、d軸電圧に関する式とq軸電圧に関する式とを1セットにして、式(1)等と表す。
Next, the meanings of “interference feedback system” and “non-interference feedback system” will be described. In the past literature, the terms “interference” and “non-interference” are used in various different meanings. In the present specification, the terms “interference feedback” and “non-interference feedback” are used according to the definitions described below, without being bound by the terms of the past literature.
In the description of the embodiment, not the heading number of the formula but the formula number is described as in formula (1), and the formula overlapping with the formula of “means for solving the problem” is also renumbered. In addition, the formula related to the d-axis voltage and the formula related to the q-axis voltage are set as one set and expressed as formula (1) or the like.
まず、モータの電圧方程式は、式(1)で表される。
R:電機子抵抗
Ld/Lq:d軸インダクタンス/q軸インダクタンス
ω:電気角速度
φ:永久磁石の電機子鎖交磁束
First, the voltage equation of the motor is expressed by equation (1).
R: Armature resistance Ld / Lq: d-axis inductance / q-axis inductance ω: electrical angular velocity φ: armature linkage flux of permanent magnet
続いて、従来の電流フィードバック制御で一般的に用いられる干渉フィードバック方式の電圧指令演算式は、次式(2)で定義される。
ここで、K’pd、K’pqはP(比例)制御項のゲイン、K’id、K’iqはI(積分)制御項のゲインである。添え字dはd軸電圧指令値Vd*の演算式に用いられるゲイン、添え字qはq軸電圧指令値Vq*の演算式に用いられるゲインであることを示す。また、「K’」の「’」は、干渉フィードバック方式でのゲインであることを示す。干渉フィードバック方式では、d軸電圧指令値Vd*をd軸電流偏差ΔIdから演算し、q軸電圧指令値Vq*をq軸電流偏差ΔIqから演算する。 Here, K′pd and K′pq are gains of the P (proportional) control term, and K′id and K′iq are gains of the I (integral) control term. The subscript d indicates the gain used in the arithmetic expression of the d-axis voltage command value Vd * , and the subscript q indicates the gain used in the arithmetic expression of the q-axis voltage command value Vq * . In addition, “′” of “K ′” indicates a gain in the interference feedback method. In the interference feedback method, the d-axis voltage command value Vd * is calculated from the d-axis current deviation ΔId, and the q-axis voltage command value Vq * is calculated from the q-axis current deviation ΔIq.
次に、非干渉フィードバック方式の電圧指令演算式は、式(3)で定義される。
非干渉フィードバック方式は、明細書の最後で述べるようにフィードフォワード項と組み合わせてもよい。本実施形態では、簡略化のため言及する対象をフィードバック方式に限定し、非干渉フィードバック方式の一例として電圧方程式を利用する式(4)を示す。
ここで、式(4)の導出について説明する。
式(1)の電圧方程式において、d軸電圧Vdにはd軸電流Idの成分とq軸電流Iqの成分とが含まれ、q軸電圧Vqにもd軸電流Idの成分とq軸電流Iqの成分とが含まれる。つまり、dq軸間での相互干渉が生じる。
Here, the derivation of Expression (4) will be described.
In the voltage equation of equation (1), the d-axis voltage Vd includes a component of the d-axis current Id and a component of the q-axis current Iq, and the q-axis voltage Vq also includes the component of the d-axis current Id and the q-axis current Iq. Of ingredients. That is, mutual interference occurs between the dq axes.
式(1)のd軸電流Id及びq軸電流Iqに、それぞれd軸電流偏差ΔId(=Id*−Id)及びq軸電流偏差ΔIq(=Iq*−Iq)を代入し、ω・φ項を消去すると式(5)が得られる。
式(5)を用いて式(4)を展開すると式(6)が得られる。さらに、式(6)を展開すると、式(6’)のように表される。
式(6)(又は式(6’))の右辺において、抵抗Rを含む項を「R項」といい、電気角速度ωとインダクタンスLとの積(ω・L)を含む項を「ω・L項」という。
また、式(6)の右辺全体の値に占めるR項の値の比率を「R項比率」という。抵抗R及びインダクタンスLは、温度変化や経時劣化が無いとすれば一定であり、電気角速度ωが大きくなるほど、すなわち、回転数が大きくなるほどR項比率は小さくなる。
On the right side of Equation (6) (or Equation (6 ′)), the term including the resistance R is referred to as “R term”, and the term including the product (ω · L) of the electrical angular velocity ω and the inductance L is defined as “ω · It is called "L term".
Further, the ratio of the value of the R term to the value of the entire right side of the expression (6) is referred to as “R term ratio”. The resistance R and the inductance L are constant if there is no temperature change or deterioration with time, and the R term ratio decreases as the electrical angular velocity ω increases, that is, as the rotational speed increases.
式(6)において「R<<ω・L」のとき、「R=0」とみなしてR項を無視すると、d軸、q軸電圧指令値Vd*、Vq*は、式(7)により、ω・L項のみで表される。
以上が「干渉フィードバック方式」及び「非干渉フィードバック方式」の意味である。次に、これら2つの制御方式の切り替えに関する構成を説明する。
回転数変換部27は、回転角センサ52から取得した電気角θを時間微分してモータ4の電気角速度ω[deg/s]を算出し、さらに、電気角速度ωに比例定数を乗じることによりモータ4の回転数N[rpm]を算出する。
切替判定部28は、回転数変換部27から取得した回転数Nを切替回転数Aと比較し、電圧指令演算部23が適用する制御方式を判定する。切替回転数Aは、R項比率が所定値αとなる回転数に設定される。
The above is the meaning of “interference feedback system” and “non-interference feedback system”. Next, a configuration related to switching between these two control methods will be described.
The rotation
The switching
図3に示すように、切替判定部28は、モータ4の回転数Nが切替回転数A未満(R項比率>α)の領域では干渉フィードバック方式を適用し、モータ4の回転数Nが切替回転数A以上(R項比率≦α)の領域では非干渉フィードバック方式を適用するように、電圧指令演算部23の制御方式を切り替える。
なお、切替回転数Aを電気角速度ωの単位で定義することにより、回転数変換部27で電気角速度ωから回転数Nへの換算を行わず、切替判定部28が、電気角速度ωを回転数Nとして扱って切替判定を行うようにしてもよい。
As shown in FIG. 3, the switching
By defining the switching rotational speed A in units of the electrical angular speed ω, the rotational
本実施形態のフィードバック制御方式切替処理について、図4のフローチャートを参照して説明する。以下のフローチャートの説明で記号「S」はステップを意味する。
S10では、モータ4の回転数が所定の切替回転数A以上であるか否か判定する。
モータ4の回転数Nが切替回転数A未満のとき(S10:NO)、S11に移行し、干渉フィードバック方式でd軸、q軸電圧指令値Vd*、Vq*を演算する。一方、モータ4の回転数Nが切替回転数A以上のとき(S10:YES)、S12に移行し、非干渉フィードバック方式でd軸、q軸電圧指令値Vd*、Vq*を演算する。
The feedback control system switching process of this embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. In the description of the flowchart below, the symbol “S” means a step.
In S10, it is determined whether or not the rotational speed of the
When the rotational speed N of the
S12に続くS13では、モータ4の回転数Nが切替回転数Aより大きい単純化回転数B以上であるか否か判定する。モータ4の回転数Nが単純化回転数B以上のとき(S13:YES)、電圧指令演算部23は、非干渉フィードバック方式の演算式(6)でR=0とした式(7)を用いて、d軸、q軸電圧指令値Vd*、Vq*を演算する。単純化回転数Bは、例えば、R項比率が数%以下となる回転数に設定される。
In S13 following S12, it is determined whether or not the rotational speed N of the
(効果)
本実施形態のMG制御装置20の効果として、電圧方程式を利用した非干渉フィードバック方式では、フィードバックゲインを適正に設定すれば、理論上、実電流を指令電流に一致させることができるため、干渉フィードバック方式に比べて制御性能が向上する。
これについて、dq座標上で電流及び電圧を示す図5〜図9を参照して説明する。
この部分の説明では、文脈に応じて、適宜、上記の「電流指令値」を「指令電流」、「電流検出値」を「実電流」と言い替える。また、終点の座標が(Id*、Iq*)である指令電流ベクトルを「指令電流Id*、Iq*」と表し、終点の座標が(Id、Iq)である実電流ベクトルを「実電流Id、Iq」と表す。
(effect)
As an effect of the
This will be described with reference to FIGS. 5 to 9 showing current and voltage on the dq coordinate.
In the description of this part, the “current command value” is referred to as “command current” and the “current detection value” is referred to as “actual current” as appropriate depending on the context. A command current vector whose end point coordinates are (Id * , Iq * ) is represented as “command current Id * , Iq * ”, and an actual current vector whose end point coordinates are (Id, Iq) is represented by “actual current Id”. , Iq ”.
図5〜図9において、dq座標における実電流Id、Iqを傾斜45°のハッチングを付した丸で示し、指令電流Id*、Iq*を破線の丸で示す。指令電流Id*、Iq*は、例えば、電流ベクトルの絶対値に対して最大トルクが得られる最大効率特性線ME上に設定されている。図5〜図8は、指令値Id*、Iq*に対して実電流Id、Iqがdq座標上のどちら側にあるか、すなわち、電流偏差ΔId、ΔIqの符号によって場合分けしたものである。 5 to 9, the actual currents Id and Iq in the dq coordinates are indicated by circles with an inclination of 45 °, and the command currents Id * and Iq * are indicated by dashed circles. The command currents Id * and Iq * are set, for example, on a maximum efficiency characteristic line ME that provides a maximum torque with respect to the absolute value of the current vector. 5 to 8 show cases where the actual currents Id and Iq are on the dq coordinate with respect to the command values Id * and Iq * , that is, according to the signs of the current deviations ΔId and ΔIq.
電流フィードバック制御では、基本的に実電流Id、Iqを指令電流Id*、Iq*に一致させるように電圧指令値Vd*、Vq*を制御する。しかし、干渉フィードバック方式と非干渉フィードバック方式とでは、電圧指令値Vd*、Vq*を動かしたときの実電流Id、Iqの変化の仕方が異なる。 In the current feedback control, the voltage command values Vd * and Vq * are basically controlled so that the actual currents Id and Iq coincide with the command currents Id * and Iq * . However, the interference feedback method and the non-interference feedback method differ in how the actual currents Id and Iq change when the voltage command values Vd * and Vq * are moved.
現在の電圧指令値、すなわち、電圧指令ベクトルV*の終点の座標Vd*、Vq*を傾斜45°のハッチングを付した丸で示す。そして、干渉フィードバック方式の制御により電圧指令値Vd*、Vq*が動く先を白丸で示し、非干渉フィードバック方式の制御により電圧指令値Vd*、Vq*が動く先を傾斜−45°のハッチングを付した丸で示す。
また、干渉フィードバック方式による制御の結果、実電流Id、Iqが動く先を白三角で示し、非干渉フィードバック方式による制御の結果、実電流Id、Iqが動く先を傾斜−45°のハッチングを付した三角で示す。
The current voltage command value, that is, the coordinates Vd * and Vq * of the end point of the voltage command vector V * are indicated by a circle with an inclination of 45 °. The destinations where the voltage command values Vd * and Vq * move by the control of the interference feedback method are indicated by white circles, and the destinations of the voltage command values Vd * and Vq * by the control of the non-interference feedback method are hatched at an inclination of −45 °. Shown with a circle.
As a result of the control by the interference feedback method, the moving destination of the actual currents Id and Iq is indicated by white triangles, and as a result of the control by the non-interference feedback method, the moving destination of the actual currents Id and Iq is hatched at an inclination of −45 °. Indicated by a triangle.
図5に示すように、ΔId=0、ΔIq<0の場合、q軸電流Iqをマイナス方向(図の下向き)に動かしたい。このとき、干渉フィードバック方式では、式(2)に基づき、q軸電圧指令値Vq*をマイナス方向に動かす。一方、非干渉フィードバック方式では、「R=0」とみなした式(7)に基づき、d軸電圧指令値Vd*をプラス方向に動かす。式中の注目する箇所に○印を付けて示すと下記のようになる。
次に電圧方程式(1)の第2項に注目すると、干渉フィードバック方式では、q軸電圧指令値Vq*をマイナス方向に動かしたことにより、Vq*がマイナス→ω・Ld・Id項がマイナスとなり、d軸電流Idがマイナス方向に動く。つまり、q軸電流Iqをマイナス方向に動かしたいという要求とは異なる方向に実電流Id、Iqが変化する。
それに対し、非干渉フィードバック方式では、d軸電圧指令値Vd*をプラス方向に動かしたことにより、Vd*がプラス→ω・Lq・Iq項がマイナスとなり、q軸電流Iqがマイナス方向に動く。つまり、q軸電流Iqをマイナス方向に動かしたいという要求どおりに実電流Id、Iqを変化させ、実電流Id、Iqを指令電流Id*、Iq*に一致させることができる。
Next, paying attention to the second term of the voltage equation (1), in the interference feedback method, the q-axis voltage command value Vq * is moved in the minus direction, so that Vq * becomes minus → ω · Ld · Id becomes minus. The d-axis current Id moves in the negative direction. That is, the actual currents Id and Iq change in a direction different from the request for moving the q-axis current Iq in the minus direction.
On the other hand, in the non-interference feedback method, the d-axis voltage command value Vd * is moved in the plus direction, so that the Vd * is plus → ω · Lq · Iq is minus and the q-axis current Iq is moved in the minus direction. That is, the actual currents Id and Iq can be changed as required to move the q-axis current Iq in the negative direction, and the actual currents Id and Iq can be made to coincide with the command currents Id * and Iq * .
図6に示すように、ΔId=0、ΔIq>0の場合、q軸電流Iqをプラス方向(図の上向き)に動かしたい。図5の例と同様に考えると、干渉フィードバック方式では、q軸電圧指令値Vq*をプラス方向に動かすことにより、d軸電流Idがプラス方向に動く。つまり、要求とは異なる方向に実電流Id、Iqが変化する。
一方、非干渉フィードバック方式では、d軸電圧指令値Vd*をマイナス方向に動かすことにより、q軸電流Iqがプラス方向に動く。つまり、要求どおりに実電流Id、Iqを変化させ、実電流Id、Iqを指令電流Id*、Iq*に一致させることができる。
As shown in FIG. 6, when ΔId = 0 and ΔIq> 0, it is desired to move the q-axis current Iq in the plus direction (upward in the figure). Considering the same as in the example of FIG. 5, in the interference feedback method, the d-axis current Id moves in the positive direction by moving the q-axis voltage command value Vq * in the positive direction. That is, the actual currents Id and Iq change in a direction different from the request.
On the other hand, in the non-interference feedback method, the q-axis current Iq moves in the plus direction by moving the d-axis voltage command value Vd * in the minus direction. That is, the actual currents Id and Iq can be changed as required, and the actual currents Id and Iq can be matched with the command currents Id * and Iq * .
図7に示すように、ΔId<0、ΔIq=0の場合、d軸電流Idをマイナス方向(図の左向き)に動かしたい。このとき、干渉フィードバック方式では、式(2)に基づき、d軸電圧指令値Vd*をマイナス方向に動かす。一方、非干渉フィードバック方式では、「R=0」とみなした式(7)に基づき、q軸電圧指令値Vq*をマイナス方向に動かす。式中の注目する箇所に○印を付けて示すと下記のようになる。
次に電圧方程式(1)の第2項に注目すると、干渉フィードバック方式では、d軸電圧指令値Vd*をマイナス方向に動かしたことにより、Vd*がマイナス→ω・Lq・Iq項がプラスとなり、q軸電流Iqがプラス方向に動く。つまり、d軸電流Idをマイナス方向に動かしたいという要求とは異なる方向に実電流Id、Iqが変化する。
それに対し、非干渉フィードバック方式では、q軸電圧指令値Vq*をマイナス方向に動かしたことにより、Vq*がマイナス→ω・Ld・Id項がマイナスとなり、d軸電流Idがマイナス方向に動く。つまり、d軸電流Idをマイナス方向に動かしたいという要求どおりに実電流Id、Iqを変化させ、実電流Id、Iqを指令電流Id*、Iq*に一致させることができる。
Next, paying attention to the second term of the voltage equation (1), in the interference feedback method, the d-axis voltage command value Vd * is moved in the minus direction, so that Vd * becomes minus → ω · Lq · Iq becomes plus. Q-axis current Iq moves in the positive direction. That is, the actual currents Id and Iq change in a direction different from the request for moving the d-axis current Id in the minus direction.
On the other hand, in the non-interference feedback method, the q-axis voltage command value Vq * is moved in the minus direction, so that Vq * is minus → ω · Ld · Id is minus and the d-axis current Id is moved in the minus direction. That is, the actual currents Id and Iq can be changed as required to move the d-axis current Id in the minus direction, and the actual currents Id and Iq can be matched with the command currents Id * and Iq * .
図8に示すように、ΔId>0、ΔIq=0の場合、d軸電流Iqをプラス方向(図の右向き)に動かしたい。図7の例と同様に考えると、干渉フィードバック方式では、d軸電圧指令値Vd*をプラス方向に動かすことにより、q軸電流Iqがマイナス方向に動く。つまり、要求とは異なる方向に実電流Id、Iqが変化する。
一方、非干渉フィードバック方式では、q軸電圧指令値Vq*をプラス方向に動かすことにより、d軸電流Idがプラス方向に動く。つまり、要求どおりに実電流Id、Iqを変化させ、実電流Id、Iqを指令電流Id*、Iq*に一致させることができる。
As shown in FIG. 8, when ΔId> 0 and ΔIq = 0, it is desired to move the d-axis current Iq in the plus direction (rightward in the figure). Considering similarly to the example of FIG. 7, in the interference feedback method, the q-axis current Iq moves in the minus direction by moving the d-axis voltage command value Vd * in the plus direction. That is, the actual currents Id and Iq change in a direction different from the request.
On the other hand, in the non-interference feedback method, the d-axis current Id moves in the plus direction by moving the q-axis voltage command value Vq * in the plus direction. That is, the actual currents Id and Iq can be changed as required, and the actual currents Id and Iq can be matched with the command currents Id * and Iq * .
要するに、干渉フィードバック方式の制御では、動かしたい方向と90°ずれた方向に実電流Id、Iqが動くこととなる。図9を参照すると、例えば図5に示すΔId=0、ΔIq<0の状態をスタートとして、制御を繰り返す度に、実電流Id、Iqは、図5→図8→図6→図7の状態を順に移行しながら、太線矢印で示すように指令電流Id*、Iq*の周りを回ることとなる。制御周期が速ければ、実電流Id、Iqが描く円軌跡の半径は小さくなり、同期数が少ないと制御性は悪くなる。 In short, in the interference feedback control, the actual currents Id and Iq move in a direction shifted by 90 ° from the desired movement direction. Referring to FIG. 9, for example, each time the control is repeated starting from the state of ΔId = 0 and ΔIq <0 shown in FIG. 5, the actual currents Id and Iq are the states of FIG. 5 → FIG. 8 → FIG. 6 → FIG. As shown in bold arrows, the current flows around the command currents Id * and Iq * . If the control cycle is fast, the radius of the circular locus drawn by the actual currents Id and Iq will be small, and if the number of synchronizations is small, the controllability will be poor.
それに対し、非干渉フィードバック方式では、フィードバックゲインを適正に設定すれば、理論上、実電流Id、Iqを指令値Id*、Iq*に一致させることができる。したがって、本実施形態では、切替回転数Aよりも高回転領域で非干渉フィードバック方式を適用することにより、高回転領域での制御性能を向上させることができる。 On the other hand, in the non-interference feedback method, if the feedback gain is set appropriately, the actual currents Id and Iq can theoretically be matched with the command values Id * and Iq * . Therefore, in this embodiment, the control performance in the high rotation region can be improved by applying the non-interference feedback method in the rotation region higher than the switching rotational speed A.
一方、電圧方程式のR項比率が支配的である低回転領域では、干渉フィードバック方式を適用しても良い制御性能が得られるため、あえて非干渉フィードバック方式を適用するメリットが少ない。したがって、モータ4の回転数に応じて電圧指令演算部の制御方式を切り替えることにより、広い回転数領域にわたって電流フィードバック制御の制御性能を向上させることができる。よって、ハイブリッド自動車の駆動力を発生するモータ4の制御装置として、特に効果が有効に発揮される。
On the other hand, in the low-rotation region where the R term ratio of the voltage equation is dominant, control performance may be obtained by applying the interference feedback method, so that there are few merits to apply the non-interference feedback method. Therefore, the control performance of the current feedback control can be improved over a wide rotation speed region by switching the control method of the voltage command calculation unit according to the rotation speed of the
また、図3を参照して補足すると、仮に、正弦波PWM制御モード領域で干渉フィードバック方式を適用し、過変調PWM制御モード領域で非干渉フィードバック方式を適用するというように切り替えた場合、正弦波PWM制御モード領域では非干渉フィードバック方式の効果が得られない。したがって、切替回転数Aを基準とし、それより高回転領域で非干渉フィードバック方式を適用することにより、図3に破線ハッチングで示した領域での制御性を向上させることができる。 Further, supplementing with reference to FIG. 3, if switching is performed such that the interference feedback method is applied in the sine wave PWM control mode region and the non-interference feedback method is applied in the overmodulation PWM control mode region, the sine wave The effect of the non-interference feedback method cannot be obtained in the PWM control mode region. Therefore, the controllability in the region indicated by the broken line hatching in FIG. 3 can be improved by applying the non-interference feedback method in the higher rotation region based on the switching rotational speed A.
さらに本実施形態では、非干渉フィードバック方式を適用する領域において回転数Nが単純化回転数B以上となったとき、「R=0」とみなして単純化した式(7)を用いることで、演算負荷を低減することができる。 Furthermore, in the present embodiment, when the rotational speed N is equal to or higher than the simplified rotational speed B in the region to which the non-interference feedback method is applied, it is assumed that “R = 0” and simplified formula (7) is used. Calculation load can be reduced.
(第2実施形態)
本発明の第2実施形態の交流電動機の制御装置について、図10、図11を参照して説明する。第2実施形態は、第1実施形態に対し、干渉フィードバック方式と非干渉フィードバック方式との切替において、ヒステリシス特性を用いる点が異なる。
図10に示すように、第2実施形態では、モータ4の回転数Nが上昇し、干渉フィードバック方式から非干渉フィードバック方式へ切り替えるときに用いられる第1切替回転数A1、及び、モータ4の回転数Nが下降し、非干渉フィードバック方式から干渉フィードバック方式へ切り替えるときに用いられる第2切替回転数A2が別々に設定される。第1切替回転数A1(例えば3000rpm)は、第2切替回転数A2(例えば2000rpm)より大きい値に設定される。
(Second Embodiment)
A control apparatus for an AC motor according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 10 and 11. The second embodiment is different from the first embodiment in that hysteresis characteristics are used in switching between the interference feedback method and the non-interference feedback method.
As shown in FIG. 10, in the second embodiment, the rotation speed N of the
第2実施形態のフィードバック制御方式切替処理について、図11のフローチャートを参照して説明する。最初にS20で、現在、干渉フィードバック方式を適用中であるか、非干渉フィードバック方式を適用中であるかを判別する。
干渉フィードバック方式を適用中に(S20:YES)、回転数Nが上昇しながら(S21:YES)、第1切替回転数A1以上となったとき(S22:YES)、非干渉フィードバック方式に切り替える(S23)。
一方、非干渉フィードバック方式を適用中に(S20:NO)、回転数Nが下降しながら(S24:YES)、第2切替回転数A2以下となったとき(S25:YES)、干渉フィードバック方式に切り替える(S26)。
The feedback control method switching process of the second embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. First, in S20, it is determined whether the interference feedback method is currently being applied or the non-interference feedback method is being applied.
While the interference feedback method is applied (S20: YES), when the rotational speed N increases (S21: YES), when the rotational speed becomes equal to or higher than the first switching rotational speed A1 (S22: YES), switching to the non-interference feedback method ( S23).
On the other hand, when the non-interference feedback method is being applied (S20: NO), while the rotation speed N is decreasing (S24: YES), when the second switching rotation speed A2 or less (S25: YES), the interference feedback method is switched to. Switching (S26).
第2実施形態では、モータ4の回転数Nが一つの切替回転数Aを跨いで増減を繰り返しているとき、フィードバック方式が頻繁に切り替わり、制御が不安定となるおそれがあるハンチング現象を回避することができる。
なお、第1実施形態と同様、非干渉フィードバック方式を適用中に回転数Nが単純化回転数B以上となったとき、R=0とみなして単純化した式(7)を用いて演算するようにしてもよい。
In the second embodiment, when the rotation speed N of the
As in the first embodiment, when the rotational speed N becomes equal to or greater than the simplified rotational speed B during application of the non-interference feedback method, the calculation is performed using the simplified formula (7) assuming that R = 0. You may do it.
(その他の実施形態)
本発明の交流電動機の制御装置は、上記実施形態の図1で例示した2つのモータジェネレータを備えるハイブリッド自動車に限らず、それ以外のハイブリッド自動車や電気自動車、又は車両以外の各種装置において、電流フィードバック制御を行うどのような交流電動機の制御装置として適用されてもよい。
(Other embodiments)
The control apparatus for the AC motor of the present invention is not limited to the hybrid vehicle including the two motor generators illustrated in FIG. 1 of the above embodiment, but in other hybrid vehicles and electric vehicles, or various devices other than the vehicle, current feedback. The present invention may be applied as a control device for any AC motor that performs control.
また、非干渉フィードバック方式の定義式である式(3)に対し、特許文献1と同様にフィードフォワード項(Vdff、Vqff)と組み合わせた以下の式(8)を用いてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。 As mentioned above, this invention is not limited to the said embodiment at all, In the range which does not deviate from the meaning of invention, it can implement with a various form.
20・・・MG制御装置(交流電動機の制御装置)、
21・・・電流指令演算部、
23・・・電圧指令演算部、
26・・・dq変換部、
28・・・切替判定部、
34・・・第2インバータ(インバータ)、
4 ・・・第2MG、モータ(交流電動機)。
20 ... MG control device (control device for AC motor),
21 ... Current command calculation unit,
23 ... Voltage command calculation unit,
26 ... dq converter,
28 ... switching determination part,
34 ... second inverter (inverter),
4 ... 2nd MG, motor (AC motor).
Claims (5)
d軸電流指令値(Id*)及びq軸電流指令値(Iq*)を演算する電流指令演算部(21)と、
前記交流電動機の相電流検出値をdq変換し、d軸電流検出値(Id)及びq軸電流検出値(Iq)を算出するdq変換部(26)と、
d軸電流指令値(Id*)とd軸電流検出値(Id)との偏差であるd軸電流偏差(ΔId)、及び、q軸電流指令値(Iq*)とq軸電流検出値(Iq)との偏差であるq軸電流偏差(ΔIq)に基づくPI制御演算によって、d軸電圧指令値(Vd*)及びq軸電圧指令値(Vq*)を演算する電圧指令演算部(23)と、
前記交流電動機の回転数に基づいて、前記電圧指令演算部の制御方式を切り替える切替判定部(28)と、を有し、
前記切替判定部は、
以下の数式1により、前記d軸電圧指令値を前記q軸電流偏差から演算し、前記q軸電圧指令値を前記d軸電流偏差から演算する非干渉フィードバック方式、
Kid/Kiq:非干渉フィードバック方式のI(積分)制御項のゲイン、
ΔId:d軸電流偏差(ΔId=Id*−Id)、
ΔIq:q軸電流偏差(ΔIq=Iq*−Iq))
及び、
以下の数式2により、前記d軸電圧指令値を前記d軸電流偏差から演算し、前記q軸電圧指令値を前記q軸電流偏差から演算する干渉フィードバック方式について、
K’id/K’iq:干渉フィードバック方式のI(積分)制御項のゲイン)
前記交流電動機の回転数が所定の切替回転数(A)未満の領域では前記干渉フィードバック方式を適用し、前記交流電動機の回転数が前記切替回転数以上の領域では前記非干渉フィードバック方式を適用するように、前記電圧指令演算部の制御方式を切り替えることを特徴とする交流電動機の制御装置。 An AC motor control device (20) for controlling the voltage applied to the AC motor (4) by controlling the drive of the inverter (34) by current feedback control,
a current command calculation unit (21) for calculating a d-axis current command value (Id * ) and a q-axis current command value (Iq * );
A dq conversion unit (26) for performing dq conversion on the phase current detection value of the AC motor and calculating a d-axis current detection value (Id) and a q-axis current detection value (Iq);
A d-axis current deviation (ΔId) that is a deviation between the d-axis current command value (Id * ) and the d-axis current detection value (Id), and a q-axis current command value (Iq * ) and a q-axis current detection value (Iq). A voltage command calculation unit (23) that calculates a d-axis voltage command value (Vd * ) and a q-axis voltage command value (Vq * ) by a PI control calculation based on a q-axis current deviation (ΔIq) that is a deviation from ,
A switching determination unit (28) for switching the control method of the voltage command calculation unit based on the rotational speed of the AC motor,
The switching determination unit
A non-interference feedback method in which the d-axis voltage command value is calculated from the q-axis current deviation and the q-axis voltage command value is calculated from the d-axis current deviation according to Equation 1 below.
Kid / Kiq: Gain of I (integration) control term of non-interference feedback method,
ΔId: d-axis current deviation (ΔId = Id * −Id),
ΔIq: q-axis current deviation (ΔIq = Iq * −Iq))
as well as,
An interference feedback method for calculating the d-axis voltage command value from the d-axis current deviation and calculating the q-axis voltage command value from the q-axis current deviation according to Equation 2 below:
K'id / K'iq: I (integral) control term gain of interference feedback system)
The interference feedback method is applied in a region where the rotational speed of the AC motor is less than a predetermined switching rotational speed (A), and the non-interference feedback method is applied in a region where the rotational speed of the AC motor is equal to or higher than the switching rotational speed. Thus, the control system for the AC motor is characterized by switching the control method of the voltage command calculation unit.
ω:電気角速度、φ:永久磁石の電機子鎖交磁束) The non-interference feedback method calculates the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value based on the following equation 4 using the voltage equation shown in the following equation 3. The control apparatus for an AC motor according to claim 1.
(ω: electrical angular velocity, φ: armature flux linkage of permanent magnet)
前記非干渉フィードバック方式の演算式中のRの値を0として電圧指令値を演算することを特徴とする請求項2または3に記載の交流電動機の制御装置。 In a rotation speed region equal to or greater than a predetermined simplified rotation speed (B) greater than the switching rotation speed,
4. The control apparatus for an AC motor according to claim 2, wherein the voltage command value is calculated by setting the value of R in the arithmetic expression of the non-interference feedback method to zero.
前記第1切替回転数は、前記第2切替回転数より大きい値に設定されることを特徴とする請求項1〜4のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。 The switching rotational speed includes a first switching rotational speed (A1) used when the rotational speed of the AC motor is increased and switching from the interference feedback system to the non-interference feedback system, and the rotational speed of the AC motor. Consisting of a second switching rotational speed (A2) that is used when switching from the non-interference feedback method to the interference feedback method.
5. The control device for an AC electric motor according to claim 1, wherein the first switching rotational speed is set to a value larger than the second switching rotational speed.
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