JP6089370B2 - Lighting device, lighting apparatus using the same, vehicle headlamp device, vehicle - Google Patents

Lighting device, lighting apparatus using the same, vehicle headlamp device, vehicle Download PDF

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Description

本発明は、点灯装置および、これを用いた照明器具，車両用前照灯装置，車両に関するものである。   The present invention relates to a lighting device, a lighting fixture using the same, a vehicle headlamp device, and a vehicle.

従来、車両に搭載されたバッテリーを電源として、前照灯を点灯させる点灯装置がある（例えば、特許文献１参照）。図１１に、従来の点灯装置Ａ１０１の回路構成図を示す。この点灯装置Ａ１０１は、車両に搭載されたバッテリーＥ１０１を入力電源として、車両の前照灯として機能する放電灯Ｌａ１０１を点灯させるものである。点灯装置Ａ１０１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０１，ＤＣ−ＡＣインバータ回路１０２，イグナイタ回路１０３，制御回路１０４，ドライブ回路１０５，制御用電源回路１０６を主構成とする。以下に、点灯装置Ａ１０１の構成について説明する。   2. Description of the Related Art Conventionally, there is a lighting device that lights a headlamp using a battery mounted on a vehicle as a power source (see, for example, Patent Document 1). In FIG. 11, the circuit block diagram of the conventional lighting device A101 is shown. The lighting device A101 lights a discharge lamp La101 that functions as a headlamp of a vehicle using a battery E101 mounted on the vehicle as an input power source. The lighting device A101 mainly includes a DC-DC converter circuit 101, a DC-AC inverter circuit 102, an igniter circuit 103, a control circuit 104, a drive circuit 105, and a control power supply circuit 106. Below, the structure of lighting device A101 is demonstrated.

点灯装置Ａ１０１は、ヒューズＦ１０１，スイッチＳＷ１０１を介してバッテリーＥ１０１に並列接続されたコンデンサＣ１０１を備えている。スイッチＳＷ１０１がターンオンされると、コンデンサＣ１０１にバッテリーＥ１０１から直流電圧が印加され、コンデンサＣ１０１の両端間に入力電圧Ｖｉｎが生成される。   The lighting device A101 includes a capacitor C101 connected in parallel to the battery E101 via a fuse F101 and a switch SW101. When the switch SW101 is turned on, a DC voltage is applied to the capacitor C101 from the battery E101, and an input voltage Vin is generated across the capacitor C101.

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１０１（以降、コンバータ回路１０１と略称する）は、コンデンサＣ１０１の後段に接続されており、入力電圧Ｖｉｎが入力される。コンバータ回路１０１は、トランスＴ１０１，ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductorfield-effect transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１０１，ダイオードＤ１０１，平滑用のコンデンサＣ１０２からなる昇圧チョッパ回路で構成されている。そして、コンバータ回路１０１は、後述する制御回路１０４によってスイッチング素子Ｑ１０１がスイッチング制御されることで、入力電圧Ｖｉｎを所望の値に昇圧した出力電圧ＶｏをコンデンサＣ１０２の両端間に生成する。   The DC-DC converter circuit 101 (hereinafter abbreviated as the converter circuit 101) is connected to the subsequent stage of the capacitor C101 and receives the input voltage Vin. The converter circuit 101 includes a step-up chopper circuit including a transformer T101, a switching element Q101 including an n-channel MOSFET (metal-oxide-semiconductor field-effect transistor), a diode D101, and a smoothing capacitor C102. The converter circuit 101 generates an output voltage Vo between both ends of the capacitor C102 by switching the switching element Q101 by a control circuit 104 described later, thereby boosting the input voltage Vin to a desired value.

ＤＣ−ＡＣインバータ回路１０２（以降、インバータ回路１０２と略称する）は、コンバータ回路１０１の出力端（コンデンサＣ１０２の両端）に接続されており、出力電圧Ｖｏが入力される。インバータ回路１０２は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１０２〜Ｑ１０５がＨブリッジ接続されることで構成されている。そして、インバータ回路１０２は、後述する制御回路１０４によって、スイッチング素子Ｑ１０２，Ｑ１０５の組と、スイッチング素子Ｑ１０３，Ｑ１０４の組とが交互にオン・オフ駆動されることで、出力電圧Ｖｏを直流から交流に変換する。   The DC-AC inverter circuit 102 (hereinafter abbreviated as the inverter circuit 102) is connected to the output terminal of the converter circuit 101 (both ends of the capacitor C102), and receives the output voltage Vo. The inverter circuit 102 is configured by H-bridge connection of switching elements Q102 to Q105 made of n-channel MOSFETs. The inverter circuit 102 is configured to change the output voltage Vo from direct current to alternating current by alternately turning on and off the set of switching elements Q102 and Q105 and the set of switching elements Q103 and Q104 by a control circuit 104 described later. Convert to

インバータ回路１０２の出力端には、イグナイタ回路１０３を介して、メタルハライドランプ等からなる放電灯Ｌａ１０１が接続されている。イグナイタ回路１０３は、高電圧パルスを生成し、放電灯Ｌａ１０１の電極間に印加することで放電灯Ｌａ１０１の電極間を絶縁破壊し、放電灯Ｌａ１０１を始動させる。放電灯Ｌａ１０１の始動後は、インバータ回路１０２から交流の出力電圧Ｖｏが印加されることで、放電灯Ｌａ１０１が点灯する。   A discharge lamp La101 made of a metal halide lamp or the like is connected to an output terminal of the inverter circuit 102 via an igniter circuit 103. The igniter circuit 103 generates a high-voltage pulse and applies it between the electrodes of the discharge lamp La101, thereby causing dielectric breakdown between the electrodes of the discharge lamp La101 and starting the discharge lamp La101. After starting the discharge lamp La101, the AC output voltage Vo is applied from the inverter circuit 102, so that the discharge lamp La101 is turned on.

また、コンバータ回路１０１の出力端間（コンデンサＣ１０２の両端間）に、出力電圧Ｖｏの電圧値を検出する電圧検出回路１０７が接続されている。電圧検出回路１０７は、抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２の直列回路で構成されており、出力電圧Ｖｏを抵抗分圧する。そして、電圧検出回路１０７は、出力電圧Ｖｏの分圧値を出力電圧Ｖｏの検出値Ｖｘとして制御回路１０４に出力する。   A voltage detection circuit 107 that detects the voltage value of the output voltage Vo is connected between the output terminals of the converter circuit 101 (between both ends of the capacitor C102). The voltage detection circuit 107 is composed of a series circuit of resistors R101 and R102, and divides the output voltage Vo by resistance. Then, the voltage detection circuit 107 outputs the divided value of the output voltage Vo to the control circuit 104 as the detection value Vx of the output voltage Vo.

また、コンバータ回路１０１−インバータ回路１０２間に、放電灯Ｌａ１０１に供給される出力電流Ｉｏの電流値を検出する電流検出回路１０８が接続されている。電流検出回路１０８は、抵抗Ｒ１０３で構成されており、抵抗Ｒ１０３の両端電圧を出力電流Ｉｏの検出値Ｖｙとして制御回路１０４に出力する。   Further, a current detection circuit 108 that detects the current value of the output current Io supplied to the discharge lamp La101 is connected between the converter circuit 101 and the inverter circuit 102. The current detection circuit 108 includes a resistor R103, and outputs the voltage across the resistor R103 to the control circuit 104 as a detection value Vy of the output current Io.

制御回路１０４は、ＰＷＭ制御部１４１，基準電流設定部１４２，比較部１４３，ブリッジ駆動回路１４４を備えるマイクロコンピュータで構成されており、制御用電源回路１０６が生成する制御電圧Ｖｃｃを入力電源として駆動する。制御用電源回路１０６は、コンデンサＣ１０１の後段に接続されており、入力電圧Ｖｉｎから制御電圧Ｖｃｃを生成する。   The control circuit 104 is constituted by a microcomputer including a PWM control unit 141, a reference current setting unit 142, a comparison unit 143, and a bridge drive circuit 144, and is driven by using the control voltage Vcc generated by the control power supply circuit 106 as an input power supply. To do. The control power supply circuit 106 is connected to the subsequent stage of the capacitor C101 and generates the control voltage Vcc from the input voltage Vin.

ブリッジ駆動回路１４４は、放電灯Ｌａ１０１が始動後、スイッチング素子Ｑ１０２，Ｑ１０５の組とスイッチング素子Ｑ１０３，Ｑ１０４の組とを、所定周波数で交互にオン・オフ駆動することで、出力電圧Ｖｏを直流から交流に変換する。これにより、放電灯Ｌａ１０１の放電電流の向きが交互に切り換わり、放電灯Ｌａ１０１が交流点灯状態を維持する。   After the discharge lamp La101 is started, the bridge driving circuit 144 drives the set of the switching elements Q102 and Q105 and the set of the switching elements Q103 and Q104 alternately on and off at a predetermined frequency, thereby changing the output voltage Vo from DC. Convert to alternating current. Thereby, the direction of the discharge current of the discharge lamp La101 is switched alternately, and the discharge lamp La101 maintains the AC lighting state.

ＰＷＭ制御部１４１は、スイッチング素子Ｑ１０１をスイッチング制御するＰＷＭ信号をドライブ回路１０５に出力する。ドライブ回路１０５は、ＰＷＭ制御部１４１から入力されるＰＷＭ信号の信号レベルに同期して、スイッチング素子Ｑ１０１をオン・オフ駆動する。ここで、ＰＷＭ制御部１４１は、放電灯Ｌａ１０１に所望の電力が供給されるように、スイッチング素子Ｑ１０１のオン期間を調整するＰＷＭ制御を行う。具体的には、基準電流設定部１４２が電圧検出回路１０７から入力される出力電圧Ｖｏの検出値Ｖｘに基づいて、放電灯Ｌａ１０１に所望の電力が供給されるよう出力電流Ｉｏの目標値を算出する。そして、比較部１４３は、基準電流設定部１４２が算出した出力電流Ｉｏの目標値と、電流検出回路１０８から入力される出力電流Ｉｏの検出値Ｖｙとを比較し、比較結果をＰＷＭ制御部１４１に出力する。ＰＷＭ制御部１４１は、出力電流Ｉｏの目標値と検出値Ｖｙとが一致するように、ＰＷＭ信号のオンデューティ、すなわちスイッチング素子Ｑ１０１のオンデューティを決定する。このように、制御回路１０４は、放電灯Ｌａ１に所望の電力が供給されるようフィードバック制御している。   The PWM control unit 141 outputs a PWM signal for controlling the switching of the switching element Q101 to the drive circuit 105. The drive circuit 105 drives the switching element Q101 on and off in synchronization with the signal level of the PWM signal input from the PWM control unit 141. Here, the PWM control unit 141 performs PWM control for adjusting the ON period of the switching element Q101 so that desired power is supplied to the discharge lamp La101. Specifically, the reference current setting unit 142 calculates a target value of the output current Io based on the detection value Vx of the output voltage Vo input from the voltage detection circuit 107 so that desired power is supplied to the discharge lamp La101. To do. Then, the comparison unit 143 compares the target value of the output current Io calculated by the reference current setting unit 142 with the detection value Vy of the output current Io input from the current detection circuit 108, and compares the comparison result with the PWM control unit 141. Output to. The PWM control unit 141 determines the on-duty of the PWM signal, that is, the on-duty of the switching element Q101 so that the target value of the output current Io matches the detected value Vy. Thus, the control circuit 104 performs feedback control so that desired power is supplied to the discharge lamp La1.

ドライブ回路５は、抵抗Ｒ１０４〜Ｒ１０６，ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ１０１，ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ１０２からなるいわゆるトーテムポール回路で構成されており、ＰＷＭ制御部１４１から入力されるＰＷＭ信号に同期してスイッチング素子Ｑ１０１をオン・オフ駆動する。ドライブ回路１０５は、制御用電源回路１０６が生成する制御電圧Ｖｃｃを駆動電源として用いており、制御用電源回路１０６の出力−回路グランド間にトランジスタＴｒ１０１，Ｔｒ１０２が直列接続されている。そして、トランジスタＴｒ１０１のエミッタとトランジスタＴｒ１０２のエミッタとの接続中点がドライブ回路１０５の出力端として機能する。また、高電位側のトランジスタＴｒ１０１は、ベース−ＰＷＭ制御部１４１の出力間に抵抗Ｒ１０５が接続されると共に、ベース−制御用電源回路１０６の出力間に抵抗Ｒ１０４が接続されている。低電位側のトランジスタＴｒ１０２は、ベース−ＰＷＭ制御部１４１の出力間に抵抗Ｒ１０６が接続されている。ドライブ回路１０５の出力端（トランジスタＴｒ１０１，Ｔｒ１０２の接続中点）は、抵抗Ｒ１０７，Ｒ１０８を介して回路グランドに接続されており、抵抗Ｒ１０７，Ｒ１０８の接続中点がスイッチング素子Ｑ１０１のゲートに接続されている。そして、ＰＷＭ制御部１４１が出力するＰＷＭ信号のレベルがＨである場合、トランジスタＴｒ１０１がオン、トランジスタＴｒ１０２がオフするので、スイッチング素子Ｑ１０１はゲートに制御電圧Ｖｃｃが印加されてオンする。なお、ＰＷＭ信号のレベルがＨである場合、制御用電源１０６から抵抗Ｒ１０４を介してトランジスタＴｒ１０１にベース電流が供給される。すなわち、制御用電源１０６からトランジスタＴｒ１０１に補助的にベース電流が供給されるので、ＰＷＭ制御部１４１の電流供給能力が低い場合であっても、トランジスタＴｒ１０１を確実にオンして、このオン状態を維持することができる。一方、ＰＷＭ信号のレベルがＬである場合、トランジスタＴｒ１０１がオフ、トランジスタＴｒ１０２がオンするので、スイッチング素子Ｑ１０１はゲート電圧Ｖｇｓ１０１がゼロとなるのでオフする。   The drive circuit 5 includes a so-called totem pole circuit including resistors R104 to R106, an NPN transistor Tr101, and a PNP transistor Tr102. The drive circuit 5 is synchronized with a PWM signal input from the PWM control unit 141 and is switched to the switching element Q101. Is driven on and off. The drive circuit 105 uses the control voltage Vcc generated by the control power supply circuit 106 as a drive power supply, and transistors Tr101 and Tr102 are connected in series between the output of the control power supply circuit 106 and the circuit ground. The midpoint of connection between the emitter of the transistor Tr101 and the emitter of the transistor Tr102 functions as the output terminal of the drive circuit 105. In the high-potential transistor Tr101, a resistor R105 is connected between the outputs of the base-PWM control unit 141, and a resistor R104 is connected between the outputs of the base-control power supply circuit 106. In the transistor Tr102 on the low potential side, a resistor R106 is connected between the outputs of the base-PWM control unit 141. The output end of the drive circuit 105 (the connection midpoint of the transistors Tr101 and Tr102) is connected to the circuit ground via the resistors R107 and R108, and the connection midpoint of the resistors R107 and R108 is connected to the gate of the switching element Q101. ing. When the level of the PWM signal output from the PWM control unit 141 is H, the transistor Tr101 is turned on and the transistor Tr102 is turned off, so that the switching element Q101 is turned on when the control voltage Vcc is applied to the gate. When the level of the PWM signal is H, the base current is supplied from the control power supply 106 to the transistor Tr101 via the resistor R104. That is, since the base current is supplementarily supplied from the control power supply 106 to the transistor Tr101, even if the current supply capability of the PWM control unit 141 is low, the transistor Tr101 is reliably turned on, and this on state is changed. Can be maintained. On the other hand, when the level of the PWM signal is L, the transistor Tr101 is turned off and the transistor Tr102 is turned on, so that the switching element Q101 is turned off because the gate voltage Vgs101 becomes zero.

このように、制御回路１０４は、スイッチング素子Ｑ１０１をＰＷＭ制御することで、放電灯Ｌａ１０１に所望の電力が供給されるようフィードバック制御している。   As described above, the control circuit 104 performs feedback control so that desired electric power is supplied to the discharge lamp La101 by PWM-controlling the switching element Q101.

特開２０１３−１１０００２号公報JP2013-110002A

電源投入時（スイッチＳＷ１０１ターンオン時）において、制御用電源回路１０６が生成する制御電圧Ｖｃｃが、制御回路１０４の駆動可能電圧の下限値Ｖｍｉｎに達するまでは制御回路１０４の制御が不定状態となる。図１２（ａ）〜（ｅ）および図１３（ａ）〜（ｅ）に示す波形図を用いて、電源投入時における点灯装置Ａ１０１の動作について説明する。なお、図１２（ａ），図１３（ａ）は、入力電圧Ｖｉｎの波形図である。図１２（ｂ），図１３（ｂ）は、制御電圧Ｖｃｃの波形図である。図１２（ｃ），図１３（ｃ）は、ＰＷＭ信号の波形図である。図１２（ｄ），図１３（ｄ）は、スイッチング素子Ｑ１０１のゲート−ソース間電圧（ゲート電圧Ｖｇｓ１０１）の波形図である。図１２（ｅ），図１３（ｅ）は、入力電流Ｉｉｎの波形図である。   When the power is turned on (when the switch SW101 is turned on), the control of the control circuit 104 is in an indefinite state until the control voltage Vcc generated by the control power supply circuit 106 reaches the lower limit value Vmin of the drivable voltage of the control circuit 104. With reference to the waveform diagrams shown in FIGS. 12A to 12E and FIGS. 13A to 13E, the operation of the lighting device A101 when the power is turned on will be described. FIG. 12A and FIG. 13A are waveform diagrams of the input voltage Vin. 12 (b) and 13 (b) are waveform diagrams of the control voltage Vcc. FIG. 12C and FIG. 13C are waveform diagrams of PWM signals. FIG. 12D and FIG. 13D are waveform diagrams of the gate-source voltage (gate voltage Vgs101) of the switching element Q101. 12 (e) and 13 (e) are waveform diagrams of the input current Iin.

まず、スイッチＳＷ１０１がターンオンされると、コンデンサＣ１０１の両端間に生成される入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖａまで上昇する。このとき、制御用電源回路１０６が生成する制御電圧Ｖｃｃは、入力電圧Ｖｉｎより遅れて所定値Ｖｂまで立ち上がる。ここで、制御電圧Ｖｃｃが制御回路１０４の駆動可能範囲の下限値Ｖｍｉｎに到達するまでの期間（不定期間Ｔｘ）は、制御回路１０４の制御が不定、すなわちＰＷＭ制御部１４１の出力が不定状態となる。この不定期間Ｔｘ中において、スイッチング素子Ｑ１０１のゲートには、制御用電源回路１０６からトランジスタＴｒ１０１および抵抗Ｒ１０４を介して電圧が印加されることとなる。   First, when the switch SW101 is turned on, the input voltage Vin generated across the capacitor C101 rises to a predetermined value Va. At this time, the control voltage Vcc generated by the control power supply circuit 106 rises to a predetermined value Vb with a delay from the input voltage Vin. Here, during the period until the control voltage Vcc reaches the lower limit value Vmin of the driveable range of the control circuit 104 (indefinite period Tx), the control of the control circuit 104 is indefinite, that is, the output of the PWM control unit 141 is in the indefinite state. Become. During the indefinite period Tx, a voltage is applied to the gate of the switching element Q101 from the control power supply circuit 106 via the transistor Tr101 and the resistor R104.

ここで、スイッチング素子Ｑ１０１のゲート電圧Ｖｇｓ１０１が、スイッチング素子Ｑ１０１がターンオンする閾値Ｖｔｈ１０１に到達する前に、制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎに到達したとする（図１２（ｂ）（ｄ）参照）。この場合、不定期間Ｔｘ中にスイッチング素子Ｑ１０１がターンオンすることなく、制御回路１０４が起動してスイッチング素子Ｑ１０１をオフ状態に維持するので、入力電流Ｉｉｎが増大することがない（図１２（ｅ）参照）。   Here, it is assumed that the control voltage Vcc reaches the lower limit value Vmin before the gate voltage Vgs101 of the switching element Q101 reaches the threshold value Vth101 at which the switching element Q101 is turned on (see FIGS. 12B and 12D). In this case, the switching element Q101 is not turned on during the indefinite period Tx, and the control circuit 104 is activated to maintain the switching element Q101 in the off state, so that the input current Iin does not increase (FIG. 12 (e)). reference).

しかし、制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎに到達する前に、スイッチング素子Ｑ１０１のゲート電圧Ｖｇｓ１０１が閾値Ｖｔｈ１０１に到達したとする（図１３（ｂ）（ｄ）参照）。すなわち、不定期間Ｔｘ中にスイッチング素子Ｑ１０１がターンオンしたとする。この場合、スイッチング素子Ｑ１０１を介してバッテリーＥ１０１の出力端間が短絡状態となるので、入力電流Ｉｉｎが増大する（図１３（ｅ）参照）。すなわち、点灯装置Ａ１０１に過電流が供給され、ヒューズＦ１０１が溶断するおそれがあった。   However, it is assumed that the gate voltage Vgs101 of the switching element Q101 reaches the threshold value Vth101 before the control voltage Vcc reaches the lower limit value Vmin (see FIGS. 13B and 13D). That is, it is assumed that the switching element Q101 is turned on during the indefinite period Tx. In this case, since the output terminals of the battery E101 are short-circuited via the switching element Q101, the input current Iin increases (see FIG. 13 (e)). That is, an overcurrent is supplied to the lighting device A101, and the fuse F101 may be blown.

不定期間Ｔｘ中にスイッチング素子Ｑ１０１がターンオンする要因として以下のことが考えられる。例えば、スイッチング素子Ｑ１０１の特性ばらつきによって閾値Ｖｔｈ１０１が低い場合や、スイッチング素子Ｑ１０１の寄生容量とゲート抵抗とで決定される時定数によって、ゲート電圧Ｖｇｓ１０１の立ち上がり時間が短い場合などが考えられる。   The following can be considered as factors that cause the switching element Q101 to turn on during the indefinite period Tx. For example, the threshold Vth101 may be low due to characteristic variations of the switching element Q101, or the rise time of the gate voltage Vgs101 may be short due to a time constant determined by the parasitic capacitance and gate resistance of the switching element Q101.

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源投入時における過電流を防止することができる点灯装置および、これを用いた照明器具，車両用前照灯装置，車両を提供することにある。   The present invention has been made in view of the above reasons, and an object of the present invention is to provide a lighting device capable of preventing an overcurrent when power is turned on, a lighting fixture using the same, a vehicle headlamp device, and a vehicle. Is to provide.

本発明の点灯装置は、第１のスイッチング素子を有し、当該第１のスイッチング素子がオンされることで直流電源から直流電流が供給される電流経路が形成され、前記第１のスイッチング素子がオン・オフ駆動されることで前記直流電源から供給される直流電圧を所望の電圧に変換して光源に供給する電力変換回路と、前記第１のスイッチング素子をオン・オフ駆動するスイッチング制御を行う第１の制御回路と、前記直流電源から供給される直流電圧から前記第１の制御回路の駆動電源を生成する制御用電源回路と、前記電流経路を導通または遮断する第２のスイッチング素子および、当該第２のスイッチング素子をスイッチング制御する第２の制御回路からなる保護回路とを備え、前記第１の制御回路は、前記制御用電源回路が生成する制御電圧が所定値未満である場合に前記スイッチング制御を停止し、前記制御電圧が前記所定値以上である場合に前記スイッチング制御を行い、前記第２の制御回路は、前記制御電圧が前記所定値以上に設定された閾値未満である場合に前記第２のスイッチング素子をオフ状態に維持する強制オフモードを実行し、前記制御電圧が前記閾値以上である場合に前記強制オフモードを解除することを特徴とする。   The lighting device of the present invention includes a first switching element, and when the first switching element is turned on, a current path through which a direct current is supplied from a direct current power source is formed, and the first switching element is A power conversion circuit that converts a DC voltage supplied from the DC power source into a desired voltage by being turned on / off and supplies the light source, and switching control for driving the first switching element on / off are performed. A first control circuit; a control power supply circuit that generates a drive power supply for the first control circuit from a DC voltage supplied from the DC power supply; a second switching element that conducts or cuts off the current path; A protection circuit including a second control circuit that controls the switching of the second switching element, and the first control circuit is generated by the control power supply circuit The switching control is stopped when the control voltage is less than a predetermined value, the switching control is performed when the control voltage is equal to or higher than the predetermined value, and the second control circuit is configured such that the control voltage is the predetermined value. Executing a forced off mode for maintaining the second switching element in an off state when the threshold voltage is less than the threshold value set as described above, and releasing the forced off mode when the control voltage is equal to or greater than the threshold value; Features.

この点灯装置において、前記制御電圧に基づいて、二値の信号レベルからなるリセット信号を出力するリセット回路を備え、前記リセット回路は、前記制御電圧が前記閾値未満である場合に前記リセット信号の信号レベルを第１のレベルに設定し、前記制御電圧が前記閾値以上である場合に前記リセット信号の信号レベルを第２のレベルに設定し、前記第１の制御回路は、前記リセット信号が入力され、前記リセット信号の信号レベルが前記第１のレベルである場合に前記スイッチング制御を停止し、前記リセット信号の信号レベルが前記第２のレベルである場合に前記スイッチング制御を行い、前記第２の制御回路は、前記リセット信号が入力され、前記リセット信号の信号レベルが前記第１のレベルである場合に前記強制オフモードを実行し、前記リセット信号の信号レベルが前記第２のレベルである場合に前記強制オフモードを解除することが好ましい。   The lighting device includes a reset circuit that outputs a reset signal having a binary signal level based on the control voltage, and the reset circuit outputs a signal of the reset signal when the control voltage is less than the threshold value. The level is set to the first level, and when the control voltage is equal to or higher than the threshold, the signal level of the reset signal is set to the second level, and the reset signal is input to the first control circuit The switching control is stopped when the signal level of the reset signal is the first level, the switching control is performed when the signal level of the reset signal is the second level, and the second control The control circuit executes the forced off mode when the reset signal is input and the signal level of the reset signal is the first level. And, it is preferable that the signal level of the reset signal for releasing the forced off mode when it is the second level.

この点灯装置において、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを兼用することが好ましい。   In this lighting device, it is preferable to use both the first switching element and the second switching element.

この点灯装置において、前記光源は、放電灯または発光ダイオードからなることが好ましい。   In this lighting device, the light source is preferably a discharge lamp or a light emitting diode.

本発明の照明器具は、第１のスイッチング素子を有し、当該第１のスイッチング素子がオンされることで直流電源から直流電流が供給される電流経路が形成され、前記第１のスイッチング素子がオン・オフ駆動されることで前記直流電源から供給される直流電圧を所望の電圧に変換して光源に供給する電力変換回路と、前記第１のスイッチング素子をオン・オフ駆動するスイッチング制御を行う第１の制御回路と、前記直流電源から供給される直流電圧から前記第１の制御回路の駆動電源を生成する制御用電源回路と、前記電流経路を導通または遮断する第２のスイッチング素子および、当該第２のスイッチング素子をスイッチング制御する第２の制御回路からなる保護回路とを備え、前記第１の制御回路は、前記制御用電源回路が生成する制御電圧が所定値未満である場合に前記スイッチング制御を停止し、前記制御電圧が前記所定値以上である場合に前記スイッチング制御を行い、前記第２の制御回路は、前記制御電圧が前記所定値以上に設定された閾値未満である場合に前記第２のスイッチング素子をオフ状態に維持する強制オフモードを実行し、前記制御電圧が前記閾値以上である場合に前記強制オフモードを解除する点灯装置と、前記点灯装置によって点灯される光源とを備えることを特徴とする。   The lighting fixture of the present invention includes a first switching element, and when the first switching element is turned on, a current path through which a DC current is supplied from a DC power supply is formed, and the first switching element is A power conversion circuit that converts a DC voltage supplied from the DC power source into a desired voltage by being turned on / off and supplies the light source, and switching control for driving the first switching element on / off are performed. A first control circuit; a control power supply circuit that generates a drive power supply for the first control circuit from a DC voltage supplied from the DC power supply; a second switching element that conducts or cuts off the current path; A protection circuit including a second control circuit that controls the switching of the second switching element, and the first control circuit is generated by the control power supply circuit The switching control is stopped when the control voltage is less than a predetermined value, the switching control is performed when the control voltage is equal to or higher than the predetermined value, and the second control circuit is configured such that the control voltage is the predetermined value. A lighting device that executes a forced off mode for maintaining the second switching element in an off state when the threshold voltage is less than the threshold value set as described above, and releases the forced off mode when the control voltage is equal to or greater than the threshold value And a light source that is turned on by the lighting device.

本発明の車両用前照灯装置は、第１のスイッチング素子を有し、当該第１のスイッチング素子がオンされることで直流電源から直流電流が供給される電流経路が形成され、前記第１のスイッチング素子がオン・オフ駆動されることで前記直流電源から供給される直流電圧を所望の電圧に変換して光源に供給する電力変換回路と、前記第１のスイッチング素子をオン・オフ駆動するスイッチング制御を行う第１の制御回路と、前記直流電源から供給される直流電圧から前記第１の制御回路の駆動電源を生成する制御用電源回路と、前記電流経路を導通または遮断する第２のスイッチング素子および、当該第２のスイッチング素子をスイッチング制御する第２の制御回路からなる保護回路とを備え、前記第１の制御回路は、前記制御用電源回路が生成する制御電圧が所定値未満である場合に前記スイッチング制御を停止し、前記制御電圧が前記所定値以上である場合に前記スイッチング制御を行い、前記第２の制御回路は、前記制御電圧が前記所定値以上に設定された閾値未満である場合に前記第２のスイッチング素子をオフ状態に維持する強制オフモードを実行し、前記制御電圧が前記閾値以上である場合に前記強制オフモードを解除する点灯装置と、車両の前照灯からなり、前記点灯装置によって点灯される光源とを備えることを特徴とする。   The vehicle headlamp device of the present invention includes a first switching element, and when the first switching element is turned on, a current path through which a direct current is supplied from a direct current power source is formed. When the switching element is turned on / off, a DC voltage supplied from the DC power supply is converted into a desired voltage and supplied to the light source, and the first switching element is turned on / off. A first control circuit that performs switching control; a control power supply circuit that generates a drive power supply for the first control circuit from a DC voltage supplied from the DC power supply; and a second power supply circuit that conducts or cuts off the current path. A protection circuit including a switching element and a second control circuit that performs switching control of the second switching element, and the first control circuit includes the control power supply circuit. The switching control is stopped when a control voltage to be generated is less than a predetermined value, and the switching control is performed when the control voltage is equal to or higher than the predetermined value. A forced off mode for maintaining the second switching element in an off state is executed when it is less than a threshold value set to a predetermined value or more, and the forced off mode is canceled when the control voltage is more than the threshold value. It comprises a lighting device and a headlight of a vehicle, and includes a light source that is turned on by the lighting device.

本発明の車両は、第１のスイッチング素子を有し、当該第１のスイッチング素子がオンされることで直流電源から直流電流が供給される電流経路が形成され、前記第１のスイッチング素子がオン・オフ駆動されることで前記直流電源から供給される直流電圧を所望の電圧に変換して光源に供給する電力変換回路と、前記第１のスイッチング素子をオン・オフ駆動するスイッチング制御を行う第１の制御回路と、前記直流電源から供給される直流電圧から前記第１の制御回路の駆動電源を生成する制御用電源回路と、前記電流経路を導通または遮断する第２のスイッチング素子および、当該第２のスイッチング素子をスイッチング制御する第２の制御回路からなる保護回路とを備え、前記第１の制御回路は、前記制御用電源回路が生成する制御電圧が所定値未満である場合に前記スイッチング制御を停止し、前記制御電圧が前記所定値以上である場合に前記スイッチング制御を行い、前記第２の制御回路は、前記制御電圧が前記所定値以上に設定された閾値未満である場合に前記第２のスイッチング素子をオフ状態に維持する強制オフモードを実行し、前記制御電圧が前記閾値以上である場合に前記強制オフモードを解除する点灯装置と、前記点灯装置によって点灯される光源とを備えることを特徴とする。   The vehicle according to the present invention includes a first switching element, and when the first switching element is turned on, a current path through which a direct current is supplied from a DC power supply is formed, and the first switching element is turned on. A power conversion circuit that converts a DC voltage supplied from the DC power supply to a desired voltage by being turned off and supplies the light source, and a switching control that drives the first switching element on and off. 1 control circuit, a control power supply circuit that generates a drive power supply for the first control circuit from a DC voltage supplied from the DC power supply, a second switching element that conducts or cuts off the current path, and And a protection circuit including a second control circuit that performs switching control of the second switching element, and the first control circuit is a control generated by the control power supply circuit. The switching control is stopped when the pressure is less than a predetermined value, the switching control is performed when the control voltage is equal to or higher than the predetermined value, and the second control circuit has the control voltage equal to or higher than the predetermined value. A forced-off mode for maintaining the second switching element in an off state when the threshold voltage is less than a threshold value set in the above, and a lighting device for releasing the forced-off mode when the control voltage is equal to or higher than the threshold value; And a light source that is turned on by the lighting device.

以上説明したように、本発明では、第１の制御回路が第１のスイッチング素子のスイッチング制御を開始するまでは、直流電源から直流電流が供給される電流経路を遮断するので、電源投入時における過電流を防止することができるという効果がある。   As described above, in the present invention, until the first control circuit starts the switching control of the first switching element, the current path through which the direct current is supplied from the direct current power supply is cut off. There is an effect that an overcurrent can be prevented.

本発明の実施形態１の点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device of Embodiment 1 of this invention. （ａ）〜（ｈ）同上の動作波形図である。(A)-(h) It is an operation | movement waveform diagram same as the above. 実施形態２の点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device of Embodiment 2. （ａ）〜（ｈ）同上の動作波形図である。(A)-(h) It is an operation | movement waveform diagram same as the above. 実施形態３の点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device of Embodiment 3. （ａ）〜（ｅ）同上の動作波形図である。(A)-(e) It is an operation | movement waveform diagram same as the above. 実施形態４の点灯装置の回路構成図である。FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a lighting device according to a fourth embodiment. （ａ）〜（ｄ）同上の動作波形図である。(A)-(d) It is an operation | movement waveform diagram same as the above. 別構成の点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device of another structure. 車両用前照灯装置の概略構成図である。It is a schematic block diagram of the vehicle headlamp apparatus. 従来の点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the conventional lighting device. （ａ）〜（ｅ）同上の動作波形図である。(A)-(e) It is an operation | movement waveform diagram same as the above. （ａ）〜（ｅ）同上の動作波形図である。(A)-(e) It is an operation | movement waveform diagram same as the above.

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

（実施形態１）
本実施形態の点灯装置Ａ１の回路構成図を図１に示す。本実施形態の点灯装置Ａ１は、車両に搭載されたバッテリーＥ１を入力電源として、車両の前照灯として機能する放電灯Ｌａ１（光源）を点灯させるものである。点灯装置Ａ１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１，ＤＣ−ＡＣインバータ回路２，イグナイタ回路３，制御回路４，ドライブ回路５，制御用電源回路６，電圧検出回路７，電流検出回路８，保護回路９を主構成とする。以下に、本実施形態の点灯装置Ａ１の構成について説明する。 (Embodiment 1)
The circuit block diagram of lighting device A1 of this embodiment is shown in FIG. The lighting device A1 of the present embodiment turns on a discharge lamp La1 (light source) that functions as a headlamp of a vehicle using a battery E1 mounted on the vehicle as an input power source. The lighting device A1 includes a DC-DC converter circuit 1, a DC-AC inverter circuit 2, an igniter circuit 3, a control circuit 4, a drive circuit 5, a control power supply circuit 6, a voltage detection circuit 7, a current detection circuit 8, and a protection circuit 9. Is the main component. Below, the structure of lighting device A1 of this embodiment is demonstrated.

点灯装置Ａ１は、ヒューズＦ１，スイッチＳＷ１を介してバッテリーＥ１に並列接続されたコンデンサＣ１を備えている。バッテリーＥ１は、車両に搭載された直流電源である。ヒューズＦ１は、バッテリーＥ１から点灯装置Ａ１に供給される直流電流Ｉｉｎ（入力電流Ｉｉｎ）が所定値を超えた場合に溶断して電流経路を遮断することで、点灯装置Ａ１を過電流から保護する。スイッチＳＷ１は、バッテリーＥ１−点灯装置Ａ１間に介挿されており、バッテリーＥ１から点灯装置Ａ１への電源供給をオン・オフする。そして、スイッチＳＷ１がターンオンされるとコンデンサＣ１にバッテリーＥ１から直流電圧が印加され、コンデンサＣ１の両端間に入力電圧Ｖｉｎが生成される。   The lighting device A1 includes a capacitor C1 connected in parallel to the battery E1 via the fuse F1 and the switch SW1. The battery E1 is a direct current power source mounted on the vehicle. The fuse F1 protects the lighting device A1 from an overcurrent by melting when the direct current Iin (input current Iin) supplied from the battery E1 to the lighting device A1 exceeds a predetermined value and cutting off the current path. . The switch SW1 is interposed between the battery E1 and the lighting device A1, and turns on / off the power supply from the battery E1 to the lighting device A1. When the switch SW1 is turned on, a DC voltage is applied to the capacitor C1 from the battery E1, and an input voltage Vin is generated across the capacitor C1.

ＤＣ−ＤＣコンバータ回路１（電力変換回路）（以降、コンバータ回路１と略称する）は、コンデンサＣ１の後段に接続されており、入力電圧Ｖｉｎが入力される。コンバータ回路１は、トランスＴ１，ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductorfield-effect transistor）からなるスイッチング素子Ｑ１（第１のスイッチング素子），ダイオードＤ１，平滑用のコンデンサＣ２からなる昇圧チョッパ回路で構成されている。トランスＴ１の一次巻線ｎ１とスイッチング素子Ｑ１とは直列接続されており、一次巻線ｎ１，スイッチング素子Ｑ１の直列回路は、コンデンサＣ１に並列接続されている。したがって、スイッチング素子Ｑ１がオンされることで、バッテリーＥ１から入力電流Ｉｉｎが供給される電流経路Ｋ１が形成される。また、ダイオードＤ１とコンデンサＣ２とは直列接続されており、ダイオードＤ１，コンデンサＣ２の直列回路は、トランスＴ１の二次巻線ｎ２に並列接続されている。なお、ダイオードＤ１は、アノードが二次巻線ｎ２に接続され、カソードがコンデンサＣ２に接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、後述するドライブ回路５によってオン・オフ駆動される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオンされると、一次巻線ｎ１に電流が流れることでトランスＴ１にエネルギーが蓄積される。また、スイッチング素子Ｑ１がオフされると、トランスＴ１に蓄積されたエネルギーが二次巻線ｎ２からダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２に供給される。そして、コンバータ回路１は、後述する制御回路４によってスイッチング素子Ｑ１がＰＷＭ（pulsewidth modulation）制御を用いたスイッチング制御が行われることで、入力電圧Ｖｉｎを所望の値に昇圧した出力電圧ＶｏをコンデンサＣ２の両端間に生成する。   The DC-DC converter circuit 1 (power conversion circuit) (hereinafter abbreviated as converter circuit 1) is connected to the subsequent stage of the capacitor C1 and receives the input voltage Vin. The converter circuit 1 includes a transformer T1, a switching element Q1 (first switching element) composed of an n-channel MOSFET (metal-oxide-semiconductor field-effect transistor), a diode D1, and a step-up chopper circuit composed of a smoothing capacitor C2. ing. The primary winding n1 of the transformer T1 and the switching element Q1 are connected in series, and the series circuit of the primary winding n1 and the switching element Q1 is connected in parallel to the capacitor C1. Therefore, when the switching element Q1 is turned on, a current path K1 to which the input current Iin is supplied from the battery E1 is formed. The diode D1 and the capacitor C2 are connected in series, and the series circuit of the diode D1 and the capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding n2 of the transformer T1. The diode D1 has an anode connected to the secondary winding n2 and a cathode connected to the capacitor C2. The switching element Q1 is turned on / off by a drive circuit 5 described later. When the switching element Q1 is turned on, the current flows through the primary winding n1, so that energy is accumulated in the transformer T1. When the switching element Q1 is turned off, the energy accumulated in the transformer T1 is supplied from the secondary winding n2 to the capacitor C2 via the diode D1. The converter circuit 1 performs switching control using the PWM (pulse width modulation) control of the switching element Q1 by the control circuit 4 to be described later, whereby the output voltage Vo obtained by boosting the input voltage Vin to a desired value is converted to the capacitor C2. Generate between the two ends.

ＤＣ−ＡＣインバータ回路２（以降、インバータ回路２と略称する）は、コンバータ回路１の出力端（コンデンサＣ２の両端）に接続されており、出力電圧Ｖｏが入力される。インバータ回路２は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５がＨブリッジ接続されることで構成されている。コンデンサＣ２と並列に、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３からなる直列回路と、スイッチング素子Ｑ４，Ｑ５からなる直列回路が接続されている。高電位側のスイッチング素子Ｑ２と低電位側のスイッチング素子Ｑ３との接続中点と、高電位側のスイッチング素子Ｑ４と低電位側のスイッチング素子Ｑ５との接続中点とがインバータ回路２の出力端として機能する。そして、インバータ回路２は、後述する制御回路４によって、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の組と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の組とが交互にオン・オフ駆動されることで、出力電圧Ｖｏを直流から交流に変換する。   The DC-AC inverter circuit 2 (hereinafter abbreviated as the inverter circuit 2) is connected to the output terminals of the converter circuit 1 (both terminals of the capacitor C2), and receives the output voltage Vo. The inverter circuit 2 is configured by switching elements Q2 to Q5 made of n-channel MOSFETs being H-bridge connected. In parallel with the capacitor C2, a series circuit composed of switching elements Q2 and Q3 and a series circuit composed of switching elements Q4 and Q5 are connected. The midpoint of connection between the high potential side switching element Q2 and the low potential side switching element Q3 and the midpoint of connection between the high potential side switching element Q4 and the low potential side switching element Q5 are the output terminals of the inverter circuit 2. Function as. The inverter circuit 2 is configured to change the output voltage Vo from direct current to alternating current by alternately turning on and off the switching elements Q2 and Q5 and the switching elements Q3 and Q4 by a control circuit 4 described later. Convert to

インバータ回路２の出力端には、イグナイタ回路３を介して、メタルハライドランプ等からなる放電灯Ｌａ１が接続されている。イグナイタ回路３は、高電圧パルスを生成し、放電灯Ｌａ１の電極間に印加することで放電灯Ｌａ１の電極間を絶縁破壊し、放電灯Ｌａ１を始動させる。放電灯Ｌａ１の始動後は、インバータ回路２から交流の出力電圧Ｖｏが印加されることで、放電灯Ｌａ１が点灯する。   A discharge lamp La1 made of a metal halide lamp or the like is connected to the output terminal of the inverter circuit 2 via an igniter circuit 3. The igniter circuit 3 generates a high voltage pulse and applies the high voltage pulse between the electrodes of the discharge lamp La1, thereby causing dielectric breakdown between the electrodes of the discharge lamp La1 and starting the discharge lamp La1. After the discharge lamp La1 is started, an AC output voltage Vo is applied from the inverter circuit 2 so that the discharge lamp La1 is lit.

また、コンバータ回路１の出力端間（コンデンサＣ２の両端間）に、コンバータ回路１が出力する出力電圧Ｖｏの電圧値を検出する電圧検出回路７が接続されている。電圧検出回路７は、抵抗Ｒ１（抵抗値＝ｒ１），Ｒ２（抵抗値＝ｒ２）の直列回路がコンデンサＣ２に並列接続されることで構成されており、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧する。そして、電圧検出回路７は、出力電圧Ｖｏの分圧値（＝（ｒ２／（ｒ１＋ｒ２））×Ｖｏ）を出力電圧Ｖｏの検出値Ｖｘとして制御回路４に出力する。   A voltage detection circuit 7 that detects the voltage value of the output voltage Vo output from the converter circuit 1 is connected between the output terminals of the converter circuit 1 (between both ends of the capacitor C2). The voltage detection circuit 7 is configured by connecting a series circuit of resistors R1 (resistance value = r1) and R2 (resistance value = r2) in parallel to the capacitor C2, and the output voltage Vo is divided by the resistors R1 and R2. Press. Then, the voltage detection circuit 7 outputs the divided value of the output voltage Vo (= (r2 / (r1 + r2)) × Vo) to the control circuit 4 as the detection value Vx of the output voltage Vo.

また、コンバータ回路１−インバータ回路２間における電力供給経路の低電位側に、放電灯Ｌａ１に供給される出力電流Ｉｏの電流値を検出する電流検出回路８が接続されている。電流検出回路８は、抵抗Ｒ３（抵抗値＝ｒ３）で構成されており、抵抗Ｒ３に出力電流Ｉｏが流れることによって抵抗Ｒ３の両端間に電圧降下が生じる。そして、電流検出回路８は、抵抗Ｒ３の両端電圧（＝ｒ３×Ｉｏ）を出力電流Ｉｏの検出値Ｖｙとして制御回路４に出力する。   A current detection circuit 8 that detects the current value of the output current Io supplied to the discharge lamp La1 is connected to the low potential side of the power supply path between the converter circuit 1 and the inverter circuit 2. The current detection circuit 8 is configured by a resistor R3 (resistance value = r3), and a voltage drop occurs between both ends of the resistor R3 when the output current Io flows through the resistor R3. Then, the current detection circuit 8 outputs the voltage across the resistor R3 (= r3 × Io) to the control circuit 4 as the detection value Vy of the output current Io.

制御回路４（第１の制御回路）は、ＰＷＭ制御部４１，基準電流設定部４２，比較部４３，ブリッジ駆動回路４４を備えるマイクロコンピュータで構成されており、制御用電源回路６が生成する制御電圧Ｖｃｃを入力電源として駆動する。制御用電源回路６は、コンデンサＣ１の後段に接続されており、入力電圧Ｖｉｎから制御電圧Ｖｃｃを生成する。   The control circuit 4 (first control circuit) is configured by a microcomputer including a PWM control unit 41, a reference current setting unit 42, a comparison unit 43, and a bridge drive circuit 44, and is generated by the control power supply circuit 6. The voltage Vcc is used as an input power source. The control power supply circuit 6 is connected to the subsequent stage of the capacitor C1 and generates the control voltage Vcc from the input voltage Vin.

ブリッジ駆動回路４４は、放電灯Ｌａ１が始動後、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５の組とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の組とを、所定周波数で交互にオン・オフ駆動することで、出力電圧Ｖｏを直流から交流に変換する。これにより、放電灯Ｌａ１の放電電流の向きが交互に切り換わり、放電灯Ｌａ１が交流点灯状態を維持する。   After the discharge lamp La1 is started, the bridge drive circuit 44 drives the set of switching elements Q2 and Q5 and the set of switching elements Q3 and Q4 alternately on and off at a predetermined frequency, thereby changing the output voltage Vo from DC. Convert to alternating current. Thereby, the direction of the discharge current of the discharge lamp La1 is switched alternately, and the discharge lamp La1 maintains the AC lighting state.

ＰＷＭ制御部４１は、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御するＰＷＭ信号をドライブ回路５に出力する。ドライブ回路５は、ＰＷＭ制御部４１から入力されるＰＷＭ信号の信号レベルに同期して、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する。ここで、ＰＷＭ制御部４１は、放電灯Ｌａ１に所望の電力が供給されるように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を調整するＰＷＭ制御を行う。具体的には、基準電流設定部４２が電圧検出回路７から入力される出力電圧Ｖｏの検出値Ｖｘに基づいて、放電灯Ｌａ１に所望の電力が供給されるよう出力電流Ｉｏの目標値を算出する。そして、比較部４３は、基準電流設定部４２が算出した出力電流Ｉｏの目標値と、電流検出回路８から入力される出力電流Ｉｏの検出値Ｖｙとを比較し、比較結果をＰＷＭ制御部４１に出力する。ＰＷＭ制御部４１は、出力電流Ｉｏの目標値と検出値Ｖｙとが一致するように、ＰＷＭ信号のオンデューティ、すなわちスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを決定する。このように、制御回路４は、放電灯Ｌａ１に所望の電力が供給されるようフィードバック制御している。   The PWM control unit 41 outputs a PWM signal for switching control of the switching element Q <b> 1 to the drive circuit 5. The drive circuit 5 drives the switching element Q1 on and off in synchronization with the signal level of the PWM signal input from the PWM control unit 41. Here, the PWM control unit 41 performs PWM control for adjusting the ON period of the switching element Q1 so that desired electric power is supplied to the discharge lamp La1. Specifically, the reference current setting unit 42 calculates the target value of the output current Io based on the detection value Vx of the output voltage Vo input from the voltage detection circuit 7 so that desired power is supplied to the discharge lamp La1. To do. Then, the comparison unit 43 compares the target value of the output current Io calculated by the reference current setting unit 42 with the detection value Vy of the output current Io input from the current detection circuit 8, and compares the comparison result with the PWM control unit 41. Output to. The PWM control unit 41 determines the on-duty of the PWM signal, that is, the on-duty of the switching element Q1 so that the target value of the output current Io matches the detected value Vy. Thus, the control circuit 4 performs feedback control so that desired power is supplied to the discharge lamp La1.

ドライブ回路５は、抵抗Ｒ４〜Ｒ６，ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ１，ＰＮＰ型のトランジスタＴｒ２からなるいわゆるトーテムポール回路で構成されており、ＰＷＭ制御部４１から入力されるＰＷＭ信号に同期してスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動する。ドライブ回路５は、制御用電源回路６が生成する制御電圧Ｖｃｃを駆動電源として用いており、制御用電源回路６の出力−回路グランド間にトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が直列接続されている。そして、トランジスタＴｒ１のエミッタとトランジスタＴｒ２のエミッタとの接続中点がドライブ回路５の出力端として機能する。また、高電位側のトランジスタＴｒ１は、ベース−ＰＷＭ制御部４１の出力間に抵抗Ｒ５が接続されると共に、ベース−制御用電源回路６の出力間に抵抗Ｒ４が接続されている。低電位側のトランジスタＴｒ２は、ベース−ＰＷＭ制御部４１の出力間に抵抗Ｒ６が接続されている。ドライブ回路５の出力端（トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の接続中点）は、抵抗Ｒ７，Ｒ８を介して回路グランドに接続されており、抵抗Ｒ７，Ｒ８の接続中点がスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。そして、ＰＷＭ制御部４１が出力するＰＷＭ信号のレベルがＨである場合、トランジスタＴｒ１がオン、トランジスタＴｒ２がオフするので、スイッチング素子Ｑ１はゲートに制御電圧Ｖｃｃが印加されてオンする。なお、ＰＷＭ信号のレベルがＨである場合、制御用電源６から抵抗Ｒ４を介してトランジスタＴｒ１にベース電流が供給される。すなわち、制御用電源６からトランジスタＴｒ１に補助的にベース電流が供給されるので、ＰＷＭ制御部４１の電流供給能力が低い場合であっても、トランジスタＴｒ１を確実にオンして、このオン状態を維持することができる。一方、ＰＷＭ信号のレベルがＬである場合、トランジスタＴｒ１がオフ、トランジスタＴｒ２がオンするので、スイッチング素子Ｑ１はゲート電圧Ｖｇｓ１がゼロとなるのでオフする。   The drive circuit 5 is constituted by a so-called totem pole circuit composed of resistors R4 to R6, NPN type transistors Tr1 and PNP type transistors Tr2, and the switching element Q1 is synchronized with the PWM signal input from the PWM control unit 41. Is driven on and off. The drive circuit 5 uses the control voltage Vcc generated by the control power supply circuit 6 as a drive power supply, and transistors Tr1 and Tr2 are connected in series between the output of the control power supply circuit 6 and the circuit ground. The midpoint of connection between the emitter of the transistor Tr1 and the emitter of the transistor Tr2 functions as the output terminal of the drive circuit 5. In the high-potential side transistor Tr1, a resistor R5 is connected between the outputs of the base-PWM control unit 41, and a resistor R4 is connected between the outputs of the base-control power supply circuit 6. In the transistor Tr2 on the low potential side, a resistor R6 is connected between the outputs of the base-PWM control unit 41. The output end of the drive circuit 5 (the connection midpoint of the transistors Tr1 and Tr2) is connected to the circuit ground via the resistors R7 and R8, and the connection midpoint of the resistors R7 and R8 is connected to the gate of the switching element Q1. ing. When the level of the PWM signal output from the PWM control unit 41 is H, the transistor Tr1 is turned on and the transistor Tr2 is turned off, so that the switching element Q1 is turned on when the control voltage Vcc is applied to the gate. When the level of the PWM signal is H, a base current is supplied from the control power supply 6 to the transistor Tr1 via the resistor R4. That is, since the base current is supplementarily supplied from the control power supply 6 to the transistor Tr1, even when the current supply capability of the PWM control unit 41 is low, the transistor Tr1 is reliably turned on, and this on state is changed. Can be maintained. On the other hand, when the level of the PWM signal is L, the transistor Tr1 is turned off and the transistor Tr2 is turned on, so that the switching element Q1 is turned off because the gate voltage Vgs1 becomes zero.

このように、制御回路４は、スイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ制御することで、放電灯Ｌａ１に所望の電力が供給されるようフィードバック制御している。例えば、車両の前照灯として用いられる放電灯Ｌａ１がランプ管内に水銀が含まれるＤ１Ｓ／Ｒ，Ｄ２Ｓ／Ｒランプである場合、制御回路４は、出力電圧Ｖｏがおおよそ８５Ｖ，出力電流Ｉｏがおおよそ０．４Ａとなるように制御する。また、放電灯Ｌａ１がランプ管内に水銀が含まれないＤ３Ｓ／Ｒ，Ｄ４Ｓ／Ｒランプである場合、制御回路４は、出力電圧Ｖｏがおおよそ４２Ｖ，出力電流Ｉｏがおおよそ０．８Ａとなるように制御する。   As described above, the control circuit 4 performs feedback control so that desired power is supplied to the discharge lamp La1 by performing PWM control of the switching element Q1. For example, when the discharge lamp La1 used as a vehicle headlamp is a D1S / R, D2S / R lamp in which mercury is contained in the lamp tube, the control circuit 4 has an output voltage Vo of approximately 85V and an output current Io of approximately. Control to be 0.4A. When the discharge lamp La1 is a D3S / R or D4S / R lamp that does not contain mercury in the lamp tube, the control circuit 4 is configured so that the output voltage Vo is approximately 42V and the output current Io is approximately 0.8A. Control.

また、本実施形態の点灯装置Ａ１は、電源投入時（スイッチＳＷ１ターンオン時）において、バッテリーＥ１から過電流が供給されることを防止する保護回路９を備えている。   Further, the lighting device A1 of the present embodiment includes a protection circuit 9 that prevents an overcurrent from being supplied from the battery E1 when the power is turned on (when the switch SW1 is turned on).

保護回路９は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ６（第２のスイッチング素子）と、スイッチング素子Ｑ６をスイッチング制御する制御回路９１ａ（第２の制御回路）とで構成される。   The protection circuit 9 includes a switching element Q6 (second switching element) made of an n-channel MOSFET and a control circuit 91a (second control circuit) that controls the switching of the switching element Q6.

スイッチング素子Ｑ６は、コンバータ回路１のスイッチング素子Ｑ１のソース−コンデンサＣ１の負極（回路グランド）間に接続されている。すなわち、スイッチング素子Ｑ６は、入力電流Ｉｉｎが供給される電流経路Ｋ１に介挿されている。   The switching element Q6 is connected between the source of the switching element Q1 of the converter circuit 1 and the negative electrode (circuit ground) of the capacitor C1. That is, the switching element Q6 is inserted in the current path K1 to which the input current Iin is supplied.

制御回路９１ａは、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８と、抵抗Ｒ９〜Ｒ１４と、コンデンサＣ３〜Ｃ５とで構成されており、制御用電源回路６を駆動電源として動作する。抵抗Ｒ９，Ｒ１０は直列接続され、コンデンサＣ３は抵抗Ｒ１０に並列接続されており、抵抗Ｒ９，Ｒ１０の直列回路は、制御用電源回路６の出力−回路グランド間に接続されている。そして、抵抗Ｒ９，Ｒ１０の接続中点がスイッチング素子Ｑ６のゲートに接続されている。また、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２は直列接続され、コンデンサＣ４は抵抗Ｒ１２に並列接続されており、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の直列回路は、制御用電源回路６の出力−回路グランド間に接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ７は、ゲートが抵抗Ｒ１１，Ｒ１２の接続中点に接続され、ドレインがスイッチング素子Ｑ６のゲートに接続され、ソースが回路グランドに接続されている。また、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４は直列接続され、コンデンサＣ５は抵抗Ｒ１４に並列接続されており、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の直列回路は、制御用電源回路６の出力−回路グランド間に接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ８は、ゲートが抵抗Ｒ１３，Ｒ１４の接続中点に接続され、ドレインがスイッチング素子Ｑ７のゲートに接続され、ソースが回路グランドに接続されている。   The control circuit 91a includes switching elements Q7 and Q8 made of n-channel MOSFETs, resistors R9 to R14, and capacitors C3 to C5, and operates using the control power supply circuit 6 as a drive power supply. The resistors R9 and R10 are connected in series, the capacitor C3 is connected in parallel to the resistor R10, and the series circuit of the resistors R9 and R10 is connected between the output of the control power supply circuit 6 and the circuit ground. The midpoint of connection between the resistors R9 and R10 is connected to the gate of the switching element Q6. The resistors R11 and R12 are connected in series, the capacitor C4 is connected in parallel to the resistor R12, and the series circuit of the resistors R11 and R12 is connected between the output of the control power supply circuit 6 and the circuit ground. The switching element Q7 has a gate connected to the connection midpoint of the resistors R11 and R12, a drain connected to the gate of the switching element Q6, and a source connected to circuit ground. The resistors R13 and R14 are connected in series, the capacitor C5 is connected in parallel to the resistor R14, and the series circuit of the resistors R13 and R14 is connected between the output of the control power supply circuit 6 and the circuit ground. The switching element Q8 has a gate connected to the connection midpoint of the resistors R13 and R14, a drain connected to the gate of the switching element Q7, and a source connected to circuit ground.

すなわち、制御用電圧Ｖｃｃが抵抗分圧され、スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ８それぞれのゲートに印加される。ここで、制御電圧Ｖｃｃを、抵抗Ｒ９，Ｒ１０で分圧した分圧値をＶ６、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した分圧値をＶ７、抵抗Ｒ１３，Ｒ１４で分圧した分圧値をＶ８とすると、抵抗Ｒ９〜Ｒ１４それぞれの抵抗値は、Ｖ７＞Ｖ６＞Ｖ８となるように設定されている。また、スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ８それぞれがターンオンするゲート電圧Ｖｇｓ６〜Ｖｇｓ８の閾値Ｖｔｈ６〜Ｖｔｈ８は、互いに同じ値に設定されている。また、制御電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１３，Ｒ１４で分圧した分圧値Ｖ８が閾値Ｖｔｈ８に一致した際における制御電圧Ｖｃｃの値（閾値Ｖｃ）は、制御回路４の駆動可能電圧の下限値Ｖｍｉｎよりも大きい値に設定されている。   That is, the control voltage Vcc is resistance-divided and applied to the gates of the switching elements Q6 to Q8. Here, the divided voltage value obtained by dividing the control voltage Vcc by the resistors R9 and R10 is V6, the divided value obtained by dividing the control voltage Vcc by the resistors R11 and R12 is V7, and the divided value obtained by dividing the voltage by the resistors R13 and R14 is V8. Then, the resistance values of the resistors R9 to R14 are set to satisfy V7> V6> V8. Further, threshold values Vth6 to Vth8 of gate voltages Vgs6 to Vgs8 at which the switching elements Q6 to Q8 are turned on are set to the same value. Further, the control voltage Vcc value (threshold value Vc) when the divided voltage value V8 obtained by dividing the control voltage Vcc by the resistors R13 and R14 coincides with the threshold value Vth8 is lower than the lower limit value Vmin of the drivable voltage of the control circuit 4. It is set to a large value.

次に、図２（ａ）〜（ｈ）に示す波形図を用いて、電源投入時における保護回路９の動作について説明する。なお、図２（ａ）は入力電圧Ｖｉｎの波形図である。図２（ｂ）は制御電圧Ｖｃｃの波形図である。図２（ｃ）はスイッチング素子Ｑ８のゲート−ソース間電圧（ゲート電圧Ｖｇｓ８）の波形図である。図２（ｄ）はスイッチング素子Ｑ８のドレイン−ソース間電圧（ドレイン電圧Ｖｄｓ８）の波形図である。図２（ｅ）はスイッチング素子Ｑ７のゲート−ソース間電圧（ゲート電圧Ｖｇｓ７）の波形図である。図２（ｆ）はスイッチング素子Ｑ７のドレイン−ソース間電圧（ドレイン電圧Ｖｄｓ７）の波形図である。図２（ｇ）はスイッチング素子Ｑ６のゲート−ソース間電圧（ゲート電圧Ｖｇｓ６）の波形図である。図２（ｈ）はスイッチング素子Ｑ６のドレイン−ソース間電圧（ドレイン電圧Ｖｄｓ６）の波形図である。   Next, the operation of the protection circuit 9 when the power is turned on will be described with reference to the waveform diagrams shown in FIGS. FIG. 2A is a waveform diagram of the input voltage Vin. FIG. 2B is a waveform diagram of the control voltage Vcc. FIG. 2C is a waveform diagram of the gate-source voltage (gate voltage Vgs8) of the switching element Q8. FIG. 2D is a waveform diagram of the drain-source voltage (drain voltage Vds8) of the switching element Q8. FIG. 2E is a waveform diagram of the gate-source voltage (gate voltage Vgs7) of the switching element Q7. FIG. 2F is a waveform diagram of the drain-source voltage (drain voltage Vds7) of the switching element Q7. FIG. 2G is a waveform diagram of the gate-source voltage (gate voltage Vgs6) of the switching element Q6. FIG. 2H is a waveform diagram of the drain-source voltage (drain voltage Vds6) of the switching element Q6.

まず、スイッチＳＷ１がターンオンされると、コンデンサＣ１の両端間に生成される入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖａまで上昇する。このとき、制御用電源回路６が生成する制御電圧Ｖｃｃは、入力電圧Ｖｉｎより遅れて所定値Ｖｂまで立ち上がる。ここで、制御電圧Ｖｃｃが制御回路４の駆動可能範囲の下限値Ｖｍｉｎに到達するまでの期間（不定期間Ｔｘ）は、制御回路４の制御が不定、すなわちＰＷＭ制御部４１の出力が不定状態となり、スイッチング素子Ｑ１がオンするおそれがある。なお、本実施形態では、不定期間Ｔｘ中においてスイッチング素子Ｑ１がオン状態であるとして説明する。   First, when the switch SW1 is turned on, the input voltage Vin generated between both ends of the capacitor C1 rises to a predetermined value Va. At this time, the control voltage Vcc generated by the control power supply circuit 6 rises to a predetermined value Vb with a delay from the input voltage Vin. Here, in the period until the control voltage Vcc reaches the lower limit value Vmin of the driveable range of the control circuit 4 (indefinite period Tx), the control of the control circuit 4 is indefinite, that is, the output of the PWM control unit 41 is in an indefinite state. The switching element Q1 may be turned on. In the present embodiment, the switching element Q1 is assumed to be in the on state during the indefinite period Tx.

スイッチＳＷ１ターンオン直後は、制御電圧Ｖｃｃがゼロであるので、スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ８のゲート電圧Ｖｇｓ６〜Ｖｇｓ８もゼロとなり、スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ８はオフ状態となる。すなわち、スイッチング素子Ｑ６によって電流経路Ｋ１が遮断された状態となる。   Immediately after the switch SW1 is turned on, since the control voltage Vcc is zero, the gate voltages Vgs6 to Vgs8 of the switching elements Q6 to Q8 are also zero, and the switching elements Q6 to Q8 are turned off. That is, the current path K1 is blocked by the switching element Q6.

そして、制御電圧Ｖｃｃが増加するにつれて、スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ８のゲート電圧Ｖｇｓ６〜Ｖｇｓ８も増加する。ここで、各スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ８がオフ状態である場合、各スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ８のゲートには、制御電圧Ｖｃｃの分圧値Ｖ６〜Ｖ８が印加される。上述したように、分圧値Ｖ６〜Ｖ８はＶ７＞Ｖ６＞Ｖ８となるように設定され、各スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ８がターンオンする閾値Ｖｔｈ６〜Ｖｔｈ８は同じ値に設定されている。したがって、まず時間ｔ１においてスイッチング素子Ｑ７のゲート電圧Ｖｇｓ７が閾値Ｖｔｈ７に達し、スイッチング素子Ｑ７がターンオンする（図２（ｅ）（ｆ）参照）。スイッチング素子Ｑ７がターンオンすることで、スイッチング素子Ｑ６のゲートと回路グランドとが短絡されるので、スイッチング素子Ｑ６は強制的にオフ状態となる（図２（ｇ）参照）。すなわち、スイッチング素子Ｑ６によって電流経路Ｋ１が遮断された状態が継続する。   As the control voltage Vcc increases, the gate voltages Vgs6 to Vgs8 of the switching elements Q6 to Q8 also increase. Here, when each of the switching elements Q6 to Q8 is in an OFF state, the divided values V6 to V8 of the control voltage Vcc are applied to the gates of the switching elements Q6 to Q8. As described above, the divided voltage values V6 to V8 are set to satisfy V7> V6> V8, and the threshold values Vth6 to Vth8 at which the switching elements Q6 to Q8 are turned on are set to the same value. Therefore, first, at time t1, the gate voltage Vgs7 of the switching element Q7 reaches the threshold value Vth7, and the switching element Q7 is turned on (see FIGS. 2E and 2F). When the switching element Q7 is turned on, the gate of the switching element Q6 and the circuit ground are short-circuited, so that the switching element Q6 is forcibly turned off (see FIG. 2G). That is, the state where the current path K1 is blocked by the switching element Q6 continues.

そして、制御電圧Ｖｃｃがさらに増加して時間ｔ２に下限値Ｖｍｉｎを上回る（図２（ｂ）参照）。この時点で、制御回路４が起動して不定期間Ｔｘが完了する。そして、制御回路４は制御可能状態であるので、ＰＷＭ制御部４１がＰＷＭ信号の信号レベルをＬに維持することで、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に維持する。   Then, the control voltage Vcc further increases and exceeds the lower limit value Vmin at time t2 (see FIG. 2B). At this point, the control circuit 4 is activated and the indefinite period Tx is completed. Since the control circuit 4 is in a controllable state, the PWM control unit 41 maintains the signal level of the PWM signal at L, thereby maintaining the switching element Q1 in the off state.

そして、時間ｔ３において、制御電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｃに到達することで、スイッチング素子Ｑ８のゲート電圧Ｖｇｓ８が閾値Ｖｔｈ８に到達し、スイッチング素子Ｑ８がターンオンする（図２（ｃ）（ｄ）参照）。スイッチング素子Ｑ８がターンオンすることで、スイッチング素子Ｑ７のゲートと回路グランドとが短絡され、スイッチング素子Ｑ７がターンオフする（図２（ｅ）（ｆ）参照）。スイッチング素子Ｑ７がターンオフすることによって、スイッチング素子Ｑ６のゲート−回路グランド間の短絡が解除される。すなわち、スイッチング素子Ｑ６の強制オフ状態が解除され、スイッチング素子Ｑ６のゲートに制御電圧Ｖｃｃの分圧値Ｖ６が印加されることでスイッチング素子Ｑ６がターンオンする（図２（ｇ）（ｈ）参照）。スイッチング素子Ｑ６がオンすることによって、スイッチング素子Ｑ１がオンした際に入力電流Ｉｉｎが供給される電流経路Ｋ１が形成される。   At time t3, when the control voltage Vcc reaches the threshold value Vc, the gate voltage Vgs8 of the switching element Q8 reaches the threshold value Vth8, and the switching element Q8 is turned on (see FIGS. 2C and 2D). When the switching element Q8 is turned on, the gate of the switching element Q7 and the circuit ground are short-circuited, and the switching element Q7 is turned off (see FIGS. 2E and 2F). When the switching element Q7 is turned off, the short circuit between the gate of the switching element Q6 and the circuit ground is released. That is, the forced off state of the switching element Q6 is released, and the switching element Q6 is turned on by applying the divided value V6 of the control voltage Vcc to the gate of the switching element Q6 (see FIGS. 2G and 2H). . When the switching element Q6 is turned on, a current path K1 through which the input current Iin is supplied when the switching element Q1 is turned on is formed.

以降は、図示していないが、ＰＷＭ制御部４１がスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御を行い、ブリッジ駆動回路４４がスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオン・オフ駆動するスイッチング制御を行うことで、放電灯Ｌａ１を点灯させる。   Thereafter, although not shown, the PWM control unit 41 performs switching control for driving the switching element Q1 on and off, and the bridge driving circuit 44 performs switching control for driving the switching elements Q2 to Q5 on and off. Then, the discharge lamp La1 is turned on.

このように、本実施形態の点灯装置Ａ１は、コンバータ回路１（電力変換回路）と制御回路４（第１の制御回路）と制御用電源回路６と保護回路９とを備える。   As described above, the lighting device A1 of the present embodiment includes the converter circuit 1 (power conversion circuit), the control circuit 4 (first control circuit), the control power supply circuit 6, and the protection circuit 9.

コンバータ回路１は、スイッチング素子Ｑ１（第１のスイッチング素子）を有し、スイッチング素子Ｑ１がオンされることでバッテリーＥ１（直流電源）から入力電流Ｉｉｎ（直流電流）が供給される電流経路Ｋ１が形成される。そして、コンバータ回路１は、スイッチング素子Ｑ１がオン・オフ駆動されることでバッテリーＥ１から供給される入力電圧Ｖｉｎ（直流電圧）を所望の電圧に変換して放電灯Ｌａ１（光源）に供給する。   The converter circuit 1 includes a switching element Q1 (first switching element). When the switching element Q1 is turned on, a current path K1 through which an input current Iin (DC current) is supplied from the battery E1 (DC power supply) is provided. It is formed. Then, the converter circuit 1 converts the input voltage Vin (DC voltage) supplied from the battery E1 into a desired voltage by driving the switching element Q1 on and off, and supplies it to the discharge lamp La1 (light source).

制御回路４は、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御を行う。   The control circuit 4 performs switching control for driving the switching element Q1 on and off.

制御用電源回路６は、バッテリーＥ１から供給される入力電圧Ｖｉｎから制御回路４の駆動電源を生成する。   The control power supply circuit 6 generates drive power for the control circuit 4 from the input voltage Vin supplied from the battery E1.

保護回路９は、電流経路Ｋ１を導通または遮断するスイッチング素子Ｑ６（第２のスイッチング素子）および、スイッチング素子Ｑ６をスイッチング制御する制御回路９１ａ（第２の制御回路）からなる。   The protection circuit 9 includes a switching element Q6 (second switching element) that conducts or blocks the current path K1, and a control circuit 91a (second control circuit) that controls switching of the switching element Q6.

そして、制御回路４は、制御用電源回路６が生成する制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎ（所定値）未満である場合にスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御を停止し、制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎ以上である場合にスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御を行う。   The control circuit 4 stops the switching control of the switching element Q1 when the control voltage Vcc generated by the control power supply circuit 6 is less than the lower limit value Vmin (predetermined value), and the control voltage Vcc is equal to or higher than the lower limit value Vmin. In some cases, switching control of the switching element Q1 is performed.

制御回路９１ａは、制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎ以上に設定された閾値Ｖｃ未満である場合にスイッチング素子Ｑ６をオフ状態に維持する強制オフモードを実行し、制御電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｃ以上である場合に強制オフモードを解除する。   When the control voltage Vcc is less than the threshold value Vc set to the lower limit value Vmin or more, the control circuit 91a executes the forced off mode for maintaining the switching element Q6 in the off state, and the control voltage Vcc is equal to or more than the threshold value Vc. Cancel the forced off mode.

このように、本実施形態では、電源投入時において制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎ未満である不定期間Ｔｘ中は、電流経路Ｋ１に介挿されたスイッチング素子Ｑ６を強制的にオフ状態にする強制オフモードを行う。そして、制御回路４が起動してスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御が可能となった状態で、スイッチング素子Ｑ６を強制的にオフ状態にする強制オフモードを解除し、スイッチング素子Ｑ６がオンされる。これにより、不定期間Ｔｘ中にスイッチング素子Ｑ１がオンしても、スイッチング素子Ｑ６によって電流経路Ｋ１が遮断されているので、バッテリーＥ１から過電流が供給されることを防止し、ヒューズＦ１の溶断も防止することができる。   As described above, in the present embodiment, during the indefinite period Tx when the control voltage Vcc is less than the lower limit value Vmin when the power is turned on, the switching element Q6 inserted in the current path K1 is forcibly turned off. Do the mode. Then, in the state where the control circuit 4 is activated and the switching control of the switching element Q1 is possible, the forced off mode for forcibly turning off the switching element Q6 is canceled, and the switching element Q6 is turned on. As a result, even if the switching element Q1 is turned on during the indefinite period Tx, the current path K1 is interrupted by the switching element Q6, so that an overcurrent is prevented from being supplied from the battery E1, and the fuse F1 is blown. Can be prevented.

（実施形態２）
本実施形態の点灯装置Ａ２の回路構成図を図３に示す。実施形態１の点灯装置Ａ１は、制御電圧Ｖｃｃの分圧値Ｖ８を用いてスイッチング素子Ｑ８のオン・オフを制御していたのに対し、本実施形態では制御回路４に入力するリセット信号を用いてスイッチング素子Ｑ８のオン・オフを制御することに特徴を有する。なお、実施形態１と同一構成には、同一符号を付して説明を省略する。 (Embodiment 2)
The circuit block diagram of lighting device A2 of this embodiment is shown in FIG. The lighting device A1 of the first embodiment controls the on / off of the switching element Q8 using the divided voltage value V8 of the control voltage Vcc, whereas the reset signal input to the control circuit 4 is used in the present embodiment. Thus, the switching element Q8 is controlled to be turned on / off. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the structure same as Embodiment 1, and description is abbreviate | omitted.

本実施形態の点灯装置Ａ２は、リセット信号を出力するリセット回路４５を備えている。リセット回路４５は、制御電圧Ｖｃｃの値を監視しており、制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎより大きい値に設定された閾値Ｖｄ（Ｖｍｉｎ＜Ｖｄ＜Ｖｂ）と比較する。そして、リセット回路４５は、制御電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｄ未満である場合にリセット信号の信号レベルをＬ（第１のレベル）に設定し、制御電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｄ以上である場合にリセット信号の信号レベルをＨ（第２のレベル）に設定する。   The lighting device A2 of the present embodiment includes a reset circuit 45 that outputs a reset signal. The reset circuit 45 monitors the value of the control voltage Vcc, and compares the control voltage Vcc with a threshold value Vd (Vmin <Vd <Vb) set to a value larger than the lower limit value Vmin. The reset circuit 45 sets the signal level of the reset signal to L (first level) when the control voltage Vcc is less than the threshold value Vd, and the signal of the reset signal when the control voltage Vcc is equal to or higher than the threshold value Vd. Set the level to H (second level).

制御回路４は、リセット回路４５から入力されるリセット信号の信号レベルがＬからＨに切り替わると、リセット処理を実行して起動し、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御を行う。すなわち、リセット信号は、制御回路４を起動させるトリガーとして機能する。   When the signal level of the reset signal input from the reset circuit 45 is switched from L to H, the control circuit 4 executes a reset process to start and performs switching control of the switching element Q1. That is, the reset signal functions as a trigger for starting the control circuit 4.

また、本実施形態の保護回路９は、スイッチング素子Ｑ６と、スイッチング素子Ｑ６をスイッチング制御する制御回路９１ｂ（第２の制御回路）とで構成されている。制御回路９１ｂは、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８と、抵抗Ｒ９〜Ｒ１２，Ｒ１５，Ｒ１６と、コンデンサＣ３，Ｃ４，Ｃ６とで構成されている。抵抗Ｒ１５，Ｒ１６は直列接続され、コンデンサＣ６は抵抗Ｒ１６に並列接続されており、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の直列回路は、リセット回路４５の出力−回路グランド間に接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ８は、ゲートが抵抗Ｒ１５，Ｒ１６の接続中点に接続されている。すなわち、スイッチング素子Ｑ８は、リセット信号が入力され、リセット信号の信号レベルがＬである場合にオフ状態となり、リセット信号の信号レベルがＨである場合にオン状態となる。他の構成は、実施形態１の制御回路９１ａと同一であるので説明を省略する。   The protection circuit 9 according to the present embodiment includes a switching element Q6 and a control circuit 91b (second control circuit) that controls the switching of the switching element Q6. The control circuit 91b includes switching elements Q7 and Q8, resistors R9 to R12, R15 and R16, and capacitors C3, C4 and C6. The resistors R15 and R16 are connected in series, the capacitor C6 is connected in parallel to the resistor R16, and the series circuit of the resistors R15 and R16 is connected between the output of the reset circuit 45 and the circuit ground. The gate of the switching element Q8 is connected to the connection midpoint between the resistors R15 and R16. That is, the switching element Q8 is turned off when a reset signal is input and the signal level of the reset signal is L, and turned on when the signal level of the reset signal is H. Since other configurations are the same as those of the control circuit 91a of the first embodiment, the description thereof is omitted.

次に、図４（ａ）〜（ｈ）に示す波形図を用いて、電源投入時における保護回路９の動作について説明する。なお、図４（ａ）は入力電圧Ｖｉｎの波形図である。図４（ｂ）は制御電圧Ｖｃｃの波形図である。図４（ｃ）はリセット信号の波形図である。図４（ｄ）はスイッチング素子Ｑ８のドレイン−ソース間電圧（ドレイン電圧Ｖｄｓ８）の波形図である。図４（ｅ）はスイッチング素子Ｑ７のゲート−ソース間電圧（ゲート電圧Ｖｇｓ７）の波形図である。図４（ｆ）はスイッチング素子Ｑ７のドレイン−ソース間電圧（ドレイン電圧Ｖｄｓ７）の波形図である。図４（ｇ）はスイッチング素子Ｑ６のゲート−ソース間電圧（ゲート電圧Ｖｇｓ６）の波形図である。図４（ｈ）はスイッチング素子Ｑ６のドレイン−ソース間電圧（ドレイン電圧Ｖｄｓ６）の波形図である。   Next, the operation of the protection circuit 9 when the power is turned on will be described with reference to the waveform diagrams shown in FIGS. FIG. 4A is a waveform diagram of the input voltage Vin. FIG. 4B is a waveform diagram of the control voltage Vcc. FIG. 4C is a waveform diagram of the reset signal. FIG. 4D is a waveform diagram of the drain-source voltage (drain voltage Vds8) of the switching element Q8. FIG. 4E is a waveform diagram of the gate-source voltage (gate voltage Vgs7) of the switching element Q7. FIG. 4F is a waveform diagram of the drain-source voltage (drain voltage Vds7) of the switching element Q7. FIG. 4G is a waveform diagram of the gate-source voltage (gate voltage Vgs6) of the switching element Q6. FIG. 4H is a waveform diagram of the drain-source voltage (drain voltage Vds6) of the switching element Q6.

まず、スイッチＳＷ１がターンオンされると、コンデンサＣ１の両端間に生成される入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖａまで上昇する。このとき、制御用電源回路６が生成する制御電圧Ｖｃｃは、入力電圧Ｖｉｎより遅れて所定値Ｖｂまで立ち上がる。ここで、制御電圧Ｖｃｃが制御回路４の駆動可能範囲の下限値（下限値Ｖｍｉｎ）に到達するまでの期間（不定期間Ｔｘ）は、制御回路４の制御が不定、すなわちＰＷＭ制御部４１の出力が不定状態となり、スイッチング素子Ｑ１がオンするおそれがある。なお、本実施形態では、不定期間Ｔｘ中においてスイッチング素子Ｑ１がオン状態であるとして説明する。   First, when the switch SW1 is turned on, the input voltage Vin generated between both ends of the capacitor C1 rises to a predetermined value Va. At this time, the control voltage Vcc generated by the control power supply circuit 6 rises to a predetermined value Vb with a delay from the input voltage Vin. Here, during the period (undefined period Tx) until the control voltage Vcc reaches the lower limit value (lower limit value Vmin) of the driveable range of the control circuit 4, the control of the control circuit 4 is undefined, that is, the output of the PWM control unit 41. May become indefinite and the switching element Q1 may be turned on. In the present embodiment, the switching element Q1 is assumed to be in the on state during the indefinite period Tx.

スイッチＳＷ１ターンオン直後は、制御電圧Ｖｃｃがゼロであるので、スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ８はオフ状態となる。すなわち、スイッチング素子Ｑ６によって電流経路Ｋ１が遮断された状態となる。   Immediately after the switch SW1 is turned on, the control voltage Vcc is zero, so that the switching elements Q6 to Q8 are turned off. That is, the current path K1 is blocked by the switching element Q6.

そして、制御電圧Ｖｃｃが増加するにつれて、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７のゲート電圧Ｖｇｓ６，Ｖｇｓ７も増加する。ここで、各スイッチング素子Ｑ６〜Ｑ８がオフ状態である場合、各スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７のゲートには、制御電圧Ｖｃｃの分圧値Ｖ６，Ｖ７が印加される。分圧値Ｖ６，Ｖ７はＶ７＞Ｖ６となるように設定され、各スイッチング素子Ｑ６，Ｑ７がターンオンする閾値Ｖｔｈ６，Ｖｔｈ７は同じ値に設定されている。したがって、まず時間ｔ１においてスイッチング素子Ｑ７のゲート電圧Ｖｇｓ７が閾値Ｖｔｈ７に達し、スイッチング素子Ｑ７がターンオンする（図４（ｅ）（ｆ）参照）。スイッチング素子Ｑ７がターンオンすることで、スイッチング素子Ｑ６のゲートと回路グランドとが短絡されるので、スイッチング素子Ｑ６は強制的にオフ状態となる（図４（ｇ）参照）。すなわち、スイッチング素子Ｑ６によって電流経路Ｋ１が遮断された状態が継続する。   As the control voltage Vcc increases, the gate voltages Vgs6 and Vgs7 of the switching elements Q6 and Q7 also increase. Here, when the switching elements Q6 to Q8 are in the OFF state, the divided values V6 and V7 of the control voltage Vcc are applied to the gates of the switching elements Q6 and Q7. The divided voltage values V6 and V7 are set such that V7> V6, and the threshold values Vth6 and Vth7 at which the switching elements Q6 and Q7 are turned on are set to the same value. Therefore, first, at time t1, the gate voltage Vgs7 of the switching element Q7 reaches the threshold value Vth7, and the switching element Q7 is turned on (see FIGS. 4E and 4F). When the switching element Q7 is turned on, the gate of the switching element Q6 and the circuit ground are short-circuited, so that the switching element Q6 is forcibly turned off (see FIG. 4G). That is, the state where the current path K1 is blocked by the switching element Q6 continues.

そして、制御電圧Ｖｃｃがさらに増加して時間ｔ２に下限値Ｖｍｉｎを上回り、時間ｔ３に制御電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｄに到達する（図４（ｂ）参照）。リセット回路４５は、制御電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｄに到達すると、リセット信号の信号レベルをＬからＨに切り替える（図４（ｃ）参照）。リセット信号の信号レベルがＬからＨに切り替わることによって制御回路４が起動し、ＰＷＭ制御部４１がＰＷＭ信号の信号レベルをＬに維持することで、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に維持する。さらに、リセット信号の信号レベルがＬからＨに切り替わることによって、スイッチング素子Ｑ８がターンオンする（図４（ｄ）参照）。スイッチング素子Ｑ８がターンオンすることで、スイッチング素子Ｑ７のゲートと回路グランドとが短絡され、スイッチング素子Ｑ７がターンオフする（図４（ｅ）（ｆ）参照）。スイッチング素子Ｑ７がターンオフすることによって、スイッチング素子Ｑ６のゲート−回路グランド間の短絡が解除される。すなわち、スイッチング素子Ｑ６の強制オフ状態が解除され、スイッチング素子Ｑ６のゲートに制御電圧Ｖｃｃの分圧値Ｖ６が印加されることでスイッチング素子Ｑ６がターンオンする（図４（ｇ）（ｈ）参照）。スイッチング素子Ｑ６がオンすることによって、スイッチング素子Ｑ１がオンした際に入力電流Ｉｉｎが供給される電流経路Ｋ１が形成される。   Then, the control voltage Vcc further increases and exceeds the lower limit value Vmin at time t2, and the control voltage Vcc reaches the threshold value Vd at time t3 (see FIG. 4B). When the control voltage Vcc reaches the threshold value Vd, the reset circuit 45 switches the signal level of the reset signal from L to H (see FIG. 4C). When the signal level of the reset signal is switched from L to H, the control circuit 4 is activated, and the PWM control unit 41 maintains the signal level of the PWM signal at L, thereby maintaining the switching element Q1 in the off state. Furthermore, when the signal level of the reset signal is switched from L to H, the switching element Q8 is turned on (see FIG. 4D). When the switching element Q8 is turned on, the gate of the switching element Q7 and the circuit ground are short-circuited, and the switching element Q7 is turned off (see FIGS. 4E and 4F). When the switching element Q7 is turned off, the short circuit between the gate of the switching element Q6 and the circuit ground is released. That is, the forced off state of the switching element Q6 is released, and the switching element Q6 is turned on by applying the divided voltage value V6 of the control voltage Vcc to the gate of the switching element Q6 (see FIGS. 4G and 4H). . When the switching element Q6 is turned on, a current path K1 through which the input current Iin is supplied when the switching element Q1 is turned on is formed.

以降は、図示していないが、ＰＷＭ制御部４１がスイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動するスイッチング制御を行い、ブリッジ駆動回路４４がスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５をオン・オフ駆動するスイッチング制御を行うことで、放電灯Ｌａ１を点灯させる。   Thereafter, although not shown, the PWM control unit 41 performs switching control for driving the switching element Q1 on and off, and the bridge driving circuit 44 performs switching control for driving the switching elements Q2 to Q5 on and off. Then, the discharge lamp La1 is turned on.

このように、本実施形態の点灯装置Ａ２は、制御電圧Ｖｃｃに基づいて、二値の信号レベルからなるリセット信号を出力するリセット回路４５を備える。   Thus, the lighting device A2 of the present embodiment includes the reset circuit 45 that outputs a reset signal having a binary signal level based on the control voltage Vcc.

リセット回路４５は、制御電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｄ未満である場合にリセット信号の信号レベルをＬ（第１のレベル）に設定し、制御電圧Ｖｃｃが閾値Ｖｄ以上である場合にリセット信号の信号レベルをＨ（第２のレベル）に設定する。   The reset circuit 45 sets the signal level of the reset signal to L (first level) when the control voltage Vcc is less than the threshold value Vd, and sets the signal level of the reset signal when the control voltage Vcc is equal to or greater than the threshold value Vd. Set to H (second level).

制御回路４（第１の制御回路）は、リセット信号が入力され、リセット信号の信号レベルがＬである場合にスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御を停止し、リセット信号の信号レベルがＨである場合にスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御を行う。   The control circuit 4 (first control circuit) stops the switching control of the switching element Q1 when the reset signal is input and the signal level of the reset signal is L, and when the signal level of the reset signal is H Switching control of the switching element Q1 is performed.

制御回路９１ｂ（第２の制御回路）は、リセット信号が入力され、リセット信号の信号レベルがＬである場合にスイッチング素子Ｑ１をオフ状態にする強制オフモードを実行し、リセット信号の信号レベルがＨである場合に強制オフモードを解除する。   When the reset signal is input and the signal level of the reset signal is L, the control circuit 91b (second control circuit) executes the forced-off mode in which the switching element Q1 is turned off, and the signal level of the reset signal is When it is H, the forced off mode is canceled.

このように、本実施形態では、電源投入時において制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎ未満である不定期間Ｔｘ中は、電流経路Ｋ１に介挿されたスイッチング素子Ｑ６を強制的にオフ状態にする強制オフモードを行う。そして、制御回路４が起動してスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御が可能となった状態で、スイッチング素子Ｑ６を強制的にオフ状態にする強制オフモードを解除し、スイッチング素子Ｑ６がオンされる。これにより、不定期間Ｔｘ中にスイッチング素子Ｑ１がオンしても、スイッチング素子Ｑ６によって電流経路Ｋ１が遮断されているので、バッテリーＥ１から過電流が供給されることを防止し、ヒューズＦ１の溶断も防止することができる。   As described above, in the present embodiment, during the indefinite period Tx when the control voltage Vcc is less than the lower limit value Vmin when the power is turned on, the switching element Q6 inserted in the current path K1 is forcibly turned off. Do the mode. Then, in the state where the control circuit 4 is activated and the switching control of the switching element Q1 is possible, the forced off mode for forcibly turning off the switching element Q6 is canceled, and the switching element Q6 is turned on. As a result, even if the switching element Q1 is turned on during the indefinite period Tx, the current path K1 is interrupted by the switching element Q6, so that an overcurrent is prevented from being supplied from the battery E1, and the fuse F1 is blown. Can be prevented.

さらに、本実施形態では、リセット信号を制御回路４の起動とスイッチング素子Ｑ６のターンオンとのトリガーに用いているので、制御回路４が起動するタイミングとスイッチング素子Ｑ６をターンオンさせるタイミングとを同期させることができる。   Furthermore, in this embodiment, since the reset signal is used as a trigger for starting the control circuit 4 and turning on the switching element Q6, the timing at which the control circuit 4 is started and the timing at which the switching element Q6 is turned on are synchronized. Can do.

（実施形態３）
本実施形態の点灯装置Ａ３の回路構成図を図５に示す。実施形態１，２の点灯装置Ａ１，Ａ２は、コンバータ回路１を構成するスイッチング素子Ｑ１とは別体のスイッチング素子Ｑ６を強制的にオフ状態にすることで電源投入時における過電流を保護していた。一方、本実施形態の点灯装置Ａ３は、スイッチング素子Ｑ１がコンバータ回路１と保護回路９とを兼用しており、不定期間Ｔｘにスイッチング素子Ｑ１を強制的にオフ状態にすることで、電源投入時における過電流を保護することに特徴を有する。なお、実施形態２と同一構成には、同一符号を付して説明を省略する。 (Embodiment 3)
FIG. 5 shows a circuit configuration diagram of the lighting device A3 of the present embodiment. The lighting devices A1 and A2 of Embodiments 1 and 2 protect the overcurrent when the power is turned on by forcibly turning off the switching element Q6 separate from the switching element Q1 constituting the converter circuit 1. It was. On the other hand, in the lighting device A3 according to the present embodiment, the switching element Q1 serves as both the converter circuit 1 and the protection circuit 9, and the switching element Q1 is forcibly turned off during the indefinite period Tx. It has the feature in protecting the overcurrent in. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the structure same as Embodiment 2, and description is abbreviate | omitted.

本実施形態の保護回路９は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御する制御回路９１ｃ（第２の制御回路）とで構成されている。制御回路９１ｃは、ＰＷＭ制御部４１−ドライブ回路５間に接続されており、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ３と、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ９と、抵抗Ｒ１７とで構成されている。トランジスタＴｒ３は、コレクタがＰＷＭ制御部４１の出力とドライブ回路５の入力（抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続中点）との接続点Ｐ１に接続され、エミッタが回路グランドに接続され、ベースが抵抗Ｒ１７を介して制御用電源回路６の出力に接続されている。スイッチング素子Ｑ９は、ドレインがトランジスタＴｒ３のベースに接続され、ソースが回路グランドに接続され、ゲートがリセット回路４５の出力に接続されている。   The protection circuit 9 according to this embodiment includes a switching element Q1 and a control circuit 91c (second control circuit) that controls the switching of the switching element Q1. The control circuit 91c is connected between the PWM control unit 41 and the drive circuit 5, and includes an NPN transistor Tr3, a switching element Q9 made of an n-channel MOSFET, and a resistor R17. The transistor Tr3 has a collector connected to a connection point P1 between the output of the PWM control unit 41 and the input of the drive circuit 5 (the connection midpoint of the resistors R5 and R6), an emitter connected to the circuit ground, and a base connected to the resistor R17. To the output of the control power supply circuit 6. The switching element Q9 has a drain connected to the base of the transistor Tr3, a source connected to the circuit ground, and a gate connected to the output of the reset circuit 45.

また、本実施形態のリセット回路４５は、制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎ（閾値）未満である場合にリセット信号の信号レベルをＬに設定し、制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎ以上である場合にリセット信号の信号レベルをＨに設定するように構成されている。   The reset circuit 45 of the present embodiment sets the signal level of the reset signal to L when the control voltage Vcc is less than the lower limit value Vmin (threshold), and resets when the control voltage Vcc is equal to or higher than the lower limit value Vmin. The signal level of the signal is set to H.

次に、図６（ａ）〜（ｅ）に示す波形図を用いて、電源投入時における保護回路９の動作について説明する。なお、図６（ａ）は入力電圧Ｖｉｎの波形図である。図６（ｂ）は制御電圧Ｖｃｃの波形図である。図６（ｃ）はリセット信号の波形図である。図６（ｄ）はＰＷＭ制御部４１の出力とドライブ回路５の入力との接続点Ｐ１の電圧波形図である。図６（ｅ）はスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧（ゲート電圧Ｖｇｓ１）の波形図である。   Next, the operation of the protection circuit 9 when the power is turned on will be described with reference to the waveform diagrams shown in FIGS. FIG. 6A is a waveform diagram of the input voltage Vin. FIG. 6B is a waveform diagram of the control voltage Vcc. FIG. 6C is a waveform diagram of the reset signal. FIG. 6D is a voltage waveform diagram at the connection point P1 between the output of the PWM control unit 41 and the input of the drive circuit 5. FIG. 6E is a waveform diagram of the gate-source voltage (gate voltage Vgs1) of the switching element Q1.

まず、スイッチＳＷ１がターンオンされると、コンデンサＣ１の両端間に生成される入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖａまで上昇する。このとき、制御用電源回路６が生成する制御電圧Ｖｃｃは、入力電圧Ｖｉｎより遅れて所定値Ｖｂまで立ち上がる。ここで、制御電圧Ｖｃｃが制御回路４の駆動可能範囲の下限値（下限値Ｖｍｉｎ）に到達するまでの期間（不定期間Ｔｘ）は、制御回路４の制御が不定、すなわちＰＷＭ制御部４１の出力が不定状態となり、スイッチング素子Ｑ１がオンするおそれがある。   First, when the switch SW1 is turned on, the input voltage Vin generated between both ends of the capacitor C1 rises to a predetermined value Va. At this time, the control voltage Vcc generated by the control power supply circuit 6 rises to a predetermined value Vb with a delay from the input voltage Vin. Here, during the period (undefined period Tx) until the control voltage Vcc reaches the lower limit value (lower limit value Vmin) of the driveable range of the control circuit 4, the control of the control circuit 4 is undefined, that is, the output of the PWM control unit 41. May become indefinite and the switching element Q1 may be turned on.

ここで、制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎに到達するまでは、リセット信号の信号レベルがＬであるので、スイッチング素子Ｑ９がオフ状態となる（図６（ｃ）参照）。したがって、制御用電源回路６から抵抗Ｒ１７を介してトランジスタＴｒ３にベース電流が供給されるので、トランジスタＴｒ３がオンし、接続点Ｐ１が回路グランドに短絡される（図６（ｄ）参照）。すなわち、ドライブ回路５の入力が回路グランドに短絡されるので、制御回路４の不定期間Ｔｘ中であってもスイッチング素子Ｑ１が強制的にオフされた状態となる。   Here, since the signal level of the reset signal is L until the control voltage Vcc reaches the lower limit value Vmin, the switching element Q9 is turned off (see FIG. 6C). Accordingly, since the base current is supplied from the control power supply circuit 6 to the transistor Tr3 via the resistor R17, the transistor Tr3 is turned on, and the connection point P1 is short-circuited to the circuit ground (see FIG. 6D). That is, since the input of the drive circuit 5 is short-circuited to the circuit ground, the switching element Q1 is forcibly turned off even during the indefinite period Tx of the control circuit 4.

そして、制御電圧Ｖｃｃが増加して時間ｔ１１において下限値Ｖｍｉｎに到達する。リセット回路４５は、制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎに到達すると、リセット信号の信号レベルをＬからＨに切り替える（図６（ｃ）参照）。リセット信号の信号レベルがＬからＨに切り替わることによって、スイッチング素子Ｑ９がターンオンする。スイッチング素子Ｑ９がターンオンすることによって、トランジスタＴｒ３がターンオフし、接続点Ｐ１と回路グランドとの短絡状態が解除される。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態に維持する強制オフモードが解除される。さらに、リセット信号の信号レベルがＬからＨに切り替わることによって制御回路４が起動する。ＰＷＭ制御部４１は、ＰＷＭ信号の信号レベルをＬに維持することで、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態が継続される。そして、ＰＷＭ制御部４１は、所定期間スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に維持した後、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動することで、放電灯Ｌａ１を点灯させる（図６（ｄ）（ｅ）参照）。   Then, the control voltage Vcc increases and reaches the lower limit value Vmin at time t11. When the control voltage Vcc reaches the lower limit value Vmin, the reset circuit 45 switches the signal level of the reset signal from L to H (see FIG. 6C). When the signal level of the reset signal is switched from L to H, the switching element Q9 is turned on. When the switching element Q9 is turned on, the transistor Tr3 is turned off, and the short circuit state between the connection point P1 and the circuit ground is released. That is, the forced off mode for maintaining the switching element Q1 in the off state is canceled. Further, when the signal level of the reset signal is switched from L to H, the control circuit 4 is activated. The PWM control unit 41 maintains the signal level of the PWM signal at L, so that the switching element Q1 is kept off. Then, after maintaining the switching element Q1 in the OFF state for a predetermined period, the PWM control unit 41 lights the discharge lamp La1 by driving the switching element Q1 on and off (see FIGS. 6D and 6E). .

このように、本実施形態では、電源投入時において制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎ未満である不定期間Ｔｘ中は、スイッチング素子Ｑ１を強制的にオフ状態にする強制オフモードを行う。そして、制御回路４が起動してスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御が可能となった状態で、強制オフモードを解除する。これにより、不定期間Ｔｘ中にスイッチング素子Ｑ１がオンすることが防止されるので、バッテリーＥ１から過電流が供給されることを防止し、ヒューズＦ１の溶断も防止することができる。   As described above, in this embodiment, during the indefinite period Tx when the control voltage Vcc is less than the lower limit value Vmin when the power is turned on, the forced-off mode is performed in which the switching element Q1 is forcibly turned off. Then, the forced off mode is canceled in a state where the control circuit 4 is activated and the switching control of the switching element Q1 is possible. Accordingly, the switching element Q1 is prevented from being turned on during the indefinite period Tx, so that an overcurrent is prevented from being supplied from the battery E1, and the fuse F1 can be prevented from being blown.

さらに、本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１がコンバータ回路１と保護回路９とを兼用しているので、部品点数を削減しコストを抑制することができる。   Furthermore, in this embodiment, since the switching element Q1 serves as both the converter circuit 1 and the protection circuit 9, the number of parts can be reduced and the cost can be suppressed.

（実施形態４）
本実施形態の点灯装置Ａ４の回路構成図を図７に示す。実施形態３の点灯装置Ａ３は、ドライブ回路５の入力側に制御回路９１ｃが接続されていたのに対し、本実施形態の点灯装置Ａ４は、ドライブ回路５の出力側に制御回路９１ｄが接続されていることに特徴を有する。なお、実施形態３と同一構成には、同一符号を付して説明を省略する。 (Embodiment 4)
The circuit block diagram of lighting device A4 of this embodiment is shown in FIG. In the lighting device A3 of the third embodiment, the control circuit 91c is connected to the input side of the drive circuit 5, whereas in the lighting device A4 of the present embodiment, the control circuit 91d is connected to the output side of the drive circuit 5. It has the feature in being. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same structure as Embodiment 3, and description is abbreviate | omitted.

本実施形態の保護回路９は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御する制御回路９１ｄ（第２の制御回路）とで構成されている。なお、スイッチング素子Ｑ１は、コンバータ回路１と保護回路９とを兼用している。制御回路９１ｄは、ドライブ回路５−コンバータ回路１間に接続されており、ＮＰＮ型のトランジスタＴｒ４と、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１０と、抵抗Ｒ１８とで構成されている。トランジスタＴｒ４は、コレクタがドライブ回路５の出力（トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の接続中点）と抵抗Ｒ７との接続点Ｐ２に接続され、エミッタが回路グランドに接続され、ベースが抵抗Ｒ１８を介して制御用電源回路６の出力に接続されている。スイッチング素子Ｑ１０は、ドレインがトランジスタＴｒ４のベースに接続され、ソースが回路グランドに接続され、ゲートがリセット回路４５の出力に接続されている。   The protection circuit 9 according to this embodiment includes a switching element Q1 and a control circuit 91d (second control circuit) that controls the switching of the switching element Q1. Note that the switching element Q1 serves as both the converter circuit 1 and the protection circuit 9. The control circuit 91d is connected between the drive circuit 5 and the converter circuit 1, and includes an NPN transistor Tr4, a switching element Q10 formed of an n-channel MOSFET, and a resistor R18. In the transistor Tr4, the collector is connected to the connection point P2 between the output of the drive circuit 5 (the connection midpoint of the transistors Tr1 and Tr2) and the resistor R7, the emitter is connected to the circuit ground, and the base is used for control via the resistor R18. It is connected to the output of the power supply circuit 6. The switching element Q10 has a drain connected to the base of the transistor Tr4, a source connected to the circuit ground, and a gate connected to the output of the reset circuit 45.

次に、図８（ａ）〜（ｅ）に示す波形図を用いて、電源投入時における保護回路９の動作について説明する。なお、図８（ａ）は入力電圧Ｖｉｎの波形図である。図８（ｂ）は制御電圧Ｖｃｃの波形図である。図８（ｃ）はリセット信号の波形図である。図８（ｄ）はスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧（ゲート電圧Ｖｇｓ１）の波形図である。   Next, the operation of the protection circuit 9 when the power is turned on will be described with reference to the waveform diagrams shown in FIGS. FIG. 8A is a waveform diagram of the input voltage Vin. FIG. 8B is a waveform diagram of the control voltage Vcc. FIG. 8C is a waveform diagram of the reset signal. FIG. 8D is a waveform diagram of the gate-source voltage (gate voltage Vgs1) of the switching element Q1.

まず、スイッチＳＷ１がターンオンされると、コンデンサＣ１の両端間に生成される入力電圧Ｖｉｎが所定値Ｖａまで上昇する。このとき、制御用電源回路６が生成する制御電圧Ｖｃｃは、入力電圧Ｖｉｎより遅れて所定値Ｖｂまで立ち上がる。ここで、制御電圧Ｖｃｃが制御回路４の駆動可能範囲の下限値（下限値Ｖｍｉｎ）に到達するまでの期間（不定期間Ｔｘ）は、制御回路４の制御が不定、すなわちＰＷＭ制御部４１の出力が不定状態となり、スイッチング素子Ｑ１がオンするおそれがある。   First, when the switch SW1 is turned on, the input voltage Vin generated between both ends of the capacitor C1 rises to a predetermined value Va. At this time, the control voltage Vcc generated by the control power supply circuit 6 rises to a predetermined value Vb with a delay from the input voltage Vin. Here, during the period (undefined period Tx) until the control voltage Vcc reaches the lower limit value (lower limit value Vmin) of the driveable range of the control circuit 4, the control of the control circuit 4 is undefined, that is, the output of the PWM control unit 41. May become indefinite and the switching element Q1 may be turned on.

ここで、制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎに到達するまでは、リセット信号の信号レベルがＬであるので、スイッチング素子Ｑ１０がオフ状態となる（図８（ｃ）参照）。したがって、制御用電源回路６から抵抗Ｒ１８を介してトランジスタＴｒ４にベース電流が供給されるので、トランジスタＴｒ４がオンし、接続点Ｐ２が回路グランドに短絡される（図８（ｄ）参照）。すなわち、ドライブ回路５の出力（スイッチング素子Ｑ１のゲート）が回路グランドに短絡されるので、制御回路４の不定期間Ｔｘ中であってもスイッチング素子Ｑ１が強制的にオフされた状態となる。   Here, since the signal level of the reset signal is L until the control voltage Vcc reaches the lower limit value Vmin, the switching element Q10 is turned off (see FIG. 8C). Therefore, since the base current is supplied from the control power supply circuit 6 to the transistor Tr4 via the resistor R18, the transistor Tr4 is turned on and the connection point P2 is short-circuited to the circuit ground (see FIG. 8D). In other words, since the output of the drive circuit 5 (the gate of the switching element Q1) is short-circuited to the circuit ground, the switching element Q1 is forcibly turned off even during the indefinite period Tx of the control circuit 4.

そして、制御電圧Ｖｃｃが増加して時間ｔ１１において下限値Ｖｍｉｎに到達する。リセット回路４５は、制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎに到達すると、リセット信号の信号レベルをＬからＨに切り替える（図８（ｃ）参照）。リセット信号の信号レベルがＬからＨに切り替わることによって、スイッチング素子Ｑ１０がターンオンする。スイッチング素子Ｑ１０がターンオンすることによって、トランジスタＴｒ４がターンオフし、ドライブ回路５の出力（スイッチング素子Ｑ１のゲート）と回路グランドとの短絡状態が解除される。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のオフ状態に維持する強制オフモードが解除される。さらに、リセット信号の信号レベルがＬからＨに切り替わることによって制御回路４が起動する。ＰＷＭ制御部４１は、ＰＷＭ信号の信号レベルをＬに維持することで、スイッチング素子Ｑ１をオフ状態が継続される。そして、ＰＷＭ制御部４１は、所定期間スイッチング素子Ｑ１をオフ状態に維持した後、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ駆動することで、放電灯Ｌａ１を点灯させる（図８（ｄ）参照）。   Then, the control voltage Vcc increases and reaches the lower limit value Vmin at time t11. When the control voltage Vcc reaches the lower limit value Vmin, the reset circuit 45 switches the signal level of the reset signal from L to H (see FIG. 8C). When the signal level of the reset signal is switched from L to H, the switching element Q10 is turned on. When the switching element Q10 is turned on, the transistor Tr4 is turned off, and the short circuit state between the output of the drive circuit 5 (the gate of the switching element Q1) and the circuit ground is released. That is, the forced off mode for maintaining the switching element Q1 in the off state is canceled. Further, when the signal level of the reset signal is switched from L to H, the control circuit 4 is activated. The PWM control unit 41 maintains the signal level of the PWM signal at L, so that the switching element Q1 is kept off. Then, after maintaining the switching element Q1 in the OFF state for a predetermined period, the PWM control unit 41 lights the discharge lamp La1 by driving the switching element Q1 on and off (see FIG. 8D).

このように、本実施形態では、電源投入時において制御電圧Ｖｃｃが下限値Ｖｍｉｎ未満である不定期間Ｔｘ中は、スイッチング素子Ｑ１を強制的にオフ状態にする強制オフモードを行う。そして、制御回路４が起動してスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御が可能となった状態で、強制オフモードを解除する。これにより、不定期間Ｔｘ中にスイッチング素子Ｑ１がオンすることが防止されるので、バッテリーＥ１から過電流が供給されることを防止し、ヒューズＦ１の溶断も防止することができる。   As described above, in this embodiment, during the indefinite period Tx when the control voltage Vcc is less than the lower limit value Vmin when the power is turned on, the forced-off mode is performed in which the switching element Q1 is forcibly turned off. Then, the forced off mode is canceled in a state where the control circuit 4 is activated and the switching control of the switching element Q1 is possible. Accordingly, the switching element Q1 is prevented from being turned on during the indefinite period Tx, so that an overcurrent is prevented from being supplied from the battery E1, and the fuse F1 can be prevented from being blown.

さらに、本実施形態では、制御回路９１ｄがスイッチング素子Ｑ１のゲートと回路グランドとを短絡させている。すなわち、制御回路９１ｄが直接スイッチング素子Ｑ１を強制的にオフ状態にするので、電源投入時に過電流が供給されることをよく確実に防止することができる。   Further, in the present embodiment, the control circuit 91d short-circuits the gate of the switching element Q1 and the circuit ground. In other words, since the control circuit 91d forcibly turns off the switching element Q1 directly, it is possible to reliably prevent the overcurrent from being supplied when the power is turned on.

なお、実施形態１〜４の点灯装置Ａ１〜Ａ４は、光源として放電灯Ｌａ１が用いられているが、図９に示す点灯装置Ａ５のように複数の発光ダイオードＬｄ１からなるＬＥＤ（LightEmitting Diode）モジュールＬａ２を光源として用いてもよい。点灯装置Ａ５は、直流の出力電圧ＶｏをＬＥＤモジュール２に供給する構成であるため、点灯装置Ａ４からインバータ回路２，イグナイタ回路３，ブリッジ駆動回路４４が省略されている。また、コンバータ回路１のトランスＴ１は、一次巻線ｎ１の一端と二次巻線ｎ２の一端とが接続されており、一次巻線ｎ１と二次巻線ｎ２との接続点にスイッチング素子Ｑ１のドレインが接続された構成となっている。そして、コンバータ回路１が出力する直流の出力電圧ＶｏがＬＥＤモジュールＬａ２に印加されることで、各発光ダイオードＬｄ１に出力電流Ｉｏが流れて発光する。   In the lighting devices A1 to A4 of the first to fourth embodiments, the discharge lamp La1 is used as a light source. However, an LED (Light Emitting Diode) module including a plurality of light emitting diodes Ld1 as in the lighting device A5 illustrated in FIG. La2 may be used as a light source. Since the lighting device A5 is configured to supply the DC output voltage Vo to the LED module 2, the inverter circuit 2, the igniter circuit 3, and the bridge drive circuit 44 are omitted from the lighting device A4. The transformer T1 of the converter circuit 1 has one end of the primary winding n1 and one end of the secondary winding n2 connected to each other, and the switching element Q1 is connected to the connection point between the primary winding n1 and the secondary winding n2. The drain is connected. Then, when the direct-current output voltage Vo output from the converter circuit 1 is applied to the LED module La2, the output current Io flows through each light emitting diode Ld1 to emit light.

また、実施形態１〜４の点灯装置Ａ１〜Ａ５と、点灯装置Ａ１〜Ａ５のいずれかによって点灯される光源（放電灯Ｌａ１またはＬＥＤモジュールＬａ２）とで照明器具を構成することができる。さらに、この照明器具を車両に搭載することで、車両用前照灯装置Ｂ１を構成することができる。図１０に示す例では、車両Ｃａ１は、点灯装置Ａ１と、この点灯装置Ａ１によって点灯され車両Ｃａ１の前照灯として機能する放電灯Ｌａ１とで構成された車両用前照灯装置Ｂ１を備えている。車両用前照灯装置Ｂ１は、車両Ｃａ１の前側における左右両側端に設けられており、電源投入時における過電流を防止することができる。   Moreover, a lighting fixture can be comprised by lighting device A1-A5 of Embodiment 1-4 and the light source (discharge lamp La1 or LED module La2) lighted by either lighting device A1-A5. Furthermore, the vehicle headlamp device B1 can be configured by mounting the lighting fixture on the vehicle. In the example shown in FIG. 10, the vehicle Ca1 includes a vehicle headlamp device B1 that includes a lighting device A1 and a discharge lamp La1 that is turned on by the lighting device A1 and functions as a headlamp of the vehicle Ca1. Yes. The vehicle headlamp device B1 is provided at the left and right ends of the front side of the vehicle Ca1, and can prevent overcurrent when the power is turned on.

以上の実施形態で開示した構成は一例であり、これに限定するものではなく、発明が意図する動作概念が同じであれば構成を限定するものではない。   The configuration disclosed in the above embodiment is an example, and the configuration is not limited thereto. The configuration is not limited as long as the operation concept intended by the invention is the same.

１ ＤＣ−ＤＣコンバータ回路（電力変換回路）
２ ＤＣ−ＡＣインバータ回路
３ イグナイタ回路
４ 制御回路（第１の制御回路）
４１ ＰＷＭ制御部
５ ドライブ回路
６ 制御用電源回路
７ 電圧検出回路
８ 電流検出回路
９ 保護回路
９１ 制御回路（第２の制御回路）
Ｅ１ バッテリー（直流電源）
Ｑ１ スイッチング素子（第１のスイッチング素子）
Ｑ６ スイッチング素子（第２のスイッチング素子）
Ｌａ１ 放電灯（光源） 1 DC-DC converter circuit (power conversion circuit)
2 DC-AC inverter circuit 3 Igniter circuit 4 Control circuit (first control circuit)
41 PWM control unit 5 drive circuit 6 control power supply circuit 7 voltage detection circuit 8 current detection circuit 9 protection circuit 91 control circuit (second control circuit)
E1 battery (DC power supply)
Q1 switching element (first switching element)
Q6 Switching element (second switching element)
La1 discharge lamp (light source)

Claims (7)

第１のスイッチング素子を有し、当該第１のスイッチング素子がオンされることで直流電源から直流電流が供給される電流経路が形成され、前記第１のスイッチング素子がオン・オフ駆動されることで前記直流電源から供給される直流電圧を所望の電圧に変換して光源に供給する電力変換回路と、
前記第１のスイッチング素子をオン・オフ駆動するスイッチング制御を行う第１の制御回路と、
前記直流電源から供給される直流電圧から前記第１の制御回路の駆動電源を生成する制御用電源回路と、
前記電流経路を導通または遮断する第２のスイッチング素子および、当該第２のスイッチング素子をスイッチング制御する第２の制御回路からなる保護回路とを備え、
前記第１の制御回路は、前記制御用電源回路が生成する制御電圧が所定値未満である場合に前記スイッチング制御を停止し、前記制御電圧が前記所定値以上である場合に前記スイッチング制御を行い、
前記第２の制御回路は、前記制御電圧が前記所定値以上に設定された閾値未満である場合に前記第２のスイッチング素子をオフ状態に維持する強制オフモードを実行し、前記制御電圧が前記閾値以上である場合に前記強制オフモードを解除する
ことを特徴とする点灯装置。 A first switching element is provided, and when the first switching element is turned on, a current path through which a direct current is supplied from a DC power supply is formed, and the first switching element is driven on / off. A power conversion circuit for converting a DC voltage supplied from the DC power source into a desired voltage and supplying the converted voltage to the light source
A first control circuit for performing switching control for driving on and off the first switching element;
A control power supply circuit that generates a drive power supply for the first control circuit from a DC voltage supplied from the DC power supply;
A second switching element that conducts or cuts off the current path, and a protection circuit that includes a second control circuit that performs switching control of the second switching element;
The first control circuit stops the switching control when the control voltage generated by the control power supply circuit is less than a predetermined value, and performs the switching control when the control voltage is greater than or equal to the predetermined value. ,
The second control circuit executes a forced off mode for maintaining the second switching element in an off state when the control voltage is less than a threshold value set to be equal to or higher than the predetermined value, and the control voltage is The forced-off mode is canceled when it is equal to or greater than a threshold value. 前記制御電圧に基づいて、二値の信号レベルからなるリセット信号を出力するリセット回路を備え、
前記リセット回路は、前記制御電圧が前記閾値未満である場合に前記リセット信号の信号レベルを第１のレベルに設定し、前記制御電圧が前記閾値以上である場合に前記リセット信号の信号レベルを第２のレベルに設定し、
前記第１の制御回路は、前記リセット信号が入力され、前記リセット信号の信号レベルが前記第１のレベルである場合に前記スイッチング制御を停止し、前記リセット信号の信号レベルが前記第２のレベルである場合に前記スイッチング制御を行い、
前記第２の制御回路は、前記リセット信号が入力され、前記リセット信号の信号レベルが前記第１のレベルである場合に前記強制オフモードを実行し、前記リセット信号の信号レベルが前記第２のレベルである場合に前記強制オフモードを解除する
ことを特徴とする請求項１記載の点灯装置。 A reset circuit that outputs a reset signal having a binary signal level based on the control voltage,
The reset circuit sets the signal level of the reset signal to a first level when the control voltage is less than the threshold, and sets the signal level of the reset signal when the control voltage is equal to or higher than the threshold. Set to level 2,
The first control circuit stops the switching control when the reset signal is input and the signal level of the reset signal is the first level, and the signal level of the reset signal is the second level. When the switching control is performed,
The second control circuit executes the forced off mode when the reset signal is input and the signal level of the reset signal is the first level, and the signal level of the reset signal is the second level. The lighting device according to claim 1, wherein the forced-off mode is canceled when the level is reached. 前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とを兼用する
ことを特徴とする請求項１または２記載の点灯装置。 The lighting device according to claim 1 or 2, wherein the first switching element and the second switching element are also used. 前記光源は、放電灯または発光ダイオードからなる
ことを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか１項に記載の点灯装置。 The lighting device according to any one of claims 1 to 3, wherein the light source includes a discharge lamp or a light emitting diode. 請求項１乃至４のうちいずれか１項に記載の点灯装置と、
前記点灯装置によって点灯される光源とを備える
ことを特徴とする照明器具。 The lighting device according to any one of claims 1 to 4,
A light source that is turned on by the lighting device. 請求項１乃至４のうちいずれか１項に記載の点灯装置と、
車両の前照灯からなり、前記点灯装置によって点灯される光源とを備える
ことを特徴とする車両用前照灯装置。 The lighting device according to any one of claims 1 to 4,
A vehicle headlamp device comprising: a light source that includes a vehicle headlamp and is turned on by the lighting device. 請求項１乃至４のうちいずれか１項に記載の点灯装置と、
前記点灯装置によって点灯される光源とを備える
ことを特徴とする車両。 The lighting device according to any one of claims 1 to 4,
And a light source that is turned on by the lighting device.
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