JP6074589B2 - Blower - Google Patents
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Description
本発明は、工場設備や商業設備などの商業用三相交流の任意の2線に接続して使用する送風機において三相不平衡状態を起こさずに平滑回路の消費電力低減に関するものである。 The present invention relates to reduction of power consumption of a smoothing circuit without causing a three-phase unbalanced state in a blower used by connecting to any two wires of commercial three-phase alternating current such as factory equipment and commercial equipment.
従来、この種の商業用三相交流の任意の2線に接続して使用する送風機は、三相交流より取り出した単相交流を直流電圧に変換する平滑回路において、平滑コンデンサーに充電される導通角の狭い充電電流をリアクトルによって電流平滑し充電電流の導通角を広げる方法が知られている。 Conventionally, a blower used by connecting to any two wires of this type of commercial three-phase alternating current is a smoothing circuit that converts a single-phase alternating current extracted from the three-phase alternating current into a direct current voltage, and is connected to a smoothing capacitor. A method is known in which a charging current having a narrow angle is smoothed by a reactor and the conduction angle of the charging current is increased.
以下、その送風機について図7、図8、図9を参照しながら説明する。 Hereinafter, the blower will be described with reference to FIGS. 7, 8, and 9.
図7(a)に示すように、工場設備や商業設備などに用いられる商業用三相交流電源101の任意の2線間の単相交流電源102に単相として接続された送風機103は、図7(b)のように、交流電圧を直流電圧に変換する平滑回路104から出力される直流電圧Vをインバーター105によってファンモーター106を駆動している。ここで、単相交流電源102をダイオードブリッジ107にて全波整流し、平滑コンデンサー108に充電される充電電流Icは、単相交流電圧102と前記ダイオードブリッジ107との間に接続したリアクトル109により平滑されている。これらの電気的な関係を図8に示した動作波形例を用いて説明すると、リアクトル109が挿入されていない場合を図8(a)で表し、ダイオードブリッジ107で全波整流された点線で示す全波整流電圧波形Eとファンモーター106の動作に応じて充放電される平滑コンデンサー108の直流電圧Vを実線で示す。このときの充電電流Icは尖塔的であり、ア部で示す部分は、単相交流電源102が途中の配線の持つインピーダンスにより、この単相交流電圧102の正弦波のピーク値付近が電圧降下して歪んだ状態を示している。一方、リアクトル109が挿入された平滑回路104の状態を図8(b)に示し、リアクトル109を挿入することによって平滑コンデンサー108への充電電流ICLは、導通角が広がってピーク値も下がった形状となり、単相交流電源102の目立った電圧降下が抑制されて正弦波波形を維持し、商業用三相交流電源101の平衡が取れた状態としている。
As shown in FIG. 7 (a), a
また、この種の送風機ではないが単相交流を直流電圧に変換する平滑回路にリアクトルを備えた洗濯乾燥機では、軽負荷時にはリアクトルに流れる充電電流を迂回しているものもある(例えば、特許文献1参照)。 In addition, some washing and drying machines that are not this type of blower but have a reactor in a smoothing circuit that converts single-phase alternating current to direct current voltage bypass the charging current that flows through the reactor at light loads (for example, patents) Reference 1).
以下、その趣旨を用いて送風機として図9を参照しながら説明する。 Hereinafter, it will be described with reference to FIG.
図に示すように、リアクトル109を用いずとも電源高調波電流規制(例えばIEC610003−2)を満足できる負荷の消費電力が小さい場合である単相交流電源102に流れる電源高調波電流が小さい軽負荷状態を電流検出手段110にて判断した場合にリアクトル109に並列に接続したスイッチ素子111をオンすることにより前記リアクトル109に流れる充電電流をこのスイッチ素子111に迂回して流すことによりリアクトル109の抵抗成分で消費される電力損失を抑えている。
As shown in the figure, a light load with a small power supply harmonic current flowing through the single-phase
このような従来の商業用三相交流の任意の2線間の単相交流電圧に接続して使用する送風機では、この単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形を乱すことは必然的に前記商業用三相交流の各相間電圧が乱れることとなる。これは、前記商業用三相交流の系統に接続された機器の動作不具合、例えば、三相電圧を直接入力する産業用の三相交流誘導電動機からの異音の発生など、の原因となり得て、前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形を乱すことなく動作することが求められていた。 In such a conventional blower used by connecting to a single-phase AC voltage between any two wires of commercial three-phase AC, it is inevitable that the waveform near the peak value of the sine wave of this single-phase AC voltage is disturbed. In addition, the inter-phase voltage of the commercial three-phase alternating current is disturbed. This can be a cause of malfunctions of equipment connected to the commercial three-phase AC system, for example, generation of abnormal noise from an industrial three-phase AC induction motor that directly inputs a three-phase voltage. Therefore, it has been required to operate without disturbing the waveform near the peak value of the sine wave of the single-phase AC voltage.
また、従来の技術を商業用三相交流の任意の2線に接続して使用する送風機に適用した場合には、平滑回路に備えたリアクトルは、重負荷状態と判定されると、常に接続された構成となってしまう。リアクトルは常に接続されているので、単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪は抑制されて正弦波波形を維持し、前記商業用三相交流の平衡が取れた状態となっている。しかし、常に前記リアクトルに電流が流れており、リアクトルが持つ抵抗成分によって常に電力消費をしており、近年の省電力化の要請に対し、十分応えられていないという課題を有していた。 In addition, when the conventional technology is applied to a blower that is used by connecting to any two wires of commercial three-phase alternating current, the reactor provided in the smoothing circuit is always connected when it is determined to be in a heavy load state. It will become the composition. Since the reactor is always connected, the waveform distortion near the peak value of the sine wave of the single-phase AC voltage is suppressed, the sine wave waveform is maintained, and the commercial three-phase AC is balanced. . However, current always flows through the reactor, and power is constantly consumed by the resistance component of the reactor, and there has been a problem that the recent demand for power saving has not been sufficiently met.
そこで本発明は、上記従来の課題を解決するものであり、商業用三相交流電源の平衡を維持した状態で低消費電力を図る簡単な構成の送風機を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention solves the above-described conventional problems, and an object thereof is to provide a blower having a simple configuration that achieves low power consumption while maintaining the balance of a commercial three-phase AC power supply.
そして、この目的を達成するために、本発明は、商業用三相交流の任意の2線に接続された、単相交流電圧を全波整流ブリッジ回路と平滑コンデンサーを用いて直流電圧に変換出力する平滑回路を備えた送風機器であって、前記平滑コンデンサーへの充電電流を平滑するリアクトルを備え、前記リアクトルの両端にスイッチ素子を並列に接続し、前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点を検知する検知手段と、この検知手段の信号にもとづいて前記単相交流電圧の周波数を検知する周波数判断手段と、前記スイッチ素子を開または閉にするスイッチ素子駆動手段を電子制御装置に備え、この周波数判断手段により判断した周波数に応じて、前記スイッチ素子を開とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電開始位相と、前記スイッチ素子を閉とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相とを予め設定し記憶させた記憶部と、この記憶部の情報にもとづいて、前記単相交流電圧の半周期毎に、前記スイッチ素子駆動手段が前記スイッチ素子を開または閉として、前記単相交流電圧の半周期内の前記リアクトル通電開始位相と前記リアクトル通電停止位相の間、前記リアクトルへの通電を行うことを特徴としたものであり、これにより所期の目的を達成するものである。 In order to achieve this object, the present invention converts a single-phase AC voltage connected to any two wires of commercial three-phase AC into a DC voltage using a full-wave rectifier bridge circuit and a smoothing capacitor. A smoothing circuit that includes a reactor for smoothing a charging current to the smoothing capacitor, and a switch element is connected in parallel to both ends of the reactor to detect a voltage zero-cross point of the single-phase AC voltage The electronic control device includes a detecting means for detecting, a frequency determining means for detecting the frequency of the single-phase AC voltage based on a signal of the detecting means, and a switch element driving means for opening or closing the switch element. In accordance with the frequency determined by the determining means, a reactor energization start phase with respect to the voltage zero cross point at which the switch element is opened, and the switch element A storage unit that pre-sets and stores a reactor energization stop phase for the voltage zero cross point that is closed, and based on the information in the storage unit, the switching element driving means for each half cycle of the single-phase AC voltage The switch element is opened or closed, and the reactor is energized during the reactor energization start phase and the reactor energization stop phase within a half cycle of the single-phase AC voltage. This achieves the intended purpose.
また、平滑コンデンサーにより平滑された直流電圧の瞬時値を検出し、前記平滑コンデンサーの放電状態に伴う前記直流電圧の減少状態からダイオードブリッジによる全波整流電圧からの充電状態に切り替わって前記直流電圧の増加状態となる充電移行点を検知する直流電圧検知手段と、この充電移行点から充電移行位相を計測する計測手段と、を電子制御装置に備え、単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対して前記計測手段により計測された前記充電移行位相と、リアクトル通電開始位相とを比較し、この充電移行位相が前記リアクトル通電開始位相より早ければこのリアクトル通電開始位相でスイッチ素子を開とし、この充電移行位相が前記リアクトル通電開始位相より遅ければスイッチ素子を閉とする動作を、単相交流電圧の半周期内において前記スイッチ素子駆動手段が行うことを特徴としたものであり、これにより所期の目的を達成するものである。 Further, the instantaneous value of the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor is detected, and the DC voltage is switched from the reduced state of the DC voltage due to the discharging state of the smoothing capacitor to the charged state from the full-wave rectified voltage by the diode bridge. A DC voltage detecting means for detecting a charging transition point that is in an increased state and a measuring means for measuring a charging transition phase from the charging transition point are provided in an electronic control device, and the voltage zero cross point of the single-phase AC voltage is The charge transition phase measured by the measuring means is compared with the reactor energization start phase, and if the charge transition phase is earlier than the reactor energization start phase, the switch element is opened at the reactor energization start phase, and this charge transition phase Is slower than the reactor energization start phase, the operation of closing the switch element is performed within a half cycle of the single-phase AC voltage. Is obtained by and performing the Oite the switching element driving unit, thereby it is to achieve the intended purpose.
また、スイッチ素子の主電極端子間の逆方向に寄生ダイオードを有するスイッチ素子としたことを特徴としたものであり、これにより所期の目的を達成するものである。 Further, the switch element having a parasitic diode in the opposite direction between the main electrode terminals of the switch element is characterized in that the intended purpose is achieved.
本発明によれば、商業用三相交流の任意の2線に接続された、単相交流電圧を全波整流ブリッジ回路と平滑コンデンサーを用いて直流電圧に変換出力する平滑回路を備えた送風機器であって、前記平滑コンデンサーへの充電電流を平滑するリアクトルを備え、前記リアクトルの両端にスイッチ素子を並列に接続し、前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点を検知する検知手段と、この検知手段の信号にもとづいて前記単相交流電圧の周波数を検知する周波数判断手段と、前記スイッチ素子を開または閉にするスイッチ素子駆動手段を電子制御装置に備え、この周波数判断手段により判断した周波数に応じて、前記スイッチ素子を開とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電開始位相と、前記スイッチ素子を閉とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相とを予め設定し記憶させた記憶部と、この記憶部の情報にもとづいて、前記単相交流電圧の半周期毎に、前記スイッチ素子駆動手段が前記スイッチ素子を開または閉として、前記単相交流電圧の半周期内の前記リアクトル通電開始位相と前記リアクトル通電停止位相の間、前記リアクトルへの通電を行うことを特徴とする構成にしたことにより、スイッチ駆動手段が、単相交流電圧の半周期毎に、リアクトルへの通電を前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対する位相によって行い、予め設定した前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を抑制する効果のある期間のみの前記リアクトルへの通電を行うことができるので、重負荷状態でも前記リアクトルでの不要な電力消費を抑えるという効果を得ることができる。 According to the present invention, an air blower equipped with a smoothing circuit that is connected to any two wires of a commercial three-phase alternating current and converts a single-phase alternating current voltage into a direct current voltage using a full-wave rectifier bridge circuit and a smoothing capacitor. A detecting means for detecting a voltage zero cross point of the single-phase AC voltage, comprising a reactor for smoothing the charging current to the smoothing capacitor, and connecting a switching element in parallel to both ends of the reactor, and the detecting means The electronic control device is provided with a frequency determining means for detecting the frequency of the single-phase AC voltage based on the signal of the above and a switch element driving means for opening or closing the switch element, according to the frequency determined by the frequency determining means. A reactor energization start phase with respect to the voltage zero crossing point at which the switch element is opened, and the voltage zero crossing at which the switch element is closed. And a storage unit that pre-sets and stores the reactor energization stop phase for the point, and the switch element driving means opens or closes the switch element for each half cycle of the single-phase AC voltage based on information stored in the storage unit. By closing the reactor energization start phase and the reactor energization stop phase within a half cycle of the single-phase AC voltage, the switch drive means is configured to perform energization to the reactor. In each half cycle of the single-phase AC voltage, the reactor is energized according to the phase with respect to the voltage zero-cross point of the single-phase AC voltage to suppress waveform distortion near the preset peak value of the sine wave of the single-phase AC voltage. Since the reactor can be energized only during an effective period, it is possible to suppress unnecessary power consumption in the reactor even under heavy load conditions. It is possible to obtain.
本発明の請求項1記載の送風機は、商業用三相交流の任意の2線に接続された、単相交流電圧を全波整流ブリッジ回路と平滑コンデンサーを用いて直流電圧に変換出力する平滑回路を備えた送風機器であって、前記平滑コンデンサーへの充電電流を平滑するリアクトルを備え、前記リアクトルの両端にスイッチ素子を並列に接続し、前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点を検知する検知手段と、この検知手段の信号にもとづいて前記単相交流電圧の周波数を検知する周波数判断手段と、前記スイッチ素子を開または閉にするスイッチ素子駆動手段を電子制御装置に備え、この周波数判断手段により判断した周波数に応じて、前記スイッチ素子を開とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電開始位相と、前記スイッチ素子を閉とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相とを予め設定し記憶させた記憶部と、この記憶部の情報にもとづいて、前記単相交流電圧の半周期毎に、前記スイッチ素子駆動手段が前記スイッチ素子を開または閉として、前記単相交流電圧の半周期内の前記リアクトル通電開始位相と前記リアクトル通電停止位相の間、前記リアクトルへの通電を行うという構成を有する。これにより、スイッチ駆動手段が、単相交流電圧の半周期毎に、リアクトルへの通電を前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対する位相によって行い、予め設定した前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を抑制する効果のある期間のみの前記リアクトルへの通電を行うことができるので、重負荷状態でも前記リアクトルでの不要な電力消費を抑えることとなるので、商業用三相交流電源の平衡を維持しながら送風機の消費電力を低減するという効果を奏する。
A blower according to
また、平滑コンデンサーにより平滑された直流電圧の瞬時値を検出し、前記平滑コンデンサーの放電状態に伴う前記直流電圧の減少状態からダイオードブリッジによる全波整流電圧からの充電状態に切り替わって前記直流電圧の増加状態となる充電移行点を検知する直流電圧検知手段と、この充電移行点から充電移行位相を計測する計測手段と、を電子制御装置に備え、単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対して前記計測手段により計測された前記充電移行位相と、リアクトル通電開始位相とを比較し、この充電移行位相が前記リアクトル通電開始位相より早ければこのリアクトル通電開始位相でスイッチ素子を開とし、この充電移行位相が前記リアクトル通電開始位相より遅ければスイッチ素子を閉とする動作を、単相交流電圧の半周期内において前記スイッチ素子駆動手段が行うという構成にしてもよい。これにより、スイッチ駆動手段が、単相交流電圧の半周期毎に、リアクトルへの通電を前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対する位相によって行い、予め設定した前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を抑制する効果のある期間のみの前記リアクトルへの通電を行うと共に、充電移行位相がリアクトル通電開始位相より遅くなる場合には、平滑コンデンサーの充電電流が少ない軽負荷状態であるので、前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪に影響のない軽負荷状態では、前記リアクトルへの通電を全てスイッチ素子に迂回することで前記リアクトルでの不要な電力消費を抑えたこと
となるので、商業用三相交流電源の平衡を維持しながら送風機の消費電力を低減することができるという効果を奏する。
Further, the instantaneous value of the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor is detected, and the DC voltage is switched from the reduced state of the DC voltage due to the discharging state of the smoothing capacitor to the charged state from the full-wave rectified voltage by the diode bridge. A DC voltage detecting means for detecting a charging transition point that is in an increased state and a measuring means for measuring a charging transition phase from the charging transition point are provided in an electronic control device, and the voltage zero cross point of the single-phase AC voltage is The charge transition phase measured by the measuring means is compared with the reactor energization start phase, and if the charge transition phase is earlier than the reactor energization start phase, the switch element is opened at the reactor energization start phase, and this charge transition phase Is slower than the reactor energization start phase, the operation of closing the switch element is performed within a half cycle of the single-phase AC voltage. It may be configured that performed by Oite the switching element driving means. As a result, the switch driving means performs energization to the reactor by the phase with respect to the voltage zero-cross point of the single-phase AC voltage every half cycle of the single-phase AC voltage, and sets the peak of the sine wave of the preset single-phase AC voltage. When the energization of the reactor is performed only during the period in which the waveform distortion near the value is suppressed, and the charge transition phase is later than the reactor energization start phase, the charging current of the smoothing capacitor is small and the load is low. Therefore, in a light load state that does not affect the waveform distortion in the vicinity of the peak value of the sine wave of the single-phase AC voltage, unnecessary power consumption in the reactor is suppressed by bypassing all the energization to the reactor to the switch element. As a result, the power consumption of the blower can be reduced while maintaining the balance of the commercial three-phase AC power supply.
また、主電源端子間の逆方向に寄生ダイオードを有するスイッチ素子としたという構成にしてもよい。これにより、寄生ダイオードとリアクトルとの循環回路が自然と形成され
るので、リアクトルの配線が断線故障した場合でもリアクトルに蓄積された電気エネルギーを安全に放電させるという効果を奏する。
Alternatively, a switch element having a parasitic diode in the reverse direction between the main power supply terminals may be used. As a result, since a circulation circuit of the parasitic diode and the reactor is naturally formed, the electrical energy accumulated in the reactor is safely discharged even when the wiring of the reactor is broken.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(実施の形態1)
図1および図2に示すように、工場設備や商業設備などに用いられる商業用三相交流電源101の任意の2線間の単相交流電圧102に送風機1が接続されている。この送風機1の内部は、交流電圧を直流電圧に変換し出力する平滑回路2と、任意の交流電圧を生成するインバーター105と、送風手段としてのファンモーター106と、単相交流電圧102の電圧ゼロクロス点を検知する交流電圧ゼロクロス検知手段3が備わった電子制御装置4から構成されている。
(Embodiment 1)
As shown in FIG. 1 and FIG. 2, the
平滑回路2は、単相交流電圧102を全波整流するダイオードブリッジ5とこの全波整流した全波整流電圧E1を直流電圧V1に平滑する平滑コンデンサー6と、このダイオードブリッジ5の正極出力側と平滑コンデンサー6との間に接続した電流平滑用のリアクトル7から構成されている。
The smoothing circuit 2 includes a
このリアクトル7の平滑コンデンサー6側の端子には、スイッチ素子としてPNP型バイポーラトランジスター8のコレクタ端子を接続し、リアクトル7の他端子には、このPNP型バイポーラトランジスター8のエミッタ端子を接続している。このようにリアクトル7の両端に並列に接続したPNP型バイポーラトランジスター8を開または閉、すなわちオンまたはオフとするトランジスター駆動手段9は、電子制御装置4に備えている。ここで、平滑回路2の負極電位を前記電子制御装置4の基準電位としてのGND電位10としている。
A collector terminal of a PNP
更に、図2に示すように、電子制御装置4には、交流電圧ゼロクロス検知手段3とトランジスター駆動手段9に加えて、単相交流電圧102の商業周波数が50Hzあるいは60Hzかを判断する交流電源周波数判断手段11と、リアクトル7に通電を開始する位相を計測する第1タイマー手段12と、リアクトル7への通電を停止する位相を計測する第2タイマー手段13を備えている。また、電子制御装置4には、リアクトル7に通電を開始する電圧ゼロクロス点からの位相であるリアクトル通電開始位相θonを予め設定し記憶したリアクトル通電開始位相記憶部14と、リアクトル7への通電を停止する位相であるリアクトル通電停止位相θoffを予め設定し記憶したリアクトル通電停止位相記憶部15も備えている。
Further, as shown in FIG. 2, in addition to the AC voltage zero-cross detection means 3 and the transistor drive means 9, the
交流電圧ゼロクロス検知手段3は、単相交流電圧102の電圧ゼロクロス点のゼロクロス割込み信号S0を発生し、交流電源周波数判断手段11と第1タイマー手段12および第2タイマー手段13に送信するものである。
The AC voltage zero-cross detection means 3 generates a zero-cross interrupt signal S 0 at the voltage zero-cross point of the single-
交流電源周波数判断手段11は、ゼロクロス割込み信号S0の周期から判断した単相交流電圧102の商業周波数情報Sfを、リアクトル通電開始位相記憶部14とリアクトル通電停止位相記憶部15に送信するものである。
The AC power source frequency determination means 11 transmits the commercial frequency information S f of the single-
リアクトル通電開始位相記憶部14は、周波数情報Sfにもとづき予め設定し記憶されたリアクトル通電開始位相θonとしてのPNP型バイポーラトランジスター8をオフするタイミング信号であるオフ時刻toffを第1タイマー手段12に送信するものである。
Reactor energization
リアクトル通電停止位相記憶部15は、周波数情報Sfにもとづき予め設定し記憶されたリアクトル通電停止位相θoffとしてのPNP型バイポーラトランジスター8をオンするタイミング信号であるオン時刻tonを第2タイマー手段13に送信するものである。
The reactor energization stop
第1タイマー手段12は、ゼロクロス割込み信号S0とオフ時刻toffを用いて電圧ゼロクロス点に対するカウントup信号toff-upをトランジスター駆動手段9に送信するものである。 The first timer means 12 transmits a count up signal t off-up for the voltage zero cross point to the transistor driving means 9 using the zero cross interrupt signal S 0 and the off time t off .
第2タイマー手段13は、ゼロクロス割込み信号S0とオン時刻tonを用いて電圧ゼロクロス点に対するカウントup信号ton-upをトランジスター駆動手段9に送信するものである。 The second timer means 13 transmits a count up signal t on-up for the voltage zero cross point to the transistor drive means 9 using the zero cross interrupt signal S 0 and the on time t on .
このような構成によれば、交流電源周波数判断手段11は、ゼロクロス割込み信号S0が電圧ゼロクロス点毎に送られてくる周期より単相交流電圧102の商業周波数fが50Hzあるいは60Hzであるのか判断している。
According to such a configuration, the AC power supply frequency determination means 11 determines whether the commercial frequency f of the single-
第1タイマー手段12は、送られたゼロクロス割込み信号S0によりタイマーカウント動作を始め、リアクトル通電開始位相記憶部14から送信されたオフ時刻toffに達するとタイマーカウントupする。すなわち、第1タイマー手段12は、タイマーカウントupによって電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電開始位相θonの計測を行い、カウントup信号toff-upをトランジスター駆動手段9に送信する。
First timer means 12, start the timer counting operation by the zero-crossing interrupt signal S 0 transmitted to the timer counts up and reaches the OFF time point t off, which is transmitted from the reactor energization
また、第2タイマー手段13は、送られたゼロクロス割込み信号S0からタイマーカウント動作を始め、リアクトル通電停止位相記憶部15から送信されたオン時刻tonに達するとタイマーカウントupする。すなわち、第2タイマー手段13は、タイマーカウントupによって電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相θoffの計測を行い、カウントup信号ton-upをトランジスター駆動手段9に送信する。
The second timer means 13, start the timer counting from zero cross interrupt signal S 0 sent to the timer counts up and reaches the ON time t on transmitted from the reactor energization
カウントup信号toff-upがトランジスター駆動手段9に送信されることで、PNP型バイポーラトランジスター8がオフし、リアクトル通電開始位相θonで、リアクトル7に導通角の広い平滑された状態の平滑コンデンサー6への充電電流IC1が流れる。また、カウントup信号ton-upがトランジスター駆動手段9に送信されると、PNP型バイポーラトランジスター8がオンし、これにより、リアクトル通電停止位相θoffでリアクトル7を迂回して前記PNP型バイポーラトランジスター8に平滑コンデンサー6への充電期間の残期間分の充電電流IC1が流れることとなる。
When the count up signal t off-up is transmitted to the transistor driving means 9, the PNP
以上により、平滑コンデンサー6への充電電流IC1は、単相交流電圧102の正弦波のピーク値付近でリアクトル7により十分平滑された波形となり、オフ時刻toff以降は、リアクトル7を迂回してPNP型バイポーラトランジスター8に流れることとなる。
As described above, the charging current I C1 to the smoothing
この時、PNP型バイポーラトランジスター8がオンした後もリアクトル7に蓄積された電気エネルギーが一時的に放出されることとなるので、平滑コンデンサー6へ流れる充電電流IC1はその間リアクトル7とPNP型バイポーラトランジスター8に流れる電流の合成電流となる。
At this time, since the electric energy accumulated in the reactor 7 is temporarily released even after the PNP
以上の動作波形例を図3に示しており、電圧波形では、点線で示したものは、ダイオードブリッジ5で単相交流電圧102を全波整流した全波整流波形E1であり、実線で示したものは、平滑コンデンサー6で充放電される直流電圧V1である。ここで、A部は全波整流波形E1の電圧ゼロクロス点であって、単相交流電圧102の電圧ゼロクロス点でもある。電流波形では、実線で示したものは、平滑コンデンサー6に流れる充電電流IC1であり、破線はPNP型バイポーラトランジスター8が無かった場合にリアクトル7に流れる仮想充電電流I’L1を示している。
FIG. 3 shows an example of the above operation waveform. In the voltage waveform, what is indicated by a dotted line is a full-wave rectified waveform E1 obtained by full-wave rectifying the single-
上述の通りリアクトル7に蓄積された電気エネルギーが放出し終わった点である充電電流IC1と仮想充電電流I’L1の交差点B部からこの仮想充電電流I’L1が流れ終わる点C部までの期間tdが、PNP型バイポーラトランジスター8がオンしたことによるリアクトル7に流れる電流を抑制した期間となる。
As described above, from the intersection B portion of the charging current I C1 and the virtual charging current I ′ L1 that is the point at which the electric energy accumulated in the reactor 7 has been released to the point C portion where the virtual charging current I ′ L1 ends. The period t d is a period in which the current flowing through the reactor 7 due to the PNP
また、スイッチ素子としてPNP型バイポーラトランジスター8のコレクタ−エミッタ間には寄生ダイオード8aが存在するので、万が一、リアクトル7の両端への配線が断線した場合でも、このリアクトル7に蓄積された電気エネルギーがこのリアクトル7と寄生ダイオード8aとの循環回路で放電することとなる。
In addition, since the
また、リアクトル7をダイオードブリッジ5の正極出力側と平滑コンデンサー6との間に挿入し、スイッチ素子としてPNP型バイポーラトランジスター8としたことにより、平滑回路2のGND電位10に向けてベース電流IBを流すことで前記PNP型バイポーラトランジスター8をオンまたはオフの動作をさせることができる。
Further, the reactor 7 is inserted between the positive output side of the
以上のように、トランジスター駆動手段がリアクトルへの通電タイミングを単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対する位相によって制御している。これにより、前記単相交流電圧の半周期内において、予め設定した前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を抑制する効果のある期間のみの前記リアクトルへの通電を行うことができる。こうして、前記リアクトルに平滑コンデンサーへの充電電流を流すことで導通角の広い緩やかな電流波形として、前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を生じないようにしながら、期間td分、前記リアクトルへの通電を止め、消費電力を削減することができる。したがって、商業用三相交流電源の平衡を維持しながら消費電力を低減する送風機を提供できる。 As described above, the transistor drive means controls the energization timing of the reactor by the phase of the single-phase AC voltage with respect to the voltage zero cross point. Thereby, energization to the reactor is performed only during a period in which waveform distortion in the vicinity of the peak value of the sine wave of the single-phase AC voltage set in advance is effective within a half cycle of the single-phase AC voltage. it can. In this way, by passing a charging current to the smoothing capacitor through the reactor, a gradual current waveform having a wide conduction angle is prevented from generating a waveform distortion near the peak value of the sine wave of the single-phase AC voltage, while the period td is reached. The energization of the reactor can be stopped and the power consumption can be reduced. Therefore, it is possible to provide a blower that reduces power consumption while maintaining the balance of a commercial three-phase AC power supply.
また、スイッチ素子としてPNP型バイポーラトランジスターとしたことにより、このPNP型バイポーラトランジスターのコレクタ−エミッタ間に存在する寄生ダイオードとリアクトルとの循環回路が自然と形成される。万が一、リアクトルの配線が断線故障した場合、このリアクトルに蓄積された電気エネルギーを安全に放電させることができ得る簡単な回路構成の送風機を提供できる。 In addition, since a PNP bipolar transistor is used as the switching element, a circulation circuit of a parasitic diode and a reactor existing between the collector and the emitter of the PNP bipolar transistor is naturally formed. In the unlikely event that the wiring of the reactor is broken, it is possible to provide a blower having a simple circuit configuration that can safely discharge the electrical energy accumulated in the reactor.
また、リアクトルをダイオードブリッジの正極出力側と平滑コンデンサーとの間に挿入し、スイッチ素子としてPNP型バイポーラトランジスターを選定したことにより、平滑回路のGND電位を基準電圧とした簡単な回路構成でPNP型バイポーラトランジスターを駆動できる。したがって、簡単な回路構成の送風機を提供できる。 In addition, by inserting a reactor between the positive output side of the diode bridge and the smoothing capacitor and selecting a PNP bipolar transistor as the switching element, the PNP type can be realized with a simple circuit configuration using the GND potential of the smoothing circuit as a reference voltage. Bipolar transistors can be driven. Therefore, a blower having a simple circuit configuration can be provided.
なお、実施の形態において、スイッチ素子としてPNP型バイポーラトランジスターを設けたが、Pチャンネル型MOS−FETとしても作用効果に差は無い。 In the embodiment, the PNP type bipolar transistor is provided as the switching element. However, there is no difference in operational effect even when the P channel type MOS-FET is used.
(実施の形態2)
本実施の形態では、実施の形態1の電子制御装置4に対し、電子制御装置16を備えたものである。なお、実施の形態1と同一構成部分については、同一符号を用いてその詳細な説明は省略する。
(Embodiment 2)
In the present embodiment, an
電子制御装置16は、電子制御装置4の交流電圧ゼロクロス検知手段3とリアクトル通電開始位相記憶部14が、交流電圧ゼロクロス検知手段17とリアクトル通電開始位相記憶部18に置き換わったものである。
In the
電子制御装置16は、図4および図5に示すように、平滑コンデンサー6の直流電圧V1の瞬時値を検出し、この平滑コンデンサー6の放電状態に伴う直流電圧V1の減少状態からダイオードブリッジ5による全波整流電圧E1からの充電状態に切り替わって直流電圧V1が増加状態となる充電移行点を検知する直流電圧検知手段19を平滑コンデンサー6の端子間に並列に接続して備えている。
As shown in FIGS. 4 and 5, the
更に、電子制御装置16は、直流電圧V1の充電移行点の位相である充電移行位相θshを判断する計測手段としての第3タイマー手段20と、充電移行位相θshのリアクトル通電開始位相θonに対する早遅関係を比較するオフ時刻比較手段21を新たに備えている。
Further, the
交流電圧ゼロクロス検知手段17は、単相交流電圧102の電圧ゼロクロス点のゼロクロス割込み信号S0を発生し、交流電源周波数判断手段11と第1タイマー手段12と第2タイマー手段13と第3タイマー手段20に送信するものである。
The AC voltage zero-cross detection means 17 generates a zero-cross interrupt signal S 0 at the voltage zero-cross point of the single-
リアクトル通電開始位相記憶部18は、周波数情報Sfにもとづき予め設定し記憶されたリアクトル通電開始位相θonとしてのPNP型バイポーラトランジスター8をオフするタイミング信号であるオフ時刻toffをオフ時刻比較手段21に送信するものである。
The reactor energization start
直流電圧検知手段19は、直流電圧V1が減少状態から増加状態となる充電移行点を判断すると、直ちに充電移行信号Sshを第3タイマー手段20に送信するものである。 When the DC voltage detection means 19 determines a charging transition point at which the DC voltage V1 is increased from a decrease state, the DC voltage detection means 19 immediately transmits a charge transition signal S sh to the third timer means 20.
第3タイマー手段20は、ゼロクロス割込み信号S0と充電移行信号Sshを用いて電圧ゼロクロス点に対する充電移行位相θshとしてのカウントup信号tshをオフ時刻比較手段21に送信するものである。 The third timer means 20 transmits the count up signal t sh as the charge transition phase θ sh for the voltage zero cross point to the off-time comparison means 21 using the zero cross interrupt signal S 0 and the charge transition signal S sh .
オフ時刻比較手段21は、カウントup信号tshとオフ時刻toffを比較し、カウントup信号tsh≦オフ時刻toffが成立した時のみ、オフ時刻toffを第1タイマー手段12に送信するものである。
The off
これにより、ファンモーター106の運転状態により消費電力が大きく変動する運転負荷変動状態では、平滑コンデンサー6の充放電状態が運転負荷変動状態によって大きく異なる。図6では、その変動する動作波形例を示している。
Thereby, in the driving load fluctuation state in which the power consumption largely fluctuates depending on the operation state of the
図6(a)は、ファンモーター106の運転負荷状態が重負荷状態であって、平滑コンデンサー6へ充電電流IC2が多くなっている状態の動作波形例を示す。
FIG. 6A shows an example of an operation waveform in a state where the operation load state of the
電圧波形では、点線で示したものは、ダイオードブリッジ5で単相交流電圧102を全波整流した全波整流波形E1であり、実線で示したものは、平滑コンデンサー6で充放電される直流電圧V1であり充放電状態を示すものである。電流波形では、実線で示したものは、平滑コンデンサー6に流れる充電電流IC2であり、破線で示したものは、PNP型バイポーラトランジスター8が無かった場合にリアクトル7に流れる仮想充電電流I’L2である。
In the voltage waveform, the dotted line shows the full-wave rectified waveform E1 obtained by full-wave rectifying the single-
図6(b)は、ファンモーター106の運転負荷状態が軽負荷状態であって、平滑コンデンサー6への充電電流IC3が少なくなっている状態の動作波形例を示す。電圧波形では、点線で示したものは、ダイオードブリッジ5で単相交流電圧102を全波整流した全波整流波形E1であり、実線で示したものは、平滑コンデンサー6で充放電される直流電圧V1である。電流波形では、実線で示したものは、平滑コンデンサー6への充電電流IC3である。ここで、A部は前記全波整流波形E1の電圧ゼロクロス点であり、前記単相交流電圧102の電圧ゼロクロス点でもある。
FIG. 6B shows an example of an operation waveform in a state where the operation load state of the
これらの動作波形例も用いながら以下に説明する。 This will be described below using these operation waveform examples.
ファンモーター106の運転負荷状態が重負荷状態の場合、平滑コンデンサー6の直流電圧V1の放電が早まるので、図6(a)のように、放電から充電状態に変化する充電移行点は、単相交流電圧102の電圧ゼロクロス点に近づき、リアクトル通電開始位相θonより早まっている。
When the operation load state of the
直流電圧検知手段19は、直流電圧V1の瞬時値を検出しているので、直流電圧V1の放電から充電状態に変化する充電移行点を検知し得て、この充電移行点を検知すると直ちに充電移行信号Sshを第3タイマー手段20に送信する。
Since the DC
第3タイマー手段20は、送られたゼロクロス割込み信号S0からタイマーカウント動作が始まり、充電移行信号Sshを受けてタイマーカウントupし、電圧ゼロクロス点に対する充電移行位相θshの計測を行い、カウントup信号tshをオフ時刻比較手段21に送信する。ここで、カウントup信号tshは、リアクトル通電開始位相記憶部18のオフ時刻toffより早いのでカウントup信号tsh≦オフ時刻toffが成立し、このオフ時刻比較手段21は、オフ時刻toffを第1タイマー手段12に送信する。
The third timer means 20 starts the timer count operation from the sent zero cross interrupt signal S 0, receives the charge transition signal S sh , counts up the timer, measures the charge transition phase θ sh with respect to the voltage zero cross point, and counts The up signal t sh is transmitted to the off
第1タイマー手段12は、送られたゼロクロス割込み信号S0からタイマーカウント動作を始めているが、オフ時刻toffまで達していないのでタイマーカウントupせず、カウントup信号toff-upをトランジスター駆動手段9に送信しない。 The first timer means 12 starts the timer count operation from the sent zero-cross interrupt signal S 0 , but does not reach the off time t off and therefore does not count up the timer, and outputs the count up signal t off-up to the transistor drive means. Do not send to 9.
こうしてPNP型バイポーラトランジスター8は、トランジスター駆動手段9がPNP型バイポーラトランジスター8をオフさせないので、オンし続け、平滑コンデンサー6への充電電流IC2は、リアクトル7を迂回してPNP型バイポーラトランジスター8に流れることとなる。
Thus, since the transistor driving means 9 does not turn off the PNP
しばらくして、第1タイマー手段12は、オフ時刻toffが経過してタイマーカウントupし、カウントup信号toff-upをトランジスター駆動手段9に送信し、このトランジスター駆動手段9は、PNP型バイポーラトランジスター8をオフさせる。
After a while, the first timer means 12 counts up the timer after the off time t off has elapsed, and transmits a count up signal t off-up to the transistor driving means 9, which is connected to the PNP bipolar device. The
そうすると、平滑コンデンサー6への充電電流IC2は、リアクトル通電開始位相θonにおいて、リアクトル7にのみ流れ始め、全波整流波形E1と直流電圧V1の電位差によって流れる充電電流IC2は、単相交流電圧102の正弦波のピーク付近の波形を歪ませることなく導通角の広い平滑された状態で流れる。
Then, the charging current I C2 to the smoothing
ほどなくして、送られたゼロクロス割込み信号S0からタイマーカウント動作を始めている第2タイマー手段13は、オン時刻tonに達するとタイマーカウントupし、カウントup信号ton-upをトランジスター駆動手段9に送信する。 Soon after, the second timer means 13 starting the timer count operation from the transmitted zero-cross interrupt signal S 0 counts up the timer when the on-time t on is reached, and outputs the count up signal t on-up to the transistor driving means 9. Send to.
ここで、このトランジスター駆動手段9は、リアクトル通電停止位相θoffにおいて、PNP型バイポーラトランジスター8をオンさせ、リアクトル7を迂回してこのPNP型バイポーラトランジスター8に充電期間の残期間分の充電電流IC2を流すこととなる。
Here, the transistor drive means 9 turns on the PNP
PNP型バイポーラトランジスター8がオンした後もリアクトル7に蓄積された電気エネルギーは一時的に放出されることとなるので、平滑コンデンサー6へ流れる充電電流IC2はその間リアクトル7とPNP型バイポーラトランジスター8に流れる電流の合成電流となっている。
Even after the PNP-type
一方、図6(b)に示すとおり、ファンモーター106の運転負荷状態が軽重負荷状態の場合、平滑コンデンサー6の直流電圧V1の放電が遅くなり、放電から充電状態に変化する充電移行点は、単相交流電圧102の電圧ゼロクロス点から遠ざかり、リアクトル通電開始位相θonより遅くなる。
On the other hand, as shown in FIG. 6B, when the operation load state of the
ゼロクロス割込み信号S0からタイマーカウント動作が始まっている第3タイマー手段20は、直流電圧検知手段19からの充電移行信号Sshを受けてタイマーカウントupし、電圧ゼロクロス点からの位相である充電移行位相θshの計測を行い、カウントup信号tshをオフ時刻比較手段21に送信することとなる。
The third timer means 20 whose timer count operation has started from the zero-cross interrupt signal S 0 receives the charge transition signal S sh from the DC voltage detection means 19 and counts up the timer, and the charge transition that is the phase from the voltage zero-cross point. The phase θ sh is measured, and the count up signal t sh is transmitted to the off-
ここで、カウントup信号tshは、リアクトル通電開始位相記憶部18のオフ時刻toffより遅いので、カウントup信号tsh>オフ時刻toffとなり、このオフ時刻比較手段21は、オフ時刻toffを第1タイマー手段12へ送信しないこととなる。
Here, since the count up signal t sh is later than the off time t off of the reactor energization start
第1タイマー手段12は、オフ時刻toffが来ないため、タイマーカウントup動作できず、トランジスター駆動手段9にカウントup信号toff-upを送信しないこととなる。 The first timer means 12 cannot perform the timer count up operation because the off time t off does not come, and does not transmit the count up signal t off-up to the transistor driving means 9.
つまり、リアクトル通電開始位相θonを過ぎても、トランジスター駆動手段9が動作しないので、PNP型バイポーラトランジスター8は、オンし続けることとなり、平滑コンデンサー6の充電電流IC3は、リアクトル7を迂回してPNP型バイポーラトランジスター8に流れている。
That is, since the transistor drive means 9 does not operate even after the reactor energization start phase θ on has passed, the PNP
また、送られたゼロクロス割込み信号S0からタイマーカウント動作を始めている第2タイマー手段13は、オン時刻tonに達するとタイマーカウントupし、電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相θoffの計測を行い、カウントup信号ton-upをトランジスター駆動手段9に送信する。 In addition, the second timer means 13 starting the timer count operation from the sent zero-cross interrupt signal S 0 counts up the timer when the on-time t on is reached, and measures the reactor energization stop phase θ off with respect to the voltage zero-cross point. The count up signal t on-up is transmitted to the transistor driving means 9.
ここで、PNP型バイポーラトランジスター8はすでにオンの状態になっているので、カウントup信号ton-upによってトランジスター駆動手段9がPNP型バイポーラトランジスター8をオン動作させることとなるが、動作の変化は生じない。
Here, since the PNP
こうしてファンモーター106の軽負荷状態には、平滑コンデンサー6への充電電流IC3は、リアクトル7を常に迂回した状態のままPNP型バイポーラトランジスター8に流れ続けることとなるので、リアクトル7には、充電電流IC3が常に流れないことになる。
Thus, when the
以上のように、ファンモーター106の重負荷状態では、オフ時刻toff前の仮想充電電流I’L2が流れ出すカウントup信号tshの点Dとオフ時刻toffの期間td1、およびオン時刻ton後の上述の通りリアクトル7に蓄積された電気エネルギーが放出し終わった点である充電電流IC1と仮想充電電流I’L2の交差点E部から仮想充電電流I’L2が流れ終わる点F部までの期間td2が、リアクトル7に流れる平滑コンデンサー6への充電電流IC2を抑制した期間となる。その結果、電子制御装置16において、トランジスター駆動手段9がPNP型バイポーラトランジスター8を動作させて、リアクトル7への通電タイミングを単相交流電圧102の電圧ゼロクロス点に対する位相によって制御することとなる。
As described above, in the heavy load state of the
こうして、前記単相交流電圧の半周期内において、予め設定した単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を抑制する効果のある期間のみ、リアクトルへの通電を行うことができる。こうして、前記リアクトルに平滑コンデンサーへの充電電流を流すことで導通角の広い緩やかな電流波形として、前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を生じないようにしながら、前記期間td1および前記期間td2の間、前記リアクトルへの通電を止め、消費電力を削減することができる。したがって、商業用三相交流電源の平衡を維持しながら消費電力を低減する送風機を提供できる。 In this way, the reactor can be energized only during a period during which the waveform distortion near the peak value of the sine wave of the preset single-phase AC voltage is suppressed within the half cycle of the single-phase AC voltage. In this way, by passing a charging current to the smoothing capacitor through the reactor, a waveform having a wide conduction angle and a gradual current waveform having a wide conduction angle is prevented from being generated in the vicinity of the peak value of the sine wave of the single-phase AC voltage. d1 and during said period of time t d2, stopping the power supply to the reactor, it is possible to reduce power consumption. Therefore, it is possible to provide a blower that reduces power consumption while maintaining the balance of a commercial three-phase AC power supply.
また、ファンモーター106の軽負荷状態には、直流電圧検知手段19により単相交流電圧の半周期内において直ちにPNP型バイポーラトランジスター8をオンすることができ、平滑コンデンサー6への充電電流IC3は、常にリアクトル7を迂回してPNP型バイポーラトランジスター8に流れることとなる。すなわち、リアクトルを用いずとも電源高調波電流規制(例えばIEC610003−2)を満足できる負荷の消費電力が小さい軽負荷状態では、単相交流電圧の正弦波ピーク値付近の波形歪を生じずにリアクトルの抵抗成分で消費される電力損失を抑えることができる。したがって、商業用三相交流電源の平衡を維持しながら消費電力を低減する送風機を提供できる。
In the light load state of the
また、スイッチ素子としてPNP型バイポーラトランジスター8としたことにより、このPNP型バイポーラトランジスター8のコレクタ−エミッタ間に存在する寄生ダイオード8aとリアクトル7との循環回路が自然と形成される。万が一、リアクトルの両端への配線が断線故障した場合、このリアクトルに蓄積された電気エネルギーを安全に放電させることができ得る簡単な回路構成の送風機を提供できる。
Since the PNP
また、リアクトル7をダイオードブリッジ5の正極出力側と平滑コンデンサー6との間に挿入し、スイッチ素子としてPNP型バイポーラトランジスター8としたことにより、平滑回路2のGND電位10に向けてベース電流IBを流すことでPNP型バイポーラトランジスター8をオンまたはオフの動作をさせることとなる。平滑回路のGND電位を基準電圧とした簡単な回路構成でPNP型バイポーラトランジスターを駆動できる。したがって、簡単な回路構成の送風機を提供できる。
Further, the reactor 7 is inserted between the positive output side of the
なお、実施の形態において、スイッチ素子としてPNP型バイポーラトランジスターを設けたが、Pチャンネル型MOS−FETとしても作用効果に差は無い。 In the embodiment, the PNP type bipolar transistor is provided as the switching element. However, there is no difference in operational effect even when the P channel type MOS-FET is used.
本発明にかかる送風機は、商業用三相交流の任意の2線に接続された、単相交流電圧を全波整流ブリッジ回路と平滑コンデンサーを用いて直流電圧に変換出力する平滑回路を備えた送風機器であって、前記平滑コンデンサーへの充電電流を平滑するリアクトルを備え、
前記リアクトルの両端にスイッチ素子を並列に接続し、前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点を検知する検知手段と、この検知手段の信号にもとづいて前記単相交流電圧の周波数を検知する周波数判断手段と、前記スイッチ素子を開または閉にするスイッチ素子駆動手段を電子制御装置に備え、この周波数判断手段により判断した周波数に応じて、前記スイッチ素子を開とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電開始位相と、前記スイッチ素子を閉とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相とを予め設定し記憶させた記憶部と、この記憶部の情報にもとづいて、前記単相交流電圧の半周期毎に、前記スイッチ素子駆動手段が前記スイッチ素子を開または閉として、前記単相交流電圧の半周期内の前記リアクトル通電開始位相と前記リアクトル通電停止位相の間、前記リアクトルへの通電を行うことを特徴とする構成にしたことにより、スイッチ駆動手段が、単相交流電圧の半周期毎に、リアクトルへの通電を前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対する位相によって行い、予め設定した前記単相交流電圧の正弦波のピーク値付近の波形歪を抑制する効果のある期間のみの前記リアクトルへの通電を行うことができるので、重負荷状態でも前記リアクトルでの不要な電力消費を抑え得るので、商業用三相交流電源の平衡を維持しながら送風機の消費電力を低減することを可能とするものであるので、工場設備や商業設備などの商業用三相交流電源の任意の2線に接続される単相交流電源機器の交流電圧を直流電圧に変換し出力する平滑回路を有した機器、例えば、空調機やスイッチング電源等として有用である。
A blower according to the present invention is provided with a smoothing circuit that converts a single-phase AC voltage to a DC voltage using a full-wave rectifier bridge circuit and a smoothing capacitor, connected to any two wires of a commercial three-phase AC. Comprising a reactor for smoothing the charging current to the smoothing capacitor,
Detection means for detecting a voltage zero cross point of the single-phase AC voltage by connecting switching elements in parallel to both ends of the reactor, and frequency determination means for detecting the frequency of the single-phase AC voltage based on a signal of the detection means And a switching element driving means for opening or closing the switching element in the electronic control device, and a reactor energization start phase for the voltage zero cross point at which the switching element is opened according to the frequency determined by the frequency determination means And a storage unit that pre-sets and stores the reactor energization stop phase with respect to the voltage zero cross point that closes the switch element, and based on the information of the storage unit, for each half cycle of the single-phase AC voltage, The reactor within the half cycle of the single-phase AC voltage when the switch element driving means opens or closes the switch element. The switch driving means is configured to energize the reactor every half cycle of the single-phase AC voltage by energizing the reactor between the power start phase and the reactor energization stop phase. The reactor is energized only during a period that has an effect of suppressing waveform distortion in the vicinity of the peak value of the sine wave of the single-phase AC voltage that is set in advance according to the phase of the single-phase AC voltage with respect to the voltage zero-cross point. Since it is possible to suppress unnecessary power consumption in the reactor even under heavy load conditions, it is possible to reduce the power consumption of the blower while maintaining the balance of the commercial three-phase AC power supply. A machine with a smoothing circuit that converts the AC voltage of a single-phase AC power supply device connected to any two wires of commercial three-phase AC power supply such as facilities and commercial facilities into DC voltage and outputs it , For example, it is useful as an air conditioner or a switching power supply or the like.
1 送風機
2 平滑回路
3 交流電圧ゼロクロス検知手段
4 電子制御装置
5 ダイオードブリッジ
6 平滑コンデンサー
7 リアクトル
8 PNP型バイポーラトランジスター
8a 寄生ダイオード
9 トランジスター駆動手段
10 GND電位
11 交流電源周波数判断手段
12 第1タイマー手段
13 第2タイマー手段
14 リアクトル通電開始位相記憶部
15 リアクトル通電停止位相記憶部
16 電子制御装置
17 交流電圧ゼロクロス検知手段
18 リアクトル通電開始位相記憶部
19 直流電圧検知手段
20 第3タイマー手段
21 オフ時刻比較手段
101 商業用三相交流電源
102 単相交流電圧
103 送風機
104 平滑回路
105 インバーター
106 ファンモーター
107 ダイオードブリッジ
108 平滑コンデンサー
109 リアクトル
110 電流検出手段
111 スイッチ素子
DESCRIPTION OF
Claims (3)
単相交流電圧を全波整流ブリッジ回路と平滑コンデンサーを用いて直流電圧に変換出力する平滑回路を備えた送風機器であって、
前記平滑コンデンサーへの充電電流を平滑するリアクトルを備え、
前記リアクトルの両端にスイッチ素子を並列に接続し、
前記単相交流電圧の電圧ゼロクロス点を検知する検知手段とこの検知手段の信号にもとづいて前記単相交流電圧の周波数を検知する周波数判断手段と前記スイッチ素子を開または閉にするスイッチ素子駆動手段を電子制御装置に備え、
この周波数判断手段により判断した周波数に応じて、前記スイッチ素子を開とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電開始位相と、前記スイッチ素子を閉とする前記電圧ゼロクロス点に対するリアクトル通電停止位相とを予め設定し記憶させた記憶部と、
この記憶部の情報にもとづいて、前記単相交流電圧の半周期毎に、前記スイッチ素子駆動手段が前記スイッチ素子を開または閉として、前記単相交流電圧の半周期内のリアクトル通電開始位相とリアクトル通電停止位相の間、リアクトルへの通電を行うことを特徴とする送風機。 Connected to any two wires of commercial three-phase AC,
A blower device including a smoothing circuit that converts a single-phase AC voltage into a DC voltage using a full-wave rectifier bridge circuit and a smoothing capacitor,
A reactor for smoothing the charging current to the smoothing capacitor;
A switch element is connected in parallel to both ends of the reactor,
Detection means for detecting a voltage zero-cross point of the single-phase AC voltage, frequency determination means for detecting the frequency of the single-phase AC voltage based on a signal of the detection means, and switch element driving means for opening or closing the switch element Equipped with an electronic control unit,
A reactor energization start phase for the voltage zero cross point at which the switch element is opened and a reactor energization stop phase for the voltage zero cross point at which the switch element is closed are set in advance according to the frequency determined by the frequency determining means. A storage unit that has been stored,
Based on the information in the storage unit, for each half cycle of the single-phase AC voltage, the switch element driving means opens or closes the switch element, and the reactor energization start phase within the half cycle of the single-phase AC voltage A blower characterized by energizing a reactor during a reactor energization stop phase.
単相交流電圧の電圧ゼロクロス点に対して前記計測手段により計測された前記充電移行位相と、リアクトル通電開始位相とを比較し、この充電移行位相が前記リアクトル通電開始位相より早ければこのリアクトル通電開始位相でスイッチ素子を開とし、この充電移行位相が前記リアクトル通電開始位相より遅ければスイッチ素子を閉とする動作を、単相交流電圧の半周期内において前記スイッチ素子駆動手段が行う
ことを特徴とする請求項1記載の送風機。 An instantaneous value of the DC voltage smoothed by the smoothing capacitor is detected, and the DC voltage increasing state is switched from the reduced state of the DC voltage accompanying the discharging state of the smoothing capacitor to the charging state from the full-wave rectified voltage by the diode bridge. The electronic control device comprises a DC voltage detection means for detecting a charging transition point and a measuring means for measuring a charging transition phase from the charging transition point,
The charging transition phase measured by the measuring means with respect to the voltage zero-cross point of the single-phase AC voltage is compared with the reactor energization start phase. If this charging transition phase is earlier than the reactor energization start phase, the reactor energization start is started. The switch element driving means performs an operation of opening the switch element at a phase and closing the switch element if the charge transition phase is later than the reactor energization start phase within a half cycle of the single-phase AC voltage. The blower according to claim 1.
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