JP6045851B2

JP6045851B2 - Washing machine

Info

Publication number: JP6045851B2
Application number: JP2012184189A
Authority: JP
Inventors: 細糸　強志; 強志細糸; 勇介柴野; 佐理前川
Original assignee: Toshiba Lifestyle Products and Services Corp
Current assignee: Toshiba Lifestyle Products and Services Corp
Priority date: 2012-08-23
Filing date: 2012-08-23
Publication date: 2016-12-14
Anticipated expiration: 2032-08-23
Also published as: JP2014039724A

Description

本発明の実施形態は、回転槽の内底部に配置される撹拌翼を回転させる永久磁石型モータを備えてなる洗濯機に関する。 Embodiments of the present invention relate to a washing machine including a permanent magnet type motor that rotates a stirring blade disposed in an inner bottom portion of a rotating tub.

従来より、洗濯機のモータ制御においては、モータの出力トルクが変動することによる不快な振動や騒音の発生を抑制すると共に、効率の向上を図る目的で正弦波通電を行っている。また、最近では、モータの各相電流を検出してベクトル制御を行い、効率の更なる向上を図る技術も普及している。例えば特許文献１には、モータの相電流を検出する電流センサを用いることなく、効率的な制御を行う技術の一例が開示されている。 Conventionally, in motor control of a washing machine, sinusoidal energization is performed for the purpose of suppressing generation of unpleasant vibration and noise due to fluctuations in the output torque of the motor and improving efficiency. Recently, a technique for further improving the efficiency by detecting each phase current of the motor and performing vector control has become widespread. For example, Patent Document 1 discloses an example of a technique that performs efficient control without using a current sensor that detects a phase current of a motor.

特開２０１１−４４５０号公報JP 2011-4450 A

一般に、ベクトル制御を行う構成では、モータの相電流を検出するための電流センサや、高速で演算処理を行うことができる例えば３２ビットのマイクロコンピュータや、当該マイコンの消費電流に対応した電源回路が必要となり、複雑かつ大型で高価なものになりがちであった。特許文献１では、モータの相電流を検出せず、ベクトル制御を行うことなく効率の向上を図る制御技術が開示されている。この技術によれば、ベクトル制御に比較すると演算処理負荷は低いと思われるが、それに替えて力率や無効電流等を演算しているため、やはりマイクロコンピュータの性能がある程度必要となる。 In general, in a configuration that performs vector control, there are a current sensor for detecting the phase current of the motor, a 32-bit microcomputer that can perform arithmetic processing at high speed, and a power supply circuit corresponding to the current consumption of the microcomputer. It was necessary and tended to be complicated, large and expensive. Patent Document 1 discloses a control technique for improving efficiency without detecting a phase current of a motor and performing vector control. According to this technique, the processing load is considered to be lower than that of vector control. However, since the power factor and reactive current are calculated instead, the performance of the microcomputer is required to some extent.

例えば、ベクトル制御が導入される以前に一般的に使用されていた電圧・位相制御であれば、検出した電流に基づくフィードバック制御を行わないので、８ビット程度のマイコンでも、十分に対応できる。しかし、電圧・位相制御は精度に問題がある。
また、高価な永久磁石を使用するモータについて低コスト化を図る手段として、モータの極数を増やすことが考えられる。極数が増えた分だけ、ロータに配置する永久磁石の厚さをより薄くすることができ、磁石の総量を削減できるからである。ところが、モータの極数を増やすと制御周波数が上昇するので、特に位相制御を高い精度で行わなければ脱調するおそれがある（特許文献１の制御対象は、８極のモータである）。 For example, in the case of voltage / phase control generally used before the introduction of vector control, feedback control based on the detected current is not performed, so even a microcomputer of about 8 bits can sufficiently cope. However, voltage / phase control has a problem in accuracy.
Further, as a means for reducing the cost of a motor using an expensive permanent magnet, it is conceivable to increase the number of poles of the motor. This is because the thickness of the permanent magnet disposed on the rotor can be made thinner by the increase in the number of poles, and the total amount of magnets can be reduced. However, since the control frequency increases when the number of poles of the motor is increased, there is a risk of step-out unless the phase control is performed with high accuracy (the control target of Patent Document 1 is an 8-pole motor).

加えて、極数が多いモータについては、より高い電圧（ＰＷＭ制御の場合、より大きなデューティ）を印加する必要がある。そのため、洗濯機の運転中においてモータの回転が急激に低下すると、制御電流が過剰に流れる傾向にある。これらの問題から、総じて低コスト化を図ることが困難であった。
そこで、モータの相電流を検出することなく、処理負荷が小さい演算によって高精度の制御を行うことができる洗濯機を提供することにある。 In addition, for a motor with a large number of poles, it is necessary to apply a higher voltage (a larger duty in the case of PWM control). For this reason, when the rotation of the motor rapidly decreases during operation of the washing machine, the control current tends to flow excessively. Because of these problems, it has been difficult to reduce the cost.
Accordingly, an object of the present invention is to provide a washing machine that can perform high-precision control by calculation with a small processing load without detecting the phase current of the motor.

本実施形態の洗濯機によれば、インバータ回路を構成する下側スイッチング素子とグランドとの間に電流検出抵抗を挿入し、制御回路は、電流検出抵抗の端子電圧のピーク値をピークホールド回路を介して読み込む。そして、インバータ回路を構成する各スイッチング素子に、電圧・位相制御に基づき生成したＰＷＭ信号を出力する際に、ピークホールド回路により得られるピーク値をＡ／Ｄ変換して基準値と比較し、ピーク値が基準値を上回ると、その上回る差の大きさに応じてＰＷＭ信号のデューティを段階的に減少させる。 According to the washing machine of the present embodiment, the current detection resistor is inserted between the lower switching element constituting the inverter circuit and the ground, and the control circuit sets the peak value of the terminal voltage of the current detection resistor to the peak hold circuit. Read through. When the PWM signal generated based on the voltage / phase control is output to each switching element constituting the inverter circuit, the peak value obtained by the peak hold circuit is A / D converted and compared with the reference value. When the value exceeds the reference value, the duty of the PWM signal is decreased stepwise according to the magnitude of the difference.

第１実施形態であり、モータの駆動制御系を示す図The figure which is 1st Embodiment and shows the drive control system of a motor 全自動洗濯機の全体構成を示す縦断面図Longitudinal sectional view showing the overall configuration of a fully automatic washing machine 電圧・位相制御における電圧を決定する処理を示すフローチャートFlow chart showing processing for determining voltage in voltage / phase control 電流のオーバー値に応じて電圧指令DUTYを決定するテーブルを示す図The figure which shows the table which determines the voltage command duty according to the over value of current 電圧指令の一例を説明する図Diagram explaining an example of voltage command ロータの電気角とセンサ信号Ａ，Ｂとの関係を示す図The figure which shows the relationship between the electrical angle of a rotor, and sensor signal A and B 正弦波駆動の内容を示すタイミングチャートTiming chart showing the contents of sine wave drive モータの出力トルクと回転数及び最適な進み位相量の関係を示す図The figure which shows the relationship between the output torque of the motor, the rotation speed, and the optimum lead phase amount センサ信号Ａ，Ｂのエッジ出力間隔と、推定されるモータの回転数及び回転数に応じて付与すべき進み位相量を示す図The figure which shows the advance phase amount which should be provided according to the edge output space | interval of sensor signal A, B, the estimated rotation speed of the motor, and rotation speed 位相制御の内容を示すフローチャート（その１）Flow chart showing contents of phase control (part 1) 位相制御の内容を示すフローチャート（その２）Flow chart showing contents of phase control (part 2) 洗い・濯ぎ運転のタイミングチャートWashing / rinsing operation timing chart 進み位相量を一定とした場合の図１２相当図FIG. 12 equivalent diagram when the lead phase amount is constant 水跳ね防止制御を説明する図The figure explaining water splash prevention control 第２実施形態を示す図１１相当図FIG. 11 equivalent diagram showing the second embodiment

以下、縦軸形の全自動洗濯機に適用した第１の実施形態につき、図１ないし図１４を参照して説明する。まず、図２は、全自動洗濯機１の全体構成を示す縦断面図である。すなわち、全体として矩形状をなす外箱２内には、水受槽３が、４組（１組のみ図示）の防振機構４を介して弾性支持されている。この場合、防振機構４は、上端が外箱２内において上方に係止された吊り棒４ａと、その吊り棒４ａの他端側に取り付けられた振動減衰用のダンパー４ｂとを含んで構成されている。これらの防振機構４を介して水受槽３が弾性支持されることにより、洗濯運転時に発生する振動が外箱２に極力伝達されないようにしている。 Hereinafter, a first embodiment applied to a vertical automatic washing machine will be described with reference to FIGS. First, FIG. 2 is a longitudinal sectional view showing the overall configuration of the fully automatic washing machine 1. That is, the water receiving tank 3 is elastically supported through four sets of vibration isolating mechanisms 4 (only one set is shown) in the outer box 2 which is rectangular as a whole. In this case, the vibration isolation mechanism 4 includes a suspension bar 4a whose upper end is locked upward in the outer box 2, and a vibration damping damper 4b attached to the other end of the suspension bar 4a. Has been. The water receiving tub 3 is elastically supported via these vibration isolation mechanisms 4 so that vibration generated during the washing operation is not transmitted to the outer case 2 as much as possible.

上記水受槽３内には、洗濯槽兼脱水槽用の回転槽５が配設されており、この回転槽５の内底部には、撹拌体（パルセータ）６が配設されている。上記回転槽５は、槽本体５ａと、この槽本体５ａの内側に設けられた内筒５ｂと、これらの上端部に設けられたバランスリング５ｃとから構成されている。そして、この回転槽５が回転されると、内部の水を回転遠心力により揚水して槽本体５ａの上部の脱水孔５ｄから水受槽３内に放出するようになっている。 A rotating tub 5 for washing and dewatering tub is disposed in the water receiving tub 3, and a stirring body (pulsator) 6 is disposed at the inner bottom of the rotating tub 5. The rotating tub 5 includes a tub body 5a, an inner cylinder 5b provided on the inner side of the tub body 5a, and a balance ring 5c provided on the upper ends thereof. When the rotary tank 5 is rotated, the internal water is pumped by a rotational centrifugal force and discharged into the water receiving tank 3 from the dewatering hole 5d at the upper part of the tank body 5a.

また、回転槽５の底部には、通水口７が形成されており、この通水口７は、排水通路７ａを通して排水口８に連通されている。そして、排水口８には、排水弁９を備えた排水路１０が接続されている。従って、排水弁９を閉塞した状態で回転槽５内に給水すると、回転槽５内に水が貯溜され、排水弁９を開放すると、回転槽５内の水は排水通路７ａ、排水口８および排水路１０を通じて排出されるようになっている。
水受槽３の底部には、補助排水口８ａが形成されており、この補助排水口８ａは、図示しない連結ホースを介し前記排水弁９をバイパスして前記排水路１０に接続され、前記回転槽５が回転したときに、その上部から水受槽３内に放出された水を排出するようになっている。 Further, a water passage 7 is formed at the bottom of the rotary tank 5, and this water passage 7 communicates with the drain 8 through a drain passage 7a. A drainage channel 10 having a drainage valve 9 is connected to the drainage port 8. Therefore, when water is supplied into the rotary tank 5 with the drain valve 9 closed, water is stored in the rotary tank 5, and when the drain valve 9 is opened, the water in the rotary tank 5 is discharged into the drain passage 7 a, the drain port 8, and It is discharged through the drainage channel 10.
An auxiliary drainage port 8a is formed at the bottom of the water receiving tank 3, and this auxiliary drainage port 8a is connected to the drainage channel 10 by bypassing the drainage valve 9 via a connection hose (not shown). When 5 rotates, the water discharged | emitted in the water receiving tank 3 from the upper part is discharged | emitted.

また、前記水受槽３の外底部には、機構部ハウジング１１が取付けられており、この機構部ハウジング１１には、中空の槽軸１２が回転自在に設けられ、この槽軸１２には、回転槽５が連結されている。また、槽軸１２の内部には、撹拌軸１３が回転自在に設けられており、この撹拌軸１３の上端部には、撹拌体６が連結されている。そして、撹拌軸１３の下端部は、アウタロータ形のＤＣブラシレスモータ１４（永久磁石型モータ，以下、単にモータと称す）のロータ１４ａに連結されている。このモータ１４は、洗い時には、撹拌体６を直接正逆回転駆動するようになっている。 Further, a mechanism housing 11 is attached to the outer bottom of the water receiving tank 3, and a hollow tank shaft 12 is rotatably provided in the mechanism section housing 11. The tank 5 is connected. Further, a stirring shaft 13 is rotatably provided inside the tank shaft 12, and the stirring body 6 is connected to the upper end portion of the stirring shaft 13. The lower end of the stirring shaft 13 is connected to a rotor 14a of an outer rotor type DC brushless motor 14 (permanent magnet type motor, hereinafter simply referred to as a motor). The motor 14 directly drives the agitator 6 in forward and reverse rotation during washing.

また、モータ１４は、脱水時には、図示しないクラッチにより槽軸２と撹拌軸１３とが連結された状態で、回転槽５および撹拌体６を一方向に直接回転駆動するようになっている。従って、本実施形態では、モータ１４の回転速度は、洗い時には撹拌体６のそれと同一になり、脱水時には回転槽５および撹拌体６のそれと同一になる、いわゆる、ダイレクトドライブ方式が採用されている。 Further, the motor 14 directly rotates the rotating tank 5 and the stirring body 6 in one direction while the tank shaft 2 and the stirring shaft 13 are connected by a clutch (not shown) during dehydration. Therefore, in the present embodiment, a so-called direct drive system is adopted in which the rotational speed of the motor 14 is the same as that of the stirring body 6 at the time of washing, and is the same as that of the rotating tank 5 and the stirring body 6 at the time of dehydration. .

図１は、モータ１４の駆動制御系を示す機能ブロック図である。インバータ回路２１は、６個のＩＧＢＴ（半導体スイッチング素子）２２ａ〜２２ｆを三相ブリッジ接続して構成されており、各ＩＧＢＴ２２ａ〜２２ｆのコレクタ−エミッタ間には、フライホイールダイオード２３ａ〜２３ｆが接続されている。下アーム側のＩＧＢＴ２２ｄ、２２ｅ、２２ｆのエミッタは、シャント抵抗（電流検出抵抗）２４を介してグランドに接続されている。また、ＩＧＢＴ２２ｄ、２２ｅ、２２ｆのエミッタとシャント抵抗２４との共通接続点は、抵抗素子２５及びコンデンサ２６を介してグランドに接続されている。そして、抵抗素子２５及びコンデンサ２６の共通接続点は、ピークホールド回路２７の入力端子及びコンパレータ２８の反転入力端子に接続されている。 FIG. 1 is a functional block diagram showing a drive control system of the motor 14. The inverter circuit 21 is configured by connecting six IGBTs (semiconductor switching elements) 22a to 22f in a three-phase bridge, and flywheel diodes 23a to 23f are connected between collectors and emitters of the IGBTs 22a to 22f. ing. The emitters of the lower arm IGBTs 22d, 22e, and 22f are connected to the ground via a shunt resistor (current detection resistor) 24. The common connection point between the emitters of the IGBTs 22d, 22e, and 22f and the shunt resistor 24 is connected to the ground via the resistor element 25 and the capacitor 26. The common connection point of the resistor element 25 and the capacitor 26 is connected to the input terminal of the peak hold circuit 27 and the inverting input terminal of the comparator 28.

ピークホールド回路２７は、コンパレータ２９を用いて構成されているが、このコンパレータ２９は、コンパレータ２８と共にＩＣ３０（コンパレータ２回路入り）に内蔵されているものである。尚、これらのコンパレータ２８，２９の出力は、オープンコレクタタイプである。 The peak hold circuit 27 is configured using a comparator 29. The comparator 29 is built in the IC 30 (with two comparators) together with the comparator 28. The outputs of these comparators 28 and 29 are of an open collector type.

コンパレータ２９の非反転入力端子は、抵抗素子２５に接続されていると共に、コンデンサ３２を介してグランドに接続されている。これらはＲＣフィルタを構成している。また、コンパレータ２９の反転入力端子は、抵抗素子３３及び３４を介してグランドに接続されている。コンパレータ２９の出力端子は、抵抗素子３５を介して５Ｖ電源にプルアップされていると共に、ダイオード３６及びコンデンサ３７を介してグランドに接続されている。そして、ダイオード３６のカソードは、抵抗素子３８を介して抵抗素子３３及び３４の共通接続点に接続されていると共に、制御回路３９の入力端子に接続されている。 The non-inverting input terminal of the comparator 2 9, with is connected to the resistor element 25 is connected to ground via a capacitor 32. These constitute an RC filter. The inverting input terminal of the comparator 2 9 is connected to ground via a resistor 33 and 34. An output terminal of the comparator 2 9, with is pulled up to 5V power supply via the resistor element 35 is connected to ground via a diode 36 and a capacitor 37. The cathode of the diode 36 is connected to the common connection point of the resistance elements 33 and 34 via the resistance element 38 and is connected to the input terminal of the control circuit 39.

５Ｖ電源とグランドとの間には、抵抗素子４０及び４１の直列回路が接続されており、両者の共通接続点は、コンパレータ２８の非反転入力端子に接続されている。コンパレータ２８の出力端子は、抵抗素子４２を介して５Ｖ電源にプルアップされていると共に、コンデンサ４３を介してグランドに接続され、更に制御回路３９の入力端子に接続されている。コンパレータ２８の出力信号は過電流検出に基づく緊急停止信号となり、制御回路３９は、緊急停止信号の入力があるとインバータ回路２１に対するＰＷＭ信号の出力を停止する。 A series circuit of resistance elements 40 and 41 is connected between the 5V power supply and the ground, and a common connection point between them is connected to a non-inverting input terminal of the comparator 28. The output terminal of the comparator 28 is pulled up to a 5 V power source via a resistance element 42, connected to the ground via a capacitor 43, and further connected to the input terminal of the control circuit 39. The output signal of the comparator 28 becomes an emergency stop signal based on overcurrent detection, and the control circuit 39 stops outputting the PWM signal to the inverter circuit 21 when the emergency stop signal is input.

モータ１４には、ロータの回転位置を検出する位置センサ４４（Ａ，Ｂ）が配置されている。位置センサ４４は例えばホールＩＣで構成され、位相が９０度異なる２相信号を出力する（図６参照）。位置センサ４４Ａが出力するセンサ信号（位置信号）の立ち上がりエッジがロータ１４ａの電気角０度に対応している。センサ信号の出力端子は、夫々ＮＯＴゲート４５Ａ，４５Ｂを介して制御回路３９の入力端子に接続され、ＮＯＴゲート４５Ａ，４５Ｂの出力端子は、コンデンサ４６Ａ，４６Ｂを介してグランドに接続されている。 A position sensor 44 (A, B) that detects the rotational position of the rotor is disposed in the motor 14. The position sensor 44 is composed of, for example, a Hall IC and outputs two-phase signals whose phases are different by 90 degrees (see FIG. 6). The rising edge of the sensor signal (position signal) output from the position sensor 44A corresponds to the electrical angle of the rotor 14a of 0 degree. The sensor signal output terminals are connected to the input terminals of the control circuit 39 via NOT gates 45A and 45B, respectively, and the output terminals of the NOT gates 45A and 45B are connected to the ground via capacitors 46A and 46B.

インバータ回路２１の入力側には駆動用電源回路４７（直流電源回路）が接続されている。駆動用電源回路４７は、１００Ｖの交流電源４８を、ダイオードブリッジで構成される全波整流回路４９及び直列接続された２個のコンデンサ５０ａ，５０ｂにより倍電圧全波整流し、約２８０Ｖの直流電圧をインバータ回路２１に供給する。インバータ回路２１の各相出力端子は、モータ１４の各相巻線１４ｕ，１４ｖ，１４ｗに接続されている。 A driving power supply circuit 47 (DC power supply circuit) is connected to the input side of the inverter circuit 21. The driving power supply circuit 47 rectifies a 100V AC power supply 48 by a full-wave rectification circuit 49 composed of a diode bridge and two capacitors 50a and 50b connected in series, and double-voltage full-wave rectification, and a DC voltage of about 280V. Is supplied to the inverter circuit 21. Each phase output terminal of the inverter circuit 21 is connected to each phase winding 14 u, 14 v, 14 w of the motor 14.

第１電源回路５１は、インバータ回路２１に供給される約２８０Ｖの駆動用電源を降圧して１５Ｖ電源を生成すると、制御回路３９及び駆動回路５２に供給する。また、第２電源回路５３（制御電源回路）は、上記駆動用電源を降圧して５Ｖの制御用電源を生成し、制御回路３９に供給する三端子レギュレータである。高圧ドライバ回路５４は、インバータ回路２１における上アーム側のＩＧＢＴ２２ａ〜２２ｃを駆動するために配置されている。 The first power supply circuit 51 steps down the driving power supply of about 280V supplied to the inverter circuit 21 to generate a 15V power supply, and supplies it to the control circuit 39 and the driving circuit 52. The second power supply circuit 53 (control power supply circuit) is a three-terminal regulator that steps down the drive power supply to generate a control power of 5V and supplies the control power to the control circuit 39. The high voltage driver circuit 54 is arranged to drive the IGBTs 22 a to 22 c on the upper arm side in the inverter circuit 21.

また、駆動用電源回路４７の出力端子（インバータ回路２１の正側直流母線）とグランドとの間には、抵抗素子５５ａ，５５ｂの直列回路が接続されており、両者の共通接続点は、制御回路３９の入力端子に接続されている。制御回路３９は、例えば８ビットのマイクロコンピュータで構成され、電圧・位相制御を行うことで電圧率が正弦波状に変化する三相上下分のＰＷＭ信号を生成する。そして、それらのＰＷＷ信号を、駆動回路５２及び上側については高圧ドライバ回路５４を介して、インバータ回路２１を構成する各ＩＧＢＴ２２ａ〜２２ｆのゲートに出力する。 In addition, a series circuit of resistance elements 55a and 55b is connected between the output terminal of the drive power supply circuit 47 (positive DC bus of the inverter circuit 21) and the ground. The input terminal of the circuit 39 is connected. The control circuit 39 is configured by, for example, an 8-bit microcomputer, and generates three-phase upper and lower PWM signals whose voltage ratio changes in a sine wave shape by performing voltage / phase control. Then, these PWW signals are output to the gates of the respective IGBTs 22a to 22f constituting the inverter circuit 21 via the drive circuit 52 and the high voltage driver circuit 54 on the upper side.

次に、本実施形態の作用について説明する。
＜位相制御＞
先ず位相制御について図６ないし図１４を参照して説明する。制御回路３９に対しては、センサ信号Ａ，Ｂのエッジで割り込みが発生する。そのエッジの出力間隔をカウントすれば、電気角９０度に相当する時間が得られる（図７（ａ），（ｂ）参照）。そこで、制御回路３９は、電気角９０度に相当する時間を得ると共に、上記割り込みとは別に、ＰＷＭ制御に用いる搬送波の周期毎に発生する割り込みのタイミングで、正弦波状に変化する電圧の通電するためのタイミングとなる詳細な位相を求めて通電を行う（詳細については、例えば特開平９−７４７９０号公報参照，図７は前記公報の図８相当図）。また、上記エッジの出力間隔より、モータ１４の回転数を求めることができる。 Next, the operation of this embodiment will be described.
<Phase control>
First, phase control will be described with reference to FIGS. The control circuit 39 is interrupted at the edges of the sensor signals A and B. If the output interval of the edges is counted, a time corresponding to an electrical angle of 90 degrees can be obtained (see FIGS. 7A and 7B). Therefore, the control circuit 39 obtains a time corresponding to an electrical angle of 90 degrees, and energizes a voltage that changes in a sine wave form at the timing of an interrupt that occurs every period of the carrier wave used for PWM control, apart from the above interrupt. Energization is performed by obtaining a detailed phase as a timing for the above (for details, see, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 9-74790, FIG. 7 is a view corresponding to FIG. 8 of the above-mentioned publication). Further, the rotation speed of the motor 14 can be obtained from the output interval of the edge.

図８は、モータ１４の出力トルクと回転数（回転速度）及び通電制御を行う際に付与すべき最適な進み位相量の関係を示すものである。モータ１４の巻線１４ｕ〜１４ｗはインダクタンス成分を有しているので、モータの回転数が高くなるほど電圧位相に対して電流位相が遅れる傾向を示す。したがって、電圧位相をより進めるように調整することで、より大きな出力トルクを得ることができる。尚、モータ１４の構成は、４８極／３６スロットである。 FIG. 8 shows the relationship between the output torque of the motor 14, the rotation speed (rotation speed), and the optimum advance phase amount to be applied when performing energization control. Since the windings 14u to 14w of the motor 14 have an inductance component, the current phase tends to be delayed with respect to the voltage phase as the rotational speed of the motor increases. Therefore, a larger output torque can be obtained by adjusting the voltage phase to advance further. The configuration of the motor 14 is 48 poles / 36 slots.

例えば洗濯機の洗い運転では、撹拌体６の最高回転数が１５０ｒｐｍ程度になる。この場合、必要となる出力トルクが１３Ｎ・ｍ程度までは、一定の進み位相量を与えることで回転数１５０ｒｐｍを維持できる。しかし、出力トルクが１３Ｎ・ｍを超えると、進み位相量を徐々に増加させて回転数１５０ｒｐｍを維持する必要がある。尚、図７（ｆ）に示すＰｒが進み位相量である。 For example, in the washing operation of the washing machine, the maximum rotational speed of the stirring member 6 is about 150 rpm. In this case, until the required output torque is about 13 N · m, the rotational speed of 150 rpm can be maintained by giving a constant advance phase amount. However, when the output torque exceeds 13 N · m, it is necessary to gradually increase the advance phase amount and maintain the rotational speed of 150 rpm. Note that Pr shown in FIG. 7F is the lead phase amount.

図９は、センサ信号Ａ，Ｂのエッジ出力間隔［ｍ秒］と、その間隔より推定されるモータ１４の回転数［ｒｐｍ］及び回転数に応じて（誘起電圧の位相０度を基準として）付与すべき進み位相量［ｄｅｇ］を示す。回転数が６０ｒｐｍまでは一定の位相量：２８度とし、６０ｒｐｍを超えると次第に位相量を増加させる。そして、９０ｒｐｍを超えると位相量を４８度で頭打ちとする。 FIG. 9 shows an edge output interval [msec] of the sensor signals A and B, and the number of revolutions [rpm] and the number of revolutions of the motor 14 estimated from the interval (based on the induced voltage phase 0 degree). The lead phase amount [deg] to be given is shown. The phase amount is constant at 28 degrees until the rotational speed is 60 rpm, and the phase amount is gradually increased when it exceeds 60 rpm. And when it exceeds 90 rpm, the phase amount reaches a peak at 48 degrees.

図１０は、制御回路３９が図９に示すように位相制御を行うための処理内容を示すフローチャートである。この処理は、例えば２０ｍ秒周期で割り込みが発生する毎に実行される。先ず、位相補正値をゼロに設定すると（Ｓ１）、後述する図１１に示す処理で設定される「センサ異常」の有無を判定する（Ｓ２）。ここでセンサ異常がなければ（ＹＥＳ）、変数「位相」を２８［ｄｅｇ］に設定してから（Ｓ３）以降のステップＳ４〜Ｓ７の判断を行う。 FIG. 10 is a flowchart showing the processing contents for the control circuit 39 to perform phase control as shown in FIG. This process is executed each time an interrupt occurs with a period of 20 milliseconds, for example. First, when the phase correction value is set to zero (S1), the presence / absence of “sensor abnormality” set in the process shown in FIG. 11 described later is determined (S2). If there is no sensor abnormality (YES), the variable “phase” is set to 28 [deg] (S3) and the subsequent steps S4 to S7 are determined.

制御回路３９は、ステップＳ４〜Ｓ７において、センサ信号Ａ，Ｂのエッジ出力間隔が１０．４ｍ秒以上か否か（Ｓ４），８．９ｍ秒以上か否か（Ｓ５），７．８ｍ秒以上か否か（Ｓ６），６．９ｍ秒以上か否か（Ｓ７），…というように各区間に分類するための判断を行う。これらは図６に示すように、推定されるモータ１４の回転数が６０ｒｐｍ以下，６１ｒｐｍ以上〜７０ｒｐｍ以下，７１ｒｐｍ以上〜８０ｒｐｍ以下，８１ｒｐｍ以上〜９０ｒｐｍ以下の区間に対応している。 In steps S4 to S7, the control circuit 39 determines whether the edge output interval of the sensor signals A and B is 10.4 msec or more (S4), 8.9 msec or more (S5), 7.8 msec or more. Whether or not (S6), 6.9 msec or more (S7),... As shown in FIG. 6, these correspond to the sections where the estimated rotation speed of the motor 14 is 60 rpm or less, 61 rpm to 70 rpm, 71 rpm to 80 rpm, 81 rpm to 90 rpm.

ステップＳ４〜Ｓ７の何れかで「ＹＥＳ」と判断すれば位相補正値をそれぞれ「０，２，１２，１７」に設定する（Ｓ１０〜Ｓ１３）。また、ステップＳ７で「ＮＯ」と判断すると、位相補正値を「２０」に設定する（Ｓ８）。
そして、ステップＳ９では「位相」に位相補正値を加えたものを「位相」とする。これにより、図６に示すテーブルと同様に進み位相量が設定される。また、ステップＳ２で「ＮＯ」と判断した場合は、「位相」を「２８」に、位相補正値を「０」に設定する（Ｓ１４，Ｓ１５）。 If “YES” is determined in any of steps S4 to S7, the phase correction value is set to “0, 2, 12, 17”, respectively (S10 to S13). If “NO” is determined in the step S7, the phase correction value is set to “20” (S8).
In step S9, “phase” is obtained by adding a phase correction value to “phase”. Thereby, the advance phase amount is set in the same manner as the table shown in FIG. If “NO” is determined in the step S2, the “phase” is set to “28” and the phase correction value is set to “0” (S14, S15).

図１１は、位置センサの異常判定処理内容を示すフローチャートであり。この処理は、例えば１ｍ秒周期で割り込みが発生する毎に実行される。先ず、現在の位置センサ値と、前回の位置センサ値とが異なるか否かを判断する（Ｓ４１）。図６に示すようにセンサ信号Ａ，Ｂの値は、電気角９０度毎に「１０」，「１１」，「０１」，「００」に変化する。現在と今回とで位置センサ値が異なれば（ＹＥＳ）位置センサ４４に「異常なし」と判断し（Ｓ４２）、異常判定用の位置センサカウンタをリセットし（Ｓ４３）、図示しない洗濯機の運転行程を制御するメインルーチンにリターンする。 FIG. 11 is a flowchart showing the details of the position sensor abnormality determination process. This process is executed each time an interrupt is generated at a cycle of 1 ms, for example. First, it is determined whether or not the current position sensor value is different from the previous position sensor value (S41). As shown in FIG. 6, the values of the sensor signals A and B change to “10”, “11”, “01”, and “00” every 90 electrical degrees. If the current position sensor value differs from the present time (YES), it is determined that the position sensor 44 is “abnormal” (S42), the position sensor counter for abnormality determination is reset (S43), and the operation process of a washing machine (not shown) is performed. Return to the main routine that controls

一方、ステップＳ４１において、現在と今回とで位置センサ値が等しい場合は（ＮＯ）上記位置センサカウンタをカウントアップして（Ｓ４４）、そのカウンタ値が「１２」（所定時間に相当）以上となったか否かを判断する（Ｓ４５）。カウンタ値が「１２」未満であれば（ＮＯ）そのままリターンし、カウンタ値が「１２」以上であれば（ＹＥＳ）位置センサに「異常あり」とするフラグをセットして（Ｓ４６）リターンする。「異常あり」の場合、モータ１４の回転数は５２ｒｐｍ以下となっている。そして、カウンタ値が「１２」に達する前に位置センサ値が変化すれば、ステップＳ４３でカウンタ値がリセットされる。 On the other hand, in step S41, if the position sensor value is the same at present and this time (NO), the position sensor counter is counted up (S44), and the counter value becomes "12" (corresponding to a predetermined time) or more. It is determined whether or not (S45). If the counter value is less than "12" (NO), the process returns as it is, and if the counter value is "12" or more (YES), a flag indicating "abnormal" is set in the position sensor (S46) and the process returns. In the case of “abnormal”, the rotation speed of the motor 14 is 52 rpm or less. If the position sensor value changes before the counter value reaches “12”, the counter value is reset in step S43.

図１２は、上述した位相（PHASE）制御と共にＰＷＭ信号のデューティ（DUTY）を制御して行う洗い・濯ぎ運転のタイミングチャートである。デューティについては、各運転の水流パターンに応じて決定されている（ｃ）。回転方向については、正転，反転を交互に繰り返す（ａ）。また、正転，反転を切り換える際に、撹拌翼６；モータ１４の回転を一端停止させる「位置決め」を行う（ｂ）。 FIG. 12 is a timing chart of the washing / rinsing operation performed by controlling the duty (DUTY) of the PWM signal together with the phase (PHASE) control described above. The duty is determined according to the water flow pattern of each operation (c). For the rotation direction, forward rotation and inversion are alternately repeated (a). Further, when switching between forward rotation and reverse rotation, “positioning” for stopping the rotation of the stirring blade 6; the motor 14 is performed (b).

そして、進み位相量については、回転数６０ｒｐｍまでは２８度を付与し、６０ｒｐｍを超えて１５０ｒｐｍに至るまでは２８度から４８度まで順次増加させるように制御する（ｄ，ｅ）。尚、実際のモータ１４の回転数は負荷の変動に応じて変動するが（ｅ）では単純化して示している。図１３は比較のため、モータの回転数にかかわらず一定の進み位相量を付与した場合の制御例であり、回転数を十分に上昇させることができない。 The advance phase amount is controlled so that 28 degrees is given up to the rotational speed of 60 rpm, and is gradually increased from 28 degrees to 48 degrees until the rotational speed exceeds 150 rpm and reaches 150 rpm (d, e). The actual rotational speed of the motor 14 varies according to the variation of the load, but is simplified in FIG. For comparison, FIG. 13 shows a control example when a constant advance phase amount is applied regardless of the rotation speed of the motor, and the rotation speed cannot be sufficiently increased.

図１４は、フローチャートに現わしていないが、洗い運転等において所謂「水跳ね」の発生を防止する制御を示す。（ａ）に示すように通常の運転状態であれば、最高回転数は１５０ｒｐｍ程度に維持されるが、例えば一時的に負荷が軽減されることで突発的に回転数が上昇することがある。その様な運転状態になると、回転槽内５の水が跳ねるおそれがある。そこで、検出される回転数が１７０ｒｐｍを超えると異常と判定し、モータ１４の駆動をオフさせる（ｂ）。更に、前記異常が各水流時限期間（正転又は反転動作の何れ一方向の回転）中に例えば合計４回発生すると、ＰＷＭ信号のデューティを低下させるようにして「水跳ね」の発生を防止する。 FIG. 14 shows control that prevents the occurrence of so-called “water splashing” in a washing operation or the like, although not shown in the flowchart. As shown in (a), in the normal operation state, the maximum rotational speed is maintained at about 150 rpm, but the rotational speed may suddenly increase, for example, by temporarily reducing the load. In such an operating state, there is a risk that the water in the rotating tank 5 will splash. Therefore, when the detected rotational speed exceeds 170 rpm, it is determined that there is an abnormality, and the drive of the motor 14 is turned off (b). Furthermore, if the abnormality occurs for example four times in total during each water flow time period (forward or reverse rotation), the duty of the PWM signal is reduced to prevent the occurrence of “water splash”. .

＜電圧制御＞
次に、電圧制御について図３ないし図５を参照して説明する。図３は、電圧・位相制御における電圧：DUTYを決定する処理を示すフローチャートであり、この処理は、例えば１ｍ秒周期で実行される。制御回路３９は、ピークホールド回路２７の出力信号をＡ／Ｄ変換して読み込むと（Ｓ５１）、そのピークホールド値（以下、検出電流値と称す）を電流制御用の閾値（例えば、電流７．５Ａに相当する値）と比較する（Ｓ５２）。そして、検出電流値が閾値以上であれば「過電流フラグ」を「Ｈ」にセットする（Ｓ５３）。すなわちここでは、検出電流値が閾値以上となった状態を「過電流」と称している。 <Voltage control>
Next, voltage control will be described with reference to FIGS. FIG. 3 is a flowchart showing a process of determining a voltage: DUTY in the voltage / phase control, and this process is executed, for example, at a cycle of 1 msec. When the control circuit 39 reads the output signal of the peak hold circuit 27 after A / D conversion (S51), the control circuit 39 sets the peak hold value (hereinafter referred to as a detected current value) to a current control threshold value (for example, a current 7. And a value corresponding to 5A) (S52). If the detected current value is equal to or greater than the threshold value, the “overcurrent flag” is set to “H” (S53). That is, here, the state where the detected current value is equal to or greater than the threshold value is referred to as “overcurrent”.

この場合、ＰＷＭ制御におけるDUTYの設定が過大であると判断されるので、続くステップＳ５４においてDUTYを減少させるように制御する。つまり、検出電流値と閾値との差（以下、オーバー値と称す）を求め（Ｓ５２で求めておいても良い）、オーバー値の大きさに応じて減少させる度合いを変化させる。すなわち、図４（ａ）に示すように、オーバー値が０．４Ａ以下であればDUTYは減少させず、現状の値を維持する。また、１．６Ａ以下であれば４％，２．４Ａ以下であれば６％，３．２Ａ以下であれば８％，３．６Ａ以下であれば１２％，４．０Ａ以下であれば２０％，４．０Ａを超えると２４％といったように、減少幅を複数段階にする。 In this case, since it is determined that the setting of the duty in the PWM control is excessive, control is performed so as to decrease the duty in the subsequent step S54. That is, a difference between the detected current value and the threshold value (hereinafter referred to as an over value) is obtained (may be obtained in S52), and the degree of decrease is changed according to the magnitude of the over value. That is, as shown in FIG. 4A, if the over value is 0.4 A or less, the duty is not decreased and the current value is maintained. In addition, 4% if 1.6 A or less, 6% if 2.4 A or less, 8% if 3.2 A or less, 12% if 3.6 A or less, 20 if 4.0 A or less. %, The reduction range is made into a plurality of stages, such as 24% when exceeding 4.0A.

続くステップＳ５５において、上記のようにDUTYを減少させた結果、DUTYが予め定めた最小値を下回る場合は（ＹＥＳ）、DUTYを最小値に固定する（Ｓ５６）。最小値を下回らなければ（ＮＯ）処理を終了する（メインルーチンにリターンする）。 In subsequent step S55, if the duty is reduced as described above as a result of the duty being less than a predetermined minimum value (YES), the duty is fixed to the minimum value (S56). If it is not less than the minimum value (NO), the process is terminated (return to the main routine).

一方、ステップＳ５２において、検出電流値が閾値未満であれば「過電流フラグ」が「Ｈ，Ｌ」の何れかを判断する（Ｓ５７）。「過電流フラグ」が「Ｌ（リセット）」であれば、特に処理を行う必要はないのでそのまま終了する。「過電流フラグ」が「Ｈ」であればDUTYを増加させるが（Ｓ５８）、増加については、減少の場合のように増加値が複数段階に設定されておらず、図４（ｂ）に示すように常に８％とする。 On the other hand, if the detected current value is less than the threshold value in step S52, it is determined whether the “overcurrent flag” is “H, L” (S57). If the “overcurrent flag” is “L (reset)”, there is no need to perform any particular processing, and the processing is terminated. If the “overcurrent flag” is “H”, the duty is increased (S58). However, as for the increase, the increase value is not set in a plurality of stages as in the case of the decrease, as shown in FIG. Thus, always 8%.

それから、この段階で、ステップＳ５８で増加させた実際のDUTYが、図３に示す処理で決定された指令DUTY以上となったか否かを判断し（Ｓ５９）、指令DUTY未満であれば（ＮＯ）そのまま処理を終了する。また、指令DUTY以上であれば（ＹＥＳ）、実際に出力するDUTYを指令DUTYに固定する（一致させる）。そして、「過電流フラグ」を「Ｌ」にすると（Ｓ６０）処理を終了する。 Then, at this stage, it is determined whether or not the actual duty increased in step S58 is greater than or equal to the command duty determined in the process shown in FIG. 3 (S59). If it is less than the command duty (NO) The process is terminated as it is. If it is equal to or greater than the command DUTY (YES), the actually output duty is fixed (matched) to the command DUTY. Then, when the “overcurrent flag” is set to “L” (S60), the process is terminated.

図５は、図３に示す処理に対応する検出電流値及びDUTYの変化の一例を示すものである。図中に示す丸数字は、図３に示す同じ丸数字の処理部分に対応している。検出電流値が閾値を超えることなく、指令DUTYと実DUTYとが一致している期間は（３）「過電流検出なし」であり、検出電流値が閾値を超えたことで実DUTYを減少させている期間は（１）「DUTY減少処理部」である。また、実DUTYを増加させている期間は（２）「DUTY復帰処理部」である。
図５（ａ）に示すように、検出電流値が閾値を超えることで指令DUTYに対して実際のDUTYが低下し、両者が乖離すると、検出電流値が閾値を超え内容に抑制を図りつつ両者を一致させるように制御が行われる。 FIG. 5 shows an example of changes in the detected current value and the duty corresponding to the process shown in FIG. The circled numbers shown in the figure correspond to the processing portions of the same circled numbers shown in FIG. The period during which the command duty and actual duty match without the detected current value exceeding the threshold is (3) “No overcurrent detection”, and the actual duty is decreased when the detected current value exceeds the threshold. (1) “DUTY reduction processing unit”. The period during which the actual duty is increased is (2) “DUTY return processing unit”.
As shown in FIG. 5 (a), when the detected current value exceeds the threshold, the actual duty decreases with respect to the command duty, and when the two deviate, the detected current value exceeds the threshold and the contents are both suppressed. Control is performed so as to match.

以上のように本実施形態によれば、インバータ回路２１を構成するＩＧＢＴ２２ｄ〜２２ｆのエミッタとグランドとの間にシャント抵抗２４を挿入し、制御回路３９は、シャント抵抗２４の端子電圧のピーク値をピークホールド回路２７を介して読み込む。そして、インバータ回路２１を構成する各ＩＧＢＴ２２に、電圧・位相制御に基づき生成したＰＷＭ信号を出力する際に、ピークホールド回路２７により得られるピーク値をＡ／Ｄ変換して基準値と比較し、ピーク値が基準値を上回ると、その上回る差の大きさに応じてＰＷＭ信号のデューティを段階的に減少させるようにした。 As described above, according to the present embodiment, the shunt resistor 24 is inserted between the emitters of the IGBTs 22d to 22f constituting the inverter circuit 21 and the ground, and the control circuit 39 determines the peak value of the terminal voltage of the shunt resistor 24. Reading is performed via the peak hold circuit 27. Then, when outputting a PWM signal generated based on voltage / phase control to each IGBT 22 constituting the inverter circuit 21, the peak value obtained by the peak hold circuit 27 is A / D converted and compared with a reference value, When the peak value exceeds the reference value, the duty of the PWM signal is decreased stepwise according to the magnitude of the difference.

すなわち、ピークホールド回路２７により、シャント抵抗２４の端子電圧値がホールドされるので、動作速度が遅いマイコンで構成される制御回路３９でも、確実にＡ／Ｄ変換を行って電圧値を読み込むことができる。そして、極数が多いモータ１４を高い周波数で駆動制御する洗濯機の運転中に、モータ１４の回転が急激に低下することで制御電流が過剰に流れる傾向を示す場合でも、制御回路３９がＰＷＭ信号のデューティを適切に制御して電流が過剰に流れることを防止できる。これにより、モータ１４を構成する永久磁石の減磁を防止し、インバータ回路２１を構成するＩＧＢＴ２２の温度が上昇することを抑制して不具合や故障の発生を防止できる。 That is, since the terminal voltage value of the shunt resistor 24 is held by the peak hold circuit 27, even the control circuit 39 constituted by a microcomputer having a low operation speed can reliably perform A / D conversion and read the voltage value. it can. Even when the washing machine that drives and controls the motor 14 having a large number of poles at a high frequency is operated, the control circuit 39 performs the PWM even when the control current 39 tends to flow excessively due to a rapid decrease in the rotation of the motor 14. It is possible to prevent the current from flowing excessively by appropriately controlling the duty of the signal. Thereby, the demagnetization of the permanent magnet constituting the motor 14 can be prevented, the rise of the temperature of the IGBT 22 constituting the inverter circuit 21 can be suppressed, and the occurrence of malfunctions and failures can be prevented.

この場合、制御回路３９は、前記ピーク値が前記基準値を下回ると、その下回る差の大きさに応じてＰＷＭ信号のデューティを上昇させるように制御し、その上昇させる幅値の段階数を、デューティを減少させる際の段階数よりも少なくするので、電流の抑制制御を高い精度で行うことができ、例えばモータ１４の出力トルクが不足しないように制御できる。 In this case, when the peak value falls below the reference value, the control circuit 39 controls to increase the duty of the PWM signal according to the magnitude of the difference, and the number of steps of the width value to be raised is Since the number of steps is less than the number of steps when the duty is reduced, the current suppression control can be performed with high accuracy, and for example, the output torque of the motor 14 can be controlled not to be insufficient.

そして、シャント抵抗２４の端子電圧を、コンパレータ２８により閾値電圧と比較する際に、その閾値を、制御回路３９がＰＷＭ信号のデューティを制御するための基準値よりも大きな値に設定し、制御回路３９は、コンパレータ２８の出力信号に基づき異常電流が流れたと判定するとＰＷＭ信号の出力を停止する。したがって、過電流保護についても適切に行うことができる。
また、ＩＣ３０に内蔵されるコンパレータ２８を異常電流の検出用に使用し、コンパレータ２９を利用してピークホールド回路２７を構成するので、１つのＩＣ３０を用いて過電流保護と電流抑制制御とを行うことができ、回路の小型化，低コスト化に資することができる。 When the terminal voltage of the shunt resistor 24 is compared with the threshold voltage by the comparator 28, the threshold value is set to a value larger than a reference value for the control circuit 39 to control the duty of the PWM signal. If 39 determines that an abnormal current has flowed based on the output signal of the comparator 28, it stops outputting the PWM signal. Therefore, overcurrent protection can be performed appropriately.
In addition, since the comparator 28 built in the IC 30 is used for detecting an abnormal current and the peak hold circuit 27 is configured using the comparator 29, overcurrent protection and current suppression control are performed using a single IC 30. Therefore, the circuit can be reduced in size and cost.

更に、制御回路３９は、複数の位置センサ４４Ａ，４４Ｂが永久磁石モータ１４のロータ回転位置を検出して出力するセンサ信号Ａ，Ｂに応じて通電パターンを決定し、インバータ回路２１にＰＷＭ信号を出力し、モータ１４を交互に正反転させる洗い又は濯ぎ運転時において、センサ信号Ａ，Ｂに基づき検出されるモータ１４の回転数に応じて、通電パターンの位相を所定量だけ進めるように制御する電圧・位相制御を行う。その際に、制御回路３９は、モータ１４の回転数を、位置センサ４４Ａ，４４Ｂよりそれぞれ出力されるセンサ信号Ａ，Ｂの出力間隔より検出するようにした。これにより、極数が多いモータ１４を、８ビット程度のマイクロコンピュータで構成される制御回路３９により電圧・位相制御する際に、位相制御の精度を高めてモータ１４の運転効率を向上させることが可能となる。 Further, the control circuit 39 determines the energization pattern according to the sensor signals A and B output by the plurality of position sensors 44A and 44B detecting and outputting the rotor rotational position of the permanent magnet motor 14, and outputs a PWM signal to the inverter circuit 21. In the washing or rinsing operation in which the motor 14 is alternately forward / reversely output, control is performed so that the phase of the energization pattern is advanced by a predetermined amount according to the number of revolutions of the motor 14 detected based on the sensor signals A and B. Perform voltage / phase control. At that time, the control circuit 39 detects the rotation speed of the motor 14 from the output intervals of the sensor signals A and B output from the position sensors 44A and 44B, respectively. As a result, when the motor 14 having a large number of poles is subjected to voltage / phase control by the control circuit 39 constituted by a microcomputer of about 8 bits, the accuracy of the phase control can be improved and the operation efficiency of the motor 14 can be improved. It becomes possible.

また、制御回路３９は、センサ信号Ａ，Ｂの出力間隔を補間して得られるタイミングに基づいて、通電パターンにより正弦波状の電圧をモータ１４に出力する。したがって、低コストで簡単な構成においても、制御精度を高めることでモータ１４を正弦波駆動できる。更に、制御回路３９は、センサ信号Ａ，Ｂが所定時間以上検出されないときは、通電パターンの進み位相量を、モータ１４の回転数が最低速領域に属する場合に対応する値に設定する。これにより、モータ１４の負荷が急激に増加することで回転数が大幅に低下した場合でも、出力トルクを維持できる。 In addition, the control circuit 39 outputs a sinusoidal voltage to the motor 14 by the energization pattern based on the timing obtained by interpolating the output intervals of the sensor signals A and B. Therefore, even with a low-cost and simple configuration, the motor 14 can be driven in a sine wave by increasing the control accuracy. Further, when the sensor signals A and B are not detected for a predetermined time or longer, the control circuit 39 sets the advance phase amount of the energization pattern to a value corresponding to the case where the rotation speed of the motor 14 belongs to the lowest speed region. As a result, the output torque can be maintained even when the rotational speed is significantly reduced due to a sudden increase in the load on the motor 14.

（第２実施形態）
図１５は第２実施形態を示す図１１相当図であり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第２実施形態では、ステップＳ４７，Ｓ４８が追加されている。ステップＳ４４の実行後に、センサ信号Ａ，Ｂの出力間隔が１０．４ｍ秒（所定の閾値）以上（回転数６０ｒｐｍ以下）か否かを判断し（Ｓ４７）、１０．４ｍ秒以上であれば（ＹＥＳ）ステップＳ４５に移行する。一方、１０．４ｍ秒未満であれば（ＮＯ）、ステップＳ４５における「１２」に替えて位置センサカウンタの値が「４」以上か否かを判断し（Ｓ４８）、「３」以下であれば（ＮＯ）リターンし、「４」以上であれば（ＹＥＳ）ステップＳ４６に移行する。 (Second Embodiment)
FIG. 15 is a view corresponding to FIG. 11 showing the second embodiment. The same parts as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, description thereof is omitted, and different parts will be described below. In the second embodiment, steps S47 and S48 are added. After execution of step S44, it is determined whether the output interval of the sensor signals A and B is 10.4 msec (predetermined threshold) or more (rotation speed 60 rpm or less) (S47). YES) The process proceeds to step S45. On the other hand, if it is less than 10.4 milliseconds (NO), it is determined whether or not the value of the position sensor counter is “4” or more instead of “12” in step S45 (S48), and if it is “3” or less. (NO) Return, and if it is “4” or more (YES), the process proceeds to step S46.

すなわち、ステップＳ４７で「ＮＯ」と判断した場合は、直前に検出されていたモータ１４の回転数が６０ｒｐｍ以上であり、回転数が比較的高い状態から急激に低下した状態にあると推察され、異常が発生している可能性が高い。したがって、この場合は、位置センサ異常をより短い時間で判定する。 That is, when it is determined as “NO” in step S47, it is inferred that the rotational speed of the motor 14 detected immediately before is 60 rpm or more, and the rotational speed is rapidly decreased from a relatively high state. There is a high possibility that an abnormality has occurred. Therefore, in this case, the position sensor abnormality is determined in a shorter time.

以上のように第２実施形態によれば、制御回路３９は、直前に検出されたセンサ信号Ａ，Ｂの出力間隔が１０．４ｍ秒よりも短いときはセンサ異常を判定するカウンタのカウント値を短く設定し、前記出力間隔が１０．４ｍ秒以上であれば前記カウント値を長く設定するようした。したがって、直前に検出されていたモータ１４の回転数がある程度高い状態にあった場合は、位置センサ異常判定をより短時間で行うことができる。 As described above, according to the second embodiment, the control circuit 39 sets the count value of the counter for determining sensor abnormality when the output interval of the sensor signals A and B detected immediately before is shorter than 10.4 milliseconds. The count value is set short and the count value is set long if the output interval is 10.4 ms or more. Therefore, when the number of rotations of the motor 14 detected immediately before is in a high state to some extent, the position sensor abnormality determination can be performed in a shorter time.

本発明のいくつか実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。この実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments are presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. This embodiment and its modifications are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.

電圧制御において、検出電流に対する閾値の電流値や、DUTYの減少値，増加値については適宜変更して良い。また、増加値を複数設定しても良い。
必ずしもＩＣ３０を用いる必要はない。
ピークホールド回路は、オペアンプを用いて構成しても良い。
位置センサの数は、３つ以上でも良い。 In the voltage control, the threshold current value with respect to the detected current, and the decrease value and increase value of DUTY may be appropriately changed. A plurality of increase values may be set.
The IC 30 is not necessarily used.
The peak hold circuit may be configured using an operational amplifier.
The number of position sensors may be three or more.

モータ１４の構成は、４８極／３６スロットに限ることはない。
制御回路３９は、必ずしも８ビットのマイクロコンピュータで構成する必要はない。
ステップＳ４５，Ｓ４８における所定時間相当のカウンタ値については、適宜変更して良い。
図４に示すオーバー値とデューティの増減値との関係は一例であり、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。
また、図９に示すモータの回転数と、回転数に応じて付与すべき進み位相量との関係についても同様であり、適宜変更して実施すれば良い。
第２実施形態における所定の閾値も、適宜変更して良い。 The configuration of the motor 14 is not limited to 48 poles / 36 slots.
The control circuit 39 is not necessarily configured by an 8-bit microcomputer.
The counter value corresponding to the predetermined time in steps S45 and S48 may be changed as appropriate.
The relationship between the over value and the increase / decrease value of the duty shown in FIG. 4 is an example, and may be appropriately changed according to the individual design.
Further, the relationship between the rotational speed of the motor shown in FIG. 9 and the advance phase amount to be applied according to the rotational speed is the same, and may be changed as appropriate.
The predetermined threshold in the second embodiment may also be changed as appropriate.

図面中、１は全自動洗濯機、５は回転槽、６は撹拌翼、１４はＤＣブラシレスモータ（永久磁石型モータ）、１４ａはロータ、２１はインバータ回路、２４はシャント抵抗（電流検出抵抗）、２７はピークホールド回路、３０はＩＣ、３９は制御回路、４４は位置センサを示す。 In the drawings, 1 is a fully automatic washing machine, 5 is a rotating tub, 6 is a stirring blade, 14 is a DC brushless motor (permanent magnet type motor), 14a is a rotor, 21 is an inverter circuit, and 24 is a shunt resistance (current detection resistance). , 27 is a peak hold circuit, 30 is an IC, 39 is a control circuit, and 44 is a position sensor.

Claims

A permanent magnet type motor that rotates a stirring blade disposed at the inner bottom of the rotating tank;
An inverter circuit for driving the motor;
A current detection resistor inserted between the lower switching element constituting the inverter circuit and the ground;
A peak hold circuit for detecting the peak value of the terminal voltage of the current detection resistor;
When outputting a PWM signal generated based on voltage / phase control to each switching element constituting the inverter circuit, the peak value obtained by the peak hold circuit is A / D converted and compared with a reference value, A washing machine comprising: a control circuit that gradually reduces the duty of the PWM signal according to the magnitude of the difference when the peak value exceeds the reference value.

When the peak value falls below the reference value, the control circuit controls to increase the duty of the PWM signal according to the magnitude of the difference, and determines the number of steps of the width value to be raised. 2. The washing machine according to claim 1, wherein the number of steps is smaller than the number of stages when the amount is reduced.

A comparator for comparing the terminal voltage of the current detection resistor with a threshold voltage;
The threshold voltage is set to a value larger than a reference value for the control circuit to control the duty of the PWM signal,
3. The washing machine according to claim 1, wherein when the control circuit determines that an abnormal current has flowed based on the output signal of the comparator, the control circuit stops outputting the PWM signal.

Using an IC with two built-in comparators,
4. The washing machine according to claim 3, wherein one of the two comparators is used for detecting the abnormal current, and the other one is used for configuring the peak hold circuit.

A position sensor that detects a rotor rotation position of the motor and outputs a sensor signal;
5. The washing machine according to claim 1, wherein the control circuit outputs a sinusoidal voltage to the motor by the PWM signal based on the sensor signal.