JP6032518B2

JP6032518B2 - Offset voltage compensator

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Publication number: JP6032518B2
Application number: JP2011240619A
Authority: JP
Inventors: 英司岩見; 吉田　博; 博吉田; 中村　敦; 敦中村; 雄介宮村
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2011-11-01
Filing date: 2011-11-01
Publication date: 2016-11-30
Anticipated expiration: 2031-11-01
Also published as: JP2013098803A

Description

本発明は、オペアンプにおけるオフセット電圧を補償するオフセット電圧補償装置に関し、特に、オペアンプから流れ出すバイアス電流に起因したオフセット電圧への影響をも補償したオフセット電圧補償装置に関する。 The present invention relates to an offset voltage compensator that compensates an offset voltage in an operational amplifier, and more particularly to an offset voltage compensator that also compensates for an influence on an offset voltage caused by a bias current flowing out from the operational amplifier.

従来より、オフセット電圧が抑えられ、また温度ドリフトも極小に抑えた高精度のオペアンプが、微少電圧を増幅する用途などにおいて用いられている。また、オペアンプのオフセット電圧の補償に関しては様々な方法が開示され、工程数や部品数を増加することでオフセット電圧の補償演算を行う。 Conventionally, high-precision operational amplifiers that suppress offset voltage and minimize temperature drift have been used in applications such as amplifying minute voltages. Various methods for offset voltage compensation of the operational amplifier are disclosed, and the offset voltage compensation calculation is performed by increasing the number of processes and the number of components.

例えば、電流センサと同じ回路構成及び構造を有し、周囲温度を同一とした模擬電流センサを備えて、電流センサの計測信号から模擬電流センサの出力を減算してオフセット電圧の温度ドリフトを補正する計測装置が開示されている（例えば、特許文献１参照）。 For example, a simulated current sensor having the same circuit configuration and structure as the current sensor and having the same ambient temperature is provided, and the temperature drift of the offset voltage is corrected by subtracting the output of the simulated current sensor from the measurement signal of the current sensor. A measuring device is disclosed (for example, refer to Patent Document 1).

また、予め温度変化に応じたドリフト量が補正データとして記憶部に記憶され、当該補正データをドライバ部に送って出力オフセット電圧におけるドリフト量を補正する補正部を備えるオフセット電圧補正回路が開示されている（例えば、特許文献２参照）。 Also disclosed is an offset voltage correction circuit including a correction unit that previously stores a drift amount corresponding to a temperature change in a storage unit as correction data, and sends the correction data to the driver unit to correct the drift amount in the output offset voltage. (For example, refer to Patent Document 2).

さらに、正確な熱電対値を求めるため、熱電対信号選択用マルチプレクサに、熱電対検出回路の内部素子の温度ドリフト及びオフセット電圧を補正する補正用ダミー回路をオペアンプの入力側に設けた熱電対検出回路が開示されている（例えば、特許文献３参照）。 Furthermore, in order to obtain an accurate thermocouple value, the thermocouple detection is provided on the input side of the operational amplifier with a correction dummy circuit that corrects the temperature drift and offset voltage of the internal elements of the thermocouple detection circuit in the thermocouple signal selection multiplexer. A circuit is disclosed (for example, see Patent Document 3).

特開２００７−７８３７４号公報JP 2007-78374 A 特開２００８−２０５７２５号公報JP 2008-205725 A 特開２００５−２４９５３７号公報JP 2005-249537 A

しかしながら、上記特許文献１に示す計測装置では、電流センサの構成が少なくとも２つ必要となり、コストを要する。また、上記特許文献２に示す回路では、全ての温度変化に対する補正データを記録保持し、補正部において全ての出力オフセット電圧に対して補正を行うため工程数を要し、また現実的ではない。 However, in the measuring apparatus shown in Patent Document 1, at least two current sensor configurations are required, and cost is required. In the circuit shown in Patent Document 2, correction data for all temperature changes is recorded and held, and correction is performed for all output offset voltages in the correction unit, which is not practical.

さらに、上記特許文献３に示す熱電対検出回路では、定期的にあるいは測定の都度この補正ダミー回路を用いて補正処理をする必要があり工数を要する。 Furthermore, in the thermocouple detection circuit shown in the above-mentioned Patent Document 3, it is necessary to perform a correction process using this correction dummy circuit periodically or every measurement, which requires man-hours.

また、これら従来技術における回路では、オペアンプの入力端子から流れ出すバイアス電流によるオフセット電圧への影響を回避できないという問題がある。通常、オペアンプにおけるオフセット電圧の原因には、オペアンプの＋入力端子と−入力端子の端子間の電圧差に起因するオフセット電圧以外に、オペアンプから流れ出すバイアス電流による電圧成分がある。このバイアス電流に起因するオフセットは、微少な直流電圧を増幅する高精度の直流オペアンプにおいては無視できない誤差量となる。このことを、図８を参照して説明する。 Further, these conventional circuits have a problem that the influence on the offset voltage due to the bias current flowing out from the input terminal of the operational amplifier cannot be avoided. Usually, the cause of the offset voltage in the operational amplifier includes a voltage component due to a bias current flowing out from the operational amplifier, in addition to the offset voltage caused by the voltage difference between the + input terminal and the − input terminal of the operational amplifier. The offset caused by the bias current becomes an error amount that cannot be ignored in a high-precision DC operational amplifier that amplifies a minute DC voltage. This will be described with reference to FIG.

最初に、バイアス電流Ｉ_ｂのオフセット電圧への影響を考慮しない場合について説明する。図８に示す回路８０は、電源８１、センサ８２、及びオペアンプ８３を備える。この回路８０では、センサ８２からの出力は抵抗Ｒ１を通ってオペアンプ８３の反転入力端子に入力され、センサ８２の抵抗の両端（ａ−ｂ）間の信号電圧Ｖｓをオペアンプ８３において差動増幅して電流や電力が求められる。図８（ａ）においてバイアス電流Ｉ_ｂの影響を考慮しない場合、オペアンプ８３の出力電圧Ｖ１は次の（式１）により与えられる。 First, a case where the influence of the bias current _{Ib on} the offset voltage is not considered will be described. A circuit 80 illustrated in FIG. 8 includes a power supply 81, a sensor 82, and an operational amplifier 83. In this circuit 80, the output from the sensor 82 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 83 through the resistor R1, and the operational amplifier 83 differentially amplifies the signal voltage Vs between both ends (ab) of the sensor 82. Current and power are required. When the influence of the bias current _Ib is not considered in FIG. 8A, the output voltage V1 of the operational amplifier 83 is given by the following (Equation 1).

ここで、Ｒ１はオペアンプ８３の入力につながった負荷抵抗値、Ｒ２はオペアンプ８３の出力をフィードバックして反転入力に加える経路における負荷抵抗値、Ｖ_Oはオフセット電圧である。そして、図８（ｂ）においてバイアス電流Ｉ_ｂの影響を考慮しない場合、オペアンプ８３へ入力を短絡した出力電圧Ｖ２は次の（式２）で与えられる。 Here, R1 is a load resistance value connected to the input of the operational amplifier 83, R2 is a load resistance value in a path for feeding back the output of the operational amplifier 83 and applying it to the inverting input, and V _O is an offset voltage. When the influence of the bias current _Ib is not considered in FIG. _8B , the output voltage V2 whose input is short-circuited to the operational amplifier 83 is given by the following (Equation 2).

従って、バイアス電流Ｉ_ｂを考慮しない場合、（式１）−（式２）により得られる（式３）に基づいて、オペアンプ８３のオフセット電圧Ｖ_Oの影響を取り除いたセンサ８２の出力信号の真値Ｓを求めることができる。 Therefore, when the bias current _Ib is not considered, the true value of the output signal of the sensor 82 from which the influence of the offset voltage V _O of the operational amplifier 83 is removed based on (Expression 3) obtained by (Expression 1)-(Expression 2). The value S can be determined.

次に、オペアンプ８３からセンサ８２側に流れ出すバイアス電流Ｉ_ｂに起因するオフセット電圧Ｖ_Oへの影響をも考慮した演算を行う。図８（ａ）においてバイアス電流Ｉ_ｂの影響を考慮した場合、オペアンプ８３の出力電圧Ｖ１は次の（式４）により与えられる。 Next, calculation is performed in consideration of the influence on the offset voltage V _O caused by the bias current I _b flowing from the operational amplifier 83 to the sensor 82 side. Figure 8 (a) When considering the influence of the bias current I _b in the output voltage V1 of operational amplifier 83 is given by the following equation (4).

ここで、Ｒｓはセンサ８２の両端（ａ−ｂ）間の等価抵抗である。そして、図８（ｂ）においてバイアス電流Ｉ_ｂの影響を考慮（Ｉ_ｂ・Ｒ１の電圧降下は無視）した場合、センサ８２からオペアンプ８３へ入力を短絡した出力電圧Ｖ２は次の（式５）となる。 Here, Rs is an equivalent resistance between both ends (ab) of the sensor 82. Then, considering the influence of the bias current _{I b} in FIG. 8 (b) If _(a voltage drop of _I b · R1 is ignored), and the output voltage V2 obtained by short-circuiting the input from the sensor 82 to the operational amplifier 83 follows (Equation 5) It becomes.

従って、センサ８２の入力を短絡していない場合の（式４）から、センサ８２の入力を短絡した場合の（式５）を減算して下記（式６）に示す信号成分の差分Ｄを演算する。 Therefore, the difference D of the signal component shown in the following (Expression 6) is calculated by subtracting (Expression 5) when the input of the sensor 82 is short-circuited from (Expression 4) when the input of the sensor 82 is not short-circuited. To do.

しかしながら、この（式６）にはバイアス電流Ｉ_ｂの項が残るため、従来技術においては、オフセット電圧Ｖ_Oにおけるバイアス電流Ｉ_ｂの温度特性の影響を取り除くことができない。特に、微少電圧を扱う場合、このバイアス電流Ｉ_ｂを起因とするオフセット電圧Ｖ_Oに対する誤差量は無視できない量となり（例えば、オフセット電圧Ｖ_Oの数分の一）、高精度なオフセット電圧Ｖ_Oの補償演算を実現できないという問題がある。 However, since the term of the bias current I _b remains in this (Equation 6), the influence of the temperature characteristic of the bias current I _{b on} the offset voltage V _O cannot be removed in the prior art. In particular, when dealing with small voltage, the error amount with respect to the offset voltage V _O to due the bias current I _b becomes non-negligible amounts (e.g., a fraction of the offset voltage V _O), highly accurate offset voltage V _O There is a problem that the compensation calculation cannot be realized.

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、センサ部の直流出力信号を検出する際、部品点数の増加を抑えながら、増幅器のオフセット電圧を補償できるオフセット電圧補償装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and provides an offset voltage compensator capable of compensating for an offset voltage of an amplifier while suppressing an increase in the number of components when detecting a DC output signal of a sensor unit. Objective.

また、増幅器からセンサ部に流れ出すバイアス電流に起因したオフセット電圧をも補償したオフセット電圧補償装置を提供することを目的とする。 It is another object of the present invention to provide an offset voltage compensator that compensates for an offset voltage caused by a bias current flowing from an amplifier to a sensor unit.

上記目的を達成するために本発明は、電源と接続され物理量を計測して出力信号に変換するセンサ部と、前記センサ部の入力を短絡する切替器と、前記センサ部の出力信号を増幅する増幅器と、前記増幅器の出力に基づいて電気量を演算する演算器と、を備えるオフセット電圧補償装置において、前記センサ部は、前記電源に接続される入出力端子、及び前記増幅器に接続される入出力端子力端子の４端子を備え、前記演算器は、前記センサ部の入力を短絡していない時の前記増幅器の出力から、短絡時の前記増幅器の出力を減算して信号成分の差分Ｄを抽出し、次に、当該信号成分の差分Ｄと、前記センサ部の全抵抗値Ｒｓ２及び前記切替器のオン抵抗値Ｒｏｎから定められる以下の所定の係数Ａとを用いて下記（数１）に基づいて前記所定の係数を抽出し、次に、下記（数２）に基づいて前記センサ部の出力信号の真値Ｓを演算する、ことを特徴とするものである。 To achieve the above object, the present invention relates to a sensor unit that is connected to a power source, measures a physical quantity and converts it into an output signal, a switch that short-circuits the input of the sensor unit, and amplifies the output signal of the sensor unit In the offset voltage compensator including an amplifier and an arithmetic unit that calculates an electric quantity based on an output of the amplifier, the sensor unit includes an input / output terminal connected to the power source, and an input connected to the amplifier. The output terminal force terminal is provided with four terminals , and the computing unit subtracts the output of the amplifier when short-circuited from the output of the amplifier when the input of the sensor unit is not short-circuited to obtain a difference D of signal components. Next, using the difference D of the signal component and the following predetermined coefficient A determined from the total resistance value Rs2 of the sensor unit and the on-resistance value Ron of the switch , Based on the above place Extracting coefficients, then calculates the true value S of the output signal of the sensor unit based on the following equation (2), it is characterized in.

ここで、Ａ：所定の係数、Ｒｏｎ：切替器のオン抵抗値、Ｒｓ２：センサ部の全抵抗値

ここで、Ｄ：信号成分の差分、Ａ：所定の係数、Ｓ：センサ部の出力信号の真値である。

Here, A: Predetermined coefficient, Ron: ON resistance value of the switch, Rs2 : Total resistance value of the sensor unit

Here, D: difference between signal components, A : predetermined coefficient, S: true value of output signal of sensor unit.

このオフセット電圧補償装置において、前記切替器は、前記センサの入力を短絡する切替制御を定期的に繰り返すことが好ましい。 In this offset voltage compensator, it is preferable that the switch periodically repeats switching control for short-circuiting the input of the sensor.

このオフセット電圧補償装置において、前記演算器は、前記センサ部の出力と、前記切替器において前記センサ部の入力を短絡した時の出力とを、それぞれ一定周期で積算し、電力量を演算することが好ましい。 In this offset voltage compensator, the computing unit calculates the amount of power by integrating the output of the sensor unit and the output when the input of the sensor unit is short-circuited in the switching unit at a fixed period. Is preferred.

このオフセット電圧補償装置において、前記電源と前記センサ部との間に少なくとも１以上の抵抗器をさらに備え、前記切替器は、前記抵抗器のいずれかを含む経路で前記センサ部の入力を短絡することが好ましい。 In the offset voltage compensation device, at least one resistor is further provided between the power source and the sensor unit, and the switch short-circuits the input of the sensor unit through a path including any of the resistors. It is preferable.

このオフセット電圧補償装置において、前記切替器は、アナログマルチプレクサで構成され、切替経路を１のスイッチで構成、又は少なくとも２以上のスイッチを並列接続して構成することが好ましい。 In this offset voltage compensator, it is preferable that the switch is configured by an analog multiplexer, and the switching path is configured by one switch, or at least two or more switches are connected in parallel.

このオフセット電圧補償装置において、前記切替器には、高抵抗器が接続され、前記切替器において前記センサ部の入力を短絡させずに前記センサ部の出力を得るときには、前記切替器のスイッチを前記高抵抗器側に接続することが好ましい。 In this offset voltage compensator, a high resistor is connected to the switch, and when the output of the sensor unit is obtained without short-circuiting the input of the sensor unit in the switch, the switch of the switch is It is preferable to connect to the high resistor side.

尚、前記目的を達成するために、本発明は、オフセット電圧補償装置の特徴的な構成手段をステップとするオフセット電圧補償方法としたり、この方法が備える特徴的な命令を含むプログラムとして実現することもできる。そして、そのようなプログラムは、フラッシュメモリ等の記録媒体やインターネット等の通信ネットワークを介して流通させることができるのは言うまでもない。 In order to achieve the above object, the present invention can be realized as an offset voltage compensation method using characteristic constituent means of the offset voltage compensation device as a step, or as a program including a characteristic instruction provided in this method. You can also. Needless to say, such a program can be distributed via a recording medium such as a flash memory or a communication network such as the Internet.

本発明に係るオフセット電圧補償装置によれば、部品点数の増加を抑えながら、増幅器のオフセット電圧を補償することができる。このため、センサ部の直流出力信号の真値を検出することができる。 The offset voltage compensator according to the present invention can compensate for the offset voltage of the amplifier while suppressing an increase in the number of components. For this reason, the true value of the DC output signal of the sensor unit can be detected.

本発明の実施の形態１に係るオフセット電圧補償装置の機能ブロック図である。It is a functional block diagram of the offset voltage compensation apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention. （ａ）前記オフセット電圧補償装置に備わる切替器がオフ時の回路図、（ｂ）前記切替器がオン時の回路図である。(A) Circuit diagram when the switch provided in the offset voltage compensator is off, (b) Circuit diagram when the switch is on. （ａ）本発明の実施の形態２に係るオフセット電圧補償装置に備わる切替器がオフ時の回路図、（ｂ）前記切替器がオン時の回路図である。(A) The circuit diagram when the switch with which the offset voltage compensation apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention is equipped is OFF, (b) The circuit diagram when the said switch is ON. 同上実施の形態２の変形例１に係るオフセット電圧補償装置の回路図である。It is a circuit diagram of the offset voltage compensation apparatus which concerns on the modification 1 of Embodiment 2 same as the above. 同上実施の形態２の変形例２に係るオフセット電圧補償装置の回路図である。It is a circuit diagram of the offset voltage compensation apparatus which concerns on the modification 2 of Embodiment 2 same as the above. 同上実施の形態２の変形例３に係るオフセット電圧補償装置の回路図である。It is a circuit diagram of the offset voltage compensation apparatus which concerns on the modification 3 of Embodiment 2 same as the above. 同上実施の形態２の変形例４に係るオフセット電圧補償装置の回路図である。It is a circuit diagram of the offset voltage compensation apparatus which concerns on the modification 4 of Embodiment 2 same as the above. （ａ）従来のオフセット電圧補償装置の回路の一例を示す図、（ｂ）前記オフセット電圧補償装置においてセンサ入力短絡時の回路図である。(A) A figure which shows an example of the circuit of the conventional offset voltage compensator, (b) It is a circuit diagram at the time of a sensor input short circuit in the said offset voltage compensator.

（実施の形態１）
本発明の実施の形態１に係るオフセット電圧補償装置（以下、補償装置と記す）に関して図面を参照して説明する。図１に示すように、本実施の形態１に係る補償装置１は、電源２と、センサ部３と、切替器４と、増幅器５と、演算器６とを備えている。 (Embodiment 1)
An offset voltage compensator (hereinafter referred to as a compensator) according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG. 1, the compensation device 1 according to the first embodiment includes a power source 2, a sensor unit 3, a switch 4, an amplifier 5, and a calculator 6.

電源２は、センサ部３につながれて直流電流を供給する。センサ部３は、測定すべき物理量をそれらと一定の関係にある電気量（電圧、電流、抵抗など）に変換する機能を有する。センサ部３は、例えば、測定すべき電流を一定の割合で小さくする電流センサ、光の透過や反射を検出する光電センサ、体の発熱を検出する赤外線センサ、熱起電力の発生を検出する熱電対などがある。このセンサ部３の出力は、増幅器５や演算器６などの電気的処理を経て電流、電力として出力され、必要に応じて数値として画面表示され、また、駆動する制御信号に変換される。 The power source 2 is connected to the sensor unit 3 and supplies a direct current. The sensor unit 3 has a function of converting physical quantities to be measured into electric quantities (voltage, current, resistance, etc.) having a fixed relationship with them. The sensor unit 3 includes, for example, a current sensor that reduces the current to be measured at a certain rate, a photoelectric sensor that detects transmission and reflection of light, an infrared sensor that detects heat generation of the body, and a thermoelectric that detects the generation of thermoelectromotive force. There are pairs. The output of the sensor unit 3 is output as current and power through electrical processing such as the amplifier 5 and the arithmetic unit 6, displayed as a numerical value on a screen as necessary, and converted into a driving control signal.

切替器４は、センサ部３の入力を短絡する半導体（無接点）スイッチであり、例えばトランジスタで構成される。 The switch 4 is a semiconductor (non-contact) switch that short-circuits the input of the sensor unit 3, and is configured by a transistor, for example.

増幅器５（オペアンプ５）は、センサ部３から入力されるアナログの直流信号を増幅するオペアンプなどの半導体部品である。この増幅器５の出力は入力が０の時（反転、非反転）に０になるのが理想だが、実際には完全に０ならず、オフセット電圧が生じる。これは、オペアンプ５のＩＣ内部もトランジスタなどで構成されるため、温度変化によって内部のトランジスタが変化し、出力電圧がずれるためである。従って、オペアンプ５のオフセット電圧を補償演算することで、より高精度にセンサ部３の出力電圧の真値を検出できる。 The amplifier 5 (the operational amplifier 5) is a semiconductor component such as an operational amplifier that amplifies an analog DC signal input from the sensor unit 3. The output of the amplifier 5 is ideally 0 when the input is 0 (inverted or non-inverted), but actually, it is not completely 0 and an offset voltage is generated. This is because the internal transistor of the operational amplifier 5 is also composed of a transistor or the like, so that the internal transistor changes due to a temperature change and the output voltage shifts. Therefore, the true value of the output voltage of the sensor unit 3 can be detected with higher accuracy by performing a compensation operation on the offset voltage of the operational amplifier 5.

演算器６は、増幅器５から入力されるアナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器などを備えており、増幅器５の出力電圧の平均値を検出すると共に、後述するオフセット電圧の補償演算を行い、電流、電力などの電気量を出力する。 The arithmetic unit 6 includes an A / D converter that converts an analog signal input from the amplifier 5 into a digital signal, detects an average value of the output voltage of the amplifier 5, and performs an offset voltage compensation calculation described later. To output electricity such as current and power.

ここで、補償装置１の具体例を説明すると、センサ部３は、例えば変流器（電流センサ）であり、分電盤内の各回路の電流を一定の割合で小さくして信号線を介して増幅器５に供給する。増幅器５及び演算器６を備えた計測器は、センサ部３が設置された回路の電力を計測する。この計測器は、例えば分電盤内の所定箇所に設置され、通信線を介してＰＣなどの監視装置に電流や電力の演算結果を出力する。そして、計測器から演算結果を受信した監視装置は、各回路の通電情報を表示する。 Here, a specific example of the compensation device 1 will be described. The sensor unit 3 is, for example, a current transformer (current sensor), and reduces the current of each circuit in the distribution board at a certain rate, via a signal line. To the amplifier 5. A measuring instrument including the amplifier 5 and the arithmetic unit 6 measures the power of the circuit in which the sensor unit 3 is installed. This measuring instrument is installed, for example, at a predetermined location in the distribution board, and outputs current and power calculation results to a monitoring device such as a PC via a communication line. And the monitoring apparatus which received the calculation result from the measuring device displays the energization information of each circuit.

次に、実施の形態１に係る補償装置１の回路構成に関して図２を参照して説明する。なお、図２（ａ）は切替器４（ＳＷ４）のスイッチがオフであり、センサ部３の入力が短絡されていない場合、図２（ｂ）は切替器４のスイッチがオンであり、センサ部３の入力が短絡されている場合を示している。 Next, a circuit configuration of the compensation device 1 according to the first embodiment will be described with reference to FIG. 2A shows that the switch of the switch 4 (SW4) is OFF and the input of the sensor unit 3 is not short-circuited. FIG. 2B shows that the switch of the switch 4 is ON and the sensor The case where the input of the part 3 is short-circuited is shown.

補償装置１は、センサ部３の両端（ａ−ｂ）間の信号電圧Ｖｓをオペアンプ５において差動増幅して電流を求める回路を有し、切替器４のスイッチがオフの時には電源２からの電流Ｉ＝Ｉ_Ｏがセンサ部３に入力される。センサ部３の出力信号は、抵抗Ｒ１を通ってオペアンプ５の反転入力に入力される。また、この回路は、オペアンプ５の出力がフィードバックして抵抗Ｒ２を通って反転入力に加わる経路を有する。 The compensator 1 has a circuit for obtaining a current by differentially amplifying the signal voltage Vs between both ends (ab) of the sensor unit 3 in the operational amplifier 5, and from the power source 2 when the switch of the switch 4 is off. A current I = _IO is input to the sensor unit 3. The output signal of the sensor unit 3 is input to the inverting input of the operational amplifier 5 through the resistor R1. Further, this circuit has a path in which the output of the operational amplifier 5 is fed back and added to the inverting input through the resistor R2.

次に、本実施の形態１に係る補償装置１に備わる演算器６の演算処理に関して図２を参照して説明する。バイアス電流Ｉｂの影響を考慮しない場合、オペアンプ５からの出力電圧Ｖ１はＲ２をＲ１で割った正確な増幅率が得られるため、（式１）と同じ下記の（式７）で与えられる。 Next, the arithmetic processing of the arithmetic unit 6 provided in the compensation device 1 according to the first embodiment will be described with reference to FIG. When the influence of the bias current Ib is not taken into account, the output voltage V1 from the operational amplifier 5 is given by the following (Expression 7), which is the same as (Expression 1), because an accurate amplification factor obtained by dividing R2 by R1 is obtained.

ここで、Ｖｓはセンサ部３の（ａ−ｂ）間の信号電圧、ＶＯはオフセット電圧である。そして、切替器４は半導体スイッチであるため、抵抗値は０ではなく、微少な抵抗値を有している。センサ部３と切替器４とは並列接続されており、センサ部３の全抵抗値Ｒｓ２及び切替器４のオン抵抗値Ｒｏｎから次の（式８）に基づいて所定の係数Ａを求める。 Here, Vs is a signal voltage between (ab) of the sensor unit 3, and VO is an offset voltage. Since the switch 4 is a semiconductor switch, the resistance value is not 0 but has a very small resistance value. The sensor unit 3 and the switch 4 are connected in parallel, and a predetermined coefficient A is obtained from the total resistance value Rs2 of the sensor unit 3 and the on-resistance value Ron of the switch 4 based on the following (Equation 8).

例えば、センサ部３の全抵抗値９６０Ω、切替器４のオン抵抗値が４０Ωの場合、所定の係数Ａ＝４０／(９６０＋４０)＝０．０４となる。また、切替器４のスイッチがオン時（短絡時）の出力は（式９）により求まる。 For example, when the total resistance value of the sensor unit 3 is 960Ω and the on- resistance value of the switch 4 is 40Ω, the predetermined coefficient A = 40 / (960 + 40) = 0.04. Further, the output when the switch of the switch 4 is ON (at the time of short circuit) is obtained by (Equation 9).

演算器６は、センサ部３の入力を短絡していない時（切替器４のスイッチのオフ時）の増幅器５の出力である（式７）から、短絡時（切替器４のスイッチのオン時）の増幅器５の出力である（式９）を減算して次の（式１０）に示す信号成分の差分Ｄを抽出する。 The arithmetic unit 6 is the output of the amplifier 5 when the input of the sensor unit 3 is not short-circuited (when the switch of the switch 4 is turned off) (Equation 7), and is short-circuited (when the switch of the switch 4 is turned on) (Equation 9), which is the output of the amplifier 5), is subtracted to extract a signal component difference D shown in the following (Equation 10).

例えば、センサＢ／Ｋの全抵抗９６０Ω、切替器のオン抵抗が４０Ωの例の場合、Ａ＝０．０４であるために（式１０）よりＤ＝（１−０．０４）・Ｓ＝０．９６Ｓとなる。次に、演算器６は、信号成分Ｄ（上記例では０．９６Ｓ）と、上記所定の係数Ａから導き出される「既知のある係数」（１−Ａ）の逆数（上記例では１／０．９６）とを乗算する下記の（式１１）に基づいて、センサ部３の出力信号の真値Ｓを復元できる。 For example, in the case where the total resistance of the sensor B / K is 960Ω and the ON resistance of the switch is 40Ω, since A = 0.04, D = (1−0.04) · S = 0 from (Equation 10) 96S. Next, the computing unit 6 calculates the reciprocal of the signal component D (0.96S in the above example) and the “known coefficient” (1-A) derived from the predetermined coefficient A (1/0. 96) and the true value S of the output signal of the sensor unit 3 can be restored on the basis of (Equation 11) below.

以上のように、本実施の形態１に係る補償装置１では、センサ部３、切替器４、増幅器５、演算器６という汎用のオペアンプに対応する簡易な構成で、部品点数増加を抑えながらオフセット電圧を補償演算し、センサ部３の直流出力信号の真値Ｓを検出できる。また、短絡が完全でない回路構成においても、センサ部３の出力信号から、演算器６の演算により、容易に電流・電力値を求めることが可能となる。 As described above, the compensation device 1 according to the first embodiment has a simple configuration corresponding to general-purpose operational amplifiers such as the sensor unit 3, the switch 4, the amplifier 5, and the arithmetic unit 6, and offset while suppressing an increase in the number of components. The true value S of the DC output signal of the sensor unit 3 can be detected by compensating the voltage. Even in a circuit configuration in which the short circuit is not complete, the current / power value can be easily obtained from the output signal of the sensor unit 3 by the calculation of the calculator 6.

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２に係る補償装置について、図３を参照して説明する。なお、上記実施の形態１に係る補償装置と同様の構成には同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する（以下同様）。 (Embodiment 2)
A compensation apparatus according to Embodiment 2 of the present invention will be described with reference to FIG. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the structure similar to the compensation apparatus which concerns on the said Embodiment 1, and the detailed description is abbreviate | omitted (the following is same).

本実施の形態２に係る補償装置は、オペアンプ５からセンサ部３に流れ込むバイアス電流Ｉ_ｂに起因するオフセット電圧Ｖ_Ｏを補償する。なお、図３（ａ）は切替器４（ＳＷ４）のスイッチがオフであり、センサ部３への入力が短絡されていない場合、図３（ｂ）は切替器のスイッチがオンであり、センサ部３への入力が短絡されている場合を示す。 Compensating apparatus according to the second embodiment, to compensate for the offset voltage V _O due to the bias current I _b flowing from the operational amplifier 5 to the sensor section 3. 3A shows that the switch of the switch 4 (SW4) is OFF, and when the input to the sensor unit 3 is not short-circuited, FIG. 3B shows that the switch of the switch is ON and the sensor The case where the input to the part 3 is short-circuited is shown.

バイアス電流Ｉ_ｂが発生し、切替器４がオフ時のオペアンプ５の出力電圧Ｖ１は、上記従来の（式４）と同じである下記（式１２）となる。 The output voltage V1 of the operational amplifier 5 when the bias current _Ib is generated and the switch 4 is OFF is the following (Formula 12), which is the same as the conventional (Formula 4).

本実施の形態２では、簡略化ために切替器４のオン抵抗Ｒｏｎ＝０Ωと仮定する。この場合、電源２からの電流はセンサ部３には流れず、センサ部３にはバイアス電流Ｉｂが流れ、図３（ｂ）に示す切替器４がオン時のオペアンプ５の出力電圧Ｖ２は、下記（式１３）により求まる。 In the second embodiment, it is assumed that the on-resistance Ron of the switch 4 is 0Ω for simplification. In this case, the current from the power source 2 does not flow through the sensor unit 3, the bias current Ib flows through the sensor section 3, the output voltage V2 of the operational amplifier 5 at the time of switching device 4 is turned on as shown in FIG. 3 (b), It is obtained by the following (formula 13).

従って、演算器６は、（式１２）−（式１３）によりバイアス電流Ｉ_ｂに起因したオフセット電圧Ｖ_Ｏを考慮し、センサ部３の出力電圧の真値Ｓを下記（式１４）より求める。なお、オペアンプ５につながれる抵抗値Ｒ１，Ｒ２は、ほぼ同じ温度係数を持つように設計可能なため、この部分は温度による影響が少ないものとなる。 Thus, the calculator 6, (12) - obtained from consideration of the offset voltage V _O due to the bias current I _b by equation (13), the true value S of the output voltage of the sensor 3 below (Formula 14) . Since the resistance values R1 and R2 connected to the operational amplifier 5 can be designed to have substantially the same temperature coefficient, this portion is less influenced by temperature.

微少な直流電圧を増幅する直流オペアンプ５においては、オフセット電圧Ｖ_Ｏに影響するバイアス電流Ｉ_ｂの影響は無視できない。しかし、本実施の形態２に係る補償装置の演算器６では、オペアンプ５からセンサ部３に流れ込むバイアス電流Ｉ_ｂに起因したオフセット電圧Ｖ_Ｏも考慮して補償演算を実行でき、より高精度にセンサ部３の出力電圧の真値Ｓを復元できる。 In DC operational amplifier 5 that amplifies a minute DC voltage, the influence of the bias current I _b to affect the offset voltage V _O can not be ignored. However, the computing unit 6 of the compensation device according to the second embodiment can execute the compensation calculation in consideration of the offset voltage V _O caused by the bias current I _b flowing from the operational amplifier 5 into the sensor unit 3, and with higher accuracy. The true value S of the output voltage of the sensor unit 3 can be restored.

（第１の変形例）
本実施の形態２の第１の変形例について、図４を参照して説明する。本変形例では、切替器４のオン抵抗Ｒｏｎ≠０Ωとする。これは、切替器４は半導体スイッチであるためオン抵抗Ｒｏｎは実際には０とはならないためである。 (First modification)
A first modification of the second embodiment will be described with reference to FIG. In this modification, it is assumed that the on-resistance Ron of the switch 4 is not 0Ω. This is because the on-resistance Ron is not actually 0 because the switch 4 is a semiconductor switch.

本変形例１に係る補償装置の回路構成に関して図４を参照して説明する。バイアス電流Ｉｂが発生し、切替器４がオフ時のオペアンプ５の出力電圧Ｖ１は、図３（ａ）と同様であり上記（式１２）となる。一方、図３（ａ）におけるセンサ部３に流れる電流をＩ０として、バイアス電流Ｉｂが発生し、切替器４がオン時にセンサ部３に流れる電流Ｉは（式１５）となる。 The circuit configuration of the compensation device according to the first modification will be described with reference to FIG. The output voltage V1 of the operational amplifier 5 when the bias current Ib is generated and the switch 4 is OFF is the same as that in FIG. On the other hand, assuming that the current flowing through the sensor unit 3 in FIG. 3A is I0, a bias current Ib is generated, and the current I flowing through the sensor unit 3 when the switch 4 is turned on is expressed by (Equation 15).

また、センサ部３の（ｃ−ｄ）間の等価抵抗Ｒｓ２、及び切替器４のオン抵抗値Ｒｏｎから下記の（式１６）に基づいて所定の係数Ａが求まる。 Further, a predetermined coefficient A is obtained from the equivalent resistance Rs2 between (cd) of the sensor unit 3 and the on-resistance value Ron of the switch 4 based on the following (Expression 16).

そして、バイアス電流Ｉ_ｂが発生し、切替器４がオン時のオペアンプ５の出力電圧Ｖ２は、下記の（式１７）により求まる。 The output voltage V2 of the operational amplifier 5 when the bias current _Ib is generated and the switch 4 is turned on is obtained by the following (Equation 17).

従って、演算器６は、（式１２）−（式１７）となる（式１８）から、切替器４がオフ時の信号成分Ｖ１から切替器４がオン時の信号成分Ｖ２を減算した信号成分の差分Ｄを得ることができる。 Therefore, the computing unit 6 is a signal component obtained by subtracting the signal component V2 when the switch 4 is on from the signal component V1 when the switch 4 is off from (Formula 18), which is (Formula 12)-(Formula 17). The difference D can be obtained.

この（式１８）において、最初の項（１−Ａ）は「既知のある係数」となり、この「既知のある係数」は、設計事由であり、既知である。このため、（式１８）に「既知のある係数（１−Ａ）」の逆数を乗算した（式１９）により、信号に比例する成分となるセンサ部３の出力電圧の真値Ｓを演算できる。 In (Equation 18), the first term (1-A) is “a known coefficient”, and this “known coefficient” is a design reason and is known. For this reason, the true value S of the output voltage of the sensor unit 3 that is a component proportional to the signal can be calculated by multiplying (Equation 18) by the reciprocal of "a known coefficient (1-A)". .

従って、本変形例１に係る補償装置では、上記実施の形態２の効果に加えて、切替器４のオン抵抗Ｒ_ＯＮをも考慮して、上記（式１９）によりオペアンプ５のオフセット電圧の補償演算を実行でき、より高精度にセンサ部３の出力電圧の真値Ｓを復元できる。 Thus, by the compensation device according to the present modification 1, in addition to the effects of the second embodiment, in consideration of the on-resistance R _ON of the switch 4, the compensation of the offset voltage of the operational amplifier 5 by the equation (19) The calculation can be executed, and the true value S of the output voltage of the sensor unit 3 can be restored with higher accuracy.

（第２の変形例）
本実施の形態２の第２の変形例について、図５を参照して説明する。本変形例では、電源２とセンサ部３との間に、２つの抵抗器Ｒ３，Ｒ４を有し、切替器４は、いずれか抵抗器Ｒ３を含んでセンサ部３の入力を短絡する回路構成を有する。 (Second modification)
A second modification of the second embodiment will be described with reference to FIG. In this modification, two resistors R3 and R4 are provided between the power source 2 and the sensor unit 3, and the switch 4 includes one of the resistors R3 to short-circuit the input of the sensor unit 3. Have

このため、抵抗器Ｒ３，Ｒ４を設けない場合に比べて、センサの全抵抗値Ｒｓ、切替器４のオン抵抗Ｒｏｎ、Ｒ３及びＲ４より求まる所定の係数Ａを小さくし、補償演算における「既知のある係数（１−Ａ）」の影響を小さくできる。従って、抵抗Ｒ４を設けたセンサ部３の出力信号に比べて、センサ部３の入力を短絡したときの出力が相対的に小さくなり理想短絡に近くでき、より高精度なオフセット電圧の補償演算が実行でき、センサ部３の出力信号の真値Ｓの演算誤差が小さくなる。 Therefore, compared to the case where the resistors R3 and R4 are not provided, the predetermined coefficient A obtained from the total resistance value Rs of the sensor and the on-resistances Ron , R3 and R4 of the switch 4 is reduced, The influence of “a certain coefficient (1-A)” can be reduced. Therefore, the output when the input of the sensor unit 3 is short-circuited is relatively smaller than that of the output signal of the sensor unit 3 provided with the resistor R4, so that it can be close to an ideal short-circuit, and the offset voltage can be compensated more accurately. The calculation error of the true value S of the output signal of the sensor unit 3 can be reduced.

（第３の変形例）
本実施の形態２の第３の変形例について、図６を参照して説明する。本変形例では、切替器にアナログ信号用のアナログマルチプレクサ７を用い、切替経路を１のスイッチ、又は少なくとも２以上のスイッチ（本変形例では２つ）を並列接続して構成している。 (Third Modification)
A third modification of the second embodiment will be described with reference to FIG. In this modification, an analog multiplexer 7 for analog signals is used as a switch, and the switch path is configured by connecting one switch or at least two or more switches (two in this modification) in parallel.

この構成により、アナログマルチプレクサ７（ＳＷ７）を用いて並列接続する切替経路を増やすほど、所定の係数Ａを小さくし、所定の係数Ａのばらつきによる影響を抑制し、「既知のある係数（１−Ａ）」の影響を小さくできる。このため、アナログマルチプレクサ７のオン抵抗Ｒｏｎを理想短絡（切替器の抵抗値０Ω）に近くして、センサ部３の入力を短絡したときの出力を理想短絡に近くできる。従って、より高精度なオフセット電圧の補償演算が実行でき、センサ部３の出力信号の真値Ｓの演算誤差が小さくなる。 With this configuration, as the number of switching paths connected in parallel using the analog multiplexer 7 (SW7) is increased, the predetermined coefficient A is reduced, and the influence due to the variation of the predetermined coefficient A is suppressed. A) "can be reduced. For this reason, the ON resistance Ron of the analog multiplexer 7 can be brought close to an ideal short circuit (the resistance value of the switch is 0Ω), and the output when the input of the sensor unit 3 is short-circuited can be made close to an ideal short circuit. Therefore, the offset voltage compensation calculation can be performed with higher accuracy, and the calculation error of the true value S of the output signal of the sensor unit 3 is reduced.

（第４の変形例）
本実施の形態２の第４の変形例について、図７を参照して説明する。本変形例では、切替器４には、高抵抗器８が接続され、センサ部３の入力を短絡させずに出力を得るときには、切替器４のスイッチを高抵抗器８側に接続する。この構成により、所定の係数Ａを小さくでき、半導体スイッチである切替器４のスイッチ開放時による動作不安定状態を防止し、高抵抗器８により切替器４がオフ時のオン抵抗を大きくでき、より高精度なオフセット電圧の補償演算が実行できる。 (Fourth modification)
A fourth modification of the second embodiment will be described with reference to FIG. In this modification, the high resistor 8 is connected to the switch 4, and when the output is obtained without short-circuiting the input of the sensor unit 3, the switch of the switch 4 is connected to the high resistor 8 side. With this configuration, the predetermined coefficient A can be reduced, an unstable operation state when the switch 4 that is a semiconductor switch is opened is prevented, and the on-resistance when the switch 4 is turned off can be increased by the high resistor 8. More accurate offset voltage compensation calculation can be performed.

なお、上記各実施の形態において、切替器４は、センサ部３の入力を短絡する切替制御を定期的に繰り返すことができる。これは、センサ部３の出力信号やセンサ部３の入力の短絡時の出力が常に一定とならないためであり、この切替制御を定期的に繰り返す周期は、対象とする物理量の周期より短い期間、例えば２０ｍｓである。この構成により、定期的にオフセット検出が行って温度変化に追従でき、より高精度なオフセット電圧の補償演算を行える。また、例えば２０ｍｓごとにオフセット検出を行うことで、センサ部３の出力が一定でない間欠電流が発生する場合においても、誤差なくオフセット電圧の補償演算が実行できる。 In each of the above embodiments, the switch 4 can periodically repeat the switching control for short-circuiting the input of the sensor unit 3. This is because the output signal of the sensor unit 3 and the output when the input of the sensor unit 3 is short-circuited are not always constant, and the cycle of periodically repeating this switching control is shorter than the cycle of the target physical quantity, For example, 20 ms. With this configuration, offset detection can be performed periodically to follow a temperature change, and offset voltage compensation calculation can be performed with higher accuracy. Further, by performing offset detection every 20 ms, for example, even when an intermittent current in which the output of the sensor unit 3 is not constant occurs, an offset voltage compensation calculation can be performed without error.

また、演算器６は、センサ部３の出力と、センサ部３の入力を短絡した時の出力とを、それぞれ一定周期（例えば、０．１ｓまたはその倍数や、５０／６０Ｈｚの周期の公倍数の期間）で積算し、電力量を演算できる。この構成により、センサ部３の出力信号やセンサ部３の入力の短絡時の出力が一定でない場合においても、周波数５０／６０Ｈｚなどの不要信号成分を除去でき、より高精度にオフセット電圧の補償演算を実行できる。なお、本発明は、上記実施の形態の構成に限られず、発明の趣旨を変更しない範囲で種々の変形が可能である。 In addition, the computing unit 6 outputs the output of the sensor unit 3 and the output when the input of the sensor unit 3 is short-circuited, each with a constant cycle (for example, 0.1 s or a multiple thereof, or a common multiple of a 50/60 Hz cycle). Period), and the electric energy can be calculated. With this configuration, even when the output signal of the sensor unit 3 or the output when the input of the sensor unit 3 is short-circuited is not constant, unnecessary signal components such as a frequency of 50/60 Hz can be removed, and the offset voltage compensation calculation can be performed with higher accuracy. Can be executed. The present invention is not limited to the configuration of the embodiment described above, and various modifications can be made without departing from the spirit of the invention.

１オフセット電圧補償装置
２電源
３センサ部
４切替器
５増幅器（オペアンプ）
６演算器
７アナログマルチプレクサ
８高抵抗器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Offset voltage compensation apparatus 2 Power supply 3 Sensor part 4 Switching device 5 Amplifier (op amp)
6 arithmetic unit 7 analog multiplexer 8 high resistor

Claims

A sensor unit connected to a power source to measure physical quantities and convert them into output signals;
A switch for short-circuiting the input of the sensor unit;
An amplifier for amplifying the output signal of the sensor unit;
In an offset voltage compensator comprising an arithmetic unit that calculates an electrical quantity based on the output of the amplifier,
The sensor unit includes four terminals , an input / output terminal connected to the power source and an input / output terminal connected to the amplifier ,
The computing unit subtracts the output of the amplifier at the time of short circuit from the output of the amplifier when the input of the sensor unit is not short-circuited to extract a difference D of the signal component, and then Extracting the predetermined coefficient based on the following (Equation 1) using the difference D and the following predetermined coefficient A determined from the total resistance value Rs2 of the sensor unit and the on-resistance value Ron of the switch , Next, the offset voltage compensator is characterized in that a true value S of the output signal of the sensor unit is calculated based on the following (Equation 2) .

Here, A: predetermined coefficient, Ron: ON resistance value of the switch, Rs2 : resistance value of the sensor unit

Here, D: difference between signal components, A : predetermined coefficient, S: true value of output signal of sensor unit

The offset voltage compensator according to claim 1 , wherein the switch periodically repeats switching control for short-circuiting the input of the sensor .

The computing unit calculates the amount of electric power by integrating the output of the sensor unit and the output when the input of the sensor unit is short-circuited in the switching unit at a certain period, respectively. The offset voltage compensator according to claim 1 or 2.

Further comprising at least one resistor between the power source and the sensor unit,
4. The offset voltage compensation device according to claim 1 , wherein the switch short-circuits an input of the sensor unit through a path including any of the resistors . 5.

5. The switch according to claim 1, wherein the switch is configured by an analog multiplexer, and the switch path is configured by one switch, or is configured by connecting at least two or more switches in parallel. The offset voltage compensator as described.

A high resistor is connected to the switch,
The switch of the switch is connected to the high resistor side when the output of the sensor unit is obtained without short-circuiting the input of the sensor unit in the switch. The offset voltage compensator according to claim 1.