JP5984415B2 - Lighting device and lighting fixture provided with the same - Google Patents

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Description

本発明は、ＬＥＤ光源を点灯する点灯装置及びそれを備えた照明器具に関する。   The present invention relates to a lighting device that lights an LED light source and a lighting fixture including the lighting device.

近年、照明器具における無駄な明かりの削減は、省エネ及び省電力において重要視されている。このことから、発光ダイオード（以下、「ＬＥＤ」という）は、省エネ性に優れている点で着目されている。また、ＬＥＤ点灯装置には、無駄な明かりを抑制し、より省エネを図ることができる調光制御が要求される。この調光制御を実施する上で、配線工事が簡略化された、トライアック素子を使用した位相制御を実施する調光器を用いて、ＬＥＤを調光させる技術がある（例えば、特許文献１及び特許文献２参照）。この特許文献１及び特許文献２に記載されたＬＥＤ点灯装置においては、調光器にトライアック素子を使用してＬＥＤの点灯制御を実施し、ちらつきが少なく、より快適な光を提供できる技術が提案されている。具体的には、調光器のトライアックによって位相制御された電源電圧に従って、位相を検出してＬＥＤの目標電流値にすることで、ＬＥＤ電流を可変させて調光制御を実施している。   In recent years, useless light reduction in lighting fixtures has been regarded as important in terms of energy saving and power saving. For this reason, light-emitting diodes (hereinafter referred to as “LEDs”) are attracting attention because of their excellent energy saving performance. Further, the LED lighting device is required to have dimming control capable of suppressing useless light and further saving energy. In carrying out this dimming control, there is a technique for dimming an LED using a dimmer that performs phase control using a triac element in which wiring work is simplified (for example, Patent Document 1 and Patent Document 2). In the LED lighting device described in Patent Document 1 and Patent Document 2, LED lighting control is performed using a triac element as a dimmer, and a technique that can provide more comfortable light with less flickering is proposed. Has been. Specifically, dimming control is performed by varying the LED current by detecting the phase and setting the LED to a target current value according to the power supply voltage phase-controlled by the triac of the dimmer.

特開２００４−３２７１５２号公報（第４−５頁、図１−２）JP 2004-327152 A (page 4-5, FIG. 1-2) 特開２０１１−３３２６号公報（第４−５頁、図１−２）Japanese Patent Laying-Open No. 2011-3326 (page 4-5, FIG. 1-2)

しかしながら、電源電圧の位相を検出してＬＥＤに流れる電流を目標電流値にすると、電源装置が調光器のない環境に設置された場合に、調光器が接続されている場合と比較して、明るくなってしまうという問題点があった。   However, if the phase of the power supply voltage is detected and the current flowing through the LED is set to the target current value, when the power supply device is installed in an environment without a dimmer, compared to the case where the dimmer is connected There was a problem of becoming brighter.

また、商用電源の電圧の変動、又は、電源装置を構成する回路の部品の特性のばらつきによって、ＬＥＤが明る過ぎたり、暗過ぎたりすることがあり、この部品の特性のばらつきに対しては何ら対策が施されていないという問題点があった。   In addition, the LED may be too bright or too dark due to fluctuations in the voltage of the commercial power supply or variations in the characteristics of the circuit components that make up the power supply device. There was a problem that measures were not taken.

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、商用電源の変動、又は、部品のばらつきがあっても、ＬＥＤの明るさのばらつきを抑制することができる点灯装置及びそれを備えた照明器具を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and a lighting device capable of suppressing variations in brightness of LEDs even when there are variations in commercial power supply or variations in components, and It aims at providing the lighting fixture provided with it.

本発明に係る点灯装置は、交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、該整流回路によって整流された直流電圧から、電圧値が調整された直流電圧を生成して出力し、その出力側に接続される負荷である１個以上のＬＥＤによって構成されたＬＥＤ光源を点灯させる直流電源回路と、前記ＬＥＤ光源に流れるＬＥＤ電流に対応する電圧を検出するＬＥＤ電流検出回路と、所定の明るさにするための前記ＬＥＤ光源に流れる前記ＬＥＤ電流に対応する目標値電圧を生成して出力する目標値電圧生成回路と、前記ＬＥＤ電流検出回路によって検出された電圧が、前記目標値電圧生成回路によって生成された前記目標値電圧となるように、前記直流電源回路に対して出力電圧を調整させ、前記ＬＥＤ光源に前記目標値電圧に対応する前記ＬＥＤ電流が流れるように定電流制御を実施するＬＥＤ電流調整回路と、を備え、前記目標値電圧生成回路は、該目標値電圧生成回路が生成する前記目標値電圧の電圧値に対して上限値を設定する上限リミット回路と、該目標値電圧の電圧値に対して下限値を設定する下限リミット回路と、を有し、前記上限リミット回路によって設定された前記上限値と、前記下限リミット回路によって設定された前記下限値との間で、前記目標値電圧を生成して出力し、前記上限リミット回路及び前記下限リミット回路は、前記目標値電圧を調整する目標値電圧調整手段が設けられているものである。 A lighting device according to the present invention generates a rectifier circuit that rectifies an AC voltage supplied from an AC power source into a DC voltage, and generates and outputs a DC voltage whose voltage value is adjusted from the DC voltage rectified by the rectifier circuit. A DC power supply circuit that turns on an LED light source composed of one or more LEDs that are loads connected to the output side thereof, and an LED current detection circuit that detects a voltage corresponding to the LED current flowing through the LED light source; A target value voltage generation circuit that generates and outputs a target value voltage corresponding to the LED current flowing through the LED light source for obtaining a predetermined brightness, and a voltage detected by the LED current detection circuit is the target voltage The output voltage of the DC power supply circuit is adjusted so as to be the target value voltage generated by the value voltage generation circuit, and the LED light source is adjusted to the target value voltage. An LED current adjustment circuit that performs constant current control so that the corresponding LED current flows, and the target value voltage generation circuit generates a voltage value of the target value voltage generated by the target value voltage generation circuit. An upper limit circuit that sets an upper limit value, and a lower limit circuit that sets a lower limit value for the voltage value of the target voltage, the upper limit value set by the upper limit circuit, and the lower limit value The target value voltage is generated and output between the lower limit value set by the limit circuit, and the upper limit circuit and the lower limit circuit are provided with target value voltage adjusting means for adjusting the target value voltage. It is what has been .

本発明によれば、交流電源の変動及び部品のばらつきがあっても、目標値電圧に対する上下限値が設定されているので、その上下限値の範囲内で目標値電圧を生成することができ、その上下限値の範囲内でのＬＥＤ光源の明るさを保証することができる。   According to the present invention, the upper and lower limit values for the target value voltage are set even if there are fluctuations in the AC power supply and parts, so that the target value voltage can be generated within the range of the upper and lower limit values. The brightness of the LED light source within the upper and lower limit values can be guaranteed.

本発明の実施の形態１に係る点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device which concerns on Embodiment 1 of this invention. 本発明の実施の形態１に係る点灯装置における整流器ＤＢの出力電圧波形及び比較器ＯＰ２の出力電圧波形を示す図である。It is a figure which shows the output voltage waveform of rectifier DB in the lighting device which concerns on Embodiment 1 of this invention, and the output voltage waveform of comparator OP2. 本発明の実施の形態１に係る点灯装置においてトライアックＴＲのＯＮ時間に対応する位相角の差と、比較器ＯＰ２の出力電圧との関係を示すグラフである。4 is a graph showing a relationship between a phase angle difference corresponding to an ON time of a triac TR and an output voltage of a comparator OP2 in the lighting device according to Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施の形態２に係る点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device which concerns on Embodiment 2 of this invention. 本発明の実施の形態２に係る点灯装置における整流器ＤＢの出力電圧波形、ダイオードＤ３０のカソードの電圧波形及び比較器ＯＰ２の出力電圧波形を示す図である。It is a figure which shows the output voltage waveform of the rectifier DB in the lighting device which concerns on Embodiment 2 of this invention, the voltage waveform of the cathode of the diode D30, and the output voltage waveform of the comparator OP2. 本発明の実施の形態３に係る点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device which concerns on Embodiment 3 of this invention. 本発明の実施の形態４に係る点灯装置の回路構成図である。It is a circuit block diagram of the lighting device which concerns on Embodiment 4 of this invention.

実施の形態１．
［点灯装置の構成］
図１は、本発明の実施の形態１に係る点灯装置の回路構成図である。
図１で示されるように、交流電源ＡＣは、調光器１０１を介して電源装置１００の入力側に接続され、電源装置１００の出力側には、後述するように定電流制御を実施するＬＥＤ１０が接続されている。
なお、図１においては、単一のＬＥＤ１０が接続されているが、これに限定されるものではなく、複数のＬＥＤが直列に接続されたものでもよく、ＬＥＤ同士が並列にも接続されたｍ行ｎ列（ｍ、ｎは自然数）で構成されたＬＥＤ群でもよい。 Embodiment 1 FIG.
[Configuration of lighting device]
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a lighting device according to Embodiment 1 of the present invention.
As shown in FIG. 1, the AC power supply AC is connected to the input side of the power supply device 100 via the dimmer 101, and the LED 10 that performs constant current control as described later is connected to the output side of the power supply device 100. Is connected.
In FIG. 1, a single LED 10 is connected. However, the present invention is not limited to this, and a plurality of LEDs may be connected in series, and LEDs may be connected in parallel. The LED group comprised by row n column (m and n are natural numbers) may be sufficient.

（調光器１０１の構成）
調光器１０１は、交流電源ＡＣからの交流電流を双方向に導通させることができるトライアックＴＲ、及び、そのトライアックＴＲのＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する位相制御回路１０１ａによって構成されている。位相制御回路１０１ａは、トライアックＴＲの両端電圧を検出するために、トライアックＴＲに並列接続され、トライアックＴＲをＯＮ動作させるための駆動信号を送信するためにトライアックＴＲのゲートに接続されており、トライアックＴＲをＯＮするタイミングを制御するものである。 (Configuration of the dimmer 101)
The dimmer 101 includes a triac TR that can conduct an alternating current from the alternating current power supply AC in both directions, and a phase control circuit 101a that controls the ON / OFF operation of the triac TR. The phase control circuit 101a is connected in parallel to the triac TR in order to detect the voltage across the triac TR, and is connected to the gate of the triac TR in order to transmit a drive signal for turning on the triac TR. It controls the timing to turn on TR.

（電源装置１００の構成）
電源装置１００は、交流電源ＡＣから供給される交流電力のノイズを除去するための入力フィルター回路ＦＬと、その入力フィルター回路ＦＬの出力電圧（交流電圧）を全波整流する整流器ＤＢと、その整流器ＤＢから出力される整流電圧を平滑するコンデンサーＣ１と、整流器ＤＢ及びコンデンサーＣ１によって生成される直流電圧である電圧ＶＥを入力してＬＥＤ１０に出力する電圧Ｖ０を生成する直流電源回路１と、ＬＥＤ１０に流れる電流であるＬＥＤ電流Ｉをその電圧によって検出するための検出抵抗Ｒ１０と、ＬＥＤ１０に流れるＬＥＤ電流Ｉ及び検出抵抗Ｒ１０の抵抗値に比例した検出抵抗Ｒ１０の電圧Ｖ１ａを検出する回路と、定電流制御するＬＥＤ電流Ｉの目標電流に対応する目標値電圧Ｖ１を生成する回路と、を備えている。 (Configuration of power supply device 100)
The power supply apparatus 100 includes an input filter circuit FL for removing noise of AC power supplied from the AC power supply AC, a rectifier DB for full-wave rectifying the output voltage (AC voltage) of the input filter circuit FL, and the rectifier. The capacitor C1 that smoothes the rectified voltage output from DB, the DC power supply circuit 1 that generates the voltage V0 that is input to the LED 10 by inputting the voltage VE that is the DC voltage generated by the rectifier DB and the capacitor C1, and the LED 10 A detection resistor R10 for detecting the LED current I, which is a flowing current, by its voltage, a circuit for detecting the voltage V1a of the detection resistor R10 proportional to the LED current I flowing through the LED 10 and the resistance value of the detection resistor R10, and a constant current A circuit for generating a target value voltage V1 corresponding to the target current of the LED current I to be controlled, That.

（直流電源回路１の構成）
直流電源回路１は、いわゆるフライバック式の定電流回路であり、起動抵抗Ｒ１と、トランスＴと、制御電源Ｖｃｃを生成するためのコンデンサーＣ２と、トランスＴの一次巻線Ｔ１へ流れる電流を導通及び遮断するスイッチング素子Ｑ１と、そのスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御する制御回路ＩＣ１と、トランスＴの二次側において前述の電圧Ｖ０を生成するためのダイオードＤ１０及び平滑コンデンサーＣ１０と、トランスＴの二次巻線Ｔ２による電圧出力がＯＦＦすることを検出するスイッチング制御検出回路３と、を備えている。 (Configuration of DC power supply circuit 1)
The DC power supply circuit 1 is a so-called flyback-type constant current circuit, and conducts a current flowing through the starting resistor R1, the transformer T, the capacitor C2 for generating the control power supply Vcc, and the primary winding T1 of the transformer T. The switching element Q1 to be cut off, the control circuit IC1 for controlling the ON / OFF operation of the switching element Q1, the diode D10 and the smoothing capacitor C10 for generating the voltage V0 on the secondary side of the transformer T, the transformer And a switching control detection circuit 3 for detecting that the voltage output by the secondary winding T2 of T is turned OFF.

起動抵抗Ｒ１は、一端がコンデンサーＣ１の正極側（電圧ＶＥ）に接続され、他端がコンデンサーＣ２に接続されている。これによって、コンデンサーＣ２には起動抵抗Ｒ１を介して電流が流れて充電され、充電されたコンデンサーＣ２によって制御電源Ｖｃｃが生成される。   The starting resistor R1 has one end connected to the positive side (voltage VE) of the capacitor C1, and the other end connected to the capacitor C2. As a result, the capacitor C2 is charged with a current flowing through the starting resistor R1, and the control power supply Vcc is generated by the charged capacitor C2.

トランスＴは、一次側には一次巻線Ｔ１を備え、二次側には、一次巻線Ｔ１との巻線比に応じた電圧が発生する二次巻線Ｔ２を備えており、後述するように、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ動作によって発生する一次巻線Ｔ１の高周波電圧を、二次側において直流電圧に変換するものである。上記の一次巻線Ｔ１とスイッチング素子Ｑ１との直列回路が、コンデンサーＣ１の両端に接続されている。   The transformer T includes a primary winding T1 on the primary side, and a secondary winding T2 that generates a voltage corresponding to the winding ratio with the primary winding T1 on the secondary side, which will be described later. In addition, the high-frequency voltage of the primary winding T1 generated by the ON / OFF operation of the switching element Q1 is converted into a DC voltage on the secondary side. A series circuit of the primary winding T1 and the switching element Q1 is connected to both ends of the capacitor C1.

制御回路ＩＣ１は、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御するものであり、制御電源Ｖｃｃからその電源端子を介して電源供給されるものである。また、トランスＴは、二次巻線として、二次巻線Ｔ２の他、その二次巻線Ｔ２に発生する電圧に比例した電圧が発生する補助巻線Ｔ３を備えており、補助巻線Ｔ３、抵抗Ｒ２、ダイオードＤ１の順に直列回路が形成され、ダイオードＤ１のカソードが、制御回路ＩＣ１のゼロクロス検出端子に接続されている。この抵抗Ｒ２及びダイオードＤ１によって、スイッチング制御検出回路３が構成されており、制御回路ＩＣ１は、補助巻線Ｔ３及びスイッチング制御検出回路３によって、補助巻線Ｔ３に発生する電圧を検出し、そして、それによってトランスＴの二次巻線Ｔ２による電圧出力がＯＦＦすることを検出する。   The control circuit IC1 controls the ON / OFF operation of the switching element Q1, and is supplied with power from the control power supply Vcc via its power supply terminal. The transformer T includes, as a secondary winding, an auxiliary winding T3 that generates a voltage proportional to a voltage generated in the secondary winding T2 in addition to the secondary winding T2. , Resistor R2 and diode D1 are formed in this order, and the cathode of the diode D1 is connected to the zero-cross detection terminal of the control circuit IC1. The resistor R2 and the diode D1 constitute a switching control detection circuit 3. The control circuit IC1 detects a voltage generated in the auxiliary winding T3 by the auxiliary winding T3 and the switching control detection circuit 3, and Thereby, it is detected that the voltage output by the secondary winding T2 of the transformer T is OFF.

また、トランスＴの二次巻線Ｔ２の両端には、ダイオードＤ１０と平滑コンデンサーＣ１０との直列回路が並列接続されており、ダイオードＤ１０のカソードが平滑コンデンサーＣ１０に接続されている。後述するように、二次巻線Ｔ２に発生する電圧によって、ダイオードＤ１０を介して平滑コンデンサーＣ１０に充電され、かつ、この平滑コンデンサーＣ１０によって二次巻線Ｔ２の高周波電圧が平滑され、直流電圧が生成される。そして、この平滑コンデンサーＣ１０の両端電圧が、直流電源回路１の出力電圧であり、ＬＥＤ１０に出力するための電圧Ｖ０となる。この平滑コンデンサーＣ１０の両端には、ＬＥＤ１０と検出抵抗Ｒ１０との直列回路が並列接続される。   A series circuit of a diode D10 and a smoothing capacitor C10 is connected in parallel to both ends of the secondary winding T2 of the transformer T, and the cathode of the diode D10 is connected to the smoothing capacitor C10. As will be described later, the smoothing capacitor C10 is charged via the diode D10 by the voltage generated in the secondary winding T2, and the high frequency voltage of the secondary winding T2 is smoothed by the smoothing capacitor C10, so that the DC voltage is Generated. The voltage across the smoothing capacitor C10 is the output voltage of the DC power supply circuit 1 and becomes the voltage V0 for output to the LED 10. A series circuit of the LED 10 and the detection resistor R10 is connected in parallel to both ends of the smoothing capacitor C10.

（目標値電圧Ｖ１の生成回路の構成）
次に、目標値電圧Ｖ１を生成する回路構成について説明する。
ＬＥＤ１０に流れるＬＥＤ電流Ｉの目標電流に対応し、比較器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）に入力される目標値電圧Ｖ１は、整流器ＤＢの出力の正極側からダイオードＤ３０を介して生成される。具体的には、ダイオードＤ３０、抵抗Ｒ３０及び抵抗Ｒ３１の直列回路が、整流器ＤＢの両端（コンデンサーＣ１の両端）に並列接続されており、ダイオードＤ３０のカソードは抵抗Ｒ３０に接続されている。この抵抗Ｒ３０及び抵抗Ｒ３１は、ダイオードＤ３０を介して印加される電圧ＶＥを分圧して電圧ＶＥ１を生成するものである。このうち、抵抗Ｒ３１の両端にはコンデンサーＣ３０が並列接続され、上記の電圧ＶＥ１によって発生する電流によってコンデンサーＣ３０が充電される。 (Configuration of generation circuit of target value voltage V1)
Next, a circuit configuration for generating the target value voltage V1 will be described.
The target value voltage V1 corresponding to the target current of the LED current I flowing through the LED 10 and input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator OP1 is generated via the diode D30 from the positive side of the output of the rectifier DB. . Specifically, a series circuit of a diode D30, a resistor R30, and a resistor R31 is connected in parallel to both ends of the rectifier DB (both ends of the capacitor C1), and the cathode of the diode D30 is connected to the resistor R30. The resistor R30 and the resistor R31 generate a voltage VE1 by dividing the voltage VE applied via the diode D30. Among these, the capacitor C30 is connected in parallel to both ends of the resistor R31, and the capacitor C30 is charged by the current generated by the voltage VE1.

コンデンサーＣ３０の電圧、すなわち、電圧ＶＥ１は、比較器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）に入力され、比較器ＯＰ２の出力側は反転入力端子（−）と短絡され、比較器ＯＰ２は、コンデンサーＣ３０の電圧に等しい電圧ＶＥ１を安定電圧として出力する。   The voltage of the capacitor C30, that is, the voltage VE1 is input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator OP2, the output side of the comparator OP2 is short-circuited with the inverting input terminal (−), and the comparator OP2 is connected to the capacitor C30. Is output as a stable voltage.

比較器ＯＰ２の出力側は、トランジスターＱ３０のコレクタに接続され、トランジスターＱ３０のコレクターとベースとの間は抵抗Ｒ３２によって接続されている。また、ツェナーダイオードＤＺ３０のカソードは、トランジスターＱ３０のベースに接続され、ツェナーダイオードＤＺ３０のアノードは、コンデンサーＣ３０の負極側に接続されている。上記のトランジスターＱ３０、抵抗Ｒ３２及びツェナーダイオードＤＺ３０によって定電圧レギュレーター２０が構成されている。この定電圧レギュレーター２０の入力側（トランジスターＱ３０のコレクタ）は、前述のように比較器ＯＰ２の出力側に接続されているので、入力電圧として電圧ＶＥ１が入力され、また、定電圧レギュレーター２０の出力側（トランジスターＱ３０のエミッタ―）の電圧は電圧ＶＥ２であるものとする。この定電圧レギュレーター２０の機能については後述する。   The output side of the comparator OP2 is connected to the collector of the transistor Q30, and the collector and base of the transistor Q30 are connected by a resistor R32. The cathode of the Zener diode DZ30 is connected to the base of the transistor Q30, and the anode of the Zener diode DZ30 is connected to the negative side of the capacitor C30. The transistor Q30, the resistor R32, and the Zener diode DZ30 constitute a constant voltage regulator 20. Since the input side of the constant voltage regulator 20 (the collector of the transistor Q30) is connected to the output side of the comparator OP2 as described above, the voltage VE1 is input as the input voltage, and the output of the constant voltage regulator 20 The voltage on the side (emitter of transistor Q30) is assumed to be voltage VE2. The function of the constant voltage regulator 20 will be described later.

定電圧レギュレーター２０の出力側であるトランジスターＱ３０のエミッターと、ツェナーダイオードＤＺ３０のアノードとの間は、ダイオードＤ３１、抵抗Ｒ３４及び可変抵抗ＶＲの直列回路によって接続されている。このとき、ダイオードＤ３１のカソードが抵抗Ｒ３４に接続されている。この抵抗Ｒ３４及び可変抵抗ＶＲは、ダイオードＤ３１を介して印加される電圧ＶＥ２を分圧して目標値電圧Ｖ１を生成する。このうち、可変抵抗ＶＲの両端にはコンデンサーＣ３１が並列接続され、上記の目標値電圧Ｖ１によって発生する電流によってコンデンサーＣ３１が充電される。また、抵抗Ｒ３４と可変抵抗ＶＲとの接続には、抵抗Ｒ３３とダイオードＤ３２との直列回路が接続されており、ダイオードＤ３２のアノードには制御電源Ｖｃｃが接続され、カソードには抵抗Ｒ３３が接続されている。トランジスターＱ３０のエミッターからの出力電圧（電圧ＶＥ２）がないとき、抵抗Ｒ３３及び可変抵抗ＶＲが、ダイオードＤ３２を介して印加される制御電源Ｖｃｃの電圧を分圧して目標値電圧Ｖ１を生成することになる。そして、コンデンサーＣ３１の電圧、すなわち、目標値電圧Ｖ１は、比較器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）に入力される。   The emitter of the transistor Q30 that is the output side of the constant voltage regulator 20 and the anode of the Zener diode DZ30 are connected by a series circuit of a diode D31, a resistor R34, and a variable resistor VR. At this time, the cathode of the diode D31 is connected to the resistor R34. The resistor R34 and the variable resistor VR divide the voltage VE2 applied via the diode D31 to generate a target value voltage V1. Among these, the capacitor C31 is connected in parallel to both ends of the variable resistor VR, and the capacitor C31 is charged by the current generated by the target value voltage V1. A series circuit of a resistor R33 and a diode D32 is connected to the resistor R34 and the variable resistor VR. A control power supply Vcc is connected to the anode of the diode D32, and a resistor R33 is connected to the cathode. ing. When there is no output voltage (voltage VE2) from the emitter of the transistor Q30, the resistor R33 and the variable resistor VR divide the voltage of the control power supply Vcc applied via the diode D32 to generate the target value voltage V1. Become. The voltage of the capacitor C31, that is, the target value voltage V1, is input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator OP1.

なお、目標値電圧Ｖ１を検出するためのダイオードＤ３０〜Ｄ３２、抵抗Ｒ３０〜Ｒ３４、コンデンサーＣ３０、Ｃ３１、比較器ＯＰ２、ツェナーダイオードＤＺ３０、トランジスターＱ３０、可変抵抗ＶＲ及び制御電源Ｖｃｃは、本発明の「目標値電圧生成回路」に相当する。   The diodes D30 to D32, the resistors R30 to R34, the capacitors C30 and C31, the comparator OP2, the Zener diode DZ30, the transistor Q30, the variable resistor VR, and the control power source Vcc for detecting the target value voltage V1 are represented by “ It corresponds to a “target value voltage generation circuit”.

（検出抵抗Ｒ１０の電圧Ｖ１ａの検出回路の構成）
次に、検出抵抗Ｒ１０の電圧Ｖ１ａを検出する回路構成について説明する。
ＬＥＤ電流Ｉを検出する検出抵抗Ｒ１０には、ＬＥＤ１０に流れるＬＥＤ電流Ｉと検出抵抗Ｒ１０の抵抗値に比例した電圧Ｖ１ａが発生し、検出抵抗Ｒ１０に発生した電圧Ｖ１ａを、制御抵抗Ｒ２０を介して、比較器ＯＰ１の反転入力端子（−）に入力する。この比較器ＯＰ１の出力側は、制御抵抗Ｒ２３を介して、制御回路ＩＣ１のオン時間検出端子に接続される。また、比較器ＯＰ１の反転入力端子（−）とその出力側との間は、後述するように比較器ＯＰ１の応答性の遅れを作るために、抵抗Ｒ２１及びコンデンサーＣ２１の直列回路によって接続されている。 (Configuration of detection circuit for voltage V1a of detection resistor R10)
Next, a circuit configuration for detecting the voltage V1a of the detection resistor R10 will be described.
A voltage V1a proportional to the LED current I flowing through the LED 10 and the resistance value of the detection resistor R10 is generated in the detection resistor R10 that detects the LED current I, and the voltage V1a generated in the detection resistor R10 is transmitted via the control resistor R20. , And input to the inverting input terminal (−) of the comparator OP1. The output side of the comparator OP1 is connected to the on-time detection terminal of the control circuit IC1 via the control resistor R23. Further, the inverting input terminal (−) of the comparator OP1 and its output side are connected by a series circuit of a resistor R21 and a capacitor C21 in order to make a delay in the response of the comparator OP1, as will be described later. Yes.

なお、電圧Ｖ１ａを検出するための検出抵抗Ｒ１０及び制御抵抗Ｒ２０は、本発明の「ＬＥＤ電流検出回路」に相当する。
また、比較器ＯＰ１、抵抗Ｒ２１、コンデンサーＣ２１、制御回路ＩＣ１、スイッチング制御検出回路３及び補助巻線Ｔ３は、本発明の「ＬＥＤ電流調整回路」に相当する。 The detection resistor R10 and the control resistor R20 for detecting the voltage V1a correspond to the “LED current detection circuit” of the present invention.
The comparator OP1, the resistor R21, the capacitor C21, the control circuit IC1, the switching control detection circuit 3, and the auxiliary winding T3 correspond to the “LED current adjustment circuit” of the present invention.

［点灯装置の動作］
以下、本実施の形態に係る点灯装置の動作の詳細について説明する。 [Operation of lighting device]
Hereinafter, the details of the operation of the lighting device according to the present embodiment will be described.

（直流電源回路１の動作）
次に、フライバック式の直流電源回路１の動作について説明する。
図１で示されるように、直流電源回路１には、交流電源ＡＣから供給される交流電圧が整流器ＤＢ及びコンデンサーＣ１によって整流及び平滑された直流電圧が入力される。この直流電圧は、トランスＴの一次巻線Ｔ１に印加されるが、制御回路ＩＣ１によるスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ動作によって高周波電圧として印加される。スイッチング素子Ｑ１がＯＮ状態の場合、トランスＴに電流が流れることによってエネルギーが蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ１がＯＦＦ状態になると、トランスＴに蓄積されたエネルギーによって、二次巻線Ｔ２からダイオードＤ１０に向かって電流が流れることになる。この電流によって、平滑コンデンサーＣ１０に充電される。このスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ動作の繰り返しによって、平滑コンデンサーＣ１０の両端には平滑化された直流電圧が発生し、直流電源回路１としての出力電圧が生成される。 (Operation of DC power supply circuit 1)
Next, the operation of the flyback type DC power supply circuit 1 will be described.
As shown in FIG. 1, a DC voltage obtained by rectifying and smoothing an AC voltage supplied from an AC power supply AC by a rectifier DB and a capacitor C <b> 1 is input to the DC power supply circuit 1. This DC voltage is applied to the primary winding T1 of the transformer T, but is applied as a high frequency voltage by the ON / OFF operation of the switching element Q1 by the control circuit IC1. When the switching element Q1 is in the ON state, energy is accumulated by a current flowing through the transformer T. When the switching element Q1 is turned off, a current flows from the secondary winding T2 toward the diode D10 due to the energy accumulated in the transformer T. This current charges the smoothing capacitor C10. By repeating the ON / OFF operation of the switching element Q1, a smoothed DC voltage is generated at both ends of the smoothing capacitor C10, and an output voltage as the DC power supply circuit 1 is generated.

（目標値電圧Ｖ１の生成動作）
図２は、本発明の実施の形態１に係る点灯装置における整流器ＤＢの出力電圧波形及び比較器ＯＰ２の出力電圧波形を示す図であり、図３は、同点灯装置においてトライアックＴＲのＯＮ時間に対応する位相角の差と、比較器ＯＰ２の出力電圧との関係を示すグラフである。 (Generation operation of target value voltage V1)
FIG. 2 is a diagram showing an output voltage waveform of the rectifier DB and an output voltage waveform of the comparator OP2 in the lighting device according to Embodiment 1 of the present invention, and FIG. 3 shows the ON time of the triac TR in the lighting device. It is a graph which shows the relationship between the difference of a corresponding phase angle, and the output voltage of comparator OP2.

ＬＥＤ電流Ｉの目標値に対応する、比較器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）に入力する目標値電圧Ｖ１は、整流器ＤＢの正極の出力側（直流電源回路１の正極の入力側）の電圧ＶＥからダイオードＤ３０を介して生成される。   The target value voltage V1 input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator OP1 corresponding to the target value of the LED current I is the voltage on the positive output side of the rectifier DB (the positive input side of the DC power supply circuit 1). It is generated from VE through a diode D30.

直流電源回路１の正極の入力側からダイオードＤ３０、抵抗Ｒ３０、抵抗Ｒ３１の順に電流が流れるが、このとき抵抗Ｒ３０及び抵抗Ｒ３１によって、ダイオードＤ３０を介して印加される電圧ＶＥが分圧され、電圧ＶＥ１が生成される。この電圧ＶＥ１によって発生する電流によってコンデンサーＣ３０が充電される。そして、このコンデンサーＣ３０の電圧、すなわち電圧ＶＥ１は、比較器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）に入力され、また、比較器ＯＰ２の出力側は、反転入力端子（−）と短絡され、比較器ＯＰ２はコンデンサーＣ３０の電圧に等しい電圧ＶＥ１を安定電圧として出力する。   The current flows in the order of the diode D30, the resistor R30, and the resistor R31 from the positive input side of the DC power supply circuit 1. At this time, the voltage VE applied through the diode D30 is divided by the resistor R30 and the resistor R31, and the voltage VE1 is generated. The capacitor C30 is charged by the current generated by the voltage VE1. The voltage of the capacitor C30, that is, the voltage VE1, is input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator OP2, and the output side of the comparator OP2 is short-circuited with the inverting input terminal (−). OP2 outputs a voltage VE1 equal to the voltage of the capacitor C30 as a stable voltage.

ここで、図２及び図３を参照しながら、上記の比較器ＯＰ２の出力電圧である電圧ＶＥ１について、さらに詳細を説明する。図２で示されるように、時刻０のとき、交流電源ＡＣの交流電圧はゼロクロスとなるので、トライアックＴＲの両端には電圧が発生せず、トライアックＴＲはＯＦＦ状態（遮断状態）であるため、電源装置１００には交流電圧が入力されず、整流器ＤＢも整流電圧を出力しない。   Here, with reference to FIGS. 2 and 3, the voltage VE1, which is the output voltage of the comparator OP2, will be described in more detail. As shown in FIG. 2, at time 0, the AC voltage of the AC power supply AC is zero-crossed, so no voltage is generated at both ends of the triac TR, and the triac TR is in the OFF state (cut-off state). An AC voltage is not input to the power supply apparatus 100, and the rectifier DB does not output a rectified voltage.

次に、時刻ｔ１のとき、調光器１０１の位相制御回路１０１ａは、トライアックＴＲのゲートに駆動信号を入力し、トライアックＴＲをＯＮ状態にして導通させる。これによって、整流器ＤＢも同期して整流電圧を出力し、この電圧によってダイオードＤ３０を介して電流が流れ、コンデンサーＣ３０が充電される。   Next, at time t1, the phase control circuit 101a of the dimmer 101 inputs a drive signal to the gate of the triac TR, and turns on the triac TR to make it conductive. As a result, the rectifier DB also outputs a rectified voltage in synchronization, and a current flows through the diode D30 by this voltage, and the capacitor C30 is charged.

そして、時刻ｔ２のとき、交流電源ＡＣは再びゼロクロスとなるので、トライアックＴＲはＯＦＦ状態となり、整流器ＤＢも整流電圧を出力しなくなる。   At time t2, since the AC power supply AC becomes zero cross again, the triac TR is turned off, and the rectifier DB also does not output the rectified voltage.

さらに、時刻ｔ３のとき、調光器１０１の位相制御回路１０１ａは、再び、トライアックＴＲのゲートに駆動信号を入力し、トライアックＴＲをＯＮ状態にして導通させる。これによって、整流器ＤＢも同期して整流電圧を出力し、この電圧によってダイオードＤ３０を介して電流が流れ、再び、コンデンサーＣ３０が充電される。   Further, at time t3, the phase control circuit 101a of the dimmer 101 again inputs a drive signal to the gate of the triac TR, and turns on the triac TR to make it conductive. As a result, the rectifier DB also outputs a rectified voltage in synchronism, and a current flows through the diode D30 by this voltage, and the capacitor C30 is charged again.

このような位相制御回路１０１ａによるトライアックＴＲの制御の結果、コンデンサーＣ３０の電圧ＶＥ１（比較器ＯＰ２の出力電圧）は、抵抗Ｒ３０、Ｒ３１の値と、トライアックＴＲのＯＮ時間（導通時間）（時刻ｔ１〜ｔ２の時間）により定まる整流器ＤＢからの出力される平均電圧とによって定まることになる。ここで、図２（ｂ）は、図２（ａ）で示される時刻ｔ１〜ｔ２のトライアックＴＲのＯＮ時間よりも大きくした場合を示しており、図２（ｂ）で示される比較器ＯＰ２の出力電圧である電圧ＶＥ１の方が、図２（ａ）で示される場合よりも大きくなっている。これは、図２（ｂ）の方が、トライアックＴＲのＯＮ時間が長いため、コンデンサーＣ３０に充電される時間が長くなるためである。   As a result of the control of the triac TR by the phase control circuit 101a, the voltage VE1 of the capacitor C30 (the output voltage of the comparator OP2) is equal to the values of the resistors R30 and R31 and the ON time (conduction time) of the triac TR (time t1). It is determined by the average voltage output from the rectifier DB determined by (time of t2). Here, FIG. 2 (b) shows a case where the ON time of the triac TR at the times t1 to t2 shown in FIG. 2 (a) is made larger, and the comparator OP2 shown in FIG. The output voltage VE1 is larger than that shown in FIG. This is because in FIG. 2 (b), the time for which the capacitor C30 is charged becomes longer because the ON time of the triac TR is longer.

上記のように、トライアックＴＲのＯＮ時間が長いほど、比較器ＯＰ２の出力電圧である電圧ＶＥ１が大きくなる状態を示したのが図３である。この図３において、横軸の「位相角の差」とは、交流電源ＡＣから電源装置１００に入力される交流電圧（又は整流器ＤＢの整流電圧でもよい）の位相角の差、すなわち、図２で示されるトライアックＴＲがＯＮ状態となる時刻ｔ１の位相角とトライアックＴＲがＯＦＦ状態となる時刻ｔ２の位相角との差であって、この位相角の差は、トライアックＴＲのＯＮ時間（導通時間）に対応する。また、図３で示される「ＭＡＸ」及び「ＭＩＮ」のグラフは、部品のばらつきに伴う比較器ＯＰ２の出力電圧の幅を便宜的に示したものである。また、図３で示される「上限リミッター値」及び「下限リミッター値」については後述する。   As described above, FIG. 3 shows a state in which the voltage VE1, which is the output voltage of the comparator OP2, increases as the ON time of the triac TR increases. In FIG. 3, the “phase angle difference” on the horizontal axis is the difference in phase angle of the AC voltage (or the rectified voltage of the rectifier DB) input from the AC power supply AC to the power supply apparatus 100, that is, FIG. Is the difference between the phase angle at time t1 when the triac TR is in the ON state and the phase angle at time t2 when the triac TR is in the OFF state, and this phase angle difference is the ON time (conduction time) of the triac TR. ). Further, the graphs “MAX” and “MIN” shown in FIG. 3 show the width of the output voltage of the comparator OP2 for the sake of convenience. The “upper limit value” and “lower limit value” shown in FIG. 3 will be described later.

比較器ＯＰ２の出力電圧である電圧ＶＥ１は、定電圧レギュレーター２０に入力され、具体的には、トランジスターＱ３０のコレクターに入力される。前述のように、トランジスターＱ３０のコレクターとベースとは、抵抗Ｒ３２を介して接続されているので、トランジスターＱ３０に入力されている電圧ＶＥ１によって、トランジスターＱ３０のベースには、トランジスターＱ３０のコレクターから抵抗Ｒ３２を介して、ベース電流が流れる。また、前述のように、トランジスターＱ３０のベースには、ツェナーダイオードＤＺ３０のカソードが接続されている。ここで、ツェナーダイオードＤＺ３０が降伏した場合のツェナー電圧をＶｚとする。まず、トランジスターＱ３０のコレクターに入力される電圧ＶＥ１が、ツェナー電圧Ｖｚよりも低い場合、ツェナーダイオードＤＺ３０は降伏しないので、トランジスターＱ３０のエミッターからの出力電圧である電圧ＶＥ２として、電圧ＶＥ１と同電位の電圧が出力される。一方、トランジスターＱ３０のコレクターに入力される電圧ＶＥ１が、ツェナー電圧Ｖｚよりも高い場合、ツェナーダイオードＤＺ３０は降伏し、トランジスターＱ３０のベースにはツェナー電圧Ｖｚが印加されることになり、電圧ＶＥ２として、ツェナー電圧ＶｚからトランジスターＱ３０のベース−エミッター間電圧を引いた電圧が出力される。以上のような電圧ＶＥ２が、定電圧レギュレーター２０の出力電圧として出力される。また、以上のことから、この定電圧レギュレーター２０によって、電圧ＶＥ２の上限リミッター値が決定されることになり、ひいては、目標値電圧Ｖ１の上限リミッター値を決定されることになる。   The voltage VE1 that is the output voltage of the comparator OP2 is input to the constant voltage regulator 20, and more specifically, is input to the collector of the transistor Q30. As described above, since the collector and base of the transistor Q30 are connected via the resistor R32, the base of the transistor Q30 is connected to the resistor R32 from the collector of the transistor Q30 by the voltage VE1 input to the transistor Q30. A base current flows through As described above, the cathode of the Zener diode DZ30 is connected to the base of the transistor Q30. Here, the Zener voltage when the Zener diode DZ30 breaks down is Vz. First, when the voltage VE1 input to the collector of the transistor Q30 is lower than the Zener voltage Vz, the Zener diode DZ30 does not breakdown, so that the voltage VE2 that is the output voltage from the emitter of the transistor Q30 is the same as the voltage VE1 Voltage is output. On the other hand, when the voltage VE1 input to the collector of the transistor Q30 is higher than the Zener voltage Vz, the Zener diode DZ30 breaks down, and the Zener voltage Vz is applied to the base of the transistor Q30. A voltage obtained by subtracting the base-emitter voltage of the transistor Q30 from the Zener voltage Vz is output. The voltage VE2 as described above is output as the output voltage of the constant voltage regulator 20. In addition, from the above, the constant voltage regulator 20 determines the upper limit value of the voltage VE2, and consequently the upper limit value of the target value voltage V1.

定電圧レギュレーター２０から出力電圧（トランジスターＱ３０のエミッターの電圧）である電圧ＶＥ２は、ダイオードＤ３１を介して、抵抗Ｒ３４及び可変抵抗ＶＲによって分圧され、この分圧された電圧によって発生する電流によってコンデンサーＣ３１が充電される。そして、コンデンサーＣ３１に充電された電圧が、ＬＥＤ電流Ｉに対応する目標値電圧Ｖ１となる。   A voltage VE2 that is an output voltage (voltage of the emitter of the transistor Q30) from the constant voltage regulator 20 is divided by a resistor R34 and a variable resistor VR through a diode D31, and a capacitor is generated by a current generated by the divided voltage. C31 is charged. The voltage charged in the capacitor C31 becomes the target value voltage V1 corresponding to the LED current I.

また、定電圧レギュレーター２０からの出力電圧がない場合、制御電源Ｖｃｃが、ダイオードＤ３２を介して、抵抗Ｒ３３及び可変抵抗ＶＲによって分圧され、この分圧された電圧によって発生する電流によってコンデンサーＣ３１が充電される。そして、コンデンサーＣ３１に充電された電圧が、ＬＥＤ電流Ｉに対応する目標値電圧Ｖ１となる。このことから、制御電源Ｖｃｃが抵抗Ｒ３３及び可変抵抗ＶＲによって分圧されたその分圧値が、目標値電圧Ｖ１の下限リミッター値を決定されることになる。上記の可変抵抗ＶＲは、その抵抗値の調整によって、目標値電圧Ｖ１の微調整が可能であり、かつ、上限リミッター値及び下限リミッター値の双方の微調整が可能となる。   When there is no output voltage from the constant voltage regulator 20, the control power supply Vcc is divided by the resistor R33 and the variable resistor VR via the diode D32, and the capacitor C31 is generated by the current generated by the divided voltage. Charged. The voltage charged in the capacitor C31 becomes the target value voltage V1 corresponding to the LED current I. Thus, the divided value obtained by dividing the control power supply Vcc by the resistor R33 and the variable resistor VR determines the lower limit value of the target value voltage V1. The variable resistor VR can finely adjust the target value voltage V1 by adjusting the resistance value, and can finely adjust both the upper limiter value and the lower limiter value.

以上のような動作によって、ＬＥＤ電流Ｉに対応する目標値電圧Ｖ１が生成され、この目標値電圧Ｖ１は、比較器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）に入力される。また、目標値電圧Ｖ１は、上限リミッター値及び下限リミッター値が決定されることによって、上限リミッター値を超える電圧となることはなく、かつ、下限リミッター値未満となる電圧となることがない。
なお、図３で示される上限リミッター値及び下限リミッター値は、上記のように本来、目標値電圧Ｖ１に対して決定されるものであるが、実質的には電圧ＶＥ１に対して上下限が決定されるとも言えるので、当該図においては、電圧ＶＥ１に対する上限リミッター値及び下限リミッター値として便宜的に示している。 Through the above operation, the target value voltage V1 corresponding to the LED current I is generated, and this target value voltage V1 is input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator OP1. Further, the target value voltage V1 does not become a voltage exceeding the upper limit limit value and is not a voltage lower than the lower limit limit value by determining the upper limit value and the lower limit value.
The upper limit value and the lower limit value shown in FIG. 3 are originally determined with respect to the target value voltage V1 as described above, but the upper and lower limits are substantially determined with respect to the voltage VE1. Therefore, in the figure, the upper limiter value and the lower limiter value for the voltage VE1 are shown for convenience.

なお、定電圧レギュレーター２０、ダイオードＤ３１、抵抗Ｒ３４及び可変抵抗ＶＲは、本発明の「上限リミット回路」に相当し、制御電源Ｖｃｃ、ダイオードＤ３２、抵抗Ｒ３３及び可変抵抗ＶＲは、本発明の「下限リミット回路」に相当する。
また、可変抵抗ＶＲは、本発明の「目標値電圧調整手段」に相当する。 The constant voltage regulator 20, the diode D31, the resistor R34, and the variable resistor VR correspond to the “upper limit circuit” of the present invention, and the control power supply Vcc, the diode D32, the resistor R33, and the variable resistor VR are the “lower limit” of the present invention. Corresponds to the “limit circuit”.
The variable resistor VR corresponds to “target value voltage adjusting means” of the present invention.

（ＬＥＤ１０の調光動作）
次に、ＬＥＤ１０の調光動作について説明する。
まず、ＬＥＤ１０を流れるＬＥＤ電流Ｉを検出するための検出抵抗Ｒ１０には、ＬＥＤ電流Ｉ及び検出抵抗Ｒ１０の抵抗値に比例した電圧Ｖ１ａが発生し、この電圧Ｖ１ａは、制御抵抗Ｒ２０を介して、ＬＥＤ電流Ｉを定電流制御する比較器ＯＰ１の反転入力端子（−）に入力される。また、前述のように、調光器１０１によりトライアックＴＲのＯＮ時間が調整されることによって生成された目標値電圧Ｖ１は、比較器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）に入力される。また、比較器ＯＰ１の出力側は、制御回路ＩＣ１のオン時間検出端子に、制御抵抗Ｒ２３を介して接続されている。そして、比較器ＯＰ１は、その出力側から、目標値電圧Ｖ１と、検出抵抗Ｒ１０に発生した電圧Ｖ１ａとが一致するように、制御回路ＩＣ１のオン時間端子に電圧を出力する。そして、制御回路ＩＣ１は、比較器ＯＰ１の出力電圧に基づいて、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間を決定する。 (Dimming operation of LED 10)
Next, the dimming operation of the LED 10 will be described.
First, a voltage V1a proportional to the LED current I and the resistance value of the detection resistor R10 is generated in the detection resistor R10 for detecting the LED current I flowing through the LED 10, and this voltage V1a is passed through the control resistor R20. The LED current I is input to the inverting input terminal (−) of the comparator OP1 that performs constant current control. Further, as described above, the target value voltage V1 generated by adjusting the ON time of the triac TR by the dimmer 101 is input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator OP1. The output side of the comparator OP1 is connected to the on-time detection terminal of the control circuit IC1 via the control resistor R23. Then, the comparator OP1 outputs a voltage from the output side to the on-time terminal of the control circuit IC1 so that the target value voltage V1 and the voltage V1a generated in the detection resistor R10 coincide. Then, the control circuit IC1 determines the ON time of the switching element Q1 based on the output voltage of the comparator OP1.

また、比較器ＯＰ１の反転入力端子（−）と出力側との間は、抵抗Ｒ２１及びコンデンサーＣ２１の直列回路によって接続されており、これによって、比較器ＯＰ１の応答性の遅れを生成している。これは、一次巻線Ｔ１に印加される電圧と二次巻線Ｔ２から出力される電圧との間に位相のズレが生じるため、検出抵抗Ｒ１０から制御回路ＩＣ１のオン時間検出端子までの、いわゆる定電流フィードバックの検出ループである検出抵抗Ｒ１０→制御抵抗Ｒ２０→抵抗Ｒ２１→コンデンサーＣ２１→制御抵抗Ｒ２３→制御回路ＩＣ１の経路における比較器ＯＰ１の応答性の遅れを生成することによって、その位相のズレを補正するためである。   Further, the inverting input terminal (−) of the comparator OP1 and the output side are connected by a series circuit of a resistor R21 and a capacitor C21, thereby generating a delay in the response of the comparator OP1. . This is because a phase shift occurs between the voltage applied to the primary winding T1 and the voltage output from the secondary winding T2, and so-called from the detection resistor R10 to the on-time detection terminal of the control circuit IC1. By generating a delay in the response of the comparator OP1 in the path of the detection resistor R10 → control resistor R20 → resistor R21 → capacitor C21 → control resistor R23 → control circuit IC1, which is a constant current feedback detection loop, the phase shift is generated. This is to correct the above.

また、前述のように、トランスＴの二次巻線Ｔ２に発生する電圧に比例した電圧が発生する補助巻線Ｔ３は、スイッチング制御検出回路３を介して、制御回路ＩＣ１のゼロクロス検出端子に接続されている。制御回路ＩＣ１は、補助巻線Ｔ３及びスイッチング制御検出回路３によって、補助巻線Ｔ３に発生する電圧を検出し、それによって、二次巻線Ｔ２による電圧出力がＯＦＦすることを検出している。   Further, as described above, the auxiliary winding T3 that generates a voltage proportional to the voltage generated in the secondary winding T2 of the transformer T is connected to the zero cross detection terminal of the control circuit IC1 via the switching control detection circuit 3. Has been. The control circuit IC1 detects the voltage generated in the auxiliary winding T3 by the auxiliary winding T3 and the switching control detection circuit 3, and thereby detects that the voltage output by the secondary winding T2 is turned OFF.

以上のことから、制御回路ＩＣ１は、比較器ＯＰ１の出力電圧に基づいて、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ時間を決定し、補助巻線Ｔ３に発生する電圧に基づいて、スイッチング素子Ｑ１のＯＦＦ時間を決定する。さらに、総括すると、調光器１０１によって調整されたトライアックＴＲのＯＮ時間によって決定される目標値電圧Ｖ１に対応するＬＥＤ電流Ｉとなるような平滑コンデンサーＣ１０の電圧Ｖ０となるように、制御回路ＩＣ１は、スイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ時間を決定する。すなわち、調光器１０１の調整により、比較器ＯＰ１の非反転入力端子（＋）に入力する目標値電圧Ｖ１が変化すると、ＬＥＤ電流Ｉが変化し、調整制御が可能となる。   From the above, the control circuit IC1 determines the ON time of the switching element Q1 based on the output voltage of the comparator OP1, and determines the OFF time of the switching element Q1 based on the voltage generated in the auxiliary winding T3. To do. Furthermore, generally speaking, the control circuit IC1 is set so that the voltage V0 of the smoothing capacitor C10 becomes the LED current I corresponding to the target value voltage V1 determined by the ON time of the triac TR adjusted by the dimmer 101. Determines the ON / OFF time of the switching element Q1. That is, when the target value voltage V1 input to the non-inverting input terminal (+) of the comparator OP1 changes due to the adjustment of the dimmer 101, the LED current I changes, and adjustment control becomes possible.

［実施の形態１の効果］
以上の構成及び動作によって、部品のばらつきがあっても、目標値電圧Ｖ１の微調整可能であり、かつ、その上下限リミッター値も微調整が可能なので、ＬＥＤ電流Ｉの目標値を決定する目標値電圧Ｖ１を精度よく発生させることができるので、ＬＥＤ１０の明るさのばらつきを抑制すると共に、上下限リミッター値で定まる範囲での明るさを保証することができる。 [Effect of Embodiment 1]
With the above configuration and operation, the target value voltage V1 can be finely adjusted even when there are variations in parts, and the upper and lower limiter values can be finely adjusted. Since the value voltage V1 can be generated with high accuracy, variations in brightness of the LED 10 can be suppressed, and brightness within a range determined by the upper and lower limiter values can be guaranteed.

また、交流電源ＡＣの変動があっても、上下限リミッター値が設定されているので、この範囲内での明るさを保証することができる。   Even if the AC power supply AC fluctuates, the upper and lower limiter values are set, so that the brightness within this range can be guaranteed.

なお、本実施の形態においては、フライバック式の直流電源回路１を例として示したが、これに限定されるものではなく、フォワード式電源回路、又は、バックコンバータ回路等、いわゆる直流電源回路であればよく、同様の効果を得ることができる。   In the present embodiment, the flyback type DC power supply circuit 1 is shown as an example. However, the present invention is not limited to this, and a so-called DC power supply circuit such as a forward type power supply circuit or a buck converter circuit is used. It is only necessary that the same effect can be obtained.

また、図１で示されるように、交流電源ＡＣの交流電圧を電源装置１００に供給するための双方向のスイッチング素子としてトライアックＴＲを設置しているが、これに限定されるものではなく、例えば、ＩＧＢＴを並列接続して双方向にスイッチングできるように構成したもの等、双方向にスイッチング制御ができるものであればよい。   Further, as shown in FIG. 1, the triac TR is installed as a bidirectional switching element for supplying the AC voltage of the AC power supply AC to the power supply device 100, but the invention is not limited to this. Any device that can perform bidirectional switching control, such as a configuration in which IGBTs are connected in parallel to perform bidirectional switching, may be used.

また、図２で示されるように、トライアックＴＲの性質上、整流器ＤＢの出力電圧がゼロクロス時にＯＦＦ状態となり、所定時間（時刻ｔ２〜ｔ３の時間）後、ＯＮ状態とさせ、この所定時間を調整することによって、トライアックＴＲのＯＮ時間を制御するものとしているが、これに限定されるものではない。すなわち、双方向スイッチング素子としてトライアックＴＲを用いない場合等において、例えば、整流器ＤＢの出力電圧のゼロクロスを跨いで、双方向スイッチング素子をＯＮ状態にするものとしてもよい。例えば、図２において、時刻ｔ１〜ｔ２の間に双方向スイッチング素子をＯＮ状態にして、時刻ｔ２〜ｔ３の間にＯＦＦ状態にするなどのスイッチング動作としてもよい。又は、整流器ＤＢの出力電圧のゼロクロスを検出してから、所定時間だけ双方向スイッチング素子をＯＮ状態にする動作としてもよい。   Further, as shown in FIG. 2, due to the nature of the triac TR, the output voltage of the rectifier DB is turned off at the time of zero crossing, and is turned on after a predetermined time (time t2 to t3), and this predetermined time is adjusted. By doing so, the ON time of the triac TR is controlled, but the present invention is not limited to this. That is, when the triac TR is not used as the bidirectional switching element, for example, the bidirectional switching element may be turned on across the zero cross of the output voltage of the rectifier DB. For example, in FIG. 2, the switching operation may be such that the bidirectional switching element is turned on between times t1 and t2 and is turned off between times t2 and t3. Or it is good also as operation | movement which turns ON a bidirectional | two-way switching element only for predetermined time, after detecting the zero crossing of the output voltage of rectifier DB.

また、図１で示されるように、交流電源ＡＣの交流電圧を電源装置１００に供給するためにトライアックＴＲによって双方向にスイッチング制御を実施しているが、これに限定されるものではない。例えば、整流器ＤＢの後段にスイッチング素子（一方向のみ電流を流すものでよい）を配置し、図２で示されるような、スイッチング動作を実施するものとしてもよい。   Further, as shown in FIG. 1, in order to supply the AC voltage of the AC power supply AC to the power supply apparatus 100, the bi-directional switching control is performed by the triac TR. However, the present invention is not limited to this. For example, a switching element (which may allow current to flow only in one direction) may be disposed after the rectifier DB, and a switching operation as illustrated in FIG. 2 may be performed.

実施の形態２．
本実施の形態に係る点灯装置について、実施の形態１に係る点灯装置の構成及び動作と相違する点を中心に説明する。 Embodiment 2. FIG.
The lighting device according to the present embodiment will be described focusing on differences from the configuration and operation of the lighting device according to the first embodiment.

［点灯装置の構成］
図４は、本発明の実施の形態２に係る点灯装置の回路構成図である。
実施の形態１においては、ダイオードＤ３０のアノードは、コンデンサーＣ１の正極側に接続されているが、図４で示されるように、本実施の形態に係る点灯装置においては、ダイオードＤ３０のアノードは、二次巻線Ｔ２の正極側に接続されている。その他の構成は、実施の形態１に係る点灯装置と同様である。 [Configuration of lighting device]
FIG. 4 is a circuit configuration diagram of a lighting device according to Embodiment 2 of the present invention.
In the first embodiment, the anode of the diode D30 is connected to the positive side of the capacitor C1, but as shown in FIG. 4, in the lighting device according to the present embodiment, the anode of the diode D30 is It is connected to the positive electrode side of the secondary winding T2. Other configurations are the same as those of the lighting device according to the first embodiment.

［点灯装置の動作］
図５は、本発明の実施の形態２に係る点灯装置における整流器ＤＢの出力電圧波形、ダイオードＤ３０のカソードの電圧波形及び比較器ＯＰ２の出力電圧波形を示す図である。
図４で示されるダイオードＤ３０のカソードの電圧である電圧ＶＥ０のピークは、ＬＥＤ１０の順方向電圧に略等しい。ただし、トランスＴの二次巻線Ｔ２の出力電圧はスイッチング波形（高周波電圧波形）となるため、制御回路ＩＣ１によって駆動されるスイッチング素子Ｑ１のＯＮ／ＯＦＦ動作の周波数の矩形波となる。この二次巻線Ｔ２のスイッチング波形を呈する出力電圧は、ダイオードＤ３０によって整流されて電圧ＶＥ０となり、抵抗Ｒ３０及び抵抗Ｒ３１によって分圧され電圧ＶＥ１となる。この電圧ＶＥ１によって発生する電流によってコンデンサーＣ３０は充電され、平均化される。このコンデンサーＣ３０の電圧、すなわち、電圧ＶＥ１についても、実施の形態１と同様に、抵抗Ｒ３０、Ｒ３１の値と、トライアックＴＲのＯＮ時間（導通時間）（図２における時刻ｔ１〜ｔ２の時間）とによって定まることになり、ＬＥＤ電流Ｉの調整が可能である。 [Operation of lighting device]
FIG. 5 is a diagram showing the output voltage waveform of the rectifier DB, the voltage waveform of the cathode of the diode D30, and the output voltage waveform of the comparator OP2 in the lighting device according to Embodiment 2 of the present invention.
The peak of the voltage VE0, which is the voltage of the cathode of the diode D30 shown in FIG. However, since the output voltage of the secondary winding T2 of the transformer T has a switching waveform (high-frequency voltage waveform), it becomes a rectangular wave having a frequency of the ON / OFF operation of the switching element Q1 driven by the control circuit IC1. The output voltage exhibiting the switching waveform of the secondary winding T2 is rectified by the diode D30 to become the voltage VE0, and is divided by the resistors R30 and R31 to become the voltage VE1. The capacitor C30 is charged and averaged by the current generated by the voltage VE1. Similarly to the first embodiment, the voltage of the capacitor C30, that is, the voltage VE1, and the values of the resistors R30 and R31, the ON time (conduction time) of the triac TR (time t1 to t2 in FIG. 2), The LED current I can be adjusted.

［実施の形態２の効果］
以上のように図４で示される本実施の形態に係る点灯装置も、実施の形態１に係る点灯装置と同様の効果を得ることができる。 [Effect of Embodiment 2]
As described above, the lighting device according to the present embodiment shown in FIG. 4 can also obtain the same effects as those of the lighting device according to the first embodiment.

また、図４で示されるように、目標値電圧Ｖ１を生成するため、いわゆるフライバック巻である二次巻線Ｔ２から電圧を取り出す場合、ＬＥＤ１０の順方向電圧が変化、すなわち、平滑コンデンサーＣ１０の電圧Ｖ０が変化すると、コンデンサーＣ３０の電圧も変わる。しかし、このような場合においても、実施の形態１において説明した上限リミッター値及び下限リミッター値を設定していることにより、ＬＥＤ１０の順方向電圧が変動したとしても、この上下限リミッター値で定まる範囲内でのＬＥＤ１０の明るさにすることが可能となる。   Further, as shown in FIG. 4, when the voltage is taken out from the secondary winding T2 which is a so-called flyback winding in order to generate the target value voltage V1, the forward voltage of the LED 10 changes, that is, the smoothing capacitor C10 When the voltage V0 changes, the voltage of the capacitor C30 also changes. However, even in such a case, even if the forward voltage of the LED 10 fluctuates by setting the upper limit value and the lower limit value described in the first embodiment, the range determined by the upper and lower limit values. It becomes possible to make the brightness of the LED 10 inside.

実施の形態３．
本実施の形態に係る点灯装置について、実施の形態２に係る点灯装置の構成及び動作と相違する点を中心に説明する。 Embodiment 3 FIG.
The lighting device according to the present embodiment will be described focusing on differences from the configuration and operation of the lighting device according to the second embodiment.

［点灯装置の構成］
図６は、本発明の実施の形態３に係る点灯装置の回路構成図である。
図６で示されるように、本実施の形態に係る点灯装置においては、コンデンサーＣ３０と比較器ＯＰ２との間に、すなわち、コンデンサーＣ３０の後段側にローパスフィルター回路２１が設置されている。ローパスフィルター回路２１は、抵抗Ｒ３５及びコンデンサーＣ３５によって構成されており、具体的には、抵抗Ｒ３５及びコンデンサーＣ３５の直列回路が、コンデンサーＣ３０に並列接続して、抵抗Ｒ３５とコンデンサーＣ３５との接続部が、比較器ＯＰ２の非反転入力端子（＋）に接続されて構成されている。その他の構成は、実施の形態２に係る点灯装置と同様である。 [Configuration of lighting device]
FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a lighting device according to Embodiment 3 of the present invention.
As shown in FIG. 6, in the lighting device according to the present embodiment, a low-pass filter circuit 21 is installed between the capacitor C30 and the comparator OP2, that is, on the rear stage side of the capacitor C30. The low-pass filter circuit 21 includes a resistor R35 and a capacitor C35. Specifically, a series circuit of the resistor R35 and the capacitor C35 is connected in parallel to the capacitor C30, and a connection portion between the resistor R35 and the capacitor C35 is provided. , Connected to the non-inverting input terminal (+) of the comparator OP2. Other configurations are the same as those of the lighting device according to the second embodiment.

［点灯装置の動作］
図６で示されるように、トランスＴの二次巻線Ｔ２の出力電圧がスイッチング波形（高周波電圧波形）であっても、その出力電圧が、抵抗Ｒ３０及び抵抗Ｒ３１によって分圧された電圧ＶＥ１は、ローパスフィルター回路２１のフィルタリング機能によって、より精度よく、調光器１０１のトライアックＴＲのＯＮ時間（導通時間）（図２における時刻ｔ１〜ｔ２の時間）に従った電圧をコンデンサーＣ３０に充電することが可能となる。 [Operation of lighting device]
As shown in FIG. 6, even if the output voltage of the secondary winding T2 of the transformer T is a switching waveform (high frequency voltage waveform), the voltage VE1 obtained by dividing the output voltage by the resistor R30 and the resistor R31 is The capacitor C30 is charged with a voltage according to the ON time (conduction time) of the triac TR of the dimmer 101 (time t1 to t2 in FIG. 2) more accurately by the filtering function of the low-pass filter circuit 21. Is possible.

［実施の形態３の効果］
以上のように図６で示される本実施の形態に係る点灯装置も、実施の形態１に係る点灯装置と同様の効果を得ることができる。 [Effect of Embodiment 3]
As described above, the lighting device according to the present embodiment shown in FIG. 6 can also obtain the same effects as those of the lighting device according to the first embodiment.

また、図６で示されるように、目標値電圧Ｖ１を生成するため、いわゆるフライバック巻である二次巻線Ｔ２から電圧を取り出す場合、ＬＥＤ１０の順方向電圧が変化、すなわち、平滑コンデンサーＣ１０の電圧Ｖ０が変化すると、コンデンサーＣ３０の電圧も変わる。しかし、このような場合においても、実施の形態１において説明した上限リミッター値及び下限リミッター値を設定していることにより、ＬＥＤ１０の順方向電圧が変動したとしても、この上下限リミッター値で定まる範囲内でのＬＥＤ１０の明るさにすることが可能となる。   Further, as shown in FIG. 6, when the voltage is taken out from the secondary winding T2 which is a so-called flyback winding in order to generate the target value voltage V1, the forward voltage of the LED 10 changes, that is, the smoothing capacitor C10 When the voltage V0 changes, the voltage of the capacitor C30 also changes. However, even in such a case, even if the forward voltage of the LED 10 fluctuates by setting the upper limit value and the lower limit value described in the first embodiment, the range determined by the upper and lower limit values. It becomes possible to make the brightness of the LED 10 inside.

実施の形態４．
本実施の形態に係る点灯装置について、実施の形態１に係る点灯装置の構成及び動作と相違する点を中心に説明する。 Embodiment 4 FIG.
The lighting device according to the present embodiment will be described focusing on differences from the configuration and operation of the lighting device according to the first embodiment.

［点灯装置の構成］
図７は、本発明の実施の形態４に係る点灯装置の回路構成図である。
図７で示されるように、本実施の形態に係る点灯装置におけるトランスＴは、二次巻線Ｔ２及び補助巻線Ｔ３とは逆極性に巻かれた、いわゆるフォワード巻の二次巻線Ｔ４を備えている。そして、ダイオードＤ３０のアノードは、この二次巻線Ｔ４の正極側に接続されている。その他の構成は、実施の形態１に係る点灯装置と同様である。 [Configuration of lighting device]
FIG. 7 is a circuit configuration diagram of a lighting device according to Embodiment 4 of the present invention.
As shown in FIG. 7, the transformer T in the lighting device according to the present embodiment includes a so-called forward winding secondary winding T4 wound in the opposite polarity to the secondary winding T2 and the auxiliary winding T3. I have. The anode of the diode D30 is connected to the positive side of the secondary winding T4. Other configurations are the same as those of the lighting device according to the first embodiment.

［点灯装置の動作］
トランスＴの二次巻線Ｔ４は、フォワード巻であるため、一次巻線Ｔ１に印加される電圧に比例した電圧が出力されるので、調光器１０１のトライアックＴＲのＯＮ時間（導通時間）（図２における時刻ｔ１〜ｔ２の時間）に従った電圧を、コンデンサーＣ３０に供給できる。また、目標値電圧Ｖ１を生成するため、フォワード巻の二次巻線Ｔ４から電圧を取り出す場合、本実施の形態においては示していないが、絶縁型の電源装置にも使用することができる。 [Operation of lighting device]
Since the secondary winding T4 of the transformer T is a forward winding, a voltage proportional to the voltage applied to the primary winding T1 is output. Therefore, the ON time (conduction time) of the triac TR of the dimmer 101 ( A voltage according to time t1 to t2 in FIG. 2 can be supplied to the capacitor C30. Further, in order to generate the target value voltage V1, when the voltage is taken out from the secondary winding T4 of the forward winding, although not shown in the present embodiment, it can also be used for an insulated power supply device.

［実施の形態４の効果］
以上のように図７で示される本実施の形態に係る点灯装置も、実施の形態１に係る点灯装置と同様の効果を得ることができる。 [Effect of Embodiment 4]
As described above, the lighting device according to the present embodiment shown in FIG. 7 can also obtain the same effects as those of the lighting device according to the first embodiment.

１ 直流電源回路、３ スイッチング制御検出回路、１０ ＬＥＤ、２０ 定電圧レギュレーター、２１ ローパスフィルター回路、１００ 電源装置、１０１ 調光器、１０１ａ 位相制御回路、ＡＣ 交流電源、Ｃ１、Ｃ２ コンデンサー、Ｃ１０ 平滑コンデンサー、Ｃ２１、Ｃ３０、Ｃ３１、Ｃ３５ コンデンサー、Ｄ１、Ｄ１０、Ｄ３０〜Ｄ３２ ダイオード、ＤＢ 整流器、ＤＺ３０ ツェナーダイオード、ＦＬ 入力フィルター回路、ＩＣ１ 制御回路、ＯＰ１、ＯＰ２ 比較器、Ｑ１ スイッチング素子、Ｑ３０ トランジスター、Ｒ１ 起動抵抗、Ｒ２ 抵抗、Ｒ１０ 検出抵抗、Ｒ２０ 制御抵抗、Ｒ２１ 抵抗、Ｒ２３ 制御抵抗、Ｒ３０〜Ｒ３５ 抵抗、Ｔ トランス、Ｔ１ 一次巻線、Ｔ２ 二次巻線、Ｔ３ 補助巻線、Ｔ４ 二次巻線、ＴＲ トライアック、Ｖｃｃ 制御電源、ＶＲ 可変抵抗。   1 DC power supply circuit, 3 switching control detection circuit, 10 LED, 20 constant voltage regulator, 21 low-pass filter circuit, 100 power supply device, 101 dimmer, 101a phase control circuit, AC AC power supply, C1, C2 capacitor, C10 smoothing capacitor , C21, C30, C31, C35 capacitor, D1, D10, D30 to D32 diode, DB rectifier, DZ30 Zener diode, FL input filter circuit, IC1 control circuit, OP1, OP2 comparator, Q1 switching element, Q30 transistor, R1 start Resistance, R2 resistance, R10 detection resistance, R20 control resistance, R21 resistance, R23 control resistance, R30 to R35 resistance, T transformer, T1 primary winding, T2 secondary winding, T3 auxiliary winding, T4 secondary winding , TR triac, Vcc control power supply, VR variable resistance.

Claims (7)

交流電源から供給される交流電圧を直流電圧に整流する整流回路と、
該整流回路によって整流された直流電圧から、電圧値が調整された直流電圧を生成して出力し、その出力側に接続される負荷である１個以上のＬＥＤによって構成されたＬＥＤ光源を点灯させる直流電源回路と、
前記ＬＥＤ光源に流れるＬＥＤ電流に対応する電圧を検出するＬＥＤ電流検出回路と、
所定の明るさにするための前記ＬＥＤ光源に流れる前記ＬＥＤ電流に対応する目標値電圧を生成して出力する目標値電圧生成回路と、
前記ＬＥＤ電流検出回路によって検出された電圧が、前記目標値電圧生成回路によって生成された前記目標値電圧となるように、前記直流電源回路に対して出力電圧を調整させ、前記ＬＥＤ光源に前記目標値電圧に対応する前記ＬＥＤ電流が流れるように定電流制御を実施するＬＥＤ電流調整回路と、
を備え、
前記目標値電圧生成回路は、
該目標値電圧生成回路が生成する前記目標値電圧の電圧値に対して上限値を設定する上限リミット回路と、該目標値電圧の電圧値に対して下限値を設定する下限リミット回路と、を有し、
前記上限リミット回路によって設定された前記上限値と、前記下限リミット回路によって設定された前記下限値との間で、前記目標値電圧を生成して出力し、
前記上限リミット回路及び前記下限リミット回路は、
前記目標値電圧を調整する目標値電圧調整手段が設けられている
ことを特徴とする点灯装置。 A rectifier circuit that rectifies an AC voltage supplied from an AC power source into a DC voltage;
From the DC voltage rectified by the rectifier circuit, a DC voltage whose voltage value is adjusted is generated and output, and an LED light source composed of one or more LEDs as a load connected to the output side is turned on. A DC power supply circuit;
An LED current detection circuit for detecting a voltage corresponding to the LED current flowing through the LED light source;
A target value voltage generation circuit for generating and outputting a target value voltage corresponding to the LED current flowing in the LED light source for obtaining a predetermined brightness;
The DC power supply circuit is adjusted so that the voltage detected by the LED current detection circuit becomes the target value voltage generated by the target value voltage generation circuit, and the LED light source is allowed to adjust the target voltage. An LED current adjustment circuit that performs constant current control so that the LED current corresponding to the value voltage flows;
With
The target value voltage generation circuit includes:
An upper limit circuit for setting an upper limit value for the voltage value of the target value voltage generated by the target value voltage generation circuit, and a lower limit circuit for setting a lower limit value for the voltage value of the target value voltage, Have
Between the upper limit value set by the upper limit circuit and the lower limit value set by the lower limit circuit, the target value voltage is generated and output ,
The upper limit circuit and the lower limit circuit are:
A lighting device comprising a target value voltage adjusting means for adjusting the target value voltage . 前記交流電源と前記整流器とを導通させるか否かを切り替え、前記整流器から出力される直流電圧の出力時間を調整する調光器を備え、
前記目標値電圧生成回路は、前記調光器によって調整された前記出力時間に対応して変動する電圧を生じる回路部分における該電圧に基づいて前記目標値電圧を生成する
ことを特徴とする請求項１記載の点灯装置。 Switching between whether to connect the AC power supply and the rectifier, comprising a dimmer that adjusts the output time of the DC voltage output from the rectifier ,
The target value voltage generation circuit generates the target value voltage based on the voltage in a circuit portion that generates a voltage that varies in accordance with the output time adjusted by the dimmer. The lighting device according to 1. 前記直流電源回路は、
前記整流回路から出力される整流された直流電圧を、そのＯＮ／ＯＦＦ動作によって高周波電圧に変換するスイッチング素子と、
該スイッチング素子に直列接続された一次巻線に発生した前記高周波電圧を、二次巻線に伝達するトランスと、
前記二次巻線に発生した電圧を平滑し、前記直流電源回路の出力電圧とする平滑コンデンサーと、
を有し、
前記ＬＥＤ電流調整回路は、前記ＬＥＤ電流検出回路によって検出された電圧が、前記目標値電圧生成回路によって生成された前記目標値電圧となるように、前記直流電源回路の前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御を実施する
ことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の点灯装置。 The DC power supply circuit is
A switching element that converts a rectified DC voltage output from the rectifier circuit into a high-frequency voltage by an ON / OFF operation;
A transformer for transmitting the high-frequency voltage generated in a primary winding connected in series to the switching element to a secondary winding;
A smoothing capacitor that smoothes the voltage generated in the secondary winding and sets the output voltage of the DC power supply circuit;
Have
The LED current adjustment circuit is configured to turn on / off the switching element of the DC power supply circuit so that the voltage detected by the LED current detection circuit becomes the target value voltage generated by the target value voltage generation circuit. Control is implemented. The lighting device of Claim 1 or Claim 2 characterized by the above-mentioned. 前記目標値電圧生成回路は、前記トランスの前記一次巻線の正極側の電圧から、前記目標値電圧を生成する
ことを特徴とする請求項３記載の点灯装置。 The lighting device according to claim 3, wherein the target value voltage generation circuit generates the target value voltage from a voltage on a positive electrode side of the primary winding of the transformer. 前記目標値電圧生成回路は、前記トランスの前記二次巻線の正極側の電圧から、前記目標値電圧を生成する
ことを特徴とする請求項３記載の点灯装置。 The lighting device according to claim 3, wherein the target value voltage generation circuit generates the target value voltage from a voltage on a positive electrode side of the secondary winding of the transformer. 前記目標値電圧調整手段は、
前記目標値電圧を調整することと連動して、前記上限リミット回路によって設定された前記上限値、及び、前記下限リミット回路によって設定された前記下限値を調整する
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれか一項に記載の点灯装置。 The target value voltage adjusting means includes
In conjunction with adjusting the target value voltage, the upper limit set by the upper limit limiter circuit, and, according to claim 1, characterized in that adjusting the lower limit set by the lower limit circuit The lighting device according to claim 5 . 請求項１〜請求項６のいずれか一項に記載の点灯装置と、
該点灯装置の出力側に接続された前記ＬＥＤ光源と、
を備えた
ことを特徴とする照明器具。 The lighting device according to any one of claims 1 to 6 ,
The LED light source connected to the output side of the lighting device;
A lighting fixture characterized by comprising:
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