JP5975736B2 - Optical communication system and optical communication method - Google Patents

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Description

この発明は、例えばOFDM(直交波周波数分割多重:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)による光サブキャリアを用いて、光ファイバを伝送路として通信を行う光通信システムおよび光通信方法に関する。   The present invention relates to an optical communication system and an optical communication method for performing communication using an optical fiber as a transmission line by using, for example, an optical subcarrier based on OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing).

従来から、デジタル的にOFDM変調処理されたベースバンド信号を送信光源によりアップコンバートして送信し、受信光を局発光源によりダウンコンバートして得られるベースバンド信号をデジタル的にOFDM復調処理する光OFDM通信システムが知られている(例えば、特許文献1参照)。   Conventionally, a baseband signal digitally modulated by OFDM is up-converted by a transmission light source and transmitted, and a baseband signal obtained by down-converting received light by a local light source is digitally demodulated by OFDM. An OFDM communication system is known (see, for example, Patent Document 1).

この光OFDM通信システムでは、送信機において、2つのサブキャリアに既知の送信波形からなるパイロット信号をそれぞれ割り当て、受信機において、受信ベースバンド信号に対してFFT(高速フーリエ変換:Fast Fourier Transform)処理を行う。   In this optical OFDM communication system, a pilot signal having a known transmission waveform is assigned to each of two subcarriers in a transmitter, and an FFT (Fast Fourier Transform) process is performed on a received baseband signal in a receiver. I do.

また、この光OFDM通信システムでは、FFT処理によって得られるスペクトラム強度から2つのパイロット信号の周波数位置を推定し、この周波数から局発光源の周波数ずれおよびクロック周波数ずれをそれぞれ個別に求め、さらに、パイロット信号の着信時間の差から光ファイバの波長分散を推定している。   Further, in this optical OFDM communication system, the frequency positions of two pilot signals are estimated from the spectrum intensity obtained by the FFT processing, and the frequency deviation of the local light source and the clock frequency deviation are individually determined from this frequency, The chromatic dispersion of the optical fiber is estimated from the difference in signal arrival time.

また、ベースバンド帯域の中央部に1つのパイロット信号を常に送信し、光源周波数および位相を常に追跡および補償し、WDM(波長分割多重:Wavelength Division Multiplexing)システムにおける光ファイバの非線形効果を抑圧する方法が提案されている(例えば、非特許文献1参照)。   Also, a method of constantly transmitting one pilot signal to the center portion of the baseband, constantly tracking and compensating the light source frequency and phase, and suppressing the nonlinear effect of the optical fiber in a WDM (Wavelength Division Multiplexing) system Has been proposed (see, for example, Non-Patent Document 1).

国際公開第2010/134321号パンフレットInternational Publication No. 2010/134321 Pamphlet

T.Kobayashi,et al.,“45.2Tb/s C−band WDM transmission over 240km using 538Gb/s PDM−64QAM single carrier FDM signal with digital pilot tone”,Postdeadline Papers ECOC 2011,Th.13.C.6.pdfT.A. Kobayashi, et al. , “45.2 Tb / s C-band WDM transmission over 240 km using 538 Gb / s PDM-64QAM single carrier FDM signal with digital pilot tone,” PostdelineT 13. C. 6). pdf

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
特許文献1では、FFT処理によりパイロット信号のスペクトラムピーク周波数を求めている。ここで、FFT処理は、サンプリング周期Ts[s]毎の連続したN個の値に対するFFTフレーム長Nの離散時間処理なので、FFT処理によって直接得られるスペクトラム情報も、1/(Ts・N)[Hz]で定まるサブキャリア間隔の周波数解像度となる。また、特許文献1には、得られたスペクトラムの重み情報から、サブキャリア間隔よりも細かいピーク周波数情報を得るための処理が開示されている。
However, the prior art has the following problems.
In Patent Document 1, the spectrum peak frequency of the pilot signal is obtained by FFT processing. Here, since the FFT process is a discrete-time process of FFT frame length N for N consecutive values for each sampling period Ts [s], spectrum information directly obtained by the FFT process is also 1 / (Ts · N) [ [Hz] is the frequency resolution of the subcarrier interval. Patent Document 1 discloses a process for obtaining peak frequency information finer than the subcarrier interval from the obtained spectrum weight information.

一方、OFDM復調処理を行うためには、理論上、周波数誤差をサブキャリア間隔の半分以下とする必要があり、実用上は、サブキャリア間隔の数%以下とする必要がある。しかしながら、特許文献1の方法では、スペクトラムの重み情報による処理に要する演算量が大きい上に、この重み情報による処理を加味したとしても、サブキャリア間隔の数%以下という細かいピーク周波数情報を安定して得ることが困難であるという問題がある。   On the other hand, in order to perform OFDM demodulation processing, it is theoretically necessary to set the frequency error to half or less of the subcarrier interval, and in practice, it is necessary to set it to several percent or less of the subcarrier interval. However, in the method of Patent Document 1, the amount of calculation required for processing using spectrum weight information is large, and even if processing using this weight information is taken into account, fine peak frequency information of several percent or less of the subcarrier interval is stabilized. There is a problem that it is difficult to obtain.

なお、パイロット信号のスペクトラムピーク周波数を求めるためのFFT処理回路におけるFFTフレーム長Nを、例えば16倍とすることにより、必要な周波数分解能を得ることができるが、この場合には、FFTフレームの時間長も16倍となる。そのため、スペクトラムの時間分解能が大幅に低下し、結果的に、周波数の追随速度および精度が低下するという問題がある。   Note that the necessary frequency resolution can be obtained by increasing the FFT frame length N in the FFT processing circuit for obtaining the spectrum peak frequency of the pilot signal by 16 times, for example. In this case, the time of the FFT frame can be obtained. The length is also 16 times. Therefore, there is a problem that the time resolution of the spectrum is greatly lowered, and as a result, the frequency tracking speed and accuracy are lowered.

また、FFTフレーム長Nを、例えば16倍とした場合には、FFT処理回路における1FFTフレームあたりの演算量が16log16倍(約44倍)程度となり、また、1サンプル時間あたりの演算量でもlog16倍(約2.8倍)程度となる。そのため、回路規模や消費電力が膨大になるという問題がある。   When the FFT frame length N is set to 16 times, for example, the calculation amount per FFT frame in the FFT processing circuit is about 16 log 16 times (about 44 times), and the calculation amount per sample time is also log 16 times. (About 2.8 times). Therefore, there is a problem that the circuit scale and power consumption become enormous.

また、特許文献1の方法では、局発光源の周波数ずれ、クロック周波数ずれおよび光ファイバの波長分散をそれぞれ個別に推定する必要があるので、回路規模や消費電力が大きくなるという問題がある。   In addition, the method of Patent Document 1 has a problem that the circuit scale and power consumption increase because it is necessary to individually estimate the frequency shift of the local light source, the clock frequency shift, and the chromatic dispersion of the optical fiber.

さらに、特許文献1において、パイロット信号のスペクトラムピーク周波数を安定して求めるためには、パイロット信号と同時に送信されるクライアントペイロード信号を乗せるサブキャリアを送信しないようにするか、少なくともパイロット信号から十分離れた周波数位置までは、ペイロードサブキャリアを送信しないようにする必要がある。そのため、通信の実データを載せるペイロードサブキャリアの充填効率が低下するという問題がある。   Further, in Patent Document 1, in order to stably obtain the spectrum peak frequency of a pilot signal, it is necessary not to transmit a subcarrier carrying a client payload signal transmitted simultaneously with the pilot signal, or at least sufficiently away from the pilot signal. It is necessary not to transmit the payload subcarrier up to the frequency position. Therefore, there is a problem that the charging efficiency of payload subcarriers carrying actual communication data is lowered.

また、非特許文献1の方法では、光源周波数および位相を高速かつ精密に追随し、補償を行うことが期待されるが、クロック周波数ずれに対しては、対処方法が何ら開示されていないという問題がある。   Further, in the method of Non-Patent Document 1, it is expected that the light source frequency and phase are accurately followed and compensated, but there is a problem that no countermeasure method is disclosed for the clock frequency deviation. There is.

さらに、非特許文献1では、FFT処理とは別に、パイロット信号に対して、複素積算を含む時間領域処理を常に行う必要があるので、演算量が大きくなるという問題がある。   Further, in Non-Patent Document 1, there is a problem that the amount of calculation increases because it is necessary to always perform time domain processing including complex integration on the pilot signal separately from the FFT processing.

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、SC−FDM(シングルキャリア周波数分割多重:Singl Carrier−Frequency Division Multiplexing)やIFDM(インタリーブ周波数分割多重:Interleaved Frequency Division Multiplexing)、Localized OFDMといった方式を含む光通信システムにおいて、光源およびクロック源の周波数または位相偏差を効率的に推定し、補償することができる光通信システムおよび光通信方法を得ることを目的とする。   The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and includes SC-FDM (Single Carrier-Frequency Division Multiplexing) and IFDM (Interleaved Frequency Division Multiplexing). An object of the present invention is to provide an optical communication system and an optical communication method capable of efficiently estimating and compensating for the frequency or phase deviation of a light source and a clock source in an optical communication system including a method such as Localized OFDM.

この発明に係る光通信システムは、送信機と受信機とが、光ファイバを伝送路として互いに通信する光通信システムであって、送信機は、複数のパイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、送信機に入力された信号を、サブキャリア周波数にマッピングし、パイロット信号とともに多値信号として収容するマッピング部と、多値信号を周波数領域複素値に変換する信号変調部と、周波数領域複素値を時間領域複素値に変換するフーリエ変換部と、送信クロックを生成する第1クロック部と、時間領域複素値を送信クロックでサンプリングし、アナログベースバンド信号に変換するDA変換部と、送信光源を発生する第1光源部と、アナログベースバンド信号を、送信光源により送信光信号にアップコンバートする光変調部と、を備え、受信機は、局発光源を発生する第2光源部と、送信光信号を、局発光源によりアナログベースバンド信号にダウンコンバートする光復調部と、局発クロックを生成する第2クロック部と、アナログベースバンド信号を局発クロックでサンプリングし、時間領域デジタル信号に変換するAD変換部と、時間領域デジタル信号を周波数領域複素値に変換する信号復調部と、周波数領域複素値から選択されたパイロット信号に基づいて、光源の位相偏差を推定し、直線近似により複素等化係数を求める偏差推定部と、周波数領域複素値と複素等化係数とに基づいて、複素積を演算する補償部と、を備えたものである。 An optical communication system according to the present invention is an optical communication system in which a transmitter and a receiver communicate with each other using an optical fiber as a transmission path, and the transmitter includes a pilot signal generation unit that generates a plurality of pilot signals; A mapping unit that maps a signal input to the transmitter to a subcarrier frequency and accommodates it as a multi-level signal together with a pilot signal, a signal modulation unit that converts the multi-level signal to a frequency domain complex value, and a frequency domain complex value Generates a Fourier transform unit for converting to a time domain complex value, a first clock unit for generating a transmission clock, a DA conversion unit for sampling the time domain complex value with a transmission clock and converting it to an analog baseband signal, and a transmission light source A first light source unit, and an optical modulation unit that up-converts the analog baseband signal into a transmission optical signal by the transmission light source. The receiver includes a second light source unit that generates a local light source, an optical demodulation unit that down-converts a transmission optical signal into an analog baseband signal by the local light source, a second clock unit that generates a local clock, An analog to baseband signal is sampled with a local clock and converted to a time domain digital signal, an AD converter for converting the time domain digital signal to a frequency domain complex value, and a pilot selected from the frequency domain complex value A deviation estimation unit that estimates a phase deviation of the light source based on the signal and obtains a complex equalization coefficient by linear approximation; a compensation unit that calculates a complex product based on the frequency domain complex value and the complex equalization coefficient; It is equipped with.

また、この発明に係る光通信方法は、送信機と受信機とが、光ファイバを伝送路として互いに通信する光通信システムによって実行される光通信方法であって、複数のパイロット信号を生成するパイロット信号生成ステップと、送信機に入力された信号を、サブキャリア周波数にマッピングし、パイロット信号とともに多値信号として収容するマッピングステップと、多値信号を周波数領域複素値に変換する信号変調ステップと、周波数領域複素値を時間領域複素値に変換するフーリエ変換ステップと、送信クロックを生成する第1クロック生成ステップと、時間領域複素値を送信クロックでサンプリングし、アナログベースバンド信号に変換するDA変換ステップと、送信光源を発生する第1光源発生ステップと、アナログベースバンド信号を、送信光源により送信光信号にアップコンバートする光変調ステップと、局発光源を発生する第2光源発生ステップと、送信光信号を、局発光源によりアナログベースバンド信号にダウンコンバートする光復調ステップと、局発クロックを生成する第2クロック生成ステップと、アナログベースバンド信号を局発クロックでサンプリングし、時間領域デジタル信号に変換するAD変換ステップと、時間領域デジタル信号を周波数領域複素値に変換する信号復調ステップと、周波数領域複素値から選択されたパイロット信号に基づいて、光源の位相偏差を推定し、直線近似により複素等化係数を求める偏差推定ステップと、周波数領域複素値と複素等化係数とに基づいて、複素積を演算する補償ステップと、を備えたものである。 The optical communication method according to the present invention is an optical communication method executed by an optical communication system in which a transmitter and a receiver communicate with each other using an optical fiber as a transmission path, and a pilot that generates a plurality of pilot signals. A signal generation step, a mapping step of mapping a signal input to the transmitter to a subcarrier frequency and accommodating the signal as a multilevel signal together with a pilot signal, a signal modulation step of converting the multilevel signal into a frequency domain complex value, A Fourier transform step for converting a frequency domain complex value to a time domain complex value, a first clock generation step for generating a transmission clock, and a DA conversion step for sampling the time domain complex value with a transmission clock and converting it to an analog baseband signal A first light source generation step for generating a transmission light source, and an analog baseband signal Modulation step of up-converting the transmission optical signal into a transmission optical signal by a transmission light source, a second light source generation step of generating a local light source, and an optical demodulation step of down-converting the transmission optical signal into an analog baseband signal by the local light source A second clock generation step for generating a local clock, an AD conversion step for sampling an analog baseband signal with the local clock and converting it into a time domain digital signal, and converting the time domain digital signal into a frequency domain complex value A signal demodulating step, estimating a phase deviation of the light source based on a pilot signal selected from the frequency domain complex value, and obtaining a complex equalization coefficient by linear approximation, a frequency domain complex value and complex equalization And a compensation step for calculating a complex product based on the coefficient.

この発明に係る光通信システムおよび光通信方法によれば、偏差推定部は、パイロット信号生成部で生成されて、送信機に入力された信号とともに多値信号として収容され、信号変調、送信クロックによるサンプリング、送信光源によるアップコンバート、局発光源によるダウンコンバート、局発クロックによるサンプリング、信号復調を経て、周波数領域複素値から選択されたパイロット信号に基づいて、位相偏差を推定し、直線近似により複素等化係数を求める。
そのため、光源およびクロック源の周波数または位相偏差を効率的に推定し、補償することができる。
According to the optical communication system and the optical communication method according to the present invention, the deviation estimation unit is generated by the pilot signal generation unit and accommodated as a multilevel signal together with the signal input to the transmitter, and is based on signal modulation and transmission clock. After sampling, up-conversion with the transmission light source, down-conversion with the local light source, sampling with the local clock, and signal demodulation, the phase deviation is estimated based on the pilot signal selected from the frequency domain complex value, and complex by linear approximation. Find the equalization coefficient.
Therefore, the frequency or phase deviation of the light source and the clock source can be efficiently estimated and compensated.

この発明の実施の形態1に係る光通信システムを例示するブロック構成図である。1 is a block configuration diagram illustrating an optical communication system according to a first embodiment of the present invention. (a)〜(c)は、この発明の実施の形態1に係る光通信システムにおける位相偏差特性を示す説明図である。(A)-(c) is explanatory drawing which shows the phase deviation characteristic in the optical communication system which concerns on Embodiment 1 of this invention. 図1の偏差推定回路を例示するブロック構成図である。FIG. 2 is a block configuration diagram illustrating a deviation estimation circuit of FIG. 1. 図3の1次補間処理部を例示するブロック構成図である。FIG. 4 is a block configuration diagram illustrating a primary interpolation processing unit in FIG. 3. 図1の別の偏差推定回路を例示するブロック構成図である。It is a block block diagram which illustrates another deviation estimation circuit of FIG. この発明の実施の形態2に係る光通信システムを例示するブロック構成図である。It is a block block diagram which illustrates the optical communication system which concerns on Embodiment 2 of this invention. 図6の偏差推定回路を例示するブロック構成図である。It is a block block diagram which illustrates the deviation estimation circuit of FIG. この発明の実施の形態3に係る光通信システムを例示するブロック構成図である。It is a block block diagram which illustrates the optical communication system which concerns on Embodiment 3 of this invention. 図8の偏差推定回路を例示するブロック構成図である。It is a block block diagram which illustrates the deviation estimation circuit of FIG. この発明の実施の形態4に係る光通信システムを例示するブロック構成図である。It is a block block diagram which illustrates the optical communication system which concerns on Embodiment 4 of this invention. 図10の偏差推定回路を例示するブロック構成図である。It is a block block diagram which illustrates the deviation estimation circuit of FIG. この発明の実施の形態5に係る光通信システムを例示するブロック構成図である。It is a block block diagram which illustrates the optical communication system which concerns on Embodiment 5 of this invention. 図12の偏差推定回路を例示するブロック構成図である。It is a block block diagram which illustrates the deviation estimation circuit of FIG. この発明の実施の形態6に係る光通信システムを例示するブロック構成図である。It is a block block diagram which illustrates the optical communication system which concerns on Embodiment 6 of this invention. 図14の偏差推定回路を例示するブロック構成図である。It is a block block diagram which illustrates the deviation estimation circuit of FIG.

以下、この発明に係る光通信システムおよび光通信方法の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。   Hereinafter, preferred embodiments of an optical communication system and an optical communication method according to the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts will be described with the same reference numerals.

実施の形態1.
図1は、この発明の実施の形態1に係る光通信システムを例示するブロック構成図である。図1において、この光通信システムは、送信機1と受信機2とが、光ファイバ3を伝送路として互いに通信する光通信システムである。
Embodiment 1 FIG.
1 is a block diagram illustrating an optical communication system according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, this optical communication system is an optical communication system in which a transmitter 1 and a receiver 2 communicate with each other using an optical fiber 3 as a transmission path.

送信機1は、FEC Enc(Forward Error Correction Encoder) & SC Map(SubCarrier Mapper)11、Mod(Modulator)12、IDFT(Inverse Discrete Fourier Transform)13、CP Add(Cyclic Prefix Adder)14、DAC(Digital Analog Converter)15、第1CLK(CLocK)16、Opt Mod(Optical Modulator)17および第1LD(Laser Diode)18を備えている。   Transmitter 1 includes FEC Enc (Forward Error Correction Encoder) & SC Map (SubCarrier Mapper), Mod (Modulator AdiDrC), IDFT (Inverse Distributor), and IDFT (Inverse Distributor). Converter 15, first CLK (CLocK) 16, Opt Mod (Optical Modulator) 17, and first LD (Laser Diode) 18.

受信機2は、Opt DeMod(Optical DeModulator)21、第2LD22、ADC(Analog Digital Converter)23、第2CLK24、DFT(Discrete Fourier Transform)25、Frame Sync26、偏差推定回路27、補償部28、DeMod(DeModulator)29およびFEC Dec(Decoder) & SC DeMap(DeMapper)30を備えている。   The receiver 2 includes an Opt DeMod (Optical DeModulator) 21, a second LD 22, an ADC (Analog Digital Converter) 23, a second CLK 24, a DFT (Discrete Fourier Transform) 25, a Frame Sync 27, a deviation 28, a Frame Sync 27, a deviation circuit 28, a Frame Sync 27 ) 29 and FEC Dec (Decoder) & SC DeMap (DeMapper) 30.

FEC Enc & SC Map11は、FEC Encにより、入力されるクライアントペイロードデータ系列(Din)に対して、FEC冗長符号を付加する。また、FEC Enc & SC Map11は、SC Mapにより、FEC冗長符号が付加されたクライアントペイロードデータ系列を、OFDMサブキャリア周波数および時間を軸とするOFDMフレーム上に、図示しないパイロット信号生成部で生成されるパイロット信号(Pilot)とともに多値多重収容する。   The FEC Enc & SC Map 11 adds an FEC redundancy code to the input client payload data sequence (Din) by FEC Enc. Further, FEC Enc & SC Map 11 generates a client payload data sequence to which an FEC redundant code is added by an SC Map on an OFDM frame having an OFDM subcarrier frequency and a time axis as a pilot signal generator (not shown). Multi-level multiplex accommodation with a pilot signal (Pilot).

Mod12は、サブキャリア周波数毎に設けられ、FEC Enc & SC Map11により収容された多値情報を、例えばQPSK(4値位相偏移変調:Quadrature Phase Shift Keying)や16QAM(16値直交振幅変調:Quadrature Amplitude Modulation)に対応した周波数領域複素値に変換する。   Mod12 is provided for each subcarrier frequency, and multilevel information accommodated by FEC Enc & SC Map11 is converted into, for example, QPSK (quaternary phase shift keying: Quadrature Phase Shift Keying) or 16QAM (16-value quadrature amplitude modulation: Quadrature). (Amplitude Modulation) is converted to a frequency domain complex value.

IDFT13は、Mod12で変換された周波数領域複素値を時間領域複素値に変換する。CP Add14は、IDFT13で変換された時間領域複素値にCPを付加する。DAC15は、第1CLK16で生成される送信クロックにより、CPが付加された時間領域複素値をサンプリングし、アナログベースバンド信号に変換する。   The IDFT 13 converts the frequency domain complex value converted by Mod 12 into a time domain complex value. CP Add14 adds CP to the time domain complex value converted by IDFT13. The DAC 15 samples the time domain complex value to which the CP is added by the transmission clock generated at the first CLK 16 and converts it into an analog baseband signal.

Opt Mod17は、第1LD18で発生する光を送信光源として、DAC15で変化されたアナログベースバンド信号を、送信光信号にアップコンバートする。送信光信号は、光ファイバ3を伝送路として受信機2に伝送される。   The Opt Mod 17 up-converts the analog baseband signal changed by the DAC 15 into a transmission optical signal using the light generated in the first LD 18 as a transmission light source. The transmission optical signal is transmitted to the receiver 2 using the optical fiber 3 as a transmission path.

Opt DeMod21は、第2LD22で発生する光を局発光源として、光ファイバ3を伝送された送信光信号を、アナログベースバンド信号にダウンコンバートする。ADC23は、第2CLK24で生成される局発クロックにより、アナログベースバンド信号をサンプリングし、時間領域デジタル信号に変換する。   The Opt DeMod 21 down-converts the transmission optical signal transmitted through the optical fiber 3 into an analog baseband signal using the light generated by the second LD 22 as a local light source. The ADC 23 samples the analog baseband signal by the local clock generated by the second CLK 24 and converts it into a time domain digital signal.

DFT25は、ADC23で変換された時間領域デジタル信号を周波数領域複素値に変換すると同時に、Frame Sync26のフレーム同期機能により、時間領域デジタル信号のCP部分を取り除く。なお、DFT25に代えて、FFTを用いてもよい。   The DFT 25 converts the time domain digital signal converted by the ADC 23 into a frequency domain complex value, and at the same time, removes the CP portion of the time domain digital signal by the frame synchronization function of the Frame Sync 26. In place of the DFT 25, an FFT may be used.

偏差推定回路27は、DFT25で変換された周波数領域複素値から選択されたパイロット信号に基づいて、位相偏差を推定し、直線近似により等化係数列C(複素等化係数)を求める。 The deviation estimation circuit 27 estimates a phase deviation based on the pilot signal selected from the frequency domain complex value converted by the DFT 25, and obtains an equalization coefficient sequence C k (complex equalization coefficient) by linear approximation.

以下、kは、FFTフレーム長Nが偶数である場合は、−N/2から+N/2−1までの整数であり、FFTフレーム長Nが奇数である場合は、−(N−1)/2から+(N−1)/2までの整数であるとし、サブキャリア周波数に対応したサブキャリア番号を表すものとする。すなわち、kは、k∈−N/2+1,−N/2+2,・・・,−1,0,1,・・・,・・・N/2−1と表される。   Hereinafter, k is an integer from −N / 2 to + N / 2-1 when the FFT frame length N is an even number, and − (N−1) / when the FFT frame length N is an odd number. It is assumed that it is an integer from 2 to + (N−1) / 2, and represents a subcarrier number corresponding to the subcarrier frequency. That is, k is expressed as kε−N / 2 + 1, −N / 2 + 2,..., −1, 0, 1,.

補償部28は、サブキャリア番号毎に設けられた複数の積算器によって構成され、DFT25で変換されてサブキャリア番号毎に入力された周波数領域複素値と、偏差推定回路27で求められてサブキャリア番号毎に入力された等化係数列Cとに基づいて、それぞれ複素積を演算する。 The compensation unit 28 is composed of a plurality of integrators provided for each subcarrier number, and is converted by the DFT 25 and input to the frequency domain complex value input for each subcarrier number. The deviation estimation circuit 27 calculates the subcarrier. Based on the equalization coefficient sequence C k input for each number, a complex product is calculated.

DeMod29は、サブキャリア番号毎に設けられ、補償部28で演算された複素積を、QPSKや16QAMといった対応する復調方式による判定により、多値信号に変換する。FEC Dec & SC DeMap30は、FEC Decにより、FEC冗長符号を除去および誤り訂正を行うとともに、SC DeMapにより、受信ペイロードデータ系列(Dout)を得る。   The DeMod 29 is provided for each subcarrier number, and converts the complex product calculated by the compensation unit 28 into a multilevel signal by determination using a corresponding demodulation method such as QPSK or 16QAM. The FEC Dec & SC DeMap 30 removes FEC redundant codes and corrects errors using the FEC Dec, and obtains a received payload data sequence (Dout) using the SC DeMap.

図2(a)〜(c)は、この発明の実施の形態1に係る光通信システムにおける位相偏差特性を示す説明図である。図2(a)〜(c)の上段は、光OFDM受信スペクトラムにおける周波数偏差の効果を強調して示したものであり、図2(a)〜(c)の下段は、OFDMフレーム毎のサブキャリア位相変動Δφとサブキャリア周波数との関係を示したものである。   2A to 2C are explanatory diagrams showing phase deviation characteristics in the optical communication system according to Embodiment 1 of the present invention. The upper part of FIGS. 2A to 2C highlights the effect of frequency deviation in the optical OFDM reception spectrum, and the lower part of FIGS. 2A to 2C shows the sub-frames for each OFDM frame. The relationship between carrier phase fluctuation (DELTA) phi and a subcarrier frequency is shown.

また、図2(a)は、光源周波数偏差のみが与えられた場合を示し、図2(b)は、クロック周波数偏差のみが与えられ場合を示し、図2(c)は、光源周波数偏差およびクロック周波数偏差が同時に与えられた場合を示している。図2より、サブキャリア周波数が大きくなる程、サンプリングを行うクロックの周波数偏差により生じるサブキャリアの周波数偏差(α)が大きくなる一方、光源の周波数偏差(β)は、全てのサブキャリアに対して一様に働くことが分かる。   2A shows the case where only the light source frequency deviation is given, FIG. 2B shows the case where only the clock frequency deviation is given, and FIG. 2C shows the light source frequency deviation and The case where the clock frequency deviation is given simultaneously is shown. From FIG. 2, as the subcarrier frequency increases, the frequency deviation (α) of the subcarrier caused by the frequency deviation of the sampling clock increases, while the frequency deviation (β) of the light source increases with respect to all subcarriers. You can see that it works uniformly.

図3は、図1の偏差推定回路27を例示するブロック構成図である。図3において、偏差推定回路27は、偏角抽出部201、微分部202、1次補間処理部203、積分部204および複素係数化205を有している。   FIG. 3 is a block diagram illustrating the deviation estimation circuit 27 of FIG. In FIG. 3, the deviation estimation circuit 27 includes a declination extraction unit 201, a differentiation unit 202, a primary interpolation processing unit 203, an integration unit 204, and a complex coefficient conversion 205.

図3では、パイロット信号は、サブキャリア番号−Mおよび+Mで表される対称な位置に2つ割り当てられている。そのため、偏差推定回路27に入力されたパイロット信号に対応する周波数領域複素値から偏角θを求め、この偏角θの時間差分Δθに基づいて、図2における周波数偏差αおよびβを簡易な回路で求めることができる。   In FIG. 3, two pilot signals are assigned to symmetrical positions represented by subcarrier numbers -M and + M. 2 is obtained from the frequency domain complex value corresponding to the pilot signal input to the deviation estimation circuit 27, and the frequency deviations α and β in FIG. Can be obtained.

図4は、図3の1次補間処理部203を例示するブロック構成図である。1次補間処理部203は、周波数偏差αおよびβからΔφを求める演算回路である。図4に示されるように、回路規模の大きな積演算回路を用いることなく、加減算器のみで1次補間処理部203を効率的に構成することができる。 FIG. 4 is a block diagram illustrating the primary interpolation processing unit 203 in FIG. The primary interpolation processing unit 203 is an arithmetic circuit that obtains Δφ k from the frequency deviations α and β. As shown in FIG. 4, the primary interpolation processing unit 203 can be efficiently configured with only an adder / subtracter without using a product operation circuit with a large circuit scale.

以上のように、実施の形態1によれば、偏差推定部は、パイロット信号生成部で生成されて、送信機に入力された信号とともに多値信号として収容され、信号変調、送信クロックによるサンプリング、送信光源によるアップコンバート、局発光源によるダウンコンバート、局発クロックによるサンプリング、信号復調を経て、周波数領域複素値から選択されたパイロット信号に基づいて、位相偏差を推定し、直線近似により複素等化係数を求める。
そのため、光源およびクロック源の周波数または位相偏差を効率的に推定し、補償することができる。
As described above, according to the first embodiment, the deviation estimation unit is generated by the pilot signal generation unit and is accommodated as a multi-level signal together with the signal input to the transmitter, signal modulation, sampling by a transmission clock, Phase conversion is estimated based on the pilot signal selected from the frequency domain complex value through up-conversion by the transmission light source, down-conversion by the local light source, sampling by the local clock, and signal demodulation, and complex equalization by linear approximation Find the coefficient.
Therefore, the frequency or phase deviation of the light source and the clock source can be efficiently estimated and compensated.

なお、上記実施の形態1では、パイロット信号が、サブキャリア番号−Mおよび+Mで表される対称な位置に2つ割り当てられていると説明したが、これに限定されない。   In Embodiment 1 described above, two pilot signals are assigned to symmetrical positions represented by subcarrier numbers -M and + M. However, the present invention is not limited to this.

図5は、図1の別の偏差推定回路27を例示するブロック構成図である。図5において、1次補間処理部203Aは、最小2乗法処理部を有している。最小2乗法処理部を用いることにより、3つ以上のパイロット信号、非対称なサブキャリア周波数に配置されたパイロット、または任意の複数のパイロット信号に対応することができ、補償精度を向上させることができる。   FIG. 5 is a block diagram illustrating another deviation estimation circuit 27 of FIG. In FIG. 5, the primary interpolation processing unit 203A has a least square method processing unit. By using the least squares processing unit, it is possible to deal with three or more pilot signals, pilots arranged on asymmetric subcarrier frequencies, or any plurality of pilot signals, and it is possible to improve compensation accuracy. .

実施の形態2.
図6は、この発明の実施の形態2に係る光通信システムを例示するブロック構成図である。図6において、補償部28は、偏差推定回路27の前段に配置されている。すなわち、偏差推定回路27および補償部28は、フィードバックループとして構成されている。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 6 is a block diagram illustrating an optical communication system according to Embodiment 2 of the present invention. In FIG. 6, the compensation unit 28 is arranged in the previous stage of the deviation estimation circuit 27. That is, the deviation estimation circuit 27 and the compensation unit 28 are configured as a feedback loop.

図7は、図6の偏差推定回路27を例示するブロック構成図である。図7において、微分部202に代えて、減算部202Aを有している。また、1次補間処理部203Bは、周波数偏差αおよびβに対して、互いに異なる特性のループフィルタを有している。互いに異なる特性のループフィルタを適用することにより、VCO等のクロック源デバイスと、LDの発振周波数を制御する温度制御器やバイアス電流制御器等の光源デバイスとに固有の位相変動特性に対して、最適なループ応答特性を得ることができる。   FIG. 7 is a block diagram illustrating the deviation estimation circuit 27 of FIG. In FIG. 7, a subtracting unit 202A is provided instead of the differentiating unit 202. Further, the primary interpolation processing unit 203B has loop filters having different characteristics with respect to the frequency deviations α and β. By applying loop filters having different characteristics, the phase variation characteristics inherent to the clock source device such as the VCO and the light source device such as the temperature controller and the bias current controller that control the oscillation frequency of the LD are Optimal loop response characteristics can be obtained.

以上のように、実施の形態2によれば、偏差推定回路および補償部をフィードバックループとして構成することにより、光源およびクロック源の周波数または位相偏差とともに、光ファイバの波長分散を同時に補償することができる。   As described above, according to the second embodiment, by configuring the deviation estimation circuit and the compensation unit as a feedback loop, the wavelength dispersion of the optical fiber can be compensated simultaneously with the frequency or phase deviation of the light source and the clock source. it can.

実施の形態3.
図8は、この発明の実施の形態3に係る光通信システムを例示するブロック構成図である。図8において、偏差推定回路27は、第2LD22の局発光源および第2CLK24の局発クロックの周波数に対してフィードバック制御を行う。
Embodiment 3 FIG.
FIG. 8 is a block diagram illustrating an optical communication system according to Embodiment 3 of the present invention. In FIG. 8, the deviation estimation circuit 27 performs feedback control on the frequency of the local light source of the second LD 22 and the frequency of the local clock of the second CLK 24.

図9は、図8の偏差推定回路27を例示するブロック構成図である。図9において、1次補間処理部203Cは、周波数偏差αおよびβに対して、互いに異なる特性のループフィルタを有している。互いに異なる特性のループフィルタを適用することにより、実施の形態2と同様に、クロック源および光源の異なる位相変動特性に対して、最適なループ応答特性を得ることができる。   FIG. 9 is a block configuration diagram illustrating the deviation estimation circuit 27 of FIG. In FIG. 9, the primary interpolation processing unit 203C has loop filters having different characteristics with respect to the frequency deviations α and β. By applying loop filters having different characteristics, optimum loop response characteristics can be obtained for different phase fluctuation characteristics of the clock source and the light source, as in the second embodiment.

以上のように、実施の形態3によれば、偏差推定回路が、第2LDの局発光源および第2CLKの局発クロックの周波数に対してフィードバック制御を行うことにより、周波数同期の可能な範囲を広くとることができる。   As described above, according to the third embodiment, the deviation estimation circuit performs feedback control on the frequency of the local light source of the second LD and the frequency of the local clock of the second CLK, so that the frequency synchronization possible range is achieved. Can be taken widely.

実施の形態4.
図10は、この発明の実施の形態4に係る光通信システムを例示するブロック構成図である。図10において、偏差推定回路27は、補償部28での等化係数列Cによる等化処理後の信号gをフィードバックしている。
Embodiment 4 FIG.
FIG. 10 is a block diagram illustrating an optical communication system according to Embodiment 4 of the present invention. In FIG. 10, the deviation estimation circuit 27 feeds back the signal g k after the equalization processing with the equalization coefficient sequence C k in the compensation unit 28.

図11は、図10の偏差推定回路27を例示するブロック構成図である。図11において、偏差推定回路27は、図5に加えて、偏差演算部206を有している。偏差演算部206は、補償部28での等化処理後の信号gと、既知のパイロット信号に対応する複素値Γとに基づいて偏差γを求め、複素係数化205に出力する。これにより、クロック周波数および光源周波数補償を包括した等化係数Cを求めることができる。 FIG. 11 is a block diagram illustrating the deviation estimation circuit 27 of FIG. In FIG. 11, the deviation estimation circuit 27 includes a deviation calculation unit 206 in addition to FIG. 5. Deviation calculation unit 206 obtains deviation γ k based on signal g k after equalization processing in compensation unit 28 and complex value Γ k corresponding to a known pilot signal, and outputs it to complex coefficientization 205. As a result, the equalization coefficient C k including the clock frequency and the light source frequency compensation can be obtained.

以上のように、実施の形態4によれば、偏差推定回路が、補償部での等化処理後の信号をフィードバックすることにより、光ファイバの波長分散や周波数利得特性を同時に補償することができる。   As described above, according to the fourth embodiment, the deviation estimation circuit feeds back the signal after the equalization processing in the compensation unit, thereby simultaneously compensating for the chromatic dispersion and frequency gain characteristics of the optical fiber. .

実施の形態5.
上記特許文献1では、複数の光OFDM送信機による送信光信号が光カプラを介して多重化され、単一の光OFDM受信機により受信されるPON(受動光ネットワーク:Passive Optical Network)−OFDMの上りリンクでは、必要となるパイロット信号源が例えば100倍となるので、ペイロードサブキャリアの充填効率低下が深刻になるという問題がある。
Embodiment 5 FIG.
In the above Patent Document 1, optical signals transmitted by a plurality of optical OFDM transmitters are multiplexed via an optical coupler and received by a single optical OFDM receiver. PON (Passive Optical Network) -OFDM In the uplink, since the necessary pilot signal source is, for example, 100 times, there is a problem that a reduction in payload subcarrier filling efficiency becomes serious.

また、上記非特許文献1の方法を効果的に実施するためには、パイロット信号を送信ベースバンド帯域の中心部に配置する必要があるが、複数の送信機からなるPON−OFDMの上りリンクでは、サブキャリア帯域割り当ての自由度が減少し、実際にPON上りリンクに割り当てられるペイロードサブキャリアの充填効率が低下するという問題がある。そこで、この発明の実施の形態5では、これらの課題を解決する方法を示す。   In order to effectively implement the method of Non-Patent Document 1, it is necessary to place the pilot signal in the center of the transmission baseband, but in the uplink of PON-OFDM composed of a plurality of transmitters. There is a problem in that the degree of freedom of subcarrier band allocation is reduced, and the charging efficiency of payload subcarriers that are actually allocated to the PON uplink is reduced. Therefore, Embodiment 5 of the present invention shows a method for solving these problems.

図12は、この発明の実施の形態5に係る光通信システム(PONシステム)を例示するブロック構成図である。図12において、偏差推定回路27は、送信機毎(例えば、送信機1A、1B毎)に第1CLK16の送信クロックおよび第1LD18の送信光源の周波数に対してフィードバック制御を行う。   FIG. 12 is a block configuration diagram illustrating an optical communication system (PON system) according to the fifth embodiment of the invention. In FIG. 12, the deviation estimation circuit 27 performs feedback control on the transmission clock of the first CLK16 and the frequency of the transmission light source of the first LD 18 for each transmitter (for example, for each of the transmitters 1A and 1B).

図13は、図12の偏差推定回路27を例示するブロック構成図である。図12において、偏差推定回路27は、送信機毎に対応したパイロット信号を選択し、選択したパイロット信号から各々の送信機に対応した周波数偏差αおよびβを求め、周波数偏差αおよびβに基づいて、フィードバック操作量α’’およびβ’’を求める。   FIG. 13 is a block configuration diagram illustrating the deviation estimation circuit 27 of FIG. In FIG. 12, the deviation estimation circuit 27 selects a pilot signal corresponding to each transmitter, obtains frequency deviations α and β corresponding to each transmitter from the selected pilot signal, and based on the frequency deviations α and β. The feedback manipulated variables α ″ and β ″ are obtained.

ここで、1次補間処理部203Dは、フィードバック操作量α’’およびβ’’を求めるためのループフィルタを有し、ループフィルタの特性は、送信機までの距離に応じて設定されている。これにより、システムとして最適なループ応答特性を得ることができる。   Here, the primary interpolation processing unit 203D has a loop filter for obtaining feedback manipulated variables α ″ and β ″, and the characteristics of the loop filter are set according to the distance to the transmitter. Thereby, it is possible to obtain an optimum loop response characteristic as a system.

以上のように、実施の形態5によれば、偏差推定回路が、送信機毎に第1CLKの送信クロックおよび第1LDの送信光源の周波数に対してフィードバック制御を行うことにより、PONシステムにおいて、送信機間での光源およびクロック周波数のずれにより、送信機間でサブキャリアの衝突や干渉が発生すること抑止することができる。   As described above, according to the fifth embodiment, the deviation estimation circuit performs feedback control on the transmission clock of the first CLK and the frequency of the transmission light source of the first LD for each transmitter, so that transmission is performed in the PON system. It is possible to suppress the occurrence of subcarrier collision or interference between transmitters due to a difference in light source and clock frequency between the machines.

実施の形態6.
図14は、この発明の実施の形態6に係る光通信システムを例示するブロック構成図である。図14において、偏差推定回路27は、FEC Dec & SC DeMap30からの信頼度情報(Reliability Info)をフィードバックしている。
Embodiment 6 FIG.
FIG. 14 is a block diagram illustrating an optical communication system according to Embodiment 6 of the present invention. In FIG. 14, the deviation estimation circuit 27 feeds back reliability information (Reliability Info) from the FEC Dec & SC DeMap 30.

図15は、図14の偏差推定回路27を例示するブロック構成図である。図15において、偏差推定回路27は、図5に加えて、ディザ探索部207を有している。ディザ探索部207は、FEC Dec & SC DeMap30からのFEC回路に既存の信頼度情報に基づいて、偏差γを求め、複素係数化205に出力する。これにより、簡易に偏差推定を行うことができる。 FIG. 15 is a block diagram illustrating the deviation estimation circuit 27 of FIG. In FIG. 15, the deviation estimation circuit 27 includes a dither search unit 207 in addition to FIG. The dither search unit 207 obtains the deviation γ k based on the existing reliability information in the FEC circuit from the FEC Dec & SC DeMap 30 and outputs the deviation γ k to the complex coefficient 205. Thereby, deviation estimation can be performed simply.

以上のように、実施の形態6によれば、偏差推定回路が、FEC Dec & SC DeMapからの信頼度情報をフィードバックすることにより、光源およびクロック源の周波数または位相偏差とともに、光ファイバの波長分散を同時に補償することができる。   As described above, according to the sixth embodiment, the deviation estimation circuit feeds back reliability information from the FEC Dec & SC DeMap, so that the wavelength dispersion of the optical fiber as well as the frequency or phase deviation of the light source and the clock source can be obtained. Can be compensated simultaneously.

1、1A、1B 送信機、2 受信機、3 光ファイバ、11 FEC Enc & SC Map(マッピング部)、12 Mod(信号変調部)、13 IDFT、14 CP Add、15 DAC(DA変換部)、16 第1CLK(第1クロック部)、17 Opt Mod(光変調部)、18 第1LD(第1光源部)、21 Opt DeMod(光復調部)、22 第2LD(第2光源部)、23 ADC(AD変換部)、24 第2CLK(第2クロック部)、25 DFT(信号復調部)、26 Frame Sync、27 偏差推定回路(偏差推定部)、28 補償部、29 DeMod、30 FEC Dec & SC DeMap、201 偏角抽出部、202 微分部、202A 減算部、203、203A、203B、203C、203D 1次補間処理部、204 積分部、205 複素係数化、206 偏差演算部、207 ディザ探索部。   1, 1A, 1B transmitter, 2 receiver, 3 optical fiber, 11 FEC Enc & SC Map (mapping unit), 12 Mod (signal modulation unit), 13 IDFT, 14 CP Add, 15 DAC (DA conversion unit), 16 First CLK (first clock part), 17 Opt Mod (light modulation part), 18 First LD (first light source part), 21 Opt DeMod (light demodulation part), 22 Second LD (second light source part), 23 ADC (AD conversion unit), 24 2nd CLK (second clock unit), 25 DFT (signal demodulation unit), 26 Frame Sync, 27 Deviation estimation circuit (deviation estimation unit), 28 Compensation unit, 29 DeMod, 30 FEC Dec & SC DeMap, 201 Declination extraction unit, 202 Differentiation unit, 202A Subtraction unit, 203, 203A, 203B, 203C, 03D 1-order interpolation processing unit, 204 integral unit, 205 complex coefficients of, 206 deviation calculation unit, 207 dither search unit.

Claims (22)

送信機と受信機とが、光ファイバを伝送路として互いに通信する光通信システムであって、
前記送信機は、
複数のパイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、
前記送信機に入力された信号を、サブキャリア周波数にマッピングし、前記パイロット信号とともに多値信号として収容するマッピング部と、
前記多値信号を周波数領域複素値に変換する信号変調部と、
前記周波数領域複素値を時間領域複素値に変換するフーリエ変換部と、
送信クロックを生成する第1クロック部と、
前記時間領域複素値を前記送信クロックでサンプリングし、アナログベースバンド信号に変換するDA変換部と、
送信光源を発生する第1光源部と、
前記アナログベースバンド信号を、前記送信光源により送信光信号にアップコンバートする光変調部と、を備え、
前記受信機は、
局発光源を発生する第2光源部と、
前記送信光信号を、前記局発光源によりアナログベースバンド信号にダウンコンバートする光復調部と、
局発クロックを生成する第2クロック部と、
前記アナログベースバンド信号を前記局発クロックでサンプリングし、時間領域デジタル信号に変換するAD変換部と、
前記時間領域デジタル信号を周波数領域複素値に変換する信号復調部と、
前記周波数領域複素値から選択された前記パイロット信号に基づいて、光源の位相偏差を推定し、直線近似により複素等化係数を求める偏差推定部と、
前記周波数領域複素値と前記複素等化係数とに基づいて、複素積を演算する補償部と、を備えた
ことを特徴とする光通信システム。
An optical communication system in which a transmitter and a receiver communicate with each other using an optical fiber as a transmission path,
The transmitter is
A pilot signal generator for generating a plurality of pilot signals;
A mapping unit that maps a signal input to the transmitter to a subcarrier frequency and accommodates it as a multi-level signal together with the pilot signal;
A signal modulator for converting the multilevel signal into a frequency domain complex value;
A Fourier transform unit for transforming the frequency domain complex value into a time domain complex value;
A first clock unit for generating a transmission clock;
A DA converter that samples the time-domain complex value with the transmission clock and converts it into an analog baseband signal;
A first light source unit for generating a transmission light source;
An optical modulator that up-converts the analog baseband signal into a transmission optical signal by the transmission light source, and
The receiver
A second light source unit for generating a local light source;
An optical demodulation unit that down-converts the transmission optical signal into an analog baseband signal by the local light source;
A second clock unit for generating a local clock;
Sampling the analog baseband signal with the local clock and converting it into a time domain digital signal;
A signal demodulator for converting the time domain digital signal into a frequency domain complex value;
Based on the pilot signal selected from the frequency domain complex value, a phase estimator of the light source is estimated, and a deviation estimator for obtaining a complex equalization coefficient by linear approximation;
An optical communication system, comprising: a compensation unit that calculates a complex product based on the frequency domain complex value and the complex equalization coefficient.
前記マッピング部は、2つの前記パイロット信号を、正負対称的なサブキャリア番号に対応する位置に配置する
ことを特徴とする請求項1に記載の光通信システム。
The optical communication system according to claim 1, wherein the mapping unit arranges the two pilot signals at positions corresponding to positive and negative symmetric subcarrier numbers.
前記偏差推定部は、前記第2光源部の周波数を制御する
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の光通信システム。
The optical communication system according to claim 1, wherein the deviation estimation unit controls a frequency of the second light source unit.
前記偏差推定部は、前記第2クロック部の周波数を制御する
ことを特徴とする請求項1から請求項3までの何れか1項に記載の光通信システム。
The optical communication system according to any one of claims 1 to 3, wherein the deviation estimation unit controls a frequency of the second clock unit.
前記偏差推定部は、前記第1光源部の周波数を制御する
ことを特徴とする請求項1から請求項4までの何れか1項に記載の光通信システム。
The optical communication system according to any one of claims 1 to 4, wherein the deviation estimation unit controls a frequency of the first light source unit.
前記偏差推定部は、前記第1クロック部の周波数を制御する
ことを特徴とする請求項1から請求項5までの何れか1項に記載の光通信システム。
The optical communication system according to any one of claims 1 to 5, wherein the deviation estimation unit controls a frequency of the first clock unit.
複数の前記送信機を備え、
前記偏差推定部は、複数の前記第1光源部の周波数を制御する
ことを特徴とする請求項1から請求項4までの何れか1項に記載の光通信システム。
Comprising a plurality of said transmitters,
The optical communication system according to any one of claims 1 to 4, wherein the deviation estimation unit controls frequencies of the plurality of first light source units.
複数の前記送信機を備え、
前記偏差推定部は、複数の前記第1クロック部の周波数を制御する
ことを特徴とする請求項1から請求項4までの何れか1項、または請求項7に記載の光通信システム。
Comprising a plurality of said transmitters,
The optical communication system according to any one of claims 1 to 4, or 7, wherein the deviation estimation unit controls frequencies of the plurality of first clock units.
前記偏差推定部および前記補償部は、フィードバックループを構成する
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の光通信システム。
The optical communication system according to claim 1, wherein the deviation estimation unit and the compensation unit constitute a feedback loop .
前記偏差推定部は、補償部での等化処理後の信号をフィードバックする
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の光通信システム。
The optical communication system according to claim 1, wherein the deviation estimation unit feeds back a signal after equalization processing in the compensation unit.
前記受信機は、前記補償部での等化処理後の信号について、誤り訂正を行う誤り訂正部をさらに備え、
前記偏差推定部は、前記誤り訂正部からの信頼度情報をフィードバックする
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の光通信システム。
The receiver further includes an error correction unit that performs error correction on the signal after equalization processing in the compensation unit,
The optical communication system according to claim 1, wherein the deviation estimation unit feeds back reliability information from the error correction unit.
送信機と受信機とが、光ファイバを伝送路として互いに通信する光通信システムによって実行される光通信方法であって、
複数のパイロット信号を生成するパイロット信号生成ステップと、
前記送信機に入力された信号を、サブキャリア周波数にマッピングし、前記パイロット信号とともに多値信号として収容するマッピングステップと、
前記多値信号を周波数領域複素値に変換する信号変調ステップと、
前記周波数領域複素値を時間領域複素値に変換するフーリエ変換ステップと、
送信クロックを生成する第1クロック生成ステップと、
前記時間領域複素値を前記送信クロックでサンプリングし、アナログベースバンド信号に変換するDA変換ステップと、
送信光源を発生する第1光源発生ステップと、
前記アナログベースバンド信号を、前記送信光源により送信光信号にアップコンバートする光変調ステップと、
局発光源を発生する第2光源発生ステップと、
前記送信光信号を、前記局発光源によりアナログベースバンド信号にダウンコンバートする光復調ステップと、
局発クロックを生成する第2クロック生成ステップと、
前記アナログベースバンド信号を前記局発クロックでサンプリングし、時間領域デジタル信号に変換するAD変換ステップと、
前記時間領域デジタル信号を周波数領域複素値に変換する信号復調ステップと、
前記周波数領域複素値から選択された前記パイロット信号に基づいて、光源の位相偏差を推定し、直線近似により複素等化係数を求める偏差推定ステップと、
前記周波数領域複素値と前記複素等化係数とに基づいて、複素積を演算する補償ステップと、
を備えたことを特徴とする光通信方法。
An optical communication method executed by an optical communication system in which a transmitter and a receiver communicate with each other using an optical fiber as a transmission path,
A pilot signal generation step of generating a plurality of pilot signals;
A mapping step of mapping a signal input to the transmitter to a subcarrier frequency and accommodating the signal as a multi-level signal together with the pilot signal;
A signal modulation step of converting the multilevel signal into a frequency domain complex value;
A Fourier transform step of transforming the frequency domain complex value to a time domain complex value;
A first clock generation step of generating a transmission clock;
A DA conversion step of sampling the time domain complex value with the transmission clock and converting it to an analog baseband signal;
A first light source generating step for generating a transmission light source;
An optical modulation step of up-converting the analog baseband signal into a transmission optical signal by the transmission light source;
A second light source generating step for generating a local light source;
An optical demodulation step of down-converting the transmission optical signal into an analog baseband signal by the local light source;
A second clock generating step for generating a local clock;
Sampling the analog baseband signal with the local clock and converting it to a time domain digital signal;
A signal demodulation step of converting the time domain digital signal into a frequency domain complex value;
A deviation estimating step for estimating a phase deviation of a light source based on the pilot signal selected from the frequency domain complex value and obtaining a complex equalization coefficient by linear approximation;
A compensation step for computing a complex product based on the frequency domain complex value and the complex equalization coefficient;
An optical communication method comprising:
前記マッピングステップは、2つの前記パイロット信号を、正負対称的なサブキャリア番号に対応する位置に配置する
ことを特徴とする請求項12に記載の光通信方法。
The optical communication method according to claim 12, wherein the mapping step arranges the two pilot signals at positions corresponding to positive and negative symmetric subcarrier numbers.
前記偏差推定ステップは、前記第2光源ステップで発生される局発光源の周波数を制御する
ことを特徴とする請求項12または請求項13に記載の光通信方法。
The optical communication method according to claim 12 or 13, wherein the deviation estimating step controls a frequency of a local light source generated in the second light source step.
前記偏差推定ステップは、前記第2クロックステップで生成される局発クロックの周波数を制御する
ことを特徴とする請求項12から請求項14までの何れか1項に記載の光通信方法。
The optical communication method according to any one of claims 12 to 14, wherein the deviation estimation step controls a frequency of a local clock generated in the second clock step.
前記偏差推定ステップは、前記第1光源ステップで発生される送信光源の周波数を制御する
ことを特徴とする請求項12から請求項15までの何れか1項に記載の光通信方法。
The optical communication method according to any one of claims 12 to 15, wherein the deviation estimation step controls a frequency of the transmission light source generated in the first light source step.
前記偏差推定ステップは、前記第1クロックステップで生成される送信クロックの周波数を制御する
ことを特徴とする請求項12から請求項16までの何れか1項に記載の光通信方法。
The optical communication method according to any one of claims 12 to 16, wherein the deviation estimation step controls a frequency of a transmission clock generated in the first clock step.
複数の前記送信機が設けられ、
前記偏差推定ステップは、前記複数の送信機のそれぞれにおける前記第1光源ステップで発生される送信光源の周波数を制御する
ことを特徴とする請求項12から請求項15までの何れか1項に記載の光通信方法。
A plurality of said transmitters are provided;
The deviation estimation step controls a frequency of a transmission light source generated in the first light source step in each of the plurality of transmitters. 16. Optical communication method.
複数の前記送信機が設けられ、
前記偏差推定ステップは、前記複数の送信機のそれぞれにおける前記第1クロックステップで生成される送信クロックの周波数を制御する
ことを特徴とする請求項12から請求項15までの何れか1項、または請求項18に記載の光通信方法。
A plurality of said transmitters are provided;
The deviation estimation step controls a frequency of a transmission clock generated in the first clock step in each of the plurality of transmitters. 16. The optical communication method according to claim 18.
前記偏差推定ステップおよび前記補償ステップは、フィードバックループとなる
ことを特徴とする請求項12または請求項13に記載の光通信方法。
The optical communication method according to claim 12 or 13, wherein the deviation estimation step and the compensation step form a feedback loop .
前記偏差推定ステップは、補償ステップでの等化処理後の信号をフィードバックする
ことを特徴とする請求項12または請求項13に記載の光通信方法。
The optical communication method according to claim 12 or 13, wherein the deviation estimation step feeds back the signal after the equalization processing in the compensation step.
前記補償ステップでの等化処理後の信号について、誤り訂正を行う誤り訂正ステップをさらに備え、
前記偏差推定ステップは、前記誤り訂正ステップからの信頼度情報をフィードバックする
ことを特徴とする請求項12または請求項13に記載の光通信方法。
The signal after the equalization processing in the compensation step further comprises an error correction step for performing error correction,
The optical communication method according to claim 12 or 13, wherein the deviation estimation step feeds back reliability information from the error correction step.
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