JP5946053B2

JP5946053B2 - Power converter

Info

Publication number: JP5946053B2
Application number: JP2011119416A
Authority: JP
Inventors: 宗秋石田; 直紀山村; 井上　晃; 晃井上; 克好中野; 真丸山
Original assignee: Mie University NUC; Sinfonia Technology Co Ltd
Current assignee: Mie University NUC; Sinfonia Technology Co Ltd
Priority date: 2011-05-27
Filing date: 2011-05-27
Publication date: 2016-07-05
Anticipated expiration: 2031-05-27
Also published as: JP2012249431A

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、マトリックスコンバータを備えた電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device, and more particularly to a power conversion device including a matrix converter.

近年、商用電源からの交流電力を、直流リンクを介さずに任意の電圧および任意の周波数の交流電力に直接変換可能なマトリックスコンバータ（以下、ＭＣとも称する。）が注目されている。 In recent years, a matrix converter (hereinafter also referred to as MC) that can directly convert AC power from a commercial power source into AC power of an arbitrary voltage and an arbitrary frequency without using a DC link has attracted attention.

ＭＣは、従来の直流リンクを介したコンバータ・インバータシステムと比較すると、サイズ、寿命および効率の点で有利である。また、電源高調波も少なく、回生動作が可能である。 MC is advantageous in terms of size, life, and efficiency as compared to a conventional converter / inverter system via a DC link. Moreover, there are few power supply harmonics and regenerative operation is possible.

このようなＭＣの特長を生かした様々な研究がなされる中で、近年では発電機への適用も検討されている（たとえば、春名順之介・伊東淳一著、「発電機を電源とするマトリックスコンバータの制御法」、電学論Ｄ、Vol.129,No.5,pp.482-489、2009（非特許文献１）、および春名順之介・伊東淳一著、「発電機電源時のマトリックスコンバータにおける入力電流ベクトル制御の特性検証」平成21年電気学会産業応用部門大会、pp.I203-I208、2009（非特許文献２）参照）。 In the midst of various researches that make use of the features of MC, application to generators is also being considered in recent years (for example, Junnosuke Haruna and Junichi Ito, “Matrix powered by generators”). "Control Method of Converter", Electron Theory D, Vol.129, No.5, pp.482-489, 2009 (Non-Patent Document 1), and Junnosuke Haruna and Shinichi Ito, "Matrix at the time of generator power supply" “Characteristic verification of input current vector control in converter”, 2009 IEEJ Industrial Application Division Conference, pp.I203-I208, 2009 (Non-Patent Document 2)).

しかしながら、非特許文献１および非特許文献２に記載の配電方式は三相３線式であり、ヒータ等の単相負荷を扱う場合には各線間に単相負荷を接続しなければならないことから、接地を施すと必ず短絡する。この短絡を防ぐために、絶縁変圧器を介して片側接地することで対地電位を定める構成が考えられるが、絶縁変圧器による重量増加およびスペースの占有が問題となる。 However, the power distribution method described in Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2 is a three-phase three-wire system, and when a single-phase load such as a heater is handled, a single-phase load must be connected between each line. , Always short-circuit when grounded. In order to prevent this short circuit, a configuration in which the ground potential is determined by grounding on one side via an insulation transformer can be considered, but the increase in weight and space occupied by the insulation transformer become problems.

そこで、負荷への電力供給方法として、配電方式の一つである三相４線式を考える。三相４線式において単相負荷を接続する場合には、対地電位を定めるための接地が中性線により共通化され、各相は必ず負荷を挟むように接地される。このため、変圧器無しで接地が可能であり、大幅な軽量化および省スペース化が可能となる。 Therefore, a three-phase four-wire system, which is one of power distribution systems, is considered as a method for supplying power to the load. When a single-phase load is connected in the three-phase four-wire system, the ground for determining the ground potential is shared by the neutral wire, and each phase is always grounded so as to sandwich the load. For this reason, grounding is possible without a transformer, and a significant reduction in weight and space can be achieved.

電源側と負荷側とを同じ中性点に接地した場合には、これまでの一般的な制御方法（たとえば、石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987（非特許文献３）参照）を適用すると、単相負荷として機能しないだけでなく、零相電圧が変動することによって低周波の中性点電流が流れる。その結果、電力脈動、効率低下、および中性線の重量増加などの問題が現れる。 When the power supply side and the load side are grounded at the same neutral point, conventional control methods (eg, Muneaki Ishida, Masami Iwasaki, Shigeru Okuma, Koji Iwata, “Input power factor variable sine wave” Applying “Waveform Control Method of Input / Output PWM Controlled Cycloconverter”, Electrotechnical D, Vol.107, No.2, pp.239-246, 1987 (Non-Patent Document 3)) does not function as a single-phase load In addition, a low-frequency neutral point current flows as the zero-phase voltage fluctuates. As a result, problems such as power pulsation, reduced efficiency, and increased weight of the neutral wire appear.

これに対して、ＭＣを使用した、単相負荷および三相負荷を一括して扱うことが可能な三相４線式の電源システムを構築し、中性点接地された不平衡負荷における零相電圧抑制制御法の提案ならびに有効性の検証が行われている（たとえば、▲桑▼原弘行・山村直紀・石田宗秋・丸山真・坂本恭二、「中性点接地されたマトリックスコンバータの不平衡負荷時の零相電圧抑制制御」、電気関係学会東海支部連合大会O-442、2008（非特許文献４）参照）。 On the other hand, a three-phase four-wire power supply system that can handle single-phase loads and three-phase loads at once using MC is constructed, and zero-phase in an unbalanced load grounded at a neutral point Proposal of voltage suppression control method and verification of its effectiveness have been carried out (for example, ▲ Kuwa ▼ Hiroyuki Hara, Naoki Yamamura, Muneaki Ishida, Makoto Maruyama, Junji Sakamoto, “Zero-phase voltage suppression control during load”, Electrical Engineering Society of Japan Tokai Branch Joint Conference O-442, 2008 (Non-Patent Document 4)).

春名順之介・伊東淳一著、「発電機を電源とするマトリックスコンバータの制御法」、電学論Ｄ、Vol.129,No.5,pp.482-489、2009Junnosuke Haruna and Shinichi Ito, “Control Method for Matrix Converter with Generator Power Source”, D. D, Vol.129, No.5, pp.482-489, 2009 春名順之介・伊東淳一著、「発電機電源時のマトリックスコンバータにおける入力電流ベクトル制御の特性検証」平成21年電気学会産業応用部門大会、pp.I203-I208、2009Junnosuke Haruna and Junichi Ito, “Characteristic verification of input current vector control in matrix converter at the time of generator power supply” 2009 IEEJ Industrial Application Conference, pp.I203-I208, 2009 石田宗秋・岩崎雅巳・大熊繁・岩田幸二著、「入力力率可変正弦波入出力ＰＷＭ制御サイクロコンバータの波形制御法」、電学論Ｄ、Vol.107,No.2,pp.239-246、1987Written by Muneaki Ishida, Masami Iwasaki, Shigeru Okuma, Koji Iwata, “Waveform Control Method of Input Power Factor Variable Sine Wave Input / Output PWM Controlled Cycloconverter”, Electrical Engineering D, Vol.107, No.2, pp.239- 246, 1987 ▲桑▼原弘行・山村直紀・石田宗秋・丸山真・坂本恭二、「中性点接地されたマトリックスコンバータの不平衡負荷時の零相電圧抑制制御」、電気関係学会東海支部連合大会O-442、2008▲ Kuwa ▼ Hiroyuki Hara, Naoki Yamamura, Muneaki Ishida, Makoto Maruyama, Junji Sakamoto, “Controlling Zero-Phase Voltage at Unbalanced Load of Matrix Converter Grounded at Neutral Point”, Okai Tokai Branch Joint Conference O- 442, 2008

しかしながら、非特許文献４に記載の構成では、出力電圧の最大値が電源電圧に制限され、入力電圧の利用範囲が狭くなる。このため、電源である発電機の出力が小さい場合に所望の変換電圧が得られない等の問題がある。 However, in the configuration described in Non-Patent Document 4, the maximum value of the output voltage is limited to the power supply voltage, and the use range of the input voltage is narrowed. For this reason, there is a problem that a desired conversion voltage cannot be obtained when the output of the power generator is small.

この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を提供することである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to appropriately convert a matrix converter into input AC power received from a plurality of phase power supplies to output AC power of a plurality of phases. An object of the present invention is to provide a power converter capable of converting and outputting to a load, and boosting an input AC voltage received from a plurality of phases of power and outputting the boosted voltage to a load.

上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ上記複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して上記負荷へ出力可能なマトリックスコンバータと、上記入力交流電力の力率が上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電力の力率に応じて変化するように、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数に基づいて上記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備える。 In order to solve the above-described problem, a power conversion device according to an aspect of the present invention converts input AC power received from a plurality of phases of power into a plurality of phases of output AC power and outputs it to a load. A matrix converter capable of boosting an input AC voltage received from a phase power supply and outputting the boosted voltage to the load, and a power factor of the input AC power according to a power factor of the load AC power supplied from the matrix converter to the load And a control unit for controlling the matrix converter based on the frequency of the input AC power and the frequency of the output AC power.

このような構成により、負荷力率を入力力率に反映させることができるため、無負荷時および入力力率がゼロとなる状態でも、マトリックスコンバータを適切に制御し、出力電流および出力電圧を制御することができる。すなわち、無負荷時でも出力電圧の確立が可能であり、無負荷時および負荷接続時の両方において、負荷状態に関係なく昇圧形ＭＣの制御が可能である。これにより、安定した電力変換動作を実現することができる。そして、マトリックスコンバータを適切に制御することができるため、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を実現することができる。すなわち、入力電圧の利用範囲を拡大し、電源である発電機の出力が小さい場合でも所望の変換電圧を得ることができる。 With such a configuration, the load power factor can be reflected in the input power factor, so the matrix converter is controlled appropriately and the output current and output voltage are controlled even when there is no load and when the input power factor is zero. can do. That is, the output voltage can be established even when there is no load, and the boost type MC can be controlled regardless of the load state both when there is no load and when the load is connected. Thereby, a stable power conversion operation can be realized. Since the matrix converter can be controlled appropriately, the input AC power received from each of the multiple-phase power supplies is converted into the output power of the plurality of phases and output to the load, and the input received from the multiple-phase power supply A power converter capable of boosting an alternating voltage and outputting it to a load can be realized. That is, the use range of the input voltage can be expanded, and a desired conversion voltage can be obtained even when the output of the power generator is small.

好ましくは、上記制御部は、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数の和に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する。 Preferably, the control unit controls the matrix converter based on a sum of a frequency of the input AC power and a frequency of the output AC power.

このように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数の和を用いる構成により、マトリックスコンバータの制御関数を生成するための周波数変換演算を適切に行なうことができる。 As described above, the configuration using the sum of the frequency of the input AC power and the frequency of the output AC power can appropriately perform the frequency conversion calculation for generating the control function of the matrix converter.

好ましくは、上記制御部は、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数の差に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する。 Preferably, the control unit controls the matrix converter based on a difference between the frequency of the input AC power and the frequency of the output AC power.

このように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数の差を用いる構成により、マトリックスコンバータの制御関数を生成するための周波数変換演算を適切に行なうことができる。 As described above, with the configuration using the difference between the frequency of the input AC power and the frequency of the output AC power, the frequency conversion calculation for generating the control function of the matrix converter can be appropriately performed.

好ましくは、上記制御部は、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数の和に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する動作、および上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数の差に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する動作を選択可能である。 Preferably, the control unit controls the matrix converter based on a sum of the frequency of the input AC power and the frequency of the output AC power, and a difference between the frequency of the input AC power and the frequency of the output AC power. The operation for controlling the matrix converter can be selected based on the above.

このように、２つの周波数変換方式を選択可能とする構成により、負荷の種類および動作状態に応じて適切な演算を行なうことができる。 As described above, with the configuration in which two frequency conversion methods can be selected, an appropriate calculation can be performed according to the type of load and the operation state.

好ましくは、上記制御部は、上記マトリックスコンバータが上記複数相の電源から受ける入力交流電流が上記負荷交流電力の力率に応じて変化するように、上記入力交流電力の周波数および上記出力交流電力の周波数に基づいて上記マトリックスコンバータを制御する。 Preferably, the control unit is configured to change the frequency of the input AC power and the output AC power so that an input AC current received by the matrix converter from the plurality of phases of the power supply changes according to a power factor of the load AC power. The matrix converter is controlled based on the frequency.

このように、入力交流電流を負荷交流電力の力率に追随させる構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。 As described above, the boost MC can be appropriately controlled by the configuration in which the input AC current follows the power factor of the load AC power.

本発明によれば、マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することができる。 According to the present invention, by appropriately controlling the matrix converter, input AC power received from a plurality of phases of power is converted into a plurality of phases of output AC power and output to a load, and received from the plurality of phases of power. The input AC voltage can be boosted and output to the load.

本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the power supply system which concerns on embodiment of this invention. 降圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。It is a figure which shows the equivalent model of pressure | voltage fall type | mold MC. 昇圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。It is a figure which shows the equivalent model of pressure | voltage rise type MC. ＭＣの入力側における座標変換（方式Ｉ）を示す図である。It is a figure which shows the coordinate transformation (system I) in the input side of MC. ＭＣの出力側における座標変換（方式Ｉ）を示す図である。It is a figure which shows the coordinate transformation (system I) in the output side of MC. ＭＣの入力側における座標変換（方式II）を示す図である。It is a figure which shows the coordinate transformation (system II) in the input side of MC. ＭＣの出力側における座標変換（方式II）を示す図である。It is a figure which shows the coordinate transformation (system II) in the output side of MC. 昇圧形ＭＣの制御方法の比較例における、合成した入力側ベクトルを示す図である。It is a figure which shows the synthetic | combination input side vector in the comparative example of the control method of boost type | mold MC. 本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの比較例のシミュレーションパラメータを示す図である。It is a figure which shows the simulation parameter of the comparative example of the matrix converter which concerns on embodiment of this invention. 昇圧形ＭＣの制御方法の比較例における、無負荷時の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the output voltage at the time of no load in the comparative example of the control method of boost type MC. 本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the control part in the power converter device which concerns on embodiment of this invention. 本発明の実施の形態に係る電力変換装置のシミュレーションパラメータを示す図である。It is a figure which shows the simulation parameter of the power converter device which concerns on embodiment of this invention. 方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the output voltage at the time of no load of the power converter device which concerns on embodiment of this invention when the system I is used. 方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the input current at the time of no load of the power converter device which concerns on embodiment of this invention at the time of using the system I. FIG. 方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the output voltage at the time of no load of the power converter device which concerns on embodiment of this invention at the time of using the system II. 方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the input current at the time of no load of the power converter device which concerns on embodiment of this invention at the time of using the system II. 方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the output voltage at the time of load connection of the power converter device which concerns on embodiment of this invention when the system I is used. 方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the input current at the time of load connection of the power converter device which concerns on embodiment of this invention when the system I is used. 方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the output voltage at the time of load connection of the power converter device which concerns on embodiment of this invention at the time of using the system II. 方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。It is a figure which shows the simulation result of the input current at the time of load connection of the power converter device which concerns on embodiment of this invention at the time of using the system II.

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals and description thereof will not be repeated.

［構成および基本動作］
図１は、本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。 [Configuration and basic operation]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a power supply system according to an embodiment of the present invention.

図１を参照して、電源システム２０１は、たとえば発電機である交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃと、電力変換装置１０１と、負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとを備える。電力変換装置１０１は、マトリックスコンバータ１と、出力フィルタ２と、測定部３と、制御部４とを含む。交流電源Ｐａは、交流電圧源Ｅａと、インダクタＬａとを含む。交流電源Ｐｂは、交流電圧源Ｅｂと、インダクタＬｂとを含む。交流電源Ｐｃは、交流電圧源Ｅｃと、インダクタＬｃとを含む。出力フィルタ２は、キャパシタＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗとを含む。マトリックスコンバータ１は、双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３を含む。負荷ＬＤｕは、抵抗Ｒｕと、インダクタＬｕとを含む。負荷ＬＤｖは、抵抗Ｒｖと、インダクタＬｖとを含む。負荷ＬＤｗは、抵抗Ｒｗと、インダクタＬｗとを含む。 Referring to FIG. 1, power supply system 201 includes AC power supplies Pa, Pb, Pc, which are generators, for example, power conversion device 101, and loads LDu, LDv, LDw. The power conversion device 101 includes a matrix converter 1, an output filter 2, a measurement unit 3, and a control unit 4. The AC power source Pa includes an AC voltage source Ea and an inductor La. AC power supply Pb includes AC voltage source Eb and inductor Lb. AC power supply Pc includes an AC voltage source Ec and an inductor Lc. The output filter 2 includes capacitors Cu, Cv, and Cw. Matrix converter 1 includes bidirectional switches Sa1, Sa2, Sa3, Sb1, Sb2, Sb3, Sc1, Sc2, and Sc3. Load LDu includes a resistor Ru and an inductor Lu. Load LDv includes a resistor Rv and an inductor Lv. Load LDw includes a resistor Rw and an inductor Lw.

電源システム２０１においては、たとえば交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃの中性点ＮＰ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗの中性点ＮＰ２とが共通の安定電位ＳＰに結合されている。ここで、安定電位とは、電源システム２０１における他の部分と比べてインピーダンスが小さく電位変動が微小な部分の電位である。 In the power supply system 201, for example, the neutral point NP1 of the AC power supplies Pa, Pb, and Pc and the neutral point NP2 of the loads LDu, LDv, and LDw are coupled to a common stable potential SP. Here, the stable potential is a potential at a portion where the impedance is small and the potential fluctuation is small compared to other portions in the power supply system 201.

電力変換装置１０１は、周波数および振幅が変動する複数相の交流電力から任意の周波数および任意の振幅を有する複数相の交流電圧または交流電流を生成する。すなわち、電力変換装置１０１は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃの各々から供給されるＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力を任意の周波数および任意の振幅を有するＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に変換して負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗにそれぞれ供給する。 The power conversion device 101 generates a plurality of phases of AC voltage or current having an arbitrary frequency and an arbitrary amplitude from a plurality of phases of AC power whose frequency and amplitude vary. In other words, the power conversion device 101 uses the A-phase, B-phase, and C-phase AC power supplied from each of the AC power sources Pa, Pb, and Pc as the U-phase, V-phase, and W-phase having an arbitrary frequency and arbitrary amplitude. And is supplied to loads LDu, LDv, and LDw, respectively.

出力フィルタ２は、マトリックスコンバータ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとの間に設けられている。出力フィルタ２において、キャパシタＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗはスター結線されている、すなわち、マトリックスコンバータ１と負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗとの間におけるＵ相，Ｖ相，Ｗ相の配線間にそれぞれ接続されている。 The output filter 2 is provided between the matrix converter 1 and the loads LDu, LDv, LDw. In the output filter 2, the capacitors Cu, Cv, and Cw are star-connected, that is, connected between the U-phase, V-phase, and W-phase wirings between the matrix converter 1 and the loads LDu, LDv, and LDw, respectively. Yes.

マトリックスコンバータ１において、双方向スイッチＳａ１は、インダクタＬａと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳａ２は、インダクタＬａと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳａ３は、インダクタＬａと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ１は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ２は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳｂ３は、インダクタＬｂと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ１は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｕとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ２は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｖとの間に接続されている。双方向スイッチＳｃ３は、インダクタＬｃと抵抗Ｒｗとの間に接続されている。 In the matrix converter 1, the bidirectional switch Sa1 is connected between the inductor La and the resistor Ru. The bidirectional switch Sa2 is connected between the inductor La and the resistor Rv. The bidirectional switch Sa3 is connected between the inductor La and the resistor Rw. The bidirectional switch Sb1 is connected between the inductor Lb and the resistor Ru. The bidirectional switch Sb2 is connected between the inductor Lb and the resistor Rv. The bidirectional switch Sb3 is connected between the inductor Lb and the resistor Rw. The bidirectional switch Sc1 is connected between the inductor Lc and the resistor Ru. The bidirectional switch Sc2 is connected between the inductor Lc and the resistor Rv. The bidirectional switch Sc3 is connected between the inductor Lc and the resistor Rw.

双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３の各々は、たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）およびダイオードを直列接続した回路を２つ用意し、互いの導通方向が逆向きになるようにこの２つの回路を並列接続した構成である。あるいは、これらの双方向スイッチは、逆耐圧性能を有する２つの逆阻止ＩＧＢＴが、互いの導通方向が逆向きになるように並列接続されている構成であってもよい。 Each of the bidirectional switches Sa1, Sa2, Sa3, Sb1, Sb2, Sb3, Sc1, Sc2, and Sc3, for example, prepares two circuits in which an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) and a diode are connected in series, and the conduction direction of each other These two circuits are connected in parallel so that is opposite. Alternatively, these bidirectional switches may have a configuration in which two reverse blocking IGBTs having reverse withstand voltage performance are connected in parallel so that their conduction directions are opposite to each other.

マトリックスコンバータ１は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへ出力する。具体的には、マトリックスコンバータ１は、制御部４から受けた制御信号Ｇ１〜Ｇ９に基づいて双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３をそれぞれオン・オフすることにより、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃからそれぞれ受けたＡ相，Ｂ相，Ｃ相の交流電力を任意の周波数および任意の電圧振幅を有するＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に変換し、出力フィルタ２へ出力する。 Matrix converter 1 converts the input AC power received from AC power sources Pa, Pb, and Pc into a plurality of phases of output AC power and outputs them to loads LDu, LDv, and LDw. Specifically, matrix converter 1 turns on / off bidirectional switches Sa1, Sa2, Sa3, Sb1, Sb2, Sb3, Sc1, Sc2, and Sc3 based on control signals G1 to G9 received from control unit 4, respectively. As a result, the A-phase, B-phase, and C-phase AC power received from the AC power sources Pa, Pb, and Pc is converted into U-phase, V-phase, and W-phase AC power having an arbitrary frequency and an arbitrary voltage amplitude. And output to the output filter 2.

出力フィルタ２は、マトリックスコンバータ１から受けたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力を負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへそれぞれ出力する。 Output filter 2 attenuates noise of a predetermined frequency or more included in U-phase, V-phase, and W-phase AC power received from matrix converter 1, and outputs the attenuated AC power to loads LDu, LDv, and LDw, respectively. .

ここで、出力フィルタ２が減衰させるノイズの周波数は、電源システム２０１の仕様に応じて適宜変更され、たとえば負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗへ供給すべき交流電力の周波数より高い周波数である。 Here, the frequency of noise attenuated by the output filter 2 is appropriately changed according to the specifications of the power supply system 201 and is, for example, higher than the frequency of AC power to be supplied to the loads LDu, LDv, and LDw.

測定部３は、図示しない電圧検出部を含み、交流電圧源Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃがマトリックスコンバータ１へ出力する電源交流電圧ｖ_a0，ｖ_b0，ｖ_c0、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電圧ｖ_a，ｖ_b，ｖ_c、および負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給されるマトリックスコンバータ１からの負荷交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wを検出し、検出結果を示す信号を制御部４へ出力する。 Measurement unit 3 includes a voltage detection unit (not shown), an AC voltage source Ea, Eb, Ec supply AC voltage v _a0 which is output to the matrix converter 1, v _b0, v _c0, the matrix converter 1 AC power Pa, Pb, Input AC voltages v _a , v _b , v _c received from Pc and load AC voltages v _u , v _v , v _w supplied from the matrix converter 1 supplied to the loads LDu, LDv, LDw are detected and the detection results are shown. The signal is output to the control unit 4.

また、測定部３は、交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃが出力する電源交流電力の周波数である入力角周波数ω_Sを検出し、検出結果を示す信号を制御部４へ出力する。たとえば、測定部３は、交流電源である発電機の磁極位置を磁極位置センサで検出することにより、入力角周波数ω_Sを検出する。 The measuring unit 3 detects the input angular frequency ω _S that is the frequency of the power supply AC power output from the AC power sources Pa, Pb, and Pc, and outputs a signal indicating the detection result to the control unit 4. For example, the measurement unit 3 detects the input angular frequency ω _S by detecting the magnetic pole position of a generator that is an AC power supply with a magnetic pole position sensor.

制御部４は、測定部３の検出結果に基づいて制御信号Ｇ１〜Ｇ９を生成し、マトリックスコンバータ１における双方向スイッチＳａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３へそれぞれ出力することにより、マトリックスコンバータ１を制御する。 The control unit 4 generates control signals G1 to G9 based on the detection results of the measurement unit 3, and outputs them to the bidirectional switches Sa1, Sa2, Sa3, Sb1, Sb2, Sb3, Sc1, Sc2, Sc3 in the matrix converter 1, respectively. By doing so, the matrix converter 1 is controlled.

具体的には、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉ_a，ｉ_b，ｉ_cの実効値が、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力に追随するように、マトリックスコンバータ１を制御する。また、制御部４は、マトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの実効値が一定となるようにマトリックスコンバータ１を制御する。制御部４は、マトリックスコンバータ１における各スイッチをＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御する。 Specifically, the control unit 4 determines that the effective values of the input AC currents i _a , i _b , _ic received by the matrix converter 1 from the AC power sources Pa, Pb, Pc are transferred from the matrix converter 1 to the loads LDu, LDv, LDw. The matrix converter 1 is controlled so as to follow the supplied load AC power. Further, the control unit 4 controls the matrix converter 1 so that the effective values of the load AC voltages v _u , v _v , v _w supplied from the matrix converter 1 to the loads LDu, LDv, LDw are constant. The control unit 4 performs PWM (Pulse Width Modulation) control on each switch in the matrix converter 1.

本発明の実施の形態に係る電源システム２０１では、単体で昇圧機能を持つＭＣ（以下、昇圧形ＭＣとも称する。）を用いる。 In the power supply system 201 according to the embodiment of the present invention, a single MC having a boosting function (hereinafter also referred to as boosting MC) is used.

非特許文献１〜４に記載のＭＣである降圧形ＭＣは、電源電圧をＰＷＭ制御することから、出力電圧の最大値は電源電圧に制限される。また、電源電圧をＰＷＭ制御することは、出力電流をＰＷＭ制御することにもなるため、入力電流の最大値は出力電流に制限される。 Since the step-down MC that is the MC described in Non-Patent Documents 1 to 4 performs PWM control of the power supply voltage, the maximum value of the output voltage is limited to the power supply voltage. Also, PWM control of the power supply voltage also results in PWM control of the output current, so the maximum value of the input current is limited to the output current.

したがって、降圧形ＭＣの出力側から入力側を見ると電圧が昇圧されていると考えることができるため、降圧形ＭＣの入出力特性を入れ替えることによって昇圧形ＭＣを定義することができる。 Therefore, since it can be considered that the voltage is boosted when the input side is viewed from the output side of the step-down MC, the step-up MC can be defined by switching the input / output characteristics of the step-down MC.

図２は、降圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。 FIG. 2 is a diagram showing an equivalent model of the step-down MC.

図２を参照して、降圧形ＭＣでは、入力側が電圧源ＶＳであり、出力側が電流源ＩＳである。降圧形ＭＣは、所望の出力電圧となるように入力電圧をＰＷＭ制御する。 Referring to FIG. 2, in the step-down MC, the input side is a voltage source VS, and the output side is a current source IS. The step-down MC performs PWM control of the input voltage so that a desired output voltage is obtained.

図３は、昇圧形ＭＣの等価モデルを示す図である。 FIG. 3 is a diagram showing an equivalent model of the boost type MC.

図３を参照して、昇圧形ＭＣと降圧形ＭＣとは入出力特性が双対の関係にある。すなわち、昇圧形ＭＣでは、入力側が電流源ＩＳとなり、出力側が電圧源ＶＳとなる。昇圧形ＭＣは、所望の出力電圧となるように入力電流をＰＷＭ制御する。 Referring to FIG. 3, the step-up MC and the step-down MC have a dual relationship in input / output characteristics. That is, in the boost type MC, the input side is the current source IS and the output side is the voltage source VS. The step-up MC performs PWM control of the input current so that a desired output voltage is obtained.

電源システム２０１は、たとえば独立電源として利用される。この場合、入力側には発電機が接続されることを考えると、図１に示すように、入力側は実際には発電機の起電力および内部インダクタンスＬｉｎで構成され、昇圧形ＭＣの入力側制御により入力電流が制御される。また、出力側は電圧源として動作させるためにキャパシタＣｏｕｔおよび負荷で構成される。 The power supply system 201 is used as an independent power supply, for example. In this case, considering that the generator is connected to the input side, as shown in FIG. 1, the input side is actually composed of the electromotive force of the generator and the internal inductance Lin, and the input side of the boost type MC The input current is controlled by the control. The output side is constituted by a capacitor Cout and a load in order to operate as a voltage source.

［動作］
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の電力変換動作について図面を用いて説明する。 [Operation]
Next, the power conversion operation of the power conversion device according to the embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

まず、昇圧形ＭＣの入出力関係を定義する。昇圧形ＭＣは、９つの双方向スイッチを切り換え、出力相に接続する入力相とその接続時間とを制御することにより、任意の電流および任意の周波数を直接出力する。１制御周期内、たとえばＰＷＭ制御に用いられる三角波の１周期内の出力線電流平均値と入力線電流との関係は、以下の式で表される。

First, the input / output relationship of the boost type MC is defined. The step-up MC switches nine bidirectional switches and directly outputs an arbitrary current and an arbitrary frequency by controlling the input phase connected to the output phase and its connection time. The relationship between the output line current average value and the input line current within one control cycle, for example, within one cycle of a triangular wave used for PWM control, is expressed by the following equation.

（１）式において、３×３行列は、１制御周期内のスイッチＳａ１〜Ｓｃ３のオン時間の割合すなわちオンデューティで定義される。ａ１〜ｃ３は、それぞれスイッチＳａ１〜Ｓｃ３のオンデューティである。 In the equation (1), the 3 × 3 matrix is defined by the ratio of the on-time of the switches Sa1 to Sc3 within one control cycle, that is, the on-duty. a1 to c3 are on-duties of the switches Sa1 to Sc3, respectively.

また、昇圧形ＭＣでは、入力側を電流源とみなし、出力側を電圧源とみなすことから、電源開放および負荷短絡は許されない。このため、ａ１〜ｃ３には以下の式で表される拘束条件が必要となる。

Further, in the boost type MC, since the input side is regarded as a current source and the output side is regarded as a voltage source, power supply open and load short circuit are not allowed. For this reason, the constraint conditions represented by the following formula | equation are required for a1-c3.

（１）式におけるオンデューティの決定方法については様々な研究がなされている。電力変換装置１０１では、たとえば、座標変換を用いた手法によりオンデューティを演算する（たとえば、非特許文献３および４参照）。 Various studies have been made on the method for determining the on-duty in the equation (1). In the power conversion device 101, for example, the on-duty is calculated by a technique using coordinate conversion (see, for example, Non-Patent Documents 3 and 4).

すなわち、電力変換装置１０１では、周波数変換の原理を用いて昇圧形ＭＣを制御する。この周波数変換により、たとえば発電機によって生成される電源交流電力の周波数変動に応じて昇圧形ＭＣを制御し、負荷に一定の周波数の交流電力を供給することができる。 That is, the power conversion device 101 controls the boost type MC using the principle of frequency conversion. By this frequency conversion, for example, the booster MC can be controlled in accordance with the frequency fluctuation of the power supply AC power generated by the generator, and AC power having a constant frequency can be supplied to the load.

昇圧型ＭＣの入力電流および入力電圧ならびに出力電流および出力電圧が、以下の式で表されるとする。

Assume that the input current and input voltage and the output current and output voltage of the step-up MC are expressed by the following equations.

ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wはマトリックスコンバータ１が出力する出力交流電流である。また、入力電流Ｉ_Sは入力交流電流ｉ_a，ｉ_b，ｉ_cに相当し、入力電圧Ｖ_Sは入力交流電圧ｖ_a，ｖ_b，ｖ_cに相当し、出力電流Ｉ_Lは出力交流電流ｉ_u，ｉ_v，ｉ_wに相当し、出力電圧Ｖ_Lは負荷交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wに相当する。 i _u , i _v , and i _w are output AC currents output from the matrix converter 1. The input current I _S corresponds to the input AC currents i _a , i _b , and _ic , the input voltage V _S corresponds to the input AC voltages v _a , v _b , and v _c , and the output current I _L is the output AC current. It corresponds to i _u , i _v , i _w , and the output voltage V _L corresponds to the load AC voltages v _u , v _v , v _w .

また、ψ₀は入力交流電圧に対する入力交流電流の位相差すなわち入力力率角であり、ψ_Sは電源交流電圧と入力交流電圧との位相差であり、ω_Lは出力交流電力の周波数であり、ψ_Lは負荷力率角すなわち負荷交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wと負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給されるマトリックスコンバータ１からの負荷交流電流ｉ_u0，ｉ_v0，ｉ_w0との位相差である。 Ψ ₀ is the phase difference of the input AC current with respect to the input AC voltage, that is, the input power factor angle, ψ _S is the phase difference between the power supply AC voltage and the input AC voltage, and ω _L is the frequency of the output AC power. , Ψ _L is the position of the load power factor angle, that is, the load AC voltage v _u , v _v , v _w and the load AC current i _u0 , i _v0 , i _w0 from the matrix converter 1 supplied to the load LDu, LDv, LDw. It is a phase difference.

ここでは、負荷が平衡負荷である場合について説明するため、零相電流に対する制御の説明は行なわない。 Here, in order to describe the case where the load is a balanced load, the control for the zero-phase current will not be described.

電力変換装置１０１では、昇圧形ＭＣを制御する上で、以下の（１）〜（４）が必要となる。
（１）出力電圧の周波数、振幅および位相が一定でひずみが少ないこと
（２）入力電流のひずみが少ないこと
（３）（１）および（２）を満たしながら、出力可能な電流振幅を最大にすること
（４）中性点接続により相電流制御をするため、入力電流および出力電流は、以下の式を満たすこと

In the power conversion device 101, the following (1) to (4) are required to control the boost type MC.
(1) The frequency, amplitude and phase of the output voltage are constant and the distortion is small. (2) The distortion of the input current is small. (3) The current amplitude that can be output is maximized while satisfying (1) and (2). (4) In order to control the phase current by connecting the neutral point, the input current and output current must satisfy the following equations

制御部４は、上記（１）〜（４）を満足するようなＰＷＭスイッチングパターンを算出する。 The control unit 4 calculates a PWM switching pattern that satisfies the above (1) to (4).

次に、周波数変換の原理について説明する。 Next, the principle of frequency conversion will be described.

本発明の実施の形態に係る電力変換装置で用いる周波数変換は、周波数ω１で回転するベクトルを周波数ω１に同期させた回転座標軸上で考えることで、当該ベクトルがある周波数ω２で回転するベクトルになる、という考え方に基づく。これにより、ＭＣにおいて入力周波数および出力周波数を直接制御することが可能となる。 The frequency conversion used in the power conversion device according to the embodiment of the present invention is a vector rotating at a certain frequency ω2 by considering a vector rotating at the frequency ω1 on the rotating coordinate axis synchronized with the frequency ω1. , Based on the idea. This makes it possible to directly control the input frequency and output frequency in the MC.

ここで、三相電圧を三相二相変換し、空間ベクトルで表現すると、周波数変換は一種の座標変換とみることができる。 Here, when the three-phase voltage is three-phase to two-phase transformed and expressed by a space vector, the frequency transformation can be regarded as a kind of coordinate transformation.

非特許文献１では、電圧を基準に降圧型ＭＣの制御原理が記載されている。本発明の実施の形態に係る電力変換装置でも、これと同様に電圧を基準に考える。 Non-Patent Document 1 describes the control principle of a step-down MC based on voltage. The power conversion device according to the embodiment of the present invention is considered based on the voltage as well.

いま、固定座標上（入力側）において、角速度ω_Sで回転しているベクトルを角速度ω_Lに変換することを考える。 Now, consider converting a vector rotating at an angular velocity ω _S to an angular velocity ω _L on a fixed coordinate (input side).

この変換には、（ω_S＋ω_L）で回転する座標を用いる方式Ｉ、（ω_S−ω_L）で回転する座標を用いる方式IIの２通りがある。 There are two types of this conversion: method I using coordinates rotating at (ω _S + ω _L ) and method II using coordinates rotating at (ω _S −ω _L ).

図４は、ＭＣの入力側における座標変換（方式Ｉ）を示す図である。図５は、ＭＣの出力側における座標変換（方式Ｉ）を示す図である。 FIG. 4 is a diagram showing coordinate conversion (method I) on the input side of the MC. FIG. 5 is a diagram showing coordinate conversion (method I) on the output side of the MC.

図４および図５を参照して、入力側において、入力交流電流ｉ_a，ｉ_b，ｉ_cに相当する入力交流電流Ｉ_S1と入力交流電圧ｖ_a，ｖ_b，ｖ_cに相当する入力交流電圧Ｖとの位相差がψ₀であり、入力交流電流Ｉ_S1および入力交流電圧Ｖが入力角周波数ω_Sで（α₁−β₁）座標上を回転する。 4 and 5, on the input side, input AC current I _S1 corresponding to input AC currents i _a , i _b , and _ic and input AC corresponding to input AC voltages v _a , v _b , and v _c are shown. The phase difference from the voltage V is ψ ₀ , and the input AC current I _S1 and the input AC voltage V rotate on the (α ₁ −β ₁ ) coordinate at the input angular frequency ω _S.

出力側において、角周波数（ω_S＋ω_L）で回転する（α₁−β₁）座標上で、角周波数ω_Sで回転している電圧ベクトルＶを（α−β）座標上から見ると、電圧ベクトルＶは反時計方向に角周波数ω_Lで回転する。 On the output side, when the voltage vector V rotating at the angular frequency ω _S on the (α ₁ −β ₁ ) coordinate rotating at the angular frequency (ω _S + ω _L ) is viewed from the (α−β) coordinate, voltage vector V rotates at the angular frequency omega _L in the counterclockwise direction.

入力力率角ψ₀が遅れであるとする場合、出力電流Ｉ_L1は出力電圧Ｖの時計方向の回転となる。 If the input power factor angle ψ ₀ is delayed, the output current I _L1 is a clockwise rotation of the output voltage V.

ここで、出力電流Ｉ_L1を（α₁−β₁）座標から見ると、出力電圧Ｖは時計方向に回転するため、進み力率角ψ_Lの電流となる。すなわち、方式Ｉでは、入力力率の極性が出力側から見ると反転する。 Here, when the output current I _L1 is viewed from the (α ₁ −β ₁ ) coordinates, the output voltage V rotates in the clockwise direction, and thus becomes a current having a leading power factor angle ψ _L. That is, in Method I, the polarity of the input power factor is reversed when viewed from the output side.

図６は、ＭＣの入力側における座標変換（方式II）を示す図である。図７は、ＭＣの出力側における座標変換（方式II）を示す図である。 FIG. 6 is a diagram showing coordinate transformation (method II) on the input side of the MC. FIG. 7 is a diagram showing coordinate transformation (method II) on the output side of the MC.

図６および図７を参照して、入力側において、入力交流電流ｉ_a，ｉ_b，ｉ_cに相当する入力交流電流Ｉ_S2と入力交流電圧ｖ_a，ｖ_b，ｖ_cに相当する入力交流電圧Ｖとの位相差がψ₀であり、入力角周波数ω_Sで（α₂−β₂）座標が回転する。 6 and 7, on the input side, input AC current I _S2 corresponding to input AC currents i _a , i _b , and _ic and input AC corresponding to input AC voltages v _a , v _b , and v _c are shown. The phase difference from the voltage V is ψ ₀ , and the (α ₂ −β ₂ ) coordinates rotate at the input angular frequency ω _S.

出力側において、角周波数（ω_S−ω_L）で回転する（α₂−β₂）座標上で、角周波数ω_Sで回転している電圧ベクトルＶを（α−β）座標上から見ると、電圧ベクトルＶは時計方向に角周波数ω_Lで回転する。 On the output side, the voltage vector V rotating at the angular frequency ω _S on the (α ₂ −β ₂ ) coordinate rotating at the angular frequency (ω _S −ω _L ) is viewed from the (α−β) coordinate. The voltage vector V rotates at an angular frequency ω _L in the clockwise direction.

負荷力率角ψ_Lが遅れであるとする場合、出力電流Ｉ_L2は出力電圧Ｖの反時計方向の回転となる。 When the load power factor angle ψ _L is delayed, the output current I _L2 is the counterclockwise rotation of the output voltage V.

ここで、出力電流Ｉ_L2を（α₂−β₂）座標から見ると、出力電圧Ｖは時計方向に回転するため、遅れ力率角ψ_Lの電流となる。すなわち、方式IIでは、負荷力率は入力力率と同じ極性となる。 Here, when the output current I _L2 is viewed from the (α ₂ −β ₂ ) coordinates, the output voltage V rotates in the clockwise direction, and thus becomes a current having a delay power factor angle ψ _L. That is, in Method II, the load power factor has the same polarity as the input power factor.

［制御方法の比較例］
次に、昇圧形ＭＣの制御方法の比較例を説明する。 [Control method comparison example]
Next, a comparative example of the control method of the boost type MC will be described.

図８は、昇圧形ＭＣの制御方法の比較例における、合成した入力側ベクトルを示す図である。 FIG. 8 is a diagram showing the combined input side vector in the comparative example of the control method of the boost type MC.

図８を参照して、この制御方法では、上記の方式Ｉおよび方式IIを時間平均で合成する。これにより、昇圧形ＭＣの入力側および出力側の各々を独立して制御可能となり、入力力率を１に保持することができる。 Referring to FIG. 8, in this control method, the above-described method I and method II are combined on a time average basis. Thereby, each of the input side and the output side of the step-up MC can be controlled independently, and the input power factor can be maintained at 1.

また、この制御法を定式化し、制御関数で表すと以下の各式のようになる。

In addition, this control method is formulated and expressed by a control function as follows.

（９）式において、Ａは振幅変調率である。 In the equation (9), A is an amplitude modulation rate.

この制御関数を用いて、無負荷時の制御をシミュレーションする。
図９は、本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの比較例のシミュレーションパラメータを示す図である。 This control function is used to simulate control at no load.
FIG. 9 is a diagram showing simulation parameters of a comparative example of the matrix converter according to the embodiment of the present invention.

図９を参照して、電源電圧Ｖ_Sが９２．３７６Ｖｒｍｓであり、電源周波数ｆ₀が６０Ｈｚであり、出力フィルタ２のキャパシタ容量Ｃ_outが３０μＦであり、負荷周波数ｆ_outが３０Ｈｚであり、入力インダクタンス（内部インダクタンス）Ｌ_inが０．０１ｍＨである。 Referring to FIG. 9, the power supply voltage V _S is 92.376 Vrms, the power supply frequency f ₀ is 60 Hz, the capacitor capacitance C _out of the output filter 2 is 30 μF, the load frequency f _out is 30 Hz, and the input inductance (internal inductance) L _in is 0.01mH.

図１０は、昇圧形ＭＣの制御方法の比較例における、無負荷時の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。 FIG. 10 is a diagram showing a simulation result of the output voltage at no load in the comparative example of the control method of the boost type MC.

図１０を参照して、比較例では、出力電圧が確立されていないことが確認できる。以下、この原因について説明する。 Referring to FIG. 10, it can be confirmed that the output voltage is not established in the comparative example. Hereinafter, this cause will be described.

まず、（７）式の出力電圧および（９）式の制御関数を用いて、入力電圧を理論的に導出すると、以下の式のようになる。

First, when the input voltage is theoretically derived using the output voltage of equation (7) and the control function of equation (9), the following equation is obtained.

（１２）式において振幅のみを考えると、以下の式が得られる。

Considering only the amplitude in the equation (12), the following equation is obtained.

（１３）式において、たとえば昇圧率２倍の場合を考えると、左辺＝２となり、以下の式に変形することができる。

In the equation (13), for example, when considering a case where the boosting rate is double, the left side becomes 2, which can be transformed into the following equation.

また、振幅変調率の制約条件は昇圧率に応じて変わり、昇圧率２倍の場合はＡ≦１／３となる。（１４）式より、負荷力率ｃｏｓψ_Lが小さくなると、振幅変調率の制約条件を満たさなくなるため、制御不可能となり、昇圧動作を実現することができなくなる。また、昇圧率を上げると、（１４）式より、負荷力率ｃｏｓψ_Lの制約が厳しくなる。このように、比較例では、無負荷で昇圧形ＭＣを駆動させることができない。 In addition, the constraint condition of the amplitude modulation rate varies depending on the boost rate, and when the boost rate is double, A ≦ 1/3. From the equation (14), when the load power factor cos ψ _L is small, the constraint condition of the amplitude modulation rate is not satisfied, so that control becomes impossible and the boosting operation cannot be realized. Further, when the boosting rate is increased, the restriction on the load power factor cos ψ _L becomes stricter from the equation (14). Thus, in the comparative example, the booster MC cannot be driven without load.

そこで、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、以下のような昇圧形ＭＣの制御方法を採用する。 Thus, the power conversion device according to the embodiment of the present invention employs the following boost type MC control method.

［電力変換装置１０１における制御方法］
比較例では、方式Ｉおよび方式IIを合成することにより、制御関数を導出した。これに対して、電力変換装置１０１では、方式Ｉおよび方式IIを単独で用いる。 [Control Method in Power Conversion Device 101]
In the comparative example, the control function was derived by combining method I and method II. On the other hand, the power conversion apparatus 101 uses method I and method II independently.

まず、方式Ｉのみを利用する場合について説明する。 First, the case where only method I is used will be described.

図４および図５に基づいて方式Ｉを定式化すると、制御関数は、以下の式で表される。

When Formula I is formulated based on FIGS. 4 and 5, the control function is expressed by the following formula.

ここで、（１５）式は電圧制御関数であるため、電流制御関数に変換すると、以下の式が得られる。

Here, since the equation (15) is a voltage control function, the following equation is obtained when converted into a current control function.

次に、方式IIのみを利用する場合について説明する。
図６および図７に基づいて方式IIを定式化すると、制御関数は、以下の式で表される。

Next, a case where only the method II is used will be described.
When formula II is formulated based on FIGS. 6 and 7, the control function is expressed by the following formula.

ここで、（１８）式は電圧制御関数であるため、電流制御関数に変換すると、以下の式が得られる。

Here, since the expression (18) is a voltage control function, the following expression is obtained when converted into the current control function.

次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置が採用する制御方法による昇圧形ＭＣの出力電流および入力電圧を算出する。 Next, the output current and input voltage of the step-up MC are calculated by the control method employed by the power conversion device according to the embodiment of the present invention.

（６）式より、方式Ｉおよび方式IIを単独で用いた場合における出力電流を理論的に計算する。ここでは、ｈはすべて１／３とする。 From the equation (6), the output current when the method I and the method II are used alone is theoretically calculated. Here, h is all 1/3.

方式Ｉのみを利用する場合、方式Ｉの制御関数である（１７）式、および（４）式の入力電流を用いて計算すると、出力電流は、以下の式で表される。

When only the method I is used, the output current is expressed by the following equation when calculated using the input currents of the equations (17) and (4) which are the control functions of the method I.

（２１）式および（６）式より、入力力率が反転して出力電流の位相となって表れることが分かる。すなわち、図４および図５からも分かるように、ψ₀＝−ψ_Lとなる。つまり、負荷力率が変化すると、当該変化が入力力率に反映される。したがって、方式Ｉを単独で使用する構成では、比較例のように入力力率を制御することはできないが、無負荷時および入力力率がゼロとなる状態でも、負荷力率を入力力率に反映することができるため、昇圧形ＭＣを制御することが可能となる。 From the equations (21) and (6), it can be seen that the input power factor is inverted and appears as the phase of the output current. That is, as can be seen from FIGS. 4 and 5, ψ ₀ = −ψ _L. That is, when the load power factor changes, the change is reflected in the input power factor. Therefore, in the configuration using method I alone, the input power factor cannot be controlled as in the comparative example, but the load power factor is changed to the input power factor even when there is no load and the input power factor becomes zero. Since it can be reflected, the boost MC can be controlled.

方式IIのみを利用する場合、方式IIの制御関数である（２０）式、および（４）式の入力電流を用いて計算すると、出力電流は、以下の式で表される。

When only the method II is used, the output current is expressed by the following equation when calculated using the input currents of the equations (20) and (4) which are the control functions of the method II.

（２２）式および（６）式より、入力力率が出力電流の位相となって表れることが分かる。すなわち、図６および図７からも分かるように、ψ₀＝ψ_Lとなる。つまり、負荷力率が変化すると、当該変化が入力力率に反映される。したがって、方式IIを単独で使用する構成では、比較例のように入力力率を制御することはできないが、無負荷時および入力力率がゼロとなる状態でも、負荷力率を入力力率に反映することができるため、昇圧形ＭＣを制御することが可能となる。 It can be seen from the equations (22) and (6) that the input power factor appears as the phase of the output current. That is, as can be seen from FIGS. 6 and 7, ψ ₀ = ψ _L. That is, when the load power factor changes, the change is reflected in the input power factor. Therefore, in the configuration using System II alone, the input power factor cannot be controlled as in the comparative example, but the load power factor is changed to the input power factor even when there is no load and the input power factor is zero. Since it can be reflected, the boost MC can be controlled.

次に、昇圧形ＭＣの入力電圧を算出する。出力電流と同様に、方式Ｉの制御関数である（１７）式、方式IIの制御関数である（２０）式、および（５）式より、入力電圧は、以下の式で表される。

Next, the input voltage of the boost type MC is calculated. Similar to the output current, the input voltage is expressed by the following equation from Equation (17), which is the control function of Method I, Equation (20), which is the control function of Method II, and Equation (5).

（２３）式より、方式Ｉまたは方式IIを単独で用いると、昇圧形ＭＣの入力側から出力側の構成すなわち負荷力率を見ることができるため、昇圧形ＭＣを、周波数変換可能な変圧器と見ることができる。 From the equation (23), when the method I or the method II is used alone, the configuration from the input side to the output side of the step-up MC, that is, the load power factor can be seen. Can be seen.

また、無負荷時および入力力率がゼロの場合において、方式Ｉでは負荷をインダクタンスとして考えることができ、方式IIでは負荷をコンデンサとして考えることができる。 Further, when there is no load and when the input power factor is zero, the load can be considered as an inductance in Method I, and the load can be considered as a capacitor in Method II.

すなわち、（２１）式〜（２３）式より、出力電流および出力電圧の振幅は、振幅変調率Ａのみに依存し、負荷力率の影響を受けないことから、無負荷時および入力力率がゼロの場合でも出力電流および出力電圧を制御することができる。 That is, from the equations (21) to (23), the amplitudes of the output current and the output voltage depend only on the amplitude modulation factor A and are not affected by the load power factor. Even in the case of zero, the output current and the output voltage can be controlled.

次に、昇圧形ＭＣにおいて、上記のような制御を実現するための制御系について説明する。 Next, a control system for realizing the above control in the boost type MC will be described.

制御部４は、入力交流電力の力率すなわち入力力率ｃｏｓψ₀がマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力の力率すなわち負荷力率ｃｏｓψ_Lに応じて変化するように、入力交流電力の周波数すなわち入力角周波数ω_S、および出力交流電力の周波数すなわち出力角周波数ω_Lに基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。 The control unit 4 causes the power factor of the input AC power, that is, the input power factor cos ψ ₀ to change in accordance with the power factor of the load AC power that is supplied from the matrix converter 1 to the loads LDu, LDv, LDw, that is, the load power factor cos ψ _L. The matrix converter 1 is controlled based on the frequency of the input AC power, that is, the input angular frequency ω _S , and the frequency of the output AC power, that is, the output angular frequency ω _L.

より詳細には、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉ_a，ｉ_b，ｉ_cが負荷交流電力の力率すなわち負荷力率ｃｏｓψ_Lに応じて変化するように、入力角周波数ω_Sおよび出力角周波数ω_Lに基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。 More specifically, the control unit 4, the matrix converter 1 AC power Pa, Pb, the input alternating current i _a received from Pc, i _b, the power factor of the i _c the load AC power i.e. depending on the load power factor cos _L The matrix converter 1 is controlled based on the input angular frequency ω _S and the output angular frequency ω _L so as to change.

たとえば、制御部４は、入力角周波数ω_Sおよび出力角周波数ω_Lの和に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。あるいは、制御部４は、入力角周波数ω_Sおよび出力角周波数ω_Lの差に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。 For example, the control unit 4 controls the matrix converter 1 based on the sum of the input angular frequency ω _S and the output angular frequency ω _L. Alternatively, the control unit 4 controls the matrix converter 1 based on the difference between the input angular frequency ω _S and the output angular frequency ω _L.

また、たとえば、制御部４は、入力角周波数ω_Sおよび出力角周波数ω_Lの和に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する動作、および入力角周波数ω_Sおよび出力角周波数ω_Lの差に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する動作を選択可能である。 Further, for example, the control unit 4, based on the difference of the operation, and the input angular frequency omega _S, and outputs angular frequency omega _L for controlling the matrix converter 1 based on the sum of the input angular frequency omega _S, and outputs angular frequency omega _L An operation for controlling the matrix converter 1 can be selected.

図１１は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。 FIG. 11 is a diagram showing a configuration of a control unit in the power conversion device according to the embodiment of the present invention.

図１１を参照して、制御部４は、減算部１１と、ＰＩ演算部１２と、ＰＷＭパターン生成部１３と、３相／ｄｑ変換部１４，１６と、振幅演算部１５，１７とを含む。 Referring to FIG. 11, control unit 4 includes a subtraction unit 11, a PI calculation unit 12, a PWM pattern generation unit 13, three-phase / dq conversion units 14 and 16, and amplitude calculation units 15 and 17. .

３相／ｄｑ変換部１４は、出力交流電力の周波数ω_L、および負荷力率角ψ_Lに基づいて、負荷交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wをｄｑ変換して負荷交流電圧ｖ_d，ｖ_qを算出する。 The three-phase / dq conversion unit 14 dq-converts the load AC voltages v _u , v _v , and v _w based on the frequency ω _L of the output AC power and the load power factor angle ψ _L to load AC voltage v _d , _vq is calculated.

振幅演算部１５は、３相／ｄｑ変換部１４によって算出された負荷交流電圧ｖ_dおよび負荷交流電圧ｖ_qの２乗和の平方根を算出する。 The amplitude calculator 15 calculates the square root of the square sum of the load AC voltage v _d and the load AC voltage v _q calculated by the three-phase / dq converter 14.

３相／ｄｑ変換部１６は、出力交流電力の周波数ω_L、および負荷力率角ψ_Lに基づいて、電圧指令値ｖｉｕ，ｖｉｖ、ｖｉｗをｄｑ変換して電圧指令値ｖ_d ^*，ｖ_q ^*を算出する。 The three-phase / dq conversion unit 16 performs dq conversion on the voltage command values viu, viv, and viw based on the frequency ω _L of the output AC power and the load power factor angle ψ _L to generate voltage command values v _d ^* , v _q. ^* Is calculated.

振幅演算部１７は、３相／ｄｑ変換部１６によって算出された電圧指令値ｖ_d ^*および電圧指令値ｖ_q ^*の２乗和の平方根を算出する。 The amplitude calculator 17 calculates the square root of the square sum of the voltage command value v _d ^* and the voltage command value v _q ^* calculated by the three-phase / dq converter 16.

減算部１１は、振幅演算部１７の演算結果から、振幅演算部１５の演算結果を減算する。ＰＩ演算部１２は、減算部１１の減算結果に対してＰＩ演算を行ない、振幅変調率Ａを算出する。 The subtraction unit 11 subtracts the calculation result of the amplitude calculation unit 15 from the calculation result of the amplitude calculation unit 17. The PI calculation unit 12 performs a PI calculation on the subtraction result of the subtraction unit 11 and calculates the amplitude modulation rate A.

ＰＷＭパターン生成部１３は、入力角周波数ω_S、出力角周波数ω_L、およびＰＩ演算部１２が算出した振幅変調率Ａに基づいて、マトリックスコンバータ１における各双方向スイッチのオンデューティを制御するための制御関数を算出する。そして、ＰＷＭパターン生成部１３は、算出した制御関数に基づいて、マトリックスコンバータ１における各双方向スイッチをＰＷＭ制御するための制御信号Ｇ１〜Ｇ９を生成し、マトリックスコンバータ１へ出力する。 The PWM pattern generation unit 13 controls the on-duty of each bidirectional switch in the matrix converter 1 based on the input angular frequency ω _S , the output angular frequency ω _L , and the amplitude modulation rate A calculated by the PI calculation unit 12. The control function is calculated. Then, the PWM pattern generation unit 13 generates control signals G1 to G9 for PWM control of each bidirectional switch in the matrix converter 1 based on the calculated control function, and outputs the control signals G1 to G9 to the matrix converter 1.

［動作の検証］
次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置による昇圧動作の検証結果を説明する。ここでは、無負荷時および負荷接続時についてシミュレーションを行なった。 [Verification of operation]
Next, the verification result of the boosting operation by the power conversion device according to the embodiment of the present invention will be described. Here, a simulation was performed when there was no load and when the load was connected.

図１２は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置のシミュレーションパラメータを示す図である。 FIG. 12 is a diagram showing simulation parameters of the power conversion device according to the embodiment of the present invention.

図１２を参照して、電源電圧Ｖ_Sが９２．３７６Ｖｒｍｓであり、電源周波数ｆ₀が６０Ｈｚであり、負荷抵抗Ｒが７Ωであり、負荷リアクトルＬが０．３Ｈであり、出力フィルタ２のキャパシタ容量Ｃｏｕｔが３０μＦであり、入力インダクタンス（内部インダクタンス）Ｌ_inが０．０１ｍＨであり、負荷周波数ｆ_outが３０Ｈｚであり、振幅変調率Ａが０．２２３８である。 Referring to FIG. 12, power supply voltage V _S is 92.376 Vrms, power supply frequency f ₀ is 60 Hz, load resistance R is 7Ω, load reactor L is 0.3H, and capacitor of output filter 2 a capacitor Cout is 30MyuF, input inductance (internal inductance) L _in is 0.01MH, load frequency f _out is 30 Hz, an amplitude modulation factor a is 0.2238.

通常、ＭＣの入力側には電源として可変速発電機が用いられる。しかしながら、ここでは定常特性のみをシミュレートするため、電圧および周波数の変化しない対称三相電源を用いると仮定する。また、スイッチング素子には理想スイッチを用いる。 Usually, a variable speed generator is used as a power source on the input side of the MC. However, here, it is assumed that a symmetrical three-phase power source that does not change in voltage and frequency is used to simulate only steady-state characteristics. An ideal switch is used as the switching element.

図１３は、方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。 FIG. 13 is a diagram illustrating a simulation result of the output voltage when no load is applied to the power conversion device according to the embodiment of the present invention in the case of using method I.

図１４は、方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。 FIG. 14 is a diagram showing a simulation result of the input current when no load is applied to the power conversion device according to the embodiment of the present invention when method I is used.

図１５は、方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。 FIG. 15 is a diagram showing a simulation result of the output voltage when no load is applied to the power conversion device according to the embodiment of the present invention when System II is used.

図１６は、方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の無負荷時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。 FIG. 16 is a diagram showing a simulation result of the input current when no load is applied to the power conversion device according to the embodiment of the present invention in the case of using method II.

図１７は、方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。 FIG. 17 is a diagram illustrating a simulation result of the output voltage when the load is connected to the power conversion device according to the embodiment of the present invention when the method I is used.

図１８は、方式Ｉを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。 FIG. 18 is a diagram illustrating a simulation result of the input current when the load is connected to the power conversion device according to the embodiment of the present invention when the method I is used.

図１９は、方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。 FIG. 19 is a diagram illustrating a simulation result of the output voltage when the load is connected to the power conversion device according to the embodiment of the present invention when method II is used.

図２０は、方式IIを用いた場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の負荷接続時における入力電流のシミュレーション結果を示す図である。 FIG. 20 is a diagram showing a simulation result of the input current when the load is connected to the power conversion device according to the embodiment of the present invention in the case of using method II.

図１３〜図２０に示すように、電力変換装置１０１では、無負荷時および負荷接続時の双方において、出力電圧波形を正弦波状に制御可能であり、また、入力電流波形も正弦波状に制御可能である。 As shown in FIGS. 13 to 20, in the power conversion device 101, the output voltage waveform can be controlled in a sine wave shape at both no load and load connection, and the input current waveform can also be controlled in a sine wave shape. It is.

したがって、方式Ｉおよび方式IIを合成することにより制御関数を導出する比較例では無負荷時における昇圧形ＭＣの制御が不可能であったが、電力変換装置１０１では、方式Ｉおよび方式IIを単独で用いる構成により、無負荷時でも昇圧形ＭＣの制御が可能となる。また、電力変換装置１０１では、負荷接続時においても昇圧形ＭＣの制御が可能である。すなわち、電力変換装置１０１では、負荷状態に関係なく、昇圧形ＭＣの制御が可能となる。 Therefore, in the comparative example in which the control function is derived by combining the method I and the method II, it is impossible to control the step-up MC at no load. However, in the power conversion device 101, the method I and the method II are independently used. The booster MC can be controlled even when there is no load. Further, the power conversion device 101 can control the boost type MC even when a load is connected. That is, the power conversion device 101 can control the boost type MC regardless of the load state.

ところで、非特許文献４に記載の構成では、出力電圧の最大値が電源電圧に制限され、入力電圧の利用範囲が狭くなる。このため、電源である発電機の出力が小さい場合に所望の変換電圧が得られない等の問題がある。 By the way, in the configuration described in Non-Patent Document 4, the maximum value of the output voltage is limited to the power supply voltage, and the use range of the input voltage is narrowed. For this reason, there is a problem that a desired conversion voltage cannot be obtained when the output of the power generator is small.

また、マトリックスコンバータを備えた電力変換装置は、たとえば、発電機と直接接続することで定電圧定周波数電源として使用される。この場合、様々な負荷状態、および無負荷において、出力電圧を常に確立しておく必要がある。 Moreover, the power converter device provided with the matrix converter is used as a constant voltage constant frequency power supply by directly connecting with a generator, for example. In this case, it is necessary to always establish an output voltage under various load conditions and no load.

ここで、昇圧形ＭＣの制御方法として、非特許文献３に記載の降圧型ＭＣの制御式において入出力を入れ替えた式を用いる方法、すなわち図８を用いて説明した方法が考えられる。しかしながら、このような方法では、前述のように無負荷時において出力電圧の確立が不可能になってしまう。 Here, as a method for controlling the step-up MC, a method using an expression in which the input and output are switched in the control expression of the step-down MC described in Non-Patent Document 3, that is, the method described with reference to FIG. However, such a method makes it impossible to establish an output voltage when there is no load as described above.

これに対して、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力交流電力の力率すなわち入力力率ｃｏｓψ₀がマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電力の力率すなわち負荷力率ｃｏｓψ_Lに応じて変化するように、入力交流電力の周波数すなわち入力角周波数ω_S、および出力交流電力の周波数すなわち出力角周波数ω_Lに基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。 In contrast, in the power conversion device according to the embodiment of the present invention, control unit 4 supplies power factor of input AC power, that is, input power factor cos ψ _0, from matrix converter 1 to loads LDu, LDv, and LDw. to vary according to the load AC power of the power factor or load power factor cos _L, frequency or input angular frequency omega _S of the input AC power, and output the AC power frequency or matrix converter based on the output angular frequency omega _L 1 To control.

このような構成により、負荷力率を入力力率に反映させることができるため、無負荷時および入力力率がゼロとなる状態でも、マトリックスコンバータ１を適切に制御し、出力電流および出力電圧を制御することができる。すなわち、無負荷時でも出力電圧の確立が可能であり、無負荷時および負荷接続時の両方において、負荷状態に関係なく昇圧形ＭＣの制御が可能である。これにより、安定した電力変換動作を実現することができる。 With such a configuration, the load power factor can be reflected in the input power factor, so that the matrix converter 1 is appropriately controlled even when there is no load and the input power factor is zero, and the output current and output voltage are controlled. Can be controlled. That is, the output voltage can be established even when there is no load, and the boost type MC can be controlled regardless of the load state both when there is no load and when the load is connected. Thereby, a stable power conversion operation can be realized.

そして、マトリックスコンバータを適切に制御することができるため、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を実現することができる。すなわち、入力電圧の利用範囲を拡大し、電源である発電機の出力が小さい場合でも所望の変換電圧を得ることができる。 Since the matrix converter can be controlled appropriately, the input AC power received from each of the multiple-phase power supplies is converted into the output power of the plurality of phases and output to the load, and the input received from the multiple-phase power supply A power converter capable of boosting an alternating voltage and outputting it to a load can be realized. That is, the use range of the input voltage can be expanded, and a desired conversion voltage can be obtained even when the output of the power generator is small.

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力角周波数ω_Sおよび出力角周波数ω_Lの和に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。 In the power conversion device according to the embodiment of the present invention, control unit 4 controls matrix converter 1 based on the sum of input angular frequency ω _S and output angular frequency ω _L.

このように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数の和を用いる構成により、マトリックスコンバータ１の制御関数を生成するための周波数変換演算を適切に行なうことができる。 Thus, with the configuration using the sum of the frequency of the input AC power and the frequency of the output AC power, the frequency conversion calculation for generating the control function of the matrix converter 1 can be appropriately performed.

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力角周波数ω_Sおよび出力角周波数ω_Lの差に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。 In the power conversion device according to the embodiment of the present invention, control unit 4 controls matrix converter 1 based on the difference between input angular frequency ω _S and output angular frequency ω _L.

このように、入力交流電力の周波数および出力交流電力の周波数の差を用いる構成により、マトリックスコンバータ１の制御関数を生成するための周波数変換演算を適切に行なうことができる。 As described above, with the configuration using the difference between the frequency of the input AC power and the frequency of the output AC power, the frequency conversion calculation for generating the control function of the matrix converter 1 can be appropriately performed.

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、入力角周波数ω_Sおよび出力角周波数ω_Lの和に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する動作、および入力角周波数ω_Sおよび出力角周波数ω_Lの差に基づいてマトリックスコンバータ１を制御する動作を選択可能である。 In the power conversion device according to the embodiment of the present invention, the control unit 4 controls the matrix converter 1 based on the sum of the input angular frequency ω _S and the output angular frequency ω _L , and the input angular frequency ω _S. The operation for controlling the matrix converter 1 can be selected based on the difference between the output angular frequency ω _L and the output angular frequency ω _L.

このように、たとえばユーザの設定に応じて２つの周波数変換方式を選択可能とする構成により、負荷の種類および動作状態に応じて適切な演算を行なうことができる。 As described above, for example, with a configuration in which two frequency conversion methods can be selected according to the user's setting, an appropriate calculation can be performed according to the type of load and the operating state.

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉ_a，ｉ_b，ｉ_cが負荷交流電力の力率すなわち負荷力率ｃｏｓψ_Lに応じて変化するように、入力角周波数ω_Sおよび出力角周波数ω_Lに基づいてマトリックスコンバータ１を制御する。 Further, in the power conversion apparatus according to an embodiment of the present invention, the control unit 4, the power of the input alternating current i _a, i _b, i _c the load AC power received matrix converter 1 AC power Pa, Pb, from Pc rate i.e. to vary according to the load power factor cos _L, and controls the matrix converter 1 based on the input angular frequency omega _S, and outputs angular frequency omega _L.

このように、入力交流電流ｉ_a，ｉ_b，ｉ_cを負荷交流電力の力率に追随させる構成により、昇圧形ＭＣの制御を適切に行なうことができる。 As described above, the boost type MC can be appropriately controlled by the configuration in which the input AC currents i _a , i _b , and _ic follow the power factor of the load AC power.

また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部４は、マトリックスコンバータ１が交流電源Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃから受ける入力交流電流ｉ_a，ｉ_b，ｉ_cの実効値が負荷交流電力に追随するように、かつマトリックスコンバータ１から負荷ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗに供給される負荷交流電圧ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wの実効値が一定となるようにマトリックスコンバータ１を制御する。 Further, in the power conversion apparatus according to an embodiment of the present invention, the control unit 4, the input AC current i _a receiving matrix converter 1 AC power Pa, Pb, from Pc, i _b, the effective value of the load exchange i _c The matrix converter 1 is controlled such that the effective values of the load AC voltages v _u , v _v and v _w supplied from the matrix converter 1 to the loads LDu, LDv and LDw are constant so as to follow the power.

このような構成により、入力側が電流源となり、出力側が電圧源となる昇圧型ＭＣを適切に制御することができる。 With such a configuration, it is possible to appropriately control the boost type MC in which the input side becomes a current source and the output side becomes a voltage source.

なお、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、測定部３を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。測定部３は、電力変換装置１０１の外部に設けられる構成であってもよい。 In addition, although the power converter device which concerns on embodiment of this invention was set as the structure provided with the measurement part 3, it is not limited to this. The measurement unit 3 may be configured to be provided outside the power conversion device 101.

上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The above embodiment should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

１マトリックスコンバータ
２出力フィルタ
３測定部
４制御部
１１減算部
１２ＰＩ演算部
１３ＰＷＭパターン生成部
１４，１６３相／ｄｑ変換部
１５，１７振幅演算部
１０１電力変換装置
２０１電源システム
Ｐａ，Ｐｂ，Ｐｃ交流電源
ＬＤｕ，ＬＤｖ，ＬＤｗ負荷
Ｅａ，Ｅｂ，Ｅｃ交流電圧源
Ｌａ，Ｌｂ，Ｌｃインダクタ
Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗキャパシタ
Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗインダクタ
Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗ抵抗
Ｓａ１，Ｓａ２，Ｓａ３，Ｓｂ１，Ｓｂ２，Ｓｂ３，Ｓｃ１，Ｓｃ２，Ｓｃ３双方向スイッチ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Matrix converter 2 Output filter 3 Measuring part 4 Control part 11 Subtraction part 12 PI calculating part 13 PWM pattern production | generation part 14,16 3 phase / dq conversion part 15,17 Amplitude calculating part 101 Power converter 201 Power supply system Pa, Pb, Pc AC power supply LDu, LDv, LDw Load Ea, Eb, Ec AC voltage source La, Lb, Lc Inductor Cu, Cv, Cw Capacitor Lu, Lv, Lw Inductor Ru, Rv, Rw Resistance Sa1, Sa2, Sa3, Sb1, Sb2 , Sb3, Sc1, Sc2, Sc3 bidirectional switch

Claims

A power converter,
A matrix capable of converting input AC power received from a plurality of phases of power into multi-phase output AC power and outputting the same to a load, and boosting the input AC voltage received from the plurality of phases of power to output to the load A converter,
Only the sum of the frequency of the input AC power and the frequency of the output AC power is used so that the power factor of the input AC power changes according to the power factor of the load AC power supplied from the matrix converter to the load . and a control unit for controlling the switch definitive in the matrix converter based on a control function had, the power conversion device.

A power converter,
A matrix capable of converting input AC power received from a plurality of phases of power into multi-phase output AC power and outputting the same to a load, and boosting the input AC voltage received from the plurality of phases of power to output to the load A converter,
Only the difference between the frequency of the input AC power and the frequency of the output AC power is used so that the power factor of the input AC power changes according to the power factor of the load AC power supplied from the matrix converter to the load . and a control unit for controlling the switch definitive in the matrix converter based on a control function had, the power conversion device.

The control unit, the input AC power operation for controlling the switch definitive in the matrix converter based on only the control function used sum frequency of the frequency and the output AC power, and the input AC power frequency and the output it is possible to select the operation of controlling the switch definitive in the matrix converter based on a control function using only the difference of the frequency of the AC power, the power converter according to claim 1 or claim 2.

The control unit controls the switch definitive before Symbol matrix converter so that the input AC current wherein the matrix converter receives from the power supply of the plurality of phases is changed according to the power factor of the load AC power, according claim 1 Item 4. The power conversion device according to any one of Items 3 above.