JP5876807B2 - Low dropout voltage regulator circuit - Google Patents
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本発明は、低ドロップアウト電圧レギュレータ回路に関し、より詳細には、出力負荷の変動に対して安定である低ドロップアウト電圧レギュレータ回路に関する。 The present invention relates to a low dropout voltage regulator circuit, and more particularly to a low dropout voltage regulator circuit that is stable against output load variations.
近年、多くのシステムを1つのチップ内に収めたシステムオンチップ(SoC;System on a Chip)の需要が高まっている。これをより推進するためには、精度や電力効率、応答性、シリコンの面積、外付け部品の有無などの項目における高い特性を持った定電圧出力回路、特に、低ドロップアウト電圧レギュレータ(Low DropOut Regulator;LDO)回路の開発が不可欠である。 In recent years, there has been an increasing demand for a system on a chip (SoC) in which many systems are housed in one chip. In order to further promote this, a constant voltage output circuit having high characteristics in items such as accuracy, power efficiency, responsiveness, silicon area, presence / absence of external parts, particularly a low dropout voltage regulator (Low DropOut) Regulator (LDO) circuit development is essential.
典型的なLDO回路では、出力電流の増減におけるシステムの安定性を確保するために、LDO回路の出力に外付けで非常に大きなコンデンサをグランドに対して接続する必要がある。このようなLDO回路では、精度とシステムの安定性とはトレードオフの関係にあり、高い精度を取ろうとすると、システムの安定性を悪化させてしまう問題がある。
そこで、このような問題を解決するために、外付けのコンデンサを必要としないLDO回路が開発されている(例えば、特許文献1参照)。
In a typical LDO circuit, it is necessary to connect a very large capacitor externally to the output of the LDO circuit to the ground in order to ensure the stability of the system when the output current increases or decreases. In such an LDO circuit, the accuracy and the stability of the system are in a trade-off relationship, and there is a problem that the stability of the system is deteriorated if high accuracy is taken.
Therefore, in order to solve such a problem, an LDO circuit that does not require an external capacitor has been developed (for example, see Patent Document 1).
図1は、特許文献1に記載されている低ドロップアウト電圧レギュレータ回路の構成図である。この低ドロップアウト電圧レギュレータ(LDO)回路は、正極入力に基準電圧Vrefが入力された演算増幅器A1と、この演算増幅器A1の出力をゲート端子に受け、ソース端子が電源に接続され、ドレイン端子の電圧Vaが演算増幅器A1の負極入力に接続されたPMOSM1と、このPMOSM1のドレイン端子の電圧Vaがソース端子に接続され、ドレイン端子の電圧Vconに定電流源Ib0が接続され、ドレイン端子とゲート端子がダイオード接続されたPMOSMoffと、このPMOSMoffのゲート端子の電圧Vconをゲート端子に受け、ドレイン端子の電圧Vdに定電流源Ib1が接続され、ソース端子の電圧VoutがLDO回路の出力となるPMOSMconと、ソース端子が電源に接続され、ドレイン端子がLDO回路の出力Voutに接続され、ゲート端子に直流バイアス回路DBによってVd電圧を直流バイアスした電圧Vc電圧が接続されたPMOSMpassとから成っている。
ここで、PMOSMoffのサイズ比をW0/L0、電流源Ib0の電流をIb0、PMOSMconのサイズ比をW1/L1、電流源Ib1の電流をIb1とすると、これらのサイズや電流量は、以下の関係式が成り立つように決定する。
FIG. 1 is a configuration diagram of a low dropout voltage regulator circuit described in Patent Document 1. In FIG. The low dropout voltage regulator (LDO) circuit includes an operational amplifier A1 having a positive input and a reference voltage Vref, an output of the operational amplifier A1 received at a gate terminal, a source terminal connected to a power supply, and a drain terminal The voltage Va is connected to the negative input of the operational amplifier A1, the voltage M at the drain terminal of the PMOS M1 is connected to the source terminal, the constant current source Ib0 is connected to the voltage Vcon at the drain terminal, the drain terminal and the gate terminal Is connected to the gate terminal of the PMOS Moff, and the constant voltage source Ib1 is connected to the drain terminal voltage Vd and the source terminal voltage Vout is the output of the LDO circuit. The source terminal is connected to the power supply, the drain terminal Is connected to the output Vout of the LDO circuit, the voltage Vc voltage of Vd voltage was DC biased by a DC bias circuit DB to the gate terminal is made of the connected PMOSMpass.
Here, assuming that the size ratio of the PMOS Moff is W0 / L0, the current of the current source Ib0 is Ib0, the size ratio of the PMOSMcon is W1 / L1, and the current of the current source Ib1 is Ib1, these sizes and current amounts have the following relationship: Decide so that the equation holds.
続いて、LDO回路の動作について説明する。
演算増幅器A1は、正極入力に基準電圧Vrefが入力され、PMOSM1のドレイン端子の電圧Vaが負極入力に入力されているため、ノードVaが基準電圧Vrefとなるように帰還が掛かる。PMOSMoffはダイオード接続されているため、ゲート端子の電圧Vconは、チャネル長変調効果を無視すれば、以下の式で表される。
Next, the operation of the LDO circuit will be described.
The operational amplifier A1 is fed back so that the node Va becomes the reference voltage Vref because the reference voltage Vref is input to the positive input and the voltage Va of the drain terminal of the PMOS M1 is input to the negative input. Since PMOSMoff is diode-connected, the voltage Vcon at the gate terminal is expressed by the following equation if the channel length modulation effect is ignored.
ここで、μはPMOSの移動度、Coxは単位ゲート容量、VthはPMOSの閾値電圧を示している。
PMOSMconのソース端子の電圧Voutは、チャネル長変調効果を無視すれば、Vconを用いて以下の式で表される。
Here, μ represents the mobility of the PMOS, Cox represents the unit gate capacitance, and Vth represents the threshold voltage of the PMOS.
The voltage Vout at the source terminal of the PMOS Mcon is expressed by the following equation using Vcon if the channel length modulation effect is ignored.
また、例えば、特許文献2に記載の低ドロップアウト電圧レギュレータは、蓄電池用途に対して、例えば、セルラホーン等内で使用され、負荷に接続された従来の低ドロップアウトレギュレータ(LDO)は、演算増幅器とPMOSトランジスタと抵抗と参照電圧源とを備えている。
また、例えば、特許文献3に記載の低ドロップアウト電圧レギュレータは、入力端子で入力電圧を受信し、出力端子から安定化された出力電圧を供給し、安定化回路と増幅器とを備えている。安定化回路は、入力端子から入力電圧信号を受信する入力端子と、出力端子から安定化された出力電圧レベルを供給する出力端子と、増幅器の出力から制御信号を受け取る制御端子とを有している。増幅器は、その反転入力が入力経路に接続されていて、基準電圧信号を受信する。基準電圧信号は、電圧基準源から供給されている。
Further, for example, the low dropout voltage regulator described in
Further, for example, the low dropout voltage regulator described in
しかしながら、図1に示されている従来のLDO回路は、PMOSMconのドレイン端子の電圧は、PMOSMpassと直流バイアス回路DBによって決定し、PMOSMoffのドレイン端子の電圧とは異なる電圧となる。そのため、チャネル長変調効果により、Voutの電圧は、基準電圧Vrefからずれてしまうという問題がある。
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、出力負荷の変動に対して安定である低ドロップアウト電圧レギュレータ回路を提供することにある。
However, in the conventional LDO circuit shown in FIG. 1, the voltage at the drain terminal of the PMOS Mcon is determined by the PMOS Mpass and the DC bias circuit DB, and is different from the voltage at the drain terminal of the PMOS Moff. Therefore, there is a problem that the voltage of Vout is deviated from the reference voltage Vref due to the channel length modulation effect.
The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a low dropout voltage regulator circuit that is stable against fluctuations in output load.
本発明は、このような目的を達成するためになされたもので、請求項1に記載の発明は、基準電圧に相当する出力電圧を出力端子から出力する低ドロップアウト電圧レギュレータ回路であって、ドレイン端子(D1)に第1の直流電流源(Ib0)が接続され、ソース端子(S1)に前記基準電圧(Vref)が印加され、ゲート端子(G1)がダイオード接続された第1のトランジスタ(Moff)と、ゲート端子(G2)に前記第1のトランジスタ(Moff)のゲート端子(G1)が接続され、ドレイン端子(D2)に第2の直流電流源(Ib1)が接続され、ソース端子(S2)に前記出力端子が接続された第2のトランジスタ(Mcon)と、前記第1及び第2のトランジスタ(Moff,Mcon)のゲート端子(G1,G2)の電圧(Vcon)と、前記第2のトランジスタ(Mcon)のドレイン端子(D2)の電圧(Vd)を入力とし、前記第1及び第2のトランジスタ(Moff,Mcon)のゲート端子(G1,G2)の電圧(Vcon)から、前記第2のトランジスタ(Mcon)のドレイン端子(D2)の電圧(Vd)を減算した電圧を増幅した電圧(Vc)を出力する第2の演算増幅回路(A2)と、ゲート端子(G3)が前記第2の演算増幅器(A2)の出力に接続され、ドレイン端子(D3)が前記出力端子及び前記第2のトランジスタの前記ソース端子に接続された第3のトランジスタ(Mpass)と、を備え、前記第1のトランジスタと、前記第2のトランジスタの、各々のチャネル幅とチャネル長比L0/W0、L1/W1と、各々のトランジスタに接続される直流電流源の電流量Ib0、Ib1が、
本発明によれば、出力負荷の変動に対して安定である低ドロップアウト電圧レギュレータ回路が実現でき、従来の低ドロップアウトレギュレータ回路よりも、精度よく基準電圧を出力することが可能となる。 According to the present invention, a low dropout voltage regulator circuit that is stable against fluctuations in output load can be realized, and a reference voltage can be output with higher accuracy than a conventional low dropout regulator circuit.
以下、図面を参照して本発明の各実施例について説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
図2は、本発明に係る低ドロップアウト電圧レギュレータ回路の実施例1を説明するための回路構成図である。本実施例1の低ドロップアウト電圧レギュレータ(LDO)回路は、正極入力に基準電圧Vrefが入力された第1の演算増幅器A1と、この第1の演算増幅器A1の出力をゲート端子Gに受け、ソース端子Sが電源に接続され、ドレイン端子Dの電圧Vaが第1の演算増幅器A1の負極入力に接続されたPMOSM1とを備えている低ドロップアウト電圧レギュレータ回路である。 FIG. 2 is a circuit configuration diagram for explaining the first embodiment of the low dropout voltage regulator circuit according to the present invention. The low dropout voltage regulator (LDO) circuit according to the first embodiment receives a first operational amplifier A1 in which a reference voltage Vref is input to a positive input, and an output of the first operational amplifier A1 at a gate terminal G. The low dropout voltage regulator circuit includes a PMOS M1 having a source terminal S connected to a power source and a voltage Va at the drain terminal D connected to the negative input of the first operational amplifier A1.
ドレイン端子D1に第1の直流電流源Ib0が接続され、ソース端子S1に基準電圧Vrefが印加され、ゲート端子G1がダイオード接続された第1のトランジスタPMOSMoffと、ゲート端子G2に第1のトランジスタPMOSMoffのゲート端子G1が接続され、ドレイン端子D2に第2の直流電流源Ib1が接続され、ソース端子S2に出力端子が接続された第2のトランジスタPMOSMconと、第1及び第2のトランジスタPMOSMoff,PMOSMconのゲート端子G1,G2の電圧Vconと、第2のトランジスタPMOSMconのドレイン端子D2の電圧Vdを入力とし、第1及び第2のトランジスタPMOSMoff,PMOSMconのゲート端子G1,G2の電圧Vconから、第2のトランジスタPMOSMconのドレイン端子D2の電圧Vdを減算した電圧を増幅した電圧Vcを出力する第2の演算増幅回路A2と、ゲート端子G3が第2の演算増幅器A2の出力に接続され、ドレイン端子D3が出力端子に接続された第3のトランジスタPMOSMpassとを備えている。 A first transistor PMOSMoff having a first DC current source Ib0 connected to the drain terminal D1, a reference voltage Vref applied to the source terminal S1, a diode-connected gate terminal G1, and a first transistor PMOSMoff connected to the gate terminal G2. A second transistor PMOSMcon having a gate terminal G1 connected thereto, a drain terminal D2 connected to a second DC current source Ib1, and a source terminal S2 connected to an output terminal, and first and second transistors PMOSMoff, PMOSMcon. The voltage Vcon of the gate terminals G1 and G2 of the second transistor and the voltage Vd of the drain terminal D2 of the second transistor PMOSMcon are input, and the second voltage Vcon from the gate terminals G1 and G2 of the first and second transistors PMOSMoff and PMOSMcon The transitions The second operational amplifier circuit A2 that outputs a voltage Vc obtained by amplifying a voltage obtained by subtracting the voltage Vd of the drain terminal D2 of the PMOS Mcon, the gate terminal G3 is connected to the output of the second operational amplifier A2, and the drain terminal D3 is output. A third transistor PMOSMpass connected to the terminal is provided.
ここで、第1のトランジスタPMOSMoffのサイズ比をW0/L0、電流源Ib0の電流をIb0、第2のトランジスタPMOSMconのサイズ比をW1/L1、電流源Ib1の電流をIb1とすると、これらのサイズや電流量は、以下の関係式が成り立つように決定する。 Here, the size ratio of the first transistor PMOSMoff is W0 / L0, the current of the current source Ib0 is Ib0, the size ratio of the second transistor PMOSMcon is W1 / L1, and the current of the current source Ib1 is Ib1. And the amount of current are determined so that the following relational expression is satisfied.
続いて、本実施例1のLDO回路の動作について説明する。
演算増幅器A1は、正極入力に基準電圧Vrefが入力され、PMOSM1のドレイン電圧Vaが負極入力に入力されているため、ノードVaがVrefとなるように帰還が掛かる。PMOSMoffはダイオード接続されているため、ゲート電圧Vconは、以下の関係式で表される。
Subsequently, the operation of the LDO circuit of the first embodiment will be described.
The operational amplifier A1 is fed back so that the node Va becomes Vref because the reference voltage Vref is input to the positive input and the drain voltage Va of the PMOS M1 is input to the negative input. Since PMOSMoff is diode-connected, the gate voltage Vcon is expressed by the following relational expression.
ここで、μはPMOSの移動度、Coxは単位ゲート容量、VthはPMOSの閾値電圧、λはチャネル長変調係数を示している。
PMOSMconのソース電圧Voutは、Vconを用いて以下の関係式で表される。
Here, μ is the PMOS mobility, Cox is the unit gate capacitance, Vth is the PMOS threshold voltage, and λ is the channel length modulation coefficient.
The source voltage Vout of the PMOS Mcon is expressed by the following relational expression using Vcon.
ここで、演算増幅器A2は、PMOSMpassのゲート電圧を制御し、VdがVconと等しくなるように帰還が働くため、Vd=Vconとなる。
よって、上式にVd=Vconを代入すれば、
Here, the operational amplifier A2 controls the gate voltage of the PMOS Mpass, and the feedback works so that Vd becomes equal to Vcon, so Vd = Vcon.
Therefore, if Vd = Vcon is substituted into the above equation,
よって、チャネル長変調効果を考慮しても、Voは正確に基準電圧Vrefを出力し、より高精度なLDO回路を実現できる。 Therefore, even if the channel length modulation effect is taken into account, Vo can accurately output the reference voltage Vref, and a more accurate LDO circuit can be realized.
図3は、本発明に係る低ドロップアウト電圧レギュレータ回路の実施例2を説明するための回路構成図である。上述した実施例1では、トランジスタM1、Moff、Mcon、Mpassを、PMOSを用いて実現した場合について説明したが、NMOSを用いて図3のように構成してもよい。このような場合にも、PMOSを用いた場合と同様な効果を奏することは明らかである。 FIG. 3 is a circuit configuration diagram for explaining Example 2 of the low dropout voltage regulator circuit according to the present invention. In the first embodiment described above, the case where the transistors M1, Moff, Mcon, and Mpass are realized using PMOS has been described. However, NMOS may be used as shown in FIG. Even in such a case, it is clear that the same effect as the case of using PMOS is obtained.
A1,A2 演算増幅器
DB 直流バイアス回路
Moff 第1のトランジスタ
Mcon 第2のトランジスタ
Mpass 第3のトランジスタ
A1, A2 operational amplifier DB DC bias circuit Moff first transistor Mcon second transistor Mpass third transistor
Claims (1)
ドレイン端子に第1の直流電流源が接続され、ソース端子に前記基準電圧が印加され、ゲート端子がダイオード接続された第1のトランジスタと、
ゲート端子に前記第1のトランジスタのゲート端子が接続され、ドレイン端子に第2の直流電流源が接続され、ソース端子に前記出力端子が接続された第2のトランジスタと、
前記第1及び第2のトランジスタのゲート端子の電圧と、前記第2のトランジスタのドレイン端子の電圧を入力とし、前記第1及び第2のトランジスタのゲート端子の電圧から、前記第2のトランジスタのドレイン端子の電圧を減算した電圧を増幅した電圧を出力する第2の演算増幅回路と、
ゲート端子が前記第2の演算増幅器の出力に接続され、ドレイン端子が前記出力端子及び前記第2のトランジスタの前記ソース端子に接続された第3のトランジスタと、を備え、
前記第1のトランジスタと、前記第2のトランジスタの、各々のチャネル幅とチャネル長比L0/W0、L1/W1と、各々のトランジスタに接続される直流電流源の電流量Ib0、Ib1が、
A first transistor having a drain terminal connected to a first DC current source, a source terminal applied with the reference voltage, and a gate terminal diode-connected;
A second transistor having a gate terminal connected to the gate terminal of the first transistor, a drain terminal connected to a second DC current source, and a source terminal connected to the output terminal;
The voltages of the gate terminals of the first and second transistors and the voltage of the drain terminal of the second transistor are input, and the voltages of the gate terminals of the first and second transistors are used as input. A second operational amplifier circuit for outputting a voltage obtained by amplifying the voltage obtained by subtracting the voltage at the drain terminal;
It provided connected to the output of the gate terminal and the second operational amplifier, a third transistor having a drain terminal connected to the source terminal of the output terminal and the second transistor, and
Channel width and channel length ratios L0 / W0 and L1 / W1 of the first transistor and the second transistor, and current amounts Ib0 and Ib1 of a direct current source connected to each transistor are as follows:
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