JP5808477B2 - Receiving method and receiving apparatus - Google Patents

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Description

本発明は、受信方法及び受信装置に関する。   The present invention relates to a receiving method and a receiving apparatus.

ディジタル携帯電話及び地上ディジタル放送の高機能化、並びに、ポータブルデバイスによる大容量ワイヤレス通信の普及等に伴い、マルチメディア無線通信システムで取り扱う情報信号は、増加の一途をたどっている。このような無線通信システムでは、伝送容量の増加、受信ＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）の向上、及び、受信感度の向上等の通信品質向上に関する技術導入が必須となっている。   With the advancement of functions of digital mobile phones and terrestrial digital broadcasting, and the spread of large-capacity wireless communication using portable devices, information signals handled in multimedia wireless communication systems are steadily increasing. In such a wireless communication system, it is indispensable to introduce technologies relating to communication quality improvement such as an increase in transmission capacity, an improvement in reception SNR (Signal-to-Noise power Ratio), and an improvement in reception sensitivity.

特に、複数のアンテナを用いて信号を送信するＭＩＳＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｓｉｎｇｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）及びＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ）の考え方を適用した無線通信システムは、送信側でプリコーディングを行い、受信側で所定の信号処理を行うことでダイバーシチ利得を簡易に獲得できる特長があるため、近年様々な通信規格で採用されている。   In particular, a wireless communication system to which the concept of MISO (Multiple Input Single Output) and MIMO (Multiple Input Multiple Output), which transmit signals using a plurality of antennas, performs precoding on the transmission side, and performs predetermined coding on the reception side. Since diversity gain can be easily obtained by performing signal processing, it has been adopted in various communication standards in recent years.

例えば、欧州の地上ディジタル放送規格であるＤＶＢ−Ｔ２（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｉｄｅｏ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｆｏｒ Ｓｅｃｏｎｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）、無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）規格であるＩＥＥＥ８０２．１１ｎ、ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）の規格等で、ＭＩＳＯ及びＭＩＭＯを適用した通信が規定されている。   For example, the European terrestrial digital broadcasting standard DVB-T2 (Digital Video Broadcasting for Second Generation Terrestrial), wireless LAN (Local Area Network) standard IEEE 802.11n, LTE (Lolv, etc.) Communication to which MIMO is applied is defined.

ＭＩＳＯ又はＭＩＭＯを適用した通信システムでは、一般に、送信側のプリコーディング方法として、信号の直交性を利用した時空間ブロック符号（ＳＴＢＣ：Ｓｐａｃｅ Ｔｉｍｅ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｉｎｇ）又は空間周波数ブロック符号（ＳＦＢＣ：Ｓｐａｃｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｂｌｏｃｋ Ｃｏｄｉｎｇ）がよく用いられる。これらのプリコーディング方法は、位相反転及び複素共役演算を用いて複数の情報信号をブロック単位で符号化するものであり、送信側において伝送路の状態が未知であっても送信ダイバーシチ効果が得られる特長がある。より具体的な説明は、例えば非特許文献１に記されている。   In a communication system to which MISO or MIMO is applied, a space-time block code (STBC) or a space frequency block code (SFBC) using a signal orthogonality is generally used as a transmission side precoding method. Coding) is often used. These precoding methods encode a plurality of information signals in units of blocks using phase inversion and complex conjugate operations, and a transmission diversity effect can be obtained even if the state of the transmission path is unknown on the transmission side. There are features. More specific explanation is given in Non-Patent Document 1, for example.

ここで、ＭＩＳＯ又はＭＩＭＯを適用した通信システムでは、複数のアンテナを用いて送信された信号を合成する受信ダイバーシチにより、信号強度を高めている。しかしながら、合成される信号に、位相が逆転している信号が含まれていると、信号強度を高めることができない。このため、特許文献１には、複数の受信アンテナで受信された信号に対し、所定の時間だけ遅延させる１つ以上の遅延回路からの出力信号を合成してタイミング検出を行う方法が開示されている。この方法では、信号合成時の位相を同相とすることで合成後の受信利得を向上することができる。   Here, in a communication system to which MISO or MIMO is applied, the signal strength is increased by reception diversity that combines signals transmitted using a plurality of antennas. However, if the synthesized signal includes a signal whose phase is reversed, the signal strength cannot be increased. For this reason, Patent Document 1 discloses a method of performing timing detection by synthesizing output signals from one or more delay circuits that are delayed by a predetermined time with respect to signals received by a plurality of receiving antennas. Yes. In this method, the reception gain after synthesis can be improved by setting the phase at the time of signal synthesis to the same phase.

特開２００６−３５２５７６号公報（段落００１０、図１）JP 2006-352576 A (paragraph 0010, FIG. 1)

大鐘武雄、小川恭孝著「わかりやすいＭＩＭＯシステム技術」オーム社、平成２１年６月２５日、ｐｐ．８７−９４Takeo Ohgane, Atsutaka Ogawa, “Easy-to-Understand MIMO System Technology”, Ohmsha, June 25, 2009, pp. 87-94

しかしながら、特許文献１に開示されている方法を用いると、受信信号の振幅や位相が時々刻々と変化する伝送路環境及び恒常的に受信電力の小さい弱電界環境において、受信信号と雑音の電力が拮抗する場合に位相合成動作の確度が劣化する可能性が高くなり、かつ、正確なタイミング検出が行えなくなる可能性が高くなる。このため、特許文献１に開示されている方法では、信号合成時に十分な利得が得られなくなるおそれがある。また、先述した特許文献１に開示されている方法は、サブキャリア毎の伝送路歪み成分が異なる場合であっても、受信信号全てを用いて信号合成を行うため、信号合成時に十分な利得が得られなくなるおそれがある。   However, when the method disclosed in Patent Document 1 is used, the power of the received signal and noise is reduced in a transmission path environment where the amplitude and phase of the received signal change every moment and in a weak electric field environment where the received power is constantly small. In the case of antagonism, there is a high possibility that the accuracy of the phase synthesis operation will deteriorate, and there is a high possibility that accurate timing detection cannot be performed. For this reason, the method disclosed in Patent Document 1 may not be able to obtain a sufficient gain during signal synthesis. In addition, the method disclosed in Patent Document 1 described above performs signal synthesis using all received signals even when transmission path distortion components are different for each subcarrier, so that there is sufficient gain at the time of signal synthesis. There is a risk that it will not be obtained.

そこで、本発明は、受信信号の振幅及び位相が時々刻々と変化する伝送路環境、及び、受信信号と雑音の電力が拮抗する劣悪な伝送路環境であっても、ダイバーシチで、複数の送信アンテナから送信された信号を用いて十分な利得を得ることができるようにすることを目的とする。   Therefore, the present invention provides a plurality of transmission antennas with diversity even in a transmission path environment in which the amplitude and phase of the reception signal change from moment to moment and a poor transmission path environment in which the power of the reception signal and noise antagonize. An object of the present invention is to make it possible to obtain a sufficient gain by using a signal transmitted from.

本発明の一態様に係る受信方法は、複数の送信アンテナから送信された信号を受信する受信過程と、前記受信過程で受信された信号から、データ信号及び既知信号を分離する信号処理過程と、前記既知信号から、前記複数の送信アンテナの各々との間の伝送路特性をそれぞれ示す複数の伝送路素信号を含む伝送路信号、及び、前記複数の送信アンテナの各々との間の伝送路特性をそれぞれ示す複数の伝送路監視素信号を含む伝送路監視信号を検出する検出過程と、前記伝送路信号を用いて、前記データ信号を復号して、復号信号を生成する符号合成過程と、前記伝送路監視素信号の組み合わせの内、類似度が高い伝送路監視素信号の組み合わせを特定し、当該特定された組み合わせを用いて、当該特定された組み合わせに対応するデータ信号を復号して、補助信号を生成する補助信号生成過程と、前記復号信号及び前記補助信号を用いてダイバーシチ合成を行う合成過程と、を有することを特徴とする。   A reception method according to an aspect of the present invention includes a reception process of receiving signals transmitted from a plurality of transmission antennas, a signal processing process of separating a data signal and a known signal from the signals received in the reception process, A transmission path signal including a plurality of transmission path element signals each indicating transmission path characteristics between each of the plurality of transmission antennas from the known signal, and a transmission path characteristic between each of the plurality of transmission antennas. A detection process for detecting a transmission line monitoring signal including a plurality of transmission line monitoring elementary signals respectively, a code combining process for decoding the data signal using the transmission line signal and generating a decoded signal, Among the combinations of transmission path monitoring element signals, a combination of transmission path monitoring element signals having a high degree of similarity is identified, and the data signal corresponding to the identified combination is identified using the identified combination. Decoding to an auxiliary signal generation step of generating an auxiliary signal, characterized by having a a synthetic process of performing diversity combining using the decoded signal and the auxiliary signal.

本発明の一態様によれば、受信信号の振幅及び位相が時々刻々と変化する伝送路環境、及び、受信信号と雑音の電力が拮抗する劣悪な伝送路環境であっても、ダイバーシチで、複数の送信アンテナから送信された信号を用いて十分な利得を得ることができる。   According to one aspect of the present invention, even in a transmission path environment in which the amplitude and phase of the received signal change from moment to moment and a poor transmission path environment in which the power of the received signal and noise antagonize, diversity A sufficient gain can be obtained using signals transmitted from the transmitting antennas.

実施の形態１及び２に係る受信装置を含む通信システムの構成を示す概略図である。1 is a schematic diagram showing a configuration of a communication system including a receiving apparatus according to Embodiments 1 and 2. FIG. 実施の形態１における既知信号の送信方法を示す概略図である。3 is a schematic diagram illustrating a known signal transmission method according to Embodiment 1. FIG. 実施の形態１に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。2 is a block diagram schematically showing a configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 1. FIG. 実施の形態１における検出部の構成を概略的に示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram schematically showing a configuration of a detection unit in the first embodiment. 実施の形態１における歪み信号を説明するための概略図である。6 is a schematic diagram for explaining a distortion signal in the first embodiment. FIG. 実施の形態１におけるシンボル内挿信号を説明するための概略図である。FIG. 3 is a schematic diagram for explaining a symbol interpolation signal in the first embodiment. 実施の形態１における第１信号及び第２信号を説明するための概略図である。6 is a schematic diagram for explaining a first signal and a second signal in the first embodiment. FIG. 実施の形態１における第１周波数内挿信号及び第２周波数内挿信号を説明するための概略図である。6 is a schematic diagram for explaining a first frequency interpolation signal and a second frequency interpolation signal in the first embodiment. FIG. 実施の形態１における比較部の構成を概略的に示すブロック図である。3 is a block diagram schematically showing a configuration of a comparison unit in the first embodiment. FIG. 実施の形態１に係る受信装置による効果の一例を示す概略図である。FIG. 10 is a schematic diagram illustrating an example of an effect obtained by the receiving apparatus according to the first embodiment. 実施の形態２に係る受信装置の構成を概略的に示すブロック図である。5 is a block diagram schematically showing a configuration of a receiving apparatus according to Embodiment 2. FIG. 実施の形態２における比較部の構成を概略的に示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram schematically showing a configuration of a comparison unit in the second embodiment. 実施の形態１及び２の変形例における検出部の構成を概略的に示す概略図である。FIG. 10 is a schematic diagram schematically showing a configuration of a detection unit in modified examples of the first and second embodiments. 実施の形態１及び２の変形例における第３信号及び第４信号を説明するための概略図である。It is the schematic for demonstrating the 3rd signal and 4th signal in the modification of Embodiment 1 and 2. FIG. 実施の形態１及び２の変形例における第３内挿信号及び第４内挿信号を説明するための概略図である。It is the schematic for demonstrating the 3rd interpolation signal and 4th interpolation signal in the modification of Embodiment 1 and 2. FIG. 実施の形態１の変形例である比較部の構成を概略的に示すブロック図である。6 is a block diagram schematically showing a configuration of a comparison unit that is a modification of the first embodiment. FIG.

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る受信装置１００を含む通信システム１０の構成を示す概略図である。図１に示されている通信システム１０は、ＭＩＭＯを適用したシステムである。通信システム１０は、複数の受信アンテナ１０１−１、１０１−２、・・・、１０１−ｎ（特に各々を区別する必要がないときは、受信アンテナ１０１という）を備える受信装置１００と、複数の送信アンテナ１５０−１、１５０−２（特に各々を区別する必要がないときは、送信アンテナ１５０という）とを備える。ここで、ｎは、２以上の整数である。但し、受信アンテナ１０１は、１つ以上あればよい。また、送信アンテナ１５０は、２つ以上あればよい。なお、図１に示されている通信システム１０において、受信アンテナ１０１を１つにすることで、ＭＩＳＯを適用したシステムにすることができる。なお、図１の括弧内の符号は、実施の形態２における構成を示している。Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a schematic diagram showing a configuration of a communication system 10 including a receiving device 100 according to the first embodiment. A communication system 10 shown in FIG. 1 is a system to which MIMO is applied. The communication system 10 includes a receiving apparatus 100 including a plurality of receiving antennas 101-1, 101-2,... Transmitting antennas 150-1 and 150-2 (referred to as transmitting antenna 150 when there is no need to distinguish between them). Here, n is an integer of 2 or more. However, one or more receiving antennas 101 may be provided. Further, it is sufficient that there are two or more transmission antennas 150. Note that in the communication system 10 shown in FIG. 1, a system to which MISO is applied can be obtained by using one receiving antenna 101. The reference numerals in parentheses in FIG. 1 indicate the configuration in the second embodiment.

本実施の形態は、情報信号Ｓａ及びＳｂが、ＳＦＢＣを用いて下記の（１）式から（４）式のようにプリコーディングされている場合を仮定した。但し、Ｆ１及びＦ２は互いに異なる周波数であり、Ａ＊はＡの複素共役信号である。
Ｘａ（Ｆ１）＝Ｓａ （１）
Ｘｂ（Ｆ１）＝Ｓｂ （２）
Ｘａ（Ｆ２）＝−Ｓｂ＊ （３）
Ｘｂ（Ｆ２）＝Ｓａ＊ （４）In the present embodiment, it is assumed that the information signals Sa and Sb are precoded as shown in the following equations (1) to (4) using SFBC. However, F1 and F2 are frequencies different from each other, and A * is a complex conjugate signal of A.
Xa (F1) = Sa (1)
Xb (F1) = Sb (2)
Xa (F2) = − Sb * (3)
Xb (F2) = Sa * (4)

図１において、複数の送信アンテナ１５０から送信された送信信号Ｘａ及びＸｂは、それぞれ独立な伝送路素信号Ｅ１ａ及びＥ１ｂで示される伝送路変動の影響を受けて、受信アンテナ１０１−１に到来している。言い換えると、受信アンテナ１０１−１における受信信号Ｒ１は、下記の（５）式及び（６）式のように表される。但し、符号Ｎ１は、受信装置１００で印加される熱雑音である。
Ｒ１（Ｆ１）＝Ｅ１ａ・Ｘａ（Ｆ１）＋Ｅ１ｂ・Ｘｂ（Ｆ１）＋Ｎ１（Ｆ１） （５）
Ｒ１（Ｆ２）＝Ｅ１ａ・Ｘａ（Ｆ２）＋Ｅ１ｂ・Ｘｂ（Ｆ２）＋Ｎ１（Ｆ２） （６）In FIG. 1, transmission signals Xa and Xb transmitted from a plurality of transmission antennas 150 arrive at reception antenna 101-1, due to the influence of transmission path fluctuations indicated by independent transmission path elementary signals E1a and E1b, respectively. ing. In other words, the received signal R1 at the receiving antenna 101-1 is expressed by the following equations (5) and (6). However, reference numeral N <b> 1 is thermal noise applied by the receiving apparatus 100.
R1 (F1) = E1a · Xa (F1) + E1b · Xb (F1) + N1 (F1) (5)
R1 (F2) = E1a · Xa (F2) + E1b · Xb (F2) + N1 (F2) (6)

そして、受信装置１００において、下記の（７）式及び（８）式に示されるような信号処理が行われることで、受信アンテナ１０１−１で受信された受信信号Ｒ１から、情報信号Ｓａ及びＳｂを復号することができる。ただし、Ａ＾はＡの推定値である。

Figure 0005808477
Figure 0005808477
 Then, in the receiving device 100, signal processing as shown in the following formulas (7) and (8) is performed, so that the information signals Sa and Sb are received from the received signal R1 received by the receiving antenna 101-1. Can be decrypted. However, A ^ is an estimated value of A.
Figure 0005808477
Figure 0005808477

受信装置１００は、以上のような信号処理を、受信アンテナ１０１−２〜１０１−ｎで受信された受信信号Ｒ２〜Ｒｎに対しても実行し、それらの結果を合成することにより、合成信号Ｚａ、Ｚｂを出力する。   The receiving apparatus 100 performs the above-described signal processing also on the received signals R2 to Rn received by the receiving antennas 101-2 to 101-n, and synthesizes the results, thereby combining the signal Za. , Zb are output.

（７）式及び（８）式から分かるように、受信装置１００において情報信号Ｓａ及びＳｂを正確に復号するためには、伝送路素信号Ｅ１ａ及びＥ１ｂで示される伝送路情報の推定技術が必要不可欠である。このため、先述した無線ＬＡＮ規格及びＬＴＥの規格では、プリアンブルと呼ばれる既知信号を送信することで受信装置１００における伝送路情報の推定を可能としている。   As can be seen from the equations (7) and (8), in order to correctly decode the information signals Sa and Sb in the receiving apparatus 100, a transmission path information estimation technique indicated by the transmission path element signals E1a and E1b is necessary. It is essential. For this reason, in the wireless LAN standard and the LTE standard described above, transmission path information in the receiving apparatus 100 can be estimated by transmitting a known signal called a preamble.

また、欧州の地上ディジタル放送規格であるＤＶＢ−Ｔ２では、図２に示すような独自の手法を用いて既知信号が送信される場合がある。図２によれば、ＤＶＢ−Ｔ２では、既知信号が周波数方向に１２サブキャリア毎、時間方向に４シンボル毎に挿入され、第１既知信号Ｃ＋及び第２既知信号Ｃ−がシンボル毎に交互に配置される構成をとる場合がある。但し、既知信号が第１既知信号Ｃ＋の場合は、送信アンテナ１５０−１及び送信アンテナ１５０−２から予め定められた信号Ｃが送信され、既知信号が第２既知信号Ｃ−の場合は、送信アンテナ１５０−１から予め定められた信号「Ｃ」、送信アンテナ１５０−２から予め定められた信号「−Ｃ」が送信されるような送信方法が用いられる。このとき、受信装置１００では、既知信号を用いた信号処理により、伝送路に関する情報としてＥ１ａ＋Ｅ１ｂ及びＥ１ａ−Ｅ１ｂが得られるため、これらの加減算により伝送路情報を推定することができる。In DVB-T2, which is a European terrestrial digital broadcasting standard, a known signal may be transmitted using a unique method as shown in FIG. According to FIG. 2, the DVB-T2, every 12 subcarriers known signals in the frequency direction, is inserted in the time direction for each four symbols, the first known signal C + and the second known signal C - is alternately every symbol There is a case where the configuration arranged in the. However, if the known signal is + first known signal C, transmits a predetermined signal C from the antenna 150-1 and the transmission antenna 150-2 is transmitted, a known signal and the second known signal C - For the A transmission method is used in which a predetermined signal “C” is transmitted from the transmission antenna 150-1 and a predetermined signal “-C” is transmitted from the transmission antenna 150-2. At this time, in the receiving apparatus 100, E1a + E1b and E1a-E1b are obtained as information on the transmission path by signal processing using a known signal, and therefore transmission path information can be estimated by adding and subtracting them.

図３は、実施の形態１に係る受信装置１００の構成を概略的に示すブロック図である。受信装置１００は、アンテナ１０１と、受信部１１０−１、１１０−２、・・・、１１０−ｎ（特に各々を区別する必要がないときは、受信部１１０という）と、補助信号生成部１２０と、合成部１３０とを備える。受信装置１００は、受信アンテナ１０１−１〜１０１−ｎから入力された１以上の受信信号Ｒ１〜Ｒｎが入力され、所定の信号処理を行って第１合成信号Ｚａ及び第２合成信号Ｚｂを出力する。   FIG. 3 is a block diagram schematically showing a configuration of receiving apparatus 100 according to Embodiment 1. In FIG. The receiving device 100 includes an antenna 101, receiving units 110-1, 110-2,..., 110-n (referred to as a receiving unit 110 when there is no need to distinguish each), and an auxiliary signal generating unit 120. And a combining unit 130. The receiving apparatus 100 receives one or more received signals R1 to Rn input from the receiving antennas 101-1 to 101-n, performs predetermined signal processing, and outputs a first combined signal Za and a second combined signal Zb. To do.

受信部１１０は、受信アンテナ１０１より入力された受信信号から既知信号及びデータ信号を分離する。そして、受信部１１０は、既知信号から、受信信号の伝送路特性を特定する伝送路推定信号を生成して、この伝送路推定信号を補助信号生成部１２０に与える。また、受信部１１０は、データ信号を復号することで復号信号を生成して、この復号信号を合成部１３０に与える。ここで、受信部１１０は、信号処理部１１４と、検出部１１５と、符号合成部１１６とを備える。本実施の形態においては、受信部１１０は、受信アンテナ１０１と同じ数だけ設けられているが、各々の受信部１１０での処理の内容は同様であるため、以下では、受信アンテナ１０１−１から得られる受信信号Ｒ１を処理する受信部１１０−１について説明する。   The receiving unit 110 separates the known signal and the data signal from the received signal input from the receiving antenna 101. Then, the reception unit 110 generates a transmission path estimation signal that identifies the transmission path characteristics of the reception signal from the known signal, and provides the transmission path estimation signal to the auxiliary signal generation unit 120. In addition, receiving section 110 generates a decoded signal by decoding the data signal, and provides this decoded signal to combining section 130. Here, the receiving unit 110 includes a signal processing unit 114, a detection unit 115, and a code synthesis unit 116. In the present embodiment, the same number of reception units 110 as reception antennas 101 are provided. However, since the content of processing in each reception unit 110 is the same, in the following, from reception antenna 101-1. The reception unit 110-1 that processes the obtained reception signal R1 will be described.

信号処理部１１４は、受信信号Ｒ１から、既知信号Ｐ１及びデータ信号Ｄ１を分離する処理を行う。そして、信号処理部１１４は、既知信号Ｐ１を検出部１１５に与え、データ信号Ｄ１を符号合成部１１６及び補助信号生成部１２０に与える。信号処理部１１４は、処理部１１１と、ＦＦＴ部１１２と、分離部１１３とを備える。   The signal processing unit 114 performs processing for separating the known signal P1 and the data signal D1 from the received signal R1. Then, the signal processing unit 114 provides the known signal P1 to the detection unit 115 and the data signal D1 to the code synthesis unit 116 and the auxiliary signal generation unit 120. The signal processing unit 114 includes a processing unit 111, an FFT unit 112, and a separation unit 113.

処理部１１１は、信号の復調に必要な時間軸信号Ｔ１を受信信号Ｒ１から抽出する信号処理を行う。例えば、処理部１１１は、受信信号Ｒ１の同調、隣接チャンネル妨害の抑圧及びフィルタリング等の機能を実現する信号処理を行う。また、受信信号Ｒ１が直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号である場合は、処理部１１１は、ガードインターバル除去のための信号処理を行ってもよい。そして、処理部１１１は、抽出された時間軸信号Ｔ１をＦＦＴ部１１２に与える。   The processing unit 111 performs signal processing for extracting the time axis signal T1 necessary for signal demodulation from the reception signal R1. For example, the processing unit 111 performs signal processing that realizes functions such as tuning of the received signal R1, suppression of adjacent channel interference, and filtering. In addition, when the received signal R1 is an Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) signal, the processing unit 111 may perform signal processing for guard interval removal. Then, the processing unit 111 gives the extracted time axis signal T1 to the FFT unit 112.

ＦＦＴ部１１２は、時間軸信号Ｔ１を復調する処理を行う復調部である。例えば、ＦＦＴ部１１２は、時間軸信号Ｔ１に対しＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を行い、復調信号として、サブキャリア毎の信号に分離されたＦＦＴ信号Ｆ１を生成する機能を有する。そして、ＦＦＴ部１１２は、生成したＦＦＴ信号Ｆ１を分離部１１３に与える。なお、ＦＦＴ部１１２は、ＦＦＴと同様な機能を有する信号処理であれば、ＦＦＴ以外の信号処理を用いてもよい。   The FFT unit 112 is a demodulation unit that performs a process of demodulating the time axis signal T1. For example, the FFT unit 112 has a function of performing FFT (Fast Fourier Transform) processing on the time axis signal T1, and generating an FFT signal F1 separated into signals for each subcarrier as a demodulated signal. Then, the FFT unit 112 gives the generated FFT signal F <b> 1 to the separation unit 113. Note that the FFT unit 112 may use signal processing other than FFT as long as it has signal processing similar to that of FFT.

分離部１１３は、ＦＦＴ信号Ｆ１を既知信号Ｐ１とデータ信号Ｄ１に分離する処理を行う。例えば、ＦＦＴ信号Ｆ１が、図２に示されているようなフォーマットである場合は、分離部１１３は、既知信号Ｐ１に該当するサブキャリア位置の信号を、ＦＦＴ信号Ｆ１から分離することで、既知信号Ｐ１と、既知信号Ｐ１以外の信号であるデータ信号Ｄ１とを分離することができる。そして、分離部１１３は、既知信号Ｐ１を検出部１１５に与え、データ信号Ｄ１を符号合成部１１６及び補助信号生成部１２０に与える。   The separation unit 113 performs a process of separating the FFT signal F1 into the known signal P1 and the data signal D1. For example, when the FFT signal F1 has a format as shown in FIG. 2, the separating unit 113 separates the signal at the subcarrier position corresponding to the known signal P1 from the FFT signal F1, thereby making the known The signal P1 can be separated from the data signal D1, which is a signal other than the known signal P1. Then, the separation unit 113 provides the known signal P1 to the detection unit 115 and the data signal D1 to the code synthesis unit 116 and the auxiliary signal generation unit 120.

検出部１１５は、既知信号Ｐ１から受信信号Ｒ１の伝送路特性を示す伝送路推定信号を生成する処理を行う。ここで、受信信号Ｒ１の伝送路特性は、送信アンテナ１５０−１、１５０−２の各々と、受信アンテナ１０１−１との間の特性である。例えば、検出部１１５は、既知信号Ｐ１の歪み成分を算出し、当該算出結果に基づいて伝送路推定信号を生成し、生成された伝送路推定信号を、伝送路信号Ｅ１及び伝送路監視信号Ｈ１として、補助信号生成部１２０に与える。また、検出部１１５は、伝送路信号Ｅ１を符号合成部１１６に与える。   The detection unit 115 performs processing for generating a transmission path estimation signal indicating the transmission path characteristics of the reception signal R1 from the known signal P1. Here, the transmission path characteristic of the reception signal R1 is a characteristic between each of the transmission antennas 150-1 and 150-2 and the reception antenna 101-1. For example, the detection unit 115 calculates a distortion component of the known signal P1, generates a transmission path estimation signal based on the calculation result, and transmits the generated transmission path estimation signal to the transmission path signal E1 and the transmission path monitoring signal H1. To the auxiliary signal generation unit 120. Further, the detection unit 115 provides the transmission path signal E1 to the code synthesis unit 116.

図４は、検出部１１５の構成を概略的に示すブロック図である。検出部１１５は、歪検出部１１５ａと、シンボル内挿部１１５ｂと、信号分離部１１５ｃと、周波数内挿部１１５ｄと、信号演算部１１５ｅとを備える。   FIG. 4 is a block diagram schematically showing the configuration of the detection unit 115. The detection unit 115 includes a distortion detection unit 115a, a symbol interpolation unit 115b, a signal separation unit 115c, a frequency interpolation unit 115d, and a signal calculation unit 115e.

歪検出部１１５ａは、予め定められた基準信号Ｂ１を用いて、既知信号Ｐ１が受けた伝送路歪み成分を示す歪み信号を生成し、この歪み信号をシンボル内挿部１１５ｂに与える。例えば、歪検出部１１５ａは、基準信号Ｂ１を記憶する基準信号記憶部１１５ｆを備えている。この基準信号Ｂ１は、伝送路における歪みが生ずる前の既知信号Ｐ１に対応する信号である。図５は、歪み信号を説明するための概略図である。例えば、受信信号Ｒ１が図２に示すようなフォーマットである場合は、歪検出部１１５ａは、既知信号Ｃ＋及びＣ−における伝送路歪み成分を示す歪み信号を、シンボル単位で生成する。The distortion detection unit 115a generates a distortion signal indicating a transmission path distortion component received by the known signal P1 using a predetermined reference signal B1, and applies the distortion signal to the symbol interpolation unit 115b. For example, the distortion detection unit 115a includes a reference signal storage unit 115f that stores the reference signal B1. This reference signal B1 is a signal corresponding to the known signal P1 before distortion occurs in the transmission path. FIG. 5 is a schematic diagram for explaining a distortion signal. For example, when the received signal R1 has a format as shown in FIG. 2, the distortion detector 115a generates a distortion signal indicating a transmission path distortion component in the known signals C + and C − in symbol units.

図４の説明に戻り、シンボル内挿部１１５ｂは、歪み信号が存在するサブキャリア成分に対し、シンボル方向（時間方向）において歪み信号が示す伝送路歪み成分の内挿（補間）を行い、内挿後の値を示すシンボル内挿信号を生成し、このシンボル内挿信号を信号分離部１１５ｃに与える。図６は、シンボル内挿信号を説明するための概略図である。シンボル内挿信号は、歪み信号で示される伝送路歪み成分と、この伝送路歪み成分に基づいてシンボル方向において内挿された成分とを示す。   Returning to the description of FIG. 4, the symbol interpolation unit 115 b performs interpolation (interpolation) of the transmission path distortion component indicated by the distortion signal in the symbol direction (time direction) with respect to the subcarrier component in which the distortion signal exists. A symbol interpolation signal indicating the value after insertion is generated, and this symbol interpolation signal is given to the signal separation unit 115c. FIG. 6 is a schematic diagram for explaining the symbol interpolation signal. The symbol interpolation signal indicates a transmission path distortion component indicated by the distortion signal and a component interpolated in the symbol direction based on the transmission path distortion component.

図４の説明に戻り、信号分離部１１５ｃは、シンボル内挿信号を、第１既知信号Ｃ＋の成分を示す第１信号と、第２既知信号Ｃ−の成分を示す第２信号とに分離する。そして、信号分離部１１５ｃは、第１信号及び第２信号を周波数内挿部１１５ｄに与える。図７（Ａ）及び（Ｂ）は、第１信号及び第２信号を説明するための概略図である。図７（Ａ）に示されているように、第１信号は、第１既知信号Ｃ＋の伝送路歪み成分と、この伝送路歪み成分に基づいてシンボル方向において内挿された成分とを示す。図７（Ｂ）に示されているように、第２信号は、第２既知信号Ｃ−の伝送路歪み成分と、この伝送路歪み成分に基づいてシンボル方向において内挿された成分とを示す。Referring back to FIG. 4, the signal separation unit 115c is the No. symbols in挿信, a first signal indicative of the first known signal C + components, the second known signal C - separated into a second signal indicative of the components of To do. Then, the signal separation unit 115c gives the first signal and the second signal to the frequency interpolation unit 115d. 7A and 7B are schematic diagrams for explaining the first signal and the second signal. As shown in FIG. 7A, the first signal indicates a transmission path distortion component of the first known signal C + and a component interpolated in the symbol direction based on the transmission path distortion component. . As shown in FIG. 7B, the second signal indicates a transmission path distortion component of the second known signal C − and a component interpolated in the symbol direction based on the transmission path distortion component. .

図４の説明に戻り、周波数内挿部１１５ｄは、第１信号及び第２信号で示されるそれぞれの成分に基づいて、周波数方向における内挿を行い、第１周波数内挿信号及び第２周波数内挿信号を生成する。そして、周波数内挿部１１５ｄは、第１周波数内挿信号及び第２周波数内挿信号を信号演算部１１５ｅに与える。図８（Ａ）及び（Ｂ）は、第１周波数内挿信号及び第２周波数内挿信号を説明するための概略図である。図８（Ａ）に示されているように、第１周波数内挿信号は、第１既知信号Ｃ＋の伝送路歪み成分と、この伝送路歪み成分に基づいてシンボル方向において内挿された成分と、これらの成分から周波数方向において内挿された成分とを示す。図８（Ｂ）に示されているように、第２周波数内挿信号は、第２既知信号Ｃ−の伝送路歪み成分と、この伝送路歪み成分に基づいてシンボル方向において内挿された成分と、これらの成分から周波数方向において内挿された成分とを示す。Returning to the description of FIG. 4, the frequency interpolation unit 115 d performs interpolation in the frequency direction based on the respective components indicated by the first signal and the second signal, and performs the first frequency interpolation signal and the second frequency interpolation. Generate an interpolated signal. Then, the frequency interpolation unit 115d gives the first frequency interpolation signal and the second frequency interpolation signal to the signal calculation unit 115e. 8A and 8B are schematic diagrams for explaining the first frequency interpolation signal and the second frequency interpolation signal. As shown in FIG. 8A, the first frequency interpolation signal includes a transmission path distortion component of the first known signal C + and a component interpolated in the symbol direction based on the transmission path distortion component. And components interpolated in the frequency direction from these components. As shown in FIG. 8 (B), No. in the second frequency挿信the second known signal C - and channel distortion components were interpolated in the symbol direction based on the transmission path distortion component component And components interpolated in the frequency direction from these components.

図４の説明に戻り、信号演算部１１５ｅは、第１周波数内挿信号及び第２周波数内挿信号から、送信アンテナ１５０と受信アンテナ１０１−１との間の伝送路特性を示す伝送路推定信号を算出する。そして、信号演算部１１５ｅは、生成された伝送路推定信号を、伝送路信号Ｅ１及び伝送路監視信号Ｈ１として、補助信号生成部１２０に与える。例えば、信号演算部１１５ｅは、第１周波数内挿信号と第２周波数内挿信号とを加算することにより、送信アンテナ１５０−１と受信アンテナ１０１−１との間の伝送路特性を示す第１伝送路推定信号を算出する。また、信号演算部１１５ｅは、第１周波数内挿信号から第２周波数内挿信号を減算することにより、送信アンテナ１５０−２と受信アンテナ１０１−１との間の伝送路特性を示す第２伝送路推定信号を算出する。そして、信号演算部１１５ｅは、第１伝送路推定信号を、第１伝送路素信号Ｅ１ａ及び第１伝送路監視素信号Ｈ１ａとし、第２伝送路推定信号を、第２伝送路素信号Ｅ１ｂ及び第２伝送路監視素信号Ｈ２ｂとして、補助信号生成部１２０に与える。また、信号演算部１１５ｅは、第１伝送路素信号Ｅ１ａ及び第２伝送路素信号Ｅ１ｂを、符号合成部１１６に与える。   Returning to the description of FIG. 4, the signal calculation unit 115 e transmits a channel estimation signal indicating the channel characteristics between the transmission antenna 150 and the reception antenna 101-1 from the first frequency interpolation signal and the second frequency interpolation signal. Is calculated. Then, the signal calculation unit 115e provides the generated transmission path estimation signal to the auxiliary signal generation section 120 as the transmission path signal E1 and the transmission path monitoring signal H1. For example, the signal calculation unit 115e adds the first frequency interpolation signal and the second frequency interpolation signal, thereby indicating the first transmission path characteristic between the transmission antenna 150-1 and the reception antenna 101-1. A transmission path estimation signal is calculated. In addition, the signal calculation unit 115e subtracts the second frequency interpolation signal from the first frequency interpolation signal, thereby performing the second transmission indicating the transmission path characteristics between the transmission antenna 150-2 and the reception antenna 101-1. A path estimation signal is calculated. The signal calculation unit 115e uses the first transmission path estimation signal as the first transmission path element signal E1a and the first transmission path monitoring element signal H1a, and the second transmission path estimation signal as the second transmission path element signal E1b and The second transmission path monitoring element signal H2b is provided to the auxiliary signal generation unit 120. In addition, the signal calculation unit 115e supplies the first transmission path element signal E1a and the second transmission path element signal E1b to the code synthesis unit 116.

なお、シンボル内挿部１１５ｂ及び周波数内挿部１１５ｄでは、ＦＩＲ（Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｌｕｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ、又は、ＩＩＲ（Ｉｎｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタが用いられるのが一般的である。そして、シンボル内挿部１１５ｂ及び周波数内挿部１１５ｄとして、伝送路状態を監視しながら最適な係数を選択する手法等を適用することができる。   The symbol interpolation unit 115b and the frequency interpolation unit 115d generally use an FIR (Finite Impulse Response) filter or an IIR (Infinite Impulse Response) filter. As the symbol interpolation unit 115b and the frequency interpolation unit 115d, a method of selecting an optimum coefficient while monitoring the transmission path state can be applied.

図３の説明に戻り、符号合成部１１６は、データ信号Ｄ１及び伝送路信号Ｅ１を用いて、復号処理を行い、復号信号Ｘ１を生成する。例えば、符号合成部１１６は、受信信号Ｒ１がＳＦＢＣを用いてプリコーディングされている場合、上述した（７）式及び（８）式を用いて、復号信号Ｘ１を算出する。ここで、特定の周波数Ｆ１において受信された受信信号Ｒ１から分離されたデータ信号Ｄ１ａが、Ｒ１（Ｆ１）に対応し、他の周波数Ｆ２において受信された受信信号Ｒ１から分離されたデータ信号Ｄ１ｂが、Ｒ１（Ｆ２）に対応する。また、情報信号Ｓａ＾が、復号信号Ｘ１ａに対応し、情報信号Ｓｂ＾が、復号信号Ｘ１ｂに対応する。   Returning to the description of FIG. 3, the code synthesizing unit 116 performs a decoding process using the data signal D1 and the transmission path signal E1 to generate a decoded signal X1. For example, when the received signal R1 is precoded using SFBC, the code synthesizing unit 116 calculates the decoded signal X1 using the equations (7) and (8) described above. Here, the data signal D1a separated from the received signal R1 received at the specific frequency F1 corresponds to R1 (F1), and the data signal D1b separated from the received signal R1 received at the other frequency F2 is obtained. , R1 (F2). The information signal Sa ^ corresponds to the decoded signal X1a, and the information signal Sb ^ corresponds to the decoded signal X1b.

以上に記載した処理部１１１、ＦＦＴ部１１２、分離部１１３、検出部１１５及び符号合成部１１６は、受信アンテナ１０１−１で受信された受信信号Ｒ１に対する信号処理の例を示したが、これらの信号処理はｎ本の受信アンテナ１０１で受信された受信信号に対して、独立に動作させることができる。例えば、受信アンテナ１０１−ｎで受信された受信信号Ｒｎに対して、上述の処理部１１１、ＦＦＴ部１１２、分離部１１３、検出部１１５及び符号合成部１１６で行われた信号処理と同様の信号処理が行われると、分離部１１３からはデータ信号Ｄｎが出力され、検出部１１５からは伝送路信号Ｅｎ及び伝送路監視信号Ｈｎが出力され、符号合成部１１６からは復号信号Ｘｎが出力される。   The processing unit 111, the FFT unit 112, the separation unit 113, the detection unit 115, and the code synthesis unit 116 described above have shown examples of signal processing for the reception signal R1 received by the reception antenna 101-1, but these The signal processing can be operated independently for the received signals received by the n receiving antennas 101. For example, a signal similar to the signal processing performed by the processing unit 111, the FFT unit 112, the separation unit 113, the detection unit 115, and the code synthesis unit 116 for the reception signal Rn received by the reception antenna 101-n. When the processing is performed, the separation unit 113 outputs the data signal Dn, the detection unit 115 outputs the transmission path signal En and the transmission path monitoring signal Hn, and the code synthesis unit 116 outputs the decoded signal Xn. .

補助信号生成部１２０は、複数の受信アンテナ１０１で受信された受信信号から特定された第１伝送路監視素信号と、第２伝送路監視素信号との組み合わせの内、類似度の高い組み合わせを特定し、特定した組み合わせの生成元となった既知信号が含まれていた受信信号から分離されたデータ信号を、特定した組み合わせを用いて復号することにより、補助信号を生成する。そして、補助信号生成部１２０は、この補助信号を合成部１３０に与える。補助信号生成部１２０は、演算部１２１と、比較部１２２と、選択部１２３と、補助符号合成部１２４−１、１２４−２、・・・、１２４−ｉ（特に各々を区別する必要がないときは補助符号合成部１２４という）とを備える。ここで、ｉは、ｉ≦ｎ（ｎ−１）を満たす整数である。なお、補助符号合成部１２４は、１つ以上あればよい。   The auxiliary signal generation unit 120 selects a combination having a high similarity among the combinations of the first transmission path monitoring element signal and the second transmission path monitoring element signal identified from the reception signals received by the plurality of reception antennas 101. The auxiliary signal is generated by decoding the data signal that is identified and separated from the received signal that includes the known signal that is the generation source of the identified combination, using the identified combination. Then, the auxiliary signal generation unit 120 gives this auxiliary signal to the synthesis unit 130. The auxiliary signal generation unit 120 includes a calculation unit 121, a comparison unit 122, a selection unit 123, and auxiliary code synthesis units 124-1, 124-2,. Sometimes referred to as an auxiliary code synthesizing unit 124). Here, i is an integer that satisfies i ≦ n (n−1). Note that there may be one or more auxiliary code synthesis units 124.

演算部１２１は、複数の伝送路監視素信号を用いて類似度の演算を行い、演算結果を示す１以上の類似度素信号を含む類似度信号を生成する。例えば、伝送路監視信号が、２種類の信号、即ち第１伝送路監視素信号Ｈ１ａ〜Ｈｎａと、第２伝送路監視素信号Ｈ１ｂ〜Ｈｎｂとから構成される場合、演算部１２１は、１以上の第１伝送路監視素信号Ｈ１ａ〜Ｈｎａと、１以上の第２伝送路監視素信号Ｈ１ｂ〜Ｈｎｂとからそれぞれ１信号を選択して、両者の類似度を示す値の演算を行うことで、１以上の類似度素信号Ｌ１〜Ｌｍを生成する。そして、演算部１２１は、生成された類似度素信号Ｌ１〜Ｌｍを含む類似度信号Ｌを比較部１２２に与える。この際、類似度信号Ｌには、類似度素信号Ｌ１〜Ｌｍに対応付けて、その類似度を算出した第１伝送路監視素信号及び第２伝送路監視素信号を特定することのできる信号が含まれているものとする。   The computing unit 121 computes similarity using a plurality of transmission path monitoring elementary signals, and generates a similarity signal including one or more similarity elementary signals indicating computation results. For example, when the transmission line monitoring signal includes two types of signals, that is, the first transmission line monitoring element signals H1a to Hna and the second transmission line monitoring element signals H1b to Hnb, the calculation unit 121 has one or more. By selecting one signal from each of the first transmission line monitoring element signals H1a to Hna and one or more second transmission line monitoring element signals H1b to Hnb, and calculating a value indicating the similarity between them, One or more similarity elementary signals L1 to Lm are generated. Then, the calculation unit 121 provides the comparison unit 122 with the similarity signal L including the generated similarity degree signals L1 to Lm. At this time, the similarity signal L is a signal that can identify the first transmission path monitoring element signal and the second transmission path monitoring element signal that are calculated in association with the similarity elementary signals L1 to Lm. Is included.

演算部１２１において先述のような信号の選択を行う場合、第１伝送路監視素信号Ｈ１ａ〜Ｈｎａから選択される第１伝送路監視素信号Ｈｐａは、第２伝送路監視素信号Ｈ１ｂ〜Ｈｎｂから選択される第２伝送路監視素信号Ｈｑｂと異なる受信アンテナ１０１で受信された受信信号から生成されたものであることが望ましい。   When the signal selection as described above is performed in the calculation unit 121, the first transmission line monitoring element signal Hpa selected from the first transmission line monitoring element signals H1a to Hna is derived from the second transmission line monitoring element signals H1b to Hnb. It is desirable to be generated from a received signal received by a receiving antenna 101 different from the selected second transmission path monitoring element signal Hqb.

例えば、演算部１２１は、下記の（９）式のような演算を行うことで、第１伝送路監視素信号と第２伝送路監視素信号との間の類似度を算出することができる。ただし、１≦ｐ≦ｎ、１≦ｑ≦ｎ、１≦ｋ≦ｍである。また、ｐ≠ｑであることが望ましい。

Figure 0005808477
For example, the calculation unit 121 can calculate the similarity between the first transmission path monitoring element signal and the second transmission path monitoring element signal by performing the calculation of the following equation (9). However, 1 ≦ p ≦ n, 1 ≦ q ≦ n, and 1 ≦ k ≦ m. It is desirable that p ≠ q.
Figure 0005808477

Ｈｐａ／｜Ｈｐａ｜は、第１伝送路監視素信号を正規化した値であり、Ｈｑｂ／｜Ｈｑｂ｜は、第２伝送路監視素信号を正規化した値である。このため、この両者の差分をとることで、Ｈｐａ及びＨｑｂの類似度をその絶対値に依存することなく数値化することができる。そして、（９）式のような演算を用いることで、第１伝送路監視素信号と第２伝送路監視素信号の類似度が高いほど、類似度素信号の絶対値は小さな値となるため、類似度素信号を類似度の指標とすることができる。   Hpa / | Hpa | is a value obtained by normalizing the first transmission line monitoring element signal, and Hqb / | Hqb | is a value obtained by normalizing the second transmission line monitoring element signal. Therefore, by taking the difference between the two, the similarity between Hpa and Hqb can be quantified without depending on the absolute value. Then, by using the calculation of the equation (9), the higher the similarity between the first transmission line monitoring element signal and the second transmission line monitoring element signal, the smaller the absolute value of the similarity element signal. The elementary similarity signal can be used as an index of similarity.

なお、演算部１２１は、上述のように、類似度の大きさと類似度素信号の値が比例関係となるように、類似度素信号の値で類似度の大きさを示すことができるものであれば、（９）式以外の演算により、類似度を算出してもよい。   Note that, as described above, the calculation unit 121 can indicate the magnitude of the similarity by the value of the similarity degree signal so that the magnitude of the similarity degree and the value of the similarity degree elementary signal are in a proportional relationship. If there is, the similarity may be calculated by a calculation other than the expression (9).

ここで、演算部１２１において選択される第１伝送路監視素信号を、第２伝送路監視素信号の生成元となった受信信号を受信する際に用いた受信アンテナ１０１と異なる受信アンテナ１０１で受信された受信信号から生成されたものとする場合、ｍ＝ｎ（ｎ−１）であることが望ましい。   Here, the first transmission path monitoring element signal selected by the calculation unit 121 is received by a receiving antenna 101 different from the receiving antenna 101 used when receiving the reception signal that is the generation source of the second transmission path monitoring element signal. When it is assumed that the received signal is generated from the received signal, it is desirable that m = n (n−1).

比較部１２２は、類似度信号Ｌを構成する類似度素信号Ｌ１〜Ｌｍを比較し、当該比較結果に基づいて、類似度の高い伝送路監視素信号を示す制御信号Ｃを生成する。例えば、比較部１２２は、類似度素信号Ｌ１〜Ｌｍを所定閾値Ｊと比較し、類似度が高いか否かの判断を行う。次に、類似度が高いと判断された類似度素信号に対応する伝送路監視素信号を特定するための信号を選択し、これを制御信号Ｃとして出力することができる。   The comparison unit 122 compares the similarity elementary signals L1 to Lm constituting the similarity signal L, and generates a control signal C indicating a transmission path monitoring elementary signal having a high similarity based on the comparison result. For example, the comparison unit 122 compares the similarity similarity signals L1 to Lm with a predetermined threshold J, and determines whether or not the similarity is high. Next, a signal for specifying a transmission path monitoring element signal corresponding to the similarity element signal determined to have a high degree of similarity can be selected and output as a control signal C.

図９は、比較部１２２の構成を概略的に示すブロック図である。比較部１２２は、閾値比較部１２２ａと、制御信号出力部１２２ｂとを備える。   FIG. 9 is a block diagram schematically showing the configuration of the comparison unit 122. The comparison unit 122 includes a threshold value comparison unit 122a and a control signal output unit 122b.

なお、図９では、ｎ＝８と仮定し、８種類の第１伝送路監視素信号Ｈ１ａ〜Ｈ８ａ及び８種類の第２伝送路監視素信号Ｈ１ｂ〜Ｈ８ｂのうち、Ｈ３ａとＨ７ｂの組み合わせ、及び、Ｈ５ａとＨ６ｂの組み合わせがそれぞれ類似しており、その他の組み合わせは全て類似していない場合が仮定されている。演算部１２１が、第１伝送路監視素信号と第２伝送路監視素信号とを、それぞれ異なる受信アンテナ１０１で受信された受信信号から生成されたものを用いて類似度演算を行うと、類似度信号Ｌはｎ（ｎ−１）、即ち５６種類の類似度素信号Ｌ１〜Ｌ５６を含む。   In FIG. 9, assuming that n = 8, among the eight types of first transmission line monitoring element signals H1a to H8a and the eight types of second transmission line monitoring element signals H1b to H8b, a combination of H3a and H7b, and , H5a and H6b are similar to each other, and all other combinations are assumed not to be similar. When the calculation unit 121 performs similarity calculation using the first transmission path monitoring element signal and the second transmission path monitoring element signal generated from reception signals received by different receiving antennas 101, similarities are calculated. The degree signal L includes n (n−1), that is, 56 kinds of elementary similarity signals L1 to L56.

このとき、例えば、類似度素信号Ｌ２１が第１伝送路監視素信号Ｈ３ａと第２伝送路監視素信号Ｈ７ｂとを用いた類似度演算結果を示し、類似度素信号Ｌ３４が第１伝送路監視素信号Ｈ５ａと第２伝送路監視素信号Ｈ６ｂとを用いた類似度演算結果を示し、類似度が高いほど類似度素信号の値が小さくなると仮定した場合、類似度素信号Ｌ２１及び類似度素信号Ｌ３４の値が小さな値となり、その他の類似度素信号の値は大きな値となる。   At this time, for example, the similarity elementary signal L21 indicates a similarity calculation result using the first transmission path monitoring elementary signal H3a and the second transmission path monitoring elementary signal H7b, and the similarity elementary signal L34 indicates the first transmission path monitoring. When the similarity calculation result using the elementary signal H5a and the second transmission line monitoring elementary signal H6b is shown, and it is assumed that the higher the degree of similarity is, the lower the degree of similarity element signal is. The value of the signal L34 is a small value, and the values of the other elementary similarity signals are large values.

演算部１２１で生成された類似度信号Ｌは、比較部１２２の閾値比較部１２２ａに入力される。閾値比較部１２２ａでは、５６種類の類似度素信号Ｌ１〜Ｌ５６を所定閾値Ｊと比較し、類似性の可否判断を行う。その結果、類似性が大きいと判断された類似度素信号Ｌ２１及び類似度素信号Ｌ３４を制御信号出力部１２２ｂに与える。   The similarity signal L generated by the calculation unit 121 is input to the threshold value comparison unit 122a of the comparison unit 122. The threshold value comparison unit 122a compares the 56 types of elementary similarity signals L1 to L56 with a predetermined threshold value J, and determines whether similarity is possible. As a result, the similarity element signal L21 and the similarity element signal L34, which are determined to have high similarity, are provided to the control signal output unit 122b.

制御信号出力部１２２ｂは、類似度素信号Ｌ２１を得るために参照された伝送路監視素信号Ｈ３ａ及びＨ７ｂを特定することのできるインデックス、例えば、３ａと７ｂを示す制御素信号Ｃ１を生成する。同時に、制御信号出力部１２２ｂは、類似度素信号Ｌ３４を得るために参照された伝送路監視素信号Ｈ５ａ及びＨ６ｂを特定することのできるインデックス、例えば、５ａと６ｂを示す制御素信号Ｃ２を生成する。そして、制御信号出力部１２２ｂは、制御素信号Ｃ１及びＣ２を含む制御信号Ｃを選択部１２３に与える。   The control signal output unit 122b generates an index that can identify the transmission path monitoring elementary signals H3a and H7b referred to for obtaining the similarity elementary signal L21, for example, a control elementary signal C1 indicating 3a and 7b. At the same time, the control signal output unit 122b generates an index that can identify the transmission path monitoring elementary signals H5a and H6b referred to for obtaining the similarity elementary signal L34, for example, a control elementary signal C2 indicating 5a and 6b. To do. Then, the control signal output unit 122b provides the selection unit 123 with the control signal C including the control element signals C1 and C2.

以上のようにして、比較部１２２は、類似度の高い伝送路監視素信号の組み合わせを抽出し、当該抽出結果を示す制御信号Ｃを出力することができる。   As described above, the comparison unit 122 can extract a combination of transmission path monitoring element signals having a high degree of similarity and output a control signal C indicating the extraction result.

図３の説明に戻り、選択部１２３は、制御信号Ｃに対応したデータ信号Ｄ及び伝送路信号Ｅを選択し、それらを選択データ信号Ｉ及び選択伝送路信号Ｋとして、補助符号合成部１２４に与える。例えば、選択部１２３は、制御信号Ｃで示されるインデックスと同一のインデックスを有するデータ信号Ｄ及び伝送路素信号Ｅを選択し、選択されたデータ信号Ｄ及び伝送路素信号Ｅを、それぞれ選択データ信号Ｉ及び選択伝送路素信号Ｋとして、補助符号合成部１２４に与える。   Returning to the description of FIG. 3, the selection unit 123 selects the data signal D and the transmission path signal E corresponding to the control signal C, and selects them as the selection data signal I and the selection transmission path signal K to the auxiliary code synthesis unit 124. give. For example, the selection unit 123 selects the data signal D and the transmission path element signal E having the same index as the index indicated by the control signal C, and selects the selected data signal D and transmission path element signal E as the selected data. The signal I and the selected transmission line element signal K are given to the auxiliary code synthesis unit 124.

例えば、図９での説明のように、制御信号Ｃが、３ａ及び７ｂのインデックスを示す制御素信号Ｃ１と、５ａ及び６ｂのインデックスを示す制御素信号Ｃ２とから構成されている場合、選択部１２３は、制御素信号Ｃ１で示されるインデックスに対応したデータ信号Ｄ３ａ及びＤ７ｂを選択データ信号Ｉ１ａ及びＩ１ｂとし、制御素信号Ｃ１で示されるインデックスに対応した伝送路素信号Ｅ３ａ及びＥ７ｂを選択伝送路素信号Ｋ１ａ及びＫ１ｂとする。さらに、選択部１２３は、制御素信号Ｃ２で示されるインデックスに対応したデータ信号Ｄ５ａ及びＤ６ｂを選択データ信号Ｉ２ａ及びＩ２ｂとし、制御素信号Ｃ２に対応した伝送路素信号Ｅ５ａ及びＥ６ｂを選択伝送路素信号Ｋ２ａ及びＫ２ｂとすることができる。   For example, as illustrated in FIG. 9, when the control signal C is composed of a control element signal C1 indicating the indices 3a and 7b and a control element signal C2 indicating the indices 5a and 6b, the selection unit 123 designates the data signals D3a and D7b corresponding to the index indicated by the control element signal C1 as the selected data signals I1a and I1b, and selects the transmission line element signals E3a and E7b corresponding to the index indicated by the control element signal C1. Let them be elementary signals K1a and K1b. Further, the selection unit 123 sets the data signals D5a and D6b corresponding to the index indicated by the control element signal C2 as the selection data signals I2a and I2b, and selects the transmission path element signals E5a and E6b corresponding to the control element signal C2. Elementary signals K2a and K2b can be used.

以上のようにして、選択部１２３は、類似度の高い伝送路歪み成分を有するデータ信号Ｄ及びそれに対応する伝送路素信号Ｅだけを抽出する機能を有することができる。   As described above, the selection unit 123 can have a function of extracting only the data signal D having a transmission path distortion component having high similarity and the transmission path element signal E corresponding thereto.

補助符号合成部１２４は、選択データ信号Ｉと選択伝送路素信号Ｋを用いて、復号処理を行い、補助信号を出力する。補助符号合成部１２４での復号処理は、符号合成部１１６での復号処理と同様である。例えば、補助符号合成部１２４は、送信信号がＳＦＢＣを用いてプリコーディングされている場合、（７）式及び（８）式を用いて、補助信号Ｙを算出することが可能である。上述の例では、選択データ信号Ｉ１ａ又はＩ２ａが、Ｒ１（Ｆ１）に対応し、選択データ信号Ｉ１ｂ又はＩ２ｂが、Ｒ１（Ｆ２）に対応する。また、選択伝送路素信号Ｋ１ａ又はＫ２ａが、Ｅ１ａに対応し、選択伝送路信号Ｋ１ｂ又はＫ２ｂが、Ｅ１ｂに対応する。そして、情報信号Ｓａ＾が、補助信号Ｙａに対応し、情報信号Ｓｂ＾が、復号信号Ｙｂに対応する。
なお、例えば、送信信号がＳＴＢＣを用いてプリコーディングされている場合であっても、同じ考え方を利用して補助信号Ｙを算出することが可能である。The auxiliary code synthesis unit 124 performs a decoding process using the selected data signal I and the selected transmission path element signal K, and outputs an auxiliary signal. The decoding process in the auxiliary code synthesis unit 124 is the same as the decoding process in the code synthesis unit 116. For example, when the transmission signal is precoded using SFBC, the auxiliary code synthesis unit 124 can calculate the auxiliary signal Y using the equations (7) and (8). In the above example, the selection data signal I1a or I2a corresponds to R1 (F1), and the selection data signal I1b or I2b corresponds to R1 (F2). The selected transmission line element signal K1a or K2a corresponds to E1a, and the selected transmission line signal K1b or K2b corresponds to E1b. The information signal Sa ^ corresponds to the auxiliary signal Ya, and the information signal Sb ^ corresponds to the decoded signal Yb.
For example, even when the transmission signal is precoded using STBC, the auxiliary signal Y can be calculated using the same concept.

ここで、選択部１２３から出力される選択データ信号Ｉと選択伝送路信号Ｋの種類をそれぞれｉ種類と仮定するとき、ｉ種類の補助信号Ｙ１〜Ｙｉを生成するために、補助符号合成部１２４をｉ系統有することが望ましい。   Here, when it is assumed that the types of the selection data signal I and the selection transmission line signal K output from the selection unit 123 are i types, the auxiliary code synthesis unit 124 generates the i types of auxiliary signals Y1 to Yi. It is desirable to have i systems.

合成部１３０は、１以上の復号信号Ｘと１以上の補助信号Ｙを用いて、ダイバーシチ合成を行い、第１合成信号Ｚａ及び第２合成信号Ｚｂを生成する。例えば、合成部１３０は、下記の（１０）式のような演算を行うことにより、第１合成信号Ｚａ及び第２合成信号Ｚｂを生成することができる。

Figure 0005808477
The combining unit 130 performs diversity combining using one or more decoded signals X and one or more auxiliary signals Y, and generates a first combined signal Za and a second combined signal Zb. For example, the synthesizing unit 130 can generate the first synthesized signal Za and the second synthesized signal Zb by performing an operation such as the following equation (10).
Figure 0005808477

合成部１３０は、１以上の復号信号Ｘと１以上の補助信号Ｙを用いてダイバーシチ合成を行うものであれば、（１０）式に示されているような演算でなくてもよく、例えば、選択合成法、等利得合成法又は最大比合成法等によるダイバーシチ合成と同様の信号処理を行ってもよい。   As long as the combining unit 130 performs diversity combining using one or more decoded signals X and one or more auxiliary signals Y, the combining unit 130 may not be an operation as shown in the equation (10). Signal processing similar to diversity combining by selective combining, equal gain combining, maximum ratio combining, or the like may be performed.

また、合成部１３０は、１以上の復号信号Ｘと１以上の補助信号Ｙの中から、信頼性の高い復号信号Ｘ及び補助信号Ｙの少なくとも何れか一方を任意の数だけ選択し、それらの信号に対し、例えば、選択合成法、等利得合成法又は最大比合成法等によるダイバーシチ合成と同様の信号処理を行ってもよい。例えば、合成部１３０は、１以上の復号信号Ｘと１以上の補助信号Ｙの中から、振幅又は電力の大きい順に復号信号Ｘ及び補助信号Ｙの少なくとも何れか一方を任意の数だけ選択し、それらの信号に対して、選択合成法、等利得合成法及び最大比合成法等によるダイバーシチ合成と同様の信号処理を行うこともできる。   Further, the synthesis unit 130 selects an arbitrary number of at least one of the highly reliable decoded signal X and auxiliary signal Y from the one or more decoded signals X and the one or more auxiliary signals Y. For example, signal processing similar to diversity combining by selective combining, equal gain combining, maximum ratio combining, or the like may be performed on the signal. For example, the synthesis unit 130 selects any number of the decoded signal X and the auxiliary signal Y from the one or more decoded signals X and the one or more auxiliary signals Y in descending order of amplitude or power, Signal processing similar to diversity combining by selective combining, equal gain combining, maximum ratio combining, or the like can be performed on these signals.

以上のように、実施の形態１に係る受信装置１００を構成することで、検出部１１５から出力された伝送路信号Ｅを用いてデータ信号Ｄの復号を行い、復号信号Ｘを得るとともに、補助信号生成部１２０で、類似した伝送路歪み成分を有するデータ信号Ｄの組み合わせを、複数の受信信号Ｒの中から抽出して復号を行い、補助信号を得ることができる。このため、受信アンテナ数に相当する復号信号全てに加え、補助信号も用いて空間合成を行うことができ、確度の高い合成信号を出力することができる。ここで、補助信号は、類似した伝送路歪み成分を有するデータ信号Ｄの組み合わせから復号されたものであるため、ダイバーシチ合成される信号の平均ＳＮ比が均等となり、高いダイバーシチ効果を得ることができる。   As described above, by configuring the receiving apparatus 100 according to the first embodiment, the data signal D is decoded using the transmission path signal E output from the detecting unit 115 to obtain the decoded signal X, and the auxiliary The signal generator 120 can extract a combination of data signals D having similar transmission path distortion components from the plurality of received signals R and perform decoding to obtain an auxiliary signal. For this reason, in addition to all the decoded signals corresponding to the number of reception antennas, spatial synthesis can be performed using auxiliary signals, and a highly accurate synthesized signal can be output. Here, since the auxiliary signal is decoded from a combination of the data signals D having similar transmission line distortion components, the average signal-to-noise ratio of the diversity combined signals is uniform, and a high diversity effect can be obtained. .

図１０は、実施の形態１に係る受信装置１００による効果の一例を示す概略図である。図１０は、ｎ＝４、即ち４本の受信アンテナ１０１を用いた場合において、受信アンテナ１０１−１における第１伝送路監視素信号Ｈ１ａと、受信アンテナ１０１−２における第２伝送路監視素信号Ｈ２ｂが同一であり、受信アンテナ１０１−１における第２伝送路監視素信号Ｈ１ｂと、受信アンテナ１０１−２における第１伝送路監視素信号Ｈ２ａが同一である場合に期待される効果の例を示している。但し、情報信号を送信するために用いる変調方式は、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）であるものと仮定した。   FIG. 10 is a schematic diagram illustrating an example of an effect obtained by the receiving apparatus 100 according to Embodiment 1. FIG. 10 shows a case where n = 4, that is, when four reception antennas 101 are used, the first transmission path monitoring element signal H1a in the reception antenna 101-1, and the second transmission path monitoring element signal in the reception antenna 101-2. An example of an effect expected when the second transmission path monitoring element signal H1b in the receiving antenna 101-1 and the first transmission path monitoring element signal H2a in the receiving antenna 101-2 are the same is shown. ing. However, it is assumed that the modulation method used for transmitting the information signal is QPSK (Quadrature Phase Shift Keying).

図１０によれば、実施の形態１に係る受信装置１００により、同じビット誤り率（ＢＥＲ：Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ）を達成するために必要なＣＮＲ（Ｃａｒｒｉｅｒ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）をおよそ２ｄＢ向上することができる。これは、受信アンテナ数に相当する復号信号全てに加え、補助信号も用いて空間合成を行うことで伝送路歪みの抑圧効果が向上するためであり、この結果、復号される情報信号の確度向上が実現されることとなる。   According to FIG. 10, CNR (Carrier-to-Noise power Ratio) required to achieve the same bit error rate (BER) is improved by about 2 dB by receiving apparatus 100 according to Embodiment 1. be able to. This is because the effect of suppressing transmission path distortion is improved by performing spatial synthesis using auxiliary signals in addition to all decoded signals corresponding to the number of reception antennas. As a result, the accuracy of information signals to be decoded is improved. Will be realized.

実施の形態２．
図１に示されているように、実施の形態２における通信システム２０は、受信装置２００と、複数の送信アンテナ１５０とを備える。
図１１は、実施の形態２に係る受信装置２００の構成を概略的に示すブロック図である。受信装置２００は、受信部１１０と、補助信号生成部２２０と、合成部２３０とを備える。実施の形態２に係る受信装置２００は、補助信号生成部２２０及び合成部２３０において、実施の形態１に係る受信装置１００と異なっている。Embodiment 2. FIG.
As illustrated in FIG. 1, the communication system 20 according to the second embodiment includes a reception device 200 and a plurality of transmission antennas 150.
FIG. 11 is a block diagram schematically showing a configuration of receiving apparatus 200 according to Embodiment 2. In FIG. The receiving device 200 includes a receiving unit 110, an auxiliary signal generating unit 220, and a synthesizing unit 230. Receiving apparatus 200 according to Embodiment 2 differs from receiving apparatus 100 according to Embodiment 1 in auxiliary signal generation section 220 and combining section 230.

補助信号生成部２２０は、演算部１２１と、比較部２２２と、選択部１２３と、補助符号合成部１２４とを備える。実施の形態２における補助信号生成部２２０は、比較部２２２において、実施の形態１における補助信号生成部１２０と異なっている。   The auxiliary signal generation unit 220 includes a calculation unit 121, a comparison unit 222, a selection unit 123, and an auxiliary code synthesis unit 124. The auxiliary signal generation unit 220 in the second embodiment is different from the auxiliary signal generation unit 120 in the first embodiment in the comparison unit 222.

実施の形態２における比較部２２２は、実施の形態１と同様の処理を行う他、各々の類似度素信号Ｌ１〜Ｌｍの内、類似度の高いものに対応して、類似度が高いほど高い信頼度の値を示す信頼度素信号を含む信頼度信号を生成する。例えば、比較部２２２は、実施の形態１における比較部１２２の信号処理と同様の方法で類似度素信号Ｌ１〜Ｌｍを所定閾値Ｊと比較し、その結果、類似度が高いと判断された類似度素信号について、類似度が高いほど高い信頼度の値を示す信頼度素信号を含む信頼度信号Ｇを生成する。類似度が高いと判断された類似度素信号がｉ種類で構成されている場合には、信頼度信号Ｇは、ｉ種類の信頼度素信号Ｇ１〜Ｇｉから構成される。   The comparison unit 222 in the second embodiment performs the same processing as that in the first embodiment, and corresponds to the higher similarity among the respective similarity elementary signals L1 to Lm, and the higher the similarity, the higher the similarity. A reliability signal including a reliability elementary signal indicating a reliability value is generated. For example, the comparison unit 222 compares the similarity degree elementary signals L1 to Lm with the predetermined threshold value J in the same manner as the signal processing of the comparison unit 122 in the first embodiment, and as a result, the similarity determined to have a high degree of similarity. For the elementary signal, a reliability signal G including a reliability elementary signal indicating a higher reliability value as the similarity is higher is generated. If the similarity elementary signals determined to have a high similarity are composed of i types, the reliability signal G is composed of i types of reliability elementary signals G1 to Gi.

図１２は、実施の形態２における比較部２２２の構成を概略的に示すブロック図である。比較部２２２は、閾値比較部１２２ａと、制御信号出力部２２２ｂとを備える。実施の形態２における比較部２２２は、制御信号出力部２２２ｂにおいて、実施の形態１における比較部１２２と異なっている。   FIG. 12 is a block diagram schematically showing the configuration of the comparison unit 222 in the second embodiment. The comparison unit 222 includes a threshold comparison unit 122a and a control signal output unit 222b. The comparison unit 222 in the second embodiment is different from the comparison unit 122 in the first embodiment in the control signal output unit 222b.

制御信号出力部２２２ｂは、実施の形態１と同様に、制御信号Ｃを生成して選択部１２３に与えるとともに、閾値比較部１２２ａにおいて、類似度が高いと判断された類似度素信号に対応して、この類似度素信号で示される類似度が高いほど高い値となる信頼度素信号を生成して、この信頼度素信号を含む信頼度信号Ｇを生成する。例えば、閾値比較部１２２ａから、類似性が大きいと判断された類似度素信号Ｌ２１及び類似度素信号Ｌ３４が与えられると、制御信号出力部２２２ｂは、類似度素信号Ｌ２１を得るために参照された伝送路監視素信号Ｈ３ａ及びＨ７ｂの類似度が高いほど大きな値となる信頼度の値を算出する。制御信号出力部２２２ｂは、算出された信頼度の値を示す信頼度素信号Ｇ１を生成する。同時に、制御信号出力部２２２ｂは、類似度素信号Ｌ３４を得るために参照された伝送路監視素信号Ｈ５ａ及びＨ６ｂの類似度が高いほど大きな値となる信頼度の値を算出する。制御信号出力部２２２ｂは、算出された信頼度の値を示す信頼度素信号Ｇ２を生成する。そして、制御信号出力部２２２ｂは、信頼度素信号Ｇ１及びＧ２を含む類似度信号Ｇを合成部２３０に与える。   As in the first embodiment, the control signal output unit 222b generates the control signal C and supplies the control signal C to the selection unit 123. In addition, the control signal output unit 222b corresponds to the similarity similarity signal determined to be high by the threshold comparison unit 122a. Thus, a reliability element signal that has a higher value as the degree of similarity indicated by the similarity element signal is higher is generated, and a reliability signal G including the reliability element signal is generated. For example, when the similarity similarity signal L21 and the similarity similarity signal L34 determined to have high similarity are given from the threshold comparison unit 122a, the control signal output unit 222b is referred to in order to obtain the similarity similarity signal L21. The reliability value is calculated such that the higher the similarity between the transmission path monitoring element signals H3a and H7b, the greater the value. The control signal output unit 222b generates a reliability elementary signal G1 indicating the calculated reliability value. At the same time, the control signal output unit 222b calculates a reliability value that increases as the similarity between the transmission path monitoring element signals H5a and H6b referred to for obtaining the similarity element signal L34 increases. The control signal output unit 222b generates a reliability element signal G2 indicating the calculated reliability value. Then, the control signal output unit 222 b gives the similarity signal G including the reliability elementary signals G <b> 1 and G <b> 2 to the synthesis unit 230.

図１１の説明に戻り、合成部２３０は、１以上の復号信号Ｘと、１以上の補助信号Ｙの一部又は全部に、対応する信頼度信号Ｇに基づく加重係数を乗算した乗算結果とを用いて、ダイバーシチ合成を行い、第１合成信号Ｚａ及び第２合成信号Ｚｂを生成する。例えば、合成部２３０は、下記の（１１）式のような演算を行うことにより、第１合成信号Ｚａ及び第２合成信号Ｚｂを生成することができる。

Figure 0005808477
Returning to the description of FIG. 11, the synthesis unit 230 obtains a multiplication result obtained by multiplying one or more decoded signals X and one or more auxiliary signals Y by a weighting coefficient based on the corresponding reliability signal G. The diversity combining is performed to generate the first combined signal Za and the second combined signal Zb. For example, the synthesizing unit 230 can generate the first synthesized signal Za and the second synthesized signal Zb by performing an operation such as the following equation (11).
Figure 0005808477

合成部２３０は、１以上の復号信号Ｘと、信頼度信号Ｇに基づいて加重された１以上の補助信号Ｙとを用いて、ダイバーシチ合成を行う方法であれば、（１１）式のような演算でなくてもよく、例えば、選択合成法、等利得合成法又は最大比合成法によるダイバーシチ合成と同様の信号処理を行ってもよい。   As long as the combining unit 230 performs diversity combining using one or more decoded signals X and one or more auxiliary signals Y weighted based on the reliability signal G, For example, signal processing similar to diversity combining by selective combining, equal gain combining, or maximum ratio combining may be performed.

また、合成部２３０は、１以上の復号信号Ｘと、信頼度信号Ｇに基づいて加重された１以上の補助信号Ｙの中から、信頼性の高い復号信号Ｘ及び補助信号Ｙの少なくとも何れか一方を任意の数だけ選択し、例えば、選択合成法、等利得合成法又は最大比合成法等によるダイバーシチ合成と同様の信号処理を行うこともできる。例えば、合成部２３０は、１以上の復号信号Ｘと、信頼度信号Ｇに基づいて加重された１以上の補助信号Ｙとの中から、信号振幅又は電力の大きい順に復号信号Ｘ及び補助信号Ｙの少なくとも何れか一方を任意の数だけ選択し、それらの信号に対し、例えば、選択合成法、等利得合成法及び最大比合成法等によるダイバーシチ合成と同様の信号処理を行うこともできる。   The synthesizing unit 230 may select at least one of the decoded signal X and the auxiliary signal Y with high reliability from the one or more decoded signals X and the one or more auxiliary signals Y weighted based on the reliability signal G. Any number of the signals can be selected, and signal processing similar to diversity combining by, for example, selection combining method, equal gain combining method, maximum ratio combining method, or the like can be performed. For example, the synthesis unit 230 selects the decoded signal X and the auxiliary signal Y in descending order of signal amplitude or power from the one or more decoded signals X and the one or more auxiliary signals Y weighted based on the reliability signal G. It is also possible to select an arbitrary number of at least one of these and perform signal processing similar to diversity combining by, for example, selection combining method, equal gain combining method, maximum ratio combining method, or the like on these signals.

以上のように、実施の形態２に係る受信装置２００を用いることで、検出部１１５から出力された伝送路信号Ｅを用いてデータ信号Ｄの復号を行い、復号信号Ｘを得るとともに、補助信号生成部２２０で、類似した伝送路歪み成分を有するデータ信号Ｄの組み合わせを複数の受信信号Ｒの中から抽出して、データ信号Ｄの復号を行い、補助信号Ｙを得ることができ、さらに、抽出されたデータ信号が受けた伝送路歪み成分の類似度を保持することができる。そして、受信アンテナ数に相当する復号信号全てと、補助信号に対し、類似度に応じた重み付けをおこなったものとを用いて、空間合成を行うことで、伝送路歪み抑圧効果をさらに向上させることができ、より確度の高い情報信号を出力することができる。   As described above, by using the receiving apparatus 200 according to the second embodiment, the data signal D is decoded using the transmission path signal E output from the detection unit 115 to obtain the decoded signal X, and the auxiliary signal The generation unit 220 can extract a combination of data signals D having similar transmission path distortion components from the plurality of received signals R, decode the data signals D, and obtain an auxiliary signal Y. The similarity of the transmission path distortion components received by the extracted data signal can be maintained. Then, by performing spatial synthesis using all decoded signals corresponding to the number of reception antennas and weighting according to the similarity to the auxiliary signal, the transmission path distortion suppression effect can be further improved. And an information signal with higher accuracy can be output.

上述の実施の形態１及び実施の形態２の内容は、本発明の受信方法を適用した受信装置における適用可能な態様を例示したものであって、本発明はこれに限られるものではない。   The contents of the first embodiment and the second embodiment described above exemplify modes that can be applied to a receiving apparatus to which the receiving method of the present invention is applied, and the present invention is not limited to this.

図１３は、実施の形態１及び２における検出部１１５の変形例である検出部２１５の構成を概略的に示す概略図である。検出部２１５は、歪検出部１１５ａと、シンボル内挿部１１５ｂと、信号分離部１１５ｃと、周波数内挿部１１５ｄと、信号演算部１１５ｅと、信号分離部２１５ｇと、既知信号内挿部２１５ｈと、信号演算部２１５ｉとを備える。変形例における検出部２１５は、信号分離部２１５ｇ、既知信号内挿部２１５ｈ及び信号演算部２１５ｉをさらに備える点で、実施の形態１及び２における検出部１１５と異なっている。ここで、歪検出部１１５ａ、シンボル内挿部１１５ｂ、信号分離部１１５ｃ、周波数内挿部１１５ｄ及び信号演算部１１５ｅでの処理は、実施の形態１及び２と同様である。但し、信号演算部１１５ｅは、生成された伝送路推定信号を、伝送路信号Ｅ１として、補助信号生成部１２０、２２０及び符号合成部１１６に与える。   FIG. 13 is a schematic diagram schematically showing a configuration of a detection unit 215 that is a modification of the detection unit 115 in the first and second embodiments. The detection unit 215 includes a distortion detection unit 115a, a symbol interpolation unit 115b, a signal separation unit 115c, a frequency interpolation unit 115d, a signal calculation unit 115e, a signal separation unit 215g, and a known signal interpolation unit 215h. And a signal calculation unit 215i. The detection unit 215 in the modification is different from the detection unit 115 in the first and second embodiments in that it further includes a signal separation unit 215g, a known signal interpolation unit 215h, and a signal calculation unit 215i. Here, the processing in distortion detection section 115a, symbol interpolation section 115b, signal separation section 115c, frequency interpolation section 115d, and signal calculation section 115e is the same as in Embodiments 1 and 2. However, the signal calculation unit 115e gives the generated transmission path estimation signal to the auxiliary signal generation sections 120 and 220 and the code synthesis section 116 as the transmission path signal E1.

信号分離部２１５ｇは、歪検出部１１５ａで生成された歪み信号を、第１既知信号Ｃ＋の成分を示す第３信号と、第２既知信号Ｃ−の成分を示す第４信号とに分離する。そして、信号分離部２１５ｇは、第３信号及び第４信号を既知信号内挿部２１５ｈに与える。図１４（Ａ）及び（Ｂ）は、第３信号及び第４信号を説明するための概略図である。図１４（Ａ）に示されているように、第３信号は、第１既知信号Ｃ＋の伝送路歪み成分を示す。図１４（Ｂ）に示されているように、第４信号は、第２既知信号Ｃ−の伝送路歪み成分を示す。Signal separating unit 215g is the distortion signals generated by the distortion detection section 115a, a third signal indicative of a first known signal C + components, the second known signal C - is separated into a fourth signal indicating the components of . Then, the signal separation unit 215g gives the third signal and the fourth signal to the known signal interpolation unit 215h. 14A and 14B are schematic diagrams for explaining the third signal and the fourth signal. As shown in FIG. 14A, the third signal indicates a transmission path distortion component of the first known signal C + . As shown in FIG. 14 (B), the fourth signal, the second known signal C - indicating channel distortion components.

図１３の説明に戻り、既知信号内挿部２１５ｈは、第３信号で示されるそれぞれの成分に基づいて、第２既知信号Ｃ−に対応する位置における内挿を行い、第３内挿信号を生成すると共に、第４信号で示されるそれぞれの成分に基づいて、第１既知信号Ｃ＋に対応する位置における内挿を行い、第４内挿信号を生成する。そして、既知信号内挿部２１５ｈは、第３内挿信号及び第４内挿信号を信号演算部２１５ｉに与える。図１５（Ａ）及び（Ｂ）は、第３内挿信号及び第４内挿信号を説明するための概略図である。図１５（Ａ）に示されているように、第３内挿信号は、第１既知信号Ｃ＋の伝送路歪み成分と、この伝送路歪み成分に基づいて、第２既知信号Ｃ−に対応する位置において内挿された成分とを示す。図１５（Ｂ）に示されているように、第４内挿信号は、第２既知信号Ｃ−の伝送路歪み成分と、この伝送路歪み成分に基づいて、第１既知信号Ｃ＋に対応する位置において内挿された成分とを示す。Returning to the description of FIG. 13, the known signal interpolation unit 215 h performs interpolation at a position corresponding to the second known signal C − based on the respective components indicated by the third signal, and outputs the third interpolation signal. At the same time, based on each component indicated by the fourth signal, interpolation is performed at a position corresponding to the first known signal C + to generate a fourth interpolation signal. Then, the known signal interpolation unit 215h gives the third interpolation signal and the fourth interpolation signal to the signal calculation unit 215i. FIGS. 15A and 15B are schematic diagrams for explaining the third interpolation signal and the fourth interpolation signal. As shown in FIG. 15 (A), No. 3 in挿信includes a first known signal C + channel distortion components, based on the transmission path distortion component, the second known signal C - corresponding to And the component interpolated at the position to be. As shown in FIG. 15B, the fourth interpolation signal corresponds to the first known signal C + based on the transmission path distortion component of the second known signal C- and the transmission path distortion component. And the component interpolated at the position to be.

図１３の説明に戻り、信号演算部２１５ｉは、第３内挿信号及び第４内挿信号から、送信アンテナ１５０と受信アンテナ１０１との間の伝送路特性を示す伝送路推定信号を算出する。そして、信号演算部２１５ｉは、生成された伝送路推定信号を、伝送路監視信号Ｈ１として、補助信号生成部１２０に与える。例えば、信号演算部２１５ｉは、第３内挿信号と第４内挿信号とを加算することにより、送信アンテナ１５０−１と受信アンテナ１０１−１との間の伝送路特性を示す第１伝送路推定信号を算出する。また、信号演算部２１５ｉは、第３内挿信号から第４内挿信号を減算することにより、送信アンテナ１５０−２と受信アンテナ１０１−１との間の伝送路特性を示す第２伝送路推定信号を算出する。そして、信号演算部２１５ｉは、第１伝送路推定信号を、第１伝送路監視素信号Ｈ１ａとし、第２伝送路推定信号を、第２伝送路監視素信号Ｈ１ｂとして、補助信号生成部１２０、２２０に与える。   Returning to the description of FIG. 13, the signal calculation unit 215 i calculates a transmission path estimation signal indicating transmission path characteristics between the transmission antenna 150 and the reception antenna 101 from the third interpolation signal and the fourth interpolation signal. Then, the signal calculation unit 215i gives the generated transmission path estimation signal to the auxiliary signal generation section 120 as the transmission path monitoring signal H1. For example, the signal calculation unit 215i adds the third interpolation signal and the fourth interpolation signal, thereby indicating the transmission line characteristics between the transmission antenna 150-1 and the reception antenna 101-1. An estimated signal is calculated. In addition, the signal calculation unit 215i subtracts the fourth interpolation signal from the third interpolation signal, so that the second transmission path estimation indicating the transmission path characteristics between the transmission antenna 150-2 and the reception antenna 101-1. Calculate the signal. The signal calculation unit 215i uses the first transmission path estimation signal as the first transmission path monitoring element signal H1a, the second transmission path estimation signal as the second transmission path monitoring element signal H1b, the auxiliary signal generation section 120, 220.

以上のように、変形例における検出部２１５は、信号分離部２１５ｇ、既知信号内挿部２１５ｈ及び信号演算部２１５ｉを用いて、既知信号に対応する位置にのみ内挿を行い、第１伝送路監視素信号及び第２伝送路監視素信号を生成することができる。このため、伝送路歪みの検出精度は落ちるが、シンボル内挿部１１５ｂ及び周波数内挿部１１５ｄにおけるフィルタ等による遅延がなく、迅速に、第１伝送路監視素信号及び第２伝送路監視素信号を生成することができる。これにより、伝送路信号Ｅが算出されるまでの間に、演算部１２１及び比較部１２２、２２２での処理を実施することができ、受信装置１００、２００における処理全体を迅速に行うことができる。   As described above, the detection unit 215 according to the modification uses the signal separation unit 215g, the known signal interpolation unit 215h, and the signal calculation unit 215i to perform interpolation only at a position corresponding to the known signal, and performs the first transmission path. A monitoring element signal and a second transmission line monitoring element signal can be generated. For this reason, although the detection accuracy of the transmission line distortion is lowered, there is no delay due to a filter or the like in the symbol interpolation unit 115b and the frequency interpolation unit 115d, and the first transmission line monitoring element signal and the second transmission line monitoring element signal can be quickly obtained. Can be generated. As a result, the processing in the calculation unit 121 and the comparison units 122 and 222 can be performed until the transmission line signal E is calculated, and the entire processing in the receiving apparatuses 100 and 200 can be performed quickly. .

図１６は、実施の形態１における比較部１２２の変形例である比較部３２２の構成を概略的に示すブロック図である。変形例における比較部３２２は、類似度信号Ｌを構成する類似度素信号Ｌ１〜Ｌｍを比較し、当該比較結果に基づいて、類似度の最も高い伝送路監視素信号を示す制御信号Ｃを生成する。比較部３２２は、最大類似度検出部３２２ａと、制御信号出力部３２２ｂとを備える。   FIG. 16 is a block diagram schematically showing a configuration of a comparison unit 322 that is a modification of the comparison unit 122 in the first embodiment. The comparison unit 322 in the modification compares the similarity elementary signals L1 to Lm constituting the similarity signal L, and generates a control signal C indicating the transmission path monitoring elementary signal having the highest similarity based on the comparison result. To do. The comparison unit 322 includes a maximum similarity detection unit 322a and a control signal output unit 322b.

なお、図１６では、ｎ＝８と仮定し、８種類の第１伝送路監視素信号Ｈ１ａ〜Ｈ８ａ及び８種類の第２伝送路監視素信号Ｈ１ｂ〜Ｈ８ｂのうち、Ｈ５ａとＨ６ｂの組み合わせの類似度が最も高い場合が仮定されている。このような場合、演算部１２１が、第１伝送路監視素信号と第２伝送路監視素信号とを、それぞれ異なる受信アンテナ１０１で受信された受信信号から生成されたものを用いて類似度演算を行うと、類似度信号Ｌはｎ（ｎ−１）、即ち５６種類の類似度素信号Ｌ１〜Ｌ５６を含む。   In FIG. 16, assuming that n = 8, the combination of H5a and H6b among the eight types of first transmission line monitoring element signals H1a to H8a and the eight types of second transmission line monitoring element signals H1b to H8b. The highest degree is assumed. In such a case, the calculation unit 121 calculates the similarity using the first transmission path monitoring element signal and the second transmission path monitoring element signal generated from the reception signals received by the different receiving antennas 101, respectively. , The similarity signal L includes n (n−1), that is, 56 types of elementary similarity signals L1 to L56.

このとき、例えば、類似度素信号Ｌ３４が第１伝送路監視素信号Ｈ５ａと第２伝送路監視素信号Ｈ６ｂとを用いた類似度演算結果を示し、類似度が大きいほど類似度素信号の値が小さくなると仮定した場合、類似度素信号Ｌ３４の値が最も小さな値となり、その他の類似度素信号の値はそれよりも大きな値となる。   At this time, for example, the similarity element signal L34 indicates a similarity calculation result using the first transmission path monitoring element signal H5a and the second transmission path monitoring element signal H6b, and the value of the similarity element signal increases as the similarity degree increases. Is assumed to be small, the value of the similarity elemental signal L34 is the smallest value, and the values of other similarity elemental signals are larger than that.

次に、以上のようにして得られた類似度信号Ｌは、最大類似度検出部３２２ａに与えられる。最大類似度検出部３２２ａは、５６種類の類似度素信号Ｌ１〜Ｌ５６の中から最小の値を有するＬ３４を検出し、制御信号出力部３２２ｂに与える。   Next, the similarity signal L obtained as described above is given to the maximum similarity detection unit 322a. The maximum similarity detection unit 322a detects L34 having the minimum value among the 56 types of elementary similarity signals L1 to L56, and supplies the detected L34 to the control signal output unit 322b.

制御信号出力部３２２ｂは、類似度素信号Ｌ３４を得るために参照された伝送路監視素信号Ｈ５ａ及びＨ６ｂを特定することのできる情報であるインデックス、例えば、５ａと６ｂを示す制御素信号Ｃ１を含む制御信号Ｃを生成して、選択部１２３に与える。   The control signal output unit 322b receives an index, for example, a control element signal C1 indicating 5a and 6b, which is information that can identify the transmission path monitoring element signals H5a and H6b referred to in order to obtain the similarity element signal L34. A control signal C including the same is generated and given to the selection unit 123.

図１６に示されている比較部３２２は、実施の形態１の変形例として説明したが、実施の形態２における比較部２２２の変形例であってもよい。このような場合には、制御信号出力部３２２ｂは、類似度が高いと判断された類似度素信号に対応する信頼度素信号Ｇ１を含む信頼度信号Ｇを生成して、合成部２３０に与える。   The comparison unit 322 illustrated in FIG. 16 has been described as a modification of the first embodiment, but may be a modification of the comparison unit 222 in the second embodiment. In such a case, the control signal output unit 322b generates a reliability signal G including the reliability element signal G1 corresponding to the similarity element signal determined to have high similarity, and supplies the reliability signal G to the synthesis unit 230. .

以上に記載した実施の形態においては、プリコーディング方式としてＳＴＢＣ又はＳＦＢＣを用いることが仮定されているが、このような例に限定されない。例えば、時間、空間及び周波数の何れか２つ、又は、全ての次元を用いてブロック符号化を行うプリコーディング方式を本発明に適用することができる。なお、ＳＴＢＣでは、受信信号Ｒは、隣接する受信時間単位毎に受信された複数の信号を含み、ＳＦＢＣでは、受信信号は、隣接するサブキャリア周波数単位毎に受信された複数の信号を含む。   In the embodiment described above, it is assumed that STBC or SFBC is used as the precoding method, but the present invention is not limited to such an example. For example, a precoding scheme that performs block coding using any two of time, space, and frequency or all dimensions can be applied to the present invention. In STBC, received signal R includes a plurality of signals received for each adjacent reception time unit. In SFBC, the received signal includes a plurality of signals received for each adjacent subcarrier frequency unit.

１００，２００：受信装置、 １１０：受信部、 １１１：処理部、 １１２：ＦＦＴ部、 １１３：分離部、 １１４：信号処理部、 １１５：検出部、 １１５ａ：歪検出部、 １１５ｂ：シンボル内挿部、 １１５ｃ：信号分離部、 １１５ｄ：周波数内挿部、 １１５ｅ：信号演算部、 ２１５ｇ：信号分離部、 ２１５ｈ：既知信号内挿部、 ２１５ｉ：信号演算部、 １１６：符号合成部、 １２０：補助信号生成部、 １２１：演算部、 １２２，２２２，３２２：比較部、 １２２ａ：閾値比較部、 １２２ｂ，２２２ｂ，３２２ｂ：制御信号出力部、 ３２２ａ：最大類似度検出部、 １２３：選択部、 １２４：補助符号合成部、 １３０，２３０：合成部。   100: 200: receiving device, 110: receiving unit, 111: processing unit, 112: FFT unit, 113: separation unit, 114: signal processing unit, 115: detection unit, 115a: distortion detection unit, 115b: symbol interpolation unit 115c: signal separation unit, 115d: frequency interpolation unit, 115e: signal calculation unit, 215g: signal separation unit, 215h: known signal interpolation unit, 215i: signal calculation unit, 116: code synthesis unit, 120: auxiliary signal Generation unit 121: Operation unit 122, 222, 322: Comparison unit 122a: Threshold comparison unit 122b, 222b, 322b: Control signal output unit 322a: Maximum similarity detection unit 123: Selection unit 124: Auxiliary Code synthesis unit 130, 230: synthesis unit.

Claims (20)

複数の送信アンテナから送信された信号を受信する受信過程と、
前記受信過程で受信された信号から、データ信号及び既知信号を分離する信号処理過程と、
前記既知信号から、前記複数の送信アンテナの各々との間の伝送路特性をそれぞれ示す複数の伝送路素信号を含む伝送路信号、及び、前記複数の送信アンテナの各々との間の伝送路特性をそれぞれ示す複数の伝送路監視素信号を含む伝送路監視信号を検出する検出過程と、
前記伝送路信号を用いて、前記データ信号を復号して、復号信号を生成する符号合成過程と、
前記伝送路監視素信号の組み合わせの内、類似度が高い伝送路監視素信号の組み合わせを特定し、当該特定された組み合わせを用いて、当該特定された組み合わせに対応するデータ信号を復号して、補助信号を生成する補助信号生成過程と、
前記復号信号及び前記補助信号を用いてダイバーシチ合成を行う合成過程と、を有すること
を特徴とする受信方法。 A receiving process for receiving signals transmitted from a plurality of transmitting antennas;
A signal processing step of separating a data signal and a known signal from the signal received in the reception step;
A transmission path signal including a plurality of transmission path element signals each indicating transmission path characteristics between each of the plurality of transmission antennas from the known signal, and a transmission path characteristic between each of the plurality of transmission antennas. Detecting a transmission line monitoring signal including a plurality of transmission line monitoring elementary signals each indicating
A code synthesis process for decoding the data signal using the transmission line signal to generate a decoded signal;
Among the combinations of the transmission path monitoring element signals, identify a combination of transmission path monitoring element signals having a high degree of similarity, and use the identified combination to decode the data signal corresponding to the identified combination, An auxiliary signal generation process for generating an auxiliary signal;
And a combining step of performing diversity combining using the decoded signal and the auxiliary signal. 前記補助信号生成過程では、前記組み合わせに含まれる伝送路監視素信号の差分により、前記類似度を算出すること
を特徴とする請求項１に記載の受信方法。 The reception method according to claim 1, wherein, in the auxiliary signal generation process, the similarity is calculated based on a difference between transmission path monitoring elementary signals included in the combination. 前記受信過程では、複数の受信アンテナで信号を受信し、
前記組み合わせは、前記複数の受信アンテナの内から選択された一の受信アンテナと、前記複数の送信アンテナの内から選択された何れかの送信アンテナとの間の伝送路特性を示す伝送路監視素信号、及び、前記複数の受信アンテナの内から選択された他の受信アンテナと、前記複数の送信アンテナの内から選択された何れかの送信アンテナとの間の伝送路特性を示す伝送路監視素信号、の組み合わせであること
を特徴とする請求項１又は２に記載の受信方法。 In the reception process, signals are received by a plurality of receiving antennas,
The combination is a transmission path monitoring element indicating transmission path characteristics between one reception antenna selected from the plurality of reception antennas and any one of the plurality of transmission antennas. A transmission path monitoring element indicating a transmission path characteristic between a signal and another reception antenna selected from among the plurality of reception antennas and any one of the plurality of transmission antennas. The reception method according to claim 1, wherein the reception method is a combination of signals. 前記補助信号生成過程では、前記類似度を予め定められた閾値と比較して、当該比較結果により、前記類似度が高い伝送路素信号の組み合わせを特定すること
を特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の受信方法。 The auxiliary signal generation process compares the similarity with a predetermined threshold, and identifies a combination of transmission path element signals having a high similarity based on the comparison result. The reception method according to any one of the above. 前記補助信号生成過程では、前記類似度が最も高い伝送路素信号の組み合わせを特定すること
を特徴とする請求項１から３の何れか一項に記載の受信方法。 The reception method according to any one of claims 1 to 3, wherein, in the auxiliary signal generation process, a combination of transmission path element signals having the highest similarity is specified. 前記合成過程では、前記復号信号及び前記補助信号から信頼性の高い信号を選択して、前記ダイバーシチ合成を行うこと
を特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の受信方法。 6. The reception method according to claim 1, wherein, in the combining process, a highly reliable signal is selected from the decoded signal and the auxiliary signal, and the diversity combining is performed. 前記補助信号生成過程では、前記特定された組み合わせの類似度が高いほど高い信頼度を示す信頼度信号を生成し、
前記合成過程では、前記特定された組み合わせに対応するデータ信号から復号された補助信号に、前記特定された組み合わせの信頼度信号で示される信頼度に応じた値を加重して、前記ダイバーシチ合成を行うこと
を特徴とする請求項１から５の何れか一項に記載の受信方法。 In the auxiliary signal generation step, a reliability signal indicating higher reliability is generated as the similarity of the identified combination is higher,
In the combining process, the auxiliary signal decoded from the data signal corresponding to the specified combination is weighted with a value corresponding to the reliability indicated by the reliability signal of the specified combination, and the diversity combining is performed. The reception method according to claim 1, wherein the reception method is performed. 前記合成過程では、前記復号信号及び前記加重された補助信号から信頼性の高い信号を選択して、前記ダイバーシチ合成を行うこと
を特徴とする請求項７に記載の受信方法。 The receiving method according to claim 7, wherein in the combining process, a highly reliable signal is selected from the decoded signal and the weighted auxiliary signal, and the diversity combining is performed. 前記検出過程では、前記既知信号を予め定められた基準信号と比較することにより、前記受信アンテナとの間の歪み成分を算出し、当該歪み成分を時間方向及び周波数方向に補間して、前記伝送路信号及び前記伝送路監視信号を生成すること
を特徴とする請求項３に記載の受信方法。 In the detection process, a distortion component between the reception antenna and the reception antenna is calculated by comparing the known signal with a predetermined reference signal, the distortion component is interpolated in a time direction and a frequency direction, and the transmission is performed. The reception method according to claim 3 , wherein a path signal and the transmission path monitoring signal are generated. 前記検出過程では、前記既知信号を予め定められた基準信号と比較することにより、前記受信アンテナとの間の歪み成分を算出し、当該歪み成分を前記既知信号に対応する位置において補間して、前記伝送路監視信号を生成すると共に、当該歪み成分を時間方向及び周波数方向に補間して、前記伝送路信号を生成すること
を特徴とする請求項３に記載の受信方法。 In the detection process, by comparing the known signal with a predetermined reference signal, a distortion component with the receiving antenna is calculated, and the distortion component is interpolated at a position corresponding to the known signal, The reception method according to claim 3 , wherein the transmission path monitoring signal is generated, and the transmission path signal is generated by interpolating the distortion component in a time direction and a frequency direction. 前記受信過程で受信された信号は、隣接する受信時間単位毎に受信された複数の信号を含むこと
を特徴とする請求項１から１０の何れか一項に記載の受信方法。 The reception method according to any one of claims 1 to 10, wherein the signal received in the reception process includes a plurality of signals received for each adjacent reception time unit. 前記受信過程で受信された信号は、隣接するサブキャリア周波数単位毎に受信された複数の信号を含むこと
を特徴とする請求項１から１０の何れか一項に記載の受信方法。 The reception method according to any one of claims 1 to 10, wherein the signal received in the reception process includes a plurality of signals received for each adjacent subcarrier frequency unit. 複数の送信アンテナから送信された信号を受信する受信アンテナと、
前記受信アンテナで受信された信号から、データ信号及び既知信号を分離する信号処理部と、
前記既知信号から、前記複数の送信アンテナの各々との間の伝送路特性をそれぞれ示す複数の伝送路素信号を含む伝送路信号、及び、前記複数の送信アンテナの各々との間の伝送路特性をそれぞれ示す複数の伝送路監視素信号を含む伝送路監視信号を検出する検出部と、
前記伝送路信号を用いて、前記データ信号を復号して、復号信号を生成する符号合成部と、
前記伝送路監視素信号の組み合わせの内、類似度が高い伝送路監視素信号の組み合わせを特定し、当該特定された組み合わせを用いて、当該特定された組み合わせに対応するデータ信号を復号して、補助信号を生成する補助信号生成部と、
前記復号信号及び前記補助信号を用いてダイバーシチ合成を行う合成部と、を備えること
を特徴とする受信装置。 A receiving antenna for receiving signals transmitted from a plurality of transmitting antennas;
A signal processing unit for separating a data signal and a known signal from a signal received by the receiving antenna;
A transmission path signal including a plurality of transmission path element signals each indicating transmission path characteristics between each of the plurality of transmission antennas from the known signal, and a transmission path characteristic between each of the plurality of transmission antennas. Detecting a transmission line monitoring signal including a plurality of transmission line monitoring elementary signals each indicating
A code synthesizing unit that generates a decoded signal by decoding the data signal using the transmission line signal;
Among the combinations of the transmission path monitoring element signals, identify a combination of transmission path monitoring element signals having a high degree of similarity, and use the identified combination to decode the data signal corresponding to the identified combination, An auxiliary signal generation unit for generating an auxiliary signal;
And a combining unit that performs diversity combining using the decoded signal and the auxiliary signal. 前記補助信号生成部は、前記組み合わせに含まれる伝送路監視素信号の差分により、前記類似度を算出すること
を特徴とする請求項１３に記載の受信装置。 The receiving device according to claim 13, wherein the auxiliary signal generation unit calculates the similarity based on a difference between transmission path monitoring elementary signals included in the combination. 前記受信アンテナを複数備え、
前記組み合わせは、前記複数の受信アンテナの内から選択された一の受信アンテナと、前記複数の送信アンテナの内から選択された何れかの送信アンテナとの間の伝送路特性を示す伝送路監視素信号、及び、前記複数の受信アンテナの内から選択された他の受信アンテナと、前記複数の送信アンテナの内から選択された何れかの送信アンテナとの間の伝送路特性を示す伝送路監視素信号、の組み合わせであること
を特徴とする請求項１３又は１４に記載の受信装置。 A plurality of receiving antennas;
The combination is a transmission path monitoring element indicating transmission path characteristics between one reception antenna selected from the plurality of reception antennas and any one of the plurality of transmission antennas. A transmission path monitoring element indicating a transmission path characteristic between a signal and another reception antenna selected from among the plurality of reception antennas and any one of the plurality of transmission antennas. The receiving apparatus according to claim 13, wherein the receiving apparatus is a combination of signals. 前記補助信号生成部は、前記類似度を予め定められた閾値と比較して、当該比較結果により、前記類似度が高い伝送路素信号の組み合わせを特定すること
を特徴とする請求項１３から１５の何れか一項に記載の受信装置。 The auxiliary signal generation unit compares the similarity with a predetermined threshold value, and identifies a combination of transmission path element signals having a high similarity based on the comparison result. The receiving device according to any one of the above. 前記補助信号生成部は、前記類似度が最も高い伝送路素信号の組み合わせを特定すること
を特徴とする請求項１３から１５の何れか一項に記載の受信装置。 The receiving device according to any one of claims 13 to 15, wherein the auxiliary signal generation unit identifies a combination of transmission path element signals having the highest similarity. 前記補助信号生成部は、前記特定された組み合わせの類似度が高いほど高い信頼度を示す信頼度信号を生成し、
前記合成部は、前記特定された組み合わせに対応するデータ信号から復号された補助信号に、前記特定された組み合わせの信頼度信号で示される信頼度に応じた値を加重して、前記ダイバーシチ合成を行うこと
を特徴とする請求項１３から１７の何れか一項に記載の受信装置。 The auxiliary signal generation unit generates a reliability signal indicating higher reliability as the similarity of the identified combination is higher,
The combining unit weights the auxiliary signal decoded from the data signal corresponding to the specified combination with a value corresponding to the reliability indicated by the reliability signal of the specified combination, and performs the diversity combining. The reception apparatus according to claim 13, wherein the reception apparatus is performed. 前記検出部は、前記既知信号を予め定められた基準信号と比較することにより、前記受信アンテナとの間の歪み成分を算出し、当該歪み成分を時間方向及び周波数方向に補間して、前記伝送路信号及び前記伝送路監視信号を生成すること
を特徴とする請求項１３から１８の何れか一項に記載の受信装置。 The detection unit calculates a distortion component with the receiving antenna by comparing the known signal with a predetermined reference signal, interpolates the distortion component in a time direction and a frequency direction, and transmits the transmission The receiving apparatus according to any one of claims 13 to 18, wherein the receiving apparatus generates a path signal and the transmission path monitoring signal. 前記検出部は、前記既知信号を予め定められた基準信号と比較することにより、前記受信アンテナとの間の歪み成分を算出し、当該歪み成分を前記既知信号に対応する位置において補間して、前記伝送路監視信号を生成すると共に、当該歪み成分を時間方向及び周波数方向に補間して、前記伝送路信号を生成すること
を特徴とする請求項１３から１８の何れか一項に記載の受信装置。 The detection unit calculates a distortion component between the receiving antenna by comparing the known signal with a predetermined reference signal, interpolates the distortion component at a position corresponding to the known signal, 19. The reception according to claim 13, wherein the transmission path monitoring signal is generated, and the transmission path signal is generated by interpolating the distortion component in a time direction and a frequency direction. apparatus.
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