JP5785780B2 - Power conversion device, and air conditioner and washing machine using the same - Google Patents
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Description
本発明は、直流母線電流に基づいて電動機に流れる交流電流を検出する電力変換装置、および、それを用いた空調機,洗濯機に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that detects an alternating current flowing in an electric motor based on a direct current bus current, and an air conditioner and a washing machine using the same.
空調機や洗濯機などに使用されている電動機駆動装置は小型化・部品点数削減,高効率・高出力化への要求が強く、これらの要求を実現する技術が多数開発されている。 Electric motor drive devices used in air conditioners and washing machines have strong demands for downsizing, reducing the number of parts, high efficiency, and high output, and many technologies have been developed to meet these requirements.
電力変換装置の供給可能電圧を増加させ、かつ電流とトルクの脈動を低減する手法の一つとして、例えば、非特許文献1や非特許文献2では、出力交流電力の位相に基づく非周期パルスによるパルス制御を行うPHM(Pulse Harmonic Modulation)制御が提案されている。PHM制御を用いることで、供給可能電圧を増加させることができ、特に高速回転域で高効率運転範囲を広げられる。
As one of methods for increasing the suppliable voltage of the power conversion device and reducing the pulsation of current and torque, for example, in
また、相電流センサを用いない方式の一つとして、例えば、特許文献1に開示されているように、電動機をパルス幅変調制御(PWM制御)で駆動する電力変換回路の直流母線電流と電力変換回路のスイッチング状態とに基づいて、電動機の瞬時相電流を検出し、電動機の相電流を再現する電流検出方式が提案されている。
Further, as one of the methods not using a phase current sensor, for example, as disclosed in
特許文献1の電流検出方式は、電力変換回路を駆動するPWM信号を利用し、PWM信号の組み合わせによって電力変換回路の直流母線に現れる電動機の交流電流成分を検出する。
The current detection method of
別方式として、例えば、特許文献2に開示されているように、電動機を駆動する電力変換回路の直流母線電流の電圧最大相の瞬時相電流をPWMキャリア信号の中間近傍で検出し、電流の検出値と周期関数の積分値に基づいて電動機への有効・無効電流を検出する電流検出方式も提案されている。
As another method, for example, as disclosed in
非特許文献1や非特許文献2のPHM制御では、交流のモータ相電流を直接検出することを前提としており、直流母線電流の検出方法については一切記載が無い。また、PHM制御の場合、特許文献1や特許文献2の直流母線電流検出方式が適用困難となる。
The PHM control in Non-Patent
また、PHM制御時には、電力変換回路を制御するパルス波形が非周期となるため、直流母線電流より2相分の相電流情報が得られない区間が発生し、特許文献1の電流検出方式では電流再現が困難となる。また、PHM制御時に一定間隔で直流母線電流検出を行った場合、特定の相電流情報を連続して得られない区間が発生し、特許文献2の方式では電流再現が困難となる。
In addition, during the PHM control, the pulse waveform for controlling the power conversion circuit becomes aperiodic, and therefore, a section in which phase current information for two phases cannot be obtained from the DC bus current is generated. It becomes difficult to reproduce. In addition, when DC bus current detection is performed at regular intervals during PHM control, a section in which specific phase current information cannot be obtained continuously occurs, and current reproduction is difficult with the method of
このように、PHM制御を開示する非特許文献1,2には、直流母線電流の検出方法や直流母線電流に基づいてモータ相電流を推定する方法は一切開示されておらず、また、PWM制御を前提とする特許文献1,2の技術では、PHM制御時には直流母線電流検出による電流再現が困難である。
As described above,
上記課題は、電動機に流れる交流電流を検出する電力変換装置であって、非周期パルスを出力する第一のパルス制御回路と、前記非周期パルスを用いて、直流電力を交流電力に変換する、または、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路と、該電流変換回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出回路と、該直流母線電流検出回路で検出された直流母線電流を、前記非周期パルスを基にサンプリングしてベクトル制御を行い、前記パルス制御回路への指令電圧を作成する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、第一の電流再現手段を備え、前記直流母線電流検出回路は、第一期間と第二期間のそれぞれにおいて、前記直線母線電流を複数回検出し、前記第一の電流再現手段は、前記非周期パルス波形により、検出が行われた瞬間の前記電力変換回路の交流電圧位相をいずれかの相電圧位相と判別し、前記第一期間および前記第二期間における電流検出値のそれぞれの積分値と、前記第一期間および前記第二期間における前記相電圧位相の正弦関数演算値と余弦関数演算値のそれぞれの積分値と、に基づいて、無効電流および有効電流を推定する電力変換装置によって解決される。
The subject is a power conversion device that detects an alternating current flowing in an electric motor, and converts a direct-current power into an alternating-current power by using a first pulse control circuit that outputs a non-periodic pulse and the non-periodic pulse. Alternatively, a power conversion circuit that converts AC power into DC power, a DC bus current detection circuit that detects a DC bus current of the current conversion circuit, and a DC bus current detected by the DC bus current detection circuit are A control circuit that performs sampling and vector control based on a periodic pulse and creates a command voltage to the pulse control circuit, and the control circuit includes first current reproduction means, and the DC bus current The detection circuit detects the linear bus current a plurality of times in each of the first period and the second period, and the first current reproduction means detects the moment when detection is performed by the non-periodic pulse waveform. The AC voltage phase of the power conversion circuit is determined as any one of the phase voltage phases, and the integrated values of the current detection values in the first period and the second period, and the first period and the second period, This is solved by the power conversion device that estimates the reactive current and the effective current based on the respective integration values of the sine function calculation value and the cosine function calculation value of the phase voltage phase .
本発明によれば、出力交流電力の位相に基づく非周期パルス波形でパルス制御する電力変換回路に流れる交流電流を、直流母線電流検出により電流再現することが可能となる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, it becomes possible to reproduce the alternating current which flows into the power converter circuit which carries out pulse control by the non-periodic pulse waveform based on the phase of output alternating current power by DC bus current detection.
以下、本発明の実施例を説明する。 Examples of the present invention will be described below.
図1から図7を用いて、非周期パルスで駆動する電力変換回路4の直流母線電流IDCから有効電流Iaおよび無効電流Irを電流再現する実施例1の電力変換装置を説明する。
From Figure 1 with reference to FIG. 7, the power conversion device of Example 1 that current reproduction active current Ia and reactive current Ir from the DC bus current I DC of the
図1では、直流電源2から供給される直流電力は、電力変換装置1で交流電力へ変換され、交流電動機3へ出力される。なお、交流電動機3が発電を行い、電力変換装置1で交流電力を直流電力へ変換する場合でも、本実施例に示す方式で電力変換回路4の直流母線電流IDCから有効電流Iaおよび無効電流Irを電流再現することが可能である。
In FIG. 1, the DC power supplied from the
図1に示すように、電力変換装置1は、直流電力を交流電力に変換する電力変換回路4と、交流電力の位相に基づく、PHM制御方式等の非周期パルスで電力変換回路4を制御するパルス制御部5と、電力変換回路4の直流母線電流IDCを検出する直流母線電流検出回路6と、直流母線電流検出回路6で検出された直流母線電流IDC等を基にベクトル制御を行う制御装置7で構成されている。また、電力変換回路4は、IGBTとダイオードなどのスイッチング素子から構成された電力変換主回路41と、パルス制御部5からの非周期パルス信号5Aに基づいて主回路のIGBTへのゲート信号を発生するゲート・ドライバ42から構成されている。
As shown in FIG. 1, the
制御装置7は、直流母線電流検出回路6で検出された直流母線電流IDC、パルス信号情報5B,印加電圧指令情報9Aに基づいて、交流電動機3に流れる交流電流を推定し、再現電流Icとして出力する電流再現部8と、再現電流Icを用いてベクトル制御演算を行い、印加電圧指令値V*を算出するベクトル制御部9から構成される。
The
図2の上図は電力変換回路4が出力する三相交流電圧Vu,Vv,Vwを示す図であり、これらの電圧は(数1)で表現される。これらの電圧によって、交流電動機3には図2の下図に示される三相交流電流Iu,Iv,Iwが流れる。これらの電流は(数2)で表現される。
2 is a diagram showing three-phase AC voltages Vu, Vv, and Vw output from the
ここで、θv:U相を基準とする電圧位相、φ:電圧/電流位相差。 Here, θ v : voltage phase with reference to U phase, φ: voltage / current phase difference.
次に、図3を用いて、各電圧・電流及び各位相の関係について示す。図3のU軸は交流電動機3の固定子のU相コイル方向を表す。U相電圧VuとU相電流Iuは、それぞれモータ電圧V1とモータ電流I1のU軸方向の成分である。また、無効電流Irはモータ電圧V1に直交する成分であり、有効電流Iaはモータ電圧V1に平行な成分である。図3では省略するが、Vv,Iv,Vw,Iwも同様である。 Next, the relationship between each voltage / current and each phase will be described with reference to FIG. The U axis in FIG. 3 represents the U phase coil direction of the stator of the AC motor 3. U-phase voltage Vu and U-phase current Iu are components in the U-axis direction of motor voltage V 1 and motor current I 1 , respectively. The reactive current Ir is a component orthogonal to the motor voltage V 1 , and the effective current Ia is a component parallel to the motor voltage V 1 . Although not shown in FIG. 3, the same applies to Vv, Iv, Vw, and Iw.
ここで、課題を明確にするため、本実施例の電流検出方式を説明する前に、従来の電流検出方式の問題点を説明する。特許文献1および特許文献2の電流検出方式は、パルス制御部5でパルス幅変調制御(PWM制御)を行い、直流母線電流検出を行うものである。
Here, in order to clarify the problem, problems of the conventional current detection method will be described before describing the current detection method of the present embodiment. In the current detection methods of
例えば、特許文献1の電流検出方式では、図4に示すとおり、PWMキャリア信号を使用した周期パルス波形(GPu,GPv,GPw)を出力して電力変換回路4を制御するため、直流母線電流IDCに周期的な電流が流れることになる。このため、図4の白丸で示すように、直流母線電流検出回路6が、中間相電圧Vv*とPWMキャリア信号が交差する前後の直流母線電流IDCをサンプリングすることで、電圧最大相と最小相の2相分の瞬時相電流(Iu,−Iw)が取得可能となる。これら2相分の瞬時相電流を基に交流電動機3に流れる三相交流電流Iu,Iv,Iwを電流再現する。
For example, in the current detection method of
また、特許文献2の電流検出方式では、図5に示すとおり、PWMキャリア信号を使用した周期パルス波形(GPu,GPv,GPw)を出力して電力変換回路4を制御するため、直流母線電流IDCに周期的な電流が流れることになる。このため、図5の白丸で示すように、直流母線電流検出回路6がPWMキャリア信号の中間点近傍の直流母線電流IDCをサンプリングすることで、電圧最大相の相電流Iuを繰り返して取得することができ、この相電流Iuを基に交流電動機3に流れる有効電流Ia,無効電流Irを電流再現する。
Further, in the current detection method of
しかし、前述のPHM制御では、図6に示すように、PWMキャリア信号を使用しない非周期パルス波形(GPu,GPv,GPw)を出力して電力変換回路4を制御するため、非周期な直流母線電流IDCが流れることになる。
However, in the above-described PHM control, as shown in FIG. 6, since the non-periodic pulse waveform (GPu, GPv, GPw) that does not use the PWM carrier signal is output and the
このように、PHM制御を用いる場合、非周期な直流母線電流IDCが流れることになるため、特許文献1の電流検出方式では2相分の瞬時相電流を連続して検出できる区間が減少するため、三相交流電流Iu,Iv,Iwの電流再現が困難となる。また、特許文献2の電流検出方式では、特定相の相電流を連続して検出できる区間が減少するため、有効電流Ia,無効電流Irの電流再現が困難となる。
Thus, when using the PHM control, to become the aperiodic DC bus current I DC flows in the current detection method of Patent Document 1 a section that can be detected continuously the instantaneous phase currents of two phases decreases Therefore, current reproduction of the three-phase alternating currents Iu, Iv, Iw becomes difficult. Further, in the current detection method of
以下では、PHM制御時に電流再現が困難になるという上記の問題を解決する本実施例の電流再現部8の動作を、図6,図7を用いて説明する。
Hereinafter, the operation of the
図7は電流再現部8の構成を示すブロック図である。ここに示すように、電流再現部8は、パルス信号情報5Bのスイッチ信号情報SWを基に直流母線電流IDCをA/D変換するA/D変換部81と、スイッチ信号情報SWと印加指令電圧情報9Aの電圧位相情報θvから取得直流母線電流値の相電圧位相θvpを判別する相電流判別部82と、相電圧位相θvpの正弦関数の値を出力する正弦関数演算器83aと、相電圧位相θvpの余弦関数の値を出力する余弦関数演算器83bと、直流母線電流IDCを積分する積分器84aと、正弦関数演算値を積分する積分器84bと、余弦関数演算値を積分する積分器84cと、各々の積分値から有効電流Ia、および、無効電流Irを演算する電流推定部85から構成される。以下、各部について詳細を説明する。
FIG. 7 is a block diagram showing the configuration of the
交流電動機3が回転すると、電圧位相情報θvも進む。このとき、直流母線電流IDCには、図6に示すような非周期な電流が流れる。A/D変換部81では、図7に示すように、スイッチ信号情報SWを基に、非周期な直流母線電流IDCを取得する。以下では、それぞれのタイミングで検出した値をIDC(1),IDC(2),…,IDC(m),…,IDC(k)と表す。また、IDC(n)の検出時の電圧位相情報θvをθv(n)で表し、スイッチ信号情報SWをSW(n)で表す。なお、図6に示す期間Q1を第一期間、期間Q2を第二期間と称し、第一期間中にIDC(1),…,IDC(m)が検出され、第二期間中にIDC(m+1),…,IDC(k)が検出されるものとする。相電流判別部82では、スイッチ信号情報SW(n)と電圧位相情報θv(n)とに基づいて、相電圧位相θvp(n)を出力する。U相の相電圧位相θvp(n)は(数3)で求められる。同様に、V相の相電圧位相θvp(n)は(数4)で求められ、W相の相電圧位相θvp(n)は(数5)で求められる。
When the AC motor 3 rotates, the voltage phase information θ v also advances. At this time, the DC-bus current I DC, flows aperiodic current as shown in FIG. The A /
図7に示す正弦関数演算器83a,余弦関数演算器83bは、θvp(n)を引数とする正弦関数sin(θvp(n)),余弦関数cos(θvp(n))の値を出力する。また、積分器84a〜84cは、IDC(n),sin(θvp(n)),cos(θvp(n))の積分を第一期間Q1および第二期間Q2の2つの期間に分けて行う。すなわち、第一期間Q1では、IDC(1),…,IDC(m)およびθvp(1),…θvp(m)の積分を行い、第二期間Q2では、IDC(m+1),…,IDC(k)およびθvp(m+1),…,θvp(k)の積分を行う。
The
電流推定部85は、IDC(n)およびθvp(n)の第一期間Q1および第二期間Q2での積分値に基づいて、(数6)の無効電流Ir、および、(数7)の有効電流Iaを推定し、再現電流Icとして出力する。
Based on the integrated values of I DC (n) and θ vp (n) in the first period Q1 and the second period Q2, the
以下に、電流推定部85で行われる電流推定手法の基本原理について述べる。
The basic principle of the current estimation method performed by the
(数6),(数7)を用いると、(数2)のU相電流Iuは、(数8)で表される。 When (Equation 6) and (Equation 7) are used, the U-phase current Iu of (Equation 2) is expressed by (Equation 8).
同様にV相電流Iv,W相電流Iwはそれぞれ(数9),(数10)で表される。 Similarly, the V-phase current Iv and the W-phase current Iw are expressed by (Equation 9) and (Equation 10), respectively.
ここで、図7に示すように、A/D変換部81からは、U相電流Iu(数8),V相電流Iv(数9),W相電流Iw(数10)の各相電流が出力される。また、正弦関数演算器83aからは正弦関数sin(θvp(n))が出力され、余弦関数演算器83bからは余弦関数cos(θvp(n))が出力される。前述したように、積分器84a〜84cからは、IDC(n),sin(θvp(n)),cos(θvp(n))の各積分値が出力される。
Here, as shown in FIG. 7, each phase current of the U-phase current Iu (Equation 8), the V-phase current Iv (Equation 9), and the W-phase current Iw (Equation 10) is sent from the A /
IDCの第一期間の積分は(数11)で求められ、第二期間の積分は(数12)で求められる。 The integral of I DC in the first period is obtained by (Equation 11), and the integral of the second period is obtained by (Equation 12).
ここで、(数11),(数12)を整理すると、(数13)を得る。 Here, when (Equation 11) and (Equation 12) are arranged, (Equation 13) is obtained.
従って、電流推定部85では、(数13)を用いることで、無効電流Irおよび有効電流Iaを推定できる。
Therefore, the
以上より、電流再現部8を用いることで、パルス制御部5がPHM制御のような非周期パルス波形を出力する場合においても、直流母線電流検出回路6から有効電流Ia,無効電流Irが検出可能となる。つまり、本実施例の構成を用いると、相電流センサを省略できるので、電力変換装置の小型化・部品点数削減が可能となる。これと同時に、PHM制御を用いた弱め界磁制御の場合でも電流再現が可能なため、電力変換回路の供給可能電圧を向上させ、弱め界磁制御方式時の無効電流Irを減らすことができ高効率化および高出力化を達成することが可能となる。
As described above, the current reproducing
次に、図8と図9を用いて、実施例1の変形例1を説明する。本変形例は、A/D変換部81でのA/D変換を一定間隔で行う電力変換装置である。本変形例の電力変換装置は、実施例1の電力変換装置における電流再現部8に代え、図9に示す電流再現部8Aを用いるものである。この電流再現部8Aは、電流再現部8の積分器84a〜84cの前段に、スイッチ状態判別部86を追加したものである。なお、実施例1の電力変換装置と共通する点については説明を省略する。
Next, a first modification of the first embodiment will be described with reference to FIGS. 8 and 9. The present modification is a power conversion device that performs A / D conversion in the A /
制御装置7をマイコンなどの集積回路で実現する場合、マイコンのA/D変換部のタイマ設定の制約および演算負荷低減のため、A/D変換部81でのA/D変換は一定間隔であることが好ましい。
When the
ここで、図8はA/D変換部81のA/D変換を一定間隔とした場合の波形例を示している。図1において、電力変換主回路41の上側スイッチSup,Svp,Swpが全相オンとなる場合や、下側スイッチSun,Svn,Swnが全相オンとなる場合、電力変換回路4で環流電流が発生し、図8で「全相下オン」で示す3箇所のサンプリング箇所のように、直流母線電流検出回路6に直流母線電流IDCが流れない状態となる。このため、A/D変換を一定間隔とした場合、直流母線電流IDCが流れない区間でA/D変換部81がA/D変換を行う場合があり、積分器の出力誤差・電流再現精度の低下が発生する問題が生じる。
Here, FIG. 8 shows an example of a waveform when the A / D conversion of the A /
そこで、図9に示す本変形例のスイッチ状態判別部86では、スイッチ信号情報SWに基づいて、出力の有無を切り替えることとした。すなわち、スイッチ信号情報SWが、直流母線電流IDCが流れない組み合わせである、上側スイッチSup,Svp,Swpの全相がオンである場合や、下側スイッチSun,Svn,Swnの全相がオンである場合には、A/D変換部81,正弦関数演算器83a,余弦正弦関数演算器83bの各出力値を積分器84a〜84cへ出力せず、それ以外の組み合わせの場合は各出力値を積分器84a〜84cへ出力する。
Therefore, in the switch
これにより、A/D変換を一定間隔とした場合においても、電流推定部85は積分器84a〜84cを基に有効電流Ia,無効電流Irを再現電流Icとして出力できる。言い換えると、マイコンに制約がある場合やA/D変換部の演算負荷を低減した場合でも有効電流Ia,無効電流Irを再現電流Icとして出力可能となる。
Thus, even when the A / D conversion is performed at a constant interval, the
次に、図10を用いて、実施例1の変形例2を説明する。本変形例は、無効電流Irが小さい場合(電圧/電流位相φが小さい場合)であっても、有効電流Iaを再現可能な電力変換装置である。本変形例の電力変換装置は、図7で説明した電流再現部8に代え、図10に処理の流れを示す電流再現部8Bを用いるものである。これにより、有効電流Iaのみを検出し、マイコンの演算負荷を低減することが可能となる。なお、実施例1の電力変換装置と共通する点については説明を省略する。
Next, a second modification of the first embodiment will be described with reference to FIG. This modification is a power conversion device that can reproduce the effective current Ia even when the reactive current Ir is small (when the voltage / current phase φ is small). The power conversion device of this modification uses a current reproduction unit 8B whose process flow is shown in FIG. 10 instead of the
図10に示すように、電流再現部8Bは、スイッチ信号情報SWを基に直流母線電流IDCをA/D変換するA/D変換部8B1と、直流母線電流IDCを積分する積分器8B4と、積分値から有効電流Iaを演算する電流推定部8B5から構成される。 As shown in FIG. 10, current reproduction unit 8B is a DC-bus current I DC on the basis of the switch signal information SW and A / D conversion unit 8B1 to convert A / D, an integrator for integrating the DC-bus current I DC 8B4 And a current estimation unit 8B5 that calculates the effective current Ia from the integrated value.
A/D変換部8B1では、図7のA/D変換部81と同様に、所定の期間の間、スイッチ信号情報SWを基に非周期な直流母線電流IDCを取得し、それぞれのタイミングで検出した値をIDC(1),IDC(2),…,IDC(m)とする。積分器8B4は、直流母線電流IDC(n)の積分を所定の期間行う。
In A / D conversion unit 8B1, like the A /
電流推定部8B5は、積分器8B4から出力される直流母線電流IDC(n)の積分値を用いて(数14)より、有効電流Iaを推定し、再現電流Icとして出力する。 The current estimation unit 8B5 estimates the effective current Ia from (Equation 14) using the integrated value of the DC bus current I DC (n) output from the integrator 8B4, and outputs it as the reproduction current Ic.
以上より、電流再現部8Bを用いることで、電圧/電流位相φが小さい場合であっても、演算負荷を低減した構成で有効電流Iaが検出可能となる。 As described above, by using the current reproduction unit 8B, even when the voltage / current phase φ is small, the effective current Ia can be detected with a configuration in which the calculation load is reduced.
図11から図14を用いて、直流電力を利用して電流再現する実施例2の電力変換装置を説明する。 A power conversion apparatus according to a second embodiment that reproduces current using DC power will be described with reference to FIGS. 11 to 14.
図11は、本実施例の電力変換装置1Aの構成図である。図11に示すように、電力変換装置1Aは、実施例1の電力変換装置1に直流電圧検出器10を付加するとともに、電流再現部8を電流再現部8cに置換したものである。そして、この直流電圧検出器10は、直流電源の直流電圧Edを検出し、電流再現部8Cへ検出直流電圧EDとして出力するものである。なお、その他の構成は、実施例1の電力変換装置1と同じであるため、説明を省略する。
FIG. 11 is a configuration diagram of the power conversion device 1A of the present embodiment. As shown in FIG. 11, the
本実施例の電流再現部8Cの動作を、図12〜図14を用いて説明する。
The operation of the
図13に示すように、電流再現部8Cは、直流母線電流IDCをフィルタ処理し平均直流母線電流IDC_FLを出力するフィルタ処理部8C1と、平均直流母線電流IDC_FLをA/D変換するA/D変換部8C2と、電力変換回路4に流れるq軸電流Iqを演算する電流推定部8C3から構成される。この電流推定部8C3は、平均直流母線電流IDC_FLと印加指令電圧情報9Aの印加指令電圧Vd*,Vq*と検出直流電圧EDからq軸電流Iqを演算するものである。A/D変換部8C2では,図14の白丸に示すように平均直流母線電流IDC_FLを一定間隔でサンプリングする。
As shown in FIG. 13,
次に、電流推定部8C3について詳細を説明する。前記の通り、電力変換回路4には(数1),(数2)で示される交流電圧・電流が流れる。また、各電圧・電流および位相を電動機の回転(dq)座標軸上での電動機電圧(Vd,Vq)・電流(Id,Iq)とした場合の関係を図12,(数15),(数16)に示す。ここで、d軸は交流電動機3の主磁束方向であり、q軸はd軸に直交する方向を示しており、q軸電流Iqはトルクに寄与する電流である。
Next, details of the current estimation unit 8C3 will be described. As described above, the AC voltage / current represented by (Equation 1) and (Equation 2) flows through the
ここで、電力変換回路4へ入力される直流電力と、電力変換回路4が交流電動機3へ出力する電力が等しいとすると、平均直流母線電流IDC_FL,印加指令電圧Vd*,Vq*,検出直流電圧EDを用いて(数17)が表される。
Here, if the DC power input to the
無効な電流であるd軸電流Idが十分小さい場合、(数17)のd軸電流Idをゼロとすることで、トルクに寄与するq軸電流Iqを(数18)から求めることができる。 When the d-axis current Id, which is an invalid current, is sufficiently small, the q-axis current Iq contributing to the torque can be obtained from (Equation 18) by setting the d-axis current Id in (Equation 17) to zero.
このように、電流再現部8Cは、平均直流母線電流IDC_FLと印加指令電圧Vd*,Vq*と検出直流電圧EDを基に、(数18)を用いてq軸電流Iqを推定し、再現電流Icとして出力する。
As described above, the
以上で説明したように、本実施例の電流再現部8Cを用いることで、無効な電流であるd軸電流Idが十分小さい場合に、積分器・逆行列演算を用いない、演算負荷を低減した構成でトルク電流であるq軸電流Iqを検出することができる。
As described above, by using the
また、電力変換回路4が定常状態のときは、d軸電流Idが指令値通りに制御されることから、d軸電流Idの指令値を考慮すればd軸電流が大きい場合でも、(数19)からトルク電流であるq軸電流Iqを検出することができる。
In addition, when the
図15を用いて、パルス制御方式および電流再現方式を切り替える実施例3の電力変換装置を説明する。 A power conversion device according to a third embodiment that switches between a pulse control method and a current reproduction method will be described with reference to FIG.
図15は、本実施例の電力変換装置1Bの構成図である。図15に示すように、電力変換装置1Bは、実施例1の電力変換装置に、パルス制御部11,パルス信号切り替え部12,電流再現部8D,電流再現切り替え部13を付加したものである。パルス信号切り替え部12は、PHM制御による非周期パルスを出力するパルス制御部5とPWM制御による周期パルスを出力するパルス制御部11を運転条件によって切り替えるものである。また、電流再現切り替え部13は、実施例1で説明した電流再現部8と図4で説明した特許文献1の電流再現方式を用いる電流再現部8Dを運転条件によって切り替えるものである。なお、その他の構成は、実施例1の電力変換装置1と同じであるため、説明を省略する。
FIG. 15 is a configuration diagram of the power conversion device 1B of the present embodiment. As illustrated in FIG. 15, the power conversion device 1B is obtained by adding a
本実施例の電力変換装置において、パルス信号切り替え部12は、交流電動機3の回転数と所定値を大小判定し、回転数が所定値未満の場合は、パルス制御部11からの周期パルス信号11Aをパルス信号12Aとしてゲート・ドライバ42へ出力する。一方、回転数が所定値以上の場合は、パルス制御部5からの非周期パルス信号5Aをパルス信号12Aとしてゲート・ドライバ42へ出力する。
In the power conversion device of the present embodiment, the pulse
電流再現切り替え部13は、交流電動機3の回転数と所定値を大小判別し、回転数が所定値未満の場合は、電流再現部8Dから出力される三相電流Iu,Iv,Iwを再現電流Icとして出力する。一方、回転数が所定値以上の場合は、電流再現部8から出力される有効電流Ia,無効電流Irを再現電流Icとして出力する。
The current reproduction switching unit 13 determines the magnitude of the rotational speed of the AC motor 3 and a predetermined value, and when the rotational speed is less than the predetermined value, the three-phase currents Iu, Iv, and Iw output from the current reproducing
言い換えると、交流電動機3の回転数が所定値未満の場合、ベクトル制御部9は、電流再現部8Dからの再現電流Icに基づいてパルス制御部11を制御し、所定値以上の場合、電流再現部8からの再現電流Icに基づいてパルス制御部5を制御する。
In other words, when the rotational speed of the AC motor 3 is less than the predetermined value, the vector control unit 9 controls the
なお、交流電動機3の回転数に基づいてベクトル制御部9の制御を切り替えるのではなく、直流母線電流検出回路6で検出された直流母線電流IDCの値に基づいてベクトル制御部9の制御を切り替える構成としても良い。つまり、直流母線電流IDCの値が所定値未満の場合、ベクトル制御部9は、電流再現部8Dからの再現電流Icに基づいてパルス制御部11を制御し、所定値以上の場合、電流再現部8からの再現電流Icに基づいてパルス制御部5を制御することとしても良い。
Instead of switching the control of the vector control unit 9 on the basis of the rotational speed of the AC motor 3, the control of the vector control unit 9 based on the value of the DC bus current I DC detected by the DC bus current detection circuit 6 It is good also as a structure to switch. That is, if the value of the DC bus current I DC is less than the predetermined value, the vector control unit 9 controls the
以上の通り、パルス波形と電流再現方式とを切り替えることにより、直流母線電流検出回路6から電流が検出可能となり、相電流センサを用いないことにより電力変換装置の小型化・部品点数の削減が可能となる。これと同時に、交流電動機3が低速回転域の場合、PWM制御による周期パルス波形で駆動することにより、非周期パルス波形で駆動する場合よりマイコンの演算負荷を低減して駆動することが可能となる。また、交流電動機3が高速回転域の場合、PHM制御による非周期パルス波形で駆動することにより、電流およびトルクの脈動を低減でき、さらに、電力変換回路の供給可能電圧を向上させ、弱め界磁制御方式時の無効電流Irを低減し高効率化を達成することが可能となる。 As described above, the current can be detected from the DC bus current detection circuit 6 by switching between the pulse waveform and the current reproduction method, and the power converter can be downsized and the number of parts can be reduced by not using the phase current sensor. It becomes. At the same time, when the AC motor 3 is in the low speed rotation region, driving with a periodic pulse waveform by PWM control makes it possible to drive the microcomputer with a lower computational load than when driving with a non-periodic pulse waveform. . In addition, when the AC motor 3 is in a high-speed rotation range, driving with a non-periodic pulse waveform by PHM control can reduce current and torque pulsations, and further improve the suppliable voltage of the power conversion circuit, so that the field weakening control system It is possible to reduce the reactive current Ir at the time and achieve high efficiency.
図16,図17を用いて、実施例1の電力変換装置1を空調機100の圧縮機駆動に適用した実施例4を説明する。
A fourth embodiment in which the
図16に示すように、本実施例の空調機100は、外気と熱交換を行う室外機101,室内と熱交換を行う室内機102,両者をつなぐ配管103から構成される。室外機101は、冷媒を圧縮する圧縮機104と、それを駆動する圧縮機駆動電動機105と、それを制御する電動機駆動装置106と、圧縮冷媒を用いて外気と熱交換する熱交換機107から構成される。電動機駆動装置106には、実施例1の電力変換装置1は適用される。また、室内機102は、室内と熱交換を行う熱交換機108と、室内に送風する送風機109から構成される。
As shown in FIG. 16, the air conditioner 100 according to the present embodiment includes an outdoor unit 101 that exchanges heat with the outside air, an
ここで、図17を用いて、圧縮機駆動電動機105の効率について説明する。図17において、横軸は圧縮機駆動電動機105の回転数を示し、縦軸はその効率を示す。PWM制御を用いる場合、電力変換回路の正弦波変調方式で出力可能な電圧を上回る電圧飽和領域では、弱め界磁制御により発生する無効電流Irが多く流れる。このため、図17の実線に示すように、圧縮機駆動電動機105の高速回転域において大幅な効率低下が発生する。
Here, the efficiency of the
そこで、本実施例では、実施例1の電力変換装置1を空調機100に適用し、パルス制御部5からPHM制御を用いた非周期パルス信号5Aが出力される場合でも、直流母線電流検出回路6を用いて圧縮機駆動電動機105の電流再現が可能となる。言い換えると、電力変換回路4の供給可能電圧を向上させることができ、圧縮機駆動電動機105に流れる無効電流Irを低減することができる。
Therefore, in this embodiment, even when the
このように、電力変換回路4の供給可能電圧を増加させることで、直流電圧Edが一定の場合でも、弱め界磁制御時に流れる無効電流Irが低減できる。このため、電流による損失が低減され、図17の一点破線に示すように、効率がピークとなる回転数N3より高速回転の領域において、効率の低下を抑制することが可能となる。
As described above, by increasing the suppliable voltage of the
上記の通り、実施例4により、圧縮機駆動電動機105の電流センサをなくすことができるため、空調機の小型化・部品点数の削減・低コスト化を行うことが可能となる。また、PHM制御により、空調機用の圧縮機104を高速回転で制御することが可能となり、冷媒流量を多く流すことができ、空調機の高出力化を行うことが可能となる。
As described above, according to the fourth embodiment, since the current sensor of the
図18,図19を用いて、実施例1の電力変換装置1を洗濯機200の攪拌翼駆動に適用した実施例5を説明する。
A fifth embodiment in which the
図18に示すように、本実施例の洗濯機200は、洗濯槽を攪拌する攪拌翼203と、それを駆動する攪拌翼駆動電動機202と、それを制御する電動機駆動装置201と、洗濯内槽204と洗濯外槽205から構成される。電動機駆動装置201には、実施例1の電力変換装置1が適用される。
As shown in FIG. 18, the
ここで、図19を用いて、攪拌翼駆動電動機202の動作点について説明する。図19において、横軸は攪拌翼駆動電動機202の回転数を示し、縦軸はそのトルク特性を示す。
Here, the operating point of the stirring
PWM制御を用いる場合、攪拌翼駆動電動機202は、洗濯時には低速回転・高トルクの動作点である動作点Aで動作し、脱水時には高速回転・低トルクの動作点Bで、弱め界磁制御を適用して動作を行っている。今後、洗濯機の更なる大容量化や脱水時間の更なる短縮を行うためには、動作点Bよりもトルクあるいは回転数を高めた動作点Cや動作点Dでの攪拌翼駆動電動機202の駆動が必要である。
When PWM control is used, the stirring
そこで、本実施例では、実施例1の電力変換装置1を洗濯機200に適用し、パルス制御部5からPHM制御を用いた非周期パルス信号が出力される場合でも、直流母線電流検出回路6を用いて攪拌翼駆動電動機202の電流再現が可能となる。言い換えると、電力変換回路4の供給可能電圧を向上させることができ、攪拌翼駆動電動機202に流れる無効電流Irを低減することができる。
Therefore, in this embodiment, even when the
このように、電力変換回路4の供給可能電圧を増加させることで、弱め界磁運転中の出力可能トルクを向上させることができる。このため、攪拌翼駆動電動機202は図19の点線に示す範囲まで駆動可能となり、動作点C及び動作点Dで駆動することが可能となる。
Thus, by increasing the suppliable voltage of the
上記の通り、実施例5により、攪拌翼駆動電動機202の電流センサをなくすことができるため、洗濯機の小型化・部品点数の削減・低コスト化を行うことが可能となる。また、PHM制御により、攪拌翼駆動電動機202が動作点Bと同一の回転数でより大きなトルクを出力する動作点Cで駆動できるようになるため、洗濯機の大容量化が可能となる。また、動作点Bと同一のトルクで動作点Dまで高速駆動できるようになるため、脱水時間の短縮を図ることが可能となる。
As described above, according to the fifth embodiment, since the current sensor of the stirring
なお、以上では、縦型洗濯機の攪拌翼を回転させる攪拌翼駆動電動機用の電動機駆動装置に実施例1の電力変換装置を適用した例を説明したが、ドラム式洗濯機のドラムを回転させるドラム駆動電動機用の電動機駆動装置に実施例1の電力変換装置を適用しても同様の効果を得ることができる。 In addition, although the example which applied the power converter device of Example 1 to the motor drive device for the stirring blade drive motor which rotates the stirring blade of a vertical washing machine was demonstrated above, the drum of a drum type washing machine is rotated. The same effect can be obtained even if the power conversion device of the first embodiment is applied to the motor drive device for the drum drive motor.
なお、本発明は、上記した実施例1〜5の記載に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれている。たとえば、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。 In addition, this invention is not limited to description of above-described Examples 1-5, Various modifications are included. For example, a part of the configuration of one embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of one embodiment.
また、上記の各構成,機能,処理部,処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成,機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。各機能を実現するプログラム,テーブル,ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク,SSD(Solid State Drive)等の記録装置、または、ICカード,SDカード,DVD等の記録媒体に置くことができる。 Each of the above-described configurations, functions, processing units, processing means, and the like may be realized by hardware by designing a part or all of them with, for example, an integrated circuit. Each of the above-described configurations, functions, and the like may be realized by software by the processor interpreting and executing a program that realizes each function. Information such as programs, tables, and files that realize each function can be stored in a memory, a recording device such as a hard disk or an SSD (Solid State Drive), or a recording medium such as an IC card, an SD card, or a DVD.
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。 Further, the control lines and information lines indicate what is considered necessary for the explanation, and not all the control lines and information lines on the product are necessarily shown. Actually, it may be considered that almost all the components are connected to each other.
1 電力変換装置
2 直流電源
3 交流電動機
4 電力変換回路
5 パルス制御部
6 直流母線電流検出回路
7 制御装置
8 電流再現部
9 ベクトル制御部
41 電力変換主回路
42 ゲート・ドライバ
DESCRIPTION OF
Claims (10)
非周期パルスを出力する第一のパルス制御回路と、
前記非周期パルスを用いて、直流電力を交流電力に変換する、または、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路と、
該電流変換回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出回路と、
該直流母線電流検出回路で検出された直流母線電流を、前記非周期パルスを基にサンプリングしてベクトル制御を行い、前記パルス制御回路への指令電圧を作成する制御回路と、
を具備し、
前記制御回路は、第一の電流再現手段を備え、
前記直流母線電流検出回路は、第一期間と第二期間のそれぞれにおいて、前記直線母線電流を複数回検出し、
前記第一の電流再現手段は、前記非周期パルス波形により、検出が行われた瞬間の前記電力変換回路の交流電圧位相をいずれかの相電圧位相と判別し、前記第一期間および前記第二期間における電流検出値のそれぞれの積分値と、前記第一期間および前記第二期間における前記相電圧位相の正弦関数演算値と余弦関数演算値のそれぞれの積分値と、に基づいて、無効電流および有効電流を推定することを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device for detecting an alternating current flowing in an electric motor,
A first pulse control circuit for outputting a non-periodic pulse;
Using the non-periodic pulse, a DC power is converted into AC power, or a power conversion circuit that converts AC power into DC power; and
A DC bus current detection circuit for detecting a DC bus current of the current conversion circuit;
A control circuit that samples the DC bus current detected by the DC bus current detection circuit based on the non-periodic pulse to perform vector control, and creates a command voltage to the pulse control circuit;
Comprising
The control circuit includes first current reproduction means,
The DC bus current detection circuit detects the linear bus current a plurality of times in each of the first period and the second period,
The first current reproduction means determines, based on the non-periodic pulse waveform, an alternating voltage phase of the power conversion circuit at the moment of detection as any phase voltage phase, and the first period and the second period Based on the respective integrated values of the current detection values in the period and the respective integrated values of the sine function calculation value and the cosine function calculation value of the phase voltage phase in the first period and the second period, and A power converter characterized by estimating an effective current.
前記制御回路は、スイッチ状態判別回路を備え、
前記直流母線電流検出回路は、所定の第一期間と第二期間において、前記直線母線電流を一定間隔で複数回検出するものであり、
前記スイッチ状態判別回路は、前記非周期パルス波形により、電流検出値と前記相電圧位相の正弦関数演算値と余弦関数演算値の積分器への入力を判別することを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device of Claim 1,
The control circuit includes a switch state determination circuit,
The DC bus current detection circuit detects the linear bus current a plurality of times at regular intervals in a predetermined first period and second period.
The switch state discriminating circuit discriminates an input of a current detection value, a sine function calculation value of the phase voltage phase and a cosine function calculation value to an integrator based on the non-periodic pulse waveform.
非周期パルスを出力する第一のパルス制御回路と、
前記非周期パルスを用いて、直流電力を交流電力に変換する、または、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路と、
該電流変換回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出回路と、
該直流母線電流検出回路で検出された直流母線電流を、前記非周期パルスを基にサンプリングしてベクトル制御を行い、前記パルス制御回路への指令電圧を作成する制御回路と、
を具備し、
前記直流母線電流検出回路が前記直線母線電流を所定の期間において複数回検出し、
前記制御回路は、電流検出値の該当期間における積分値に基づいて、前記電力変換装置に流れる有効電流を推定することを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device for detecting an alternating current flowing in an electric motor,
A first pulse control circuit for outputting a non-periodic pulse;
Using the non-periodic pulse, a DC power is converted into AC power, or a power conversion circuit that converts AC power into DC power; and
A DC bus current detection circuit for detecting a DC bus current of the current conversion circuit;
A control circuit that samples the DC bus current detected by the DC bus current detection circuit based on the non-periodic pulse to perform vector control, and creates a command voltage to the pulse control circuit;
Comprising
The DC bus current detection circuit detects the linear bus current a plurality of times in a predetermined period;
The said control circuit estimates the effective current which flows into the said power converter device based on the integral value in the applicable period of a current detection value, The power converter device characterized by the above-mentioned.
非周期パルスを出力する第一のパルス制御回路と、
前記非周期パルスを用いて、直流電力を交流電力に変換する、または、交流電力を直流電力に変換する電力変換回路と、
該電流変換回路の直流母線電流を検出する直流母線電流検出回路と、
該直流母線電流検出回路で検出された直流母線電流を、前記非周期パルスを基にサンプリングしてベクトル制御を行い、前記パルス制御回路への指令電圧を作成する制御回路と、
を具備し、
前記電力変換回路の直流電圧と、前記直流母線電流検出回路が検出した直流母線電流をフィルタ処理した平均直流母線電流値と、印加指令電圧とに基づいて、前記電力変換装置に流れるトルク電流を推定することを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device for detecting an alternating current flowing in an electric motor,
A first pulse control circuit for outputting a non-periodic pulse;
Using the non-periodic pulse, a DC power is converted into AC power, or a power conversion circuit that converts AC power into DC power; and
A DC bus current detection circuit for detecting a DC bus current of the current conversion circuit;
A control circuit that samples the DC bus current detected by the DC bus current detection circuit based on the non-periodic pulse to perform vector control, and creates a command voltage to the pulse control circuit;
Comprising
Based on the DC voltage of the power conversion circuit, the average DC bus current value obtained by filtering the DC bus current detected by the DC bus current detection circuit, and the applied command voltage, the torque current flowing through the power converter is estimated. The power converter characterized by doing.
更に、PWMキャリア信号に基づく周期パルスを出力する第二のパルス制御回路と、
前記第一のパルス制御回路と前記第二のパルス制御回路とを切り替えるパルス信号切り替え回路と、を具備しており、
前記制御回路は、PWM信号に基づいて前記電動機に流れる相電流を再現する第二の電流再現手段と、前記第一の電流再現手段と前記第二の電流再現手段とを切り替える電流検出切り替え回路とを備えることを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device of Claim 1,
A second pulse control circuit for outputting a periodic pulse based on the PWM carrier signal;
A pulse signal switching circuit for switching between the first pulse control circuit and the second pulse control circuit,
The control circuit includes: a second current reproduction unit that reproduces a phase current flowing through the motor based on a PWM signal; a current detection switching circuit that switches between the first current reproduction unit and the second current reproduction unit; A power conversion device comprising:
前記電力変換装置の交流電力の周波数が所定値以上の場合に、前記第一のパルス制御回路と前記第一の電流再現手段を用いて有効電流を推定し、
所定値未満の場合に、前記第二のパルス制御回路と前記第二の電流再現手段を用いて有効電力を推定することを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 5 ,
When the frequency of the AC power of the power converter is a predetermined value or more, the active current is estimated using the first pulse control circuit and the first current reproduction unit,
A power conversion device that estimates active power using the second pulse control circuit and the second current reproduction means when less than a predetermined value.
前記直流母線電流の平均値が所定値以上の場合に、前記第一のパルス制御回路と前記第一の電流再現手段を用いて有効電流を推定し、
所定値未満の場合に、前記第二のパルス制御回路と前記第二の電流再現手段を用いて有効電流を推定することを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 5 ,
When the average value of the DC bus current is equal to or greater than a predetermined value, the effective current is estimated using the first pulse control circuit and the first current reproduction means,
An effective current is estimated by using the second pulse control circuit and the second current reproduction means when it is less than a predetermined value.
室内と熱交換を行う熱交換機と、室内に送風する送風機から構成された室内機と、
前記室外機と前記室内機をつなぐ配管から構成される空調機であって、
前記電動機駆動装置には、請求項1から請求項7何れか一項に記載の電力変換装置が適用されることを特徴とする空調機。 A compressor that compresses the refrigerant, a compressor drive motor that drives the compressor, an electric motor drive device that controls the compressor, an outdoor unit that includes a heat exchanger that exchanges heat with the outside air using the compressed refrigerant,
An indoor unit composed of a heat exchanger that exchanges heat with the room, and a blower that blows air into the room;
An air conditioner composed of a pipe connecting the outdoor unit and the indoor unit,
An air conditioner to which the power converter according to any one of claims 1 to 7 is applied to the electric motor drive device.
前記電動機駆動装置には、請求項1から請求項7何れか一項に記載の電力変換装置が適用されることを特徴とする洗濯機。 A washing machine comprising: a stirring blade that stirs a washing tub; a stirring blade drive motor that drives the stirring blade; and an electric motor drive device that controls the stirring blade drive motor,
A washing machine, wherein the power converter according to any one of claims 1 to 7 is applied to the electric motor driving device.
前記電動機駆動装置には、請求項1から請求項7何れか一項に記載の電力変換装置が適用されることを特徴とする洗濯機。 A washing machine comprising a drum, a drum drive motor that drives the drum, and a motor drive device that controls the drum drive motor,
A washing machine, wherein the power converter according to any one of claims 1 to 7 is applied to the electric motor driving device.
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