JP5777950B2 - Driving amplifier and information equipment - Google Patents

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本発明は、駆動用アンプおよび情報機器に関し、特に圧電素子等の容量性負荷を低消費電力で駆動することのできる駆動用アンプおよび情報機器に関する。 The present invention relates to a driving dynamic amplifier and information equipment, in particular to be that driving dynamic amplifier and information equipment that drives a capacitive load such as a piezoelectric element with low power consumption.

近年、携帯音楽プレーヤや携帯電話機等の小型電子機器は、小型化や低消費電力化が急速に進んでいる。そのような背景から、電子機器に搭載されるスピーカにあっては、従来のダイナミックスピーカ等よりも効率が非常に良く、薄型で製造することが可能な圧電スピーカが多くなっている。そして、これらの小型電子機器には、圧電スピーカ等の圧電素子を駆動するための駆動用アンプが搭載される。   In recent years, small electronic devices such as portable music players and mobile phones have been rapidly reduced in size and power consumption. From such a background, there are an increasing number of piezoelectric speakers that can be manufactured in a thin shape with a much higher efficiency than conventional dynamic speakers and the like in speakers mounted on electronic devices. In these small electronic devices, a driving amplifier for driving a piezoelectric element such as a piezoelectric speaker is mounted.

例えば、特許文献１のディジタルアンプにおいては、まず入力信号であるオーディオ信号をＰＷＭ変調したＰＷＭ信号と電源電圧とが波形変換回路に入力され、波形変換回路でＰＷＭ信号がアナログ高電圧波形に変換される。そのアナログ高電圧波形が負荷となる圧電スピーカに入力され、つまりエネルギーが圧電スピーカにチャージされて、圧電スピーカが駆動される。そして、圧電スピーカにチャージされたエネルギーは、圧電スピーカと並列に接続される抵抗によって消費される。   For example, in the digital amplifier of Patent Document 1, a PWM signal obtained by PWM-modulating an audio signal as an input signal and a power supply voltage are first input to a waveform conversion circuit, and the PWM signal is converted into an analog high voltage waveform by the waveform conversion circuit. The The analog high voltage waveform is input to a piezoelectric speaker as a load, that is, energy is charged into the piezoelectric speaker, and the piezoelectric speaker is driven. The energy charged in the piezoelectric speaker is consumed by a resistor connected in parallel with the piezoelectric speaker.

このように、一般的な駆動用アンプでは、電源や電源電圧を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータ等から圧電素子にエネルギーをチャージし、容量性負荷にチャージされたエネルギーを抵抗で消費させたり、グランドに放電させたりするのを繰り返して、圧電スピーカ等の容量性負荷を駆動する。   As described above, in a general driving amplifier, energy is charged to the piezoelectric element from a DC-DC converter or the like that boosts the power supply or the power supply voltage, and the energy charged in the capacitive load is consumed by a resistor, or is connected to the ground. A capacitive load such as a piezoelectric speaker is driven by repeatedly discharging.

特開２００６−６０５４９号公報JP 2006-60549 A

しかしながら、上述した駆動用アンプは、圧電スピーカにチャージされたエネルギーを負荷と並列に接続される抵抗で全て消費してしまうものであるため、消費したエネルギーを圧電スピーカに再びチャージする必要があった。また、圧電スピーカにチャージされたエネルギーをグランドに放電する場合であっても、同様にグランドに放電した分のエネルギーを圧電スピーカに再びチャージする必要があった。
そこで、本発明は、上記の課題に鑑み、圧電素子等の容量性負荷にチャージされたエネルギーを無駄に消費することなく、容量性負荷を低消費電力で駆動することのできる駆動用アンプおよび情報機器を提供することを目的とする。 However, since the drive amplifier described above consumes all of the energy charged in the piezoelectric speaker by a resistor connected in parallel with the load, it is necessary to recharge the consumed energy in the piezoelectric speaker. . Further, even when the energy charged in the piezoelectric speaker is discharged to the ground, it is necessary to charge the piezoelectric speaker again with the energy discharged to the ground.
The present invention has been made in view of the above problems, without wasting energy charged in the capacitive load such as a piezoelectric element, amplifier can that driving movement of driving a capacitive load with low power consumption and The purpose is to provide information equipment.

本発明に係る駆動用アンプおよび情報機器は、上記の目的を達成するために、次のように構成される。
本発明に係る第１の駆動用アンプは、入力信号を変調する入力信号変調手段と、前記入力信号変調手段によって変調された信号に基づいて容量性負荷を駆動するための出力信号を生成する駆動用ドライバと、を備え、前記駆動用ドライバは、エネルギーを保持する第１の充放電素子と、前記第１の充放電素子または前記容量性負荷により保持されている前記エネルギーを一時的に保持する第２の充放電素子と、前記第１の充放電素子と前記第２の充放電素子との間、並びに前記第２の充放電素子と前記容量性負荷との間にそれぞれ接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子の電気的接続状態をオン状態とオフ状態とのいずれか一方に切り替えるように制御する駆動制御信号を前記変調された信号に基づいて生成する制御手段と、ダイオード構成を有し、電源から前記第１の充放電素子にエネルギーを補充するための補充手段と、を備え、前記制御手段は、第２のフェーズで前記第１の充放電素子から前記第２の充放電素子にエネルギーが充電され、第３のフェーズで前記第２の充放電素子から前記容量性負荷にエネルギーが転送され、第４のフェーズで前記容量性負荷から前記第２の充放電素子にエネルギーが充電され、第５のフェーズで前記第２の充放電素子から前記第１の充放電素子にエネルギーが転送されるように、前記スイッチング素子の電気的接続状態の切り替えを制御し、 かつ、前記第３および第５のフェーズが実行された直後、前記第２の充放電素子にエネルギーを充電または前記第２の充放電素子からエネルギーを放電させずに、前記スイッチング素子の電気的接続状態をオフ状態とする待機フェーズとなるように前記スイッチング素子の電気的接続状態の切り替えを制御することを特徴とする。 Engaging Ru drive dynamic amplifier and information device of the present invention, in order to achieve the above object, configured as follows.
A first driving amplifier according to the present invention includes an input signal modulating unit that modulates an input signal, and a drive that generates an output signal for driving a capacitive load based on the signal modulated by the input signal modulating unit. with a use driver, wherein the driving driver, a first charge and discharge device for holding the energy, temporarily holds the energy held by the first charge and discharge element or the capacitive load A switching element connected between the second charge / discharge element, the first charge / discharge element, and the second charge / discharge element, and between the second charge / discharge element and the capacitive load, respectively. When a control means for generating on the basis of a signal of the driving control signal is the modulation to control to switch to one of the electrical connection in an oN state and an oFF state of the switching element, Has a diode configuration, and replenishing means for replenishing energy to the first charge and discharge device from a power source, wherein the control means, said from the second phase the first charge and discharge device second The charge / discharge element is charged with energy, the energy is transferred from the second charge / discharge element to the capacitive load in the third phase, and the second charge / discharge element is transferred from the capacitive load in the fourth phase. And the switching of the electrical connection state of the switching element is controlled so that energy is transferred from the second charge / discharge element to the first charge / discharge element in a fifth phase, and Immediately after the execution of the third and fifth phases, the switching element is not charged without charging the second charging / discharging element with energy or discharging energy from the second charging / discharging element. And controlling the switching of the electrical connection state of the switching element so that electrical connection state of the standby phase to an off state.

上記の第１の駆動用アンプによれば、キャパシタ等の第１の充放電素子とコイル等の第２の充放電素子とを備え、圧電スピーカ等の容量性負荷にチャージされたエネルギーを抵抗等の素子で無駄に消費することなく、再び第２の充放電素子を介して第１の充放電素子に再びチャージする。この第１の充放電素子に再び充電されたエネルギーを容量性負荷を駆動するために用いることで、容量性負荷を低消費電力で駆動することが可能となる。
また、上記の第１の駆動用アンプは、主に配線や各素子の抵抗等で消費されたエネルギーや容量性負荷の運動エネルギー分を、電源から第１の充放電素子に補充する。その際に、第１の駆動用アンプは、ダイオード等の充電素子を介して、電源電圧に対応するエネルギーを自動的に第１の充電素子に補充する。従って、駆動用ドライバのスイッチング素子の制御を簡潔にすることが可能となる。
また、第１の駆動用アンプによれば、制御手段が、スイッチング素子の電気的接続状態がオフ状態になるように制御することで、第２の充放電素子からエネルギーの転送がない状態にする。これにより、第２の充放電素子に流れる電流が完全に０（Ａ）の状態、つまりエネルギーの転送がない状態にしてから次にフェーズを実行することが可能となる。
また、第１の駆動用アンプによれば、第３および第５のフェーズが実行された直後、第２の充放電素子からエネルギーの転送がない状態にしてから、次にフェーズを実行することが可能となる。 According to the first driving amplifier , the first charging / discharging element such as a capacitor and the second charging / discharging element such as a coil are provided, and the energy charged in the capacitive load such as a piezoelectric speaker is converted into resistance or the like. The first charging / discharging element is charged again via the second charging / discharging element again without being consumed in vain. By using the energy charged in the first charge / discharge element again to drive the capacitive load, the capacitive load can be driven with low power consumption.
The first driving amplifier replenishes the first charge / discharge element from the power source mainly with the energy consumed by the wiring or the resistance of each element or the kinetic energy of the capacitive load. At this time, the first driving amplifier automatically replenishes the first charging element with energy corresponding to the power supply voltage via a charging element such as a diode. Therefore, it is possible to simplify the control of the switching element of the driving driver.
Further, according to the first driving amplifier, the control unit controls the switching element so that the electrical connection state is turned off, so that no energy is transferred from the second charging / discharging element. . This makes it possible to execute the phase next after the current flowing through the second charge / discharge element is completely 0 (A), that is, in a state where there is no energy transfer.
Further, according to the first driving amplifier, immediately after the third and fifth phases are executed, the phase can be executed next after no energy is transferred from the second charge / discharge element. It becomes possible.

本発明に係る第２の駆動用アンプは、前記補充手段は、前記第１の充放電素子に充電されたエネルギー量に応じて、前記補充手段の動作状態が、前記電源から前記第１の充放電素子にエネルギーが充電されるような状態となることを特徴とする。 In the second driving amplifier according to the present invention, the replenishing means may change the operating state of the replenishing means from the power supply to the first charging / discharging element according to the amount of energy charged in the first charging / discharging element. energy to the discharge device is characterized in that a state such as charged.

上記の第２の駆動用アンプによれば、制御手段が、スイッチング素子の電気的接続状態の切り替えを制御することで、第２のフェーズおよび第３のフェーズで第１の充放電素子から第２の充放電素子を介して容量性負荷にエネルギーをチャージし、第４のフェーズおよび第５のフェーズで容量性負荷から第２の充放電素子を介して第１の充放電素子にエネルギーを再びチャージすることが可能となる。
その際に、第２の駆動用アンプは、消費されたエネルギーや容量性負荷の運動エネルギー分を、ダイオード等の充電素子を介して、電源電圧に対応するエネルギーを自動的に第１の充電素子に補充することが可能となる。 According to the second driving amplifier , the control means controls the switching of the electrical connection state of the switching element, so that the second charge amplifier is switched from the first charge / discharge element in the second phase and the third phase. The energy is charged to the capacitive load through the charge / discharge element, and the energy is recharged from the capacitive load to the first charge / discharge element through the second charge / discharge element in the fourth and fifth phases. It becomes possible to do.
At that time, the second drive amplifier automatically supplies the energy corresponding to the power supply voltage to the first charging element through the charging element such as a diode, for the consumed energy or the kinetic energy of the capacitive load. It becomes possible to replenish.

本発明に係る第３の駆動用アンプは、前記補充手段は、前記第１の充放電素子に充電されたエネルギー量に応じて、前記電源から前記第１の充放電素子にエネルギーを充電する場合、前記補充手段の動作状態が、前記電源から前記第１の充放電素子にエネルギーが充電されるような状態となり、前記制御手段は、前記第１の充放電素子から前記容量性負荷にエネルギーを充電する場合前記第２フェーズおよび前記第３フェーズが実行され、前記容量性負荷から前記第１の充放電素子にエネルギーを放電する場合前記第４フェーズおよび前記第５フェーズが実行されるように、前記スイッチング素子の電気的接続状態の切り替えを制御することを特徴とする。 In the third driving amplifier according to the present invention, the replenishing means charges the first charging / discharging element from the power source according to the amount of energy charged in the first charging / discharging element. , the operating state of said replenishing means comprises a state as energy is charged in the from the power supply first charging and discharging device, the control means, the energy to the capacitive load from the first charge and discharge device When charging, the second phase and the third phase are executed, and when discharging energy from the capacitive load to the first charge / discharge element, the fourth phase and the fifth phase are executed, The switching of the electrical connection state of the switching element is controlled.

上記の第３の駆動用アンプによれば、最初に、容量性負荷の運動エネルギー分をダイオード等の充電素子を介して、電源電圧に対応するエネルギーを自動的に第１の充電素子に補充することが可能となる。そして、電源から第１の充放電素子にエネルギーが充電されると、第２のフェーズから第５のフェーズまでの各フェーズが実行される。また、第３の駆動用ドライバは、各フェーズが実行された後で、消費されたエネルギー分をダイオー ド等の充電素子を介して、電源電圧に対応するエネルギー分を自動的に第１の充電素子に補充することが可能となる。 According to the third driving amplifier described above, first, the energy corresponding to the power supply voltage is automatically supplemented to the first charging element through the charging element such as a diode for the kinetic energy of the capacitive load. It becomes possible. Then, when the first charging / discharging element is charged with energy from the power source, each phase from the second phase to the fifth phase is executed. In addition, after each phase is executed, the third drive driver automatically charges the energy corresponding to the power supply voltage through the charging element such as a diode to the first charge. It becomes possible to replenish the element.

本発明に係る第４の駆動用アンプは、前記第１の充放電素子は、前記電源と、グランドとの間に接続され、前記第２の充放電素子は、前記第１の充放電素子の正端子と、前記容量性負荷の正端子との間に接続され、前記補充手段は、前記電源と、前記第１の充放電素子の正端子との間に接続され、前記容量性負荷は、その負端子が前記第２の充放電素子の電源側の端子に接続され、前記スイッチング素子は、前記第２の充放電素子の容量性負荷側の端子と、前記第１の充放電素子の負端子との間に接続される第１のスイッチング素子と、前記第２の充放電素子の容量性負荷側の端子と、前記容量性負荷の正端子との間に接続される第２のスイッチング素子と、を備え、前記補充手段は、前記第１の充放電素子に充電されたエネルギー量に応じて、前記電源から前記第１の充放電素子にエネルギーを充電する場合、前記補充手段の動作状態が、前記電源から前記第１の充放電素子にエネルギーが充電されるような状態となり、前記制御手段は、前記第２および第５のフェーズで前記第１のスイッチング素子の電気的接続状態がオン状態となるように制御し、前記第３および第４のフェーズで前記第２のスイッチング素子の電気的接続状態がオン状態となるように制御することを特徴とする。 In a fourth driving amplifier according to the present invention, the first charging / discharging element is connected between the power source and the ground, and the second charging / discharging element is connected to the first charging / discharging element. The positive terminal is connected between the positive terminal of the capacitive load, the replenishing means is connected between the power source and the positive terminal of the first charge / discharge element, and the capacitive load is The negative terminal is connected to the terminal on the power supply side of the second charge / discharge element, and the switching element includes a terminal on the capacitive load side of the second charge / discharge element and a negative terminal of the first charge / discharge element. A first switching element connected between the terminals, a capacitive load side terminal of the second charge / discharge element, and a second switching element connected between the positive terminal of the capacitive load And the replenishing means is responsive to the amount of energy charged in the first charge / discharge element. , When charging energy to the first charge and discharge device from the power supply, the operating state of said replenishing means comprises a state as energy is charged in the from the power supply first charging and discharging device, said control means Controls so that the electrical connection state of the first switching element is turned on in the second and fifth phases, and the electrical switching state of the second switching element in the third and fourth phases. Control is performed so that the connection state is turned on.

上記の第４の駆動用アンプによれば、最初に、ダイオード等の充電素子が、電源電圧に対応するエネルギーを自動的に第１の充電素子に補充する状態になる。これにより、電源から第１の充放電素子にエネルギーが充電される。
続いて、制御手段が、第２および第５のフェーズで第１のスイッチング素子のみをオン状態とすることで第１の充放電素子と第２の充放電素子との間でエネルギーを転送し、第３および第４のフェーズで第２のスイッチング素子のみをオン状態とすることで第２の充放電素子と容量性負荷との間でエネルギーを転送することが可能となる。
また、各フェーズが実行されてエネルギー分が消費されると、再び、充電素子が、電源電圧に対応するエネルギーを自動的に第１の充電素子に補充する状態になる。これにより、電源から第１の充放電素子にエネルギーが充電される。
つまり、第４の駆動用アンプは、２つのスイッチング素子の電気的接続状態を制御するだけの簡易な回路構成で、電源と容量性負荷との間で第２の充放電素子を介してエネルギーの転送を行うことが可能となる。また、第４の駆動用アンプは、充電素子を介して、電源電圧に対応するエネルギーを自動的に第１の充電素子に補充することが可能となる。 According to the fourth driving amplifier , first, a charging element such as a diode automatically enters a state where the energy corresponding to the power supply voltage is replenished to the first charging element. Thereby, energy is charged from the power source to the first charge / discharge element.
Subsequently, the control unit transfers energy between the first charge / discharge element and the second charge / discharge element by turning on only the first switching element in the second and fifth phases, It is possible to transfer energy between the second charge / discharge element and the capacitive load by turning on only the second switching element in the third and fourth phases.
When each phase is executed and energy is consumed, the charging element again enters a state where the energy corresponding to the power supply voltage is automatically replenished to the first charging element. Thereby, energy is charged from the power source to the first charge / discharge element.
In other words, the fourth driving amplifier has a simple circuit configuration that only controls the electrical connection state of the two switching elements, and the energy of the energy is supplied between the power source and the capacitive load via the second charging / discharging element. Transfer can be performed. In addition, the fourth driving amplifier can automatically replenish the first charging element with energy corresponding to the power supply voltage via the charging element.

本発明に係る第５の駆動用アンプは、前記容量性負荷は、その負端子が前記グランドまたは電圧源に接続され、前記スイッチング素子は、前記第２の充放電素子の電源側の端子と、前記第１の充放電素子の正端子との間に接続される第３のスイッチング素子と、前記第２の充放電素子の電源側の端子と、前記容量性負荷の負端子との間に接続される第４のスイッチング素子と、を備え、前記制御手段は、前記第２および第５のフェーズで第３のスイッチング素子の電気的接続状態がオン状態となるように制御し、前記第３および第４のフェーズで第４のスイッチング素子の電気的接続状態がオン状態となるように制御することを特徴とする。 In the fifth drive amplifier according to the present invention, the capacitive load has a negative terminal connected to the ground or a voltage source, the switching element includes a power supply side terminal of the second charge / discharge element, Connected between the third switching element connected between the positive terminal of the first charge / discharge element, the terminal on the power source side of the second charge / discharge element, and the negative terminal of the capacitive load And the control means controls so that the electrical connection state of the third switching element is turned on in the second and fifth phases, and the third and Control is performed so that the electrical connection state of the fourth switching element is turned on in the fourth phase.

上記の第５の駆動用アンプによれば、第１のスイッチング素子と同じタイミングで電気的接続状態を切り替える第３のスイッチング素子と、第２のスイッチング素子と同じタイミングで電気的接続状態を切り替える第４のスイッチング素子と、を備えており、制御手段が、第２および第５のフェーズで第１および第３のスイッチング素子のみをオン状態とし、第３および第４のフェーズで第２および第４のスイッチング素子のみをオン状態とする。こりにより、第５の駆動用アンプと同様の作用を得ることが可能となる。また、第３のスイッチング素子によってできる回路のグランドと、第４のスイッチング素子によってできる回路のグランドとを共通化することが可能となる。 According to the fifth driving amplifier , the third switching element that switches the electrical connection state at the same timing as the first switching element and the second switching element that switches the electrical connection state at the same timing as the second switching element. 4 switching elements, and the control means turns on only the first and third switching elements in the second and fifth phases, and the second and fourth phases in the third and fourth phases. Only the switching elements are turned on. By this, it is possible to obtain the same operation as that of the fifth drive amplifier . Further, it is possible to share the circuit ground formed by the third switching element and the circuit ground formed by the fourth switching element.

本発明に係る情報機器は、容量性負荷と、入力信号を生成する入力信号生成手段と、前記入力信号生成手段によって生成された入力信号から前記容量性負荷を駆動するための出力信号を出力する上記第１から第５のいずれか１つの駆動用アンプと、前記入力信号生成手段および前記駆動用アンプに電圧を供給する駆動用電源と、を備えることを特徴とする。
上記の情報機器によれば、上記の駆動用アンプを備えて構成されるものであるため、低消費電力で容量性負荷を駆動し、情報機器の全体の消費電力を抑えることが可能となる。 An information device according to the present invention outputs a capacitive load, input signal generating means for generating an input signal, and an output signal for driving the capacitive load from the input signal generated by the input signal generating means. And a driving power source for supplying a voltage to the input signal generating means and the driving amplifier.
According to the information device described above, since the drive amplifier is provided, the capacitive load can be driven with low power consumption, and the overall power consumption of the information device can be suppressed.

本発明によれば、第１の充放電素子と第２の充放電素子とを備え、圧電スピーカ等の容量性負荷にチャージされたエネルギーを抵抗等の素子でなるべく無駄に消費することなく、第２の充放電素子を介して第１の充放電素子にエネルギーを再びチャージする。そして、この第１の充放電素子にチャージされたエネルギーを容量性負荷を駆動するフェーズで用いる。このため、電源から第１の充放電素子に渡すエネルギーは、主に配線や各素子の抵抗等で消費されたエネルギーや圧電スピーカ等の容量性負荷の運動エネルギー分だけで良く、容量性負荷を低消費電力で駆動することができる。
さらに、主に配線や各素子の抵抗等で消費されたエネルギーや容量性負荷の運動エネルギー分を、電源からダイオードを介して第１の充放電素子に補充することが可能となる。このため、電源電圧に対応するエネルギーを自動的に第１の充電素子に補充することができる。従って、駆動用ドライバは、エネルギーをチャージする際のスイッチング素子の制御が不要になるため、容量性負荷を駆動する際のスイッチング素子の制御を簡潔に行うことができる。 According to the present invention, the first charging / discharging element and the second charging / discharging element are provided, and energy charged in a capacitive load such as a piezoelectric speaker is consumed as much as possible by an element such as a resistor without waste. The energy is again charged to the first charge / discharge element via the second charge / discharge element. The energy charged in the first charge / discharge element is used in the phase for driving the capacitive load. For this reason, the energy passed from the power source to the first charge / discharge element is mainly the energy consumed by the wiring and the resistance of each element or the kinetic energy of the capacitive load such as the piezoelectric speaker. It can be driven with low power consumption.
Furthermore, it is possible to replenish the first charge / discharge element from the power source through the diode with energy consumed mainly by the wiring, the resistance of each element, and the kinetic energy of the capacitive load. For this reason, the energy corresponding to the power supply voltage can be automatically replenished to the first charging element. Therefore, since the driver for driving does not need to control the switching element when charging energy, it can simply control the switching element when driving the capacitive load.

本発明に係る携帯音楽プレーヤ１０の構成を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a configuration of a portable music player 10 according to the present invention. 本発明に係る圧電スピーカ駆動用アンプ１４の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the amplifier 14 for piezoelectric speaker drive which concerns on this invention. 本発明に係るスイッチング駆動回路２４の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the switching drive circuit 24 which concerns on this invention. スイッチング駆動回路２４の各回路における等価回路を示す回路図である。3 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in each circuit of the switching drive circuit 24. FIG. スイッチング駆動回路２４のキャパシタ４１、インダクタ４２および圧電スピーカ１５におけるエネルギーの変化を示すグラフである。4 is a graph showing changes in energy in a capacitor 41, an inductor 42, and a piezoelectric speaker 15 of a switching drive circuit 24. スイッチング駆動回路２４のキャパシタ４１、インダクタ４２および圧電スピーカ１５におけるエネルギーの変化を示すグラフである。4 is a graph showing changes in energy in a capacitor 41, an inductor 42, and a piezoelectric speaker 15 of a switching drive circuit 24. スイッチング駆動回路２４のキャパシタ４１、インダクタ４２および圧電スピーカ１５におけるエネルギーの変化を示すグラフである。4 is a graph showing changes in energy in a capacitor 41, an inductor 42, and a piezoelectric speaker 15 of a switching drive circuit 24. 本発明に係るゲートドライバ２３の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the gate driver 23 which concerns on this invention. スイッチング駆動回路２４の第１変形例に係るスイッチング駆動回路１００の構成を示す回路図である。6 is a circuit diagram showing a configuration of a switching drive circuit 100 according to a first modification of the switching drive circuit 24. FIG. スイッチング駆動回路２４の第２変形例に係るスイッチング駆動回路２００の構成を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a switching drive circuit 200 according to a second modification of the switching drive circuit 24. スイッチング駆動回路２４の第３変形例に係るスイッチング駆動回路３００の構成を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a switching drive circuit 300 according to a third modification of the switching drive circuit 24. スイッチング駆動回路２４の第４変形例に係るスイッチング駆動回路４００の構成を示す回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration of a switching drive circuit 400 according to a fourth modification of the switching drive circuit 24.

以下に、本発明の好適な実施形態を添付図面に基づいて説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等の構成要素は同一符号によって示す。
（携帯音楽プレーヤ１０の構成）
まず、図１を参照して、本発明に係る駆動用アンプを内蔵した情報機器の一例として、携帯音楽プレーヤ１０の構成を説明する。図１は、本発明に係る携帯音楽プレーヤ１０の構成を示す回路図である。 Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. In each drawing referred to in the following description, components equivalent to those in the other drawings are denoted by the same reference numerals.
(Configuration of portable music player 10)
First, with reference to FIG. 1, a configuration of a portable music player 10 will be described as an example of an information device incorporating a driving amplifier according to the present invention. FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a portable music player 10 according to the present invention.

図１に示す携帯音楽プレーヤ１０は、制御部１１、タッチパネル１２、メモリ１３、圧電スピーカ駆動用アンプ１４、圧電スピーカ１５およびリチウムイオン電池１６を備えて構成される。
制御部１１は、携帯音楽プレーヤ１０を構成する各部と制御信号等を送受信し、携帯音楽プレーヤ１０の全体を統括して制御するものである。制御部１１は、リチウムイオン電池１６から電源電圧ＶＤＤが供給される。制御部１１は、入力信号であるオーディオ信号Ｖｉｎを生成し、生成されたオーディオ信号Ｖｉｎを圧電スピーカ駆動用アンプ１４に出力する。 A portable music player 10 shown in FIG. 1 includes a control unit 11, a touch panel 12, a memory 13, a piezoelectric speaker drive amplifier 14, a piezoelectric speaker 15, and a lithium ion battery 16.
The control unit 11 transmits / receives control signals and the like to / from each unit constituting the portable music player 10 and controls the portable music player 10 as a whole. The control unit 11 is supplied with the power supply voltage VDD from the lithium ion battery 16. The control unit 11 generates an audio signal Vin that is an input signal, and outputs the generated audio signal Vin to the piezoelectric speaker driving amplifier 14.

タッチパネル１２は、再生する曲目や音量をユーザが選択したり、再生中の曲目や現在の機器の状態を表示したりするものである。
メモリ１３は、制御部１１で実行されるプログラムや、音楽ファイル等を記憶するためのものである。
圧電スピーカ駆動用アンプ１４は、リチウムイオン電池１６からの電源電圧ＶＤＤと、制御部１１から出力されるオーディオ信号Ｖｉｎとを入力し、圧電スピーカ１５を駆動するスイッチング増幅回路アンプである。 The touch panel 12 is used by the user to select a song to be played and a volume, and to display the song being played and the current device status.
The memory 13 is for storing programs executed by the control unit 11, music files, and the like.
The piezoelectric speaker driving amplifier 14 is a switching amplifier circuit amplifier that inputs the power supply voltage VDD from the lithium ion battery 16 and the audio signal Vin output from the control unit 11 and drives the piezoelectric speaker 15.

圧電スピーカ１５は、圧電体を挟む電極に電圧を加えることにより、圧電体を振動させ音を出力する圧電素子である。
リチウムイオン電池１６は、商用電源等から充電することが可能な二次電池であり、制御部１１や圧電スピーカ駆動用アンプ１４に動作電圧を供給する電源である。また、圧電スピーカ駆動用アンプ１４の動作電圧が、リチウムイオン電池１６から出力される電源電圧ＶＤＤよりも高い場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータ等の昇圧回路を用いて電源電圧ＶＤＤを昇圧しても良い。 The piezoelectric speaker 15 is a piezoelectric element that outputs a sound by vibrating a piezoelectric body by applying a voltage to electrodes sandwiching the piezoelectric body.
The lithium ion battery 16 is a secondary battery that can be charged from a commercial power source or the like, and is a power source that supplies an operating voltage to the control unit 11 and the piezoelectric speaker driving amplifier 14. When the operating voltage of the piezoelectric speaker driving amplifier 14 is higher than the power supply voltage VDD output from the lithium ion battery 16, the power supply voltage VDD may be boosted using a booster circuit such as a DC-DC converter. good.

なお、本実施形態においては、本発明に係る圧電スピーカ駆動用アンプ１４を内蔵した情報機器を携帯音楽プレーヤ１０として説明するが、これ以外にも携帯電話機や携帯ＤＶＤプレーヤ等であっても良い。また、圧電スピーカ駆動用アンプ１４によって駆動される負荷は、容量性負荷であれば良く、圧電スピーカ１５に限定されない。例えば、負荷は、圧電スピーカ１５以外の様々な圧電素子やモジュレータのような容量性負荷であっても良い。   In the present embodiment, the information device incorporating the piezoelectric speaker driving amplifier 14 according to the present invention will be described as the portable music player 10, but a mobile phone, a portable DVD player, or the like may be used. Further, the load driven by the piezoelectric speaker driving amplifier 14 may be a capacitive load, and is not limited to the piezoelectric speaker 15. For example, the load may be a capacitive load such as various piezoelectric elements or modulators other than the piezoelectric speaker 15.

（圧電スピーカ駆動用アンプ１４の構成）
次に、図２を参照して、本発明に係る駆動用ドライバを内蔵した圧電スピーカ駆動用アンプ１４の構成を説明する。図２は、本発明に係る圧電スピーカ駆動用アンプ１４の構成を示す回路図である。
図２に示す圧電スピーカ駆動用アンプ１４は、誤差抑圧回路２１、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）回路２２、ゲートドライバ２３、スイッチング駆動回路２４およびＬＰＦ２５を備えて構成される。
誤差抑圧回路２１は、入力端子２６，２７から差動信号で入力されるオーディオ信号Ｖｉｎの振幅と、差動信号で出力側から帰還する出力信号Ｖｏｕｔの振幅との誤差を検出し、検出した振幅の誤差に基づいてオーディオ信号Ｖｉｎの振幅を補正した信号を出力する回路である。 (Configuration of the amplifier 14 for driving the piezoelectric speaker)
Next, the configuration of the piezoelectric speaker driving amplifier 14 incorporating the driving driver according to the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the piezoelectric speaker driving amplifier 14 according to the present invention.
The piezoelectric speaker drive amplifier 14 shown in FIG. 2 includes an error suppression circuit 21, a PWM (Pulse Width Modulation) circuit 22, a gate driver 23, a switching drive circuit 24, and an LPF 25.
The error suppression circuit 21 detects an error between the amplitude of the audio signal Vin input as a differential signal from the input terminals 26 and 27 and the amplitude of the output signal Vout fed back from the output side as a differential signal, and detects the detected amplitude. This circuit outputs a signal in which the amplitude of the audio signal Vin is corrected based on the error.

ＰＷＭ回路２２は、誤差抑圧回路２１から出力される信号をＰＷＭ変調し、ＰＷＭ信号として出力する回路である。なお、本実施形態における変調方式はＰＷＭ変調であるが、変調方式はＰＷＭ変調に限定されず、デルタシグマ変調を含むＰＤＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調等であっても良い。
ゲートドライバ２３は、スイッチング駆動回路２４を構成するスイッチング素子を駆動するための駆動制御信号φ０〜φ２を生成し、出力する回路である。 The PWM circuit 22 is a circuit that PWM-modulates the signal output from the error suppression circuit 21 and outputs it as a PWM signal. Although the modulation method in this embodiment is PWM modulation, the modulation method is not limited to PWM modulation, and may be PDM (Pulse Density Modulation) including delta-sigma modulation.
The gate driver 23 is a circuit that generates and outputs drive control signals φ0 to φ2 for driving the switching elements constituting the switching drive circuit 24.

スイッチング駆動回路２４は、スイッチング駆動回路２４から出力される駆動制御信号φ０〜φ２によって駆動され、出力端子２８，２９を介して接続される圧電スピーカ１５に出力信号Ｖｏｕｔを出力する回路である。
ＬＰＦ２５は、スイッチング駆動回路２４から出力された出力信号Ｖｏｕｔを入力側に帰還させる際、出力信号Ｖｏｕｔの高周波成分を除去し、信号の低周波成分を取り出すフィルタリング回路である。
上記で説明したゲートドライバ回路２３と、スイッチング駆動回路２４とから、圧電スピーカ１５を駆動するための出力信号Ｖｏｕｔを出力する駆動用ドライバを構成している。そして、ゲートドライバ回路２３は、その駆動用ドライバの制御手段として機能する。 The switching drive circuit 24 is driven by drive control signals φ0 to φ2 output from the switching drive circuit 24, and outputs an output signal Vout to the piezoelectric speaker 15 connected via the output terminals 28 and 29.
The LPF 25 is a filtering circuit that removes a high frequency component of the output signal Vout and extracts a low frequency component of the signal when the output signal Vout output from the switching drive circuit 24 is fed back to the input side.
The gate driver circuit 23 and the switching drive circuit 24 described above constitute a drive driver that outputs an output signal Vout for driving the piezoelectric speaker 15. The gate driver circuit 23 functions as control means for the driving driver.

（スイッチング駆動回路２４の構成）
次に、図３を参照して、本発明に係るスイッチング駆動回路２４の構成を説明する。図３は、本発明に係るスイッチング駆動回路２４の構成を示す回路図である。
図３に示すスイッチング駆動回路２４は、キャパシタ４１、インダクタ４２およびスイッチング素子４３〜４７を備えて構成される。
キャパシタ４１は、電源電圧ＶＤＤと、グランドとの間に接続される。このキャパシタ４１は、リチウムイオン電池１６の電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーをチャージするとともに、チャージされたエネルギーを放電する充放電素子である。本実施形態において、圧電スピーカ１５の容量が１μＦ程度であるのに対して、キャパシタ４１の容量は圧電スピーカ１５の容量よりも大きい５０μＦ程度として説明する。 (Configuration of the switching drive circuit 24)
Next, the configuration of the switching drive circuit 24 according to the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of the switching drive circuit 24 according to the present invention.
The switching drive circuit 24 illustrated in FIG. 3 includes a capacitor 41, an inductor 42, and switching elements 43 to 47.
The capacitor 41 is connected between the power supply voltage VDD and the ground. The capacitor 41 is a charge / discharge element that charges energy corresponding to the power supply voltage VDD of the lithium ion battery 16 and discharges the charged energy. In the present embodiment, the capacitance of the piezoelectric speaker 15 is about 1 μF, whereas the capacitance of the capacitor 41 is about 50 μF, which is larger than the capacitance of the piezoelectric speaker 15.

インダクタ４２は、電源電圧ＶＤＤと、圧電スピーカ１５の正端子との間に接続されている。このインダクタ４２は、流れる電流量に応じたエネルギーが一時的にチャージされるとともに、チャージされたエネルギーを放電する充放電素子である。
スイッチング素子４３は、電源電圧ＶＤＤと、キャパシタ４１の正端子との間に接続されている。このスイッチング素子４３は、駆動制御信号φ０によって電気的接続状態をオン状態とオフ状態とのいずれか一方に切り替えて、電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーをキャパシタ４１に補充するための素子である。スイッチング素子４３は、駆動制御信号φ０がＨレベルになると電気的接続状態がオン状態となりキャパシタ４１にエネルギーを充電し、駆動制御信号φ０がＬレベルになると電気的接続状態がオフ状態となりキャパシタ４１への充電をやめる。 The inductor 42 is connected between the power supply voltage VDD and the positive terminal of the piezoelectric speaker 15. The inductor 42 is a charge / discharge element that is temporarily charged with energy according to the amount of flowing current and discharges the charged energy.
The switching element 43 is connected between the power supply voltage VDD and the positive terminal of the capacitor 41. The switching element 43 is an element for replenishing the capacitor 41 with energy corresponding to the power supply voltage VDD by switching the electrical connection state between the on state and the off state by the drive control signal φ0. When the drive control signal φ0 becomes H level, the switching element 43 is turned on and the capacitor 41 is charged with energy. When the drive control signal φ0 becomes L level, the electrical connection is turned off and the capacitor 41 is turned on. Stop charging.

スイッチング素子４４は、インダクタ４２の電源側の端子と、キャパシタ４１の正端子との間に接続されている。また、スイッチング素子４５は、インダクタ４２の容量性負荷側の端子と、キャパシタ４１の負端子との間に接続されている。これらのスイッチング素子４４，４５は、駆動制御信号φ１によって電気的接続状態をオン状態とオフ状態とのいずれか一方に切り替えるための素子である。スイッチング素子４４，４５は、駆動制御信号φ１がＨレベルになると電気的接続状態がオン状態となり、駆動制御信号φ１がＬレベルになると電気的接続状態がオフ状態となる。   The switching element 44 is connected between the power supply side terminal of the inductor 42 and the positive terminal of the capacitor 41. Further, the switching element 45 is connected between a terminal on the capacitive load side of the inductor 42 and a negative terminal of the capacitor 41. These switching elements 44 and 45 are elements for switching the electrical connection state between the on state and the off state in accordance with the drive control signal φ1. The switching elements 44 and 45 are turned on when the drive control signal φ1 is at the H level, and turned off when the drive control signal φ1 is at the L level.

スイッチング素子４６は、インダクタ４２の容量性負荷側の端子と、圧電スピーカ１５の正端子との間に接続されている。スイッチング素子４７は、インダクタ４２の電源電圧ＶＤＤ側の端子と、キャパシタ４１の負端子との間に接続されている。これらのスイッチング素子４６，４７は、駆動制御信号φ２によって電気的接続状態をオン状態とオフ状態とのいずれか一方に切り替えるための素子である。スイッチング素子４６，４７は、駆動制御信号φ２がＨレベルになると電気的接続状態がオン状態となり、駆動制御信号φ２がＬレベルになると電気的接続状態がオフ状態となる。
このスイッチング駆動回路２４においては、スイッチング素子４４，４５の電気的接続状態がオン状態になってできる回路のグランドと、スイッチング素子４６，４７の電気的接続状態がオン状態になってできる回路のグランドとが共通化されている。 The switching element 46 is connected between the terminal on the capacitive load side of the inductor 42 and the positive terminal of the piezoelectric speaker 15. The switching element 47 is connected between the terminal on the power supply voltage VDD side of the inductor 42 and the negative terminal of the capacitor 41. These switching elements 46 and 47 are elements for switching the electrical connection state between the on state and the off state by the drive control signal φ2. The switching elements 46 and 47 are turned on when the drive control signal φ2 is at the H level, and are turned off when the drive control signal φ2 is at the L level.
In this switching drive circuit 24, the ground of the circuit that can be turned on in the electrical connection state of the switching elements 44 and 45 and the ground of the circuit that can be turned in the electrical connection state of the switching elements 46 and 47. And are common.

（スイッチング駆動回路２４の動作）
次に、図４を参照して、スイッチング駆動回路２４の動作方法を説明する。スイッチング駆動回路２４は、駆動制御信号φ０〜φ２によるスイッチング素子４３〜４７の切り替えにより、回路の状態が複数種類のフェーズに変化する。図４は、各フェーズにおけるスイッチング駆動回路２４の等価回路を示す回路図である。
図４（ａ）は電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーをキャパシタ４１にチャージするフェーズ１におけるスイッチング駆動回路２４の等価回路を示し、図４（ｂ）はキャパシタ４１からインダクタ４２にエネルギーをチャージするフェーズ２におけるスイッチング駆動回路２４の等価回路を示し、図４（ｃ）はインダクタ４２から圧電スピーカ１５にエネルギーを転送するフェーズ３におけるスイッチング駆動回路２４の等価回路を示し、図４（ｄ）は圧電スピーカ１５からインダクタ４２にエネルギーをチャージするフェーズ４におけるスイッチング駆動回路２４の等価回路を示し、図４（ｅ）はインダクタ４２からキャパシタ４１にエネルギーを転送するフェーズ５におけるスイッチング駆動回路２４の等価回路を示す。 (Operation of the switching drive circuit 24)
Next, an operation method of the switching drive circuit 24 will be described with reference to FIG. In the switching drive circuit 24, the state of the circuit changes into a plurality of types of phases by switching the switching elements 43 to 47 by the drive control signals φ0 to φ2. FIG. 4 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the switching drive circuit 24 in each phase.
4A shows an equivalent circuit of the switching drive circuit 24 in the phase 1 in which the energy corresponding to the power supply voltage VDD is charged in the capacitor 41, and FIG. 4B shows the phase 2 in which the energy is charged from the capacitor 41 to the inductor 42. 4 (c) shows an equivalent circuit of the switching drive circuit 24 in FIG. 4, FIG. 4 (c) shows an equivalent circuit of the switching drive circuit 24 in phase 3 in which energy is transferred from the inductor 42 to the piezoelectric speaker 15, and FIG. FIG. 4E shows an equivalent circuit of the switching drive circuit 24 in phase 5 in which energy is transferred from the inductor 42 to the capacitor 41. FIG.

まず、図４（ａ）に示すように、電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーをキャパシタ４１にチャージするフェーズ１において、スイッチング素子４３の電気的接続状態がオン状態になってキャパシタ４１の正端子が電源電圧ＶＤＤに接続され、キャパシタ４１の負端子がグランドに接続される。これにより、電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーがキャパシタ４１にチャージされる。   First, as shown in FIG. 4A, in phase 1 in which the energy corresponding to the power supply voltage VDD is charged to the capacitor 41, the electrical connection state of the switching element 43 is turned on and the positive terminal of the capacitor 41 is connected to the power source. Connected to the voltage VDD, the negative terminal of the capacitor 41 is connected to the ground. As a result, the energy corresponding to the power supply voltage VDD is charged in the capacitor 41.

次に、図４（ｂ）に示すように、キャパシタ４１からインダクタ４２にエネルギーをチャージするフェーズ２において、スイッチング素子４４，４５の電気的接続状態がオン状態となってキャパシタ４１とインダクタ４２とが接続される。これにより、キャパシタ４１にチャージされていたエネルギーが移動してインダクタ４２にチャージされる。
ここで、キャパシタ４１のエネルギーが移動する前のキャパシタ４１の両端子間の電圧をＶ1（Ｖ）とし、キャパシタ４１のエネルギーが移動した後のキャパシタ４１の両端子間の電圧をＶ2（Ｖ）とすると、キャパシタ４１の両端子間の電圧は、エネルギーが移動する前後でＶ1（Ｖ）からＶ2（Ｖ）に減少していく。このため、キャパシタ４１から移動したエネルギーΔＥC1（Ｊ）は、
ΔＥC1＝（１／２）Ｃ1（Ｖ1 2−Ｖ2 2） ……式（１）
となる。 Next, as shown in FIG. 4B, in phase 2 in which energy is charged from the capacitor 41 to the inductor 42, the electrical connection state of the switching elements 44 and 45 is turned on so that the capacitor 41 and the inductor 42 are connected. Connected. As a result, the energy charged in the capacitor 41 is moved and charged in the inductor 42.
Here, the voltage between both terminals of the capacitor 41 before the energy of the capacitor 41 moves is V 1 (V), and the voltage between both terminals of the capacitor 41 after the energy of the capacitor 41 moves is V 2 (V ), The voltage between both terminals of the capacitor 41 decreases from V 1 (V) to V 2 (V) before and after energy transfer. For this reason, the energy ΔE C1 (J) transferred from the capacitor 41 is
ΔE C1 = (1/2) C 1 (V 1 2 −V 2 2 ) Equation (1)
It becomes.

また、インダクタ４２にエネルギーが転送される前のインダクタ４２に流れる電流は０（Ａ）であり、インダクタ４２にエネルギーが転送された後のインダクタ４２に流れる電流をＩ1（Ａ）としたとき、インダクタ４２に流れる電流は、エネルギーが転送される前後で０（Ａ）からＩ1（Ａ）に増加していく。このため、インダクタ４２に転送されたエネルギーΔＥL（Ｊ）は、
ΔＥL＝（１／２）Ｌ（Ｉ1 2−０）
＝（１／２）ＬＩ1 2 ……式（２）
となる。 The current flowing through the inductor 42 before the energy is transferred to the inductor 42 is 0 (A), and the current flowing through the inductor 42 after the energy is transferred to the inductor 42 is I 1 (A). The current flowing through the inductor 42 increases from 0 (A) to I 1 (A) before and after energy is transferred. Therefore, the energy ΔE L (J) transferred to the inductor 42 is
ΔE L = (1/2) L (I 1 2 −0)
= (1/2) LI 1 2 ...... Formula (2)
It becomes.

インダクタのインダクタンスをＬ（Ｈ）、キャパシタのキャパシタンスをＣ（Ｆ）、電圧をＶ（Ｖ）、電流をＩ（Ａ）とすると、インピーダンスＺ＝√（Ｌ／Ｃ）（Ω）、Ｖ＝ＩＺ（Ｖ）であるので、
Ｖ＝Ｉ×√（Ｌ／Ｃ） ……式（３）
となる。キャパシタのキャパシタンスＣ（Ｆ）をＣ1（Ｆ）として、式（３）を式（１）に代入すると、
ΔＥC1＝（１／２）Ｃ1（Ｖ1 2−Ｖ2 2）
＝（１／２）Ｃ1（Ｉ1 2（Ｌ／Ｃ1）−０2（Ｌ／Ｃ1））
＝（１／２）ＬＩ1 2−０
＝（１／２）ＬＩ1 2 ……式（４）
となる。よって、キャパシタ４１から移動したエネルギーΔＥC1（Ｊ）とインダクタ４２にチャージされたエネルギーΔＥL（Ｊ）とは等しくなる。つまり、キャパシタ４１からインダクタ４２にエネルギーが転送される際、配線や各素子の抵抗値等を無視すれば、エネルギーが無駄に消費されないことが言える。但し、実際には、配線や各素子の抵抗等によってエネルギーが消費されるので、配線や各素子の抵抗等で消費されてしまう損失分のエネルギーをＥLOSS（Ｊ）とすると、エネルギー保存の法則によって、キャパシタ４１から移動したエネルギーΔＥC1（Ｊ）は、
ΔＥC1＝ΔＥL＋ＥLOSS ……式（５）
となる。 When the inductance of the inductor is L (H), the capacitance of the capacitor is C (F), the voltage is V (V), and the current is I (A), impedance Z = √ (L / C) (Ω), V = IZ (V)
V = I × √ (L / C) (3)
It becomes. When the capacitance C (F) of the capacitor is C 1 (F) and Equation (3) is substituted into Equation (1),
ΔE C1 = (1/2) C 1 (V 1 2 −V 2 2 )
= (1/2) C 1 (I 1 2 (L / C 1 ) −0 2 (L / C 1 ))
= (1/2) LI 1 2 -0
= (1/2) LI 1 2 ...... Formula (4)
It becomes. Therefore, the energy ΔE C1 (J) transferred from the capacitor 41 and the energy ΔE L (J) charged in the inductor 42 are equal. That is, when energy is transferred from the capacitor 41 to the inductor 42, it can be said that energy is not wasted if the wiring and the resistance value of each element are ignored. However, since energy is actually consumed by the resistance of the wiring and each element, etc., if the energy of the loss consumed by the resistance of the wiring and each element is E LOSS (J), the law of conservation of energy The energy ΔE C1 (J) transferred from the capacitor 41 by
ΔE C1 = ΔE L + E LOSS ...... Formula (5)
It becomes.

図４（ｃ）に示すように、インダクタ４２から圧電スピーカ１５にエネルギーを転送するフェーズ３において、スイッチング素子４６，４７の電気的接続状態がオン状態となって、インダクタ４２と圧電スピーカ１５とが接続される。
フェーズ２と同様に、圧電スピーカ１５にエネルギーが転送される前のインダクタ４２に流れる電流はＩ1（Ａ）であり、圧電スピーカ１５にエネルギーが転送された後のインダクタ４２に流れる電流は０（Ａ）となるので、インダクタ４２に流れる電流は、エネルギーが転送される前後でＩ1（Ａ）から０（Ａ）に減少していく。このため、インダクタ４２に転送されたエネルギーΔＥL（Ｊ）は、
ΔＥL＝（１／２）ＬＩ1 2 ……式（６）
となる。 As shown in FIG. 4C, in phase 3 in which energy is transferred from the inductor 42 to the piezoelectric speaker 15, the electrical connection state of the switching elements 46 and 47 is turned on, and the inductor 42 and the piezoelectric speaker 15 are connected. Connected.
As in the phase 2, the current flowing through the inductor 42 before the energy is transferred to the piezoelectric speaker 15 is I 1 (A), and the current flowing through the inductor 42 after the energy is transferred to the piezoelectric speaker 15 is 0 ( Therefore, the current flowing through the inductor 42 decreases from I 1 (A) to 0 (A) before and after the energy is transferred. Therefore, the energy ΔE L (J) transferred to the inductor 42 is
ΔE L = (1/2) LI 1 2 ...... Formula (6)
It becomes.

また、圧電スピーカ１５にエネルギーが移動する前の圧電スピーカ１５の両端子間の電圧をＶ3（Ｖ）とし、圧電スピーカ１５にエネルギーが移動した後の圧電スピーカ１５の両端子間の電圧をＶ4（Ｖ）とすると、圧電スピーカ１５の両端子間の電圧は、エネルギーが移動する前後でＶ3（Ｖ）からＶ4（Ｖ）に増加していく。このため、圧電スピーカ１５から移動したエネルギーΔＥC2（Ｊ）は、
ΔＥC2＝（１／２）Ｃ2（Ｖ4 2−Ｖ3 2） ……式（７）
となる。 Further, the voltage between both terminals of the piezoelectric speaker 15 before energy is transferred to the piezoelectric speaker 15 is V 3 (V), and the voltage between both terminals of the piezoelectric speaker 15 after energy is transferred to the piezoelectric speaker 15 is V 3. Assuming 4 (V), the voltage between both terminals of the piezoelectric speaker 15 increases from V 3 (V) to V 4 (V) before and after energy transfer. Therefore, the energy ΔE C2 (J) moved from the piezoelectric speaker 15 is
ΔE C2 = (1/2) C 2 (V 4 2 −V 3 2 ) (7)
It becomes.

式（３）のキャパシタＣ（Ｆ）をＣ2（Ｆ）とし、式（７）に式（３）を代入して式（７）を展開すると、式（６）で示されるインダクタ４２に転送されたエネルギーΔＥL（Ｊ）と、式（７）で示される圧電スピーカ１５に移動したエネルギーΔＥC2（Ｊ）とは等しくなる。このため、フェーズ３においてインダクタ４２から圧電スピーカ１５にエネルギーを転送する際にも、フェーズ２と同様に配線や各素子の抵抗値等を無視すればエネルギーが無駄に消費されないことが言える。但し、実際には、配線や各素子の抵抗等によってエネルギーが消費されるので、配線や各素子の抵抗等で消費されてしまう損失分のエネルギーをＥLOSS（Ｊ）とすると、エネルギー保存の法則によって、圧電スピーカ１５から移動したエネルギーΔＥC2（Ｊ）は、
ΔＥC2＝ΔＥL＋ＥLOSS ……式（８）
となる。 When the capacitor C (F) in the equation (3) is C 2 (F), and the equation (7) is expanded by substituting the equation (3) into the equation (7), it is transferred to the inductor 42 shown in the equation (6). The obtained energy ΔE L (J) is equal to the energy ΔE C2 (J) moved to the piezoelectric speaker 15 represented by the equation (7). For this reason, when energy is transferred from the inductor 42 to the piezoelectric speaker 15 in the phase 3, it can be said that the energy is not wasted if the wiring and the resistance value of each element are ignored as in the phase 2. However, since energy is actually consumed by the resistance of the wiring and each element, etc., if the energy of the loss consumed by the resistance of the wiring and each element is E LOSS (J), the law of conservation of energy The energy ΔE C2 (J) moved from the piezoelectric speaker 15 by
ΔE C2 = ΔE L + E LOSS ...... Formula (8)
It becomes.

次に、図４（ｄ）に示すように、圧電スピーカ１５からインダクタ４２にエネルギーをチャージするフェーズ４において、スイッチング素子４６，４７の電気的接続状態がオン状態のまま変わらず、インダクタ４２と圧電スピーカ１５とが接続されている。そして、圧電スピーカ１５にチャージされていたエネルギーがインダクタ４２にチャージされる。
圧電スピーカ１５のエネルギーが移動する前の圧電スピーカ１５の両端子間の電圧をＶ5（Ｖ）とし、圧電スピーカ１５のエネルギーが移動した後のキャパシタ４１の両端子間の電圧をＶ6（Ｖ）とすると、圧電スピーカ１５の両端子間の電圧は、エネルギーが移動する前後でＶ5（Ｖ）からＶ6（Ｖ）に減少していく。このため、圧電スピーカ１５から移動したエネルギーΔＥC3（Ｊ）は、
ΔＥC3＝（１／２）Ｃ2（Ｖ5 2−Ｖ6 2） ……式（９）
となる。 Next, as shown in FIG. 4D, in phase 4 in which energy is charged from the piezoelectric speaker 15 to the inductor 42, the electrical connection state of the switching elements 46 and 47 remains on, and the inductor 42 and the piezoelectric element remain unchanged. A speaker 15 is connected. The energy charged in the piezoelectric speaker 15 is charged in the inductor 42.
The voltage between both terminals of the piezoelectric speaker 15 before the energy of the piezoelectric speaker 15 moves is V 5 (V), and the voltage between both terminals of the capacitor 41 after the energy of the piezoelectric speaker 15 moves is V 6 (V ), The voltage between both terminals of the piezoelectric speaker 15 decreases from V 5 (V) to V 6 (V) before and after energy transfer. Therefore, the energy ΔE C3 (J) moved from the piezoelectric speaker 15 is
ΔE C3 = (1/2) C 2 (V 5 2 −V 6 2 ) (9)
It becomes.

また、インダクタ４２にエネルギーが転送される前のインダクタ４２に流れる電流は０（Ａ）であり、インダクタ４２にエネルギーが転送された後のインダクタ４２に流れる電流をＩ2（Ａ）とすれば、インダクタ４２に流れる電流は、エネルギーが転送される前後で０（Ａ）からＩ2（Ａ）に増加していく。このため、インダクタ４２に転送されたエネルギーΔＥL（Ｊ）は、
ΔＥL＝（１／２）ＬＩ2 2 ……式（１０）
となる。 Further, if the current flowing through the inductor 42 before the energy is transferred to the inductor 42 is 0 (A) and the current flowing through the inductor 42 after the energy is transferred to the inductor 42 is I 2 (A), The current flowing through the inductor 42 increases from 0 (A) to I 2 (A) before and after energy is transferred. Therefore, the energy ΔE L (J) transferred to the inductor 42 is
ΔE L = (1/2) LI 2 2 ...... Equation (10)
It becomes.

式（３）のキャパシタンスＣ（Ｆ）をＣ2（Ｆ）とし、式（９）に式（３）を代入して式（９）を展開すると、圧電スピーカ１５から移動したエネルギーΔＥC3（Ｊ）とインダクタ４２に転送されたエネルギーΔＥL（Ｊ）とは等しくなる。このため、フェーズ４において圧電スピーカ１５からインダクタ４２にエネルギーをチャージする際にも、フェーズ２およびフェーズ３と同様にエネルギーが無駄に消費されないことが言える。但し、実際には、配線や各素子の抵抗等によってエネルギーが消費されるので、配線や各素子の抵抗等で消費されてしまう損失分のエネルギーをＥLOSS（Ｊ）とすると、エネルギー保存の法則によって、圧電スピーカ１５から移動したエネルギーΔＥC3（Ｊ）は、
ΔＥC3＝ΔＥL＋ＥLOSS ……式（１１）
となる。 When the capacitance C (F) of the equation (3) is C 2 (F) and the equation (3) is substituted into the equation (9) and the equation (9) is developed, the energy ΔE C3 (J ) And the energy ΔE L (J) transferred to the inductor 42 are equal. For this reason, when charging energy from the piezoelectric speaker 15 to the inductor 42 in the phase 4, it can be said that the energy is not wasted similarly to the phase 2 and the phase 3. However, since energy is actually consumed by the resistance of the wiring and each element, etc., if the energy of the loss consumed by the resistance of the wiring and each element is E LOSS (J), the law of conservation of energy The energy ΔE C3 (J) moved from the piezoelectric speaker 15 by
ΔE C3 = ΔE L + E LOSS ...... Formula (11)
It becomes.

次に、図４（ｅ）に示すように、インダクタ４２からキャパシタ４１にエネルギーを転送するフェーズ５において、スイッチング素子４４，４５の電気的接続状態だけがオン状態に切り替わり、インダクタ４２にキャパシタ４１が接続される。すると、インダクタ４２にチャージされていたエネルギーがキャパシタ４１に転送される。
インダクタ４２のエネルギーが移動する前のインダクタ４２の両端子間の電圧をＶ7（Ｖ）とし、インダクタ４２のエネルギーが移動した後のインダクタ４２の両端子間の電圧をＶ8（Ｖ）とすると、インダクタ４２の両端子間の電圧は、エネルギーが移動する前後でＶ7（Ｖ）からＶ8（Ｖ）に増加していく。このため、キャパシタ４１から移動したエネルギーΔＥC4（Ｊ）は、
ΔＥC4＝（１／２）Ｃ1（Ｖ8 2−Ｖ7 2） ……式（１２）
となる。 Next, as shown in FIG. 4E, in phase 5 in which energy is transferred from the inductor 42 to the capacitor 41, only the electrical connection state of the switching elements 44 and 45 is switched to the on state, and the capacitor 41 is connected to the inductor 42. Connected. Then, the energy charged in the inductor 42 is transferred to the capacitor 41.
If the voltage between both terminals of the inductor 42 before the energy of the inductor 42 moves is V 7 (V), and the voltage between both terminals of the inductor 42 after the energy of the inductor 42 moves is V 8 (V). The voltage between both terminals of the inductor 42 increases from V 7 (V) to V 8 (V) before and after energy transfer. For this reason, the energy ΔE C4 (J) transferred from the capacitor 41 is
ΔE C4 = (1/2) C 1 (V 8 2 −V 7 2 ) (12)
It becomes.

また、インダクタ４２にエネルギーが転送される前のインダクタ４２に流れる電流はＩ2（Ａ）とし、インダクタ４２にエネルギーが転送される前のインダクタ４２に流れる電流を０（Ａ）とすれば、インダクタ４２に流れる電流は、エネルギーが転送される前後でＩ2（Ａ）から０（Ａ）に減少していく。このため、インダクタ４２に転送されたエネルギーΔＥL（Ｊ）は、
ΔＥL＝（１／２）ＬＩ2 2 ……式（１３）
となる。 Further, if the current flowing through the inductor 42 before the energy is transferred to the inductor 42 is I 2 (A) and the current flowing through the inductor 42 before the energy is transferred to the inductor 42 is 0 (A), the inductor The current flowing through 42 decreases from I 2 (A) to 0 (A) before and after energy is transferred. Therefore, the energy ΔE L (J) transferred to the inductor 42 is
ΔE L = (1/2) LI 2 2 ...... Formula (13)
It becomes.

式（３）のキャパシタのキャパシタンスＣ（Ｆ）をＣ1（Ｆ）とし、式（１２）に式（３）を代入して式（１２）を展開すると、インダクタ４２から移動したエネルギーΔＥL（Ｊ）とキャパシタ４１に転送されたエネルギーΔＥC4（Ｊ）とは等しくなる。このことから、フェーズ５においてインダクタ４２からキャパシタ４１にエネルギーを転送する際にも、エネルギーが無駄に消費されないことが言える。但し、実際には、配線や各素子の抵抗等によってエネルギーが消費されるので、配線や各素子の抵抗等で消費されてしまう損失分のエネルギーをＥLOSS（Ｊ）とすると、エネルギー保存の法則によって、キャパシタ４１に転送されたエネルギーΔＥC4（Ｊ）は、
ΔＥC4＝ΔＥL
＋ＥLOSS ……式（１４）
となる。 When the capacitance C (F) of the capacitor in Expression (3) is C 1 (F) and Expression (3) is substituted into Expression (12) and Expression (12) is developed, energy ΔE L ( J) is equal to the energy ΔE C4 (J) transferred to the capacitor 41. From this, it can be said that energy is not wasted even when energy is transferred from the inductor 42 to the capacitor 41 in the phase 5. However, since energy is actually consumed by the resistance of the wiring and each element, etc., if the energy of the loss consumed by the resistance of the wiring and each element is E LOSS (J), the law of conservation of energy The energy ΔE C4 (J) transferred to the capacitor 41 by
ΔE C4 = ΔE L
+ E LOSS ...... Formula (14)
It becomes.

最初に、上述したフェーズ１が実行された後、例えば、「フェーズ２」、「フェーズ３」、……、「フェーズ２」、「フェーズ３」、「フェーズ４」、「フェーズ５」、……、「フェーズ４」、「フェーズ５」のように各フェーズが実行される。そして、この間に配線や各素子の抵抗等によってエネルギーが熱などとして徐々に失われていく。
このため、所定のエネルギーが失われたときや、フェーズ２からフェーズ５までの各フェーズが所定の回数だけ行われると、再びフェーズ１に戻り、配線や各素子の抵抗等によって失われたエネルギー分だけのエネルギーをキャパシタ４１にチャージする。その後、各フェーズを同様に行う動作を繰り返す。 First, after the above-described phase 1 is executed, for example, “phase 2”, “phase 3”,..., “Phase 2”, “phase 3”, “phase 4”, “phase 5”,. , “Phase 4” and “Phase 5” are executed. During this time, energy is gradually lost as heat or the like due to the resistance of the wiring or each element.
For this reason, when predetermined energy is lost, or when each phase from phase 2 to phase 5 is performed a predetermined number of times, the process returns to phase 1 again, and the amount of energy lost due to wiring, resistance of each element, etc. Only the energy is charged in the capacitor 41. Then, the operation | movement which performs each phase similarly is repeated.

（スイッチング駆動回路２４のキャパシタ４１およびインダクタ４２、圧電スピーカ１５におけるエネルギーの変化）
次に、図５〜図７を参照して、スイッチング駆動回路２４のキャパシタ４１およびインダクタ４２、圧電スピーカ１５におけるエネルギーの変化を説明する。図５〜図７は、スイッチング駆動回路２４のキャパシタ４１、インダクタ４２および圧電スピーカ１５におけるエネルギーの変化を示すグラフである。 (Energy change in the capacitor 41 and the inductor 42 of the switching drive circuit 24 and the piezoelectric speaker 15)
Next, changes in energy in the capacitor 41, the inductor 42, and the piezoelectric speaker 15 of the switching drive circuit 24 will be described with reference to FIGS. 5 to 7 are graphs showing changes in energy in the capacitor 41, the inductor 42, and the piezoelectric speaker 15 of the switching drive circuit 24. FIG.

図５に示すように、まずインダクタ４２に流れる電流ＩL42が０（Ａ）の状態で待機する待機フェーズとなっている。この待機フェーズにおいては、例えば駆動制御信号φ０〜φ２をＬレベルにし、スイッチング素子４４〜４７の電気的接続状態をオフ状態とする。これにより、待機フェーズでは、インダクタ４２からエネルギーの転送がない状態にし、インダクタ４２に流れる電流ＩL42が完全に０（Ａ）の状態を保つ。このため、待機フェーズでは、キャパシタ４１の両端の電圧ＶC41（Ｖ）、インダクタ４２に流れる電流ＩL42（Ａ）、圧電スピーカ１５の両端の電圧ＶC15（Ｖ）、キャパシタ４１のエネルギーΔＥC41（Ｊ）、インダクタ４２のエネルギーΔＥL42（Ｊ）、および圧電スピーカ１５のエネルギーΔＥC15（Ｊ）は変化しない。 As shown in FIG. 5, first, a standby phase is reached in which the current I L42 flowing through the inductor 42 is in a standby state of 0 (A). In this standby phase, for example, the drive control signals φ0 to φ2 are set to the L level, and the electrical connection state of the switching elements 44 to 47 is turned off. Thus, in the standby phase, no energy is transferred from the inductor 42, and the current I L42 flowing through the inductor 42 is completely maintained at 0 (A). For this reason, in the standby phase, the voltage V C41 (V) across the capacitor 41, the current I L42 (A) flowing through the inductor 42, the voltage V C15 (V) across the piezoelectric speaker 15, and the energy ΔE C41 ( J), the energy ΔE L42 (J) of the inductor 42 and the energy ΔE C15 (J) of the piezoelectric speaker 15 do not change.

続いて、フェーズ１においては、駆動制御信号φ０〜φ２のうち、駆動制御信号φ０のみがＨレベルになり、スイッチング素子４３の電気的接続状態がオン状態となる。すると、キャパシタ４１に電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーがキャパシタ４１にチャージされる。このため、キャパシタ４１の両端の電圧ＶC41（Ｖ）およびキャパシタ４１のエネルギーΔＥC41（Ｊ）が０から徐々に増加していく。 Subsequently, in the phase 1, only the drive control signal φ0 of the drive control signals φ0 to φ2 is at the H level, and the electrical connection state of the switching element 43 is turned on. Then, the capacitor 41 is charged with energy corresponding to the power supply voltage VDD. For this reason, the voltage V C41 (V) across the capacitor 41 and the energy ΔE C41 (J) of the capacitor 41 gradually increase from zero.

ここで、再びインダクタ４２に流れる電流ＩL42（Ａ）が０（Ａ）の状態で待機する待機フェーズとなる。このため、待機フェーズでは、キャパシタ４１の両端の電圧ＶC41（Ｖ）、インダクタ４２に流れる電流ＩL42（Ａ）、圧電スピーカ１５の両端の電圧ＶC15（Ｖ）、キャパシタ４１のエネルギーΔＥC41（Ｊ）、インダクタ４２のエネルギーΔＥL42（Ｊ）、および圧電スピーカ１５のエネルギーΔＥC15（Ｊ）は変化しない。 Here, a standby phase is reached in which the current I L42 (A) flowing through the inductor 42 again stands by in a state of 0 (A). For this reason, in the standby phase, the voltage V C41 (V) across the capacitor 41, the current I L42 (A) flowing through the inductor 42, the voltage V C15 (V) across the piezoelectric speaker 15, and the energy ΔE C41 ( J), the energy ΔE L42 (J) of the inductor 42 and the energy ΔE C15 (J) of the piezoelectric speaker 15 do not change.

続いて、フェーズ２においては、駆動制御信号φ０がＬレベルになり、駆動制御信号φ１のみがＨレベルになり、スイッチング素子４４，４５の電気的接続状態がオン状態となる。すると、キャパシタ４１にチャージされているエネルギーがインダクタ４２にチャージされる。このため、キャパシタ４１の両端の電圧ＶC41（Ｖ）およびキャパシタ４１のエネルギーΔＥC41（Ｊ）は減少し、インダクタ４２に流れる電流ＩL42（Ａ）は０（Ａ）からＩ1（Ａ）に増加するとともに、インダクタ４２のエネルギーΔＥL42（Ｊ）は０（Ｊ）からキャパシタ４１の減少分のエネルギーだけ増加していく。なお、キャパシタ４１のエネルギーΔＥC41（Ｊ）は、配線や各素子の抵抗値等を無視すれば図中に点線で示すように変化するが、配線や各素子の抵抗等でエネルギーが少しずつ消費されるため実線で示すように変化していく。 Subsequently, in phase 2, the drive control signal φ0 becomes L level, only the drive control signal φ1 becomes H level, and the electrical connection state of the switching elements 44 and 45 is turned on. Then, the energy charged in the capacitor 41 is charged in the inductor 42. Therefore, the voltage V C41 (V) across the capacitor 41 and the energy ΔE C41 (J) of the capacitor 41 decrease, and the current I L42 (A) flowing through the inductor 42 changes from 0 (A) to I 1 (A). As it increases, the energy ΔE L42 (J) of the inductor 42 increases from 0 (J) by the energy corresponding to the decrease of the capacitor 41. Note that the energy ΔE C41 (J) of the capacitor 41 changes as shown by a dotted line in the figure if the resistance value of the wiring and each element is ignored, but the energy is consumed little by little by the resistance of the wiring and each element. Therefore, it changes as shown by the solid line.

続いて、フェーズ３においては、駆動制御信号φ１がＬレベルになり、駆動制御信号φ２のみがＨレベルになり、スイッチング素子４６，４７の電気的接続状態がオン状態となる。すると、インダクタ４２にチャージされているエネルギーが圧電スピーカ１５に転送される。このため、インダクタ４２に流れる電流ＩLはＩ1（Ａ）から０（Ａ）に減少するとともに、インダクタ４２のエネルギーΔＥL42（Ｊ）は減少し、圧電スピーカ１５の両端の電圧ＶC15（Ｖ）および圧電スピーカ１５のエネルギーΔＥC15（Ｊ）は０からインダクタ４２の減少分のエネルギーだけ増加していく。 Subsequently, in phase 3, the drive control signal φ1 becomes L level, only the drive control signal φ2 becomes H level, and the electrical connection state of the switching elements 46 and 47 is turned on. Then, the energy charged in the inductor 42 is transferred to the piezoelectric speaker 15. Therefore, the current I L flowing through the inductor 42 decreases from I 1 (A) to 0 (A), the energy ΔE L42 (J) of the inductor 42 decreases, and the voltage V C15 (V between both ends of the piezoelectric speaker 15 is reduced. ) And the energy ΔE C15 (J) of the piezoelectric speaker 15 increases from 0 by the energy corresponding to the decrease of the inductor 42.

ここで、再びインダクタ４２に流れる電流ＩL42（Ａ）が０（Ａ）の状態で待機する待機フェーズとなる。この待機フェーズにおいては、例えば駆動制御信号φ０〜φ２をＬレベルにし、スイッチング素子４４〜４７の電気的接続状態をオフ状態とする。これにより、待機フェーズでは、インダクタ４２からエネルギーの転送がない状態にし、インダクタ４２に流れる電流ＩL42（Ａ）が完全に０（Ａ）の状態を保つ。このため、待機フェーズでは、キャパシタ４１の両端の電圧ＶC41（Ｖ）、インダクタ４２に流れる電流ＩL42（Ａ）、圧電スピーカ１５の両端の電圧ＶC15（Ｖ）、キャパシタ４１のエネルギーΔＥC41（Ｊ）、インダクタ４２のエネルギーΔＥL42（Ｊ）、および圧電スピーカ１５のエネルギーΔＥC15（Ｊ）は変化しない。 Here, a standby phase is reached in which the current I L42 (A) flowing through the inductor 42 again stands by in a state of 0 (A). In this standby phase, for example, the drive control signals φ0 to φ2 are set to the L level, and the electrical connection state of the switching elements 44 to 47 is turned off. Thus, in the standby phase, no energy is transferred from the inductor 42, and the current I L42 (A) flowing through the inductor 42 is completely maintained at 0 (A). For this reason, in the standby phase, the voltage V C41 (V) across the capacitor 41, the current I L42 (A) flowing through the inductor 42, the voltage V C15 (V) across the piezoelectric speaker 15, and the energy ΔE C41 ( J), the energy ΔE L42 (J) of the inductor 42 and the energy ΔE C15 (J) of the piezoelectric speaker 15 do not change.

続いて、フェーズ４においては、駆動制御信号φ２のみがＨレベルになり、スイッチング素子４６，４７の電気的接続状態がオン状態となる。すると、圧電スピーカ１５にチャージされているエネルギーがインダクタ４２にチャージされる。このため、圧電スピーカ１５の両端の電圧ＶC15（Ｖ）および圧電スピーカ１５のエネルギーΔＥC15（Ｊ）は減少し、インダクタ４２に流れる電流ＩL42（Ａ）は０（Ａ）からＩ2（Ａ）に増加するとともに、インダクタ４２のエネルギーΔＥL（Ｊ）は圧電スピーカ１５の減少分のエネルギーだけ増加していく。 Subsequently, in phase 4, only the drive control signal φ2 becomes H level, and the electrical connection state of the switching elements 46 and 47 is turned on. Then, the energy charged in the piezoelectric speaker 15 is charged in the inductor 42. For this reason, the voltage V C15 (V) across the piezoelectric speaker 15 and the energy ΔE C15 (J) of the piezoelectric speaker 15 decrease, and the current I L42 (A) flowing through the inductor 42 changes from 0 (A) to I 2 (A ) And the energy ΔE L (J) of the inductor 42 increases by the energy corresponding to the decrease of the piezoelectric speaker 15.

続いて、フェーズ５においては、駆動制御信号φ２がＬレベルになり、駆動制御信号φ１のみがＨレベルになり、スイッチング素子４４，４５の電気的接続状態がオン状態となる。すると、インダクタ４２にチャージされているエネルギーがキャパシタ４１に転送される。このため、キャパシタ４１の両端の電圧ＶC41（Ｖ）およびキャパシタ４１のエネルギーΔＥC41（Ｊ）は増加し、インダクタ４２に流れる電流ＩL42（Ａ）はＩ2（Ａ）から０（Ａ）に減少するとともに、インダクタ４２のエネルギーΔＥL42（Ｊ）はキャパシタ４１の増加分のエネルギーだけ減少していく。但し、上述したように、キャパシタ４１のエネルギーΔＥC41（Ｊ）は、配線や各素子の抵抗等を無視すれば図中に点線で示すようになるが、配線や各素子の抵抗等でエネルギーが少しずつ消費されていく。このため、点線で示す理論上のエネルギーと、実線で示す実際のエネルギーとの差は徐々に大きくなっていく。 Subsequently, in phase 5, the drive control signal φ2 becomes L level, only the drive control signal φ1 becomes H level, and the electrical connection state of the switching elements 44 and 45 is turned on. Then, the energy charged in the inductor 42 is transferred to the capacitor 41. Therefore, the voltage V C41 (V) across the capacitor 41 and the energy ΔE C41 (J) of the capacitor 41 increase, and the current I L42 (A) flowing through the inductor 42 changes from I 2 (A) to 0 (A). As the current decreases, the energy ΔE L42 (J) of the inductor 42 decreases by the amount of energy increased by the capacitor 41. However, as described above, the energy ΔE C41 (J) of the capacitor 41 is indicated by a dotted line in the figure if the resistance of the wiring and each element is ignored, but the energy is increased by the resistance of the wiring and each element. It is consumed little by little. For this reason, the difference between the theoretical energy indicated by the dotted line and the actual energy indicated by the solid line gradually increases.

再び、待機フェーズとなり、この待機フェーズにおいては、インダクタ４２に流れる電流ＩL42（Ａ）が０（Ａ）の状態となる。このため、待機フェーズでは、キャパシタ４１の両端の電圧ＶC41（Ｖ）、インダクタ４２に流れる電流ＩL42（Ａ）、圧電スピーカ１５の両端の電圧ＶC15（Ｖ）、キャパシタ４１のエネルギーΔＥC41（Ｊ）、インダクタ４２のエネルギーΔＥL42（Ｊ）、および圧電スピーカ１５のエネルギーΔＥC15（Ｊ）は変化しない。
また、待機フェーズの後、上述したフェーズ２からフェーズ５までの各フェーズを、待機フェーズを入れながら実行すると、再びフェーズ１に戻る。 The standby phase starts again, and in this standby phase, the current I L42 (A) flowing through the inductor 42 becomes 0 (A). For this reason, in the standby phase, the voltage V C41 (V) across the capacitor 41, the current I L42 (A) flowing through the inductor 42, the voltage V C15 (V) across the piezoelectric speaker 15, and the energy ΔE C41 ( J), the energy ΔE L42 (J) of the inductor 42 and the energy ΔE C15 (J) of the piezoelectric speaker 15 do not change.
In addition, after the standby phase, when the above-described phases from phase 2 to phase 5 are executed with the standby phase included, the process returns to phase 1 again.

そして、フェーズ１では、駆動制御信号φ０〜φ２のうち、駆動制御信号φ０のみがＨレベルになり、スイッチング素子４３の電気的接続状態がオン状態となる。すると、初期時と同様に電源電圧ＶＤＤからキャパシタ４１にエネルギーがチャージされる。但し、スイッチング駆動回路２４では、容量性負荷である圧電スピーカ１５に転送されたエネルギーを抵抗等で無駄に消費させずに、スイッチング駆動回路２４のインダクタ４２を介してキャパシタ４１に再びチャージし、容量性負荷の駆動に再利用している。このため、フェーズ１においては、キャパシタ４１に電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーを全部チャージするのではなく、配線や各素子の抵抗等で消費されたエネルギー分だけをチャージする。   In phase 1, among the drive control signals φ0 to φ2, only the drive control signal φ0 is at the H level, and the electrical connection state of the switching element 43 is turned on. Then, energy is charged from the power supply voltage VDD to the capacitor 41 as in the initial stage. However, the switching drive circuit 24 charges the capacitor 41 again through the inductor 42 of the switching drive circuit 24 without wasting energy transferred to the piezoelectric speaker 15 that is a capacitive load by a resistor or the like. Reused to drive sexual loads. Therefore, in the phase 1, not all the energy corresponding to the power supply voltage VDD is charged in the capacitor 41, but only the energy consumed by the wiring and the resistance of each element is charged.

キャパシタ４１に電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーがキャパシタ４１に再びチャージされ、キャパシタ４１に充電されるエネルギーが最初のフェーズ１の完了時点と同じエネルギーまで増加していく。そして、フェーズ１の実行後は、上述したフェーズ２からフェーズ５までの各フェーズを同様に実行する。   The energy corresponding to the power supply voltage VDD is charged in the capacitor 41 again, and the energy charged in the capacitor 41 increases to the same energy as when the first phase 1 is completed. Then, after the execution of the phase 1, the respective phases from the phase 2 to the phase 5 described above are similarly executed.

なお、ここではフェーズ２からフェーズ５までの各フェーズを２回繰り返し行った後、再びフェーズ１に戻るものとして説明したが、例えば、圧電スピーカ１５にエネルギーをチャージする場合には図６に示すようにフェーズ２とフェーズ３とを複数回繰り返し行ったり、圧電スピーカ１５からエネルギーを放電する場合には図７に示すようにフェーズ４とフェーズ５とを複数回繰り返し行ったり、また電源電圧ＶＤＤからキャパシタ４１にエネルギーをチャージする場合にはフェーズ１を複数回繰り返し行ったりすることができる。このように動作を実行する場合にも、キャパシタ４１のエネルギーΔＥC41（Ｊ）は、配線や各素子の抵抗値等を無視すれば図中に点線で示すように変化するが、配線や各素子の抵抗等でエネルギーが少しずつ消費されるため実線で示すように変化していく。そして、配線や各素子の抵抗等で消費されたエネルギー分だけをチャージする。 Here, it has been described that each phase from phase 2 to phase 5 is repeated twice and then returned to phase 1 again. For example, when energy is charged to the piezoelectric speaker 15, as shown in FIG. When phase 2 and phase 3 are repeated several times, or when energy is discharged from the piezoelectric speaker 15, phase 4 and phase 5 are repeated several times as shown in FIG. When charging energy to 41, phase 1 can be repeated a plurality of times. Even when the operation is performed in this way, the energy ΔE C41 (J) of the capacitor 41 changes as indicated by a dotted line in the figure if the resistance value of the wiring and each element is ignored. Since the energy is consumed little by little due to the resistance, etc., it changes as shown by the solid line. Then, only the energy consumed by the wiring and the resistance of each element is charged.

（ゲートドライバ２３の動作）
次に、図８を参照して、図５に示したタイミングで各フェーズを実行するゲートドライバ２３の構成を説明する。図８は、本発明に係るゲートドライバ２３の構成を示す回路図である。
なお、これから説明するゲートドライバ２３は図５で示したように各フェーズを実行する回路の一例であって、ゲートドライバ２３は例えばフェーズ１を実行するタイミング等に合わせて様々に構成することができる。
図８に示すゲートドライバ２３は、フリップフロップ回路３１ａ〜３１ｅ、ＡＮＤ回路３２ａ〜３２ｋおよびＯＲ回路３３ａ〜３３ｃを備えて構成される。 (Operation of the gate driver 23)
Next, the configuration of the gate driver 23 that executes each phase at the timing shown in FIG. 5 will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of the gate driver 23 according to the present invention.
The gate driver 23 to be described below is an example of a circuit that executes each phase as shown in FIG. 5, and the gate driver 23 can be variously configured in accordance with, for example, the timing at which the phase 1 is executed. .
The gate driver 23 shown in FIG. 8 includes flip-flop circuits 31a to 31e, AND circuits 32a to 32k, and OR circuits 33a to 33c.

フリップフロップ回路３１ａ〜３１ｅおよびＡＮＤ回路３２ａは、ＰＷＭ回路２２から出力されるＰＷＭ信号に基づいて、０〜２３のカウンタ値を計数するカウンタである。なお、カウンタ値が２３になると再びカウンタ値を０にリセットするためのリセット信号ＲＳＴが出力され、カウント値が０に戻るように構成されている。
ＡＮＤ回路３２ｂは、駆動制御信号φ０を生成するための駆動制御信号生成回路である。ＡＮＤ回路３２ｂは、４つの入力信号を全て「１」で入力した場合に駆動制御信号φ０をＨレベルで出力する。それ以外の場合、ＡＮＤ回路３２ｂは駆動制御信号φ０をＬレベルで出力する。 The flip-flop circuits 31 a to 31 e and the AND circuit 32 a are counters that count counter values 0 to 23 based on the PWM signal output from the PWM circuit 22. When the counter value reaches 23, a reset signal RST for resetting the counter value to 0 is output again, and the count value returns to 0.
The AND circuit 32b is a drive control signal generation circuit for generating the drive control signal φ0. The AND circuit 32b outputs the drive control signal φ0 at the H level when all four input signals are input as “1”. In other cases, the AND circuit 32b outputs the drive control signal φ0 at the L level.

ＡＮＤ回路３２ｃ〜３２ｆおよびＯＲ回路３３ａは、駆動制御信号φ１を生成するための駆動制御信号生成回路である。ＡＮＤ回路３２ｃ〜３２ｆのいずれかから「１」が出力された場合に、ＯＲ回路３３ａは駆動制御信号φ１をＨレベルで出力する。それ以外の場合、ＯＲ回路３３ａは駆動制御信号１をＬレベルで出力する。
ＡＮＤ回路３２ｇ〜３２ｊおよびＯＲ回路３３ｂは、駆動制御信号φ２を生成するための駆動制御信号生成回路である。ＡＮＤ回路３２ｇ〜３２ｊのいずれかから「１」が出力された場合に、ＯＲ回路３３ｂは駆動制御信号φ２をＨレベルで出力する。それ以外の場合、ＯＲ回路３３ｂは駆動制御信号φ２をＬレベルで出力する。 AND circuits 32c to 32f and OR circuit 33a are drive control signal generation circuits for generating drive control signal φ1. When “1” is output from any of the AND circuits 32c to 32f, the OR circuit 33a outputs the drive control signal φ1 at the H level. In other cases, the OR circuit 33a outputs the drive control signal 1 at the L level.
AND circuits 32g to 32j and OR circuit 33b are drive control signal generation circuits for generating drive control signal φ2. When “1” is output from any of the AND circuits 32g to 32j, the OR circuit 33b outputs the drive control signal φ2 at the H level. In other cases, the OR circuit 33b outputs the drive control signal φ2 at the L level.

（スイッチング駆動回路２４の変形例）
次に、図９、図１０、図１１および図１２を参照して、スイッチング駆動回路２４の変形例に係るスイッチング駆動回路１００，２００，３００，４００の構成を説明する。
図９はスイッチング駆動回路２４の第１変形例に係るスイッチング駆動回路１００の構成を示す回路図であり、図１０はスイッチング駆動回路２４の第２変形例に係るスイッチング駆動回路２００の構成を示す回路図であり、図１１はスイッチング駆動回路２４の第３変形例に係るスイッチング駆動回路３００の構成を示す回路図であり、図１２はスイッチング駆動回路２４の第４変形例に係るスイッチング駆動回路４００の構成を示す回路図である。 (Modification of the switching drive circuit 24)
Next, the configuration of the switching drive circuits 100, 200, 300, and 400 according to a modification of the switching drive circuit 24 will be described with reference to FIGS. 9, 10, 11, and 12. FIG.
9 is a circuit diagram showing a configuration of a switching drive circuit 100 according to a first modification of the switching drive circuit 24, and FIG. 10 is a circuit showing a configuration of a switching drive circuit 200 according to a second modification of the switching drive circuit 24. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a switching drive circuit 300 according to a third modification of the switching drive circuit 24. FIG. 12 shows a configuration of the switching drive circuit 400 according to a fourth modification of the switching drive circuit 24. It is a circuit diagram which shows a structure.

図９に示すスイッチング駆動回路１００は、図３に示したスイッチング駆動回路２４と同一の素子を備えて構成される。但し、スイッチング駆動回路１００は、スイッチング素子４３を備えておらず、スイッチング素子４３の代わりにダイオード４８を備えている点が異なる。
そして、スイッチング駆動回路１００は、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）１１０の内部に含まれ、ＩＣ１１０の外部接続ピン３０，３１により外付けの圧電スピーカ１５に接続されている。
ダイオード４８は、電源電圧ＶＤＤと、キャパシタ４１の正端子との間に接続されている。このダイオード４８は、電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーを自動的にキャパシタ４１に補充するための素子である。ダイオード４８は、その順方向の電圧降下分を無視すれば、キャパシタ４１の正端子の電位が電源電圧ＶＤＤの電位よりも小さいと順方向に導通状態となる。すると、ダイオード４８を介して、キャパシタ４１にエネルギーが充電される。一方、ダイオード４８は、キャパシタ４１の正端子の電位が電源電圧ＶＤＤの電位よりも大きいと順方向に非導通状態となる。すると、ダイオード４８を介して、キャパシタ４１にエネルギーが充電されなくなる。 The switching drive circuit 100 shown in FIG. 9 includes the same elements as the switching drive circuit 24 shown in FIG. However, the switching drive circuit 100 is different in that it does not include the switching element 43 and includes a diode 48 instead of the switching element 43.
The switching drive circuit 100 is included in an IC (Integrated Circuit) 110 and is connected to an external piezoelectric speaker 15 by external connection pins 30 and 31 of the IC 110.
The diode 48 is connected between the power supply voltage VDD and the positive terminal of the capacitor 41. The diode 48 is an element for automatically replenishing the capacitor 41 with energy corresponding to the power supply voltage VDD. If the voltage drop in the forward direction is ignored, the diode 48 becomes conductive in the forward direction when the potential of the positive terminal of the capacitor 41 is smaller than the potential of the power supply voltage VDD. Then, energy is charged in the capacitor 41 via the diode 48. On the other hand, the diode 48 becomes nonconductive in the forward direction when the potential of the positive terminal of the capacitor 41 is larger than the potential of the power supply voltage VDD. Then, the energy is not charged in the capacitor 41 via the diode 48.

このように、スイッチング駆動回路１００においては、フェーズ１を行う必要がなく、駆動制御信号φ０によってスイッチング素子４３の電気的接続状態をオン状態とオフ状態とのいずれか一方に切り替えることもない。これ以外は、図９に示すスイッチング駆動回路１００は、図３に示したスイッチング駆動回路２４と同一の動作をする。
スイッチング駆動回路１００においては、スイッチング駆動回路２４と同様に、フェーズ１を除く、上述したフェーズ２からフェーズ５までの各フェーズを行うものでありながら、電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーを自動的にキャパシタ４１に補充することができる。
従って、キャパシタ４１にエネルギーをチャージする際に、フェーズ１の実行を必要としないので、ゲートドライバ２３は、スイッチング駆動回路１００を構成するスイッチング素子の制御を簡潔に行うことができる。また、ゲートドライバ２３をを構成する素子を少なくすることができるため、その分だけ回路サイズを小さくすることもできる。
なお、ダイオード４８は、ダイオード接続されたＭＯＳトランジスタにより構成しても良い。 Thus, in the switching drive circuit 100, it is not necessary to perform the phase 1, and the electrical connection state of the switching element 43 is not switched between the on state and the off state by the drive control signal φ0. Except for this, the switching drive circuit 100 shown in FIG. 9 operates in the same manner as the switching drive circuit 24 shown in FIG.
In the switching drive circuit 100, as in the switching drive circuit 24, the phases corresponding to the above-described phase 2 to phase 5 except for phase 1 are performed, and the energy corresponding to the power supply voltage VDD is automatically set in the capacitor. 41 can be replenished.
Therefore, when the capacitor 41 is charged with energy, execution of the phase 1 is not required, so that the gate driver 23 can simply control the switching elements constituting the switching drive circuit 100. In addition, since the number of elements constituting the gate driver 23 can be reduced, the circuit size can be reduced accordingly.
The diode 48 may be constituted by a diode-connected MOS transistor.

図１０に示すスイッチング駆動回路２００は、図９に示したスイッチング駆動回路１００と同一の素子を備えて構成される。
そして、スイッチング駆動回路２００は、ＩＣ２１０の外部接続ピン３０，３１により外付けの圧電スピーカ１５に接続されている。
さらに、スイッチング駆動回路２００のダイオード４８、キャパシタ４１、およびインダクタ４２はＩＣ２１０の外部に外付けの素子として設けられ、ダイオード４８は外部接続ピン３３によりＩＣ２１０に接続され、キャパシタ４１は外部接続ピン３２，３３によりＩＣ２１０に接続され、インダクタ４２は外部接続ピン３４，３５によりＩＣ２１０に接続されている。 A switching drive circuit 200 shown in FIG. 10 includes the same elements as the switching drive circuit 100 shown in FIG.
The switching drive circuit 200 is connected to the external piezoelectric speaker 15 by the external connection pins 30 and 31 of the IC 210.
Further, the diode 48, the capacitor 41, and the inductor 42 of the switching drive circuit 200 are provided as external elements outside the IC 210. The diode 48 is connected to the IC 210 by the external connection pin 33, and the capacitor 41 is connected to the external connection pins 32, The inductor 42 is connected to the IC 210 through the external connection pins 34 and 35.

このように、スイッチング駆動回路２００においては、スイッチング駆動回路１００と同様に、電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーを自動的にキャパシタ４１に補充することができる。
従って、キャパシタ４１にエネルギーをチャージする際に、フェーズ１の実行を必要としないので、ゲートドライバ２３は、スイッチング駆動回路２００を構成するスイッチング素子の制御を簡潔に行うことができる。また、ゲートドライバ２３をを構成する素子を少なくすることができるため、その分だけ回路サイズを小さくすることもできる。
そして、ダイオード４８、キャパシタ４１、およびインダクタ４２は、ＩＣ２１０の外部に外付けの素子として設けられているので、それぞれ所望の値を任意に選択して、スイッチング駆動回路を構成することができる。 As described above, in the switching drive circuit 200, similarly to the switching drive circuit 100, the energy corresponding to the power supply voltage VDD can be automatically supplemented to the capacitor 41.
Therefore, when the capacitor 41 is charged with energy, it is not necessary to execute the phase 1, so that the gate driver 23 can simply control the switching elements constituting the switching drive circuit 200. In addition, since the number of elements constituting the gate driver 23 can be reduced, the circuit size can be reduced accordingly.
Since the diode 48, the capacitor 41, and the inductor 42 are provided as external elements outside the IC 210, it is possible to configure a switching drive circuit by arbitrarily selecting desired values.

図１１に示すスイッチング駆動回路３００は、図３に示したスイッチング駆動回路２４と同一の素子を備えて構成される。但し、スイッチング駆動回路３００は、スイッチング素子４４，４７を備えていない点が異なる。さらに、スイッチング駆動回路３００は、スイッチング素子４３を備えておらず、スイッチング素子４３の代わりにダイオード４８を備えている点が異なる。
また、スイッチング駆動回路３００は、ＩＣ３１０の外部接続ピン３０，３１により外付けの圧電スピーカ１５に接続されている。 A switching drive circuit 300 shown in FIG. 11 includes the same elements as the switching drive circuit 24 shown in FIG. However, the difference is that the switching drive circuit 300 does not include the switching elements 44 and 47. Furthermore, the switching drive circuit 300 is different in that it does not include the switching element 43 and includes a diode 48 instead of the switching element 43.
The switching drive circuit 300 is connected to the external piezoelectric speaker 15 by the external connection pins 30 and 31 of the IC 310.

さらに、スイッチング駆動回路３００のダイオード４８、キャパシタ４１、およびインダクタ４２はＩＣ３１０の外部に外付けの素子として設けられ、ダイオード４８は外部接続ピン３６によりＩＣ３１０に接続され、キャパシタ４１は外部接続ピン３２，３６によりＩＣ３１０に接続され、インダクタ４２は外部接続ピン３４，３６によりＩＣ３１０に接続されている。
このスイッチング駆動回路３００においては、フェーズ２，５でスイッチング素子４５の電気的接続状態がオン状態になってできる回路のみがグランドに接続され、フェーズ３，４でスイッチング素子４６の電気的接続状態がオン状態になってできる回路はグランドに接続されていない。 Furthermore, the diode 48, the capacitor 41, and the inductor 42 of the switching drive circuit 300 are provided as external elements outside the IC 310. The diode 48 is connected to the IC 310 by the external connection pin 36, and the capacitor 41 is connected to the external connection pins 32, The inductor 42 is connected to the IC 310 by the external connection pins 34 and 36.
In the switching drive circuit 300, only the circuit that can be turned on in the electrical connection state of the switching element 45 in the phases 2 and 5 is connected to the ground, and the electrical connection state of the switching element 46 is in the phase 3 and 4. The circuit that can be turned on is not connected to ground.

このため、スイッチング駆動回路３００の全体のスイッチング素子の数は２つで良い。上述したスイッチング駆動回路２４の全体のスイッチング素子の数は５つであったため、スイッチング駆動回路３００の全体のスイッチング素子の数は、スイッチング駆動回路２４よりも３つ少ない。このため、スイッチング素子４３，４４，４７の抵抗分だけスイッチング駆動回路３００の全体の抵抗を少なくすることができる。   For this reason, the total number of switching elements of the switching drive circuit 300 may be two. Since the total number of switching elements of the switching drive circuit 24 described above is five, the total number of switching elements of the switching drive circuit 300 is three less than that of the switching drive circuit 24. For this reason, the entire resistance of the switching drive circuit 300 can be reduced by the resistance of the switching elements 43, 44, 47.

スイッチング駆動回路３００においては、フェーズ１を除き、上述したフェーズ２からフェーズ５までの各フェーズをスイッチング駆動回路２４と同様に行うものでありながら、スイッチング駆動回路３００で消費するエネルギーをスイッチング駆動回路２４よりも抑えることができる。
また、スイッチング駆動回路３００においては、スイッチング駆動回路１００と同様に、電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーを自動的にキャパシタ４１に補充することができる。 In the switching drive circuit 300, except for the phase 1, the phases from the phase 2 to the phase 5 described above are performed in the same manner as the switching drive circuit 24, but the energy consumed by the switching drive circuit 300 is consumed by the switching drive circuit 24. Than can be suppressed.
In the switching drive circuit 300, as in the switching drive circuit 100, the energy corresponding to the power supply voltage VDD can be automatically supplemented to the capacitor 41.

従って、キャパシタ４１にエネルギーをチャージする際に、フェーズ１の実行を必要としないので、ゲートドライバ２３は、スイッチング駆動回路３００を構成するスイッチング素子の制御を簡潔に行うことができる。また、ゲートドライバ２３をを構成する素子を少なくすることができるため、その分だけ回路サイズを小さくすることもできる。
そして、ダイオード４８、キャパシタ４１、およびインダクタ４２は、ＩＣ３１０の外部に外付けの素子として設けられているので、それぞれ所望の値を任意に選択して、スイッチング駆動回路を構成することができる。 Therefore, when the capacitor 41 is charged with energy, execution of the phase 1 is not required, so that the gate driver 23 can simply control the switching elements constituting the switching drive circuit 300. In addition, since the number of elements constituting the gate driver 23 can be reduced, the circuit size can be reduced accordingly.
Since the diode 48, the capacitor 41, and the inductor 42 are provided as external elements outside the IC 310, the switching drive circuit can be configured by arbitrarily selecting desired values.

また、図１２に示すスイッチング駆動回路４００は、図３に示したスイッチング駆動回路２４と同一の素子を備えて構成される。但し、圧電スピーカ１５の負端子およびスイッチング素子４７の一方の端子が、グランドとは別の電圧源に接続されている。さらに、スイッチング駆動回路４００は、スイッチング素子４３を備えておらず、スイッチング素子４３の代わりにダイオード４８を備えている点が異なる。
そして、スイッチング駆動回路４００は、ＩＣ４１０の外部接続ピン３０，３１により外付けの圧電スピーカ１５に接続されている。 Further, the switching drive circuit 400 shown in FIG. 12 includes the same elements as the switching drive circuit 24 shown in FIG. However, the negative terminal of the piezoelectric speaker 15 and one terminal of the switching element 47 are connected to a voltage source different from the ground. Further, the switching drive circuit 400 is different in that it does not include the switching element 43 and includes a diode 48 instead of the switching element 43.
The switching drive circuit 400 is connected to the external piezoelectric speaker 15 by the external connection pins 30 and 31 of the IC 410.

さらに、スイッチング駆動回路４００のダイオード４８、キャパシタ４１、およびインダクタ４２はＩＣ４１０の外部に外付けの素子として設けられ、ダイオード４８は外部接続ピン３３によりＩＣ４１０に接続され、キャパシタ４１は外部接続ピン３２，３３によりＩＣ４１０に接続され、インダクタ４２は外部接続ピン３４，３５によりＩＣ４１０に接続されている。
つまり、スイッチング駆動回路２００においては、フェーズ２，５でスイッチング素子４４，４５の電気的接続状態がオン状態になってできる回路のみがグランドに接続され、フェーズ３，４でスイッチング素子４６，４７の電気的接続状態がオン状態になってできる回路はグランドとは別の電圧源に接続されている。このスイッチング駆動回路２００においても、上述した制御方法によって、圧電スピーカ１５を低消費電力で駆動することができる。 Furthermore, the diode 48, the capacitor 41, and the inductor 42 of the switching drive circuit 400 are provided as external elements outside the IC 410. The diode 48 is connected to the IC 410 by the external connection pin 33, and the capacitor 41 is connected to the external connection pins 32, 33 is connected to the IC 410, and the inductor 42 is connected to the IC 410 by the external connection pins 34 and 35.
That is, in the switching drive circuit 200, only a circuit that can be turned on in the electrical connection state of the switching elements 44 and 45 in the phases 2 and 5 is connected to the ground, and the switching elements 46 and 47 in the phases 3 and 4 are connected. A circuit that can be turned on is connected to a voltage source different from the ground. Also in the switching drive circuit 200, the piezoelectric speaker 15 can be driven with low power consumption by the control method described above.

勿論、フェーズ２，５でスイッチング素子４４，４５の電気的接続状態がオン状態になってできる回路と、フェーズ３，４でスイッチング素子４６，４７の電気的接続状態がオン状態になってできる回路とを別々のグランドに接続することもできる。
また、スイッチング駆動回路４００においては、スイッチング駆動回路１００と同様に、電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーを自動的にキャパシタ４１に補充することができる。
従って、キャパシタ４１にエネルギーをチャージする際に、フェーズ１の実行を必要としないので、ゲートドライバ２３は、スイッチング駆動回路４００を構成するスイッチング素子の制御を簡潔に行うことができる。また、ゲートドライバ２３をを構成する素子を少なくすることができるため、その分だけ回路サイズを小さくすることもできる。
そして、ダイオード４８、キャパシタ４１、およびインダクタ４２は、ＩＣ４１０の外部に外付けの素子として設けられているので、それぞれ所望の値を任意に選択して、スイッチング駆動回路を構成することができる。 Of course, a circuit in which the electrical connection state of the switching elements 44 and 45 can be turned on in phases 2 and 5 and a circuit in which the electrical connection state of the switching elements 46 and 47 can be turned on in phases 3 and 4. Can be connected to different grounds.
Further, in the switching drive circuit 400, as in the switching drive circuit 100, the energy corresponding to the power supply voltage VDD can be automatically supplemented to the capacitor 41.
Therefore, when the capacitor 41 is charged with energy, the execution of phase 1 is not required, so that the gate driver 23 can simply control the switching elements constituting the switching drive circuit 400. In addition, since the number of elements constituting the gate driver 23 can be reduced, the circuit size can be reduced accordingly.
Since the diode 48, the capacitor 41, and the inductor 42 are provided as external elements outside the IC 410, it is possible to configure a switching drive circuit by arbitrarily selecting desired values.

（まとめ）
圧電スピーカ１５等の容量性負荷に転送されたエネルギーを抵抗等でなるべく消費させずに、インダクタ４２を介して用いて再びキャパシタ４１にチャージして容量性負荷の駆動に再利用する。このため、電源電圧ＶＤＤからキャパシタ４１に渡すエネルギーは、主に配線や各素子の抵抗等で消費されたエネルギーや圧電スピーカ１５等の容量性負荷の運動エネルギー分だけで良く、容量性負荷にチャージされたエネルギーを無駄に消費することなく、容量性負荷を低消費電力で駆動することができる。
さらに、スイッチング素子４３の代わりにダイオード４８を備えているので、電源電圧ＶＤＤに対応するエネルギーを自動的にキャパシタ４１に補充することができる。
従って、キャパシタ４１にエネルギーをチャージする際に、フェーズ１の実行を必要としないので、ゲートドライバ２３は、スイッチング駆動回路を構成するスイッチング素子の制御を簡潔に行うことができる。 (Summary)
The energy transferred to the capacitive load such as the piezoelectric speaker 15 is not consumed as much as possible by a resistor, but is used via the inductor 42 to charge the capacitor 41 again and reuse it for driving the capacitive load. For this reason, the energy passed from the power supply voltage VDD to the capacitor 41 is mainly the energy consumed by the wiring or the resistance of each element or the kinetic energy of the capacitive load such as the piezoelectric speaker 15 and is charged to the capacitive load. The capacitive load can be driven with low power consumption without wasting the consumed energy.
Furthermore, since the diode 48 is provided instead of the switching element 43, the energy corresponding to the power supply voltage VDD can be automatically supplemented to the capacitor 41.
Therefore, when the capacitor 41 is charged with energy, it is not necessary to execute the phase 1, so that the gate driver 23 can simply control the switching elements constituting the switching drive circuit.

特に圧電素子等の容量性負荷を低消費電力で駆動することのできる圧電素子駆動用アンプ、圧電素子駆動用ドライバとして、携帯音楽プレーヤや携帯電話機、携帯ＤＶＤプレーヤ等の情報機器に内蔵される。   In particular, a piezoelectric element driving amplifier and a piezoelectric element driving driver capable of driving a capacitive load such as a piezoelectric element with low power consumption are incorporated in information devices such as a portable music player, a cellular phone, and a portable DVD player.

１０ 携帯音楽プレーヤ
１１ 制御部
１２ タッチパネル
１３ メモリ
１４ 圧電スピーカ駆動用アンプ
１５ 圧電スピーカ
１６ リチウムイオン電池
２１ 誤差抑圧回路
２２ ＰＷＭ回路
２３ ゲートドライバ
２４ スイッチング駆動回路
２５ ＬＰＦ
４１ キャパシタ
４２ インダクタ
４３〜４７ スイッチング素子
４８ ダイオード
３０〜３６ 外部接続ピン
１１０，２１０，３１０，４１０ ＩＣ DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Portable music player 11 Control part 12 Touch panel 13 Memory 14 Piezoelectric speaker drive amplifier 15 Piezoelectric speaker 16 Lithium ion battery 21 Error suppression circuit 22 PWM circuit 23 Gate driver 24 Switching drive circuit 25 LPF
41 Capacitor 42 Inductor 43 to 47 Switching element 48 Diode 30 to 36 External connection pin 110, 210, 310, 410 IC

Claims (6)

入力信号を変調する入力信号変調手段と、
前記入力信号変調手段によって変調された信号に基づいて容量性負荷を駆動するための出力信号を生成する駆動用ドライバと、
を備え、
前記駆動用ドライバは、
エネルギーを保持する第１の充放電素子と、
前記第１の充放電素子または前記容量性負荷により保持されている前記エネルギーを一時的に保持する第２の充放電素子と、
前記第１の充放電素子と前記第２の充放電素子との間、並びに前記第２の充放電素子と前記容量性負荷との間にそれぞれ接続されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子の電気的接続状態をオン状態とオフ状態とのいずれか一方に切り替えるように制御する駆動制御信号を前記変調された信号に基づいて生成する制御手段と、
ダイオード構成を有し、電源から前記第１の充放電素子にエネルギーを補充するための補充手段と、
を備え、
前記制御手段は、第２のフェーズで前記第１の充放電素子から前記第２の充放電素子にエネルギーが充電され、第３のフェーズで前記第２の充放電素子から前記容量性負荷にエネルギーが転送され、第４のフェーズで前記容量性負荷から前記第２の充放電素子にエネルギーが充電され、第５のフェーズで前記第２の充放電素子から前記第１の充放電素子にエネルギーが転送されるように、前記スイッチング素子の電気的接続状態の切り替えを制御し、かつ、前記第３および第５のフェーズが実行された直後、前記第２の充放電素子にエネルギーを充電または前記第２の充放電素子からエネルギーを放電させずに、前記スイッチング素子の電気的接続状態をオフ状態とする待機フェーズとなるように前記スイッチング素子の電気的接続状態の切り替えを制御することを特徴とする駆動用アンプ。 Input signal modulating means for modulating the input signal;
A driver for generating an output signal for driving a capacitive load based on the signal modulated by the input signal modulating means;
With
The driver for driving is
A first charge / discharge element that retains energy;
A second charge / discharge element that temporarily holds the energy held by the first charge / discharge element or the capacitive load;
A switching element connected between the first charge / discharge element and the second charge / discharge element, and between the second charge / discharge element and the capacitive load;
Control means for generating a drive control signal based on the modulated signal for controlling to switch the electrical connection state of the switching element to either one of an on state and an off state;
Replenishment means having a diode configuration for replenishing energy from the power source to the first charge / discharge element;
With
The control means charges energy from the first charge / discharge element in the second phase to the second charge / discharge element, and energy from the second charge / discharge element to the capacitive load in the third phase. Is transferred, energy is charged from the capacitive load to the second charge / discharge element in the fourth phase, and energy is transferred from the second charge / discharge element to the first charge / discharge element in the fifth phase. Immediately after the third and fifth phases are executed, the second charging / discharging element is charged with energy or the second charging / discharging element is controlled so as to be transferred. 2 of the charge and discharge device without discharging the energy, switching the electrical connection state of the switching element so that the standby phase of the electrical connection state of the switching element in an off state Driving amplifiers and controlling the changed. 前記補充手段は、
前記第１の充放電素子に充電されたエネルギー量に応じて、前記補充手段の動作状態が、前記電源から前記第１の充放電素子にエネルギーが充電されるような状態となることを特徴とする請求項１記載の駆動用アンプ。 The replenishing means is
Depending on the amount of energy charged in the first charge and discharge device, the operating state of said replenishing means, and a state such benzalkonium as energy is charged from the power source to the first charge and discharge device The driving amplifier according to claim 1, wherein: 前記補充手段は、
前記第１の充放電素子に充電されたエネルギー量に応じて、前記電源から前記第１の充放電素子にエネルギーを充電する場合、前記補充手段の動作状態が、前記電源から前記第１の充放電素子にエネルギーが充電されるような状態となり、
前記制御手段は、
前記第１の充放電素子から前記容量性負荷にエネルギーを充電する場合前記第２フェーズおよび前記第３フェーズが実行され、前記容量性負荷から前記第１の充放電素子にエネルギーを放電する場合前記第４フェーズおよび前記第５フェーズが実行されるように、前記スイッチング素子の電気的接続状態の切り替えを制御することを特徴とする請求項１記載の駆動用アンプ。 The replenishing means is
Depending on the amount of energy charged in the first charge and discharge device, when charging energy to the first charge and discharge device from the power supply, the operating state of said replenishing means, said first charge from said power supply It becomes a state where energy is charged in the discharge element,
The control means includes
When charging energy from the first charge / discharge element to the capacitive load, the second phase and the third phase are executed, and when discharging energy from the capacitive load to the first charge / discharge element, 2. The driving amplifier according to claim 1, wherein switching of the electrical connection state of the switching element is controlled so that the fourth phase and the fifth phase are executed. 前記第１の充放電素子は、
前記電源と、グランドとの間に接続され、
前記第２の充放電素子は、
前記第１の充放電素子の正端子と、前記容量性負荷の正端子との間に接続され、
前記補充手段は、
前記電源と、前記第１の充放電素子の正端子との間に接続され、
前記容量性負荷は、
その負端子が前記第２の充放電素子の電源側の端子に接続され、
前記スイッチング素子は、
前記第２の充放電素子の容量性負荷側の端子と、前記第１の充放電素子の負端子との間に接続される第１のスイッチング素子と、
前記第２の充放電素子の容量性負荷側の端子と、前記容量性負荷の正端子との間に接続される第２のスイッチング素子と、
を備え、
前記補充手段は、
前記第１の充放電素子に充電されたエネルギー量に応じて、前記電源から前記第１の充放電素子にエネルギーを充電する場合、前記補充手段の動作状態が、前記電源から前記第１の充放電素子にエネルギーが充電されるような状態となり、
前記制御手段は、
前記第２および第５のフェーズで前記第１のスイッチング素子の電気的接続状態がオン状態となるように制御し、前記第３および第４のフェーズで前記第２のスイッチング素子の電気的接続状態がオン状態となるように制御することを特徴とする請求項２または３記載の駆動用アンプ。 The first charge / discharge element is:
Connected between the power source and ground;
The second charge / discharge element is:
Connected between the positive terminal of the first charge / discharge element and the positive terminal of the capacitive load;
The replenishing means is
Connected between the power source and a positive terminal of the first charge / discharge element;
The capacitive load is
The negative terminal is connected to the power supply side terminal of the second charge / discharge element,
The switching element is
A first switching element connected between a capacitive load side terminal of the second charge / discharge element and a negative terminal of the first charge / discharge element;
A second switching element connected between a terminal on the capacitive load side of the second charge / discharge element and a positive terminal of the capacitive load;
With
The replenishing means is
Depending on the amount of energy charged in the first charge and discharge device, when charging energy to the first charge and discharge device from the power supply, the operating state of said replenishing means, said first charge from said power supply It becomes a state where energy is charged in the discharge element,
The control means includes
Control is performed so that the electrical connection state of the first switching element is turned on in the second and fifth phases, and the electrical connection state of the second switching element in the third and fourth phases. 4. The drive amplifier according to claim 2, wherein the drive amplifier is controlled to be in an on state. 前記容量性負荷は、
その負端子が前記グランドまたは電圧源に接続され、
前記スイッチング素子は、
前記第２の充放電素子の電源側の端子と、前記第１の充放電素子の正端子との間に接続される第３のスイッチング素子と、
前記第２の充放電素子の電源側の端子と、前記容量性負荷の負端子との間に接続される第４のスイッチング素子と、
を備え、
前記制御手段は、
前記第２および第５のフェーズで第３のスイッチング素子の電気的接続状態がオン状態となるように制御し、前記第３および第４のフェーズで第４のスイッチング素子の電気的接続状態がオン状態となるように制御することを特徴とする請求項４記載の駆動用アンプ。 The capacitive load is
Its negative terminal is connected to the ground or voltage source,
The switching element is
A third switching element connected between a power supply side terminal of the second charge / discharge element and a positive terminal of the first charge / discharge element;
A fourth switching element connected between a power supply side terminal of the second charge / discharge element and a negative terminal of the capacitive load;
With
The control means includes
The electrical connection state of the third switching element is controlled to be turned on in the second and fifth phases, and the electrical connection state of the fourth switching element is turned on in the third and fourth phases. 5. The drive amplifier according to claim 4, wherein the drive amplifier is controlled so as to be in a state. 容量性負荷と、
入力信号を生成する入力信号生成手段と、
前記入力信号生成手段によって生成された入力信号から前記容量性負荷を駆動するための出力信号を出力する請求項１〜５のいずれか１項に記載の駆動用アンプと、
前記入力信号生成手段および前記駆動用アンプに電圧を供給する駆動用電源と、
を備えることを特徴とする情報機器。 Capacitive load,
Input signal generating means for generating an input signal;
The drive amplifier according to any one of claims 1 to 5, wherein an output signal for driving the capacitive load is output from the input signal generated by the input signal generation unit;
A driving power supply for supplying a voltage to the input signal generating means and the driving amplifier;
An information device comprising:
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