JP5755546B2

JP5755546B2 - 電力合成分配器、電力増幅回路および無線装置

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Publication number: JP5755546B2
Application number: JP2011228755A
Authority: JP
Inventors: 飯尾　憲一; 憲一飯尾
Original assignee: Furuno Electric Co Ltd
Current assignee: Furuno Electric Co Ltd
Priority date: 2011-10-18
Filing date: 2011-10-18
Publication date: 2015-07-29
Anticipated expiration: 2031-10-18
Also published as: US20130093535A1; US9083069B2; JP2013090133A

Description

本発明はマイクロ波帯ないしミリ波帯で使用する電力合成分配器およびそれを備えた電力増幅回路ならびに無線装置に関するものである。

複数のマイクロ波の電力を合成する電力合成器は、電力が同相で入力されて電力合成できることが望まれる。また、分岐ポートに接続される回路間の干渉を防ぐため、分岐ポート間は高アイソレーション特性であることが望まれる。

ストリップ線路を用いた電力合成器にはウィルキンソン型電力分配器がある。このウィルキンソン型電力分配器は、同相分配、高アイソレーション特性を備えるが、耐電力性が低いので、大電力の使用時には使えないという問題があった。

導波管を用いる電力合成分配器にはMAGIC-Tが多用される。しかしMAGIC-Tは、形状が立体的であるため、構造が複雑であり、低コスト化および小形化が困難であることや出力ポート間のアイソレーションが確保しにくいといった問題があった。

また、従来の導波管型方向性結合器を用いて電力合成分配を行うこともできるが、第１入力ポートから入力された信号を第１および第２出力ポートＰ２，Ｐ３に分配する際に、分配された出力信号間の相対位相差が９０度となることから、合成回路部に用いる場合に、９０度の位相差を補正するために、第１出力ポートＰ２側に付く導波管の管軸長を、第２出力ポートＰ３側に付く導波管よりも、管内波長の１／４だけ長く設定する必要がある。そのため、導波管の管内波長の周波数特性の影響により、分配位相偏差が生じ、広帯域に亘って良好な分配特性を得ることが困難である。

特許文献１には、導波管型ハイブリッドカプラーが示されている。図１７（Ａ）は特許文献１に示されているハイブリッドカプラー１０の断面図、図１７（Ｂ）は図１７（Ａ）におけるＢ−Ｂに沿って切断した平面図である。このハイブリッドカプラー１０は、第１導波管１２及び、第２導波管１４により形成され、各々は長壁と短壁との比が２：１である矩形断面部を有する。ハイブリッドカプラー１０は、２つの導波管１２及び１４の間の電磁エネルギーのハイブリッド結合及び位相補正の２つの機能を与える。共通壁２２に配設されたゲート２４は、導波管１２または１４のいずれかの長手軸に沿って測定すると電磁エネルギーの１つの自由空間の波長にほぼ等しい固定長を有する。

そして、２つの導波管１２及び１４の共通側壁に結合ゲート２４を配置することで、直交側壁のショートスロットのハイブリッドカプラーを構成している。ゲート２４を介して２つの導波管間を結合するマイクロ波信号は、遅れ９０゜の移相を受ける。

すなわち、ゲート２４を越えて第１導波管１２に配設される４つの容量性の絞り３６の１組と、ゲート２４を越えて第２導波管１４に配設される４つの誘導性の絞り３８の１組の使用によって必要な位相補正を与える。導波管１２における容量性絞り３６は、貫通口２６で４５゜の遅れ移相を生じる移相器４０を構成する。導波管１４における誘導性絞り３８は、結合口２８で４５゜の進み移相を生じる移相器４２を構成する。移相器４２で＋４５゜シフトされ、さらにゲート２４で−９０゜シフトされる信号の位相は、移相器４０で−４５゜シフトされる信号の位相と一致する。

特許２５９２４７６号公報

特許文献１に示されている導波管型ハイブリッドカプラーは、一方の導波管内に幅の広い面から突き出た複数の容量性絞りを設け、他方の導波管内に幅の狭い面から突き出た複数の誘導性絞りを設けた構造であるので、装置全体の構造が複雑であり、加工難易度が高いという課題があった。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、平面状に構成できるようにすることで、小型化、低コスト化を図り、且つ対称性を有することで同相分配できるようにした導波管型電力合成分配器およびそれを備えた電力増幅回路ならびに無線装置を提供することを目的とする。

本発明の電力合成分配器は、入力された電波をすべて吸収する役割を有する終端器を用いず、他部品に比べて損失の大きい共振器を一部に用いることで、導波管型でありながら平面状に構成でき、且つ対称性を有することで同相分配でき、分配ポート間のアイソレーションを確保できるようにしたものである。

具体的には、導波管回路において、アイソレーションの必要な２つの分配ポート間に無負荷Ｑ値の低い、損失のある共振器を配置する。より具体的な構成は次に示すとおりである。

（１）それぞれ平面状につながる第１、第２および第３導波管（ＷＧ１，ＷＧ２，ＷＧ３）を含み、第１導波管から入力される電力を第２導波管（ＷＧ２）および第３導波管（ＷＧ３）へ分配する、または第２導波管および第３導波管から入力される電力を第１導波管（ＷＧ１）に合成する電力合成分配器であって、
前記第１導波管に接続され、前記第１導波管による伝送路を第１伝送路（ＣＣ１）と第２伝送路（ＣＣ２）とに分岐する分岐回路（Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３）と、
前記分岐回路に接続され、且つ前記第２導波管および前記第３導波管に接続された分離回路（Ｒ２２，Ｒ３３，ＲＬ）と、を備え、
前記分離回路は、前記第２導波管および前記第３導波管にそれぞれ結合（間接的に結合）し、使用周波数帯域で共振するとともに電力損失を生じさせる損失用共振器（ＲＬ＝Ｒ２３＋Ｒｅ）を備えたことを特徴とする。

（２）前記損失用共振器は、導波管内の電界もしくは磁界に作用して損失を発生する抵抗体（Ｒｅ）またはこの抵抗体（Ｒｅ）と共振キャビティ（Ｒ２３）とで構成されていることが好ましい。

（３）前記第１伝送路（ＣＣ１）は、前記損失用共振器（ＲＬ）と前記第２導波管（ＷＧ２）との間に接続され、前記損失用共振器と前記第２導波管とにそれぞれ結合する少なくとも一つの共振キャビティ（Ｒ２２）を備え、
前記第２伝送路（ＣＣ２）は、前記損失用共振器（ＲＬ）と前記第３導波管（ＷＧ３）との間に接続され、前記損失用共振器と前記第３導波管とにそれぞれ結合する少なくとも一つの共振キャビティ（Ｒ３３）を備えることが好ましい。

（４）前記分岐回路は、前記第１伝送路（ＣＣ１）に接続され、且つ分岐用共振キャビティ（Ｒ１１）と結合する共振キャビティ（Ｒ１２）、および前記第２伝送路（ＣＣ２）に接続され、且つ前記分岐用共振キャビティ（Ｒ１１）と結合する共振キャビティ（Ｒ１３）を備えることが好ましい。

（５）前記第２導波管（ＷＧ２）および前記第３導波管（ＷＧ３）を伝搬する電磁波は同相であり、且つ前記第２導波管から前記第３導波管へ漏れる電磁波の量、および前記第３導波管から前記第２導波管へ漏れる電磁波の量は−１０ｄＢ以下となるように、前記第２導波管および前記第３導波管と前記損失用共振器との結合度ならびに前記損失用共振器のＱ値を定められていることが好ましい。

（６）本発明の電力増幅回路は、入力信号を複数の電力増幅器に対して入力する信号に分配する電力分配器、または複数の電力増幅器の出力信号を合成する電力合成器の少なくとも一方を上記（１）〜（５）のいずれかに記載の電力合成分配器で構成されたものである。

（７）本発明の無線装置は、通信信号を分配する回路または合成する回路に、上記（１）〜（５）の何れかに記載の電力合成分配器を備えたものである。

本発明によれば、第１導波管から入力された電波を、広い周波数帯域に亘って同相で分配出力することができ、良好な反射特性と優れた低損失性と高いアイソレーション特性とを同時に得ることができる。

図１は第１実施形態の電力合成分配器１０１の主要部の斜視図である。図２は電力合成分配器１０１の平面図である。図３は電力合成分配器１０１の周波数特性図である。図４は電力合成分配器１０１の電力分配回路部の基本等価回路である。図５は図４に示す基本等価回路による周波数特性の計算結果である。図６（Ａ）は基本とする２段フィルタの等価回路を示す図、図６（Ｂ）は共振器間の結合部で２つに分岐した等価回路図である。図７は、図６（Ｂ）に示した等価回路を導波管回路で設計したモデルの平面図（Ｈ面のパターン）である。図８は、図７に示したモデルの周波数特性を示す図である。図９は電力合成分配器１０１の等価回路図である。図１０はウィルキンソン型電力分配器の等価回路図である。図１１は第２実施形態の電力合成分配器１０２の主要部の斜視図である。図１２は電力合成分配器１０２の周波数特性を示す図である。図１３は第３実施形態の電力合成分配器１０３の主要部の斜視図である。図１４は電力合成分配器１０３の周波数特性を示す図である。図１５は第４の実施形態の高周波電力増幅回路２００の回路図である。図１６は第５の実施形態のレーダー装置の構成を示すブロック図である。図１７（Ａ）は特許文献１に示されているハイブリッドカプラー１０の断面図、図１７（Ｂ）は図１７（Ａ）におけるＢ−Ｂに沿って切断した平面図である。

《第１実施形態》
第１実施形態の電力合成分配器について、図１〜図１０を参照して説明する。
図１は第１実施形態の電力合成分配器１０１の主要部の斜視図である。また、図２は電力合成分配器１０１の平面図である。但し、図１では導波管の管内などの空間の形状のみを表している。また、図２は電力合成分配器１０１の上部金属板を取り除いた状態での平面図である。この電力合成分配器１０１は、導波管の管内などの空間を穿った第１金属板と、第１金属板に重なることで前記空間を覆う第２金属板を備えている。図２は第１金属板の平面図である。

電力合成分配器１０１は、第１導波管ＷＧ１、第２導波管ＷＧ２および第３導波管ＷＧ３を含む。この電力合成分配器１０１は、第１導波管ＷＧ１を第１ポート、第２導波管ＷＧ２を第２ポート、第３導波管ＷＧ３を第３ポートとすれば、第１ポート＃１から入力される電力を第２ポート＃２および第３ポート＃３へ分配する、または第２ポート＃２および第３ポート＃３から入力される電力を第１ポート＃１に合成出力する。導波管ＷＧ１，ＷＧ２，ＷＧ３は同一平面上に配置されている。

この電力合成分配器１０１は、共振キャビティＲ１２および共振キャビティＲ１３と結合し、且つ第１導波管ＷＧ１に結合する分岐用共振キャビティＲ１１を備えている。共振キャビティＲ１２，Ｒ１３および分岐用共振キャビティＲ１１によって分岐回路が構成されている。

また、この電力合成分配器１０１は、第２導波管ＷＧ２と結合する共振キャビティＲ２２および第３導波管ＷＧ３と結合する共振キャビティＲ３３を備えている。共振キャビティＲ１２とＲ２２とは導波管ＷＧ１２を経由して接続されている。同様に、共振キャビティＲ１３とＲ３３とは導波管ＷＧ１３を経由して接続されている。導波管ＷＧ１２、共振キャビティＲ２２および導波管ＷＧ２は第１伝送路ＣＣ１を構成していて、導波管ＷＧ１３、共振キャビティＲ３３および導波管ＷＧ３は第２伝送路ＣＣ２を構成している。

また、この電力合成分配器１０１は、第２導波管ＷＧ２および第３導波管ＷＧ３にそれぞれ結合して使用周波数帯域で共振する共振キャビティＲ２３およびこの共振キャビティＲ２３内に配置された抵抗体Ｒｅを備えている。この共振キャビティＲ２３および抵抗体Ｒｅによって損失用共振器が構成されている。抵抗体Ｒｅは炭化珪素（ＳｉＣ）粉体を共振キャビティＲ２３の高さと等しい高さの直方体形状に焼結したものである。この抵抗体Ｒｅは比誘電率εｒ＝１２程度で、ｔａｎδが大きい抵抗体であり、共振キャビティＲ２３および抵抗体ＲｅによってＱ値の小さい共振器として作用する。抵抗体Ｒｅは共振キャビティＲ２３内の電界強度の高い中央部に配置されていて、主に電界と結合して抵抗損を発生させる。また、磁界とも結合して抵抗損を発生させる。したがって、前記損失用共振器は共振キャビティＲ２３を介して第２導波管ＷＧ２から第３導波管ＷＧ３へ、または第３導波管ＷＧ３から第２導波管ＷＧ２へ伝搬しようとする信号を減衰させる。

第１導波管ＷＧ１と分岐用共振キャビティＲ１１との間には結合度を定める窓として作用する導波管アイリス（以下、単に「アイリス」）Ｉｒが形成されている。同様に、分岐用共振キャビティＲ１１と共振キャビティＲ１２との間、分岐用共振キャビティＲ１１と共振キャビティＲ１３との間にアイリスＩｒが形成されている。また、共振キャビティＲ１２と導波管ＷＧ１２との間、導波管ＷＧ１２と共振キャビティＲ２２との間にアイリスＩｒが形成されている。同様に、共振キャビティＲ１３と導波管ＷＧ１３との間、導波管ＷＧ１３と共振キャビティＲ３３との間にアイリスＩｒが形成されている。また、共振キャビティＲ２２と導波管ＷＧ１２との間、共振キャビティＲ２２と共振キャビティＲ２３との間にアイリスＩｒが形成されている。同様に、共振キャビティＲ３３と導波管ＷＧ３との間、共振キャビティＲ３３と共振キャビティＲ２３との間にアイリスＩｒが形成されている。これらのアイリスによって、共振空間が仕切られるとともに、共振キャビティと共振キャビティとの間、または共振キャビティと導波管との間の結合度が定められている。

図３は電力合成分配器１０１の周波数特性図である。ここで、Ｓ１１はポート＃１からみた反射特性である。Ｓ２１はポート＃１からポート＃２への通過特性（分配特性）、Ｓ３１はポート＃１からポート＃３への通過特性（分配特性）である。Ｓ２３はポート＃３からポート＃２への通過特性（分離特性）である。電力合成分配器１０１は第１導波管ＷＧ１の電磁波伝搬方向を軸にして対称形であるので、Ｓ２１とＳ３１は同じ特性である。

前記共振キャビティＲ１２，Ｒ２２，Ｒ１３，Ｒ３３，Ｒ２３の共振周波数は９．７５ＧＨｚである。

このように、周波数９．７５ＧＨｚを中心とする広帯域に亘って−３ｄＢで分配され、且つ約−４０ｄＢ以下の高い分離特性が得られている。また、ポート＃１からみた反射特性（Ｓ１１）についても−３０ｄＢ以下の低反射特性が得られている。

次に、この第１実施形態の電力合成分配器１０１の作用について順に詳細に説明する。

まず、電力合成分配器１０１の電力分配回路部の基本等価回路を図４に示す。この電力分配回路は、入力端子Ｐ１と出力端子Ｐ２，Ｐ３間が共振器（特に接続に用いるため、ここではジャンクションレゾネータという。）Ｒｊを介して接続されたものである。ここで、各端子Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３とジャンクションレゾネータＲｊ間の結合量を外部Ｑで表し、それぞれQe1、Qe2、Qe3とすると、端子Ｐ１の入力整合条件は次のとおりである。

1／Qe1＝(1／Qe2)＋(1／Qe3) …（１）
次に端子Ｐ２，Ｐ３の電力分配比をn:1とすれば、各結合係数と散乱パラメータの間には次の関係がある。

|S21|² ／|S31|² ＝Qe3／Qe2＝n …（２）
この結果、所望の分配比を与えるQe2，Qe3は次式で表される。

Qe2＝｛(1+n)／n｝Qe1 ， Qe3＝(1+n)Qe1 …（３）
例えば電力分配比４：１、端子Ｐ１の外部ＱをQe1=100とした場合、各外部Ｑは（３）式より、Qe2＝125、Qe3=500となる。前記基本等価回路による周波数特性の計算結果を図５に示す。図５において横軸は正規化した周波数であり、正規化周波数＝１が使用周波数である。

このように、１入力２出力のジャンクションレゾネータは電力合成回路として作用するが、帯域が狭い。そこでジャンクションレゾネータをフィルタの一部に用いて、フィルタの広帯域化を図る。

まず、図６（Ａ）に、基本とする２段フィルタの等価回路を示す。このフィルタを図６（Ｂ）に示すように共振器間の結合部で２つに分岐することで広帯域化する。

この場合、端子Ｐ１の整合条件は、図４の基本フィルタ回路の設計パラメータと比較することによって、次式で表される。

k²＝k₁₂ ²＋k₁₃ ² …（４）
また、端子Ｐ２，Ｐ３の電力分配比をn:1とすれば、各結合係数と散乱パラメータの間には、
|S21|² ／|S31|² ＝k₁₂ ² ／k₁₃ ²＝n …（５）
の関係があることから、各パラメータは一義的に求まり、
k12＝√｛n／(n+1)｝k ， k13＝｛1／√(n+1)｝k …（６）
となる。ここで外部Ｑ Qeは次式とした。

Qe1＝Qe2=Qe3＝Qe …（７）
このように回路パラメータを選ぶことで、端子Ｐ１からの入力電力は端子Ｐ２，Ｐ３へと分配されて出力される。

ここでは、中心周波数9.5GHz、帯域800MHz、リップル0.1dBの２段フィルタを基本とした2分配器を設計した。このときの設計パラメータを（８）式に示す。

k＝11.6% ，Qe＝10.0 …（８）
このフィルタをベースに、端子Ｐ２，Ｐ３が１：１で分配される電力分配器を設計した。各パラメータは式（６），（７），（８）を用いて、次の値となる。

k₁₂＝k₁₃＝8.2 ，Qe＝10.0 …（９）
次に、導波管回路で分岐回路を設計した。図７はその設計モデルの平面図（Ｈ面のパターン）を示す図である。このモデルは、図２に示した電力合成分配器１０１のから共振キャビティＲ２２，Ｒ３３、導波管ＷＧ１２，ＷＧ１３を除いたものである。第１導波管ＷＧ１は三角形状の共振キャビティ（ジャンクションレゾネータ）Ｒ１１に接続されている。共振キャビティＲ１１の２つの出力は、共振キャビティＲ１２，Ｒ１３にそれぞれ電磁界結合をしている。そして共振キャビティＲ１２，Ｒ１３は導波管ＷＧ２，ＷＧ３へと接続されている。共振キャビティと導波管との間、および共振キャビティ間はアイリスを介して電磁界結合し、その結合量は式（９）で与えられる結合係数および外部Ｑに設定されている。

図８は、図７に示したモデルの周波数特性を示す図である。ポート＃１からの入力は、ポート＃２，ポート＃３へと等しく分配されているのが分る。ただし、ポート＃２−ポート＃３間のアイソレーションは9.5GHzで-6dB程度である。

電力合成分配器に接続される機器間の干渉を防ぐため、電力合成分配器には十分なポート＃間アイソレーションが必要とされる。そこでここでは、図７のモデルに回路を付加することでアイソレーションを確保する。

図９は電力合成分配器１０１の等価回路図である。図９は図６（Ｂ）で示した分岐回路（Ａ部）と高いアイソレーションを得るための分離回路（Ｂ部）とで構成されている。分離回路（Ｂ部）はウィルキンソン型電力分配器の高アイソレーション手法の原理に基づいている。以下に特徴を示す。

図１０はウィルキンソン型電力分配器の等価回路図である。ウィルキンソン型電力分配器は、移相器ＰＳ２およびＰＳ３を経由して端子Ｐ２−Ｐ３間を伝搬する電力が逆相で重ね合わさるようにするため、移相器ＰＳ２，ＰＳ３は通常それぞれ１／４波長の伝送路で構成される。しかし、本願の電力合成分配器１０１の場合、ポート＃２−ポート＃３間に３個の共振器（Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３）が介在していので、この３個の共振器を介する、ポート＃２−ポート＃３間は逆相の関係となる。そのため、伝送線路などによる移相器ＰＳ２，ＰＳ３は不要である。

また、図１０に示すウィルキンソン型電力分配器における抵抗Ｒの部分は導波管では作るのが難しい。本発明では、これを共振器で置換している。すなわち、図１および図２に示した共振キャビティＲ２３および抵抗体Ｒｅによる損失用共振器で、ウィルキンソン型電力分配器における前記抵抗Ｒの作用を賄っている。このことは本発明の大きな特徴の一つである。

ウィルキンソン型電力分配器の場合、抵抗Ｒと線路Ｌ２，Ｌ３が交差する部分はＴ分岐が用いられるが、導波管でＴ分岐を構成すると、不連続部が生じるので、分配比が変わってしまう。そこで、本発明ではＴ分岐の代わりにジャンクションレゾネータを構成する。すなわち、図１および図２に示した共振キャビティＲ２２，Ｒ３３でそれぞれＴ分岐の作用を賄っている。

以上に示した原理に基づいて前記電力合成分配器１０１が作用し、第２導波管ＷＧ２および第３導波管ＷＧ３を伝搬する電磁波は同相であり、且つ第２導波管ＷＧ２から第３導波管ＷＧ３へ漏れる電磁波の量、および第３導波管ＷＧ３から第２導波管ＷＧ２へ漏れる電磁波の量は-10dB以下となる、導波管型の電力合成分配器が得られる。

ポート＃２−ポート＃３間のアイソレーションが-10dB以下であれば、実用上充分な分離特性を有する電力合成分配器として用いることができる。このアイソレーションは、主として、第２導波管ＷＧ２および第３導波管ＷＧ３と損失用共振器との結合度ならびに損失用共振器のＱ値によって定めることができる。

《第２実施形態》
図１１は第２実施形態の電力合成分配器１０２の主要部の斜視図である。但し、図１１では導波管の管内などの空間の形状のみを表している。

電力合成分配器１０２は、第１導波管ＷＧ１、第２導波管ＷＧ２および第３導波管ＷＧ３を含む。この電力合成分配器１０２は、第１導波管ＷＧ１を第１ポート、第２導波管ＷＧ２を第２ポート、第３導波管ＷＧ３を第３ポートとすれば、第１ポート＃１から入力される電力を第２ポート＃２および第３ポート＃３へ分配する、または第２ポート＃２および第３ポート＃３から入力される電力を第１ポート＃１に合成出力する。導波管ＷＧ１，ＷＧ２，ＷＧ３は同一平面上に配置されている。

この電力合成分配器１０２は、共振キャビティＲ１２および共振キャビティＲ１３と結合し、且つ第１導波管ＷＧ１に結合する分岐用共振キャビティＲ１１を備えている。共振キャビティＲ１２，Ｒ１３および分岐用共振キャビティＲ１１によって分岐回路が構成されている。

分岐用共振キャビティＲ１１の中央部の三角形領域は高さ方向（厚み方向）が周囲より高い。すなわち、共振空間の中央部は底面と天面がいずれも窪んでいる。このことにより、共振器の共振周波数を所定周波数に高めることができる。すなわち、一般に共振器に線路を接続すると接続部のインダクタンス成分で共振周波数が下がるため、所定周波数で共振させるために、共振器の平面サイズを予め小さくしておく必要がある。また、本回路設計法の場合、広帯域が望ましく、線路間に強い結合が必要なため、共振器サイズは著しく小さくなる。しかし、共振器の平面サイズをあまりに小さくすると、線路との接続部を形成できない。そこで共振器の中央部（電界強度の高い領域）の高さを高くすることで共振周波数を高め、そのことで共振器の平面寸法を適当な寸法に形成することができることとなる。

また、この電力合成分配器１０２は、第２導波管ＷＧ２と結合する共振キャビティＲ２２および第３導波管ＷＧ３と結合する共振キャビティＲ３３を備えている。共振キャビティＲ２２および導波管ＷＧ２は第１伝送路を構成していて、共振キャビティＲ３３および導波管ＷＧ３は第２伝送路を構成している。

共振キャビティＲ２２，Ｒ３３の間のアイリスＩｒ部分には抵抗体Ｒｅが配置されている。この抵抗体Ｒｅはそれ自体で損失用共振器として作用する。したがって、アイリスＩｒを介して第２導波管ＷＧ２から第３導波管ＷＧ３へ、または第３導波管ＷＧ３から第２導波管ＷＧ２へ伝搬しようとする信号を減衰させる。

図１２は電力合成分配器１０２の周波数特性を示す図である。ここで、Ｓ１１はポート＃１からみた反射特性である。Ｓ２１はポート＃１からポート＃２への通過特性（分配特性）、Ｓ３１はポート＃１からポート＃３への通過特性（分配特性）である。Ｓ３２はポート＃２からポート＃３への通過特性（分離特性）である。電力合成分配器１０２は第１導波管ＷＧ１の電磁波伝搬方向を軸にして対称形であるので、Ｓ２１とＳ３１は同じ特性である。すなわち、ポート＃１からの入力は、ポート＃２，ポート＃３へと等しく分配されているのが分る。また、ポート＃２−ポート＃３間のアイソレーションは8.5GHzで-19dBであり、充分な分離特性が得られている。

《第３の実施形態》
図１３は第３実施形態の電力合成分配器１０３の主要部の斜視図である。但し、図１３では導波管の管内などの空間の形状のみを表している。

電力合成分配器１０３は、第１導波管ＷＧ１、第２導波管ＷＧ２および第３導波管ＷＧ３を含む。この電力合成分配器１０３は、第１導波管ＷＧ１を第１ポート、第２導波管ＷＧ２を第２ポート、第３導波管ＷＧ３を第３ポートとすれば、第１ポート＃１から入力される電力を第２ポート＃２および第３ポート＃３へ分配する、または第２ポート＃２および第３ポート＃３から入力される電力を第１ポート＃１に合成出力する。導波管ＷＧ１，ＷＧ２，ＷＧ３は同一平面上に配置されている。

この電力合成分配器１０３は、共振キャビティＲ１２および共振キャビティＲ１３と結合し、且つ第１導波管ＷＧ１に結合する分岐用共振キャビティＲ１１を備えている。この分岐用共振キャビティＲ１１と第１導波管ＷＧ１との間に共振キャビティＲ１０が構成されている。分岐用共振キャビティＲ１１および共振キャビティＲ１０のそれぞれの中央の四角形領域は高さ方向（厚み方向）が周囲より高い。すなわち、共振空間の底面と天面がいずれも窪んでいる。このことにより、第２の実施形態で述べたとおり、共振器の平面サイズを適当な寸法に大きくすることが可能である。

また、この電力合成分配器１０３は、第２導波管ＷＧ２と結合する共振キャビティＲ２２および第３導波管ＷＧ３と結合する共振キャビティＲ３３を備えている。共振キャビティＲ２２および導波管ＷＧ２は第１伝送路を構成していて、共振キャビティＲ３３および導波管ＷＧ３は第２伝送路を構成している。

また、この電力合成分配器１０３は、第２導波管ＷＧ２および第３導波管ＷＧ３にそれぞれ結合して使用周波数帯域で共振する共振キャビティＲ２３およびこの共振キャビティＲ２３内に配置された抵抗体Ｒｅを備えている。この共振キャビティＲ２３および抵抗体Ｒｅによって損失用共振器が構成されている。この損失用共振器はアイリスを介して第２導波管ＷＧ２から第３導波管ＷＧ３へ、または第３導波管ＷＧ３から第２導波管ＷＧ２へ伝搬しようとする信号を減衰させる。

前記共振キャビティＲ１０は帯域通過フィルタとして作用し、選択帯域外の減衰量が大きくなる。

図１４は電力合成分配器１０３の周波数特性を示す図である。ここで、Ｓ１１はポート＃１からみた反射特性である。Ｓ２１はポート＃１からポート＃２への通過特性（分配特性）、Ｓ３１はポート＃１からポート＃３への通過特性（分配特性）である。Ｓ３２はポート＃２からポート＃３への通過特性（分離特性）である。電力合成分配器１０３は第１導波管ＷＧ１の電磁波伝搬方向を軸にして対称形であるので、Ｓ２１とＳ３１は同じ特性である。すなわち、ポート＃１からの入力は、ポート＃２，ポート＃３へと等しく分配されているのが分る。ただし、ポート＃２−ポート＃３間のアイソレーションは8.5GHzで-15dBであり、充分な分離特性が得られている。

《第４の実施形態》
図１５は第４の実施形態の高周波電力増幅回路２００の回路図である。この高周波電力増幅回路２００は複数の増幅器９０Ａ〜９０Ｇおよび複数の電力合成分配器１００Ａ〜１００Ｆを備え、入力ポートＩＮから入力される高周波信号を電力増幅して出力ポートＯＵＴへ出力する。

電力合成分配器１００Ａは増幅器９０Ａの出力信号を等分配する。増幅器９０Ｂ，９０Ｃはこの等分配された信号を増幅する。電力合成分配器１００Ｂは増幅器９０Ｂの出力信号を等分配する。同様に、電力合成分配器１００Ｃは増幅器９０Ｃの出力信号を等分配する。増幅器９０Ｄ，９０Ｅは電力合成分配器１００Ｂで等分配された信号を増幅する。同様に、増幅器９０Ｆ，９０Ｇは電力合成分配器１００Ｃで等分配された信号を増幅する。電力合成分配器１００Ｄは増幅器９０Ｄ，９０Ｅの出力信号を合成し、電力合成分配器１００Ｅは増幅器９０Ｆ，９０Ｇの出力信号を合成する。電力合成分配器１００Ｆは電力合成分配器１００Ｄ，１００Ｅの出力信号を合成する。

このようにして、回路の前半で電力分配するとともに電力増幅し、後半で電力合成することで、全体として大電力増幅が可能となる。各電力合成分配器は同相で等分配するので、位相調整用の移相器が不要であり、分配位相偏差が生じることなく広帯域特性が得られる。

《第５の実施形態》
第５の実施形態では、本発明の無線装置の例としてレーダー装置を挙げる。

図１６は第５の実施形態のレーダー装置の構成を示すブロック図である。このレーダー装置は、放射部１３０、空中線部１５０および指示器１４０を備えている。空中線部１５０には、波形生成回路１１１、信号処理部１１２、局部発振器１２１、ミキサー１２２，１２５、電力増幅回路２００、サーキュレータ１２３、および低雑音増幅器１２４を備えている。

波形生成回路１１１は送信波の波形を生成する。この波形（信号）はミキサー１２２で局部発振器１２１の信号と混合され、電力増幅回路２００で電力増幅される。この電力増幅回路２００は第４の実施形態で示した電力増幅回路２００である。この送信信号はサーキュレータ１２３をとおって放射器１３０で放射される。放射器１３０の受信信号はサーキュレータ１２３をとおって低雑音増幅器１２４で増幅され、ミキサー１２５で局部発振器１２１の信号と混合され、信号処理部１１２に入力される。

このようにして、送信波の発生回路に備えられる電力増幅回路２００に電力合成分配器を適用することができる。

なお、本発明に係る「導波管」は空洞導波管に限るものではなく、電磁波伝搬路が空気以外の誘電体で充填された誘電体導波路を含む。

ＣＣ１…第１伝送路
ＣＣ２…第２伝送路
ＩＮ…入力ポート
Ｉｒ…アイリス
Ｌ２，Ｌ３…線路
ＯＵＴ…出力ポート
ＰＳ２，ＰＳ３…移相器
Ｒ１０…共振キャビティ
Ｒ１１…分岐用共振キャビティ
Ｒ１２，Ｒ１３…共振キャビティ
Ｒ２２，Ｒ３３…共振キャビティ
Ｒ２３…共振キャビティ
Ｒｅ…抵抗体
Ｒｊ…共振器
ＷＧ１…第１導波管
ＷＧ２…第２導波管
ＷＧ３…第３導波管
ＷＧ１２，ＷＧ１３…導波管
９０Ａ〜９０Ｇ…増幅器
１００Ａ〜１００Ｆ…電力合成分配器
１０１，１０２，１０３…電力合成分配器
１１１…波形生成回路
１１２…信号処理部
１２１…局部発振器
１２２…ミキサー
１２２，１２５…ミキサー
１２３…サーキュレータ
１２４…低雑音増幅器
１３０…放射部
１４０…指示器
１５０…空中線部
２００…高周波電力増幅回路

Claims

それぞれ平面状につながる第１、第２および第３導波管を含み、第１導波管から入力される電力を第２導波管および第３導波管へ分配する、または第２導波管および第３導波管から入力される電力を第１導波管に合成する電力合成分配器であって、
前記第１導波管に接続され、前記第１導波管による伝送路を第１伝送路と第２伝送路とに分岐する分岐回路と、
前記分岐回路に接続され、且つ前記第２導波管および前記第３導波管に接続された分離回路と、を備え、
前記分離回路は、前記第２導波管および前記第３導波管にそれぞれ結合し、使用周波数帯域で共振するとともに電力損失を生じさせる損失用共振器を備えたことを特徴とする電力合成分配器。
前記損失用共振器は、導波管内の電界もしくは磁界に作用して損失を発生する抵抗体またはこの抵抗体と共振キャビティとで構成されている、請求項１に記載の電力合成分配器。
前記第１伝送路は、前記損失用共振器と前記第２導波管との間に接続され、前記損失用共振器と前記第２導波管とにそれぞれ結合する少なくとも一つの共振キャビティを備え、
前記第２伝送路は、前記損失用共振器と前記第３導波管との間に接続され、前記損失用共振器と前記第３導波管とにそれぞれ結合する少なくとも一つの共振キャビティを備えた、請求項１または２に記載の電力合成分配器。
前記分岐回路は、前記第１伝送路に接続され、且つ分岐用共振キャビティと結合する共振キャビティ、および前記第２伝送路に接続され、且つ前記分岐用共振キャビティと結合する共振キャビティを備えた、請求項１〜３のいずれかに記載の電力合成分配器。
前記第２導波管および前記第３導波管を伝搬する電磁波は同相であり、且つ前記第２導波管から前記第３導波管へ漏れる電磁波の量、および前記第３導波管から前記第２導波管へ漏れる電磁波の量は−１０ｄＢ以下となるように、前記第２導波管および前記第３導波管と前記損失用共振器との結合度ならびに前記損失用共振器のＱ値を定めた、請求項１〜４のいずれかに記載の電力合成分配器。
入力信号を複数の電力増幅器に対して入力する信号に分配する電力分配器、または複数の電力増幅器の出力信号を合成する電力合成器の少なくとも一方を請求項１〜５のいずれかに記載の電力合成分配器で構成した、電力増幅回路。
通信信号を分配する回路または合成する回路に、請求項１〜５の何れかに記載の電力合成分配器を備えた無線装置。