JP5681743B2 - Optical receiving apparatus and optical receiving method - Google Patents

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Description

本発明は、光ファイバ伝送路で生じる位相雑音を補償する技術に関する。   The present invention relates to a technique for compensating for phase noise generated in an optical fiber transmission line.

基幹系光伝送システムの分野において、高速な信号を経済的に収容し、大容量の伝送を行うための検討が進められている。例えば、周波数利用効率向上の観点から、コヒーレント検波とデジタル信号処理とを組み合わせたデジタルコヒーレント伝送方法が検討されている。   In the field of backbone optical transmission systems, studies are underway to accommodate high-speed signals economically and perform large-capacity transmission. For example, from the viewpoint of improving frequency utilization efficiency, a digital coherent transmission method combining coherent detection and digital signal processing has been studied.

周波数利用効率を向上させる技術として、多値変調方式が挙げられる。多値変調方式では、多値数(1シンボル当りのビット数)が大きくなるに従って、光送信装置、光受信装置および光ファイバ伝送路において生じる位相雑音の影響を大きく受けて、伝送劣化を引き起こすことが知られている。非特許文献1や非特許文献2には、送信側においてパイロットトーンを参照信号として主信号に対して異なる周波数位置に重畳し、受信側において、光ファイバ伝送路において生じた位相雑音を推定して主信号の位相変動を補償する技術が開示されている。   As a technique for improving the frequency utilization efficiency, there is a multi-level modulation method. In the multi-level modulation method, as the multi-level number (number of bits per symbol) increases, it is greatly affected by phase noise generated in the optical transmitter, optical receiver, and optical fiber transmission line, causing transmission degradation. It has been known. In Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2, a pilot tone is superimposed as a reference signal on the transmitting side at a different frequency position with respect to the main signal, and phase noise generated in the optical fiber transmission line is estimated on the receiving side. A technique for compensating for the phase variation of the main signal is disclosed.

T. Kobayashi,et al.,“Nonlinear tolerant long-haul WDM transmission over 1200km using 538Gb/s/ch PDM-64QAM SC-FDM signals with pilot tone”,OM2A.5,OFC/NFOEC (2012)T. Kobayashi, et al., “Nonlinear tolerant long-haul WDM transmission over 1200km using 538Gb / s / ch PDM-64QAM SC-FDM signals with pilot tone”, OM2A.5, OFC / NFOEC (2012) S. L. Jansen,et al.,“20-Gb/s OFDM Transmission over 4,160km SSMF Enabled by RF-Pilot Tone Phase Noise Compensation”,PDP 15,OFC/NFOEC (2007)S. L. Jansen, et al., “20-Gb / s OFDM Transmission over 4, 160km SSMF Enabled by RF-Pilot Tone Phase Noise Compensation”, PDP 15, OFC / NFOEC (2007)

しかしながら、非特許文献1や非特許文献2に記載の技術では、光ファイバ伝送路で生じる波長分散の影響を十分に考慮していないため、パイロットトーンから推定される位相変動の位置と主信号の位相変動の位置との相関が低下してしまい、位相変動に対する補償効果が十分に得られないという問題がある。
そこで、本発明は、光受信装置において、位相変動に対する補償精度を向上させる技術を提供することを目的とする。
However, since the techniques described in Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2 do not sufficiently consider the influence of chromatic dispersion that occurs in the optical fiber transmission line, the position of the phase fluctuation estimated from the pilot tone and the main signal There is a problem that the correlation with the position of the phase fluctuation is lowered, and a compensation effect for the phase fluctuation cannot be obtained sufficiently.
Therefore, an object of the present invention is to provide a technique for improving the accuracy of compensation for phase fluctuation in an optical receiver.

請求項1に記載の本発明の光受信装置は、主信号に対して、前記主信号とは周波数成分の異なるパイロットトーンを重畳した信号光を、光ファイバ伝送路を経由して受信し、電気信号に変換する受信部と、前記受信部から出力された電気信号に対して波長分散を補償し、その波長分散を補償した電気信号を出力する第1の波長分散補償部と、前記第1の波長分散補償部から出力される電気信号を受信し、波長分散および位相変動を補償した電気信号を出力する位相雑音補償部と、を備え、前記位相雑音補償部が、前記第1の波長分散補償部の出力に対して第1の補償量設定部から出力される位相補償量に対応する位相変動を補償した電気信号を出力する第1の位相補償適用部と、前記第1の位相補償適用部の出力に対して波長分散を補償し、その波長分散を補償した電気信号を出力する第2の波長分散補償部と、前記第2の波長分散補償部の出力に対して第2の補償量設定部から出力される位相補償量に対応する位相変動を補償した電気信号を出力する第2の位相補償適用部と、を直列に接続し、前記第1の波長分散補償部の出力から前記パイロットトーンを抽出するパイロットトーン抽出部と、前記パイロットトーンの位相変動を検出し、変動した位相の量を推定する位相推定部と、前記位相推定部によって推定された前記位相の量に対して、前記第2の波長分散補償部と同量の波長分散を補償する第1の分散低フィルタと、を直列に接続し、前記第1の補償量設定部は、前記位相推定部によって推定された前記位相の量に所定の重み係数を掛けて、前記位相補償量を算出し、前記第1の位相補償適用部に出力し、前記第2の補償量設定部は、前記第1の分散低フィルタの出力に所定の重み係数を掛けて、前記位相補償量を算出し、前記第2の位相補償適用部に出力する、ことを特徴とする。 The optical receiver according to the first aspect of the present invention receives signal light in which a pilot tone having a frequency component different from that of the main signal is superimposed on the main signal via an optical fiber transmission line. a receiving section for converting the signal to compensate for the chromatic dispersion with respect to the electric signal output from the receiving unit, the first wavelength dispersion compensating unit for outputting an electrical signal to compensate for the chromatic dispersion, the first receiving an electrical signal output from the wavelength dispersion compensating unit includes a phase noise compensation section for outputting an electrical signal to compensate for chromatic dispersion and phase variations, and the phase noise compensation section, the first wavelength a first phase compensation application unit for outputting an electrical signal to compensate for phase variations corresponding to the phase compensation amount output from the first compensation amount setting unit for the output of the dispersion compensator, the first position phase Compensate chromatic dispersion for the output of the compensation application unit A second wavelength dispersion compensating unit for outputting an electrical signal to compensate for wavelength dispersion of the phase compensation amount output from the second auxiliary償量setting unit for the output of the second wavelength dispersion compensator a second position phase compensation application unit for outputting an electrical signal to compensate for phase variations corresponding and connected in series with, the first pilot tone from the output of the wave length dispersion compensation unit to extract the pilot tone extraction parts and said detecting a phase change of a pilot tone, a phase estimator for estimating the amount of fluctuation and phase, relative to the amount of the estimated by the phase estimation section the phase, the second wavelength dispersion compensation first and dispersed low attenuation filter to compensate for the wavelength dispersion of the parts the same amount, was connected in series, the first auxiliary償量setting unit is given to the amount of the estimated the phase by the phase estimating section multiplied by the weighting coefficients, it calculates the amount of phase compensation, And outputs the serial to the first position phase compensation application unit, the second auxiliary償量setting unit is multiplied by a predetermined weighting factor to the output of said first partial Chihiku down filter, calculating the phase compensation amount , and outputs to the second position phase compensation application unit, characterized in that.

また、請求項4に記載の前記光受信装置の前記位相雑音補償部は、さらに第n(n≧2)の位相補償適用部の出力に対して波長分散を補償し、その波長分散を補償した電気信号を出力する第n+1の波長分散補償部と、前記第n+1の波長分散補償部の出力に対して第n+1の補償量設定部から出力される位相補償量に対応する位相変動を補償した電気信号を出力する第n+1の位相補償適用部と、を直列に接続し、第n−1の分散低フィルタの出力側に、前記第n+1の波長分散補償部と同量の波長分散を補償する第nの分散低フィルタを接続し、前記第n+1の補償量設定部は、前記第nの分散低フィルタの出力に所定の重み係数を掛けて、前記位相補償量を算出し、前記第n+1の位相補償適用部に出力する、ことを特徴とする。 Further, the phase noise compensation section of the optical receiver according to claim 4, further compensates for the chromatic dispersion with respect to the output of the position phase compensation application unit of the n (n ≧ 2), compensating the chromatic dispersion and a second n + 1 wave length dispersion compensation unit for outputting an electrical signal, corresponding phase variation in the phase compensation amount output from the (n + 1) of the complement償量setting unit for the output of the wavelength dispersion compensator of the first n + 1 the connecting and phase compensation applied portion of the n + 1 for outputting an electric signal compensation, in series, the output side of the frequency Chihiku down filter of the n-1, the same as the wave length dispersion compensation unit of the first n + 1 connect the minute Chihiku decrease filter of the n for compensating the wavelength dispersion amount, the auxiliary償量setting portion of the n + 1 is multiplied by a predetermined weighting factor to the output of the frequency Chihiku decrease filter of the n th, It calculates the phase compensation amount, and outputs the position phase compensation application unit of the first n + 1, characterized in that

このような構成によれば、光受信装置は、主信号に対して、その主信号とは周波数成分の異なるパイロットトーンを重畳した信号光を光ファイバ伝送路を経由して受信して電気信号に変換した後、その電気信号に対して波長分散を補償し、パイロットトーンから位相  According to such a configuration, the optical receiving apparatus receives the signal light in which the pilot tone having a frequency component different from that of the main signal is superimposed on the main signal via the optical fiber transmission line and converts it into an electric signal. After conversion, the chromatic dispersion is compensated for the electric signal, and the phase is changed from the pilot tone.
変動を推定し、その推定した位相変動に基づいて、主信号の位相変動を補償することができる。 The fluctuation can be estimated, and the phase fluctuation of the main signal can be compensated based on the estimated phase fluctuation.
また、光受信装置は、波長分散補償部と位相雑音補償部とを交互に複数接続する構成を備え、波長分散補償部が、電気信号に対して、波長分散に伴う歪みを補償する量を示す分散補償量を補償することにより、主信号とパイロットトーンとのズレを減少させつつ、位相雑音補償部が、変動した位相の量をパイロットトーンから推定して、電気信号の位相変動を補償する。つまり、光受信装置は、波長分散に伴う主信号とパイロットトーンとのズレを減少させつつ、位相変動を補償していくことを繰り返すことによって、位相補償の精度を向上させることができる。  The optical receiver includes a configuration in which a plurality of chromatic dispersion compensators and phase noise compensators are alternately connected, and the chromatic dispersion compensator indicates an amount of compensation for distortion caused by chromatic dispersion for an electrical signal. By compensating for the dispersion compensation amount, the phase noise compensation unit estimates the amount of phase variation from the pilot tone and compensates for the phase variation of the electric signal while reducing the deviation between the main signal and the pilot tone. In other words, the optical receiving apparatus can improve the accuracy of phase compensation by repeatedly compensating for the phase fluctuation while reducing the deviation between the main signal and the pilot tone accompanying chromatic dispersion.
また、光受信装置は、電気信号に対しては、波長分散補償部と位相補償適用部とを交互に複数接続する構成により、波長分散および位相変動を補償しつつ、パイロットトーンに対しては、パイロットトーン抽出部、位相推定部の順で処理した後、位相推定部の出力側に分散低減フィルタを複数接続し、波長分散を補償する。つまり、光受信装置は、パイロットトーンの抽出および変動した位相の算出を一度だけ行えばよくなる。そして、光受信装置は、主信号とパイロットトーンとのズレを減少させつつ、位相変動を補償することを繰り返すことによって、位相補償の精度を向上させることができる。また、パイロットトーンに対して分散補償量を補償する分散低減フィルタの回路規模は、電気信号に対する波長分散補償部の回路規模より小さいもので実現可能である。  Further, the optical receiving device compensates for chromatic dispersion and phase variation by alternately connecting a plurality of chromatic dispersion compensation units and phase compensation application units for electrical signals, while for pilot tones, After processing in the order of the pilot tone extraction unit and the phase estimation unit, a plurality of dispersion reduction filters are connected to the output side of the phase estimation unit to compensate for chromatic dispersion. That is, the optical receiving apparatus needs to extract the pilot tone and calculate the changed phase only once. The optical receiving apparatus can improve the accuracy of phase compensation by repeatedly compensating for the phase fluctuation while reducing the deviation between the main signal and the pilot tone. Further, the circuit scale of the dispersion reducing filter that compensates the dispersion compensation amount for the pilot tone can be realized with a circuit scale smaller than that of the chromatic dispersion compensation unit for the electric signal.

また、請求項1を引用する請求項2に記載の前記光受信装置は、前記第1の分散低減フィルタは、前記第2の波長分散補償部と同量の波長分散に伴う遅延を補償することを特徴とする。
また、請求項4を引用する請求項5に記載の前記光受信装置は、前記第nの分散低減フィルタは、前記第n+1の波長分散補償部と同量の波長分散に伴う遅延を補償することを特徴とする。
Further, the light receiving device according to claim 2 quoting Claim 1, the first distributed reduction filters, compensate for the delay caused by the wavelength dispersion of the second wavelength dispersion compensator and the same amount and to Turkey and features.
Further, the light receiving device according to claim 5, quoting Claim 4, distributed reduction filter of the n-th compensating a delay with wavelength dispersion of the wavelength dispersion compensator and the same amount of the first n + 1 It is characterized by doing.

このような構成によれば、光受信装置は、分散低フィルタを単に遅延素子として作用させるだけで、位相変動に対する補償精度を向上させることができる。また、回路規模を低減できる。 According to this structure, the optical receiving device, only to act merely as a delay element distributed low reduction filter, it is possible to improve the compensation accuracy for the phase change. In addition, the circuit scale can be reduced.

請求項に記載の前記第2の波長分散補償部は、前記光ファイバ伝送路の信号電力のレベルダイヤに対応して波長分散の補償量を変化させ、前記第1の補償量設定部および前記第2の補償量設定部が、前記光ファイバ伝送路の信号電力のレベルダイヤに対応して前記重み係数を変化させることを特徴とする。
また、請求項6に記載の前記第n+1の波長分散補償部は、前記光ファイバ伝送路の信号電力のレベルダイヤに対応して波長分散の補償量を変化させ、前記第n+1の補償量設定部が、前記光ファイバ伝送路の信号電力のレベルダイヤに対応して前記重み係数を変化させることを特徴とする。
The second wavelength dispersion compensator according to claim 3, corresponding to the level diagram of the signal power of the optical fiber transmission line by changing the compensation amount of the wavelength dispersion, the first compensation amount setting unit, and said second auxiliary償量setting unit, in response to the level diagram of the signal power of the optical fiber transmission line, characterized in that changing the weighting factors.
Further, the wavelength dispersion compensator of the n + 1 according to claim 6, corresponding to the level diagram of the signal power of the optical fiber transmission line by changing the compensation amount of the wavelength dispersion, the first n + 1 auxiliary償量The setting unit changes the weighting coefficient in accordance with a signal power level diagram of the optical fiber transmission line.

このような構成によれば、波長分散補償部は、補償分散量を細かく変化し、補償量設定部は、重み係数の大きさを変化して位相補償量を変化させることによって、伝送特性を改善することができる。つまり、信号電力の高さに応じて位相変動の大きさが異なるという現象に対処することができる。そして、光受信装置は、位相補償の精度を向上させることができる。   According to such a configuration, the chromatic dispersion compensation unit changes the compensation dispersion amount finely, and the compensation amount setting unit improves the transmission characteristics by changing the weight compensation coefficient and changing the phase compensation amount. can do. That is, it is possible to cope with a phenomenon that the magnitude of the phase variation differs according to the signal power level. And the optical receiver can improve the accuracy of phase compensation.

なお、光受信方法に係る発明については、請求項1,4に記載の光受信装置と同様の技術的特徴を備えており、前記光受信装置と同様の効果を有しているので、記載を省略する。
The invention relating to the optical receiving method has the same technical features as the optical receiving device according to claims 1 and 4 and has the same effect as the optical receiving device. Omitted.

本発明によれば、光受信装置において、位相変動に対する補償精度を向上させることができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the compensation precision with respect to a phase variation can be improved in an optical receiver.

光送受信システム、光送信装置および光受信装置の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of an optical transmission / reception system, an optical transmitter, and an optical receiver. 第1実施形態の光受信装置のデジタル信号処理部の機能例を示す図である。It is a figure which shows the function example of the digital signal processing part of the optical receiver of 1st Embodiment. 第1実施形態の位相雑音補償部の機能例を示す図である。It is a figure which shows the function example of the phase noise compensation part of 1st Embodiment. 位相変動が発生した状況の一例を示す図であり、(a)は、伝送距離が短い場合を表し、(b)は、伝送距離が長い場合を表す。It is a figure which shows an example of the condition where phase fluctuation generate | occur | produced, (a) represents the case where a transmission distance is short, (b) represents the case where a transmission distance is long. 波長分散補償と位相雑音補償とを繰り返し実行する処理の概要を示す図であり、(a)は第1段目による補償の結果を表し、(b)は第N段目による補償の結果を表す。It is a figure which shows the outline | summary of the process which performs chromatic dispersion compensation and phase noise compensation repeatedly, (a) represents the result of compensation by the 1st step, (b) represents the result of compensation by the Nth step. . 第1実施形態のシミュレーション結果の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the simulation result of 1st Embodiment. 第1実施形態の位相雑音補償部の補償量設定部において、重み係数を変化した場合のシミュレーション結果の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the simulation result at the time of changing a weighting coefficient in the compensation amount setting part of the phase noise compensation part of 1st Embodiment. 第2実施形態のデジタル信号処理部の機能例を示す図である。It is a figure which shows the function example of the digital signal processing part of 2nd Embodiment. 第2実施形態の位相雑音補償部の機能例を示す図である。It is a figure which shows the function example of the phase noise compensation part of 2nd Embodiment. 第3実施形態の位相雑音補償部の機能例を示す図である。It is a figure which shows the function example of the phase noise compensation part of 3rd Embodiment. 誤った位置を補償してしまう処理例を示す図である。It is a figure which shows the process example which compensates an incorrect position.

本発明を実施するための形態(以降、「本実施形態」と称す。)について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。   A mode for carrying out the present invention (hereinafter referred to as “the present embodiment”) will be described in detail with reference to the drawings as appropriate.

(光送受信システム)
本実施形態における光送受信システム100は、図1に示すように、光送信装置1および光受信装置2を備えている。光送信装置1は、データを含む変調光111を生成し、当該変調光111を光ファイバ伝送路5に送出する機能を有する。また、光受信装置2は、光ファイバ伝送路5を伝搬してきた変調光111を受信信号光211として受信し、当該受信信号光211を復調してデータを取得する機能を有する。
(Optical transmission / reception system)
The optical transmission / reception system 100 according to the present embodiment includes an optical transmission device 1 and an optical reception device 2 as shown in FIG. The optical transmission device 1 has a function of generating modulated light 111 including data and sending the modulated light 111 to the optical fiber transmission line 5. The optical receiver 2 has a function of receiving the modulated light 111 that has propagated through the optical fiber transmission line 5 as the received signal light 211 and demodulating the received signal light 211 to acquire data.

光送信装置1は、図1に示すように、信号光源部10、光変調部11および変調信号生成部12を備える。
信号光源部10は、レーザを用いて光信号を生成し、光変調部11に出力する機能を有する。
光変調部11は、変調信号生成部12によって生成された変調信号123を用いて、信号光源部10の出力信号を変調して変調光(信号光)111を生成し、光ファイバ伝送路5に出力する機能を有する。
As illustrated in FIG. 1, the optical transmission device 1 includes a signal light source unit 10, an optical modulation unit 11, and a modulation signal generation unit 12.
The signal light source unit 10 has a function of generating an optical signal using a laser and outputting the optical signal to the optical modulation unit 11.
The optical modulation unit 11 modulates the output signal of the signal light source unit 10 using the modulation signal 123 generated by the modulation signal generation unit 12 to generate modulated light (signal light) 111, and transmits the modulated light to the optical fiber transmission line 5. Has a function to output.

変調信号生成部12は、シンボルマッピング部121およびパイロットトーン多重部122を備える。
シンボルマッピング部121は、0,1のバイナリ系列をデータとして受信し、変調方式に応じて、対応する複素数点に当該データをシンボルマッピングして主信号を生成し、パイロットトーン多重部122に出力する機能を有する。
パイロットトーン多重部122は、1以上のパイロットトーンを主信号に重畳して変調信号123を生成し、光変調部11に出力する機能を有する。なお、パイロットトーンの周波数成分は、主信号の周波数成分とは異なるものとする。
The modulation signal generation unit 12 includes a symbol mapping unit 121 and a pilot tone multiplexing unit 122.
Symbol mapping section 121 receives a binary sequence of 0 and 1 as data, generates a main signal by symbol mapping the data to corresponding complex points according to the modulation scheme, and outputs the main signal to pilot tone multiplexing section 122 It has a function.
The pilot tone multiplexing unit 122 has a function of generating a modulation signal 123 by superimposing one or more pilot tones on the main signal and outputting the modulation signal 123 to the optical modulation unit 11. The frequency component of the pilot tone is different from the frequency component of the main signal.

光送信装置1から送出された変調光111は、光ファイバ伝送路5を経由して、光受信装置2に受信信号光211として受信される。   The modulated light 111 transmitted from the optical transmitter 1 is received by the optical receiver 2 as the received signal light 211 via the optical fiber transmission path 5.

光受信装置2は、図1に示すように、局発光源部20、偏波多重光ハイブリッド部(受信部)21、光電気変換部(受信部)22、AD(アナログデジタル)変換部23およびデジタル信号処理部24を備える。   As shown in FIG. 1, the optical receiver 2 includes a local light source unit 20, a polarization multiplexed optical hybrid unit (reception unit) 21, a photoelectric conversion unit (reception unit) 22, an AD (analog / digital) conversion unit 23, and A digital signal processing unit 24 is provided.

局発光源部20は、コヒーレント受信を行うために、局部発信用レーザを用いて光信号を生成する機能を有する。
偏波多重光ハイブリッド部21は、受信信号光211を受信し、局発光源部20の出力光と合成して、X偏波およびY偏波の同相成分と直交成分の4成分の光信号に分離する(コヒーレント検波を行う)機能を有する。
The local light source unit 20 has a function of generating an optical signal using a local laser for performing coherent reception.
The polarization multiplexed optical hybrid unit 21 receives the received signal light 211, combines it with the output light of the local light source unit 20, and converts it into four component optical signals of the in-phase component and the quadrature component of the X polarization and the Y polarization. It has a function of separating (performing coherent detection).

光電気変換部22は、光―電気変換素子を有し、偏波多重光ハイブリッド部21の出力信号をアナログ電気信号に変換する機能を有する。
AD変換部23は、前記アナログ電気信号を受信デジタル信号(電気信号)231に変換する機能を有する。なお、受信デジタル信号231には、主信号およびパイロットトーンが含まれている。
デジタル信号処理部24は、受信デジタル信号231に対して波長分散補償および位相雑音補償を施し、主信号を復調して、元のデータを出力する機能を有する。なお、デジタル信号処理部24の機能の詳細については、第1〜第4実施形態として後記する。
The photoelectric conversion unit 22 includes a photoelectric conversion element and has a function of converting the output signal of the polarization multiplexed optical hybrid unit 21 into an analog electric signal.
The AD conversion unit 23 has a function of converting the analog electric signal into a received digital signal (electric signal) 231. The received digital signal 231 includes a main signal and a pilot tone.
The digital signal processing unit 24 has a function of performing chromatic dispersion compensation and phase noise compensation on the received digital signal 231, demodulating the main signal, and outputting the original data. Details of the function of the digital signal processing unit 24 will be described later as first to fourth embodiments.

(第1実施形態)
次に、第1実施形態のデジタル信号処理部24の機能例について、図2を用いて説明する(適宜、図1参照)。
デジタル信号処理部24は、波長分散補償部241、位相雑音補償部242、パイロットトーン除去部243、適応等化部244、周波数オフセット補償部245、搬送波位相同期部246およびシンボル識別部247を備える。
(First embodiment)
Next, a functional example of the digital signal processing unit 24 of the first embodiment will be described with reference to FIG. 2 (see FIG. 1 as appropriate).
The digital signal processing unit 24 includes a chromatic dispersion compensation unit 241, a phase noise compensation unit 242, a pilot tone removal unit 243, an adaptive equalization unit 244, a frequency offset compensation unit 245, a carrier phase synchronization unit 246, and a symbol identification unit 247.

波長分散補償部241は、受信デジタル信号231に対して、波長分散に伴う歪みを補償する機能を有する。
位相雑音補償部242は、パイロットトーンを抽出して、当該パイロットトーンから、位相変動を検出し、変動した位相を推定し、推定した位相とは逆向きの位相量を受信デジタル信号231に適用して、位相変動を補償する機能を有する。
The chromatic dispersion compensator 241 has a function of compensating the distortion associated with chromatic dispersion for the received digital signal 231.
The phase noise compensation unit 242 extracts a pilot tone, detects a phase variation from the pilot tone, estimates the phase that has changed, and applies a phase amount opposite to the estimated phase to the received digital signal 231. And has a function of compensating for phase fluctuations.

なお、第1実施形態では、デジタル信号処理部24は、波長分散補償部241および位相雑音補償部242を繰り返しN段(N≧2)接続した構成を備えている。すなわち、波長分散補償部241の出力を位相雑音補償部242に入力し、位相雑音補償部242の出力を再び波長分散補償部241に入力して、N段繰り返す機能を有する。なお、以下の説明では、最初の段を第1段目、繰り返しがN回目の段を第N段目と称する。
波長分散補償部241は、受信デジタル信号231の波長分散に伴う分散量のトータルをNに分割し、1段ごとに、分割した分散量(分散補償量)分を補償する。例えば、各段は、分散量のトータルのN分の1を均等に補償するように実行してもよい。また、各段は、分散量のトータルを満足する範囲において、予め決められた異なる分散補償量分を補償するように実行しても構わない。
In the first embodiment, the digital signal processing unit 24 has a configuration in which the chromatic dispersion compensation unit 241 and the phase noise compensation unit 242 are repeatedly connected in N stages (N ≧ 2). That is, the output of the chromatic dispersion compensator 241 is input to the phase noise compensator 242 and the output of the phase noise compensator 242 is input to the chromatic dispersion compensator 241 again to repeat N stages. In the following description, the first stage is referred to as the first stage, and the Nth repetition is referred to as the Nth stage.
The chromatic dispersion compensation unit 241 divides the total dispersion amount accompanying the chromatic dispersion of the received digital signal 231 into N, and compensates the divided dispersion amount (dispersion compensation amount) for each stage. For example, each stage may be executed so as to evenly compensate for the total 1 / N of the amount of dispersion. Each stage may be executed so as to compensate for different dispersion compensation amounts determined in advance within a range that satisfies the total dispersion amount.

次に、N段接続した構成における処理の概要について説明するが、その前に、光ファイバ伝送路5において、波長分散の影響によって主信号とパイロットトーンとの同期がどの様な状況になるかについて、位相変動の影響とともに、図4を用いて説明する。   Next, the outline of the processing in the N-stage connection configuration will be described. Before that, in the optical fiber transmission line 5, what will happen to the synchronization between the main signal and the pilot tone due to the influence of chromatic dispersion? This will be described with reference to FIG. 4 together with the influence of phase fluctuation.

図4(a)は、伝送距離が短い場合であって、波長分散の影響が小さいケース、図4(b)は、伝送距離が長い場合であって、波長分散の影響が大きいケースを示している。
なお、図4(a)(b)では、「主信号」および「パイロットトーン」それぞれについて、送信側の変調信号生成部12で生成された変調信号123の任意の位置を切り出した時の区間信号を模式的に表している。また、両方向矢印は、位相変動が発生した位置を表している。
4A shows a case where the transmission distance is short and the influence of chromatic dispersion is small, and FIG. 4B shows a case where the transmission distance is long and the influence of chromatic dispersion is large. Yes.
4A and 4B, for each of the “main signal” and the “pilot tone”, a section signal when an arbitrary position of the modulation signal 123 generated by the modulation signal generation unit 12 on the transmission side is cut out. Is schematically represented. Moreover, the double arrow represents the position where the phase fluctuation has occurred.

「主信号」は、小さな縦長の矩形が1つのシンボルを表し、そのシンボルが複数連なって区間信号を表している。また、位相変動を受けた位置には、斜線が付されている。
「パイロットトーン」は、模式的に波形で表しており、位相変動を受けた位置で位相を異ならせて表している。
In the “main signal”, a small vertically long rectangle represents one symbol, and a plurality of the symbols represent a section signal. Further, the position subjected to the phase fluctuation is hatched.
The “pilot tone” is schematically represented by a waveform, and the phase is changed at the position where the phase fluctuation is received.

図4(a)に示すように、伝送距離が短い場合には、主信号およびパイロットトーンは、波長が異なっていたとしても、波長分散の影響が小さい。そのため、主信号およびパイロットトーンは、ほぼ同期した位置関係になっている。そして、主信号およびパイロットトーンは、両方向矢印の位置で同様の位相変動を受ける。図4(a)では、位相変動を受けた位置は、主信号およびパイロットトーンそれぞれの区間信号においてほぼ同じ場所であって、区間信号の右端付近に示されている。   As shown in FIG. 4A, when the transmission distance is short, even if the main signal and the pilot tone have different wavelengths, the influence of chromatic dispersion is small. For this reason, the main signal and the pilot tone are in a substantially synchronized positional relationship. The main signal and the pilot tone are subjected to the same phase fluctuation at the position of the double arrow. In FIG. 4A, the position subjected to the phase fluctuation is substantially the same in the section signals of the main signal and the pilot tone, and is shown near the right end of the section signal.

次に、伝送距離が長い場合には、図4(b)に示すように、波長分散によって、主信号とパイロットトーンとの同期がズレてくる。一例として、図4(b)では、パイロットトーンが主信号より遅れた場合を表している。そして、主信号およびパイロットトーンの双方は、両方向矢印の位置で位相変動を受ける。そのため、主信号では、区間信号の中央付近の右寄りの位置に、位相変動を受けることになる。それに対して、パイロットトーンでは、区間信号の中央付近より左寄りの位置に、位相変動を受けることになる。つまり、図4(b)に示す状態から、波長分散の影響を補償して「主信号」と「パイロットトーン」との同期を合わせた場合、位相変動を受けた位置同士の相関が低下することになる。   Next, when the transmission distance is long, as shown in FIG. 4B, synchronization between the main signal and the pilot tone is shifted due to wavelength dispersion. As an example, FIG. 4B shows a case where the pilot tone is delayed from the main signal. Both the main signal and the pilot tone are subjected to phase fluctuations at the positions of the double arrows. For this reason, the main signal is subjected to phase fluctuation at a position on the right side near the center of the section signal. On the other hand, in the pilot tone, the phase fluctuation is received at a position on the left side of the section signal near the center. That is, from the state shown in FIG. 4B, when the influence of the chromatic dispersion is compensated and the synchronization of the “main signal” and the “pilot tone” is matched, the correlation between the positions subjected to the phase fluctuation is lowered. become.

そこで、波長分散の影響に対処するために、波長分散の影響を少しずつ補償しつつ位相変動の補償を行えるようにする。具体的には、光受信装置2は、波長分散補償部241および位相雑音補償部242を繰り返しN段(N回)接続した構成を備える。次に、そのN段接続した構成における処理の概要について、図5を用いて説明する。図5(a)は、第1段目による補償の結果を表し、図5(b)は、第N段目による補償の結果を表している。ただし、主信号およびパイロットトーンの双方は、位相変動により、ほぼ同程度の位相変動を受けるものとする。   Therefore, in order to cope with the influence of chromatic dispersion, it is possible to compensate for phase fluctuation while gradually compensating for the influence of chromatic dispersion. Specifically, the optical receiver 2 has a configuration in which the chromatic dispersion compensation unit 241 and the phase noise compensation unit 242 are repeatedly connected in N stages (N times). Next, an outline of processing in the N-stage connected configuration will be described with reference to FIG. FIG. 5A shows the result of compensation by the first stage, and FIG. 5B shows the result of compensation by the Nth stage. However, it is assumed that both the main signal and the pilot tone are subjected to substantially the same phase fluctuation due to the phase fluctuation.

図5(a)では、第1段目に入力される受信デジタル信号231は、図4(b)の場合と同様に、主信号とパイロットトーンとの同期がズレた(合っていない)状態となっている。
この状態において、位相雑音補償部242は、パイロットトーン内の位相変動の位置(図5(a)中では位相の反転箇所)に対応する主信号の箇所(図5(a)中では「位相補償位置」と表記)を、位相補償する。なお、位相雑音補償部242は、位相補償の処理を行った際、当該位相補償を行ったパイロットトーンの位相変動の位置を対応済として記憶しておき、再度位相補償に用いないようにする。例えば、対応済とするために、パイロットトーンの位相の反転箇所を、元の状態に戻してもよい。
In FIG. 5A, the received digital signal 231 input to the first stage is in a state in which the synchronization between the main signal and the pilot tone is shifted (not matched) as in the case of FIG. 4B. It has become.
In this state, the phase noise compensation unit 242 causes the phase of the main signal corresponding to the position of the phase fluctuation in the pilot tone (phase inversion in FIG. 5A) (in FIG. 5A, “phase compensation”). Phase compensation). When the phase compensation process is performed, the phase noise compensation unit 242 stores the position of the phase variation of the pilot tone that has been subjected to the phase compensation as already handled, and does not use it again for phase compensation. For example, the pilot tone phase inversion portion may be returned to the original state in order to deal with it.

そして、段数が増すにしたがって、波長分散による同期のズレ(遅延差)が小さくなるように処理される。図5(b)に示す第N段目では、主信号とパイロットトーンとは、図4(a)の場合と同様に、ほぼ同期した状態となる。つまり、主信号とパイロットトーンとのズレを減少するとともに、パイロットトーン内の位相変動の位置が、主信号の区間信号と新たに重なる状態となる。したがって、位相雑音補償部242は、当該パイロットトーン内の位相変動の位置が新たに主信号と重なった箇所(図5(b)中では「位相補償位置」と表記)を、位相補償する。   Then, processing is performed so that the synchronization shift (delay difference) due to chromatic dispersion decreases as the number of stages increases. In the N-th stage shown in FIG. 5B, the main signal and the pilot tone are almost synchronized as in the case of FIG. That is, the shift between the main signal and the pilot tone is reduced, and the phase fluctuation position in the pilot tone is newly overlapped with the section signal of the main signal. Therefore, the phase noise compensation unit 242 performs phase compensation on a portion where the position of the phase fluctuation in the pilot tone newly overlaps the main signal (denoted as “phase compensation position” in FIG. 5B).

仮に、N=1として1段構成とした場合には、図11に示すように、波長分散補償部241が波長分散の影響を1度に補償してしまうために、主信号とパイロットトーンとが同期した状態にされてしまう。次に、位相雑音補償部242がパイロットトーンの位相変動の位置に対応する主信号の箇所に対して位相変動の補償を行う処理を実行してしまう。そのため、図11では、主信号の右端の位相変動は補償されるが、主信号の誤った位置に対して誤った位相補償が実行されてしまうことになる。
つまり、Nを2以上とすることにより、補償精度を向上させることが期待できる。
If N = 1 and a single-stage configuration is used, as shown in FIG. 11, the chromatic dispersion compensator 241 compensates for the effects of chromatic dispersion at one time. It will be in a synchronized state. Next, the phase noise compensation unit 242 performs a process of compensating for the phase variation at the location of the main signal corresponding to the position of the phase variation of the pilot tone. For this reason, in FIG. 11, the phase fluctuation at the right end of the main signal is compensated, but erroneous phase compensation is executed for the wrong position of the main signal.
That is, it can be expected that the compensation accuracy is improved by setting N to 2 or more.

ここで、位相雑音補償部242の機能例について、図3を用いて説明する(適宜、図2参照)。
位相雑音補償部242は、パイロットトーン抽出部31、位相推定部32、補償量設定部33および位相補償適用部34を備える。
パイロットトーン抽出部31は、受信デジタル信号231からパイロットトーンを抽出する機能を有する。具体的には、パイロットトーン抽出部31は、パイロットトーンの周波数および位相変動成分を通過する通過帯域フィルタ(不図示)を用いて、パイロットトーンを抽出する。なお、位相変動成分の周波数幅は、例えば、数MHz〜数GHzである。また、パイロットトーン抽出部31は、分散補償のための高速フーリエ変換演算によって算出される周波数領域の信号を入力とし、パイロットトーンおよび位相変動成分が位置する周波数に通過帯域フィルタを掛けて、パイロットトーンを抽出することが可能である。また、パイロットトーン抽出部31は、時間ドメインのFIR(Finite Impulse Response)またはIIR(Infinite Impulse Response)によるデジタルフィルタを用いて、パイロットトーンを抽出しても構わない。
Here, a function example of the phase noise compensation unit 242 will be described with reference to FIG. 3 (see FIG. 2 as appropriate).
The phase noise compensation unit 242 includes a pilot tone extraction unit 31, a phase estimation unit 32, a compensation amount setting unit 33, and a phase compensation application unit 34.
The pilot tone extraction unit 31 has a function of extracting a pilot tone from the received digital signal 231. Specifically, the pilot tone extraction unit 31 extracts a pilot tone using a passband filter (not shown) that passes the frequency and phase fluctuation components of the pilot tone. Note that the frequency width of the phase fluctuation component is, for example, several MHz to several GHz. The pilot tone extraction unit 31 receives a frequency domain signal calculated by a fast Fourier transform operation for dispersion compensation, applies a passband filter to the frequency where the pilot tone and the phase fluctuation component are located, and produces a pilot tone. Can be extracted. The pilot tone extraction unit 31 may extract pilot tones using a digital filter based on time domain FIR (Finite Impulse Response) or IIR (Infinite Impulse Response).

位相推定部32は、パイロットトーンの位相変動を検出し、変動した位相を推定する機能を有する。具体的には、位相推定部32は、送信側で主信号に重畳したパイロットトーンが既知であることを利用して、検出したパイロットトーンのずれた周波数分だけ逆向きにシフトさせて、パイロットトーンをベースバンドに落とし込み、変動した位相の量を推定することができる。   The phase estimator 32 has a function of detecting the phase variation of the pilot tone and estimating the varied phase. Specifically, the phase estimation unit 32 uses the fact that the pilot tone superimposed on the main signal on the transmission side is known, and shifts the pilot tone by the opposite amount by the shifted frequency of the detected pilot tone. Into the baseband, and the amount of phase fluctuation can be estimated.

補償量設定部33は、位相推定部32で推定された変動した位相の量に対して、重み係数を掛けて、位相補償量を算出する機能を有する。
位相補償適用部34は、補償量設定部33によって算出された位相補償量を、受信デジタル信号231に適用し、位相変動を補償する機能を有する。
The compensation amount setting unit 33 has a function of calculating a phase compensation amount by multiplying the amount of the changed phase estimated by the phase estimation unit 32 by a weighting factor.
The phase compensation application unit 34 has a function of applying the phase compensation amount calculated by the compensation amount setting unit 33 to the received digital signal 231 to compensate for phase fluctuation.

ここで、受信デジタル信号231の位相変動を補償する方法に関して、2つの方法について説明する。
1つ目の方法は、受信デジタル信号231を複素数として表される信号から位相角で表される信号に変換した上で位相補償を行うものである。この場合、位相推定部32は、複素信号の実部と虚部の値を用いて、予め実部と虚部との値の組および位相角の関係が記憶されたメモリテーブルを参照して、位相角を求める。なお、メモリテーブルは、例えば、Arctan(虚部/実部)を用いて、(虚部/実部)の値と位相角とを事前に計算して生成されればよい。また、位相推定部32は、例えば、Arctan(虚部/実部)を演算して、位相角を求めてもよい。そして、位相補償適用部34は、推定された位相角とは逆向きの位相角を再び複素数で表される位相補償量に変換し、受信デジタル信号231に適用する。当該逆向きの変換でもメモリテーブルを利用することも可能である。
Here, two methods will be described with respect to a method for compensating for the phase fluctuation of the received digital signal 231.
The first method performs phase compensation after converting the received digital signal 231 from a signal represented as a complex number to a signal represented by a phase angle. In this case, the phase estimation unit 32 uses the real part and imaginary part values of the complex signal to refer to the memory table in which the relationship between the real part and the imaginary part value and the relationship between the phase angles is stored in advance. Find the phase angle. The memory table may be generated by, for example, calculating the value of (imaginary part / real part) and the phase angle in advance using Arctan (imaginary part / real part). Further, the phase estimation unit 32 may calculate, for example, Arctan (imaginary part / real part) to obtain the phase angle. Then, the phase compensation application unit 34 converts the phase angle opposite to the estimated phase angle again into a phase compensation amount represented by a complex number, and applies it to the received digital signal 231. The memory table can also be used for the reverse conversion.

2つ目の方法は、複素数で表される位相情報を、そのまま利用するものである。補償量設定部33は、位相推定部32で推定された変動した位相とは逆向きの位相の量を示す複素信号に対して、重み係数を掛けて位相補償量を算出する。位相補償適用部34は、位相補償量の複素信号と受信デジタル信号231の複素信号との複素乗算処理を実行する。この際、逆向きの位相の量は、変動した位相の量に対して複素共役で表現できる。   The second method uses phase information represented by complex numbers as it is. The compensation amount setting unit 33 calculates a phase compensation amount by multiplying a complex signal indicating the amount of phase opposite to the changed phase estimated by the phase estimation unit 32 by a weighting factor. The phase compensation application unit 34 performs a complex multiplication process of the complex signal of the phase compensation amount and the complex signal of the received digital signal 231. At this time, the phase amount in the reverse direction can be expressed as a complex conjugate with respect to the amount of the phase that has changed.

図2に戻って、パイロットトーン除去部243は、N段目の位相雑音補償部242の出力信号から、パイロットトーンを除去して、主信号を取り出す機能を有する。
適応等化部244は、偏波モード分散補償を実行する機能を有する。
周波数オフセット補償部245は、周波数オフセット量を推定し、周波数オフセット補償を実行する機能を有する。
Returning to FIG. 2, the pilot tone removing unit 243 has a function of removing the pilot tone from the output signal of the N-th phase noise compensating unit 242 and extracting the main signal.
The adaptive equalization unit 244 has a function of executing polarization mode dispersion compensation.
The frequency offset compensation unit 245 has a function of estimating a frequency offset amount and executing frequency offset compensation.

搬送波位相同期部246は、搬送波と同期をとる機能を有する。
シンボル識別部247は、主信号からシンボル系列を復調し、送信側から送信された元のデータを出力する機能を有する。
The carrier phase synchronization unit 246 has a function of synchronizing with the carrier wave.
The symbol identification unit 247 has a function of demodulating a symbol series from the main signal and outputting original data transmitted from the transmission side.

次に、デジタル信号処理部24の波長分散補償部241および位相雑音補償部242のN段の処理をシミュレーションした結果について、図6を用いて説明する(適宜、図1〜3参照)。シミュレーションは、図1に示す光送受信システム100と同様の構成の実験系を構築し、光受信装置2において受信デジタル信号231をコンピュータに取り込み、オフラインでデジタル信号処理部24の処理を模して行った。なお、波長分散補償部241の1段当りの分散補償量は、分散補償量のトータルのN分の1となるようにした。   Next, simulation results of N-stage processing of the chromatic dispersion compensation unit 241 and the phase noise compensation unit 242 of the digital signal processing unit 24 will be described with reference to FIG. 6 (see FIGS. 1 to 3 as appropriate). The simulation is performed by constructing an experimental system having the same configuration as that of the optical transmission / reception system 100 shown in FIG. 1, capturing the received digital signal 231 in the computer in the optical receiver 2, and simulating the processing of the digital signal processing unit 24 offline. It was. The dispersion compensation amount per stage of the chromatic dispersion compensation unit 241 is set to be 1 / N of the total dispersion compensation amount.

図6では、横軸は伝送距離(km)、縦軸はQ値(dB)を表している。そして、繰り返しの段数Nは、N=4の場合と、N=1の場合とを表している。伝送距離が200kmの場合には、N=4の場合およびN=1の場合の双方とも、Q値はほぼ同じであった。この理由は、伝送距離が200kmでは、伝送距離が短いので、N=4の場合であっても、N=1の場合と同様に、主信号とパイロットトーンとがほぼ同期していたためと考えられる。それに対して、伝送距離が長くなるに従って、N=4の場合のQ値とN=1の場合のQ値との差が大きくなっている。この理由は、図5(a)(b)に示したように、段数をN=4として、波長分散に伴うズレの量を徐々に変更していくことによって、パイロットトーンと主信号との重なり部分を変更できるようになったためと考えられる。   In FIG. 6, the horizontal axis represents the transmission distance (km), and the vertical axis represents the Q value (dB). The number N of repeated stages represents a case where N = 4 and a case where N = 1. When the transmission distance was 200 km, the Q value was almost the same in both cases of N = 4 and N = 1. This is because the transmission distance is short when the transmission distance is 200 km, and even when N = 4, the main signal and the pilot tone are almost synchronized as in the case of N = 1. . On the other hand, as the transmission distance increases, the difference between the Q value when N = 4 and the Q value when N = 1 increases. The reason for this is that, as shown in FIGS. 5 (a) and 5 (b), the number of stages is set to N = 4, and the amount of deviation due to chromatic dispersion is gradually changed, thereby overlapping the pilot tone and the main signal. This is probably because the part can be changed.

なお、Nの数を大きくするに従ってQ値は改善する傾向を示すが、回路規模やリアルタイム性(演算処理を所定時間内で終了すること)を考慮に入れて、Nを所定の数値に決めることが好ましい。シミュレーション結果によれば、N=3〜5が好適である。   The Q value tends to improve as the number of N is increased, but N is determined to be a predetermined numerical value in consideration of the circuit scale and real-time characteristics (computation processing is terminated within a predetermined time). Is preferred. According to the simulation result, N = 3 to 5 is preferable.

また、図3に示す位相雑音補償部242の補償量設定部33において、位相推定部32で推定された変動した位相の量に重み係数(1以下)を乗算することによって過剰な補償を抑制することができ、図7に示すようにQ値を改善することができる。ところで、図7は、横軸に重み係数、縦軸に相対Q値(重み係数=1の場合を0dBとした。)を表している。パラメータは、伝送距離が800kmおよび1000kmの場合である。
図7より、伝送距離が800kmおよび1000kmのいずれの場合であっても、重み係数が1より小さいときには、Q値が改善していることが分かる。
Further, in the compensation amount setting unit 33 of the phase noise compensation unit 242 shown in FIG. 3, excessive compensation is suppressed by multiplying the amount of the changed phase estimated by the phase estimation unit 32 by a weighting factor (1 or less). The Q value can be improved as shown in FIG. In FIG. 7, the horizontal axis represents the weighting factor, and the vertical axis represents the relative Q value (when the weighting factor = 1, 0 dB). The parameters are for transmission distances of 800 km and 1000 km.
From FIG. 7, it can be seen that the Q value is improved when the weighting coefficient is smaller than 1 regardless of whether the transmission distance is 800 km or 1000 km.

(第2の実施形態)
第2の実施形態は、第1の実施形態のデジタル信号処理部24(図2参照)における波長分散補償部241および位相雑音補償部242のN段構成の箇所を、図8に示すように、波長分散補償部241と位相雑音補償部250に集約した構成を備える。なお、第2の実施形態においては、符号を、デジタル信号処理部24a、位相雑音補償部250と付して説明し、第1の実施形態と同じ機能には同じ符号を付して説明を省略する。
(Second Embodiment)
In the second embodiment, as shown in FIG. 8, the N-stage configuration of the chromatic dispersion compensation unit 241 and the phase noise compensation unit 242 in the digital signal processing unit 24 (see FIG. 2) of the first embodiment is as shown in FIG. The chromatic dispersion compensator 241 and the phase noise compensator 250 are combined. Note that, in the second embodiment, the reference numerals are given as the digital signal processing unit 24a and the phase noise compensation unit 250, and the same functions as those in the first embodiment are given the same reference numerals and the description thereof is omitted. To do.

図8は、第2の実施形態におけるデジタル信号処理部24aの機能例を表している。デジタル信号処理部24aは、位相雑音補償部250の機能が、第1の実施形態の位相雑音補償部242の機能とは異なる。したがって、位相雑音補償部250の機能について、図9を用いて説明する(適宜、図2参照)。   FIG. 8 shows an example of the function of the digital signal processing unit 24a in the second embodiment. In the digital signal processing unit 24a, the function of the phase noise compensation unit 250 is different from the function of the phase noise compensation unit 242 of the first embodiment. Therefore, the function of the phase noise compensation unit 250 will be described with reference to FIG. 9 (see FIG. 2 as appropriate).

図9に示すように、位相雑音補償部250は、受信デジタル信号231に対しては、位相補償適用部34と波長分散補償部241とが交互に繰り返され、N段目では、位相補償適用部(N)34のみが構成される。また、位相雑音補償部250は、パイロットトーンに対しては、パイロットトーン抽出部31、位相推定部32の順で処理した後、位相推定部32の出力側に分散低減フィルタ35を(N−1)段接続する構成を備える。また、位相雑音補償部250は、位相推定部32の出力信号を補償量設定部(1)33を介して位相補償適用部(1)34に入力し、分散低減フィルタ(M)35の出力信号を補償量設定部(M+1)33を介して位相補償適用部(M+1)34に入力する構成を備える。ただし、N>M≧1である。このようにして、位相雑音補償部250は、受信デジタル信号231に対しては、波長分散補償部241と位相補償適用部34とを交互に複数接続し、波長分散または位相変動の少なくとも一方を補償することができる。   As shown in FIG. 9, in the phase noise compensation unit 250, for the received digital signal 231, the phase compensation application unit 34 and the chromatic dispersion compensation unit 241 are alternately repeated, and in the Nth stage, the phase compensation application unit Only (N) 34 is configured. The phase noise compensation unit 250 processes the pilot tone in the order of the pilot tone extraction unit 31 and the phase estimation unit 32, and then applies a dispersion reduction filter 35 to the output side of the phase estimation unit 32 (N-1). ) It has a configuration to connect in stages. Further, the phase noise compensation unit 250 inputs the output signal of the phase estimation unit 32 to the phase compensation application unit (1) 34 via the compensation amount setting unit (1) 33, and outputs the output signal of the dispersion reduction filter (M) 35. Is input to the phase compensation application unit (M + 1) 34 via the compensation amount setting unit (M + 1) 33. However, N> M ≧ 1. In this way, the phase noise compensation unit 250 alternately connects a plurality of chromatic dispersion compensation units 241 and phase compensation application units 34 to the received digital signal 231 to compensate for at least one of chromatic dispersion or phase fluctuation. can do.

第1の実施形態では、パイロットトーンは、位相雑音補償部242のパイロットトーン抽出部31において、N段の繰り返しのたびに抽出されていた。しかし、周波数ωPTのパイロットトーンの位相変動の帯域幅の、波長分散補償部241によって補償される波長分散の帯域幅に対する比が所定値より小さいとき、パイロットトーンの位相変動の帯域幅は、波長分散補償部241の処理を実行してもほとんど変化しない。そこで、図9に示すように、パイロットトーン抽出部31が、パイロットトーンの抽出を1度のみ実行する。そして、分散低減フィルタ(1)35〜(N−1)35それぞれは、波長分散補償部(2)241〜(N)241それぞれの波長分散量に等しい波長分散量をパイロットトーンから低減する機能を有する。このような構成を備えることで、第1の実施形態の波長分散補償部241(図2参照)のN段構成の機能と同等の効果を得ることができる。ただし、分散低減フィルタ(M)35に設定される波長分散量は、波長分散補償部(M+1)241に設定される波長分散量に等しいものとする。なお、補償量設定部33は、位相補償量の微調整に用いられる。また、分散低減フィルタ35は、パイロットトーンに対して作用させるだけであるので、その回路規模は、受信デジタル信号231に対する回路規模より小さくてよい。また、第2の実施形態のように、パイロットトーンの位相変動の帯域幅に対する、波長分散補償部241によって補償される波長分散の帯域幅の比が所定値より小さい場合には、図9に示す回路のNの値が、第1の実施形態の場合における段数Nの値より小さくても、第1の実施形態の場合よりもQ値が高くなるというシミュレーション結果が得られている。 In the first embodiment, the pilot tone is extracted every time N stages are repeated in the pilot tone extraction unit 31 of the phase noise compensation unit 242. However, when the ratio of the phase variation bandwidth of the pilot tone at the frequency ω PT to the bandwidth of the chromatic dispersion compensated by the chromatic dispersion compensation unit 241 is smaller than a predetermined value, the bandwidth of the phase variation of the pilot tone is Even if the processing of the dispersion compensator 241 is executed, it hardly changes. Therefore, as shown in FIG. 9, the pilot tone extraction unit 31 performs pilot tone extraction only once. Each of the dispersion reduction filters (1) 35 to (N-1) 35 has a function of reducing the chromatic dispersion amount equal to the chromatic dispersion amounts of the chromatic dispersion compensation units (2) 241 to (N) 241 from the pilot tone. Have. By providing such a configuration, an effect equivalent to the function of the N-stage configuration of the chromatic dispersion compensation unit 241 (see FIG. 2) of the first embodiment can be obtained. However, it is assumed that the chromatic dispersion amount set in the dispersion reduction filter (M) 35 is equal to the chromatic dispersion amount set in the chromatic dispersion compensation unit (M + 1) 241. The compensation amount setting unit 33 is used for fine adjustment of the phase compensation amount. Further, since the dispersion reduction filter 35 only acts on the pilot tone, the circuit scale may be smaller than the circuit scale for the received digital signal 231. Further, as in the second embodiment, when the ratio of the bandwidth of the chromatic dispersion compensated by the chromatic dispersion compensation unit 241 to the bandwidth of the phase fluctuation of the pilot tone is smaller than a predetermined value, it is shown in FIG. A simulation result is obtained that the Q value is higher than that of the first embodiment even if the value of N of the circuit is smaller than the value of the number of stages N in the case of the first embodiment.

(第3の実施形態)
第3の実施形態は、図9に示す第2の実施形態の位相雑音補償部250の機能の中で、分散低減フィルタ35の代わりに、遅延量低減部36を備える点において異なる。なお、第3の実施形態の位相雑音補償部251の機能例を、図10に示す。
第2の実施形態の場合よりもさらに位相変動の帯域幅が小さい場合、つまり、位相変動の帯域幅が分散低減フィルタ35で付与する波長分散の帯域幅より非常に小さい場合、分散低減フィルタ35は、波長分散に伴う前記受信デジタル信号の歪みの中で単なる遅延として作用するため、第3の実施形態では、帯域通過フィルタの機能を有する必要はなく遅延量低減部36として回路を簡略化できる。したがって、第3の実施形態の回路規模は、第1,第2の実施形態の回路規模より、小さくすることができる。なお、補償量設定部33は、位相補償量の微調整に用いられる。また、分散低減フィルタ35を用いて、実質的に波長分散に伴う遅延を補償しても構わない。
遅延量低減部36によって低減される遅延量τは、次式(1)を用いて求めることができる。
(Third embodiment)
The third embodiment differs from the phase noise compensation unit 250 of the second embodiment shown in FIG. 9 in that a delay amount reduction unit 36 is provided instead of the dispersion reduction filter 35. An example of the function of the phase noise compensation unit 251 of the third embodiment is shown in FIG.
When the bandwidth of phase fluctuation is smaller than that of the second embodiment, that is, when the bandwidth of phase fluctuation is much smaller than the bandwidth of chromatic dispersion applied by the dispersion reduction filter 35, the dispersion reduction filter 35 is In the third embodiment, since it acts as a mere delay in the distortion of the received digital signal due to chromatic dispersion, it is not necessary to have a function of a band pass filter, and the circuit can be simplified as the delay amount reducing unit 36. Therefore, the circuit scale of the third embodiment can be made smaller than the circuit scale of the first and second embodiments. The compensation amount setting unit 33 is used for fine adjustment of the phase compensation amount. Further, the dispersion reduction filter 35 may be used to substantially compensate for the delay due to chromatic dispersion.
The delay amount τ reduced by the delay amount reducing unit 36 can be obtained using the following equation (1).

Figure 0005681743

ただし、Dは波長分散パラメータ、Lは遅延に対する伝送距離、λは主信号の中心波長、cは光速、nは図10中のカッコ()内の数字である。
Figure 0005681743

Here, D is a chromatic dispersion parameter, L n is a transmission distance with respect to delay, λ C is the center wavelength of the main signal, c 0 is the speed of light, and n is a number in parentheses () in FIG.

(第4の実施形態)
第4の実施形態は、第1〜第3の実施形態のいずれかと同様の機能を備えるので、図示を省略する(適宜、図2,3,9,10参照)。なお、第4の実施形態では、位相補償量に付加する重み係数や補償分散量の設定の細かさを、信号電力の大きさ(レベルダイヤ)に依存して変化する点を特徴としている。
(Fourth embodiment)
Since the fourth embodiment has the same function as any of the first to third embodiments, illustration is omitted (see FIGS. 2, 3, 9, and 10 as appropriate). Note that the fourth embodiment is characterized in that the fineness of setting the weighting coefficient added to the phase compensation amount and the compensation dispersion amount varies depending on the magnitude (level diagram) of the signal power.

光送信装置1から送信された信号の信号電力は、光ファイバ伝送路5を伝搬するとともに、光ファイバの損失により減少する。また、光ファイバ伝送路5で生じる非線形光学効果にともなう位相回転量は信号電力に比例するので、信号電力が高い領域では、大きな位相回転を受ける。つまり、大きな位相回転を受けた伝送領域での位相補償量を大きくすれば、伝送特性を改善することができる。   The signal power of the signal transmitted from the optical transmitter 1 propagates through the optical fiber transmission line 5 and decreases due to the loss of the optical fiber. In addition, since the amount of phase rotation due to the nonlinear optical effect generated in the optical fiber transmission line 5 is proportional to the signal power, it undergoes a large phase rotation in a region where the signal power is high. That is, if the amount of phase compensation in the transmission region subjected to a large phase rotation is increased, the transmission characteristics can be improved.

例えば、光ファイバ伝送路5の信号電力のレベルダイヤに応じて、信号電力が高い伝送領域では、波長分散補償部241は補償分散量を細かく設定し、位相雑音補償部242の補償量設定部33は、重み係数を大きくして位相補償量を大きく算出するとよい。   For example, in the transmission region where the signal power is high in accordance with the signal power level diagram of the optical fiber transmission line 5, the chromatic dispersion compensation unit 241 finely sets the compensation dispersion amount, and the compensation amount setting unit 33 of the phase noise compensation unit 242. In this case, it is preferable to increase the phase compensation amount by increasing the weight coefficient.

以上、本実施形態の光受信装置2は、主信号に対して、主信号とは異なる波長のパイロットトーンを重畳した信号光を、光ファイバ伝送路5を経由して受信し、パイロットトーンから位相変動を検出し、変動した位相を推定する。光受信装置2は、波長分散に応じて主信号とパイロットトーンとの時間的なズレを少しずつ調整しつつ、パイロットトーンの位相変動の位置に重なる主信号の位置の位相変動を補償する。そのため、光受信装置2は、波長分散補償部241による波長分散補償と位相雑音補償部242による位相変動補償とを繰り返し実行する。波長分散補償部241は、波長分散に伴う分散量のトータルを満足するように、各段において分散補償量として割り当てて、当該分散補償量に対応してズレを補償する。また、位相雑音補償部242は、パイロットトーンを抽出して、変動する位相の量を推定し、推定した位相とは逆向きの位相を有する位相補償量を主信号に適用して、位相変動を補償する。   As described above, the optical receiver 2 of the present embodiment receives the signal light in which the pilot tone having a wavelength different from that of the main signal is superimposed on the main signal via the optical fiber transmission line 5, and outputs the phase from the pilot tone. Change is detected and the changed phase is estimated. The optical receiver 2 compensates for the phase fluctuation of the position of the main signal that overlaps the position of the phase fluctuation of the pilot tone, while gradually adjusting the temporal deviation between the main signal and the pilot tone according to the chromatic dispersion. Therefore, the optical receiver 2 repeatedly executes chromatic dispersion compensation by the chromatic dispersion compensation unit 241 and phase fluctuation compensation by the phase noise compensation unit 242. The chromatic dispersion compensator 241 allocates a dispersion compensation amount at each stage so as to satisfy the total dispersion amount accompanying the chromatic dispersion, and compensates for the deviation corresponding to the dispersion compensation amount. Further, the phase noise compensation unit 242 extracts the pilot tone, estimates the amount of the fluctuating phase, applies a phase compensation amount having a phase opposite to the estimated phase to the main signal, and performs the phase variation. To compensate.

また、補償量設定部33が、推定位相角の時間波形に対して、重み係数を掛けて、位相補償量を算出する場合、N段中の各段において算出される推定位相角の中で、強調する推定位相角に対して大きな重み係数を掛けるようにしてもよい。   Further, when the compensation amount setting unit 33 calculates the phase compensation amount by multiplying the time waveform of the estimated phase angle by a weighting factor, among the estimated phase angles calculated in each of the N stages, A large weighting factor may be applied to the estimated phase angle to be emphasized.

また、図2に示すデジタル信号処理部24において、周波数オフセット補償部245を有しない構成としても構わない。   Further, the digital signal processing unit 24 illustrated in FIG. 2 may be configured without the frequency offset compensation unit 245.

また、図2では、波長分散補償部241と位相雑音補償部242とを組としてN段(N≧2)の構成とするように説明したが、N段目の最後の位相雑音補償部242を省略した構成であっても構わない。   In FIG. 2, the chromatic dispersion compensation unit 241 and the phase noise compensation unit 242 are described as having a configuration of N stages (N ≧ 2). The configuration may be omitted.

また、本実施形態では、パイロットトーンが1つの場合について説明したが、パイロットトーンが複数ある場合には、パイロットトーンごとに本実施形態で説明した構成を並列に複数備えてもよい。   In the present embodiment, the case where there is one pilot tone has been described. However, when there are a plurality of pilot tones, a plurality of configurations described in the present embodiment may be provided in parallel for each pilot tone.

また、本実施形態では、デジタル信号処理部24において、受信デジタル信号231を電気信号の入力として処理を実行するように説明したが、その入力は必ずしもデジタル信号に限られる必要はない。
また、波長分散補償部241は、分散低減フィルタ35と同様の機能を備えるようにしてもよい。
Further, in the present embodiment, the digital signal processing unit 24 has been described as executing processing with the received digital signal 231 as an input of an electrical signal, but the input is not necessarily limited to a digital signal.
Further, the chromatic dispersion compensation unit 241 may have the same function as the dispersion reduction filter 35.

1 光送信装置
2 光受信装置
5 光ファイバ伝送路
21 偏波多重光ハイブリッド部(受信部)
22 光電気変換部(受信部)
24,24a デジタル信号処理部
31 パイロットトーン抽出部
32 位相推定部
33 補償量設定部
34 位相補償適用部
35 分散低減フィルタ
36 遅延量低減部
111 変調光(信号光)
231 受信デジタル信号(電気信号)
241 波長分散補償部
242,250 位相雑音補償部
243 パイロットトーン除去部
244 適応等化部
245 周波数オフセット補償部
246 搬送波位相同期部
247 シンボル識別部
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Optical transmitter 2 Optical receiver 5 Optical fiber transmission line 21 Polarization multiplexing optical hybrid part (receiver)
22 Photoelectric converter (receiver)
24, 24a Digital signal processing unit 31 Pilot tone extraction unit 32 Phase estimation unit 33 Compensation amount setting unit 34 Phase compensation application unit 35 Dispersion reduction filter 36 Delay amount reduction unit 111 Modulated light (signal light)
231 Received digital signal (electrical signal)
241 Wavelength dispersion compensation unit 242, 250 Phase noise compensation unit 243 Pilot tone removal unit 244 Adaptive equalization unit 245 Frequency offset compensation unit 246 Carrier phase synchronization unit 247 Symbol identification unit

Claims (8)

主信号に対して、前記主信号とは周波数成分の異なるパイロットトーンを重畳した信号光を、光ファイバ伝送路を経由して受信し、電気信号に変換する受信部と、
前記受信部から出力された電気信号に対して波長分散を補償し、その波長分散を補償した電気信号を出力する第1の波長分散補償部と、
前記第1の波長分散補償部から出力される電気信号を受信し、波長分散および位相変動を補償した電気信号を出力する位相雑音補償部と、
を備え、
前記位相雑音補償部は、
前記第1の波長分散補償部の出力に対して第1の補償量設定部から出力される位相補償量に対応する位相変動を補償した電気信号を出力する第1の位相補償適用部と、
前記第1の位相補償適用部の出力に対して波長分散を補償し、その波長分散を補償した電気信号を出力する第2の波長分散補償部と、
前記第2の波長分散補償部の出力に対して第2の補償量設定部から出力される位相補償量に対応する位相変動を補償した電気信号を出力する第2の位相補償適用部と、
を直列に接続し、
前記第1の波長分散補償部の出力から前記パイロットトーンを抽出するパイロットトーン抽出部と、
前記パイロットトーンの位相変動を検出し、変動した位相の量を推定する位相推定部と、
前記位相推定部によって推定された前記位相の量に対して、前記第2の波長分散補償部と同量の波長分散を補償する第1の分散低フィルタと、
を直列に接続し、
前記第1の補償量設定部は、前記位相推定部によって推定された前記位相の量に所定の重み係数を掛けて、前記位相補償量を算出し、前記第1の位相補償適用部に出力し、
前記第2の補償量設定部は、前記第1の分散低フィルタの出力に所定の重み係数を掛けて、前記位相補償量を算出し、前記第2の位相補償適用部に出力する、
ことを特徴とする光受信装置。
A receiving unit that receives a signal light in which a pilot tone having a frequency component different from that of the main signal is superimposed on the main signal via an optical fiber transmission line, and converts the signal light into an electric signal;
A first chromatic dispersion compensator that compensates chromatic dispersion for the electrical signal output from the receiver, and outputs an electrical signal compensated for the chromatic dispersion;
A phase noise compensation section for outputting an electrical signal to receive electrical signals, and compensates for the chromatic dispersion and phase fluctuations output from the first wavelength dispersion compensating unit,
With
The phase noise compensation unit is
A first phase compensation application unit for outputting an electrical signal to compensate for phase variations corresponding to the phase compensation amount output from the first compensation amount setting unit for the output of the first wavelength dispersion compensating unit,
A second wavelength dispersion compensating unit compensates for the wavelength dispersion, and outputs an electrical signal to compensate for the chromatic dispersion with respect to the output of said first position phase compensation application unit,
Second position phase compensation application unit for outputting an electrical signal to compensate for phase variations corresponding to the phase compensation amount output from the second auxiliary償量setting unit for the output of the second wavelength dispersion compensator When,
Connected in series,
A pilot tone extractor for extracting the pilot tones from the output of the first wavelength dispersion compensating unit,
Detecting a phase variation of the pilot tone and estimating an amount of the varied phase;
Relative to the amount of said phase estimated by the phase estimation unit, a first dispersion low reduction filter for compensating the chromatic dispersion of the second wavelength dispersion compensator and the same amount,
Connected in series,
It said first auxiliary償量setting unit is multiplied by a predetermined weighting factor to the amount of the phase estimated by the phase estimation unit calculates the phase compensation amount, the first place phase compensation application unit Output,
It said second auxiliary償量setting unit, the first is multiplied by the predetermined weighting factor to the output of the frequency Chihiku down filter, calculates the phase compensation amount, outputted to the second position phase compensation application unit To
An optical receiver characterized by that.
前記第1の分散低減フィルタは、前記第2の波長分散補償部と同量の波長分散に伴う遅延を補償する
ことを特徴とする請求項1に記載の光受信装置。
The first distributed reduction filter, an optical receiving apparatus according to claim 1, characterized in that to compensate for the delay caused by the wavelength dispersion of the second wavelength dispersion compensator and the same amount.
前記第2の波長分散補償部は、前記光ファイバ伝送路の信号電力のレベルダイヤに対応して波長分散の補償量を変化させ、
前記第1の補償量設定部および前記第2の補償量設定部は、前記光ファイバ伝送路の信号電力のレベルダイヤに対応して前記重み係数を変化させる
ことを特徴とする請求項1または請求項2に記載の光受信装置。
The second wavelength dispersion compensating unit changes the compensation amount of the chromatic dispersion corresponding to the level diagram of the signal power of the optical fiber transmission line,
The first compensation amount setting unit and the second auxiliary償量setting unit, according to claim 1 corresponding to the level diagram of the signal power of the optical fiber transmission line, characterized in that changing the weighting factor or The optical receiver according to claim 2.
前記位相雑音補償部は、さらに
第n(n≧2)の位相補償適用部の出力に対して波長分散を補償し、その波長分散を補償した電気信号を出力する第n+1の波長分散補償部と、
前記第n+1の波長分散補償部の出力に対して第n+1の補償量設定部から出力される位相補償量に対応する位相変動を補償した電気信号を出力する第n+1の位相補償適用部と、
を直列に接続し、
第n−1の分散低フィルタの出力側に、前記第n+1の波長分散補償部と同量の波長分散を補償する第nの分散低フィルタを接続し、
前記第n+1の補償量設定部は、前記第nの分散低フィルタの出力に所定の重み係数を掛けて、前記位相補償量を算出し、前記第n+1の位相補償適用部に出力する、
ことを特徴とする請求項1に記載の光受信装置。
The phase noise compensation section further compensates for the chromatic dispersion with respect to the output of the position phase compensation application unit of the n (n ≧ 2), wavelength dispersion compensation of the n + 1 for outputting an electrical signal to compensate for the chromatic dispersion And
(N + 1) th digit phase compensation application unit for outputting an electrical signal to compensate for phase variations corresponding to the phase compensation amount output from the (n + 1) of the complement償量setting unit for the output of the wavelength dispersion compensator of the first n + 1 When,
Connected in series,
The output side of the frequency Chihiku down filter of the n-1, connecting the partial Chihiku decrease filter of the n for compensating the chromatic dispersion of wavelength dispersion compensator and the same amount of the first n + 1,
Complement償量setting unit of the first n + 1, the multiplying the predetermined weighting factor to the output of the frequency Chihiku down filter of the n, calculates the phase compensation amount, outputted to the position phase compensation application unit of the first n + 1 To
The optical receiver according to claim 1.
前記第nの分散低減フィルタは、前記第n+1の波長分散補償部と同量の波長分散に伴う遅延を補償する
ことを特徴とする請求項4に記載の光受信装置。
The distributed reduction filter of n-th optical receiving apparatus according to claim 4, characterized in that to compensate for the delay caused by the wavelength dispersion of the wavelength dispersion compensator and the same amount of the first n + 1.
前記第n+1の波長分散補償部は、前記光ファイバ伝送路の信号電力のレベルダイヤに対応して波長分散の補償量を変化させ、
前記第n+1の補償量設定部は、前記光ファイバ伝送路の信号電力のレベルダイヤに対応して前記重み係数を変化させる
ことを特徴とする請求項4または請求項5に記載の光受信装置。
The wavelength dispersion compensator of the n + 1 changes the compensation amount of the chromatic dispersion corresponding to the level diagram of the signal power of the optical fiber transmission line,
The auxiliary償量setting portion of the n + 1, the optical receiving apparatus according to claim 4 or claim 5 in response to the level diagram of the signal power of the optical fiber transmission line, characterized in that changing the weighting factor .
主信号に対して、前記主信号とは周波数成分の異なるパイロットトーンを重畳した信号光を、光ファイバ伝送路を経由して受信する光受信装置の光受信方法であって、
前記光受信装置は、
前記受信した信号光を電気信号に変換する受信部と、
前記受信部から出力された電気信号に対して波長分散を補償し、その波長分散を補償した電気信号を出力する第1の波長分散補償部と、
第1の位相補償適用部および第2の位相補償適用部と、第2の波長分散補償部と、第1の補償量設定部および第2の補償量設定部と、パイロットトーン抽出部と、位相推定部と、第1の分散低減フィルタと
を備えており、
前記光受信装置は、
前記第1の位相補償適用部において、前記第1の波長分散補償部の出力に対して前記第1の補償量設定部から出力される位相補償量に対応する位相変動を補償した電気信号を前記第2の波長分散補償部に出力するステップを実行し、
前記第2の波長分散補償部において、前記第1の位相補償適用部の出力に対して波長分散を補償し、その波長分散を補償した電気信号を前記第2の位相補償適用部に出力するステップを実行し、
前記第2の位相補償適用部において、前記第2の波長分散補償部の出力に対して前記第2の補償量設定部から出力される位相補償量に対応する位相変動を補償した電気信号を出力するステップを実行し、
前記パイロットトーン抽出部において、前記第1の波長分散補償部の出力から前記パイロットトーンを抽出するステップを実行し、
前記位相推定部において、前記パイロットトーンの位相変動を検出し、変動した位相の量を推定するステップを実行し、
前記第1の分散低フィルタにおいて、前記位相推定部によって推定された前記位相の量に対して、前記第2の波長分散補償部の出力と同量の波長分散を補償するステップを実行し、
前記第1の補償量設定部において、前記位相推定部によって推定された前記位相の量に所定の重み係数を掛けて、前記位相補償量を算出し、前記第1の位相補償適用部に出力するステップを実行し、
前記第2の補償量設定部において、前記第1の分散低フィルタの出力に所定の重み係数を掛けて、前記位相補償量を算出し、前記第2の位相補償適用部に出力するステップを実行することを特徴とする光受信方法。
An optical reception method of an optical receiver for receiving a signal light in which a pilot tone having a frequency component different from that of the main signal is superimposed on a main signal via an optical fiber transmission line,
The optical receiver is
A receiving unit for converting the received signal light into an electrical signal;
A first chromatic dispersion compensator that compensates chromatic dispersion for the electrical signal output from the receiver, and outputs an electrical signal compensated for the chromatic dispersion;
A first phase compensation applying unit and the second phase compensation applying unit, and a second wavelength dispersion compensating unit, a first compensation amount setting unit and the second compensation amount setting unit, and a pilot tone extractor, A phase estimator and a first dispersion reduction filter;
The optical receiver is
In the first place phase compensation application unit, it has been compensated for phase variation corresponding to the phase compensation amount output from the first auxiliary償量setting unit for the output of the first wavelength dispersion compensator electrical perform the step of outputting a signal to said second wavelength dispersion compensating unit,
In the second wavelength dispersion compensator compensates for chromatic dispersion with respect to the output of said first position phase compensation application unit, an electrical signal to compensate for the chromatic dispersion in the second position phase compensation application unit Execute the output step,
In the second position phase compensation application unit, it has been compensated for phase variation corresponding to the phase compensation amount output from the second auxiliary償量setting unit for the output of the second wavelength dispersion compensator electrical Execute the step of outputting the signal,
In the pilot tone extractor, it performs the step of extracting the pilot tones from the output of the first wavelength dispersion compensating unit,
In the phase estimation unit, detecting a phase variation of the pilot tone and estimating the amount of phase variation,
In the first minute Chihiku down filter, performs the steps relative to the amount of the phase estimated by the phase estimation section, compensates for the chromatic dispersion of the output the same amount of the second wavelength dispersion compensator And
In the first auxiliary償量setting unit, by multiplying the predetermined weighting factor to the amount of the phase estimated by the phase estimation unit calculates the phase compensation amount, the first place phase compensation application unit Execute the output step,
In the second auxiliary償量setting unit, by multiplying a predetermined weighting coefficient to the output of said first partial Chihiku down filter, calculates the phase compensation amount, outputted to the second position phase compensation application unit An optical receiving method characterized by executing the step of:
前記光受信装置は、さらに、第n+1(n≧2)の波長分散補償部と、第n+1の位相補償適用部と、第nの分散低フィルタと、第n+1の補償量設定部と、を備えており、
前記第n+1の波長分散補償部において、第nの位相補償適用部の出力に対して波長分散を補償し、その波長分散を補償した電気信号を前記第n+1の位相補償適用部に出力するステップを実行し、
前記第n+1の位相補償適用部において、前記第n+1の波長分散補償部の出力に対して前記第n+1の補償量設定部から出力される位相補償量に対応する位相変動を補償した電気信号を出力するステップを実行し、
前記第nの分散低フィルタにおいて、第n−1の分散低フィルタの出力に対して、前記第n+1の波長分散補償部と同量の波長分散を補償するステップを実行し、
前記第n+1の補償量設定部において、前記第nの分散低フィルタの出力に所定の重み係数を掛けて、前記位相補償量を算出し、前記第n+1の位相補償適用部に出力するステップを実行する、
ことを特徴とする請求項7に記載の光受信方法。
The light receiving device may further include a wavelength dispersion compensator of the first n + 1 (n ≧ 2), and (n + 1) th digit phase compensation application unit, and minutes Chihiku down filter of the n, complement償量setting of the n + 1 Department, and
In wavelength dispersion compensator of the first n + 1, to compensate the chromatic dispersion with respect to the output of the position phase compensation application unit of the n, it outputs an electrical signal to compensate for the chromatic dispersion in the position phase compensation application unit of the first n + 1 Perform the steps to
In position phase compensation application unit of the first n + 1, and compensates for a phase variation corresponding to the phase compensation amount output from the (n + 1) th auxiliary償量setting unit for the output of the wavelength dispersion compensator of the first n + 1 electrical Execute the step of outputting the signal,
In minute Chihiku down filter of the first n, the output of the frequency Chihiku down filter of the n-1, perform the step of compensating the chromatic dispersion of wavelength dispersion compensator and the same amount of the first n + 1,
In complement償量setting unit of the first n + 1, wherein the output of the frequency Chihiku down filter of the n multiplied by predetermined weighting coefficients, calculates the amount of phase compensation, output position phase compensation application unit of the first n + 1 Perform the steps to
The optical receiving method according to claim 7.
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